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FACULDADE TALENTOS HUMANOS – FACTHUS

MARCO TÚLIO FRANCHI

AMPLIFICADOR DE ÁUDIO CLASSE D

UBERABA – MG

2011



Trabalho de Conclusão de Curso apresentado à Faculdade de Talentos Humanos FACTHUS, como requisito parcial para a obtenção de título de Bacharel em Engenharia Elétrica com Habilitação em Telecomunicações. Orientador: Prof. Eng. Esp. Antonio Carlos Lemos Junior

UBERABA - MG

2011



Trabalho de Conclusão de Curso apresentado à Faculdade Talentos Humanos - FACTHUS, como requisito parcial para obtenção de título de bacharel em Engenharia Elétrica com Habilitação em Telecomunicações. Orientador: Prof. Eng. Esp. Antonio Carlos Lemos Junior

ÁREA DE CONCENTRAÇÃO:

Uberaba, 02 de maio de 2011.

BANCA EXAMINADORA

_____________________________________________________________

Profº. Esp

_____________________________________________________________

Profº. Esp.

_____________________________________________________________

Profº. Msc

AGRADECIMENTOS

Agradeço primeiramente a Deus por ter saúde, a capacidade e a

intelectualidade de aprender. Agradeço também a todos os amigos do curso de

engenharia elétrica, pelos momentos de estudos e descontração. Aos professores

(Adriana Manssim, Alexandre Palis, Ali Ahmad Smid, Antonio Silvério, Arthur, Cleide

Maria, Cynthia Barroso, Diovani Milhorim, Donizete, Elizabeth G. Rutz, Fabrício

Profiro, Gilberto Estevam, Gustavo Castro, João Marcos, José Natal, Jovelino, Julio

Cesar Coelho, Julio Cesar Ferreira, Leandro Aureliano, Luciano Henrique, Luís

Sergio, Luiz Carlos Viana, Marcelo Eustáquio, Marcia Natalia e Wiliam Gigo) que

tanto me ajudaram nos estudos ao longo desses anos e principalmente ao meu

orientador Antonio Carlos Lemos Júnior pelo apoio no desenvolvimento deste

trabalho.

RESUMO

O presente trabalho apresenta o projeto de um amplificador de potência

para sub-woofer operando em classe D, tendo como objetivos conseguir uma

potência 160 Watts associado a um rendimento superior a 90%.

Assim, apresenta-se o projeto do circuito de potência, com comando

modulado em largura de pulso (PWM), a funcionar com freqüência de comutação de

50 Khz. Apresenta-se o projeto do filtro de saída associado, o dos blocos de circuitos

necessários à implementação do condicionamento do sinal de áudio, antes da

geração da modulação por largura de pulsos. Termina o projeto com o comando dos

semicondutores Power MOSFET.

O projeto é simulado em computador, com utilização de modelos

apropriados para cada componente, tentando, desde logo, a previsão do

comportamento da saída e conseqüente análise do rendimento.

Palavras-chave: Alto rendimento. Amplificador Classe “D”.

ABSTRACT

This paper presents the design of a power amplifier for sub-woofer

operating in class D, aiming to achieve a total output of 160 watts associated with a

yield greater than 90%.

Thus, we present the design of the power circuit, with control of pulse

width modulated (PWM), operating with switching frequency of 50 kHz. Shows the

output filter design associate, the circuit blocks needed to implement the conditioning

of the audio signal, before the generation of pulse width modulation. The project ends

with the command of the Power MOSFET semiconductors.

The design is simulated in the computer, using appropriate models for

each component, trying, first, to predict the behavior of output and consequent

analysis of income.

Keywords: High Performance. Class D amplifier.

LISTA DE FIGURAS

FIGURA 2.1 - Produção, propagação e Recepção do som................................... 13

FIGURA 2.2 - Curvas isofônicas correspondentes ao mesmo nível de igual

sensação de intensidade para sons puros.............................................................

14

FIGURA 2.3 - Violão.............................................................................................. 15

FIGURA 3.1 - Transistor NPN e seu símbolo......................................................... 17

FIGURA 3.2 - Polarização de um transistor........................................................... 18

FIGURA 3.3 - Simulação do circuito emissor comum............................................ 19

FIGURA 3.4 - Símbolo de um MOSFET canal N................................................... 20

FIGURA 3.5 - Curva característica ideal................................................................ 21

FIGURA 3.6 - Símbolo Amplificador Operacional.................................................. 26

FIGURA 3.7 - Ganho de tensão e largura de banda.............................................. 27

FIGURA 3.8 - Amplificador inversor....................................................................... 28

FIGURA 3.9 - Amplificador não-inversor................................................................ 30

FIGURA 3.10 - Amplificador comparador de zero.................................................. 30

FIGURA 3.11 - Curva de transferência.................................................................. 31

FIGURA 3.12 - Amplificar integrador e sua curva de transferência....................... 31

FIGURA 3.13 - Curva de entra e saída do integrador............................................ 33

FIGURA 3.14 - As quatro categorias de filtros....................................................... 34

FIGURA 3.15 - Aplicações dos filtros no sistema acústico.................................... 35

FIGURA 3.16 - Ondas envolvidas na modulação PWM......................................... 36

FIGURA 3.17 - Comparador Gerador PWM........................................................... 37

FIGURA 4.1 - Resposta em freqüência da magnitude (dB)................................... 41

FIGURA 4.2 - Amplificador para grandes sinais classe A...................................... 45

FIGURA 4.3 - Variação de sinal no transistor Classe A......................................... 45

FIGURA 4.4 - Rendimento de um amplificador classe A....................................... 46

FIGURA 4.5 - Configuração Push-pull operando em classe B.............................. 46

FIGURA 4.6 - Distorção de Crossover................................................................... 47

FIGURA 4.7 - Rendimento de um amplificador classe B....................................... 47

FIGURA 4.8 - Configuração Push-pull operando em classe AB............................ 48

FIGURA 4.9 - Rendimento de um amplificador classe AB..................................... 49

FIGURA 4.10 - Princípio de funcionamento do amplificador classe D................... 50

FIGURA 4.11 - Rendimento de um amplificador classe D..................................... 50

FIGURA 5.1 - Diagrama de blocos de um amplificador classe D.......................... 51

FIGURA 5.2 - Dois tipos de topologia aplicada nos amplificadores classe D........ 52

FIGURA 5.3 - Gerador de onda triangular............................................................. 54

FIGURA 5.4 - Filtro Butterworth de 2ª Ordem........................................................ 55

FIGURA 6.1 - Filtro passa baixa de segunda ordem............................................. 57

FIGURA 6.2 - Circuito e curva de atenuação do filtro passa baixa simulado........ 58

FIGURA 6.3 - Amplificador Operacional LM324.................................................... 60

FIGURA 6.4 - Simulação do circuito gerador de onda triangular........................... 60

FIGURA 6.5 - Forma de onda obtida na saída do gerador de onda triangular...... 61

FIGURA 6.6 - Circuito comparador PWM.............................................................. 61

FIGURA 6.7 - Sinal PWM variando conforme sinal senoidal................................. 62

FIGURA 6.8 - Circuito gerador de sinal complementar e tempo morto.................. 63

FIGURA 6.9 - Atraso na transição de subida do sinal............................................ 64

FIGURA 6.10 - Folha de dados do Mosfet IRF540................................................ 66

FIGURA 6.11 - Folha de dados do driver de Mosfet IR2010................................. 66

FIGURA 6.12 - Circuito de Potência...................................................................... 67

FIGURA 6.13 - Sinal na carga do amplificador...................................................... 67

SUMÁRIO

1 1. INTRODUÇÂO................................................................................... 11

1.1 Justificativa............................................................................................ 11

1.2 Objetivo................................................................................................. 11

1.3 Organização do trabalho....................................................................... 11

2 SONS E AMPLIFICAÇÃO DE ÁUDIO.................................................. 13

2.1 O som e como ouvimos......................................................................... 13

2.2 Amplificação de áudio........................................................................... 15

3 ELETRÔNICA APLICADA.................................................................... 17

3.1 Transistor Bipolar.................................................................................. 17

3.2 Transistor MOSFET............................................................................... 19

3.2.1 Curva Ideal do MOSFET....................................................................... 20

3.2.2 MOSFET como chave........................................................................... 21

3.2.3 Perdas no MOSFET.............................................................................. 22

3.2.3.1 Perdas no estado de condução............................................................. 22

3.2.3.2 Perdas no estado desligado.................................................................. 23

3.2.3.3 Perdas no período de ligação................................................................ 23

3.2.3.4 Perdas no período de desligamento...................................................... 24

3.2.3.5 Perdas de potência por chaveamento................................................... 24

3.2.3.6 Perda total de potencia no MOSFET..................................................... 25

3.3 Amplificador Operacional...................................................................... 25

3.3.1 Especificações do Amplificador Operacional........................................ 26

3.3.1.1 Impedância de Entrada......................................................................... 26

3.3.1.2 Impedância de Saída............................................................................. 26

3.3.1.3 Ganho de tensão e Banda Passante..................................................... 26

3.3.1.4 Taxa de subida...................................................................................... 27

3.3.2 Alimentação de Amplificadores Operacionais....................................... 28

3.3.3 Aplicações básicas................................................................................ 28

3.3.3.1 Amplificador Inversor............................................................................. 28

3.3.3.2 Amplificador Não-Inversor..................................................................... 29

3.3.3.3 Amplificador Comparador de Zero........................................................ 30

3.3.3.4 Amplificador Integrador Ativo................................................................ 31

3.4 Filtros..................................................................................................... 33

3.4.1 Categoria dos filtros............................................................................... 33

3.4.2 Classificação dos filtros......................................................................... 35

3.4.3 Aplicação dos filtros em sistema de áudio............................................ 35

3.5 Modulação PWM................................................................................... 36

4 AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA..................................................... 38

4.1 Parâmetros técnicos.............................................................................. 38

4.1.1 Potência RMS........................................................................................ 38

4.1.2 Potência PMPO..................................................................................... 39

4.1.3 Rendimento........................................................................................... 39

4.1.4 Magnitude.............................................................................................. 40

4.1.5 Slew Rate.............................................................................................. 41

4.1.6 Distorção............................................................................................... 42

4.1.6.1 Distorção Harmônica Total.................................................................... 42

4.1.7 Relação Sinal / Ruído............................................................................ 43

4.1.8 Sensibilidade......................................................................................... 43

4.1 Classes de Operação............................................................................ 44

4.1.1 Classe A................................................................................................ 44

4.1.2 Classe B................................................................................................ 46

4.1.3 Classe AB.............................................................................................. 48

4.1.4 Classe C................................................................................................ 49

4.1.5 Classe D................................................................................................ 49

5 ELEMENTOS DO AMPLIFICADOR CLASSE D.................................. 51

5.1 Elementos que constituem um amplificador classe D........................... 51

5.1.1 Topologia............................................................................................... 52

5.1.2 Chaves Transistorizadas....................................................................... 53

5.1.3 Modulação do sinal de Áudio................................................................ 53

5.1.4 Filtro Passa Baixas................................................................................ 55

5.1.5 Alto-falantes........................................................................................... 56

6 DIMENSIONAMENTO DOS COMPONENTES E SIMULAÇÕES........ 57

6.1 Projeto do filtro passa baixa.................................................................. 57

6.2 Projeto circuito gerador de onda triangular........................................... 59

6.3 Projeto do modulador PWM.................................................................. 61

6.4 Geração de sinal complementar e tempo morto................................... 63

6.5 Circuito de Potência.............................................................................. 64

7 CONCLUSÃO....................................................................................... 69

8 REFERÊNCIAS.................................................................................... 70

11

1. INTRODUÇÃO

O presente trabalho se inicia com uma breve explicação dos fenômenos

sonoros, a necessidade de se amplificar áudio e seus efeitos na sociedade.

O trabalho foi desenvolvido com a finalidade de mostrar como funciona a

amplificação de sinais de áudio, os tipos de amplificadores existentes juntamente

com suas características.

Dentre vários tipos amplificadores o presente trabalho se enfoca em um

tipo de amplificador chamado de amplificador classe D, o qual apresenta

características importantes. Após apresentação de alguns conceitos necessários de

eletrônica se inicia um enfoque sobre a construção dos amplificadores classe D e

são apresentados cálculos e simulações do funcionamento dos circuitos.

O trabalho finaliza com os resultados das simulações, análise do

rendimento e conclusões.

1.1 Justificativa

O trabalho desenvolvido tem a finalidade de mostrar o funcionamento e

comprovar o alto rendimento dos amplificadores classe D.

1.2 Objetivo

Reduzir o desperdício de energia em temperatura e conseqüentemente

diminuir o tamanho dos dissipadores de calor economizando matéria prima como o

cobre e o alumínio para sua fabricação.

1.3 Organização do trabalho

O presente trabalho está organizado do seguinte modo:

Após a introdução, os capítulos 2 e 3 apresentam uma dissertação sobre

os fenômenos sonoros, a necessidade e os benefícios em se amplificar sons, a

origem do primeiro transistor, uma teoria da eletrônica aplicada e os componentes

necessários na implementação dos amplificadores.

12

Os capítulos 4 e 5 descrevem parâmetros técnicos, alguns tipos de

amplificadores de potência existentes e os elementos constituintes do amplificador

classe D.

O capítulo 6 mostra o estudo de caso para dimensionamento, cálculo,

escolha dos componentes necessários e simulações para análise do funcionamento

e rendimento circuito.

O trabalho finaliza no capítulo 7 com a conclusão.

13

2. SONS E AMPLIFICAÇÃO DE ÁUDIO

Este capítulo apresenta os conceitos fundamentais associados ao som e

ao ouvido humano. Fala ainda da amplificação de sinais de áudio, a necessidade e

sua importância em termos sociais.

2.1. O som e como ouvimos

De acordo com Rumsey (1997). O som é produzido quando um objeto ou

fonte sonora vibra e faz com que o ar que o rodeia se mova.

Assim pode se criar diversos tipos de vibrações como, por exemplo, pela

vibração das cordas de um violão, pelo bater da palma das mãos, pelo vibrar do

cone de um alto falante e até mesmo vibrações emitidas por máquinas. Sendo assim

o que da vida a essas vibrações é o fato do ouvido humano ter sensibilidade para

ouvir essas vibrações e comprovar o fenômeno do som. A figura 2.1 ilustra a

geração do som, a propagação e a percepção auditiva:

FIGURA 2.1 - Produção, propagação e Recepção do som;

FONTE: RODRIGUES, 2010. p1

O ouvido humano funciona como transdutor de variações de pressão do

meio ao redor, para sinais elétricos que são interpretados pelo cérebro e percebidos

pelo ouvinte.

De acordo com Henrique (2002), autor do livro “Acústica musical”, as

características físicas do ouvido impõem limitações em termos de resposta em

freqüência, pelo fato do mesmo atuar como um filtro passa banda em que se

consegue perceber apenas as freqüências que se encontram entre 20Hz até 20KHz.

14

Outro detalhe que se verifica é que o aparelho auditivo não apresenta uma resposta

uniforme para as presentes freqüências entre os 20Hz e os 20KHz. Como mostra as

curvas da figura 2.2.

FIGURA 2.2 - Curvas isofônicas correspondentes ao mesmo nível de igual sensação de

intensidade para sons puros;

FONTE: PIRES, 2010. p4.

A intensidade sonora de um som provoca em nós uma sensação de

intensidade (loudness). Quando se diz que um som é forte ou fraco referimos à

sensação que esse som origina. Ou seja, à sensação de intensidade (grandeza

psicológica).

Conforme análise de Ballou (2002), a figura 2.2 apresenta a forma como o

ouvido humano percebe o espectro audível em termos de nível de sensação de

intensidade que é medida em fones (phon), na qual se visualiza que o ouvido

humano não apresenta uma resposta uniforme para frequências diferentes. Por

definição, uma onda senoidal de 1kHz com 20dB de nível de pressão sonora (SPL-

15

Sound Pressure Level) possui 20dB em fones. Assim, para a 100Hz se possuir a

mesmo nível de sensação sonora é necessário aumentar em 17dBs o nível de

pressão sonora. Para 20 Hz já é preciso aumentar 62dBs.

2.2 Amplificação de áudio

Slone (1999) diz que a amplificação de sinais de áudio veio suprir a

necessidade de se conseguir fazer passar uma mensagem, seja ela de expressão

artística ou não, ao maior número possível de pessoas.

Enrique (2002) fala que na área musical antes de ser possível amplificar

sinais de áudio, por meios eletrônicos, tornava-se necessário realizar essa

amplificação por meios acústicos. Os instrumentos musicais, como por exemplo, o

violão, possui algo que lhes confere essa capacidade de amplificação do som. Eram

então construídos de forma a conseguirem aumentar o som, proveniente dos

mesmos, por meios acústicos recorrendo a um sistema ressonador. Tinham ainda de

possuir um sistema radiante para radiar as ondas sonoras amplificadas pelo sistema

ressonador.

O sistema radiante de um instrumento é constituído pelos mecanismos

que este possui para radiar o som, isto é, transmitir vibrações ao ar circundante

originando assim, a onda sonora que se propaga no meio até atingir nossos ouvidos.

Um violão confirma a existência do sistema ressonador, e ao mesmo

tempo sistema radiante, é a caixa de ressonância que se encontra representada na

Figura 2.3:

FIGURA 2.3 - Violão;

FONTE: ARQUIVO PESSOAL DO AUTOR.

16

A capacidade amplificar sinais elétricos captados por microfones ou outro

tipo de transdutor veio fazer com que o sistema ressonador e radiante deixasse de

ser importante em relação à amplificação do som.

A amplificação de sinais áudio possibilitou o aparecimento de novos

instrumentos musicais, como a guitarra e o teclado, ambos não possuem qualquer

tipo de caixa de ressonância ou qualquer outro componente de amplificação

mecânica. Em relação à voz atualmente os artistas e cantores não precisam mais

uma grande projeção de voz para se expressar perante uma grande platéia. Outra

inovação é a possibilidade de poder ouvir sons previamente gravados como discos

compactos (CD) e outros dispositivos de reprodução como reprodutor de áudio

digital (MP3 Player).

A conclusão das informações de Enrique (2002) é que a amplificação de

áudio veio a contribuir para o desenvolvimento cultural da população, permitindo que

a música e a arte esteja acessível a qualquer pessoa independente a classe social.

17

3. ELETRÔNICA APLICADA

Este capítulo descreve as teorias e componentes envolvidos na

implementação do amplificador classe D: Transistor Bipolar, Transistor MOSFET,

amplificador operacional, filtros e modulação PWM.

3.1 Transistor Bipolar

Segundo Boylestad (1999), o cientista Shockley em 1951, oficializou o

invento do primeiro transistor, um dispositivo semicondutor capaz de amplificar sinais

de rádio e de TV satisfazendo a necessidade de amplificar todos sinais fracos

adequando-os para aplicações práticas. Conseqüentemente o transistor substituiu

as válvulas que apresentava algumas desvantagens mesmo sendo excelentes

amplificadoras. A invenção do transistor foi uma revolução e possibilitou a invenção

de vários outros dispositivos, inclusive o famoso circuito integrado, um dispositivo

pequeno que contém milhares de transistores, que mais a diante deu origem aos

computadores e outros milagres da eletrônica.

O transistor inventado por Shockley foi chamado de TBJ (Transistor

Bipolar de Junção).

Ahmed (2000) diz que os transistores são encontrados na praça em dois

tipos: NPN e PNP. A figura 3.1 mostra a estrutura e o símbolo de em transistor do

tipo NPN.

FIGURA 3.1 - Transistor NPN e seu símbolo; FONTE: HAMED, 2000, p.57.

18

Um transistor tem três terminais: a base, o coletor e o emissor. Se a ponta

da flecha no emissor apontar para a base, diz-se que o transistor é do tipo PNP. Se

a ponta da flecha apontar para fora da base, ele é do tipo NPN.

A figura 3.2 apresenta uma configuração chamada de polarização por

emissor comum chamada assim por fato do terminal emissor do transistor estar em

comum ligação com o terminal terra em potencial de zero volt.

FIGURA 3.2 - Polarização de um transistor; FONTE: HAMED, 2000, p.59.

O funcionamento básico de um transistor bipolar se define que a corrente

fornecida na base serve como controle da corrente que flui entre o coletor e o

emissor. O resistor de base BR limita a corrente na base polarizando o transistor, o

resistor CR pode ser considerado como a carga do circuito.

Como diz Boylestad (1999) nas folhas de especificações dos transistores

fornecidas pelos fabricantes, aparece descritos todas as informações de tensões,

correntes e potência suportadas pelo transistor e também outro parâmetro

importantíssimo característico de cada transistor, o fator de amplificação de corrente

( β ) . Para um dispositivo com um de β 200, a corrente de coletor é de 200 vezes

maior do que a corrente de base, como mostra a equação 3.1

B

C

I

I=β

3.1

Em que:

β = Ganho de corrente do transistor;

CI = Corrente de coletor;

BI = Corrente de base.

19

A figura 3.3 mostra simulações feitas com circuito transistorizado em

configuração emissor comum no software Multsim.

FIGURA 3.3 - Simulação do circuito emissor comum;


A simulação foi executada com um transistor com β = 200, os valores de

corrente obtidos nos amperímetros mostram a amplificação feita pelo transistor. Tais

valores foram inseridos na equação apresentada 3.1. A equação 3.2 retorna o

cálculo do ganho, confirmando o funcionamento.

2005.199411.0

082.0≈==

mA

Aβ

3.2

3.2 Transistor MOSFET

Após o transistor bipolar, diversos tipos de transistores foram

desenvolvidos com características particulares, como o MOSFET (Transistor de

efeito de campo metal-óxido-semicondutor), utilizado nos amplificadores classe D e

circuitos de potência chaveados.

20

Diz Ahmed (2000) que um MOSFET é um transistor de chaveamento

rápido, utilizado em aplicações de alta freqüência (até 100kHz) e caracterizado por

uma alta impedância de entrada. Desta forma observa-se que o MOSFET tem

aplicações importantes em fontes chaveadas e circuitos de controle de potencia por

largura de pulsos. Os MOSFET estão disponíveis no mercado nos tipos canal N e

canal P. A figura 3.4 mostra o símbolo de um MOSFET canal N. Ele tem três

terminais: a porta G, a fonte S e o dreno D.

FIGURA 3.4 - Símbolo de um MOSFET canal N; FONTE: HAMED, 2000, p.71.

O terminal fonte está sempre em um potencial próximo da porta. O dreno

se liga à carga e conseqüentemente tem um potencial positivo em relação ao

terminal fonte. Para a operação desse dispositivo, uma tensão pequena positiva

( GSV ) é aplicada na porta. Não havendo tensão na porta a chave fica desligada: ou

seja, é a tensão da porta que controla as condições: ligado e desligado. Em todas as

condições de operação a resistência de entrada de um MOSFET é alta e a corrente

de porta é igual a zero, pelo isolamento resistivo interno da porta.

3.2.1 Curva Ideal do MOSFET

Ahmed (2000). Descreve que a chave eletrônica MOSFET tem uma curva

característica ideal, como mostra a figura 3.5. Quando não há sinal aplicado na porta

o dispositivo está desligado. A corrente de dreno ( DI ) é igual a zero e a tensão entre

dreno e fonte ( DSV ), igual a ao valor da fonte de alimentação. A tensão de porta ( GSV )

faz com que o dispositivo passe para o estado ligado e a corrente de dreno seja

21

limitada pela resistência da carga. No estado chave fechada a tensão DSV no

MOSFET é igual a zero.

Os dois estados do MOSFET correspondem ao dois estado de uma chave

ligado-desligado. Mesmo o MOSFET tendo pequenas perdas, o componente está

satisfatoriamente próximo dos requisitos ideais de um dispositivo útil e prático.

FIGURA 3.5 - Curva característica ideal; FONTE: HAMED, 2000, p.74.

3.2.2 MOSFET como chave

Segundo Ahmed (2000), quando um MOSFET é utilizado como chave

eletrônica e está na condição de chave fechada, diz-se que o dispositivo está

operando na região ôhmica. Tal condição ocorre quando a tensão entre porta e fonte

GSV exceder o valor da tensão limiar de disparo THV fazendo o dispositivo entrar em

condução, isso garante que a tensão DSV no dispositivo seja baixa, podendo ser

desprezada. Sendo assim a perda de potência no dispositivo é pequena.

A equação 3.3 mostra as condições para operação do MOSFET na região

ôhmica:

THGSDS VVV −≤ e 0>DSV 3.3

Em que:

DSV = Tensão entre dreno e fonte;

GSV = Tensão entre porta e fonte;

22

THV = Tensão de limiar de disparo.

Outro parâmetro importante no MOSFET é a resistência no estado ligado

( )(ONDSR ). Esta resistência se localiza entre o dreno e a fonte quando o dispositivo

está ligado e determina a perda de potência durante a condução.

Diz Malvino (1997) que um MOSFET quando opera na região ôhmica, se

comporta como um pequeno resistor que equivale a equação 3.4:

D

ONDS

ONDSI

VR

)(

)( = 3.4

Em que:

)(ONDSR = Resistência no estado ligado;

)(ONDSV = Tensão entre dreno e fonte no estado ligado;

DI = Corrente no dreno.

Segundo Ahmed (2000), a corrente de dreno aumenta de maneira

diretamente proporcional à tensão de dreno-fonte, tal fato justiça a resistência

)(ONDSR ser constante e ter valores típicos para cada modelo de MOSFET.

3.2.3 Perdas no MOSFET

Ahmed (2000) descreve que há quatro tipos de perdas no MOSFET

durante a utilização: as perdas no estado de condução, as perdas no estado

desligado, as perdas que ocorrem no período de ligação e as perdas que ocorrem

no período de desligamento.

3.2.3.1 Perdas no estado de condução

Na equação 3.5 são dadas as perdas na condução ou perdas no estado

em que o componente está ligado:

23

T

tRIP ON

ONDSDON .. )(

2= 3.5

Em que:

ONP = Potencia dissipada no estado ligado;

ONt = Tempo ligado;

)(ONDSR = Resistência no estado ligado;

DI = Corrente no dreno;

T = Período total.

3.2.3.2 Perdas no estado desligado

Na equação 3.6 são dadas as perdas enquanto o dispositivo permanece

no estado desligado:

T

tIVP OFF

DSSMAXDSOFF ..)(= 3.6

Em que:

OFFP = Potência dissipada no estado desligado;

OFFt = Tempo desligado;

DSSI = Corrente de dreno com tensão zero na porta;

)(MAXDSV = Tensão de chave aberta, que equivale à tensão da fonte;

T = Período total.

3.2.3.3 Perdas no período de ligação

A equação 3.7 descreve a perda durante o tempo gasto na transição do

estado desligado para o estado ligado.

6

.)( rDMAXDS

ON

tIVW =

3.7

24

Em que:

ONW = Potência dissipada na transição para o estado ligado;



rt = Tempo de subida da corrente de dreno.

3.2.3.4 Perdas no período de desligamento

A equação 3.8 descreve a perda durante o tempo gasto na transição do

estado ligado para o estado desligado.

6

.)( fDMAXDS

OFF

tIVW =

3.8

Em que:

OFFW = Potência dissipada na transição para o estado desligado;



ft = Tempo de descida da corrente de dreno.

3.2.3.5 Perdas de potência por chaveamento

No chaveamento de um dispositivo ocorrem várias transições de estado e

a cada transição há uma perda, sendo assim quanto maior a freqüência de

chaveamento ( f ), maior será as perdas envolvidas, como mostra a equação 3.9:

fWWP OFFONSW ).( += 3.9

Em que:

SWP = Perdas no chaveamento;

25

ONW = Potência dissipada na transição para o estado ligado;

OFFW = Potência dissipada na transição para o estado desligado;

f = Freqüência de chaveamento.

3.2.3.6 Perda total de potencia no MOSFET

Segundo Ahmed(2000) á medida que a freqüência cresce, as perdas por

chaveamento do transistor também aumentam. A equação 3.9 descreve a perda

total na utilização do MOSFET:

SWOFFONT PPPP ++= 3.9

Em que:

TP = Perda total de potência;

ONP = Potencia dissipada no estado ligado;

OFFP = Potência dissipada no estado desligado;

SWP = Perdas no chaveamento.

3.3 Amplificador Operacional

“O amplificador operacional é um dispositivo que pode realizar operações

matemáticas como adição, subtração multiplicação, diferenciação, integração e

logaritmo, além de outras funções como comparação e amplificação”.(Cruz, 2008, p.

199).

Segundo Cruz (2008), o amplificador operacional é um circuito complexo

composto de inúmeros componentes como transistores, diodos e resistores

encapsulados como um circuito integrado. A figura 3.6 mostra o símbolo do

amplificador operacional e algumas características físicas que são: duas entradas, a

inversora ( −V ) e a não-inversora ( +

V ); dois terminais de alimentação ( CCV+ ) e

( CCV− ) e uma saída ( OV ) .

26

FIGURA 3.6 - Símbolo Amplificador Operacional;

FONTE: CRUZ, 2008, p.199.

3.3.1 Especificações do Amplificador Operacional

A seguir serão apresentadas as principais especificações do amplificador

operacional:

3.3.1.1 Impedância de Entrada

Segundo Boylestad (1999), o amplificador operacional é um circuito

amplificador diferencial que apresenta uma alta impedância de entrada ( iZ ).

Cruz (2008) diz que o amplificador operacional tem impedância de entrada

desde algumas dezenas de quilo ohms ( ΩK ) até dezenas de mega ohms ( ΩM ), o

que garante uma sensibilidade elevada, e qualquer tensão diferencial aplicada às

suas entradas, por menor que seja é amplificada.

3.3.1.2 Impedância de Saída

Segundo Cruz (2008), o amplificador operacional apresenta uma

impedância de saída muito baixa, desde algumas unidades de ohms até algumas

centenas de ohms, garantindo um excelente rendimento do amplificador em relação

ao sinal amplificado.

3.3.1.3 Ganho de tensão e Banda Passante

“No amplificador operacional o ganho de tensão em malha aberta é muito

elevado, desde alguns milhares até centenas de milhares de vezes”.(Cruz, 2008, p.

201).

27

Segundo Boylestad (1999) o ganho de tensão cai com o aumento da

freqüência devido aos circuitos de compensação interna existentes no amplificador

operacional.

Malvino (1997) mostra na figura 3.7 a curva do ganho de tensão em malha

aberta de um amplificador operacional.

FIGURA 3.7 - Ganho de tensão e largura de banda;


Percebe-se que o ganho de tensão é inversamente proporcional à

freqüência.

3.3.1.4 Taxa de subida

Boylestad (1999) diz que taxa de subida é a máxima taxa na qual a saída

do amplificador operacional pode variar em volts por microsegundos ( sV µ/ ).

Conforme a equação 3.10.

t

VoSR

∆

∆=

3.10

Em que:

SR = Taxa de subida:

Vo∆ Variação da tensão:

t∆ = Variação do tempo.

28

A taxa de subida reflete na capacidade do amplificador operacional operar

com sinais variantes.

3.3.2 Alimentação de Amplificadores Operacionais

Conforme Cruz (2008) a alimentação é feita por meio de uma fonte de

alimentação simétrica, isto é, que tenha duas saídas, uma positiva ( CCV+ ) e outra

negativa ( CCV− ), em relação a uma terceira saída zero volts (GND ).

Alguns modelos de amplificadores operacionais podem ser alimentados

somente com fonte simples quando não há a necessidade da saída apresentar

valores com polaridade inversa em relação a alimentação.

Na prática tensão máxima de saída do amplificador operacional é limitada

à tensão de alimentação.

3.3.3 Aplicações básicas

Serão apresentadas algumas das aplicações básicas do amplificador

operacional a fim de mostrar seu funcionamento e entendimento da sua aplicação no

amplificador classe D.

3.3.3.1 Amplificador Inversor

Segundo Cruz (2008) o amplificador operacional inversor tem a entrada de

sinal ligada ao terminal inversor por meio de um resistor 1R e o terminal não-inversor

aterrado. Entre os terminais de saída e inversor, há um resistor de realimentação 2R ,

conforme é mostrado na figura 3.8:

FIGURA 3.8 - Amplificador inversor;


29

O ganho do amplificador em malha fechada que é ajustado pelo valor dos

resistores 1R e 2R , conforme a equação 3.11:

1

2

R

RAV −=

3.11

Em que:

VA = Ganho de tensão.

1R = Valor da resistência R1.

2R = Valor da resistência R2;

O sinal negativo na equação do ganho reflete a inversão de fase que

ocorre no sinal de saída em relação ao sinal de entrada.

Nas condições apresentadas, a tensão de saída OV no amplificador

inversor é descrito pela equação 3.12

iVO VAV .= 3.12

Em que:

OV = Tensão de saída;

VA = Ganho de tensão;

iV = Tensão de Entrada.

3.3.3.2 Amplificador Não-Inversor

Cruz (2008) diz que na configuração de amplificador não-inversor, o

resistor da entrada inversora 1R está aterrado e há também um resistor de

realimentação 2R que liga a saída à entrada inversora, como mostra a figura 3.9. O

sinal de entrada iV é ligado diretamente ao terminal não-inversor, de modo que o

sinal amplificado não terá fase invertida.

30

FIGURA 3.9 - Amplificador não-inversor;


Nesta configuração, o ganho de tensão em malha fechada do amplificador

é apresentado pela equação 3.13:

1

21R

RAV +=

3.13

Conseqüentemente a tensão de saída OV no amplificador não-inversor é o

produto entre a tensão de entrada iV e o ganho VA conforme equação 3.12.

3.3.3.3 Amplificador Comparador de Zero

Segundo Cruz (2008) o circuito apresentado na figura 3.10 representa o

esquema de um comparador de zero.

FIGURA 3.10 - Amplificador comparador de zero;


A tensão OV é positiva quando a tensão de entrada iV >0 e negativa

quando iV <0, conforme mostra a curva de transferência do circuito mostrado na

figura 3.11:

31

FIGURA 3.11 - Curva de transferência;


3.3.3.4 Amplificador Integrador Ativo

Conforme Cruz (2008) o circuito amplificador integrador ativo comporta-se

como um filtro passa-baixas cuja freqüência do sinal de entrada é bem maior do que

a sua freqüência de corte, conforme equação 3.14:

cff << 3.14

Em que:

f = Freqüência do sinal de entrada;

cf = Freqüência de corte.

A figura 3.12 representa o circuito integrador ativo e sua resposta curva de

resposta em freqüência:

FIGURA 3.12 - Amplificar integrador e sua curva de transferência;


A equação 3.15 fornece o cálculo da freqüência de corte:

32

CRfc

...2

1

π=

3.15

Em que:

cf = Freqüência de corte;

R = Valor da resistência;

C = Valor da capacitância.

Para freqüências menores que cf o circuito funciona como um

amplificador inversor de ganho muito elevado e a tensão de saída OV é igual a

tensão máxima de saída satV .

Para freqüências maiores que cf , o capacitor mantém sua característica

de função diferencial no ganho do circuito, de modo que a tensão de saída OV é

proporcional à integral da tensão de entrada iV , como mostra a equação 3.16:

dtVCR

V io ..

1∫=

3.16

Em que:

OV = Tensão de saída;

R = Valor da resistência;

C = Valor da capacitância;

iV = Tensão de Entrada.

Com o circuito integrador apresentado, pode obter facilmente uma onda

triangular na saída a partir de uma onda quadrada na entrada, como mostra a figura

3.13:

33

FIGURA 3.13 - Curva de entra e saída do integrador;


3.4 Filtros

“Qualquer combinação de dispositivos passivos (R, L e C) e/ou ativos

(transistores e amplificadores operacionais) projetada para selecionar ou rejeitar

uma faixa de freqüência é denominada filtro”.(Boylestad, 2004, p. 693).

3.4.1 Categoria dos filtros

Segundo Boylestad (2004) os filtros são apresentados em quatro

categorias: Passa baixa, passa alta, passa banda e banda de atenuação, conforme

mostra a figura 3.4.1:

34

FIGURA 3.14 - As quatro categorias de filtros;

FONTE: BOYLESTAD, 2004, p.693.

Conforme Markus (2001) o funcionamento do filtro passa baixa é permitir a

passagem de todas as freqüências abaixo da freqüência de corte cf , rejeitando as

demais.

O filtro passa alta permite a passagem de todas as freqüências acima da

freqüência de corte cf rejeitando as demais.

O filtro passa banda, também chamado de passa faixa permite a

passagem de todas as freqüências acima de freqüência de corte inferior 1f e abaixo

da freqüência de corte superior 2f , rejeitando as demais.

O filtro banda de atenuação, também chamado de filtro rejeita faixa inibe a

passagem de todas as freqüências acima de freqüência de corte inferior 1f e abaixo

da freqüência de corte superior 2f , permitindo a passagem das demais.

35

3.4.2 Classificação dos filtros

Conforme Malvino (1997) os filtros são classificados como passivos ou

ativos: Os filtros passivos são caracterizados por serem constituídos somente com

componentes passivos como resistor, capacitor e indutor. Os filtros passivos

apresentarem aparência maior e custo mais elevado. Os filtros passivos geralmente

são aplicados em circuitos de maior potência ou onde não se consegue implementar

circuitos ativos. Os filtros ativos são construídos com a união de componentes

passivos e ativos como transistores e amplificadores operacionais. Os filtros ativos

são usados em circuitos de pequenos sinais, apresentam facilidade na alteração da

freqüência de corte e na maioria das vezes tem o custo menor.

3.4.3 Aplicação dos filtros em sistema de áudio

Segundo Boylestad (2004) nos sistemas de som, os filtros podem ser

usados para reforçar ou atenuar certas bandas de freqüência enviadas ao sistema

acústico. Os filtros também são usados para eliminar freqüências indesejáveis,

denominadas ruído, geradas por alguns componentes eletrônicos. A figura 3.15

mostra a aplicação de dois filtros no sistema acústico:

FIGURA 3.15 - Aplicações dos filtros no sistema acústico;


36

O filtro passa alta de 5KHz tem a finalidade atenuar sinais com freqüência

inferior a 5KHz e deixar passar os sinais com freqüência superior. O tweeter é um

dispositivo que responde somente aos sons agudos e o filtro passa altas neste caso

protege o tweeter das baixas freqüências que causam danos ao seu sistema.

O filtro passa baixa de 5KHz tem a finalidade de deixar passar somente

sinais inferiores a 5KHz para o alto-falante. Por sua vez o alto-falante responde

somente aos sinais de menor freqüência como os graves e sons médios. Os sinais

de alta freqüência não danificam o alto-falante, mas com a utilização do filtro passa

baixa se consegue uma melhor qualidade na reprodução dos sons.

3.5 Modulação PWM

“Modulação é um processo que consiste em se alterar uma característica

da onda portadora, proporcionalmente ao sinal modulante”.(Gomes, 2002, p. 16).

De acordo com Gomes (2002) o sinal de informação é dito sinal modulante

e o sinal de alta freqüência é chamado de onda portadora. O resultado da

interferência de um sinal sobre outro é chamado sinal modulado.

A modulação em largura de pulso PWM (pulse width modulation) consiste

em variar a largura do pulso da portadora, proporcionalmente ao sinal modulante,

mantendo constantes a amplitude e a freqüência da portadora como mostra a figura

3.16.

FIGURA 3.16 - Ondas envolvidas na modulação PWM;

FONTE: ARQUIVO PESSOAL DO AUTOR

A figura 3.17 mostra o circuito básico para implementação de um

modulador PWM:

37

FIGURA 3.17 - Comparador Gerador PWM;


“O princípio básico para um modulador PWM é fazer com que uma

variação de amplitude se converta, de forma linear, em variação do espaço de

tempo transcorrido entre dois eventos”. (Gomes, 2002, p. 255).

Conclui-se que, em cada período da portadora, a duração do pulso do

sinal modulado é proporcional à amplitude do sinal modulante.

Em aplicações práticas os circuitos PWM apresentam vantagens para

controlar cargas de alta potência por possuir alta eficiência, mas por outro lado

apresenta a desvantagem de gerar interferências de rádio freqüência, sendo

necessário uma implementação de filtros na sua saída.

38

4. AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA

Conforme Malvino (1997) um sistema de amplificador consiste em um

transdutor de sinais, seguido de um amplificador de sinais e um dispositivo

transdutor de saída. O sinal de entrada do transdutor é geralmente pequeno e deve

ser suficientemente amplificado para operar o dispositivo de saída. Em intermédio ao

transdutor de entrada e o amplificador de potência existe a necessidade um estágio

de pré-amplificação que acondiciona o sinal para o amplificador de potencia. Estes

pré-amplificadores são amplificadores de pequenos que apresentam boa linearidade

e ganho.

Os pré-amplificadores são circuitos com finalidade de amplificar níveis de

tensão o suficiente para condicionar o sinal de entrada ao amplificador de potência a

fim de operar dispositivos de saídas como alto-falantes. Os amplificadores de

potencia, são aqueles que tem carga final de aproximadamente menor que 8 Ω . A

capacidade e eficiência energética em relação a potência é de extrema importância

nos amplificadores de potência.

O desenvolvimento deste capítulo apresenta os parâmetros técnicos e as

classes de operação dos amplificadores de potência que foram aparecendo ao longo

do tempo.

4.1 Parâmetros técnicos

Os amplificadores de áudio, como qualquer outro equipamento, podem ser

avaliados de diversas formas. Os parâmetros técnicos apresentados são baseados

em parâmetros pré-determinados que expressam numericamente as características

elétricas dos amplificadores.

4.1.1 Potência RMS

Conforme Bortoni [(200-)], A potência RMS (Root Mean Square) é a

potência eficaz. Por definição apresenta a capacidade de fornecimento de potência

real, de qualquer equipamento que se propõe a realizar trabalho, seja ele de áudio,

39

térmico, etc. A potência fornecida a uma carga de resistência R é calculada pela

equação 4.1:

R

EP

ef2

= 4.1

Onde :

LP = potência na carga

efE 2 = Tensão eficaz na carga.

4.1.2 Potência PMPO

A potência PMPO, mencionada em alguns amplificadores e aparelhos de

som encontrados no mercado, não apresentam especificações e teorias

comprovadas cientificamente, tal assunto foi discutido em um encontro de sistemas

de áudio conforme citação a seguir:

“A potência PMPO (Peak Maximun Power Output ), chamada

de potência máxima de pico, foi a nosso ver, uma potência criada

exclusivamente para fins comerciais, pois não há uma norma ou mesmo

menção especificando essa potência. Os valores encontrados na prática

são absurdamente maiores do que o valor RMS, de fato, isso “agrada” o

mercado...”.(Bortoni, [(200-)], p. 8)

4.1.3 Rendimento

Conforme Boylestad (1998) a eficiência ou rendimento de um amplificador

é definida como a razão entra a potência consumida e a potencia fornecida na carga

do sistema. A equação 4.2 mostra o cálculo do rendimento em porcentagem:

100.%S

L

P

P=η

4.2

40

Em que:

LP = Potência na carga

SP = Potencia consumida

Nota-se que o rendimento de um amplificador está ligado á eficiência

energética, sendo assim, quanto menor o rendimento do amplificador maior será a

potencia dissipada.

4.1.4 Magnitude

Segundo Bortoni [(200-)] a magnitude é representada pela relação entre o

sinal de entrada e o sinal de saída, como descreve a equação 4.3:

i

oV

e

eG =

4.3

Em que:

oe = Sinal de saída;

ie = Sinal de entrada;

VG = Ganho de tensão.

Normalmente o valor do ganho é expresso em dB (Decibel) e o cálculo é

mostrado na equação 4.4:

)log(.20)( VdBV GG = 4.4

Em que:

)(dBVG = Ganho em dB;

VG = Ganho de tensão.

41

Se calcular o ganho para cada freqüência contida no espectro de áudio e

plotar numa escala mono-log esses valores é possível construir o gráfico da

resposta em freqüência, como mostra a figura 4.1:

FIGURA 4.1 - Resposta em freqüência da magnitude (dB);

FONTE: BORTONI, [(200-)], p.8.

A resposta em freqüência da magnitude é especificada normalmente à

metade da potencia máxima (-3dB).

4.1.5 Slew Rate

“Slew Rate é a taxa de variação do sinal de saída, de um amplificador, por

unidade de tempo”.(Bortoni, [(200-)], p.10).

Entende como Slew Rate a velocidade em que o amplificador consegue

elevar o nível de tensão na saída.

O parâmetro Slew Rate dá o limite do amplificador excurcionar sinais de

alta freqüência ou de grande amplitude.

A equação 4.5 mostra como se obtém o valor de Slew Rate para um sinal

senoidal:

OMAX VfSR .2...2 π= 4.5

Em que:

SR = Slew Rate ( sV µ/ );

42

MAXf = Máxima freqüência do sinal;

OV = Tensão RMS de saída.

4.1.6 Distorção

Diz Bortoni [(200-)] que ao aplicar um sinal em um amplificador, espera-se

que este seja somente amplificado naturalmente. No entanto se este sinal sofrer

qualquer deformação, se diz que o sinal sofreu uma “distorção”. As distorções

podem acontecer por vários motivos, como, crossover, saturação, corte, slew rate,

etc.

4.1.6.1 Distorção Harmônica Total

Segundo Bortoni [(200-)] um sinal periódico pode ser representado por

uma composição de senóides e cossenóides denominados “harmônicos”. Esses

dados são oriundos da Série de Fourier.

As harmônicas são sinais distintos com freqüências múltiplas inteiras da

freqüência fundamental.

Ao se relacionar esses harmônicos com a freqüência fundamental que os

gerou, pode se obter a chamada Distorção harmônica total (THD).

Através da equação 4.6 pode se obter o cálculo da distorção harmônica

total:

F

H

e

eTHD =

4.6

Em que:

He = Valor eficaz, total dos harmônicos;

Fe = Valor eficaz da fundamental.

Normalmente a Distorção harmônica total é expressa em porcentagem ou

dB, conforme as equações 4.7 4.8, respectivamente:

100.% THDTHD = 4.7

43

)log(.20 THDTHDdB = 4.8

4.1.7 Relação Sinal / Ruído

Conforme Bortoni [(200-)] a Relação S/N ( Signal / Noise ), é o parâmetro

que mostra a qualidade do amplificador quanto ao ruído.

A importância dos amplificadores é dar ganho aos sinais, sendo assim

quanto menor for o ruído, maior será a relação S/N, conforme mostra equação 4.9:

=

N

SNS log.10/

4.9

Em que:

S = Sinal de referência aplicado para desenvolver 1 watt de potência;

N = potência do ruído na saída.

Na prática a Relação Sinal / Ruído deveria ser medido a 1 watt como foi

proposto na equação 4.9. Mas para fins comerciais, o valor é calculado à uma

potência maior, tal fato mascara o valor real apresentando S/N maior.

4.1.8 Sensibilidade

Conforme Ballow (1998) a sensibilidade informa qual o nível de sinal de

entrada que leva o amplificador à potência nominal. Conclui dessa forma que um

amplificador com sensibilidade menor é aquele que necessita de um menor nível de

sinal de entrada para atingir a máxima potência.

Os valores de sensibilidade são expressados em RMSV , VdB e udB . A

relação entre esses valores é apresentada pelas equações 4.10 e 4.11:

=

V

SS V

dBu775,0

log.20 4.10

44

=

V

SS V

dBV0,1

log.20 4.10

Em que:

VS = Sensibilidade, em RMSV ;

dBuS = Sensibilidade, em udB ;

dBVS = Sensibilidade, em VdB .

4.1 Classes de Operação

Conforme Boylestad (1998) as classes de operação é um método usado

para classificar os amplificadores conforme o modo de operação dos componentes

internos.

A característica principal dos amplificadores de potência é a eficiência de

potência do circuito que melhora conforme o aumento da classe respectivamente da

classe A para D, conforme mostra a tabela 4.1:

TABELA 4.1 – Comparação de classes de Amplificadores

FONTE: BOYLESTAD, 1998, p. 479.

O sistema de operação e características de cada classe de operação dos

amplificadores será descrito no desenvolvimento deste capítulo.

4.1.1 Classe A

Segundo Malvino (1997) No amplificador classe A, o transistor de saída

trabalha o ciclo completo de 360º.

45

O circuito básico para o amplificador classe é e mostrado na figura 4.2:

FIGURA 4.2 - Amplificador para grandes sinais classe A;

FONTE: BYLESTAD, 1998, p479.

Conforme Boylestad (1998), para o sinal de saída variar os 360º o sistema

requer uma polarização intermediária para que o sinal possa variar para cima e para

baixo, como mostra a figura 4.3:

FIGURA 4.3 - Variação de sinal no transistor Classe A;

FONTE: BYLESTAD, 1998, p478.

Segundo Bortoni [(200-)] a melhor característica apresentada é a

linearidade, mas por outro lado tem o menor rendimento, que idealmente não passa

46

de 50%. A figura 4.4 mostra a curva do rendimento em função da potência

normalizada na carga.

FIGURA 4.4 - Rendimento de um amplificador classe A;


4.1.2 Classe B

Segundo Bortoni [(200-)] a classe B se caracteriza por não ter corrente de

polarização nos transistores de saída, fazendo aumentar o rendimento que

idealmente pode chegar aos 78,5%. Esta configuração necessita de um par de

transistores (Push-Pull), pois cada um fica responsável por 180º do ciclo do sinal de

saída, conforme mostra a figura 4.5:

FIGURA 4.5 - Configuração Push-pull operando em classe B;


47

Durante a transição da operação de um transistor para outro há uma

interrupção do sinal de saída, pois o nível de sinal de entrada não é suficiente

grande para colocar os transistores em condução.

Segundo Malvino (1997) essa transição sem acionamento acarreta uma

distorção chamada de Crossover (Distorção de cruzamento), como mostra os

círculos vermelhos no gráfico da figura 4.6:

FIGURA 4.6 - Distorção de Crossover;

FONTE: Arquivo pessoal do autor.

Para grandes níveis de sinais (grandes potências) esta

distorção é relativamente pequena, pois o sinal passa a ser muito maior

que o nível dos harmônicos gerados; mas à medida que os níveis vão

baixando, a diferença também diminui fazendo com que a distorção passe

a ser relevante. (Bortoni, 2011, p.3)

O amplificador classe B já apresenta uma melhora no rendimento da

potência, conforme mostra a figura 4.7:

FIGURA 4.7 - Rendimento de um amplificador classe B;


48

4.1.3 Classe AB

Segundo Malvino (1997) a classe de operação AB é uma alteração no

amplificador classe B para operar com uma corrente de polarização dos transistores

de saída a fim de eliminar o Crossover. Tal corrente de polarização faz com que os

transistores já estejam no ponto de limiar de condução. Desta forma o sinal de

entrada por menor que seja já é suficiente para acionar os transistores. A figura 4.8

ilustra o princípio de funcionamento do amplificador classe AB:

FIGURA 4.8 - Configuração Push-pull operando em classe AB;


No circuito apresentado as fontes de tensão BIASV são responsáveis para

fornecer as correntes de polarização. Qualquer valor do sinal de entrada é somado

com o valor das fontes para acionar os transistores.

Bortoni [(200-)] diz que o rendimento de um amplificador classe AB é

próximo ao rendimento da classe B, conforme mostra a curva verde apresentada no

gráfico 4.9. A curva tracejada é o valor do rendimento da classe B para nível de

comparação:

49

FIGURA 4.9 - Rendimento de um amplificador classe AB;


4.1.4 Classe C

Conforme Boylestad (1998) amplificador classe C trabalha com circuitos

sintonizados ou ressoantes usados em aplicações especiais tais como rádio e

comunicações.

Como esta classe de operação não se usa em amplificadores de áudio,

sua teoria de funcionamento não será descrita.

4.1.5 Classe D

Segundo Boylestad (1998) a classe de operação D é uma forma de

amplificar sinais de forma pulsada, em que o circuito fica ligado por um intervalo de

tempo e desligado por outro intervalo de tempo.

Bortoni [(200-)] diz que os amplificadores classe D também são

conhecidos como “Amplificadores chaveados” devido ao fato dos transistores de

50

saída operarem chaveando a tensão de alimentação na carga, como mostra a figura

4.10:

FIGURA 4.10 - Princípio de funcionamento do amplificador classe D


Na figura 4.10 o sinal de entrada é representado por uma senóide que é

constantemente comparada com uma portadora (onda triangular) que deve possuir

freqüência muitas vezes maior que o sinal de áudio. O resultado é uma onda

quadrada que varia a largura de pulso proporcionalmente ao sinal de entrada. Este

resultado nada mais é que a conhecida modulação por largura de pulso (PWM). O

sinal modulado é aplicado nos transistores de saída e logo após é enviado para

carga através de um filtro passa baixa, que recuperará a forma original do sinal. Esta

classe de operação apresenta um rendimento muito alto que está em torno de 90%

como mostra a curva da figura 4.11:

FIGURA 4.11 - Rendimento de um amplificador classe D


Os amplificadores classe D apresentam a desvantagem de não possuir

baixa distorção comparados com as classes A e AB.

51

5. ELEMENTOS DO AMPLIFICADOR CLASSE D

Este capítulo apresenta os elementos que constituem o amplificador

classe D e quais os parâmetros que devem ser levados em conta na escolha dos

componentes utilizados.

5.1 Elementos que constituem um amplificador classe D

Conforme Boylestad (1998) a figura 5.1 mostra um diagrama de bloco do

sistema necessário para amplificar um sinal em operação classe D e então converter

este sinal de volta a um sinal senoidal usando um filtro passa baixa no final do

processo. O primeiro bloco gera o sinal de onda triangular no qual será a portadora

entregue ao segundo bloco (comparador) que irá fazer a modulação PWM com

referencia ao sinal de entrada ( iV ). O sinal modulado que sai do bloco comparador é

o sinal de disparo dos dispositivos dentro do bloco amplificador. O sinal amplificado

pelo bloco amplificador passa pelo filtro passa baixa afim de remover a portadora do

sinal modulado, a saída do filtro apresentará o sinal iV amplificado. O bloco de

realimentação envia uma cópia do sinal de saída ao comparador a fim de compensar

possíveis distorções causadas por variação da fonte de alimentação.

FIGURA 5.1 - Diagrama de blocos de um amplificador classe D;

FONTE: BOYLESTAD, 1998, p.500.

52

5.1.1 Topologia

Segundo Pires (2010), um dos primeiros passos no desenvolvimento de

um amplificador classe D é a escolha da topologia a ser utilizada. Tal decisão irá

influenciar na escolha dos restantes dos componentes do amplificador.

Basicamente existem dois tipos de topologias aplicadas na implementação

de um amplificador classe D, sendo elas: “Meia Ponte” e “Ponte Completa”,

conforme mostra a figura 5.2:

FIGURA 5.2 - Dois tipos de topologia aplicada nos amplificadores classe D

FONTE: PIRES, 2010, p.26.

A topologia de meia ponte é mais simples, sendo composta por apenas

dois MOSFET e a topologia de ponte completa é composta por quatro MOSFET

disposto dois em cada braço da ponte. A topologia escolhida implica no custo e na

quantidade de componentes envolvidos.

A topologia em meia ponte apresenta a vantagem de ter custo reduzido,

mas se não for bem projetada pode haver sérios problemas em relação tensão

reversa gerada pela indutância da carga. Tal tensão reversa é transferida para os

terminais de um determinado MOSFET quando o mesmo é desligado, tal fenômeno

é chamado de Bus Punping.

A topologia em ponte completa além de não sofrer o fenômeno Bus

Punping possui ainda a vantagem de obter uma maior potência para o mesmo nível

de tensão. A topologia em ponte completa alimenta a carga com valor de tensão

53

duas vezes maior. O resultado é uma potência quatro vezes maior conforme a

equação 5.1:

ZL

VP

ef

2

= 5.1

Em que:

P = Potência fornecida à carga;

efV = Valor eficaz da tensão de alimentação;

ZL = Impedância da carga.

5.1.2 Chaves Transistorizadas

Conforme Pires (2010) na escolha dos transistores deve se levar em

conta, as características de tensão suportada, a resistência em condução, a corrente

máxima e os tempos de comutação se suporta a freqüência pretendia.

Segundo Ahmed (2000) o MOSFET é um transistor de chaveamento

rápido, utilizado em aplicações de alta freqüência e caracterizado por uma alta

impedância de entrada. Tal fato torna interessante se utilizar o MOSFET ao invés do

transistor bipolar para implementação dos amplificadores classe D.

Diz Pires (2010) que após a escolha dos parâmetros do MOSFET,

observa-se a corrente mínima que é necessário fornecer à porta para que se

consiga fazer o dispositivo comutar à velocidade máxima. O tempo de comutação

influencia diretamente na eficiência do amplificador. Com o conhecimento da

corrente mínima e do tempo de comutação do MOSFET, se define o circuito ou

driver mais adequado.

5.1.3 Modulação do sinal de Áudio

Todas as técnicas de modulação em amplificadores classe D

condensam a informação de áudio numa seqüência de impulsos em que

normalmente a largura dos mesmos está diretamente relacionada com a

amplitude do sinal de áudio. (Pires, 2010, p29.)

54

Na implementação dos amplificadores classe D a técnica mais utilizada é

a modulação PWM. Para implementação desta modulação é necessária uma

portadora em forma de onda triangular ou dente de serra com uma freqüência de no

mínimo duas vezes superior à máxima freqüência do sinal a modular (teorema de

Nyquist).

O circuito para geração da onda triangular é representado na figura 5.3.

Tal circuito envolve a utilização de um amplificador operacional a operar como um

integrador (bloco 1) e um comparador com histerese (bloco 2). Usando

realimentação positiva, com o comparador na configuração não inversora, é possível

obter níveis de disparo para a subida e para a descida bem distintos. A saída fica

com o valor de saturação positiva quando se ultrapassa o valor de disparo superior e

apenas adquire o valor de saturação negativa quando ultrapassa o valor de disparo

inferior.

FIGURA 5.3 - Gerador de onda triangular;


Desta forma, à saída do comparador temos uma onda quadrada que, ao

sofrer uma integração no amplificador operacional origina uma onda triangular, que,

por sua vez será o sinal dente de serra necessário ao próximo circuito comparador

PWM.

Para o circuito representado na figura 5.3 tem-se que a freqüência de

oscilação é dada pela equação 5.2:

55

1...4

2

RCR

Rf =

5.2

A razão entre 2R e 1R afeta a freqüência e a amplitude da onda triangular.

Desta forma a amplitude do sinal pode ser controlada usando a equação 5.3:

2

1.R

RVV P=∆ ; ( 12 RR < )

5.3

Em que:

V∆ = excursão da tensão do sinal dente de serra;

PV = valor máximo da onda quadrada:

2R e 1R são resistências representadas na figura 5.3.

5.1.4 Filtro Passa Baixas

Segundo Pires (2010) o filtro passa baixas é a parte do amplificador que

realiza a demodulação do sinal de saída, deixando passar as freqüências que

correspondem ao sinal de áudio e atenuar o conteúdo das altas freqüências

provenientes da modulação da portadora diminuindo também a emissão de

interferências eletromagnéticas. Normalmente é usado um filtro passa baixo de

segunda ordem, pois apresenta uma resposta plana na banda passante e uma

atenuação de -40dB/década na banda de transição, como mostra o circuito da figura

5.4:

FIGURA 5.4 - Filtro Butterworth de 2ª Ordem


56

Ainda há a hipótese do amplificador classe D poder ser implementado

sem o uso de filtros se o alto falante utilizado apresentar reatância indutiva alta para

a freqüência de comutação.

5.1.5 Alto-falantes

De acordo com Pires (2010) os alto-falantes são os elementos

transdutores de energia elétrica fornecida pelo amplificador em energia acústica. Os

alto-falantes são caracterizados pela sua impedância e resposta de freqüência. A

impedância de um alto falante pode variar mediante as freqüências dos sinais

aplicados, mas são representadas quase sempre pelo valor resistivo, tipicamente:

16, 8 e 4 Ω .

Na escolha do alto-falante a acoplar no amplificador deve se verificar a

gama de freqüências que vai ser reproduzida, a potência que se deseja obter e a

impedância nominal.

57

6. DIMENSIONAMENTO DOS COMPONENTES E SIMULAÇÕES.

Este capítulo apresenta os procedimentos de cálculo, escolha dos

componentes e simulações dos circuitos necessários na implementação do

amplificador classe D e finaliza com análise do rendimento do Amplificador.

6.1 Projeto do filtro passa baixa

Segundo Winder (2008) a freqüência de corte do filtro é escolhida de

forma que o filtro terá efeito mínimo na faixa de freqüência de saída desejada

enquanto atenua o ruído de comutação, tanto quanto possível.

O filtro foi escolhido de acordo com o embasamento técnico proposto por

Winder (2008) no qual é uma configuração chamada de filtro LC passa baixa de

segunda ordem conforme mostra a figura 6.1:

FIGURA 6.1 - Filtro passa baixa de segunda ordem.

FONTE: WINDER, 2008, p.3.

As equações 6.1 e 6.2 mostram o cálculo necessário para se obter os

valores das indutâncias e dos capacitores envolvidos no filtro:

cf

ZLLL

..421

π==

6.1

1

221.)..4(

1

LfCC

cπ==

6.2

58

Em que:

ZL = Impedância do alto-falante;

L = Valor do indutor;

cf = Freqüência de corte

C = Valor do Capacitor

Foi escolhida uma freqüência de corte 20Khz a qual está afastada das

baixas freqüências de operação do amplificador de subgraves (20 a 250Hz). Para a

freqüência de corte escolhida o filtro atenuará o sinal de chaveamento de alta

freqüência.

Desta forma, aplicando os valores nas equações 6.1 e 6.2 se obtém os

valores dos indutores e dos capacitores conforme mostra as equações 6.3 e 6.4:

HLL µπ

1610.20..4

4321 ≅==

6.3

FCC µπ

410.16.)10.20..4(

162321 ≅==

−

6.4

A impedância da carga ZL foi utilizado um valor nominal de 4 Ω .

Após obtenção dos valores dos componentes constituintes do filtro foi

efetuada uma simulação do circuito pra comprovar se funcionamento no software

Multsim. A figura 6.2 mostra as imagens da simulação:

FIGURA 6.2 - Circuito e curva de atenuação do filtro passa baixa simulado;


59

A simulação foi efetuada aplicando um sinal de 1 volt de pico a uma

freqüência de 1KHz. A curva apresentada na figura 2.6 é a resposta em freqüência

do filtro passa baixa. Notou-se o funcionamento correto do circuito em que após a

freqüência de corte de 20KHz acontece uma atenuação brusca do sinal.

6.2 Projeto circuito gerador de onda triangular

O circuito gerador de onda triangular foi dimensionado conforme as

fórmulas nas equações 5.2 e 5.3 do capítulo 5.

Em relação ao sinal de onda triangular o valor de 50KHz já foi definido

previamente e agora foi atribuído um valor de excursão do sinal de 1 volt de pico a

pico. Caso haver necessidade de se alterar o valor da excursão, a implementação

de uma de uma etapa amplificadora com operacional pode se condicionar algum

ajuste antes de enviar o sinal ao comparador PWM.

Os valores da excursão foi definida fixando os valores de Ω= KR 101 e

Ω= KR 502 , valor da tensão de PV é o valor de 5 volts conforme a fonte de

alimentação do circuito. A equação 6.4 mostra o cálculo obtido:

3

3

10.50

10.10.51 ==∆ VV

6.4

Usando os valores aplicados em 1R e 2R , foi arbitrado um valor Ω= KR 5 e

aplicado na fórmula da freqüência para obter o valor do capacitor necessário para

implementação. A equação 6.5 mostra os cálculo obtido:

333

3

10.10.10.50.10.5.4

10.505 =≅ nFC

6.5

O amplificador operacional escolhido foi o LM324 fabricado pela ST, no

qual são apresentados os dados na figura 6.3:

60

FIGURA 6.3 - Amplificador Operacional LM324

FONTE: FOLHA DE DADOS ST, 2001, p.1.

Após cálculos foi simulado o circuito para confirmar o funcionamento e

validação dos cálculos conforme mostra a figura 6.4:

Na implementação do circuito houve a necessidade adicionar um divisor

de tensão formado por 3R e 4R para enviar um tensão de 2,5 volts para iniciar o

processo de oscilação do circuito.

VCC5V

VCC5V

R

5kΩ

GND

XSC1

A B

Ext Trig+

+

_

_ + _

C1

5nF

R1

10kΩ

3

R2

50kΩ

2

VCC

GND

GND

GND

GND

VCC5V

R310kΩ

R410kΩ

GND

GND

VCC

5

4

VCCU2A

LM324N

3

2

11

4

1

U1B

LM324N

5

6

11

4

7

GND

1

FIGURA 6.4 - Simulação do circuito gerador de onda triangular;


61

A figura 6.5 mostra a forma de onda obtida na saída do circuito:

FIGURA 6.5 - Forma de onda obtida na saída do gerador de onda triangular:


Os resultados da simulação foram satisfatórios, verificou-se que os valores

apresentados foram ligeiramente próximos ao esperado, sendo que, para uma

freqüência esperada de 50KHz se obteve 51,9KHz e para a tensão esperada de 1

volt de pico se obteve 0,982 volt.

6.3 Projeto do modulador PWM

A figura 6.6 mostra o circuito desenvolvido para implementação do

modulador PWM:

FIGURA 6.6 - Circuito comparador PWM;


62

Foi implementado um circuito (bloco 1) para possibilitar ajustes no ganho

do sinal de onda triangular para posterior comparação PWM (bloco 2).

O bloco 1 é uma configuração amplificador inversor apresentada no

capítulo 2. Para seu dimensionamento foi atribuído um valor de resistência de

entrada Ω= KR 105 e posteriormente se calculou uma valor para a resistência

variável Ω= KR 506 para obter um ganho de até 5 vezes no sinal da onda triangular

conforme equação 6.6:

3

3

10.10

10.505 ==VA

6.6

A simulação foi efetuada aplicando um sinal senoidal com freqüência de

1KHz na entrada de áudio e o resultado apresentado pelo osciloscópio é mostrado

na figura 6.7:

FIGURA 6.7 - Sinal PWM variando conforme sinal senoidal;


O sinal modulado (onda quadrada superior do gráfico) varia sua largura de

pulso conforme o valor do sinal aplicado (onda senoidal inferior do gráfico).

Durante a simulação desta etapa os valores obtidos foram satisfatórios

validando o funcionamento do circuito.

63

6.4 Geração de sinal complementar e tempo morto

Com base nas teorias de amplificador classe D já vistas, o sinal PWM é o

sinal de disparo dos MOSFET de saída, mas como foi escolhida a topologia em

ponte completa, notou-se a necessidade de implementar a etapa de gerador de sinal

complementar e tempo morto. A necessidade de haver o sinal complementar é o fato

de cada dois MOSFET serem acionados por vez enquanto os outros dois são

desligados e vice-versa. Todos esses comandos são feitos com sinal positivo devido

se utilizar MOSFET canal N. Outro fato relevante é o tempo de desligamento dos

MOSFET. Ao acionar um braço da ponte o outro já deve estar totalmente desligado

senão haverá curto circuito se todos os MOSFET estiverem em condução. O circuito

gerador de tempo morto insere um atraso na ligação dos MOSFET de um lado da

ponte de tal modo que haja prazo pra os outros desligarem e vice versa.

A figura 6.8 mostra o circuito projetado para gerar o sinal complementar e

o tempo morto.

FIGURA 6.8 - Circuito gerador de sinal complementar e tempo morto;


O bloco 1 do circuito foi composto por um circuito integrado modelo 4041,

tem uma entrada de sinal e duas saídas sendo que uma delas apresenta o sinal

invertido em relação a outra.

O bloco 2 é o gerador de tempo morto o qual o valor da resistência e do

capacito gera um atraso no tempo de subida do sinal. Para a descida do sinal o

capacitor é descarregado imediatamente via diodo resultando que para a transição

64

de descida do sinal não haja atraso. O gráfico da figura 6.9 mostra as formas de

onda:

FIGURA 6.9 - Atraso na transição de subida do sinal;


Conforme o gráfico mostrado na figura 6.8 a simulação do circuito

apresentou o funcionamento esperado.

6.5 Circuito de Potência

O primeiro passo da etapa de potência foi escolher o MOSFET que possui

condições de suportar os parâmetros elétricos para desenvolver a potencia de 160

RMSW previamente definida para o projeto apresentado. Precisou-se se obter o valor

para a fonte de alimentação e a corrente de pico na carga para a escolha do

MOSFET a ser utilizado. A equação 6.6, segundo relações da Lei de Ohm, foi

utilizada para calcular o valor da fonte de alimentação:

ZLWVCC P.= 6.6

65

Em que:

VCC = Tensão contínua da fonte

ZL = impedância do alto-falante

PW = Potência de Pico = RMSW . 2 .

O resultado do cálculo é mostrado na equação 6.7:

VVCC 304.2.160 ≅= 6.7

Conforme os cálculos houve a necessidade de se utilizar uma fonte de 30

volts na ponte dos MOSFET.

Para se obter o valor de corrente de pico dos MOSFET foi preciso utilizar

outra relação da Lei de Ohm, conforme mostra a equação 6.8:

ZL

VI P

P = 6.8

Em que:

PI = Corrente de Pico;

PV = Tensão de pico = Tensão da fonte;

ZL = impedância do alto-falante.

A equação 6.9 mostra o cálculo efetuado:

AV

IP 5,74

30==

6.9

Conforme o valor obtido de 7,5 A , foi escolhido o MOSFET IFR540, o qual

é encontrado facilmente no mercado e suas características elétricas estão bem

acima do necessário: A folha de dados do componente escolhido é mostrada na

figura 6.10 :

66

FIGURA 6.10 - Folha de dados do MOSFET IRF540;

FONTE: IRF540, 2001, p.1.

Após concretizar a escolha do MOSFET se fez necessário a pesquisa de

um componente driver para acionamento dos Mosfet´s de saída. Um modelo de fácil

acesso no mercado foi o IR2010 o qual sua folha de dados é apresentada na figura

6.11:

FIGURA 6.11 - Folha de dados do driver de MOSFET IR2010;

FONTE: IR2010, 2003, p.1.

67

Após escolha dos componentes foi montado e simulado o circuito como

mostra a figura 6.12:

FIGURA 6.12 - Circuito de Potência;


O sinal na saída do amplificador é mostrado no osciloscópio da figura

6.13:

FIGURA 6.13 - Sinal na carga do amplificador;


Aplicou-se um sinal de teste de 1 Volt de pico com freqüência de 200Hz

na entrada do amplificador e observou-se na saída o sinal de amplificado de

aproximadamente 29volts com um pequeno serrilhado na forma de onda, tal

serrilhado é o sinal de chaveamento bem amortecido pelo filtro passa baixa. Nota-se

que sua amplitude do serrilhado é insignificante comparado ao sinal de áudio.

68

Finalmente para análise de rendimento colocou-se um arranjo de

voltímetro e amperímetro na alimentação do circuito e logo após se colou este

arranjo na carga para efetuar as medições de potencia fornecida pela fonte e

potencia consumida na carga.

A tabela 6.1 mostra os valores obtidos:

Tensão de pico

medida, (V).

Corrente de pico

medida, (A).

Potencia de pico,

( IVP .= )

Fonte de

alimentação

30 7,36 220,8

Carga

(alto-falante)

29,1

7,25 210,9

Através da equação de rendimento apresentada no capítulo 4 foi possível

se obter o valor do rendimento do amplificador classe D. A equação 6.10 mostra o

resultado com referencia a um sinal de teste com freqüência de 200Hz.

%5,95100.8,220

9,210% ==η

6.10

Os resultados das simulações foram obtidos conforme o esperado e um

rendimento de 95% foi satisfatório na simulação e está de acordo com as teorias

descritas sobre os amplificadores classe D.

69

7 CONCLUSÃO

Neste trabalho foram apresentados um estudo geral das teorias de

eletrônica aplicada aos amplificadores de áudio e a implementação de um

amplificador classe “D” com freqüência de comutação de 50KHz para aplicações em

Subgraves.

A teoria do amplificador classe D aparentava ser simples, mas após o

desenvolvimento do trabalho notou-se que muitos circuitos foram necessários para o

funcionamento do projeto.

Após a escolha dos componentes adequados comprovou-se o correto

dimensionamento mediante as simulações.

Com os resultados obtidos comprova-se se que os amplificadores classe

D apresentam um alto rendimento sendo interessante sua aplicação desde

aparelhos pequenos até os de grande porte. Em sistemas compactos como

aparelhos celulares o amplificador de alto rendimento contribui na autonomia de

baterias, por outro lado, em equipamentos de grande porte o amplificador torna-se

compacto por não precisar de grandes dissipadores de calor, tal fato reduz o

desperdício de energia o gasto de materiais diminuindo o custo de fabricação.

70

8 REFERÊNCIAS

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