iluminaÇÃo pÚblica inteligente -...

PONTIFÍCIA UNIVERSIDADE CATÓLICADO RIO GRANDE DO SUL

FACULDADE DE ENGENHARIA

LEPUC - LABORATÓRIO DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

ILUMINAÇÃO PÚBLICA

INTELIGENTE

Porto Alegre, novembro de 2003.

PONTIFÍCIA UNIVERSIDADE CATÓLICA DO RIO GRANDE DO SUL FACULDADE DE ENGENHARIA

LABORATÓRIO DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA DA PUCRS

Av. Ipiranga, 6681 Caixa Postal 1429 – CEP 90619-900 Porto Alegre – RS – Brasil

Fone (0xx51) 3320.3686 – Ramal: 216 FAX (0xx51) 3320.3625 e-mail: [email protected]

Sumário 1. Informações sobre a Instituição de Pesquisa...........................................................................4

1.1 Denominação...................................................................................................................4 1.2 Endereço..........................................................................................................................4 1.3 Unidade Executora ..........................................................................................................4 1.4 Equipe..............................................................................................................................4

2. Identificação e Objetivo do Projeto.........................................................................................4 2.1 Titulo ...............................................................................................................................4 2.2 Objetivo do Projeto .........................................................................................................4

3. Resultados Esperados..............................................................................................................4 4. Descrição Sumária da Metodologia Adotada no Desenvolvimento do Projeto ......................5 5. Resultados Alcançados (resumo de medidas efetuadas, resultados de análises, especificações de protótipos, resultados de ensaios, etc.) ...............................................................5

5.1 Estudo e Implementação de um Pré-Regulador do Fator de Potência ............................5 5.1.1 Pré-Reguladores do Fator de Potência .................................................................6 5.1.2 Tensão e Corrente de Entrada em uma Fonte Convencional ...............................8 5.1.3 Considerando a Impedância da Rede Elétrica......................................................9 5.1.4 Pré-Regulador do Fator de Potência.....................................................................9 5.1.5 Conversor Elevador (Boost)...............................................................................10 5.1.6 Etapas de funcionamento do Boost ....................................................................10 5.1.7 PFP com Controle por Corrente Média (ou Controle por Multiplicador):.........11 5.1.8 Resultados Boost CCM ......................................................................................12 5.1.9 Projeto do Circuito de Potência Boost FM (2)...................................................14 5.1.10 Resultados Boost FM .........................................................................................16

5.2 Estudo e Desenvolvimento de um Reator Eletrônico com Controle do Fluxo Luminoso para Lâmpadas de Alta Pressão de Vapor de Sódio..................................................................16

5.2.1 Descarga elétrica nos gases ................................................................................17 5.2.2 Característica de resistência negativa.................................................................18 5.2.3 Métodos de estabilização da descarga em um tubo de descarga........................18

5.2.3.1 Método Resistivo..........................................................................................19 5.2.3.2 Método Capacitivo .......................................................................................19 5.2.3.3 Método Indutivo...........................................................................................19

5.2.4 Lâmpada de vapor de sódio de alta pressão. ......................................................19 5.2.5 Reatores Eletrônicos...........................................................................................20 5.2.6 Análise Qualitativa e Quantitativa .....................................................................23

5.2.6.1 Topologia de Inversor Adotado....................................................................23 5.2.6.2 Análise qualitativa do reator após o acendimento da lâmpada ....................23 5.2.6.3 Análise de circuitos utilizados para geração de alta tensão .........................25 5.2.6.4 Resposta em freqüência do reator utilizando o filtro LCC...........................26

5.2.7 Projeto do Reator Eletrônico ..............................................................................27 5.2.8 Resultados Experimentais ..................................................................................30

5.2.8.1 Construção do indutor série..........................................................................31 5.2.8.2 Medição da corrente na lâmpada..................................................................31

5.3 Sistema de Medição de Potência e Proteção .................................................................32 5.3.1 Amostra de tensão e corrente. ............................................................................33 5.3.2 Multiplicador de tensão......................................................................................33 5.3.3 Integrador ...........................................................................................................33 5.3.4 Sensor de Sobrecarga .........................................................................................33

2





5.3.5 O Sistema Implementado ...................................................................................34 5.4 Modem PLC ..................................................................................................................35

5.4.1 Modo de Transmissão do TDA5051A ...............................................................35 5.4.2 Modo de Recepção do TDA5051A....................................................................36 5.4.3 Modem Implementado .......................................................................................36

5.5 Unidade de Controle......................................................................................................38 6. Confronto com os resultados esperados e justificativas para as discrepâncias verificadas; .44 7. Cronograma Previsto e Executado, com Justificativa para as Discrepâncias Verificadas....44 8. Orçamento previsto e executado, com justificativa para as discrepâncias verificadas. ........45 9. Estratégia de difusão tecnológica dos resultados da pesquisa...............................................46 10. Conclusão ..........................................................................................................................47 11. Bibliografia........................................................................................................................48 12. ANEXOS...........................................................................................................................50

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1. Informações sobre a Instituição de Pesquisa

1.1 Denominação

Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do Sul - PUCRS Faculdade de Engenharia Departamento de Engenharia Elétrica

1.2 Endereço

Avenida Ipiranga, 6681 - Prédio 30. Caixa Postal 1429 CEP 90619-900 - Porto Alegre - RS Telefone: (51) 3320-3686 ramal 216 ou (51) 3320-3500 ramal 4156 Fax: (51) 3320 3540 ou (51) 3320-3625

1.3 Unidade Executora

Laboratório de Eletrônica de Potência da PUCRS - LEPUC Faculdade de Engenharia da PUCRS Departamento de Engenharia Elétrica

1.4 Equipe

Pesquisadores: Fernando Soares dos Reis, Dr. (Coordenador)

Júlio César Marques de Lima, M.E. Luciano Chedid Lorenzoni (Engenheiro bolsista) Leonardo Witt Rodrigues (Estudante bolsista)

2. Identificação e Objetivo do Projeto

2.1 Titulo ILUMINAÇÃO PÚBLICA INTELIGENTE

2.2 Objetivo do Projeto O objetivo geral do presente projeto é o de desenvolver um Reator Eletrônico Programável Inteligente operando em alta freqüência para lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio, que apresente para rede elétrica um elevado fator de potência e uma baixa distorção harmônica, com controle do fluxo luminoso e incorporando um sistema de supervisão interno com possibilidade de comunicação com uma central remota. 3. Resultados Esperados Ao final do presente projeto espera-se ter disponível no LEPUC um protótipo de um Reator Eletrônico Programável Inteligente operando em alta freqüência para iluminação pública utilizando lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio. Elaborado para substituir o reator convencional apresentando as seguintes vantagens:

4





Possibilidade de Controle Remoto dos reatores, a partir de uma central. Monitoramento do consumo de energia, para tarifação. Alto fator de potência. Controle do consumo de potência, através do controle do fluxo luminoso, “dimerização”. Limitação da corrente de arranque, "in rush-current". Baixo conteúdo de harmônicos da corrente consumida pelo reator. Controle do Fluxo Luminoso "Dimming", com a possibilidade de selecionar diferentes níveis de

potência desde 40 até 100%. Proteções, contra curto-circuito e circuito aberto. Funções de monitoramento, o reator eletrônico apresentará uma série de funções que permitem

monitorar o comportamento do mesmo e da instalação. Todas estas funções serão implementadas por vários protótipos que irão trabalhar em

conjunto. Os protótipos que serão desenvolvidos são os seguintes:

Reator Eletrônico operando em alta freqüência para lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio de 250 W;

Pré-Regulador do Fator de Potência de 250 W; Medidor do consumo de potência do sistema e Sistema de Proteção; Modem que utiliza a rede elétrica para a transmissão de dados (PLC); Sistema microcontrolado de monitoração e controle do sistema;

4. Descrição Sumária da Metodologia Adotada no Desenvolvimento do Projeto

Depois de formada a equipe de trabalho constituída pelos professores pesquisadores, por um Engenheiro e um aluno do curso de engenharia o tema do presente projeto de pesquisa reator eletrônico programável inteligente foi, subdividido em quatro sub-projetos, a saber:

1 Conversor Pré-Regulador do Fator de Potência (PFP); 2 Reator eletrônico dimerizável; 3 Medidor de Potência e Sistema de Proteção; 4 Sistema de supervisão, controle e comunicação baseado em microcontrolador.

O estudo e o desenvolvimento dos itens 1, 2 e 3 ficaram ao encargo do Professor Fernando Soares dos Reis e do Engenheiro Luciano Chedid Lorenzoni. O estudo e o desenvolvimento do item 4 ficou sob a responsabilidade do professor Júlio César Marques de Lima e do Estudante Leonardo Witt Rodrigues. Uma ampla revisão bibliográfica versando sob reatores eletrônicos, PFPs e sistemas de controle e comunicação foi desenvolvida pelo grupo. Estudos qualitativos e quantitativos foram elaborados para o PFP utilizando o conversor Boost e para o inversor meia-ponte com filtro LCC. Estes estudos associados à utilização de um programa de simulação nos permitiram projetar o PFP e o reator eletrônico. 5. Resultados Alcançados (resumo de medidas efetuadas, resultados de

análises, especificações de protótipos, resultados de ensaios, etc.)

5.1 Estudo e Implementação de um Pré-Regulador do Fator de Potência

A continuação será apresenta o estudo e o desenvolvimento de um pré-regulador do fator do potência (PFP) de 250 W. Concebido para ser utilizado em conjunto com um reator eletrônico para

5





lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio. A função do PFP é implementar uma fonte de alimentação universal, isto é que opera automaticamente de 100 V a 240 V, gerando um barramento CC de 400 V a partir da rede elétrica comercial. O PFP garante que a corrente de entrada siga a tensão da rede elétrica resultando assim, em um alto fator de potência do sistema e ausência de harmônicas. Este estudo está inserido no projeto Iluminação Pública Inteligente (IPI) no qual foi desenvolvido um complexo sistema de iluminação pública utilizando reator eletrônico com controle do fluxo luminoso e, portanto do consumo, alto fator de potência, sistema de telecomando utilizando comunicação via rede elétrica, sistema de medição de consumo e um sistema de supervisão e controle.

O retificador de entrada tem papel fundamental na qualidade de energia porque é nesta etapa que se corrige o fator de potência e se faz a filtragem das interferências EMIs. Para isso utilizam-se conversores CC/CC que quando acoplados entre a uma ponte retificadora e o capacitor de filtro dão origem aos pré-reguladores do fator de potência (PFP). A utilização destes conversores em cascata com a etapa inversora do reator eletrônico tem como objetivo o desenvolvimento de reatores eletrônicos com alto fator de potência, porém com o acréscimo de uma outra etapa surgem novos problemas como: o aumento do custo, do número de transistores, do número de sinais necessários para o acionamento dos mesmos e a conseqüente redução do rendimento.

Um baixo fator de potência significa que boa parte da energia em circulação não está sendo usada para gerar trabalho. Alguns circuitos, como fontes retificadoras, introduzem harmônicas de corrente que fazem com que a tensão da rede perca as características senoidais desejadas para o bom funcionamento de muitos equipamentos. Neste contexto, serão apresentados os motivos que levam a redução do fator de potência, conseqüências geradas, e as soluções para o problema. A solução que usa um pré-regulador do Fator de Potência utilizando um conversor elevador é apresentada neste trabalho, com a finalidade de substituir as fontes retificadoras convencionais. Neste estudo, serão apresentados as etapas de funcionamento do PFP adotado, as estratégias de controle e os critérios de dimensionamento dos componentes. Por fim os resultados experimentais são apresentados.

5.1.1 Pré-Reguladores do Fator de Potência No final do século passado a Eletrônica de Potência alcançou níveis surpreendentes de desenvolvimento, tanto em relação aos novos dispositivos cada vez mais rápidos e robustos quanto às variações topológicas e as estratégias de comando e controle dos conversores estáticos. Devido a esse grande desenvolvimento os conversores estáticos são atualmente utilizados nas mais diversas aplicações industriais, sendo hoje um dos principais temas de estudo na área da Engenharia Elétrica. Apesar desse extraordinário desenvolvimento, o estágio retificador de entrada dos principais conversores estáticos, tais como: fontes chaveadas, UPS, carregadores de baterias, reatores eletrônicos (“electronic ballast”), unidades retificadoras para telecomunicações, acionamento de máquinas elétricas, etc…, empregam uma ponte retificadora a diodos acoplada a um capacitor de valor expressivo para gerar o barramento CC necessário para o funcionamento destes equipamentos eletrônicos. A associação desses componentes gera uma carga não-linear, que ao ser conectada ao sistema de energia elétrica comercial, provoca uma grave distorção na corrente de entrada, com a conseqüente injeção de elevado conteúdo harmônico de corrente no sistema de energia elétrica. Os principais efeitos causados pelo elevado conteúdo harmônico da corrente são:

Distorção da tensão senoidal de entrada, comprometendo o funcionamento de outros equipamentos ligados ao mesmo ponto de energia;

6





Redução do fator de potência, com conseqüente elevação da circulação de reativos, contribuindo para o aumento do tamanho e do custo de todo o sistema de fornecimento de energia elétrica;

Perdas adicionais nos semicondutores de potência e nos elementos da rede de transmissão e distribuição de energia, devido ao alto valor eficaz da corrente de entrada;

Possíveis sobre tensões devido a fenômenos de ressonância; Erros em equipamentos de medição e proteção; Elevação da corrente no condutor neutro em sistemas trifásicos; Interferência eletromagnética nas cargas próximas, principalmente em sistemas de comunicação e

controle.

Além dos problemas práticos listados acima, tem-se imposições de ordem legal, sendo cada vez mais rígidos os padrões e as normas que regem a fabricação e a utilização dos conversores estáticos. Basicamente, a nível internacional, tem-se duas normas importantes que procuram limitar o conteúdo harmônico da corrente injetada à rede comercial de distribuição de energia, e reduzir os níveis de interferência eletromagnética. Uma delas é a norma IEC 61000-3-2, que substitui a norma IEC60555-2, desenvolvida para equipamentos de baixa potência (até 3,5 kW), e que esta sendo utilizada, sobretudo na Europa; a outra recomendação é a IEEE – 519 [1], [2] e [3], aplicada quase que exclusivamente no mercado americano. No caso especifico dos reatores eletrônicos, na Europa os limites são especificados pela norma EN 61000-3-2 classe C (lighting equipament). No Brasil os fabricantes sérios estão preservados da concorrência desleal pela norma técnica brasileira NBR 14418:1999, (para reatores eletrônicos alimentados em corrente alternada para lâmpadas fluorescentes tubulares), da ABNT que se tornou obrigatória em 2003. Esta norma também restringe o conteúdo harmônico dos reatores eletrônicos para potências acima de 60W. Diante de todas essas imposições e problemas causados pelas cargas não-lineares, a comunidade cientifica da Eletrônica de Potência propôs varias técnicas para combater a poluição harmônica, elevar o fator de potência e melhorar a qualidade da energia elétrica. Uma das principais propostas consiste no emprego de filtros passivos e/ou ativos para filtrar as harmônicas de corrente [4][5][6][7]; estes, embora simples e robustos, são muito volumosos e caros. Desse modo, surgiu à idéia de desenvolver um novo tipo de conversor estático (o pré-regulador do fator de potência - PFP), tal que a injeção de harmônicos de corrente, a circulação de reativos e a interferência eletromagnética seriam minimizados a partir da colocação de um conversor o PFP, entre a ponte retificadora e o conversor CC-CC vide Figura 1. Muitas são as topologias de conversores CC-CC que podem ser utilizados para implementar um PFP. Porém, a topologia que se tornou mais popular foi para este fim foi à topologia do conversor Elevador (Boost), que é muito conhecido e utilizado em larga escala no meio industrial. Apesar de apresentar algumas desvantagens, como pré-regulador o conversor Elevador se mostrou muito atrativo, devido ao baixo número de componentes ativos necessários para sua implementação, simplicidade no comando e controle, e regulação da tensão de saída. Todavia, essa estrutura é particularmente empregada em aplicações não isoladas. No que se refere ao emprego de conversores isolados para correção do fator de potência, a literatura especializada apresenta vários conversores, um deles é o conversor Redutor-Elevador isolado ou simplesmente (Flyback), que ao exemplo do conversor Elevador, também é muito conhecido e utilizado na indústria.

PFP(Conversor

CC-CC)

VO

iO(ωt) IOig (ωt)

vg(ωt)PFP

(Conversor CC-CC)

VO

iO(ωt) IOig (ωt)

vg(ωt)

Figura 1– Utilização de pré-reguladores para a correção do fator de potência em fontes de alimentação.

7





5.1.2 Tensão e Corrente de Entrada em uma Fonte Convencional

Num circuito retificador monofásico com filtro capacitivo, como o apresentado na Figura 2, a corrente drenada da rede não segue uma onda senoidal, como pode ser observado na

, fazendo com que ocorra uma distorção da onda de tensão. A corrente também apresenta um deslocamento de fase. Com estas características o fator de potência típico para este tipo de carga não linear (ponte retificadora) está na faixa de 0,62. Ou seja, somente 62% da potência consumida, é usada para gerar trabalho.

Figura 3

Figura 3 – Formas de onda de um circuito alimentado por uma fonte retificadora.

Ccc

Z

vin+ v -zv (t)

i (t)

++Carga

--

Figura 2– Carga linear alimentada por fonte retificada.

É comum que se estude e se calcule o fator de potência em circuitos que apresentem tensão e corrente senoidais. Porém quando a corrente não é senoidal, os harmônicos de corrente interferem no valor do fator de potência, este fato não é mensurável através do cálculo tradicional, que utiliza apenas a defasagem entre a tensão e a corrente. Desta forma é importante para o cálculo do fator de potência levar em conta a Distorção Harmônica Total (THD) da corrente. Pode-se deduzir que o fator de potência nestes casos pode ser obtido a partir da equação ( 1 ).

2

)1(

1

cos

TDHFP

+=

φ ( 1 )

Uma analise superficial da equação ( 1 ) já permite concluir que quanto maior o TDH, menor será o FP e, portanto, o porcentual da potência consumida da rede elétrica que irá gerar trabalho. Dizer que o fator de potência é unitário significa dizer que há um deslocamento nulo entre a tensão e a corrente ( )0)1( =φ e também que há uma total ausência de harmônicas de corrente na entrada (THD = 0).

Tensao no Capacitor de Filtragem

Corrente na Entrada, vista pela rede comercial

0

Tensao na Entraga do Retificador

8





5.1.3 Considerando a Impedância da Rede Elétrica O estágio retificador de entrada mais comum em fontes de alimentação foi apresentado na Figura 2. O grande inconveniente deste circuito deve-se ao fato de só haver corrente circulando pelos diodos do retificador, portanto pela rede, durante a carga do capacitor o que só ocorre em um curto intervalo no qual o valor instantâneo da tensão da rede excede a tensão do capacitor. Assim conclui-se facilmente que toda energia é transferida a carga em um curto intervalo do ciclo da senoide impondo assim elevadas correntes a rede elétrica, durante a carga do capacitor. Estas elevadas correntes circulando pela impedância da rede, Figura 2, irão deformar a tensão do barramento introduzindo assim uma distorção harmônica na tensão da rede de distribuição conforme observado na Figura 3. A distorção da rede não será causada apenas pela ação de um conversor, mas sim por centenas e milhares destes equipamentos ligados à rede elétrica e todos sincronizados drenando corrente somente no pico da rede. Isto irá ocorrer devido ao grande número de equipamentos deste tipo que existem hoje, tais como computadores, impressoras, TVs, vídeos, entre outros. Resumindo: A alimentação de cargas não lineares gera harmônicas de corrente que ao circular pela impedância da linha (Z) (Figura 2) segundo Barbi [4], distorce a tensão de entrada do circuito. A partir da observação da Figura 2 é possível concluir que:

)()()( tvtvtv Zin −= ( 2 ) Assim, se a corrente “i” for distorcida a queda de tensão na impedância da rede tensão vz (t) também o será. Portanto, a tensão de alimentação vin (t) também apresentará distorção. Embora a TDH da corrente de entrada possa ser elevada, por exemplo, (100% - 150%), a distorção causada na tensão de entrada, sendo função da impedância de linha, pode ser especificada em um valor limite menor que 5%. A redução do fator de potência, quando da alimentação de cargas não lineares, é devido ao elevado valor eficaz de corrente, causado pela sua natureza pulsada. Em outras palavras, a energia é entregue pela fonte de alimentação somente durante um curto período de tempo próximo ao pico da forma de onda da tensão de entrada. Sendo o Fator de Potência definido pela relação entre a potência real (em watts) e o produto dos volts-ampéres eficazes, então um aumento do valor eficaz da corrente provoca uma diminuição no Fator de Potência. É importante salientar que baixo Fator de Potência significa maior valor eficaz de corrente circulando pelo circuito elétrico. Conforme dito anteriormente, esse valor extra de corrente eficaz provoca perdas de condução nas linhas e transformadores, elevando o custo do sistema de energia elétrica. Desta forma, se a corrente de entrada “i(t)” for distorcida, a tensão “vz(t)” também o será. Logo a tensão “vin(t)” apresentará distorção.

5.1.4 Pré-Regulador do Fator de Potência O conversor elevador é o mais utilizado para implementar um PFP, na Figura 4 encontra-se representado este circuito. Existem muitas técnicas de controle que podem ser utilizadas com a finalidade de constituir um pré-regulador do fator de potência. Algumas delas são: Controle de corrente media, Controle por seguidor de tensão, Controle FM e o Controle por histerese.

9





RC

DL

Q

Figura 4 – Conversor Elevador.

5.1.5 Conversor Elevador (Boost)

A continuação serão apresentadas as análises qualitativas e quantitativas para o conversor Elevador representado na Figura 4. Este equacionamento foi obtido na referência [7]. Este conversor pode operar no modo de condução contínuo (MCC), descontínuo (MCD) ou crítico (MCCrítico, fronteira entre contínuo e descontínuo). São assumidas as seguintes hipóteses simplificadas: Todos os componentes são considerados ideais para o estudo.

5.1.6 Etapas de funcionamento do Boost O conversor elevador pode apresentar duas etapas ou três etapas de funcionamento, caso esteja operando no modo de condução continuo ou no modo descontinuo respectivamente. A primeira etapa de funcionamento se caracteriza pela condução do transistor, de acordo com a Figura 5:

Figura 5 – Primeira etapa, transistor conduzindo.

Na segunda etapa de funcionamento o transistor Q abre e a corrente circula pelo diodo, a Figura 6 representa esta etapa. A corrente de entrada nesta etapa pode ser expressa equação abaixo: A terceira etapa de funcionamento, ocorre somente no modo de condução descontínuo, quando tem-se o diodo e o transistor abertos, e não há corrente circulando pelo indutor ( ). Esta etapa esta representada na Figura 7. 0=(t)ig

Figura 6– Segunda etapa, transistor aberto.

Figura 7– Terceira etapa, transistor e diodo aberto.

Obtém-se assim as expressões principais para as 3 etapas de funcionamento, as quais são apresentadas na Tabela 1:

10





Tabela 1 - . Resumo das Etapas de Funcionamento. 1ª ETAPA 2ª ETAPA 3ª ETAPA

L)t-(t (t)v = (t)i 1ig

g

0 = (t)id

L) t - t ( (t)v +

L) t - t ( ) V - (t)v (

= (t)i 1i2ig2igg

L) t - t ( (t)v +

L) t - t ( ) V - (t)v (

= (t)i 1i2ig2igd

0 = (t)ig

0 = (t)id

5.1.7 PFP com Controle por Corrente Média (ou Controle por Multiplicador):

Para o PFP inicialmente desenvolvido neste projeto foi utilizado um conversor Boost operando no modo de condução contínua com um controle por corrente média e modulação por largura de pulso (BOOST-CCM). Pois, desta forma tem-se um PFP ideal. Para realizar este controle foi usado o circuito integrado dedicado UC3854 da Unitrode. O PFP desenvolvido no laboratório de Eletrônica de Potência da PUCRS - LEPUC, foi concebido para implementar a fonte de alimentação, barramento CC, do reator eletrônico do sistema IPI. O PFP foi desenvolvido para atender as especificações do reator eletrônico: Tensão de entrada de 400V e potência de 250W. O conversor elevador operando como PFP é apresentado na Figura 8, onde as malhas de controle de tensão e corrente estão representadas. O funcionamento deste conversor é baseado no controle do transistor Q, impondo uma corrente em fase com a tensão da rede retificada e de mesmo formato. Analisando de maneira simplificada a Figura 8, pode se observar que o circuito de comando do transistor consiste num circuito que gera um sinal PWM em função dos sinais de referência e dos sinais realimentados. O sinal de controle do transistor é gerado a partir da comparação entre os sinais de referência de tensão e corrente e os sinais realimentados obtidos através de um divisor de tensão o qual reduz a tensão da saída de 400 V por um valor (K). O sinal de erro de tensão irá para o próximo bloco para ser multiplicado pela tensão retificada de entrada e divido por um valor constante de tensão entrada gerando assim a referência de corrente a qual por sua vez é comparada com uma amostra obtida através de um shunt resistivo. Estas duas malhas de controle irão garantir que a corrente de entrada siga a tensão de entrada. O resultado deste controle é a onda de corrente de entrada ig(t) que através de seu valor médio em um período de alta freqüência transistor, Figura 9, segue a forma de onda senoidal entrada como foi dito no parágrafo anterior com uma pequena variação triangular, Figura 10.

Figura 8 – PFP com Controle por Corrente Média.

11





Figura 9 – Comportamento da corrente de

entrada período a período numa analise levando em conta o quase estatismo.

Figura 10 – Comportamento da corrente de entrada seguindo uma onda senoidal através de seu valor

médio período a período de comutação do transistor. Esta topologia apresenta no modo de condução contínuo algumas vantagens em relação às demais, são elas:

• Freqüência de operação constante; • A corrente de entrada não é descontínua, por isto reduz a interferência eletromagnética (EMI)

injetada na rede elétrica, reduzindo o filtro de entrada; • Tensão máxima da chave é igual à tensão de saída; • Redução do valor da corrente de pico nos componentes do conversor boost em relação à

condução descontínua; • Tensão de saída maior que o nível CC retificado, proporcionando menor corrente nos

componentes do conversor CC-CC; • Potência e controle possuem a mesma referência de terra, assim o circuito de comando PWM não

necessita de isolamento. Como desvantagem possui:

• O controle no modo de condução contínuo proporciona problemas de estabilidade, o que não acontece no modo descontínuo;

• Modelagem mais complexa (potência e controle são não lineares). • Comutação dissipativa.

Vários protótipos foram desenvolvidos ao longo do projeto, a versão utilizando um conversor Boost operando no modo de condução continuo para a potência nominal de 250 W foi implementada utilizando-se o paralelismo de MOSFETs para aumentar a capacidade de corrente. O diodo do conversor Boost também foi implementado com dois diodos em paralelo. Estas medidas foram tomadas devido ao grande aumento das perdas nestes componentes as quais geraram um sobre aquecimento dos mesmos. A Figura 11 apresenta o diagrama esquemático e a foto deste protótipo.

5.1.8 Resultados Boost CCM Os resultados experimentais obtidos em laboratório com o circuito implementado foram obtidos com o uso de uma sonda de corrente ligada ao osciloscópio, esta sonda foi ajustada para que uma representação de 100mV no osciloscópio, fosse o equivalente à 1A. A corrente foi medida entre a saída do Variador de Tensão Alternada (0V – 220V), e a entrada do pré-regulador de Fator de Potência. Como carga para a saída do circuito, foram usadas 2 lâmpadas de 60 W em série formando uma resistência de 1613Ω. Com os 400V aplicados a carga o consumo obtido foi de 100W. Primeiramente foram ligadas no Variac as duas lâmpadas em série, com a finalidade de obter a curva de corrente para uma carga puramente resistiva. A tensão foi ajustada em 127V.

12





Pode-se notar na figura a seguir que a corrente possui uma variação senoidal, de acordo com a variação senoidal da tensão.

R151

C171u

R131

D12D1N5400

C120.1u

L10

100u

Mosfet

J3

15V

12

C6

100n

R40

1

R19100k

C10.51u

F1

FUSE 1A

Q4BC548

C13

390p

R42.7k

R23

820 1/4W

D9D1N5400

Q3BC548

D2U8100E

D11D1N5400

Vout

R11

D15U8100E

R41

1

D10D1N5400

D13

MUR160

R30

27 1/4W

C247u

U1

UC3854

12

1615

945

10

6

7

12

11

13

143

8

GN

DP

K LM

T

GT DRVVCC

VREF

I S

ENSE

MU

LT O

UT

ENA

IAC

V/A

OU

T

RS

ET

V SENS

SS CT

C/A

VRMS

Vout

C4

2.2u

R291

Q2IRFP460

L1

1.8 mHR1822k

Iac

R42

1

C101u

Mosfet

R34.7k

C81n

D8

D1N4148

R271

Isense

Q5BC337

R25820k

R16

22

R20100

C153.3n

R32

1

J2

Saida

12

C91n

R982k

R1018k

D1

D1N5400

R281

R21100

Q1IRFP460

J1

Entrada

12

R241

C112.2n

R31

1

C18680p

R34

1

D6

zener 8.2V

R11180k

R5

15k

C14

100u

U6

MC78M05C/TO

13

2

INO

UT

GND

R121k

D4

MUR160L3

C16

100u

R39

1

D7

D1N4148

D16U8100E

R7

270k

Q7BC327

R17560k

U7

MC78T15/TO

13

2

INO

UT

GND

R351

D3

MUR160

R37

1

400V

L2

R33

1

R222.7k

C70.51u

R36

1

C50.51u

J7

Fonte Externa

12

R8680k

D19

Zener 15V

R24.7k R6

39k

400V

R261

Isense

R1415k

J6

Enable12

R38

1

C3

270p

J4

5V

12

Vcc1

Vcc1

VREFVREF

Figura 11 – PFP implementado utilizando o conversor Boost no MCC de 250 W. A Figura 12 foi obtida da seguinte forma: Um carga resistiva foi conectada a saída do PFP. Porém o circuito de controle foi desabilitado, e o MOSFET teve o pino gate aterrado, para que permanecesse aberto durante o ensaio. Desta forma o conversor ficou operando como uma fonte retificadora convencional, onde a tensão de saída oscila entorno da tensão de pico da rede elétrica. A entrada do retificador foi ligada a um Variac, e este por sua vez foi ajustado para fornecer uma tensão eficaz de 127 V. Com esta tensão, obteve-se sobre as lâmpadas uma tensão contínua de 178 V. Observa-se claramente a característica pulsada da corrente como se vê na Figura 12, a qual confirma a simulação apresentada na Figura 3. Foram adquiridas 3 curvas de corrente para o circuito funcionando como um pré-regulador de Fator de Potência, aplicando 400Vdc em duas lâmpadas em série (100W). Cada curva de corrente de entrada apresentada nas figuras a seguir, foi obtida para uma tensão alternada de entrada diferente. A Figura 13 apresenta a corrente de entrada para o PFP operando com uma tensão de entrada de 100 V.

Figura 12 - Corrente consumida pelo circuito retificador convencional.

A curva da Figura 14 mostra uma corrente eficaz de entrada de aproximadamente 1A. Aqui não cabe comparar a corrente eficaz com as aquisições anteriores, pois agora não está mais funcionando como um retificador comum. Nota-se na aquisição mostrada na Figura 14, que para

13





220V o ripple de corrente é elevado, porém a o valor médio período a período da componente de alta freqüência continua seguindo uma onda senoidal. Para diminuir este ripple, seria necessário aumentar o indutor.

Figura 13 - PFP com entrada de 100 VCA e saída de

383V CC.

Figura 14 - PFP com entrada de 220 V CA e saída de

402 V CC

5.1.9 Projeto do Circuito de Potência Boost FM (2) Com relação ao Conversor pré-regulador do Fator de Potência (PFP) foram implementadas duas versões empregando o conversor Boost operando no modo de condução continuo, conforme se pode concluir do exposto anteriormente. Foram projetadas e desenvolvidas duas versões operando em 40 kHz e em 68 kHz utilizando o CI UC3854 da Unitrode os quais apresentaram elevadas perdas por comutação e, portanto super aquecimento das chaves e necessitavam de dissipadores de dimensões elevadas. Por esta razão os ensaios experimentais apresentam resultados para uma potência de apenas 100 W e freqüência de 40 kHz. O paralelismo de MOSFETS foi estudado e implementado sem grandes vantagens dado que o problema eram as perdas em comutação. Estas perdas nos obrigaram a buscar uma outra solução – a terceira versão do PFP, baseada na operação do conversor Boost no modo de condução crítico ou FM. Esta técnica consiste em manter o transistor fechado por um tempo TON fixo e variar o tempo no qual o transistor permanece aberto TOFF de tal forma que o conversor opere no Modo de Condução Crítico esta operação é obtida através do monitoramento da corrente no diodo do conversor Boost. Um diagrama de blocos simplificado que representa esta situação é apresentado na Figura 15. Para realizar a implementação prática deste utilizou-se o CI dedicado MC 33262 da ON semiconductors o qual se mostrou muito eficiente. O conversor operando no modo crítico em FM apresentou uma eficiência muito superior a aquela obtida no caso anterior onde o conversor operava no MCC e, portanto foi adotada para implementar a versão definitiva do sistema IPI. A Figura 16 apresenta o diagrama esquemático do PFP implementado incluindo os circuitos de filtro EMI, SoftStart com TRIAC e o circuito de comando do transistor. O CI dedicado MC 33262 não necessita fonte de alimentação externa ele parte através de um simples circuito RC conectado diretamente a saída do retificador e após o início do chaveamento do transistor ele utiliza um enrolamento adicional, confeccionado no indutor do conversor Boost, para alimentar o CI. O conversor Boost apresenta a grande desvantagem de não poder ser protegido contra curto circuito, nesta implementação um TRIAC é utilizado para desligar o circuito de potência em caso de sobrecarga.

14





vv

ConversorConversor

CC CC -- CCCC

FiltroFiltroPassaPassa--baixobaixo

vvee

++

--

++

--

vvgg

++

--

CCccccRR

--

refref

DetetorDetetorde zerode zero

++MonoestavelMonoestavel

resetreset

constante de tempoconstante de tempo

vverrorerror

VV

vv

ConversorConversor

CC CC -- CCCC

FiltroFiltroPassaPassa--baixobaixo

vvee

++

--

++

--

vvgg

++

--

CCccccRR

--

refref

DetetorDetetorde zerode zero

++MonoestavelMonoestavel

resetreset

constante de tempoconstante de tempo

vverrorerror

VV

(a)

(b)

(c)

Figura 15 – Diagrama de blocos do PFP utilizando o conversor Boost operando em FM.

Pino 2 - Sinal de Controle

C410n x 25V

F1FUSE 3A

D12

D10

U1MC33262

1

2

4

56

7

3

8

INV

COMP

CS

IDET

GN

D

OUT

MULTIN

VIN

D1

U8100E

VIN

J1

Entrada AC

12

T2

2 EM 1 - 50VOTAS CADA

13

24

D15

MUR160

R810k

J2

Vcc

1

R356K

Q1IRFP460

R6f

1.2

R6i

1.2

RCA

R20330

R6j

1.2

R6e

1.2

R222K

T1indutor 460uH

13

24

J7

12

J3

GND

1

C3

100u x 35V

R6c

1.2

R1b150K

C20

100n

U3

MOC3020

1 2

6 4

D1N5408D9

R6h

1.2

R9

680K

C647u x 450V

R6d

1.2

R456K

R6g

1.2

C30

100u x 35V

R1a2.2M

D11

C11u x 250V

R6b

1.2

Pino 1 - Fonte +5V

Q3BTA41-600B

3

2 1

R21470

R7a1.5M

C2

100n

R6a

1.2

R7b100KD2

MUR160

C7120n x 250V

J8

12

R5

10

R1

1k

C8120n x 250V

D3MUR160

C5510n

C14

100n

Figura 16 - PFP utilizando o conversor Boost operando em FM.

15





5.1.10 Resultados Boost FM A Figura 17 apresenta uma foto do PFP implementado assim como a tensão e a corrente na entrada do PFP operando em FM alimentando o reator eletrônico a potência nominal de 250 W. Está evidente que a corrente de entrada segue a tensão da rede. A corrente de entrada apresenta um pequeno ripple de alta freqüência ao invés do alto ripple esperado no modo de condução crítico isto se deve a presença do filtro de linha presente no circuito.

Figura 17 – Tensão e corrente na entrada do PFP para potência nominal de 250 W.

5.2 Estudo e Desenvolvimento de um Reator Eletrônico com Controle do Fluxo Luminoso para Lâmpadas de Alta Pressão de Vapor de Sódio

Atualmente estima-se que cerca de 17% (dados da Eletrobrás/Procel 1999) de toda

energia consumida no Brasil é transformada em iluminação artificial e as principais lâmpadas utilizadas são as lâmpadas incandescentes e as de descarga elétrica.

As lâmpadas incandescentes possuem baixo custo de instalação e manutenção enquanto que as lâmpadas de descarga elétrica possuem alto custo de instalação e manutenção, mas têm uma melhor eficiência luminosa (Lumens/Watt). Devido ao agravamento da crise energética mundial e o crescimento no interesse em tecnologias que minimizem o seu desperdício, a utilização das lâmpadas de descarga vem aumentando a cada ano.

Dentre as lâmpadas de descarga elétrica, as lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio se caracterizam por apresentarem uma das maiores eficiências luminosas, com um tempo de vida útil extremamente alto. Devido a estas características estes tipos de lâmpadas são largamente empregados em iluminação externa. A característica de produzir uma luz quase monocromática na faixa do amarelo dificulta a utilização em residências, mas é aceitável em muitos casos para iluminação externa, onde a reprodução fiel das cores não é muito importante.

Para a utilização das lâmpadas de descarga torna-se necessário, na maioria dos casos, a utilização de dispositivos externos para a partida e manutenção da descarga elétrica. Estes dispositivos, denominados de reatores, geram um nível de tensão ideal para o acendimento e regularam a corrente na lâmpada a fim de mantê-la acesa sem danificá-la. Atualmente os reatores eletromagnéticos são largamente empregados em iluminação pública, o qual é composto basicamente por um indutor. Com o desenvolvimento da eletrônica de potência na área de conversores, e da necessidade de adicionar características como o de controle da potência juntamente com o alto fator de potência, o reator eletrônico surgiu como uma alternativa viável. O objetivo deste trabalho é, portanto, estudar e desenvolver um método simplificado de projeto do reator eletrônico para lâmpadas de vapor de sódio de alta pressão com possibilidade do

16





controle de luminosidade. Um protótipo de um reator para lâmpadas de vapor de sódio de 250 W utilizando o método proposto foi implementado.

5.2.1 Descarga elétrica nos gases

Serão abordados a continuação conceitos básicos sobre a descarga elétrica nos gases, abordando algumas particularidades como a resistência negativa, métodos de estabilização da descarga e também alguns conceitos de luminotécnica. Uma revisão bibliográfica sobre os diversos tipos de lâmpadas de descarga juntamente com suas características também será apresentada.

A mostra o gráfico da descarga elétrica em um tubo de gás e suas respectivas regiões. O tipo de eletrodo é o fator que determina a região que a lâmpada vai operar conforme [8][9].

Figura 18

Figura 18. – Descarga elétrica em um tubo de descarga.

EE

GG

FF

Descarga Luminescente

0 10-8 10-6 110-5 [ A ]

100

200

[ V ]

HH

II

Descarga de Arco

DD

Região de Townsend

Região de Geiger

CC

BB

AA10-9 10-7 10-310-4 10-2 10-1 10 100

EE

GG

FF

Descarga Luminescente

0 10-8 10-6 110-5 [ A ]

100

200

[ V ]

HH

II

Descarga de Arco

DD

Região de Townsend

Região de Geiger

CCCC

BBBB

AA10-9 10-7 10-310-4 10-2 10-1 10 100

a) Região de Geiger: A região de Geiger é representada pelo trecho AC na Figura 18, no qual

durante todo trecho não ocorre emissão luminosa. A presença de tensão nos eletrodos origina ionização de alguns átomos de gás no interior do tubo de descarga, sendo a origem de uma pequena corrente elétrica.

Na região delimitada por AB, a corrente e a tensão seguem aproximadamente a Lei de Ohm, ou seja, aumentando-se a tensão aumenta-se a corrente até um limite onde se atinge a corrente de saturação, a partir do qual a corrente (região BC da curva) permanece constante com o aumento da tensão [8]. Uma das características desta região é a de que ao se deixar de aplicar tensão nos eletrodos do tubo, a descarga cessa imediatamente.

b) Região de Townsend: Aumentando-se a tensão aplicada, a corrente no trecho CD aumentará novamente . Devido ao aumento da tensão entre os eletrodos, os elétrons atravessam o tubo de gás com maior velocidade e, conseqüentemente, se chocam com átomos do gás com força suficiente para ionizá-los. Devido à ionização destes átomos, há um aumento na corrente elétrica. Apesar do aumento de corrente, ainda não há emissão de luminosidade.

c) Descarga Luminescente: A descarga luminescente inicia a partir do ponto D, na qual a partir de uma tensão de acendimento ocorre um aumento de corrente. Devido ao aumento da corrente é necessário diminuir-se a tensão sobre os eletrodos. A descarga se mantém apesar de diminuir a tensão e já se pode notar uma tênue luminosidade originada pela descarga. As lâmpadas que trabalham nesta região são normalmente do tipo cátodo frio.

d) Descarga de Arco: Aumentando-se a corrente após a descarga luminescente, os eletrodos começam a aquecer até apresentar emissão de elétrons por efeito termiônico, dando início à descarga de arco (região HI). A região de transição está representada no gráfico como uma sobreposição, pois não se pode prever exatamente o ponto em que inicia a descarga do arco. Uma vez iniciada a descarga do arco, a corrente aumenta subitamente e a tensão deverá ser reduzida para níveis muito baixos para evitar a

17





destruição do tubo de descarga, podendo chegar ao valor do potencial de ionização. A maioria das lâmpadas de descarga trabalha nesta região e são denominadas de cátodo quente.

5.2.2 Característica de resistência negativa

A descarga elétrica em um tubo de gás possui uma particularidade que a diferencia de uma resistência ôhmica. Uma resistência ôhmica tem característica positiva, ou seja, a corrente diminui com a diminuição da tensão e vice-versa. Em um tubo de descarga a característica após o acendimento da mesma é negativa, ou seja, a corrente aumenta com a diminuição da tensão.

A Figura 19 mostra uma representação gráfica do fenômeno da resistência negativa em um tubo de descarga. Como se pode observar, após a ruptura, a tensão começa a cair devido ao aumento da corrente e pela diminuição da resistência do tubo de gás. A Figura 20 mostra a tensão e a corrente levantada a partir de uma lâmpada fluorescente operando na freqüência de 60 Hz.

Figura 19- Curva característica típica tensão x corrente de um tubo de descarga.

Fazendo-se o comparativo entre a Figura 19 e a Figura 20 para se entender melhor o

fenômeno da resistência negativa, pode-se observar na região delimitada pela elipse na Figura 20 que a tensão diminui e a corrente aumenta após a ruptura, conforme comentado inicialmente.

Figura 20 - Tensão e corrente em uma lâmpada de descarga operando a 60Hz.

5.2.3 Métodos de estabilização da descarga em um tubo de descarga

Devido à característica de resistência negativa apresentada na descarga elétrica em um gás, necessita-se de uma impedância em série com o tubo de descarga para se limitar a corrente a fim de manter-se estabilizada a descarga e evitar a destruição da lâmpada, conforme explicado por Alonso em [8]. Para tanto, são apresentados abaixo, os métodos de estabilização utilizados para alimentação com corrente contínua e corrente alternada.

18





5.2.3.1 Método Resistivo O método resistivo mostrado na Figura 21 consiste na utilização de uma resistência em

série com o tubo de descarga a fim de limitar a corrente que circula pelo mesmo. Este método pode ser aplicado também para alimentação do tubo de descarga em corrente contínua. O calor gerado pelo resistor em série torna este método muito dispendioso quanto ao consumo de energia consistindo-se em sistemas de baixa eficiência. O circuito resistivo operando em corrente alternada possui um baixo fator de potência, pois a cada final de semiciclo ocorre a extinção da descarga causando distorções na forma de onda da corrente e da tensão na lâmpada.

Vca

Lâmpada

Fonte

Resistor

VcaVca

Lâmpada

Fonte

Resistor

VccLâmpada

Fonte

Resistor

VccLâmpada

Fonte

Resistor

Figura 21 – Estabilização do tubo de descarga através de um resistor em série com a lâmpada.

5.2.3.2 Método Capacitivo O circuito para estabilização utilizando um capacitor é mostrado na Figura 22, neste caso

a corrente estará adiantada em relação à tensão. O circuito apresenta baixo fator de potência.

5.2.3.3 Método Indutivo O circuito para o método indutivo é apresentado na Figura 23, neste caso, o

elemento limitador de corrente é um indutor. Comercialmente são as mais difundidas, principalmente devido à característica particular deste tipo de circuito que tem a vantagem de reduzir a região escura (intervalo de tempo, durante o qual não há circulação de corrente, porque a tensão aplicada à lâmpada é inferior a tensão de arco), já que a extinção abrupta da corrente no circuito indutivo provoca uma sobretensão que permite a reignição quase instantânea da lâmpada [8].

Vca

Lâmpada

Fonte

CapacitorVcaVca

Lâmpada

Fonte

Capacitor

Figura 22 – Estabilização do tubo de descarga

através de capacitor.

Vca

Lâmpada

Fonte

Indutor

VcaVca

Lâmpada

Fonte

Indutor

Figura 23 – Estabilização do tubo de descarga

através indutor.

5.2.4 Lâmpada de vapor de sódio de alta pressão. Estas lâmpadas são compostas basicamente por um tubo de descarga interno, feito

utilizando-se óxido de alumínio sinterizado (por ex. Lucalox) com transmitância de 90%, dentro de um bulbo de vidro duro com vácuo. O tubo de descarga contém gás Xênon à baixa pressão (±20atm) e amálgama de sódio-mercúrio. O gás Xênon tem por finalidade iniciar a ignição da lâmpada, vaporizando a amálgama de sódio-mercúrio. O vapor de mercúrio originado da vaporização da amálgama tem por função elevar a pressão interna do tubo de descarga e

19





aumentar a tensão de operação da lâmpada. A pressão interna do tubo de descarga é muito importante, pois a performance da lâmpada pode variar grandemente com a pressão do gás.

A tensão de acendimento típico da lâmpada está em torno de 2500V e a eficiência luminosa em torno de 120 lm/w para lâmpadas de maior potência [10].

Uma das características deste tipo de lâmpada que a diferem quanto ao tipo de radiação luminosa produzida é de que esta não produz radiação ultravioleta [8], uma vez que o tubo de descarga é feito de material que bloqueia este tipo de radiação. O comprimento de onda produzido por esta lâmpada é de 589,0 e 589,6 nm. Com um tempo de vida útil média de 24000 horas [10], estas lâmpadas estão entre as com o maior tempo de vida útil e entre as lâmpadas de alta pressão, sendo assim ideais para aplicações onde à troca das lâmpadas é de difícil acesso, tais como em iluminação pública.

A Figura 24 mostra as principais partes de uma lâmpada de vapor de sódio de alta pressão:

Tubo de descarga

Bulbo de vidro

Eletrodos de descarga

Tubo de descargaTubo de descarga

Bulbo de vidroBulbo de vidro

Eletrodos de descarga

Figura 24 - Lâmpada de Vapor de Sódio de alta pressão.

A depreciação do fluxo luminoso da lâmpada de sódio é menor, tanto que ao final de

14000 horas seu fluxo luminoso é cerca de 60 % maior que a lâmpada de mercúrio. Fato consumado é que a eficiência média da lâmpada de sódio é bem maior que a de mercúrio, cerca de 85,7 lm/W para VSO-70 e 48 lm/W para VMC-125, tendo ambas o mesmo fluxo luminoso nominal de 6000 lm. Note que a lâmpada de Sódio 70W consome cerca de 56% da energia que a lâmpada de Mercúrio 125W, mas o nível de Iluminância é igual.

5.2.5 Reatores Eletrônicos Os reatores eletrônicos popularizaram-se com a crescente necessidade de economia e qualidade de energia, bem como resolver os problemas que os reatores eletromagnéticos possuem. No Brasil, os reatores eletrônicos de baixo fator de potência dominam o mercado pelo seu baixo custo, porém espera-se a entrada em vigor este ano (2003) das normas técnicas NBR 14417 - Prescrições de segurança e a NBR 14418 - Prescrições de desempenho que irá banir estes produtos do mercado, pois estas exigem que reatores com potência igual ou maior que 60 W devem ser de alto fator de potência.

Para iniciar o estudo dos reatores eletrônicos, serão analisadas as vantagens e desvantagens dos mesmos.

Os reatores eletrônicos têm como característica principal as seguintes vantagens:

O flicker pode ser reduzido. Sendo assim pode ser utilizado em locais com máquinas rotativas e em salas com computadores.

Podem ser projetados para apresentar um alto fator de potência; Alta eficiência luminosa; Maior densidade de potência, menor relação peso/volume;

20





Apresenta baixo ruído audível, por trabalhar em altas freqüências. Possui a possibilidade de implementação de controle de luminosidade da lâmpada.

Apesar de possuírem muitas vantagens, estes reatores apresentam algumas desvantagens

que se devem principalmente à sua característica construtiva. Estas desvantagens podem ser:

Menor MTBF (Mean Time Between Failure), é mais susceptível às falhas devido ao grande número de componentes que o constituem;

Menor resistência aos transitórios da rede [11]; Menor tempo de vida útil; Menor resistência às condições ambientais.

Quanto ao aspecto funcional, os reatores eletrônicos são basicamente constituídos de um circuito retificador de entrada e um circuito inversor operando em alta freqüência.

Analisando a Figura 25 que ilustra de forma simplificada as principais etapas de um reator eletrônico separado em blocos. Através dos sinais que mostram as transformações ocorridas em cada etapa, tem-se a idéia de como funciona um reator eletrônico:

Figura 25 – Diagrama de blocos de um reator eletrônico.

(1) Entrada da rede 110/220 VCA 60/50 Hz e Filtro de EMI. O circuito deve proporcionar um alto

fator de potência para a rede com a menor distorção harmônica em alta freqüência e livre de interferências EMI.

(2) Circuito retificador de onda completa formada por diodos. Este estágio pode possuir uma configuração de retificador e dobrador de tensão para operar em ambas as tensões (110/220V) através de uma chave seletora.

(3) Filtro capacitivo simples para eliminar o ripple da tensão. O filtro utilizado para estabilização da tensão deve ser tal que não haja ocorrência de ondulações na tensão cc para evitar o flicker na lâmpada. Esta etapa pode ser implementada através de um pré-regulador do fator de potência que irá permitir a operação do circuito em redes de 110 ou 220 V de forma automática com um fator de potência unitário e baixa distorção harmônica da corrente de entrada.

(4) Circuito inversor, responsável pela geração de uma tensão alternada de alta freqüência que será aplicada à lâmpada. A freqüência utilizada nos reatores eletrônicos está geralmente acima de 20 kHz, para evitar o ruído audível.

(5) Circuito ressonante responsável pela geração da tensão necessária para o acendimento da lâmpada e limitação da corrente na mesma.

Para o projeto de um reator eletrônico devem-se considerar alguns parâmetros para uma

boa aceitação do produto no mercado. Tais parâmetros se referem às características mínimas

21





exigidas para um bom projeto dentro das normas internacionais. Para o estudo destes parâmetros, pode-se dividir o reator eletrônico em duas partes [11]:

Fonte de Alimentação, que corresponde à rede e filtro EMI (1), retificador (2) e o PFP (3)

representados na Figura 25; Circuito de ignição e estabilização da descarga da lâmpada, que corresponde à etapa inversora (4)

e a etapa filtro ressonante (5) da Figura 25.

Os parâmetros considerados para a fonte de alimentação na construção de um reator eletrônico são:

Fator de Potência: O fator de potência deve ser preferencialmente unitário mas a norma ANSI

especifica um mínimo de 0.90 atrasados ou adiantados para um reator eletrônico [11]. Proteção contra os transitórios da rede: Ainda não existem estudos sobre os problemas que os

transitórios da rede podem causar sobre os reatores eletrônicos, mas se sabe que os semicondutores são altamente susceptíveis a falhas devido aos transitórios da rede. A norma ANSI/IEEE C62.41-1980 contém os requisitos necessários [11].

Interferência de Rádio Freqüência e Interferência Eletromagnética: São interferências que causam mal funcionamento dos aparelhos eletrônicos. As interferências eletromagnéticas, também conhecida como EMI são geradas pelo chaveamento dos dispositivos de potência como os MOSFETS. O órgão responsável pela regulamentação nos Estados Unidos é o FCC [2] e na Europa têm-se as normas internacionais da IEC (International Electrotechnical Commission), FCC (Federal Communications Commission) e ANSI (American National Standards Institute) [1][2][3]. Existem duas classes de aplicações: uso comercial e industrial e o uso residencial;

Regulação: Este tópico se refere à característica do reator eletrônico de poder manter a mesma potência enviada à lâmpada com uma variação da tensão de entrada. Os valores utilizados normalmente estão entre ±5 a ±10% das variações da rede.

Surto de corrente (In-Rush Current): O surto de corrente é a corrente que circula pelo circuito quando o reator é ligado. Esta corrente deve ser a mais baixa possível para evitar o desgaste prematuro dos interruptores e disjuntores. Normalmente é utilizado um surto de 25% para um circuito de 20 A [11]. Tópicos a serem considerados para o circuito de potência/inversor na construção

de um reator eletrônico:

Tensão de partida da lâmpada: Deve ser a mínima necessária para dar partida à lâmpada, dado que a aplicação de tensões elevadas sobre as lâmpadas reduzem o seu tempo de vida útil. A ANSI especifica a tensão máxima de partida para lâmpadas fluorescentes e é medida no reator medindo-se a tensão nas lâmpadas a circuito aberto. Para uma lâmpada F40 / 40W com Pré aquecimento dos eletrodos é especificada pela ANSI como 360 V o máximo para a partida [12]. Para lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio este valor é em torno de 2500V [10];

Flicker: O flicker é o responsável pelo efeito estroboscópico, que impede a utilização em locais com máquinas rotativas. Ocorre em reatores eletrônicos quando trabalham com uma alta freqüência modulada por uma freqüência de 60 Hz conforme se pode observar no circuito criado por Licitra [13];

Fator de crista de corrente na lâmpada: É a razão do pico de corrente na lâmpada com o valor RMS da corrente na lâmpada. Quanto maior for a razão entre o pico e o valor RMS menor será a vida útil da lâmpada fluorescente. É recomendável um fator de crista menor que 1,7 para lâmpadas fluorescentes de partida rápida e menor que 1,85 para lâmpadas de partida instantânea, conforme norma ANSI C82.1 [11]. O Fator de crista de corrente na lâmpada é dado pela equação

): ( 3

rms

p

II

FC = ( 3 )

22





Distância entre o reator e a lâmpada: Nos circuitos onde o filtro LCC é utilizado a indutância do cabo de alimentação da lâmpada pode ser incorporada à indutância do indutor L, desde que o capacitor CP que fica em paralelo com a lâmpada seja colocado junto ao soquete da mesma. Aumentando assim significativamente o comprimento deste. Isto pode simplificar o processo de manutenção do sistema. Pois o reator pode ficar afastado da lâmpada.

Enfim, busca-se um circuito com as seguintes características:

Baixo ruído EMI e RFI; Alto fator de potência; Baixa Distorção harmônica;

Longa vida útil da lâmpada; Efeito Estroboscópico reduzido; Alta Confiabilidade;

5.2.6 Análise Qualitativa e Quantitativa

As análises qualitativa e quantitativa do circuito inversor utilizando o filtro LC série e C paralelo, antes e depois do acionamento da lâmpada serão apresentadas nesta sessão. Na análise qualitativa é apresentado o funcionamento conceitual do circuito através de formas de onda. A análise quantitativa por sua vez desenvolve um conjunto de ferramentas matemáticas que permite o projeto do filtro LCC o qual é sem dúvida a parte central do reator eletrônico.

5.2.6.1 Topologia de Inversor Adotado

Apresentadas as vantagens e desvantagens das diversas topologias, define-se a etapa de potência como sendo um inversor em meia ponte com filtro do tipo LC série C paralelo. Este tipo de filtro ressonante permite limitar a corrente na lâmpada através do capacitor Cs e do indutor L, ao mesmo tempo em que permite o acionamento da lâmpada através de uma sobretensão gerada no capacitor Cp. Cabe salientar que o resistor RLamp, representa a resistência equivalente da lâmpada no circuito da Figura 26 depois do acionamento. Tal simplificação é possível, pois a lâmpada de alta pressão de vapor de sódio operando em alta freqüência apresenta comportamento resistivo segundo Wu [14].

E

S1

S2

D1

D2

Cs

Cp

L

RLâmpada

Figura 26 - Inversor ressonante em meia ponte com filtro do tipo LC série C paralelo.

5.2.6.2 Análise qualitativa do reator após o acendimento da lâmpada O circuito possui quatro etapas de operação, mostradas na . As formas de onda da tensão nos gatilhos dos transistores MOSFET S1 e S2, VGS1 e VGS2 respectivamente são mostradas na Figura 28, assim como as formas de onda das tensões dreno-fonte sob os transistores S1 e S2, VDS1 e VDS2 também são apresentadas na Figura 28. A seguir serão apresentadas as quatro etapas de funcionamento.

Figura 27

23





Primeira etapa: Admitindo-se que a chave S1 está habilitada, a corrente que circula pela chave é a mesma que

circula pelo capacitor Cs e o indutor L, indo alimentar a lâmpada. Se o projeto for feito de forma adequada apenas uma pequena parcela da corrente que circula por Cs e L irá passar por Cp. Segunda etapa: A chave S1 abre e a corrente continua a fluir pelo circuito devido à presença do indutor. Com a chave S1 aberta a corrente passa a fluir através do diodo antiparalelo D2. Terceira etapa: Quando a corrente iL se anula a chave S2, que já havia sido comandada, assume esta corrente. Ocorre então a inversão do sentido da corrente devido aos capacitores do circuito que estão carregados. Aqui se percebe que quando a chave S2 fecha, a tensão sobre ela é zero, pois o diodo em antiparalelo ainda está conduzindo. Portanto diz-se que o circuito opera em comutação ZVS (Zero Voltage Switching). Quarta etapa: Nesta etapa a chave S2 é bloqueada e a corrente passa a fluir através do Diodo D1, pois o indutor ainda está carregado e mantém a corrente. Na etapa seguinte, quando a chave S1 for comandada haverá ainda uma corrente no diodo, sendo assim, este também vai iniciar sua condução com tensão nula.

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

1ª Etapa 2ª Etapa

4ª Etapa3ª Etapa

iL iL

iLiL

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

1ª Etapa 2ª Etapa

4ª Etapa3ª Etapa

iL iL

iLiL

lamp lamp

lamplamp

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

1ª Etapa 2ª Etapa

4ª Etapa3ª Etapa

iL iL

iLiL

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

E

S1

S2D2

Cs

Cp

L

R

D1

1ª Etapa 2ª Etapa

4ª Etapa3ª Etapa

iL iL

iLiL

lamp lamp

lamplamp

Figura 27 – Etapas de funcionamento do inversor ressonante antes do acendimento da lâmpada.

Figura 28- Formas de ondas teóricas do inversor.

24





5.2.6.3 Análise de circuitos utilizados para geração de alta tensão Para que ocorra o acendimento da lâmpada de alta pressão de vapor de sódio é necessário que se aplique uma elevada tensão em seus terminais. Devido a esta característica optou-se pelo filtro LCC o qual é capaz de desempenhar está função. As grandezas tensão e corrente no capacitor que esta em paralelo com a lâmpada, antes do acendimento da mesma, estão representadas nas Figura 29 e Figura 30 respectivamente. Note que os transistores estão operando na freqüência de ressonância. Se os componentes fossem ideais a tensão no capacitor cresceria indefinidamente. Note que a corrente também cresceria indefinidamente causando a destruição dos semicondutores. Pois na ressonância a impedância do circuito LC série será nula e, portanto um curto-circuito. A operação na ressonância na prática deve ser evitada.

CV

t

π π2 π3 π4

EE2

E4

E2−

E4−

CV

t

π π2 π3 π4

EE2

E4

E2−

E4−

Figura 29 – Forma de onda da tensão no capacitor (Vc).

t

π π2 π3 π4

CLiL

E

E3

E2−

E4−

t

π π2 π3 π4

CLiL

E

E3

E2−

E4− Figura 30– Forma de onda da corrente no indutor (iL).

A representação do comportamento do circuito no plano de fase encontra-se na Figura 31.

E2 E4 E6

E5

E2−E4−

E2−

E4−

E

E3

CV

E2 E4 E6

E5

E2−E4−

E2−

E4−

E

E3

CV

Figura 31 – Plano de Fase para o circuito da Figura 26.

Como se trata de um circuito ideal, sem elemento dissipativo, o amortecimento é nulo. Assim a tensão no capacitor aumenta indefinidamente. No caso real deve-se levar em conta as perdas nos componentes. A Figura 32 apresenta o circuito equivalente para o filtro LCC antes da ignição da lâmpada. A resistência equivalente da lâmpada foi considerada desprezível, pois é quase infinita. O capacitor C representa a capacitância equivalente dos dois capacitores Cs e Cp, o resistor Rs representa as resistências parasitas do circuito, tais como: a resistência de condução dos MOSFETs, a resistência série do indutor e dos capacitores bem como a resistência dos cabos e trilhas de circuito impresso. Simplificando-se o circuito, substituindo a fonte e as chaves por uma fonte de tensão de onda quadrada, obtêm-se o circuito da Figura 33.

É possível determinar a máxima tensão que será gerada no capacitor C e, conseqüentemente na lâmpada. Considerando a operação do circuito inversor em uma freqüência três vezes inferior a freqüência do circuito ressonante [15], isto é ωo = 3 ωs é possível determinar o valor máximo desta tensão.

25





E

S1

S2

D1

D2

L R

C

E

S1

S2

D1

D2

L R

C

Figura 32 – Circuito equivalente antes do

acendimento da lâmpada.

VE C

L R

VE C

L R

Figura 33- Circuito simplificado do reator antes do

acendimento da lâmpada.

Para o circuito da Figura 32, considere que a seqüência de acionamento das chaves seja a

seguinte: inicialmente chave S1 recebe sinal de comando, durante o tempo tON, e a corrente no circuito começa a evoluir senoidalmente quando ela se torna negativa o diodo D2 em antiparalelo com a chave S2 assume esta corrente. Após o semiciclo negativo, um novo ciclo positivo da corrente inicia pela chave S1 que continua conduzindo conforme se pode observar na Figura 34, durante todo este intervalo a chave S2 é mantida aberta esta etapa ocorre durante a metade do período de comutação Ts, após a corrente se anular na chave S1 inicia-se um novo ciclo complementar através da chave S2 e do diodo D1.

LFR

LFR

LR

Qc

se

E

e

E

e

E

e

EEv22

32

323

11111

00

−−−−

−

=

−

=

−

=

−

=−

=ππ

ωππγ

( 4 )

Onde o resistor R da equação ( 4 ) representa a resistência parasita do indutor e dos capacitores do filtro LCC. Na Figura 35 pode-se avaliar a máxima tensão que será gerada no capacitor C (e, conseqüentemente na lâmpada) através do plano de fase.

Figura 34– Formas de onda das tensões de controle nas

chaves S1 e S2 e forma de onda de corrente no indutor L para o reator.

Figura 35 – Plano de fase teórico do filtro LCC pouco

amortecido.

5.2.6.4 Resposta em freqüência do reator utilizando o filtro LCC

Após o acendimento da lâmpada, a forma mais simples de analisar o circuito é através da resposta em freqüência [16]. Por isso, a continuação será apresentada à resposta em freqüência do filtro LCC, após o acendimento da lâmpada. Para esta situação o circuito equivalente é representado na Figura 36 onde a fonte de tensão de onda quadrada vE(t) representa a tensão aplicada ao filtro LCC, gerada pelo chaveamento dos transistores de potência, pode ser expandida em série de Fourier como segue a fim de encontra-se a componente fundamental da tensão de entrada descrita na equação ): ( 5

)sin(2)(,...5,3,1

tnnEtV

nE ω

π∑∞

=

= ( 5 )

26





VE

CS

CP

L

RlampVSVE

CS

CP

L

RlampVS

Figura 36 – Circuito equivalente do reator após o acendimento da lâmpada. O ganho do circuito é dado pela relação entre a tensão de saída Vs sobre a tensão de entrada Ve na lâmpada. Utilizando-se a regra do divisor de tensão é fácil obter está relação:

( ) ( )2

22

2 111

1)(

−+

−+

==

UUQU

CCV

VjG

ss

pe

sω ( 6 )

sLC1

0 =ω lamp

s RL

Q 0ω=

0ωω

=U

A Figura 37 mostra o gráfico da função de transferência da equação (6.0), variando-se Qs de 1 a 5 com relação de Cp/Cs de 1/20. A seta indica o sentido de crescimento de Qs, o qual, conforme o gráfico percebe-se que Qs influencia diretamente na resposta do circuito, ou seja, quanto maior o Qs, será necessário uma faixa menor de freqüências para se fazer o controle e quanto menor o Qs maior será a faixa de freqüências necessárias para o controle. Também se pode notar que o ganho máximo para este circuito é sempre igual a 1.

Figura 37 – Ganho do Filtro LCR Série para o circuito depois do acionamento da lâmpada com relação de

Cp/Cs de 1/20.

5.2.7 Projeto do Reator Eletrônico O projeto do reator eletrônico foi realizado para o acionamento de uma lâmpada de alta pressão de vapor de sódio de 250 W com as seguintes especificações:

1) Potência nominal: 250 W. Tensão de regime nos terminais da lâmpada: 100 VRMS. Corrente na lâmpada: 2,5 ARMS.

2) Freqüência de operação Fs de 68 kHz. Buscando minimizar a ocorrência do fenômeno da ressonância acústica.

27





3) Relação entre a freqüência de ressonância e a freqüência de chaveamento ω0/ω = 3. Conforme indica Kim na referência [15], a relação ω0/ω = 3 é a melhor relação a ser utilizada para garantir o acendimento da lâmpada e limitar o pico máximo de corrente nos MOSFETs a valores aceitáveis. Caso se utilizasse ω0/ω = 1, ter-se-ia a possibilidade teórica de gerar uma tensão infinita sobre a lâmpada, pois se estaria operando na ressonância do filtro LCC, resultando em uma impedância de valor muito baixo, levando assim a destruição do circuito de potência.

4) Tensão de alimentação do circuito é de 400 VCC, provenientes do PFP. 5) Adotou-se uma margem de segurança de 10% no projeto a fim de compensar as perdas no reator.

Assumindo o comportamento resistivo da lâmpada, em alta freqüência, pode-se estimar o valor de sua resistência após a ignição utilizando-se a equação ( 7):

Ω≅= 402

PVR l

lamp ( 7 )

Em regime permanente a lâmpada apresenta uma resistência equivalente muito menor que a reatância do capacitor CP segundo a referência [17]. Os resultados experimentais obtidos neste trabalho permitem concluir que o paralelo entre a reatância Cp e a resistência da lâmpada

pode ser expressa da seguinte forma: lamplampP

RRCs

≈⋅

//1 .

Conseqüentemente, pode-se dizer que, após a partida da lâmpada, o circuito equivalente simplificado é composto por L, Cs e RLamp como mostra a . Figura 38

Figura 38 – Circuito equivalente do reator após a partida.

Figura 38

VE

CS L

RlampVE

CS L

Rlamp

Pode-se observar pelo circuito da que após o acendimento, a tensão aplicada à lâmpada pode ser determinada utilizando-se a regra, básica de circuitos, do divisor de tensão e tal como definido anteriormente, não deve ultrapassar o valor de 100 VRMS. Portanto, a tensão na lâmpada é dada pela equação ( 8 ):

Elamp

l VZ

RV ⋅= ( 8 )

A impedância do circuito pode ser determinada pela equação ( 9 ).

( )( )

( )AjQ

AA

QjA

AQR

Z

oL

o

oLo

Llamp +

+

+

−+

−+

=11

1.111

,,

2

ωω

ωω

ωω

ωω

ω ( 9 )

Onde:

PS

PS

CCCC

C+⋅

= , L

RCRQ lamp

lampL ⋅=⋅⋅=

00 ω

ω , S

P

CCA =

No ábaco da Figura 39 se podem observar várias curvas que foram traçadas para relação Z/Rlamp em função de QL para as diversas relações A = CP/CS entre os capacitores CP e CS. Pode-

28





se também concluir que relações de A, menores que 1/20 afetam pouco o comportamento das curvas do ábaco. A escolha da relação A = CP/CS entre os capacitores CP e CS não afeta somente o valor destes componentes, mas também o valor do indutor L do filtro LCC, quanto maior o valor de A menor será o valor do indutor L e vice-versa. Caso o valor do indutor seja muito pequeno, corre-se o risco de que a própria indutância do cabo de alimentação da lâmpada supere o valor do indutor L inviabilizando assim o projeto. Um valor grande para a relação A implica em um capacitor Cp pequeno e, portanto com baixa reatância validando assim a equação (4.2). Sabe-se que quando se tem capacitores conectados em série o capacitor que tiver a menor capacitância terá a maior tensão aplicada sob seus terminais, desta forma a tensão aplicada a lâmpada será A vezes maior do que a tensão aplicada ao capacitor Cs. Levando-se em consideração os dados apresentados, escolhe-se um valor de A=1/20 e através do ábaco, encontra-se o valor de QL após a determinação da relação Z/Rlamp.

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.350

1

2

3

4

Z Ql1

10,

Z Ql1

15,

Z Ql1

20,

Z Ql1

25,

Z Ql1

30,

GS Ql( )

Ql

Z/R = 1.637Ql = 0.141

637.1 2

2==

lVE

RZ

π

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.350

1

2

3

4

Z Ql1

10,

Z Ql1

15,

Z Ql1

20,

Z Ql1

25,

Z Ql1

30,

GS Ql( )

Ql

Z/R = 1.637Ql = 0.141

637.1 2

2==

lVE

RZ

π

lamp

lamp

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.350

1

2

3

4

Z Ql1

10,

Z Ql1

15,

Z Ql1

20,

Z Ql1

25,

Z Ql1

30,

GS Ql( )

Ql

Z/R = 1.637Ql = 0.141

637.1 2

2==

lVE

RZ

π

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.350

1

2

3

4

Z Ql1

10,

Z Ql1

15,

Z Ql1

20,

Z Ql1

25,

Z Ql1

30,

GS Ql( )

Ql

Z/R = 1.637Ql = 0.141

637.1 2

2==

lVE

RZ

π

lamp

lamp

Figura 39 - Curva de impedância em função de QL para diferentes valores de A.

Conforme salientado anteriormente, o mais importante é manter o valor nominal da tensão eficaz na lâmpada, assim:

llamp VE

RZ

⋅⋅⋅

=π2

2 ( 10 )

( 10 Substituindo-se os dados de projeto na equação ) obtém-se: 637,1=lampRZ .

Utilizando-se o ábaco da Figura 39 para curva A=1/20 obtém-se o valor de Ql. Assim, os componentes ressonantes podem ser determinados para relação ω0/ω = 3:

Sendo: QL= 0.141 (obtido do ábaco); Rlamp = 40 Ω; ω0 = 2 π 3 Fs kHz = 2 π 204 kHz = 1,282 106 rad; Obtendo-se como resultado L = 220,7 µH, C = 2,758 nF, CS = 57,9 nF e Cp = 2,9 nF. Para determinar a máxima tensão que será aplicada à lâmpada durante o acendimento, utiliza-se à equação ( 4 ), considerando, por exemplo, uma resistência parasita do circuito igual 2,4Ω. E = 400 V, Rparasita = 2,4 Ω, Freqüência: 68 kHz, L = 220 µH, vCp = 5189,34 V

29





5.2.8 Resultados Experimentais A partir da determinação dos componentes ressonantes do filtro LCC do reator eletrônico, utilizando a metodologia proposta, implementou-se um protótipo de laboratório a fim de validar o método. Os principais materiais utilizados na confecção do protótipo se encontram listados abaixo. Para a escolha dos componentes, foram utilizados componentes disponíveis no laboratório com o valor mais próximo do calculado. MOSFETS IRFP460 VDSS = 500V RDS(ON)= 0.27Ω ID = 20 A Trr(máx)= 860 ns

Indutor Série: Ls = 220 µH confeccionado para o circuito pela Intral.

Capacitor Série: Cs: 55 nF Obs.: Foram colocados 5 capacitores de polipropileno metalizado de 11nF/1600V em paralelo.

Cap. Paralelo: Cp: 2,7 nF Obs.: Foram colocados 3 capacitores de polipropileno metalizado de 8,2nF/1600V em série.

Lâmpada: L1: Lâmpada de vapor de sódio de alta pressão de 250W. Modelo: SON250 Fabricante: Philips Base: E-40 Obs. Também foram utilizadas lâmpadas da Osram com sucesso.

Até a obtenção do circuito definitivo do reator vários protótipos foram montados, inicialmente a etapa de potência e a etapa de controle foram montadas separadamente. O circuito de controle foi concebido a partir do CI SG3524 e o comando do inversor meia ponte da etapa de potência foi baseado no circuito integrado IR2110. Porém, este último se mostrou pouco robusto, ocasionando em muitos momentos disparos acidentais nos MOSFETs e conseqüentemente a sua destruição. Para solucionar o problema, partiu-se para uma outra solução utilizando transformadores isoladores no lugar do circuito integrado. A Figura 40 mostra o sistema definitivo.

C9100n

1

2

R2212k

D26

1N4148

1 2

R91k

C1

100n

R51

R18

12k

R14

3.9k

R54

1k

R41

Q8BC548

1

2

3

R2312k

0

0

Cg12u2

D2MUR1201 2

R64.7k

L2

220uH

C43

100n

12

T1

TRNSFMR 67127490

31

4

25

6

Q7BC548

1

2

3

0

0

Q3

BC640

2

3

1

JH21 1

C4100u

0

JP4RCA JACK

1

2

0

D221

Zener 20 V

T2

TRNSFMR 67127490

31

4

25

6

0

C14

1nF

D25

1N4148

1 2

C6470u

JH11

1

R51

1k

D24

1N4148_0

1 2

Q10

BD139

Q11BC548

1

2

3

R3

12k

R5161k

R56

1k

C30 11n

R17

12k

0

D231

Zener 20V

0

D4

IRFP460/TO 2

1

3

0

U5

LM3524

12

3

45

67

8

9

10

11

12

13

14

15

16

INV INNI INV

OSCOUT

+CL SEN-CL SEN

RTCT

GND

COMP

SHD

N

EMIA

COLA

COLB

EMIB

VIN

VREF

0C31 11n

C29 11n

JP1RCA JACK

1

2

C3100n

1

2

C27 11n

15 V1

Saída 10

R19

12k

0

R52

1k

R13270k

C28 11n

0 VCC

R24

22k

0

R8120k

Q1

BC640

2

3

1 R55

1k

Cg22u2

R1027k

D1MUR1201 2

J7

12

R53

1k

0

R2012k Q9

BD139

D22

1N4148_0

1 2

0

C32100u

JP3RCA JACK

1

2

JP2RCA JACK

1

2 0

R591k

J6

Shutdown Proteção Bloqueia o Controle Ativo Alto

1 2

R15

12k

00

D21

1N4148_0

1 2

Q2

BC639

2

3

1

R2112k

Q4

BC639

2

3

1

4k7

RT

13

2

VCC

R2510k

R511

1k

C41

100n

1 2C42

100n

12

D3

IRFP460/TO 2

1

3

D23

1N4148_0

1 2

R1 1k

0

R25.6k

C7120n

0

R5121k

Q6BC548

1

2

3 0

Q5BC548

1

2

3

C40

100n

12

R756k

J5Entrada alimentação

12

Figura 40 – Circuito de comando utilizando transformador isolador.

O circuito de comando utilizando transformador isolador se mostrou confiável e robusto. Os transistores Q2 e Q4 têm a função de evitar que os MOSFETs sejam acidentalmente disparados por uma sobretensão. Neste circuito cada um dos dois transformadores isoladores

30





possui duas saídas, uma tem a função de disparar o MOSFET enquanto a outra bloqueia o outro MOSFET através dos transistores Q2 e Q4.

5.2.8.1 Construção do indutor série

Para a construção do indutor série do filtro ressonante LCC deverão ser tomados vários cuidados, tais como: Prover isolamento entre camadas, pois haverá uma elevada tensão sendo aplicada a este indutor. Deverão ser tomados cuidados especiais a fim de minimizar as perdas por efeito skin, dado que por este indutor circularão correntes operando em alta freqüência na faixa entre 60 kHz e 120 kHz. Basicamente duas providencias podem ser tomadas neste sentido utilizar diversos condutores de diâmetro reduzido em paralelo ou fio de LITZ. A Figura 41 mostra o indutor construído.

5.2.8.2 Medição da corrente na lâmpada

A medição da corrente na lâmpada mostra-se necessária a fim de se avaliar a potência sobre a mesma, para tanto, utilizou-se um resistor shunt composto por 10 resistores de 1 Ω conectados em paralelo e a sua vez em série com a lâmpada. A Figura 42 mostra o detalhe dos resistores em paralelo.

Figura 41 – Indutor série construído para o circuito LCC.

Figura 42 – Medida da corrente através de resistor

shunt em série com a lâmpada. A partir do protótipo implementado foram realizadas uma série de medidas as quais encontram-se representadas nas figuras abaixo. A Figura 43 mostra um detalhe dos sinais de comando dos MOSFETs onde se observa claramente o tempo morto entre os sinais de comando e uma sobre tensão gerada pela ressonância entre a capacitância de entrada do MOSFET e as indutâncias das trilhas. A Figura 44 mostra um detalhe da tensão de comando do MOSFET VGS e da tensão aplicada a lâmpada Vlamp antes da ignição da lâmpada sem a presença do barramento CC de 400 V. O único interesse desta figura é o de evidenciar a relação entre a freqüência de ressonância e a freqüência de chaveamento ω0=3ωS neste circuito. Pois, a tensão Vlamp aqui apresentada é reduzidíssima dado que foi medida sem a presença do barramento CC. As Figura 45 e Figura 46 mostram as formas de onda de potência e tensão na lâmpada respectivamente, na freqüência nominal. A potência média ou ativa medida na lâmpada foi de 248,8 W e a tensão medida na lâmpada foi de Vlamp = 100 VRMS. As medidas foram realizadas em um osciloscópio digital da Tektronics o THS 720P. Os resultados obtidos de forma experimental validaram a metodologia de projeto. A Figura 47 mostra a forma de onda da tensão e corrente do reator operando em uma freqüência de 100 kHz, neste caso, a tensão e a corrente na lâmpada estabilizaram-se a aproximadamente metade do valor nominal. Em conseqüência disto, a potência entregue à lâmpada ficou reduzida para 68,16 W, conforme se pode observar na Figura 48, mostrando assim a possibilidade de controle da luminosidade na lâmpada através da variação da freqüência de operação.

31





Figura 43 – Tensões no gates dos MOSFETs M1 e M2.

Figura 44 – Tensão VGS no MOSFET M e tensão

aplicada à lâmpada.

Figura 45 – Potência instantânea na lâmpada na

freqüência nominal.

Figura 46 – Tensão na lâmpada na freqüência nominal.

Figura 47 – Tensão e corrente na lâmpada na freqüência

de 100 kHz.

Figura 48 – Potência instantânea na lâmpada na

freqüência de 100 kHz.

5.3 Sistema de Medição de Potência e Proteção

O circuito Medidor de Potência é utilizado para medir e monitorar a potência absorvida

pelo sistema, fazendo o desligamento do PFP e do Reator Eletrônicos quando ocorrer uma sobrecarga no sistema. Desta forma o sistema fica protegido contra curto circuito na lâmpada. A implementação deste sistema foi baseada na forma convencional de medição de potência em um circuito a pesar de haver várias outras formas possíveis como relata Watanabe [18]. Isto é, fazendo-se o produto instantâneo da tensão versus corrente, obtendo-se assim a potência instantânea . A potência média ou ativa pode ser facilmente obtida

através da definição de valor médio [19]

)(.)()( titvtp =

dttpT

PT

∫=0

)(1 .

Portanto o circuito aqui concebido deve ser capaz de colher amostras da tensão e da corrente, multiplicar estes dois sinais e integrar este resultado. Um diagrama de blocos do sistema é apresentado na Figura 49.

32





Figura 49 – Diagrama e Blocos do Medidor de Potência.

5.3.1 Amostra de tensão e corrente.

Para a obtenção da amostra da tensão fornecida ao sistema foi utilizado um transformador

rebaixador isolador de tensão com entrada 220 V CA e saída 6+6 V CA e um divisor de tensão resistivo. Foram testados vários modelos de transformadores até ser encontrado um que causasse a menor distorção aceitável na forma de onda da amostra. O divisor de tensão resistivo foi calculado para adequar o sinal amostrado para o circuito seguinte, a relação é de Vsaída = 0,307 Ventrada.

Para a obtenção de uma amostra isolada de corrente foi utilizado o sensor de efeito Hall modelo SC-50, fabricado pela empresa MSA CONTROL. Implementou-se o circuito de tratamento do sinal proveniente do sensor, recomendado pelo fabricante. O qual consiste em uma fonte de corrente com transistor que irá alimentar o transdutor hall e um amplificador operacional ligado na configuração diferencial, fazendo assim com que tenhamos uma tensão na saída do circuito de amostra de corrente proporcional a corrente medida.

5.3.2 Multiplicador de tensão.

Com os sinais de tensão e corrente obtidos nas etapas de amostragem, procede-se a multiplicação destas grandezas utilizando para tanto o circuito integrado MPY634. Este circuito integrado é fabricado pela empresa Texas instruments e é um multiplicador excelente tendo sido desenvolvido para operar na faixa de megahertz.

5.3.3 Integrador

A integração do sinal de potência p(t) disponível na saída do multiplicador é obtida com o

uso de um circuito operacional na configuração de integrador seguido por um circuito operacional na configuração amplificador inversor, o qual inverte o sinal e a ajusta a amplitude do sinal que será enviado ao conversor A/D da placa microcontroladora.

O trimpot R20 serve para fazer o ajuste da tensão de saída do wattímetro, com ele é feito o ajuste para que a saída de potência tenha uma amplitude máxima de 2,4V quando a potência máxima consumida pelo sistema (PFP + Reator Eletrônico) seja de 400W.

5.3.4 Sensor de Sobrecarga Este circuito fará a monitoração da potência fornecida para o sistema, e provocará o

desligamento de todo sistema de potência caso uma sobrecarga venha há ocorrer. O circuito é composto por um comparador, formado por um amplificador operacional na

configuração de comparador de tensão. Este comparador monitora a potencia instantânea a saída do circuito multiplicador assim em caso de que ocorra um pico de potência acima do valor máximo permitido o comparador báscula. O evento é memorizado, por uma circuito de memória que utiliza um SCR como memória. Evitando desta forma que o circuito religue sem a interferência da etapa de controle.

Durante a ignição da lâmpada o filtro LCC demanda um pico de potência superior ao

33





valor máximo estipulado. Para contornar este problema circuito de retardo automático foi adicionado, composto por uma rede RC e um transistor, para impedir que o SCR seja acionado durante o arranque do sistema. Por uma questão de redundância um outro circuito de retardo externo foi concebido para que o microcontrolador também possa executar esta função. Caso ocorra uma detecção de sobrecarga um circuito de reset, permite que o microcontrolador libere a memória, desligue o SCR, o sistema é religado novamente.

Quando o gate do SCR Q2 recebe um pulso de tensão vindo do sensor de sobrecarga, fará com que ele conduza, acendo o led D2 que sinaliza sobrecarga, a saída J5 será levada a um potencial próximo de zero, fazendo com que o circuito de potência seja desativado. Para isto o conector J2 deve estar sendo alimentado por uma tensão de 5Vcc.

O coletor do transistor Q4 irá levar o pino do SCR Q2 para um potencial próximo de zero, fazendo com que o sensor de sobrecarga fique inibido por alguns milisegundos. Fazendo com que o circuito não atue no instante que a fonte do circuito é ativada.

O coletor do transistor Q3 irá levar o pino do SCR Q2 para um potencial próximo de zero, fazendo com que o sensor de sobrecarga fique inibido pelo tempo definido pelo microprocessador. Fazendo com que o circuito não atue no instante que a carga for religada.

O coletor do transistor Q5 esta conectada no ânodo do SCR Q2, serve para habilitar novamente o sensor de sobrecarga, através do microprocessador.

5.3.5 O Sistema Implementado

A Figura 50 mostra os sistema implementado do Medidor de Potência e Sistema de Proteção. No qual o leitor pode facilmente encontrar os diversos blocos descritos anteriormente. Os testes realizados no LEPUC mostraram a boa precisão do equipamento o qual apresentou leituras de potência compatíveis com as leituras de um medidor comercial. Foram realizados vários ensaios de curto circuito na lâmpada e sempre o circuito de proteção foi eficaz, protegendo todo o sistema.

R11K

R2812K

JH1

N

11

R124K7

R6470K

U1

MPY634

12

67

1110

148

4

12X1X2

Y1Y2

Z1Z2

+VS

-VS

SF

OUT

R2410K

R2150K

13

2

-15

J25Vcc

1

2

R3112K

R3012K

J4Reset

1

2

D4

1N4148

RetardoAutomatico

+15

Q1BC559B

1

2

3

D14V7

12

Q3BC548C1

2

3

R422K

R25680

+15

JH4

Corrente11

JH7

GND

11

-15

-15

Sensor de Tensão

R2050K

1 3

2

R327K

JH10

Corrente11

R18150

Retardo Externo

T1

6+6

3 6

1 4

2 5

R351k

R172K2

+

-

U2DTL084

12

1314

411

R2250K

1 3

2

Multiplicador

Comparador

JH5

11

+ C2100uF

J3Retardo

1

2

Reset Sobrecarga

+15

R922K

Q5BC548C

1

2

3

+15

JH6

-15

11

+15

SH1Hall

43

21

Pt

Vm

VdAm

+15

R1010K

+

-

U2ATL084

3

21

411

R16470K

D2

Vm

R1410K

Ajuste Saída

JH9

Corrente11

R3482

R51M

C4220nF

R271K

R26820

Q4BC548C

1

2

3

R231K

D31N4148

R11100K

R3212K

+

-

U2BTL084

5

67

411

Q22N5061

2

13

R1510K

R19

10K

Memória e Sinalização

R818K

VxI

R291K

-15

JH2

110

11

+15

JH8

+15

11

J1Saida Potência1

2

R7100K

J5MOC

1

2

+

- U2CTL084

10

98

411

R212K

Sensor de Corrente

R3312K

Integrador

R131M

C147nF

F

F

Figura 50 – Diagrama esquemático do Medidor de Potência e Sistema de Proteção.

34





5.4 Modem PLC Para que os diversos reatores eletrônicos possam ser comandados remotamente um sistema de comunicação foi concebido utilizando o conceito mestre escravo no qual um dos reatores recebe os comandos de uma central remota e repassa estes comandos aos demais reatores através de uma rede de comunicação que utiliza como meio físico a própria rede elétrica. Este método de comunicação é conhecido por sua sigla inglesa PLC (Power Line Carrier) [20][21][22], dispensando assim a instalação de uma rede adicional para comunicação. Visando a obtenção de um circuito compacto de baixo custo escolheu-se um modem integrado de fácil obtenção no mercado o TDA5051 [23] da Philips. Este circuito gera uma portadora com freqüência ajustável entre 95 e 148 kHz. O sinal modulado de alta freqüência é inserido na rede elétrica através de filtros passa-faixa, sobrepondo assim o sinal modulado a rede elétrica de 60 Hz. A recepção deste sinal é feita através dos mesmos filtros, eliminando assim a componente de baixa freqüência da rede elétrica. O ajuste destes filtros constitui o maior desafio deste projeto dado que a impedância da rede tem grande influencia sobre os mesmos. No fim de 1997 a Philips Semiconductors lançou no mercado o circuito integrado modem TDA 5051A, com a arquitetura que permite a transmissão de dados digitais através das linhas de uma instalação elétrica pelo método ASK, a uma razão de 600 ou 1200 bauds, facilitando a tarefa de construir circuitos para comandar a distância sistemas de alarme, ar condicionado, aquecimento, iluminação, etc.

5.4.1 Modo de Transmissão do TDA5051A

No modo de transmissão a freqüência da portadora é gerada pela leitura dos dados contidos numa memória ROM, ao ritmo do sinal de relógio interno, ou do fornecido por um microprocessador, seguido por uma conversão D/A. Ambos os métodos fornecem boa precisão. Um período da freqüência portadora é construído com os dados de 64 endereços, pelo que o valor da freqüência portadora é igual a 1/64 da freqüência de relógio utilizado, portanto convém utilizar um sinal de relógio de elevada freqüência, para se reduzir o ruído da conversão D/A a tal ponto, que a rede LC da interface seja capaz de evitar a sua passagem para a rede elétrica. Os dados que entram no TDA5051A pelo pino 1 (DATAIN) são depois modulados na freqüência da portadora. As harmônicas geradas durante a modulação, possuem baixa amplitude (-55dB no caso de uma interface LC), respeitando assim a recomendação EN50065-1. O conversor D/A e o nível de potência de saída são ajustados para fornecer no máximo um sinal com 122 dBµVef no pino 10 (TXOUT). Neste pino tem de estar sempre ligado um capacitor de passagem do sinal, uma vez que nele existe sempre uma tensão contínua da ordem de 500 mVpp , mesmo quando o integrado não está transmitindo dados. O pino 10 também deve ser protegido contra sobretensões e sinais transitórios negativos. Esta tensão contínua pode ser usada para polarizar um diodo zener, que protegerá o pino 10 contra transitórios. Nas aplicações simples e de baixo custo, o sinal pode ser aplicado à rede elétrica através de uma rede LC simples, mas para se obter isolamento elétrico, também é possível utilizar um transformador de RF (radiofreqüência) apropriado.

35





5.4.2 Modo de Recepção do TDA5051A

No modo de recepção o sinal de entrada aplicado ao pino 14 (RXIN) entra em um amplificador com controle automático de ganho (-6 dB a +30 dB), que reduz o ruído e ajusta a amplitude do sinal à sensibilidade do conversor A/D de 8 bits. Após o conversor A/D existe um filtro passa-banda digital, um demodulador digital e um gerador de impulsos, deixando finalmente disponível o sinal digital útil no pino 2 (DATAOUT). No modo de transmissão, a recepção não é desligada e a detecção do sinal recebido pode continuar a fazer-se normalmente. Neste modo, o ganho selecionado antes do início da transmissão é guardado e o comando automático de ganho é fixado em -6 dB enquanto o pino DATAIN está no nível baixo, para em seguida retomar automaticamente o valor original. A entrada para recepção de sinais (pino 14 - RXIN) possui uma impedância elevada e também tem de ser protegida contra sobretensões e desacoplamento de corrente contínua, à semelhança do pino TXOUT. A sensibilidade elevada da entrada (66 dBµV nos integrados TDA5051 e 82 dBµV nos TDA5051A) obriga à utilização de uma rede LC de filtragem (50 Hz na Europa, ou 60 Hz nos EUA e Brasil), que também serve como filtro anti-aliasing do processo de digitalização interno. O pino 15 (PD) permite colocar o integrado no modo de baixo consumo de corrente, quando nele é aplicado um sinal de nível lógico alto.

5.4.3 Modem Implementado

Uma foto do sistema implementado é apresentada na Figura 51. Na Figura 52 é mostrado o diagrama esquemático da fonte de alimentação do sistema IPI e o modem implementado utilizando o C.I. TDA5051A, no qual se pode observar a conexão deste à rede elétrica através dos filtros passa-faixa e a conexão do modem ao microcontrolador. Neste circuito foram implementadas as fontes de baixa tensão necessárias para o funcionamento do sistema. Estas são a fonte de alimentação do circuito microcontrolador de 5 V, que por sua vez também é utilizada pelo modem, e a fonte simétrica de ± 15 V que alimenta o circuito medidor de potência e o circuito de controle do reator eletrônico. O pré-regulador do fator de potência possui fonte própria.

Figura 51- Modem PLC e fonte de alimentação implementados.

Após a implementação foram realizados vários testes de comunicação com o circuito para verificar a performance do modem. A partir da aplicação de uma onda quadrada de 300 Hz no

36





pino DATAIN do integrado, conforme especificado pelo fabricante, foi possível monitorar o sinal modulado TXout do próprio integrado e a recepção do sinal transmitido no pino DATAOUT de um outro modem na Figura 53. Na Figura 54 pode-se observar o sinal de entrada e a saída decodificada em outro modem.

F1J1

C227p

C20

470u

C15

100nT3

TRANSFORMER CT 1 VA 230 V / 6 V

15

6

48

D15

D1N4007

C310n

U4LM7805C

1 32

IN OUTG

ND

0

R13

56

0

J9

CON2

12

0

C21

100nT1NEWPORT 76250

4

3

2

1

J4

CON2

12

0

Transformador 1:1

C647nF/X2 250V

J10

CON2

12

C822u

J8

CON2

12

C127p

C11

1000u

0

0

U7

LM7915C/TO220

23

1

INOUT

GN

D

C9470u (16V)

0

C14

220u

Y2 XM/SM_0

C22

100n

L247uH low Rs

RV2250 V (AC)

C41u 16V

R1

2M2

0

D81N4733

C12

100n

R11

68R / 5 W

J5

CON2

12

0

0

C23

100n

C5

68n 63V

J6

CON2

12

L1

47uH

0

FUSE/SM

D12

D1N4007

D17

D1N4007

0

0

U1

TDA5051A

6

3 13

4

5

11

2

1

14

1516

7 8 9

10

12

SCANTEST

Vddd

Vdda

CLKout

DG

ND

Vdda

p

DATAout

DATAin

RXin

PDTEST1

OSC

1

OSC

2

APG

ND TXout

AGN

D

CON2

12

D16

D1N4007

C131000u

0

U6LM7815C

1 2

3

IN OUT

GN

D

Figura 52 - Diagrama esquemático da fonte do sistema IPI e do modem implementado.

37





Figura 53 - Sinal transmitido e sinal decodificado

no pino DATAOUT do C.I.

Figura 54 - Sinal enviado por um modem e

recebido por outro modem.

Durante os testes do modem verificou-se um elevado nível de ruído na rede elétrica da PUCRS o qual inviabilizava a comunicação. Para contornar este problema, foi instalada uma rede elétrica filtrada, paralela à rede da PUCRS. O circuito do filtro implementado encontra-se representado na Figura 55. Com este filtro eliminou-se interferência gerada pela rede elétrica. Mesmo assim, ainda foram observados alguns erros de transmissão, na ordem de 7 % do total de strings enviadas, contudo estes erros foram considerados aceitáveis pela existência de um algoritmo de detecção de erros no protocolo desenvolvido para o reator.

Rede Elétrica

MODEM MODEM

L457uH

L357uH

C10100n

C73u3

Figura 55 - Filtro implementado na Rede.

5.5 Unidade de Controle

A unidade de controle do reator eletrônico foi construída utilizando um microprocessador

da Analog Devices denominado de ADuC812 [24]. Este microcontrolador tem arquitetura baseada na família de dispositivos 805X da Intel. O ADuC812 tem as seguintes características:

CPU 8052 de 8 bits com 111 instruções trabalhando em até 16MHz; Conversor A/D de 8 entradas (multiplexadas), precisão de 12 bits, com taxa de

amostragem de 247.000 amostras por segundo [25]; Duplo Conversor D/A de 12 bits com saída do tipo tensão; Controlador DMA para altas taxas de aquisição e transferência de dados; Duas saídas PWM do tipo sigma-delta; Referência de tensão interna; Sensor de temperatura interno; 62Kbytes de memória flash para área de programa; 4Kbytes de memória flash para área de dados;

38





2304 bytes de memória RAM; PLL interno permite trabalhar com cristal de 32KHz; Portas de comunicação do tipo UART, I2C e SPI; Watch Dog Timer (WDT) Monitor para a tensão de alimentação (PSM – Power Supply Monitor); Pode trabalhar com tensões entre 3V e 5V (compatível com lógica TTL); Baixo consumo, com corrente de 25uA no estado IDLE;

A Figura 56 mostra sob forma de diagrama em blocos, como está estruturado o projeto do reator eletrônico e como a unidade de controle se integra a este sistema. Como pode ser visto na Figura 56, o reator eletrônico é constituído além do microconversor, por uma série de outros circuitos:

Um relógio de tempo real [26] (RTC – Real Time Clock) no qual está incorporada uma memória não volátil do tipo E2PROM. O RTC é utilizado para implementar um relógio/calendário independente do microcontrolador. Este dispositivo tem uma bateria que permite ao mesmo manter o relógio em funcionamento, mesmo na ausência de energia. A memória E2PROM é utilizada para armazenar o consumo do reator e para armazenar as configurações e o estado do reator.

Um circuito de fotocélula utilizando um sensor do tipo LDR (Light Dependent Resistor). Este circuito é utilizado para determinar quando o reator deve entrar em operação segundo o critério de luminosidade (norma NBR5123). O reator eletrônico também leva em consideração o relógio e as restrições de demanda para decidir quando que o reator entra em operação.

Um medidor de potência (multiplicador analógico tensão x corrente). Este circuito é utilizado para determinar a potência instantânea consumida pelo reator. Em conjunto com o relógio, o microprocessador calcula a potência consumida (KWh) do reator. O medidor de potência também é utilizado para implementar um circuito de proteção para o reator. A medição de consumo acima de um determinado limiar é interpretada como um defeito e então o circuito de controle desativa o reator.

Um modem de 600 bps utilizando a rede elétrica (PLC – Power Line Carrier) como meio físico para a transmissão dos dados. Com este modem é possível implementar uma rede de comunicação na qual comandos e respostas trafegam entre os diversos reatores. Com isto, uma central pode acionar ou desligar um reator, determinar o estado do mesmo para identificação possíveis falhas, fazer o controle do fluxo luminoso (dimerização) de modo a limitar a demanda de energia ou mesmo fazer a leitura do consumo de um determinado reator.

Um pré-regulador do fator de potência (PFP). Este circuito é colocado de modo que a rede elétrica veja o reator como uma carga resistiva, de modo que o reator apresenta fator de potência próximo da unidade.

Um inversor. Este circuito é necessário para gerar uma tensão senoidal adequada ao disparo e também para a manutenção da lâmpada. Com este circuito é possível controlar o fluxo luminoso da lâmpada HID (High Intensity Discharge) de vapor de sódio de 250 Watts utilizada no projeto.

Um drive de potência para comandar os sinais de controle do PFP e do inversor. O ADuC812 não possui saídas com capacidade de corrente elevadas, sendo necessário este circuito para comandar entradas que solicitem maiores níveis de corrente.

O circuito de controle contém ainda uma porta do tipo RS232 para permitir a programação do ADuC812. Este microconversor tem um programa de partida que permite através de um programa de download fazer a programação da memória flash do dispositivo. Esta porta é removível, pois em funcionamento normal o hardware não necessita programar a memória flash e utiliza a porta serial para estabelecer uma rede de comunicação com conexão a rede elétrica através do modem PLC.

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Drive de Potência

PFP

Inversor

Medidor dePotência

Fotocélula

ModemPLC

DriveRS232

ADuC812

AD1

AD0

TX RXProteção

RTCEEPROM

Minuto

Conexão paraprogramação doADuC 812

Rede Elétrica

SoftStart

> Term> .......

Lâmpada HID250W

Figura 56 – Diagrama em blocos do Reator Eletrônico.

O ADuC812 foi escolhido para implementar o circuito de controle devido as suas características singulares. Este dispositivo é compatível com os microcontroladores Intel 805X os quais são amplamente utilizados na indústria e tem um grande número de aplicativos já escritos para eles. Programas escritos para o 805X rodam sem modificação no ADuC812. O ADuC812 tem uma série de recursos extras, como a incorporação de conversores A/D e D/A, memória flash, gravação “in circuit” que o tornam extremamente interessante para a implementação de sistemas de aquisição de dados baseados em um único dispositivo. A Analog Devices classificou o ADuC812 e os demais dispositivos desta família como microconversores, uma junção de microcontrolador com conversores (A/D e D/A). Os microconversores da Analog Devices possibilitam implementar sistemas com alto grau de integração, alta confiabilidade e baixo custo. As e apresentam os diagramas esquemáticos que compõem a unidade de controle do reator eletrônico. Estes circuitos foram implementados ao longo do projeto em quatro placas de circuito impresso separadas: Uma para o microcontrolador e drive de potência, uma para o relógio de tempo real, uma para a fotocélula e uma para o drive RS232 utilizado na programação da CPU [27].

Figura 57 Figura 58

40





Figura 57 – Esquema elétrico da CPU de controle.

O sistema de controle executa uma série de tarefas. Estas tarefas foram escritas em linguagem assembly de forma a obter o máximo desempenho da CPU. A apresenta um esboço das tarefas que foram escritas para o ADuC812 e como elas se relacionam.

Figura 59

Figura 58 – Dispositivos periféricos.

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ADuC812

ConversorA/D

Fotocélula

Medidor de

Potência LigarReator

LuminosidadeNBR5123

Proteção

PotênciaInstantânea

PFP

SoftStart

Inversor

Disparoda

LâmpadaControle

Freqüência

DimerizaçãoControle da

RessonânciaAcústica

ModemPLC

ProtocoloSLIP

TXComando

RXComando

TXPotência

Consumida

RXConfiguração

I2CRTCRotinas

deTempo

CálculoKWh E2PROM

SalvarConfiguração

SalvarConsumo

SalvarEstadoReator

Figura 59 – Tarefas que estão rodando no microconversor.

As tarefas destacadas na Figura 59 , estão relacionadas diretamente com o hardware do reator eletrônico. As demais tarefas estão relacionadas com o resultado obtido com o hardware que estas estão associadas. As tarefas relacionadas com o hardware são:

Leitura do conversor A/D. Estão relacionadas com esta tarefa, a leitura da fotocélula com o objetivo de determinar a luminosidade ambiente e os limiares de disparo (norma NBR5123 [28]) e tomar a decisão de ligar ou não o reator eletrônico e a leitura do medidor de potência, de forma a obter a potência instantânea e para implementar um sistema de proteção contra surtos de corrente no reator.

Acionamento do PFP. É utilizado para fornecer um link DC para o inversor. Este circuito apresenta um capacitor de valor elevado na sua entrada. De modo a evitar surtos de corrente durante o processo de energização, um esquema de partida suave (Soft Start) foi implementado.

Acionamento do Inversor. Este circuito é o responsável pela tensão de disparo e de manutenção da lâmpada. É possível variar a freqüência da tensão destinada a lâmpada com o objetivo de fazer o controle do fluxo luminoso e também para evitar o fenômeno da ressonância acústica.

Comunicação I2C com o relógio de tempo real (RTC) e a memória EEPROM. O RTC é utilizado para gerar as rotinas de controle do tempo, gerando uma interrupção a cada 60s. Esta interrupção é utilizada para o cálculo da potência consumida pelo reator. A memória EEPROM é utilizada para armazenar o consumo do reator para futuras tarifações, salvar

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configurações recebidas pelo reator e manter o estado atual (ligado ou desligado, se o mesmo apresenta algum tipo de falha) do reator.

Modem PLC. O modem está conectado a um porto serial padrão do microcontrolador. Foi implementado um protocolo do tipo SLIP [29] para estabelecer a comunicação entre os diversos reatores eletrônicos. Um esquema do tipo mestre-escravo foi implementado, onde cada escravo possui uma identificação única. Um sistema de checagem da integridade da informação foi implementado de modo a garantir a segurança do sistema. Pela rede podem ser transmitidos e recebidos comandos (ligar, desligar, dimerizar), solicitação de leitura do consumo do reator e o recebimento de configurações que mudam o perfil de funcionamento do reator. A apresenta o formato do protocolo SLIP implementado.

Figura 60

Figura 60 – Formato do protocolo SLIP.

A Figura 61 apresenta o aspecto físico dos protótipos implementados da CPU, da fotocélula, do relógio de tempo real e do drive RS232 para programação do ADuC812.

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Figura 61 – Foto dos protótipos implementados. 6. Confronto com os resultados esperados e justificativas para as

discrepâncias verificadas; Conforme descrito no item três resultados esperados no inicio deste relatório o objetivo principal do presente projeto consistia no desenvolvimento de um protótipo de um Reator Eletrônico Programável Inteligente operando em alta freqüência para iluminação pública utilizando lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio. Este objetivo foi plenamente atingido. Este reator deveria apresentar uma série de características conforme descrito abaixo. 1. Possibilidade de Controle Remoto dos reatores, a partir de uma central. Atendido através da

rede de comunicação utilizando PLC entre as unidades microcontroladas do tipo mestre escravo. Não era objetivo do projeto desenvolver a central de controle, foi desenvolvido um software para teste do sistema.

2. Monitoramento do consumo de energia, para tarifação. Atendido através do Sistema de Medição de Potência e Proteção.

3. Alto fator de potência. Atendido com o uso do pré-regulador do Fator de Potência. 4. Controle do consumo de potência, através do controle do fluxo luminoso, “dimerização”.

Atendido pelas características do Reator Eletrônico desenvolvido a partir do filtro LCC. 5. Limitação da corrente de arranque, "in rush-current". Atendido com a inclusão de um TRIAC

em série com o PFP. Para limitar o in rush utilizou-se o controle do ângulo de disparo até a completa carga do capacitor. Esta função se mostrou desnecessária no PFP definitivo já que o capacitor de entrada era de apenas 470 µF. Portanto foi desabilitada.

6. Baixo conteúdo de harmônicos da corrente consumida pelo reator. Atendido com o uso do pré-regulador do Fator de Potência.

7. Controle do Fluxo Luminoso "Dimming", com a possibilidade de selecionar diferentes níveis de potência desde 40 até 100%. Atendido pelas características do Reator Eletrônico desenvolvido a partir do filtro LCC. Foi obtido um controle de até 28%.

8. Proteções, contra curto-circuito e circuito aberto. Atendido através do Sistema de Medição de Potência e Proteção e a través das características intrínsecas ao filtro LCC.

9. Funções de monitoramento, o reator eletrônico apresentará uma série de funções que permitem monitorar o comportamento do mesmo e da instalação. Atendido através do Sistema de Medição de Potência e Proteção o qual é capaz de detectar falhas no sistema.

7. Cronograma Previsto e Executado, com Justificativa para as Discrepâncias

Verificadas. Todas as quinze etapas foram executadas com sucesso, porém houve a necessidade de solicitar duas prorrogações dado que a assinatura do contrato foi realizada no dia 02 de maio de 2002 e o efetivo pagamento da primeira parcela somente ocorreu no dia 27 de setembro de 2002. Isto acarretou em um atraso no cronograma do projeto alheio à equipe executora. O atraso supra citado por parte da contratante impossibilitou o bom andamento do projeto ocorrendo, por exemplo, o atraso na contratação dos membros da equipe, bem como a aquisição dos equipamentos necessários para o andamento do projeto. Em vista do exposto foi necessário solicitar que o mês 1 (um) previsto no cronograma físico fosse considerado a partir de 27 de setembro 2002 (momento no qual foi efetuado o primeiro pagamento), e não 02 de maio de 2002 (momento no qual o contrato foi assinado). Desta forma, o mês 12 (doze), término do contrato, ocorreu no final de setembro de 2003. Graças a compreensão da CEEE foi possível obter a necessária prorrogação junto a ANEEL.

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Cronograma físico Mês 1 (Calendário Gregoriano) Ciclo: 2001-2002 Número/Etapa 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1 Grupo 2 Aquisição de Equipamentos 3 Revisão 4 Sub-sistemas (serviços de terceiros) 5 Simulação sub-sistemas 6 Protótipo PFP 7 Protótipo Reator (Material de Consumo) 8 Supervisor 9 Cascateamento 10 Comunicação 11 Integração 12 Relatórios 13 Artigos 14 Mestrando 15 Eventos Etapas do projeto Nº Nome etapa Descrição Produto 1 Grupo Formação do grupo de trabalho. RH 2 Aquisição Compra e importação dos equipamentos relacionados. Equipamentos 3 Revisão Revisão bibliográfica sobre os temas correlatos com o reator eletrônico. Estado da Arte 4 Sub-sistemas Projeto dos três sub-sistemas que compreendem o reator eletrônico. Documentação5 Simulação Sub-sistemas Simulação dos sub-sistemas do reator eletrônico. Documentação6 Protótipo PFP Desenvolvimento do protótipo do pré-regulador do fator de potência. Protótipo PFP 7 Protótipo Reator Desenvolvimento do protótipo do reator eletrônico. Protó. Reator 8 Supervisor Desenvolvimento do sistema de supervisão e controle. Software 9 Cascateamento Cascateamento do PFP ao reator eletrônico. Reator dimer. 10 Comunicação Implementação do protótipo de interface de comunicação via rede elet. Modem Rede 11 Integração Integração interface comunicação com o reator dimerizável. Reator Com. 12 Relatórios Elaboração de relatórios técnicos. Documentação13 Artigos Preparação de artigos técnicos para revistas, simpósios e congressos. Documentação14 Mestrando Formação de um estudante de pós-graduação. 1 Mestre 15 Eventos Participação em eventos científicos nacionais e internacionais. Documentação

8. Orçamento previsto e executado, com justificativa para as discrepâncias

verificadas. Como já foi apresentado no item anterior houve um importante atraso no inicio dos pagamentos, porém a partir do inicio dos pagamentos os desembolsos seguiram o ritmo adequado. A quase totalidade dos recursos foi consumida de acordo com o previsto, apenas uma pequena parcela não foi gasta devido a variações nos custos estimados com participação em eventos.

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Orçamento Previsto

Desembolsos – Ciclo 2001/2002 (R$ x 1000) Nº Etapa

Valores Totais (R$)

Maio Junho Julho Agosto Setembro Out Nov Dez Jan Fev Mar Abr

1 3.600,00 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 0,3 2 50.178,22 50.178,22 3 4 5.434,00 5,434 5 6 7 5.000,00 5,0 8 9 10 11 12 13 14 14.400,00 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 1,2 15 10.387,78 10,38778

Total 89.000,00 51.678,22 6,5 1,5 6,934 11,88778 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5

Orçamento Executado

Desembolsos – Ciclo 2001/2002 (R$ x 1000) Nº Etapa

Valores Totais (R$)

Setembro Out Nov Dez Jan Fev Mar Abr M J Julho Novembro

1 3.600,00 0,3 0,3 2,29706 0,70294 2 50.232,56 50,17822 0.05434 3 0,00 4 5.445,74 5,44574 5 0,00 6 0,00 7 5.000,00 5,0 8 0,00 9 0,00

10 0,00 11 0,00 12 0,00 13 0,00 14 14.420,00 1,2 1,2 10,80000 1,22000 15 9.923,14 2,12527 7,79787

Total 88.621,44 53,80349

6,5 13,09706 15,22089

9. Estratégia de difusão tecnológica dos resultados da pesquisa. Um importante trabalho foi feito para difundir os resultados desta pesquisa. Para tanto se publicou dois trabalhos diretamente relacionados com este projeto. PROGRAMMABLE ELECTRONIC BALLAST no INDUSCON 2002 realizado em Salvador – Bahia e A MONITORING AND CONTROL SYSTEM FOR HID LAMPS, no 70 Congresso Brasileiro de Eletrônica de Potencia COBEP2003 realizado em Fortaleza - CE - Brasil, de 21 a 24 de Setembro do corrente ano. Também no COBEP se publicou um trabalho relacionado com a presente pesquisa cujo titulo é ELECTRONIC BALLAST PLATFORM – EBP

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10. Conclusão O trabalho apresentou o estudo e o desenvolvimento de uma metodologia de cálculo para reatores eletrônicos para lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio utilizadas em iluminação pública. Para tanto, iniciou-se com uma revisão bibliográfica onde foi apresentado o comportamento das descargas elétricas dentro de um tubo de gás, onde foi explicado o fenômeno da resistência negativa que ocorre durante a descarga elétrica nas lâmpadas de descarga motivo pelo qual são utilizados dispositivos para estabilizar corrente na lâmpada a fim de evitar a sua destruição. Os métodos de estabilização da descarga para tensões alternadas e contínuas também foram apresentados, mostrando as vantagens e desvantagens de cada método. A topologia escolhida para este trabalho apresenta características muito especiais tais como: capacidade de gerar um elevado pico de tensão para o acendimento da lâmpada e capacidade de limitar a corrente e a tensão na lâmpada após o acendimento. O circuito projetado e implementado também permite a dimerização da lâmpada. Os objetivos do trabalho, que eram o desenvolvimento de um reator eletrônico para lâmpada de alta pressão de vapor de sódio, com possibilidade de controle de luminosidade foram atingidos, o método de cálculo utilizado apresentou-se eficiente conforme demonstrado nos resultados experimentais. O estudo e o desenvolvimento de dois pré-reguladores do fator de potência utilizando o conversor Boost operando no modo de condução continuo e no modo de condução crítico utilizando o controle por multiplicador e o controle FM respectivamente foi realizado. As elevadas perdas por comutação observadas quando o conversor Boost operava no modo de condução continuo impuseram uma outra solução. A utilização do conversor Boost operando no modo de condução crítico reduziu bastante estas perdas. As análises qualitativa e quantitativa para o conversor Boost foram apresentadas. Através destas análises foi possível estabelecer critérios de projeto para o conversor Boost operando como PFP. Foram estudados dois circuitos integrados para o controle do PFP, os critérios de projeto dos elementos passivos necessários para o correto funcionamento destes CIs também foram apresentados. Com este trabalho foi possível implementar um circuito que procura resolver os problemas apresentados pelas fontes de alimentação chaveadas. As quais apresentam um baixo fator de potência e uma elevada taxa de distorção harmônica. Os resultados teóricos e experimentais demonstraram que o PFP emula uma carga resistiva. Eliminando assim o problema da introdução de harmônicos de corrente na rede elétrica. Foi desenvolvido um modem de baixo custo e de simples instalação que utiliza a rede elétrica como meio físico para a transmissão de dados sem a necessidade de instalação de cabeamento adicional Os testes realizados com o modem implementado demonstraram uma boa confiabilidade tanto na transmissão quanto na recepção de dados, porém observou-se que este circuito é muito sensível aos ruídos provenientes da rede elétrica. Este problema foi contornado com a utilização de um filtro de rede, o qual deve ser colocado junto ao transformador de distribuição. Portanto, torna-se necessário futuramente o desenvolvimento de um sistema mais robusto de comunicação para uma implementação em larga escala que desta forma permita o trafego de informações com maior segurança e confiabilidade. Um completo sistema de medição de consumo capaz de medir a potência ativa do sistema foi desenvolvido. Na mesma placa foi implementado um sistema de proteção que desliga todo o sistema em caso de curto circuito na lâmpada e informa ao microcontrolador a ocorrência do evento.

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Foi elaborada uma CPU baseada em um microconversor da Analog Devices, o qual devido as suas características, permitiu elaborar uma central de controle de alta integração, alta confiabilidade e de baixo custo. Graças a uma série de dispositivos extras que foram incorporados a arquitetura padrão do 805X, a utilização do microconversor ADuC812 simplificou o processo de desenvolvimento e depuração dos programas. 11. Bibliografia. [1] www.ansi.org [2] FCC - Federal Communications Commission. http://www.fcc.gov

ANSI - American National Standards Institute. http://

[3] IEC - International Electrotechnical Commission. http://www.iec.ch [4] Ivo Barbi & A. F. De Souza. 1993. Curso de Correção de Fator de Potência de Fontes de

Alimentação. Florianópolis, SC. [5] Dr. José Antenor Pomílio. 1995. Apostila de Pré-Reguladores de Potência. Campinas. [6] Dr. José Antenor Pomílio. 1995. Harmônicas e Fator de Potência. Campinas. [7] Dr. Fernando Soares dos Reis. 1995. Tese de Doutorado. “Estudio y Criterios de

Minimizacion y Evaluacion de las Interferências Eletromagneticas Conducidas en Los Convertidores CA-CC”.

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[10] Vinicius A. Moreira, “Iluminação e fotometria: teoria e aplicações”, Editora Edgar Blücher Ltda, 3ª edição, São Paulo, Brasil, 1987, 211p.

[11] William R. Alling, “Important Design Parameters for Solid-State Ballasts”, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol.25, nº2, March / April 1989, pp. 203-207.

[12] R. R. Verderber; O. C. Morse; F. M. Rubinstein. “Performance of electronic Ballast and Controls Whith 34- and 40- Watt F40 Fluorescent Lamps”, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 25, Nº 6 , Novembro / Dezembro, 1989, pp. 1049-1059.

[13] C. Licitra; L. Malesani; G. Spiazzi; P. Tenti; A. Testa. “Single-Ended Soft-Switching Electronic Ballast with Unity Power Factor“, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 29, nº 2, Março/Abril, 1993, pp. 382-387.

[14] T. –F. Wu; M. –C. Chiang; E. –B. Chang. “Analysis and Design of a High Power Factor, Single –Stage Electronic Ballast with Dimming Feature“, IEEE APEC 97, 1997, pp. 1030-1036.

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[16] C. Brañas; F. J. Azcondo; S. Bracho. “Electronic Ballast for HPS Lamps with Dimming Control by Variation of the Switching Frequency. Soft Startup Method for HPS and Fluorescent Lamps“,IECON98, 1998, pp. 970-975.

[17] Dos Reis, F. S.; TONKOSKI JÚNIOR, Reinaldo; MARTINAZZO, Felipe; SUZUKI, Toshifumi; LIMA, Júlio César Marques de. “ELECTRONIC BALLAST PLATFORM – EBP”, 7th Brazilian Power Electronics Conference, 2003, Fortaleza -CE - Brazil. 7th Brazilian Power Electronics Conference - COBEP2003, 2003.

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[18] WATANABE, E.H.; ALVES, J.E.R Jr; BALTHAZAR, M.Q.F. “Harmonic Analysis Of Solid-State Watt-Hour Metering”: Preliminary Investigation, Ceará, The 7th Brazilian Power Electronics Conference, 197, 203, 21 de Setembro de 2003.

[19] IRWIN, J. David Análise de Circuitos em Engenharia. 4º. Edição. São Paulo: MAKRON Books , 2000.

[20] PROAKIS, J., SALEHI, M., “Communication Systems Engineering”, Prentice and Hall, 1994, pp. 729.

[21] O’NEAL, J. B., “The Residential Power Circuit as a Communications Medium”, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-32, No. 3, August 1986, pp. 567-576.

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[23] Philips, “Home automation modem TDA5051A”. http://www.philips.com [24] Analog Devices, Inc., ADuC812: Microconverter, Multichannel 12-Bit ADC with

Embedded Flash MCU Data Sheet, http://www.analog.com [25] Analog Devices, Inc., Fundamentals of Sampled Data Systems, AN-282,

http://www.analog.com [26] Dallas Semiconductor, 64x8 Serial Real-Time Clock DS1307 [27] Analog Devices, Inc., MicroConverter® QuickStart Development Tools,

http://www.analog.com [28] NBR5123, Associação Brasileira de Normas Técnicas [29] J Romkey, Slip Protocol Specification, http://www.freesoft.org

49

http://www.philips.com/

http://www.analog.com/



http://www.freesoft.org/





50

12. ANEXOS. Em anexo estão os artigos publicados, a saber:

1. PROGRAMMABLE ELECTRONIC BALLAST - INDUSCON 2002 realizado em Salvador – Bahia.

2. A MONITORING AND CONTROL SYSTEM FOR HID LAMPS publicado no 70 Congresso Brasileiro de Eletrônica de Potencia - COBEP2003 realizado em Fortaleza – Ceará.

3. ELECTRONIC BALLAST PLATFORM – EBP publicado no 70 Congresso Brasileiro de Eletrônica de Potencia - COBEP2003 realizado em Fortaleza – Ceará.

Programmable Electronic Ballast

Paper Code: 021

Fernando Soares dos Reis, F. Martinazzo, R. Tonkoski, F. F. Fria, J. C. M. Lima e V. M. Canalli

Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do SulFaculdade de Engenharia - Departamento de Engenharia Elétrica

CEP 90619-900 - Avenida Ipiranga, 6681Porto Alegre – RS – Brasil

[email protected]

Abstract - This paper presents a preliminary study thatconcerns about programmable electronic ballastworking at high switching frequency, for public lightingsystems using high-pressure sodium lamps. The futureimplementation of this prototype will allow changingthe conventional ballast, the ignitors, the capacitors andthe photocell usually used with high-pressure sodiumlamps. The ballast under study should have a highpower factor and will permit to create a remote controlfrom a central station, the power consumptionmonitoring for billing, the lighting dimming, withdifferent power levels.

I. INTRODUÇÃO

A crise do setor Energético Nacional é umarealidade. A falta de investimentos no setor e o

crescimento do consumo de energia levaram o País auma situação bastante delicada. O crescimentoeconômico do País permitiu uma maior participaçãono PIB Brasileiro da indústria eletroeletrônica, cujofaturamento atingiu R$ 56,2 bilhões em 2001, comcrescimento de 11% na comparação com o ano 2000(R$ 50,6 bilhões) afirmou o presidente da Abinee,Carlos de Paiva Lopes durante a FIEE (FeiraInternacional da Indústria Elétrica) Elétrica 2002.

A figura 1, representa o faturamento da indústriaeletroeletrônica, entre os anos de 1994 e 2000, cujocomportamento tem sido de franco crescimento.

Figura 1. Faturamento do Setor Eletroeletrônico em bilhões de reais.

O crescimento econômico inevitavelmente trazconsigo um aumento na demanda por energia. Opresente trabalho visa contribuir para uma efetivaredução do consumo de energia elétrica despendidaem iluminação pública, ajudando desta forma, asprefeituras a cumprirem as metas de racionamento deenergia elétrica, evitando o desperdício dos recursospúblicos.

Trata-se de um tema multidisciplinar que empregaconhecimentos de áreas estratégicas como Eletrônicade Potência, Sistemas de Iluminação, Interfaces eRedes, Sistemas Digitais Microprocessados eAutomação e Controle, os quais têm ampla aplicaçãonas diversas áreas do conhecimento.

O objetivo geral do presente trabalho é propor umreator eletrônico para lâmpadas de alta pressão (HID)de vapor de sódio, que apresente para rede elétricaum elevado fator de potência e uma baixa distorção

harmônica, com controle do fluxo luminoso,incorporando um sistema de supervisão interno compossibilidade de comunicação com uma centralremota.

II. ESTADO DA ARTE

As lâmpadas HID (High Intensity Discharge) [1]tem como constituição uma "lâmpada dentro dalâmpada", pela qual o tubo de arco fica suspensodentro de um bulbo externo. Um exemplo típico deencapsulamento pode ser visto na figura 2. Aslâmpadas HID normalmente são constituídas pelosseguintes componentes: um bulbo externo: o qualtem como função isolar o tubo de arco do meioexterior, feito na maioria das vezes de vidroresistente ao calor; um tubo de arco: consistindo deum tubo selado que contém os "elementos de

mailto:[email protected]


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trabalho" da lâmpada. utilizando quartzo;Eletrodos: dois eletrodos principais atuam comoterminais de descarga em arco. Eles são feitos emespirais de tungstênio, recobertos com óxidos deterras raras, para facilitar a emissão de elétrons

base: uma base metálica do tipo rosca, suporta alâmpada no soquete e faz a conexão elétrica aocircuito elétrico; reator: todas as lâmpadas HIDrequerem reator externo para acionar e regular acorrente, com exceção da Lâmpada Mista.

1 - Eletrodos com Nióbio.

2 - Tubo de descarga feito de óxido de alumínio sinterizado.

3 - Conjunto de montagem do tubo de descarga. Ele tem um formatoespecial para evitar sombras no sistema ótico da luminária.

4 - Conexão elétrica flexível.

5 - Anel no qual o material de condução é armazenado durante o seufuncionamento.

6 - Tubo de esgotamento do bulbo externo.

7 - Conexões elétricas.

8 - Tubo de vidro duro externo.

9 – Base

Figura 2. Lâmpada de vapor de sódio de alta pressão.

O tubo de descarga de uma lâmpada de sódio dealta pressão contém excesso de sódio, para darcondições de saturação do vapor quando a lâmpadaestá funcionando, e para permitir absorção internana superfície. Também é usado um excesso demercúrio para proporcionar um gás de proteção, e oxenon é incluído sob baixa pressão para facilitar aignição e limitar a condução do calor do arco dedescarga da parede do bulbo. O tubo de descarga,feito de óxido de alumínio sinterizado, para resistira intensa atividade química do vapor de sódio àtemperatura de operação de 700º C, é colocado numinvólucro de vidro duro á vácuo.

As lâmpadas de alta pressão de vapor de sódioirradiam energia sobre uma grande parte doespectro visível [2]. Estas lâmpadas proporcionamuma reprodução de cor razoável (tem índice dereprodução de cores IRC 23). São disponíveis comuma eficiência luminosa de até 130 lm/W e umatemperatura de cor de aproximadamente 2100 ºK.

As lâmpadas de alta pressão de vapor de sódio,como outras lâmpadas de descarga elétrica,necessitam de um reator para operaremcorretamente [3]. O Reator é um equipamento

auxiliar, ligado entre a rede e a lâmpada dedescarga, com a finalidade de limitar sua correntequando se aplica tensão, caso contrário, a lâmpadase destruiria rapidamente, devido a suacaracterística de apresentar uma resistêncianegativa conforme pode ser observado na Figura 3.

Figura 3. Curva característica típica tensão x corrente delâmpadas de descarga de alta intensidade.

Os reatores podem ser de dois tipos:eletromagnéticos ou eletrônicos. Os reatores


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eletrônicos são os mais estudados atualmentedevido à facilidade de obter circuitos com alto fatorde potência e alta eficiência. Para que se obtenhauma perfeita compreensão do funcionamento dosreatores eletrônicos será necessário conhecer asfunções dos diversos blocos que compõem umreator eletrônico, bem como as características defuncionamento das lâmpadas de alta pressão devapor de sódio em altas freqüências. A obtenção deum alto fator de potência em reatores eletrônicos,envolve a utilização dos Prerreguladores do Fatorde Potência (PFP).

Existem circuitos que utilizam técnicas deintegração de conversores que visam aumentar aconfiabilidade e diminuir o custo de implementaçãodo reator eletrônico.

Os reatores eletrônicos são basicamenteconstituídos por um circuito retificador e umcircuito inversor [4]. O diagrama de blocos daFigura 4 representa as principais blocos queconstituem um reator eletrônico.

Figura 4. Reator eletrônico representado em blocos.

Onde: (1) Entrada da rede 110/220 VCA 60/50 Hz.; (2) Circuito retificador de onda; (3) Conversor (CC/CC); (4)Circuito inversor; (5) Filtro.

III. TOPOLOGIA DE POTÊNCIA EMPREGADA

Devido aos problemas causadas pelas cargas não-lineares, a comunidade científica da Eletrônica dePotência propôs varias técnicas para combater apoluição harmônica, elevar o fator de potência emelhorar a qualidade da energia elétrica. Uma dasprincipais propostas consiste no emprego de filtrospassivos e/ou ativos para filtrar as harmônicas de

corrente; estes, embora simples e robustos, sãomuito volumosos e caros. Desse modo, surgiu aidéia de desenvolver uma nova família deconversores estáticos (prerreguladores de fator depotência - PFP), tal que a injeção de harmônicos decorrente, a circulação de reativos e a interferênciaeletromagnética seriam minimizados a partir dacolocação de um conversor (o prerregulador), entrea ponte retificadora e o conversor CC-CC ou reatoreletrônico (Figura 5).

Figura 5. Utilização de prerreguladores para a correção do fator de potência em reatores eletrônicos.


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Nos últimos cinco anos apareceram muitastopologias de prerreguladores para a correção dofator de potência. O que se tornou mais popular foio conversor Elevador (Boost), que é muitoconhecido e utilizado em larga escala no meioindustrial.

Entre as várias técnicas de correção do fator depotência conhecidas, estas podem ser basicamenteclassificadas em dois tipos:

Correção Passiva: é realizada por um filtro(geralmente passa-baixo), que contém a combinaçãode componentes passivos (capacitores, indutores eresistores). São volumosos e pesados devido a baixafreqüência de corte do filtro envolvido, apresentamcusto elevado. Caracterizam-se pela robustez,simplicidade e facilidade de implementação eoperação. Com este tipo de correção consegue-sealto fator de potência, porém com elevada taxa dedistorção harmônica.

Correção Ativa: utiliza componentes ativos, taiscomo transistores (chaves controladas) e passivos,com a finalidade de impor a corrente de entrada,melhorando sua forma de onda para cargas nãolineares e regulando a tensão de saída. Operam emgeral com elevada freqüência de chaveamento.Quando comparada à correção passiva possui maioreficiência, menor volume porém com maiorcomplexidade. Caracteriza-se por obter um fator depotência praticamente unitário (FP>0.95), baixadistorção harmônica com larga faixa de operação eboa regulação dinâmica.

O circuito em estudo será constituído basicamentepor um PFP [5] baseado no conversor Boost,

operando no modo continuo e um circuito inversorem meia ponte representado na figura 6.Estas etapasgarantirão ao reator características como alto fatorde potência, praticamente unitário e nível de ruídoEMI e RFI dentro dos limites estabelecidos pelasnormas internacionais.

IV. INTERFACE DE COMUNICAÇÃO

O reator eletrônico proposto agrega novasfunções em relação aos reatores comerciais,podendo se comunicar com uma central remota, sema necessidade de instalação de cabeamentoadicional. Uma interface de comunicaçãobidirecional é proposta, utilizando a própria redeelétrica como meio físico. Esta interface baseadanos chips P200 e P300 da Intellon, está dentro dasnormas técnicas IEC e permite ao sistema degerenciamento, programar o reator e coletarinformações do mesmo. Com isto é possível obter:

• Consumo;• Controle do Fluxo Luminoso;• Condições de funcionamento do Reator e da Lâmpada;• Estado da Lâmpada (acesa ou apagada);• Falhas;

Através desta interface de comunicação é possívelcomandar o acionamento individual ou coletivo daslâmpadas, o controle do fluxo luminoso dasmesmas, a programação de horários de acionamentoe desligamento e a programação do acionamento emhorários de pico de demanda. Um diagrama emblocos do sistema esta representado na Figura 7.

M2

M1

V3C2 R1

C1

V1

L1

V2

Figura 6. Inversor do Reator Eletrônico Implementado.


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Figura 7. Diagrama em blocos do sistema.

A interface de comunicação implementadaatravés da rede elétrica – PLC (Power Line Carrier),utiliza técnica de espalhamento espectral (SpreadSpectrum) para modular o sinal, com a qual seobteve uma taxa de transmissão de 9600bps. Oschips P200 e P300 apresentam uma série defacilidades para implementar funções de rede, umavez que duas das quatro camadas de rede (physical edata link) estão implementadas em hardware.

O protocolo de comunicação é baseado no padrãoCEBus [6], o qual foi escolhido por ser padrão emaplicações controle residencial, sistemas degerenciamento de energia e produtos detelecomunicações. O CEBus é um protocolo abertopermitindo aos desenvolvedores adicionar

características que sejam interessantes para a suaaplicação.

V. SIMULAÇÃO

Os principais resultados obtidos na simulação daetapa inversora estão representados na figura 8,onde a curva vermelha representa a tensão aplicadaa lâmpada HID de Vapor de Sódio de 250 W e acurva azul representa a potência instantâneaentregue a lâmpada. Estes resultados validam ométodo de projeto adotado e nos permitem aimplementação do sistema.


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Time

680.0us 700.0us 720.0us 740.0us 760.0us 780.0us660.9usV(U1:2) -I(R1)*V(U1:2)

0

200

400

-190

538

Tensao na Lampada

Potencia na Lampada

Figura 8. Tensão e Corrente na Lâmpada (resultados obtidos via PSPICE).

VI. CONCLUSÕES

O estudo de um produto industrial comcaracterísticas inovadoras é proposto neste trabalhoo qual permitirá uma expressiva redução noconsumo de energia gasto em iluminação pública. Aredução no consumo de energia pode ser obtida como controle do fluxo luminoso individualizado, oacionamento das lâmpadas em horários pré-determinados ou em determinadas condições deluminosidade e a interrupção programada daslâmpadas segundo algum critério pré-estabelecido. Odesenvolvimento e a futura implementação desteprotótipo em escala industrial permitirá substituir oreator convencional, o ignitor, o capacitor e afotocélula necessários para o acionamento deste tipode lâmpada, trazendo inúmeras vantagens, como altofator de potência e a dimerização. Com aimplementação da interface de comunicação, oacionamento e controle das lâmpadas de formaindividualizada torna-se possível.

VII. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

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A MONITORING AND CONTROL SYSTEM FOR HID LAMPS

Dos Reis, F. S., Lima, J. C., Rodriguez, L. W., Martinez, F., Martino, M. G. B., Goodish, L. A., Sarmanho, U.A.S., Danas, C. G.

Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do Sul Avenida Ipiranga, 6681 – Porto Alegre, RS – Brasil CEP: 90619-900

[email protected]

Abstract – This paper will present the study and implementation of a control and supervision system for electronic ballast of high intensity discharge (HID) lamps used in public illumination. This system makes possible to supervise the state and to control all functions of an electronic ballast remotely, allowing: dimming, report fails in the system, power consumption measurement, control of power flow, time schedule, electronic ballast protection against damages, inrush current protection for the PFP and minimize the acoustic resonant phenomenon in the HID lamps. A communication network was implemented using modems connected in the power line (Power Line Carrier – PLC), allowing the communication between electronic ballasts. A protocol for this communication was proposed and implemented.

KEYWORDS

PLC, electronic ballasts, communication network.

I. INTRODUCTION

Brazil faced a serious energy crisis in 2001, manly, by the lack of investments to allow the energy matrix diversification and to extend the energy distribution systems. Also contributed to aggravate the energy problem, the economic growth in this period, which increases the demand for energy. Many corrective actions were taken to mitigate this serious problem. The government was forced to implement an energy rationing, which consisted in overtaxing or even cutting energy supply from consumers which exceeds the prefixed energy quotes. One solution founded by city halls during the rationing, was the reduction of the energy demand spent in public illumination. Implanted in many cities, the action consisted in turn on only half of the total lamps, in random form. But this solution should not be implemented in all zones of a town, for security guard and illumination quality reasons.

The objective of this work is to describe the implementation of a control and supervision system for electronic ballast of high intensity discharge (HID) lamps. These lamps are widely used in public illumination. This system makes possible to supervise the state and to control all functions of an electronic ballast remotely, allowing: dimming, report fails in the system, power consumption measurement, and control of power flow, timing, electronic ballast protection against damages, and inrush current protection for the PFP and minimize the acoustic resonant phenomenon. This system allows reducing the energy consumption spent in public illumination, by an individual control of dimming and timing schedule for all lamps. The system also makes possible to minimize the costs with logistic in the control of the public illumination system. For this implementation, a communication between master ballast and slave ballasts is necessary, allowing to program and to control all lamps. This communication was implemented using PLC modems that minimize the system implementation costs.

II. THE HID LAMPS

The HID (High Intensity Discharge) lamps [1] has an architecture as "a lamp inside another lamp", for which the arc pipe is suspended inside of an external bulb. The HID lamps radiate energy on a great part of the visible spectrum [2]. These lamps provide a good color reproduction (it has IRC 23 color reproduction index) and are widely used in public illumination. They are available up to 130 lm/W of luminous efficiency and temperature color of 2100 K, approximately.

The HID lamps as other electric discharge lamps need ballast to operate correctly. The Ballast is an auxiliary equipment linked between the power line and the discharge lamp. The Ballast has two main functions: guarantees the ignition of the lamp through the application of a high voltage pulse

between the lamp electrodes and limits the current that will circulate through it. The lamp would be quickly destroyed without current limitation, due the negative resistance characteristic of the lamp. The ballast can be of two types: electromagnetic or electronic.

III. THE ILLUMINATION SYSTEM The illumination system is represented in Fig. 1. This system has master ballast and diverse remote slave ballasts connected through a communication network. The communication between these units is made using a modem connected directly in the power line.

Figure 1. Block diagram of the system.

Modems PLC are used for short distance communication, and then were necessary to add a connection between master ballasts using radio transceiver. This new network allows connecting all master ballasts between them and to a central of control. The master and the slaves ballasts contains an Analog Device AduC812 microcontroller, that has as main features: 8051 compatible core, 8k bytes on-chip Flash/EE Program Memory, 640 bytes on-chip Flash/EE Data Memory, 8 multiplexed channel 12-bit ADCs, 2 channel 12-bit voltage output DACs, watchdog timer, 32 programmable I/O lines and a serial I/O UART. The Fig. 2 presents the development board based on the AduC812, elaborated for this project.

Figure 2. Development board from AduC812.

Diverse circuits of support were connected to the microcontroller: a photocell - to verify the

environment luminosity, a zero crossing circuit detector - that will be used for inrush current protection, a soft start circuit - for the Power Factor Pre-Regulator (PFP), a modem PLC for communication between the central ballast and the slave ballasts, a real time clock (RTC) – for current measure and to schedule all functions of the ballast, used to determine the energy consumption and, a optical isolate circuit, for make the control of a half-bridge inverter used in the ballast. The Fig 3 has shown the master ballast block diagram of the considered system.

Figure 3- Master ballast block diagram.

A RTC (Real Time Clock) was adding in the project to allow to drive lamps in preprogrammed hours and to make possible electrical rates. The RTC DS1307 (Maxxim) was chosen in this implementation. This choice was made verifying the characteristics of the existing components and its costs. Moreover, this RTC has a 56 bytes NVRAM, automatic power-fail detecting and switch circuit, consumption less then 500nAhr using a battery backup, that allows the retention of the stored data for more then 10 years in the total absence of power, using only one lithium battery with 48mAhr. The NVRAM (Non Volatile Random Access Memory) in this CI is used to keep on the information of power consumption eliminating an external EEPROM memory. In this system was added a photocell in order to determine the environment luminosity conditions. The photocell produces an analogical signal that is measured by an internal A/D converter of the AduC812 that will convert into a digital luminosity measure. In according with NBR5123 Brazilian

standards [6] the lamps turn on when the luminosity level is between 3 and 20 LUX and turn off when the environment light level was 1.2 to 4 times the turn on level, until 80 LUX maximum luminosity level. In this project, the lamp turn on when the environment luminosity is under 15 LUX and turn off when the environment luminosity is above 60 LUX, being, this way, according with NBR5123 Brazilian standards. A power line zero detector was implemented because it was necessary to develop a soft start to electronic ballast PFP. This mechanism slowly charge the output PFP capacitor, avoiding a peak current that takes a diodes super sizing and a possible burning of these. The electronic ballast consists of a tuned LCC filter that is drived by a half bridge inverter. The inverter drive control signal is generated by a digital PLL (Phase Locked Loop) implemented in an Altera EPM7064 FPGA that allows the variation of frequency and duty cycle. Changing the programmed signal sent to the FPGA, we could obtain the lamp dimming, reducing the power consumption. To avoid acoustic resonance is an important topic discussed between research community. With this system is possible to study different control strategies for minimizing of this phenomenon. The proposed electronic ballast has new functions in relation with the commercial ones. They can communicate with a remote master, without the need of an additional cabling, using the PLC modem. The implemented modem is based on Philips TDA 5051 IC, and allows the management system to program and to collect information of the ballast. In this implementation, the master is a local master, which is responsible for the communication with all the electronic ballasts of a certain region, allowing to evaluate the defects in the ballasts, to have the access to the power consumption, verify the state of the lamp and to make the dimmer and send the collected data through a RF connection for a general master where these data can be stored for posterior processing. The general master can program the local master in order to allow modifying the illumination in one determined region without affect the behavior on the other areas. We can then resume the characteristics of this ballast as:

• Possibility of electrical rates; • Dimming; • Fail lamp and ballast check;

• To check the lamp state (turned on or turned off);

• Communication between ballast; • Remote control;

IV. THE COMMUNICATION PROTOCOL The communication interface was though to

allow individual or collective lamp driving command, dimming, time programming the lamps to turn on or off and, also, reduced dimming intensity at rush time. For this porpoise, it was implemented a PPP (Point to Point Protocol) protocol based on SLIP (Serial Line IP) protocol. The communication frame implemented is presented in Fig. 4.

Figure 4 – Communication frame implemented.

This frame is composed by 5 fields. The first one controls the frame size, the second one is the destination of the data, the third one tells which function should be executed, the fourth one brings the command operands and the fifth one is responsible for checking the data integrity. Looking for validating the communication protocol, a testing program was developed for frame exchange between the master and the slave units. This program was developed in DELPHI 5 and its presentation screen is shown in Fig. 5.

A PC is used as master unit and is connected to the network to communicate with the slave units. The developed program sends commands like: turn on the lamp, turn off the lamp, verify the energy consumption and others commands that are sent at the user’s choice.

Figure 5: Program for communication protocol testing.

When a program is executed, for example, dimming, a frame is sent to the slave unit, connected by the power line. After this frame is sent to the slave unit, the master unit waits for a slave response in the same shape that will indicate if the command was accepted or if happened some error. If the master does not receive the response frame, this error would be signalized as a timeout error. The others are shown in the screen as frame error, or malfunctioning circuit error. With the usage of this simulator, we can depurate and test all the communication protocol system.

V. CONCLUSIONS

The study of a monitoring and control system for HID lamp ballasts using FPGA and microcontroller circuit, with a network communication based on standard protocol like SLIP protocol was considered and implemented in this work. The implementation of the system for controlling and monitoring will obtain an expressive reduction in the energy consumption in public illumination. The reduction in the energy consumption can be obtained with the control of the individualized luminous flow, the drive of lamps in predetermined schedules or in determined luminosity conditions and the programmed interruption of the lamps in some established criterion. The development and the future implementation of this prototype in industrial scale could permit to substitute the conventional ballast,

the igniter, the capacitor and the photocell for the drive of this lamps, bringing innumerable advantages as remote control, checkup the circuit state, measure the power consumption, high power factor, dimming and individualize drive control of the lamps become possible.

ACKNOWLEDGEMENTS

The authors wants to thanks CEEE “Companhia

Estadual de Energia Elétrica” and CNPq “Conselho Nacional de Desenvolvimento Científico e Técnológico” to the financial support given which made possible the realization of this project.

REFERENCES

[1] Chr. Meyer, Discharge Lamps, Philips Techinical Library 1988. [2] J.R. Coaton, Lamps and Lighting, fourth edition, Arnold 1997. [3] NBR5123 – Relé Fotoelétrico e Tomada para Iluminação – Especificação e Método de Ensaio, ABNT, Abr. 1998. [4] Bum Suk Kang and Hee Jun Kim, High Power Factor Electronic Ballast for high pressure sodium lamp, IEEE Technical Conference, TENCON, Cheju, Korea, Sep., 1999.

ELECTRONIC BALLAST PLATFORM - EBP

Dos Reis, F. S.; Lima, J. C.; Tonkoski Jr., R.; Dantas, C. G.; Suzuki, T.; Martinazzo, F.; Godinho, L. A. Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do Sul

Av. Ipiranga, 6681 – CEP: 90619-900 – Porto Alegre – RS– Brasil [email protected]

Abstract – In this paper will be reported the

implementation of a flexible platform to study electronic ballasts systems. The platform is a microcontrolled and FPGA-based system and was developed to generate command signals to the half bridge inverter. A specific hardware using FPGA was developed to generate the switches signals command. This hardware is responsible for the autonomous frequency generation (in FM mode) and pulse width (PW) both are easily programmed by software, setting free the microcontroller for others applications. This platform may be programmed using a personal computer which give us a high level of flexibility, allowing the study of different ballasts topologies, power filters, new control and dimmer techniques, as well as, acoustic resonance effect on high intensity discharge (HID) lamps. Finally, experimental results will be presented for a 250 W electronic ballast for a high-pressure sodium (HPS) lamp, however this platform may be used for any kind of discharge lamps.

KEYWORDS

Electronic Ballast, HID Lamps, Digital PLL, and FPGA.

I. INTRODUCTION

Nowadays, an important topic of awareness is the importance of environment preservation. In this direction, important efforts have been made in the diverse areas of knowledge. In electrical engineering field, this phenomenon has reflected in searching for alternatives energy systems, for a higher efficiency on available resources utilization, for losses reduction in equipments and for an increase of electric energy quality from who supplies to who consumes.

In the last few years the market was flooded by a great number of electronic ballasts for fluorescent lamps operating in high frequency, in special for the compact fluorescent lamps. Its utilization was widely stimulated by Brazilian media for energy economy, due the fact that luminous efficiency increases with the frequency for this kind of lamp. Brazil faced a serious energy crisis in 2001. Many corrective actions were taken to mitigate this serious problem. One of them was the energy rationing which consisted in overtaxing or even cutting energy supply from consumers which exceeds the prefixed energy quotes. Also many electric energy concessionaires had distributed gratuitously compact fluorescent lamps for residential consumers, showing the importance of illumination’s segment inside the global energy consumption, estimated to be about thirty percent of total consumption of electrical energy in the country. Because of these, innumerable research groups around the

world, like [1], [2], [3] and [4], have dedicated their efforts to the development of new topologies and new control techniques for different kinds of discharge lamps.

Most of magnetic ballast manufacturers had to develop electronic ballasts for discharge lamps to guarantee their survival in business because the consumers started to demand more and more this type of product. Also it simplifies the production line, which has expressive physical reduction and productivity increase in relation the line that produces the conventional ballasts. Now, the challenges for industries are the reduction of production costs, the reduction of converter size, unitary power factor and null harmonic distortion which implies in a substantial improvement of energy quality consumed by ballasts. Here in Brazil, the development of electronic ballasts for HID lamps is being made by a few groups of researchers. However in a close future, these ballasts will be in the production lines of main national manufacturers.

The porpoise of this paper is to report the development of an electronic ballast platform, that allows the study and development of ballasts for HID lamps. There are many kind of high-pressure lamps; however, this work will focus only high-pressure sodium lamps (HPS), widely used in public illumination. The HPS lamps radiate energy on a great part of the visible spectrum [5]. These lamps provide a reasonable color reproduction (it has IRC 23 color reproduction index). They are available up to 130 lm/W of luminous efficiency and temperature color of 2100 K, approximately.

The HPS lamps, as any other HID lamps, need ballast to operate correctly. The Ballast is an auxiliary equipment linked between the power line and the discharge lamp. The Ballast has two main functions: guarantees the ignition of the lamp through the application of a high voltage pulse between the lamp electrodes and limits the current that will circulate through it. The lamp would be quickly destroyed without current limitation, due the negative resistance characteristic of the lamp, as can be observed in Figure 1.

The HPS lamps have many particularities when they operate in high frequency, such as:

• Can be modeled by a resistance in steady state; • Can have controlled luminous intensity; • The spectrum color reproduction can be modified; • Presents the acoustic resonance phenomenon, which

can result in the arc extinguishing until the lamp destruction;

Lamp Current

Positive Resistance

Negative Resistance

Lamp Voltage

Breakdown Voltage

Figure 1. Typical voltage x current curve for HID lamps.

The idea of developing a flexible platform to study

electronic ballasts came from a previous LCC ballast prototype implementation for high-pressure sodium (HPS) lamps using the CC-CC dedicated controller CI 3524. The observed experimental results showed that was possible to avoid the acoustic resonance phenomenon varying the control frequency operation. Also it was possible to observe in this first prototype that sudden variations of operation frequency resulted in color reproduction alterations.

The flexible platform was implemented using a microcontroller based circuit system able to generate command signals for the inverter switches. The command signal is generated using a FPGA. The hardware using the FPGA is responsible for the command signals generation: operation frequency (in FM mode) and pulse width (PW). The command signals are easily programmed by the microcontroller, setting it free for others applications like circuit protection. The FPGA dedicate system allows working in different frequency ranges. For example, if it was used a 50 MHz crystal, the frequency output would work from 40 Hz to 180 kHz. The duty cycle control can run from 0 to 100% in 16 different combinations, allowing a full system control.

This platform can be used with push-pull, bridge and half-bridge inverter. For this paper a half-bridge inverter was implemented.

ELECTRONIC BALLAST PLATFORM

The platform structure incorporates an input LC Filter, a

soft start circuit to limit the inrush current, a power factor pre-regulator (PFP), a control circuit (µC & FPGA), a power inverter, an optocoupler driver circuit and a LCC ballast. The figure 2 shows the control pulse generator block diagram, of the electronic ballast platform (EBP).

µControllerFPGA BasedDigital PLL &PWM

Optocoupler &Driver Circuit

ComputerRS-232

Command Signals

Pulse Generator

Soft Start PFP

Figure 2. Control pulse generator.

The control pulse generator consists of three circuits: a

microcontroller based circuit, which is responsible for the control technique implementation and by interface between the personal computer and the switches command signal. The microcontroller has a serial RS-232 interface with the PC. The switches command signal are generated using a digital frequency synthesizer circuit [6] based on a digital PLL which was implemented in an Altera FPGA (EPM7064). The microcontroller works stand-alone but it is possible using a personal computer programs to control the FPGA parameters directly. The third one is an optocoupler circuit to isolate the control system from the power system using 74OL6010 and a driver circuit using IR2110. The EBP allows to test and to evaluate new power structures and new control strategies for electronic ballasts. The proposed EBP block diagram is presented in figure 3. This platform is programmed using a PC based program developed in Delphi. As we can see in figure 4, this program has a simple interface allowing easy parameters variation.

PFP Inverter DriverHID

LAMPSoftStart

InputFilter

Line

Electronic Ballast Platform (EBP)

µController&

FPGA

µµControllerController&&

FPGAFPGA

Ballast

Optocoupler

Figure 3. EBP block diagram.

Figure 4. Input window of the developed PC program interface.

The EBP allows creating different programs to command it, where can be implemented different control strategies for commanding the lamp. For example, our circuit can implement sine wave, tooth wave, triangle wave, square wave and a point by point wave frequency variation around an operation frequency. The EBP allow investigating new control techniques focused in to avoid acoustic resonance and to obtain a new spectrum of color reproduction.

The control circuit developed for this application is presented in figure 5 and 6. This circuit was based on AT89C52 microcontroller from Atmel’s 8051 family. The digital PLL command signal generator is based in a FPGA that receives the frequency and duty cycle references values from the µC circuit, serially and, therefore it modulates the output signal in the desired conditions with programmable dead time.

8051 Microcontroller CPU

Figure 5. 8051 Based Microcontroller CPU.

48 MHz Clock Reference

FPGA Based PWM Optocouplers

MicrocontrollerSerial Interface

Figure 6. FPGA based Digital PLL circuit.

Serial Interface

SdatSclk

Scom

Digital PLL

Tuning Word

Load

PWMAdjustable

Digital Dead Time

VariableFrequencyPWM Out

ClockReference

Fin

Duty Cycle

Load

φ

φ

ToDriveCircuit

µC SerialInterface

162*nFinFout =

Figure 7. – Implemented control signal generator with dead time.

The digital PLL is presented in figure 7. This circuit needs two tuning words to work properly. These words are received from the µC, which refer to the duty cycle and frequency programming. The digital PLL circuit generates a square wave obtained from a high frequency reference signal. Using the technique of frequency synthesis [7] based on a digital PLL implementation is obtained the desired frequency. This technique is based on adders and programmable step counters.

Starting at a clock reference and an input value for the desired frequency and duty cycle, the digital PLL adjusts the output frequency as:

162in

outFnF ⋅

= (1)

This digital PLL circuit, implemented on a FPGA, is

based on an adjusted phase accumulator as shown in figure 8. The square wave Fout is used as clock reference, and with this signal we can obtain the control signal shown in figure 9. This modulation is made from a counter comparison with

the programmed duty cycle; afterwards it is already obtained the signal with desired frequency and duty cycle. Subsequently, the signal is dead time adjusted with the phase and its contra phase. This dead time was digitally implemented.

∑Reg.

Reg. Phase/Ampl.Conversion

Load

12

1616

Phase Accumulator

FrequencyTuning Word

ClockReference

Digital PLL

Fout

Figure 8. – FPGA implemented digital PLL.

II. DRIVER AND POWER CIRCUIT

The EBP was developed to work with the most significant power inverters topologies like push-pull, half-bridge and bridge.

A>BA

ComparatorB

PWM Out

N-BitsCounterfin

Duty Cicle RegisterLoad

Duty CicleWord

Figure 9. – Control signal FPGA implemented.

In figure 10 is shown the elaborated driver for one power

leg. The IR2110 driver was used to supply appropriate command signals to the Mosfets.

1

2

VCC

1

2

VCCU1

IR2110

9

10

11

12

13

5

6

7

1

2

3

14

VDD

HIN

SD

LIN

VSS

VS

VB

HO

LO

COM

VCC

14

400 Vcc

Figure 10. – Inverter drive and power leg.

III. DESIGN EXAMPLE

To verify the EBP performance a LCC electronic ballast for a 250 W HPS lamp was built. The implemented PFP is a Boost converter working in the boundary conditions between continuous conduction mode and discontinuous conduction mode. Therefore, it works in FM mode; the PFP has a universal input from 100 to 240 V and supplies 250 W at its 400 V output. For the implementation of the LCC ballast it was chosen a 68 kHz switching frequency. As we can see in the lamp’s manufacturer records, the nominal voltage for this lamp is 100 VRMS, for the project of the LCC ballast it was added 10 % because the loses effect and the power voltage comes from the output of the PFP therefore it is 400 VDC. Assuming the resistive comportment of the lamp, we can estimate the value of its resistance after ignition using equation 2.

Ω≅= 402

PVlR (2)

As it was indicated in the reference [2], the best

relationship between the switching frequency and the resonance frequency before the lamp turn on is ω0/ ωs = 3,

guaranteeing the high voltage generation for the lamp ignition and limiting the peak current at the MOSFET to acceptable levels. If it was adopted to work at resonance ω0 = ωs in theory we would have the possibility of an infinite voltage generation over the lamp which could be good for a quickly lamp turn on. On the other hand the current also would rise to infinity because the fact that the impedance of the circuit formed by L, Cs and Cp before the turn on of the lamp is null. This operation mode will result in the MOSFET’s, driver’s and optocoupler destruction.

Ve Cp

L Cs

R

Figure 11. – LCC Ballast.

The reference [2] and our experimental results allow us to

consider that after lamps ignition, the lamp resistance is too low considering the Cp reactance. Therefore, it can be deduced the equation 3:

RRCP

≈⋅

//1ω

(3)

Consequently, we can say that, after lamp ignition, the

equivalent circuit is showed in figure 12.

Ve

L Cs

R

Figure 12. – Ballast equivalent circuit after ignition.

For the circuit showed in figure 12, considering the

voltage Ve an asymmetrical square wave (from E to 0 V). It is easy to obtain the peak value Vm of the first harmonic from Fourier series. The equation 4 has shown this value:

πEVm

2=

(4)

After lamp ignition the ballast must guaranty that RMS voltage over the lamp do not overcome the nominal value. The peak lamp voltage Vl can be obtained using the well known voltage divider for the circuit shown in figure 12, the equation 5 presents this result:

mVZRVl ⋅= (5)

The impedance of the circuit can be calculated with

equation 6. To facilitate the design of the LCC filter an impedance abacus was elaborated and the result is shown in figure 13. This abacus presents the relationship between the Z/R for a fixed operation frequency ω0/ωs = 3, having the

quality factor Ql and the capacitor relationship factor defined as A=Cp/Cs as design parameters.

( )( )

( )AjQ

AA

QjA

AQRZ

ol

o

olo

l

+

+

+

−+

−+

=

11

1.111

,

2

ωω

ωω

ωω

ωω

(6)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.350

1

2

3

4

Z Ql1

10,

Z Ql1

15,

Z Ql1

20,

Z Ql1

25,

Z Ql1

30,

GS Ql( )

Ql Figure 13. – Impedance graphic varying Ql for different values of A.

Where,

LRRCQo

ol ωω == (7)

,

PS

PS

CCCC

C+

= (8)

and,

S

P

CC

A = (9)

As it could be seen in the abacus of figure 13, if it is used

a capacitor’s relationship factor value lower then 1/20, there is no significative change in the abacus curve. Considering this, the adopted A factor was A=1/20. In the present design the relationship between Z/R could be obtained from equation (5). Remember that the most important thing is to maintain the nominal RMS voltage in the HPS lamp, so a new equation can be write to solve this problem the equation (10) presents this relation, for the present design results:

637,11102

40022

2⋅⋅

⋅=

⋅⋅⋅

=ππ Vl

ERZ (10)

From the abacus of figure 13, the obtained Ql value is

0,141 as we can see in the intersection of the horizontal axis Ql and vertical axis Z(Ql,1/20), allowing the calculus of the resonances elements.

The inductor value can be obtained from equation (7) and yields in equation 11:

HQl

RL µω

2200

≅⋅

= (11)

In the case of the capacitors, we have that:

RQlC⋅

=0ω

, (12)

( ) nFA

ACCs 571≅

+⋅= (13)

and nFCAC sP 9,2≅⋅= (14)

IV. EXPERIMENTAL RESULTS

The digital control system was implemented the half-bridge command signals for different values of switching frequency are presented in figure 14.

Figure 14. – Inverter driver signal in different frequencies.

To validate the proposed system, half-bridge electronic ballast with the following specification: 250 W HPS lamp, 400 VDC bus and minimum operation frequency of 68 kHz, was implemented. The values of used resonant elements was obtained from using a tuned LCC resonant filter with L = 220 µH, Cs=55 nF witch was implemented with five 11 nF capacitors in parallel and Cp = 2.73 nF witch was implemented with tree 8.2 nF capacitors in series. In this kind of ballast, the lamp ignition is critical, because the ballast uses a tuned LCC resonant circuit with passive

elements that may have its values changed by many different reasons like temperature variation, life time and assembling factors. In this way, the EBP system avoids this problem by making that ignition frequency variable around the nominal value, in this case 68 kHz.

In figure 15 is showed the voltage and current in the lamp where it can be observed its resistive characteristic. In figure 16 is showed the achieved 250 W lamp power consumption.

Figure 15. –Voltage and current Lamp.

Figure 16. –Instantaneous power consumption in the lamp.

Figure 17. – Input PFP voltage and current.

The implemented Boost PFP working in the boundary

conditions between continuous conduction mode and discontinuous conduction mode works properly as shown in figure 17.

V. CONCLUSION

This paper described a flexible platform implementation using a microcontroller and FPGA based circuit system able to generate command signals for the ballast switches. This platform allows easy control of the parameters variation, making possible the creation of new and more efficient control strategies for electronic ballasts. The present platform allows the study of the control strategies influences in lamps lifetime, in new dimming techniques implementation, in avoiding acoustic resonance and in color reproduction alterations. The EBP presents a high power factor and works properly from 100 to 240 V. The experimental results obtained were satisfactory.

ACKNOWLEDGEMENTS

The authors wants to thanks CEEE “Companhia Estadual de Energia Elétrica” and CNPq “Conselho Nacional de Desenvolvimento Científico e Técnológico” to the financial support given which made possible the realization of this project.

REFERENCES

[1] Ben-Yaakov, S.; Gulko, M.; “Design and performance of an electronic ballast for high-pressure sodium (HPS) lamps, Industrial Electronics”, IEEE Transactions on Volume: 44 Issue: 4, Aug 1997, Page(s): 486 -491

[2] Bum Suk Kang; Hee Jun Kim; High Power Factor Electronic Ballast for High Pressure Sodium Lamp, TENCON 99. Proceedings of the IEEE Region 10 Conference, Volume: 2, Dec 1999, Page(s): 887 -890 vol.2.

[3] Bisogno, F.E.; Seidel, A.R.; Holsbach, R.; do Prado, R.N.; Resonant filter applications in electronic ballast, Industry Applications Conference, 2002. 37th IAS Annual Meeting. Conference Record of the, Volume: 1, 2002, Page(s): 348 -354 vol.1

[4] Co, M.A.; Resende, C.Z.; Simonetti, D.S.L.; Vieira, J.L.F.; Almeida, P.C.A.; Microcontrolled electronic gear for low wattage metal halide (MH) and high-pressure sodium (HPS) lamps, Industry Applications Conference, 2002. 37th IAS Annual Meeting. Conference Record of the, Volume: 3, 2002, Page(s): 1863 -1868 vol.3

[5] J.R. Coaton, Lamps and Lighting, fourth edition, Arnold 1997.

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[7] Kobayashi, F., Haratsu, M., A Digital PLL with Finite Impulsive Response, Circuits and Systems, 1995. ISCAS '95. 1995 IEEE International Symposium on , Volume: 1 , 30 Apr-3 May 1995, Page(s): 191 -194 vol.1

[8] Alves, J.A.; Perin, A.J.; Barbi, I.; “An electronic ballast with high power factor for compact fluorescent lamps, Industry Applications Conference”, 1996. Thirty-First IAS Annual Meeting, IAS '96. Conference Record of the 1996 IEEE , Volume: 4 , 6-10 Oct 1996, Page(s): 2129 -2135 vol.4.

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