controle escalar de um motor ca com estimador de velocidade

RODRIGO BERNARDES BONACIN

CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COMESTIMADOR DE VELOCIDADE

LONDRINA–PR

2014



Trabalho de Conclusão de Curso apresentadoao curso de Bacharelado em Engenharia Elé-trica da Universidade Estadual de Londrinacomo parte dos requisitos para obtenção dotítulo de Bacharel em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Dr. Newton da Silva

LONDRINA–PR

2014

Rodrigo Bernardes BonacinControle Escalar de um Motor CA com estimador de velocidade / Rodrigo

Bernardes Bonacin. – Londrina–PR, 2014-96 p. : il. (algumas color.) ; 30 cm.

Orientador: Prof. Dr. Newton da Silva

– Universidade Estadual de Londrina, 2014.

CDU 02:141:005.7



Trabalho de Conclusão de Curso apresentadoao curso de Bacharelado em Engenharia Elé-trica da Universidade Estadual de Londrinacomo parte dos requisitos para obtenção dotítulo de Bacharel em Engenharia Elétrica.

BANCA EXAMINADORA

Prof. Dr. Newton da SilvaUniversidade Estadual de Londrina

Orientador

Prof. Dr. Ruberlei GainoUniversidade Estadual de Londrina

Prof. Dr. Márcio Roberto CovacicUniversidade Estadual de Londrina

Londrina–PR, 6 de novembro de 2014

LONDRINA–PR2014

À minha família que, com muito carinho e apoio,não mediu esforços para que eu chegasse até esta etapa de minha vida.

AGRADECIMENTOS

Agradeço aos meus pais, pelo amor, incentivo e apoio incondicional.

Agradeço a meus irmãos, tias, tios, avós e minha namorada que nos momentos deminha ausência dedicados ao estudo superior, sempre fizeram entender que o futuro é feitoa partir da constante dedicação no presente.

Agradeço ao meu orientador Professor Doutor Newton da Silva pela amizadedesenvolvida, pela oportunidade concedida, confiança e apoio na elaboração deste trabalhoem todas as suas etapas.

Meus agradecimentos em especial aos amigos Reginaldo Forti, Paulo HenriqueOrlandini, Jean C.F. dos Santos, Willian Bispo, André Navarro, Vitor S. Lovo, GabrielChapecó e Leonardo Mendes, companheiros de trabalhos e irmãos na amizade que fizeramparte da minha formação e que vão continuar presentes em minha vida.

Agradeço aos professores pelo ensinamentos, os quais me proporcionaram chegaraté aqui.

Aos técnicos e os demais profissionais da Universidade Estadual de Londrina queproporcionaram o ambiente para minha formação.

Agradeço a todos que direta ou indiretamente fizeram parte da minha formação, omeu muito obrigado.

BONACIN, R. B.. Controle Escalar de um Motor CA com estimador develocidade . 96 p. Trabalho de Conclusão de Curso (Graduação). Bachareladoem Engenharia Elétrica – Universidade Estadual de Londrina, 2014.

RESUMO

A proposta do trabalho é a implementação de um controle escalar em um motor CA. Estatécnica é conhecida como controle V/F. A velocidade do motor é constante a partir dosinal que representa a sua velocidade, que serve de realimentação para geração de umsinal variável em frequência e amplitude que será sintetizado por um inversor trifásico. Aestrutura física para implementação desse sistema é composta por um inversor trifásicocomandado pelo processador de sinais digitais TMS320F28335 da Texas Instruments,que estima a velocidade do motor através da aquisição dos sinais de corrente. Toda aparte de controle é implementada através do programa do controlador em um ambientevisual de alto nível que gera o código necessário ao processador. Para aprofundamentodos conceitos e melhor entendimento de cada parte do projeto, foi feita uma revisão deliteratura sobre os conversores CC/CA trifásicos, os métodos de controle de velocidade, amodelagem dos motores de indução trifásicos, sobre a técnica de modulação por largura depulso e programação em alto nível. Ao final deste trabalho, é possível verificar e compararos resultados experimentais obtidos na simulação e nos testes realizados num motor deindução trifásico de 1

3 cv disponível em bancada, demonstrando a validade e as vantagensde sua aplicação.

Palavras-chave: Controle escalar. Inversor trifásico. DSC TMS320F28335.

BONACIN, R. B.. Scalar Control of an AC motor with speed estima-tor. 96 p. Final Project (Undergraduation). Bachelor of Science in ElectricalEngineering – State University of Londrina, 2014.

ABSTRACT

The proposed work is the implementation of a scalar control for an AC motor. Thistechnique is called V/F control. The motor speed is constant from the signal representing thespeed, which serves for generating the feedback signal by a variable frequency and amplitudethat is synthesized by a three-phase inverter. The physical structure for implementation ofthis system is composed of a three-phase inverter controlled by a digital signal processorfrom Texas Instruments TMS320F28335, that estimates the motor speed by acquiringcurrent signals. Everywhere, control is implemented through the controller in a high-levelvisual environment that generates the necessary code to the processor program. To deepenthe concepts and better understand each part of the project, a literature review was madeon the DC/AC three phase converters, methods of speed control modeling of inductionmotors, the technique of width modulation pulse and high-level programming. At the endof this work, you can check and compare the experimental results obtained in simulationand in tests on a three phase induction motor 1

3 hp available in countertop, demonstratingthe validity and advantages of their application.

Keywords: Scalar control. Three-phase inverter. DSC TMS320F28335.

LISTA DE ILUSTRAÇÕES

Figura 1 – Curva Conjugado x Rotação (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . 24Figura 2 – Campo Girante (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27Figura 3 – Campo Girante em máquina de 4 polos (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . 28Figura 4 – Modelos de Circuitos para Motor de Indução (POMÍLIO, 2014) a)Circuito

do rotor, b)Com rotor e estator separados, c)Com rotor refletido aolado do estator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

Figura 5 – Modelo simplificado, por fase, do motor de indução (POMÍLIO, 2014). 30Figura 6 – Característica torque-velocidade de máquina de indução (POMÍLIO,

2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31Figura 7 – Máquina de rotor enrolado (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . 35Figura 8 – Característica torque versus velocidade para diferentes valores de resis-

tência de rotor (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35Figura 9 – Curva torque versus velocidade (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . 36Figura 10 – Controle da tensão do estator por inversor (a) e controlador CA (b)

(POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36Figura 11 – Característica torque versus velocidade com controle de frequência

(POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37Figura 12 – Característica torque versus velocidade com controle de tensão/frequência

(POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38Figura 13 – Característica torque versus velocidade com acionamento por controle

de corrente (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39Figura 14 – Chaves semicondutoras para inversores de tensão e de corrente (POMÍ-

LIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40Figura 15 – Controle IFOC para velocidade. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43Figura 16 – Blocodiagrama do inversor de frequência (DINIZ, 2014). . . . . . . . . 44Figura 17 – Inversor genérico (OLIVEIRA, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44Figura 18 – Característica de tensão de alimentação no retificador (a) Monofásico

(b) Trifásico (DINIZ, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45Figura 19 – Retificador (a) Tensão de entrada (b) Retificador não controlado e (c)

Tensão de saída (DINIZ, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45Figura 20 – Circuito Intermediário - Fonte de corrente (a)Tensão de entrada (b)

Reator do circuito intermediário e (c) Corrente de saída com nível CCajustável (DINIZ, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

Figura 21 – Circuito Intermediário - Fonte de tensão (a)Tensão de entrada (b)Capacitor do circuito intermediário e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014). 47

Figura 22 – Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

Figura 23 – Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48Figura 24 – Diagrama de blocos do protótipo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53Figura 25 – Imagem da bancada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54Figura 26 – Inversor trifásico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55Figura 27 – Modelo elétrico do retificador monofásico. . . . . . . . . . . . . . . . . 55Figura 28 – Kit DSC TMS320F28335. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56Figura 29 – Exemplo do ambiente de simulação do Matlab / Simulink. . . . . . . . 57Figura 30 – Diagrama de blocos do controle em malha aberta. . . . . . . . . . . . . 58Figura 31 – Sinais de frequência e amplitude convertidos de analógico para digital . 59Figura 32 – Rampa gerada pelo sinal de frequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59Figura 33 – Bloco do seno e cosseno sintetizados pela rampa. . . . . . . . . . . . . 60Figura 34 – Bloco da Transformada Inversa de Clarke. . . . . . . . . . . . . . . . . 60Figura 35 – Bloco do estimador do ângulo de posição do rotor (TEXAS INSTRU-

MENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62Figura 36 – Controle de Campo Orientado de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS,

2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62Figura 37 – Controle de Campo Orientado Sensorless de PMSM (TEXAS INSTRU-

MENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63Figura 38 – Estimador de posição baseado no fluxo do rotor do Sliding Mode (TE-

XAS INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63Figura 39 – Coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM (TEXAS

INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64Figura 40 – Circuito do estimador do ângulo de posição do rotor. . . . . . . . . . . 67Figura 41 – Bloco do estimador de velocidade a partir do ângulo estimado do rotor

(TEXAS INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67Figura 42 – As formas de onda da posição do rotor em ambos os sentidos. (TEXAS

INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68Figura 43 – Circuito do estimador de velocidade. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69Figura 44 – Sinal da tensão alternada da rede. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72Figura 45 – Sinal da Tensão de entrada retificada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72Figura 46 – Retificador Monofásico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73Figura 47 – Módulo IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73Figura 48 – Inversor utilizado no protótipo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74Figura 49 – Tensão de Linha entre as fases A e B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74Figura 50 – Tensão da Fase B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75Figura 51 – Sinal de corrente de linha da fase A e B. . . . . . . . . . . . . . . . . . 75Figura 52 – Motor utilizado em bancada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76Figura 53 – Sinal da tensão da rede retificada com o dobrador de tensão. . . . . . . 77Figura 54 – Sinal da tensão de linha entre as fases A e B. . . . . . . . . . . . . . . 77

Figura 55 – Sinal da tensão da fase B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78Figura 56 – Sinal da corrente de linha das fases A e B. . . . . . . . . . . . . . . . . 78Figura 57 – Protótipo com o neutro do motor com a referência do inversor. . . . . . 79Figura 58 – Sinal da tensão de linha entre as fases A e B. . . . . . . . . . . . . . . 79Figura 59 – Sinal da tensão da fase B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80Figura 60 – Controle em malha aberta com estimador. . . . . . . . . . . . . . . . . 81Figura 61 – Placa de condicionamento de sinais de corrente. . . . . . . . . . . . . . 81Figura 62 – DSC TMS320F28335. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82Figura 63 – Bloco da transformada de Clarke. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82Figura 64 – Ângulo de posição do rotor estimado simulado no PSIM. . . . . . . . . 83Figura 65 – Ângulo de posição do rotor estimado simulado no Matlab / Simulink. . 83Figura 66 – Ângulo de posição do rotor estimado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84Figura 67 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do

rotor simulado no Matlab / Simulink. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84Figura 68 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do

rotor simulado no PSIM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

A/D Analógico/Digital

BEMF Força Eletromotriz

CA Corrente Alternada

CC Corrente Contínua

CC/CA Corrente contínua/Corrente alternada

CI Circuito integrado

CPU Unidade de Processamento Central

CV Cavalo Vapor

D Razão Cíclica

D/A Digital/Analógico

DFOC Controle Orientado de Campo Direto

DSP Processador de Sinais Digitais

DSC Controlador de Sinais Digitais

DTC Controle de Torque Direto

GTO Tiristores com a Porta Desligada

IFOC Controle Orientado de Campo Direto

IGBT Transistor Bipolar de Porta Isolada

PMSM Motor Sincrono Magnético-Permanente

PWM Modulação por Largura de Pulso

rpm Rotações por Minuto

V/F Tensão/Frequência

LISTA DE SÍMBOLOS

𝑒𝑠 Vetores BEMF (alfa/beta)

𝐸𝑓 Tensão de alimentação

𝑓0 Frequência de corte do filtro

𝑓1 Frequência fundamental da tensão estatórica

𝑓 Frequência da rede

𝑓𝑏 Frequência base

𝑓𝑐 Frequência de corte

𝑓𝑒 Frequência da corrente no estator

𝑓𝑓 Frequência fundamental da tensão de alimentação

𝑓𝑟 Frequência da corrente no rotor

I Corrente rotórica

𝐼2 Matrix identidade 2x2

𝐼𝑛 Corrente nominal

𝐼 ′𝑟 Corrente do rotor

𝑖𝑠 Corrente real do motor

𝑖𝑠 Corrente estimada alfa/beta

𝐾11 Constante (depende do material e do projeto da máquina)

k Parâmetro do ganho de controle do escorregamento

K Constante de torque de número de pólos, enrolamentos, unidades em-pregadas, etc

L Indutância do estator

𝐿𝑚 Indutância de magnetização

n Velocidade de rotação mecânica

N Velocidade síncrona

p Número de pares de pólos

𝑃𝑐 Perdas no material ferromagnético

𝑃𝑔 Potência no entreferro

𝑃𝑖 Potência de entrada

𝑃𝑛 Potência nominal

𝑃𝑜 Potência de saída

𝑃𝑠 Perdas no cobre

R Resistência de fase do estator

𝑅𝑚 Resistência relacionada às perdas no ferro

𝑅𝑟 Resistência do enrolamento

𝑅𝑠 Resistência do enrolamento do estator

s Escorregamento

S Escorregamento percentual

𝑠𝑚𝑎𝑥 Escorregamento máximo

T Período de amostragem

𝑇𝑑 Torque desenvolvido

𝑇𝑜 Torque

𝑇𝑜𝑛 Intervalo de tempo que a função é não nula

𝑇𝑠 Período da função

𝑇𝑚𝑚 Torque de carga

𝑇𝑚𝑎𝑥 Torque máximo

𝑉1 Tensão estatórica

𝑉𝑛 Tensão nominal

𝑉𝑝 Valor de tensão pico

𝑉𝑐𝑐 Tensão retificada CC

𝑉𝑒𝑓 Valor eficaz da tensão de entrada

𝑉𝑓𝑛 Tensão de fase

𝑉𝑟𝑚𝑠 Valor da tensão de linha

𝑋𝑚 Reatância de magnetização

𝑋𝑟 Indutância de dispersão

𝑋𝑠 Reatância de dispersão

𝑋𝑟𝑏 Reatância a rotor bloqueado

z Gerador de controle impulsionado por erro entre a corrente estimadado motor e a corrente real.

𝛼 Componente alfa

𝛽 Componente beta

𝜂 Rendimento

𝜃𝑒 Ângulo do rotor estimado

𝜏𝑐 Constante de tempo do filtro passa baixa

𝜐*𝑠 Tensão do estator do eixo das componentes alfa e beta (Valpha/Vbeta)

cos 𝜃𝑠 Ângulo entre tensão e corrente

𝜑𝑚 Fluxo de magnetização

cos 𝜑 Fator de potência

𝜔 Frequência angular

𝜔𝑒 Posição do rotor

𝜔𝑒 Velocidade do rotor

SUMÁRIO

1 INTRODUÇÃO GERAL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181.2 Problema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 191.3 Justificativa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 201.4 Objetivo Geral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 201.5 Estrutura do Trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA . . . . . . . . . . . . . . . . . 222.1 Motores de Indução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 222.2 Vantagens do Motor de Indução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252.3 Aplicações dos Motores de Indução Trifásicos . . . . . . . . . . 262.4 Máquina de Indução Trifásica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 262.5 Tipos de Acionamento das Máquinas de Indução . . . . . . . . 322.5.1 Chave Estrela - Triângulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 322.5.2 Partida Eletrônica (Soft-Starter) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 322.5.3 Partida usando o Inversor de Frequência . . . . . . . . . . . . . 332.6 Métodos de Controle de Velocidade de um Motor de Indução 342.6.1 Controle pela Resistência do Rotor . . . . . . . . . . . . . . . . . 352.6.2 Controlador da Tensão do Estator . . . . . . . . . . . . . . . . . 352.6.3 Controle pela Variação da Frequência do Estator . . . . . . . . 372.6.4 Controle da Tensão e da Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . 382.6.5 Controle da Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 392.7 Controle do Modelo Dinâmico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 402.7.1 Algumas Formas de Controle Vetorial . . . . . . . . . . . . . . 422.7.2 Controle Vetorial de Campo Orientado Indireto . . . . . . . . . 432.8 Inversores de Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 432.8.1 Retificador de Entrada e Link CC . . . . . . . . . . . . . . . . . 442.8.2 Circuito Intermediário . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 462.8.2.1 Inversores fonte de corrente (I-converters) . . . . . . . . . . . . . . . . 46

2.8.2.2 Inversores fonte de tensão (U-converters) . . . . . . . . . . . . . . . . 46

2.9 Técnicas de Modulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 472.9.1 Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 472.9.2 Geração do PWM Senoidal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 482.10 DSP - Processador Digital de Sinais . . . . . . . . . . . . . . . . 492.10.1 Principais Características do DSP . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

2.10.2 Apresentação do TMS320F28335 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 502.10.3 Compilador para o TMS320F28335 . . . . . . . . . . . . . . . . . 512.11 Driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 512.12 Conclusão do Capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3 DESENVOLVIMENTO PRÁTICO . . . . . . . . . . . . . . . . 533.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 533.2 Diagrama de blocos do Protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . 533.2.1 Princípio de Funcionamento do Protótipo . . . . . . . . . . . . 543.2.1.1 Inversor trifásico para alimentação do motor trifásico . . . . . . . . . 54

3.2.1.2 Comando para acionamento das chaves . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

3.2.1.3 Programação do processador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.3 Controle em Malha Aberta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 583.3.1 Relação V/F . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 613.4 Controle em Malha Aberta com o Estimador de Velocidade . . 613.4.1 Estimar o Ângulo de Posição do Rotor . . . . . . . . . . . . . . 623.4.2 Estimar a Velocidade a Partir do Ângulo de Posição do Rotor 673.5 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4 RESULTADOS E DISCUSSÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . 714.1 Funcionamento do Protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 714.1.1 Protótipo com o Retificador Monofásico . . . . . . . . . . . . . 714.1.2 Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão . . . . . . . 764.1.3 Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão com o Neu-

tro Ligado ao Neutro do Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 784.2 Controle do Protótipo com o Estimador . . . . . . . . . . . . . . 804.3 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

5 CONCLUSÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

6 REFERÊNCIAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

APÊNDICES 92

APÊNDICE A – SCRIPT DO ESTIMADOR DE POSIÇÃODO ROTOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

APÊNDICE B – SCRIPT DO ESTIMADOR DE VELOCI-DADE A PARTIR DA POSIÇÃO DO RO-TOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

ANEXOS 95

ANEXO A – PRIMEIRA PÁGINA DO DATASHEET DOIRAMS10UP60A . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

18

1 INTRODUÇÃO GERAL

1.1 Introdução

Máquinas de corrente alternada, em especial a máquina de indução, possuem comocaracteríticas serem construtivamente simples e robustas, quando comparadas com asmáquinas de corrente contínua (POMÍLIO, 2014), além de que apresentam menor massa,para um mesmo valor de potência, o que gera um custo menor para sua aquisição emanutenção. Quando é realizado um acionamento controlado, os conversores e sistemas decontrole necessários são mais complexos do que aqueles utilizados em máquinas de correntecontínua, portanto, é necessário uma plataforma de alimentação da máquina para sercontrolada. O controle de sua velocidade necessita da variação de parâmetros dos sinais dealimentação da máquina como a frequência e a amplitude. A alimentação e o controle deuma máquina de corrente alternada mais usual é feito pelo uso de um conversor correntecontínua/ corrente alternada. Resumidamente, este conversor nada mais é que um inversortrifásico comandado por sinais de controle gerados por um processador. As estratégias decontrole comumente utilizadas nos conversores são:

∙ Controle Escalar: baseia-se no conceito original do conversor de frequência:impõe no motor uma determinada tensão/frequência, visando manter a relaçãoV/F constante. O controle é realizado em malha aberta e a precisão da velocidadeé função do escorregamento do motor, que varia em função da carga, já que afrequência no estator é imposta. O controle escalar é o mais utilizado, devidoà sua simplicidade e ao fato de que na maioria das aplicações não requer altaexatidão e/ou rapidez no controle de velocidade (WEG, 2006).

∙ Controle Vetorial: possibilita atingir um elevado grau de exatidão e rapidezno controle do torque e da velocidade do motor. O controle decompõe a correntedo motor em dois vetores: um que produz o fluxo magnetizante e outro queproduzem torque, regulando separadamente o torque e o fluxo (WEG, 2006).

O controle escalar apresenta uma estrutura mais simples, cujas principais caracte-rísticas consistem no seu baixo custo de implementação e no erro de regime permanentereduzido (KRAUSE, 2013). A metodologia de controle Proporcional-Integrador (PI) é usu-almente empregada na estratégia de controle escalar V/F de motores de indução trifásicos(Krishnan, 2001; Trzynadlowski, 2001). Entretanto, além do projeto de um controladorconvencional solicitar o modelo matemático da planta do sistema, a dificuldade de seidentificar os parâmetros precisos de um comportamento complexo, não-linear e variante

Capítulo 1. Introdução Geral 19

no tempo, as quais são inerentes a uma planta real, pode tornar o processo de ajuste finodos parâmetros dos controladores muito dispendioso (Dazhi et alii, 2004; Callai et alii,2007).

As principais diferenças entre os dois tipos de controle são que o controle escalar sóconsidera as amplitudes das grandezas elétricas instantâneas (fluxos, correntes e tensões),referindo-as ao estator, e seu equacionamento baseia-se no circuito equivalente do motor, ouseja, são equações de regime permanente. Já o controle vetorial admite a representação dasgrandezas elétricas instantâneas por vetores, baseando-se nas equações espaciais dinâmicasda máquina, com as grandezas referidas ao fluxo enlaçado pelo rotor, ou seja, o motorde indução é visto pelo controle vetorial como um motor de corrente contínua, havendoregulação independente para torque e fluxo (WEG, 2006).

O trabalho foi desenvolvido no Laboratório de Controle Avançado, Robótica eEngenharia Biomédica. Como suporte foram utilizados materias e componentes eletrônicosadquiridos pela Fundação Araucária.

1.2 Problema

O controle escalar é a técnica de controle que utiliza a variação da tensão e frequênciadentro de uma relação fixa com o objetivo de manter constante o fluxo magnético doentreferro. Este controle pode ser feito em malha aberta ou em malha fechada. Em malhaaberta, o escorregamento é desprezado e o controle é feito através de uma velocidade dereferência, e a partir desta são feitas aplicações de valores de tensão e frequência. No controleescalar, não é necessário conhecer os parâmetros do motor, pois a modelagem matemáticanão é usada, não sendo possível assim efetuar um controle de torque adequado. Contudo,em malha fechada, consegue-se aperfeiçoar o desempenho, pois sistemas com realimentaçãoapresentam uma melhor capacidade em seguir a entrada, são menos compassivas a variaçõesdos parâmetros, são reduzidos os efeitos de distorções além de outras vantagens. Porém,para fechar a malha, usualmente é necessário o auxílio de dispositivos eletromecânicos deforma a realizar a leitura do posicionamento e velocidade do eixo do motor. Usualmente,esses equipamentos possuem um custo elevado e são aplicados onde se demanda um melhordesempenho, ou valor agregado, para justificar o seu uso. Portanto, neste trabalho, serádesenvolvido um código de programa para estimar a velocidade do motor trifásico deindução, a fim de reduzirem os custos para fechamento de malha e possibilitar um melhordesempenho do sistema.


1.3 Justificativa

Devido aos processos em que o controle de velocidade dos motores está envolvido,aliado a viabilidade econômica e confiabilidade, surgiu como necessidade a implementaçãode dispositivos que venham a controlar a velocidade dos motores de indução. O uso dedispositivos eletromecânicos que conta ou reproduz pulsos elétricos a partir do movimentorotacional de seu eixo, os encoders, são utilizados para controlar a velocidade dos motoresde indução. Porém, para este trabalho, foi desenvolvido um estimador de velocidadeprogramado que faz a estimativa da posição do rotor e a partir dessa informação estimaa velocidade do motor. Quando a eficiência, baixo custo e o controle do acionamentodo motor de indução se torna uma preocupação, o estimador programado fornece umasolução viável e diminui o custo do sistema de acionamento, o que é desejado. O projeto ea implementação de um inversor trifásico controlado por um controlador digital de sinaisaplicado ao controle escalar de velocidade de um motor de indução trifásico possibilitaráagregar conhecimentos de programação de processadores digitais de sinais.

1.4 Objetivo Geral

Construir um inversor trifásico que utilize controle digital para realizar o controlede uma máquina CA, a partir do controlador TMS320F28335 da (Texas Instruments,2014). O inversor de frequência trifásico foi construído, bem como, o hardware de controledo inversor. Em seguida, foi elaborado o programa para o processador utilizando comotécnica a prototipagem rápida, no ambiente visual de alto nível do Matlab / Simulink.Finalmente, testes e simulações foram realizados e coletados com o intuito de comprovarresultados teóricos com práticos.

1.5 Estrutura do Trabalho

O presente trabalho é constituído em cinco capítulos. O primeiro capítulo, decaráter introdutório, apresenta a proposta do trabalho e nele está contida a introduçãogeral, descreverá o problema em questão, a justificativa, o objetivo e a estruturação dotrabalho.

O segundo capítulo é destinado à fundamentação teórica sobre motores de induçãotrifásicos, conversores CC-CA trifásico, além de analisar o controle escalar de velocidade etodas as informações teóricas necessárias ao desenvolvimento do projeto.

O terceiro capítulo apresentará a descrição da parte experimental, além de infor-mações que fornecerão todo o embasamento teórico necessário ao desenvolvimento doestimador.


O quarto capítulo apresentará as simulações e os resultados práticos obtidos, bemcomo comparação destes para os diferentes tipos de controle.

Finalmente, no quinto capítulo serão apresentadas as conclusões finais, baseadasem todo o trabalho realizado.

22

2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA

2.1 Motores de Indução

Neste capítulo serão abordados os principais conceitos sobre motores de indução,conversores corrente contínua/ corrente alternada trifásicos, além da análise do controleescalar de velocidade e de todas as informações teóricas necessárias ao desenvolvimento doprojeto.

O motor elétrico é uma máquina que transforma energia elétrica em energiamecânica. O motor de indução tem sido o motor mais empregado nas instalações indústriaisdesde o início da utilização da energia elétrica em corrente alternada, sendo adequado paraquase todos os tipos de máquinas acionadas, devido ao baixo custo, robustez e simplicidadena sua construção, além da enorme versatilidade de adaptação a diversos tipos de cargas.Opera usualmente com uma velocidade constante que varia ligeiramente com a cargamecânica aplicada ao eixo. O seu nome vem do fato de que a corrente no rotor não provémdiretamente de uma fonte de alimentação, mas é induzido nele pelo movimento relativodos condutores do rotor e do campo girante produzido pelas correntes no estator. Tambémé conhecido como motor assíncrono de corrente alternada, pois a velocidade do rotornunca pode atingir a velocidade do campo girante, isto é, a velocidade síncrona. Se estavelocidade fosse atingida, os condutores do rotor não seriam cortados pelas linhas de forçado campo girante e consequentemente não surgiriam as correntes induzidas e o conjugadodo motor seria nulo (GARCIA, 2014).

O motor de indução trifásico é composto fundamentalmente de duas partes: estatore rotor. O estator é a parte fixa do motor. Possui enrolamentos alojados nas ranhurasexistentes na periferia interna de um núcleo de ferro laminado. As correntes trifásicasque circulam pelos enrolamentos do estator vão gerar, em cada fase, campos pulsantes,defasados de um ângulo igual ao ângulo da defasagem entre as tensões aplicadas, cujoseixos de simetria são fixos no espaço, mas cuja resultante é um campo que gira numdeterminado sentido, denominado campo girante. A outra parte do motor é denominadarotor. Pode ser construído de duas formas: o rotor curto circuitado conhecido como gaiolade esquilo, e o rotor bobinado. O núcleo magnético para os dois tipos são compostos deferro laminado. O rotor bobinado consta de um núcleo em tambor, provido de ranhurasnos quais enrolamentos semelhantes aos do estator se encontram alojados, configurando omesmo número de pólos. No rotor trifásico os enrolamentos do rotor bobinado geralmentese encontram ligados em estrela, sendo três anéis coletores acoplados ao eixo ligados àstrês extremidades livres dos enrolamentos do rotor, facilitando a inserção de resistoresvariáveis série em cada fase (GARCIA, 2014).

Capítulo 2. Fundamentação Teórica 23

O rotor do tipo gaiola consta de um núcleo em tambor, provido de ranhuras,nas quais são alojados fios ou barras de cobre curto-circuitados nos extremos por anéis.Na prática, as barras não isoladas da gaiola de esquilo são inseridas num núcleo de açolaminado perto da periferia do rotor e são conectadas entre si através de anéis de curtocircuito adequadamente situados nas extremidades do rotor. Esta construção simples faz omotor de gaiola de esquilo ser o mais robusto e de menor custo entre todos os motores deindução (GE, 2104).

Portanto, o princípio geral de operação do motor assíncrono consiste no surgimentode um campo girante devido às correntes do estator e este campo girante induz umaforça eletromotriz nos condutores do rotor. A força eletromotriz no rotor dará origem àscorrentes de valor igual ao quociente da força eletromotriz pela respectiva impedância e, apartir disso, um conjugado é produzido em função da reação criada pelas correntes sobreo campo girante, forçando o rotor girar no mesmo sentido do campo girante.

O campo girante, embora os eixos de simetria sejam fixos no espaço, nada mais édo que a resultante dos campos pulsantes gerados por cada fase que apresenta defasagemde ângulo igual às existentes entre as tensões aplicadas, que gira num determinado sentido.Considerando-se o estator de um motor de indução trifásico, as três fases situadas nasranhuras do estator são ligadas na configuração estrela ou triângulo a uma fonte dealimentação trifásica. As tensões aplicadas se acham defasadas de 120o graus elétricos, enas três fases originam correntes iguais defasadas entre si de 120o elétricos. Estas correntesdeterminam um campo de valor constante a partir da combinação dos campos magnéticospulsante respectivamente por elas gerado. O campo determinado gira com uma velocidadeconstante que depende do número de pólos para os quais o estator foi enrolado e tambémda freqüência da fonte (GARCIA, 2014).

A velocidade de rotação do campo, dada em rpm, é a velocidade síncrona, dadapela Equação 2.1

𝑛 = 60.𝑓

𝑝(2.1)

O sentido de rotação do campo é um dos fatores para determinar o sentido derotação do motor, depende de duas condições. Da sequência das tensões e das ligações dastrês fases, que poderá ser invertido modificando duas fases quaisquer do estator com alinha de alimentação.

𝑛 = 120.𝑓𝑓

𝑝.(1 − 𝑠) (2.2)

Quando o motor estiver girando a "vazio", ou seja, sem nenhuma carga acopladaao eixo, o rotor gira com velocidade muito próxima à velocidade síncrona. Porém, se


acopladas cargas, correntes com maior intensidade são induzidas para desenvolver oconjugado necessário e o rotor se atrasa em relação ao campo girante.A frequência da corrente no rotor é dada pelo pelo produto da frequência da correntepresente no estator pelo valor do escorregamento, pode ser visto na Equação 2.3.

𝑓𝑟 = 𝑠.𝑓𝑒 (2.3)

O escorregamento é a diferença de velocidade entre o fluxo e o rotor e o seu valoraumenta se houver aumento da carga. O escorregamento é caracterizado pela Equação 2.4.

𝑆 = 𝑁 − 𝑛

𝑁.100 (2.4)

Conforme o tipo e tamanho do motor, o escorregamento é dado em porcentagem enormalmente seus valores giram em torno de 1 % a 5%.Uma importante característica para qualquer motor de indução é a curva do conjugadoversus rotação e está ilustrada na Figura 1.

Figura 1 – Curva Conjugado x Rotação (POMÍLIO, 2014).

Conjugado nominal é definido como sendo o conjugado necessário para produzir apotência nominal quando a rotação é nominal. O termo conjugado máximo é o conjugadomáximo que o motor irá desenvolver com tensão e freqüência nominal sem queda bruscana rotação. Na prática, o valor do conjugado máximo deve ser o mais alto possível, porduas razões. Primeiro, o motor deve ser capaz de vencer eventuais picos de carga, comopode acontecer em certas aplicações. Outro motivo é que o motor não deve "arriar", isto é,perder abruptamente as velocidades, quando ocorrem excessivas quedas de tensão.


O conjugado de partida, conhecido como rotor bloqueado é o conjugado mínimoque o motor irá desenvolver em repouso com tensão e freqüência nominal. Já o conjugadomínimo é definido como o conjugado mínimo que o motor vai desenvolver durante o períodoque este irá sair da condição de repouso até adquirir a rotação em que o conjugado máximoocorre. Normalmente, este valor não deve ser muito baixo, portanto a curva não deveapresentar uma depressão acentuada na aceleração, para que a partida não seja muitodemorada, sobreaquecendo o motor, especialmente nos casos de alta inércia ou partidacom tensão reduzida. Para alguns motores que não têm um conjugado máximo definido, oconjugado mínimo é o menor conjugado desenvolvido até a rotação nominal.

O conjugado do motor de indução varia aproximadamente com o quadrado datensão aplicada aos seus terminais. A 90% de tensão de partida, o conjugado de partida seráreduzido a aproximadamente 81% do valor à tensão nominal. Baixa resistividade das barrasdo rotor (resistência rotórica) resulta em alta rotação nominal (baixo escorregamento), oque resulta em alto rendimento e as perdas rotóricas são proporcionais ao escorregamento.Alta resistência rotórica fornece alto conjugado de partida com baixa corrente de partida,mas resulta em baixo rendimento nominal (GE, 2014).

Os valores das correntes alternadas para os motores trifásico são determinadas pelaEquação 2.5:

𝐼𝑛 = 𝑃𝑛√3.𝑉𝑛. cos 𝜑.𝜂

(2.5)

Na maioria dos motores, o valor da corrente na partida chega a ser de cinco a setevezes o valor da corrente nominal a plena carga e não depende da carga acionada, seu valorreduz com o aumento da velocidade. Após chegar a sua velocidade nominal, fornecendouma potência nominal e não tendo nenhuma ocorrência de sobrecarga, a corrente atingeseu valor máximo, que é o nominal.

2.2 Vantagens do Motor de Indução

As máquinas de corrente alternada, em especial a máquina de indução, são cons-trutivamente mais simples e robustas comparadas com as máquinas de corrente contínua,sendo assim uma melhor alternativa para acionamentos controlados, pois possui certas van-tagens sobre o motor de corrente contínua, isto porque na sua estrutura não Hà comutador.Apresenta menor massa, aproximadamente de 20 a 40 % a menos, para potências iguais,o que leva a um custo de aquisição menor e manutenção mais fácil quando comparadascom as máquinas de corrente contínua equivalentes. Outra vantagem é que o consumo deenergia do motor de indução trifásico nos processos de aceleração e frenagem é menor. Comestes motores, é possível obter maiores velocidades, o que resulta em potências maiores.


Talvez uma de suas desvantagens que o motor de indução possui em relação ao motor decorrente contínua é a dependência entre o fluxo e a tensão no estator, o que não ocorrenos motores de corrente contínua que possuem excitação independente. Este fator é umlimitante pra reduzir a faixa de variação de velocidade do motor, quando controlado porvariação da tensão do estator.

No acionamento controlado, os sistemas de controle necessários se tornam maissofisticados do que aqueles utilizados para as máquinas de corrente contínua. Portanto énecessário analisar o custo geral e não apenas o custo em relação ao motor. Porém, os custospara esses controles têm diminuído com o passar do tempo, devido ao surgimento de novastécnicas, como o controle vetorial, que permite um desempenho dinâmico considerável nosistema e devido à evolução dos sistemas eletrônicos que permitem o controle do motorpor variação da tensão e frequência do estator simultaneamente, enquanto o custo daprodução das máquinas não teve uma variação significativa. Assim, as vantagens anterioresdas máquinas de corrente contínua podem ser consideradas bem menores, quase nulas, e,portanto analisando o sistema no geral, a máquina em conjunto com o seu acionamento, ocusto total tende a ser mais vantajoso para o motor de indução.

2.3 Aplicações dos Motores de Indução Trifásicos

Os motores de indução do tipo gaiola são utilizados nos mais diversos segmentosda indústria, para acionamento de máquinas ou equipamentos que requeiram torquevariável ou constante, tais como ventiladores, bombas, trituradores, correias transportado-ras, compressores, laminadores, misturadores e outros. Os motores com rotor bobinadosão normalmente aplicados em cargas que possuem elevada inércia ou altos conjugadosresistentes na partida. Também são utilizados quando há limitações de corrente de partidano sistema de alimentação. São utilizados para acionamento de cargas como: moinhos debolas, moinhos de cimento, ventiladores, exaustores, laminadores e picadores, aplicados naindústria de cimento, mineração, siderurgia, entre outras (WEG, 2014).

2.4 Máquina de Indução Trifásica

Uma máquina de indução trifásica possui enrolamentos de estator nos quais éaplicada a tensão alternada de alimentação. O rotor pode ser composto por uma gaiolacurto-circuitada ou por enrolamentos que permitam circulação de corrente. De qualquerforma, por efeito transformador, o campo magnético produzido pelos enrolamentos doestator induz correntes no rotor, de modo que, da interação de ambos os campos magnéticos,será produzido o torque que levará a máquina à rotação (POMÍLIO, 2014).


A característica trifásica da alimentação do estator e a distribuição espacial dosenrolamentos é considerar que o campo produzido pelo estator é girante. As correntesinduzidas no rotor irão produzir um campo que terá como característica acompanhar ocampo girante do estator.

No eixo da máquina, o torque produzido é ocasionado pelo fato da velocidade dorotor ser diferente da velocidade do campo girante. Se o rotor girar na mesma velocidadedo campo girante, não vai existir variação de fluxo pelos enrolamentos do rotor e sendoassim não haverá corrente induzida.

A Figura 2 mostra o campo girante do estator.

Figura 2 – Campo Girante (POMÍLIO, 2014).

A corrente induzida no rotor possui uma frequência que é a diferença das frequênciasangulares existentes entre o rotor e o campo girante. Portanto, na partida com a máquinaparada, as correntes serão de 60 Hz. À medida que a máquina ganha velocidade, a frequênciavai caindo até atingir a velocidade de regime tipicamente a poucos Hertz (POMÍLIO,2014).

A velocidade angular do campo girante depende do número de polos e da frequênciade alimentação da máquina. O número de polos está em função do número de enrolamentossimetricamente deslocados no estator alimentados pela mesma tensão de fase. Portanto, setrês enrolamentos estiverem dispostos num arco de 180o, sendo cada um para cada fase, eos outros três ocuparem o outro semi-perímetro do estator está máquina possuirá 4 polos.

O campo girante conta com pólos magnéticos intercalados e simetricamente dis-tribuídos. A Figura 3 ilustra tal situação. O campo resultante observado no entreferroda máquina apresenta os polos resultantes deslocados espacialmente de 90o um do outrodevido à simetria circular das máquinas. A resultante no centro do arranjo é nula, porémo que importa é o fluxo presente no entreferro. Uma rotação de 180o no eixo correspondea um ciclo completo das tensões de alimentação, ou seja 360 graus elétricos (POMÍLIO,2014).


Figura 3 – Campo Girante em máquina de 4 polos (POMÍLIO, 2014).

A velocidade síncrona é dada pela Equação 2.6.

𝑁 = 120.𝜔

𝑝(2.6)

O modelo de um motor de indução por fase pode ser observado na Figura 4.

Figura 4 – Modelos de Circuitos para Motor de Indução (POMÍLIO, 2014) a)Circuitodo rotor, b)Com rotor e estator separados, c)Com rotor refletido ao lado doestator.

A corrente do rotor é dada pela Equação 2.7.

𝐼 ′𝑟 = 𝐸𝑟

𝑅′𝑟

𝑠+ 𝑗.𝑋 ′

𝑟

(2.7)

O modelo do rotor pode, então, ser modificado, a fim de que o escorregamentoafete apenas a resistência do rotor, como se vê na Figura 4b , onde se inclui também umcircuito equivalente para o estator (POMÍLIO, 2014).


Refletindo o lado do rotor para o do estator, obtém-se o circuito equivalentedemonstrado na Figura 4c. As perdas no cobre podem ser estimadas pela Equação 2.8 eEquação 2.9:

𝑃𝑠 = 3.𝐼2𝑠 .𝑅𝑠 (2.8)

𝑃𝑟 = 3.𝐼2𝑟 .𝑅𝑟 (2.9)

São estimadas pela Equação 2.10 as perdas no material ferromagnético.

𝑃𝑐 = 3.𝑉 2𝑚

𝑅𝑚

≈ 3.𝑉 2𝑠

𝑅𝑚

(2.10)

A potência no entreferro da máquina, que é transferida para o rotor, pode serobservada pela Equação 2.11.

𝑃𝑔 = 3.𝐼2𝑟 .

𝑅𝑟

𝑠(2.11)

A potência responsável pela produção do torque eletromagnético é dada pelaEquação 2.12.

𝑃𝑑 = 𝑃𝑔 − 𝑃𝑟 = 𝑃𝑔.(1 − 𝑠) (2.12)

O torque é visto na Equação 2.13

𝑇𝑑 = 𝑃𝑑

𝜔𝑚

= 𝑃𝑔

𝜔𝑠

(2.13)

Na Equação 2.15 é possível observar a potência de entrada.

𝑃𝑖 = 𝑃𝑐 + 𝑃𝑠 + 𝑃𝑔 = 3.𝑉𝑠.𝐼𝑠. cos 𝜃𝑠 (2.14)

A potência desenvolvida menos as perdas mecânicas 𝑃𝑥 (atrito e ventilação) constituia potência de saída:

𝑃𝑜 = 𝑃𝑑 − 𝑃𝑥 (2.15)

A eficiência é dada pela Equação 2.16:

𝜂 = 𝑃𝑜

𝑃𝑖

= 𝑃𝑑 − 𝑃𝑥

𝑃𝑐 + 𝑃𝑠 + 𝑃𝑔

(2.16)


Sendo 𝑃𝑔 ≫ (𝑃𝑐 + 𝑃𝑠) e 𝑃𝑑 ≫ 𝑃𝑥, a eficiência é, aproximadamente:

𝜂 ≈ 1 − 𝑠 (2.17)

Normalmente 𝑅𝑚 possui um valor muito grande e 𝑋𝑚 ≫ (𝑅𝑠 + 𝑋𝑠) , o ramorelativo à magnetização pode ser representado apenas pela reatância sendo representadana entrada do circuito, como mostrado na Figura 5.

Figura 5 – Modelo simplificado, por fase, do motor de indução (POMÍLIO, 2014).

A impedância de entrada do motor considerando o modelo simplificado, pode serobservada pela Equação 2.18.

𝑍𝑖 =−𝑋𝑚.(𝑋𝑠 + 𝑋𝑟) + 𝑗.𝑋𝑚.(𝑅𝑠 + 𝑅𝑟

𝑠))

𝑅𝑠 + 𝑅𝑟

𝑠+ 𝑗.(𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟)

(2.18)

A defasagem entre tensão e corrente na entrada é mostrada na Equação 2.19.

𝜃𝑚 = 𝜋 − arctan(𝑅𝑠 + 𝑅𝑟

𝑠

𝑋𝑠 + 𝑋𝑟

) + arctan(𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟

𝑅𝑠 + 𝑅𝑟

𝑠

) (2.19)

Da Figura 5 a corrente do rotor é:

𝐼𝑟 = 𝑉𝑠

[(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠

𝑠)2 + (𝑋𝑠 + 𝑋𝑟)2]1/2 (2.20)

A Figura 6 mostra a curva torque versus velocidade do motor alimentado com umafonte de tensão senoidal. A forma de onda típica é obtida considerando a amplitude efreqüência fixa da fonte de alimentação.

∙ Tração (0 ≤ 𝑆 ≤ 1);

∙ Regeneração 𝑆 < 0;

∙ Reversão (1 ≤ 𝑆 ≤ 2)


Figura 6 – Característica torque-velocidade de máquina de indução (POMÍLIO, 2014).

O rotor gira no mesmo sentido do campo girante em tração e, à medida que oescorregamento vai aumentando, o torque também aumenta, aproximadamente linear,enquanto o fluxo do entreferro mantém constante. No rotor a variação da tensão induzidadiferente da impedância é linear com o escorregamento, sendo que a tensão induzida e aimpedância são responsáveis pela corrente do rotor.

Na região linear é que se dá a operação normal do motor, uma vez que, se o torquede carga exceder 𝑇𝑚𝑚, o motor, perdendo o seu torque, irá parar, levando as elevadasperdas no rotor, devido às altas correntes induzidas (POMÍLIO, 2014).

Na região de regeneração, o rotor e campo girante estão se movendo no mesmosentido, mas a velocidade mecânica, 𝜔𝑚, é maior do que a velocidade síncrona, acarretandoem um escorregamento negativo. A máquina irá operar como um gerador e entregarápotência ao sistema que estiver conectado ao estator, quando a resistência equivalente dorotor for negativa. A característica torque versus velocidade é semelhante a operação emtração com um valor de pico maior.

O comportamento do rotor na região de reversão é diferente e estará em oposiçãoao campo girante provocando assim um escorregamento maior que 1. Isto ocorre quandose inverte duas fases do estator, provocando a mudança no sentido de rotação do campo.

O torque produzido opõe-se ao movimento do rotor, levando a uma frenagem damáquina. Nesta situação as correntes são elevadas enquanto o torque presente é pequeno.Internamente na máquina pode surgir um excessivo aquecimento devido à dissipação deenergia retirada da massa girante. Não se recomenda tal modo de operação (POMÍLIO,2014).


2.5 Tipos de Acionamento das Máquinas de Indução

Os motores de indução modernos são projetados de forma a suportar a tensãoplena na partida sem danos ao enrolamento do motor. Os motores de porte maior possuemcorrentes de partida com tensão plena que podem comprometer fracos sistemas de potências.Durante a partida os motores elétricos requerem da rede de alimentação uma corrente devalor elevado, na ordem de 6 a 8 vezes o seu valor nominal. Todo motor dimensionado paraacionar adequadamente uma determinada carga acoplada ao seu eixo necessita, durante apartida, possuir em cada instante o conjugado do motor, superior ao conjugado resistenteda carga. Portanto um sistema de partida eficiente garante uma maior vida útil do motor,menos custos operacionais, além de dar a equipe de manutenção da indústria tranquilidadeno desempenho das tarefas. A seguir serão apresentados alguns métodos de partidas paramotores trifásicos.

2.5.1 Chave Estrela - Triângulo

O acionamento de um motor elétrico através de chaves estrela-triângulo só é possívelse este possuir seis terminais acessíveis e estes dispuserem de dupla tensão nominal. Oacionamento é feito, inicialmente, ligando o motor na configuração estrela até que elealcance uma velocidade próxima ao regime, quando esta conexão é desfeita e executada aligação em triângulo. A troca da ligação durante a partida é acompanhada por uma elevaçãode corrente, fazendo com que as vantagens da sua redução desapareçam se a comutaçãofor antecipada em relação ao ponto ideal. Durante a partida em estrela, o conjugado e acorrente de partida ficam reduzidos a 1/3 de seus valores nominais. Neste caso, um motorsó pode partir através de chave estrela triângulo quando seu conjugado, na ligação emestrela, for superior ao conjugado na carga do eixo. Devido ao baixo conjugado de partidae relativamente constante a que fica submetido o motor, as chaves estrela-triangulo sãomais adequadamente empregadas em motores cuja partida se dá em vazio (FARIAS, 2014).

2.5.2 Partida Eletrônica (Soft-Starter)

As chaves de partida eletrônica (soft-starter) são chaves estáticas microprocessadasprojetadas para acelerar/desacelerar e proteger motores de indução trifásicos. Atravésdo ajuste do ângulo do disparo dos tiristores, controla-se a redução da tensão aplicadaao motor. A soft-starter proporciona uma partida suave ao motor de indução evitandoas sobrecorrentes transitórias de partida e, portanto, as sobretensões resultantes na redeelétrica. Ela pode substituir com vantagens a tradicional chave de partida estrela-triângulo.O ângulo de disparo de cada par de tiristores é controlado eletronicamente para aplicar umatensão variável no motor durante a aceleração. No final do período de partida, ajustávelconforme a aplicação, a tensão atinge seu valor pleno após uma aceleração suave ou


uma rampa ascendente, ao invés de ser submetido a transição brusca, como ocorre comos métodos de partida por auto-transformador, ligação estrela-triângulo, etc. Com isso,consegue-se manter a corrente de partida próxima da nominal e com suave variação, comodesejado (WEG, 2014).

2.5.3 Partida usando o Inversor de Frequência

O inversor de freqüência é usado sempre que existe a necessidade de variar avelocidade de um motor, direta ou inversamente proporcional, em função do sistema defuncionamento de uma máquina ou sistema. Os conversores de frequência são equipamentoseletrônicos que fornecem controle sobre a velocidade de motores elétricos de correntealternada através da conversão das grandezas da rede de alimentação convencional, quesão a tensão e frequência, em grandezas variáveis. Apesar do princípio de funcionalidadeser o mesmo, houve grandes mudanças entre os primeiros conversores de frequência eos atuais, devido principalmente à evolução dos componentes eletrônicos com destaqueaos tiristores e aos microprocessadores digitais. O princípio de funcionamento de uminversor de frequência está no fato de que a velocidade síncrona de um motor é funçãoda frequência da rede de alimentação e do número de polos do motor. Quando existea variação da frequência da rede de alimentação, há também a variação da velocidadedo mesmo, proporcional à variação da frequência. Logo, o inversor de frequência devecontrolar a frequência do sinal que alimenta o motor. Após a entrada de alimentaçãoem corrente alternada no inversor a tensão é retificada para tensão contínua. O sinalalternado necessário para alimentar o motor é feito através de uma técnica chamada dePWM, ou modulação por largura de pulso, que reconstrói o valor de tensão na saída doinversor, porém com uma frequência definida pelo usuário que pode ser de 0Hz até 500Hz,dependendo do modelo e do fabricante do inversor (PINHEIRO, 2014).

Portanto é possível verificar que para realizar a partida nos motores de induçãotrifásica pode-se utilizar vários métodos nos quais cada um apresenta suas vantagens edesvantagens, dependendo do aspecto particular ou do parâmetro que se quer considerar.São muitas grandezas envolvidas, tais como corrente de partida, torque inicial, tempo deaceleração, etc, que o projetista deve conhecer para o dimensionamento e parametrizaçãodos componentes. Antigamente os dispositivos eletromecânicos eram amplamente utilizados,com os usos de contatores e relés, para realizar as partidas nos motores de indução. Somenteem pequenas aplicações, como no caso de bombas de recalque com vazão ajustável, é quese utilizavam equipamentos para a variação da velocidade do motor de indução trifásico.Nesse caso, a variação de velocidade era feita por meio de dispositivos com embreagens,com grande perda de energia. O aparecimento de circuitos eletrônicos controlados portiristores veio para melhorar não só o controle de variação da velocidade do motor deindução trifásico em serviço, como também o controle de realizar partidas e paradas


suaves da máquina. Esses dispositivos eletrônicos representam uma nova era no campo deaplicação do motor de indução trifásico, são os conversores de freqüência e soft-startersque trazem grandes vantagens no controle de partida e parada nos motores de induçãotrifásicos.

A conciliação do aproveitamento das vantagens ocasionadas, com a necessidade deeliminar alguns inconvenientes, é um apelo à capacidade dos engenheiros eletricistas nosentido de aperfeiçoar cada vez mais, os dispositivos de partida em motores de indução(RABELO, 2014).

2.6 Métodos de Controle de Velocidade de um Motorde Indução

Basicamente existem dois tipos de controle: o escalar e o vetorial. O controleescalar impõe no motor uma determinada tensão/frequência, visando manter essa relaçãoconstante, fazendo com que o motor trabalhe com o fluxo constante. Este tipo de controleé aplicado quando não existe necessidade de respostas rápidas a comandos de torque evelocidade e é interessante quando há conexão de vários motores a um único inversor.O controle é realizado em malha aberta e a exatidão da velocidade se dá em função doescorregamento do motor, que varia em função da carga, já que a frequência no estator éimposta. O controle escalar é o mais utilizado devido à sua simplicidade e devido ao fatode que a grande maioria das aplicações não requer alta precisão e/ou rapidez no controleda velocidade (WEG, 2104).

É atingido um elevado grau de exatidão e rapidez no controle do torque e davelocidade do motor quando utilizado o método de controle vetorial. Esse método decontrole decompõe a corrente do motor em dois vetores sendo um que produz o fluxomagnetizante e outro que produz torque. Ele pode ser realizado tanto em malha abertaquanto em malha fechada. Em malha aberta o controle vetorial também é conhecido comosensorless.

As técnicas de controle a seguir são utilizadas para variar a velocidade de um motorde indução:

∙ Controle da resistência do rotor;

∙ Controle da tensão do estator;

∙ Controle da frequência do estator;

∙ Controle da tensão e da frequência do estator;

∙ Controle da corrente.


2.6.1 Controle pela Resistência do Rotor

Para uma máquina de rotor enrolado são inseridas resistências que são somadas àprópria impedância do rotor. Isso pode ser visto na Figura 7.

Figura 7 – Máquina de rotor enrolado (POMÍLIO, 2014).

A variação de 𝑅𝑥 move a curva torque versus velocidade da máquina, como estámostrado na Figura 8:

Figura 8 – Característica torque versus velocidade para diferentes valores de resistênciade rotor (POMÍLIO, 2014).

De acordo com a Figura 8, dado um torque, o aumento da resistência do rotorresulta na diminuição na velocidade mecânica. Com esse método, é permitido elevar otorque de partida e limitar a corrente de partida. Porém este método possui baixa eficiênciadevido à dissipação de potência sobre as resistências, tanto que este tipo de acionamentofoi usado especialmente em situações que requeriam grande número de partidas e paradas,além de elevado torque. Para a boa operação da máquina é fundamental o balanceamentoentre as 3 fases.

2.6.2 Controlador da Tensão do Estator

Da Equação 2.21 conclui-se que o torque é proporcional ao quadrado da tensãoaplicada ao estator.

𝑇𝑚𝑎𝑥 =𝐾.𝐸2

𝑓

2.(𝑠𝑚𝑎𝑥.𝑋𝑟𝑏)2 (2.21)


Assim para um determinado valor de torque, o escorregamento aumenta quando háuma redução na tensão e uma diminuição na velocidade, como está mostrado na Figura 9.

Figura 9 – Curva torque versus velocidade (POMÍLIO, 2014).

Este acionamento não é possível ser realizado a cargas que precisam de alto torquee nem elevado conjugado de partida. Com a redução do torque disponível, a faixa de ajustede velocidade é estreita. O acionamento não é realizado se a curva do torque cruza a curvada máquina além do ponto de torque máximo.

São denominados de classe D motores construídos para este tipo de funcionamentoe possuem elevada resistência de rotor, de modo que a faixa de variação de velocidade setorne maior e não seja muito severa a perda de torque em baixas velocidades (POMÍLIO,2014).

Um controlador de tensão CA composto por tiristores operando com controle defase pode variar a tensão de fase. É muito utilizado em sistemas que possuem baixodesempenho e potência que não precisam de alto torque na partida. O inversor trifásicoé mais uma opção, operando com tensão contínua ajustável e com frequência constante,utilizando modulação por largura de pulso. Isso limita a corrente de partida reduzindo atensão na partida. A Figura 10 mostra os acionamentos descritos.

Figura 10 – Controle da tensão do estator por inversor (a) e controlador CA (b) (POMÍLIO,2014).

A tensão induzida é proporcional à frequência e ao fluxo no entreferro. Sendo assim,quando a tensão é reduzida no estator, o mesmo irá ocorrer com o fluxo no entreferro e


por consequência, com o torque. Se o escorregamento tiver valor aproximado de 0,33%, acorrente irá a um valor máximo com uma tensão mais baixa.

2.6.3 Controle pela Variação da Frequência do Estator

Com o controle da frequência da fonte, que é a mesma frequência encontrada noestator do motor de indução, o torque e a velocidade podem ser variados.

Sendo assim quando os valores de tensão e frequência alcançam seus valoresnominais, por consequência o fluxo de entreferro do motor também estará no valor nominal.Se, por exemplo, diminuir a frequência e mantiver a tensão constante, o fluxo do entreferroirá aumentar, saturando o motor, alterando seus parâmetros e a característica da curvatorque versus velocidade. Para baixas frequências, o valor das reatâncias irá diminuir eas correntes tendem a aumentar. Não é muito usual utilizar este tipo de controle. Se afrequência atingir valores acima do seu valor nominal, o torque e o fluxo diminuem. Se avelocidade síncrona à frequência nominal for denominada 𝜔𝑏, a velocidade síncrona e oescorregamento em outras frequências de excitação serão:

𝜔𝑠 = 𝑏.𝜔𝑏 (2.22)

𝑠 = 𝑏.𝜔𝑏 − 𝜔𝑚

𝑏.𝜔𝑏

= 1 − 𝜔𝑚

𝑏.𝜔𝑏

(2.23)

A expressão do torque pode ser vista na Equação 2.24

𝑇𝑑 = 3.𝑅𝑠.𝑉2

𝑠

𝑠.𝑏.𝜔𝑏.[(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠

𝑠)2 + (𝑏.𝑋𝑠 + 𝑏.𝑋𝑟)2]

(2.24)

Para diferentes valores de b as curvas abaixo ilustram o torque versus velocidade.

Figura 11 – Característica torque versus velocidade com controle de frequência (POMÍLIO,2014).


Pode se observar que abaixo da velocidade base o torque é limitado ao seu valornominal. Quando a frequência é aumentada isso permite elevar a velocidade, porém àscustas da perda do torque. Esta característica é semelhante aos motores de correntecontínua quando se faz a elevação da velocidade pelo método do enfraquecimento docampo. Uma alimentação dessa forma pode ser obtida por meio de um inversor que forneçauma tensão constante, variando apenas a frequência (POMÍLIO, 2014).

2.6.4 Controle da Tensão e da Frequência

Se o fluxo do entreferro for constante, o torque máximo não sofrerá alterações.Pra manter o torque com seu valor máximo, a relação entre a tensão e a frequência quealimenta o motor de indução tem que ser constante.

A Figura 12 mostra a curva característica torque versus velocidade para este tipode controle, para as velocidades abaixo da velocidade base.

Figura 12 – Característica torque versus velocidade com controle de tensão/frequência(POMÍLIO, 2014).

Uma vez que a tensão nominal da máquina não deve ser excedida, este tipo deacionamento aplica-se para velocidades abaixo da velocidade base. O acionador mais usualé o de onda quase quadrada, que permite ajustar simultaneamente tensão e frequência.Um inversor de onda quadrada necessita de uma tensão no barramento CC variável. Paravelocidades muito baixas pode-se ainda fazer uso de ciclo conversores (conversores CA-CA).À medida que a frequência se reduz, o fluxo de entreferro tende a diminuir devido à quedade tensão na impedância série do estator, levando à redução na tensão aplicada sobrea reatância de magnetização, o que conduz à necessidade de se elevar a tensão em taissituações para se manter o torque. (POMÍLIO, 2014).


2.6.5 Controle da Corrente

Neste tipo de controle é possível controlar o torque do motor variando a correntedo rotor porém, como se tem acesso à corrente do estator, é somente ela que pode sercontrolada diretamente. As equações da corrente Equação 2.25 e Equação 2.26 do torqueproduzidos podem ser visualizadas a seguir:

𝐼𝑟 = 𝑗.𝐼𝑖.𝑋𝑚

𝑅𝑠 + 𝑅𝑠

𝑠+ 𝑗(𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟)

(2.25)

𝑇𝑑 = 3.𝑅𝑟.(𝑋𝑚.𝐼𝑖)2

𝑠.𝜔𝑠[(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠

𝑠)2 + (𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟)2]

(2.26)

O torque de partida é dado quando s vale 1.

𝑇𝑠 = 3.𝑅𝑟.(𝑋𝑚.𝐼𝑖)2

𝜔𝑠[(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠

𝑠)2 + (𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟)2]

(2.27)

Com o torque máximo o escorregamento é dado pela Equação 2.28.

𝑠𝑚 = ± 𝑅𝑟√︁𝑅2

𝑠 + (𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟)2(2.28)

O torque máximo é dado pela Equação 2.29, quando é desprezado o efeito daimpedância no estator.

𝑇𝑚 = 3.𝐿2𝑚

2.(𝐿𝑚 + 𝐿𝑟).𝐼2

𝑖 (2.29)

A Figura 13 mostra a característica torque versus velocidade para valores diferentesde correntes de entrada.

Figura 13 – Característica torque versus velocidade com acionamento por controle decorrente (POMÍLIO, 2014).

É possível observar que o torque máximo independe da frequência. Quando oescorregamento valer 1 na partida a razão 𝑅𝑟

𝑠é reduzida, de maneira que a corrente que


flui pela indutância de magnetização é pequena, produzindo assim um fluxo baixo e,consequentemente, um torque pequeno. Assim que a máquina acelera o escorregamentodiminui e, consequentemente, aumentam a corrente de magnetização, o fluxo e o torque,no sentido da saturação do material ferromagnético. Para evitar a saturação do materialferromagnético, o motor deve ser acionado na região instável da curva torque versusvelocidade, mas isso só é possível em malha fechada e com controle sobre a tensão terminalda máquina para impedir a sua saturação.

Uma corrente com valor eficaz constante pode ser suprida por inversores de corrente.Tais inversores são obtidos tendo no barramento CC uma fonte de corrente contínua,tipicamente realizada por um indutor, sobre o qual é controlada a corrente. Isto significaque as chaves devem permitir passagem de corrente em apenas um sentido, sendo capazes debloquear tensões com ambas as polaridades. A Figura 14 mostra as chaves semicondutorasutilizadas nos diferentes tipos de inversores (POMÍLIO, 2014).

Figura 14 – Chaves semicondutoras para inversores de tensão e de corrente (POMÍLIO,2014).

2.7 Controle do Modelo Dinâmico

Essas estratégias de controle surgiram em estudos utilizando uma nova metodologiaapoiada no modelo vetorial da máquina de corrente alternada. Utilizando-se de conceitosmatemáticos conseguiu formular uma teoria geral para o comportamento dinâmico dasmáquinas de indução e como desacoplar a planta de controle, controlando as correntesdo estator representadas por um vetor, este modelo é complexo e não-linear. Este tipo decontrole baseia-se em projeções que transformam um sistema trifásico em outro sistemacomposto por duas coordenadas, ou seja, transformando o modelo da máquina de induçãoem um modelo similar ao de corrente contínua alcançando o desacoplamento entre ocontrolador de fluxo e o de torque, tornando o controle mais eficaz.


Um dos métodos de controle vetorial mais utilizado para acionamento das máquinasde corrente alternada de alto desempenho, é o controle vetorial por orientação de fluxo(LEONHARD, 1985). Este se encontra fundamentado no conhecimento da posição espacialdo vetor fluxo para o qual se deseja a orientação, ou seja, fluxo de entreferro, de estatorou de rotor, podendo ser classificada ainda em direto ou indireto (LORENZ, 1994).

Os controladores vetoriais possuem a necessidade do conhecimento do valor exatoda magnitude e posição do campo girante, o que cria a exigência do uso de sensores defluxo colocados no interior da máquina, inviabilizando sua utilização em determinadossistemas, seja pela dificuldade de acesso, já que necessitariam de modificações na suaestrutura para a adaptação ou pelo alto custo dos sensores. Uma forma de contornar estaslimitações consiste na utilização de estimadores baseados no modelo vetorial da máquina.

No caso de orientação indireta no fluxo do rotor, a velocidade de rotação utilizada émedida por meio de um encoder e é feita a estimação da constante de tempo elétrica do rotore da frequência angular de escorregamento, esta sendo feita a partir das correntes do estatorno sistema síncrono. Este método é de simples implementação, possui desacoplamentoentre as componentes do fluxo do rotor, fazendo com que o motor de indução alcanceum desempenho igual ou superior ao motor de corrente contínua. Possui uma grandesensibilidade à variação dos parâmetros elétricos da máquina, em especial a constante detempo elétrica do motor, sendo esta a sua principal desvantagem. Desde que as correntese a velocidade de rotação sejam medidas com boa exatidão, uma vez que são entradas dosistema de controle, o desempenho do sistema fica sensível apenas à variação da constantede tempo elétrica do rotor.

Os parâmetros do motor de indução variam principalmente com a temperatura e onível de fluxo no entreferro. Os fenômenos que provocam esta variação são a temperaturae o efeito pelicular que fazem variar as resistências do estator e do rotor e a saturaçãomagnética que afeta as indutâncias mútuas e próprias do motor.

Na orientação direta podem ser utilizadas bobinas auxiliares ou as medidas dasgrandezas terminais do motor, geralmente as tensões e correntes do estator. Tem comovantagem sua robustez, uma vez que a posição do fluxo é determinada a partir das tensõese correntes medidas, ao contrário do método indireto, onde é utilizado um valor estimadodo escorregamento. A complexidade de operação a baixas velocidades de rotação é suadesvantagem, uma vez que nessa região, a força contraeletromotriz apresenta magnitudescomparáveis à queda de tensão na resistência do estator, além das dificuldades resultantesdo processo de integração dos sinais em baixa frequência (HERNÁNDEZ, 1999).

O conjugado eletromagnético pode ser controlado por meio da frequência de escorre-gamento da variável escolhida para excitar a máquina, ou pela componente de uma segundavariável (variável de conjugado) em quadratura com a variável de excitação. O controlepor quadratura é eminentemente do tipo vetorial e utiliza normalmente controladores


no referencial do fluxo a ser controlado, já a estratégia de controle por escorregamentopode ser implementada também na forma escalar e o referencial para implementação doscontroladores pode ser qualquer um (JACOBINA, 2005).

Modelos representados em coordenadas de campo do estator e do entreferro sãopreciosos e permitem a estimação de fluxo e da velocidade de rotação mecânica utilizandoa leitura das correntes e tensões dos enrolamentos da máquina, mas exigem um grandeesforço computacional devido ao elevado número de equações presentes neles. Já a escolhado vetor no fluxo do rotor leva a uma representação através de um número reduzido deequações sem perdas significativas de exatidão, necessitando apenas das correntes de fasedo estator e da velocidade de rotação mecânica (SANTISTEBAN, 2001).

2.7.1 Algumas Formas de Controle Vetorial

Dentre as formas de controle vetorial destacam-se o controle de campo orientadodireto (DFOC – Direct Field Oriented Control), controle direto de torque (DTC – DirectTorque Control) e controle de campo orientado indireto (IFOC – Indirect Field OrientedControl) (GASTALDINI, 2008). O DFOC utiliza a medição ou estimação do fluxo estatóricoou rotórico orientado sobre o eixo direto. Essa forma de controle permite que o torque e ofluxo sejam controlados independentemente. A restrição em utilização desta técnica é acorreta medição do fluxo, devido a dificuldade de instalação de sensores ou a estimaçãocom ruídos a partir das correntes estatóricas. Neste caso, o vetor fluxo é calculadoinstantaneamente a partir dos parâmetros ou grandezas elétricas do motor. O trabalhocomputacional é grande, mas facilmente realizado por um DSP, por exemplo, os da famíliaTexas Instruments modelos TMS320CXX. O controle direto de torque (DTC – DirectTorque Control) foi apresentado por (Takahashi e Noguchi, 1986). Pode ser implementadoutilizando dois controladores por histerese do fluxo e do torque. Através do erro entre oângulo do fluxo do estator e do rotor é gerado um vetor de chaveamento no inversor paramanter o torque no valor desejado. Um método de controle direto de torque utilizandoa medição de corrente e tensão do estator para estimar o torque e o fluxo (Kaboli,Zolghadri e Vahdati-Khajeh (2007). Este método é simples para ser implementado e temrespostas rápidas de torque e fluxo, mas possui problemas como dependência paramétrica,dificuldade de controle em baixas rotações, não possui controle de corrente e por istoaumenta as oscilações de torque e corrente (GASTALDINI, 2008). O controle IFOC utilizaa estimação do fluxo rotórico baseado no modelo matemático do motor de indução eapresenta vantagens em relação ao DFOC e DTC pela possibilidade de trabalhar em todasas faixas de velocidade e por apresentar maior robustez que o DFOC.


2.7.2 Controle Vetorial de Campo Orientado Indireto

O controle vetorial de campo orientado indireto (IFOC – Indirect Field OrientedControl) considera que o vetor de fluxo rotórico encontra-se alinhado ao eixo direto 𝜆𝑑𝑟,sendo nulo o fluxo do eixo em quadratura 𝜆𝑞𝑟 (Câmara, 2007). A obtenção da posição dofluxo rotórico é feita a partir da velocidade do rotor e da constante de tempo rotórica. Aseguir, na Figura 15 é mostrado o diagrama de controle para simulações de funcionamentodo motor com controle de velocidade mantendo-se o fluxo rotórico constante. Os valoresde tensão 𝑉𝑑𝑠 e 𝑉𝑞𝑠 aplicados ao motor são obtidos através de dois controladores do tipoProporcional-Integral 𝑃𝐼1 e 𝑃𝐼2. A sintetização da tensão de referência aplicada ao motorpode ser feita pela técnica de modulação por largura de pulso. Os controladores de correnteutilizam os erros 𝑒𝐼𝑑𝑠 e 𝑒𝐼𝑞𝑠, respectivamente. A corrente de referência 𝐼*

𝑑𝑠 é gerada peloerro de fluxo rotórico através do controlador 𝑃𝐼3 e a corrente de referência 𝐼*

𝑞𝑠 é geradapelo erro de velocidade rotórica com o controlador 𝑃𝐼4. Os controladores 𝑃𝐼1 e 𝑃𝐼2 sãosintonizados para serem mais rápidos que os controladores 𝑃𝐼3 e 𝑃𝐼4, respectivamente.

Figura 15 – Controle IFOC para velocidade.

Neste método, o vetor fluxo desejado é calculado em função do escorregamento damáquina. De qualquer forma, sempre é necessário conhecer a constante de tempo do rotore o fluxo de magnetização, ou seja, a indutância de magnetização do motor. Uma outrapossibilidade é a aplicação do controle vetorial sem a malha de realimentação, melhordizendo, em malha aberta. Este é conhecido como inversor vetorial sensorless.

2.8 Inversores de Frequência

Os inversores de frequência têm seu circuito de potência, com carga representadana Figura 16 (DINIZ, 2014).


Figura 16 – Blocodiagrama do inversor de frequência (DINIZ, 2014).

O bloco diagrama foi dividido da seguinte maneira:

1. Retificador, que é conectado a uma fonte de alimentação externa alternada, monoou trifásica, e gera uma tensão contínua pulsante.

2. Circuito intermediário, que estabiliza a tensão contínua e deixa a tensão a disposiçãodo inversor.

3. Inversor que gera a tensão e a frequência para o motor. Este módulo é responsávelpor popularizar o conjunto com o nome de “inversor de frequência” apesar de setratar de um conversor CC-CA.

4. Unidade de Controle é o conjunto de circuitos eletrônicos que possui funções comocontrole, geração da modulação PWM, supervisão das variáveis, entre outras funções.

2.8.1 Retificador de Entrada e Link CC

A partir da saída do retificador a tensão de entrada no link CC é originada, comomostra a Figura 17.

Figura 17 – Inversor genérico (OLIVEIRA, 2014).


A tensão de alimentação é alternada sendo trifásica ou monofásica, com valor defrequência fixa e suas características são apresentadas na Figura 18.

Figura 18 – Característica de tensão de alimentação no retificador (a) Monofásico (b)Trifásico (DINIZ, 2014).

Na Figura 18, podem ser observadas as três fases deslocadas no tempo, o valorda tensão muda de direção e a frequência indica o número de períodos por segundo. Oretificador de um inversor de frequência pode possuir diversos componentes eletrônicos comodiodos, tiristores, IGBTs ou pode conter uma combinação destes dispositivos. O retificadorconstituído de diodos é dito não controlado e tem a característica de permitir a passagemda corrente em apenas uma direção, no caso do anodo para o catodo. Não é possível,como é o caso de outros componentes semicondutores, fazer o controle da intensidade dacorrente. Já os compostos por tiristores ou IGBTs são chamados controlados e se ambossão utilizados, então o retificador é dito semi-controlado.

Figura 19 – Retificador (a) Tensão de entrada (b) Retificador não controlado e (c) Tensãode saída (DINIZ, 2014).

Na saída do retificador é observada uma tensão contínua que não é constante.Com a utilização de filtros, essas oscilações podem ser reparadas. O retificador controladocausa mais perdas e distúrbios na entrada da rede elétrica, pois o tiristor é controladopara conduzir num período reduzido e assim, o retificador irá drenar valores crescentesde potência reativa. Uma vantagem da retificação controlada é que a energia pode serdevolvida para a rede permitindo assim a devolução da energia de frenagem de umacionamento. Isso melhora o rendimento do sistema.


O link CC pode ser comparado a um armazenador, pois é dele que o motor, atravésdo estágio inversor, retira a energia necessária para seu funcionamento. E isto é possívelde acordo com alguns princípios de construção do filtro, e dependendo também do tipo deretificador e estágio do inversor usado (DINIZ, 2014).

2.8.2 Circuito Intermediário

O circuito intermediário pode ser comparado como um reservatório no qual o motorpode drenar energia através do inversor.

2.8.2.1 Inversores fonte de corrente (I-converters)

Em inversores fonte de corrente, o circuito intermediário consiste de um grandeindutor e é combinado apenas com um retificador controlado. A função deste indutor étransformar a tensão variável do retificador em uma corrente contínua variável. A amplitudeda tensão é determinada pela carga. A Figura 20 o inversor fonte de corrente.

Figura 20 – Circuito Intermediário - Fonte de corrente (a)Tensão de entrada (b) Reator docircuito intermediário e (c) Corrente de saída com nível CC ajustável (DINIZ,2014).

2.8.2.2 Inversores fonte de tensão (U-converters)

Nos inversores do tipo fonte de tensão, o circuito intermediário consiste em umfiltro capacitivo, ao contrário do inversor tipo fonte de corrente que consiste em um indutor,e pode ser combinados com os dois tipos de retificador. A tensão pulsante do retificador éalisada também por filtros.


Figura 21 – Circuito Intermediário - Fonte de tensão (a)Tensão de entrada (b) Capacitordo circuito intermediário e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014).

O circuito intermediário fornece muitas funções adicionais e dentre elas pode-sedestacar o desacoplamento entre o retificador e o inversor, a redução de distorção harmônicae reserva de energia para suportar variações bruscas de carga.

Portanto, a tensão no motor é obtida quando aplicada a tensão do circuito interme-diário por períodos longos ou curtos e a frequência é variada através da mudança dos pulsosde tensão ao longo do eixo do tempo positivamente para meio período e negativamentepara o outro meio. A técnica que varia a largura dos pulsos de tensãa é chamada de PWM- Pulse Width Modulation. O PWM é a técnica mais utilizada no controle dos inversores.

2.9 Técnicas de Modulação

A evolução tecnológica dos inversores de frequência contribuiu para que os mesmosfossem utilizados em várias aplicações. O PWM, modulação por largura é uma técnicapoderosa para controlar circuitos analógicos com um microprocessador de saídas digitais(BARR, 2011).

2.9.1 Modulação PWM

Este tipo de modulação é baseado na geração de um trem de pulsos de onda quadradacom largura do pulso variada. A Figura 22 mostra como obter o PWM, utilizando umamplificador operacional como comparador.


Figura 22 – Modulação PWM

Valores negativos e positivos são produzidos pela diferença entre os sinais senoidale triangular. Uma diferença positiva no amplificador operacional irá saturar o sinal no seulimite positivo, enquanto que uma diferença negativa levará a saturação no limiar negativo.As diferenças têm duração limitada pelas intersecções das formas de onda. Portanto, o sinalmodulado PWM é formado quando tem-se um trem de pulsos de amplitudes limitadaspela saturação do amplificador e a largura limitada pela duração das diferenças. Pode-seconcluir que o fator que determina a razão cíclica D é a amplitude da tensão de referência,que é o sinal senoidal visto na Figura 23.

Figura 23 – Modulação PWM

A razão cíclica D, é dada pela Equação 2.30

𝐷 = 𝑇𝑜𝑛

𝑇𝑠

(2.30)

2.9.2 Geração do PWM Senoidal

Como a maior parte dos motores AC são projetados para operar com alimentaçãosenoidal, a tensão de saída do inversor deve ser o mais próximo disso possível. Umaonda senoidal trifásica produz uma forma de onda na qual o comprimento de pulso ésenoidalmente modulado dentro de um semi-ciclo. Este inversor é chamado PWM senoidalou PWM sub-harmônico.


Cada fase do inversor tem um comparador que é alimentado com a tensão dereferência para aquela fase e uma portadora triangular simétrica que é comum a todas asfases. A relação de portadora dever ser o múltiplo de 3 para assegurar que as três formasde onda do sistema sejam idênticas. A portadora triangular tem uma amplitude fixa ea relação entre amplitude da onda senoidal e a amplitude da portadora é denominadaíndice de modulação. O controle da tensão de saída é obtido variando a amplitude dasenóide. Esta variação altera o comprimento dos pulsos da saída, mas preserva o modelode modulação senoidal.

A operação em frequência ajustável de um inversor PWM senoidal para controlede motores AC requer a geração de um conjunto de três tensões de referência senoidais deamplitude e freqüência ajustáveis. Se o motor deve operar em velocidades muito baixasincluindo a imobilidade, o oscilador de referência deve ter a correspondente capacidade debaixa freqüência, até a frequência zero. Com as técnicas tradicionais de circuitos analógicos,torna-se difícil gerar uma onda de referência senoidal sem encontrar problemas de offsetDC e drift. Conseqüentemente, muitos dos inversores PWM usados em anos passadosadotaram a estratégia de onda quadrada porque o projeto eletrônico de geradores deonda quadrada de freqüência ajustável é bem mais fácil. Entretanto, a implementaçãodo PWM senoidal foi facilitada pelas modernas técnicas de circuitos digitais utilizandomemórias programáveis. Para valores altos de relação de portadora, o inversor PWMsenoidal fornece uma saída de alta qualidade na qual os harmônicos dominantes são dealta ordem, estando limitados em torno da frequência de portadora. A baixa rotação demotores é obtida porque os harmônicos indesejáveis de baixa ordem e pulsações de torque,que são características do inversor de onda quadrada e de seis passos, são eliminados naalimentação com PWM senoidal.

2.10 DSP - Processador Digital de Sinais

Os Processadores Digitais de Sinais são microprocessadores especializados emprocessamento digital de sinal. Para implementar o controle digital neste trabalho estásendo utilizado o DSP TMS320F28335, fabricado pela (TEXAS INSTRUMENTS, 2014)

2.10.1 Principais Características do DSP

Cada família de DSP tem suas próprias ferramentas de desenvolvimento fornecidaspelo fabricante. É possível utilizar ferramentas de programação como o Matlab / Simulinkpara criar blocos e projetos em um DSP, porém um compilador adequado tem que serutilizado em conjunto.

A seguir serão descritas algumas partes que integram os DSPs:


∙ Unidade Central de Processamento;

∙ Clock para dar sequência às atividades da unidade central de processamento;

∙ Memória para armazenar instruções e manipular dados;

∙ Entradas para interiorizar na CPU informações do mundo externo;

∙ Saídas para exteriorizar informações processadas pela CPU para o mundo externo;

São projetados os DSPs de acordo com as operações elementares do processamentodigital, que são as de multiplicação, adição e transferência de memória consecutivos.Existem instruções de repetição que antecedem as instruções acima, tornando possível aexecução destas usando um ciclo de memória, por não ser necessária a instrução de retornopara permanecer no laço.

Os DSPs possuem arquitetura Harvard, sendo que alguns operam com números deponto flutuante. Algumas características de arquitetura dos DSPs estão caracterizadasabaixo:

∙ O barramento da memória de dados é separado do barramento da memória deinstruções do programa, esta é a definição de arquitetura Harvard, permitindoque a CPU acesse as duas simultaneamente;

∙ Disponibilidade de circuitos de acesso direto à memória, que permitem os sistemasperiféricos acessarem a memória sem utilizar a CPU, evitando a perda de dadospara sinais de alta frequência;

∙ Modos de endereçamento específicos para registradores circulares e pilhas, ende-reçamentos paralelos e utilização de ponteiros pré ou pós-incrementáveis;

∙ Loops de hardware que permitem repetição de instruções sem necessidade de umainstrução de retorno;

∙ Possui controle do fluxo do programa, que inclui processamento de interrupções,manejo de pilhas e controle de loop de hardware.

2.10.2 Apresentação do TMS320F28335

O DSC TMS320F28335 (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) é o controlador respon-sável por realizar o comando do acionamento das chaves do inversor (COBENGE, 2014.,CEBE, 2014., INDUSCON, 2014).

Suas principais características são:

∙ Possui arquitetura Harvard;


∙ Opera com frequência até 150 MHz;

∙ Suporte para linguagens de alto nível;

∙ Memória FLASH com 256K x 16 bits, SARAM 34K x 16 bits, OTP ROM 1K x16 bits;

∙ Oscilador interno e um sistema gerador de clock;

∙ 16 canais ADC de 12 bits;

∙ Periféricos de controle com até 18 saídas PWM;

∙ 16 x 16 e 32 x 32 operações (MAC) - circuito multiplicador-acumulador.

2.10.3 Compilador para o TMS320F28335

O Code Composer é o programa usado neste projeto, onde o código é compiladoantes de ser transferido ao processador. Foi desenvolvido pela Texas Instruments e dentrodesse ambiente de desenvolvimento a programação pode ser feita em linguagem assembly,além do que é possível conectar o MATLAB, Simulink, e Simulink Coder, que são ambientesde programação de alto nível e permitem algoritmos integrados de desenvolvimento, análise,simulação e geração de código em linguagem C. Possui ferramentas de desenvolvimento paratratar de cada fase do ciclo de desenvolvimento de código, edição, construção, depuraçãode código de perfis e gerenciamento de projetos.

2.11 DriverDrivers são circuitos que têm como função fornecer níveis de tensão e de corrente

adequados, a partir dos sinais de saída de um processador. Normalmente, eles são constituí-dos de transistores e optoacopladores, caso seja eletricamente isolado. Os drivers isoladossão usados em conversores que as chaves não apresentam os terminais source/emissor emcomum, pois caso contrário, pode-se colocar em curto os braços do conversor. Atualmenteé possível encontrar drivers nos mais diversos modelos e específico para cada necessidade.

2.12 Conclusão do Capítulo

Neste capítulo, foi realizado um estudo teórico relacionado a máquinas elétricas,controle de velocidade de motores de indução trifásicos, inversores, em que se mostraramdefinições, modelagem matemática, modulação PWM senoidal, e as formas de acionamentoe controle de velocidade dos motores de indução trifásica. Com relação ao processador, foiescolhido para a implementação do protótipo, o TMS320F28335, produzido pela Texas


Instruments, por razões comerciais e suas vantagens técnicas. Para realizar a comutação noestágio de potência foi escolhido o IRAMS10UP60A, fabricado pela International Rectifier.Parte de suas informações técnicas encontram-se no Anexo A. No próximo capítulo serãodescritas a implementação prática e programação para realizar as simulações propostas doinversor aplicado ao controle de velocidade escalar do motor de indução trifásico.

53

3 DESENVOLVIMENTO PRÁTICO

3.1 Introdução

Neste capítulo, será apresentado o estudo do controle para o acionamento domotor de indução trifásico, além de explicações sobre a programação do processadorque foi realizada em ambiente Matlab / Simulink. O diagrama de blocos do protótipoimplementado também será explicado.

3.2 Diagrama de blocos do Protótipo

O diagrama de blocos do acionamento do motor é mostrado na Figura 24.

Figura 24 – Diagrama de blocos do protótipo.

Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 54

A Figura 25 ilustra a montagem realizada.

Figura 25 – Imagem da bancada.

Como pode ser observado na Figura 24, o diagrama de blocos é composto porduas partes principais, potência e controle. O bloco referenciado em azul é o controle e oreferenciado em vermelho, o de potência. O circuito de controle é formado pelo processador,a placa de condicionamento de corrente e o buffer. Já o circuito de potência é formadopelo conversor CA/CC, o motor, a fonte reguladora de tensão e o inversor trifásico, comopodem ser vistos na Figura 25.

3.2.1 Princípio de Funcionamento do Protótipo

Com o intuito de acionar e controlar o motor de indução trifásico, será detalhado aseguir, o funcionamento do protótipo mostrado na Figura 25.

3.2.1.1 Inversor trifásico para alimentação do motor trifásico

Uma fonte CC alimenta o inversor trifásico, que neste projeto é um conversorCC/CA com topologia Half-Bridge, composto por seis chaves controladas, onde cadauma delas possui a ligação de um diodo em anti-paralelo. O diodo facilita o processode escoamento das cargas no desligamento da chave e também funciona como "diodo decirculação"no acionamento de cargas indutivas. A associação de duas chaves em série, formao "braço"do inversor, onde cada "braço"está conectado com os terminais de alimentação domotor. Este inversor composto por seis chaves foi implementado de modo integrado, isto é,um circuito integrado possui as chaves e seus drivers de acionamento. O CI usado foi oIRAMS10UP60A, fabricado pela International Rectifier. Esse dispositivo é um módulo


composto por seis IGBT com seus respectivos drivers, onde a tensão de bloqueio máximono IGBT é de 600 V e a corrente de 6 A para o modelo utilizado neste projeto. Foramacrescentados junto ao módulo IGBT um circuito de proteção para uma eventual sobre-corrente nas chaves e um sistema de isolamento elétrico dos sinais de comando. O inversortrifásico está ilustrado na Figura 26.

Figura 26 – Inversor trifásico.

A fonte CC responsável pela manutenção da tensão contínua no barramento doinversor é obtida através de um circuito retificador monofásico do sinal alternado da rede.A Figura 27 ilustra o esquema elétrico do retificador utilizado.

Figura 27 – Modelo elétrico do retificador monofásico.

As chaves do inversor são acionadas a partir dos sinais de comando provenientesdo processador. O acionamento das chaves produz um sinal de tensão alternada entre asfases do motor, funcionando como se fosse um gerador trifásico de tensões. As tensõestrifásicas entre fases do motor são sinais quadrados. Isso seria um problema, pois não háfiltro LC na saída do inversor para filtrar a componente fundamental da tensão, porémcomo o motor está ligado na configuração estrela, os indutores do mesmo acabam atuando


como filtros, de modo que não descaracterizam o aspecto senoidal das correntes de linha,fazendo com que o motor trabalhe sem problemas.

3.2.1.2 Comando para acionamento das chaves

O processador DSC TMS320F28335, fabricado pela Texas Instruments, foi utilizadopara realizar o acionamento das chaves do inversor. Sua escolha foi baseada no fatodesse modelo possuir todos os periféricos necessários para o controle do inversor. Sãocaracterísticas desse processador possuir internamente circuitos de geração de sinais PWM,trabalhar com 32 bits, apresentar ponto flutuante e possuir clock de 150 MHZ. Valeressaltar que esse processador já está incluido na biblioteca do Matlab / Simulink paraa programação do mesmo nesse ambiente de alto nível. O programa de programação doprocessador, chamado CODE COMPOSER, está "linkado" com o Simulink, a Figura 28ilustra o processador DSC TMS320F28335.

O processador encontra-se soldado em uma placa chamada Control Card, que estáencaixada em uma base chamada docking station, onde existem os pinos para as ligaçõeselétricas, e a comunicação com o computador. Há a necessidade de se colocar um circuitointegrado, usado como driver, intermediando o processador com as chaves do inversortrifásico, pois os sinais dos pinos da docking station não fornecem correntes elevadas. Odriver também possui uma chave que inibe todos os sinais de acionamento do motorgarantindo maior segurança para o sistema. Isto se torna necessário porque quando sedeseja parar o funcionamento do processador através de comandos do computador, ospinos de saída da placa do processador ficam com níveis lógicos aleatórios e distintos.

Figura 28 – Kit DSC TMS320F28335.


3.2.1.3 Programação do processador

O processador é o responsável pela síntese dos sinais de comando para o acionamentodas chaves do inversor. Porém, uma das dificuldades de se utilizar um processador, érealizar a sua programação de maneira simples, rápida e eficaz a fim de ser possívelimplementar os algoritmos de controle, pois a elaboração das rotinas exige do usuário umalto conhecimento de programação, tanto do software como do hardware do processador.O TMS320F28335 foge dessas características. Por fazer parte da família C2000 da TexasInstruments, esta encontra-se inserida na biblioteca do Simulink para configuração do seuhardware permitindo ser programado nesse ambiente, isso simplifica a programação dohardware do processador, pois a mesma é realizada em um ambiente visual. O interessanteé que todos os parâmetros de hardware e seus periféricos possuem o seu próprio bloco deprogramação, o que facilita a sua configuração. Após realizados os ajustes de hardwarenecessário, começa a elaboração do programa, que pode ser realizada através de blocos doSimulink ou criando um bloco que contém linhas de código. O Simulink é uma ferramentapara modelamento, simulação e análise de sistemas dinâmicos. Sua interface primária éuma ferramenta de diagramação gráfica por blocos e bibliotecas customizáveis de blocos.É amplamente usado em teoria de controle e processamento digital de sinais. A Figura 29ilustra o ambiente de programação do Matlab / Simulink.

Figura 29 – Exemplo do ambiente de simulação do Matlab / Simulink.

Esta técnica de programação é chamada de prototipagem rápida e permite queusuários sem grandes conhecimentos do processador possa desenvolver programas complexosde forma simples e rápida.

O programa elaborado no Simulink precisa ser compilado para que seja geradoum código em linguagem C ao Code Composer, que é o ambiente de programação dosprocessadores da Texas Instruments. Há uma comunicação entre o Simulink e o CodeComposer de forma que o código é gerado automaticamente. Finalmente, se faz a compilação


do código gerado no Code Composer e se envia o código final ao processador. A alteraçãodo código pode ser feita tanto no ambiente de blocos do Simulink ou no próprio CodeComposer, que é totalmente aberto e com comentários.

Através da programação do processador é possível implementar as técnicas decontrole para o motor CA.

3.3 Controle em Malha Aberta

A seguir, será detalhado o programa de controle escalar em malha aberta do motorelaborado. As programações foram realizadas no software Matlab / Simulink. A Figura 30ilustra o diagrama de blocos do programa elaborado. Os sinais de entrada no conversorA/D são sinais de tensões que variam entre 0 e 3 V. Estes sinais analógicos, são convertidosem sinais digitais pelo conversor A/D de 12 bits do processador, e representam um valorque varia entre 0 e 4095. Um ajuste de escala é necessário sob o valor de saída do conversorA/D para que represente os valores de frequência e amplitude desejados na saída doinversor. Quando a amplitude do sinal de entrada no conversor é de 3 V, isso significauma frequência de 300 Hz na saída do sinal do inversor. Em relação à tensão, quando aamplitude do sinal de entrada no conversor A/D é de 3 V, isso representa um valor iguala 1, o que significa que a tensão de saída no inversor é máxima.

Figura 30 – Diagrama de blocos do controle em malha aberta.

Os ajustes de escala dos valores de saída do conversor A/D são mostrados naFigura 31(a).

Após os ajustes de escala, os valores são utilizados nas operações seguintes. O valorda amplitude que varia de 0 a 1 é utilizado como multiplicador, reduzindo as amplitudesdos sinais que representam o cosseno e o seno. O valor da frequência que varia de 0 a 300Hz é utilizado como valor para geração de um sinal de rampa no bloco Rampa, como vistona Figura 32.


Figura 31 – Sinais de frequência e amplitude convertidos de analógico para digital .

Figura 32 – Rampa gerada pelo sinal de frequência.

O bloco Rampa, sintetiza um sinal triangular com valor de frequência de acordocom o valor inserido em Freqin. O sinal de saída do gerador de rampa é um sinal derampa que varia entre 0 e 2𝜋, representando o ângulo em radianos. Calculando-se o


seno e cosseno deste sinal, tem-se dois sinais senoidais defasados em 90 graus. A seguir,aplica-se a transformada inversa de Clarke sob os dois sinais senoidais, obtendo-se trêssinais senoidais defasados em 120 graus que serão utilizados como sinais de comparaçãocom ondas triangulares para geração dos sinais PWM para acionamento das chaves. AFigura 33 e a Figura 34 mostram o diagrama de blocos para o seno e cosseno sintetizadose a transformada inversa de Clarke, respectivamente.

Figura 33 – Bloco do seno e cosseno sintetizados pela rampa.

Figura 34 – Bloco da Transformada Inversa de Clarke.


3.3.1 Relação V/F

A relação entre o torque e fluxo do motor é obtida pela Equação 3.1.

𝑇𝑜 = 𝐾11.𝜑𝑚.𝐼 (3.1)

Variando-se apenas a tensão, varia-se a velocidade, mas o fluxo varia e, por con-sequência, o torque. A velocidade de rotação mecânica e o fluxo magnetizante são expressosatravés das expressões 3.2 e 3.3 respectivamente.

𝑛 = 120.𝑓𝑓

𝑝.(1 − 𝑠) (3.2)

𝜑𝑚 = 𝐾.𝑉1

𝑓1(3.3)

Analisando a Equação 3.3, é possível obter um fluxo magnetizante constantemantendo-se a relação 𝑉1

𝑓1constante. Como consequência, consegue-se o controle da veloci-

dade com torque constante. A velocidade é alterada em função da frequência 𝑓1 impostapelo conversor. A tensão 𝑉1 é, também, alterada de tal forma a obter 𝑉1

𝑓1constante.

A variação da relação (V/F) é realizada linearmente até uma determinada frequên-cia limite máxima do motor. Acima dessa, a tensão é máxima e permanece constante,existindo apenas a variação da frequência aplicada ao enrolamento estatórico do motorpara frequências abaixo da frequência limite superior.

A região acima da frequência limite máxima se caracteriza como a região de enfra-quecimento de campo, pois ali o fluxo decresce com o aumento da frequência provocandotambém a diminuição do torque. Para as frequências próximas de zero, na qual tem-se umafrequência mínima limite, é a região em que a queda de tensão no enrolamento do estatordo motor é muito significativa em relação à tensão aplicada ao estator pelo conversorprovocando a diminuição do torque. Entre as frequências limites inferior e superior, a regiãoé chamada de linear, típica do controle escalar, na qual a relação tensão pela frequência émantida constante.

3.4 Controle em Malha Aberta com o Estimador deVelocidade

Para o sistema operante em malha aberta, foi desenvolvido um estimador develocidade. Este estimador se divide em duas partes. A primeira é estimar o ângulo deposição do rotor, e a partir desta informação, estimar a velocidade do motor.


3.4.1 Estimar o Ângulo de Posição do Rotor

Este módulo de software implementa um algoritmo para estimar a posição do rotorbaseado em um observador sliding-mode. Este módulo é visualizado na Figura 35.

Figura 35 – Bloco do estimador do ângulo de posição do rotor (TEXAS INSTRUMENTS,2014).

O diagrama de blocos do bloco da Figura 35 é composto por um observador decorrente sliding-mode e um gerador de controle impulsionado por erro entre a correnteestimada do motor e a corrente real do motor.

A Figura 36 é uma ilustração de um sistema de controle de ímã permanente motorsíncrono com base no princípio de orientação do campo. O conceito básico da orientação docampo é baseada no conhecimento da posição do fluxo do rotor e posicionando o vetor decorrente do estator em ângulo ortogonal ao fluxo do rotor para a produção de torque ideal.A implementação mostrada na Figura 36 deriva da posição do rotor do fluxo de retornodo codificador. No entanto, o codificador aumenta o custo e complexidade do sistema.

Figura 36 – Controle de Campo Orientado de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014).

Por conseguinte é ideal se as informações de posição fluxo do rotor pode ser derivadada medição de tensões e correntes. A Figura 37 mostra o diagrama de blocos de um sistema


de controle PMSP sem sensor de fluxo do rotor em que a posição é derivada da mediçãodas correntes do motor e do conhecimento dos comandos de tensão do motor.

Figura 37 – Controle de Campo Orientado Sensorless de PMSM (TEXAS INSTRU-MENTS, 2014).

Este módulo de software implementa um estimador de posição fluxo do rotorbaseado em um observador atual modo de deslizamento. Como mostrado na Figura 38, asentradas para o estimador são correntes e tensões de fase do motor expresso em 𝛼 − 𝛽 decoordenadas.

Figura 38 – Estimador de posição baseado no fluxo do rotor do Sliding Mode (TEXASINSTRUMENTS, 2014).


A Figura 39 é uma ilustração das estruturas de coordenadas e vetores de tensão ede corrente de PMSM, com a, b e c sendo os eixos de fase e 𝛼 e 𝛽 sendo uma coordenadacartesiana fixa alinhada com a fase a. As coordenadas d e q são cartesianas de rotaçãoalinhada com o fluxo. 𝑉𝑠, 𝐼𝑠 e 𝑒𝑠 são tensões de fase do motor, corrente e os vetores backemf (cada um com duas entradas de coordenadas), respectivamente. Todos os vetoressão expressados nas coordenadas 𝛼𝛽 para esse discussão. As coordenadas 𝛼𝛽 são obtidasatravés da aplicação da transformação de CLARKE às suas correspondentes representaçõesde fase.

Figura 39 – Coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM (TEXAS INSTRU-MENTS, 2014).

A Equação 3.4 é modelo matemático de PMSM na coordenada 𝛼𝛽.

𝑑

𝑑𝑡𝑖𝑠 = 𝐴𝑖𝑠 + 𝐵(𝜐𝑠 − 𝑒𝑠) (3.4)

Sendo que A é uma matrix definida pela Equação 3.5.

𝐴 = −𝑅

𝐿.𝐼2 (3.5)

B também é uma matriz e definida pela Equação 3.6.

𝐵 = 1𝐿

.𝐼2 (3.6)

Onde, 𝐿 = 32 .𝐿𝑚.

O sliding mode current observer consiste de um observador de corrente e umgerador de controle bang-bang impulsionado por erro entre correntes do motor estimados e


correntes do motor reais. As equações matemáticas para o gerador de observador e controlesão dadas por pelas equações Equação 3.7 e a Equação 3.8.

𝑑

𝑑𝑡𝑖𝑠 = 𝐴𝑖𝑠 + 𝐵(𝜐*

𝑠 − 𝑒𝑠 + 𝑧) (3.7)

𝑧 = 𝑘𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑖𝑠 − 𝑖𝑠) (3.8)

O objetivo do controle bang-bang z é controlar o erro da corrente estimada parazero. Isso ocorre através da seleção adequada de k e formação correta do BEMF estimado,𝑒𝑠. Nota-se que o símbolo ∼ indica uma variável estimada. O símbolo * indica que avariável é um comando.

A forma discreta das Equação 3.7 e a Equação 3.8 são dadas pela Equação 3.9 eEquação 3.10.

𝑖𝑠(𝑛 + 1) = 𝐹𝑖𝑠(𝑛) + 𝐺(𝜐*𝑠 (𝑛) − 𝑒𝑠(𝑛) + 𝑧(𝑛)) (3.9)

𝑧(𝑛) = 𝑘𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑖𝑠(𝑛) − 𝑖𝑠(𝑛)) (3.10)

As matrizes F e G são dadas por Equação 3.11 e Equação 3.12.

𝐹 = 𝑒− 𝑅𝐿

𝑇𝑠𝐼2 (3.11)

𝐺 = 1𝑅

(1 − 𝑒− 𝑅𝐿

𝑇𝑠)𝐼2 (3.12)

O BEMF estimado é obtido filtrando o controle bang-bang, z, com um filtro passa-baixa de primeira ordem descrito na Equação 3.13.

𝑑

𝑑𝑡𝑒𝑠 = −𝜔0𝑒𝑠 + 𝜔0𝑧 (3.13)

O parâmetro 𝜔0 é definido como sendo, 𝜔0 = 2𝜋𝑓0, onde 𝑓0 representa a frequênciade corte do filtro. A forma discreta da Equação 3.13 é dado pela Equação 3.14.

𝑒𝑠(𝑛 + 1) = 𝑒𝑠(𝑛) + 2𝜋𝑓0(𝑧(𝑛) − 𝑒𝑠(𝑛)) (3.14)

O ângulo de fluxo do rotor estimado baseado na Equação 3.15 para o BEMF.

𝑒𝑠 = 32𝑘𝜔

⎡⎣ − sin 𝜃

cos 𝜃

⎤⎦ (3.15)


Portanto, dado o BEMF estimado, a estimativa da posição do rotor pode sercalculada baseada na Equação 3.16.

𝜃𝑒 = arctan(− ˜𝑒𝑠𝛼, 𝑒𝑠𝛽) (3.16)

O diagrama de blocos desse módulo que estima a posição do rotor pode servisualizado na Figura 40. Ele é descrito por setas para facilitar o entendimento de seufuncionamento. Tem como parâmetros de entrada as correntes e tensões no sistema 𝛼𝛽.Será explicado o diagrama de blocos para a componete alfa, pois o diagrama com ascomponentes beta possui o mesmo funcionamento.

Em (1) a tensão do estator no eixo alfa estacionário é o parâmetro de entrada queserá somado a duas varíaveis. Em (2), o sinal será multiplicado a um ganho de controleque depende do motor. Em (3), o sinal é somado a um outro sinal que é a multiplicaçãodois blocos que são parâmetros dependentes do motor. Esse sinal somado se configuracomo um integrador que realiza um processo de soma infinitesimal do sinal decorrenteda variação do sinal de entrada conforme sua variação no intervalo de tempo analisado.Em (4), o sinal é o que subtrai a corrente do estator estimada da corrente real do estatortransformada pela Transformada Clarke. Multiplica-se esse sinal por um ganho que é oinverso de E0. Esse sinal é visto em (5). Após, o sinal em (6) sairá limitado. O sinal émultiplicado por um parâmetro de ganho de controle do escorregamento, esse sinal é vistoem (7), esta parte do circuito calcula o controle do escorregamento. Em (8), o sinal ésubtraido. Em (9), o sinal é multiplicado pelo bloco pelo ganho do filtro no controle doescorregamento. Em (10), tem-se o sinal somado novamente, esta parte do circuito é ofiltro do controle de escorregamento. Em (11), esse sinal é multiplicado por um ganho,com valor -1. Em (13), o sinal do sistema alfa, assim com o sinal beta que é o inverso dealfa, são variáveis de entrada para o bloco do arco tangente, este bloco é responsável pelocálculo do ângulo do rotor. Esse sinal tem formato triangular e em (14) ele sofre um offsetde 𝜋, saindo assim, entre 0 e 2𝜋.


Figura 40 – Circuito do estimador do ângulo de posição do rotor.

A partir da explicação teórica e o circuito elétrico montado no PSIM foi feito umprograma no ambiente Matlab / Simulink a fim de estimar a posição do ângulo do rotor.O script do programa encontra-se no Âpendice A.

Com o ângulo do rotor estimado o seu valor será utilizado para o estimar avelocidade do motor.

3.4.2 Estimar a Velocidade a Partir do Ângulo de Posição doRotor

Este módulo, mostrado na Figura 41, calcula a velocidade do motor com basena estimativa da posição do rotor em que a informação de direção de rotação não estádisponível.

Figura 41 – Bloco do estimador de velocidade a partir do ângulo estimado do rotor(TEXAS INSTRUMENTS, 2014).

O funcionamento desse bloco será detalhado a seguir, com o intuito de estimar avelocidade do motor de indução. As formas de onda típicas do sinal que representa o ângulo


de posição do rotor, 𝜃𝑒, podem ser visualizadas na Figura 42. Assumindo que a direção derotação não está disponível, o diferencial opera dentro dos limites. Esta faixa diferenciávelnão perde significativamente a informação para calcular a velocidade estimada.

Figura 42 – As formas de onda da posição do rotor em ambos os sentidos. (TEXASINSTRUMENTS, 2014).

A equação diferencial de posição do rotor pode ser expressa como se segue naEquação 3.17.

𝜔𝑒(𝐾) = 𝐾1(𝜃𝑒(𝐾) − 𝜃𝑒(𝐾 − 1)) (3.17)

Onde, 𝐾1 = 1𝑓𝑏𝑇

.

Além disso, a velocidade do rotor é filtrado por um passa-baixa a fim de reduzir oruído gerado pelo amplificador diferenciador puro. Um filtro de primeira ordem é usado,então a velocidade do rotor real é mostrada na saída do filtro passa-baixa, visto na seguinteequação. A equação de tempo contínuo do filtro passa-baixa de primeira-ordem é mostradana Equação 3.18.

𝑑𝜔𝑒

𝑑𝑡= 1

𝜏𝑐

(𝜔𝑒 − 𝜔𝑒) (3.18)

Onde, 𝜏𝑐 = 12𝜋𝑓𝑐

é a constante de tempo do filtro passa-baixas em (s), e 𝑓𝑐 é afrequência de corte em (Hz). Então a velocidade estimada é dada pela Equação 3.19.

𝜔𝑒(𝐾) = 𝐾2𝜔𝑒(𝐾 − 1) + 𝐾3𝜔𝑒(𝐾) (3.19)


Sendo, 𝐾2 = 𝜏𝑐

𝜏𝑐+𝑇, e 𝐾3 = 𝑇

𝜏𝑐+𝑇.

O circuito do estimador de velocidade está ilustrado na Figura 43.

O mesmo procedimento será utilizado para descrever o funcionamento do estimadorde velocidade. Foram enumeradas as sequências para melhor entendimento. O ângulo dorotor estimado que é a variável de entrada do bloco foi multiplicado por um ganho no qualo sinal triangular varia agora entre 0 e 1.

Em (1), o sinal triangular será comparado de forma que se ele ficar entre um limitemínimo e um limite máximo, nos comparadores, irá selecionar no multiplexador a chaveque enviará o sinal vindo de (3). Se o sinal estiver fora desse intervalo, o sinal enviado nomultiplexador será o vindo de (4). O sinal em (2) é o resultado de um derivador discreto,onde o sinal de entrada é subtraido por ele mesmo com uma amostra atrasada. Esse sinalserá multiplicado pelo ganho 𝐾1. Essa variável é dependente da frequência base e doperíodo de amostragem. Em, (5), o sinal que será na saída do multiplexador depende dosinal vindo de (1). Em (6), o sinal será multiplicado pelo parâmetro 𝐾3. Esse parâmetrodepende da frequência de corte do filtro e do período de amostragem. Em (7), o sinal éa velocidade estimada atrasada multiplicada ao parâmetro 𝐾2. Esse parâmetro tambémé dependente da frequência de corte do filtro e do período de amostragem. Tem-se que𝐾3 = 1 - 𝐾2. O sinal em (9) é a soma do (7) e (6), porém limitado em 1 e -1. Esse sinalmultiplicado a uma constante, dará o valor da velocidade em rpm.

Figura 43 – Circuito do estimador de velocidade.

A partir da explicação teórica e simulação do modelo no PSIM foi construído umprograma no ambiente Matlab / Simulink a fim de estimar a velocidade do motor. O scriptdo bloco que estima a velocidade encontra-se no Âpendice B.


3.5 Conclusão

Este capítulo apresentou o protótipo, o modelo de controle escalar (V/F) utilizadono controle do motor de indução trifásico, bem como a fundamentação teórica e progra-mação do estimador de velocidade. A implementação do controle foi feita utilizando-se oprocessador TMS320F28335 da Texas Instruments. A prototipagem rápida foi a técnicautilizada para a programação do controle do projeto. No capítulo seguinte serão compa-radas as simulações dos controles propostos com os resultados experimentais obtidos emlaboratório.

71

4 RESULTADOS E DISCUSSÃO

Neste capítulo, serão apresentados os resultados obtidos a partir de cada procedi-mento experimental demonstrado no Capítulo 3. Primeiro, será verificado o funcionamentodo protótipo com o controle escalar em malha aberta. Em seguida, o sistema em malhaaberta com o estimador de velocidade.

Neste presente experimento, foram realizadas as aquisições de dados com a confi-guração do protótipo modificada utilizando o retificador monofásico da bancada em trêsconfigurações distintas:

∙ Protótipo com retificador monofásico;

∙ Protótipo com retificador dobrador de tensão;

∙ Protótipo com retificador dobrador de tensão com o neutro curto-circuitado aoneutro do motor.

A ideia é o retificador do protótipo fornecer valores diferentes de tensões contínuaspara o inversor trifásico para cada configuração. Foram coletados os dados do protótipopara essas ocasiões. Em seguida, foram comparados os resultados obtidos a fim de seconcluir qual a melhor opção para o funcionamento do protótipo.

4.1 Funcionamento do Protótipo

4.1.1 Protótipo com o Retificador Monofásico

O retificador que é alimentado pela tensão alternada da rede em 127 V, (tensãoeficaz), funciona como uma fonte CC, responsável por alimentar o inversor trifásico que éum conversor CC/CA com topologia Half-Bridge. O sinal da tensão alternada da rede émostrado na Figura 44. Foi utilizada uma ponteira de tensão na escala 1:100 que possui umsistema de atenuação e condicionamento de sinal para a aquisição dos sinais no osciloscópio.

Em relação a tensão de saída do retificador monofásico, este terá um valor detensão de pico dado pela Equação 4.1.

𝑉𝑝 = 𝑉𝑒𝑓 .√

2 (4.1)

Substituindo os valores na Equação 4.1, obtem-se o valor da tensão de pico. Com oauxílio do multímetro TRUE RMS foi anotado o valor rms da tensão de entrada que é de𝑉𝑒𝑓 = 127.2 V. Portanto, a tensão de pico teórica é 𝑉𝑝 = 127.2

√2 = 179.60 V. Novamente,

Capítulo 4. Resultados e Discussão 72

Figura 44 – Sinal da tensão alternada da rede.

com o multímetro, foi medida o valor da tensão CC diretamente na saída do retificadormonofásico e seu valor era de 171.7 V. O sinal da tensão do link CC pode ser visualizadona Figura 45.

Figura 45 – Sinal da Tensão de entrada retificada.


A Figura 46 ilustra o retificador monofásico presente em bancada utilizado noprojeto, cujo modelo elétrico está ilustrado na Figura 27. A ponte retificadora é o compo-nente da placa no qual é composto por um conjunto de diodos, normalmente de 4, para asversões monofásicas.

Figura 46 – Retificador Monofásico.

Essa tensão contínua é responsável por alimentar as chaves do inversor trifásico.De acordo com as especificações encontradas no datasheet do módulo IGBT usado noinversor, o dispositivo é um módulo composto por seis IGBT com seus respectivos drivers,onde a tensão de bloqueio máximo no IGBT é de 600 V e a corrente de 10 A. A Figura 47ilustra o módulo IGBT modelo IRAMS10UP60A. Portanto, com a tensão do link CC em171.7 V o acionamento do módulo IGBT ocorrerá normalmente.

Figura 47 – Módulo IGBT.

A Figura 48 ilustra o inversor trifásico do protótipo, cujo modelo elétrico estáilustrado na Figura 26.


Figura 48 – Inversor utilizado no protótipo.

O valor do sinal da tensão de linha é dado na Equação 4.2.

𝑉𝑟𝑚𝑠 =√

3.𝑉𝑐𝑐√2.2

(4.2)

sendo, o valor de 𝑉𝑐𝑐 = 171.7V, portanto o valor teórico da tensão de linha𝑉𝑟𝑚𝑠 = 105.14V. Com o auxílio do multímetro foi anotado o valor da tensão eficaz de linhana alimentação do motor de 𝑉𝑟𝑚𝑠 = 104.5V. A Figura 49 ilustra o sinal da tensão de linhaentre as fases A e B da saída do inversor. Pode-se observar o formato de onda do sinalde tensão de linha do motor que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em altafrequência.

Figura 49 – Tensão de Linha entre as fases A e B.


A tensão de fase na saída do inversor é dado pela Equação 4.3.

𝑉𝑓𝑛 = 𝑉𝑐𝑐√2.2

(4.3)

Portanto, substituindo os valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para atensão de fase 𝑉𝑓𝑛 = 105.14V. A tensão de fase medida no protótipo em funcionamentofoi de 𝑉𝑓𝑛 = 104.5V. A Figura 50 mostra o sinal da tensão da fase B na saída do inversortrifásico.

Figura 50 – Tensão da Fase B.

Os sinais de correntes de linha foram coletados na saída da placa de condicionamentode sinal de corrente. Elas estão defadas em 120 graus. Os sinais de corrente condicionadasreferentes a duas fases da saída do inversor são visualizadas na Figura 51.

Figura 51 – Sinal de corrente de linha da fase A e B.


Apesar do protótipo não possuir nenhum filtro entre a saída do inversor e o motorpara melhorar a qualidade do sinal de alimentação do motor, este se encontra conectado naconfiguração estrela. A vantagem dessa configuração é que o aspecto do sinal da correnteé preservado como uma senóide devido ao fato da configuração estrela funcionar como sefosse um filtro. O valor nominal da tensão de operação do motor trifásico é de 380 V e suacorrente nominal é 1.5 A. O motor está ilustrado na Figura 52.

Figura 52 – Motor utilizado em bancada.

4.1.2 Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão

Toda a análise realizada no protótipo com o retificador monofásico foi realizadanovamente, porém a única alteração no circuito retificador monofásico para esta novaanálise foi que sua conexão modificou-se para operar como dobrador de tensão. Emrelação à tensão de saída do retificador monofásico dobrador de tensão, esta é dada pelaEquação 4.4.

𝑉𝑐𝑐 = 2.𝑉𝑝 (4.4)

Porém, 𝑉𝑝 =√

2.𝑉𝑟𝑚𝑠. Portanto, o valor teórico para a tensão no link CC é de𝑉𝑐𝑐 = 359.77. Quando medido com o multímetro na saída do dobrador de tensão, o valor datensão CC era de 349 V. O sinal da tensão do link CC pode ser visualizado na Figura 53.


Figura 53 – Sinal da tensão da rede retificada com o dobrador de tensão.

O valor da tensão de linha é dado pela Equação 4.2 e para esta análise o valor é de𝑉𝑐𝑐 = 349V, portanto o valor teórico da tensão de linha é 𝑉𝑟𝑚𝑠 = 213.71V. Com o auxíliodo multímetro foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de𝑉𝑟𝑚𝑠 = 210.6V. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motorque tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. A Figura 54 ilustrao sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor.

Figura 54 – Sinal da tensão de linha entre as fases A e B.

O valor da tensão de fase é obtido pela Equação 4.3. Portanto, substituindo osvalores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase 𝑉𝑓𝑛 = 123.4V. Atensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de 𝑉𝑓𝑛 = 121.9V. A Figura 55mostra o sinal da tensão de fase na saída do inversor trifásico.


Figura 55 – Sinal da tensão da fase B.

Os sinais de correntes de linha foram coletados. Elas estão defadas em 120 graus.Os sinais de corrente condicionadas referente a duas fases da saída do inversor é visualizadana Figura 56.

Figura 56 – Sinal da corrente de linha das fases A e B.

4.1.3 Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão com oNeutro Ligado ao Neutro do Motor

O retificador monofásico para esta análise foi conectado na configuração dobradorde tensão, porém o neutro da sua configuração foi curto-circuitado com o neutro do motortrifásico, como mostra a Figura 57.


Figura 57 – Protótipo com o neutro do motor com a referência do inversor.

A tensão de saída do retificador monofásico pra essa análise é dada pela Equação 4.4.Portanto, o valor teórico para a tensão no link CC é de 𝑉𝑐𝑐 = 359.77V. A tensão de saídado retificador foi coletada com o auxílio do multímetro, de modo que seu valor foi de𝑉𝑐𝑐 = 358𝑉 .

O valor da tensão de linha é dado pela Equação 4.2, para esta análise o valor de𝑉𝑐𝑐 = 351V, portanto o valor teórico da tensão de linha é 𝑉𝑟𝑚𝑠 = 214.94V. Com o auxíliodo multímetro, foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de𝑉𝑟𝑚𝑠 = 212V. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motorque tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. A Figura 58 ilustrao sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor.

Figura 58 – Sinal da tensão de linha entre as fases A e B.

O valor da tensão de fase é obtido pela Equação 4.3. Portanto, substituindo os


valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase 𝑉𝑓𝑛 = 124.09V. Atensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de 𝑉𝑓𝑛 = 123.6V. A Figura 59mostra o sinal da tensão de fase na saída do inversor trifásico.

Figura 59 – Sinal da tensão da fase B.

Ao utilizar os dobradores de tensão, consegue-se aumentar a tensão do link CC,o que acarreta em uma tensão de linha maior, comparado ao retificador monofásico semdobrador. Quanto mais próximo a tensão de linha for da tensão nominal do motor, odesempenho do sistema será melhor, pois consegue-se aumentar a região linear do controleV/F, onde a relação tensão pela frequência é mantida constante, portanto é possível variarmais a velocidade mantendo o torque constante. Porém, ao analisar-se o sinal de fase dosistema do dobrador com os neutros curto-circuitados, esta possui um aspecto diferentecomparado aos outros sinais coletados. Isso pode ter sido acarretado pelos efeitos de ruídos.Uma dos prováveis causadores de ruídos é o efeito da distorção harmônica; que é um tipode energia suja, normalmente associada à crescente quantidade de acionamentos estáticos,fontes chaveadas e outros dispositivos eletrônicos associado com cargas não lineares. Estasperturbações no sistema podem normalmente ser eliminadas com a aplicação de filtros delinha.

Esses resultados experimentais foram obtidos a partir da execução do circuito daFigura 30, explicado no capítulo anterior.

4.2 Controle do Protótipo com o Estimador

Com os resultados obtidos para o controle do protótipo em malha aberta, agoraé adicionado ao diagrama o bloco do estimador de velocidade programado. O diagramade blocos do programa com o estimador está ilustrado na Figura 60. Este estimador écomposto por dois blocos essencias, já citados e explicados no capítulo anterior.


Figura 60 – Controle em malha aberta com estimador.

É realizada a aquisição das correntes das fases A e B da saída do inversor trifásicopela placa de condicionamento de sinais que pode ser visualizada na Figura 61. Os sinaisde correntes são enviados para as entradas A/D do processador. O processador utilizadona bancada pode ser visto na Figura 62.

Figura 61 – Placa de condicionamento de sinais de corrente.


Figura 62 – DSC TMS320F28335.

Os sinais de corrente lidos pelo conversor A/D são tratados inicialmente por umbloco de ajuste de escala, ficando condicionados a valores na faixa de ±1.5. Após o ajuste deescala, os sinais passam pela transformação de Clarke, resultando em dois sinais defasadosem 90 graus no sistema 𝛼𝛽. A Figura 63 ilustra essa situação.

Figura 63 – Bloco da transformada de Clarke.

Para analisar o desempenho do código de programa implementado para o estimadorprimeiramente, foram realizadas simulações no PSIM e no Matlab / Simulink. De acordocom a Figura 40, tem-se como saída o sinal mostrado na Figura 64. A simulação realizadano Matlab / Simulink é visualizada na Figura 65.


Figura 64 – Ângulo de posição do rotor estimado simulado no PSIM.

Figura 65 – Ângulo de posição do rotor estimado simulado no Matlab / Simulink.

Agora que já se sabe como o bloco estimador do ângulo de posição do rotor secomporta, foi coletado o sinal de saída do bloco quando a bancada estava em funcionamento.A bancada estava com o retificador monofásico de tensão como dobrador de tensão. AFigura 66 ilustra o sinal triangular na saída do bloco.


Figura 66 – Ângulo de posição do rotor estimado.

Portanto, fazendo-se uma comparação visual do sinal de simulação e o experi-mental, é possível concluir que o bloco programado atende às exigências, pois o sinaltriangular experimental apresenta o mesmo aspecto dos sinais simulados com frequênciaem aproximadamente 60 Hz.

O mesmo procedimento é realizado com o bloco responsável por estimar a velocidadea partir do ângulo do rotor estimado. A Figura 67 ilustra o sinal que representa a velocidadeestimada em rpm.

Figura 67 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do rotorsimulado no Matlab / Simulink.


O circuito da Figura 43 também foi simulado. O resultado encontra-se na Figura 68.Esse sinal representa a velocidade estimada em rpm.

Figura 68 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do rotorsimulado no PSIM.

Ambos os circuitos foram simulados com os parâmetros do motor de indução doPSIM. A velocidade estimada para a simulação do circuito do Matlab / Simulink se estabi-lizou em 740.3 rpm. Já a velocidade estimada para a simulação feita no PSIM estabilizou-seem 750 rpm. Apesar de ocorrer uma diferença de aproximadamente 1.35% entre os valores,esse resultado não se torna preponderante para invalidar o código programado. Portanto,para se obter a estimativa da velocidade, era necessário encontrar os valores dos parâmetrosdo motor de indução, como já haviam sido realizados ensaios no motor da bancada estesvalores, foram utilizados no código do programa. O código com seus respectivos valoresencontra-se no Apêndice B.

O valor obtido para a estimativa da velocidade do motor de indução da bancadafoi de 1791 rpm visto no tacômetro. Na saída do conversor D/A, uma tensão de 3.3 Vfoi medida no multímetro. De acordo com a parametrização, 3.3 V no D/A da saída doprocessador é o valor de tensão que representa uma velocidade de 1800 rpm. Apesar dadiferença, este valor pode ser considerado aceitável.


4.3 Conclusão

Este capítulo apresentou os resultados obtidos para o funcionamento do protótipoem três análises possíveis. Foram coletados sinais de tensão e corrente na saída do inversorcom o controle em malha aberta a fim de comparar o desempenho do protótipo nas trêsanálises diferentes. As medições práticas tiveram valores próximos aos valores teóricos.Após, foi acrescentado ao bloco do controle o bloco do estimador de velocidade. Foramrealizadas simulações e coletados os resultados obtidos em bancada para comprovar aeficiência da programação do estimador. No capítulo seguinte, são feitas as consideraçõesfinais.

87

5 CONCLUSÃO

Neste trabalho foi apresentada a estrutura física de um protótipo usado para oacionamento e controle das máquinas CA, estudos sobre acionamentos de motores deindução trifásicos, onde mostrou-se as definições e as desvantagens e vantagens dos tiposde controle. O controle escalar V/F traz benefícios diretamente relacionados à utilizaçãodos motores de indução trifásicos. Apresentaram-se as principais vantagens dos motoresde indução em relação às máquinas CC.

O funcionamento do inversor foi explicado detalhadamente. O protótipo imple-mentado possui controle escalar, através da relação V/F constante. Sua programação foibaseada na técnica de prototipagem rápida, o que mostrou ser uma opção eficaz parausuários que não possuem conhecimento sobre hardware de processadores. O programautilizado para a programação foi o Simulink do Matlab, onde existe a possibilidade deutilizar os blocos da biblioteca do programa ou de serem criados a partir de linhas decódigos. Outra vantagem é que o programa gerado pelo Simulink pode ser alterado noCode Composer que é o programa específico de programação dos processadores da TexasInstruments, na qual foi escolhido o DSC TMS320F28335 para a implementação do PWM.

No capítulo 3 foi apresentado todo o projeto do protótipo implementado. Foidetalhada a estrutura física da bancada, bem como o funcionamento do controle em malhaaberta e a teoria do estimador de velocidade implementado.

No capítulo 4 verificou-se o desempenho do protótipo para três análises distintas.Entre os experimentos realizados no protótipo destaca-se principalmente a verificação dasformas de onda de saída do inversor. Essa análise foi realizada com o controle do protótipoem malha aberta. Em seguida, foi adicionado ao protótipo, o estimador de velocidadeprogramado. O intuito de se fazer um estimador de velocidade programável é que elesubstitua dispositivos eletroeletrônicos, como o encoder, viabilizando os custos do projeto.Após os resultados obtidos foi possível verificar que seu desempenho ocorreu de formasatisfatória. Portanto, para trabalhos futuros, sugere-se a implementação de um controlepor malha fechada, utilizando o estimador de velocidade programado ou até mesmo umencoder no eixo do motor.

88

6 REFERÊNCIAS

ASHFAQ, AHMED. Eletrônica de Potência. 2000.

MARTINS, Denizar Cruz; BARBI, Ivo. Eletrônica de potência: introduçãoao estudo dos conversores CC-CA . Edição dos Autores, 2005.

BARR, Michael. Pulse width modulation. Embedded Systems Programming, v. 14,n. 10, p. 103-104, 2001.

BOSE, Bimal K. Modern power electronics and AC drives. USA: PrenticeHall, 2002.

CÂMARA, Helder T. Uma Contribuição ao Controle De Motores de Indu-ção Trifásicos Sem o Uso de Sensores Mecânicos. 2007. 207f. Tese (Doutorado emEngenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria. Santa Maria, 2007.

CHELES, M.; Sammoud H. Sensorless Field Oriented Control (FOC) of an ACInduction Motor (ACIM). 2008

Dazhi, W., Renyuan, T., Hui, J., et alii (2004). Sensorless-speed control strategy ofinduction motor based on artificial neural networks. Fifth World Congress on IntelligentControl and Automation (WCICA), vol. 5, pp. 4467-4471.

DINIZ, C. F.; Combate ao disperdício de energia. Escola politécnica de Pernambuco.Rev. 07/2013 P Disponível em: http://cfd.poli.br/prof-carlos-frederico-diniz. Acesso emAgosto de 2014.

FARIAS. Acionamento de Motores Assíncronos Trifásicos e Monofásicos. Rev.02/2011 P Disponível em: http://www.joinville.udesc.br/portal/professores/farias/materiais/.Acesso em Julho de 2014.

FRANCHI, CLAITON MORO. Inversores de freqüência. Teoria e Aplicação,1a Edição, 2008.

Capítulo 6. REFERÊNCIAS 89

GARCIA, Ariovaldo V. Motor de indução. O artigo apresenta conceitos sobremotores de, 1998.

GASTALDINI, Cristiane C. Controle de Velocidade Sensorless de Motoresde Indução trifásicos sujeitos a distúrbios de torque. 2008. 139f. Dissertação (Mes-trado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria. Santa Maria, 2008.

GE. Notas Técnicas Motores - Motor de Indução de Corrente Alternada. Disponívelem: http://www.geindustrial.com.br/download/artigos/nt01.pdf. Acesso em Agosto de2014.

HERNÁNDEZ, J. R., 1999, Implementação digital utilizando DSP do controle pororientação do fluxo do rotor: métodos direto e indireto. Dissertação de mestrado, FEEC,Campinas.

IRF, IRAMS10UP60A Datasheet (PD-94640 Rev I): Disponível em:http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irams10up60a.pdf. Acesso em: Outubrode 2014

JACOBINA, C. B., 2005, Sistemas de Acionamento Estático de Máquina Elétrica.Campina Grande.

KABOLI, Shahriyar; ZOLGHADRI, Mohammad R.; VAHDATI-KHAJEH, Esma-eel. A Fast Flux Search Controller for DTC-Based Induction Motor Drives. IEEE Trans.On Industrial Electronics. v.54, n.5, p. 2407-2416, out/2007.

KRAUSE, Paul C. et al. Analysis of electric machinery and drive systems.John Wiley 𝜀 Sons, 2013.

Krishnan, R. (2001). Electric Motor Drives - Modeling, Analysis, and Control.Upper Saddle River, New Jersey, Prentice Hall, inc.

LEONHARD, W., 1985, Control of Electrical Drives. Springer-Verlag, Berlin, Ger-many.

LORENZ, R. D., LIPO, T. A., NOVOTNY, D. W., Motion Control with induction


motors, 1994. Proceedings of IEEE-IAS, vol. 82.

OGATA, Katsuhiko; LEONARDI, Fabrizio. Engenharia de controle moderno. Prentice Hall, 2003.

OLIVEIRA, A. P. Estudo comparativo e análise computacional de inversores alimen-tados por tensão e por corrente. Universidade federal do Espírito Santo, Vitória, P Disponí-vel em http://www2.ele.ufes.br/ projgrad/documentos/PG20082/alissonpenasoaresoliveira.pdf.Acesso em Agosto de 2014.

PINHEIRO, H. Chaves de partida para motores trifásicos de indução. InstitutoFederal de Educação, Ciência e Tecnologia, Mossoró, P Disponível emhttp://www.dsee.fee.unicamp.br/ sato/ET515/node67.html. Acesso em Julho de 2014.

POMILIO, José A. Eletrônica de potência. Disponível on-line] URL: http://www.dsce. fee. unicamp. br/ antenor/pdffiles/eltpot/cap5. pdf, 1998. Acesso em: Ju-lho de 2014.

RABELO. Partida de Motores de Indução Trifásicos. P Disponível em:http://www.ppgel.net.br/rabelo/ensino/maquinasII/partida2.pdf. Acesso em Julho de2014.

RANGEL, V.; CARDOSO, W.; ROBERTO, W. Controle e velocidade de motoresde indução trifásica em malha fechada. Disponível em:http://www.essentiaeditora.iff.edu.br/index.php/BolsistaDeValor/article/view/1841/1019.Acesso em Outubro de 2014.

RASHID, Muhammad H. Eletrônica de potência: circuitos, dispositivos eaplicações. Makron, 1999.

SANTISTEBAN, J. A., 2001, Vector Control methods for induction machines: Anoverview, IEEE Transactions on Education, Vol. 44.

SILVA, N. da; GAINO, R.; COVACIC, M. R. Bancada didática para acionamentoe controle de motores ca controlada por dsc programado em ambiente matlab / simulink.In: COBENGE, 2014, Juiz de Fora.


SILVA, N. da; GAINO, R.; COVACIC, M. R.; NUNES, W.; JUNIOR, A.; COCCOG.; GIUZIO, C.; LUPATTELI, R.; PIROLO, V.; RODRIGUES, P.; BASSI, P. Acionamentode uma Cadeira de Rodas pela Percepção da Intensidade de Sopro e Sucção, com Motoresde Indução. In: CBEB, 24, 2014, Uberlândia.

SILVA, N. da; GAINO, R.; COVACIC, M. R.; NUNES, W.; JUNIOR, A.; RODRI-GUES, M. Motores de indução trifásicos de alto rendimento com controle vetorial aplicadoa sistema embarcado de cadeira de rodas com comando por joystick. In: INDUSCON, 11,2014, Juiz de Fora.

TAKAHASHI, Isao; NOGUCHI, Toshihiko. A New Quick-Response and HighEfficiency Control Strategy of an Induction Motor. IEEE Transactions on IndustryApplications. v.5, p.820, set/1986.

TEXAS INSTRUMENTS, TMS320F28335 Datasheet (SPRS439M June 2007 Revi-sed August 2012). Disponível em: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tms320f28335.pdf.Acesso em Outubro de 2014.

Trzynadlowski, A. M. (2001). Control of Induction Motors, Academic Press.

WEG. Guia Técnico – Motores de Indução Trifásicos. Rev. 03/2014. Disponí-vel em: http://ecatalog.weg.net/files/wegnet/WEG-motores-de-inducao-trifasicos-linha-master-50009359-catalogo-portugues-br.pdf. Acessado em: Agosto de 2014.

Apêndices

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APÊNDICE A – SCRIPT DO ESTIMADOR DEPOSIÇÃO DO ROTOR

Algorithm 1 Estimador de posição do rotor1: function Theta = fcn(Valfa, Vbeta, Ialfa, Ibeta)2: E0=1;3: Gsmopos=0.285;4: Fsmopos=0.936;5: Kslide=0.103;6: Kslf = 0.157;7:

8: EstIalpha = (Fsmopos*EstIalpha) + (Gsmopos*(Valfa-Ealpha-Zalpha));9: EstIbeta =(Fsmopos*EstIbeta) +(Gsmopos*(Vbeta-Ebeta-Zbeta));

10: IalphaError = EstIalpha - Ialfa;11: IbetaError= EstIbeta - Ibeta;12:

13: if (abs(IalphaError) < E0)14: Zalpha = (Kslide*(IalphaError/E0));15: elseif (IalphaError >= E0)16: Zalpha = Kslide;17: elseif (IalphaError <= -E0)18: Zalpha = -Kslide;19: end20:

21: if (abs(IbetaError) < E0)22: Zbeta =(Kslide*(IbetaError/E0));23: elseif (IbetaError >= E0)24: Zbeta = Kslide;25: elseif (IbetaError <= -E0)26: Zbeta = -Kslide;27: end28:

29: Ealpha = Ealpha +(Kslf*(Zalpha-Ealpha));30: Ebeta = Ebeta + (Kslf*(Zbeta-Ebeta));31:

32: Theta = atan2(-Ealpha,Ebeta);33: Theta=Theta + pi;

94

APÊNDICE B – SCRIPT DO ESTIMADOR DEVELOCIDADE A PARTIR DA POSIÇÃO DO

ROTOR

Algorithm 2 Script do estimador de velocidade a partir da posição do rotor1: function [Velocidaderpm,Velocidade] = fcn(tetavelho, Theta, x)2:

3: K1=200;4: K2=0.9968681;5: K3=0.0031319;6: BaseRpm=1800;7: y = 0;8:

9: temp = Theta - tetavelho;10:

11: if ((Theta < 0.8)&&(Theta > 0.2))12: temp1 = K1*temp;13: else14: temp1= x;15: end16:

17: temp2 = K2*x + K3*temp1;18:

19: if (temp2 > 1)20: y = 1;21: elseif (temp2 < (-1))22: y = -1;23: else24: y = temp2;25: end26:

27: Velocidade = temp2 ;28: Velocidaderpm = BaseRpm*Velocidade

Anexos

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ANEXO A – PRIMEIRA PÁGINA DODATASHEET DO IRAMS10UP60A

controle escalar de um motor ca com estimador de velocidade

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