conversor boost aplicado a correção do fator de potência

Universidade Federal do Pará

Campus de Tucuruí

Faculdade de Engenharia Elétrica

Conversor Boost Aplicado a Correção do Fator de Potência Em Fontes

de Alimentação Chaveada

por

Wallison Richard de Abreu Martins

Tucuruí-Pará-Brasil

2013


Campus de Tucuruí


Wallison Richard de Abreu Martins

Conversor Boost Aplicado a Correção do Fator de Potência Em Fontes

de Alimentação Chaveada

Trabalho de Conclusão de Curso apresentado

à Faculdade de Engenharia Elétrica da

Universidade Federal do Pará, para obtenção do

título de Engenheiro Eletricista

Orientador: Prof. Dr. Ewerton Ramos

Granhen

Tucuruí-Pará-Brasil

2013

ii


Campus de Tucuruí


Conversor Boost Aplicado à Correção do Fator de Potência Em Fontes de

Alimentação Chaveada

Autor: Wallison Richard de Abreu Martins

Trabalho de Conclusão de Curso submetido à avaliação da banca examinadora

aprovada pelo colegiado do Curso de Engenharia Elétrica, da Universidade

Federal do Pará e julgada adequada para obtenção do título de Engenheiro

Eletricista.

Apresentada e aprovada em ___ / ___ / 2013.

Banca Examinadora:

______________________________

Prof. Dr. Ewerton Ramos Granhen

(Orientador – UFPA)

______________________________

Prof(a). Dr(a). Luciana Pereira Gonzalez

(UFPA)

______________________________

Prof. Janilson Leão de Souza

(UFPA)

iii

Agradecimentos

A Deus, em primeiro lugar;

Aos meus pais, que sempre estiveram presentes na minha vida e me apoiaram

durante essa jornada;

A todos os professores da faculdade de Engenharia Elétrica, em especial ao

professor Ewerton Granhen, pela orientação e oportunidade, e a banca avaliadora

deste trabalho.

Aos amigos da turma de 2009;

iv

“O sucesso nasce do querer, da

determinação e persistência em se chegar a

um objetivo. Mesmo não atingindo o alvo,

quem busca e vence obstáculos, no mínimo

fará coisas admiráveis”.

(José de Alencar)

v

Sumário

Lista de Símbolos e Abreviações ........................................................................ viii

Lista de Figuras .................................................................................................. x

Lista de Tabelas .................................................................................................. xiii

Resumo ................................................................................................................ xiv

Abstract ............................................................................................................... xv

1 Introdução ........................................................................................................ 1

2 O Conversor Boost e Sua Aplicação em PFC – “Power Factor Correction” .... 5

2.1 Considerações Iniciais .............................................................................. 5

2.2 Princípio de Operação do Conversor Boost .............................................. 5

2.2.1. Modo de Condução Contínua ....................................................... 8

2.2.2. Modo de Condução Descontínua .................................................. 8

2.3. Conversor Boost Aplicado à Correção do Fator de Potência ................ 9

2.3.1. Conceitos e Definições .................................................................. 9

2.3.2. Normatização ............................................................................... 11

2.3.3. O Retificador Boost ...................................................................... 13

2.4. Circuito de Controle ............................................................................... 15

2.4.1. Principais Técnicas Ativas Para Correção do Fator de Potência 16

2.4.1.1. Controle Por Corrente de Pico .............................................. 17

2.4.1.2. Controle Por Histerese .......................................................... 18

2.4.1.3. Controle Por Portadora Programada ................................... 19

2.4.1.4. Controle Por Corrente Média ............................................... 21

2.5. Circuito Integrado UC3854 ................................................................... 24

2.5.1. Características do Circuito Integrado UC3854 ........................... 24

2.5.2. Configuração do CI UC3854 ........................................................ 27

2.5.2.1. Tensão de Alimentação do CI ............................................... 28

2.5.2.2. Multiplicador/Divisor ............................................................ 28

vi

2.5.2.3. Proteção de Sobrecorrente ou Sobretensão .......................... 29

2.5.2.4. Frequência de Chaveamento ................................................ 30

2.5.2.5. Compensador de Erro de Corrente ....................................... 30

2.5.2.6. Compensador de Tensão ....................................................... 31

3 Projeto do Conversor Proposto ........................................................................ 34

3.1 Considerações Iniciais .............................................................................. 34

3.2 Especificações Gerais de Projeto .............................................................. 36

3.3 Dimensionamento do Circuito de Potência .............................................. 37

3.3.1. Indutor Boost ................................................................................ 37

3.3.2. Capacitor de Saída ....................................................................... 38

3.3.3. Ponte Retificadora/Chave/Diodo Boost ........................................ 39

3.4. Dimensionamento do Circuito de Controle ........................................... 39

3.4.1. Resistor Shunt.............................................................................. 39

3.4.1.1. Determinação da Corrente Máxima No Conversor Ipk(máx).... 40

3.4.1.2. Cálculo do Resistor Shunt .................................................... 40

3.4.2. Especificação dos Resistores do Divisor de Tensão Que Estabelece o

Limite de Corrente Máxima no Conversor. (Proteção Contra

Sobrecarga) ......................................................................................... 40

3.4.3. Resistores de Polarização das Entradas Vff e Iac do Multiplicador

Analógico ............................................................................................ 42

3.4.3.1. Cálculo dos Resistores Que Compõe a Malha de Entrada Vff 42

3.4.3.2. Especificação do Resistor Rvac Que Limita a Corrente de

Entrada do Multiplicador .................................................................. 43

3.4.3.3. Especificação do Resistor Rb1 Que Limita a Corrente Constante

de Entrada do Multiplicador ............................................................. 43

3.4.3.4. Especificação do Resistor Rset e Rmo Que Limitam a Máxima

Corrente de Saída do Multiplicador .................................................. 44

3.4.4. Especificação do Capacitor Ct Que Determinará a Frequência de

Chaveamento do Conversor ............................................................... 45

3.4.5. Compensação do Amplificador de Erro de Corrente ................... 45

3.4.5.1. Ganho do Amplificador Na Frequência de Chaveamento ... 45

vii

3.4.5.2. Especificação dos Resistores Que Compõe a Malha de Ganho do

Amplificador de Corrente (Rci e Rcz) .................................................. 46

3.4.5.3. Frequência de Corte da Realimentação de Corrente ........... 46

3.4.5.4. Especificação dos Capacitores Ccz e Ccp da Malhda de

Realimentação de Corrente ............................................................... 46

3.4.6. Compensação do Amplificador de Erro de Tensão ...................... 47

3.4.6.1. Determinação do Valor de Pico do “Ripple” da Tensão de

Saída... ................................................................................................ 47

3.4.6.2. Determinação do Ganho Gva da Saída do Amplificador....... 48

3.4.6.3. Especificação dos Componentes da Rede de Realimentação da

Tensão de Saída do Conversor (Rv1, Rvd, Cvf, Rvf) ............................. 48

3.4.7. Especificação dos Capacitores Cff1 e Cff2 da Malha “Feedforward” 49

3.5. Simulação do Circuito ............................................................................ 51

3.5.1. Ensaio da Ponte Retificadora Convencional. .............................. 52

3.5.2. Ensaio do Retificador Boost Sob Condições Nominais de

Funcionamento ................................................................................... 54

3.5.3. Ensaio do Retificador Boost Operando Com Carga Abaixo da

Nominal .............................................................................................. 58

3.5.4. Ensaio do Retificador Boost Para Perturbação de Carga ........... 60

4 Considerações Finais ....................................................................................... 64

Referências .......................................................................................................... 66

Anexo I ................................................................................................................ 69

viii

Lista de Símbolos e Abreviações

θ Ângulo de Deslocamento de Fase da Corrente em Relação à

Tensão

Variação da Corrente

Ciclo de Trabalho ou Razão Cíclica

ABNT Associação Brasileira de Normas Técnicas

ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica

CA Corrente Alternada

CC Corrente Contínua

CCP Capacitor da Malha de Realimentação de Corrente

CCZ Capacitor da Malha de Realimentação de Corrente

Cff1

Capacitor da Malha de Feedforward

Cff2 Capacitor da Malha de Feedforward

CI Circuito Integrado

Co Capacitor do Filtro de Saída

D Diodo do Conversor Boost

EMI Interferência Eletromagnética

FP Fator de Potência

GCA Ganho do Amplificador de Erro de Corrente

Gff Ganho de Atenuação da Malha Feedforward

GND Ground

GVA Ganho do Amplificador de Erro de Tensão

ICo Corrente no Capacitor do Filtro de Saída

IEC International Electrotechnical Commission

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

Ig(t) Corrente Instantânea de Entrada do Conversor Boost

Iin Corrente de Entrada

IL Corrente no Indutor

Imo Corrente de Saída do Multiplicador Analógico

Io Corrente de Saída do Conversor

L Indutor Boost

MCC Modo de Condução Contínua

MCD Modo de Condução Descontínua

ONS Operador Nacional do Sistema Elétrico

P Potência Ativa

PAC Ponto de Acoplamento Comum

PFC Power Correction Factor

PWM Pulse Widht Modulation – “Modulação Por Largura de Pulsos”

Rb1 Resistor Limitador da Corrente CC na Entrada do Multiplicador

ix

Rci Resistor da Malha de Ganho do Amplificador de Corrente

Rcz Resistor da Malha de Ganho do Amplificador de Corrente

Rff1 Resistor do Divisor de Tensão – Malha de Entrada Vff



RFI Interferência de Rádio Frequência

Rmo Resistor Limitador da Corrente de Saída do Multiplicador

RMS Root Mean Square

Rpk1 Resistor do Divisor de Tensão

Rpk2 Resistor do Divisor de Tensão

Rs Resistor Shunt

Rvac Resistor Limitador da Corrente de Entrada do Multiplicador

Rvd Resistor da Rede de Alimentação da Tensão de Saída

Rvf Resistor da Rede de Alimentação da Tensão de Saída

S Potência Aparente

SS Soft Start

THD Taxa de Distorção Harmônica Total “Total Harmonic Distorsion”

Tx Tempo Onde a Corrente no Indutor é Igual a Zero

Vff Tensão Feedforward

Vffc Tensão Feedforward (Outro Nó do Divisor)

Vg(t) Tensão Instantânea de Entrada no Conversor Boost

Vin Tensão de Entrada

Vo Tensão de Saída

Vpk (max) Valor de Pico da Tensão de Entrada

Vs Tensão Na Chave Semicondutora

Vvao Sinal de Tensão no Pino 7 do UC3854

Vvea Voltage Error Amplifier

x

Lista de Figuras

Figura 1.1: Circuito Retificador Convencional. (Adaptado de [2]). .......................... 2

Figura 1.2: Formas de Onda do Retificador Convencional. (Adaptado de [4]). ....... 2

Figura 2.1: Configuração do Conversor Boost. (Adaptado de [16]). ......................... 6

Figura 2.2: 1ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Acúmulo de Energia.

(Adaptado de [16]). ..................................................................................................... 6

Figura 2.3: 2ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Transferência de Energia.

(Adaptado de [16]). ..................................................................................................... 6

Figura 2.4: Formas de onda do Conversor Boost operando no (a) Modo de

condução contínua; (b) Modo de condução descontínua. (Adaptado de [16]). .......... 7

Figura 2.5: Ângulo de Defasagem Entre Tensão e Corrente. (Extraído de [17]). .. 10

Figura 2.6: Relação Entre Fator de Potência e Distorção Harmônica Total.

(Adaptado de [12]). ................................................................................................... 11

Figura 2.7: Topologia do Retificador Boost. (Adaptado de [2]) ............................... 14

Figura 2.8: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Descontínuo.

(Adaptado de [4]). ..................................................................................................... 14

Figura 2.9: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Contínuo. (Adaptado

de [4]). ....................................................................................................................... 15

Figura 2.10: Configuração Básica de Um Circuito de Controle Para Correção do

Fator de Potência. (Adaptado de [23]). .................................................................... 16

Figura 2.11: Retificador Boost Com Controle Por Corrente de Pico. (Extraído de

[3]). ............................................................................................................................ 17

Figura 2.12: Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído

de [3]). ....................................................................................................................... 18

Figura 2.13: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do

Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]). .... 19

Figura 2.14: Retificador Boost Monofásico Com Controle Por Portadora

Programada. (Extraído de [3]). ................................................................................ 20

Figura 2.15: Retificador Boost Monofásico Com Controle Convencional. (Extraído

de [3]). ....................................................................................................................... 22

Figura 2.16: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do

Retificador Boost Com Controle Clássico. (Extraído de [3]). .................................. 23

xi

Figura 2.17:Arquitetura Interna do CI UC3854. (Extraído de [23])...................... 25

Figura 2.18: Pinagem do CI UC3854. (Adaptado de [23]). ..................................... 25

Figura 2.19: Filtro Passa Baixa de Segunda Ordem – Obtenção de Vff. (Adaptado

de [27]). ..................................................................................................................... 29

Figura 2.20: Circuito Para Compensação de Erro de Corrente. (Extraído de [27]).

.................................................................................................................................. 31

Figura 2.21: Compensador de Tensão. (Extraído de [27]). ..................................... 32

Figura 3.1: Circuito Retificador Boost Utilizado Como Base. (Extraído de [23]). . 35

Figura 3.2: Retificador Boost Proposto no PSIM. ................................................... 52

Figura 3.3: Formas de Onda da Corrente (Em Vermelho) e Tensão de Entrada

(Em Azul) do Circuito Retificador Convencional Mostrado na Figura 1.1, Para

Uma Operação em 127 V. ........................................................................................ 53

Figura 3.4: Formas de Onda da Corrente (Em Vermelho) e Tensão de Entrada

(Em Azul) do Circuito Retificador Convencional Mostrado na Figura 1.1, Para

Uma Operação em 220 V. ........................................................................................ 53

Figura 3.5: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 80

V Com Carga Nominal. ............................................................................................ 54

Figura 3.6: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em

Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 80 V

Com Carga Nominal. ............................................................................................... 54


V com Carga Nominal. ............................................................................................. 55


Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 127



V com Carga Nominal. ............................................................................................. 55




Figura 3.11: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a

270 V com Carga Nominal. ...................................................................................... 56




Figura 3.13: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Proposto por

[10] operando a 127 V e Com Carga Nominal (800W). (Extraído de [10]). ............ 57

Figura 3.14: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada e Tensão

de Entrada do Retificador Boost Proposto por [10] Operando a 220 V Com Carga

Nominal. (Extraído de [10]). .................................................................................... 58

xii



Com 75% da Sua Carga Nominal. ........................................................................... 58







Figura 3.18: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Azul

Claro), e Tensão de Entrada (Azul Escuro), Para: (a) Operando com Tensão e

Potência Nominal; (b) Operando com Tensão Nominal e 50% da Potência.

(Extraído de [3]). ...................................................................................................... 60

Figura 3.19: Ensaio Com Variação de Carga de: (a) 100% para 50% da Potência;

(b)100% para 25% da Potência. ............................................................................... 61

Figura 3.20: Ensaio Com Variação de Carga de: (a) 25% para 100% da Potência;

(b)50% para 100% da Potência. ............................................................................... 62

Figura 3.21: Ciclo de Trabalho do Dispositivo de Chaveamento com operação em

(a) 127 V; (b) 220 V. (Extraído de [29]). .................................................................. 63

xiii

Lista de Tabelas

Tabela 3.1: Especificações Gerais do Projeto. ......................................................... 37

Tabela 3.2: Parâmetros do Circuito de Potência do Conversor Proposto. ............. 39

Tabela 3.3: Parâmetros do Circuito de Controle .................................................... 51

Tabela 3.4: Resultados da Simulação do Circuito Retificador Convencional. ....... 53

Tabela 3.5: Resultados do Ensaio do Retificador Boost Sob Condições Nominais de

Funcionamento ........................................................................................................ 57

Tabela 3.6: Resultados do Ensaio do Retificador Boost Operando Com Carga

Abaixo da Nominal................................................................................................... 59

Tabela 4.1: Valores Comerciais de Resistores. ....................................................... 69

Tabela 4.2: Valores Comerciais de Capacitores. ..................................................... 69

Tabela 4.3: Valores Comerciais de Indutores. ........................................................ 70

xiv

Resumo

O trabalho aborda o estudo da aplicação de um conversor CC-CC elevador, tipo

boost, à correção do fator de potência em fontes de alimentação chaveada. A

utilização deste conversor como circuito pré-regulador (PFC), origina um

retificador de alta qualidade, que visa garantir a fonte um fator de potência

próximo da unidade, a atenuação da injeção de conteúdo harmônico da corrente

na rede, e a regulação da tensão de saída para uma faixa de alimentação

especificada. A partir da idealização deste circuito na forma de um protótipo

virtual, foram realizadas simulações a fim de analisá-lo e verificar seu

desempenho frente a retificadores convencionais. Optou-se pela operação do

conversor no modo de condução contínua (MCC), e o controle por corrente média,

feito pelo CI UC3854, o qual também é responsável pela regulação da tensão de

saída. De modo geral, serão apresentadas as etapas e os modos de funcionamento

do conversor, a descrição do circuito integrado utilizado, o dimensionamento dos

componentes, além da montagem do protótipo virtual, os ensaios realizados e os

resultados obtidos.

Palavras-Chave: Conversor Boost; CI UC3854; Correção do Fator de Potência.

xv

Abstract

The work deals with the study of the application to a DC-DC converter, Boost

type, for correct the power factor in switched power supplies. Use of this

converter as pre-regulator circuit (PFC), originates a high quality rectifier, which

aims to ensure the power factor of the source close to unity, the attenuation of

injecting harmonic current in the electric grid, and the regulation of the output

voltage for a power range specified. From the idealization this circuit as a virtual

prototype, simulations were performed in order to analyze it and check its

performance compared to conventional rectifiers. We opted for the operation of

the converter in continuous conduction mode (CCM), and control for average

current, made by IC UC3854, which is also responsible for regulating the output

voltage. In general, in this work the steps and modes of operation of the

converter, a description of the integrated circuit used, the dimensioning of

components, besides of assembly the virtual prototype, the tests performed and

the results obtained will be presented.

Key-Words: Boost Converter; IC UC3854; Power Factor Correction.

1

Capítulo 1

1 Introdução

Durante muito tempo, a grande maioria das cargas ligadas à rede elétrica

comercial apresentava comportamento linear, de forma que a corrente drenada

por elas possuía apenas componente senoidal na mesma frequência da tensão.

Este panorama permaneceu até as décadas de 1930 e 1940, onde apesar da

extensiva utilização de válvulas e outros dispositivos não-lineares, tais cargas

não representavam um problema para a rede elétrica.

O cenário começou a mudar, em 1957, quando a General Electric anunciou o

desenvolvimento do tiristor, inicialmente denominado de SCR (Silicon Controlled

Rectifier), para diferenciá-lo do diodo normal (Silicon Rectifier), o que deu origem

à Eletrônica de Potência atual [1]. A invenção desse componente foi responsável

direto por um grande surto de evolução tecnológica, que se estendeu pelos anos 60

e 70.

Tal evolução marcada pela criação de novos equipamentos eletroeletrônicos,

também gerou um contingente de problemas, especialmente no âmbito da

qualidade da energia elétrica, com o crescimento e disseminação das cargas não-

lineares.

A expansão desse tipo de carga se deve ao fato das fontes utilizadas por estes

equipamentos comumente apresentar no primeiro estágio, um circuito de

retificação, responsável pela conversão da tensão alternada para contínua.

A problemática consiste no fato destes circuitos retificadores serem,

basicamente, topologias clássicas, nas quais utilizam tradicionalmente uma ponte

retificadora a diodos e um capacitor de valor expressivo na saída, conforme

mostra a figura 1.1.

2

Figura 1.1: Circuito Retificador Convencional. (Adaptado de [2]).

Nos circuitos retificadores convencionais quando o valor da tensão no capacitor

(lado CC) torna-se maior que o da tensão de alimentação (lado CA), os diodos da

ponte retificadora ficam bloqueados e a corrente de saída é fornecida

exclusivamente pelo próprio capacitor, o qual vai se descarregando até que o

valor da tensão de entrada se torne maior, recarregando-o novamente.

O fato de este carregamento ocorrer somente nos instantes onde a tensão de

alimentação passa por seus valores máximos (positivo e negativo), faz com que a

forma de onda da corrente de entrada (Iin) nos circuitos retificadores, seja muito

diferente de uma senoide, sendo composta por picos altos e de curta duração (Ver

figura 1.2), caracterizando-os como uma carga não-linear [3,4].

Figura 1.2: Formas de Onda do Retificador Convencional. (Adaptado de [4]).

3

A circulação dessa corrente de formato descontínuo e pulsado provoca a injeção

de alto conteúdo harmônico na rede elétrica, e um baixo fator de potência da

instalação, trazendo consequências adversas para todo sistema, desde a geração

até as próprias cargas, tais como: a distorção da forma de onda da tensão da rede,

aquecimento e redução na vida útil de transformadores e motores de indução,

sobredimensionamento da fiação elétrica, falhas nos sistemas de proteção,

limitação de potência ativa a ser absorvida da rede de alimentação, possível má

operação dos demais equipamentos conectados à mesma rede, entre outras

[1,3,5,6,7].

Em virtude dos problemas citados, normas internacionais [8,9] foram

estabelecidas com o intuito de limitar os níveis das componentes harmônicas

injetadas na rede. Em função disto, técnicas baseadas na correção do fator de

potência (PFC – Power Factor Correction) passaram a ser desenvolvidas para

adequar as fontes de alimentação a estas normatizações, aumentar a eficiência do

estágio retificador e reduzir o consumo de energia [1,10].

De maneira geral, tais técnicas são classificadas em: de Correção Passiva e de

Correção Ativa [3,4,6,11].

A Correção Passiva compreende a introdução de um filtro na entrada da fonte

(geralmente um passa-baixa) utilizando apenas componentes passivos (resistores,

capacitores, indutores). Circuitos passivos possuem qualidades como: robustez,

alta confiabilidade, insensibilidade a surtos e uma operação silenciosa. No

entanto, possuem diversas desvantagens: são pesados e volumosos; afetam as

formas de onda na frequência fundamental; Não possibilitam regulação da

tensão; a resposta dinâmica é pobre e o correto dimensionamento não é simples.

Se bem projetado, este tipo de correção garante um fator de potência de até 0,9.

Na correção ativa, utilizam-se componentes não-lineares (semicondutores)

associados a elementos passivos. O circuito de correção ativa do fator de potência

(PFC ativo) mantém tanto o fator de deslocamento quanto o fator de potência do

retificador próximos da unidade, fazendo com que o equipamento passe a se

comportar como uma carga resistiva ao sistema elétrico. Por estes motivos, tais

circuitos também são conhecidos como pré-reguladores.

4

Joao Carlos Giacomim em sua dissertação de mestrado [6], de 1998, comprovou

a obtenção de resultados satisfatórios quanto à utilização de circuitos pré-

reguladores em retificadores.

Estudos mais recentes [3,10,12,13,14], já tratam da utilização de conversores

CC-CC nas fontes retificadoras, como uma técnica notável para obtenção de um

alto fator de potência e baixo nível de distorção harmônica. O assunto é alvo de

muitas pesquisas, o que ao decorrer do tempo aprimorou o uso dessa técnica,

citando como exemplo, a criação de circuitos integrados com múltiplas funções,

capazes de realizar o controle, o comando e a proteção desses circuitos pré-

reguladores, tornando as fontes chaveadas mais simples e mais confiáveis.

Assim, baseando-se nas ideias qualitativas de materiais que abordam a

utilização de técnicas de correção do fator de potência a partir de circuitos pré-

reguladores, e nos seus respectivos resultados obtidos [1,2,3,6,10,11,12,13,14,15],

este trabalho tem como objetivo o desenvolvimento de um retificador de alto fator

de potência utilizando um conversor boost operando com uma técnica de controle

capaz de mitigar o conteúdo harmônico de corrente, e, proporcionar um fator de

potência próximo da unidade. A partir disto, será analisado o seu desempenho

quando submetido a situações adversas, e frente a circuitos retificadores

convencionais.

5

Capítulo 2

2 O Conversor Boost e Sua Aplicação em PFC –

“Power Factor Correction”

2.1. Considerações Iniciais

Para que se atinja o objetivo deste trabalho, faz-se necessário, primeiramente,

um embasamento teórico sobre o assunto.

Para tanto, neste capítulo, será feita a abordagem do princípio de

funcionamento do conversor boost e da sua aplicação à correção do fator de

potência, além de apresentar o CI UC3854, que corresponde a uma das

alternativas de controle do circuito proposto, e, que foi adotado na implementação

do protótipo virtual utilizado nos ensaios.

2.2. Princípio de Operação do Conversor Boost

O conversor boost, ou conversor “step-up”, é um dos circuitos eletrônicos que

compõe as topologias básicas das fontes de alimentação chaveadas. A estrutura

topológica desse conversor realiza a função de, a partir de uma fonte de tensão

fixa na entrada, fornecer uma tensão de valor maior na saída.

Sua estrutura é composta por um indutor L (também chamado de indutor

boost), um capacitor de saída Co e dois dispositivos semicondutores: uma chave

semicondutora S, e um diodo D (também chamado de diodo boost), conforme


6

Figura 2.1: Configuração do Conversor Boost. (Adaptado de [16]).

Este circuito possui duas etapas de funcionamento, podendo ser em modo

contínuo ou descontínuo. A 1ª etapa, mostrada na figura 2.2, inicia-se quando a

chave S é fechada. A tensão de entrada Vin é aplicada no indutor L, ficando o

diodo inversamente polarizado. Nesta etapa, a energia acumula-se em L, e o

capacitor Co é quem alimenta a carga. A 2ª etapa, ilustrada na figura 2.3, começa

com o desligamento da chave, onde o diodo entra em condução, e a energia

armazenada no indutor L irá carregar o capacitor Co e alimentar a carga R.

Figura 2.2: 1ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Acúmulo de Energia. (Adaptado de [16]).

Figura 2.2: 2ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Transferência de Energia.

(Adaptado de [16]).

Os modos de operação, que possuem suas formas de onda demonstradas na

figura 2.4, são definidos durante a 2ª etapa do funcionamento do conversor de

acordo com o comportamento da corrente no indutor. Nesta etapa o indutor deve

7

repassar a energia armazenada para o restante do circuito. Caso a corrente no

indutor chegue a zero durante este período diz-se que o conversor esta operando

em modo descontínuo, se não em modo contínuo [16]. A escolha do modo de

operação do conversor influencia na sua dinâmica e concepção de controle.

Figura 2.3: Formas de onda do Conversor Boost operando no (a) Modo de condução contínua; (b)

Modo de condução descontínua. (Adaptado de [16]).

As grandezas demonstradas no gráfico são:

- → Tensão de Entrada;

- → Corrente de Entrada no Conversor;

- → Corrente no Indutor L;

- → Corrente no Dispositivo de Chaveamento S;

- → Corrente no Diodo Boost D;

- → Corrente de Saída;

- → Tensão no Indutor L;

- → Tensão no Dispositivo de Chaveamento S;

- → Tensão de Saída;

- → Intervalo de Condução do Dispositivo de Chaveamento;

8

- → Intervalo Onde a Corrente no Indutor é Igual a Zero;

- → Intervalo de Condução do Diodo Boost D;

- → Período da Frequência de Operação da Chave.

2.2.1. Modo de Condução Contínua

No momento em que a chave S é aberta, e a energia armazenada em L é

transferida para a saída do circuito, recarregando o capacitor e alimentando a

carga, tem-se que no modo contínuo, ao se iniciar o ciclo seguinte, ainda existe

corrente pelo indutor. Quando a chave está conduzindo (intervalo ), a tensão

sobre a indutância ( ) é igual à tensão de alimentação ( ). Durante a condução

do diodo de saída, esta tensão, , se torna igual à diferença de potencial entre a

entrada e a saída do conversor, ou seja, . Do balanço de tensões,

obtém-se a relação estática no modo contínuo através da equação 2.1.

(2.1)

Onde, é a razão cíclica, ou ciclo de trabalho, dada pela razão do tempo em que

o semicondutor está conduzindo ( ), pelo período total de chaveamento ( ).

Teoricamente, a tensão de saída deveria alcançar valores infinitos para ciclos

de trabalho que tendam a unidade. No entanto, devido principalmente às perdas

resistivas da fonte, dos semicondutores e do indutor, o valor máximo da tensão

fica limitado, uma vez que a potência dissipada se torna maior do que a potência

entregue à saída [16].

2.2.2. Modo de Condução Descontínua

Caso durante a condução do diodo de saída, a energia armazenada na

indutância durante a condução do transistor se esgote, ou seja, se a corrente vai a

zero, tem-se caracterizado o modo de condução descontínuo. Neste caso, surge um

terceiro intervalo, chamado de Tx na figura 2.4, no qual não existe corrente no

indutor. A característica estática é escrita pela equação 2.2.

(2.2)

9

O limiar para a passagem de uma situação de condução contínua para

descontínua ocorre quando a variação da corrente ( ) é igual ao dobro da

corrente média de entrada que passa pelo indutor, . Esta situação implica num

limite inferior para a indutância, a qual depende de um valor mínimo para a

corrente de saída. Para permitir condução contínua a indutância deve respeitar a

equação 2.3.

(2.3)

No modo de condução descontínua, a chave entra em condução com corrente

zero e o diodo desliga também com corrente nula, o que colabora para reduzir as

perdas da topologia. Por outro lado, para obter uma mesma corrente média de

entrada os valores de pico da corrente devem ser maiores, aumentando as perdas

em condução [16].

2.3. Conversor Boost Aplicado à Correção do Fator de Potência

2.3.1. Conceitos e Definições

O fator de potência é definido como a relação entre a potência ativa e o produto

dos valores RMS de tensão e corrente da entrada, produto este chamado de

potência aparente, conforme descrito na expressão 2.4. Se uma carga for

puramente resistiva, a potência ativa de entrada e a potência aparente serão

exatamente iguais, caracterizando um fator de potência unitário. Caso contrário,

o fator terá um valor inferior [4,12].

(2.4)

Também podendo ser escrito pela equação 2.5:

(2.5)

Onde T é o período da tensão de rede, , a tensão de entrada e , a

corrente de entrada. Se considerarmos que tanto , e , mantêm seu

10

caráter senoidal (caso ideal), isto nos leva a definição tradicional para o fator de

potência, dado pela equação 2.6,

(2.6)

Onde representa o deslocamento de fase da corrente em relação à tensão

[11], ilustrado na figura 2.5.

Figura 2.4: Ângulo de Defasagem Entre Tensão e Corrente. (Extraído de [17]).

O baixo fator de potência pode ser o resultado do deslocamento de fase entre

tensão e corrente da carga, ou da presença de distorções harmônicas nestas

grandezas.

As distorções harmônicas são índices de presença de cargas não-lineares no

sistema elétrico. A Distorção Harmônica Total de Corrente (do Inglês THD –

Total Harmonic Distorsion) é definida como sendo a relação entre o valor RMS

das componentes harmônicas da corrente ( ) e a fundamental ( ). Pode-se

determiná-la através da expressão 2.8.

(2.8)

A relação entre fator de potência – PF (“Power Factor”) e Distorção Harmônica

Total de Corrente – THD pode ser demonstrada pela expressão 2.9 [12].

(2.9)

11

Esta expressão (2.9) determina o fator de potência para elementos de circuitos

submetidos a tensões perfeitamente senoidais e quaisquer correntes periódicas,

com período igual ao da tensão. Nota-se que se a corrente não for distorcida, tal

expressão se reduz à apresentada em 2.6.

A figura 2.6 mostra o gráfico da relação aproximada entre o fator de potência e

a distorção harmônica total da corrente. Através da figura, percebe-se que o fator

de potência só é degradado para elevados índices de distorções harmônicas, o que

ocorre justamente na presença de cargas com características não-lineares.

Figura 2.5: Relação Entre Fator de Potência e Distorção Harmônica Total. (Adaptado de [12]).

Logo, pode-se concluir que tanto o deslocamento de fase entre as formas de

onda da tensão e da corrente na frequência fundamental, como as distorções

harmônicas na corrente da linha, minimizam a capacidade de fornecimento de

potência útil pela rede elétrica de alimentação. Neste sentido, existem normas

internacionais que regulamentam os valores máximos das harmônicas de

corrente que um dispositivo ou equipamento pode injetar na linha de alimentação

[12].

2.3.2. Normatização

Como mencionado no Capítulo 1, para tentar resolver o problema da

introdução de harmônicos na rede, várias organizações internacionais têm

desenvolvido regulamentações. A primeira norma sobre harmônicos de baixa

12

frequência foi criada na Europa, em 1969, quando o Comitê Europeu de

Normalização Eletrotécnica (CENELEC) e a Comissão Eletrotécnica

Internacional (IEC) formaram grupos para estudar os efeitos dos harmônicos

causados por equipamentos usados em aplicações domésticas.

Atualmente, a norma IEC 61000-3-2 (2005) [8] e a recomendação IEEE 519

(1992) [9] são as com maior potencial de aplicação em todo o mundo.

A norma IEC 61000-3-2 de 2005, criada pela “International Electrotechnical

Commission” aborda o assunto de limites para introdução de correntes

harmônicas (corrente de entrada em equipamentos menores ou iguais a 16 A por

fase). O objetivo dessa norma é tratar da limitação de introdução de corrente

harmônica em sistemas de suprimento de energia elétrica. Ela especifica os

limites máximos de componentes harmônicas da corrente de entrada que podem

ser produzidas pelo equipamento testado sob condições específicas. Na Europa, a

Comunidade Europeia tem dado força de lei a diversas normas IEC, o Brasil por

sua vez é associado ao IEC através da ABNT, desta forma, todas as normas IEC

sem equivalente nacional aplicam-se ao país [8].

O IEEE (“Institute of Electrical and Electronics Engineering”) gerou o

documento IEEE Standard 519-1992 – Recommended Practice and Requeriments

for Harmonic Control in Electric Power Systems que não possui peso de lei,

constitui apenas recomendações técnicas não se tratando, portanto, de uma

norma. O documento trata do controle de harmônicas no sistema elétrico de

potência.

Essa recomendação [9] descreve os principais fenômenos causadores de

distorção harmônica, assim como seus efeitos, indica métodos de medição e define

os limites de distorção harmônica (de tensão e corrente) aceitáveis em um sistema

de potência. Os limites de distorção harmônica estabelecidos referem-se aos

valores medidos no ponto de acoplamento comum (PAC) do consumidor à rede

elétrica e não individualmente em cada equipamento. Dessa forma, a filosofia

deste conjunto de recomendações é a de que o que ocorre dentro de uma

instalação não é de interesse, mas sim o que essa instalação acarreta ao exterior,

ou seja, para os demais consumidores conectados ao mesmo sistema de

alimentação.

13

No Brasil, para a rede básica de energia, o Operador Nacional do Sistema

(ONS) estabelece desde 2002 parâmetros de qualidade para a tensão suprida.

Mas, do ponto de vista do consumidor, as restrições a serem consideradas são, na

imensa maioria, as do sistema de distribuição. A Agência Nacional de Energia

Elétrica (Aneel), no documento “Procedimentos de Distribuição de Energia

elétrica no Sistema Elétrico Nacional” [18], propõe valores para a distorção

harmônica da tensão no sistema de distribuição.

2.3.3. O Retificador Boost

A aplicação do conversor boost para correção do fator de potência tem se

tornado bastante popular devido sua simplicidade, desempenho, rendimento e

baixo custo, sendo ele largamente empregado para atender os requisitos exigidos

pelas normas que se referem a harmônicos de baixa-frequência.

Além disso, o conversor boost possui as seguintes vantagens estruturais, que

favorecem sua utilização como circuito pré-regulador [4]:

- Presença de um indutor na entrada que absorve variações bruscas na tensão de

rede (“spikes”), de modo a não afetar o restante do circuito, além de facilitar a

obtenção da forma desejada da corrente (senoidal);

- A energia é armazenada no capacitor de saída, o qual opera em alta tensão

(Vo>Vin), permitindo valores relativamente menores de capacitância;

- O controle da forma de onda é mantido para todo valor instantâneo da tensão de

entrada, inclusive o zero;

- Possui um acionamento simples, uma vez que pode ser feito por um sinal de

baixa tensão referenciado ao terra.

O conversor é alocado no estágio de retificação primaria das fontes de

alimentação, entre a ponte retificadora e o filtro (capacitor de armazenagem),

formando um retificador de alto fator de potência, denominado de retificador

boost (o nome do retificador é associado com o conversor que o compõe) conforme


14

Figura 2.6: Topologia do Retificador Boost. (Adaptado de [2])

De maneira análoga ao do conversor boost, o retificador formado por ele,

também pode operar nos modos de condução contínua e descontínua [4].

Ao operar no modo de condução descontínua, o circuito apresentará valores

instantâneos de corrente na entrada igual à zero a cada ciclo de operação da

chave. Com frequência de chaveamento constante e modulação por largura de

pulso, com o tempo de condução da chave determinado diretamente pelo erro da

tensão de saída, o valor de pico da corrente no indutor de entrada será

diretamente proporcional à tensão de alimentação. A figura 2.8 mostra as formas

de onda típicas, indicando a tensão de entrada (senoidal) e a corrente pelo

indutor, o qual é a mesma corrente absorvida da rede e que apresenta uma

variação, em baixa frequência, praticamente senoidal.

Figura 2.7: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Descontínuo. (Adaptado de [4]).

15

Ao operar em modo de condução contínua, o conversor não apresentará valores

instantâneos de corrente na entrada igual a zero durante os ciclos de operação da

chave. A figura 2.9 mostra as formas de onda típicas do conversor operando no

modo de condução contínua.

Figura 2.8: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Contínuo. (Adaptado de [4]).

De maneira geral, o modo de condução contínua tem sido a topologia mais

utilizada entre os boost’s PFC, devido apresentar algumas vantagens perante as

demais [19], tais como:

- Introdução de baixa interferência eletromagnética (EMI) e de baixa

interferência de rádio frequência (RFI) na rede, reduzindo o tamanho do filtro na

entrada;

- Tensão máxima da chave igual à tensão de saída;

- Redução do valor da corrente de pico nos componentes do conversor boost em

relação à condução descontínua;

- Tensão de saída maior que o nível CC retificado da linha, proporcionando

menores correntes nos componentes do conversor CC/CC;

- Potência e controle possuem a mesma referência de terra, assim o gerador PWM

não necessita de isolamento.

Com base nisto, neste trabalho será utilizado o modo de condução contínua

evitando grandes esforços de corrente nos dispositivos semicondutores.

2.4. Circuito de Controle

O retificador boost precisa de duas malhas de controle para promover a

correção do fator de potência. Um dos elos controla a corrente de entrada e o

16

outro a tensão de saída. O loop de controle da corrente de entrada comanda o

conversor para que ele faça com que esta tenha uma forma de onda senoidal. O

loop de controle da tensão de saída comanda o conversor para que ele opere como

uma fonte de tensão contínua para a carga. Sendo assim, a programação da

corrente de entrada do retificador é realizada através da imposição de um sinal

PWM especifico para o acionamento do dispositivo de chaveamento. As malhas de

controle do retificador utilizam como variáveis, amostras dos sinais de tensão de

entrada e saída do circuito de potência do mesmo.

A figura 2.10 mostra a concepção básica para o controle de um retificador

boost. Em geral, existem várias topologias de controle que podem ser utilizadas,

as quais se podem classificar segundo [5,15], em controle por: corrente de pico

[15,20], histerese [21], controle por portadora programada [22] e corrente média

instantânea [23].

Figura 2.9: Configuração Básica de Um Circuito de Controle Para Correção do Fator de Potência.

(Adaptado de [23]).

2.4.1. Principais Técnicas Ativas Para Correção do Fator de Potência

As principais técnicas empregadas no controle da corrente do conversor boost,

citadas anteriormente, são apresentadas resumidamente a seguir, descrevendo as

principais características de cada uma delas.

17

Todas as estratégias a serem apresentadas utilizam o retificador operando em

MCC e com modulação PWM (frequência de comutação fixa).

2.4.1.1 Controle Por Corrente de Pico

O Controle por Corrente de Pico [24], também chamado por alguns autores

como controle por corrente programada (current programmed control [5]) é

demonstrado na figura 2.11. O principio de funcionamento está baseado no

controle da corrente instantânea através da comparação com uma corrente de

referência, cuja amplitude é regulada pela malha de tensão através de um

multiplicador. O ciclo de funcionamento começa com o sinal do clock (CLK), onde

o interruptor S é comandado a conduzir e finaliza quando o sinal Vc (t) é maior

que o sinal de referência Vir (t), onde o interruptor é bloqueado.

Figura 2.10: Retificador Boost Com Controle Por Corrente de Pico. (Extraído de [3]).

O método de controle por corrente de pico apresenta as seguintes

características:

- Corrente de entrada em fase com a tensão;

- Frequência de operação constante;

- Distorção da corrente de entrada próxima de zero;

18

- Controle complexo, sendo necessário, o uso de um sensor de tensão na saída da

ponte retificadora para gerar a corrente de referência.

2.4.1.2 Controle Por Histerese

O controle por histerese é outra alternativa para o controle da corrente de

entrada no retificador boost [21]. Esta técnica está baseada na limitação da

corrente dentro de duas regiões, mediante a qual se controla a comutação do

interruptor. A figura 2.12 mostra o esquema de controle por histerese, onde a

amplitude da corrente de referência é controlada através do multiplicador. Logo o

comparador com histerese gera os limites superior e inferior a partir da corrente

de referência.

Figura 2.11: Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]).

Na figura 2.13 tem-se a tensão de entrada junto com a corrente no retificador

boost com controle por histerese. No gráfico, percebe-se que a corrente de entrada

está limitada por duas regiões. Observa-se que a ondulação da corrente evoluí de

zero até um valor máximo no pico da senoide e, além disso, vai acompanhada da

variação da frequência de comutação, sendo o ponto crítico no cruzamento por

zero da tensão onde os limites inferior e superior são muito próximos.

19

Figura 2.12: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do Retificador Boost Com

Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]).

O método de controle por histerese apresenta as seguintes características:


- Frequência variável;

- Indutor boost de valor reduzido;

- Operação satisfatória somente para cargas constantes;

- Sensível ao ruído;

- Apresenta distorção na passagem por zero;

- Necessita de um sensor da tensão de entrada e de um multiplicador para gerar

a corrente de referência, tornando mais complexo tal tipo de controle.

2.4.1.3 Controle Por Portadora Programada

O controle por portadora programada é conhecido na literatura como nonlinear

carrier control method [22]. A estrutura básica que representa este tipo de

controle pode ser representada pelo esquema mostrado na figura 2.14. Através

desta técnica de controle é possível obter um alto fator de potência sem o sinal de

referência, isto é, não é necessário o sensor de tensão de entrada.

20

Figura 2.13: Retificador Boost Monofásico Com Controle Por Portadora Programada.

(Extraído de [3]).

Esta técnica de controle está baseada no controle indireto da corrente no

indutor mediante leis de controle, onde a corrente é proporcional à razão cíclica

desde que se mantenha a tensão de saída constante. Uma das desvantagens desta

técnica é a deformação da corrente de entrada originada pela defasagem da

mesma em relação à tensão de entrada. O comando do interruptor é feito por

meio da razão cíclica gerada a partir do Flip-Flop (FF), onde a frequência de

comutação é dada pelo Clock. Nesta configuração o tempo em que o interruptor

permanece conduzindo é controlado pelo comparador, o qual compara a corrente

monitorada com um sinal não-linear periódico obtido a partir das leis de controle.

As correntes obtidas com a utilização desta técnica são semelhantes às obtidas

com o controle por corrente média, com a diferença que a corrente se encontra

ligeiramente defasada da tensão de entrada.

O controle da tensão de saída é feito através da malha externa de tensão que

regula a amplitude do sinal não-linear, mantendo a tensão de saída constante

para uma variação de carga. O critério de ajuste do compensador de tensão é o

mesmo utilizado na técnica tradicional.

21

Dentro das principais características do retificador boost com controle por

corrente programada, pode-se citar as seguintes:

- Não é necessário um compensador de corrente;

- Não é necessária a geração de uma corrente de referência;

- Circuito de controle simples;

- Corrente de entrada ligeiramente defasada em relação à tensão;

- Apresenta distorção na passagem por zero da corrente;

- Ausência de uma boa regulação da potência entregue à carga;

- Controle indireto da corrente no retificador.

2.4.1.4 Controle Por Corrente Média

Nesta técnica de controle é utilizada uma malha de realimentação em torno do

estágio de elevação do conversor, de forma que a corrente média instantânea de

entrada tenha a mesma fase e forma de onda da tensão senoidal retificada de

entrada. O estágio de elevação compreende a malha que envolve a fonte de

entrada, o indutor, e a chave semicondutora S.

Como pode ser observado na figura 2.15, através de um processo de

multiplicação/divisão é gerado um sinal de referência de corrente denominado Imo,

o qual é comparado a corrente de entrada. O erro entre esses dois sinais passa

por um compensador o qual determinará o ciclo de trabalho a ser aplicado à chave

semicondutora, de forma que a corrente de entrada siga a forma de onda do sinal

Imo, o qual é senoidal e está em fase com a tensão de entrada, produzindo assim

um elevado fator de potência. A amplitude do sinal Imo é ajustada através do sinal

Ve(t), o qual pode ser gerado a partir de uma malha de realimentação, onde um

sinal de referência Vref é comparado a uma amostra da tensão de saída ou da

corrente RMS de entrada para controle da opção escolhida. O sinal de referência

Vref pode ser obtido a partir de uma fonte fixa [23].

22

Figura 2.14: Retificador Boost Monofásico Com Controle Convencional. (Extraído de [3]).

As entradas do Multiplicador-Divisor que origina a corrente de referência Imo

são as seguintes:

- Entrada de Corrente (A): É uma entrada de sincronismo. Define o formato e

frequência da corrente de referência, Imo;

- Regulador de Tensão (B): Este laço tem como função a regulação da tensão de

saída. Devido à variação da corrente de carga, este laço de controle de tensão

recebe a variação da tensão no capacitor de carga e a mantém constante pela

regulação da corrente de linha, de acordo com a mudança de carga exigida. A

realimentação de tensão deve possuir uma largura de banda estreita de modo a

prevenir a ondulação de tensão (“ripple”), em duas vezes a frequência da linha,

proveniente da distorção da forma de onda de corrente, este de interferência

anulará o principal objetivo que é minimizar o conteúdo de harmônico da corrente

de linha.

- Tensão de Entrada (C): O sinal retificado da rede é atenuado e filtrado, através

de um filtro passa baixa, gerando ao multiplicador-divisor um sinal de nível CC

proporcional ao valor eficaz da tensão de entrada. Este laço possibilita o ajuste da

amplitude da corrente de referência conforme a tensão de entrada.

23

A tensão de saída permanece praticamente constante, mesmo que ocorra um

aumento de carga, a corrente de referência cresça, ou se a tensão da rede cair

implicando em elevação da amplitude da mesma.

A figura 2.16 mostra a tensão e a corrente de entrada típicas do retificador

boost com controle por corrente média. Embora apresente uma pequena distorção

na passagem por zero, tem-se uma corrente praticamente senoidal e em fase com

a tensão de entrada [3].

Figura 2.15: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do Retificador Boost Com

Controle Clássico. (Extraído de [3]).

O controle da corrente pelo método da corrente média possui as seguintes

características:


- Frequência de operação constante;

- A corrente no retificador boost é controlada diretamente através da malha de

corrente;

- Necessita de um sensor de tensão na saída da ponte retificadora para gerar a

corrente de referência;

- Só permite o monitoramento da corrente no indutor.

O retificador boost com controle por corrente média deu origem ao circuito

integrado UC3854, o qual será utilizado na montagem prática deste trabalho.

24

2.5. Circuito Integrado UC3854

O circuito integrado UC3854 foi desenvolvido para reduzir a distorção

harmônica na forma de onda da corrente de entrada. Este circuito integrado (CI)

monolítico possui todos os artifícios de controle ativo necessários para se obter

um fator de potência aproximadamente unitário. Este dispositivo possibilita o

projeto de um pré-regulador em condições de operar sobre uma larga faixa de

potência da tensão de linha, sem necessidade de levar em consideração a tensão

ou frequência da rede local.

Além de ser um dispositivo poderoso para projetos de correção de fator de

potência, o CI UC3854 apresenta as seguintes funções complementares [23]:

- Regulador para tensão de referência;

- Comparador para proteção contra sobrecarga;

- Habilitador compatível com a lógica TTL;

- Início Suave (“Soft-Start”).

2.5.1. Características do Circuito Integrado UC3854

No mercado existem várias versões do CI UC3854. As diferenças estão

relacionadas basicamente a questões construtivas e a diferença no comparador de

tensão. Neste trabalho será adotado o modelo UC3854 da UNITRODE. Nas

figuras 2.17 e 2.18 tem o seu diagrama de bloco e a pinagem respectivamente,

ambas retiradas de [23,25]

25

Figura 2.16:Arquitetura Interna do CI UC3854. (Extraído de [23]).

Figura 2.17: Pinagem do CI UC3854. (Adaptado de [23]).

A descrição das várias funções da pinagem incorporada no dispositivo é

apresentada logo abaixo com base na figura 2.17.

Todos os valores dados são típicos, a menos que indicado de outro modo.

Também, os símbolos dos componentes usados nesta seção correspondem aos da

figura 2.17 [26].

- GND (Pino 1) (pino de terra “ground”): É o terminal de referência do circuito

integrado, ou seja, todas as tensões medidas são referentes a este terminal.

- PKLMT (Pino 2) (limite de pico): Tem a função de limitar o pico da corrente de

entrada. A corrente de entrada é monitorada através do sensor de corrente e um

26

divisor resistivo, de forma que quando a corrente de entrada ultrapassar a

corrente programada, o comparador interno atua desabilitando os pulsos para a

chave.

- CA Out (Pino 3) (current amplifier output): É a saída do amplificador de

corrente, que fornece o sinal de controle para o bloco responsável pela geração dos

pulsos para a chave. A diferença entre o sinal de corrente de referência produzido

pelo multiplicador interno e o sinal de corrente nos terminais do sensor é

amplificada para que possa ser comparada com um sinal dente-de-serra,

produzindo assim o sinal PWM.

- ISENSE (Pino 4) (current sense minus): É a entrada inversora do comparador de

corrente que auxilia no surgimento da corrente de referência.

- Mult Out (Pino 5) (multiplier output and current sense plus): A saída do

multiplicador-divisor e a entrada não inversora do amplificador de corrente são

conectados juntos neste pino. É o bloco responsável por criar o sinal de referência

para a corrente de entrada. Constitui a parte mais importante do circuito

integrado.

- IAC (Pino 6) (input AC current): É o terminal de entrada para a corrente de

referência, retirada da tensão de entrada retificada através de uma resistência. É

também uma das entradas do bloco multiplicador.

- VA Out (Pino 7) (voltage amplifier output): Este é a saída do amplificador de

erro de tensão “Vvea – Voltage error amplifier” que regula a tensão de saída.

Também é uma entrada do bloco multiplicador, tendo influência na referência de

corrente gerada, portanto.

- VRMS (Pino 8) (RMS line voltage): Neste terminal é aplicada uma tensão

proporcional ao valor RMS da tensão de entrada, para fazer a compensação da

variação da tensão de entrada. Este valor é elevado ao quadrado e aplicado como

denominador no bloco multiplicador, de forma que se houver uma queda na

tensão de entrada, a referência de corrente aumenta e consequentemente a

potência de saída aumenta para manter a tensão constante.

- REF (Pino 9) (voltage reference output): É a saída de uma precisa tensão de

referência de 7,5 V para ser usada interna e externamente como tensão de

referência.

27

- ENA (Pino 10) (enable): Este pino é uma entrada lógica que habilita a operação

do sinal PWM, da fonte de referência de 7,5 Vcc e do oscilador, além de permitir a

partida suave (“soft-Start”) do conversor.

- VSENSE (Pino 11) (voltage amplifier inverting input): Recebe uma amostra da

tensão de saída e envia para o amplificador de erro (voltage error amplifier) para

promover a correção da razão cíclica do sinal PWM e proporcionar o controle da

tensão de saída do conversor.

- RSET (Pino 12) (Oscillator charging current and multiplier limit set): Este

terminal tem dupla função. Com um resistor para GND conectado a ele,

determina a frequência de oscilação interna e limita a máxima corrente fornecida

pelo bloco multiplicador.

- SS (Pino 13) (soft start): Tem a função de fazer com que a tensão na entrada

não-inversora do amplificador de erro cresça suavemente. Através de um

capacitor para GND conectado a este terminal é possível incrementar a razão

cíclica do PWM gradativamente, evitando assim transitórios durante a partida do

conversor.

- CT (Pino 14) (oscillator timing capacitor): Usado para ajustar a frequência de

oscilação por meio de um capacitor para GND conectado.

- VCC (Pino 15) (positive supply voltage): Entrada de alimentação do circuito

integrado.

- GTDrv (Pino 16): Saída dos pulsos PWM para comando da chave de potência do

conversor.

2.5.2. Configuração do CI UC3854

A configuração do CI é realizada através de componentes externos, onde são

estabelecidos os ganhos dos compensadores, frequência de operação, limites das

variáveis de controle e a adequação dos sinais medidos, necessários ao controle.

De acordo com o fabricante, o circuito apresenta uma elevada imunidade à

presença de ruídos, permitindo a obtenção de fator de potência na ordem de 0,99,

com baixa distorção harmônica na corrente de entrada, e THD entre 5% e 15%

[23].

28

2.5.2.1 Tensão de Alimentação do CI

De acordo com o fabricante, a tensão mínima de alimentação para que o CI

entre em operação é 16 V e a tensão máxima de 35 V. No projeto, a fim de manter

a segurança de funcionamento, optou-se por alimentar o CI com 18 V (pino 15).

2.5.2.2 Multiplicador/Divisor

O circuito multiplicador/divisor constitui a parte mais importante no processo

de correção do fator de potência, pois a partir dele é gerado o sinal de referência

Imo a ser seguido pela corrente de linha para a obtenção de um elevado fator de

potência. A saída do multiplicador/divisor, Imo (pino 5), é um sinal em corrente

dado pela expressão 2.10.

(2.10)

Onde,

- Km é a constante do multiplicador/divisor, e, apresenta-se com valor unitário.

- Iac é a corrente programada obtida a partir da tensão de entrada, fornecendo a

forma senoidal retificada para a referência de corrente Imo. O fabricante

recomenda que esta corrente não exceda 600 μA, embora afirme que o circuito

apresenta melhor linearidade em correntes relativamente altas.

- Vff é a tensão feedforward (Pino 8), um sinal proporcional a tensão RMS de

entrada, e se apresenta no denominador do multiplicador tendo como função uma

compensação mais rápida, quando da ocorrência de variações na tensão de

entrada. O circuito opera com este parâmetro na faixa de 1,4 a 4,5 volts e é obtido

a partir de um filtro passa baixa de 2ª ordem, conforme a figura 2.19.

29

Figura 2.18: Filtro Passa Baixa de Segunda Ordem – Obtenção de Vff. (Adaptado de [27]).

O divisor de tensão composto pelos resistores Rff1, Rff2 e Rff3 deve ser calculado

de forma que a tensão do pino 8, correspondente a esta variável fique em torno de

1,414 volts com a tensão no nó superior do divisor de tensão em 7,5 volts, para a

menor tensão de entrada do circuito.

Os capacitores Cff1

e Cff2

do filtro são calculados para atenuar o ripple

proveniente da tensão de linha retificada, sendo o seu processo de cálculo

apresentado na seção 3.4.6, referente ao cálculo dos parâmetros de configuração

do CI UC3854.

- Vvea

é a saída do amplificador de erro de tensão.

2.5.2.3 Proteção de Sobrecorrente ou Sobretensão

Quando o conversor opera com controle da tensão de saída, com um aumento

na carga o controle tenderia a aumentar o ciclo de trabalho médio de forma a

manter a tensão no nível de referência. Isso acarretaria uma elevação na corrente

de entrada do conversor podendo ultrapassar os valores admissíveis.

No caso da aplicação onde a variável de controle é a corrente de entrada, a

tensão de saída é variável com a carga. Portanto, uma vez que a corrente de

entrada é fixada em um determinado valor, uma redução na carga, faz com que o

capacitor de saída acumule mais energia, elevando sua tensão.

30

A limitação de corrente ou da tensão de saída pode ser realizada através do

pino 2 do CI UC3854, através do qual os pulsos de gatilho são bloqueados quando

a sua tensão cai abaixo do nível de referência de terra. Para implementação dessa

proteção a variável a ser limitada é amostrada gerando uma tensão Vco. Essa

tensão é utilizada em um divisor resistivo juntamente com a tensão de referência

do próprio CI UC3854. A expressão para o divisor de tensão é dada pela equação

2.11.

(2.11)

Onde Rpk1 e Rpk2 são resistores do divisor de tensão, Vref é a tensão de

referência interna do CI, com valor de 7,5 V, e Vco é a tensão de saída limite com

polaridade invertida. A corrente sobre o resistor Rpk2 deve ficar em torno de 1 mA

para a tensão de saída máxima.

2.5.2.4 Frequência de Chaveamento

A frequência de chaveamento é estabelecida através do resistor Rset (pino 12) e

do capacitor Ct (pino 14). O valor da capacitância de Ct é calculado pela equação

2.12.

(2.12)

Onde fch é a frequência de chaveamento.

2.5.2.5 Compensador de Erro de Corrente

O circuito interno do CI UC3854 tem como função a compensação do erro entre

a corrente de referência Imo

e a corrente de entrada do circuito, de forma a corrigir

o fator de potência. Os parâmetros do compensador são configurados

externamente através dos terminais 3, 4 e 5.

A estrutura do compensador sugerido pela UNITRODE [23] é mostrada na

figura 2.20.

31

Figura 2.19: Circuito Para Compensação de Erro de Corrente. (Extraído de [27]).

A função de transferência do compensador é dada pela expressão 2.13, cujos

resistores e capacitores correspondem aos parâmetros de configuração mostrados

na figura 2.20.

(2.13)

O ganho do compensador, é calculado de forma que a máxima taxa de variação

do seu sinal de saída Vcea, não ultrapasse a taxa de variação da rampa da onda

dente de serra do modulador PWM. A máxima taxa de variação da corrente de

entrada ocorre quando a tensão de entrada é zero. Esta taxa de variação de

corrente é vista pelo CI UC3854 através da tensão sobre o resistor de medição.

Este sinal multiplicado pelo ganho do compensador, juntamente com a onda

dente de serra constituem as entradas do comparador PWM. O ganho do

compensador é calculado de forma que a máxima taxa de variação dos dois sinais

sejam iguais. Ganhos acima da condição exposta podem provocar instabilidade

nas proximidades das regiões onde a tensão de entrada é zero, gerando distorções

na forma de onda de corrente de entrada, segundo o fabricante do CI.

2.5.2.6 Compensador de Tensão

O circuito do compensador sugerido pelo fabricante UNITRODE [23] é

mostrado na figura 2.21.

32

Figura 2.20: Compensador de Tensão. (Extraído de [27]).

A função de transferência do compensador é dada pela expressão 2.14.

(2.14)

O ganho do amplificador é dado por:

(2.15)

Com,

(2.16)

Onde,

- – Ganho do compensador;

- – Valor pico a pico do ripple de tensão de saída do conversor;

- – Percentagem do ripple desejada na saída do compensador;

- – Faixa de tensão de saída do amplificador operacional interno do UC3854;

- – Frequência do segundo harmônico do ripple da tensão de saída (120 Hz);

- – Potência do Conversor.

A partir de um valor escolhido para Rvi, obtém-se:

(2.17)

A frequência de ganho unitário fvi, é dada pela equação 2.18.

33

(2.18)

e,

(2.19)

Considerando-se o sistema sem perdas, temos que a potência de entrada é

igual a potência de saída, desta forma relacionamos a corrente RMS de entrada

com a tensão de saída segundo a expressão 2.20.

(2.20)

Onde Vo e Io são a tensão e corrente média de saída respectivamente; Vs(rms) e

Iin são a tensão e corrente RMS de entrada respectivamente.

34

Capítulo 3

3 Projeto do Conversor Proposto

3.1. Considerações Iniciais

A fim de solucionar os problemas ocasionados pelos circuitos retificadores

convencionais, foi apresentada como alternativa, a substituição destes por um

circuito retificador de alto fator de potência, formado por um conversor boost

controlado pelo CI UC3854.

Para verificar na prática o desempenho desse circuito retificador proposto, foi

projetado e construído um protótipo virtual. Nele puderam ser feitos os ensaios

necessários para validar a teoria.

O projeto é baseado na metodologia apresentada em [23], o qual trata de todos

os procedimentos e equações necessárias para a especificação do protótipo virtual.

Na figura 3.1 tem-se o modelo completo do circuito que será tomado como base,

também retirado de [23].

35

Figura 3.1: Circuito Retificador Boost Utilizado Como Base. (Extraído de [23]).

36

A seguir, estão apresentados os requerimentos de operação e os cálculos

relacionados ao projeto proposto.

3.2. Especificações Gerais do Projeto

- Tensão de entrada CA mínima (Vin(min)): 80 Vca

- Tensão de entrada CA máxima (Vin(máx)): 270 Vca

- Potência de saída do conversor (Po): 250 W

- Frequência da rede (f): 60 Hz

Foi escolhida uma faixa de tensão de entrada bastante ampla, juntamente com

um valor de potência considerável, o que proporciona a utilização da fonte em

diversas aplicações.

A tensão de saída deve ser sempre maior do que o valor de pico da tensão de

entrada, e cerca de 5 a 10% maior que o valor da tensão de entrada máxima.

Portanto,

- Tensão de Saída do Conversor (Vo): 400 Vcc

A escolha da frequência de chaveamento é geralmente arbitrária. O valor a ser

escolhido tem que ser elevado o suficiente para tornar pequeno o circuito de

potência e minimizar as distorções, porém, suficientemente baixo para manter

uma alta eficiência. Na maioria das aplicações uma frequência de chaveamento

dentro da faixa de 20 kHz a 300 kHz relevam-se aceitáveis. No projeto, foi

arbitrada uma frequência de chaveamento de 100 kHz, com um compromisso

entre a dimensão dos componentes e a eficiência.

- Frequência de Chaveamento (fch): 100 kHz

As especificações gerais de projeto do circuito de potência do conversor boost

estão apresentadas na tabela 3.1.

37

Tabela 3.1: Especificações Gerais do Projeto.

Parâmetro do Projeto Valor

Especificado

Tensão de Entrada CA Mínima (Vin(min)) 80 V

Tensão de Entrada CA Máxima (Vin(máx)) 270 V

Potência de Saída do Conversor (Po) 250 W

Frequência da Rede (f) 60 Hz

Tensão de Saída do Conversor (Vo) 400 Vcc

Frequência de Chaveamento (fch) 100 kHz

3.3. Dimensionamento do Circuito de Potência

Nesta seção são dimensionados todos os elementos que compõem o estágio de

potência do projeto.

3.3.1. Indutor Boost

O indutor de entrada, L, ou indutor boost, é calculado com base na potência

processada, na variação máxima desejada da corrente de entrada (ripple) e na

frequência de chaveamento do conversor.

Para calcular a máxima variação de corrente de entrada é necessário,

inicialmente, calcular a corrente de pico (Ipk) do indutor, dada pela equação 3.1

(3.1)

Logo,

(3.2)

A máxima variação de corrente para este projeto foi arbitrada em 20% (valor

típico) da corrente de pico no indutor, ou seja:

(3.3)

Além disso, a razão cíclica de pior caso deve ser obtida para calcular o valor do

indutor de entrada. Assim:

(3.4)

38

Logo,

(3.5)

De posse dos dados acima, o valor do indutor boost pode ser calculado pela

equação 3.6.

(3.6)

Logo,

(3.7)

Valor adotado: 1,0 mH (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.3 em

anexo I).

3.3.2. Capacitor de Saída

Este componente é especificado em função do período de tempo que a tensão de

saída deverá permanecer dentro de uma faixa pré-estabelecida, após o

desligamento da tensão de entrada. O valor da capacitância é definido pela

equação 3.8, onde o período de tempo é chamado de “hold-up time” e é a

tensão mínima da faixa pré-estabelecida.

(3.8)

Para o projeto foi adotado , ou seja, aproximadamente dois ciclos da

tensão da rede, e uma variação máxima de 12,5% da tensão de saída, .

(3.9)

Valor adotado: 450 μF (Segundo a tabela 4.2, em anexo I, tal valor pode ser obtido

associando 3 capacitores de 150 μF em paralelo).

39

3.3.3. Ponte Retificadora/Chave/Diodo Boost

O PSIM®, software utilizado nas simulações dispõe em sua biblioteca apenas

de semicondutores ideais. No caso desse projeto, a ponte retificadora, o transistor

Mosfet utilizado como dispositivo de chaveamento e o diodo boost, serão tratados

como dispositivos genéricos, não se utilizando de algum modelo específico.

Em todo caso, para uma montagem prática do circuito, tem-se como sugestão a

utilização do MOSFET IRF840, do diodo ultrarrápido HFA08TB60 e da ponte

retificadora GBJ604, uma vez que ambos atendem aos requisitos do projeto tais

como capacidade de condução, tensão máxima reversa e tensão de bloqueio. As

equações para o dimensionamento destes componentes podem ser verificadas em

[3,28].

As especificações dos parâmetros do circuito de potência do conversor boost

estão apresentadas na tabela 3.2.

Tabela 3.2: Parâmetros do Circuito de Potência do Conversor Proposto.

Parâmetro do Circuito de Potência Valor

Especificado Indutor Boost (L) 1 mH

Capacitor de Saída (Co) 450 μF

3.4. Dimensionamento do Circuito de Controle

A seguir, são expostos os cálculos das malhas para os compensadores de

corrente e tensão, bem como, da malha feedforward e todas as malhas auxiliares

que permitem o CI realizar a correção ativa do fator de potência do conversor.

3.4.1. Resistor Shunt

O resistor shunt, Rs, é o componente utilizado para informar ao controle do

conversor, através de sua queda de tensão, a intensidade de corrente que está

sendo solicitada da rede de alimentação. Através desse sinal de amostragem, o

controle pode limitar a máxima corrente de entrada no conversor. O valor típico

de queda de tensão Vrs no resistor Rs é de 1 V, o qual será adotado neste projeto.

40

3.4.1.1 Determinação da Corrente Máxima No Conversor Ipk(máx)

A máxima corrente no conversor Ipk(máx) é definida pela expressão 3.10.

(3.10)

Logo,

(3.11)

3.4.1.2 Cálculo do Resistor Shunt

Considerando a queda de tensão adotada (1 V), o valor da resistência é definido

pela equação 3.12.

(3.12)

Logo,

(3.13)

Existe uma grande flexibilidade quanto à escolha do valor do Resistor Shunt.

Opta sempre por escolher um valor acima do calculado, visando uma menor

dissipação de energia por parte do componente.

Valor adotado: 0,25 Ω. (Segundo a tabela 4.1, em anexo I, tal valor pode ser

obtido associando 3 resistores de 0,75 Ω em paralelo).

Sendo assim, o atual valor da tensão Vrs(pk) para o valor de Ipk(máx) é dado pela

equação 3.14.

(3.14)

Logo,

(3.15)

3.4.2. Especificação dos Resistores do Divisor de Tensão Que Estabelece o Limite de

Corrente Máxima no Conversor. (Proteção Contra Sobrecarga)

A estrutura que configura o limitador é realizada através de um simples

circuito divisor de tensão. Os componentes que configuram esta função no circuito

41

integrado são definidos por Rpk1, Rpk2 e Cpk. O capacitor Cpk é adicionado para

imunizar a operação do limitador devido a ruídos, devendo ser este de pequeno

valor.

Primeiramente é definida a corrente máxima de pico em sobrecarga ,

dada por:

(3.16)

Logo,

(3.17)

Tem-se que acima desse valor de corrente, o controle irá desarmar o conversor.

O procedimento adotado para o dimensionamento dos resistores do divisor de

tensão, será o de especificar um valor para Rpk1, e calcular Rpk2 a partir do valor

da queda de tensão no resistor de monitoramento, Rs, durante a corrente em

sobrecarga.

Para Rpk1 será adotado o valor de 10 kΩ (Sugerido por [23]).

Para Rpk2 tem-se:

(3.18)

Onde Vref é igual a 7,5 Vcc (valor da tensão de referência do UC3854), e

é o valor da tensão sobre o resistor Rs durante a corrente de sobrecarga, dado por:

(3.19)

Logo,

(3.20)

Assim,

(3.21)

Valor adotado: 1,8 kΩ (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.1 em

anexo I).

42

Um pequeno capacitor, Cpk = 100 pF, é colocado no pino 2 para filtrar

eventuais ruídos.

3.4.3. Resistores de Polarização das Entradas Vff e Iac do Multiplicador Analógico

O circuito feedforward é utilizado para a implementação da ação preditiva do

sistema de controle. Este circuito define o valor do sinal C de entrada do circuito

multiplicador do CI (figura 2.15). Este sinal, denominado aqui por tensão

feedforward (Vff), é um sinal de tensão contínua proporcional à tensão eficaz da

rede elétrica CA. O circuito empregado é composto por um divisor de tensão

associado a um filtro passa-baixas.

3.4.3.1 Cálculo dos Resistores Que Compõe a Malha de Entrada Vff

Os resistores Rff1, Rff2, Rff3 configuram o circuito divisor de tensão e seus

valores são obtidos conforme as características de entrada do circuito

multiplicador. Tem-se que quando a tensão de alimentação do retificador for igual

a Vin(min), a tensão no pino 8, entrada do sinal C no circuito multiplicador, deverá

ser igual a 1,414 V.

Sendo assim, utiliza-se a equação 3.22 para determinar o valor dos resistores

do divisor de tensão, admitindo Vff = 1,414 V.

(3.22)

Onde, Vin(médio), valor da tensão média mínima retificada é dado pela equação

3.23.

(3.23)

Logo,

(3.24)

Arbitrando-se o valor de Rff3 em 20 kΩ, os outros resistores são calculados com

base na equação 3.22. Logo, obtém-se:

43

- Rff1 = 910 kΩ

- Rff2 = 91 kΩ

- Rff3 = 20 kΩ

3.4.3.2 Especificação do Resistor Rvac Que Limita a Corrente de Entrada do Multiplicador

O sinal de referência para a corrente de saída, sinal A, é um sinal proporcional

à tensão da rede elétrica CA. No circuito integrado UC3854, o sinal de

sincronismo para esta corrente é obtido através do pino 6, sendo regulada

conforme o valor da resistência Rvac, que é obtido conforme a equação 3.25.

(3.25)

Onde, o valor da corrente Iac é arbitrado em 600 μA, valor padrão utilizado em

projetos segundo [23], e Vpk(máx), é o valor de pico da tensão de entrada no instante

em que o máximo desta corrente ocorre, ou seja, quando a tensão de entrada

estiver também no seu valor máximo Vin(máx).

Vpk(máx), é definido pela expressão 3.26.

(3.26)

Logo,

(3.27)

Assim, substituindo na equação 3.25, tem-se:

(3.28)

Valor adotado: 620 kΩ. (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.1 em

anexo I). Tal valor, abaixo do calculado, está dentro de uma faixa aceitável que

mantém a corrente Iac entre 600 μA e 750 μA conforme desejado.

3.4.3.3 Especificação do Resistor Rb1 Que Limita a Corrente Constante de Entrada do

Multiplicador

Como a intensidade instantânea da corrente Iac depende da tensão de

alimentação, nos instante em que a tensão de entrada for igual a zero não haverá

corrente Iac, o que pode gerar um problema de cruzamento por zero no

44

multiplicador. Para resolver este problema, uma pequena corrente contínua será

injetada na entrada Iac a partir da fonte de referência do UC3854, que

disponibiliza no pino 9 uma tensão de 7,5 Vcc. O resistor Rb1, conectado entre o

pino 9 e o 6, é o responsável por limitar o valor desta corrente CC.

O valor de Rb1 recomendado por [23] é de um quarto do valor de Rvac, portanto

tem-se:

(3.29)

Logo,

(3.30)

Valor adotado: 150 kΩ (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.1 em

anexo).

3.4.3.4 Especificação dos Resistores Rset e Rmo Que Limitam a Máxima Corrente de Saída

do Multiplicador

A corrente máxima de saída do multiplicador, Imo(máx), ocorre quando a tensão

de entrada está no valor mínimo. Nessas condições, o valor de pico da corrente,

Iac(min), será de 182 μA conforme mostra a equação 3.31.

(3.31)

Como Imo não pode ser maior do que duas vezes a corrente Iac, isto representa

uma corrente máxima permitida para esta tensão de entrada e, em consequência

disto, a corrente de pico na entrada do conversor será limitada.

A corrente Iset, além de ser a corrente de carga do oscilador, também impõe

uma limitação para a corrente de saída do multiplicador. A corrente Imo não

poderá ser maior do que 3,75 V dividido pelo valor da resistência de Rset. Sendo

assim, o valor de Rset é definido pela expressão 3.32.

(3.32)

45

Logo,

(3.33)

Valor adotado: 10 kΩ (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.1 em

anexo I).

A máxima corrente no resistor shunt, Rs, é estabelecida quando a tensão sobre

o mesmo for igual à tensão sobre o resistor Rmo. Neste momento, ocorre a

limitação da corrente de pico na menor tensão de entrada do conversor.

O valor de Rmo pode ser definido de acordo com a equação 3.34.

(3.34)

Logo,

(3.35)

Valor adotado: 3,9 kΩ. (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.1 em

anexo I).

3.4.4. Especificação do Capacitor Ct Que Determinará a Frequência de Chaveamento

do Conversor

Sendo a frequência de chaveamento fch igual a 100 kHz, o capacitor Ct será

especificado conforme a expressão 2.12.

Logo, substituindo, tem-se:

Valor adotado: 1,2 nF (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.2 em

anexo I).

3.4.5. Compensação do Amplificador de Erro de Corrente

3.4.5.1 Ganho do Amplificador Na Frequência de Chaveamento

Calcula-se a tensão no resistor de amostragem através da corrente que passa

pelo indutor, no instante em que este estiver fornecendo energia para o capacitor.

(3.36)

46

O resultado deve ser dividido pela frequência de chaveamento. A equação 3.37

demonstra como calcular este valor de tensão.

(3.37)

Logo,

(3.38)

Esta tensão deverá ser igual à amplitude de pico a pico da tensão Vs (rampa do

oscilador). Como a tensão de pico a pico da rampa é igual a 5,2 V, o valor do

ganho do amplificador de erro de corrente Gca é dado pela equação 3.39.

(3.39)

Logo,

(3.40)

3.4.5.2 Especificação dos Resistores Que Compõe a Malha de Ganho do Amplificador de

Corrente (Rci e Rcz)

Adota-se Rci igual a Rmo = 3,9 kΩ.

O ganho da malha é definido pela expressão 3.41

(3.41)

Sendo o ganho Gca igual a 5,2, conforme descrito anteriormente, o valor do

resistor Rcz é descrito pela equação 3.42.

(3.42)

Logo,

(3.43)

3.4.5.3 Frequência de Corte da Realimentação de Corrente

A frequência de corte do “loop” de corrente é dada pela equação 3.44.

47

(3.44)

Logo,

(3.45)

3.4.5.4 Especificação dos Capacitores Ccz e Ccp da Malha de Realimentação de Corrente

O valor de Ccz é definido conforme a expressão 3.46.

(3.46)

Logo,

(3.47)

Valor adotado: 510 pF (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.3 em

anexo I).

O polo deverá ser acima da metade da frequência de chaveamento. Portanto, o

capacitor Ccp é calculado conforme a equação 3.48.

(3.48)

Logo,

(3.49)

Valor adotado: 82 pF (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.2 em

anexo I).

3.4.6. Compensação do Amplificador de Erro de Tensão

3.4.6.1 Determinação do Valor de Pico do “Ripple” da Tensão de Saída

O valor de pico do ripple da tensão de saída Vo(pk) é definido pela equação 2.16.

Logo, substituindo, tem-se:

48

(3.50)

3.4.6.2 Determinação do Ganho Gva da Saída do Amplificador

A tensão Vo(pk) deve ser reduzida para o valor da ondulação permitida na saída

do amplificador de erro de tensão. Isto irá determinar o ganho do amplificador na

segunda harmônica de tensão.

Logo, o ganho Gva pode ser definido pela expressão 2.15.

No UC3854, a tensão Vvao = 4V, e definindo um ripple de 1,5%, tem-se:

(3.51)

3.4.6.3 Especificação dos Componentes da Rede de Realimentação da Tensão de Saída do

Conversor (Rvi, Rvd, Cvf, Rvf)

Os componentes são especificados de forma a conseguir o ganho estabelecido

para o amplificador de erro de tensão.

O valor do resistor Rvi é arbitrado em 511 kΩ.

O valor do resistor Rvd é definido para que a tensão sobre ele seja de 7,5 Vcc

(igual à referência do amplificador de erro), quando a tensão de saída do

conversor estiver igual a 400 Vcc. Sendo assim, este será definido pela equação

3.52.

(3.52)

Logo,

(3.53)

Valor adotado: 10,0 kΩ (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.1 em

anexo I).

Os resistores Rvi e Rvd fazem parte de um divisor de tensão responsável pelo

controle da tensão de saída.

O capacitor Cvf é definido através da expressão 3.54

49

(3.54)

Logo,

(3.55)

Valor adotado: 0,082 μF (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.2

em anexo I).

Para calcular o valor do resistor Rvf, deve-se antes determinar o polo de

frequência. A frequência chamada de fvi é a de ganho unitário do “loop” de tensão.

Esta será definida através da equação 2.19. Logo, substituindo, tem-se:

(3.56)

A partir da frequência de ganho unitário fvi, calcula-se o resistor Rvf pela

equação 2.20. Logo,

(3.57)

Valor adotado: 174 kΩ (Segundo a tabela 4.1, em anexo I, tal valor pode ser

obtido associando 2 resistores de 75 kΩ e 1 de 24 kΩ em série).

3.4.7. Especificação dos Capacitores Cff1 e Cff2 da Malha “Feedforward”

Estes capacitores determinam o nível de contribuição da entrada Vff para a

distorção em 3ª harmônica na corrente de entrada. Determina-se a quantidade de

atenuação necessária em função do total de distorção especificado para este

conversor. Conforme descrito anteriormente, esta entrada deverá ter uma

contribuição de 1,5% para a distorção total. Como a 2ª harmônica contida na

tensão retificada é de 66,2%, pode-se definir o ganho total do filtro de segunda

ordem a ser implementado na malha “feedfordward”. O ganho de atenuação Gff é

definido pela expressão 3.58.

(3.58)

50

Logo,

(3.59)

O ganho total do filtro de segunda ordem é igual ao produto dos ganhos de cada

filtro individualmente. Sendo assim, o ganho de cada filtro é igual à raiz

quadrada do ganho total. Utilizam-se dois polos iguais em cascata. Com isso, o

polo de frequência fp, sabendo-se que fr é a frequência de 2ª harmônica, esta pode

ser determinada pela equação 3.60.

(3.60)

Logo,

(3.61)

De posse do polo de frequência (frequência de corte), os capacitores Cff1 e Cff2

podem ser definidos pelas expressões 3.62 e 3.64 respectivamente.

(3.62)

Logo,

(3.63)

Valor adotado: 0,1 μF

(3.64)

Logo,

(3.65)

Valor adotado: 0,47 μF (Valor comercial mais aproximado, segundo tabela 4.2 em

anexo I).

Como elementos adicionais, um capacitor (C3) de 1 μF foi utilizado com a

finalidade de minimizar os ruídos da tensão de comparação de proteção. Por fim,

um resistor (Rena) de 22 kΩ foi inserido entre os pinos 10 e 15, seguindo as

recomendações do datasheet para manter o CI sempre ativado.

51

As especificações dos parâmetros do circuito de controle do conversor boost

estão apresentadas resumidamente na tabela 3.3.

Tabela 3.3: Parâmetros do Circuito de Controle

Parâmetro do Circuito de

Controle

Valor

Especificado

Rs 0,25 Ω

Rpk1 10 kΩ

Rpk2 1,87 kΩ

Cpk 100 pF

Rff1 910 kΩ

Rff2 91 kΩ

Rff3 20 kΩ

Rvac 620 kΩ

Rb1 150 kΩ

Rset 10 kΩ

Rmo 3,9 kΩ

Ct 1,2 nF

Rci 3,9 kΩ

Rcz 20 kΩ

Ccz 510 pF

Ccp 82 pF

Rvi 511 kΩ

Cvf 0,082 μF

Rvf 174 kΩ

Cff1 0,1 μF

Cff2 0,47 μF

C3 0,1 μF

Rena 22 kΩ

3.5. Simulação do Circuito

A etapa de simulação tem o objetivo de comprovar os estudos realizados na

parte de análise e projeto do retificador. Entre as principais grandezas a serem

observadas tem-se: a corrente na entrada do retificador, a tensão de saída em

regime e as características da mesma para variações de carga. Através da

corrente de entrada verifica-se se o seu formato acompanha o da tensão de

entrada. Na tensão de saída será observada a sobretensão e o tempo de

acomodação no sistema compensado para perturbação de carga

Os ensaios foram feitos no simulador de circuitos PSIM®, o qual proporciona

simulações rápidas e confiáveis, apresentando resultados convergentes e

robustos.

52

O protótipo virtual foi construído com base no dimensionamento dos circuitos

de potência e controle dos tópicos 3.3 e 3.4 respectivamente. A figura 3.2

apresenta o esquemático do projeto implementado no software, que será utilizado

nas simulações.

Figura 3.2: Retificador Boost Proposto no PSIM.

3.5.1. Ensaio da Ponte Retificadora Convencional.

Primeiramente foi obtida a forma de onda da corrente da fonte de alimentação

quando empregado um circuito retificador convencional, similar ao da figura 1.1,

alimentando uma carga resistiva. O dispositivo foi ensaiado em duas tensões

distintas, 127 V e 220 V. Os resultados obtidos são apresentados nas figuras 3.3 e

3.4.

53

Figura 3.3: Formas de Onda da Corrente (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do

Circuito Retificador Convencional Mostrado na Figura 1.1, Para Uma Operação em 127 V.

A forma de onda da corrente foi multiplicada por 5, para uma melhor

visualização.

Figura 3.4: Formas de Onda da Corrente (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do

Circuito Retificador Convencional Mostrado na Figura 1.1, Para Uma Operação em 220 V.


visualização.

Na tabela 3.4 são expostos os resultados deste ensaio.

Tabela 3.4: Resultados da Simulação do Circuito Retificador Convencional.

127 V 220 V

Fator de Potência (FP) 0,5435 0,4384

THDi 137,45% 196,5%

O circuito retificador convencional apresentou alto conteúdo harmônico de

corrente (THDi) e baixo fator de potência, principalmente, pela forma de onda de

corrente apresentar um formato bem distante da forma de onda senoidal, como já

era esperado. Trabalhando em tensões mais elevadas, o circuito retificador ainda

54

obteve menor rendimento, devido à acentuação do formato da corrente de

entrada.

3.5.2. Ensaio do Retificador Boost Sob Condições Nominais de Funcionamento

Os ensaios a seguir foram realizados com o protótipo desenvolvido na figura

3.2. Semelhante ao ensaio anterior será verificado o funcionamento do circuito

quando submetido à operação em diferentes faixas de tensão, de 80 V a 270 V,

trabalhando com carga resistiva nominal.

Com este ensaio, espera-se que o protótipo atue de maneira plena, garantindo

que corrente e tensão de entrada estejam em fase, além de efetuar a regulação da

tensão de saída para 400 V.

Para cada faixa de tensão analisada serão apresentados dois gráficos: um com

a forma de onda da corrente de entrada, e o outro com a sobreposição desta

corrente a forma de onda da tensão de entrada.

Para 80 V:

Figura 3.5: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 80 V Com Carga

Nominal.

Figura 3.6: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão

de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 80 V Com Carga Nominal.

55


visualização.

Para 127 V:

Figura 3.7: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 127 V com Carga

Nominal.




visualização.

Para 220 V:


Nominal.

56




visualização.

Para 270 V:


Nominal.




57

Tabela 3.5: Resultados do Ensaio do Retificador Boost Sob Condições Nominais de Funcionamento

80 V 127 V 220 V 270 V

Fator de Potência 0,95 0,987 0,99 0,98

THDi 30,94% 17,95% 17,45% 20,29%

Tensão de Saída 391 V 400,2 V 400,8 V 398 V

A partir dos gráficos observa-se que o retificador boost se comportou de

maneira satisfatória trabalhando em diversas faixas de tensão. A corrente e a

tensão de entrada se mantiveram em fase durante o período estacionário do

circuito, proporcionando um alto fator de potência, principalmente dentro da

faixa de 127.V a 220 V.

A corrente de entrada diminuiu conforme a tensão de entrada aumentou,

respeitando a equação .

No ensaio, com exceção da operação em 80 V, a tensão de saída se manteve

bem regulada, mantendo-se bem próxima dos 400 V desejados.

Por fim, tem-se que os resultados alcançados são similares aos obtidos em [10],

conforme mostram as figuras 3.13 e 3.14, onde são apresentadas as formas de

onda de um retificador boost com características semelhantes à deste trabalho,

quando submetido a este mesmo ensaio.

Figura 3.13: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Proposto por [10] operando a

127 V e Com Carga Nominal (800W). (Extraído de [10]).

58

Figura 3.14: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada e Tensão de Entrada do

Retificador Boost Proposto por [10] Operando a 220 V Com Carga Nominal. (Extraído de [10]).

Comparando os resultados apresentados em 3.5.1 e 3.5.2 consegue-se perceber

a dimensão da correção proporcionada pela aplicação do circuito pré-regulador na

etapa retificadora. Foi verificado que o retificador boost operando a 127 V com

carga plena produziu uma melhora no fator de potência de cerca de 80%, além de

diminuir o índice de distorção harmônica da corrente em quase 7 vezes, frente ao

circuito retificador convencional operando em condições semelhantes.

3.5.3. Ensaio do Retificador Boost Operando Com Carga Abaixo da Nominal

Neste ensaio será analisado o comportamento do retificador boost operando a

127 V com carga abaixo da nominal.

Para isto, o circuito será simulado operando com 75%, 50% e 25% de sua

potência máxima. Nos gráficos apresentados têm-se as formas de onda da

corrente de entrada multiplicada por 20 para melhorar a visualização sobreposta

a da tensão da rede.

Para 75% de carga:


de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 127 V Com 75% da Sua Carga Nominal.

59

Para 50% de carga:



Para 25% de carga:




Tabela 3.6: Resultados do Ensaio do Retificador Boost Operando Com Carga Abaixo da Nominal.

75% 50% 25%

Fator de Potência 0,98 0,982 0,983

THDi 23,11% 18,91% 18,23%

Tensão de Saída 401 V 401,8 V 403,1 V

A partir dos gráficos obtidos tem-se que da mesma forma que em carga plena,

figura 3.8, operando com potência abaixo da nominal, o circuito também

apresenta uma corrente proporcional à tensão da rede, todavia, com amplitudes

menores.

O fator de potência manteve-se com valores elevados, porém, abaixo do 0,99

esperados. O THDi operando com potências abaixo da metade da nominal,

adentrou a faixa limite especificada pelas norma IEEE.

60

Observa-se também que a tensão de saída aplicada a carga se apresentou com

valores acima do esperado, 400 V, apresentando uma pequena variação na ordem

de 1%.

Os resultados obtidos neste ensaio possui similaridade com os apresentados em

[3], conforme mostram as figuras 3.18 (a) e (b).

Figura 3.18: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Azul Claro), e Tensão de

Entrada (Azul Escuro), Para: (a) Operando com Tensão e Potência Nominal; (b) Operando com

Tensão Nominal e 50% da Potência. (Extraído de [3]).

Os resultados em [3] são oriundos da simulação prática do protótipo de um

retificador de alto fator de potência similar ao deste trabalho. Apesar de alguns

valores de parâmetros entre os projetos serem distintos, a ideia de funcionamento

do retificador boost é a mesma. Em (a) tem-se a forma de onda da corrente de

entrada para potência nominal, e em (b) para 50% da potência. Com a diminuição

da carga, verificou-se que o valor de amplitude da corrente de entrada também

diminuiu, porém mantendo-se sempre em fase com a forma de onda da tensão de

entrada.

3.5.4. Ensaio do Retificador Boost Para Perturbação de Carga

Os ensaios seguintes mostram a dinâmica da tensão na saída do retificador

boost em função de variações abruptas da carga, com isso, pretende-se avaliar o

funcionamento da parte de regulação do circuito projetado.

61

O circuito se encontra em pleno funcionamento a 127 V, alimentando uma

carga resistiva. Serão realizadas perturbações de 50% e 75% da potência nominal.

Na figura 3.19 tem-se o caso para retirada abrupta de carga. Em (a) o valor da

carga é amortizado pela metade. Em (b) ¾ do valor da carga é subtraído.

Figura 3.19: Ensaio Com Variação de Carga de: (a) 100% para 50% da Potência; (b)100% para

25% da Potência.

Pela figura 3.19 percebe-se que a retirada abrupta de carga provoca num

primeiro momento uma elevação da tensão de carga, que posteriormente é

acomodada aos valores normais de funcionamento. Este fenômeno é devido à

alimentação em corrente do capacitor de saída. Instantaneamente a corrente no

indutor se mantém e a corrente que sai para a carga diminui. Crescendo a tensão

no capacitor.

A regulação obtida é satisfatória, apresentando picos de tensão dentro da faixa

permitida, 12,5%, e um tempo de acomodação de cerca de 300 ms para ambas

situações, estando de acordo com aquilo foi projetado. Apesar disso, um estudo

mais aprofundado é cabível a fim de promover um aprimoramento do controle no

sentido de melhorar a resposta dinâmica do circuito.

Na figura 3.20 tem-se o caso para inserção abrupta de carga. Em (a) o valor da

carga é elevado em 75%, e em (b) em 50%.

62

Figura 3.20: Ensaio Com Variação de Carga de: (a) 25% para 100% da Potência; (b)50% para

100% da Potência.

Os resultados obtidos apresentam as mesmas características do caso anterior:

foi verificado praticamente um mesmo tempo de acomodação do circuito, e a

presença de picos durante a elevação do valor da carga, proporcionando as

mesmas análises.

O software não proporcionou a geração dos gráficos referentes ao

comportamento do circuito PWM, responsável pelo ciclo de trabalho do transistor.

Quando ocorre uma variação na carga, ou na tensão de entrada, o controle atua

variando a largura dos pulsos a fim de compensar essa perturbação, além de não

permitir que ela afete a forma de onda da corrente de entrada. Para exemplificar

essa situação, têm-se na figura 3.21 os resultados obtidos em [29], onde se

consegue perceber o controle atuando.

63

Figura 3.21: Ciclo de Trabalho do Dispositivo de Chaveamento com operação em (a) 127 V; (b) 220

V. (Extraído de [29]).

A partir das formas de onda e dos resultados gerados pelo software, observa-se

que o retificador proposto cumpre razoavelmente bem seus principais objetivos:

obter um alto fator de potência e fornecer uma tensão de saída regulada. Os

índices de distorção de corrente, porém, se mantiveram em alguns casos acima do

permitido por normas internacionais, assim como o FP se manteve abaixo dos

0,99 esperados, entretanto, não se tratando de grandes problemas.

.

64

Capítulo 4

4 Considerações Finais

No decorrer da pesquisa bibliográfica para a realização deste trabalho

observou-se a crescente importância do desenvolvimento de retificadores de alto

rendimento, implicando em maior densidade de potência e principalmente na não

perturbação do sistema elétrico.

Baseado nisso, este trabalho apresentou o estudo da aplicação de um conversor

boost como circuito pré-regulador na etapa retificadora de uma fonte, por meio do

desenvolvimento de um protótipo virtual.

O circuito proposto teve seus conceitos fundamentais expostos no capítulo 2, no

qual proporcionaram um embasamento para escolha do modo de condução e

técnica de controle do protótipo desenvolvido.

Os componentes do circuito foram dimensionados segundo o manual do

fabricante do CI. Não foi feito nenhum tipo de modificação na parte do controle do

circuito, sendo seguidas a risca todas as orientações e sugestões propostas, com a

garantia do bom funcionamento.

Durante a simulação dificuldades referentes à complexidade de operação do

software puderam ser verificadas, principalmente para obtenção das formas de

onda e medições. Foi preciso um ajuste correto do tempo de simulação e demais

parâmetros.

De maneira geral, os ensaios comprovaram a eficiência do uso do conversor

CC-CC trabalhando como pré-regulador do fator de potência. O circuito integrado

UC3854 empregado também se mostrou suficientemente versátil, facilitando toda

a esquematização necessária para o controle do retificador proposto e

cumprimento dos objetivos deste trabalho.

65

Conforme mostra o tópico 3.5, os resultados obtidos demonstraram que o

sistema opera com alto fator de potência, tensão de saída regulada, e uma taxa de

distorção baixa, ainda que acima dos níveis permitidos por normas

internacionais. Devido a não montagem prática do circuito, foi de extrema

preocupação, que tais resultados obtidos fossem comparados com de outros

trabalhos.

Como sugestão, tem-se que a distorção harmônica na entrada pode ser

melhorada gerando-se a forma de onda da referência através de um

microprocessador, ao invés de ser uma amostra da forma de onda da tensão da

rede.

Por fim, para trabalhos futuros, sugere-se a montagem prática do circuito

proposto, com o desígnio primário de se confrontar os resultados aqui

apresentados.

66

Referências

[1] BORGONOVO, Deivis. “Análise Modelagem e Controle de Retificadores PWM

Trifásicos”. Tese de Doutorado, UFSC, Universidade Federal de Santa

Catarina, Florianópolis, 2005.

[2] BASTOS, George H.A. “Retificador Monofásico Com Alto Fator de Potência

Com Conexão Comum Entre Entrada e Saída”. Dissertação de Mestrado,

UFC, Universidade Federal do Ceará, Fortaleza, 2006.

[3] LARICO, Hugo R. E. “Conversor Boost Controlado Em Corrente Aplicado ao

Retificador Monofásico”. Dissertação de Mestrado, UFSC, Universidade

Federal de Santa Catarina, Florianópolis, 2007

[4] POMILIO, José A. “Pré-Reguladores de Fator de Potência – PFP”. Unicamp,

Campinas, 2007. Disponível em

<http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pfp.html> Acesso em: 02 de

Outubro de 2013.

[5] ERICKSON, Robert W. “Fundamentals of Power Electronics”. Chapman &

Hall, 1997.

[6] GIACOMIN, João C. “Estudo de Conversores Chaveados Com Alto Fator de

Potência na Entrada e Tensão Constante Na Saída”. Dissertação de

Mestrado, UFMG, Universidade Federal de Minas Gerais, Belo Horizonte,

1998.

[7] CIVIDINO, Lorenzo. “Power Factor, Harmonic Distortion, Causes, Effects

And Considerations” 14th International Telecommunications Energy

Conference, 1992.

[8] INTERNATIONAL ELECTROTECHNICAL COMMISSION (IEC). “IEC/TS

61000-3-2: Limitation of Emission of Harmonic Currents In Low-Voltage

Power Supply Systems For Equipment With Rated Current Lower Than 16

A”, Geneva, 2005.

[9] INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS (IEEE).

“IEEE Std.519-1992: Recommended Practices And Requirements For

Harmonic Control In Electrical Power Systems”. New York, 1993.

67

[10] MELO, Fernando C.; DE FREITAS, Luiz C.G.; BUIATTI, Gustavo M.

“Estudo do Conversor Boost Para Correção do Fator de Potência Em Fontes

Chaveadas”. Artigo, UFU, Universidade Federal de Uberlândia, Uberlândia,

2011.

[11] IORDANESCU, Alina G. “Diseño, Simulación y Construcción de Un

Convertidor Elevador Corrector Del Factor de Potencia”. Proyeto Fin de

Carrera, Universidad Carlos III Madri, 2012.

[12] DA SILVA, Daniel D. R. “Técnica Para Correção do Fator de Potência e

Aumento da Suportabilidade dos Circuitos Retificadores a Afundamentos

Temporários de Tensão”. Dissertação de Mestrado, UFU, Universidade

Federal de Uberlândia, Uberlândia, 2009.

[13] RIBEIRO, Rafael V. “Sistema Fotovoltaico Autônomo Baseado Em

Conversores CC-CC Boost”. Dissertação de Mestrado, UFRJ, Universidade

Federal do Rio de Janeiro, Rio de Janeiro, 2011.

[14] ROSSETTI, Vinícius. “Projeto de Um Conversor CC-CC Elevador Utilizado

No Acionamento de Dispositivo Mecânico Aplicado à Robotica”. Trabalho de

Conclusão de Curso, USP, Universidade de São Paulo, São Carlos, 2011.

[15] CANESIN, Carlos A. “Correção Ativa do Fator de Potência em Fontes de

Alimentação Com Comutação Suave, Empregando os Controles Por Corrente

de Pico Com Compensação de Rampa e Por Corrente Média Imposta” Tese de

Doutorado, UFSC, Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis,

1996.

[16] RASHID, Muhammad H. “Power Electronics Handbook”. Academic Press,

2011.

[17] SILVA, Marcos C.I. “Correção do Fator de Potência de Cargas Industriais

Com Dinâmica Rápida”. Dissertação de Mestrado, UFMG, Universidade

Federal de Minas Gerais, Belo Horizonte, 2009.

[18] AGÊNCIA NACIONAL DE ENERGIA ELÉTRICA (ANEEL). “Procedimentos

de Distribuição de Energia Elétrica No Sistema Elétrico Nacional (Prodist)”.

Módulo 8: Qualidade da Energia Elétrica, ANEEL, 2010.

[19] BARBI, Ivo. “Projeto de Fontes Chaveadas”. Lamep, UFSC, Universidade

Federal de Santa Catarina, Florianópolis, 2006.

[20] MAKSIMOVIC, Dragan. “Design of The Clamped-Current High-Power-Factor

Boost Rectifier”. Apec, 1994.

[21] ZHOU, Chen; RIDLEY, R.B; LEE, F. “Design and Analysis of a Hysteretic

Boost Power Factor Correction Circuit”. PESC Conf.Proc., 1990.

68

[22] MAKSIMOVIÉ, Dragon; JANG, Yungtaek; ERICKSON, Robert W.

“Nonlinear-Carrier Control For High-Power Factor Boost Rectifiers”. IEEE

Transactions on Power Electronics, 1996.

[23] TODD, Phillip C. “UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit

Design. Unitrode Application Note U-134”. UNITRODE, 1999.

[24] CANESIN, Carlos A; BARBI, Ivo. “Analysis and Designs of Constant-

Frequency Peak-Current-Controlled High-Power-Factor Boost Rectifier With

Slope Compensation”, APEC, 1996.

[25] UNITRODE. “Enhanced High Power Factor Preregulator”. Application

Information. Data Sheet UC3854. Unitrode Corporation, 1999.

[26] ANDREYCAK, Bill. “Optimizing Perfomance In UC3854 Power Factor

Correction Applications”. UNITRODE, 1999.

[27] JUNIOR, Arlindo R.C. “Regulação da Demanda de Energia Em Um Sistema

de Propulsão Para Um Veículo Elétrico Híbrido Série”. Dissertação de

Mestrado, UFRN, Universidade Federal do Rio Grande do Norte, Natal,

2006.

[28] POSTIGLIONE, Cícero S. “Fonte de Alimentação de Estágio Único Com

Correção do Fator de Potência”. Dissertação de Mestrado, UFSC,

Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis, 2006.

[29] MOISÉS, Alan P. “Projeto e Desenvolvimento de Um Conversor Boost

Microcontrolado Operando em Condução Descontínua e Com Alto Fator de

Potência”. Trabalho de Conclusão de Curso. UFES, Universidade Federal do

Espírito Santo, Vitória, 2005.

[30] BOTTRILL, John. “Advanced High-Power Factor Preregulator”. Texas

Instruments Datasheet UC3854A/B, 1996.

[31] MATAKAS, Jr. “Retificadores Especiais”. Dissertação de Mestrado, Escola

Politécnica da Universidade de São Paulo, São Paulo, 2001.

69

Anexo I

Valores Comerciais de Capacitores, Resistores e Indutores.

A – Resistores

Tabela 4.1: Valores Comerciais de Resistores.

De uma maneira geral, embora haja significativas exceções, os demais valores

são múltiplos de 101, 102, 103, 104, 105, 106.

B – Capacitores

Tabela 4.2: Valores Comerciais de Capacitores.


são múltiplos de 10-3 (mili), 10-6 (micro), 10-9 (nano), 10-12 (pico).

1,0 Ω 1,1 Ω 1,2 Ω 1,3 Ω

1,5 Ω 1,6 Ω 1,8 Ω 2,0 Ω

2.2 Ω 2,4 Ω 2,7 Ω 3,0 Ω

3,3 Ω 3,6 Ω 3,9 Ω 4,3 Ω

4,7 Ω 5,1 Ω 5,6 Ω 6,2 Ω

6,8 Ω 7,5 Ω 8,2 Ω 9,1 Ω

1,0 F 1,1 F 1,2 F 1,3 F

1,5 F 1,6 F 1,8 F 2,0 F

2.2 F 2,4 F 2,7 F 3,0 F

3,3 F 3,6 F 3,9 F 4,3 F

4,7 F 5,1 F 5,6 F 6,2 F

6,8 F 7,5 F 8,2 F 9,1 F

70

C – Indutores

Tabela 4.3: Valores Comerciais de Indutores.


são múltiplos de 10-3 (mili), 10-6 (micro).

1,0 H 1,1 H 1,2 H 1,3 H

1,5 H 1,6 H 1,8 H 2,0 H

2.2 H 2,4 H 2,7 H 3,0 H

3,3 H 3,6 H 3,9 H 4,3 H

4,7 H 5,1 H 5,6 H 6,2 H

6,8 H 7,5 H 8,2 H 9,1 H

conversor boost aplicado a correção do fator de potência

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