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INSTTUTO FEDERAL DE EDUCAÇÃO, CIÊNCIA E TECNOLOGIA DO CEARÁ PRÓ-REITORIA DE PESQUISA E INOVAÇÃO - PRPI

PROGRAMA DE APOIO À PRODUTIVIDADE EM PESQUISA - PROAPP

RELATÓRIO FINAL

BOLSISTA DO PROGRAMA DE APOIO À PRODUTIVIDADE

EM PESQUISA - PROAPP/IFCE

BOLSISTA

Edilson Mineiro Sá Junior

PERÍODO DESTE RELATÓRIO

Relatório Final

Sobral-Ceará 2016



1. DADOS GERAIS

IDENTIFICAÇÃO DO BOLSISTA

Nome: Edilson Mineiro Sá Junior

Matrícula SIAPE: 1641760 CPF: 500.812.413-72

Cargo: Professor do EBTT

Campus: Sobral

Endereço para Correspondência: Rua Francisca das Chagas Muniz

No 1555 Complemento: Casa 3

Bairro: Nossa Senhora de Fátima CEP: 62034-090

Cidade: Sobral Estado: Ceará

Fones: (88) 3112-8124 Celular: (85) 99985-9342 E-mail:[email protected]



DADOS SOBRE A PESQUISA

Grupo de Pesquisa cadastrado na Pró-reitoria de Pesquisa e Inovação:

Grupo de Pesquisa em Mecatrônica - GPEM

Linha de Pesquisa do Projeto:

Reatores Eletrônicos /Acionamento de LEDs para Iluminação

Projeto de Pesquisa:

Reator Eletrônico Trifásico para a Iluminação Pública com LEDs Utilizando Capacitores

Comutados

Orientando(s) vinculado(s) ao projeto: Tipo de Bolsa:

Maxwell Bruno Magalhães de Morais PIBITI



2. ATIVIDADES CONCLUÍDAS NA EXECUÇÃO DO PROJETO

As atividades foram distribuídas em função da expertise de cada membro do projeto (outros

professores, doutorandos, mestrandos e bolsistas). De uma forma geral, para compor o cronograma de

atividades, as diversas etapas do trabalho a serem desenvolvidas no período foram:

1- Estudo bibliográfico;

2- Análise qualitativa e quantitativa do conversor;

3- Simulações e adequações do conversor;

4- Montagem dos protótipos;

5- Testes do protótipo e possíveis readequações;

6- Divulgar os resultados obtidos na pesquisa em revistas e em congressos;

7- Possível protocolo de pedido de patente / publicação em revista A1 ou B1;

8- Relatório final.

Cronograma das Etapas Propostas no Projeto (em meses)

2º 4º 6º 8º 10º 12º 14º 16º 18º 20º 22º 24º

Etapa 1 x x x

Etapa 2 x x x

Etapa 3 x x x x

Etapa 4 x x x x

Etapa 5 x x x x

Etapa 6 x x x

Etapa 7 x x x

Etapa 8 x x

Cronograma das Etapas Realizadas no Projeto (em meses)

2º 4º 6º 8º 10º 12º 14º 16º 18º 20º 22º 24º

Etapa 1 x x x

Etapa 2 x x

Etapa 3 x x x x

Etapa 4 x x x x

Etapa 5 x x x x x

Etapa 6 x x x

Etapa 7 x x x x

Etapa 8 x x



A comparação entre o cronograma das etapas propostas e das etapas realizadas no projeto

demonstra que o projeto sempre esteve com o seu cronograma adiantado, o que se deve a participação

de alunos de Pós-graduação no projeto. Estes alunos de Pós-graduação possibilitam que o Laboratório

funcione praticamente 24 horas, além de incentivarem os alunos de Iniciação Científica a publicarem

em congressos internacionais e em revistas. Quanto a patente ou publicação em revista A1 ou B1,

atualmente temos um artigo oriundo do trabalho que foi submetido para uma seção especial da revista

A1 (IEEE – Transactions on Industrial Electronics). Atualmente, as modificações dos revisores estão

sendo realizadas para reavaliação e obtenção do aceite.

O protótipo inicial apresentou um fator de potência de 0,996, praticamente como uma carga

resistiva, mas o rendimento ficou próximo a 78% para uma potência de 54 W na saída. Atualmente, foi

testado um protótipo de 200 W, o qual apresentou um rendimento final de 91%. Uma fonte auxiliar

trifásica para o sistema também foi projetada, a qual operou mesmo com a falta de uma fase. Novos

conversores também foram obtidos, os quais reduzem o número de interruptores e, consequentemente,

possibilitam a redução do custo. Entretanto, estas topologias ainda estão sendo avaliadas, pois a tensão

do barramento é relativamente alta e os drivers para o acionamento dos interruptores ainda não estão

disponíveis no mercado nacional. Assim, estes novos conversores possibilitarão a continuação deste

trabalho.



3. RESULTADOS FINAIS

A Fig. 1 mostra o circuito de potência do conversor implementado. Três

capacitores (Cf4, Cf5 e Cf6) de filme de polipropileno de 63 nF/630 V foram adicionados para

evitar possíveis sobretensões nos MOSFETs devido às indutâncias parasitas que podem

surgir nas trilhas da placa de circuito impresso. Um diodo SiC (D7) foi usado em paralelo

com a ponte de diodos para reduzir as perdas do conversor. Isso é possível porque o diodo

SiC conduz primeiramente, pois sua queda de tensão é menor que a dos dois diodos, evitando

que os demais diodos entrem em condução. Além disso, o diodo SiC tem um tempo de

recuperação reversa praticamente nulo, o que reduz as perdas por comutação.

Fig. 1 - Circuito de potência do conversor proposto.

A Fig. 2 mostra a tensão e a corrente na fase A e a tensão e corrente na saída do

conversor. O conversor apresentou um fator de potência de 0,996 e uma distorção harmônica

total (THD – Total Harmonic Distortion) de 4,22%. Os valores eficazes de tensão e corrente

na fase A são de 217,9 V e 373 mA, respectivamente. A tensão média de saída foi de 121,1 V

e a corrente média de saída foi de 1,755 A, os quais estão compatíveis com os valores

projetados. O conversor apresentou uma ondulação de corrente de 338,6_mA, o que

corresponde a 19,3% do valor médio obtido, considerando inclusive as componentes de alta



frequência.

Fig. 2 - Tensão (vA) e corrente (iA) na fase A; tensão (vo) e corrente (io) nos LEDs.

A Fig. 1 mostrada as três correntes de entrada do conversor obtida com o

protótipo. As correntes de entrada estão defasadas em 120 graus entre si e são praticamente

senoidais, comprovando que o conversor permite a correção do fator de potência.

Fig. 3 - Correntes de entrada do conversor.

Para a avaliação do rendimento do conversor foi utilizado um analisador de

energia, modelo PA4000, fabricado pela Tektronix, que possui 4 canais de tensão e corrente.

Os resultados obtidos no Analisador de Energia PA4000 são mostrados na Tabela 1. Os canais

1, 2 e 3 são utilizados para medir alguns parâmetros de entrada do conversor, enquanto o



canal 4 é conectado à saída do conversor. O conversor foi alimentado por um variac trifásico,

que não proporcionou tensões de fase com a mesma amplitude, como pode ser visto na Tabela

1. Este desbalanceamento das tensões de fase e as distorções harmônicas nas tensões

produziram uma pequena ondulação em 360 Hz na corrente de saída do conversor, como

pode ser vista na Fig. 2. A tabela mostra que o conversor trifásico SC apresentou um elevado

fator de potência e uma baixa distorção harmônica total. O conversor apresentou um

rendimento global de 91,5% para condições nominais.

Tabela 1 - Resultados obtidos no Analisador de Energia PA4000

ENTRADA

Saída

CH1 CH2 CH3 Ch4

Vrms 214,42 V 220,82 V 219,65 V Vdc 125,27 V

Arms 374,25 mA 371,83 mA 372,90 mA Adc 1,7712 A

Watt 79,541 W 81,660 W 81,247 W Watt 221,90 W

PF 0,9912 0,9946 0,9919

ATHD 3,5670% 3,7509% 4,3456%

A Fig. 4 mostra a tensão e a corrente no capacitor chaveado Cs1. A figura mostra

que a tensão sobre o capacitor chaveado é limitada pela respectiva tensão de fase.

Fig. 4 - Tensão (vCs1) e corrente (iCs1) no capacitor chaveado Cs1.

A Fig. 5 mostra o detalhe da tensão e da corrente no capacitor chaveado Cs1 no

instante próximo ao pico da tensão de fase. A figura mostra que o capacitor chaveado carrega



e descarrega completamente num período de comutação, o que permite a correção do fator de

potência, que é uma característica do conversore SC proposto.

Fig. 5 - Detalhe da tensão (vCs1) e da corrente (iCs1) no capacitor chaveado Cs1.

A tensão e a corrente no interruptor S2 é mostrada na Fig. 6. O interruptor S2 está

submetido a uma tensão máxima de 581 V e a uma corrente máxima de 2,2 A. O comando

dos interruptores e o detalhe da comutação do interruptor S2 no instante próximo ao pico da

tensão de fase são mostrados na Fig. 7. O canal 3 (vg1) representa o comando dos interruptores

S1, S3 e S5. Já o canal 4 (vg2) representa o comando dos interruptores S2, S4 e S6. A figura

mostra que o interruptor S2 desliga sob condição ZCS e ZVS, o que permite a redução das

perdas por comutação e o consequente aumento do rendimento.

Fig. 6 - Tensão (vs2) e corrente (is2) no interruptor S2.



Fig. 7 - Comando dos interruptores e detalhe da comutação no interruptor S2.

A Fig. 8 mostra a tensão e a corrente no indutor de saída Lo. A tensão máxima

sobre o indutor Lo foi igual a 443,3 V enquanto que a tensão mínima foi de -137,3 V. A

corrente média em Lo foi de 1,759 A, a corrente máxima foi de 2,3 A e a corrente mínima foi

de 1,19 A. Assim, obteve-se uma ondulação de corrente no indutor Lo de 1,11 A, o que

corresponde a 63% do valor médio de corrente. Considerando a queda de tensão nos diodos e

as perdas nos componentes, pode-se concluir que os valores obtidos estão de acordo com os

valores obtidos no dimensionamento e na simulação do conversor.

Fig. 8 - Tensão (vLo) e corrente (iLo) no indutor de saída Lo.

A Fig.9 mostra o espectro harmônico da corrente de entrada na fase A. É

importante mencionar que o conversor pode ser considerado como um equipamento da



Classe A, pois ele é um sistema trifásico balanceado. Entretanto, o conversor também pode

ser classificado como equipamento da Classe C, levando em consideração que é um

equipamento para iluminação. Conforme o fluxograma de classificação dos equipamentos

apresentado na norma IEC 61000-3-2:2000, se o sistema é trifásico balanceado então ele

deve ser considerado como equipamento da Classe A (IEC, 2000). Entretanto, este

fluxograma foi retirado das versões mais recentes da norma IEC 61000-3-2. Segundo Castro

et al. (2016), um conversor trifásico utilizado para LEDs pode ser considerado como

equipamento da Classe A ou da Classe C e deve ser comparado com os limites da Classe C,

pois é a mais restrita das duas classes. Desta forma, o espectro harmônico da corrente de

entrada é comparado com os limites da Classe C da norma IEC 61000-3-2:2014, pois é a

classe mais restrita. A figura mostra que o conversor está em conformidade com os limites da

Classe C da IEC 61000-3-2:2014. Além disso, o conversor também está em conformidade

com os limites da Classe A. Os resultados foram omitidos porque as harmônicas obtidas

foram muito abaixo dos limites da Classe A, os quais são expressos em valores absolutos de

corrente, dificultando a visualização dos resultados.

Fig. 9 - Espectro harmônico da corrente de entrada da fase A

A Fig. 10 mostra o gráfico da variação da potência de saída em função da

frequência de comutação. A variação da frequência de comutação de 50 kHz até 25 kHz

permitiu uma variação da potência de saída de 100% a 50%. O gráfico teórico foi traçado



com um rendimento de 90% e considerando as amplitudes das três fases iguais a 311 V. A

figura mostra que os gráficos teórico e experimental têm um comportamento muito

semelhante, levando em conta que, na prática, as tensões de entrada não possuem a mesma

amplitude. A distância entre as curvas deve-se ao fato de que o rendimento obtido (91%) foi

um pouco acima do valor fixado inicialmente (90%). Portanto, os resultados mostram que o

conversor permite a dimerização dos LEDs através da variação da frequência de comutação.

25 30 35 40 45 50

100

120

140

160

180

200

220

Teórica

Experimental

Po

tên

cia d

e S

aíd

a (

W)

Frequência (kHz)

Fig. 10 - Gráfico da potência de saída em função da frequência de comutação.

A Fig. 11 mostra o gráfico do rendimento em função da potência de saída do

conversor. O rendimento global do conversor se mantém acima de 90% para toda a faixa de

potência, sendo obtido um rendimento global de 90,5% para a menor potência de saída obtida

(111,93 W). Além disso, o gráfico mostra que o rendimento não sofre grandes alterações com

a variação da frequência de comutação, permanecendo próximo a um valor de 91%.



110 130 150 170 190 210 230

87

88

89

90

91

92

93

94

95

Ren

dim

ento

(%

)

Potência de Saída (W)

Fig. 11 - Gráfico do rendimento em função da potência de saída.

A Fig. 12 mostra o gráfico do fator de potência e da THD nas três fases de acordo

com a variação da potência de saída. A figura mostra que o fator de potência foi mantido

acima de 0,97 e que a THD obtida foi inferior a 6%. Portanto, o conversor permite o controle

da intensidade luminosa dos LEDs, mantendo um elevado fator de potência e uma baixa

distorção harmônica, estando em conformidade com a norma IEC 61000-3-2:2014 (IEC,

2014).

110 130 150 170 190 210 230

0,94

0,95

0,96

0,97

0,98

0,99

1,00

Fa

tor d

e P

otê

nci

a

Potência de Saída (W)

FP - Fase A

FP - Fase B

FP - Fase C

3

4

5

6

7

8

9

TD

H (

%)

TDH - Fase A

TDH - Fase B

TDH - Fase C

Fig. 12 - Gráfico do fator de potência e da TDH em função da potência de saída.



Uma característica que os LEDs exigem do seu driver é uma corrente bem

regulada. A alta ondulação de corrente pode afetar as características fotométricas dos LEDs,

podendo reduzir o seu fluxo luminoso e a sua eficácia luminosa com o passar do tempo.

Além disso, a alta ondulação de corrente pode acarretar na aparição de flicker.

Segundo Wilkins, Veitch e Lehman (2010), flicker é uma mudança rápida e

repetida ao longo do tempo no brilho da luz. Durante muito tempo, a única preocupação com

este fenômeno era em relação à depreciação das características fotométricas das luminárias,

em particular, dos LEDs.

No entanto, muitos trabalhos comprovaram que o flicker pode ser um perigo para

a saúde, provocando um aumento na incidência de dores de cabeça (WILKINS, VEITCH e

LEHMAN, 2010). Além disso, quando o flicker ocorre em frequências entre 3 e 70 Hz com

uma amplitude suficiente, um pequeno percentual da população está propensa a sofrer uma

crise epiléptica. Felizmente, quase todo flicker em iluminação ocorre em frequências iguais

ou acima do dobro da frequência da rede: 100 Hz na Europa e 120 Hz na América

(WILKINS, VEITCH e LEHMAN, 2010).

Segundo Lehman e Wilkins (2014), flicker geralmente não pode ser visto quando

sua frequência está acima da chamada frequência crítica de fusão do flicker (CFF – Critical

Flicker Fusion Frequency), que é geralmente entre ~60 e 90 Hz. No entanto, mesmo quando

não podem ser vistos, o flicker ainda pode ser prejudicial aos humanos (WILKINS, VEITCH

e LEHMAN, 2010).

Para frequências acima de 100 Hz, a modulação de iluminância, isto é o flicker

percentual, raramente pode ser percebida diretamente por indivíduos humanos (seja pela

visão central ou periférica); apesar disso, o flicker pode ser percebido de forma indireta

através de efeitos estroboscópicos para frequências de até 300 Hz ou mais (BULLOUGH et

al., 2011a).

Conforme BULLOUGH et al. (2011b) e IEEE Power Electronics Society (2015),

a modulação de flicker pode ser calculada a partir da equação

Erro! Fonte de referência não encontrada., onde Fmax e Fmin representam o máximo e o



mínimo fluxo luminoso, respectivamente.

max min%

max min

100%F F

ModF F

(1)

(

A Fig. 13, apresentada em IEEE Power Electronics Society (2015), mostra a

região de baixo risco (laranja) e a região de efeito não observável (NOEL – No Observable

Effect Level) (verde) para o flicker em função da frequência e da modulação percentual. Note

que o gráfico é dividido em duas partes, de acordo com a frequência do flicker, fflicker: para

frequências inferiores e superiores a 90 Hz.

Fig. 13 - Gráfico da modulação em função da frequência do flicker.

Fonte: (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY, 2015).

Os experimentos realizados por Roberts e Wilkins (2013) e Bullough et al.

(2011b), representados por triângulos e quadrados, respectivamente, foram linearizados,

sendo obtida a reta 0,0333*fflicker, válida para frequências acima de 90 Hz. Desta forma, a

região de efeito não observável (verde) é definida pela condição da equação (2):



% flicker flicker0,0333 , para 90 HzMod f f (2)

(1)

O limite superior da região de baixo risco (laranja) é obtido através do produto da

reta 0,0333*fflicker por um fator de 2,5. Portanto, a região de baixo risco pode ser encontrada

através de Erro! Fonte de referência não encontrada.. Analisando os dados obtidos por

Perz et al. (2014) para observar o efeito estroboscópico, mais adequado para a região de

baixo risco, pode-se perceber que a equação Erro! Fonte de referência não encontrada. é

adequada para representar o limite da região de baixo risco.


Para frequências menores que 90 Hz, a região de baixo risco é definida por

Erro! Fonte de referência não encontrada. (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY,

2015), obtida de acordo com a curva de flicker apresentada na norma. Esta reta corresponde

com os dados de baixa frequência para flicker visível obtidos por Kelly (1964), representados

por losangos na Fig. 13.


A região de efeito não observável é obtida através do produto da reta 0,025*fflicker

por um fator de 2,5, sendo obtida Erro! Fonte de referência não encontrada..


Segundo IEEE Power Electronics Society (2015), a perceptibilidade do flicker

depende da sua luminância média no tempo. Em níveis baixos de luminância, o flicker de alta

frequência é invisível. Em níveis de luz escotópica, por exemplo, flicker com 100 % de

modulação é invisível em frequências acima de ~5 Hz. Em níveis de luz mesópica, caso da

iluminação pública, flicker com 100 % de modulação é invisível em frequências acima de

~16 Hz. Este pode ser um dos vários motivos pelos quais iluminação de rodovias com

lâmpadas HID tem recebido poucas reclamações sobre flicker.

Portanto, pode-se concluir que baixas iluminâncias podem ajudar amenizar os

efeitos do flicker. Porém, qualquer fonte de luz pode proporcionar uma alta iluminância da

retina em condições de visualização apropriadas, que são difíceis de especificar e controlar.



Assim, pode ser mais eficaz projetar as recomendações de flicker para uma fonte de alta

iluminância ou ignorar a iluminância fornecida e assumir que a fonte possui uma alta

iluminância (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY, 2015). Portanto, independente da

aplicação, seja ela com baixo ou alto nível de iluminância, o ideal é projetar o driver para

obter uma baixa modulação de flicker, eliminando, assim, qualquer tipo de risco à saúde

humana.

Para capturar a variação de iluminância dos LEDs foi utilizado um fotodiodo

BPW21r, pois esse componente apresenta uma sensibilidade espectral que se aproxima à

curva de sensibilidade do olho humano. No entanto, a amplitude de corrente resultante do

fotodiodo é baixa, o que tornou necessário a utilização de um circuito condicionador de sinal.

A Fig. 14(a) mostra o circuito utilizado para a medição do flicker, onde foi utilizado um

amplificador operacional de instrumentação LMC6084 para amplificar o sinal do fotodiodo.

Para realizar as medidas de flicker, o protótipo do sistema de medição de flicker

desenvolvido, mostrado na Fig. 14(b), foi conectado ao osciloscópio modelo MSO 5034

fabricado pela TEKTRONIX, para realizar as medidas foi utilizado um filtro passa baixo,

inerente ao equipamento.

(a) (b)

Fig. 14(a) – Circuito utilizado para medir o flicker. (b) – Protótipo do sistema de medição de flicker

desenvolvido.

A Fig. 15 mostra a área de operação recomendada em função da frequência e do



flicker percentual ou modulação (%). A corrente de saída do conversor trifásico SC apresenta

uma ondulação de corrente em 360 Hz. Para esta frequência, o flicker percentual

recomendado é de até 29% (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY, 2015). Valores

percentuais de flicker de 4,97%, 5,64% e 6,83% foram obtidos para correntes de saída de

1,77 A, 1,39 A e 963 mA, respectivamente. A figura mostra que o conversor permite uma

redução de 50% da potência de saída mantendo um flicker percentual em 360 Hz de acordo

com o limite recomendado pela IEEE para esta frequência, que é de 29%. Uma maior

redução na potência de saída implicaria numa frequência de comutação muito próxima da

frequência audível. Desta forma, a redução da potência de saída foi limitada a 50%. Os

valores percentuais de flicker obtidos estão muito abaixo do limite recomendado pela IEEE

mesmo havendo um desbalanceamento nas tensões de fase, como mostrado na Tabela 1. O

conversor proposto não necessita de nenhuma técnica de controle de malha fechada para

compensar este desbalanceamento, o que aumenta a simplicidade da proposta.

1 10 100 1000 10000

0,1

1

10

100

Mo

du

laçã

o (

%)

Frequência (Hz)

Área de operação

Recomendada

Io = 1,77 A

Io = 1,39 A

Io = 963 mA

Fig. 15 - Área de operação recomendada em função da frequência e do flicker percentual ou modulação (%).

A Fig. 16 mostra a foto do protótipo desenvolvido no laboratório. Nenhum

capacitor eletrolítico foi utilizado no driver, proporcionando uma vida útil compatível com a

dos LEDs.



Fig. 16 – Foto do protótipo desenvolvido

A Fig. 17 mostra a foto da luminária, formada por quatro LEDs COB, que foi

utilizada nos testes do conversor.

Fig. 17 - Luminária LED utilizada nos testes do conversor.



Conclusão

O trabalho apresentou os resultados de um conversor trifásico com capacitor

chaveado para o acionamento de LEDs de potência sem capacitores eletrolíticos

convencionais e com baixo flicker percentual.

O uso de um conversor trifásico exigiu a utilização de uma luminária LED de

elevada potência, a qual foi obtida utilizando a tecnologia dos LEDs COB, onde os chips de

LEDs são montados uns próximos dos outros e conectados diretamente sobre uma placa de

circuito ou substrato, proporcionando uma elevada densidade de potência.

O conversor proposto apresentou algumas características importantes no

acionamento de LEDs, tais como: a não utilização de capacitores eletrolíticos convencionais,

o que permite ao driver uma vida útil compatível com a dos LEDs; a obtenção de uma baixa

ondulação de corrente nos LEDs, devido a utilização de uma estrutura trifásica,

possibilitando a emissão de um baixo flicker percentual; a simplicidade no circuito e no

acionamento dos interruptores, os quais operam com razão cíclica constante e de forma

complementar, permitindo a utilização de um driver de acionamento convencional

(IR21844); a estabilização da corrente de saída sem a necessidade de sensores de corrente, o

que reduz o custo de projeto.

Um protótipo de 216 W alimentado pela rede trifásica com tensão de entrada

eficaz de 220 V por fase foi implementado. Com potência nominal, o conversor apresentou

um rendimento global de 91,5%, um fator de potência acima de 0,99 e uma distorção

harmônica menor que 5% nas três fases, obedecendo as Classes A e C da norma IEC 61000-

3-2:2014. Além disso, foi obtida uma ondulação de corrente de alta frequência igual a

16,97% e um flicker percentual de 4,97% obtido pelo o sistema de medição de fliker, estando

de acordo com as recomendações da IEEE Power Electronics Society (2015). Estes

resultados comprovaram a viabilidade técnica do conversor proposto.

Também foi realizado o estudo da dimerização dos LEDs, o qual pôde ser feito

através da variação da frequência de comutação do conversor. Foi possível reduzir a potência

de saída em até 50%, onde o rendimento do conversor permaneceu próximo a 91%, o fator de



potência manteve-se acima de 0,97 e a distorção harmônica total foi inferior a 6% para as três

fases e o flicker percentual foi menor que 7% para toda a faixa de potência. Portanto, os

resultados mostraram que o conversor possibilitou a dimerização dos LEDs através da

variação da frequência de comutação.

Referências Bibliográficas

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Lighting Research and Technology, June 2011b. 1-7.

BULLOUGH, J. et al. Effects of flicker characteristics from solid-state lighting on detection,

acceptability and comfort. Lighting Research and Technology, 4 Feb. 2011a. 337-348.

CASTRO, I. et al. Three phase converter with galvanic isolation based on Loss-Free

Resistors for HB-LED lighting application. 2016 IEEE Applied Power Electronics

Conference and Exposition (APEC). Long Beach: IEEE. 2016. p. 822-829.

IEC. IEC 61000-3-2: 2014. Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-2: Limits -

Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤ 16 A per phase).

[S.l.], p. 64. 2000.

IEC. IEC 61000-3-2: 2014. Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-2: Limits -

Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤ 16 A per phase).

International Electrotechnical Comission. [S.l.], p. 33. 2014.

IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY. IEEE Recommended Practices for

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IEEE. [S.l.]. 2015.

KELLY, D. H. Sine Waves and Flicker Fusion. Documenta Ophthalmologica, 18, 1964.

16-35.

LEHMAN, B.; WILKINS, A. J. Designing to Mitigate Effects of Flicker in LED Lighting:

Reducing risks to health and safety. IEEE Power Electronics Magazine, 1, n. 3, Sept. 2014.

18-26.

PERZ, M. et al. Modeling the visibility of the stroboscopic effect occurring in temporally

modulated light systems. Lighting Research and Technology, 47, 2014. 281-300.

ROBERTS, J. E.; WILKINS, A. J. Flicker can be perceived during saccades at frequencies in

excess of 1 kHz. Lighting Research and Technology, 45, 2013. 124-132.



WILKINS, A.; VEITCH, J.; LEHMAN, B. LED lighting flicker and potential health

concerns: IEEE standard PAR1789 update. 2010 IEEE Energy Conversion Congress and

Exposition. Atlanta: IEEE. 2010. p. 171-178.



3. PARTICIPAÇÃO EM EVENTOS CIENTÍFICOS/TECNOLÓGICOS

COM DIVULGAÇÃO DOS RESULTADOS DO PROJETO

SANTOS, R. L., COUTINHO, R. P., SOUZA, K. C. A., SÁ Jr., E. M. A Dimmable ChargePump

ZVS LED Driver with PFC In: 13th Brazilian Power Electronics Conference 13th COBEP and

1st Southern Power Electronics Conference SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power

Electronics Conference 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference SPEC.

IEEE, 2015.

ROCHA, A. F., MARQUES, E. R., SILVA, C. E. A., SÁ Jr., E. M. A StepUp Converter with

Switched Capacitor Using a Small Inductor in CCM to Drive Power LEDs In: 13th Brazilian

Power Electronics Conference 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference

SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics Conference 13th COBEP and 1st

Southern Power Electronics Conference SPEC. IEEE, 2015.

COUTINHO, R. P., SOUZA, K. C. A., ANTUNES, F. L. M., Miranda, P. H. A., SÁ Jr., E. M.

A ThreePhase Switched Capacitor Converter without Electrolytic Capacitor and with Power

LED Dimming In: 13th Brazilian Power Electronics Conference 13th COBEP and 1st Southern

Power Electronics Conference 1st SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics

Conference 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference 1st SPEC. IEEE, 2015.

CASTRO, L. A., ANTUNES, F. L. M., SÁ Jr., E. M. Design of ZSource Converter DC/DC for a

Photovoltaic System Connected to DC Microgrid In: 13th Brazilian Power Electronics

Conference 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference SPEC, 2015,

Fortaleza.13th Brazilian Power Electronics Conference 13th COBEP and 1st Southern Power

Electronics Conference SPEC. IEEE, 2015.

SILVA, R. V. E, Freitas, A. A., CASTRO, M. R. de, ANTUNES, F. L. M., SÁ Jr., E. M. High Gain



QZS DC/DC Converter with Coupled Inductor and Capacitor Switch In: 13th Brazilian Power

Electronics Conference 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference SPEC,

2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics Conference 13th COBEP and 1st Southern

Power Electronics Conference SPEC. IEEE, 2015.

4. OUTRAS INFORMAÇÕES QUE JULGAR RELEVANTES.

A comunidade científica está reconhecendo os estudos do grupo de pesquisa, o que resultou no

convite e na participação como chairman (avaliador da apresentação) em três seções do 13th

COBEP and 1st IEEE Southern Power Electronics Conference SPEC.

Artigos submetido a Periódicos Internacionais decorrentes ao trabalho (Qualis A1 na segunda

revisão):

COUTINHO, R. P. DE SOUZA; K. C. A.; ANTUNES, F. L. M.; SÁ JR. E. M. Three-Phase Switched

Capacitor LED Driver with Low Percent Flicker. IEEE Transactions on Industrial Electronics.

Artigos aprovados em Periódicos Nacionais:

ALBUQUERQUE, L. T.; E SILVA, C. E. DE A.; OLIVEIRA JR., D. S.; SÁ JR., E. M. Boost PFC

sem Sensor de Corrente Utilizando Técnica de Deslocamento de Amostra de Tensão. Regular

Section Brazilian Journal of Power Electronics – SOBRAEP Transaction.

Artigos submetido a Periódicos Internacionais e Nacionais (na segunda revisão):

GUISSO, R. A.; RIGHI, M. F.; SÁ JR., E. M.; PINTO, R. A.; BENDER, V. C.; MARCHESAN, T. B.

An extended design methodology for LED Lighting Systems Including Lifetime Estimation. IEEE

Transactions on Electron Devices.



DOS SANTOS, R. L.; FERREIRA, J. S.; MARTINS JR., G. E.; DE SOUZA, K. C. A.; SÁ JR., E. M.

Ferramenta Educacional de Baixo Custo para Traçar as Curvas de Módulos Fotovoltaicos. Regular

Section Brazilian Journal of Power Electronics – SOBRAEP Transaction.

O presente relatório expressa a verdade.

Sobral, 30 de setembro de 2016.

______________________________________________

Assinatura do Pesquisador



DE USO EXCLUSIVO DA PRÓ-REITORIA DE PESQUISA E INOVAÇÃO:

Parecer:

__________________________________ Pró-reitoria de Pesquisa e Inovação

Homologado em: _____/ _____/ _____.

OBSERVAÇÕES:

Encaminhar este relatório assinado em PDF através da PLATAFORMA NL.

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