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Ângelo Miguel Ferreira Araújo

Implementação e Comparação de DiferentesTécnicas de Comutação para Filtros Ativosde Potência

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Universidade do MinhoEscola de Engenharia

Outubro de 2012

Tese de MestradoCiclo de Estudos Integrados Conducentes ao Grau deMestre em Eletrónica Industrial e de Computadores

Trabalho efetuado sob a orientação doProfessor Doutor José Gabriel Oliveira Pinto

Ângelo Miguel Ferreira Araújo

Implementação e Comparação de DiferentesTécnicas de Comutação para Filtros Ativosde Potência

Universidade do MinhoEscola de Engenharia

À minha família e amigos.

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência v Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Agradecimentos

O trabalho apresentado nesta Dissertação contou com a ajuda de algumas pessoas,

às quais transmito os meus agradecimentos.

Ao meu orientador Doutor José Gabriel Oliveira Pinto pela dedicação, pelo rigor e

pela solidariedade prestadas, que me ajudou a atravessar as dificuldades que foram

aparecendo na realização deste trabalho.

Ao Doutor João Luiz Afonso pela criação desta proposta de dissertação, pela

orientação inicial no trabalho e pelo auxílio prestado que foram fundamentais para a

realização deste trabalho com sucesso.

Aos investigadores e bolseiros do GEPE, Vítor Monteiro, Henrique Gonçalves,

Delfim Pedrosa, Bruno Exposto e Raul Almeida pelo companheirismo e esclarecimento

de dúvidas no decorrer do trabalho.

Uma mensagem de apreço deve também ser endereçada aos meus colegas e

amigos do laboratório de potência, pela criação de um ambiente de respeito e amizade.

Aos técnicos das oficinas Joel Almeida, Carlos Torres e Ângela Macedo que

sempre se mostraram prestáveis na resolução de qualquer problema.

Um muito obrigado a todos os meus colegas de curso, em especial ao Diogo

Sousa, Bruno Pereira, José Sousa, Nuno Ricardo e Rui Montenegro por toda a ajuda e

amizade que prestaram quando foi necessária.

Um agradecimento especial à minha família e amigos, em especial aos meus pais

e à minha irmã, que me apoiaram nos bons e nos maus momentos do meu percurso

académico.

A todos os meus mais sinceros agradecimentos.

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência vii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Resumo

O aparecimento de cargas elétricas com consumo de corrente não sinusoidal

(como por exemplo variadores eletrónicos de velocidade para motores, ou

computadores pessoais), a qualidade da energia elétrica passou a ter um papel

importante na produção, distribuição e utilização de eletricidade. Como soluções para

estes problemas, mais precisamente harmónicos, apareceram os filtros passivos. No

entanto estes padecem pela não adaptação a novas cargas e a novos modos de operação.

Em seguida foram estudadas diferentes metodologias para solucionar os problemas

causados pela degradação da qualidade da energia elétrica. Deste modo, foram

recentemente desenvolvidos equipamentos eletrónicos para monitorização e

compensação dos problemas da energia elétrica entre os quais, os filtros ativos de

potência.

O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho

encontra-se empenhado no estudo e desenvolvimento de equipamentos que mitiguem

problemas de qualidade de energia elétrica. Com esse objetivo foi proposta a

implementação e a comparação de diversas técnicas de comutação para filtros ativos de

potência.

As técnicas de comutação propostas encontram-se i) comutação por modulação da

largura de pulso (PWM – Pulse-width Modulation) em que, para ser implementada, um

sinal de referência é comparado com um sinal triangular, ii) amostragem periódica

(Periodic Sampling) que é conhecida por tem uma frequência fixa máxima de

comutação, iii) técnica de comutação Space Vector onde, o sinal de entrada é convertido

num vetor.

Esta Dissertação será dividida em 7 capítulos começando pelo “Estudo da Arte”

onde serão abordadas as várias técnicas de comutação existentes bem como os filtros

ativos existentes. Na tarefa seguinte são realizadas simulações no software PSIM,

seguido pela implementação da parte de controlo e da parte de potência do filtro ativo.

Realização de testes de bancada e comparação das três técnicas de comutação é a tarefa

seguinte. Para terminar será feita uma análise comparativa das técnicas de comutação.

Palavras-chave Técnicas de Comutação de Inversores, Filtro Ativo Paralelo,

Eletrónica de Potência, Qualidade de Energia Elétrica,

Sistemas de Energia

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência ix Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Abstract

With the increase use of electric loads with non-sinusoidal current consumption

(such as electronic variable-speed drives, Personal Computers, etc.), electrical power

quality began to have an important role in the production, distribution and use of

electricity.

Passive filters are one of the traditional solutions to deal with power quality

problems, more specifically, the deal with harmonics. Nevertheless they have

limitations, because they cannot adjust dynamically to new loads and new modes of

operation. Continuing the development of new solutions to deal with these problems

appeared more recently electronic equipment for monitoring and compensation power

quality problems amongst them, there are active power filters. This type of equipment

mitigates numerous power quality problems, including power factor, harmonics, voltage

and / or current imbalances, and more, depending on the filters configuration.

The Group of Energy and Power Electronics (GEPE) of University of Minho has

researched and developed equipment for monitoring and suppressing electric power

quality problems, namely active power filters. To extend the range of expertise in this

area it has been proposed the study and implementation of power inverter switching

techniques, that can be used in active power filters.

The switching techniques proposed for study are i) Pulse-width Modulation

(PWM) in which, to be implemented, a reference signal is compared with a triangular

carrier signal, ii) Periodic-Sampling which is known to have only a fixed maximum

switching frequency, iii) Space Vector PWM where the input signals are converted to a

vector, and the output signal corresponds to a sum of adjacent vectors of the input

vector, corresponding to each of the possible switching combinations.

This Dissertation will be divided into several tasks starting with "State of Art" in

which will be discussed several switching techniques, as well those that are applied to

active power filters. The next task is perform simulations in PSIM software, followed

by the implementation in the active power filter control and power circuits. Bench

testing and comparison of the switching techniques is the next task. To finish there will

be a comparative analysis of the switching techniques results.

Keywords: Inverter Switching Techniques, Shunt Active Power Filter, Power

Electronics, Electrical Power Quality, Energy Systems

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xi Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Índice

Agradecimentos .............................................................................................................................. v

Resumo .......................................................................................................................................... vii

Abstract .......................................................................................................................................... ix

Lista de Figuras ........................................................................................................................... xiii

Lista de Tabelas ........................................................................................................................... xix

Lista de Acrónimos ...................................................................................................................... xxi

Nomenclatura ............................................................................................................................. xxiii

Introdução .............................................................................................................. 1 CAPÍTULO 1

Enquadramento ................................................................................................................ 1 1.1.

Problemas de Qualidade da Energia Elétrica ................................................................... 2 1.2. Interrupção da Alimentação ...................................................................................................... 4 1.2.1.

Cava de Tensão ......................................................................................................................... 5 1.2.2.

Sobretensão Temporária à Frequência Industrial ...................................................................... 5 1.2.3.

Tensões Harmónicas ................................................................................................................. 6 1.2.4.

Exemplos de Cargas Não Lineares............................................................................................ 8 1.2.5.

Motivações ..................................................................................................................... 12 1.3.

Objetivos e Contribuições .............................................................................................. 12 1.4.

Organização e Estrutura da Dissertação ......................................................................... 13 1.5.

Técnicas de Comutação para Conversores de Potência ................................... 15 CAPÍTULO 2

Introdução ...................................................................................................................... 15 2.1.

Filtros Ativos de Potência .............................................................................................. 15 2.2. Filtro Ativo Série .................................................................................................................... 16 2.2.1.

Filtro Ativo Paralelo ............................................................................................................... 16 2.2.2.

Inversor do Andar de Potência ....................................................................................... 17 2.3. Voltage Source Inverter (VSI) ................................................................................................ 18 2.3.1.

Current Source Inverter (CSI) ................................................................................................ 20 2.3.2.

Técnica de Controlo (Teoria p-q) ................................................................................... 21 2.4.

Técnicas de Comutação ................................................................................................. 25 2.5. Periodic Sampling ................................................................................................................... 25 2.5.1.

Comutação por Largura de Banda Fixa ................................................................................... 26 2.5.2.

Comutação por Largura de Banda Adaptativa ........................................................................ 26 2.5.3.

Comutação por Largura de Pulso ............................................................................................ 27 2.5.4.

Space Vector PWM ................................................................................................................. 28 2.5.5.

Conclusão ....................................................................................................................... 47 2.6.

Simulações das Técnicas de Comutação ............................................................ 49 CAPÍTULO 3

Introdução ...................................................................................................................... 49 3.1.

Filtro Ativo Paralelo....................................................................................................... 49 3.2.

Comutação Periodic Sampling ....................................................................................... 53 3.3.

Comutação por PWM ..................................................................................................... 54 3.4.

Comutação Space Vector ............................................................................................... 55 3.5.

Resultados de Simulação ............................................................................................... 55 3.6. Retificador Monofásico com Carga RC .................................................................................. 56 3.6.1.

Carga RL Monofásica ............................................................................................................. 62 3.6.2.

Conclusão ....................................................................................................................... 67 3.7.

Hardware do Filtro Ativo Paralelo .................................................................... 69 CAPÍTULO 4

Introdução ...................................................................................................................... 69 4.1.

Circuito de Potência ....................................................................................................... 69 4.2. Condensadores do Barramento DC ......................................................................................... 69 4.2.1.

Bobines de Acoplamento ........................................................................................................ 70 4.2.2.

Inversor de Potência ................................................................................................................ 71 4.2.3.

Driver dos IGBTs ................................................................................................................... 72 4.2.4.

Circuito de Comando ..................................................................................................... 74 4.3.

Circuito de Controlo....................................................................................................... 76 4.4. Sensores de Corrente ............................................................................................................... 76 4.4.1.

Sensores de Tensão ................................................................................................................. 77 4.4.2.

Índice

xii Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência

Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Condicionamento de Sinal ....................................................................................................... 78 4.4.3.

Controlador Digital (DSP) ....................................................................................................... 79 4.4.4.

Saídas Analógicas DAC .......................................................................................................... 80 4.4.5.

Placa de Comando ................................................................................................................... 81 4.4.6.

Circuito de Alimentação ................................................................................................. 81 4.5.

Hardware Adicional ....................................................................................................... 82 4.6.

Conclusão ....................................................................................................................... 82 4.7.

Implementação do Sistema de Controlo ............................................................ 83 CAPÍTULO 5

Introdução ...................................................................................................................... 83 5.1.

Phase-Locked-Loop (PLL) ............................................................................................. 83 5.2.

IQMath ........................................................................................................................... 85 5.3.

Técnica de Comutação ................................................................................................... 87 5.4. Técnica de Comutação Periodic Sampling .............................................................................. 87 5.4.1.

Técnica de Comutação PWM .................................................................................................. 88 5.4.2.

Técnica de Comutação SVPWM ............................................................................................. 89 5.4.3.

Conclusão ....................................................................................................................... 90 5.5.

Resultados Experimentais ................................................................................... 91 CAPÍTULO 6

Introdução ...................................................................................................................... 91 6.1.

Carga RL Desequilibrada ............................................................................................... 91 6.2. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ....................................... 94 6.2.1.

Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM ........................................................... 96 6.2.2.

Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM ...................................................... 98 6.2.3.

Primeiro teste com carga RL Desequilibrada e Retificador Trifásico .......................... 101 6.3. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ..................................... 103 6.3.1.

Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM ......................................................... 106 6.3.2.

Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM .................................................... 108 6.3.3.

Segundo teste com carga RL Desequilibrada e Retificador Trifásico .......................... 111 6.4. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ..................................... 113 6.4.1.



Controlo do Barramento DC ........................................................................................ 120 6.5. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ..................................... 120 6.5.1.



Conclusão ..................................................................................................................... 122 6.6.

Conclusão e Trabalho Futuro ........................................................................... 123 CAPÍTULO 7

Conclusão ..................................................................................................................... 123 7.1.

Trabalho Futuro ............................................................................................................ 125 7.2.

Referências .................................................................................................................................. 127

Apêndice 1 ................................................................................................................................... 131

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xiii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Lista de Figuras

Figura 1.1 - Distorção da forma de onda da tensão provocada por uma carga não linear. ........................... 2

Figura 1.2 - Interrupção breve na tensão de alimentação. ............................................................................ 4

Figura 1.3 - Cava de tensão.......................................................................................................................... 5

Figura 1.4 - Sobretensão temporária à frequência industrial. ...................................................................... 6

Figura 1.5 - Forma de onda da tensão no laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia

(GEPE) da Universidade do Minho [2]................................................................................................ 7

Figura 1.6 - Espetro harmónico da tensão: (a) Amplitude das harmónicas, expressa em Volts; (b)

Amplitude das harmónicas, expressa em percentagem da fundamental [2]. ........................................ 7

Figura 1.7 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RC. ............................................. 8

Figura 1.8 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RC...................... 9

Figura 1.9 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador

trifásico com carga RC. ....................................................................................................................... 9

Figura 1.10 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RL........................................... 10

Figura 1.11 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RL. ................. 10

Figura 1.12 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador

trifásico com carga RL. ...................................................................................................................... 10

Figura 1.13 - Esquema de ligações para um retificador monofásico com carga RC. ................................. 11

Figura 1.14 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador monofásico com carga RC. ........... 11

Figura 1.15 - Espectro harmónico e THD% da tensão e da corrente do retificador monofásico com

carga RC. ........................................................................................................................................... 12

Figura 2.1 - Diagrama de blocos de um filtro ativo série [1]. .................................................................... 16

Figura 2.2 - Diagrama de blocos do filtro ativo paralelo [1]. ..................................................................... 17

Figura 2.3 - VSI trifásico com filtros passivos [1]. .................................................................................... 18

Figura 2.4 - VSI com quatro braços e filtros passivos [1].......................................................................... 19

Figura 2.5 - VSI com três braços com o ponto médio do condensador ligado ao neutro e filtros

passivos[1]. ........................................................................................................................................ 20

Figura 2.6 - CSI com três braços e filtros passivos [7]. ............................................................................. 21

Figura 2.7 - Componentes da teoria p-q num sistema trifásico [1]. ........................................................... 23

Figura 2.8 – Componentes da teoria p-q com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede [1]. .............. 24

Figura 2.9 - Diagrama de blocos da técnica de comutação periodic sampling. ......................................... 25

Figura 2.10 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda fixa. ............................................. 26

Figura 2.11 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa. ................................... 27

Figura 2.12 - Diagrama de blocos da comutação por largura de pulso [3]. ............................................... 27

Figura 2.13 - Diagrama fasorial com os vetores de comutação e definição dos setores. ........................... 28

Figura 2.14 - Sequência de comutação direta inversa com dois vetores nulos por período de

comutação (DIH) [9]. ......................................................................................................................... 30

Figura 2.15 - Sequência de comutação direta inversa com vetor nulo por período de comutação

(DIO) [9]. ........................................................................................................................................... 30

Figura 2.16 - Sequência de comutação direta simples SVM (SDSVM) [9]. .............................................. 30

Figura 2.17 - Sequência de comutação simetrical generated SVM (SGSVM) [9]. ................................... 30

Figura 2.18 - Inversor trifásico sem neutro implementado em simulação. ................................................ 31

Lista de Figuras

xiv Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência


Figura 2.19 - Algoritmo para determinação do setor em que se localiza o vetor de corrente a

produzir [26]. ..................................................................................................................................... 31

Figura 2.20 - Inversor trifásico com neutro a três braços. .......................................................................... 34

Figura 2.21 - Espaço vetorial para um inversor trifásico com neutro a três braços [34]. ........................... 35

Figura 2.22 - Inversor trifásico com neutro e 4 braços............................................................................... 38

Figura 2.23 - Localização dos vetores no espaço A-B-C [26]. ................................................................... 39

Figura 2.24 - Localização dos vetores no espaço α-β-0 [26]. ..................................................................... 40

Figura 3.1 - Implementação em simulação da rede de distribuição e sensores de medida. ........................ 50

Figura 3.2 - Inversor trifásico a quatro braços implementado em simulação. ............................................ 50

Figura 3.3 - Esquema de implementação do circuito de tempo-morto para os comutadores de um

dos braços do inversor. ....................................................................................................................... 51

Figura 3.4 - Resultado da implementação em simulação do circuito de tempo-morto (a) IGBT

superior (b) IGBT inferior. ................................................................................................................. 51

Figura 3.5 - Cargas utilizadas para testar o filtro ativo paralelo................................................................. 52

Figura 3.6 - Implementação da teoria p-q num bloco codificado em linguagem C. .................................. 53

Figura 3.7 - Bloco C com a técnica de comutação periodic sampling. ...................................................... 53

Figura 3.8 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação PWM............................................. 54

Figura 3.9 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação SVPWM. ...................................... 55

Figura 3.10 - Carga monofásica - retificador a díodos com carga RC. ...................................................... 56

Figura 3.11 - Espectro harmónico (a) e espectro harmónico em % (b) da corrente no retificador

monofásico a díodos com carga RC sem filtro ativo. ......................................................................... 56

Figura 3.12 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com periodic sampling. .............................. 57

Figura 3.13 - Tensão no barramento DC com periodic sampling. ............................................................. 57

Figura 3.14 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com periodic sampling. ................ 58

Figura 3.15 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a

díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação periodic sampling. ................................. 58

Figura 3.16 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com PWM. ................................................. 59

Figura 3.17 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com PWM. ................................... 59

Figura 3.18 - Tensão no barramento DC com PWM. ................................................................................ 59


díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação PWM. .................................................... 60

Figura 3.20 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com SVPWM. ............................................ 60

Figura 3.21 - Tensão no barramento DC com SVPWM. ........................................................................... 61

Figura 3.22 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com SVPWM. .............................. 61


díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação SVPWM. ............................................... 62

Figura 3.24 - Carga monofásica – RL série. .............................................................................................. 62

Figura 3.25 - Corrente nas fases e corrente no neutro consumidas pela carga RL monofásica. ................. 63

Figura 3.26 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a

técnica de comutação periodic sampling. .......................................................................................... 63

Figura 3.27 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação

periodic sampling. .............................................................................................................................. 64

Figura 3.28 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL

desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling. ............................................... 64

Lista de Figuras

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xv Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho


técnica de comutação PWM............................................................................................................... 65


PWM. ................................................................................................................................................. 65


desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM. .................................................................. 66


técnica de comutação SVPWM. ........................................................................................................ 66


SVPWM. ............................................................................................................................................ 67


desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM. ............................................................. 67

Figura 4.1 - Barramento DC com as resistências de equalização. ............................................................. 69

Figura 4.2 - Bobine de acoplamento utilizada. .......................................................................................... 70

Figura 4.3 - Esquema do circuito de potência utilizado. ............................................................................ 71

Figura 4.4 - Painel de ligação do filtro ativo paralelo. ............................................................................... 71

Figura 4.5 - SEMIKRON SKM200GB176D – (a) Imagem do módulo de IGBTs (b) Esquema

elétrico [40]. ....................................................................................................................................... 72

Figura 4.6 - Driver SKHI22AH4R da SEMIKRON e a disposição dos pinos [41]. .................................... 73

Figura 4.7 - Placa com o driver SKHI22AH4R utilizada. .......................................................................... 73

Figura 4.8 - Elementos constituintes de um braço do inversor. ................................................................. 73

Figura 4.9 - Inversor trifásico com neutro a quatro braços utilizado [42]. ................................................. 74

Figura 4.10 - Esquema do circuito de comando do filtro ativo. ................................................................. 75

Figura 4.11 - Disjuntor principal utilizado. ................................................................................................ 75

Figura 4.12 - Diagrama de blocos do circuito de controlo. ........................................................................ 76

Figura 4.13 - Sensor de corrente LA200-P da LEM. .................................................................................. 76

Figura 4.14 - Esquema de ligações do LA200-P utilizado [44].................................................................. 77

Figura 4.15 - Sensor de tensão LV25P da LEM. ........................................................................................ 77

Figura 4.16 - Esquema de ligações do sensor LV25P utilizado [45]. ......................................................... 77

Figura 4.17 - Placa com os sensores de tensão utilizada. ........................................................................... 78

Figura 4.18 - Placa de condicionamento de sinal utlizada. ........................................................................ 78

Figura 4.19 - Placa eZdsp320F2812 da Spectrum Digital com o DSP TMS320F2812 da Texas

Instruments. ....................................................................................................................................... 79

Figura 4.20 - Diagrama de blocos interno do DAC7625 da Burr Brown [49]. .......................................... 81

Figura 4.21 - Placa de interface com a eZdsp320F2812, incluindo o DAC DAC7625. ............................. 81

Figura 4.22 - Caixa de interface entre os sensores de corrente e o osciloscópio. ...................................... 82

Figura 5.1 - Diagrama de blocos da estrutura básica de uma PLL [51]. .................................................... 83

Figura 5.2 - Diagrama de blocos da PLL implementada [51]. ................................................................... 84

Figura 5.3 - PLL implementada em simulação - instante inicial................................................................ 85

Figura 5.4 - PLL implementada no filtro ativo. ......................................................................................... 85

Figura 5.5 - Diagrama de blocos geral da codificação no DSP. ................................................................. 87

Figura 5.6 - Fluxograma da técnica de comutação periodic sampling implementada no DSP. ................. 88

Figura 5.7 - Fluxograma da técnica de comutação PWM implementada no DSP. .................................... 89

Figura 5.8 - Fluxograma blocos da técnica de comutação SVPWM implementada no DSP. .................... 90

Lista de Figuras

xvi Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência


Figura 6.1 - Equipamentos de medida utilizados. ...................................................................................... 91

Figura 6.2 - Diagrama da carga RL desequilibrada aplicada ao filtro ativo. .............................................. 92

Figura 6.3 - Tensão e corrente na carga com carga RL desequilibrada e filtro ativo desligado. ................ 92

Figura 6.4 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada e com o filtro ativo desligado (a) -

Tensão e corrente na carga. (b) - Valor da potência ativa, reativa, aparente e do fator de

potência. ............................................................................................................................................. 93

Figura 6.5 - Carga RL desequilibrada com o filtro desligado - valor de THD% e espectro

harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ....................................................................... 93

Figura 6.6 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a

técnica de comutação periodic sampling. .......................................................................................... 94

Figura 6.7 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de

comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa,

reativa e aparente bem como o valor do fator de potência. ................................................................ 94

Figura 6.8 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação periodic sampling

- valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. .......................... 95

Figura 6.9 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL

desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação periodic sampling. ...................................... 96


técnica de comutação PWM. .............................................................................................................. 96

Figura 6.11 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de

THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. .......................................... 97


comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e

aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................... 97


desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação PWM. ......................................................... 98


técnica de comutação SVPWM. ......................................................................................................... 99


comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e

aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................... 99

Figura 6.16 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de

THD% e espectro harmónico a) Tensão na fonte b) Corrente na fonte. ........................................... 100


desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação SVPWM. .................................................. 100

Figura 6.18 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no

lado CC aplicada ao sistema - primeiro teste. .................................................................................. 101

Figura 6.19 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em

conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado. ...... 102

Figura 6.20 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico

com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a)

Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ............................................................................................. 102

Figura 6.21 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com

o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e

corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator

de potência. ...................................................................................................................................... 103


conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a

técnica de comutação periodic sampling. ........................................................................................ 104

Lista de Figuras

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xvii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho


com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling

- valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ....................... 104


o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de


reativa e aparente bem como o valor do fator de potência. .............................................................. 105

Figura 6.25 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste

com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado

CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação periodic sampling. ................................. 105



técnica de comutação PWM............................................................................................................. 106


com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação PWM - valor de

THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ........................................ 107




aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................ 107



CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação PWM. .................................................... 108



técnica de comutação SVPWM. ...................................................................................................... 109


com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação SVPWM - valor de





aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................ 110



CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação SVPWM. ............................................... 111

Figura 6.34 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no

lado CC aplicada ao sistema - segundo teste. .................................................................................. 111

Figura 6.35 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em

conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado....... 112

Figura 6.36 - Segundo teste efetuado com a carga RL desequilibrada em conjunto com o

retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e

espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ....................................................... 112

Figura 6.37 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto

com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) -

Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor

do fator de potência.......................................................................................................................... 113



técnica de comutação periodic sampling. ........................................................................................ 114


com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de


reativa e aparente bem como o valor do fator de potência. .............................................................. 114

Lista de Figuras

xviii Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência


Figura 6.40 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico

com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling

- valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ........................ 115

Figura 6.41 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste


CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação periodic sampling. ................................. 115



técnica de comutação PWM. ............................................................................................................ 116


com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM - valor de





aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................. 117



CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação PWM. .................................................... 118



técnica de comutação SVPWM. ....................................................................................................... 118




aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................. 119


com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM - valor

de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ................................... 119



CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação SVPWM. ............................................... 120

Figura 6.50 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do

inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da

tensão no barramento DC, com a técnica comutação periodic sampling (0,5 V/div)(10

ms/div). ............................................................................................................................................ 121



tensão no barramento DC, com a técnica comutação PWM (0,5 V/div)(10 ms/div). ...................... 121



tensão no barramento DC, com a técnica comutação SVPWM (0,5 V/div)(10 ms/div). ................. 122

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xix Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Lista de Tabelas

Tabela 1.1 - Entidades normativas em compatibilidade eletromagnética. ................................................... 3

Tabela 1.2 - Principais normas para imunidade de equipamentos. .............................................................. 3

Tabela 1.3 - Principais normas para limite de emissão de ruído eletromagnético. ...................................... 4

Tabela 1.4 - Valores das harmónicas de tensão até à ordem 25 nos pontos de fornecimento,

expressos em percentagem da tensão nominal [2]. .............................................................................. 8

Tabela 2.1 - Combinações possíveis de comutações do VSI com três braços e tensões aos seus

terminais. ........................................................................................................................................... 18

Tabela 2.2 - Combinações possíveis de comutações do VSI com quatro braços e tensões aos seus

terminais. ........................................................................................................................................... 19

Tabela 2.3 - Combinações possíveis do inversor trifásico com neutro a 3 braços. .................................... 20

Tabela 2.4 - Combinações possíveis de comutações do CSI com três braços e correntes aos seus

terminais. ........................................................................................................................................... 21

Tabela 2.5 - Estados do Flip-Flop D. ......................................................................................................... 26

Tabela 2.6 - Combinações dos braços do VSI trifásico com o estado e vetor correspondentes. ................ 28

Tabela 2.7 - Características das sequências de comutação [9]. .................................................................. 31

Tabela 2.8 - Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 3 braços,

tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor. ....................................................................... 35

Tabela 2.9 - Valor de N associado ao tetraedro equivalente [37]. .............................................................. 36

Tabela 2.10 - Relação entre o tetraedro atual e a ordem de comutação tanto do braço como do

tempo [37]. ......................................................................................................................................... 38

Tabela 2.11 - Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 4

braços, tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor [33]. ................................................... 39

Tabela 2.12 - Relação entre os valores de J, N para determinação do prisma e do tetraedro

resultando nos vetores a utilizar [33]. ................................................................................................ 41

Tabela 2.13 - Relação entre tetraedro com a ordem dos braços a atuar [33]. ............................................ 47

Tabela 3.1 - Carga RL desequilibrada simulada. ....................................................................................... 62

Tabela 4.1 - Características principais do DSP [48]. ................................................................................. 79

Tabela 4.2 - Pinos do DSP utilizados e a sua função. ................................................................................ 80

Tabela 4.3 - Características da fonte de alimentação do filtro ativo. ......................................................... 82

Tabela 5.1 - Variável em IQMath - gama de valores e resolução [53]. ..................................................... 86

Tabela 6.1 - Resultados obtidos nos testes efetuados das técnicas de comutação em termos de

THD%. ............................................................................................................................................. 122

Tabela 7.1 - Comparação das técnicas de comutação. ............................................................................. 125

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xxi Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Lista de Acrónimos

AC Alternating Current

ADC Analog to Digital Converter

CA Corrente Alternada

CC Corrente Contínua

CPU Central Processing Unit

CSI Current Source Inverter

DAC Digital to Analog Converter

DC Direct Current

DIH Direct Inverse Half

DIO Direct Inverse One

DSC Digital Signal Controller

DSP Digital Signal Processor

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

ISR Interrupt Service Routine

PI Proporcional-Integral

PLL Phase-Locked Loop

PS Periodic Sampling

PWM Pulse Width Modulation

RAM Random Access Menory

RMS Root Mean Square

ROM Read Only Memory

RQS Regulamento da Qualidade de Serviço

SDSVM Simple Direct SVM

SGSVM Symmetrically Generated SVM

SVM Space Vector Modulation

SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation

THD Total Harmonic Distortion

UART Universal Asynchronous Receiver/Transmitter

UPQC Unified Power Quality Conditioner

VSI Voltage Source Inverter

ZOH Zero-Order Holder

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xxiii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

Nomenclatura

Símbolo Significado Unidade

vα, vβ, v0 Tensões instantâneas no sistema de coordenadas α-β-0 V

iα, iβ, i0 Correntes instantâneas no sistema de coordenadas α-β-0 A

vsa, vsb, vsc Tensões do lado da fonte (Filtro Ativo Série) V

ifa, ifb, ifc Correntes do lado da fonte (Filtro Ativo Paralelo) A

ica, icb, icc, icn Correntes na saída do controlador (Filtro Ativo Paralelo) A

erroα, erroβ,

erro0 Diferença entre a referência e a valor obtido em coordenadas α-β-0 V ou A

Uh Tensão harmónica (h – ordem do harmónico) V

VDC Tensão no barramento de corrente contínua dos inversores de potência dos

condicionadores ativos V

p Potência real instantânea W

p~ Valor alternado da potência real instantânea W

p Valor médio da potência real instantânea W

q Potência imaginária instantânea VA

q~ Valor alternado da potência imaginária instantânea VA

q Valor médio da potência imaginária instantânea VA

0p Potência instantânea de sequência zero VA

0~p Valor alternado da potência instantânea de sequência zero VA

0p Valor médio da potência instantânea de sequência zero VA

Req Resistência de equalização Ω

f Frequência Hz

fC Frequência de comutação Hz

t1, t2, t3, t7, t0 Período de tempo associado a cada vetor s

TS Período de amostragem s

THD Distorção harmónica total calculada com base nas primeiras 40 harmónicas

do sinal. V ou A

Nomenclatura

xxiv Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência


THD% Distorção harmónica total calculada em percentagem da amplitude da

fundamental com base nas primeiras 40 harmónicas do sinal. %

τ Constante de tempo s

Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 1 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho

CAPÍTULO 1

Introdução

Enquadramento 1.1.

Na atualidade a grande maioria dos dispositivos eletrónicos têm, como principal

constituinte, semicondutores. Os semicondutores, quando ligados à rede de distribuição

de energia, provocam deterioração nas formas de onda da tensão e da corrente, por não

consumirem corrente sinusoidal. Cargas com semicondutores que não consumem

corrente sinusoidal também são designadas por cargas não lineares [1].

Para mitigar problemas de qualidade de energia elétrica são utilizados vários

equipamentos, entre os quais os filtros ativos de potência. Estes equipamentos

conseguem reduzir o impacto das cargas não lineares na rede de distribuição,

compensando problemas de qualidade de energia, como por exemplo:

Fator de potência não unitário;

Desequilíbrios de corrente;

Corrente de neutro;

Harmónicas na tensão da rede;

Harmónicas na corrente da carga;

Os filtros ativos de potência podem ser classificados em filtros ativos série, que

compensam problemas relacionados com a tensão e em filtros ativos paralelos, que

compensam problemas de corrente. Existe também uma junção entre os filtros ativos

série e os filtros ativos paralelo, podendo ser filtros ativos híbridos (filtros ativos série

com filtros passivos para harmónicos de corrente) e UPQC (Unified Power Quality

Conditioner) [2]. Este trabalho foi baseado nos filtros ativos paralelos.

O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho

encontra-se empenhado no estudo e desenvolvimento de equipamentos que mitiguem

problemas de qualidade de energia [1], [3–7]. Com esse objetivo foi proposta a

implementação e comparação de diversas técnicas de comutação para filtros ativos de

potência. Estas técnicas de comutação são responsáveis por sintetizar as correntes de

compensação calculadas pelo controlador. A técnica mais utilizada nos filtros ativos do

GEPE é a técnica designada por periodic sampling [8]. Esta técnica, embora seja de

Capítulo 1 - Introdução

2 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência


fácil implementação acarreta problemas como por exemplo a frequência de comutação

que é variável, dificultando assim o ajuste dos filtros passivos para a compensação da

frequência de comutação. Uma das técnicas propostas para implementação é baseada na

modulação de largura de pulso (PWM), permitindo uma redução do conteúdo

harmónico da onda sintetizada. A técnica de comutação Space Vector também foi

proposta para esta Dissertação. Embora seja complexa e exija um processamento maior

do DSP também permite um melhor uso do barramento DC do inversor e uma redução

dos harmónicos [9].

Depois das técnicas de comutação estarem implementadas será efetuada uma

comparação, salientando as vantagens e desvantagens de cada uma delas, especificando

qual a melhor técnica de comutação a utilizar.

Problemas de Qualidade da Energia Elétrica 1.2.

Com o avanço da tecnologia foi possível uma massificação na utilização de

dispositivos semicondutores. Estes dispositivos trouxeram inúmeras vantagens para a

sociedade atual. Foi possível reduzir drasticamente o tamanho dos equipamentos e a

criação de dispositivos que, numa configuração tradicional, seriam enormes e com custo

elevado. Atualmente, os semicondutores são utilizados em praticamente tudo, desde

lâmpadas eficientes a veículos elétricos. A utilização desta tecnologia não trouxe só

vantagens, pois também criaram problemas que até à data não existiam.

As cargas não lineares, compostas por semicondutores, quando ligadas à rede

elétrica, podem provocar diversos problemas de qualidade de energia [1].

Estes dispositivos para além não consumirem corrente sinusoidal (obrigando o

gerador a não funcionar nos seus parâmetros nominais) também afeta outras cargas, pois

deformam a forma de onda da tensão devido à impedância de linha. A Figura 1.1

apresenta o problema criado por uma carga não linear e como esta afeta uma carga

linear ligada na sua proximidade [10].

Figura 1.1 - Distorção da forma de onda da tensão provocada por uma carga não linear.

Carga Linear

Carga Não Linear

Rede Elétrica vs

is

vl il1

il2

Δv



O estado da rede elétrica de distribuição foi intitulado de “Power Quality”, ou em

português, Qualidade de Energia Elétrica. No IEEE Standard Dictionary of Electrical

and Electronics Terms, a qualidade de energia elétrica é definida como: “O conceito de

alimentação e ligação à terra de equipamentos eletrónicos sensíveis de uma forma

adequada ao seu funcionamento” [11].

Para regular a rede de distribuição foram criadas normas e definições para

restringir as perturbações que possam existir, tanto na tensão como na corrente.

Na Tabela 1.1 estão referenciadas as entidades reguladoras da qualidade de

energia elétrica na União Europeia [12].

Tabela 1.1 - Entidades normativas em compatibilidade eletromagnética.

IEC International Electrotechnical Commission

CISPR Comité International Spécial des Perturbations Radioélectriques – IEC

CEN Comité Européen de Normalisation

Na Tabela 1.2 são representadas as normas relativamente à imunidade dos

equipamentos assim como o procedimento para realizar testes de imunidade às

perturbações da rede [12].

Tabela 1.2 - Principais normas para imunidade de equipamentos.

IEC 61000-4-2 Testes de imunidade contra descargas eletrostáticas

IEC 61000-4-3 Testes de imunidade contra campos eletromagnéticos de rádio

frequência irradiados

IEC 61000-4-4 Testes de imunidade contra transitórios elétricos rápidos

IEC 61000-4-5 Testes de imunidade contra surtos

IEC 61000-4-6 Testes de imunidade contra distúrbios conduzidos provocados por

campos de rádio frequência

IEC 61000-4-8 Testes de imunidade contra campos magnéticos à frequência da rede

IEC 61000-4-11 Testes de imunidade contra quedas de tensão, interrupções

momentâneas e variações de tensão

Na Tabela 1.3 estão listadas as principais normas referentes a limites de emissão

de ruído eletromagnético [12].

Aos fornecedores de energia elétrica também foram impostas regras que devem

ser cumpridas para que haja qualidade na energia elétrica da rede. Em Portugal, no

Decreto-Lei nº 182/95, de 27 de Julho foi criado o Regulamento da Qualidade de

Serviço – RQS que regula o transporte e distribuição da energia elétrica [13].




De seguida serão apresentados alguns problemas de qualidade de energia elétrica

que afetam os sistemas elétricos bem como os seus valores máximos segundo as

normas. Depois serão apresentados alguns exemplos de cargas que, quando ligadas à

rede de distribuição, distorcem a forma de onda da corrente.

Tabela 1.3 - Principais normas para limite de emissão de ruído eletromagnético.

CISPR 11 Equipamentos médicos, industriais e científicos

CISPR 12 Automóveis

CISPR 13 Áudio visual e aparelhos similares

CISPR 14 Eletrodomésticos e aparelhos elétricos similares

CISPR 15 Iluminação elétrica e equipamentos similares

CISPR 22 Equipamentos de tecnologia da informação

IEC 61000-3-2 Limites de emissão de harmónicas de corrente (< 16 A por fase)

Interrupção da Alimentação 1.2.1.

A norma NP EN 50 160 define a interrupção do fornecimento ou da entrega de

energia como a situação pelo qual a tensão de alimentação entregue aos clientes é

inferior a 1% da tensão declarada, dando origem a cortes de energia nos consumidores.

Na Figura 1.2 está representada uma interrupção breve na tensão de alimentação

com uma duração de 100 ms.

Figura 1.2 - Interrupção breve na tensão de alimentação.

Segundo a norma NP EN 50 160 as interrupções de alimentação podem ser

classificadas como:

Interrupção prevista, quando os clientes recebem a informação da interrupção

com antecedência, para que sejam efetuadas revisões programadas na rede;

Interrupção acidental, quando provocada por defeitos, permanente ou

transitórios. Dentro destas as interrupções acidentais podem ser de dois tipos:

0.1 0.15 0.2 0.25 0.3

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vrede (V)

Tempo (s)



- Interrupção breve, quando o período de interrupção não supera os 3 minutos;

- Interrupção longa, quando o período de interrupção é superior a 3 minutos.

Cava de Tensão 1.2.2.

A norma EN 50 160 define a cava de tensão quando, num determinado ponto da

rede, a tensão de uma ou mais fases tem uma queda brusca num valor entre os 90% e os

1% da tensão declarada, e termina quando a tensão retorna a um valor superior a 90%.

Por definição uma cava de tensão dura de 10 ms a 1 min. O valor de uma cava de tensão

é definido como sendo a diferença entre a tensão eficaz durante a cava de tensão e a

tensão declarada. As cavas de tensão podem ter origem nas mais diversas formas, entre

elas pode salientar-se a entrada em operação de cargas com elevadas correntes de

arranque que, devido à impedância de linha, provocam uma queda de tensão nas fases.

Outro fenómeno provocador de cavas são os curto-circuitos em linhas de distribuição

nas proximidades [14].

Na Figura 1.3 está representada uma cava de tensão de 35% com a duração de

100 ms.

Figura 1.3 - Cava de tensão.

Sobretensão Temporária à Frequência Industrial 1.2.3.

As sobretensões temporárias são sobretensões de duração longa que ocorrem num

determinado local.

Na Figura 1.4 está representada uma sobretensão momentânea à frequência

industrial, onde o valor eficaz da tensão atinge os 270 V durante 100 ms.

As sobretensões temporárias geralmente proveem de um defeito à terra numa rede

ou em instalações de clientes, que provocam uma sobretensão temporária à frequência

industrial que desaparece com a eliminação do defeito.

0.1 0.15 0.2 0.25 0.3

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vrede (V)

Tempo (s)




Figura 1.4 - Sobretensão temporária à frequência industrial.

Tensões Harmónicas 1.2.4.

Tensões harmónicas são tensões sinusoidais cuja frequência é múltipla da

frequência fundamental a que estão sobrepostas. Estas tensões podem ser pares ou

ímpares. As tensões harmónicas impares podem ser divididas em três categorias:

Componente direta ou positiva: associada à frequência fundamental, ao 7º

harmónico, ao 13º harmónico e aos restantes harmónicos com a mesma

sequência de fases que a fundamental.

Componente inversa ou negativa: associado ao 5º harmónico, ao 11º

harmónico, ao 17º harmónico e aos restantes harmónicos com a sequência

de fases inversa à fundamental.

Componente homopolar ou de sequência zero: associado ao 3º harmónico,

ao 9º harmónico, ao 15º harmónico e aos restantes harmónicos onde os

vetores têm o mesmo módulo e fase.

A distorção harmónica total ou THD pode ser calculada pela equação (1.1) [14].

Esta pode ser expressa em valor relativo ou em percentagem, sendo a segunda fórmula

mais utilizada e expressa pela equação (1.2).

√∑

(1.1)

As tensões harmónicas são usualmente provocadas por cargas não lineares ligadas

por clientes. Como o consumo de corrente destas cargas não é sinusoidal, provocam

0.1 0.15 0.2 0.25 0.3

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vrede (V)

Tempo (s)

√∑

(1.2)



quedas de tensão não sinusoidais nas impedâncias da rede, dando origem à distorção da

forma de onda da tensão.

Na Figura 1.5 está representada a forma de onda medida, numa das fases, da

tensão de alimentação do Laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia

(GEPE) da Universidade do Minho. Numa análise à figura pode ver-se que a forma de

onda não é perfeitamente sinusoidal, podendo ver-se principalmente os picos superiores

e inferiores achatados.

Figura 1.5 - Forma de onda da tensão no laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia

(GEPE) da Universidade do Minho [2].

A Figura 1.6 apresenta a distorção harmónica total da forma de onda da

Figura 1.5. Na Figura 1.6 (a) a distorção harmónica total é expressa em Volts enquanto

que, na Figura 1.6 (b) a THD é expressa em %. Numa análise às figuras pode ver-se que

a componente harmónica de sétima ordem (350 Hz) é a que mais se destaca com um

valor eficaz de aproximadamente 7,8 V, correspondendo a cerca de 2,2% do valor eficaz

da tensão fundamental da rede. A distorção harmónica total é de aproximadamente

2,4%.

(a) (b)

Figura 1.6 - Espetro harmónico da tensão: (a) Amplitude das harmónicas, expressa em Volts; (b)

Amplitude das harmónicas, expressa em percentagem da fundamental [2].

A norma NP EN 50160 decreta que, em condições normais para uma semana,

95% dos valores eficazes médios de 10 minutos de cada tensão harmónica não devem

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vrede (V)

Tempo (s)

0 V

2 V

4 V

6 V

8 V

10 V

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD = 7,75 V 324 V

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 2,39%100%




exceder os valores apresentados na Tabela 1.4. Além disso a distorção harmónica total

não deve ultrapassar os 8%.

Tabela 1.4 - Valores das harmónicas de tensão até à ordem 25 nos pontos de fornecimento, expressos em

percentagem da tensão nominal [2].

Harmónicas ímpares Harmónicas pares

Não múltiplas de 3 Múltiplas de 3

Ordem h Tensão relativa

(%) Ordem h

Tensão relativa

(%) Ordem h

Tensão relativa

(%)

5

7

11

13

17

19

23

25

6,0

5,0

3,5

3,0

2,0

1,5

1,5

1,5

3

9

15

21

5,0

1,5

0,5

0,5

2

4

6…24

2,0

1,0

0,5

Exemplos de Cargas Não Lineares 1.2.5.

Nesta secção serão abordados alguns exemplos de cargas não lineares mais

comummente ligadas à rede de distribuição e o seu efeito nas formas de onda tanto na

tensão como na forma de onda de corrente.

1.2.5.1. Carga composta por retificador trifásico com filtro RC

Os valores para a impedância de linha foram de 20 mΩ para a resistência e de

70 µH para a indutância. Já o filtro é composto por um condensador de 2 mF em

paralelo com uma resistência de 6 Ω. Este tipo de cargas é muito utilizado pois permite

converter de corrente alternada para corrente continua a partir de uma rede de

alimentação trifásica. A Figura 1.7 mostra o esquema de ligações utilizando a

ferramenta de simulação PSIM da Powersim.

Figura 1.7 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RC.

A Figura 1.8 mostra as formas de onda da tensão e corrente que alimentam a

carga. Numa análise mais cuidada pode ver-se que a corrente tem dois picos a cada

semiciclo. Isto acontece porque o condensador se descarrega através da resistência e



carrega quando a tensão aos seus terminais é inferior à tensão de alimentação, fenómeno

que acontece duas vezes a cada semiciclo. Como a forma de onda da corrente não é

sinusoidal aparecem quedas de tensão na impedância de linha que provocam a

deformação da forma de onda da tensão.

Figura 1.8 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RC.

A Figura 1.9 mostra o espectro harmónico da corrente e da tensão, na qual pode

ver-se que não existem harmónicas de sequência zero ou homopolar pois esta carga não

tem ligação ao neutro. Os harmónicos de corrente de ordem 5 e 7 tem quase a mesma

amplitude que a componente fundamental da corrente. A THD% é aproximadamente de

100,6% para a corrente e de 4,7% para a tensão.

Figura 1.9 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico com

carga RC.

1.2.5.2. Carga composta por retificador trifásico com filtro RL

Outra carga muito utilizada é composta por um retificador trifásico com filtro

RL. O valor da indutância é de 2 mH que é colocada em série com uma resistência de

6 Ω, como pode ser visto na Figura 1.10.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Va (V) Ia (A)

Tempo (s)

0 A

28 A

56 A

84 A

112 A

140 A

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

0 V

3 V

6 V

9 V

12 V

15 V

Tensão THD% = 4,7% Corrente THD% = 100,6%

324 V




Figura 1.10 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RL.

Numa análise à Figura 1.11 pode ver-se que a forma de onda da corrente não é

tão deformada como a da Figura 1.8 mas mantém-se sem ser perfeitamente sinusoidal.

Já a forma de onda da tensão parece sinusoidal, no entanto são visíveis uns pequenos

notches nos instantes de entrada em condução dos díodos.

Figura 1.11 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RL.

Na Figura 1.12 podem ver-se os harmónicos existentes nas formas de onda na

corrente e na tensão (até ao 19º harmónico), Analisando a figura é visível que os valores

eficazes dos harmónicos são inferiores aos obtidos no exemplo anterior. A THD% da

tensão é de 1,8% e o da corrente é de 28,4%.

Figura 1.12 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico

com carga RL.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Va (V) Ia (A)

Tempo (s)

0 A

26 A

52 A

78 A

104 A

130 A

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

0 V

1 V

2 V

3 V

4 V

5 V

Tensão THD% = 1,8% Corrente THD% = 28,44%

324 V



1.2.5.3. Carga composta por retificador monofásico com filtro RC

Este tipo de cargas é muito utilizado por consumidores domésticos. É o esquema

básico de um retificador utilizado em praticamente todos os eletrodomésticos. A

Figura 1.13 mostra a carga que é composta por um retificador monofásico com filtro

capacitivo de 5 mF e uma resistência de 20 Ω.

Figura 1.13 - Esquema de ligações para um retificador monofásico com carga RC.

A forma de onda da tensão e da corrente que alimentam a carga anterior pode ser

vista na Figura 1.14.

Figura 1.14 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador monofásico com carga RC.

Como foi explicado anteriormente a corrente existe apenas quando a tensão no

condensador é inferior â tensão na entrada. Quando o condensador absorve corrente a

forma de onda da tensão fica deformada pois o di/dt é elevado aumentado a queda de

tensão na impedância de linha.

Numa análise à Figura 1.15 pode ver-se que a componente homopolar da

corrente não tem valor nulo pois esta carga tem ligação ao neutro. Isto é um problema

pois o condutor de neutro é de secção inferior que o condutor utilizado nas fases (aplica-

se onde a secção das fases é, no mínimo, de 16 mm2 para condutores de cobre e de

25 mm2 para condutores de alumínio, segundo a Portaria Nº949-A/2006 de 11 de

Setembro alínea 524.2), fazendo com que este não suporte valores iguais aos dos outros

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Va (V) Ia (A)

Tempo (s)




condutores. O terceiro e quinto harmónico de corrente tem praticamente o mesmo valor

eficaz que o da fundamental, resultando num valor de THD% aproximado de 155%,

enquanto a tensão apresenta uma THD% de 2,1%.

Figura 1.15 - Espectro harmónico e THD% da tensão e da corrente do retificador monofásico com carga

RC.

Motivações 1.3.

Os problemas de qualidade de energia influenciam tanto os consumidores como o

produtor de energia. Segundo um estudo feito pela Copper Development Association

estima que os problemas de qualidade de energia na União Europeia custam, todos os

anos, 10 mil milhões de euros. Segundo o mesmo estudo, com um investimento de 5%

desse valor podiam-se mitigar todos os problemas [15].

Sendo esta uma área em forte expansão e com muito trabalho por fazer são fatores

relevantes para a escolha deste projeto. Já sobre o trabalho em si como engloba

praticamente todas as áreas da eletrónica (programação, hardware, processamento de

sinal), é um bom trabalho para por em prática todos os conhecimentos adquiridos no

decorrer do curso.

Objetivos e Contribuições 1.4.

Nesta Dissertação é estudado o desempenho de diferentes técnicas de comutação

em filtros ativos paralelos de potência. As técnicas de comutação são responsáveis pela

sintetização do valor calculado pelo controlador no inversor trifásico de potência. É

efetuado um estudo prévio do estado da arte das técnicas de comutação bem como todos

os constituintes do filtro ativo paralelo. Depois do estudo são simuladas as várias

técnicas e comparado o seu desempenho em duas cargas distintas, que usualmente são

ligadas à rede de distribuição. Com as simulações estudadas é abordada a

0 A

15 A

30 A

45 A

60 A

75 A

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

0 V

1 V

2 V

3 V

4 V

5 V

Tensão THD% = 2,14% Corrente THD% = 155%

324 V



implementação prática das técnicas de comutação. Com isso são estudados os resultados

e posteriormente comparados com os da simulação.

A implementação prática será efetuada num filtro ativo paralelo desenvolvido

anteriormente no GEPE para o projeto SINUS, sendo que este foi adaptado para a

implementação das várias técnicas.

Com esta Dissertação pretende-se contribuir para a expansão do conhecimento na

área das técnicas de comutação para inversores de potência, testando a sua

implementação numa aplicação pratica que, neste caso corresponde a um filtro ativo de

potência paralelo.

Organização e Estrutura da Dissertação 1.5.

No capítulo 1 é realizada uma pequena introdução ao tema da qualidade de

energia com alguns exemplos de problemas que existem bem como as suas

classificações segundo as normas. São apresentados alguns exemplos de cargas que

provocam problemas de qualidade de energia bem como a sua análise em termos de

forma de onda da tensão e corrente.

No capítulo 2 são abordadas as principais técnicas de comutação que são

atualmente utilizadas, bem como uma introdução a inversores trifásicos a dois níveis.

Uma introdução é feita para enquadrar as técnicas de comutação.

No capítulo 3 são apresentadas as simulações das técnicas de comutação

implementadas. Neste capítulo pode ver-se as formas de onda das correntes de

compensação que são calculadas pela técnica de controlo. São comparadas as diferentes

técnicas de comutação em termos de THD%.

No capítulo 4 é abordado o hardware utilizado para a implementação prática do

filtro ativo de potência paralelo. São estudadas as diversas partes constituintes do filtro

ativo paralelo (controlo, potência, comando). A cada secção são explicados os

componentes constituintes bem como as razões para a implementação de cada circuito.

No capítulo 5 é descrita a implementação das técnicas de comutação. Neste

capítulo serão explicadas as opções tomadas em relação à codificação das técnicas e os

passos tomados para a sua implementação.

No capítulo 6 são analisados os resultados experimentais obtidos na

implementação prática do filtro ativo de potência. São apresentadas as formas de onda

obtidas e os valores de THD% para uma comparação entre as várias técnicas de

comutação implementadas.




No capítulo 7 são apresentadas conclusões e algumas opiniões sobre o trabalho

futuro acerca desta Dissertação. Neste capítulo é feita uma revisão dos capítulos e

explicados alguns pontos que podem ser relevantes para desenvolvimentos futuros.


CAPÍTULO 2

Técnicas de Comutação para Conversores de Potência

Introdução 2.1.

Com a massificação na utilização de semicondutores controlados foi necessário

desenvolver técnicas de comutação para controlar os semicondutores. Este tipo de

componentes são atualmente utilizados nas mais variadas aplicações. O tirístor foi o

primeiro deste tipo de semicondutores que, nos anos 50 do século XX contribuiu para a

massificação da eletrónica de potência. O transístor é uma evolução do tirístor e

permitiu a massificação de eletrónica de consumo, como por exemplo computadores

[16], [17].

Neste capítulo são abordadas as diferentes técnicas de comutação para

semicondutores controlados. Inicialmente é feita uma nota introdutória aos filtros ativos

de potência, tanto no série como no paralelo e suas combinações. São também

abordadas as diferentes técnicas de controlo para os filtros ativos. O inversor também é

abordado bem como algumas das suas topologias.

Filtros Ativos de Potência 2.2.

Um filtro ativo de potência é um equipamento que permite a mitigação de

problemas relacionados com a qualidade de energia. Dependendo do tipo de filtro ativo,

este pode resolver problemas relacionados com a corrente (filtro ativo paralelo) ou

relacionados com a tensão (filtro ativo série) [18]. Estes equipamentos podem ser

divididos em duas componentes: potência e controlo. O andar de potência é constituído

por um conversor eletrónico comutado. No barramento DC podem ser utilizadas fontes

de alimentação, condensadores ou bobines. No andar de controlo é feito o

condicionamento de sinal, os cálculos do controlador, implementada a técnica de

comutação. No andar de comando é feito o circuito de driver para os semicondutores de

eletrónica de potência.

Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência



Filtro Ativo Série 2.2.1.

O filtro ativo série permite a mitigação de problemas relacionados com a tensão

[4]. Na Figura 2.1 é apresentado o diagrama de blocos de um filtro ativo série.

Figura 2.1 - Diagrama de blocos de um filtro ativo série [1].

O controlador mede as tensões na rede ( , , ), as correntes que atravessam

as linhas ( , , ) e a tensão no barramento DC ( ) calculando os valores de

compensação que o inversor tem que produzir.

Os valores de compensação são sintetizados através da técnica de comutação pelo

inversor e ligado à rede pelos transformadores de isolamento [7].

As tensões geradas pelo filtro ativo série dependem do barramento DC. Se não for

utilizada uma fonte de alimentação é necessário um controlador que, nos cálculos dos

valores de compensação, considere a queda de tensão para manter o barramento DC

regulado. O sistema consegue compensar aceitavelmente harmónicos até 1/10 da

frequência de comutação, pelo que é preciso ter em atenção os harmónicos que são

precisos compensar, e a frequência máxima a que os semicondutores controlados podem

operar [1].

Este equipamento tem como principal aplicação a proteção de cargas que são

sensíveis a harmónicos na tensão de alimentação e outros problemas de qualidade de

energia relacionados com a tensão.

Filtro Ativo Paralelo 2.2.2.

O filtro ativo paralelo tem o objetivo de resolver problemas relacionados com a

corrente do lado do fornecedor de energia para que, a corrente não sinusoidal consumida

pelas cargas não lineares não afetem o distribuidor de energia, nem as cargas lineares e

não lineares ligadas na proximidade.

Rede

ElétricaCarga

InversorControladorFonte de

Alimentação

a

b

c

N

vsa

vsb

vsc

vca

vcb

vcc

va

vb

vc

ia

ib

ic

vsa

vsb

vsc

ia

ib

ic

vca*

vcb*

vcc* VDC

+

VDC

Filtro Ativo Série



A Figura 2.2 mostra o diagrama de blocos de um filtro ativo paralelo ligado à rede

de distribuição elétrica.

Figura 2.2 - Diagrama de blocos do filtro ativo paralelo [1].

O controlador mede os valores de tensão ( , os valores de corrente

, o valor de tensão do barramento DC e calcula os valores de compensação.

Estes valores são sintetizados pelo inversor e medidos pelo controlador

para implementar em malha fechada a técnica de comutação

pretendida.

O filtro ativo paralelo tem que absorver a potência necessária para manter o valor

de tensão do barramento DC controlado.

Tal como no filtro ativo série, este também consegue compensar harmónicos de

corrente até 1/10 da frequência de comutação, sendo usualmente utilizado filtros

passivos para mitigar os harmónicos da frequência de comutação [1].

O filtro ativo paralelo consegue resolver grande parte dos problemas relacionados

com a corrente elétrica, como por exemplo os harmónicos de corrente e os

desequilíbrios de corrente, permitindo também compensar o fator de potência.

Inversor do Andar de Potência 2.3.

O inversor é responsável por sintetizar os valores de compensação calculadas pelo

filtro ativo e injetá-los na rede. Estes valores podem ser de corrente se o filtro ativo for o

paralelo ou de tensão se o filtro ativo for série [19].

Rede

ElétricaCarga

InversorControlador

a

b

c

N

va

vb

vc

isa

isb

isc

va

vb

vc

ia

ib

ic

ica*

icb*

icc* VDC

+

VDC

Filtro Ativo Paralelo

ia

ib

ic

isn in

icn icc icb ica

icn*




O inversor pode ser implementado com várias topologias, com três ou quatro

braços, com condensadores ou bobines no barramento DC, dois níveis ou multinível

[20]. Nesta área da Dissertação são abordadas apenas as topologias a dois níveis.

Voltage Source Inverter (VSI) 2.3.1.

Esta configuração de inversor é a mais usual em aplicações industriais de baixa

potência e na utilização em baixa tensão [2]. Tem um custo mais baixo comparado com

o Current Source Inverter (CSI) pois o condensador é mais barato, de menor dimensão

e de menor peso do que a bobines usada no CSI. Esta configuração é também de mais

fácil atuação que a CSI porque não necessita de ter um braço sempre ativo [21].

Este tipo de inversores pode ter ou não ter neutro. A Figura 2.3 mostra um VSI

trifásico que pode ser usado num filtro ativo de potência.

Figura 2.3 - VSI trifásico com filtros passivos [1].

Para o acoplamento do inversor à rede são colocadas bobines que limitam as

variações de corrente (di/dt) e filtros passivos para atenuar as frequências de comutação

[22].

A Tabela 2.1 mostra as combinações possíveis para os 6 semicondutores

controlados que, no caso da Figura 2.3, são IGBTs.

Tabela 2.1 - Combinações possíveis de comutações do VSI com três braços e tensões aos seus terminais.

S1 S2 S3 S4 S5 S6 vAB vBC vCA

ON OFF OFF ON OFF ON VDC 0 -VDC

ON OFF ON OFF OFF ON 0 VDC -VDC

OFF ON ON OFF OFF ON -VDC VDC 0

OFF ON ON OFF ON OFF -VDC 0 VDC

OFF ON OFF ON ON OFF 0 -VDC VDC

ON OFF OFF ON ON OFF VDC -VDC 0

ON OFF ON OFF ON OFF 0 0 0

OFF ON OFF ON OFF ON 0 0 0

Fase A

Fase B

Fase CVDC

L

R

C

S1 S3 S5

S2 S4 S6



Estes tipos de inversores são aplicados também em variadores de velocidade de

motores elétricos, para gerar as tensões de alimentação trifásicas [20].

Nas configurações com neutro podem ser utilizadas duas topologias, inversor a

quatro braços ou inversor a três braços com o neutro ligado no ponto intermédio de

tensão do barramento DC. A Figura 2.4 apresenta um VSI a quatro braços com um para

o neutro.

Figura 2.4 - VSI com quatro braços e filtros passivos [1].

A Tabela 2.2 mostra as combinações possíveis e as tensões que se obtém na saída

do inversor a quatro braços.

Tabela 2.2 - Combinações possíveis de comutações do VSI com quatro braços e tensões aos seus

terminais.

S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 vA vB vC

ON OFF OFF ON OFF ON ON OFF 0 - VDC - VDC

ON OFF ON OFF OFF ON ON OFF 0 0 - VDC

OFF ON ON OFF OFF ON ON OFF - VDC 0 - VDC

OFF ON ON OFF ON OFF ON OFF - VDC 0 0

OFF ON OFF ON ON OFF ON OFF - VDC - VDC 0

ON OFF OFF ON ON OFF ON OFF 0 - VDC 0

ON OFF ON OFF ON OFF ON OFF 0 0 0

OFF ON OFF ON OFF ON ON OFF - VDC - VDC - VDC

ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON VDC 0 -0

ON OFF ON OFF OFF ON OFF ON VDC VDC 0

OFF ON ON OFF OFF ON OFF ON 0 VDC 0

OFF ON ON OFF ON OFF OFF ON 0 VDC VDC

OFF ON OFF ON ON OFF OFF ON 0 0 VDC

ON OFF OFF ON ON OFF OFF ON VDC 0 VDC

ON OFF ON OFF ON OFF OFF ON VDC VDC VDC

OFF ON OFF ON OFF ON OFF ON 0 0 0

A topologia que se apresenta na Figura 2.5 não usa um quarto braço para o neutro.

A diferença é que o terminal de neutro é ligado entre os condensadores do barramento

Fase A

Fase B

Fase CVDC

L

R

C

S1 S3 S5

S2 S4 S6

S7

S8Neutro




DC. Esta topologia é mais barata e mais simples por não tem um quarto braço,

permitindo poupar em semicondutores. Como desvantagem é necessário que a tensão a

meio dos condensadores seja exatamente metade do total para não desequilibrar as

tensões geradas pelo inversor. Esta topologia exige uma gestão cuidada do controlo do

barramento DC para que isso não aconteça.

Figura 2.5 - VSI com três braços com o ponto médio do condensador ligado ao neutro e filtros

passivos[1].

A Tabela 2.3 mostra as combinações possíveis de comutações e as tensões nos

terminais de saída a cada combinação.

Tabela 2.3 - Combinações possíveis do inversor trifásico com neutro a 3 braços.

S1 S2 S3 S4 S5 S6 vA vB vC

ON OFF OFF ON OFF ON VDC /2 - VDC /2 - VDC /2

ON OFF ON OFF OFF ON VDC /2 VDC /2 - VDC /2

OFF ON ON OFF OFF ON - VDC /2 VDC /2 - VDC /2

OFF ON ON OFF ON OFF - VDC /2 VDC /2 VDC /2

OFF ON OFF ON ON OFF - VDC /2 - VDC /2 VDC /2

ON OFF OFF ON ON OFF VDC /2 - VDC /2 VDC /2

ON OFF ON OFF ON OFF VDC /2 VDC /2 VDC /2

OFF ON OFF ON OFF ON - VDC /2 - VDC /2 - VDC /2

Current Source Inverter (CSI) 2.3.2.

Este tipo de inversor tem como principal característica a bobine no barramento

DC, como pode ser visto na Figura 2.6. Uma das particularidades deste inversor é a

necessidade de semicondutores de potência com capacidade de bloqueio reverso. Para

isso são utilizados os díodos em série com os IGBTs. Um inversor deste tipo tem que,

obrigatoriamente ter sempre um braço a conduzir pois, um corte abrupto a corrente

numa bobine pode levar à danificação dos semicondutores se não aguentarem a tensão

que aparecerá aos seus terminais. Para isso é necessário a utilização de técnicas de

comutação especificamente desenvolvidas para este tipo de inversores [4].

Fase A

Fase B

Fase C

VDC/2L

R

C

S1 S3 S5

S2 S4 S6

VDC/2

Neutro



A Tabela 2.4 mostra as combinações possíveis com os semicondutores

controlados para um inversor do tipo CSI.

Figura 2.6 - CSI com três braços e filtros passivos [7].

Tabela 2.4 - Combinações possíveis de comutações do CSI com três braços e correntes aos seus

terminais.

S1 S2 S3 S4 S5 S6 iA iB iC

ON OFF OFF ON OFF ON IDC 0 - IDC

OFF ON ON OFF OFF ON 0 IDC - IDC

OFF ON ON OFF OFF ON - IDC IDC 0

OFF ON OFF ON ON OFF - IDC 0 IDC

OFF ON OFF ON ON OFF 0 - IDC IDC

ON OFF OFF ON OFF ON IDC - IDC 0

ON OFF OFF ON OFF ON 0 0 0

OFF ON ON OFF OFF ON 0 0 0

OFF ON OFF ON ON OFF 0 0 0

Técnica de Controlo (Teoria p-q) 2.4.

As técnicas de controlo são responsáveis por calcular os valores de compensação,

mediante os valores medidos das tensões e correntes. Estas técnicas nos filtros ativos de

potência são essenciais, e necessitam de ser muito bem ajustadas para ter uma boa

resposta, tanto dinâmica como em regime permanente [23].

As técnicas de controlo podem aplicar-se no domínio das frequências ou no

domínio do tempo [2]. A vantagem de utilizar um controlo no domínio das frequências

é a habilidade de prever a evolução da corrente, compensando assim o tempo de atraso

associado ao cálculo da referência [24]. As técnicas no domínio das frequências exigem

um grande número de amostras e uma grande complexidade nos cálculos, tornando

assim mais lenta a resposta dinâmica. No domínio dos tempos a resposta é quase

instantânea pois o controlo é mais simples e rápido. O sistema de controlo utilizado no

Fase A

Fase B

Fase C

IDC

L

R

C

S1 S3 S5

S2 S4 S6




filtro ativo paralelo tem por base uma técnica de controlo no domínio do tempo,

designada teoria p-q [23].

A teoria geral da potência instantânea é vulgarmente designada por teoria p-q

[1]. Não existem restrições em ternos de tensão e corrente na utilização deste método

podendo ser utilizado em sistemas trifásicos com ou sem neutro. Como a teoria p-q é

aplicada no domínio do tempo calcula rapidamente os valores de compensação porque

utiliza o valor atual das medições. É uma técnica que responde bem não só em regime

permanente como em regime transitório [23].

A teoria p-q aplicada a filtros ativos tem duas implementações possíveis. A

implementação de potência constante na fonte e a corrente sinusoidal. As duas

implementações têm resultados semelhantes quando aplicadas a um sistema com

tensões equilibradas e sinusoidais. Quando na presença de desequilíbrios ou distorções

harmónicas apenas uma das compensações é possível [25].

A teoria p-q começa por converter os valores medidos em coordenadas A-B-C

para α-β-0, calculando de seguida os valores de potência nestas coordenadas. [26].

Transformada de Clarke

A transformada de Clarke é responsável por converter os valores de , , e

para , , . A equação (2.1) mostra a conversão para α-β-0.

[

] [

] (2.1)

A equação (2.2) mostra como calcular o valor da corrente nas coordenadas α-β-0.

[

] [

] (2.2)

O termo M das equações (2.1) e (2.2) correspondem à matriz de transformação

que é definida pela equação (2.3).

√

[

√

√

√

√

√ ]

(2.3)

Se a montagem do filtro ativo não tiver neutro a componente homopolar

desaparece, ficando a matriz transformada M na forma apresentada pela equação (2.4).



√

[

√

√

]

(2.4)

Com as tensões e correntes convertidas para o plano α-β-0 é necessário calcular as

potências. Para isso usam-se as equações (2.5) a (2.7).

(2.5)

(2.6)

(2.7)

Cada potência na teoria p-q é composta pela soma de um valor médio com um

valor alternado. As potências têm os seguintes significados físicos:

– Componente contínua da potência real instantânea. Corresponde à

potência que é transferida da fonte para a carga;

– Componente alternada da potência real instantânea. Corresponde à

potência que é trocada entre a fonte e a carga;

– Componente contínua da potência de sequência zero. Corresponde à

potência que é transferida da fonte para a carga pelo neutro;

– Componente alternada da potência de sequência zero. Corresponde à

potência que é trocada entre a fonte e a carga pelo neutro;

– Potência imaginária. Corresponde à potência que é trocada entre as

fases sem que haja potência transferida da fonte para a carga.

A Figura 2.7 mostra a representação das potências da teoria p-q num sistema

trifásico.

Figura 2.7 - Componentes da teoria p-q num sistema trifásico [1].

Para uma rede de distribuição ideal a alimentar cargas lineares, equilibradas e

resistivas apenas existe . Com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede para

compensação de cargas não lineares e/ou desequilibradas, esta apenas fornece e ,

como é possível verificar na Figura 2.8. As restantes potências têm que ser

compensadas pelo filtro ativo paralelo. Para isso é necessário separar a componente

Rede

ElétricaCarga

p

0

a

b

c

N

p0~

~p_

q




continua das potências p e p0 das componentes alternadas. Podem ser utilizados filtros

passa-baixo de ordem elevada analógicos ou digitais [23]. Uma das mais simples

implementações e das mais eficazes consiste num filtro de média deslizante [27]. Este

consiste num somatório dos valores instantâneos das potências p e p0 sendo depois

divididos pelo número de valores existentes no somatório.

Figura 2.8 – Componentes da teoria p-q com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede [1].

Com os valores contínuos separados dos valores alternados, somam-se todas as

potências que se deseja compensar. As equações (2.8) e (2.9) mostram as potências que

resultam.

(2.8)

(2.9)

O preg consiste na potência associada ao elemento armazenador de energia. Este

valor deve ser ajustado utilizando, por exemplo um controlador PI, para que a tensão, se

for um condensador, ou a corrente, se for uma indutância, se mantenha constante. Como

se deseja compensar toda a potência imaginária q, esta não sofre nenhuma manipulação

para o cálculo das correntes de compensação.

Com os valores das potências de compensação calculados é necessário obter os

valores das correntes de compensação. Para isso usam-se as equações (2.10) e (2.11).

[

]

[

] [

] (2.10)

(2.11)

Com os valores das correntes de compensação calculados é necessário converter

de coordenadas α-β-0 para coordenadas A-B-C usando a equação (2.12).

Rede

ElétricaCarga

Filtro Ativo

Paralelo

p~

0

0

0

0

q

p0~

a

b

c

N



[

] [

]

(2.12)

Onde M-1

corresponde à inversa de Clarke definida pela equação (2.13).

√

[

√

√

√

√

√ ]

(2.13)

Técnicas de Comutação 2.5.

As técnicas de comutação têm como função sintetizarem, na saída, os valores

recebidos do sinal de controlo. Nesta secção da Dissertação são abordadas algumas das

técnicas existentes, bem como as suas vantagens e desvantagens.

Periodic Sampling 2.5.1.

Esta técnica de comutação não tem relação com a frequência de amostragem de

um conversor analógico-digital. A única semelhança é que é analisada a entrada a uma

frequência fixa. Para uma melhor compreensão desta técnica pode ver-se o diagrama de

blocos apresentado na Figura 2.9 [28].

Figura 2.9 - Diagrama de blocos da técnica de comutação periodic sampling.

O valor de referência é comparado com o valor que se encontra atualmente na

saída. A saída do comparador encontra-se em valor alto se o valor medido for superior

ao valor de referência. A saída fica com valor baixo se o valor medido for inferior ao

valor de referência.

A jusante do comparador tem-se um flip-flop do tipo D. Este, quando recebe um

impulso de relógio, coloca na saída Q* o valor que tem na entrada D. Já o valor em é

o inverso do valor em Q. Na Tabela 2.5 podem ver-se os estados possíveis. Os valores

em Q* e * correspondem aos valores do estado seguinte.

Q

QSET

CLR

D+

-

Referência

EntradaRelógio

Saída

Superior

Saída

Inferior




Esta técnica de comutação é simples de implementar e de rápida afinação mas

existem problemas que advêm da sua utilização. Frequência de comutação da saída não

constante é uma das desvantagens. Apenas se define a frequência de relógio, sendo a

frequência de saída dependente das oscilações no comparador. Isto faz com que seja

difícil sintonizar os filtros passivos para atenuação da frequência de comutação.

Tabela 2.5 - Estados do Flip-Flop D.

D Q Q* *

0 0 0 1

0 1 0 1

1 0 1 0

1 1 1 0

Comutação por Largura de Banda Fixa 2.5.2.

Este tipo de comutação usa módulos comparadores em semelhança com a

topologia periodic sampling. A grande diferença é que existe uma margem de histerese

para a troca de estado [29].

Comutação por largura de banda é de fácil implementação e robusta. Se o sinal de

referência mais a banda de histerese for inferior sinal do braço é ativado o elemento

comutador inferior.

Já quando o sinal de referência menos a banda de histerese for superior ao sinal do

braço é ativado o elemento comutador superior.

A Figura 2.10 mostra o diagrama de blocos referente à comutação por largura de

banda.

Figura 2.10 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda fixa.

Uma das desvantagens da comutação de banda fixa é a frequência de comutação

que não é constante. Como para a comutação periodic sampling esta desvantagem torna

difícil o dimensionamento de filtros passivos para atenuar a frequência de comutação.

Comutação por Largura de Banda Adaptativa 2.5.3.

Este tipo de comutação usa um algoritmo para adaptar a banda de histerese

aplicada. Com isso é possível manter uma frequência de comutação constante, por

Saída

Superior

Saída

Inferior

+

-

Referência

Entrada



exemplo aumentando a banda de histerese nas passagens por zero e diminuindo a banda

nos pontos de inflexão [30], [31].

A Figura 2.11 mostra um diagrama de blocos da comutação por largura de banda

adaptativa.

Figura 2.11 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa.

O sinal para o adaptador da banda de histerese advém de um estimador de

banda [32].

Comutação por Largura de Pulso 2.5.4.

Esta técnica de comutação, também designada de PWM é largamente utilizada na

indústria nas mais diversas aplicações. Variando o duty-cycle do sinal de comutação é

possível sintetizar a onda de referência. A Figura 2.12 mostra o diagrama de blocos da

implementação desta técnica de comutação [28].

Figura 2.12 - Diagrama de blocos da comutação por largura de pulso [3].

Como pode ser visto na Figura 2.12 o valor de referência é subtraído ao valor

atual na saída do inversor. O resultado passa por um controlador (tipicamente um PI) e a

saída é comparada com uma portadora triangular. A saída do comparador altera-se

consoante o valor de saída do controlador é maior ou menor que o valor de saída da

portadora.

Um dos maiores problemas na implementação desta técnica de comutação reside

nos ajustes dos ganhos do controlador pois a resposta deste varia consoante os ganhos

tanto do proporcional como do integral. O ajuste é particularmente difícil para o filtro

ativo pois as ondas que este sintetiza não são sinusoidais e variam rapidamente, tanto

em forma como em amplitude.

Saída

Superior

Saída

Inferior

+

-

Referência

Entrada

Adaptador da

Banda de Histerese

Saída

Superior

Saída

Inferior

+

-

Referência

Entrada

kp

ki ∫ Relógio

Controlador PI




Space Vector PWM 2.5.5.

Esta técnica é uma variação da técnica PWM que utiliza uma aproximação

vetorial para o cálculo dos tempos de comutação. Embora de implementação mais

complexa tem como vantagens uma melhor utilização do barramento DC, uma maior

eficiência e menores perdas de comutação pois é controlada a forma como os elementos

comutadores sintetizam o sinal de referência [33].

A Tabela 2.6 utiliza a Tabela 2.1 como base, considerando que a cada combinação

de comutações correspondem a um vetor e a um estado.

Tabela 2.6 - Combinações dos braços do VSI trifásico com o estado e vetor correspondentes.

S1 S2 S3 S4 S5 S6 Estado Vetor ON OFF OFF ON OFF ON 100 v1

ON OFF ON OFF OFF ON 110 v2

OFF ON ON OFF OFF ON 010 v3

OFF ON ON OFF ON OFF 011 v4

OFF ON OFF ON ON OFF 001 v5

ON OFF OFF ON ON OFF 101 v6

ON OFF ON OFF ON OFF 111 v7

OFF ON OFF ON OFF ON 000 v0

Analisando a Tabela 2.6 é possível verificar que existem 8 vetores no total, sendo

que 6 deles são ativos e 2 deles nulos. Os 6 vetores ativos formam um hexágono com

um desfasamento entre eles de 60º. A área definida entre dois vetores ativos designa-se

por setor. A Figura 2.13 mostra a representação vetorial com todos os vetores e os

setores definidos. Na figura, a tracejado, pode ver-se a tensão máxima de saída do

inversor. Já a área circular representa o valor máximo do barramento DC.

Figura 2.13 - Diagrama fasorial com os vetores de comutação e definição dos setores.



Uma das considerações que advém da utilização de um inversor com três braços é

expressa pela equação (2.14)

(2.14)

Analisando a equação (2.14) apenas existem duas variáveis independentes pois a

terceira variável é igual ao somatório das outras duas. Assim sendo é possível

implementar qualquer vetor para este inversor num espaço bidimensional.

A comutação por Space Vector pode ser implementada em coordenadas A-B-C ou

em α-β-0. Num filtro ativo que utiliza a teoria p-q é mais simples utilizar α-β-0 pois os

valores de compensação são calculados em α-β-0 e assim poupa-se processamento em

conversões.

Na Figura 2.13 pode ver-se um vetor vref que se encontra no Setor 1. A sua

sintetização é possível usando a equação (2.15).

(2.15)

Onde t1, t2 e t0 correspondem aos tempos que o inversor fica em cada estado num

período de comutação. Obtendo-se então a equação (2.16)

(2.16)

A maneira como os tempos são utilizados nos elementos comutadores varia

consoante a sequência de comutação escolhida. Esta sequência pode ter como

funcionalidade reduzir a THD, reduzir o número de comutações por ciclo ou o número

de estados por ciclo. De seguida serão analisadas algumas sequências de comutação e as

suas características.

As sequências de comutação podem ser divididas no tipo de portadora utilizada.

As sequências que usam uma portadora triangular e as sequências que usam uma

portadora dente de serra [9].

Para uma portadora dente de serra usa-se a sequência direta simples. Para uma

portadora triangular pode usar-se direta inversa Space Vector Modulation. Esta pode

dividir-se no caso que utiliza um vetor nulo ou dois vetores nulos num período de

comutação. Outra sequência possível para uma portadora triangular é a Simetrical

Generated. Com esta sequência os inversores passam do vetor nulo inferior para o vetor

nulo superior e voltando para o nulo inferior no mesmo período de comutação. Da

Figura 2.14 à Figura 2.17 podem ver-se as sequências de comutação abordadas.

A Tabela 2.7 mostra as características de cada uma das sequências de comutação

apresentadas em termos de número de comutações, THD e número de estados por ciclo.




100 110 111 111 110 100 000000

S1

S3

S5

t0/2 t1 t2 t0/2

Ts

Va

Ts Figura 2.14 - Sequência de comutação direta inversa com dois vetores nulos por período de

comutação (DIH) [9].

100 110 111 110 100 000000

S1

S3

S5

t1 t2 t0

Ts

Va

Ts Figura 2.15 - Sequência de comutação direta inversa com vetor nulo por período de comutação (DIO) [9].

100 110 111000

S1

S3

S5

t0/2 t1 t2 t0/2

Ts

100 110 111000

Ts

Va

Figura 2.16 - Sequência de comutação direta simples SVM (SDSVM) [9].

100 110 111 110 100 000000

S1

S3

S5

t0/4 t1/2 t2/2 t0/2

Ts

Va

100 110 111 110 100 000

Ts

t2/2 t0/4t1/2

Figura 2.17 - Sequência de comutação simetrical generated SVM (SGSVM) [9].



Tabela 2.7 - Características das sequências de comutação [9].

Sequência de

Comutação

Número de

Comutações THD Número de estados

DIH 3 4

DIO 3 3

SDSVM 6 4

SGSVM 6 Menor 7

A sequência de comutação escolhida foi a SGSVM pois é a que apresenta uma

THD menor, um dos parâmetros mais importantes para um filtro ativo.

Os seguintes subitens explicam a forma de aplicar a técnica de comutação

Space Vector a inversores trifásico sem neutro, com neutro a três braços e com neutro a

quatro braços [34].

2.5.5.1. Sistema Trifásico Sem Neutro

Neste sistema foram utilizados três braços do inversor pois, com a ausência de

neutro, o quarto braço não é necessário. A Figura 2.18 mostra o inversor implementado

na simulação. Quanto à técnica de comutação para determinar o setor foi utilizado o

algoritmo da Figura 2.19.

Figura 2.18 - Inversor trifásico sem neutro implementado em simulação.

Figura 2.19 - Algoritmo para determinação do setor em que se localiza o vetor de corrente a

produzir [26].

Início

Obtenção dos

valores de Iα e Iβ

Iα Iβ > 0 ?Iβ > 0 ?

|Iα| ≥ √3 |Iβ| ?|Iα| ≥ √3 |Iβ| ?

Iβ > 0 ?

|Iα| ≥ √3 |Iβ| ? |Iα| ≥ √3 |Iβ| ?

S1 S2 S4 S5 S3 S2 S6 S5

NãoSimSim

Não Sim

Não

Sim Não Sim Não Sim Não Sim Não




A primeira condição verifica se a multiplicação da componente em α-β é positiva

ou negativa. Se positiva indica que o vetor pertence ou ao primeiro ou ao terceiro

quadrante. Se negativa indica que pertence ou ao segundo ou ao quarto quadrante. A

segunda condição verifica se o valor em β é positivo ou negativo. Isto serve para saber

se o vetor se encontra na parte superior do plano α-β ou na parte inferior do plano. A

última condição verifica se o vetor tem um ângulo superior ou inferior a 60º. Como os

setores são separados entre si por ângulos de 60º com a última condição é possível obter

o setor onde o vetor está inserido.

No cálculo dos tempos referentes a cada setor foi utilizada a topologia proposta

em [9]. O valor máximo que o vetor pode ter é de ⁄ VDC. Para o cálculo dos tempos

usa-se um sistema de duas equações a duas incógnitas (t1 e t2), que deriva da

equação (2.17):

(2.17)

Separando a parte real da parte imaginária para o setor 1 tem-se expressões

apresentadas nas equações (2.18) e (2.19):

(2.18)

√

(2.19)

Tendo em consideração que e que e resolvendo em

ordem a t1 e t2 tem-se as equações (2.20) e (2.21):

(

√ ) (2.20)

√

(2.21)

Os cálculos para os restantes setores utilizam um raciocínio semelhante ao

anterior. Da equação (2.22) à (2.41) pode ver-se os cálculos para as restantes

combinações de comutações para os vetores ativos.

Setor 2:

(2.22)

√

√

(2.23)

(

√ ) (2.24)



√ (2.25)

Setor 3:

(2.26)

√

(2.27)

√

( ) (2.28)

√ (2.29)

Setor 4:

(2.30)

√

(2.31)

(

√ ) (2.32)

√

(2.33)

Setor 5:

(2.34)

√

√

(2.35)

(

√ ) (2.36)

√ (2.37)

Setor 6:

(2.38)

√

(2.39)

√

( ) (2.40)




√ (2.41)

Os valores Vx e Vy correspondem ao erro em α e ao erro em β, respetivamente.

Com os tempos para cada setor calculados é necessário escolher a sequência de

comutação a utilizar. A sequência de comutação escolhida foi a SGSVM (Figura 2.17)

pois tem como principal característica o baixo valor de THD dos sinais produzidos.

Nesta sequência para calcular o tempo no vetor nulo usa-se a equação (2.42).

(2.42)

Após o cálculo do tempo no vetor nulo é preciso distribuir os tempos e escolher a

ordem de comutação dos braços a aplicar. Para os setores 1, 3 e 5 o vetor associado ao

tempo t1 é utilizado primeiro que o vetor associado ao tempo t2. No setor 1, por

exemplo, o vetor (100) é utilizado depois do vetor nulo e antes do vetor (110) pois, para

o implementar, apenas um braço comuta de estado. Para os setores 2, 4 e 6 o raciocínio

é o inverso, ou seja, o tempo t2 é aplicado primeiro que o tempo t1.

2.5.5.2. Sistema Trifásico com Neutro e Inversor a Três Braços

Com um inversor com neutro a três braços, o neutro é conectado ao ponto médio

do barramento DC. É necessário garantir que esse potencial permanece igualmente

distribuído, tanto na parte superior do inversor como na parte inferior. O inversor

trifásico fica da forma exemplificada na Figura 2.20 [35].

Figura 2.20 - Inversor trifásico com neutro a três braços.

Como numa ligação com neutro a equação (2.14) já não se aplica, o espaço

reservado ao vetor não é restrito a duas coordenadas no plano α-β-0 mas sim a três.

A Tabela 2.8 mostra as combinações possíveis dos elementos comutadores com as

tensões associadas em coordenadas A-B-C e em coordenadas α-β-0, bem como o vetor

correspondente.

A Figura 2.21 mostra a área referente ao inversor trifásico com neutro a três

braços, em coordenadas α-β-0, bem como a disposição dos vetores ativos e nulos no

plano.




tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor.

S1 S3 S5 Va Vb Vc Vα Vβ V0 Vetor

0 0 0 ⁄

⁄ ⁄ 0 0 √

⁄ v0

1 0 0 ⁄

⁄ ⁄ √

⁄ 0 √

⁄ v1

1 1 0 ⁄

⁄ ⁄

√

⁄ √

⁄ √

⁄ v2

0 1 0 ⁄

⁄ ⁄

√ ⁄ √

⁄ √

⁄ v3

0 1 1 ⁄

⁄ ⁄ √

⁄ 0 √

⁄ v4

0 0 1 ⁄

⁄ ⁄

√ ⁄ √

⁄ √

⁄ v5

1 0 1 ⁄

⁄ ⁄

√

⁄ √

⁄ √

⁄ v6

1 1 1 ⁄

⁄ ⁄ 0 0 √

⁄ v7

Figura 2.21 - Espaço vetorial para um inversor trifásico com neutro a três braços [34].

Para o cálculo dos tempos em cada configuração de braços é primeiro necessário

identificar o tetraedro referente ao vetor. Para isso, usam-se as equações (2.43), (2.44) e

(2.45) [36].

(2.43)

√

(2.44)

√

(2.45)

Depois do cálculo dos valores anteriores é verificado o sinal das variáveis. Se o

valor for superior a zero uma variável auxiliar toma o valor de 1. Se o valor for inferior

a zero a variável toma o valor de 0. Com isso, usa-se a equação (2.46) para saber o

tetraedro.




(2.46)

Sendo N1 a variável auxiliar referente a k1, N2 a variável referente a k2 e N3 a

variável referente a k3. A Tabela 2.9 relaciona o valor de N com o tetraedro referente.

Tabela 2.9 - Valor de N associado ao tetraedro equivalente [37].

N Tetraedro

1 2

2 6

3 1

4 4

5 3

6 5

Com o tetraedro definido é necessário calcular os tempos em cada vetor. A maior

diferença desta configuração para a configuração de inversor sem neutro é que os

vetores nulos são diferentes. Deste modo, o tempo no vetor nulo v0 pode ser diferente do

tempo no vetor nulo v7. Em suma, é necessário calcular 4 tempos, sendo que dois deles

são referentes aos vetores ativos, um para o tempo no vetor nulo v0 e outro para o vetor

nulo v7.

Para o tetraedro 1 o cálculo dos tempos é feito usando a equação (2.47) [35].

[

] [ ] [

] (2.47)

Substituindo os valores dos vetores pelos apresentados na Tabela 2.8 a equação

(2.47) fica como a equação (2.48).

[

]

[ √

√

√

√

√

√

√

]

[

] (2.48)

Calculando a inversa a matriz dos vetores, tem-se a equação (2.49).

[

]

[ √

√

√

√

√

√

√

√

]

[

] (2.49)



Para os restantes tetraedros o raciocínio mantem-se, alterando apenas a matriz dos

vetores, como é mostrado da equação (2.50) à equação (2.54).

Tetraedro 2:

[

√

√

√

√

√

√

√

√

]

[ √

√

√

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.50)

Tetraedro 3:

[

√ √

√

√

√

√

√

]

[ √

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.51)

Tetraedro 4:

[ √

√

√

√

√

√

√

]

[

√

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.52)

Tetraedro 5:

[

√

√

√

√

√

√

√

√

]

[

√

√

√

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.53)

Tetraedro 6:

[

√ √

√

√

√

√

√

]

[ √

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.54)




Com os tempos calculados é necessário definir a ordem dos vetores. Para o

tetraedro 1 a comutação dos braços é exemplificada nas equações (2.55), (2.56) e (2.57).

(2.55)

(2.56)

(2.57)

Para os restantes tetraedros usa-se a combinação presente na Tabela 2.10. Nesta

tabela é apresentada a ordem de comutação dos braços do inversor e a ordem dos

tempos calculados, para apenas um braço do inversor comutar de cada vez.

Tabela 2.10 - Relação entre o tetraedro atual e a ordem de comutação tanto do braço como do tempo [37].

Tetraedro Ordem (braço) Ordem (Tempo)

1 A-B-C t0-t1-t2-t7

2 B-A-C t0-t2-t1-t7

3 B-C-A t0-t1-t2-t7

4 C-B-A t0-t2-t1-t7

5 C-A-B t0-t1-t2-t7

6 A-C-B t0-t2-t1-t7

2.5.5.3. Sistema Trifásico com Neutro e Inversor a Quatro Braços

Num sistema trifásico com neutro a quatro braços no inversor o neutro passa a ter

um braço de elementos comutadores, sendo possível controlar a corrente injetada no

neutro. A Figura 2.22 apresenta o inversor trifásico a quatro braços semelhante ao

utilizado no protótipo laboratorial [33].

Figura 2.22 - Inversor trifásico com neutro e 4 braços.

Devido à utilização de mais um braço de IGBTs nesta configuração, o número de

combinações possíveis passa de 8 para 16. A Tabela 2.11 apresenta as combinações

possíveis dos elementos comutadores bem como o valor de tensão correspondente no

sistema de coordenadas A-B-C e α-β-0.




tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor [33].

S1 S3 S5 S7 Va Vb Vc Vα Vβ V0 Vetor

0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 v0

1 0 0 0 1 0 0 √ ⁄ 0

√

⁄ v1

1 1 0 0 1 1 0 √ ⁄ √

⁄

√ ⁄ v2

0 1 0 0 0 1 0 √ ⁄ √

⁄

√ ⁄ v3

0 1 1 0 0 1 1 √ ⁄ 0

√

⁄ v4

0 0 1 0 0 0 1 √ ⁄ √

⁄

√ ⁄ v5

1 0 1 0 1 0 1 √ ⁄ √

⁄

√ ⁄ v6

1 1 1 0 1 1 1 0 0 √ v7

0 0 0 1 -1 -1 -1 0 0 √ v8

1 0 0 1 0 -1 -1 √ ⁄ 0

√ ⁄ v9

1 1 0 1 0 0 -1 √ ⁄ √

⁄ √

⁄ v10

0 1 0 1 -1 0 -1 √ ⁄ √

⁄ √

⁄ v11

0 1 1 1 -1 0 0 √ ⁄ 0

√ ⁄ v12

0 0 1 1 -1 -1 0 -√ ⁄ √

⁄ √

⁄ v13

1 0 1 1 0 -1 0 √ ⁄ √

⁄ √

⁄ v14

1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 v15

Com a definição dos vetores existentes nesta configuração de inversor, é

necessário estudar a localização dos vetores no espaço, bem como a área aplicada a cada

conjunto de combinações possíveis. A Figura 2.23 mostra a localização dos vetores num

gráfico no espaço A-B-C.

Figura 2.23 - Localização dos vetores no espaço A-B-C [26].

a

b

c

v1v2

v3

v4 v5

v6v7

v8

v10v11

v12 v13

v9

v14

v0

v15




Convertendo para coordenadas α-β-0 a área e a localização dos vetores é alterada.

A Figura 2.24 mostra a localização dos vetores no espaço α-β-0.

Figura 2.24 - Localização dos vetores no espaço α-β-0 [26].

Os valores de saída do controlador e os valores sintetizados do inversor são

subtraídos para obtenção do erro, passando posteriormente por um controlador PI. O

valor de saída do controlador PI é utilizado para calcular o prisma no qual o vetor de

referência se insere. Para isso usam-se as equações utilizadas no Space Vector para um

inversor a quatro fios com três braços, mais precisamente (2.43), (2.44) e (2.45).

Para o cálculo do tetraedro em que o vetor se insere é necessário utilizar a

equação (2.58) [26].

∑

(2.58)

Onde:

N – valor referente à equação (2.46)

– Valor resultante da condição seguinte:

o Se erro > 0 v = 1

o Se erro < 0 v = 0

j – valor referente à fase em utilização, ou seja:

o 1 Para fase A

o 2 Para fase B

o 3 Para fase C

α

β

0

1

2/3

1/3

0

-1/3

-2/3

-1

Vdc

v8v14

v9v11

v13

v12

v7

v1

v6v2

v3

v5

v4

v0v15



Para utilizar a expressão anterior é necessário converter o valor de saída do

controlador PI de coordenadas α-β-0 para A-B-C. A matriz de conversão pode ser vista

na equação (2.3).

A Tabela 2.12 sumariza os resultados possíveis tanto de N como de J bem como o

tetraedro atual, o prisma onde o tetraedro se insere e os vetores a ele associados.

Utilizando esta tabela é possível saber, a partir do prisma e do tetraedro atuais, que

vetores ativos utilizar.

Tabela 2.12 - Relação entre os valores de J, N para determinação do prisma e do tetraedro resultando nos

vetores a utilizar [33].

J N Prisma Tetraedro Vetores a utilizar

10 3 1 1 v1 v9 v10

11 3 1 2 v1 v2 v10

9 3 1 13 v8 v9 v10

12 3 1 14 v1 v2 v7

3 1 2 3 v3 v2 v10

2 1 2 4 v3 v11 v10

1 1 2 15 v8 v11 v10

4 1 2 16 v3 v2 v7

18 5 3 5 v3 v11 v12

19 5 3 6 v3 v4 v12

17 5 3 17 v8 v11 v12

20 5 3 18 v3 v4 v7

15 4 4 7 v5 v4 v12

14 4 4 8 v5 v13 v12

13 4 4 19 v8 v13 v12

16 4 4 20 v5 v4 v7

22 6 5 9 v5 v13 v14

23 6 5 10 v5 v6 v14

21 6 5 21 v8 v13 v14

24 6 5 22 v5 v6 v7

7 2 6 11 v1 v6 v14

6 2 6 12 v1 v9 v14

8 2 6 23 v1 v6 v7

5 2 6 24 v8 v9 v14

Com base em [33], é possível calcular o tempo de cada vetor ativo usando a

equação (2.59).

[

] [ ] [

] (2.59)

Para determinar os tempos dos vetores ativos é necessário calcular a matriz

inversa dos vetores. Para o tetraedro 1 a matriz é apresentada na equação (2.60).




[ √

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√ ]

(2.60)

Para os restantes tetraedros usa-se um raciocínio semelhante ao utilizado para o

tetraedro 1, como se pode verificar da equação (2.61) à equação (2.83).

Tetraedro 2:

[ √

√

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.61)

Tetraedro 3

[ √

√

√

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.62)

Tetraedro 4:

[ √

√

√

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.63)

Tetraedro 5:

[ √

√

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.64)



Tetraedro 6:

[ √

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.65)

Tetraedro 7:

[ √

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.66)

Tetraedro 8:

[ √

√

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.67)

Tetraedro 9:

[ √

√

√

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.68)

Tetraedro 10:

[ √

√

√

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.69)




Tetraedro 11:

[ √

√

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.70)

Tetraedro 12:

[ √

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√ ]

(2.71)

Tetraedro 13:

[

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√ ]

(2.72)

Tetraedro 14:

[ √

√

√

√

√ √

]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.73)

Tetraedro 15:

[

√

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

√

]

(2.74)



Tetraedro 16:

[ √

√

√

√

√

√ √

]

[

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.75)

Tetraedro 17

[

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.76)

Tetraedro 18:

[ √

√

√

√

√ √

]

[ √

√

√

√

√

]

(2.77)

Tetraedro 19:

[

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.78)

Tetraedro 20:

[ √

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.79)




Tetraedro 21:

[

√

√

√

√

√

√

√ ]

[ √

√

√

√

√

√

√

]

(2.80)

Tetraedro 22:

[ √

√

√

√

√

√ √

]

[

√

√

√

√

√

√

√

]

(2.81)

Tetraedro 23:

[ √

√

√

√

√ √

]

[ √

√

√

√

√

√

]

(2.82)

Tetraedro 24:

[

√

√

√

√

√

√ ]

[

√

√

√

√

√ ]

(2.83)

Para calcular o tempo nos vetores nulos usa-se a equação (2.84).

(2.84)

Após o cálculo dos tempos é necessário definir a ordem de comutação. Como a

sequência de comutação é a SGSVM utilizam-se os dois vetores nulos. No tetraedro 1

as equações (2.85), (2.86), (2.87) e (2.88) apresentam a ordem a utilizar.

(2.85)

(2.86)



(2.87)

(2.88)

Para os restantes tetraedros a ordem dos vetores é apresentada pela Tabela 2.13,

garantindo que a cada troca de vetor apenas um braço comuta de estado.

Tabela 2.13 - Relação entre tetraedro com a ordem dos braços a atuar [33].

Tetraedro Ordem dos Braços do Inversor Tetraedro Ordem dos Braços do Inversor

1 A-N-B-C 13 N-A-B-C

2 A-B-N-C 14 A-B-C-N

3 B-A-N-C 15 N-B-A-C

4 B-N-A-C 16 B-A-C-N

5 B-N-C-A 17 N-B-C-A

6 B-C-N-A 18 B-C-A-N

7 C-B-N-A 19 N-C-B-A

8 C-N-B-A 20 C-B-A-N

9 C-N-A-B 21 N-C-A-B

10 C-A-N-B 22 C-A-B-N

11 A-C-N-B 23 A-C-B-N

12 A-N-C-B 24 N-A-C-B

De salientar que, para os vetores nulos é necessária a divisão do tempo t0 por

dois. Devido à utilização da sequência de comutação SGSVM todos os tempos (para

vetores ativos e para vetores nulos), são divididos por dois. Para uma melhor

compreensão a Figura 2.17 ilustra o processo de divisão dos tempos.

Conclusão 2.6.

Neste Capítulo foram abordadas as técnicas de comutação para conversores de

potência. Os filtros ativos série apresentam-se como uma solução viável para mitigação

de problemas de qualidade de energia relacionados com a tensão e os filtros ativos

paralelos para problemas de corrente. Os inversores de potência do tipo VSI e CSI

foram apresentados, salientando as vantagens dos inversores VSI. O controlo facilitado

e o baixo custo do elemento armazenador de energia são as principais características dos

inversores do tipo VSI. A técnica de controlo designada por teoria p-q é explicada, bem

como as vantagens da sua utilização num filtro ativo. A técnica de comutação periodic

sampling é utilizada pela sua simplicidade de implementação e sua robustez. A técnica

de comutação PWM por ter uma frequência de comutação fixa, vantagem que ajuda no

dimensionamento de filtros passivos e de ser de rápida implementação, embora de

ajuste de ganhos complexo. A técnica de comutação SVPWM é utilizada pois apresenta

um valor de THD% inferior às outras técnicas, parâmetro relevante num filtro ativo.


CAPÍTULO 3

Simulações das Técnicas de Comutação

Introdução 3.1.

Neste capítulo são abordadas as simulações das diversas técnicas de comutação

explicadas anteriormente para um filtro ativo paralelo. As simulações foram

implementadas usando o software PSIM 9.0 da Powersim [38].

Neste capítulo são também explicadas algumas opções tomadas, tanto na parte de

controlo como na parte de potência, para construir um modelo o mais real possível. Isto

para que a passagem das simulações para a implementação experimental do filtro ativo

seja realizada com o mínimo de alterações possíveis. Nas simulações, as técnicas de

comutação do filtro ativo foram testadas com cargas desequilibradas, com harmónicos e

com desfasamentos. Em todos os testes o valor de THD% é utilizado como elo de

comparação entre as técnicas.

Filtro Ativo Paralelo 3.2.

O filtro ativo paralelo implementado na simulação utiliza uma linha de

distribuição trifásica com uma tensão fase neutro de 60 V pois na implementação

experimental o filtro é ligado na saída de três transformadores monofásicos de

230 V / 60 V. A ligação de transformadores na entrada deve-se principalmente a

questões de segurança. Como impedância de linha foram usados os valores de 20 mΩ

para a componente resistiva e de 70 µH para a componente indutiva). A Figura 3.1,

tirada do ambiente de simulação, mostra as características descritas. Nesta figura os

elementos com a letra A dentro de um círculo são amperímetros que servem para medir

a corrente nas linhas. Já os elementos com a letra V dentro de um círculo são

voltímetros que medem as tensões fase neutro para posterior análise. Já os elementos

com legendas são labels (pontos de ligação), utilizados para uma maior simplicidade na

representação dos circuitos implementados.

Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação



Figura 3.1 - Implementação em simulação da rede de distribuição e sensores de medida.

A Figura 3.2 mostra a implementação em simulação de um inversor de tensão

com quatro braços com uma bobine de acoplamento e um filtro RC para a frequência de

comutação.

Figura 3.2 - Inversor trifásico a quatro braços implementado em simulação.

Outro circuito realizado em simulação designa-se por tempo-morto para ser

utilizado pelos elementos comutadores. Este circuito não permite fechar

simultaneamente os elementos comutadores do mesmo braço. Se esta condição fosse

permitida, o braço fazia curto-circuito ao elemento armazenador de energia do

barramento DC, levando à destruição dos elementos comutadores.

A Figura 3.3 mostra a implementação deste circuito em simulação. Quando o

controlador envia o sinal para comutar o braço, o elemento comutador que passa do

nível alto para o nível baixo recebe o sinal sem atraso mas o comutador que passa do

nível baixo para o nível alto recebe o sinal com um ligeiro atraso designado de

tempo-morto. O tempo é dado pela constante de tempo RC e calculado segundo as

equações (3.1) e (3.2) [39].

(3.1)

(3.2)



Figura 3.3 - Esquema de implementação do circuito de tempo-morto para os comutadores de um dos

braços do inversor.

A Figura 3.4 mostra o resultado da inserção do circuito de tempo-morto na

simulação.

Figura 3.4 - Resultado da implementação em simulação do circuito de tempo-morto (a) IGBT superior

(b) IGBT inferior.

0.10005 0.1001 0.10015 0.1002 0.10025

Time (s)

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

IGBT superior IGBT superior com tempo-morto

Tempo (s)

0.10005 0.1001 0.10015 0.1002 0.10025

Time (s)

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

IGBT inferior IGBT inferior com tempo-morto

Tempo (s)

(a)

(b)




A linha cinzenta indica o sinal de controlo para o inversor do braço A. O sinal a

preto é o sinal que vai para o inversor depois do tempo-morto. Como se pode ver na

imagem quando o controlador manda inverter o sinal do inversor superior do braço A o

elemento comutador de baixo passa imediatamente para o nível baixo mas o comutador

superior espera o tempo de tempo-morto, neste caso 4 µs, para passar do nível baixo

para o nível alto.

Para testar o filtro ativo paralelo foi utilizado um conjunto de cargas. Para ligar ou

desligar as cargas foi utilizado um interruptor controlado por um bloco programado em

linguagem C. Isto para testar a resposta do filtro ativo em regime permanente e a

resposta em regime transitório. A Figura 3.5 apresenta as cargas utilizadas, bem como

um bloco em C para controlar a sua entrada em funcionamento.

Figura 3.5 - Cargas utilizadas para testar o filtro ativo paralelo.

As primeiras três cargas (LD1, LD2 e LD3) são do tipo RL, simulando lâmpadas

fluorescentes com balastro. Os valores dos elementos R e L podem ser alterados para

testar desequilíbrios na carga e desfasamentos. Já as cargas LD4, LD5, LD6 são

compostas por uma bobine para diminuir as variações bruscas de corrente, um

retificador monofásico a díodos, uma resistência e um condensador. O valor da

resistência acoplada ao retificador pode ser alterado para provocar desequilíbrios. A

carga LD7 representa um retificador trifásico com uma resistência a jusante para, em

conjunto com os retificadores monofásicos, criar harmónicos na corrente. Com estas

cargas é possível simular grande parte das perturbações e problemas relacionados com

as correntes elétricas.



Quanto ao sistema de controlo a teoria p-q é comum para todas as técnicas de

comutação por isso todos os cálculos relacionados com esta teoria foram implementados

num bloco C. Na saída do bloco têm-se os valores das correntes de compensação que a

técnica de comutação deve sintetizar no inversor fonte de tensão. A Figura 3.6 mostra o

bloco C da teoria p-q com todas as entradas necessárias para o controlador bem como as

quatro saídas referentes às correntes de compensação

Figura 3.6 - Implementação da teoria p-q num bloco codificado em linguagem C.

O bloco com a designação ZOH funciona como um sample and hold que faz com

que o código no bloco C execute a uma frequência definida por este bloco.

Como entradas para a teoria p-q tem-se as correntes na carga, as tensões entre fase

e neutro e a tensão no barramento DC. Os cálculos referentes à teoria p-q podem ser

vistos na secção 2.4.

Comutação Periodic Sampling 3.3.

O bloco C referente a esta técnica de comutação tem como entradas as correntes

de compensação calculadas pela teoria p-q, as correntes atualmente produzidas pelo

inversor e as saídas são os sinais para as gates comutadores do inversor. A Figura 3.7

mostra o bloco C com as suas entradas e saídas.

Figura 3.7 - Bloco C com a técnica de comutação periodic sampling.




Dentro deste bloco C é comparada a saída do controlador com a corrente atual no

inversor à frequência de comutação máxima, neste caso 15 kHz. Se o sinal do

controlador for maior que o da corrente no braço equivalente, o elemento comutador

superior do braço passa para o estado alto e o elemento comutador inferior passa para

estado baixo. Se o sinal do controlador for menor que o da corrente no braço

equivalente, o elemento comutador superior do braço passa para o estado baixo e o

elemento comutador inferior passa para estado alto.

Comutação por PWM 3.4.

Na simulação desta técnica de comutação o bloco de C que a implementa é

ligeiramente diferente da anterior. Esta técnica necessita das entradas da técnica

periodic sampling mas também das tensões fase neutro. Quanto à saída do bloco da

técnica de comutação é utilizado um comparador com uma onda triangular na entrada

inversora. No design da técnica de comutação, depois do cálculo do erro é inserido um

limite superior e inferior no erro integral para evitar saturação da parte integral. Depois

do cálculo do controlador PI da comutação por largura de impulso é inserido um limite

superior e inferior à saída, para obrigar o PWM a comutar em todos os períodos. Isso

permite ter uma frequência de comutação constante no inversor. A Figura 3.8 mostra o

bloco C da modulação por largura de impulso, bem como todos os seus elementos

constituintes.

Figura 3.8 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação PWM.

Na saída do bloco C é utilizada uma portadora triangular na qual é comparada

com o sinal de PWM da comutação. As saídas são então comutadas consoante o valor

de referência é inferior ou superior à portadora.



Comutação Space Vector 3.5.

Devido à complexidade da técnica de comutação Space Vector, o bloco C com a

sua codificação tem um número superior de entradas e saídas. O bloco C com a

codificação da teoria p-q foi alterado para ter na saída os valores de compensação no

plano α-β-0. Na prática isto implica uma redução do tempo de execução do código pois

é poupado o tempo de conversão dos valores de compensação, de coordenadas α-β-0

para A-B-C. A última entrada do bloco C funciona como um enable à técnica de

comutação para testar a sua resposta em regime transitório. No que diz respeito às

saídas estas são semelhantes às utilizadas na técnica de comutação PWM mas com

algumas adições em voltímetros. Os voltímetros implementados permitem visualizar os

valores de compensação da teoria p-q no plano A-B-C, as variáveis referentes ao prisma

e ao tetraedro bem como o valor atual nos tempos t0, t1, t2 e t3. Na Figura 3.9 é possível

visualizar o bloco C com a codificação da técnica de comutação SVPWM, as suas

entradas e saídas, bem como a portadora triangular de frequência 15 kHz.

Figura 3.9 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação SVPWM.

Resultados de Simulação 3.6.

Neste item são analisados os resultados de simulação das técnicas de comutação

para o filtro ativo paralelo. Primeiro foi testado o comportamento das técnicas de

comutação a carga com consumo de corrente com harmónicos. Depois foi analisado o




desempenho das técnicas de comutação, para uma carga desequilibrada. Em todos os

testes foram registados e comparados os valores de THD% de corrente.

Retificador Monofásico com Carga RC 3.6.1.

No primeiro teste em simulação tem-se a carga da Figura 3.10.

Figura 3.10 - Carga monofásica - retificador a díodos com carga RC.

Esta carga foi aplicada nas três fases para testar a compensação do filtro ativo a

uma carga não linear. A bobine limita o di/dt da corrente na carga.

As imagens seguintes mostram o espectro harmónico (Figura 3.11 (a)) e o

espectro harmónico em % (Figura 3.11 (b)) da forma de onda da corrente na fase A com

o filtro desligado. É possível verificar que o terceiro harmónico é elevado, sendo que o

somatório deste harmónico, nas três fases, aparece no neutro. Com um terceiro

harmónico elevado é possível que a corrente de neutro seja superior à corrente nas fases

e, se precauções não forem tomadas, pode levar ao sobreaquecimento do condutor de

neutro. Nos restantes resultados obtidos pelas simulações das técnicas de comutação

apenas será apresentado o espectro harmónico e a THD em percentagem da corrente.

(a)

(b)

Figura 3.11 - Espectro harmónico (a) e espectro harmónico em % (b) da corrente no retificador

monofásico a díodos com carga RC sem filtro ativo.

A Figura 3.12 mostra as formas de onda da tensão na carga (a preto), da corrente

na carga (a vermelho) e da corrente na fonte (a azul) na fase A, para a técnica de

comutação periodic sampling. As correntes da figura apresentam um fator

multiplicativo para melhor visualização (neste caso o fator multiplicativo é de 3). Numa

análise à imagem é possível ver ruído na forma de onda da tensão e da corrente. O ruído

na tensão é devido à frequência de comutação que, como não é constante, afeta a forma

0 A

2 A

4 A

6 A

8 A

10 A

12 A

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD = 6,1 A

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 51,6%100%



de onda da tensão. Na corrente, para além do ruído da frequência de comutação,

também estão presentes outras perturbações. Estas perturbações devem-se ao elevado

di/dt na corrente de compensação que será abordado mais à frente.

Figura 3.12 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com periodic sampling.

A Figura 3.13 mostra a tensão no barramento DC durante o funcionamento do

filtro ativo com a técnica de comutação periodic sampling. A referência de tensão para

o barramento DC é de 200 V. A referência deve ser escolhida de modo que o seu valor

seja superior ao valor da tensão de pico entre duas fases. Como pode ser visto na

Figura 3.13 a tensão mantem-se estável próxima dos 200 V com pequenas oscilações,

devido à corrente que o barramento DC tem que fornecer e absorver.

Figura 3.13 - Tensão no barramento DC com periodic sampling.

A Figura 3.14 apresenta a corrente de compensação calculada pela teoria p-q bem

como a corrente produzida pelo inversor. Como pode ser visto na Figura 3.14 o valor da

corrente injetada pelo inversor (a vermelho) coincide com o valor de referência

(a preto). Quando existe uma mudança no sinal de di/dt a corrente produzida não

acompanha perfeitamente a referência. Nas correntes apresentadas na Figura 3.12 é

possível visualizar algumas destas perturbações.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-50

-100

50

100

Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A)

Tempo (s)

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

196

198

200

202

204

Vdc (V)

Tempo (s)




Figura 3.14 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com periodic sampling.

A Figura 3.15 mostra espectro harmónico e a THD% da corrente na fonte, com o

filtro ativo ligado e a utilizar a técnica de comutação periodic sampling. Analisando a

figura é possível verificar que os harmónicos foram reduzidos consideravelmente

comparando com o consumo de corrente da carga sem o filtro ativo, dando especial

relevo ao terceiro harmónico que passou de aproximadamente 48% para 2,5%.

Figura 3.15 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e

com carga RC utilizando a técnica de comutação periodic sampling.

A Figura 3.16 mostra a tensão na fonte, a corrente na fonte e corrente na carga

com a técnica de comutação PWM, com uma frequência de comutação de 15 kHz.

Comparando a Figura 3.16 com a Figura 3.12 pode ver-se que a forma de onda da

tensão tem um valor de ruído menor, pois ao contrário do que acontece no

periodic sampling, a frequência de comutação com a técnica PWM é constante. Já no

sinal de corrente da fonte pode ver-se a interferência que também aparece na

Figura 3.12.

A Figura 3.17 mostra a corrente de referência calculada pela teoria p-q e a injetada

pelo inversor.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

-15

5

10

15Iinj (A) Iref (A)

Tempo (s)

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 3,5%100%



Figura 3.16 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com PWM.

Figura 3.17 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com PWM.

Em comparação com a Figura 3.14 pode ver-se que com o PWM a corrente no

inversor acompanha a referência, como com a técnica periodic sampling. Isto deve-se a

um ajuste cuidado dos valores dos ganhos do controlador PI. Já a tensão no barramento

DC mantém-se próximo do valor de referência (200 V) em semelhança com o que

acontecia com o periodic sampling, como pode ser visto na Figura 3.18.

Figura 3.18 - Tensão no barramento DC com PWM.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-50

-100

50

100


Tempo (s)

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

-15

5

10

15Iinj (A) Iref (A)

Tempo (s)

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

196

198

200

202

204

Vdc (V)

Tempo (s)

0.2 0.21 0.22 0.23 0.24 0.25 0.26

Time (s)

196

198

200

202

204

S1.Vcc




A Figura 3.19 apresenta o espetro harmónico e a THD% da corrente na fonte

utilizando o retificador monofásico com carga RC, o filtro ativo ligado e a técnica de

comutação PWM. Comparando com a técnica de comutação periodic sampling os

resultados são em tudo semelhantes no valor de THD% da corrente. O espectro

harmónico é em tudo semelhante ao obtido com a técnica de comutação

periodic sampling, com uma pequena redução nos harmónicos de mais alta frequência.


com carga RC utilizando a técnica de comutação PWM.

A Figura 3.20 mostra as formas de onda obtidas em simulação com a técnica de

comutação SVPWM a uma frequência de comutação igual à utilizada na técnica de

comutação PWM, ou seja, 15 kHz.

Figura 3.20 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com SVPWM.

A Figura 3.21 mostra a tensão no barramento DC quando a técnica de comutação

é a SVPWM. Como é possível verificar a tensão mantém-se próxima do valor de

referência, em semelhança ao que acontece com as outras técnicas de comutação.

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 3,47%100%

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-50

-100

50

100


Tempo (s)



Figura 3.21 - Tensão no barramento DC com SVPWM.

A Figura 3.22 mostra a corrente de referência e a corrente injetada pelo inversor

para a técnica de comutação SVPWM. Como é visível na Figura 3.22 nos pontos de

elevada variação da corrente, o inversor tem mais dificuldade em acompanhar a

referência, em disparidade com as outras técnicas de comutação. Assim, conclui-se que

o valor injetado pelo inversor com SVPWM é o que tem o pior resultado, para variações

de corrente de referência elevadas.

Figura 3.22 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com SVPWM.

A Figura 3.23 ilustra o espectro harmónico e a THD% da corrente na fonte com a

técnica de comutação SVPWM. Comparando os resultados com as outras técnicas de

comutação é possível verificar uma redução da THD% da corrente, embora não seja

significante. O espectro harmónico da Figura 3.23 apenas ilustra até ao 19º harmónico.

Os harmónicos de baixa ordem são um pouco superiores aos das outras técnicas de

comutação, mas os harmónicos de ordem mais alta são inferiores.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

196

198

200

202

204

Vdc (V)

Tempo (s)

0.2 0.21 0.22 0.23 0.24 0.25 0.26

Time (s)

196

198

200

202

204

S2.Vdc

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

-15

5

10

15Iinj (A) Iref (A)

Tempo (s)





com carga RC utilizando a técnica de comutação SVPWM.

Comparando todos os valores de THD% da corrente pode dizer-se que são

aproximados (entre 3,1% e 3,5%) entre todas as técnicas de comutação apresentadas. A

técnica de SVPWM obteve o melhor resultado entre as técnicas de comutação, embora

as diferenças no valor de THD% da corrente sejam reduzidas.

Carga RL Monofásica 3.6.2.

A Figura 3.24 mostra a carga que foi ligada para compensação. A carga é

composta por uma resistência em série com uma bobine que são ligados entre a fase o

neutro. Com esta carga é possível testar desequilíbrios na corrente e desfasamentos

entre corrente e tensão.

Figura 3.24 - Carga monofásica – RL série.

Foram utilizadas 3 cargas semelhantes mas com parâmetros diferentes. A

Tabela 3.1 mostra as características de cada carga em cada fase.

Tabela 3.1 - Carga RL desequilibrada simulada.

Fase A Fase B Fase C

R L R L R L

5 Ω 10 mH 10 Ω 0 15 Ω 1 mH

A Figura 3.25 mostra a corrente consumida por esta carga RL desequilibrada em

cada fase e a corrente no neutro. Esta carga consome uma corrente de 9,8 A na fase A,

5,8 A na fase B e 3,84 A na fase C. No que diz respeito ao fator de potência apenas é

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 3,1%100%



baixo na fase A, ficando-se pelos 0,85. Analisando a imagem é possível verificar que a

corrente de neutro tem aproximadamente a mesma amplitude que a corrente na fase A.

Figura 3.25 - Corrente nas fases e corrente no neutro consumidas pela carga RL monofásica.

Com o filtro ativo ligado a compensar a carga RL monofásica e a utilizar a técnica

de comutação periodic sampling obteve-se o resultado ilustrado na Figura 3.26.

Figura 3.26 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica

de comutação periodic sampling.

Como é possível verificar tanto o desfasamento como o desequilíbrio, foram

mitigados. O ruído proveniente da comutação está presente na forma de onda da

corrente da fonte, influenciando assim o valor de THD% da corrente (apresentado na

Figura 3.28).

A Figura 3.27 apresenta a corrente no neutro com o filtro ativo paralelo a

compensar a carga RL desequilibrada. Analisando a figura é possível verificar que o seu

valor foi consideravelmente reduzido, passando de 7,45 A (Figura 3.25) para

aproximadamente 0,4 A.

0

-5

-10

-15

5

10

15

Ica (A) Icb (A) Icc (A)

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

-15

5

10

15In (A)

Tempo (s)

0

-5

-10

-15

5

10

15


0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

-15

5

10

15Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A)

Tempo (s)





periodic sampling.

A Figura 3.28 mostra o espectro harmónico e o valor de THD% da corrente na

fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação

periodic sampling. Analisando a figura é possível verificar que embora o THD% da

corrente seja reduzido (cumpre a Classe 1 da Norma CEI/IEC 61000-2-4 - Apêndice 1)

o terceiro harmónico corresponde a mais de 1,5% do valor da frequência fundamental

(50 Hz). Os restantes harmónicos têm um valor inferior a 1% da frequência fundamental

sendo praticamente inexistentes.

Figura 3.28 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada

utilizando a técnica de comutação periodic sampling.

Na Figura 3.29 é apresentada a corrente na carga e a corrente na fonte obtidas com

o filtro ativo paralelo a compensar a carga RL desequilibrada e a utilizar a técnica de

comutação PWM. Comparando a Figura 3.26 com a Figura 3.29 é possível verificar

semelhanças entre as formas de onda da corrente do lado da fonte. Isto porque, embora

as técnicas de comutação são diferentes, o controlo é efetuado pela mesma teoria. Assim

sendo o resultado das correntes na fonte são em tudo semelhantes. Na Figura 3.29 o

ruído das correntes do lado da fonte são visivelmente diferentes, em comparação com a

Figura 3.26. O valor da corrente da fonte é de aproximadamente 6 A nas 3 fases.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-1

-2

1

2

In (A)

Tempo (s)

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 2,2%100%




de comutação PWM.

A Figura 3.30 apresenta a corrente de neutro obtida com a carga RL

desequilibrada com o filtro ativo paralelo a usar a técnica de comutação PWM. Esta

figura é em tudo semelhante à Figura 3.27, sendo que o seu valor de corrente é igual ao

obtido com a técnica periodic sampling, ou seja, 0,4 A.

Figura 3.30 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM.

Na Figura 3.31 é apresentado o espectro harmónico e o THD% da corrente

obtidos com a técnica de comutação PWM para o filtro ativo a compensar a carga RL

desequilibrada. Comparando-a com a Figura 3.28 é visível que o valor do terceiro

harmónico foi ampliado para cerca de 1,8%. Já os restantes harmónicos representados

nesta figura são de amplitude inferior aos obtidos com a técnica de comutação periodic

sampling.

0

-5

-10

-15

5

10

15


0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

5

10

Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A)

Tempo (s)

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-0.5

-1

-1.5

0.5

1

1.5

In (A)

Tempo (s)





utilizando a técnica de comutação PWM.

A Figura 3.32 mostra a corrente na carga e a corrente na fonte obtidas com o filtro

ativo a utilizar a técnica de comutação SVPWM. Analisando esta figura é possível

verificar que o filtro ativo compensa os desfasamentos e os desequilíbrios da corrente.

No que diz respeito ao ruído de comutação e comparando com as obtidas com as outras

técnicas de comutação (Figura 3.26 para a técnica periodic sampling e Figura 3.29 para

a técnica PWM), este ruído é consideravelmente inferior. O valor de corrente absorvida

da fonte é igual ao valor obtido com a técnica de comutação PWM, ou seja, 6 A.


de comutação SVPWM.

Na Figura 3.33 é visível a corrente de neutro com a técnica de comutação

SVPWM. Analisando a figura é possível ver que a corrente é praticamente nula exceto

em alguns momentos em que existem um pequenos “picos”. Estes picos acontecem nas

passagens por 0 da corrente na fase C. Isto deve-se ao vetor de referência se encontrar

num plano entre duas áreas divisórias dos tetraedros.

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 2,1%100%

0

-5

-10

-15

5

10

15


0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-5

-10

5

10

Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A)

Tempo (s)




SVPWM.

A Figura 3.34 mostra o espectro harmónico e o valor de THD% da corrente

obtidos com a técnica de comutação SVPWM para a carga RL desequilibrada. O valor

de THD% da corrente é consideravelmente inferior, quando comparado com as outras

técnicas (2,2% para periodic sampling e 2,1% para PWM). Nesta figura o terceiro

harmónico é inferior a 1% bem como os restantes harmónicos não passam de 0,5%.


utilizando a técnica de comutação SVPWM.

Conclusão 3.7.

Neste Capítulo foram apresentadas as simulações efetuadas às técnicas de

comutação. Foram abordados os vários constituintes dos filtros ativos de potência, bem

como algumas das opções tomadas na sua utilização. A aproximação aos parâmetros

reais foi a razão principal dos valores dos constituintes do filtro ativo paralelo.

Analisando os resultados da simulação é possível concluir que a técnica de comutação

SVPWM apresenta os melhores resultados em termos de THD% nos dois testes

efetuados.

0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16

Time (s)

0

-0.2

-0.4

-0.6

-0.8

0.2

0.4

0.6

0.8

In (A)

Tempo (s)

0%

1%

2%

3%

4%

5%

0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz

THD% = 0,9%100%


CAPÍTULO 4

Hardware do Filtro Ativo Paralelo

Introdução 4.1.

Neste capítulo é abordado o hardware utilizado para testar as técnicas de

comutação implementadas. O hardware utilizado foi desenvolvido pelo GEPE no

âmbito do projeto SINUS. São apresentados os diversos módulos constituintes do filtro

ativo paralelo, entre os quais os sistemas de proteção, placas de condicionamento de

sinal, inversor trifásico a quatro braços e seus constituintes. São também apresentadas

algumas imagens com o hardware utilizado, assim como considerações a ter em conta

na utilização do filtro ativo paralelo.

Circuito de Potência 4.2.

O circuito de potência do filtro ativo é constituído por um inversor do tipo fonte

de tensão, pelos condensadores do barramento DC e pelas bobines de acoplamento à

rede. O inversor de dois níveis é constituído por 4 braços de IGBTs.

Condensadores do Barramento DC 4.2.1.

O barramento DC é constituído por 4 condensadores eletrolíticos de

5600 µF / 450 V. Para que a tensão se mantenha igualmente dividida pelos 4

condensadores foram colocadas 4 resistências de equalização, cada uma em paralelo

com um condensador. A Figura 4.1 mostra a implementação do barramento DC. Com a

montagem dos condensadores como mostra a Figura 4.1, o barramento DC tem a

capacidade de 5600 µF / 900 V.

Figura 4.1 - Barramento DC com as resistências de equalização.

C1

C3

C2

C4

Req Req

Req Req

+ Vdc

- Vdc

Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo



Bobines de Acoplamento 4.2.2.

Para o acoplamento do inversor à rede elétrica são utilizadas indutâncias de

acoplamento, com o objetivo de limitar as variações bruscas de corrente. A Figura 4.2

apresenta as indutâncias de acoplamento utilizadas. Projetadas para um valor de

3,5 mH, estas indutâncias de núcleo de ar suportam uma gama alargada de frequências e

uma corrente nominal de 80 A.

Figura 4.2 - Bobine de acoplamento utilizada.

A Figura 4.3 mostra o esquema do circuito de potência. A ligação do filtro ativo à

rede é efetuada por dois contactores, um contactor principal (KM1) e um de pré-carga

(KM2). O contactor de pré-carga liga o inversor à rede elétrica através de resistências,

designadas de resistência de pré-carga. Estas resistências permitem limitar as correntes

para carregar o barramento DC mais suavemente, poupando assim os díodos de

free-weeling dos IGBTs. Se este contactor de pré-carga não for ativado inicialmente, o

contactor principal não pode entrar em funcionamento.

Inicialmente apenas é possível ativar o contactor de pré-carga. Só com o contactor

de pré-carga fechado é que o contactor principal pode ser ligado. O botão que ativa o

contactor de pré-carga necessita de estar sempre pressionado para o contactor principal

fechar. Aquando do fecho do contactor principal, o contracto de pré-carga é

automaticamente aberto. O contactor principal, quando fechado, fica encravado por

autoalimentação de um dos seus contactos auxiliares.

Os contactores são ativados através de botões de pressão. A Figura 4.4 apresenta o

painel de instrumentos utilizado no filtro ativo paralelo. Nesta figura, o botão de

paragem de emergência é utilizado para desligar o filtro ativo paralelo da rede. O botão

para o contactor de pré-carga e para o contactor de principal são de pressão e utilizados



para ligar o contactor de pré-carga e o contactor principal, correspondentemente. Para

ligar os módulos de IGBTs é utilizado um botão de posição e, para remover os erros o

circuito de controlo é utilizado o botão de reset da placa de comando.

Figura 4.3 - Esquema do circuito de potência utilizado.

Figura 4.4 - Painel de ligação do filtro ativo paralelo.

Inversor de Potência 4.2.3.

O inversor de potência é constituído pelos drivers, pelos IGBTs, e pelos

condensadores eletrolíticos, e pelos condensadores de snubber. Os drivers são

responsáveis por atuar nos IGBTs e gerar um sinal na ocorrência de erros de comutação.

Os IGBTs utilizados são os SKM200GB176D fabricados pela SEMIKRON [40]. Este

módulo de IGBTs (cada SKM200GB176D contém um braço do inversor) foi utilizado

devido à sua robustez, fácil montagem, desempenho dentro das especificações

C1

C3

C2

C4

Req Req

Req Req

A

B

C

N

A

B

C

N

IC

IS IL

Disjuntor

principal do

filtro

Contactor

Principal (KM1)

Contactor

Pré-Carga

(KM2)

Resistências

de Pré-Carga

Indutâncias de

Acoplamento

Filtro

CargaFonte

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8




pretendidas e a existência de proteções incluídas. Na Figura 4.5 (a) pode visualizar-se a

imagem do módulo de IGBTs, enquanto que a Figura 4.5 (b) apresenta o circuito

elétrico interno.

a)

b)

Figura 4.5 - SEMIKRON SKM200GB176D – (a) Imagem do módulo de IGBTs (b) Esquema elétrico [40].

Para proteger os IGBTs de sobretensões que possam ocorrer nas comutações, são

utilizados condensadores de snubber. Estes condensadores absorvem e limitam as

variações na tensão, diminuindo as perdas de comutação e aumentando a vida útil dos

IGBTs. Os condensadores de snubber devem ser montados o mais próximo possível dos

IGBTs para minimizar correntes parasitas.

Driver dos IGBTs 4.2.4.

A atuação nos IGBTs é feita através do driver SKHI22AH4R, também da

SEMIKRON. Este driver tem, como principais características:

Proteção contra curto-circuito dos IGBTs;

Isolamento galvânico entre o primário e o secundário através de

transformadores. Protege até 4000 V CA (2 segundos);

Proteção contra subtensão na alimentação;

Saída de erro utilização na parte de controlo;

Circuitos de interlock, tempo-morto e supressão de pulsos curtos

(<500 ns).

Na Figura 4.6 é apresentada uma imagem do driver, assim como o seu pinout.

Na Figura 4.7 é apresentada a placa do driver utilizada em cada braço do inversor

a quatro braços. Analisando a imagem é possível ver os diversos componentes

utilizados e recomendados pelo fabricante, bem como o interface com a placa de

comando (DB9 à esquerda da imagem) e o interface com o módulo de IGBTs à direita.



Figura 4.6 - Driver SKHI22AH4R da SEMIKRON e a disposição dos pinos [41].

Figura 4.7 - Placa com o driver SKHI22AH4R utilizada.

Na Figura 4.8 são visíveis os elementos constituintes de um braço do inversor a

quatro braços, bem como a placa com o driver, o módulo de IGBTs e o condensador

snubber.

Figura 4.8 - Elementos constituintes de um braço do inversor.

Na Figura 4.9 é apresentado o inversor a quatro braços. Numa análise à imagem é

possível ver todos os braços constituintes do inversor, bem como o barramento DC no

centro da imagem. No barramento DC é possível verificar os pontos de ligação dos

condensadores a ele, bem como as resistências de equalização utilizadas. A forma como

o barramento DC foi implementado permite, com pequenas alterações, funcionar como




um inversor trifásico com neutro a três braços, pois o barramento DC já se encontra

dividido. Cada módulo de IGBTs encontra-se acoplado a um dissipador para permitir

uma melhor dissipação de calor. Os condutores de maior secção correspondem à saída

do inversor, que são ligados às bobines de acoplamento (Figura 4.2).

Figura 4.9 - Inversor trifásico com neutro a quatro braços utilizado [42].

Circuito de Comando 4.3.

A Figura 4.10 mostra o circuito de comando do filtro ativo que tem como objetivo

proteger o filtro ativo na conexão e desconexão à rede elétrica, bem como a proteção

dos seus componentes contra vários problemas que possam ocorrer.

O filtro ativo tem proteções de hardware para os seguintes problemas que possam

ocorrer na conexão à rede elétrica e durante a sua permanência:

Paragem de emergência por botoneira com encravamento mecânico: Ao

pressionar esta botoneira o contactor principal é desligado, desligando o filtro da

rede. O barramento DC é descarregado por um circuito auxiliar com resistências

de descarga.

Termostatos: A temperatura nos dissipadores dos IGBTs é constantemente

medida pelos termostatos, desligando o filtro ativo da rede no caso de estes

serem atuados.

Proteção contra a ligação direta à rede elétrica através dos contactos auxiliares

dos contactores: O contactor principal apenas é alimentado quando o contactor

de pré-carga é alimentado.



Proteção contra sobretensões no barramento DC: Se a tensão no barramento DC

ultrapassar a tensão pelo qual o circuito de proteção foi dimensionado, este é

ativado, desligando o filtro da rede e descarregando os condensadores do

barramento DC pelas resistências de descarga.

Descarga automática do barramento DC por um contactor: O barramento DC é

descarregado automaticamente quando o filtro ativo é desligado.

Para além das proteções de hardware anteriormente descritas, o filtro dispõe de

proteções na placa de condicionamento de sinal para pulsos inválidos dados pelo DSP.

Figura 4.10 - Esquema do circuito de comando do filtro ativo.

Para permitir a ligação das cargas e do filtro ativo paralelo à rede, foi colocado um

disjuntor numa derivação dos transformadores monofásicos de 230 V/60 V, cujos

transformadores são utilizados em outro projeto [2]. Na Figura 4.11 é apresentado o

disjuntor principal utilizado.

Figura 4.11 - Disjuntor principal utilizado.

Disjuntor

Paragem de

emergência

Proteção DC

Termóstato

Botão

pré-carga

KM1

Botão

principal

KM2

KM1 KM2KM1

Descarga DC Contactor

principal

(KM1)

Fase A

Neutro

(KM3)

Contactor

Pré-carga

(KM2)




Circuito de Controlo 4.4.

O circuito de controlo é composto por sensores (tensão e corrente), por uma placa

de condicionamento de sinal (responsável por adaptar o sinal dos sensores para sinal

que possam ser medidos pelos ADCs), DSP (controlador do sistema), saídas analógicas

(através de um DAC (Digital Analog Converter) e pelo comando dos IGBTs. A

Figura 4.12 exemplifica o diagrama de blocos do circuito de controlo utilizado. Nos

itens seguintes é efetuada uma abordagem a cada um dos blocos constituintes do

diagrama da Figura 4.12.

Figura 4.12 - Diagrama de blocos do circuito de controlo.

Sensores de Corrente 4.4.1.

Os sensores de corrente utilizados no filtro ativo são os LA200-P da LEM. Estes

sensores têm, como características principais, medir correntes até 200 A com alta

linearidade e precisão, bem como uma gama de frequências de operação elevada

(100 kHz). Na implementação, estes sensores são utilizados para medir as correntes na

fonte, as correntes na carga e as correntes de saída do inversor trifásico a quatro

braços [43]. Condensadores de desacoplamento junto aos sensores são utilizados manter

para a tensão de alimentação o mais estável possível. A saída do sensor é em corrente,

sendo assim necessário utilizar uma resistência de medição para converter para um sinal

de tensão. A Figura 4.13 mostra o sensor LA200-P.

Figura 4.13 - Sensor de corrente LA200-P da LEM.

Na Figura 4.14 é possível ver o esquema de ligações usado para os sensores de

corrente LA200-P. A imagem apresenta também os condensadores de desacoplamento,

para filtragem de ruido nas alimentações dos sensores.

Sensores de

tensão

Sensores de

corrente

Condicionamento

de sinal

Controlador

digital (DSP)

Comando dos

semicondutores

Saídas analógicas

(DAC)

Inversor de

Potência



Figura 4.14 - Esquema de ligações do LA200-P utilizado [44].

Sabendo que para uma corrente no primário de 200 A e com a relação de

transformação de 1:2000, a corrente no secundário é de 100 mA pode-se então calcular

a resistência de medida a utilizar.

Para medições de 200 A de pico a pico a corrente no secundário é de 100 mA.

Como a tensão máxima para o ADC é de 3 V a resistência a utilizar é de 30 Ω

Sensores de Tensão 4.4.2.

Os sensores de tensão utilizados no filtro ativo são os LV25P da LEM. Estes

sensores foram utilizados para medir as tensões nas 3 fases e a tensão do barramento

DC do inversor [45]. A Figura 4.15 mostra o sensor LV25P utilizado.

Figura 4.15 - Sensor de tensão LV25P da LEM.

Para uma tensão de pico no primário de aproximadamente 326 V e para obter uma

corrente nominal no primário de 10 mA, a resistência a usar é de 32,6 kΩ. Esta

resistência (R1) é ligada em série com o sensor como pode ser vista na Figura 4.16

Figura 4.16 - Esquema de ligações do sensor LV25P utilizado [45].

Como a corrente no primário pode ir até 14 mA foram utilizadas duas resistências

R1 de 15 kΩ ligadas em série [45].

Para uma corrente de 14 mA de pico no primário, no secundário tem-se uma

corrente 2,5 vezes maior. Considerando o valor de pico a pico da tensão fase-neutro, a




corrente no secundário varia 70 mA. Para a tensão máxima do ADC de 3 V, a

resistência de medida é de 43 Ω. Na Figura 4.17 pode ver-se a placa com os sensores de

tensão, resistências R1 para todas as tensões e os pontos de ligação de entrada e saída (à

direita).

Figura 4.17 - Placa com os sensores de tensão utilizada.

Condicionamento de Sinal 4.4.3.

Na placa de condicionamento de sinal é adaptado o valor proveniente dos sensores

para uma gama de valores aceite pelos ADCs do DSP [0 – 3 V]. Na Figura 4.18 pode

ver-se a placa de condicionamento utilizada. Nesta figura encontram-se assinaladas a

alimentação, as entradas dos sensores e saídas para o DSP.

Figura 4.18 - Placa de condicionamento de sinal utlizada.

As resistências de medida que foram calculadas anteriormente são colocadas nesta

placa. Para além disso, a placa de condicionamento de sinal contém um filtro passa



baixo para os sensores de tensão, e um comparador para detetar picos superiores a uma

determinada referência nos sinais de corrente do inversor.

Controlador Digital (DSP) 4.4.4.

O DSP utilizado no filtro ativo é o TMS320F2812 da Texas Instruments. Trata-se

de um DSP fixed-point de 32 bits [46]. A Figura 4.19 mostra a placa eZdsp320F2812

criada pela Spectrum Digital com o DSP utilizado no filtro ativo [47].

Figura 4.19 - Placa eZdsp320F2812 da Spectrum Digital com o DSP TMS320F2812 da Texas

Instruments.

Na Tabela 4.1 são apresentadas as principais características do DSP. Entre as mais

importantes tem-se a frequência de relógio do processador, o número de pinos

disponíveis para PWM e ADCs.

Tabela 4.1 - Características principais do DSP [48].

Velocidade máxima de relógio 150 MHz

CPU 32 bits

Memoria interna

Flash 128k words

RAM 18k words

BootROM 4k words

Gestor de eventos PWM 16

Timer 7

ADC

Quantidade 8

Resolução 12

Canais 16

Tempo de Conversão 200 ns

Gama de Tensão 0 – 3 V

Pinos de E/S 56

A Tabela 4.2 mostra os pinos utilizados e a sua função no circuito de controlo do

filtro ativo paralelo, bem como a sua localização no DSP. Entre estes pinos




encontram-se os pinos de PWM, os pinos de interface com o DAC (abordado mais à

frente) e os pinos de ADC.

Tabela 4.2 - Pinos do DSP utilizados e a sua função.

Pino Número Função

GPIOA0 92 PWM1 – Fase A – IGBT de baixo

GPIOA1 93 PWM2 – Fase A – IGBT de cima

GPIOA2 94 PWM3 – Fase B – IGBT de baixo

GPIOA3 95 PWM4 – Fase B – IGBT de cima

GPIOA4 98 PWM5 – Fase C – IGBT de baixo

GPIOA5 101 PWM6 – Fase C – IGBT de cima

GPIOB0 45 PWM7 – Neutro – IGBT de baixo

GPIOB1 46 PWM8 – Neutro – IGBT de cima

ADCINA0 174 Tensão na Fase A

ADCINA1 173 Tensão na Fase B

ADCINA2 172 Tensão na Fase C

ADCINA4 170 Corrente no Inversor da Fase C

ADCINA5 169 Tensão no Barramento DC

ADCINB0 2 Corrente na Carga da Fase A

ADCINB1 3 Corrente na Carga da Fase B

ADCINB2 4 Corrente da Carga da Fase C

ADCINB4 6 Corrente no Inversor da Fase A

ADCINB5 7 Corrente no Inversor da Fase B

GPIOE0 149 Enable ao DAC

GPIOG4 90 Seletor do Canal de Saída do DAC a Escrever

GPIOG5 91

GPIOF0 – GPIOF11 40,41,34,35,155,157

,87,89,28,25,26,29

Barramento Paralelo de Escrita do Novo

Valor para o DAC

Saídas Analógicas DAC 4.4.5.

Para visualização das variáveis internas do DSP foi utilizado um DAC com

interface paralelo, que converte as saídas digitais do DSP numa saída analógica. Isto

permite uma posterior integração a um monitorizador de qualidade de energia ou para

visualização num osciloscópio. O DAC utilizado foi o DAC7625 da Burr Brown. Este

vem equipado com 4 canais de saída com 12 bits de resolução. A Figura 4.20 mostra o

diagrama de blocos interno do DAC7625 [49].

Para a integração do DAC e das outras placas com o DSP, foi utilizada uma placa

de interface que é colocada sobre a placa do DSP, facilitando assim o acesso aos pinos

necessários. Esta placa, para além de conter o DAC, dispõe também de fichas de

interligação e de comunicação com outras placas. Entre estas fichas consta uma ficha

Shell de 3 pinos para comunicação com a UART (Universal Asynchronous

Receiver/Transmitter).

http://pt.wikipedia.org/wiki/Universal_asynchronous_receiver/transmitter

http://pt.wikipedia.org/wiki/Universal_asynchronous_receiver/transmitter



Figura 4.20 - Diagrama de blocos interno do DAC7625 da Burr Brown [49].

Na Figura 4.21 é possível ver a placa de interface com o DSP, que inclui o DAC,

a ficha Shell, fichas minidin e flat cable para as saídas de PWM.

Figura 4.21 - Placa de interface com a eZdsp320F2812, incluindo o DAC DAC7625.

Placa de Comando 4.4.6.

A placa de comando é responsável pela interface entre o circuito de comando e o

circuito de potência. Uma das principais funcionalidades desta placa é adaptar os níveis

de tensão das saídas dos pinos de PWM do DSP para os níveis de tensão do driver dos

IGBTs. Esta adaptação é feita por um comparador rápido LM339 da Texas Instruments

onde o sinal proveniente do DSP é comparado com um sinal de referência (1,5 V) [50].

Circuito de Alimentação 4.5.

A fonte de alimentação é utilizada para alimentar os diversos módulos

constituintes do filtro ativo, como por exemplo o DSP e os sensores. A fonte de




alimentação tem as características da Tabela 4.3. As tensões de ±15 V são utilizadas

pelos sensores, tanto de corrente como de tensão, bem como utilizada pelo driver dos

IGBTs. A tensão de 5 V é utlizada como alimentação para o DSP e DAC.

Tabela 4.3 - Características da fonte de alimentação do filtro ativo.

Tensão Corrente

+15 V 1 A

-15 V 1 A

+5 V 1 A

Hardware Adicional 4.6.

Para interligar os sensores de corrente, que medem a corrente na fonte a um

monitorizador ou ao osciloscópio, foi desenvolvida uma placa com as resistências de

medida calculadas, e colocada dentro de uma caixa de interface, que pode ser vista na

Figura 4.22.

Figura 4.22 - Caixa de interface entre os sensores de corrente e o osciloscópio.

Conclusão 4.7.

Neste capítulo foi realizado um estudo sobre o hardware utilizado no filtro ativo

de potência. Foi referenciado o projeto SINUS para o qual o hardware foi desenvolvido.

Foi efetuada uma abordagem sobre o circuito de potência, incluindo as proteções dos

diversos constituintes do filtro ativo paralelo. Quanto ao circuito de controlo foram

realizados estudos aos sensores de corrente e de tensão utilizados, aos constituintes da

placa de condicionamento de sinal e aos constituintes da placa de comando, bem como

aos drivers e IGBTs utilizados.


CAPÍTULO 5

Implementação do Sistema de Controlo

Introdução 5.1.

Neste capítulo é abordada a implementação do sistema de controlo do filtro ativo

paralelo. Neste capítulo são estudadas, desenvolvidas e implementadas algumas

precauções, entre elas tem-se o phase-locked-loop e o virtual floating point engine

(IQMath). Ajustes à codificação efetuada na simulação é também explicada. Por fim são

abordadas as técnicas de comutação implementadas no DSP.

Phase-Locked-Loop (PLL) 5.2.

Um dos componentes que foi estudado e implementado foi a PLL. A sua função é

detetar e rastrear a componente positiva da frequência fundamental de um sinal que,

neste caso, corresponde à tensão da rede. A PLL teve de ser implementada porque o

algoritmo de controlo da teoria p-q utilizado foi o de potência constante na carga. Este

algoritmo é de fácil implementação, contudo se a tensão de entrada tiver harmónicos, a

corrente de compensação do filtro ativo terá harmónicos [23]. Ao ser utilizada uma PLL

para gerar as tensões de referência, as correntes no lado da fonte ficam sinusoidais,

aplicando a teoria p-q. O diagrama de blocos da Figura 5.1 exemplifica a estrutura

básica de uma PLL.

Figura 5.1 - Diagrama de blocos da estrutura básica de uma PLL [51].

Analisando o diagrama de blocos da Figura 5.1, o sinal de entrada passa por um

detetor de fase que calcula o erro entre a fase do sinal de saída da PLL com o sinal de

Detetor de Fase Filtro

Oscilador

Controlado

Entrada de

Referência

Erro na Fase

Entrada do

Oscilador

Controlado

Saída do

Oscilador

Controlado

Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo



entrada. Esse erro passa por um filtro, que inclui normalmente um controlador, cuja

função passa por diminuir o erro e adaptar o sinal para o oscilador controlado [52]. O

bloco referente ao oscilador controlado é responsável por gerar a onda a onda

sinusoidal, com a fase e frequência igual à componente positiva da frequência

fundamental do sinal de entrada. O sinal oscilador controlador é também realimentado e

comparado com o sinal de entrada no detetor de fase.

O algoritmo de PLL implementado foi proposto por M.Aredes at all. [51] e utiliza

a transformada de Clarke, para fazer o seguimento do sinal de referência em

coordenadas α-β. Uma das vantagens da utilização deste algoritmo advém da utilização

das coordenadas α-β. Como o algoritmo de controlo utiliza coordenadas α-β, a saída da

PLL não necessita de conversão para ser utilizada na entrada da teoria p-q. O diagrama

da Figura 5.2 mostra o algoritmo de PLL utilizado no DSP.

Figura 5.2 - Diagrama de blocos da PLL implementada [51].

O controlador PI da PLL foi implementado usando o algoritmo de posição. Já a

saída do bloco integrador é limitada para permanecer entre [-2π, 2π], para evitar a

saturação da variável. As funções trigonométricas foram calculadas diretamente no

DSP. O DSP TMS320F2812 vem equipado com uma look-up table de 512 valores

referentes ao seno. Na utilização da função seno ou cosseno, o DSP consulta a tabela

retornando o seu valor ou calcula uma série de Taylor entre valores da tabela [53]. Esta

é uma razão para a utilização da biblioteca IQMath, pois permite a redução significativa

do tempo necessário para o cálculo destas funções.

A Figura 5.3 apresenta o resultado, em simulação, da PLL implementada.

Analisando esta figura é possível verificar o instante em que a PLL foi ativada (5 ms),

bem como o tempo necessário para a sincronização (aproximadamente 30 ms). A forma

de onda da tensão na rede é a mesma que foi apresentada no subitem 1.2.4, sendo o mais

aproximado com o valor existente na rede de distribuição elétrica. No ambiente de

simulação, o THD% da tensão gerado pela PLL foi de 0,6%.

Transformada

α-β

X

X

∑

cos(ωt)

sin(ωt)

Controlador PI 1/s

va

vb

vc

vα

vβ

f

fβ

fα

ω ωt



Figura 5.3 - PLL implementada em simulação - instante inicial.

A Figura 5.4 mostra a PLL em funcionamento no filtro ativo. Nesta imagem, a

azul, pode ver-se a tensão na rede elétrica entre a fase A e o neutro. Já a preto pode

ver-se a onda gerada pela PLL implementada no DSP. Como é visível, a forma de onda

da tensão da rede encontra-se distorcida pelos harmónicos de corrente, que provocam

quedas de tensão nas impedâncias de linha. Já a onda gerada pela PLL está sincronizada

com a onda da rede (em frequência e em fase) e não apresenta deformações. Se a PLL

não fosse implementada, as correntes de compensação teriam harmónicos da tensão na

corrente (no caso de o algoritmo da teoria p-q ser o de potência constante na carga).

vpll

13,3 V/div

vrede

13,3 V/div

5 ms/div

Figura 5.4 - PLL implementada no filtro ativo.

IQMath 5.3.

O IQMath é uma biblioteca, disponibilizada pela Texas Instruments, que é

composta por um conjunto de funções matemáticas em C/C++, otimizadas para o DSP.

Com esta biblioteca, o programador pode converter facilmente o código de um sistema

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06

Time (s)

0

-200

-400

200

400

Vrede (V) Vpll (V)

Tempo (s)

vpll

vrede




com vírgula flutuante para um microcontrolador/DSP de ponto fixo. Estas funções são

particularmente importantes para sistemas em tempo real, onde o tempo de

processamento é crítico [53]. Uma variável definida deste tipo é dividida em parte

inteira e parte fracionária, sendo que todas elas são de 32 bits. Alterando o valor de IQ

(variável que define o número de bits a que corresponde a parte inteira), é possível

escolher a resolução das variáveis. Como o estudo e a simulação são normalmente feitos

à volta de variáveis do tipo real, esta livraria é muito prática. Sem recorrer a esta

biblioteca, a codificação num microcontrolador/DSP de ponto fixo é dispendiosa em

termos de tempo, para além de não facilitar, a quem necessitar estudar o código, a sua

compreensão. A Tabela 5.1 apresenta as representações possíveis para variáveis do tipo

IQMath, nomeadamente os valores máximos e mínimos que podem ter em cada

formato, bem como a sua resolução.

Tabela 5.1 - Variável em IQMath - gama de valores e resolução [53].

Tipo de Variável Gama de Valores

Resolução/Precisão Mínimo Máximo

_iq30 -2 1,999 999 999 0,000 000 001

_iq29 -4 3,999 999 998 0,000 000 002

_iq28 -8 7,999 999 996 0,000 000 004

_iq27 -16 15,999 999 993 0,000 000 007

_iq26 -32 31,999 999 985 0,000 000 015

_iq25 -64 63,999 999 970 0,000 000 030

_iq24 -128 127,999 999 940 0,000 000 060

_iq23 -256 255,999 999 981 0,000 000 119

_iq22 -512 511,999 999 762 0,000 000 238

_iq21 -1 024 1 023,999 999 523 0,000 000 477

_iq20 -2 048 2 047,999 999 046 0,000 000 954

_iq19 -4 096 4 095,999 998 093 0,000 001 907

_iq18 -8 192 8 191,999 996 185 0,000 003 815

_iq17 -16 384 16 383,999 992 371 0,000 007 629

_iq16 -32 768 32 767,999 984 741 0,000 015 259

_iq15 -65 536 65 535,999 969 482 0,000 030 518

_iq14 -131 072 131 071,999 938 965 0,000 061 035

_iq13 -262 144 262 143,999 877 930 0,000 122 070

_iq12 -524 288 524 287,999 755 859 0,000 244 141

_iq11 -1 048 576 1 048 575,999 511 719 0,000 488 281

_iq10 -2 097 152 2 097 151,999 023 437 0,000 976 563

_iq9 -4 194 304 4 194 303,998 046 875 0,001 953 125

_iq8 -8 388 608 8 388 607,996 093 750 0,003 906 250

_iq7 -16 777 216 16 777 215,992 187 500 0,007 812 500

_iq6 -33 554 432 33 554 431,984 375 000 0,015 625 000

_iq5 -67 108 864 67 108 863,968 750 000 0,031 250 000

_iq4 -134 217 728 134 217 727,937 500 000 0,062 500 000

_iq3 -268 435 456 268 435 455,875 000 000 0,125 000 000

_iq2 -536 870 912 536 870 911,750 000 000 0,250 000 000

_iq1 -1 073 741 824 1 073 741 823,500 000 000 0,500 000 000



Uma das desvantagens é que, se for necessária uma precisão alta no resultado, não

é possível ter um valor elevado na parte inteira. Numa implementação que utilize esta

biblioteca é necessário um compromisso entre resolução e gama de valores. O valor de

IQ utilizado no filtro ativo foi o valor 15 pois é um bom compromisso entre a resolução

das variáveis e a gama de valores para a aplicação em causa.

Algumas precauções têm que ser tomadas para que, o valor das variáveis não

ultrapasse o limite estipulado. Na PLL, por exemplo, o valor de ómega (ω) é limitado

entre os valores -2π e 2π. Quando este valor não está compreendido nesta gama, é

somado 2π se o valor for menor que -2π e é subtraído 2π caso o valor for superior a 2π.

Algumas das funções desta biblioteca que foram utilizadas na programação do

sistema de controlo do filtro ativo, incluem as operações matemáticas básicas (soma,

subtração, multiplicação e divisão) e operações trigonométricas (seno e cosseno). Com a

mesma, o cálculo de um seno demora 46 ciclos de relógio e de um cosseno demora 44

ciclos de relógio [53]. Com as interrupções do ADC programadas para um período de

66,67 µs, o tempo de execução entre interrupções é de, aproximadamente, 10000 ciclos

de relógio.

Técnica de Comutação 5.4.

Neste item são abordadas as implementações das diferentes técnicas de

comutação, bem como as alterações efetuadas na codificação das mesmas. O diagrama

de blocos da Figura 5.5 exemplifica os passos seguidos por todas as técnicas de

comutação. Na ISR (interrupt service routine) do ADC são efetuados os cálculos dos

diversos módulos da codificação (cálculo da PLL, teoria p-q e técnica de comutação). O

tempo total, que o DSP utiliza para realizar estas operações é, aproximadamente,

5 vezes inferior ao tempo disponível entre interrupções.

Figura 5.5 - Diagrama de blocos geral da codificação no DSP.

Técnica de Comutação Periodic Sampling 5.4.1.

A implementação da técnica de comutação periodic sampling segue o fluxograma

ilustrado na Figura 5.6. Com os valores das correntes de compensação calculados, o

DSP compara os valores de compensação com os valores injetados pelo inversor. Se o

valor de compensação for superior ao injetado, o DSP ativa o IGBT superior do braço

Inicialização do

DSP

Leitura das

Tensões e

Correntes

Cálculo da PLL Teoria p-qTécnica de

Comutação




correspondente, e desativa o IGBT inferior. Já se o valor de compensação for inferior, o

DSP ativa o IGBT inferior e desativa o IGBT superior. Com todas as condições

satisfeitas o DSP fica à espera de nova interrupção do ADC para refazer os cálculos.

Figura 5.6 - Fluxograma da técnica de comutação periodic sampling implementada no DSP.

Técnica de Comutação PWM 5.4.2.

A técnica de comutação PWM precisa de um tempo de execução superior ao

requerido pela técnica de comutação periodic sampling. A técnica PWM implementada

no DSP segue os passos descritos na Figura 5.7.

Com os valores das correntes de compensação, o DSP calcula o erro entre as

correntes de compensação e as correntes do inversor a quatro braços. De seguida é

efetuado o controlador PI. O controlador implementado usa o algoritmo de posição,

tendo a forma da equação (5.1) à (5.3).

(5.1)

(5.2)

(5.3)

Início

Cálculo das correntes

de compensação

IcompA > IinjA ?

Liga IGBT superior

da fase A

Desliga IGBT inferior

da fase A

Liga IGBT inferior

da fase A

Desliga IGBT superior

da fase A

IcompB >IinjB ?

Liga IGBT superior

da fase B


da fase B

Liga IGBT inferior

da fase B


da fase B

IcompC > IinjC ?

Liga IGBT superior

da fase C


da fase C

Liga IGBT inferior

da fase C


da fase C

IcompN > IinjN ?

Liga IGBT superior

do neutro


do neutro

Liga IGBT inferior

do neutro


do neutro

Sim Não

Sim Não

SimNão

Sim Não



Figura 5.7 - Fluxograma da técnica de comutação PWM implementada no DSP.

Primeiro é somado o valor de erro atual com os valores de erro anteriormente

calculados. De seguida o valor obtido é limitado a uma gama de valores máximos para

limitar o integral windup. Ao valor obtido na saída do controlador PI é somando 2500

para que este seja aceite pelo PWM. Isto porque a gama de valores do PWM é definida

entre [0 – 5000] (Esta gama de valores depende, tanto do prescalar aplicado à

frequência de relógio usado no Event Manager, como do valor inserido no registo

TXPR, para a obtenção da frequência de comutação desejada). Como a saída do

controlador pode ter valores positivos e negativos, o zero do controlador tem que ser o

centro da gama de valores do PWM, ou seja, 2500. Para que a frequência de comutação

seja constante foram inseridos limites na saída do PWM, para não ficar durante um

período, sempre no estado alto ou sempre no estado baixo. Os limites nos valores

máximos e mínimos do PWM para além de garantirem que os valores não ultrapassem a

gama de valores aceite pelo PWM, garantem também que a frequência de comutação é

igual à frequência da onda triangular. Com o limitador implementado, os valores são

carregados nos registos de PWM correspondentes, para atualização no próximo período

de comutação, mais precisamente na inicialização da portadora triangular.

Técnica de Comutação SVPWM 5.4.3.

A técnica de comutação SVPWM implementada no DSP usa coordenadas α-β-0 e

segue os passos descritos na Figura 5.8. Após a conversão da corrente do inversor para

coordenadas α-β-0 a técnica de comutação SVPWM assemelha-se à PWM com o

cálculo do erro e a execução do controlador PI. A determinação do prisma e a

determinação do tetraedro foram abordadas no subitem 2.5.5.3. Neste subitem

Cálculo do erro entre as

correntes de compensação

e as correntes do inversor

Controlador PI

Adaptar o valor do controlador

aos valores do PWM

Inserir limites

máximos e mínimos

Escrever nos registos

dedicados ao PWM os

novos valores

Início

Cálculo das

correntes de

compensação




encontram-se também as matrizes para o cálculo dos tempos de comutação, bem como a

ordem de comutação para os braços do inversor. Com o prisma e o tetraedro

determinados é utilizado um switch-case, para maior rapidez na seleção da matriz

correspondente (em comparação com o if-then-else).

Figura 5.8 - Fluxograma blocos da técnica de comutação SVPWM implementada no DSP.

Conclusão 5.5.

Neste Capítulo foi abordada a implementação das técnicas de comutação. A PLL

proposta por M. Aredes que foi implementada no DSP garante que a tensão de

referência para a técnica de controlo é sinusoidal e em fase com a tensão da rede. A sua

fácil implementação, o uso de coordenadas α-β-0 e o cálculo rápido são as

características mais importantes desta PLL. A utilização da biblioteca IQMath permite

ao DSP de fixed-point acelerar os cálculos de variáveis do tipo float. Quanto à

implementação das técnicas de comutação foi apresentado os fluxogramas de cada

técnica. Analisando os algoritmos é possível concluir que a técnica de comutação

periodic sampling é de cálculo simplificado e que a técnica SVPWM é a mais morosa.

Início

Cálculo das correntes

de compensação

Converter os valores de

corrente do inversor

para coordenadas α-β-0

Cálculo do erro entre as

correntes de compensação

e as correntes do inversor

Controlador PI

Determinação do

Prisma

Conversão da saída do

controlador para

coordenadas A-B-C

Determinação do

tetraedro

Cálculo dos tempos

de comutação

Determinação da ordem

de comutação

Colocação do valor nos

registos de PWM

correspondentes


CAPÍTULO 6

Resultados Experimentais

Introdução 6.1.

Neste capítulo são apresentados os resultados experimentais retirados da

implementação prática das técnicas de comutação. São efetuados testes com diferentes

cargas, com o objetivo de observar a resposta do filtro ativo quando na presença de

conteúdo harmónico, desequilíbrios e fator de potência não unitário. Em todos os casos

são apresentadas as formas de onda de tensão e de corrente na fonte, das correntes de

referência do controlador e das correntes de compensação produzidas pelo inversor. Os

resultados são comparados em termos de THD% da corrente compensada e do fator de

potência. Em termos de equipamentos de medição foram utilizados o

YOKOGAWA DL708E (osciloscópio de 8 canais isolados) e um FLUKE 435 (analisador

de qualidade de energia), como é possível verificar na Figura 6.1.

Figura 6.1 - Equipamentos de medida utilizados.

Carga RL Desequilibrada 6.2.

O primeiro teste foi efetuado com a carga apresentada na Figura 6.2. Esta carga

permite observar a resposta do filtro ativo na compensação de desequilíbrios e do fator

de potência.

Capítulo 6 - Resultados Experimentais



Figura 6.2 - Diagrama da carga RL desequilibrada aplicada ao filtro ativo.

A Figura 6.3 mostra a forma de onda das tensões e das correntes na carga. Numa

análise à figura é possível observar que a corrente na fase A, para além de não ter a

mesma amplitude que nas outras fases, também se encontra desfasada relativamente à

tensão na fase A.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div

Figura 6.3 - Tensão e corrente na carga com carga RL desequilibrada e filtro ativo desligado.

Para melhor compreender a Figura 6.3, a Figura 6.4 apresenta os resultados

obtidos com o filtro ativo desligado. Na Figura 6.4 (a) podem ver-se as tensões e a

correntes nas 3 fases, já na Figura 6.4 (b) podem ver-se os valores das potências (ativa,

reativa e aparente), bem como o fator de potência da carga RL desequilibrada.

Analisando a Figura 6.4 (a) é possível verificar o desequilíbrio das correntes nas fases,

assim como um valor de corrente de neutro significativo (17 A). Na Figura 6.4 (b) é

possível verificar que o fator de potência da fase A é claramente inferior ao valor pelo

128 mH

25,3 Ω 2,2 Ω 2,4 Ω

Fase A

Fase B

Fase C

Neutro

va ia

vb

vc

ib

ic



qual uma indústria é isenta de pagamento de energia reativa. Para o cálculo da energia

reativa a utiliza-se o fator tg(φ), que é definido como o quociente entre a energia reativa

e a energia ativa. Quanto maior for a tg(φ) menor é o fator de potência.

(tg(φ) = 1,33 > 0,3) [54]. Outro ponto a considerar é o valor da potência ativa absorvida

em cada fase. A potência ativa absorvida da fase A é consideravelmente inferior ao

valor das potências absorvidas nas fases B e C. Assim, é possível confirmar que a

utilização desta carga permite testar a resposta do filtro ativo paralelo para compensar

desequilíbrios e fator de potência.

(a)

(b)

Figura 6.4 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão

e corrente na carga. (b) - Valor da potência ativa, reativa, aparente e do fator de potência.

A Figura 6.5 (a) e a Figura 6.5 (b) mostram o espectro harmónico e a THD% da

tensão e da corrente da carga RL desequilibrada. Os valores de THD% da tensão (2,6%)

e da corrente (4,5%) encontram-se dentro da Classe 1 da norma CEI/IEC 61000-2-4

(Apêndice 1).

(a)

(b)

Figura 6.5 - Carga RL desequilibrada com o filtro desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a)

Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.




Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling 6.2.1.

Com o filtro ativo paralelo ligado a operar com a técnica de comutação periodic

sampling obteve-se as tensões e correntes da Figura 6.6. Numa análise à figura é

possível observar que a tensão e a corrente encontram-se em fase, corrigindo assim o

fator de potência. As correntes nas 3 fases foram equilibradas, reduzindo assim os

desequilíbrios e a corrente de neutro.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div

Figura 6.6 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica de

comutação periodic sampling.

Com o filtro ativo a utilizar a técnica de comutação periodic sampling e a

compensar a carga RL desequilibrada, obteve-se os valores da Figura 6.7 (a) em termos

de tensão e de corrente na fonte e os valores da Figura 6.7 (b) em termos de potência

ativa, reativa e aparente, bem como o fator de potência.

(a)

(b)


comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e

aparente bem como o valor do fator de potência.

va ia

vb

vc

ib

ic



Analisando a Figura 6.7(a) pode verificar-se que as correntes nas fases do lado da

fonte foram equilibradas e a corrente de neutro foi reduzida consideravelmente (de 17 A

para 1,2 A). Analisando a Figura 6.7(b) é possível ver que o fator de potência foi

compensado para um valor isento de pagamento de energia reativa. O valor de

potência aparente foi reduzido, de 2,34 kVA para 2,09 kVA.

A Figura 6.8 (a) mostra o espectro harmónico e a THD% da tensão na fonte e a

Figura 6.8 (b) mostra para a da corrente na fonte, com o filtro ativo a compensar a

carga RL desequilibrada com a técnica de comutação periodic sampling.

(a)

(b)

Figura 6.8 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação periodic sampling -

valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.

Comparando a Figura 6.8 (a) com a Figura 6.5 (a) é possível ver que o valor de

THD% da tensão foi ampliado, embora não de uma maneira significativa. Ao comparar

a Figura 6.8 (b) com a Figura 6.5 (b) a THD% da corrente foi aumentada (de 4,5% para

4,8%), mantendo-se ainda assim dentro da Classe 1 da norma CEI/IEC 61000-2-4

(Apêndice 1).

Um parâmetro de relevante comparação advém do valor de compensação

calculado pela teoria p-q, e o valor que o inversor está a injetar. A Figura 6.9 mostra o

valor de referência e o valor de compensação, com o filtro ativo a compensar a carga

RL desequilibrada. Analisando a Figura 6.9 é possível verificar que o valor de

compensação segue o valor de referência em regime permanente, ainda que com um

valor de ripple elevado. Esse ripple deve-se à técnica de comutação e à não utilização

de filtros passivos para compensação da frequência de comutação.




iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div


desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação periodic sampling.

Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM 6.2.2.

A Figura 6.10 mostra a tensão e a corrente na fonte com o filtro ativo ligado a

compensar a carga RL desequilibrada com a técnica de comutação PWM. Comparando

a Figura 6.10 com a Figura 6.6 pode ver-se que, como a técnica de comutação periodic

sampling, a técnica de comutação PWM compensa o desfasamento e o desequilíbrio da

carga para o lado da fonte. No que diz respeito ao ripple de corrente este foi reduzido,

em comparação com a técnica de comutação periodic sampling.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div

Figura 6.10 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica

de comutação PWM.

icomp

iref

va ia

vb

vc

ib

ic



A Figura 6.11 (a) mostra o espectro harmónico e a THD% da tensão, enquanto

que a Figura 6.11 (b) apresenta os mesmos parâmetros mas para a corrente. Analisando

a Figura 6.11 (a) é possível ver que a THD% da tensão (2,8%) é superior à obtida com a

técnica de comutação periodic sampling (2,7%), embora reduzida. Já na Figura 6.11 (b)

a THD% da corrente (4%) é inferior ao obtido com a técnica de comutação periodic

sampling (4,8%), mantendo-se dentro dos 5% da Classe 1 da norma CEI/IEC 61000-2-4

(Apêndice 1).

(a)

(b)

Figura 6.11 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD%

e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.

A Figura 6.12 (a) apresenta os valores obtidos para a tensão e corrente na fonte e a

Figura 6.12 (b) mostra os valores de potência ativa, reativa e aparente bem como o fator

de potência obtido com a carga RL desequilibrada para a técnica de comutação PWM.

(a)

(b)


comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem

como o valor do fator de potência.

Comparando a Figura 6.12 (a) com a Figura 6.7 (a) é possível verificar que o

desequilíbrio de corrente foi melhor compensado, reduzindo o valor da corrente de

neutro de 1,2 A para 0,5 A. Comparando a Figura 6.12 (b) com a Figura 6.7 (b) é

possível verificar que, em comum com o que acontece com a técnica de comutação




periodic sampling, o fator de potência compensado para a unidade, e o valor de potência

reativa foi reduzido de 40 VAr para 10 VAr.

Em comum com a técnica de comutação periodic sampling, a Figura 6.13 mostra

o valor de referência calculado pela teoria p-q e o valor injetado pelo inversor, com o

filtro ativo ligado. Analisando esta figura é possível verificar que o valor de

compensação segue o valor de referência com um pequeno atraso, e com erro reduzido

nos pontos de inflexão. Um melhor ajuste nas constantes do controlador PI consegue

reduzir este erro, em custo do aumento do ripple em torno do valor de referência.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div


desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação PWM.

Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM 6.2.3.

A Figura 6.14 mostra a tensão e corrente na fonte com a técnica de comutação

SVPWM para a carga RL desequilibrada. Em comum com a Figura 6.10 e com a

Figura 6.6, a técnica de comutação SVPWM consegue mitigar o desequilíbrio e o

desfasamento da carga visto do lado da fonte. As formas de onda da corrente

assemelham-se às obtidas com a técnica PWM, em termos de ruído.

Para melhor comparar a técnica SVPWM com as outras técnicas, Figura 6.15 (a)

apresenta as tensões e as correntes nas fases do lado da fonte e a Figura 6.15 (b) mostra

os valores de potência ativa, potência reativa e potência aparente bem como o fator de

potência obtidos com o FLUKE 435. Comparando a Figura 6.15 (a) com a

Figura 6.12 (a) e com a Figura 6.7 (a), é possível verificar que o desequilíbrio de

correntes nas 3 fases foi compensado, embora o valor de corrente no neutro seja o mais

elevado de todas as técnicas (2,2 A). Comparando a Figura 6.15 (b) com a

icomp

iref



Figura 6.12 (b) e com a Figura 6.7 (b), pode verificar-se que o fator de potência foi

compensado para a unidade, em comum com os resultados obtido com as outras

técnicas de comutação. Já o valor de potência reativa foi mitigado na totalidade, sendo o

melhor resultado de todas as técnicas de comutação. O valor de potência aparente é o

mesmo que o obtido com a técnica de comutação PWM e ligeiramente superior ao

obtido com a técnica periodic sampling.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div

Figura 6.14 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica

de comutação SVPWM.

(a)

(b)


comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem


A Figura 6.16 (a) e Figura 6.16 (b) mostram o valor de THD% e espectro

harmónico da tensão e da corrente respetivamente, para a carga RL desequilibrada e a

va ia

vb

vc

ib

ic




técnica de comutação SVPWM. Comparado com as figuras correspondentes às outras

técnicas (Figura 6.11 para PWM; Figura 6.8 para periodic sampling), é possível

verificar que o valor de THD% da tensão (2,8%) é o mesmo que o valor obtido com

PWM e superior ao obtido com periodic sampling (2,7%). Já a THD% da corrente

(3,2%) é inferior ao obtido com a técnica de comutação PWM (4,0%) e

substancialmente inferior ao obtido com periodic sampling (4,8%). Estes valores

comprovam a redução do valor de THD% da corrente quando é utilizada a técnica de

comutação SVPWM.

(a)

(b)

Figura 6.16 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD%

e espectro harmónico a) Tensão na fonte b) Corrente na fonte.

Em comum com a técnica de comutação periodic sampling e a técnica de

comutação PWM, a Figura 6.17 apresenta o valor de referência da teoria p-q e o valor

injetado pelo inversor com o filtro ativo a compensar.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div


desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação SVPWM.

icomp

iref



Analisando a Figura 6.17 é possível verificar que o valor de compensação segue o

valor de referência da teoria p-q com um pequeno desvio. Um ajuste mais fino dos

ganhos do controlador PI pode ajudar na mitigação deste problema de desvio, entre a

corrente de referência e a corrente sintetizada pelo inversor. Comparando a Figura 6.17

com a Figura 6.9 e com a Figura 6.13 é possível verificar que as formas de onda são

diferentes, tanto em forma como em amplitude. Isto deve-se ao facto de os valores de

referência e os valores injetados pelo inversor com a técnica de comutação SVPWM

serem apresentados nas coordenadas α-β-0, enquanto que nas outras técnicas de

comutação os valores, serem apresentados nas coordenadas A-B-C.

Primeiro teste com carga RL Desequilibrada e Retificador 6.3.

Trifásico

Neste teste realizado às técnicas de comutação é adicionado um retificador

trifásico à carga no item 6.2. Com a adição deste retificador é possível testar o filtro

ativo, para além dos casos anteriormente discutidos, a harmónicos de corrente. A

montagem do retificador no sistema segue o diagrama da Figura 6.18, que integra

também três bobines para limitar o di/dt do retificador trifásico.

Figura 6.18 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC

aplicada ao sistema - primeiro teste.

Com a adição do retificador com carga RC no lado CC, a tensão e a corrente têm a

forma da Figura 6.19. Analisando a Figura 6.19 é possível ver o desfasamento e o

desequilíbrio testados na secção 6.2, bem como a distorção criadas pelo retificador

trifásico.

128 mH

25,3 Ω 2,2 Ω 2,4 Ω

Fase A

Fase B

Fase C

Neutro

1,5 mH

1,5 mH

1,5 mH

6,5 Ω

1,88 mF




va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div

Figura 6.19 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com

o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado.

A Figura 6.20 apresenta a THD% e o espectro harmónico da tensão

(Figura 6.20 (a)) e da corrente (Figura 6.20 (b)) com a utilização da carga RL

desequilibrada com retificador trifásico, com o filtro ativo desligado.

(a)

(b)

Figura 6.20 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com

carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte

(b) Corrente na fonte.

Analisando a Figura 6.20 (a) é possível verificar que o valor de THD% da tensão

(2,7%) nas fases mantem-se semelhante ao obtido na carga utilizada no teste anterior

(Figura 6.5 (a)). Já a Figura 6.20 (b) mostra que a THD% da corrente (14,4%) aumentou

consideravelmente ao obtido com a carga anterior (4,5%). O valor de THD% da

corrente é assim superior aos 10% da Classe 3, valor estipulado na norma

CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). Também é possível verificar que na Figura 6.20 (b),

va ia

vb

vc

ib

ic



os 5º e 7º harmónicos são visivelmente superiores aos obtidos com a carga RL

desequilibrada (Figura 6.5 (b)).

A Figura 6.21 (a) apresenta a tensão na fonte, corrente na fonte e frequência, já a

Figura 6.21 (b) apresenta as potências ativa, reativa e aparente consumidas pela carga,

bem como o fator de potência sem filtro ativo.

(a)

(b)

Figura 6.21 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o

retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na

fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência.

Com esta carga o consumo de potência ativa foi elevado para mais do dobro da

carga utilizada no teste anterior (1,9 kW), e a potência reativa aumentou

consideravelmente também (0,01 kVAr da carga anterior). O fator de potência melhorou

ao valor obtido no teste anterior (0,81), não tendo assim um valor tão preponderante.

Com a utilização deste conjunto de cargas pretende-se testar também o filtro ativo para

cargas superiores, no sentido de verificar o seu desempenho e o das técnicas de

comutação.


Ao utilizar o filtro ativo paralelo com a técnica de comutação periodic sampling a

compensar a carga RL desequilibrada com retificador trifásico obteve-se as formas de

onda para a tensão e corrente apresentadas na Figura 6.22. Analisando esta figura é

possível verificar que o desfasamento e o desequilíbrio foram mitigados em comparação

com o filtro desligado (Figura 6.19), bem como o 5º e 7º harmónicos que, com o filtro

ativo desligado, tinham um valor elevado.

Para verificar o valor de THD% e o espetro harmónico da tensão e da corrente a

Figura 6.23 (a) e Figura 6.23 (b), respetivamente, ilustram os valores obtidos com o

FLUKE 435.




va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div


o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação

periodic sampling.

Na Figura 6.23 (a) é possível concluir que a THD% da tensão (2,7%) manteve o

valor obtido anteriormente, quando o filtro ativo se encontrava desligado. Já na

Figura 6.23 (b) é possível concluir que a THD% da corrente (2,7%) foi reduzida

consideravelmente, comparando com o filtro ativo desligado, ficando o resultado dentro

dos 5% da Classe 1, definida pela norma CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). No espectro

harmónico da Figura 6.23 (b) é também possível ver que o 5º e 7º harmónicos foram

compensados praticamente na totalidade.

(a)

(b)


carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de

THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.

A Figura 6.24 (a) apresenta os valores de tensão e corrente na fonte, já no que diz

respeito à potência ativa, reativa, e aparente bem como fator de potência a

Figura 6.24 (b) ilustra os valores obtidos pelo FLUKE 435, com o filtro ativo a utilizar a

va ia

vb

vc

ib

ic



técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.24 (a) é possível

verificar que a corrente na fonte é praticamente semelhante em todas as fases e a

corrente de neutro foi compensada quase na totalidade. Na Figura 6.24 (b) é possível

verificar que o fator de potência foi compensado para a unidade, valor isento de

pagamento ao distribuidor de energia elétrica. No que diz respeito à potência reativa

esta foi reduzida de 0,80 kVAr para 0,12 kVAr. A potência aparente e a potência ativa

tem praticamente o mesmo valor e foi distribuído o seu consumo por todas as fases,

demonstrando assim um consumo de potência equilibrado nas 3 fases.

(a)

(b)


retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação

periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem


Na Figura 6.25 pode ver-se o valor de referência calculado pela teoria p-q e o

valor de compensação injetado pelo inversor, com o filtro a compensar a carga RL

desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div

Figura 6.25 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste com

carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a

compensar com técnica de comutação periodic sampling.

icomp

iref




Analisando a Figura 6.25 é possível verificar que o valor de compensação segue o

valor de referência embora com um erro nos pontos de inflexão. A diminuição do valor

das impedâncias de acoplamento ou o aumento da frequência de comutação são formas

de reduzir este erro.


Na Figura 6.26 apresenta as formas de onda para a tensão e para corrente na fonte

quando filtro ativo utiliza a técnica de comutação PWM. Ao comparar a Figura 6.26

com a Figura 6.22 é possível verificar uma semelhança em termos de correntes

equilibradas e em fase com a tensão. O valor de ripple na corrente é praticamente

inexistente quando a técnica de comutação PWM é utilizada. Analisando as formas de

onda da corrente é possível verificar que estas não são perfeitamente sinusoidais.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div


o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM.

Para uma melhor verificação das formas de onda da Figura 6.26, a Figura 6.27 (a)

e a Figura 6.27 (b) mostram a THD% e o espectro harmónico da tensão e corrente, com

PWM como técnica de comutação. Comparando a Figura 6.27 (a) com a Figura 6.23 (a)

é possível verificar que a THD% da tensão (2,3%) foi reduzido, embora não de forma

significativa (2,7%). Ao comparar a Figura 6.27 (b) com a Figura 6.23 (b) é possível

verificar que a THD% da corrente (3,6%) aumentou em comparação com a técnica de

comutação periodic sampling (2,7%), ficando ainda assim dentro limite da Classe 1 da

va ia

vb

vc

ib

ic



norma CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). É assim explicado a deformação nas formas

de onda da corrente, apresentadas na Figura 6.26.

(a)

(b)


carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro

harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.

A Figura 6.28 (a) apresenta o valor medido de tensão e de corrente na fonte, e a

Figura 6.28 (b) apresenta as 3 potências (ativa, reativa e aparente), com o filtro ativo a

utilizar a técnica de comutação PWM. Analisando a Figura 6.28 (a) é possível verificar

que as correntes, embora com algumas deformações, mantêm-se equilibradas e a

corrente de neutro é inferior, comparado com os valores de corrente obtidos com a

técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.28 (b) pode ver-se que

o fator de potência foi compensado para a unidade. Quanto à potência reativa, esse valor

foi reduzido em relação à não utilização de filtro ativo (0,8 kVAr) e à utilização do filtro

ativo com a técnica de comutação periodic sampling (0,12 kVAr). Avaliando a potência

ativa é possível verificar que as diferenças entre fases é praticamente inexistente, como

foi obtido também com a técnica de comutação periodic sampling.

(a)

(b)


retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM

(a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do

fator de potência.




A Figura 6.29 mostra o valor de referência obtido na saída do controlador e o

valor de compensação obtido com o inversor a compensar, utilizando a técnica de

comutação PWM.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div



compensar com técnica de comutação PWM.

Na Figura 6.29 é possível verificar que o valor de compensação segue o valor de

referência com um pequeno erro nos pontos de elevada variação. O erro visível é o

mesmo que representam as deformações nas formas de onda da corrente do lado da

fonte. Comparando com a Figura 6.25 é possível ver que o ripple é menor com a

técnica de comutação PWM. Comparando a Figura 6.29 com a Figura 6.25 é visível a

semelhança entre os valores de referência, pois a teoria de controlo é a mesma nos dois

casos, alterando apenas a técnica de comutação.


A Figura 6.30 apresenta as formas de onda da tensão e da corrente na fonte, com o

filtro ativo a utilizar a técnica de comutação SVPWM, para compensar a carga RL


Comparando a Figura 6.30 com a Figura 6.26 são visíveis as semelhanças entre as

formas de onda da tensão e da corrente, embora as deformações nas formas de onda da

corrente são praticamente inexistentes com a técnica de comutação SVPWM. Já

comparando a Figura 6.30 com a Figura 6.22 e, em comum com o que acontece com a

técnica de comutação PWM, a forma de onda da corrente tem um ripple inferior.

icomp

iref



va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div



SVPWM.

Para uma melhor compreensão e análise da Figura 6.30, a Figura 6.31 (a) e a

Figura 6.31 (b) mostram, respetivamente, o valor de THD% e o espectro harmónico da

tensão e da corrente na fonte com a técnica de comutação SVPWM para a carga RL


(a)

(b)


carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação SVPWM - valor de THD% e espectro


Na Figura 6.31 (a) a THD% da tensão (2,3%) é semelhante ao obtido com a

técnica PWM e inferior ao obtido com a técnica periodic sampling (2,7%). Já na

Figura 6.31 (b) o valor do THD% da corrente (2,6%) é inferior ao obtido com a técnica

PWM (3,6%) e também inferior ao obtido com a técnica periodic sampling (2,7%).

Com estes valores é possível concluir que, como acontece no sistema implementado em

va ia

vb

vc

ib

ic




simulação, a técnica de comutação SVPWM tem um valor de THD% de corrente

inferior ao das outras técnicas de comutação.

A Figura 6.32 (a) apresenta os valores medidos de tensão e de corrente na fonte, já

a Figura 6.32 (b) apresenta os valores de potência ativa, reativa e aparente bem como o

fator de potência obtidos com a técnica de comutação SVPWM. Analisando a

Figura 6.32 (a) é possível verificar que as correntes nas fases encontram-se praticamente

equilibradas, embora o valor de corrente de neutro seja o maior de todas as técnicas de

comutação. Na Figura 6.32 (b) o fator de potência é igual ao obtido com as outras

técnicas, ou seja, compensado para a unidade. Já na potência reativa, o valor é melhor

que o obtido com a técnica de comutação periodic sampling (0,12 kVAr), e um pouco

superior ao obtido com PWM (0,04 kVAr). Na potência ativa é possível verificar um

pequeno desequilíbrio entre as potências consumidas. Isto pode dever-se a um ajuste

menos fino dos ganhos do controlador, bem como devido às limitações na resolução

impostas pela utilização da livraria IQMath que, no caso da técnica SVPWM, é muito

importante. Nas matrizes referentes ao tetraedro (da equação (2.61) à equação (2.83))

que foram implementadas no DSP, os valores calculados são desviados do valor real em

cada operação.

(a)

(b)



SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o

valor do fator de potência.

A Figura 6.33 mostra o valor de referência calculado pela teoria p-q e o valor

injetado pelo inversor com o filtro ativo ligado a compensar a carga RL desequilibrada e

o retificador trifásico com carga RC no lado CC. O valor de compensação obtido na

Figura 6.33 tem um ligeiro erro nos pontos de elevada inflexão em relação ao valor de

compensação, que advém dos problemas anteriormente referidos (ganhos do controlador

menos bem regulados e limitações do IQMath). Embora, em termos gerais, o valor de

compensação segue o valor de referência, imposta pela teoria p-q. Numa comparação



cuidada dos valores de referência entre as técnicas de comutação é possível verificar

que o valor obtido com a utilização da SVPWM é diferente. A explicação é a mesma

que foi efetuada para a Figura 6.17.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div



compensar com técnica de comutação SVPWM.

Segundo teste com carga RL Desequilibrada e Retificador 6.4.

Trifásico

Este teste utiliza a mesma configuração da carga no subitem 6.3, no entanto foram

alterados alguns valores nos componentes utilizados. Neste teste o valor das indutâncias

em serie com o retificador trifásico foram reduzidas e a resistência da carga RC no lado

CC foi reduzida. A Figura 6.34 apresenta os valores nominais dos elementos

constituintes desta carga.

Figura 6.34 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC

aplicada ao sistema - segundo teste.

128 mH

25,3 Ω 2,2 Ω 2,4 Ω

Fase A

Fase B

Fase C

Neutro

197,3 µH

520 µH

246 µH

12,3 Ω

1,88 mF

icomp

iref




Com esta carga é possível testar o filtro ativo a valores de THD% de corrente

superiores e a resposta das técnicas de comutação a variações de corrente mais elevadas.

A Figura 6.35 apresenta a forma de onda da tensão e da corrente nas 3 fases com a

nova carga RL desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div

Figura 6.35 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com

o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado.

Analisando as formas de onda da corrente da Figura 6.35 é possível verificar,

principalmente na fase A, a semelhança com a deformação apresentada na Figura 1.8.

Como abordado no subitem 1.2.5.1, a THD% da corrente para esta forma de onda é

elevado. Na Figura 6.36 (a) é apresentado o espectro harmónico e a THD% da tensão,

enquanto que na Figura 6.36 (b) são apresentados os mesmos parâmetros mas para a

corrente.

(a)

(b)

Figura 6.36 - Segundo teste efetuado com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador

trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico

(a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.

va ia

vb

vc

ib

ic



Analisando a Figura 6.36 (b) é possível verificar o elevado THD% na corrente

(49,2%) onde, na fase A o 5º harmónico corresponde a 41% da fundamental. A

Figura 6.37 (a) apresenta os valores de tensão e de corrente consumidas pela carga,

enquanto que na Figura 6.37 (b) são apresentas as 3 potências e o fator de potência.

(a)

(b)

Figura 6.37 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o

retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na

fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência.

Analisando a Figura 6.37 (b) e, comparando com o teste anterior, é possível

verificar que as correntes consumidas tem um valor inferior, pois este teste é realizado

para testar a resposta das técnicas de comutação a uma carga com valores de THD% de

corrente superiores. Para o teste das técnicas de comutação a esta carga o valor de

referência de tensão do barramento DC foi elevado, de 190 V para 300 V. Com o valor

de tensão de referencia de 190 V e com as bobines de acoplamento utilizadas não é

possível ao inversor sintetizar as correntes de compensação calculadas com a teoria p-q.


A Figura 6.38 apresenta a forma de onda da tensão e da corrente, obtidas com a

técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.38 é possível verificar

que o desequilíbrio e os harmónicos na corrente foram mitigados. Para melhor

compreender a Figura 6.38, a Figura 6.39 (a) apresenta a tensão e a corrente nas fases,

enquanto que a Figura 6.39 (b) apresenta as potências e o fator de potência no lado da

fonte com a técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.39 (a) é

possível verificar que o consumo de corrente nas fases foi equilibrado, reduzindo

significativamente a corrente de neutro. Analisando a Figura 6.39 (b) é possível

verificar que o consumo de potência ativa foi equilibrado, bem como o fator de potência

foi compensado para a unidade.




va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div



periodic sampling.

(a)

(b)



periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem


Para analisar o espectro harmónico e do THD%, a Figura 6.40 (a) apresenta os

valores referentes à tensão e a Figura 6.40 (b) apresenta os valores para a corrente.

Analisando a Figura 6.40 (b) é possível verificar que, embora a THD% da corrente

(49,2%) seja elevado, a técnica de comutação periodic sampling consegue reduzir a

THD% da corrente (4,7%) para um valor compreendido na Classe 1 da norma CEI/IEC

61000-2-4 (Apêndice 1).

va ia

vb

vc

ib

ic



(a)

(b)

Figura 6.40 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com

carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de

THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.

A Figura 6.41 apresenta o valor de referência gerada pela teoria p-q e o valor de

compensação injetado pelo inversor com a técnica de comutação periodic sampling.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div

Figura 6.41 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste com


compensar com técnica de comutação periodic sampling.

Analisando a Figura 6.41 é possível verificar que a técnica de comutação

periodic sampling consegue compensar as variações de corrente com um desvio mínimo

da referência. Com este resultado é possível confirmar a robustez desta técnica.


A Figura 6.42 apresenta as formas de onda da tensão e da corrente obtidas com o

filtro ativo a utilizar a técnica de comutação PWM. Analisando as formas de onda das

correntes apresentadas na Figura 6.42 é possível verificar que esta apresenta pequenas

icomp

iref




deformações e ripple. Isto deve-se ao facto de os ganhos do controlador PI não serem os

mais adequados para este tipo de carga. Para resolver este problema é necessário

reajustar os ganhos do controlador, mas com isso o desempenho iria piorar para as

cargas anterior. A implementação de um controlador adaptativo é a melhor forma de

mitigar este problema, permitindo ajustar os ganhos consoante a carga acoplada ao

sistema.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div


o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM.

Para uma melhor compreensão das formas de onda da corrente apresentadas na

Figura 6.42, a Figura 6.43 (a) apresenta o THD% da tensão e a Figura 6.43 (b) o THD%

da corrente.

(a)

(b)


carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro


va ia

vb

vc

ib

ic



Analisando a Figura 6.43 (b) é possível verificar que, embora a THD% da

corrente (6,0%) foi drasticamente reduzido, ainda se encontra acima da Classe 1 da

norma CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). Com este resultado é possível confirmar a

melhor adaptação a diferentes cargas da técnica de comutação periodic sampling.

Na Figura 6.44(a) é possível verificar os valores referentes à tensão e à corrente

nas fases do lado da fonte e na Figura 6.44 (b) os valores das potências (ativa, reativa e

aparente), bem como o valor do fator de potência. Analisando a Figura 6.44(a) é

possível verificar que o desfasamento das correntes e a corrente de neutro foi mitigado.

O fator de potência foi compensado para a unidade e a potência aparente é praticamente

igual à potência ativa confirmando que, embora a THD% da corrente seja pior do que o

obtido com técnica de comutação periodic sampling, o filtro ativo com PWM consegue

mitigar satisfatoriamente desequilíbrios e desfasamentos, ainda que com algumas

limitações a variações de carga elevadas.

(a)

(b)


retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM

(a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do

fator de potência.

A Figura 6.45 apresenta o valor de compensação na saída da técnica de controlo

teoria p-q e o valor de compensação injetado pelo inversor a quatro braços com o filtro

ativo a utilizar a técnica de comutação PWM. Analisando a Figura 6.45 é possível

verificar que o valor injetado pelo inversor segue o valor de referência, ainda que com

um pequeno ripple em torno do valor de referência. Este ripple é visível na Figura 6.42

e é em parte responsável, pelo valor de THD% de corrente obtido com a técnica de

comutação PWM.




iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div



compensar com técnica de comutação PWM.


A Figura 6.46 apresenta as formas de onda da tensão e da corrente obtidas com a

técnica de comutação SVPWM no segundo teste com a carga RL desequilibrada em

conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC.

va, vb, vc

28,13 V/div

ia, ib, ic

2 A/div

5 ms/div



SVPWM.

va ia

vb

vc

ib

ic

icomp

iref



Analisando a Figura 6.46 e, comparando-a com a Figura 6.42, é visível a redução

no ripple da corrente obtida com a técnica de comutação PWM, embora as deformações

nas formas de onda da corrente continuem presentes. Em comum com o que acontece

com a técnica de comutação PWM, um ajuste dos ganhos do controlador PI é necessário

para melhorar o desempenho da técnica SVPWM.

A Figura 6.47 (a) apresenta os valores da tensão e da corrente nas fases e a

Figura 6.47 (b) apresenta os valores da potência ativa, potência reativa, e da potência

aparente bem como o fator de potência com a técnica SVPWM. Analisando a

Figura 6.47 é visível que o desfasamento e o desequilíbrio da carga foram compensados

para valores aceitáveis.

(a)

(b)



SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o

valor do fator de potência.

A Figura 6.48 (a) apresenta o espectro harmónico e a THD% da tensão na fonte e

a Figura 6.48 (b) apresenta estes parâmetros mas para a corrente na fonte.

(a)

(b)


carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM - valor de THD% e

espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.




Analisando a Figura 6.48 (b) é possível verificar que a THD% da corrente (5,4%)

é inferior ao obtido com a técnica PWM (6%) e um ligeiramente superior que o obtido

com a técnica periodic sampling (4,7%). Com estes resultados é possível concluir que,

em comum com o acontece na simulação, a técnica SVPWM tem um valor de THD%

de corrente inferior que a técnica PWM. Quando comparado com a técnica periodic

sampling, o valor de THD% de corrente depende da carga acoplada ao sistema.

A Figura 6.49 apresenta o valor de referência calculado pela teoria p-q e o valor

de corrente injetado pelo inversor. Analisando esta figura é possível concluir que o valor

de corrente no inversor segue o valor de referência ainda que com um pequeno desvio.

iref

2,5 V/div

icomp

2,5 V/div

5 ms/div



compensar com técnica de comutação SVPWM.

Controlo do Barramento DC 6.5.

Neste item são abordados os resultados obtidos no controlo do barramento DC do

inversor a quatro braços. Os resultados obtidos foram retirados com todas técnicas de

comutação para a carga RL desequilibrada (abordada no subitem 6.2). Todos os testes

foram realizados com uma tensão de referência para o barramento DC de 190 V.


A Figura 6.50 mostra o momento em que o inversor foi ligado para compensar os

problemas da carga RL desequilibrada com a técnica de comutação periodic sampling.

O valor inicial de tensão do barramento DC na Figura 6.50 (a) corresponde à

tensão depois de feita a pré-carga, aproximadamente 130 V. A Figura 6.50 (a) apenas

ilustra a evolução da tensão do barramento DC em relação à referência. Como os

icomp

iref



valores são obtidos através do DAC do DSP a amplitude de tensão no osciloscópio não

corresponde à tensão real no barramento DC. Analisando a Figura 6.50 (b) é visível o

ripple na tensão do barramento DC.

(a)

(b)

Figura 6.50 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor

para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC,

com a técnica comutação periodic sampling (0,5 V/div)(10 ms/div).


A Figura 6.51 mostra o mesmo gráfico que na Figura 6.50, alterando apenas a

técnica de comutação para PWM. Analisando a Figura 6.51 é possível retirar as mesmas

conclusões que no caso anterior.

(a)

(b)



com a técnica comutação PWM (0,5 V/div)(10 ms/div).


A Figura 6.52 (a) mostra a evolução da tensão do barramento DC aquando da

entrada em funcionamento do inversor, para a técnica de comutação SVPWM.

Analisando a Figura 6.52 (a) a conclusão é semelhante à retirada na Figura 6.51 (a).

vdc

vref

vdc

vref




(a)

(b)



com a técnica comutação SVPWM (0,5 V/div)(10 ms/div).

Conclusão 6.6.

Neste Capítulo foram abordados os resultados experimentais obtidos com o filtro

ativo paralelo às técnicas de comutação. Foram efetuados três testes distintos para

analisar o desempenho das técnicas de comutação, mais precisamente a harmónicos na

corrente, desequilíbrios de corrente e desfasamentos entre tensão e corrente. Para

sumarizar a Tabela 6.1 apresenta os valores de THD% de corrente obtidos com as

técnicas de comutação para os três testes efetuados. Analisando a tabela é possível

verificar que a técnica de comutação SVPWM, ainda não tenha obtido o valor de

THD% mais reduzido no último teste, apresenta um valor de THD% inferior que as

outras técnicas de comutação nos outros dois testes. Em termos de variação de THD% a

técnica de comutação periodic sampling obteve o melhor resultado com uma variação

de 2,1%, contra os 2,4% da técnica PWM e os 2,8% da técnica SVPWM. Com isto é

possível concluir a robustez da técnica periodic sampling a variações de carga.

Dos testes efetuados ao controlo da tensão do barramento DC pode concluir-se

que as técnicas de comutação têm um comportamento semelhante entre elas.

Tabela 6.1 - Resultados obtidos nos testes efetuados das técnicas de comutação em termos de THD%.

Sem filtro

THD%

PS

THD%

PWM

THD%

SVPWM

THD%

Carga RL Desequilibrada 4,5% 4,8% 4,0% 3,2%

Retificador Trifásico – Teste 1 14,4% 2,7% 3,6% 2,6%

Retificador Trifásico – Teste 2 49,2% 4,7% 6% 5,4%

vdc

vref


CAPÍTULO 7

Conclusão e Trabalho Futuro

Conclusão 7.1.

Nesta Dissertação foi realizado o estudo e implementação de três técnicas de

comutação para filtros ativos paralelos de potência, mais precisamente a técnica de

comutação periodic sampling, PWM e SVPWM. Inicialmente foi apresentado um

estudo sobre os problemas de qualidade de energia elétrica que afetam atualmente a

rede de distribuição de energia, realçando o interesse dos filtros ativo de potência. Foi

também efetuada uma breve explicação pela qual os problemas de qualidade de energia

devem ser mitigados. Em conjunto, foram apresentadas as regras e normas que estão em

vigor para a qualidade de energia elétrica, que os equipamentos e os fornecedores de

energia devem cumprir, em particular os filtros ativos de potência. Cargas que geram

problemas de qualidade de energia foram apresentadas, bem como o seu impacto na

rede de distribuição, realçando os valores de THD% que são inerentes à utilização

dessas cargas.

No capítulo 2 foi realizado um estudo sobre os filtros ativos de potência, bem

como os seus elementos constituintes. Verificou-se que a topologia de inversor VSI a

quatro braços se adequa para um filtro ativo paralelo com neutro, pois é possível

controlar a corrente que o inversor injeta no neutro. Foi apresentada a técnica de

controlo utilizada, que deriva diretamente da teoria p-q, onde a sua utilização se adequa

a um filtro ativo de potência. Foram verificadas as diversas alterações que foram

efetuadas na aplicação desta técnica de controlo, para um sistema trifásico com e sem

neutro. Um estudo sobre as técnicas de comutação foi realizado, bem como as

vantagens e desvantagens que advêm da sua utilização. Verificou-se a facilidade de

implementação e a robustez da técnica periodic sampling, bem como o seu problema de

frequência de comutação variável. A técnica de comutação PWM resolve o problema da

frequência de comutação, mas com as desvantagens no ajuste de ganhos do controlador.

Já a técnica de comutação SVPWM apresenta-se como mais eficiente, em termos de

comutações e THD% de corrente. No entanto, apresenta desvantagens em termos de

complexidade na sua implementação.

Capítulo 7 - Conclusão e Trabalho Futuro



No capítulo 3 foram apresentadas as simulações efetuadas ao filtro ativo de

potência com duas cargas, correspondendo aos problemas que o filtro ativo paralelo

deve mitigar (harmónicos na corrente, desfasamentos entre a corrente e a tensão e

desequilíbrios de corrente). Foi realizada uma explicação sobre as precauções e os

ajustes que foram tomados, para que a simulação se torne o mais real possível. Entre

elas, o circuito de tempo morto, impedância de linha e a utilização de parâmetros físicos

de cargas reais. Nos resultados de simulação verificou-se que a técnica de comutação

SVPWM obteve o menor valor de THD% nos dois testes, seguido pela técnica PWM e,

por último, a técnica de comutação periodic sampling.

No capítulo 4 foi realizado um estudo sobre o hardware utilizado no filtro ativo de

potência. O hardware utilizado foi desenvolvido para o projeto SINUS e adaptado para

o teste das três técnicas de comutação implementadas. Foi efetuada uma abordagem

sobre o circuito de potência, incluindo as proteções dos diversos constituintes do filtro

ativo paralelo. Quanto ao circuito de controlo foram realizados estudos aos sensores de

corrente e de tensão utilizados, aos constituintes da placa de condicionamento de sinal e

aos constituintes da placa de comando, bem como aos drivers e IGBTs utilizados.

No capítulo 5 foi abordada a implementação do sistema de controlo no DSP.

Verificaram-se os resultados da PLL do M. Aredes implementada, bem como a

necessidade da sua implementação [51]. Quanto ao DSP, foi explicada a necessidade da

utilização da biblioteca IQMath nesta Dissertação, em particular do valor de IQ de 15

que apresenta um bom compromisso entre resolução e gama de valores. Quanto às

técnicas de comutação foram apresentados os algoritmos implementados. Numa análise

a esses algoritmos verificou-se a simplicidade da técnica periodic sampling e a

complexidade da técnica SVPWM.

No capítulo 6 foram abordados os resultados experimentais. Foram aplicadas dois

tipos de cargas diferentes ao filtro ativo paralelo, mais precisamente uma carga RL

desequilibrada e um retificador trifásico com carga RC no lado CC. Dos testes

efetuados pode concluir-se que a técnica de comutação SVPWM tem o menor valor de

THD% na corrente, embora com algumas limitações. A complexidade inerente à

utilização da técnica, o tempo de processamento, o ajuste dos ganhos do controlador

complicado e as limitações na utilização da livraria IQMath são as mais importantes. A

técnica de comutação PWM é que engloba o melhor compromisso entre THD% da

corrente, dificuldade de implementação e desempenho. A técnica de comutação periodic

sampling é robusta e tem uma implementação simplificada, embora o valor de THD%

de corrente dependa muito da carga utilizada. Com o aumento da carga o valor de



THD% é reduzido drasticamente. Com os resultados obtidos é possível construir a

Tabela 7.1, onde são ordenadas as técnicas de comutação do melhor para o pior

desempenho.

Tabela 7.1 - Comparação das técnicas de comutação.

Parâmetros

Desempenho THD%

Variação

THD%

Dificuldade

Implementação

Processamento

Necessário

Melhor SVPWM PS PS PS

Intermédio PS PWM PWM PWM

Pior PWM SVPWM SVPWM SVPWM

Analisando a Tabela 7.1 é possível concluir que a técnica de comutação SVPWM

obteve o melhor resultado em termos de THD%, ainda que nos restantes parâmetros

obteve o pior desempenho. Já a técnica de comutação periodic sampling obteve os

melhores resultados em 3 dos 4 parâmetros avaliados. A técnica de comutação PWM

obteve um resultado intermedio excetuando em termos de THD%.

Trabalho Futuro 7.2.

Inicialmente é recomendada a adaptação do sistema utilizado para ligação direta à

rede elétrica. Ao fazer essa adaptação é extremamente importante verificar se os valores

das variáveis internas no DSP não ultrapassam o limite imposto pelo valor atual do

IQMath.

Em todos os testes realizados à implementação com o protótipo laboratorial do

filtro ativo não foram utilizados filtros passivos para atenuar o ruído na frequência de

comutação. Assim sendo, é aconselhável a implementação de filtros passivos. Embora

sejam de difícil configuração para a técnica de comutação periodic sampling, é de fácil

configuração para as técnicas de comutação PWM e SVPWM, pois a frequência de

comutação é fixa.

Uma comparação entre o desempenho de um DSP com fixed-point com um DSP

com floating-point na implementação de um filtro ativo é de grande interesse. A

utilização da livraria IQMath consegue melhorar a conversão de código de uma

plataforma de simulação (como por exemplo o PSIM) para um DSP com fixed-point,

um DSP com floating-point nativo é de conversão mais simplificada. O

TMS320F28335 da Texas Instruments é um DSC (Digital Signal Controller) floating-

point a considerar, pois tem a mesma frequência de relógio (150 MHz) e uma estrutura

de registos semelhante ao TMS320F2812 [55].




O estudo e implementação de técnicas de controlo para filtros ativos de potência

são interessantes em termos de desempenho e velocidade de execução, bem como nas

respostas em regime permanente e transitório, para comparação com a teoria p-q. Entre

as técnicas possíveis aconselha-se a teoria de Fryze, como técnica no domínio dos

tempos e a teoria de Budeanu, como técnica no domínio das frequências [56]. É

aconselhável a implementação e comparação de técnicas no domínio dos tempos e de

técnicas no domínio das frequências para a otimização dos filtros ativos de

potência [57].


Referências

[1] J. Sepúlveda, “Implementação de um Filtro Activo de Potência para Optimização da Interface

entre a Rede e outros Sistemas Eléctricos,” Universidade do Minho, 2004.

[2] José Gabriel Oliveira Pinto, “Nova Topologia de UPQC sem Transformador para Compensação

de Problemas de Qualidade de Energia Elétrica,” Universidade do Minho, 2011.

[3] R. Pregitzer, J. G. Pinto, P. Neves, L. F. C. Monteiro, and J. L. Afonso, “Filtros Activos Paralelos

para Compensação Dinâmica de Problemas de Corrente em Sistemas Monofásicos e Trifásicos,”

Portuguese-Spanish Congress in Electrical Engineering, 10, Funchal, Portugal, 2007 –

“X CLEEE”. [Funchal : APDEE, 2007], no. July, p. 6, 2007.

[4] B. Exposto, “Filtro Activo Paralelo com Inversor do Tipo Fonte de Corrente,” Universidade do

Minho, 2010.

[5] J. Afonso, J. Sepúlveda, and J. Martins, “Filtros activos de potência para melhoria da qualidade

de energia eléctrica,” Revista Voltium - Revista do Núcleo Estudantil do IEEE da Universidade

do Minho, pp. 26-31, 2000.

[6] E. F. Couto, J. S. Martins, and J. L. Afonso, “Resultados de Simulações de um Filtro Activo

Paralelo com Controlo baseado na Teoria p-q,” in Congresso Luso-Espanhol de Engenharia

Eletrotécnica, 8, Vilamoura, 2003. ISBN: 972-8822-00-6. p. 4.159-4.164, 2003, no. 1, pp. 3-5.

[7] R. Luís and G. Pregitzer, “Simulações Computacionais de Filtros Activos de Potência em

Condições Reais de Operação,” Universidade do Minho, 2006.

[8] R. Pregitzer, J. C. Costa, J. S. Martins, and J. L. Afonso, “Simulation and Implementation Results

of a 3-Phase 4-Wire Shunt Active Power Filter,” International Conference on Harmonics and

Quality of Power, Cascais, Portugal, no. 4, pp. 1-5, 2006.

[9] D. Neacsu, “IECON ’ 01 : The 27th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics

Society Space Vector Modulation – An Introduction == Tutorial at IECON2001,” Industrial

Electronics, vol. 0, no. 2, pp. 1583-1592, 2001.

[10] EDP and ISR (Universidade de Coimbra), Manual da Qualidade da Energia Eléctrica. 2005.

[11] A. Reliability, “Measurement Practices for Reliability and Power Quality,” Energy, no. June,

2004.

[12] T. Undeland and S. Basu, “Controlling Conducted and Radiated EMI issues in Power Electronics

Designs,” in IEEE Industrial Electronics, IECON, 2009.

[13] “Regulamento da Qualidade de Serviço, Diário da Republica II-Série No24 de 8 de Março.” 2006.

[14] CENELEC, “Norma Portuguesa NP EN50160, Características da tensão fornecida pelas redes de

distribuição pública de energia eléctrica.” 2001.

[15] D. Chapman, “Costs – The Cost of Poor Power Quality,” Power Quality Application Guide,, no.

0, p. 8, Nov. 2001.

Referências



[16] B. K. Bose, Modern Power Electronics and AC Drives, 1st ed. Prentice Hall, 2002, p. 736.

[17] L. Łukasiak and A. Jakubowski, “History of Semiconductors,” Jornal of Telecommunications and

Information Technology, p. 7, 2010.

[18] B. Singh, K. Al-haddad, and A. Chandra, “A Review of Active Filters for Power Quality

Improvement,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 46, no. 5, pp. 960-971, 1999.

[19] H. Akagi, “Trends in Active Power Line Conditioners,” IEEE Transactions on Power

Electronics, vol. 9, no. 3, pp. 263-268, May 1994.

[20] T. L.Skvarenina, The Power Electronics Handbook. CRC Press, 2002, p. 625.

[21] M. Routimo, M. Salo, and H. Tuusa, “Comparison of Voltage-Source and Current-Source Shunt

Active Power Filters,” Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 22, no. 2, pp. 636-643,

2007.

[22] J. Afonso, M. Aredes, E. Watanabe, and J. Martins, “Shunt Active Filter for Power Quality

Improvement,” in International Conference UIE 2000 – “ Electricity for a Sustainable Urban

Development ,” 2000, pp. 683-691.

[23] H. Akagi, E. H. Watanabe, and M. Aredes, Instantaneous Power Theory and Applications to

Power Conditioning, vol. 31, no. 3. Wiley-IEEE Press, 2007, pp. 41-107.

[24] A. C. Rufer and S. Member, “Open Loop and Closed Loop Spectral Frequency Active Filtering,”

IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, no. 4, pp. 564-573, 2002.

[25] M. Aredes, J. Hafner, and K. Heumann, “Three-phase four-wire shunt active filter control

strategies,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 12, no. 2, pp. 311-318, 1997.

[26] A. Kouzou, M. O. Mahmoudi, and M. S. Boucherit, “The Space Vector Modulation PWM

Control Methods Applied on Four Leg Inverters,” in Electric Machines and Drives, 2011.

[27] J. L. Afonso, M. J. S. Freitas, and J. S. Martins, “p-q Theory power components calculations,” in

2003 IEEE International Symposium on Industrial Electronics, 2003, vol. 1, pp. 385-390.

[28] B. Exposto, H. Carneiro, G. Pinto, C. Couto, and J. L. Afonso, “Simulations of a current-source

Shunt Active Power Filter with Carrier-Based PWM and Periodic Sampling modulation

techniques,” in Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the 2011-14th

European Conference on, 2011, pp. 1-8.

[29] J.Dixon, S.Tepper, and L.Morán, “Practical Evaluation of Different Modulation Techniques for

Current-Controlled Voltage Source Inverters.pdf,” Electric Power Applications IEE Proceedings,

vol. 143, no. 4, pp. 301-306, 1996.

[30] N. Belhaouchet and L. Rahmani, “Development of Adaptive Hysteresis-band Current Control of

PWM Three-Phase AC Chopper with Constant Switching Frequency,” Electric Power

Components and Systems, vol. 37, no. 6, pp. 583-598, May 2009.

[31] M. Kale and E. Ozdemir, “A Novel Adaptive Hysteresis Band Current Controller for Shunt

Active Power Filter,” Control Applications, 2003. CCA 2003. Proceedings of 2003 IEEE, vol. 2,

no. L, pp. 1118-1123, 2003.

Referências


[32] J. Zeng et al., “A novel hysteresis current control for active power filter with constant frequency,”

Electric Power Systems Research, vol. 68, no. 1, pp. 75-82, Jan. 2004.

[33] J. I. Y. Ota, M. G. Villalva, F. Sato, and E. Ruppert, “3-D Space Vector PWM Implementation

for Four-Leg Voltage Source Inverter,” Power Electronics Conference (COBEP), 2011 Brazilian,

pp. 79-86, 2011.

[34] H. Pinheiro et al., “Modulação Space Vector para inversores alimentados em tensão : Uma

abordagem unificada,” Sba Controle Automação Sociedade Brasileira de Automatica, vol. 16, no.

1, pp. 13-24, 2005.

[35] M. G. Villalva and E. Ruppert, F., “3-D space vector PWM for three-leg four-wire voltage source

inverters,” Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual,

vol. 5, pp. 3946-3951, 2004.

[36] M. G. Villalva and E. R. Filho, “Current Controller with 3-D SVPWM for 3-Phase 4-Wire Active

Filters,” IASME Transactions, vol. 1, pp. 259-266, 2004.

[37] M. G. Villalva, M. E. de Oliveira Filho, and E. R. Filho, “Detailed Implementation of a Current

Controller with 3D Space Vectors for Four Wire Active Filters,” The Fifth International

Conference on Power Electronics and Drive Systems, 2003., vol. 1, pp. 536-541, 2003.

[38] P. Inc., “PSIM User’s Guide,” 2012.

[39] W. H. H. Jr., J. E. Kemmerly, and S. M. Durbin, Análise de Circuitos em Engenharia. McGraw-

Hill, 2008, p. 880.

[40] SEMIKRON, “datasheet SKM200GB176D.” p. 7, 2010.

[41] SEMIKRON, “datasheet SKHI22AH4R,” 2008.

[42] J. G. Pinto, P. Neves, D. Gonçalves, and J. L. Afonso, “Field Results on Developed Three-Phase

Four-Wire Shunt Active Power Filters,” in IECON 2009 - The 35th Annual Conference of the

IEEE Industrial Electronics Society, 2009, pp. 480-485.

[43] LEM, “datasheet Current Transducer LA 200-P.” p. 3, 1997.

[44] D. D. R. Pedrosa, “Desenvolvimento de um Veículo Eléctrico,” Universidade do Minho, 2010.

[45] LEM, “datasheet Voltage Transducer LV 25-P.” p. 2, 2002.

[46] G. Frantz and R. Simar, “Comparing Fixed- and Floating-Point DSPs.” pp. 1-8, 2004.

[47] S. Digital, “eZdsp TMS320F2812 Technical Reference.” p. 46, 2003.

[48] T. Instruments, “datasheet TMS320F2812.” p. 172, 2012.

[49] B. Brown, “datasheet DAC7625.” p. 17, 2000.

[50] T. Instruments, “datasheet LM339,” no. 1979. p. 32, 2012.

[51] L. G. B. Rolim, D. R. D. Costa, and M. Aredes, Analysis and Software Implementation of a

Robust Synchronizing PLL Circuit Based on the pq Theory, vol. 53, no. 6. IEEE, 2006, pp. 1919-

1926.

Referências



[52] A. Nicastri and A. Nagliero, “Comparison and evaluation of the PLL techniques for the design of

the grid-connected inverter systems,” 2010 IEEE International Symposium on Industrial

Electronics, pp. 3865-3870, Jul. 2010.

[53] T. Instruments, “C28x IQmath Library.” C28X Foundation Software, p. 83, 2011.

[54] “Despacho no 7253/2010, Diário da República, 2.

a série - N.

o 80 - 26 de Abril de 2010.” pp.

21945-21949.

[55] T. Instruments, “datasheet TMS320F28335,” no. 2007. p. 199, 2012.

[56] L. S. Czarnecki, “Budeanu and Fryze : Two frameworks for interpreting power properties of

circuits with nonsinusoidal voltages and currents,” Electrical Engineering, vol. 80, pp. 359-367,

1997.

[57] M. H. Hocaoglu and M. E. Balci, “Comparison of power definitions for reactive power

compensation in nonsinusoidal conditions,” 11th International Conference on Harmonics and

Quality of Power, no. 7, pp. 519-524, 2004.


Apêndice 1

Distorção Harmónica em Redes Industriais segundo a Norma CEI/IEC

61000-2-4

Classe Descrição Distorção Harmónica

Total (THD%)

Classe 1

É aplicada em rede de proteção elevada com

equipamentos de compatibilidade reduzida.

Os equipamentos que esta classe abrange são

mais sensíveis que os equipamentos ligados à

rede pública.

5%

Classe 2

Esta classe aplica-se a equipamentos com

níveis de compatibilidade semelhantes aos

utilizados na rede pública. Aplica-se nos

Pontos de Acoplamento Comum à rede

pública (PAC) e aos pontos de ligação

internos na industrial em geral

8%

Classe 3

Aplicada apenas nos pontos internos à

indústria. Os níveis de compatibilidade são

ligeiramente superiores aos da Classe 2.

10%

Ímplementação e comparação de diferentes técnicas de...

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