anÁlise e implementaÇÃo da etapa de...

UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁDEPARTAMENTO ACADÊMICO DE ELETROTÉCNICA

CURSO DE ENGENHARIA INDUSTRIAL ELÉTRICA - ÊNFASE ELETROTÉCNICA

Márcio Reginaldo BuenoRodrigo Alves MirandaRodrigo da Silva Borges

ANÁLISE E IMPLEMENTAÇÃO DA ETAPA DE POTÊNCIA DE UM UPSUTILIZANDO UM CONVERSOR CC-CC BOOST DE 300W COM ESTÁGIO

MULTIPLICADOR DE TENSÃO

CURITIBA2007

Márcio Reginaldo BuenoRodrigo Alves MirandaRodrigo da Silva Borges

ANÁLISE E IMPLEMENTAÇÃO DA ETAPA DE POTÊNCIA DE UM UPSUTILIZANDO UM CONVERSOR CC-CC BOOST DE 300W COM ESTÁGIO

MULTIPLICADOR DE TENSÃO

Trabalho de Diplomação apresentado na

disciplina de Projeto Final do curso de

Engenharia Industrial Elétrica – Eletrotécnica.

Orientador: Dr. Eng. Roger Gules

CURITIBA2007

RESUMO

O presente trabalho é uma abordagem de conversores CC-CC tipo Boost com blocos

multiplicadores de tensão quando associados às configurações de inversores monofásicos

meia-ponte ou ponte-completa com modulação senoidal a dois níveis. Sabe-se que os

conversores Boost tradicionais apresentam algumas limitações tais como ganho estático

intimamente ligado à razão cíclica de chaveamento do semicondutor de potência, o qual

tipicamente é representado por um MOSFET, e necessidade de maiores níveis de tensão de

entrada, operação com elevada razão cíclica ou robustez dos elementos que compõem o

circuito para aplicações de elevada potência (elevada tensão de saída). A utilização de

estágios multiplicadores de tensão nessa clássica topologia possibilita a especificação de

Mosfets com característica de menor nível de tensão dreno-fonte além de permitir que esses

semicondutores operem com menor razão cíclica de chaveamento, reduzindo perdas por

condução e prolongando a vida útil desses componentes. O conhecimento do rendimento e do

comportamento da etapa de potência como um todo, a qual pode ser composta pelas

configurações de conversores CC-CC e de inversores abordadas, exige uma análise mais

detalhada para uma possível aplicação em sistemas UPS de baixa potência.

Palavras-chave: Conversores CC-CC tipo Boost; MOSFET; UPS

LISTA DE FIGURAS

FIGURA 1.1 – Sistema On-Line......................................................................................................2

FIGURA 1.2 – Sistema Off-Line.....................................................................................................2

FIGURA 1.3 – Etapa de Potência de um UPS Off-Line..................................................................3

FIGURA 1.4 – Tipos Básicos de inversores de tensão....................................................................4

FIGURA 1.5 – Esquema simplificado para o Conversor CC-CC não-isolado tipo Boost ..............5

FIGURA 1.6 – Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão .............................................6

FIGURA 2.1 – Configuração Off-Line para um UPS ...................................................................12

FIGURA 2.2 – Configuração On-Line para um UPS ....................................................................12

FIGURA 3.1 – Conversor CC-CC elevador de Tensão (Boost)....................................................14

FIGURA 3.2 – Etapas de funcionamento e principais formas de onda .........................................15

FIGURA 3.3 – Estrutura de potência do conversor Boost Clássico ..............................................17

FIGURA 3.4 – Principais formas de onda para o conversor Boost em condução contínua ..........17

FIGURA 3.5 – Principais formas de onda para o conversor Boost levando-se em conta a

ondulação no capacitor de saída ....................................................................................................20

FIGURA 3.6 – Principais formas de onda para o conversor Boost em condução

descontínua ....................................................................................................................................22

FIGURA 3.7 – Principais formas de onda para o conversor Boost em condução crítica..............23

FIGURA 3.8 – Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão ...........................................24

FIGURA 3.9 – Integração do capacitor multiplicador de tensão com a saída...............................25

FIGURA 3.10 – Primeiro estágio ..................................................................................................25

FIGURA 3.11 – Segundo estágio ..................................................................................................26

FIGURA 3.12 – Terceiro estágio...................................................................................................27

FIGURA 3.13 – Quarto estágio .....................................................................................................27

FIGURA 3.14 – Formas de onda para o Conversor Boost com bloco multiplicador

de tensão ........................................................................................................................................28

FIGURA 4.1 – Inversor de tensão monofásico meia-ponte...........................................................35

FIGURA 4.2 – Inversor de tensão monofásico ponte-completa....................................................38

FIGURA 4.3 – Tensão de saída de um inversor monofásico em ponte-completa controlado

por defasagem ................................................................................................................................40

FIGURA 4.4 – Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si para um inversor

monofásico .....................................................................................................................................42

FIGURA 4.5 – Modulação por Largura de Pulso senoidal............................................................44

FIGURA 4.6 – Modulações senoidais naturais..............................................................................44

FIGURA 4.7 – Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a dois níveis .....................45

FIGURA 4.8 - Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a três níveis.......................46

FIGURA 5.1 – Microcontrolador contextualizado ao projeto .......................................................48

FIGURA 5.2 – Módulo CPU MSP430 64 pinos da SCTEC .........................................................50

FIGURA 6.1 – Diagrama de blocos simplificado para o circuito proposto ..................................51

FIGURA 6.2 – Ligação do potenciômetro de ajuste ao módulo MSP430.....................................52

FIGURA 6.3 – Regulador de tensão variável LM317T ajustado para tensão de saída

de 3,3Vcc........................................................................................................................................52

FIGURA 6.4 – Circuito recomendado para o 6N136.....................................................................53

FIGURA 6.5 – Etapa de isolação ótica com circuito driver ..........................................................55

FIGURA 6.6 - Regulador de tensão LM7815 ...............................................................................56

FIGURA 6.7 – Boost com bloco acoplado a inversor meia-ponte ................................................56

FIGURA 6.8 – Boost com bloco acoplado a inversor Ponte completa..........................................60

FIGURA 6.9 – Boost clássico acoplado a um inversor Ponte completa .......................................63

FIGURA 6.10 – Núcleo e carretel do tipo E .................................................................................66

FIGURA 6.11 – Layout da placa com representação dos componentes........................................73

FIGURA 6.12 – Layout da placa com destaque para trilhas e furação..........................................73

FIGURA 6.13 – Placa confeccionada ............................................................................................74

FIGURA 6.14 – Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no

programa Pspice.............................................................................................................................76

FIGURA 6.15 – Tensão de saída do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...........76

FIGURA 6.16 – Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do

conversor boost com bloco multiplicador de tensão......................................................................77

FIGURA 6.17 - Corrente sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................78

FIGURA 6.18 – Tensão sobre o IRFP260 do conversor Boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................78

FIGURA 6.19 – Tensão e corrente sobre o IRFP260 do conversor Boost com bloco

multiplicador de tensão ..................................................................................................................79

FIGURA 6.20 – Corrente sobre o diodo 1MD do conversor Boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................79

FIGURA 6.21 – Tensão sobre o diodo 1MD do conversor Boost com bloco multiplicador de

tensão ............................................................................................................................................80

FIGURA 6.22 – Tensão e corrente sobre o diodo 1MD do conversor boost com bloco


FIGURA 6.23 – Corrente sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................81

FIGURA 6.24 – Tensão sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................81



FIGURA 6.26 - Corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................82

FIGURA 6.27 – Tensão sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................83

FIGURA 6.28 – Tensão e corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco


FIGURA 6.29 – Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão ...................84

FIGURA 6.30 – Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no

programa Pspice.............................................................................................................................85

FIGURA 6.31 – Tensão de saída do conversor boost com bloco multiplicador de tensão ...........85

FIGURA 6.32 – Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do

conversor boost com bloco multiplicador de tensão .....................................................................86

FIGURA 6.33 – Corrente sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................87

FIGURA 6.34 – Tensão sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................87

FIGURA 6.35 – Tensão e corrente sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco



tensão .............................................................................................................................................88


tensão .............................................................................................................................................89




tensão ............................................................................................................................................90


tensão .............................................................................................................................................90



FIGURA 6.42 – Corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................91

FIGURA 6.43 – Tensão sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de

tensão .............................................................................................................................................92

FIGURA 6.44 – Tensão e corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco


FIGURA 6.45 – Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão ...................93

FIGURA 6.46 – Implementação do Conversor boost clássico no programa Pspice .....................93

FIGURA 6.47 – Tensão de saída do conversor boost clássico ......................................................94

FIGURA 6.48 – Corrente sobre o indutor de entrada do conversor boost clássico.......................95

FIGURA 6.49 – Corrente sobre o IRFP260 do conversor boost clássico......................................95

FIGURA 6.50 – Tensão sobre o IRFP260 do conversor boost clássico........................................96

FIGURA 6.51 – Tensão e corrente sobre o IRFP260 do conversor boost clássico .......................96

FIGURA 6.52 – Tensão e corrente sobre o diodo 0D do conversor boost clássico ......................97

FIGURA 6.53 – Sinal MLP do conversor boost clássico ..............................................................97

FIGURA 6.54 – Implemetação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao

inversor meia-ponte no programa Pspice.......................................................................................99

FIGURA 6.55 – Tempo morto entre a condução dos pares de MOSFET’s do inversor ...............99

FIGURA 6.56 – Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a

carga.............................................................................................................................................100

FIGURA 6.57 – Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a

carga.............................................................................................................................................101

FIGURA 6.58 – Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor

Ressonante ...................................................................................................................................102

FIGURA 6.59 – Corrente sobre o IRFP260 ................................................................................102

FIGURA 6.60 – Tensão sobre o IRFP260 ...................................................................................103

FIGURA 6.61 – Corrente sobre o diodo 1MD ..............................................................................103

FIGURA 6.62 – Tensão sobre o diodo 1MD ................................................................................104

FIGURA 6.63 – Corrente sobre o diodo 2MD .............................................................................104


FIGURA 6.65 – Corrente sobre o diodo 0D ...............................................................................105

FIGURA 6.66 – Tensão sobre o diodo 0D .................................................................................106

FIGURA 6.67 – Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao

inversor ponte completa no programa Pspice .............................................................................106


carga ............................................................................................................................................107


carga ............................................................................................................................................108

FIGURA 6.70 – Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor

ressonante ....................................................................................................................................108

FIGURA 6.71 – Corrente sobre o IRFP260 ................................................................................109

FIGURA 6.72 – Tensão sobre o IRFP260 ..................................................................................109

FIGURA 6.73 – Corrente sobre o diodo 1MD ..............................................................................110


FIGURA 6.75 – Corrente sobre o diodo 2MD .............................................................................111

FIGURA 6.76 – Tensão sobre o diodo 2MD ...............................................................................111

FIGURA 6.77 – Corrente sobre o diodo 0D ...............................................................................112

FIGURA 6.78 – Tensão sobre o diodo 0D .................................................................................112

FIGURA 6.79 – Implementação do Conversor boost clássico associado ao inversor ponte

completa no programa Pspice .....................................................................................................113


carga ............................................................................................................................................113


carga ............................................................................................................................................114

FIGURA 6.82 – Corrente sobre o indutor de entrada .................................................................114

FIGURA 6.83 – Corrente sobre o IRFP260 ...............................................................................115

FIGURA 6.84 – Tensão sobre o IRFP260 ..................................................................................116

FIGURA 6.85 – Tensão e corrente sobre o diodo 0D ................................................................116

FIGURA 6.86 – Fontes ATX utilizadas para obtenção de 24Vcc ...............................................119

FIGURA 6.87 – THS720A da Tektronix ....................................................................................119

FIGURA 6.88 – Fluxograma da lógica de programação .............................................................120

FIGURA 6.89 – Sinal MLP1 proveniente do módulo MSP430 .................................................121

FIGURA 6.90 – Sinais MLP2 e MLP3 com tempo morto provenientes do

módulo MSP430 .........................................................................................................................122

FIGURA 6.91 – Módulo MSP430 ensaiado ................................................................................123

FIGURA 6.92 – Etapa de isolação ótica com driver implementada em protoboard ..................124

FIGURA 6.93 – Sinal MLP1 aplicado ao optoacoplador e após circuito driver ........................125

FIGURA 6.94 – Inversor monofásico utilizado como alternativa ao inversor proposto e não

implementado ..............................................................................................................................126

FIGURA 6.95 – Implementação da topologia Boost clássico no protótipo ................................126

FIGURA 6.96 – Sinal de entrada do conversor Boost clássico ensaiado ...................................127

FIGURA 6.97 – Sinal de saída do conversor Boost clássico ensaiado ......................................128

FIGURA 6.98 – Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost clássico

ensaiado .......................................................................................................................................128

FIGURA 6.99 – Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet .........................................................129

FIGURA 6.100 – Implementação da topologia Boost com bloco multiplicador de tensão ........130

FIGURA 6.101 – Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 180Vcc .........131

FIGURA 6.102 – Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 180Vcc.............131

FIGURA 6.103 – Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost com bloco

para saída em 180Vcc ..................................................................................................................132

FIGURA 6.104 – Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversor Boost com bloco para

saída em 180Vcc ..........................................................................................................................133

FIGURA 6.105 – Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 360Vcc .........133

FIGURA 6.106 – Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 360Vcc.............134

FIGURA 6.107 – Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost com bloco

para saída em 360Vcc...................................................................................................................135

FIGURA 6.108 – Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversor Boost com bloco para

saída em 360Vcc ..........................................................................................................................135

FIGURA 6.109 – Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor monofásico com

carga e filtro LC ..........................................................................................................................136

FIGURA 6.110 – Sinal de entrada do Conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte

completa ......................................................................................................................................137

FIGURA 6.111 – Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série com a

fonte de tensão ............................................................................................................................138

FIGURA 6.112 – Sinal de saída do conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte

completa ......................................................................................................................................138

FIGURA 6.113 – Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boost clássico associado

ao inversor Ponte completa .........................................................................................................139

FIGURA 6.114 – Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas .....................140

FIGURA 6.115 – Conversor Boost com bloco associado ao inversor monofásico

no ensaio .....................................................................................................................................141

FIGURA 6.116 – Carga e filtro LC utilizados no ensaio.............................................................141

FIGURA 6.117 – Sinal de entrada do Conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte

completa .......................................................................................................................................142

FIGURA 6.118 – Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série com a

fonte de tensão .............................................................................................................................143

FIGURA 6.119 – Sinal de saída do conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte

completa ......................................................................................................................................143

FIGURA 6.120 – Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boost com bloco

associado ao inversor Ponte completa ........................................................................................144

FIGURA 6.121 – Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas ....................145

LISTA DE TABELAS

TABELA 1.1 – Conversores Básicos...............................................................................................5

TABELA 6.1(a) – Dados obtidos pelo Pspice..............................................................................117

TABELA 6.1(b) – Dados obtidos pelo Pspice.............................................................................118

LISTA DE ABREVIATURAS

CA – Corrente Alternada

CC – Corrente Contínua

CPD – Centro de Processamento de Dados

CPU – Central Processing Unit

DAELT – Departamento Acadêmico de Eletrotécnica

DHT – Distorção Harmônica Total

EEPROM – Electrically Erasable Programmable Read Only Memory

FD – Fator de Distorção

FH – Fator Harmônico

GTO – Gate Turn-off Thyristor

HOB – Harmônica de Ordem mais Baixa

IC – Inversor de Corrente

IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor

IM – Índice de Modulação

INEP – Instituto Nacional de Eletrônica de Potência

IV – Inversor de Tensão

MCT – MOS Controlled Thyristor

MLP – Modulação por Largura de Pulso

MOSFET – Metal-Oxid Semiconductor Field Effect Transistor

PC – Personal Computer

PWM – Pulse Width Modulation

RAM – Random Access Memory

rms – root mean square

ROM – Read Only Memory

SIT – Static Induction Transistor

TBJ – Transistor Bipolar de Junção

UPS – Uninterruptible Power Supply

ZCS – Zero Current Switching

SUMÁRIO

1 - PROPOSTA DE PROJETO....................................................................................................1

1.1 – INTRODUÇÃO ..........................................................................................................1

1.1.1 – Sistemas de Fornecimento Ininterrupto de Energia (UPS) ..........................1

1.1.1.1 Sistema On-Line.............................................................................2

1.1.1.2 Sistema Stand-by ou Off-Line........................................................2

1.1.1.3 A Etapa de Potência de um UPS ...................................................3

1.1.2 – Conversores CC-CA (Inversores de Tensão) ...............................................3

1.1.3 – Conversores CC-CC não-isolados tipo Boost ..............................................4

1.1.4 – O Conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão ..........................5

1.2 – PROBLEMA ...............................................................................................................6

1.3 – JUSTIFICATIVA........................................................................................................7

1.4 – OBJETIVOS................................................................................................................7

1.4.1 – Objetivo Geral ..............................................................................................7

1.4.2 – Objetivos específicos....................................................................................7

1.5 – MÉTODO DE PESQUISA .........................................................................................8

1.6 – ESTRUTURA DO TRABALHO ..............................................................................9

2 - SISTEMAS DE FORNECIMENTO ININTERRUPTO DE ENERGIA (UPS) ...............11

2.1 – FORMA DE ONDA DA SAÍDA..............................................................................13

2.2 – ISOLAÇÃO ELÉTRICA ..........................................................................................13

3 - CONVERSORES CC-CC NÃO-ISOLADOS TIPO BOOST.............................................14

3.1 – INTRODUÇÃO ........................................................................................................14

3.1.1 – Característica Ideal de Transferência Estática............................................15

3.1.2 – Operação em condução contínua................................................................16

3.1.2.1 – Ondulação da corrente de entrada..............................................19

3.1.2.2 – Ondulação da tensão de saída.....................................................19

3.1.3 – Operação em condução descontínua ..........................................................21

3.1.4 – Operação em condução crítica ...................................................................23

3.2 – CONVERSOR BOOST COM BLOCOS MULTIPLICADORES DE

TENSÃO ................................................................................................................24

3.2.1 – Equacionamentos e parâmetros de especificação.......................................29

4 - CONVERSORES CC-CA (INVERSORES) MODULADOS POR LARGURA DE

PULSO (MLP)..............................................................................................................................34

4.1 – INVERSORES DE TENSÃO MONOFÁSICOS......................................................35

4.2 – TÉCNICAS DE MODULAÇÃO POR LARGURA DE PULSO (MLP).................39

4.2.1 – Controle de tensão por defasagem..............................................................40

4.2.2 – Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si....................41

4.2.3 – Modulação por Largura de Pulso senoidal.................................................43

4.2.4 – Modulação por Largura de Pulso amostrada ............................................45

5 – MICROCONTROLADORES...............................................................................................47

5.1 – INTRODUÇÃO.........................................................................................................47

5.2 – ATUAÇÃO DO MICROCONTROLADOR NO PROJETO PROPOSTO .............48

5.3 – FAMÍLIAS DE MICROCONTROLADORES.........................................................49

5.4 – A ESCOLHA DO MICROCONTROLADOR MSP430F149 ..................................49

6 – PROJETO...............................................................................................................................51

6.1 – APRESENTAÇÃO DO CIRCUITO PROPOSTO...................................................51

6.2 – ESPECIFICAÇÃO E CRITÉRIOS ADOTADOS....................................................52

6.2.1 – Potenciômetro de ajuste para o conversor CC-CC Boost ..........................52

6.2.2 – Etapa de isolação ótica com circuito driver ...............................................53

6.2.3 – Etapa Conversor CC-CC Boost .................................................................56

6.2.3.1 – Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao

Inversor Meia-Ponte...................................................................................56

6.2.3.2 - Boost com Bloco Multiplicador acoplado ao Inversor Ponte

Completa.....................................................................................................60

6.2.3.3 - Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte Completa................63

6.2.4 - Dimensionamento do circuito inversor de tensão monofásico ...................66

6.2.5 - Procedimentos para especificação dos Indutores .......................................66

6.2.5.1 - Dimensionamento do Indutor de entrada.....................................70

6.3 – CONFECÇÃO DA PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO.......................................72

6.4 – SIMULAÇÃO E RESULTADOS OBTIDOS ..........................................................75

6.4.1 - Simulação do Conversor Boost com Bloco para tensão de saída igual a

360Vcc................................................................................................................................75

6.4.2 - Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador para tensão de

saída igual a 180Vcc...........................................................................................................84

6.4.3 - Simulação do Conversor Boost clássico ....................................................93

6.4.4 – Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador de tensão

acoplado ao inversor Meia-Ponte ......................................................................................98

6.4.5 – Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador de tensão

acoplado ao inversor Ponte Completa .............................................................................106

6.4.6 - Simulação do Conversor Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte

completa ..........................................................................................................................112

6.5 – PROCEDIMENTOS DE MONTAGEM E ENSAIOS ..........................................118

6.5.1 – Programação e ensaio do módulo MSP430 .............................................120

6.5.2 – Ensaio da etapa ótica com circuito Driver ...............................................123

6.5.3 – Ensaio realizado para o conversor Boost clássico ...................................126

6.5.4 – Ensaio realizado para o conversor Boost com bloco................................129

6.5.4.1 – Conversor Boost com bloco e tensão de saída ccV180 ...............130

6.5.4.2 – Conversor Boost com bloco e tensão de saída ccV360 ...............133

6.5.5 - Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor ponte

completa ..........................................................................................................................136

6.5.6 - Ensaio do Conversor Boost com bloco associado ao inversor ponte

completa ...........................................................................................................................140

7 - ANÁLISE DOS RESULTADOS E CONCLUSÕES.........................................................146

REFERÊNCIAS .......................................................................................................................148

APÊNDICE A – CIRCUITO DA ETAPA ÓTICA COM DRIVER ....................................150

1

1 PROPOSTA DE PROJETO

1.1 INTRODUÇÃO

A evolução tecnológica vivenciada pelas áreas de telecomunicações e informática no

decorrer das duas últimas décadas e nos dias atuais é acompanhada da necessidade de

fornecimento ininterrupto de energia de qualidade. Sabe-se que os sistemas de fornecimento

ininterrupto de energia (do inglês UPS) e no Brasil conhecidos popularmente por “No-

Breaks” desempenham um papel fundamental como cobertura no fornecimento de energia

elétrica a equipamentos de grandes Centrais telefônicas, Centros de Processamento de Dados

(CPD’s) de diversas empresas (como os Bancos) e iluminação de emergência.

Diversas são as topologias possíveis, havendo no mercado vários fabricantes e marcas

associadas a esses equipamentos, os quais possuem custos de aquisição elevados em

aplicações de grande porte.

Em alguns casos, não havendo um equipamento específico para determinada

aplicação, torna-se necessária a adaptação de um outro conforme disponibilidade de

comercialização, o que também eleva os custos.

Tendo em vista a necessidade de otimização dos circuitos, reduzindo perdas de

energia, volume e custo desses equipamentos, podem-se vislumbrar possíveis soluções

alternativas as quais, evidentemente, necessitam de uma análise prévia.

1.1.1 Sistemas de Fornecimento Ininterrupto de Energia (UPS)

Um sistema de fornecimento ininterrupto de energia (do inglês Uninterruptible Power

Supply - UPS) é um dispositivo de proteção destinado a fornecer energia elétrica à carga

durante certo tempo, em caso de falta na rede ou variações de tensões fora dos limites

normais. Este equipamento é inserido entre a fonte alimentadora e a carga a ser protegida.

Quando ocorre uma falha no fornecimento de energia ou alguma operação anormal, o UPS

deve atuar instantaneamente fornecendo a energia exigida pela carga durante certo tempo até

que as condições da rede voltem ao normal. Este dispositivo é largamente empregado para

proteger computadores, evitando que faltas momentâneas da rede causem perda de dados

(INEP: No-Breaks para não Projetistas, 1995).

Um UPS é composto basicamente por uma bateria ou um banco de baterias, um

carregador para estas baterias, ou seja, um conversor CA-CC e um conversor CC-CA.

2

Existem duas topologias básicas para esses sistemas: sistema On-Line e sistema Stand-by

(Off-line). Essas duas estruturas são descritas nos tópicos seguintes.

1.1.1.1 Sistema On-Line

Neste tipo de configuração o UPS é ligado diretamente entre a rede e a carga. O

conversor CA-CC carrega a bateria e alimenta o conversor CC-CA, o qual funciona

permanentemente alimentando a carga. Quando há falha na rede, o conversor CA-CC sai de

operação e o conversor CC-CA passa a ser alimentado somente pela bateria, conforme

demonstrado na figura (1.1).

Fig. 1.1. Sistema On-Line. Fonte: [ INEP 95a ], p. 3.

1.1.1.2 Sistema Stand-by ou Off-line

Nesta topologia, em condições normais de funcionamento, a carga é alimentada

diretamente pela rede. O UPS só entra em operação em caso de falha dessa, quando a chave S

passa da posição 1 para a posição 2, como pode-se verificar na figura (1.2). O conversor CA-

CC apenas carrega a bateria. Essa topologia possibilita menor volume e custo ao

equipamento, pois não necessita de um nível de isolamento muito alto diferentemente do que

acontece no caso do sistema on-line.

Fig. 1.2. Sistema Off-Line. Fonte: [ INEP 95a ], p. 5.

3

1.1.1.3 A Etapa de Potência de um UPS

A etapa de potência de um UPS consiste de um circuito elevador (representado por um

conversor CC-CC elevador), que irá elevar a tensão da bateria para valores utilizáveis pela

carga, e por um circuito inversor, que irá entregar à carga uma tensão alternada. A figura (1.3)

exibe um diagrama de blocos para um sistema UPS Off-Line com destaque para a etapa de

potência.

Fig. 1.3. Etapa de Potência de um UPS Off-Line. Fonte: adaptada de [ INEP 95a ], p. 5.

1.1.2 Conversores CC-CA (Inversores de Tensão)

Os inversores de tensão convertem a tensão contínua em sua entrada em uma tensão

alternada, na qual pode-se controlar a freqüência e amplitude. Idealmente procura-se obter

uma tensão senoidal em sua saída, porém, em algumas aplicações pode-se admitir elevado

conteúdo harmônico. Esse tipo de inversor converte a tensão de entrada CC em uma onda

quadrada CA na saída da fonte (AHMED, 2000).

Os inversores de tensão podem ser do tipo meia-ponte monofásico, que é usado em

aplicações de baixa potência e é o alicerce básico dos circuitos inversores; ponte-completa

monofásico, que resulta basicamente da associação de dois inversores de tensão do tipo meia-

ponte; e ponte-completa trifásico que modifica a tensão de entrada CC para uma tensão de

saída variável trifásica de freqüência variável. Conforme Ahmed (2000, p. 376) “o inversor

trifásico em ponte pode ser projetado com a combinação de três inversores monofásicos em

meia-ponte.” A figura (1.4) mostra as três topologias citadas anteriormente.

4

Fig. 1.4. Tipos básicos de inversores de tensão: (a) meia-ponte monofásico; (b) ponte-completa monofásico; (c)ponte-completa trifásico. Fonte: OS AUTORES

Os inversores com saída senoidal são normalmente usados em sistemas de maior porte

e criticidade. Uma onda de tensão quadrada é mais facilmente obtida com relação à onda

senoidal (em um conversor CC-CA), e por isso, as UPS de baixa potência e para cargas não

altamente críticas, podem fornecer uma tensão quadrada em sua saída. No caso de

alimentação de equipamentos sensíveis como computadores de uso pessoal, os quais têm um

estágio de entrada com um retificador a diodos e filtro capacitivo, o parâmetro principal é que

a tensão possua o mesmo valor de pico da tensão normal (rede).

São estabelecidos limites em termos de qualidade da energia suprida a equipamentos

computacionais, onde curvas definem um limite dentro do qual deve estar o valor da tensão

suprida ao equipamento.

1.1.3 Conversores CC-CC não-isolados tipo Boost

“O conversor CC-CC pode então ser conceituado como um sistema, formado por

semicondutores de potência operando como interruptores, e por elementos passivos,

normalmente indutores e capacitores, que têm por função controlar o fluxo de potência

elétrica da fonte de entrada E1 para a fonte de saída E2.”(BARBI; MARTINS, 2000, p. 1)

Atualmente existe uma diversidade de topologias de conversores estáticos CC-CC

não- isolados sendo seis desses conversores os mais populares e difundidos: conversor Buck,

Boost, Buck-Boost, Cúk, Sepic e Zeta. Conforme Barbi e Martins (2000, p. 3) “na prática, o

rendimento de um conversor CC-CC não-isolado pode variar entre 70% e 98%, dependendo

das potências, correntes, tensões, freqüências de chaveamento e das tecnologias

empregadas”.O ganho estático (definido pela razão entre a tensão de saída E2 e a tensão de

entrada E1) para cada uma dessas seis topologias é mostrado na tabela (1.1), onde D é

5

definido como a razão cíclica do conversor, sendo a razão entre o tempo de condução da

chave de potência e o período de chaveamento do conversor.

Tabela 1.1. Conversores Básicos. Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 3.

Conversor Ganho estáticoBuck DBoost 1/(1-D)

Buck-Boost D/(1-D)Cúk D/(1-D)

Sepic D/(1-D)Zeta D/(1-D)

A topologia para o conversor CC-CC não-isolado tipo Boost está representada na

figura (1.5). Em um conversor Boost a tensão mínima de carga é igual à tensão da fonte de

entrada, ou seja, opera como elevador de tensão. As principais aplicações para o conversor

Boost estão em fontes de alimentação, retificadores com elevado fator de potência e no

acionamento de motores de corrente contínua com frenagem regenerativa (BARBI;

MARTINS, 2000).

Fig. 1.5. Esquema simplificado para o Conversor CC-CC não-isolado tipo Boost.Fonte: adaptada de[ Barbi e Martins 00 ], p. 5.

1.1.4 O Conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão

A topologia de um conversor Boost com blocos multiplicadores está representada na

figura (1.6). O bloco multiplicador, composto pelos diodos 1MD e 2MD , os capacitores 1MC e

6

2MC e o indutor ressonante rL , é associado ao clássico conversor Boost, composto pela chave

S, indutor de entrada inL , o diodo de saída 0D e o filtro capacitivo 0C .

Fig. 1.6. Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão. Fonte: adaptada de[ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 2.

Quando a chave S é aberta, o capacitor 1MC carrega com uma tensão igual a tensão de

saída de um conversor Boost clássico. Quando a chave S fecha, a energia acumulada no

capacitor 1MC é parcialmente transferida ao capacitor 2MC até que a tensão deste se iguale à

tensão do primeiro. Logo, a tensão de saída é duas vezes a tensão de saída de um conversor

Boost tradicional.

Pode-se ainda acrescer mais blocos multiplicadores, conectados em série um ao outro,

elevando mais o ganho estático. Um bloco multiplicador de tensão aumenta o ganho estático

em ( 1+M ) vezes o ganho de um Boost tradicional, onde M é o número de blocos

multiplicadores. Este conversor pode ainda operar sem o indutor ressonante rL . Entretanto a

inclusão dessa pequena indutância minimiza os efeitos da corrente de recuperação reversa dos

diodos (M.PRUDENTE; L.L.PFITSCHER; R.GULES).

1.2 PROBLEMA

Atualmente a utilização de estágios multiplicadores de tensão na clássica topologia

BOOST de conversores CC-CC não-isolados é objeto de artigos e trabalhos na área de

eletrônica de potência. Contudo, apesar de seu funcionamento isolado ser conhecido, não há

7

um estudo disponível sobre o comportamento dessa topologia quando associada a inversores

de tensão na etapa de potência de um sistema UPS.

1.3 JUSTIFICATIVA

A realização desse trabalho permitirá o levantamento das características de

funcionamento do conversor CC-CC não-isolado Boost com estágio multiplicador de tensão

aplicado à etapa de potência de um UPS, além dos possíveis benefícios de sua utilização

como alternativa ao Boost clássico para essa aplicação.

A implementação de um protótipo para o circuito proposto possibilitará à comunidade

acadêmica sua utilização, enriquecendo o acervo já existente de ferramentas e meios

didáticos.

Deseja-se principalmente contribuir com futuros trabalhos na área de sistemas UPS

proporcionando às comunidades técnica e acadêmica conhecimentos adicionais na área de

eletrônica de potência.

Considera-se fundamental a contribuição desse trabalho uma vez que possibilita uma

visão alternativa ao que é utilizado em sistemas UPS atualmente, sendo esses sistemas

importantíssimos na manutenção da continuidade do fornecimento de energia elétrica a áreas

críticas como as de telecomunicações e informática.

1.4 OBJETIVOS

1.4.1 Objetivo Geral

Avaliar o comportamento e os possíveis benefícios da utilização da topologia do

conversor CC-CC não-isolado tipo Boost com estágios multiplicadores de tensão aplicado à

etapa de potência de um sistema UPS.

1.4.2 Objetivos específicos

- Conhecer o funcionamento da topologia do conversor CC-CC não-isolado tipo Boost com

estágios multiplicadores de tensão;

8

- Conhecer o funcionamento das topologias de conversores CC-CA monofásicos tipo meia-

ponte e ponte-completa, acionados através de modulação por largura de pulso (MLP);

- Simular a topologia proposta no programa de simulação de circuitos PSpice;

- Analisar o desempenho dessa topologia quando associada ao estágio inversor de tensão;

- Identificar os possíveis benefícios da aplicação dessa topologia;

- Implementar a associação entre conversor CC-CC não-isolado BOOST com estágio

multiplicador de tensão e os conversores CC-CA meia-ponte e ponte-completa monofásicos.

- Comparar os dados obtidos na simulação e implementação;

- Confirmar as possíveis vantagens da utilização da topologia conversor CC-CC não-isolado

BOOST com estágio multiplicador de tensão na etapa de potência de um UPS;

1.5 MÉTODO DE PESQUISA

Neste trabalho utilizar-se-á inicialmente o método de abordagem dedutivo, partindo

dos conhecimentos já disponíveis acerca do funcionamento das topologias clássicas de

conversores CC-CC não-isolados, conversores CC-CA e tipos de UPS a fim de predizer o

possível comportamento da topologia alternativa proposta.

Na fase inicial do trabalho serão realizadas consultas às bibliografias, acervos técnicos

e demais referências relacionadas a conversores CC-CA, conversores CC-CC não-isolados

tipo Boost, aplicação de estágios multiplicadores de tensão em topologias de conversores CC-

CC não-isolados tipo Boost, famílias de microcontroladores com saídas moduladas em largura

de pulso (MLP) e técnicas possíveis de modulação.

Posteriormente, tendo os dados da análise teórica do circuito proposto, serão

realizados a especificação dos componentes e o levantamento da lista de materiais necessários

à montagem do protótipo. A compra do material será feita em lojas especializadas da região

de Curitiba e eventualmente havendo necessidade, contato com empresas fora da região.

9

Na seqüência pretende-se realizar uma análise teórica com levantamento em separado

das características de cada etapa do circuito proposto, ou seja, conversor CC-CC não-isolado

tipo Boost com estágio multiplicador de tensão e Conversor CC-CA. A partir dessa fase será

feita a análise do funcionamento conjunto dessas etapas.

Como próximo passo será iniciada a fase de simulações através de um programa de

simulação de circuitos, o qual a princípio será o PSpice. Os dados obtidos na simulação serão

adequadamente registrados em tabelas para posterior comparação com as medições obtidas no

protótipo.

Em seguida iniciar-se-á a implementação do protótipo. Durante essa fase serão

realizadas medições e ajustes no circuito sendo que esses dados também serão registrados em

tabelas de forma que sejam comparados com os dados obtidos na simulação.

Baseando-se nos dados tabelados serão emitidas as devidas conclusões referentes ao

tema proposto a fim de concluir a monografia versão final.

1.6 ESTRUTURA DO TRABALHO

Compõem o trabalho basicamente os seguintes capítulos:

Capítulo 1: Apresentação da proposta, com breve introdução aos sistemas UPS, topologias

clássicas de conversores CC-CC enfatizando o conversor Boost, conversores CC-CA e

topologia proposta. Visão geral do trabalho proposto, destacando problema, objetivo geral e

objetivos específicos, método de pesquisa e estrutura;

Capítulo 2: Abordagem de sistemas UPS destacando as classificações das topologias possíveis

e aplicações.

Capítulo 3: Abordagem de conversores CC-CC não-isolados tipo Boost, visão geral da

topologia, princípios de operação, aplicações. Utilização de blocos multiplicadores de tensão,

princípios de operação e equacionamentos.

10

Capítulo 4: Fundamentação teórica de Conversores CC-CA monofásicos (inversores)

abordando a topologia meia-ponte, ponte-completa e princípios de operação. Modulação por

Largura de pulso, apresentando as técnicas possíveis e relevantes ao trabalho.

Capítulo 5: Visão geral de um microcontrolador, arquiteturas, alguns fabricantes e respectivos

circuitos integrados disponíveis no mercado. Contextualização ao projeto proposto.

Capítulo 6: Projeto, análise teórica detalhada com cálculos relativos ao circuito proposto,

especificação de componentes e simulação no programa PSpice com coleta e registro de

dados. Descrição das etapas de montagem do protótipo, problemas encontrados e soluções

adotadas.

Capítulo 7: Análise dos resultados obtidos na simulação e implementação do circuito

proposto. Conclusões obtidas, possíveis benefícios da topologia proposta e sugestões para

trabalhos futuros.

11

2 SISTEMAS DE FORNECIMENTO ININTERRUPTO DE ENERGIA (UPS)

Em qualquer sistema em que o fornecimento de energia elétrica não pode ser

interrompido deve-se prever uma fonte para supri-lo em caso de falta da rede. Quando a

potência instalada é muito grande, um banco de baterias deve ser previsto para alimentar as

cargas instantaneamente e pelo tempo necessário para que um grupo motor-gerador tenha

condições de fornecer a energia necessária. Esta configuração usualmente é utilizada em

centrais telefônicas, hospitais, etc.

Quando as cargas críticas são distribuídas, como no caso de microcomputadores,

pode-se usar UPS modulares. Estes equipamentos são de acionamento imediato, capazes de

fornecer energia elétrica às cargas durante tempo suficiente para se evitar perda de dados.

Existem dois tipos básicos de UPS: o sistema Off-Line representado na figura (2.1) e o

On-Line na figura (2.2).

A configuração Off-Line possui um retificador, o qual carrega as baterias, um

conversor CC-CC elevador de tensão que irá elevar o valor eficaz da tensão das baterias para

o valor de tensão eficaz exigido pela carga, um inversor (conversor CC-CA) que transforma a

corrente CC proveniente das baterias em uma corrente CA e uma chave que transfere

automaticamente a alimentação da carga da linha para o inversor no caso de falha da rede

elétrica.

A detecção da falha e a transferência da alimentação podem ser feitas em menos de um

quarto de ciclo, o que garante a alimentação do equipamento crítico. Uma vez que este

sistema não apresenta uma efetiva isolação e proteção da carga contra distúrbios na linha e

dado que ele altera seu funcionamento exatamente quando ocorre uma falha, tal estrutura é

utilizada principalmente para sistemas de baixo custo e potência, quando a operação não é

altamente crítica (POMÍLIO, 2006).

12

Fig. 2.1. Configuração Off-Line para um UPS. Fonte: adaptada de [ Pomílio 06a ], p. 4.

Na configuração on-line, padrão para cargas críticas, a alimentação provém sempre do

inversor, cuja alimentação virá da rede através do retificador, ou da bateria, em caso de falha.

Como o retificador além de carregar as baterias, como no sistema off-line, deve também

suprir a carga, ele é dimensionado para a potência do equipamento alimentado. A presença da

chave é para, em caso de falha da UPS, passar a alimentação à rede em menos de 1/4 de ciclo

(POMÍLIO, 2006).

Fig. 2.2. Configuração On-Line para um UPS. Fonte: adaptada de [ Pomílio 06a ], p. 4.

13

2.1 FORMA DE ONDA DA SAÍDA

Para um UPS de baixa potência e para cargas não altamente críticas pode-se admitir

uma tensão quadrada em sua saída, dada a complexidade de se obter uma onda senoidal na

saída de um inversor. O parâmetro principal para este tipo de UPS é que a tensão de pico de

sua saída seja o mesmo do valor de pico da tensão da rede. Quando comparada a uma onda

senoidal, o valor eficaz da tensão para uma onda quadrada será maior, mas devido ao curto

período de atuação da UPS isso não trará grandes problemas.

2.2 ISOLAÇÃO ELÉTRICA

A isolação elétrica entre entrada e saída é necessária quando, por motivo de segurança

ou de norma, deve-se aterrar um dos terminais da saída. A isolação pode ser feita tanto em

alta quanto em baixa freqüência. Sabe-se que uma menor freqüência possibilita a redução das

dimensões do transformador uma vez que sua impedância é diretamente proporcional à

mesma. Um transformador menor proporciona redução de custos, volume e peso devido ao

menor uso de cobre para os enrolamentos. A isolação em alta freqüência é possível apenas em

alguns pontos e para algumas topologias de conversores CA-CC e CC-CA. Já a isolação em

baixa freqüência pode ser colocada na entrada (rede) ou na saída do UPS (POMÍLIO, 2006).

14

3 CONVERSORES CC-CC NÃO-ISOLADOS TIPO BOOST

3.1 INTRODUÇÃO

No conversor CC-CC elevador de tensão, conhecido como conversor Boost, a tensão

média de saída é maior que a tensão de entrada. Neste tipo de conversor, obrigatoriamente

uma indutância L é colocada em série com a fonte de alimentação. Sendo assim, a fonte de

alimentação terá um comportamento de uma fonte de corrente devendo portanto a carga se

comportar como uma fonte de tensão. Supondo que o valor do capacitor de saída seja

suficientemente grande, pode-se então considerar a carga com uma f.e.m. de valor 0E .

A estrutura básica do conversor Boost está representada na figura (3.1) item (a). Para

altas freqüências de chaveamento pode-se adotar a corrente Li sendo igual a LI , conforme

figura (3.1) item (b):

Fig. 3.1. Conversor CC-CC elevador de Tensão (Boost). Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 67.

Este tipo de conversor apresenta duas etapas de funcionamento. A primeira etapa

tem início quando a chave S é fechada, durante o tempo ct , o diodo é polarizado reversamente

e a chave encontra-se curto-circuitada, logo a corrente na chave Si é igual a corrente da fonte

LI e a corrente no diodo Di é nula, esta etapa termina quando a chave S é aberta.

Na abertura da chave S, durante o tempo at , o diodo entra em condução e a fonte de

corrente LI passa a entregar energia à fonte de tensão 0E . A corrente na chave Si é igual a

zero e a corrente sobre o diodo Di é igual a LI . Esta etapa termina quando a chave S é

fechada, reiniciando o ciclo.

15

Fig. 3.2. Etapas de funcionamento e principais formas de onda. Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 68.

3.1.1 Característica Ideal de Transferência Estática

Considerando que a chave S opera com freqüência fixa e razão cíclica variável. De

acordo com a figura (3.1) e as formas de onda da figura (3.2) item (c), a energia cedida pela

fonte E é dada pela expressão abaixo:

TIEW LE ⋅⋅= (3.1)

A energia recebida pela fonte é dada pela equação (3.2).

aL tIEW ⋅⋅= 00 (3.2)

Como ca tTt −= e considerando-se o sistema ideal, ou seja, 0WWE = , tem-se que:

)(0 cLL tTIETIE −⋅⋅=⋅⋅ (3.3)

16

Sabendo-se que a razão cíclica D é obtida pela equação (3.4):

TtD c= (3.4)

Obtém-se a partir das equações (3.3) e (3.4) a seguinte relação:

DEE

−=

110 (3.5)

A equação (3.5) representa o ganho estático para um conversor Boost ideal. Quando a

razão cíclica D é igual a um, o ganho estático tende ao infinito. Percebe-se também por esta

expressão, que o valor mínimo de saída é igual a valor da tensão de entrada.

3.1.2 Operação em condução contínua

Em um conversor Boost a corrente no diodo D é sempre descontínua, porém a corrente

na fonte E pode ser tanto contínua quanto descontínua. O grau de continuidade da corrente

de entrada depende do nível de energia armazenada na indutância de entrada L . A figura

(3.3) representa a topologia clássica de um conversor Boost e a figura (3.4) exibe as principais

formas de onda em regime permanente para o modo de condução contínua.

17

Fig. 3.3. Estrutura de potência do conversor Boost Clássico. Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 71.

Fig. 3.4. Principais formas de onda para o conversor Boost em condução contínua.Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 72.

Quando a chave S é fechada, toda tensão de entrada E é aplicada sobre o indutor L , e

a corrente de entrada cresce linearmente de acordo com a expressão (3.6) a seguir:

18

LtEiii mLE

⋅+== (3.6)

No tempo ctt = tem-se que ME ii = , logo:

LtEii c

mM.

+= (3.7)

Durante o tempo de abertura da chave S, tem-se que a tensão no indutor L é a

diferença entre a tensão na carga 0V e a tensão da fonte E .Assim:

LtEViiii MLED

⋅−−===

)( 0 (3.8)

Para att = , tem-se:

LtEVii a

Mm⋅−

−=)( 0 (3.9)

Sabendo-se que TDtc ⋅= , obtém-se a partir da equação (3.7) a seguinte expressão:

TDiiLE mM

⋅−⋅

=)(

(3.10)

Sabendo-se que TDta ⋅−= )1( , obtém-se a partir da equação (3.9) a seguinte expressão:

TDiiL

EV mM

⋅−−⋅

=−)1(

)()( 0 (3.11)

Dividindo-se a equação (3.11) pela equação (3.10), obtém-se:

DEE

−=

110 (3.12)

19

confirmando assim a equação (3.5).

Verifica-se pela expressão (3.12) que a tensão de saída independe da corrente de

saída. Isso significa que este conversor tem uma boa regulação contra variações da corrente de

saída.

A corrente de saída, que é igual ao valor médio da corrente sobre o diodo D , pode ser

calculada através da seguinte expressão:

dttL

EVIT

dttiT

Ita

M

T

D ∫∫

⋅

−−⋅=⋅⋅=

0

0

00

)(1)(1 (3.13)

A solução da equação (3.13) é representada pela equação seguinte:

2)1()(

0DiiI mM −⋅+

= (3.14)

3.1.2.1 Ondulação da corrente de entrada

Analisando a forma de onda de iL presente na figura (3.4) pode-se formular uma

expressão para calcular a ondulação da corrente de entrada ( I∆ ), como segue:

TLtTE

LtEI cc

⋅⋅⋅

=⋅=∆ (3.15)

Como TDtc ⋅= tem-se que:

LDTEI ⋅⋅

=∆ (3.16)

3.1.2.2 Ondulação da tensão de saída

Na análise realizada no item anterior, considerou-se que a ondulação da tensão de

saída era nula. Contudo, durante o período de condução da chave S, o capacitor C fornece

20

energia à carga, reduzindo assim a tensão em seus terminais. Quando a chave S é aberta, a

fonte fornece energia à carga, recarregando o capacitor e dessa forma elevando sua tensão.

Considerando o sistema em regime permanente, essa operação produz uma ondulação de

tensão nos terminais do capacitor de valor constante e igual a cV∆ . A figura (3.5) apresenta as

principais formas de onda considerando a ondulação de tensão para o circuito da figura (3.3).

Fig. 3.5. Principais formas de onda para o conversor Boost levando-se em conta a ondulação no capacitor desaída. Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 77.

Considerando-se a constante de tempo suficientemente grande para uma carga e

descarga linear do capacitor C , durante o tempo de condução da chave S ( ct ) o capacitor

alimenta a carga com um valor de corrente constante e igual a 0I , conforme figura (3.5).

Sendo assim a ondulação de tensão pode ser calculada pela equação (3.17).

21

tVCI

dtdVCi cc

c ∆∆

⋅=⇒⋅= 0 (3.17)

Como ctt =∆ e TDtc ⋅= , tem-se a seguinte equação:

TDVCI c

⋅∆

⋅=0 (3.18)

Sabendo-se quef

T 1= , obtém-se a equação (3.19) a partir da (3.18).

fCID

VV c ⋅⋅

=∆=∆ 00 (3.19)

3.1.3 Operação em condução descontínua

Diz-se que um conversor opera em modo de condução descontínua quando, durante o

tempo de abertura ( at ) da chave S, a corrente no indutor de entrada se anular, ou seja, quando

toda a energia acumulada no indutor for transferida à carga durante este intervalo de tempo. A

figura (3.6) mostra as principais formas de onda para a operação em condução descontínua,

onde 0t é o tempo de descarregamento do indutor de entrada.

22

Fig. 3.6. Principais formas de onda para o conversor Boost em condução descontínua.Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 81.

23

3.1.4 Operação em condução crítica

Por definição a condução crítica ocorre quando a corrente no indutor de entrada torna-

se nula exatamente no final de um período de operação do conversor, ou seja, um novo ciclo

do conversor inicia-se precisamente após toda energia acumulada no indutor de entrada for

entregue à carga. A figura (3.7) mostra as principais formas de onda para a operação em

condução crítica, onde o valor de 0t é igual ao valor de at .

Fig. 3.7. Principais formas de onda para o conversor Boost em condução crítica.Fonte: [ Barbi e Martins 00 ], p. 84.

24

3.2 CONVERSOR BOOST COM BLOCOS MULTIPLICADORES DE TENSÃO

A topologia de um conversor Boost com blocos multiplicadores está representada na

figura (3.8). O bloco multiplicador, composto pelos diodos 1MD e 2MD , os capacitores 1MC e

2MC e o indutor ressonante rL , é associado ao clássico conversor Boost, composto pela chave

S, indutor de entrada inL , o diodo de saída 0D e o filtro capacitivo 0C .

Fig. 3.8. Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão.Fonte: adaptado de [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p.2 .

Quando a chave S é aberta, o capacitor 1MC carrega com uma tensão igual a tensão de

saída de um conversor Boost clássico. Ao ser fechada essa chave, a energia acumulada no

capacitor 1MC é parcialmente transferida ao capacitor 2MC até que a tensão deste se iguale à

tensão do capacitor 1MC . Logo, a tensão de saída para essa topologia é duas vezes a tensão de

saída de um conversor Boost tradicional.

Pode-se ainda acrescentar mais blocos multiplicadores, conectados em série um ao

outro de modo a elevar ainda mais o ganho estático. Um bloco multiplicador de tensão

aumenta o ganho estático em ( 1+M ) vezes o ganho de um Boost tradicional, onde M é o

número de blocos multiplicadores. Este conversor pode ainda operar sem o indutor ressonante

rL . Entretanto a inclusão desta pequena indutância minimiza os efeitos da corrente de

recuperação reversa dos diodos.

O capacitor multiplicador 1MC também pode ser integrado ao capacitor de saída 0C ,

conforme representado na figura (3.9). Com esta configuração, a tensão no capacitor 0C é

metade da tensão de saída.

25

Fig. 3.9. Integração do capacitor multiplicador de tensão com a saída.Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 2.

A operação deste conversor pode ser dividida em quatro etapas. As características de

operação serão descritas a seguir, considerando o conversor em modo de operação contínua:

• Primeiro estágio (Figura 3.10): [ 0t , 1t ]

No instante 0t a chave S é desligada e a energia acumulada no indutor de entrada inL

começa a ser transferida ao capacitor 1MC através do diodo 1MD .

A corrente do indutor ressonante ( Lri ) aumenta linearmente de zero até o valor da

corrente do indutor de entrada ( Lini ) e a corrente sobre o diodo 1MD reduz na mesma

proporção.

Durante esta etapa a corrente do indutor ressonante carrega o capacitor de saída 0C

através do diodo 0D .

Fig. 3.10. Primeiro estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3.

26

• Segundo estágio (Figura 3.11): [ 1t , 2t ]

No instante 1t a corrente sobre o diodo 1MD é nula e este se encontra bloqueado com

um baixodtdi devido a presença do indutor rL , minimizando o efeito da corrente de

recuperação reversa do diodo. Durante esta etapa, a corrente do indutor ressonante é igual a

corrente do indutor de entrada e a energia do indutor de entrada é transferida à carga através

do diodo 0D .

Fig. 3.11. Segundo estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3.

• Terceiro estágio (Figura 3.12): [ 2t , 3t ]

No instante 2t a chave S é ligada com uma corrente nula de chaveamento (ZCS - zero

current switching).Isto ocorre devido a presença do indutor rL o qual no estágio anterior

serviu como amortecedor da corrente de recuperação reversa do diodo 1MD . As correntes no

indutor ressonante rL e no diodo de saída 0D reduzem linearmente até zero. Nesta etapa a

corrente de recuperação reversa do diodo 0D também é minimizada devido a presença do

indutor ressonante.

27

Fig. 3.12. Terceiro estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3.

• Quarto estágio (Figura 3.13): [ 3t , 4t ]

Quando o diodo de saída é bloqueado, parte na energia armazenada no capacitor 1MC

é transferida, através do diodo 2MD , para o capacitor 2MC . Quando a energia em 2MC for

igual a energia em 1MC o diodo 2MD é bloqueado, também com uma baixadtdi . Durante o

período em que a chave S permanece ligada o processo de acumulo de energia em inL é o

mesmo que o de um conversor Boost clássico.

Fig. 3.13. Quarto estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3.

As principais formas de onda durante a operação, em modo de condução contínuo, do

conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão estão representadas na figura (3.14).

28

Fig. 3.14. Formas de onda para o Conversor Boost com Bloco multiplicador de tensão.Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3.

Analisando-se as formas de onda da figura (3.14) pode-se verificar que a corrente

1DMi , que representa a corrente sobre o diodo 1MD , reduz linearmente até zero de 0t até 1t .

Isso ocorre devido ao carregamento do capacitor 1MC o qual no instante 1t possui um nível de

tensão em seu terminal positivo superior à tensão presente no anodo de 1MD , polarizando-o

reversamente. Sendo assim, no instante 1t o diodo 1MD é bloqueado e sua corrente de

recuperação reversa é reduzida pelo indutor rL . Quando a chave S é ligada, no instante 2t ,

percebe-se pela forma de onda de Si que não há nenhum pico de corrente característico

devido ao efeito da corrente de recuperação reversa do diodo 1MD sobre a chave. O mesmo

ocorre quando o diodo de saída 0D é bloqueado, no instante 3t , e quando o diodo 2MD é

bloqueado, no instante 4t , ou seja, em ambos os casos a corrente de recuperação reversa dos

diodos sobre a chave S é atenuada.

29

Durante o intervalo de 3t até 4t percebe-se que a corrente Si sofre uma elevação em

sua forma de onda, posteriormente alcançando a mesma forma de onda padrão de um Boost

clássico. Isso ocorre devido ao descarregamento do indutor rL sobre a chave S . Para efeitos

práticos esta pequena sobrecorrente pode ser desconsiderada visto que a indutância de rL

apresenta um pequeno valor.

3.2.1 Equacionamentos e parâmetros de especificação

- Ganho estático e razão cíclica:

Conforme abordagem anterior, o ganho estático de um conversor Boost com blocos

multiplicadores é multiplicado por ( 1+M ) em relação a um conversor Boost clássico. Logo:

DM

VV

in −+

=1

10 (3.20)

sendo M o número de blocos multiplicadores e D a razão cíclica.

Logo, a razão cíclica pode ser calculada por:

0

0 )1(V

MVVD in +⋅−= (3.21)

- Máxima tensão sobre a chave:

A máxima tensão sobre a chave e todos os diodos é igual a máxima tensão sobre o

capacitor 1MC , calculada através da equação (3.22).

DVVVV indSCM −

⋅===1

11 (3.22)

30

Analisando-se o circuito do Boost clássico representado na figura (3.3) bem como suas

formas de onda na figura (3.4), conclui-se que a máxima tensão sobre a chave é igual à tensão

de saída. Isolando-se inV da equação (3.20) e substituindo em (3.22) tem-se a tensão sobre a

chave S em função da tensão de saída de um Boost com “M” blocos multiplicadores,

conforme equação (3.23).

10

+=

MVVS (3.23)

Comparando-se um Boost clássico com a topologia que utiliza blocos multiplicadores

de tensão e considerando ambos com o mesmo ganho estático, pode-se concluir que a tensão

aplicada sobre a chave S para o conversor com blocos multiplicadores é ( 1+M ) vezes

menor do que a tensão aplicada sobre a chave de potência do Boost clássico, possibilitando

assim a utilização de um semicondutor de potência de menor custo para o chaveamento do

circuito.

- Indutância de entrada:

O cálculo da indutância de entrada inL é o mesmo para o conversor Boost clássico.

Considera-se uma certa porcentagem para a ondulação da corrente de entrada a qual pode ser

calculada pela seguinte equação:

%0 P

VPII

inLinin ⋅=∆=∆ (3.24)

sendo: inI∆ : variação da corrente de entrada;

LinI∆ : variação de corrente no indutor de entrada;

0P : potência de entrada;

inV : tensão de entrada;

%P : porcentagem considerada;

31

Com o valor da variação da corrente sobre o indutor pode-se calcular a indutância de

inL por meio da equação (3.16), a qual pode ser reescrita para a equação (3.25).

fIDV

L inin ⋅∆

⋅= (3.25)

- Capacitância do capacitor multiplicador ( 1MC ):

O valor mínimo para a capacitância de 1MC depende da máxima potência de saída, da

tensão aplicada sobre o mesmo e da freqüência de chaveamento, como segue:

fVP

CCM

máxM ⋅

≥ 21

01 )(

(3.26)

sendo f a freqüência de chaveamento, 1CMV a tensão sobre o capacitor 1MC e máxP0 a máxima

potência de saída.

A equação (3.26) garante que a energia armazenada no capacitor multiplicador é igual

ou maior que metade da energia dissipada pela carga. Metade da energia consumida pela

carga é fornecida através do capacitor multiplicador e a outra metade é fornecida diretamente.

- Perdas por condução da chave:

Durante o período de condução da chave tem-se uma perda de potência conhecida

como “perda por condução”, motivada por sua resistência interna.

A transferência de energia do capacitor 1MC para o 2MC não influencia

significativamente a forma de onda da corrente sobre a chave, sendo que o valor aproximado

para a corrente eficaz pode ser obtido quando desconsiderada a ondulação na corrente do

indutor de entrada, como segue:

in

inSef V

DPI ⋅= (3.27)

32

Logo, a perda por condução da chave é obtida através da equação (3.28).

2)( SefDSonS IRP ⋅= (3.28)

sendo:

SP : perda por condução da chave (W);

DSonR : resistência interna da chave ( );

SefI : valor eficaz da corrente na chave (A);

- Perdas por comutação:

O principal fator responsável pelas perdas por comutação em um conversor Boost

clássico ocorre quando a chave é ligada. Durante este curto intervalo de tempo tem-se uma

elevação na corrente sobre a chave devido ao efeito da corrente de recuperação reversa do

diodo. No conversor com blocos multiplicadores de tensão as perdas por comutação são

reduzidas, pois devido à presença do indutor rL a corrente de recuperação reversa dos diodos

é amortecida fazendo com que a chave seja ligada com uma corrente nula de chaveamento,

desta forma não há perdas por comutação neste conversor.

- Perdas por condução dos diodos:

A corrente sobre todos os diodos é igual a corrente de saída, conforme equação (3.29).

0

0021 V

Piii DDMDM === (3.29)

Logo, a perda por condução dos diodos é calculada através da seguinte equação:

33

0

0

VVPN

P fD

⋅⋅= (3.30)

sendo:

DP : perda por condução dos diodos (W);

N : número de diodos do circuito;

fV : queda de tensão interna de cada diodo (V);

Analisando-se a equação (3.30), percebe-se que as perdas por condução dos diodos

podem ser elevadas em aplicações com baixa tensão de saída e elevada potência de saída.

Logo, o conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão pode apresentar uma menor

eficiência em relação ao conversor Boost clássico em aplicações com baixo ganho estático

( )inVV0 , mesmo operando com uma pequena razão cíclica. Percebe-se também que a

inclusão de mais blocos multiplicadores no circuito, ou seja, um aumento do número de

diodos, também irá aumentar estas perdas.

34

4 CONVERSORES CC-CA (INVERSORES) MODULADOS POR LARGURA DE

PULSO (MLP)

Os conversores CC-CA são também conhecidos como inversores. A função de um

inversor é transformar uma tensão de entrada CC em uma correspondente tensão de saída CA

de magnitude e freqüência desejadas. Uma tensão de saída variável pode ser obtida através da

variação da tensão CC de entrada e pela manutenção do ganho constante no inversor. De outra

forma, se a tensão de entrada CC for fixa e não controlável, a variação da tensão de saída CA

pode ser obtida através do ajuste no ganho do inversor, o que normalmente é obtido

utilizando-se um controle de modulação por largura de pulso (conhecido no inglês como

PWM).O ganho do inversor pode ser definido como a razão entre a tensão de saída CA e a

tensão de entrada CC (RASHID, 1993).

Idealmente a forma de onda da tensão de saída de um inversor deve ser senoidal. No

entanto essas formas de onda na prática são não-senoidais, com a presença de harmônicas. Em

aplicações de baixa e média potência as formas de onda quadradas e similares podem ser

aceitáveis. Todavia em aplicações de elevada potência são desejadas pequenas distorções nas

formas de onda senoidais. Com a disponibilidade de dispositivos semicondutores de potência

de atuação rápida, as harmônicas contidas no sinal de saída do inversor podem ser

minimizadas ou reduzidas significativamente através de técnicas de chaveamento.

Os inversores são amplamente utilizados em aplicações industriais tais como na

variação de velocidade de motores CA, em fontes de alimentação e sistemas de fornecimento

ininterrupto de energia (UPS).

A entrada desses inversores pode ser uma bateria, células combustíveis, células

fotovoltaicas ou outras fontes de tensão CC. Tipicamente as saídas para inversores

monofásicos são (1) 120v e 60Hz, (2) 220V e 50Hz, e (3) 115V e 400Hz. Em inversores

trifásicos, os valores típicos de saída são (1) 220/380V e 50Hz, (2) 120/208V e 60Hz, e (3)

115/200V e 400Hz.

Os inversores podem ser classificados em dois tipos: (1) inversores monofásicos e (2)

inversores trifásicos. Eles podem utilizar como dispositivos de chaveamento os transistores

bipolares de junção (TBJ’s), MOSFETs, Transistores Bipolares de porta isolada (conhecidos

no inglês como IGBTs), MCTs, SITs, GTOs ou tiristores de comutação forçada dependendo

das aplicações. Geralmente usam sinais de controle de modulação por largura de pulso para a

variação do sinal de saída CA. São conhecidos como inversores de corrente (IC) se a corrente

35

de entrada é mantida constante e inversores de tensão (IV) se a tensão de entrada permanece

constante.

4.1 INVERSORES DE TENSÃO MONOFÁSICOS

Conforme Rashid (1993, p. 357), os inversores de tensão monofásicos podem ser

classificados em meia-ponte ou ponte-completa.

A topologia do inversor de tensão monofásico em meia-ponte, as formas de onda na

saída para uma carga resistiva e a forma de onda da corrente para uma carga altamente

indutiva são mostradas respectivamente nos itens (a), (b) e (c) na figura (4.1).

Fig. 4.1. Inversor de tensão monofásico meia-ponte.Fonte: adaptada de [ Rashid 93], p. 357.

Quando o transistor Q1 entra em condução no primeiro intervalo de tempo 20T , a

tensão instantânea na carga ( 0v ) é 2SV .Quando o transistor Q2 entra em condução no

segundo intervalo de tempo 20T a tensão na carga é - 2SV .O acionamento dos transistores

em questão deve ser projetado de modo que não seja possível a condução simultânea dos

mesmos. Essa topologia requer uma fonte CC com divisão de tensão, sendo que a tensão

reversa sobre o transistor em bloqueio é SV ao invés de 2SV .

36

A tensão de saída instantânea ( 0v ) em Volts pode ser expressa através da série de

Fourier:

∑∞

=

⋅⋅⋅⋅

=...5,3,1

0 )(2

n

S tnsenn

Vv ωπ

(4.1)

sendo igual a 0 para ,...4,2=n e 02 f⋅⋅= πω em rad/s para a tensão de saída, onde ω é a

velocidade angular , 0f a freqüência fundamental em Hertz, SV a tensão CC de entrada do

conversor em Volts.

Para o caso de uma carga indutiva, a corrente na mesma não varia instantaneamente

com a tensão de saída. Quando o transistor Q1 é bloqueado em 20Tt = a corrente da carga

continua fluindo através de D2, carga e a fonte inferior 2SV até que seu valor seja 0.De

maneira similar, quando Q2 é bloqueado no tempo 0Tt = a corrente na carga flui através de

D1, carga e a fonte superior 2SV .Na figura (4.1) item (c) pode-se observar a forma de onda

da corrente na carga e os intervalos de condução dos transistores para uma carga de elevada

indutância. Nesse caso cada transistor conduz apenas em um intervalo 20T ou 90°.

Dependendo do fator de potência da carga o período de condução de um transistor pode variar

entre 90° e 180°.

Para o caso de uma carga RL (resistiva e indutiva) a corrente instantânea na carga

0i pode ser representada pela expressão:

∑∞

=

−⋅⋅⋅⋅⋅+⋅⋅

⋅=

...5,3,1 220 )()(

2n

S ntnsenLnRn

Vi θωωπ

(4.2)

sendoR

Lntgn⋅⋅

= − ωθ 1 , L a indutância (em H) e R a resistência (em ).

Considerando-se a corrente 01I como a corrente rms fundamental de carga (em A), a

potência de saída fundamental ( 1=n ) em Watts pode ser expressa por:

37

RLR

VRIIVP Sn ⋅

⋅+⋅⋅

⋅=⋅=⋅⋅=

22

20101101

)(2

2)(cos

ωπθ (4.3)

sendo 1V a componente fundamental da tensão rms sobre a carga (em V).

A saída de inversores práticos contém harmônicas e a qualidade de um inversor

normalmente é avaliada em termos de alguns parâmetros de desempenho tais como o fator

harmônico ( FHn ), distorção harmônica total ( DHT ), fator de distorção ( FD ) e harmônica

de ordem mais baixa ( HOB ).

O fator harmônico ( FHn ) é uma medida da contribuição individual de cada uma das

harmônicas e é definida como:

1VV

FHn n= (4.4)

sendo nV o valor rms da n-ésima componente harmônica.

A distorção harmônica total ( DHT ) é uma medida da distorção entre a forma de onda

de saída do inversor e sua componente fundamental definida como:

21

,...3,2

2

1

1

⋅= ∑

∞

=nnV

VDHT (4.5)

O fator de distorção ( FD ) indica a quantidade de distorção harmônica restante em um

sinal particular após as harmônicas desse sinal terem sido submetidas a uma atenuação de

segunda ordem (divididas por 2n ).Esse fator é definido conforme equação (4.6):

21

,...3,2

2

21

1

⋅= ∑

∞

=n

n

nV

VFD (4.6)

Pode-se definir também o fator de distorção de cada componente harmônica como:

38

21 nVVFDn n

⋅= (4.7)

A harmônica de ordem mais baixa ( HOB ) é a componente harmônica cuja freqüência

está mais próxima da freqüência fundamental e sua amplitude é igual ou maior a 3% da

amplitude da componente fundamental.

Outra topologia possível para inversores de tensão monofásicos é a do inversor em

ponte-completa mostrada na figura (4.2) juntamente com as respectivas formas de onda na

saída para uma carga resistiva e a forma de onda da corrente para uma carga altamente

indutiva.

Fig. 4.2. Inversor de tensão monofásico ponte-completa.Fonte: adaptada de [ Rashid 93 ], p. 361.

Quando os transistores Q1 e Q2 são acionados simultaneamente, a tensão de entrada

SV é aplicada sobre a carga. Na condução simultânea dos transistores Q3 e Q4, a tensão que

aparece sobre a carga é de SV− .A tensão de saída rms nessa topologia de conversor pode ser

obtida pela equação seguinte:

S

To

S VdtVT

V =

⋅⋅= ∫

21

2

0

2

00

2(4.8)

39

Aplicando-se a série de Fourier obtém-se a equação seguinte a qual representa a tensão

de saída instantânea:

∑∞

=

⋅⋅⋅⋅⋅

=...5,3,1

0 )(4

n

S tnsenn

Vv ωπ

(4.9)

Para uma carga resistiva e indutiva, a corrente na mesma pode ser obtida através da

equação (4.10).

∑∞

=

−⋅⋅⋅⋅⋅+⋅⋅

⋅=

...5,3,1220 )(

)(

4n

nS tnsen

LnRn

Vi θω

ωπ(4.10)

sendoR

Lntgn⋅⋅

= − ωθ 1

4.2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO POR LARGURA DE PULSO (MLP)

Em INEP (1995, MODULAÇÃO PWM, p. 1.), as técnicas de modulação por largura

de pulso são classificadas primeiramente como fixas e móveis.

Modulação fixa refere-se àquela na qual a tensão (ou corrente) de saída, no caso de um

inversor, é modificada diretamente pela variação da tensão (ou corrente) de entrada. Essa

modulação é bastante utilizada em inversores de corrente.

Também para o caso de um inversor, define-se modulação variável como aquela que

permite a variação da tensão (ou corrente) de saída através do acionamento coordenado das

chaves de potência do circuito, mantendo-se a tensão (ou corrente) de entrada inalterada. Essa

modulação é muito utilizada em inversores de tensão.

Algumas das técnicas de modulação variável são: controle da tensão por defasagem,

modulação por largura de pulsos múltiplos e iguais entre si, modulação por largura de pulso

senoidal e modulação por largura de pulso senoidal amostrada. Existem outras técnicas que

também se enquadram nessa classificação tais como a modulação por largura de pulso

otimizada e a modulação otimizada usando o método do gradiente simplificado que não serão

abordadas uma vez que representam soluções utilizadas na redução das componentes

harmônicas em implementações de elevada potência, cujo tema não é o foco deste trabalho.

40

4.2.1 Controle de tensão por defasagem

Nessa classificação o sinal de saída do inversor é ajustado conforme a defasagem

angular de condução das chaves de potência. A figura (4.3) mostra um conversor inversor

monofásico em ponte-completa e o sinal de saída em função da defasagem angular φ entre as

chaves de potência S1, S2, S3 e S4.

Fig. 4.3. Tensão de saída de um inversor monofásico em ponte-completa controlado por defasagem. Fonte: [ INEP 95b ], p. 2.

Adotando-se o ponto N como referência, a tensão na carga pode ser definida pela

equação seguinte.

)()( NBNAL VVVVV −−−= (4.11)

O ângulo γ , que representa o intervalo no qual a tensão de saída é diferente de zero

pode ser obtido em função do ângulo de defasagem de conduçãoφ entre as chaves de potência

pela equação:

φγ −= º180 (4.12)

Utilizando-se a Série de Fourier, o nível de tensão na carga é expresso por:

41

⋅

⋅⋅⋅

= ∑∞

= 24

,...5,3,1

γπ

nsenn

VVn

SL (4.13)

sendo SV a tensão em corrente contínua na entrada do inversor (em Volts).

A tensão eficaz sobre a carga ( LefV ) é definida pela equação (4.14) .

πγ

⋅= SLef VV (4.14)

Para valores de πφ maiores que 0,4 as componentes harmônicas apresentam

amplitude maior do que a componente fundamental.

4.2.2 Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si

Essa técnica permite a redução do conteúdo harmônico do sinal de saída do inversor

quando comparada à técnica anterior. Para isso utiliza-se um sinal de referência retangular e

uma onda portadora triangular.

A freqüência do sinal de referência determina a freqüência fundamental do sinal de

saída enquanto a freqüência da onda portadora determina o número de pulsos por semi-ciclo.

Assim, o sinal de saída do inversor é representado por uma série de pulsos, reduzindo-se o

conteúdo harmônico.

A figura (4.4) apresenta o princípio básico da geração de um sinal através de

modulação por largura de pulsos múltiplos e iguais entre si para um inversor monofásico.

42

Fig. 4.4. Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si para um inversor monofásico. Fonte: [ INEP 95b ], p. 4.

A largura dos pulsos γ depende dos valores de tensão 1V (sinal de referência) e 2V

(onda portadora triangular) segundo a equação a seguir:

−⋅=

211

VV

Nπ

γ (4.15)

considerando-se 210 VV ≤≤ e N como a razão entre o período do sinal de saída (T ) e o

dobro do período da onda portadora triangular ( pT ) conforme equação abaixo:

pTTN⋅

=2

(4.16)

Em Rashid (1993, p.376) comenta-se que o fator de distorção para essa técnica de

modulação é significativamente reduzido se comparado à Modulação por Largura de Pulso

único. Contudo, devido ao aumento na freqüência de chaveamento dos transistores de

potência, elevam-se também as perdas nesses elementos.

43

4.2.3 Modulação por Largura de Pulso senoidal

Nessa técnica de modulação a largura de cada pulso é definida proporcionalmente às

amplitudes de um sinal de referência senoidal. Isso permite uma redução ainda mais

significativa do fator de distorção e das harmônicas de mais baixa ordem em comparação com

as técnicas apresentadas anteriormente.

Essa modulação é gerada a partir da comparação do sinal de referência senoidal de

freqüência fo com uma onda portadora triangular de freqüência fp .A freqüência da

componente fundamental do sinal de saída é definida pela freqüência do sinal de referência

senoidal enquanto a amplitude deste ( Ar ) controla o chamado índice de modulação ( IM ), o

qual está relacionado com a tensão de saída rms do inversor ( 0V ).

O índice de modulação ( IM ) é obtido através da equação (4.17), sendo Ap a

amplitude da onda portadora triangular.

ApArIM = (4.17)

A tensão de saída rms ( 0V ) do inversor obtida na utilização dessa técnica é definida

pela equação seguinte:

21

10

⋅= ∑

=

p

mS

mVVπ

δ (4.18)

sendo p o número de pulsos e mδ a largura do m-ésimo pulso.

A figura (4.5) apresenta o sinal de referência, a onda portadora e o sinal modulado por

largura de pulso senoidal.

44

Fig. 4.5. Modulação por Largura de Pulso senoidal. Fonte: adaptada de [ Rashid 93 ], p. 377.

A figura (4.6) apresenta no item (a) a modulação MLP senoidal a dois níveis e no item

(b) a modulação MLP senoidal a três níveis.

Fig. 4.6. Modulações senoidais naturais. Fonte: [ INEP 95b ], p. 7.

45

Percebe-se, para uma mesma freqüência da onda portadora triangular, que a tensão de

saída de um inversor a três níveis possui o dobro de pulsos em relação à modulação a dois

níveis. Dessa forma as primeiras componentes harmônicas apresentam ordem de freqüência

duas vezes superior, distanciando-se da componente fundamental e por conseqüência

facilitando a ação de filtragem.

4.2.4 Modulação por Largura de Pulso amostrada

Essa técnica baseia-se na amostragem de valores instantâneos de uma senóide de

referência, a qual é obtida através de um circuito “amostra-e-retém” (do inglês Sample-and-

Hold) pelo armazenamento do valor instantâneo de pontos eqüidistantes ao longo do sinal

senoidal, mantendo-o constante até nova amostragem. Resulta desse processo uma forma de

onda em degraus que é comparada a uma forma de onda triangular, gerando o sinal modulado

em dois ou três níveis conforme figuras (4.7) e (4.8) respectivamente, sendo (a) o sinal de

referência refV ; (b) sinal modulante amostra-e-retém; (c) forma de onda triangular; (d) pulsos

gerados pela modulação e (e) forma de onda da componente fundamental do sinal modulado.

Fig. 4.7. Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a dois níveis.Fonte: [ INEP 95b ], p. 9.

46

Fig. 4.8. Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a três níveis.Fonte: [ INEP 95b ], p. 9.

Essa técnica é vantajosa em relação a MLP senoidal uma vez que é possível a

definição das posições de amostragem e dos valores amostrados e, por conseqüência, a

previsão da largura e da posição dos pulsos, permitindo a utilização de computadores e

circuitos digitais dedicados a esse fim.

Assim, essa técnica de modulação apresenta vantagens em relação às descritas

anteriormente além da fácil implementação, de forma que não estando em foco a análise de

harmônicas, atende ao propósito do presente trabalho.

47

5 MICROCONTROLADORES

5.1 INTRODUÇÃO

Um microcontrolador é um computador programável, em um chip otimizado para

controlar dispositivos eletrônicos. É uma espécie de microprocessador, com memória e

interfaces de entrada/saída (I/O) integrados, enfatizando a auto-suficiência, em constraste com

um microprocessador de propósito geral, o mesmo tipo usado nos PCs, que requer chips

adicionais para prover as funções necessárias.

Os microcontroladores foram originados do desenvolvimento da tecnologia dos

circuitos integrados, que possibilitou armazenar centenas de milhares de transistores num

único chip. A produção dos primeiros computadores se baseou nessa tecnologia, onde foram

adicionados periféricos externos tais como memória, linhas de entrada e saída, temporizadores

e outros. Com a melhoria e crescente aumento do nível de integração, surgiram circuitos

integrados que contém simultaneamente processador e periféricos. O chip contendo um

microcomputador, mais tarde foi chamado microcontrolador.

Existem vários aspectos que diferem um microcontrolador de um microprocessador. O

mais importante deles é com relação à funcionalidade, já que o microprocessador necessita da

adição de outros componentes, tais como memória, entrada e saída de dados, etc. Enquanto

isso, o microcontrolador já tem incorporado ao seu projeto todos os periféricos necessários

para seu funcionamento, poupando dessa forma, tempo, e espaço na construção dos

dispositivos.

Atualmente existe uma diversidade de fabricantes de microcontroladores, os quais

estão disponíveis em várias “famílias” diferindo no número de entradas/saídas, quantidade de

memória, periféricos como conversores A/D (analógico/digital), temporizadores/contadores e

interface para comunicação serial.

48

5.2 ATUAÇÃO DO MICROCONTROLADOR NO PROJETO PROPOSTO

A função do microcontrolador no circuito proposto está relacionada com a geração de

três sinais modulados por largura de pulso, limitando-se ao simples acionamento das chaves

de potência do conversor Boost e do conversor CC-CA sem atuar na monitoração dos níveis

de tensão de saída dos conversores, ou seja, sem o ramo de realimentação caracterizando,

portanto, um controle em malha aberta. A razão cíclica ( D ) do MLP1 do conversor Boost

será ajustada pelo potenciômetro enquanto os sinais modulados por largura de pulso para

acionamento do conversor CC-CA (MLP2 e MLP3) são parametrizados no programa definido

para o microcontrolador. A atuação deste no contexto do projeto é demonstrada na figura

(5.1).

Fig. 5.1 Microcontrolador contextualizado ao projeto.Fonte: OS AUTORES

O microcontrolador a ser utilizado, portanto, deve possuir pelo menos três saídas de

sinais modulados por largura de pulso (MLP), sendo MLP2 e MLP3 complementares.

Tensão CA Vcc elevadaBateria 24 Vcc

Sinal MLP 3Sinal MLP 1

CONVERSORBOOST CONVERSOR

CC-CA

MICROCONTROLADOR

Potenciômetro

Sinal MLP 2

49

5.3 FAMÍLIAS DE MICROCONTROLADORES

A utilização de microcontroladores nas mais diversas aplicações disseminou-se

rapidamente, existindo atualmente uma grande diversidade desses dispositivos. O primeiro

microcontrolador foi lançado pela Intel em 1978 e recebeu a sigla 8048, evoluindo

posteriormente para a família 8051, em 1983. A Intel ainda oferece a família 8096, que

trabalha em 16 bits, possibilitando maior capacidade de processamento. Citam-se também

como fabricantes alternativos à Intel a Texas Instruments com os MSP, Zilog com sua família

Z8, a National com o COP8, a Motorola ( atualmente FreeScale ) com o 6811 e a Microchip

com seus PICs.

A família MSP430 da Texas Instruments de microcontroladores com baixo consumo

de energia é composta de dispositivos usados para diferentes periféricos e aplicações. A

arquitetura combinada, com cinco modos de economia de energia diferentes, permite que

esses dispositivos sejam otimizados estendendo, portanto, a vida útil da bateria em aplicações

de medições portáteis. O oscilador controlado digitalmente (DCO) permite alternar do modo

de economia de energia para modo ativo em menos de 6 µs.

Atualmente a família 8051 é a que oferece uma grande variedade de opções,

apresentando como vantagem a diversidade de fabricantes que a disponibiliza tal como a

Philips, a Maxim-Dallas, a Atmel e a Analog-Devices.

5.4 A ESCOLHA DO MICROCONTROLADOR MSP430F149

Optou-se pela utilização desse microcontrolador da Texas Instruments pelas

características interessantes como baixo consumo, facilidade de programação, bem como

facilidade de obtenção de kits de desenvolvimento e hardware.

O MSP430F149 possui arquitetura RISC (Reduced Instruction Set Computer) e

processamento em 16 bits, apresentando como principais características: conversor A/D com

resolução 12 bits, oito entradas analógicas, memória Flash com 60 kB, memória RAM com 2

kB, duas portas seriais, 48 pinos de entrada e saída, tensão de alimentação de 1,8 a 3,6 Vcc,

programação on board (sem a necessidade da remoção do componente), tamanho físico

reduzido (aproximadamente 10 x 10 mm). Dentre as saídas disponíveis oito podem ser

programadas para sinais MLP, atendendo a exigência mínima do projeto a qual é de três

saídas MLP disponíveis.

50

Com o intuito de facilitar o acesso aos pinos do microcontrolador, uma vez que o

mesmo é do tipo SMD, foi necessária a localização de um fornecedor de um KIT didático que

contivesse esse dispositivo. Optou-se então pelo KIT didático módulo CPU MSP430 de 64

pinos comercializado pela empresa SCTEC, a qual está atualmente estabelecida na cidade de

Joinville, SC.

A figura (5.2) apresenta uma visão do módulo em questão.

Fig. 5.2 : Módulo CPU MSP430 64 pinos da SCTEC. Fonte: [ www 07b ]

51

6 PROJETO

Esse capítulo abordará os critérios de especificação dos componentes utilizados nos

circuitos ensaiados, simulações com o programa PSpice, procedimentos de montagem,

metodologia utilizada nos ensaios, problemas encontrados e soluções adotadas.

6.1 APRESENTAÇÃO DO CIRCUITO PROPOSTO

O circuito implementado é composto pelo módulo com microcontrolador

MSP430F149, etapa de isolação ótica com circuito driver, circuito conversor CC-CC (nas

configurações Boost clássico ou Boost com bloco) e circuito inversor de tensão monofásico

(meia-ponte ou ponte completa). A figura a seguir apresenta um diagrama de blocos com as

principais etapas que compõem o circuito ensaiado.

Fig. 6.1 : Diagrama de blocos simplificado para o circuito proposto.

Conforme já abordado no capítulo 5, tópico 5.4, utilizou-se o microcontrolador

MSP430F149 da Texas Instruments no acionamento dos MOSFET’s do inversor de tensão

monofásico e do conversor CC-CC sem realimentação para o controle, caracterizando,

portanto, um sistema em malha aberta. O ajuste do sinal modulado por largura de pulso

aplicado ao conversor CC-CC Boost é realizado através de um potenciômetro externo

conectado a uma entrada de interface analógica/digital disponível no microcontrolador. A

isolação do módulo com microcontrolador em relação ao circuito de potência é possível

através da etapa isolação ótica com circuito driver. Essa etapa é composta basicamente por

cinco optoacopladores do tipo 6N136 e cinco circuitos integrados do tipo NE555.

A etapa conversor CC-CC é composta por um MOSFET de potência e um diodo do

tipo ultrarápido para a configuração Boost clássico. Para o caso do Boost com bloco adiciona-

Módulo commicrocontrolador

MSP430F149

Ajuste externoMLP do conversor

Boost

Etapa isolaçãoótica com circuito

driverConversor CC-CC

Boost

Circuito inversorde tensão

monofásico

52

se um estágio elevador de tensão composto por dois diodos, um capacitor e uma pequena

indutância com este conforme já abordado no capítulo 3, tópico 3.2.

6.2 ESPECIFICAÇÃO E CRITÉRIOS ADOTADOS

6.2.1 Potenciômetro de ajuste para o conversor CC-CC Boost

Para ajuste do sinal MLP responsável pelo acionamento do Mosfet desse conversor

utilizou-se um potenciômetro de Ωk1 conforme figura (6.2).

Fig. 6.2 : Ligação do potenciômetro de ajuste ao módulo MSP430

A alimentação de 3,3Vcc utilizada nesse circuito e aplicada ao microcontrolador é

fornecida pelo regulador de tensão LM317T conforme figura abaixo.

Fig. 6.3 : Regulador de tensão variável LM317T ajustado paratensão de saída de 3,3Vcc.

+3,3Vcc

1k MSP430F149

53

6.2.2 Etapa de isolação ótica com circuito driver

A fim de proporcionar uma isolação entre o circuito de controle, o qual é representado

pelo módulo com o microcontrolador MSP430F149, e a etapa de potência, reduzindo assim a

possibilidade de dano ao primeiro, faz-se necessária a especificação de um circuito de

isolação ótica baseado em optoacopladores disponíveis comercialmente.

Basicamente um optoacoplador é composto por um emissor e um receptor presentes

em um mesmo encapsulamento. No projeto proposto utilizou-se o optoacoplador 6N136 da

QT OPTOELECTRONICS, o qual é composto por um emissor LED de AlGaAs e um

fotoreceptor baseado em um transistor de alta velocidade de chaveamento presentes em um

encapsulamento do tipo DIP de 8 pinos. Conforme catálogo disponível para pesquisa em

[www 07d ], esses dispositivos apresentam uma velocidade de transferência de dados de

1Mbit/s e isolação de até 480 Vcc. A fig. (6.4) apresenta uma recomendação do fabricante

para utilização desse optoacoplador. Considerou-se para o projeto as especificações

Ω= KRL 33 , Ω= 100mR VVcc 15= . Não foram utilizados os capacitores de Fµ1,0 e

Fµ5,1 uma vez que a distância entre o circuito driver e a saída dos optoacopladores é

pequena.

Fig. 6.4 : Circuito recomendado para o 6N136.

A ligação recomendada pelo fabricante será modificada com a colocação de LR entre o

pino 5 e o terra, uma vez que na configuração anterior um nível alto na entrada faz com que o

o fototransistor conduza, levando o pino 6 ao potencial de terra e, portanto, invertendo a

lógica de saída em relação à de entrada. Isso levaria o pino 3 do NE555 a nível baixo,

ocasionando a não condução do Mosfet, quando na verdade esse deveria estar em operação.

54

mR foi obtido considerando-se o nível de tensão do sinal MLP aplicado ao optoacoplador em

3,3V , corrente de entrada mAI F 16= e VVF 7,1= ( recomendação do fabricante), através da

equação seguinte:

F

Fm I

VR −=

3,3(6.1)

LR foi obtido considerando-se o nível de tensão de alimentação VVcc 15= e a corrente

máxima de saída mAIO 8max = , através da equação seguinte:

Ω==≥ KIVRO

ccL 875,1

008,015

max

(6.2)

Por sua vez o circuito driver, cuja função é amplificar a corrente de saída a ser

aplicada ao “gate” do Mosfet de Potência além de permitir também uma complementação à

isolação já disponibilizada pelos optoacopladores, é formado pelo CI NE555. Portanto um

nível de tensão alto proveniente da saída do optoacoplador 6N136 e aplicada ao “reset” do

NE555 ( pino 4 ), leva a saída deste a nível alto ( Vcc15 ), acionando o Mosfet. A figura (6.5)

apresenta o modo de ligação do CI NE555 no contexto da etapa isolação ótica com circuito

driver.

55

Fig. 6.5 : Etapa de isolação ótica com circuito driver.

O capacitor C1 de 1 F é carregado através do diodo ultrarápido MUR860 durante a

condução do Mosfet Q4. Cessada esta, a carga do capacitor é suficiente para garantir o

funcionamento do CI NE555 representado por U1, garantindo portanto a operação do Mosfet

Q1. O circuito que alimenta o par de Mosfets Q2 e Q3 opera de forma semelhante. O circuito

completo da etapa de isolação ótica com circuito driver está disponível no APÊNDICE A.

A alimentação de toda a etapa é fornecida pelo regulador de tensão LM7815, cuja

ligação recomendada está representada na figura (6.6). Maiores detalhes estão disponíveis no

catálogo da National Semiconductors disponível em [ www 07d ].

56

Fig. 6.6 : Regulador de tensão LM7815.

6.2.3 Etapa Conversor CC-CC Boost

6.2.3.1 Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao Inversor Meia-Ponte

A figura (6.7) apresenta essa topologia:

Fig. 6.7 : Boost com bloco acoplado a inversor meia-ponte.

Os critérios de projeto são:

VccVin 24= Tensão de entrada;

VccV 3600 = Tensão de saída do conversor CC-CC;

WPin 300= Potência de entrada;

WP 3000 = Potência de saída do conversor CC-CC;

57

WP 400max0 = Máxima potência de saída do conversor CC-CC;

1=M Quantidade de blocos multiplicadores;

3=N Quantidade de diodos no conversor CC-CC;

%45% =P Ondulação percentual da corrente de entrada;

%50 =∆V Ondulação percentual da tensão de saída do conversor CC-CC;

kHzf 40= Freqüência de chaveamento;

Ø O ganho estático para esta topologia é calculado pela seguinte equação:

1524

3600 =∴== qVV

qin

Ø A razão cíclica é calculada pela equação (3.21):

867,0360

)11(24360)1(

0

0 =∴+⋅−

=+⋅−

= DV

MVVD in

Ø A máxima tensão aplicada sobre a chave é dada pela equação (3.22), assim como a

máxima tensão sobre os diodos do conversor CC-CC e o capacitor 1MC :

VVVVD

VVVV dSCMindSCM 180867,01

1241

111 ===∴

−⋅=

−⋅===

Ø O valor da corrente eficaz sobre a chave é obtido pela equação (3.27):

AIV

DPI Sefin

inSef 639,11

24867,0300

=∴⋅

=⋅

=

Logo o MOSFET escolhido foi o IRFP260, o qual possui as seguintes características:

VVDSS 200= Máxima tensão entre dreno e fonte;

AID 46= Máxima corrente no dreno;

Ω= 055,0DSonR Resistência interna de condução;

58

Ø Logo a máxima potência dissipada pelo MOSFET quando em condução pode ser

calculada pela equação (3.28):

WPIRP SSefDSonS 451,7)639,11(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Ø A corrente sobre os diodos resulta da equação (3.29):

AiiiVPiii DDMDMDDMDM 833,0

360300

0210

0021 ===∴====

Logo os diodos 1MD , 2MD e 0D escolhidos foram do tipo ultrarápido MUR860, os

quais possuem as seguintes características:

VVRRM 400= Máxima tensão reversa;

AI AVF 8)( = Máxima corrente de condução;

Ø A máxima potência dissipada pelos diodos é obtida pela equação (3.30):

WPV

VPNP D

fD 75,1

3607,03003

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Ø A variação da corrente sobre o indutor de entrada é calculada pela expressão (3.24):

AIPVPII Lin

inLinin 625,545,0

24300

%0 =∆∴⋅=⋅=∆=∆

Ø O valor máximo da corrente sobre o indutor é calculado pela seguinte expressão:

AIVPI M

inM 5,12

243000 =∴==

Ø Logo o valor mínimo da corrente sobre o indutor é:

AIIII mLinMm 875,6625,55,12 =∴−=∆−=

Ø A indutância de entrada é calculada pela equação (3.25):

HLkfI

DVL inLin

inin µ480,92

40625,5867,024

=∴⋅

⋅=

⋅∆⋅

=

59

Ø A corrente de saída é calculada pela equação (3.29):

AiVPi 833,0

360300

00

00 =∴==

Ø A capacitância de saída pode ser calculada pela equação (3.19):

FCkCfC

iDV µ106,36140

833,0867,005,0 000

00 =∴

⋅⋅

=→⋅⋅

=∆

Ø O valor mínimo para capacitância de 1MC é calculado pela equação (3.26):

nFCkfV

PC MCM

máxM 640,308

40)180(400

)( 1221

01 ≥∴

⋅≥

⋅≥

Como o conversor CC-CC será conectado a um inversor meia-ponte, tem-se um

divisor de tensão entre os capacitores 0C e 1MC , portanto estes capacitores devem ser de

mesma capacitância. Para que se tenho o efeito capacitivo de saída calculado anteriormente, e

considerando os valores comerciais, as seguintes associações de capacitores foram adotadas:

Ø Tanto 0C quanto 1MC serão representados pela associação em paralelo de um

capacitor de 470 F, um de 47 F e um de 220 F. Tem-se então uma capacitância

equivalente de 737 F.

Ø Logo o efeito capacitivo na saída será o equivalente entre duas capacitâncias de 737 F

em série, ou seja, 368,5 F.

Para o dimensionamento do capacitor 2MC pode-se adotar o mesmo critério de

dimensionamento de 1MC , pois o capacitor 2MC deve ser capaz de armazenar no mínimo

metade da energia armazenada em 1MC . O valor adotado para 2MC foi de 10 F.

O indutor ressonante rL deve apresentar uma indutância baixa, a fim de minimizar os

efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos. Nesse caso será utilizado um indutor de

H.

60

6.2.3.2 Boost com Bloco Multiplicador acoplado ao Inversor Ponte Completa

O segundo ensaio a ser realizado será de um Boost com estágio multiplicador de

tensão acoplado a um inversor ponte completa. A figura (6.8) apresenta a topologia:

Fig. 6.8 : Boost com bloco acoplado a inversor Ponte completa

Os dados de projeto e cálculos de componentes para esta topologia são:











61

Ø O ganho estático para esta topologia é:

5,724

1800 =∴== qVVq

in


733,0180

)11(24180)1(

0

0 =∴+⋅−

=+⋅−

= DV

MVVD in

Ø A máxima tensão aplicada sobre a chave, diodos e o capacitor 1MC do conversor CC-

CC é dada pela equação (3.22):

VVVV

DVVVV

dSCM

indSCM

90

733,01124

11

1

1

===∴

−⋅=

−⋅===

Ø O valor da corrente eficaz sobre a chave é dado pela equação (3.27):

AIV

DPI Sef

in

inSef 702,10

24733,0300

=∴⋅

=⋅

=

Logo o mesmo MOSFET, o IRFP260, escolhido para o primeiro ensaio poderá ser

usado também neste ensaio.

Ø Então a máxima potência dissipada pelo MOSFET nesta topologia é:

WPIRP SSefDSonS 299,6)702,10(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Ø A corrente sobre os diodos é calculada pela equação (3.29):

AiiiVPiii DDMDMDDMDM 667,1

180300

0210

0021 ===∴====

Os mesmos diodos escolhidos para a topologia anterior também poderão ser aplicados

neste ensaio. Logo os diodos 1MD , 2MD e 0D escolhidos foram o MUR860.

62

Ø A máxima potência dissipada pelos diodos é dada pela equação (3.30):

WPV

VPNP D

fD 5,3

1807,03003

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Ø A variação da corrente sobre o indutor de entrada, o valor máximo e o valor mínimo

desta corrente são respectivamente:

AIPVPII Lin

inLinin 625,545,0

24300

%0 =∆∴⋅=⋅=∆=∆

AIVPI M

inM 5,12

243000 =∴==

AIIII mLinMm 875,6625,55,12 =∴−=∆−=

Ø A indutância de entrada é calculada pela equação (3.25):

HLkfI

DVL in

Lin

inin µ187,78

40625,5733,024

=∴⋅

⋅=

⋅∆⋅

=

Será utilizado o mesmo indutor de 92,480µH calculado para o primeiro ensaio, sendo

os efeitos desta consideração serão avaliados na simulação.

Ø A corrente de saída é calculada pela equação (3.29):

AiVPi 667,1

180300

00

00 =∴==

Ø A capacitância de saída pode ser calculada pela equação (3.19):

FCkCfC

iDV µ956,61040

667,1733,005,0 000

00 =∴

⋅⋅

=→⋅⋅

=∆

Ø O valor mínimo para capacitância de 1MC é calculado pela equação (3.26):

nFCkfV

PC M

CM

máxM 568,1234

40)90(400

)( 1221

01 ≥∴

⋅≥

⋅≥

63

Neste segundo ensaio o conversor CC-CC será conectado a um inversor ponte

completa, logo não é necessário que 0C seja igual a 1MC . Contudo por questão de otimização,

serão mantidos os mesmos valores do ensaio anterior.

Ø Para 0C será associado em paralelo um capacitor de 470 F, um de 47 F e um de

220 F. Tem-se então uma capacitância equivalente de 737 F, valor próximo ao

dimensionado anteriormente de 610,956µF.

Ø Para 1MC serão associados em paralelo os mesmos capacitores para 0C . Tem-se então

uma capacitância equivalente de 737 F.

Para o capacitor 2MC será utilizado o mesmo do primeiro ensaio, de 10µF, pois este

valor ainda está acima do mínimo determinado para 1MC . O indutor ressonante rL também

será o mesmo, de 4 H.

6.2.3.3 Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte Completa

O terceiro ensaio a ser realizado será de um Boost clássico acoplado a um inversor

Ponte completa, o qual é representado na figura (6.9).

Fig. 6.9 : Boost clássico acoplado a um inversor Ponte completa

64

Os dados de projeto e cálculos de componentes para o conversor Boost utilizado nesta

topologia são:











Ø O ganho estático para esta topologia é:

5,724

1800 =∴== qVVq

in


867,0180

)10(24180)1(

0

0 =∴+⋅−

=+⋅−

= DV

MVVD in

Ø A máxima tensão aplicada sobre a chave é igual a tensão de saída:

VVS 180=∴

Ø O valor da corrente eficaz sobre a chave pode ser calculado pela equação (3.27):

AIV

DPI Sefin

inSef 639,11

24867,0300

=∴⋅

=⋅

=

O mesmo MOSFET, o IRFP260, escolhido para os ensaios anteriores poderá ser

usado também neste ensaio.

65

Ø A máxima potência dissipada pelo MOSFET nesta topologia é:

WPIRP SSefDSonS 451,7)639,11(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Ø A variação da corrente sobre o indutor de entrada, o valor máximo e o valor mínimo

desta corrente são respectivamente:

AIPVPII Lin

inLinin 625,545,0

24300

%0 =∆∴⋅=⋅=∆=∆

AIVPI M

inM 5,12

243000 =∴==

AIIII mLinMm 875,6625,55,12 =∴−=∆−=

Ø A corrente sobre o diodo de saída é calculada pela equação (3.14):

AiDiii mM 288,12

)867,01()875,65,12(2

)1()(00 =∴

−⋅+=

−⋅+=

O mesmo diodo MUR860 será utilizado para 0D .

Ø A máxima potência dissipada pelo diodo é dada pela equação (3.30):

WPV

VPNP D

fD 167,1

1807,03001

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Ø A indutância de entrada pode ser calculada pela equação (3.25):

HLkfI

DVL inLin

inin µ480,92

40625,5867,024

=∴⋅

⋅=

⋅∆⋅

=

Ø A corrente de saída é a mesma sobre o diodo de saída:

Ai 288,10 =∴

Ø A capacitância de saída é dada pela equação (3.19):

FCkCfC

iDV µ348,558

40288,1867,005,0 0

00

00 =∴

⋅⋅

=→⋅⋅

=∆

Considerando os valores comerciais, para o capacitor de saída serão associados um

capacitor de 470µF, e dois de 47µF. Tem-se então uma capacitância equivalente de 564µF.

66

6.2.4 Dimensionamento do circuito inversor de tensão monofásico

Para o dimensionamento dos MOSFET’s a serem utilizados nos inversores

considerou-se a maior tensão aplicada quando estes estão bloqueados e a maior corrente

quando em condução. A maior tensão aplicada ocorre no primeiro ensaio, 360Vcc. E a maior

corrente no segundo ensaio de 1,667A. O inversor trabalhará com uma freqüência de

chaveamento de 20kHz.

Logo o MOSFET escolhido foi o IRF740, o qual possui as seguintes características:

VVDSS 400= Máxima tensão entre dreno e fonte;

AI D 10= Máxima corrente no dreno;

6.2.5 Procedimentos para especificação dos Indutores:

- Determinação do Núcleo de Ferrite tipo E:

A função do núcleo magnético é fornecer um caminho para o fluxo magnético. Para

operações com freqüências elevadas, que é o caso deste projeto, os núcleos de ferrite são mais

indicados. A figura (6.10) apresenta o modelo de um núcleo de ferrite tipo E-E.

Figura 6.10 Núcleo e carretel do tipo E. Fonte: [ Barbi et al. 02 ]

67

A região denominada de eA representa a área da seção transversal do núcleo e a

região wA representa a área da janela. Para se determinar qual o núcleo que será usado define-

se o produto de we AA . através da seguinte relação:

w

eficazpicowe KJB

IILAA

..10...

.maxmax

4

= [cm4] (6.1)

Sendo:

L = indutância de projeto, valor em H;

picoI = corrente de pico sobre o indutor, valor em A;

eficazI = corrente eficaz sobre o indutor, valor em A;

maxB = máxima densidade de fluxo de saturação, igual a 0,3[Tesla] para núcleos de

ferrite usuais;

maxJ = máxima densidade de corrente, representa a capacidade de corrente por

unidade de área, depende dos condutores utilizados nos enrolamentos,

tipicamente igual a 450A/cm2;

wK = fator de ocupação do cobre dentro do carretel, usualmente igual a 0,7,

ou seja, 70% da área da janela do núcleo poderá ser ocupada pelos condutores;

Com o valor desta relação deve-se escolher um valor maior e mais próximo aos

valores padrões fornecidos pelos fabricantes.

- Determinação do Número de Espiras:

Pode ser obtido através da seguinte expressão:

e

Min

e

pico

ABIL

ABIL

N.10..

.10..

max

4

max

4

== (6.2)

Onde: eA = área da seção transversal do núcleo, em cm2;

68

- Cálculo do entreferro:

A indutância depende diretamente do número de espiras e da relutância total do

circuito magnético. Considerando que a relutância do entreferro seja muito maior que a

relutância do núcleo, o entreferro pode ser calculado por:

LANl e

entreferro

20

2 10... −

=µ [cm] (6.3)

Sendo:

entreferrol = valor do entreferro, em cm;

N = número de espiras;

0µ = permeabilidade do entreferro, considerado o ar;

eA = área da seção transversal do núcleo, em cm2;

L = indutância de projeto, valor em H;

O valor obtido através da equação (6.3) refere-se ao comprimento total do entreferro.

Como o núcleo utilizado é do tipo E-E, o entreferro é colocado nas pernas laterais, então em

cada perna tem-se metade do entreferro calculado, ou seja:

2_entreferro

lateralentreferro

ll = [cm] (6.4)

- Cálculo da Bitola dos Condutores:

A medida que se aumenta a freqüência, a corrente que flui internamente a um condutor

tende a se concentrar nas periferias deste. Este fenômeno, conhecido como efeito pelicular ou

efeito skin, acarreta em uma diminuição na área efetiva do condutor.

O valor do raio de penetração de corrente em um condutor pode ser obtido através da

seguinte equação:

f5,7

=∆ [cm] (6.5)

69

Onde: f = freqüência de operação;

A equação (6.4) define que, para que não ocorra o efeito skin, o raio da seção

transversal do condutor a ser adotado não pode ser superior ao valor de ou um diâmetro

superior a 2. :

A determinação da bitola do cabo necessário para conduzir a corrente do enrolamento

é feita através da seguinte expressão:

maxmax JI

JI

S efeficazfio == [cm2] (6.6)

Através de tabelas de fabricantes de fios esmaltados, define-se qual fio poderá ser

usado, levando-se em consideração que a seção do cabo escolhido não seja superior ao limite

estabelecido pelo efeito skin.

Caso o diâmetro do fio necessário para conduzir a corrente de enrolamento seja maior

que 2. , a solução é associar condutores de diâmetro menor que 2. em paralelo, para que se

possa conduzir a corrente sem um aquecimento excessivo dos condutores.

O número de condutores por enrolamento é então calculado da seguinte forma:

skin

fio

SS

n = (6.7)

Onde: skinS = Área da seção transversal do fio cujo diâmetro é inferior a 2. ;

- Estudo de Viabilidade:

Com o número de condutores por bobina e a seção dos fios adotados, deve-se analisar

se a área da janela do núcleo dimensionado tem capacidade para alojar estas bobinas.

Com o fator de ocupação wK tem-se a área útil da janela do núcleo:

Wwútil AKA ⋅= (6.8)

70

A área total ocupada pelas bobinas pode ser obtida da seguinte forma, levando-se em

consideração a seção transversal do fio com o isolamento:

skinfioT SnNA _..=

Onde: skinfioS _ = Área da seção transversal do fio, com isolamento, levando-se em

consideração o efeito skin;

Caso o valor desta área seja menor em relação a área útil de ocupação da janela do

núcleo ( útilT AA ≤ ) há possibilidade de execução do indutor, caso contrário, deve-se ajustar os

parâmetros maxB , maxJ , n ou escolher outro núcleo.

6.2.5.1 Dimensionamento do Indutor de entrada:

Dados de projeto:

Hzff

KcmAJ

TBAII

AIIHLL

S

W

efeficaz

Mpico

in

40000104

7,0/450

3,0639,115,12

480,92

70

2max

max

==

⋅⋅=

==

=

==

==

==

−πµ

µ

Determinação do núcleo de ferrite:

7,04503,010639,115,12480,92.

4

⋅⋅⋅⋅⋅

=µ

we AA (6.9)

4424,1. cmAA we =

Conforme tabela de núcleos de ferrite disponível em [Barbi 01, p.329], será utilizado o

seguinte núcleo:

E-42/15

71

O qual possui as seguintes características:

2

2

4

57,1

81,1

84,2.

cmAcmA

cmAA

w

e

we

=

=

=

Determinação do número de espiras:

81,13,0105,12480,92 4

⋅⋅⋅

=µN (6.10)

289,21=N

N = 22 espiras

Cálculo do entreferro:

µπ

480,921081,110422 272 −− ⋅⋅⋅⋅⋅

=entreferrol (6.11)

cmlentreferro 1190,0=

21190,0

_ =lateralentreferrol

mmcml lateralentreferro 6,00595,0_ ≅=

Determinação dos condutores:

cm0375,040000

5,7==∆

cm075,02 =∆⋅∴

202586,0450

639,11 cmS fio ==

72

De acordo com a tabela de fios esmaltados disponível em [Barbi 01, p.331], o

condutor necessário para conduzir a corrente de projeto seria de 13AWG, porém seu diâmetro

ultrapassa o limite do critério para efeito skin. Logo, serão usadas associações de condutores

21AWG, conforme segue:

004105,002586,0

21

==AWG

fio

SS

n (6.12)

2996,6=n

n = 7 fios de 21AWG por espira

Cálculo de viabilidade:2099,157,17,0 cmAútil =⋅=

27706,0005004,0722 cmAT =⋅⋅=

Como útilT AA ≤ há possibilidade de execução do indutor.

6.3 CONFECÇÃO DA PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO

Para a montagem da etapa de potência confeccionou-se uma placa de ensaios, a qual

apresenta dimensões de 15cm x 16cm, sendo do tipo fenolite.

O layout da placa foi obtido no programa EAGLE Layout editor versão 4.14,

conforme figuras (6.11) e (6.12).

73

Fig. 6.11 : Layout da placa com representação dos componentes

Fig. 6.12 : Layout da placa com destaque para trilhas e furação

74

Dentre os métodos possíveis de transferência do Layout para a face cobreada da placa,

optou-se pela transferência térmica utilizando-se uma prensa de elevada temperatura, a qual

foi colocada sobre uma folha de transparência contendo o Layout das trilhas impresso,

estando essa última, portanto, entre a prensa e a face cobreada da placa.

Transferido o layout utilizou-se uma solução de percloreto de ferro a 10% para o

processo de corrosão.

Por fim a furação da placa foi realizada em uma furadeira industrial tipo coluna a fim

de proporcionar um melhor alinhamento dos furos.

A figura (6.13) apresenta o resultado final obtido na confecção após o estanhamento

das trilhas.

Fig. 6.13 : Placa confeccionada

75

6.4 SIMULAÇÃO E RESULTADOS OBTIDOS

Os circuitos propostos anteriormente foram simulados no programa Pspice.

Inicialmente as simulações limitaram-se aos conversores CC-CC Boost clássico e Boost com

bloco. Na seqüência essas topologias foram acopladas ao respectivo inversor, prosseguindo o

processo de simulação. O protótipo a ser implementado foi simulado com uma carga resistiva

de 100W a uma tensão eficaz de 127V. Para que se tenha uma forma de onda senoidal na

saída foi utilizado um filtro LC passa-baixas com um valor de indutância de 300 H e

capacitância de 25 F. É importante ressaltar que devido a limitações na versão do software

utilizado para as simulações não foi possível colocar em cada gráfico o valor exato da

amplitude dos sinais em relação ao tempo, porém esta análise foi feita com boa precisão

através do gráfico obtido pelo programa, o qual possibilita aumentar ou diminuir o zoom.

Portanto, as figuras disponibilizadas a seguir são de caráter ilustrativo, possibilitando a

verificação das formas de onda obtidas.

6.4.1 Simulação do Conversor Boost com Bloco para tensão de saída igual a 360Vcc

Nesta topologia tem-se uma tensão de saída de 360Vcc para uma razão cíclica de

0,867 e ganho estático igual a 15. Para que se tenha 100W na saída o circuito foi simulado

com uma resistência obtida conforme equação abaixo:

Ω=∴=→= 1296360100)( 220

CARGACARGACARGA

CARGA RRR

VP

Na figura (6.14) está ilustrado o circuito do conversor Boost com bloco multiplicador

de tensão implementado no editor do Pspice, com ganho estático de 15.

76

Fig. 6.14. Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no programa Pspice.

A tensão de saída obtida está representada na figura (6.15). Após o tempo de

acomodação do sistema a tensão atinge 356,20Vcc em 160ms, conforme curva obtida pelo

Pspice. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é:

WPV

VPNP D

fD 590,0

20,3567,01003

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Fig. 6.15. Tensão de saída do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão

A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( LinI ) e a

corrente sobre o indutor ressonante ( LrI ) estão representadas na figura (6.16). O valor

77

máximo da corrente sobre o indutor é de 6,82A e o mínimo é de 1,26A para a carga de 100W.

O sinal contínuo representa o valor eficaz de LinI , igual a 4,27A. Logo, a variação percentual

de corrente sobre o indutor é de:

%52,8182,6

26,182,6% =−

=∆

=M

Lin

IIP

Fig. 6.16. Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do conversor boost combloco multiplicador de tensão

A corrente sobre o IRFP260 está representada na figura (6.17). O sinal contínuo do

gráfico representa o valor eficaz desta corrente, igual a 4,16A. Com este valor tem-se que a

perda por condução é de:

WPIRP SSefDSonS 952,0)16,4(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Também verifica-se neste gráfico que os picos de corrente ocasionados pela corrente

de recuperação reversa dos diodos sobre o MOSFET são minimizados significativamente.

78

Fig. 6.17. Corrente sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A figura (6.18) representa a tensão sobre o Mosfet IRFP260. O valor máximo é de

179,88V, sendo aproximadamente igual aos 180Vcc calculados na especificação.

Fig. 6.18. Tensão sobre o IRFP260 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão

As formas de onda da tensão e da corrente sobre o IRFP260 estão representadas na

figura (6.19).

79

Fig. 6.19. Tensão e corrente sobre o IRFP260 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão

A corrente sobre o diodo 1MD está representada na figura (6.20). O sinal contínuo do

gráfico representa o valor eficaz desta corrente, igual a 0,97A.

Fig. 6.20. Corrente sobre o diodo 1MD do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão

A figura (6.21) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 1MD . O valor máximo

é de 178,60V, aproximadamente igual ao valor calculado anteriormente.

80

Fig. 6.21. Tensão sobre o diodo 1MD do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão

A corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo 1MD estão representadas na figura

(6.22).

Fig. 6.22. Tensão e corrente sobre o diodo 1MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

Na figura (6.23) está representada a corrente sobre o diodo 2MD . O valor eficaz é

igual a 0,78A.

81

Fig. 6.23. Corrente sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

A tensão catodo-anodo sobre o diodo 2MD está representada na figura (6.24). O valor

máximo é de 178,33V.

Fig. 6.24. Tensão sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.


(6.25).

82

Fig. 6.25. Tensão e corrente sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

A corrente sobre o diodo de saída 0D está representada na figura (6.26). O valor eficaz

desta corrente é igual a 0,81A.

Fig. 6.26. Corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

A figura (6.27) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 0D . O valor máximo é

de 178,33V.

83

Fig. 6.27. Tensão sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

A corrente e a tensão catodo-anodo sobre 0D estão representadas na figura (6.28).

Fig. 6.28. Tensão e corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

Na figura (6.29) está representado o sinal MLP gerado para acionar o IRFP260. Pode-

se verificar que a largura de pulso corresponde à razão cíclica de 0,867. Sabe-se que o tempo

de condução (largura de pulso) resulta da divisão da razão cíclica pela freqüência de

chaveamento. Logo:

stkf

Dt CC µ2240867,0

≅∴==

84

Fig. 6.29. Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão.

6.4.2 Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador para tensão de saída igual a

180Vcc

Para esta topologia tem-se uma tensão de saída de 180Vcc para uma razão cíclica de

0,733 e ganho estático igual a 7,5. Com uma carga de 100W na saída tem-se uma resistência

de:

Ω=∴=→= 324180100)( 220

CARGACARGACARGA

CARGA RRR

VP

Na figura (6.30) está ilustrado o circuito implementado no Pspice, com ganho estático

de 7,5.

85

Fig. 6.30. Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no programa Pspice

A tensão de saída obtida está representada na figura (6.31). Após o tempo de

acomodação do sistema a tensão atinge 175,73Vcc em 60ms. Logo, a máxima potência

dissipada pelos diodos é:

WPV

VPNP D

fD 20,1

73,1757,01003

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Fig. 6.31. Tensão de saída do conversor boost com bloco multiplicador de tensão


corrente sobre o indutor ressonante ( LrI ) estão representadas na figura (6.32). O valor

86

máximo da corrente sobre o indutor é de 6,42A, o mínimo é de 1,72A e o valor eficaz é de

4,24A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de:

%21,7342,6

72,142,6% =−

=∆

=M

Lin

II

P

Fig. 6.32. Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do conversor boost combloco multiplicador de tensão.

A figura (6.33) exibe a corrente sobre o IRFP260. O sinal contínuo do gráfico

representa o valor eficaz desta corrente, igual a 4,10A. Com este valor tem-se que a perda por

condução é de:

WPIRP SSefDSonS 926,0)10,4(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Pode-se verificar neste gráfico que os picos de corrente devido a corrente de

recuperação reversa dos diodos sobre o MOSFET é minimizado significativamente.

87

Fig. 6.33. Corrente sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

Na figura (6.34) está representa a tensão sobre o MOSFET. O valor máximo é igual a

89,98V.

Fig. 6.34. Tensão sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão


figura (6.35).

88

Fig. 6.35. Tensão e corrente sobre o IRFP260 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A corrente sobre 1MD está representada na figura (6.36). O valor eficaz desta corrente

é igual a 1,43A.

Fig. 6.36. Corrente sobre o diodo 1MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A figura (6.37) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 1MD . O valor máximo

é de 89,04V.

89

Fig. 6.37. Tensão sobre o diodo 1MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão


(6.38).

Fig. 6.38. Tensão e corrente sobre o diodo 1MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

Na figura (6.39) está representada a corrente sobre o diodo 2MD .O valor eficaz é igual

a 0,95A.

90

Fig. 6.39. Corrente sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A tensão catodo-anodo sobre o diodo 2MD está representada na figura (6.40). O valor


Fig. 6.40. Tensão sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão


(6.41).

91

Fig. 6.41. Tensão e corrente sobre o diodo 2MD do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A corrente sobre o diodo de saída 0D está representada na figura (6.42). O valor eficaz

desta corrente é igual a 1,09A.

Fig. 6.42. Corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A figura (6.43) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 0D . O valor máximo é

de 87,74V.

92

Fig. 6.43. Tensão sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

A corrente e a tensão sobre 0D estão representadas na figura (6.44).

Fig. 6.44. Tensão e corrente sobre o diodo 0D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

Na figura (6.45) está representado o sinal MLP gerado para acionar o IRFP260,

correspondente a uma razão cíclica de 0,733. Logo o tempo de condução é:

mstkf

Dt CC 1840733,0

≅∴==

93

Fig. 6.45. Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão

6.4.3 Simulação do Conversor Boost clássico

Para esta topologia tem-se uma tensão de saída de 180Vcc para uma razão cíclica de

0,867 e ganho estático igual a 7,5. Para uma carga de 100W tem-se uma resistência de:

Ω=∴=→= 324180100)( 220

CARGACARGACARGA

CARGA RRR

VP

A figura (6.46) exibe o circuito do conversor boost clássico implementado no Pspice.

Fig. 6.46. Implementação do Conversor boost clássico no programa Pspice.

94

A tensão de saída está representada na figura (6.47). Após o tempo de acomodação do

sistema a tensão atinge o valor de 173,90V em 20ms. Logo, a máxima potência dissipada pelo

diodo é:

WPV

VPNP D

fD 403,0

90,1737,01001

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Fig. 6.47. Tensão de saída do conversor boost clássico.

A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( LinI ) estão

representadas na figura (6.48). O valor máximo desta corrente é de 6,79A, o mínimo é de

1,27A e o valor eficaz é de 4,40A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é

de:

%30,8179,6

27,179,6% =−

=∆

=M

Lin

II

P

95

Fig. 6.48. Corrente sobre o indutor de entrada do conversor boost clássico.

A figura (6.49) exibe a corrente sobre o IRFP260. O sinal contínuo do gráfico

representa o valor eficaz desta corrente obtido pelo Pspice, igual a 4,38A. Logo a perda por

condução é de:

WPIRP SSefDSonS 06,1)38,4(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Neste gráfico pode-se verificar a presença dos picos de corrente sobre o MOSFET

devido a corrente de recuperação reversa do diodo 0D .

Fig. 6.49. Corrente sobre o IRFP260 do conversor boost clássico.

96

Na figura (6.50) está representa a tensão sobre o MOSFET. O valor máximo é igual a

175,02V.

Fig. 6.50. Tensão sobre o IRFP260 do conversor boost clássico.


figura (6.51).

Fig. 6.51. Tensão e corrente sobre o IRFP260 do conversor boost clássico.

As formas de onda da corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo de saída 0D

estão representadas na figura (6.52). O valor máximo desta tensão é de 173,76V,

desconsiderando o pico que este sinal apresenta no instante do bloqueio de 0D , e o valor

eficaz da corrente é de 2,23A, conforme resultados obtidos pelo Pspice.

97

Fig. 6.52. Tensão e corrente sobre o diodo 0D do conversor boost clássico.

Na figura (6.53) está representado o sinal MLP gerado para acionar o IRFP260,

correspondente a uma razão cíclica de 0,867. Logo o tempo de condução é:

stkf

Dt CC µ2240867,0

≅∴==

Fig. 6.53. Sinal MLP do conversor boost clássico.

98

6.4.4 Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao

Inversor Meia-Ponte

Com a utilização do filtro LC nessa topologia, a tensão eficaz de saída do sistema foi

ajustada em 127V. A esta tensão e para uma potência média de 100W na saída tem-se uma

resistência de:

Ω=∴=→= 29,161127100)( 220

CARGACARGACARGA

RMSMÉDIA R

RRVP

Os sinais MLP para o acionamento dos MOSFET’s da ponte inversora foram gerados

através da modulação por largura de pulso senoidal. A freqüência da onda de referência define

a freqüência da componente fundamental do sinal de saída enquanto a freqüência da onda

portadora define a freqüência de chaveamento dos MOSFET’s. O índice de modulação foi

ajustado de forma a obter na saída uma tensão eficaz de 127V. Segue a seguir os parâmetros

considerados:

Hzf 600 = = Freqüência da onda de referência;

kHzfP 20= = Freqüência da onda portadora;

VAR 14= = Amplitude da onda de referência;

VAP 15= = Amplitude da onda portadora;

A amplitude das ondas foi limitada em 15V, pois este será o valor máximo de tensão

aplicada ao gate dos MOSFET’s do inversor através dos CI’s NE555 do protótipo.

Na figura (6.54) está representado o circuito do conversor boost com bloco

multiplicador associado ao inversor meia-ponte implementado no Pspice.

99

Fig. 6.54. Implemetação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor meia-ponte noprograma Pspice.

O ajuste do tempo morto entre condução é feito pelo conjunto de componentes

presentes no terminal que simula o gate de cada chave. Para o acionamento de cada MOSFET

é necessário uma tensão de 15V, conforme figura (6.55). O tempo morto é aproximadamente

s.

Fig. 6.55. Tempo morto entre a condução dos pares de MOSFET’s do inversor.

Na figura (6.56) a seguir está representada a tensão de saída do conversor CC-CC em

questão e a forma de onda da tensão sobre a carga. Percebe-se por este gráfico que, com a

adição do inversor meia ponte, houve uma ondulação no sinal de saída do conversor CC-CC.

100

Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge seu valor máximo de 359,18V em

175ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é:

WPV

VPNP D

fD 585,0

18,3597,01003

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=

Fig. 6.56. Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga

A forma de onda da tensão sobre a carga, em regime permanente, e seu o valor eficaz

calculado pelo Pspice estão representadas na figura (6.57). A tensão atinge seu máximo em

164,38V e o valor eficaz é de 118,04V.

101

Fig. 6.57. Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga

A ondulação na tensão de saída no conversor CC-CC também aparece em todos os

sinais de tensão e corrente de todos os componentes deste conversor. Portanto todos os

gráficos a seguir serão apresentados durante o período de máxima ondulação.

Na figura (6.58) a seguir estão representadas a forma de onda da corrente sobre o

indutor de entrada ( LinI ) e seu valor eficaz e a forma de onda da corrente sobre o indutor

ressonante ( LrI ). O valor máximo da corrente sobre o indutor é de 8,37A, o mínimo é de

2,84A e o valor eficaz é de 3,74A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é

de:

%07,6637,8

84,237,8% =−

=∆

=M

Lin

IIP

102

Fig. 6.58. Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante

A corrente sobre o IRFP260 está representada na figura (6.59). O sinal contínuo

representa o valor eficaz desta corrente, igual a 3,65A. Com este valor tem-se que a perda por

condução é de:

WPIRP SSefDSonS 733,0)65,3(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Também é possível verificar que os efeitos da corrente de recuperação reversa dos

diodos continuam sendo minimizados.

Fig. 6.59. Corrente sobre o IRFP260

103

A tensão sobre o IRFP260 está representada na figura (6.60). O valor máximo é de

184,29V.

Fig. 6.60. Tensão sobre o IRFP260

A corrente sobre o diodo 1MD está representada na figura (6.61), cujo valor eficaz

obtido é igual a 0,854A.

Fig. 6.61. Corrente sobre o diodo 1MD

A figura (6.62) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 1MD . Seu valor


104

Fig. 6.62. Tensão sobre o diodo 1MD

Na figura (6.63) está representada a corrente sobre o diodo 2MD cujo valor eficaz

obtido é igual a 0,617A.




105

Fig. 6.64. Tensão sobre o diodo 2MD .

A figura (6.65) representada a corrente sobre o diodo 0D cujo valor eficaz é de

0,779A.

Fig. 6.65. Corrente sobre o diodo 0D

A figura (6.66) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 0D . Seu valor máximo

é de 180,85V.

106

Fig. 6.66. Tensão sobre o diodo 0D

6.4.5 Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador acoplado ao Inversor Ponte

Completa

A tensão de saída do sistema foi ajustada para um valor eficaz de 127V. Logo para

uma potência média de 100W na saída tem-se a mesma resistência de 161,29 utilizada na

simulação anterior.

Os sinais MLP para o acionamento dos pares de MOSFET’s do inversor são os

mesmos do ensaio anterior, bem como o ajuste do tempo morto de condução.

Na figura (6.67) está representado o circuito do conversor boost com bloco

multiplicador associado ao inversor ponte completa implementado no Pspice.

Fig. 6.67. Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor ponte completa noprograma Pspice

107

A tensão de saída do conversor CC-CC em questão e a forma de onda da tensão sobre

a carga estão representadas na figura (6.68). A adição do inversor ponte completa também

ocasionou uma ondulação no sinal de saída do conversor CC-CC. Assim como na simulação

anterior, esta ondulação aparece em todos os sinais de corrente e tensão dos componentes do

conversor CC-CC. Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge seu valor

máximo de 179,41Vcc em 67ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é:

WPV

VPNP D

fD 17,1

41,1797,01003

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=



estão representadas na figura (6.69). O valor máximo da tensão é de 160,30V e o valor eficaz

é igual a 116,18V.

108



forma de onda da corrente sobre o indutor ressonante ( LrI ) estão representadas na figura

(6.70) a seguir. O valor máximo da corrente sobre o indutor é de 7,96A, o mínimo é de 3,31A

e o valor eficaz é de 4,13A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de:

%42,5896,7

31,396,7% =−

=∆

=M

Lin

II

P

Fig. 6.70. Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante

A figura (6.71) representa a corrente sobre o IRFP260. O valor eficaz desta corrente é

igual a 4,02A. Com este valor tem-se que a perda por condução é de:

109

WPIRP SSefDSonS 889,0)02,4(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

É possível verificar que os efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos

também continuam sendo minimizados.


A tensão sobre o IRFP260 está representada na figura (6.72). O valor máximo é de

91,79V.


A corrente sobre o diodo 1MD está representada na figura (6.73), cujo valor eficaz é

igual a 1,39A.

110





Na figura (6.75) está representada a corrente sobre o diodo 2MD . Seu valor eficaz é

igual a 0,869A.

111





A figura (6.77) representada a corrente sobre o diodo 0D , seu valor eficaz é de 1,07A.

112

Fig. 6.77. Corrente sobre o diodo 0D

A figura (6.78) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo 0D . Seu valor máximo

é de 89,32V.

Fig. 6.78. Tensão sobre o diodo 0D

6.4.6 Simulação do Conversor Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte Completa

A resistência utilizada como carga á a mesma da simulação anterior, assim como o

inversor ponte completa.

A figura (6.79) representa o circuito do conversor boost clássico associado ao inversor

ponte completa implementado no Pspice.

113

Fig. 6.79. Implementação do Conversor boost clássico associado ao inversor ponte completa no programaPspice.

A tensão de saída do conversor boost clássico e a forma de onda da tensão sobre a

carga estão representadas sobre na figura (6.80). Assim como no caso anterior, a adição do

inversor ponte completa ocasionou uma ondulação nos sinais de tensão e corrente do

conversor CC-CC. Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge seu valor

máximo de 176,47Vcc em 25ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é:

WPV

VPNP D

fD 397,0

47,1767,01001

0

0 =∴⋅⋅

=⋅⋅

=


114


estão representadas na figura (6.81). O valor máximo da tensão é de 159,51V e o valor eficaz

é 116,00V.


A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( LinI ) estão

representadas na figura (6.82). O valor máximo é de 8,35A, o mínimo é de 2,82A e o valor

eficaz é de 4,33A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de:

%23,6635,8

82,235,8% =−

=∆

=M

Lin

IIP

Fig. 6.82. Corrente sobre o indutor de entrada

115

A figura (6.83) exibe a corrente sobre o IRFP260. O valor eficaz desta corrente é de

4,21A. Logo a perda por condução é de:

WPIRP SSefDSonS 975,0)21,4(055,0)( 22 =∴⋅=⋅=

Pode-se verificar a presença dos picos de corrente sobre o MOSFET devido a corrente

de recuperação reversa do diodo 0D .


Na figura (6.84) está representada a tensão sobre o MOSFET. O valor máximo é igual

a 177,31V.

116


As formas de onda da corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo de saída 0D

estão representadas na figura (6.85). O valor máximo desta tensão é de 172,14V,

desconsiderando o pico no instante do bloqueio de 0D , e o valor eficaz da corrente é de

2,00A.

Fig. 6.85. Tensão e corrente sobre o diodo 0D

A tabela 6.1(a) e 6.1(b) apresentam de forma otimizada os dados obtidos durante o

processo de simulação.

117

Tabela 6.1(a). Dados obtidos pelo Pspice.

Conversor Boostclássico

Conversor Boost combloco saída de 360Vcc

Conversor Boost combloco saída de 180Vcc

Simulação Simulação Simulação0V 173,90Vcc 356,20Vcc 175,73Vcc

inV 24Vcc 24Vcc 24Vcc

SV 175,02Vpico 179,88Vpico 89,98Vpico

0DV− 173,76Vpico 178,33Vpico 87,71Vpico

1DMV− - 178,60Vpico 89,04Vpico2DMV− - 178,33Vpico 87,77Vpico

D 0,867 0,867 0,733

inVV0 7,25 14,84 7,32

SefI 4,38Arms 4,16Arms 4,10Arms

LinI 4,40Arms 4,27Arms 4,24Arms

0Di 2,23Arms 0,81Arms 1,09Arms

1DMi - 0,97Arms 1,43Arms

2DMi - 0,78Arms 0,95ArmsDP 0,403W 0,590W 1,20W

SP 1,06W 0,952W 0,926W

SD PP + 1,463W 1,542W 2,126W

Tabela 6.1(b). Dados obtidos pelo Pspice.

Conversor Boostclássico e inversor

ponte completa

Conversor Boost combloco e inversor meia

ponte

Conversor Boost combloco e inversor ponte

completaSimulação Simulação Simulação

)(0 ccV 176,47Vcc 359,18Vcc 179,41Vcc)(0 rmsV 116,00Vrms 118,04Vrms 116,18Vrms

inV 24Vcc 24Vcc 24Vcc

SV 177,31Vpico 184,29Vpico 91,79Vpico

0DV− 172,14Vpico 180,85Vpico 89,32Vpico

1DMV− - 183,20Vpico 90,86Vpico2DMV− - 180,94Vpico 89,46Vpico

D 0,867 0,867 0,733

inVV0 7,35 14,97 7,48

SefI 4,21Arms 3,65Arms 4,02Arms

LinI 4,33Arms 3,74Arms 4,13Arms

0Di 2,00Arms 0,779Arms 1,07Arms


118


DP 0,397W 0,585W 1,17WSP 0,975W 0,733W 0,889W

SD PP + 1,372W 1,318W 2,059inP 103,92W 89,76W 99,12W

CARGAP 83,43W 86,39W 83,69n 80,28% 96,25% 84,43%

Na tabela 6.1b acima o valor de )(0 ccV representa a tensão de saída do conversor

boost e o )(0 rmsV representa o valor eficaz da tensão alternada sobre a carga quando utilizado

o estágio inversor. Nesta mesma tabela, a potência de entrada ( inP ) é obtida através do

produto entre a tensão de entrada ( inV ) e a corrente eficaz sobre o indutor de entrada ( LinI ). A

potência dissipada pela carga ( CARGAP ) é dada pela razão entre o quadrado da tensão eficaz

sobre a carga ( )(0 rmsV ) e pela resistência da carga, igual a 161,29 . O rendimento é a razão

entre a potência de saída pela potência de entrada.

6.5 PROCEDIMENTOS DE MONTAGEM E ENSAIOS

Após a realização da etapa de simulações das três topologias propostas, iniciaram-se

os procedimentos de montagem do protótipo. A fonte para fornecimento da tensão de

alimentação de ccV24 de entrada ao Conversor CC-CC Boost foi obtida pela associação em

série de duas fontes chaveadas do tipo ATX de 500W e 300W utilizando-se os terminais de

ccV12 com capacidade de corrente de A20 e A10 respectivamente. A figura (6.86) mostra as

fontes utilizadas com destaque para a ligação entre os respectivos conectores.

119

Fig. 6.86. Fontes ATX utilizadas para obtenção de 24Vcc

Todas as medições obtidas nos ensaios descritos nos tópicos seguintes foram

realizadas com o auxílio do osciloscópio digital portátil THS720A da Tektronix, o qual possui

uma interface de comunicação serial para conexão a um PC. O fabricante disponibiliza um

software para captura e registro dos sinais medidos, através do qual foi possível a obtenção

dos sinais e valores dos parâmetros dos circuitos. A figura (6.87) demonstra o osciloscópio

mencionado.

Fig. 6.87. THS720A da Tektronix

120

6.5.1 Programação e ensaio do módulo MSP430

A programação do microcontrolador MSP430F149 utilizado no projeto foi

desenvolvida no Software IAR Embedded Workbench, que é um conjunto de ferramentas de

desenvolvimento para compilação e depuração de aplicações que são construídas em

Assembler, C ou C++.

O IAR Embedded Workbench suporta diversas arquiteturas, tais como 8051, ARM,

além de dispositivos dos mais diversos fabricantes como, por exemplo, Intel, Microchip,

Freescale, Samsung, Sharp Toshiba, Texas Instruments, etc.

Para fins de entendimento, o código fonte desenvolvido em C utilizado na

programação do Microcontrolador MSP430F149 foi convertido no Fluxograma da lógica de

programação, o qual é mostrado na figura (6.88).

Fig. 6.88. Fluxograma da lógica de programação

Após a gravação do programa no módulo iniciaram-se os testes para verificação dos

sinais de saída de acionamento do conversor ( MLP1 ) e do acionamento do inversor ( MLP2

e MLP3 ). O módulo foi alimentado com ccV3,3 provenientes do LM317T, o qual está

Início

Configuração do A/D e saídas MLP

Definir o vetor de 100 posições dasenóide amostral para a saída na

freqüência de 60Hz

Ler A/D

Calcular Razão Cíclica de Saída doMLP1 do Boost

Ajustar tempo morto para saídasMLP2 e MLP3 do inversor baseado na

posição atual da senóide amostral

Definir próxima posição da senóideamostral

Tempo deInterrupçãoalcançado?

S

N

121

montado na etapa ótica com circuito driver. O Sinal MLP1 foi capturado através do canal 1 do

osciloscópio conforme figura (6.89).

Fig. 6.89. Sinal MLP1 proveniente do módulo MSP430

Percebe-se pelo gráfico que o período desse sinal é de sµ25 , sendo, portanto, a

freqüência de kHz40 conforme especificado para o projeto.

Em seguida os sinais de acionamento para o inversor foram capturados através dos

canais 1 e 2 do osciloscópio conforme figura (6.90).

122

Fig. 6.90. Sinais MLP2 e MLP3 com tempo morto provenientesdo módulo MSP430

Percebe-se que ambos os sinais possuem período de sµ50 e, portanto, freqüência de

kHz20 conforme especificado para o projeto. Nota-se também que, quando um dos sinais

passa de nível alto para nível baixo não ocorre imediatamente a ascendência do outro sinal,

sendo, portanto, esse intervalo de tempo definido como tempo morto.Para o caso do projeto

esse parâmetro foi definido como sµ4 .

A figura (6.91) mostra o módulo MSP430 ensaiado.

123

Fig. 6.91. Módulo MSP430 ensaiado

6.5.2 Ensaio da etapa ótica com circuito Driver

Objetivando uma melhor flexibilidade e facilidade para eventuais alterações no

circuito, a etapa de isolação ótica com circuito driver foi implementada em duas matrizes de

contatos de 850 furos cada uma. Os circuitos reguladores de tensão LM7815 e LM317T

também foram montados na mesma matriz de contatos juntamente com o potenciômetro de

ajuste da razão cíclica do conversor Boost, o qual é conectado ao módulo MSP430 através de

um cabo blindado de 10 vias. Os sinais de acionamento dos Mosfets e a alimentação do

microcontrolador em ccV3,3 proveniente do regulador de tensão LM317T são também

disponibilizados através do mesmo cabo. A alimentação de ccV24 para esse circuito provém

da etapa de potência através de um outro cabo de 10 vias, o qual também disponibiliza os

sinais de acionamento aos Mosfets de potência, já devidamente isolados do módulo MSP430

pelos optoacopladores 6N136. A figura (6.92) mostra essa etapa montada em protoboard.

124

Fig. 6.92. Etapa de isolação ótica com driver implementada em protoboard

Os sinais MLP1, MLP2 e MLP3 já ensaidos no tópico anterior foram então aplicados a

essa etapa.

Com relação ao sinal MLP1, utilizando-se os canais 1 e 2 do osciloscópio foram

capturados o sinal após o optoacoplador e o sinal de saída do circuito driver respectivamente,

conforme figura (6.93).

125

Fig. 6.93. Sinal MLP1 aplicado ao optoacoplador e após circuito driver

Percebe-se que ambos os sinais têm uma amplitude de ccV15 uma vez que tanto o

receptor do optoacoplador quanto o NE555 utilizado como driver são alimentados por esse

mesmo nível de tensão. Na prática, esse sinal mostrou-se muito instável para o acionamento

dos conversores de modo que, para os ensaios realizados, utilizou-se o CI TL494CN para a

geração do MLP de acionamento do Boost ( MLP1).

Por outro lado, a aplicação dos sinais MLP2 e MLP3 não produziu o resultado

esperado na saída do circuito driver. O funcionamento do circuito conforme descrito no tópico

6.2.2 não foi observado na prática, não sendo possível a aplicação desses sinais de comando

no inversor projetado. Havendo pequena disponibilidade de tempo para desenvolvimento de

um novo circuito driver de comando optou-se pela utilização de um inversor monofásico de

W700 , tensão nominal de caV350 no barramento e freqüência de chaveamento de kHz20

disponível no laboratório de pesquisa do DAELT, o qual, no entanto, opera com modulação a

três níveis e apenas configuração ponte completa, diferentemente do que foi proposto

inicialmente para o inversor do projeto, o qual deveria operar a dois níveis e permitir

configuração meia ponte e ponte completa. Portanto os resultados práticos que serão

abordados nos tópicos seguintes referem-se aos ensaios realizados com esse inversor, o qual

está representado na figura (6.94).

126

Fig. 6.94. Inversor monofásico utilizado como alternativa aoinversor proposto e não implementado

6.5.3 Ensaio realizado para o conversor Boost clássico

Para a realização desse ensaio, o conversor Boost clássico apresentado na figura (6.95)

teve sua entrada conectada à associação em série das duas fontes ATX. Como carga teste

aplicada a sua saída, foi utilizada uma associação em série de duas lâmpadas do tipo

incandescente de WVca 60/220 . O chaveamento do Mosfet de potência ocorreu em kHz40

conforme já especificado anteriormente.

Fig. 6.95. Implementação da topologia Boost clássico no protótipo

127

A tensão de entrada fornecida pelas fontes chaveadas foi registrada no osciloscópio

conforme figura (6.96). Observa-se que o valor médio da tensão de entrada aplicada ao

conversor CC-CC foi de ccV8,24 .

Fig. 6.96. Sinal de entrada do conversor Boost clássico ensaiado.

Na figura (6.97) está representada a tensão de saída desse conversor, cujo valor médio

obtido foi de ccV170 .

128

Fig. 6.97. Sinal de saída do conversor Boost clássico ensaiado

Na figura (6.98) tem-se a tensão sobre o Mosfet desse conversor. Observa-se na tabela

ao lado que a amplitude do sinal foi de ccV172 (tensão dreno-fonte), a freqüência de

chaveamento de 40,1kHz, a razão cíclica de 0,8816 e o período de condução de sµ22 .

Fig. 6.98. Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversorBoost clássico ensaiado.

129

É possível perceber também picos de tensão no sinal ocasionados pelo chaveamento

do componente.

A figura (6.99) mostra o sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet.

Fig. 6.99. Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet.

6.5.4 Ensaio realizado para o conversor Boost com bloco

Esse ensaio foi realizado para dois níveis de tensão de saída: ccV180 e ccV360 . De

forma semelhante ao ensaio anterior também foi utilizada uma carga teste aplicada a sua

saída, resultante da associação em série de duas lâmpadas do tipo incandescente de

WVca 60/220 , com o Mosfet submetido à mesma freqüência de chaveamento de kHz40 . A

figura (6.100) mostra as ligações para o ensaio dessa topologia de conversor.

130

Fig. 6.100. Implementação da topologia Boost com bloco multiplicador de tensão

6.5.4.1 Conversor Boost com bloco e tensão de saída de ccV180

Com o auxílio do osciloscópio obteve-se o sinal de entrada conforme figura (6.101).

Observa-se que a tensão média de entrada foi de ccV7,24 .

131

Fig. 6.101. Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 180Vcc

Na figura (6.102) está representada a tensão de saída para esse conversor, cujo valor

médio foi de ccV180 .

Fig. 6.102. Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 180Vcc

132

Na figura (6.103) tem-se a tensão sobre o Mosfet. Observa-se na tabela ao lado que a

amplitude do sinal foi de ccV138 (tensão dreno-fonte), a freqüência de chaveamento de

40,1kHz, a razão cíclica de 0,7663 e o período de condução de sµ1,19 .

Fig. 6.103. Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversorBoost com bloco para saída em 180Vcc


133

Fig. 6.104. Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversorBoost com bloco para saída em 180Vcc.

6.5.4.2 Conversor Boost com bloco e tensão de saída de ccV360

A figura (6.105) mostra o sinal de entrada para esse ensaio. A tensão média obtida

para esse caso foi de ccV4,24 .

Fig. 6.105. Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 360Vcc

134

Na figura (6.106) está representada a tensão de saída desse conversor, cujo valor

médio obtido foi de ccV357 .

Fig. 6.106. Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 360Vcc

Na figura (6.107) observa-se a tensão sobre o Mosfet. A tabela ao lado mostra que a

amplitude do sinal foi de ccV178 (tensão dreno-fonte), a freqüência de chaveamento de

kHz7,39 , a razão cíclica de 0,8853 e o período de condução de sµ3,22 .

135

Fig. 6.107. Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversorBoost com bloco para saída em 360Vcc


Fig. 6.108. Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversorBoost com bloco para saída em 360Vcc.

136

6.5.5 Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor ponte completa

Nesse ensaio foi conectado o inversor monofásico ponte completa já mostrado na

figura (6.94) ao conversor Boost clássico. Como carga foi utilizada a associação em paralelo

de duas lâmpadas de WVca 60/220 . Utilizou também um filtro LC passa-baixas de indutância

Hµ300 e capacitância Fµ25 .A tensão de entrada do conversor Boost foi fornecida pelas

fontes ATX conforme já mencionado. A figura (6.109) mostra a ligação entre os circuitos.

Fig. 6.109. Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor monofásicocom carga e filtro LC.

A figura (6.110) mostra a tensão de entrada para esse ensaio, cujo valor médio obtido

foi de ccV3,24 .

137

Fig. 6.110. Sinal de entrada do Conversor Boost clássico associado ao inversorPonte completa

O formato do sinal da corrente de entrada foi obtido de forma indireta, utilizando-se

uma associação em paralelo de dois resistores de W10/22,0 Ω , resultando em uma

equivalência de W20/11,0 Ω . Essa associação foi colocada em série com a fonte de ccV24 .

Utilizando-se o Osciloscópio obteve-se o sinal de tensão sobre essa resistência equivalente

mostrado na figura (6.111) cuja forma de onda também representa o formato do sinal da

corrente de entrada real do circuito. Os picos presentes no sinal representam ruídos captados

em virtude desse processo de medição com baixa resistência, o que representa queda de

tensão sobre a mesma da ordem de mV .

138

Fig. 6.111. Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série coma fonte de tensão.

Assim, a corrente média de entrada resulta da razão entre a tensão média de mV407 e

a resistência equivalente de Ω11,0 , ou seja, uma corrente média de entrada de A7,3 .

A figura (6.112) mostra a tensão de saída do conversor nesse ensaio, a qual foi de

ccV196 .

Fig. 6.112. Sinal de saída do conversor Boost clássico associado ao inversorPonte completa.

139

A figura (6.113) mostra o sinal sobre o Mosfet do Conversor Boost clássico. Observa-

se nesse caso que a amplitude foi de ccV200 , para uma freqüência de chaveamento de kHz40 ,

razão cíclica de 0,8792 e tempo de condução de sµ22 . Valor discrepante como a amplitude

de ccV428 presente na tabela ao lado foi desconsiderado para efeito de análise uma vez que

não representa fielmente o que se observa no gráfico.

Fig. 6.113. Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boostclássico associado ao inversor Ponte completa.

A figura (6.114) mostra o sinal de saída sobre a carga com a utilização do filtro LCpassa-baixas.

140

Fig. 6.114. Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas.

Percebe-se nesse caso que a tensão rms sobre a carga foi de caV117 .

6.5.6 Ensaio do Conversor Boost com bloco associado ao inversor ponte completa

Nesse ensaio foi conectado o inversor monofásico ponte completa ao conversor Boost

com bloco. Da mesma forma que no ensaio anterior utilizou-se como carga a associação em

paralelo de duas lâmpadas de WVca 60/220 juntamente com o filtro LC passa-baixas de

indutância Hµ300 e capacitância Fµ25 .A tensão de entrada do conversor Boost foi fornecida

pelas fontes ATX. A figura (6.115) mostra a ligação entre os circuitos e a figura (6.116)

mostra a carga e o filtro.

141

Fig. 6.115. Conversor Boost com bloco associado ao inversor monofásico no ensaio

Fig. 6.116. Carga e filtro LC utilizados no ensaio

142

A figura (6.117) mostra a tensão de entrada para esse ensaio, cujo valor médio obtido

foi de ccV24 .

Fig. 6.117. Sinal de entrada do Conversor Boost com bloco associado ao inversorPonte completa

O formato do sinal da corrente de entrada foi obtido como no ensaio anterior,

utilizando-se a mesma associação em paralelo de dois resistores de W10/22,0 Ω , resultando

em uma equivalência de W20/11,0 Ω , a qual foi colocada em série com a fonte de ccV24 . O

sinal representado na figura (6.118) possui o mesmo formato do sinal da corrente de entrada

real do circuito. Aqui percebe-se também ruídos captados inerentes ao método de medição

indireta utilizado.

143

Fig. 6.118. Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série coma fonte de tensão.

Assim, a corrente média de entrada resulta da razão entre a tensão média de mV341 e

a resistência equivalente de Ω11,0 , ou seja, uma corrente média de entrada de A1,3 .

A figura (6.119) mostra a tensão de saída do conversor nesse ensaio, a qual foi de

ccV202 .

Fig. 6.119. Sinal de saída do conversor Boost com bloco associado ao inversor.Ponte completa.

144

A figura (6.120) mostra o sinal sobre o Mosfet do Conversor Boost com bloco.

Observa-se nesse caso que a amplitude foi de ccV88 , para uma freqüência de chaveamento de

kHz1,40 , razão cíclica de 0,7616 e tempo de condução de sµ19 .

Fig. 6.120. Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boostcom bloco associado ao inversor Ponte completa.

A figura (6.121) mostra o sinal de saída sobre a carga com a utilização do filtro LCpassa-baixas.

145

Fig. 6.121. Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas.

Percebe-se nesse caso que a tensão rms sobre a carga foi de caV119 .

146

7 ANÁLISE DOS RESULTADOS E CONCLUSÕES

Em vista do problema encontrado durante a implementação do circuito de

acionamento do inversor, conforme já mencionado no capítulo anterior, a análise e as devidas

conclusões com relação às topologias propostas para ensaio foi realizada com base apenas nos

dados obtidos da simulação, uma vez que o inversor utilizado permite apenas a configuração

ponte completa e operação com modulação a três níveis, diferentemente do que foi proposto

inicialmente, ou seja, um inversor capaz de operar em meia ponte ou ponte completa com

modulação a dois níveis.

Conforme tabela 6.1(a) e 6.1(b) do capítulo 6, em relação às perdas dos circuitos

propostos, a perda por condução dos diodos é diretamente proporcional ao número de diodos

e inversamente proporcional à tensão de saída, conforme equação (3.28). Portanto estas

perdas são menores no conversor boost clássico. As perdas por condução do MOSFET do

conversor CC-CC são proporcionais ao quadrado da corrente eficaz sobre esta chave,

conforme equação 3.30. Logo estas perdas são maiores no conversor boost clássico em

relação aos conversores com bloco multiplicador. Quando associados os conversores aos

inversores a topologia do conversor boost com bloco e inversor meia ponte é a que apresenta

uma menor perda no total.

Também pode-se perceber que é possível obter o mesmo ganho trabalhando com uma

razão cíclica menor quando utilizado o conversor boost com bloco multiplicador se

comparado ao boost clássico, possibilitando uma maior durabilidade do componente. Pode-se

também observar que a tensão sobre o MOSFET é metade da tensão de saída do conversor

boost com bloco possibilitando a especificação de um MOSFET com característica de tensão

dreno-fonte menor, conseqüentemente com uma resistência de condução menor, desta forma

reduzindo as perdas por condução.

É possível também verificar que na topologia do boost com bloco multiplicador pode-

se utilizar uma fonte de tensão de 12Vcc para uma razão cíclica de 0,867 e obter uma tensão

de saída de 180Vcc, ou seja, em questões práticas seria possível usar uma bateria de menor

capacidade de fornecimento e obter o mesmo resultado do conversor boost clássico.

Com relação ao rendimento dos circuitos, a topologia do conversor boost com estágio

multiplicador associado ao inversor meia ponte foi o qual apresentou o maior rendimento,

igual a 96,25%. Já quando associado o conversor boost com estágio multiplicador ao inversor

ponte completa obteve-se um rendimento de 84,43%, isto ocorre devido ao baixo ganho

estático que está topologia apresenta, fazendo com que as perdas por condução dos diodos

147

sejam maiores. O conversor boost clássico quando associada ao inversor ponte completa

apresentou um rendimento de 80,28%.

Analisando os resultados da simulação a topologia do conversor boost com bloco

multiplicador de tensão associado aos inversores, tanto em meia ponte como em ponte

completa, apresentaram resultados satisfatórios que confirmaram que esta topologia pode ser

usada na etapa de potência de um UPS de forma alternativa aos conversores CC-CC do tipo

isolados que em geral representam implementações de grande volume e peso.

Como sugestão para trabalhos futuros pode-se implementar um controle em malha

fechada, onde seria possível variar a razão cíclica do MLP do conversor CC-CC. Porém esta

razão cíclica só poderia atingir um determinado valor de referência por um determinado

período de tempo, suficiente para não causar o sobreaquecimento do MOSFET. Caso a tensão

sobre a carga não atinja caV127 com esta razão cíclica, o índice de modulação do inversor irá

variar de forma a atingir o valor de referência de tensão, ou seja, tería-se um circuito de

controle em malha fechada específico para o conversor CC-CC e um para o inversor.

Também seria interessante analisar os efeitos das componentes harmônicas sobre o

conversor CC-CC quando associado ao inversor, dimensionamento de um filtro apropriado e

analisar o comportamento do circuito quando aplicado diversos tipos de carga.

Por fim, outra sugestão seria implementar os circuitos necessários para que se tenha

um UPS completo, com um retificador para carregar um banco de baterias, um circuito para

entrada da etapa de potência em um tempo suficientemente pequeno e verificar os ganhos, em

termos de custos e questões técnicas, que se teria na utilização do conversor CC-CC tipo

boost com estágio multiplicador em relação ao boost clássico em um UPS como um todo.

148

REFERÊNCIAS

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APÊNDICE A – CIRCUITO DA ETAPA ÓTICA COM DRIVER

anÁlise e implementaÇÃo da etapa de...

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