controle e ressincronizac˘ao de uma microrrede …

CONTROLE E RESSINCRONIZACAO DE UMA MICRORREDE ILHADA

COM VALIDACAO EM PROTOTIPO DE ESCALA REDUZIDA

Andre Guilherme Peixoto Alves

Dissertacao de Mestrado apresentada ao

Programa de Pos-graduacao em Engenharia

Eletrica, COPPE, da Universidade Federal do

Rio de Janeiro, como parte dos requisitos

necessarios a obtencao do tıtulo de Mestre em

Engenharia Eletrica.

Orientadores: Luıs Guilherme Barbosa Rolim

Robson Francisco da Silva Dias

Rio de Janeiro

Agosto de 2018




DISSERTACAO SUBMETIDA AO CORPO DOCENTE DO INSTITUTO

ALBERTO LUIZ COIMBRA DE POS-GRADUACAO E PESQUISA DE

ENGENHARIA (COPPE) DA UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO DE

JANEIRO COMO PARTE DOS REQUISITOS NECESSARIOS PARA A

OBTENCAO DO GRAU DE MESTRE EM CIENCIAS EM ENGENHARIA

ELETRICA.

Examinada por:

Prof. Luıs Guilherme Barbosa Rolim, Dr.-Ing.

Prof. Robson Francisco da Silva Dias, D.Sc.

Prof. Janaına Goncalves de Oliveira, Ph.D.

Prof. Pedro Gomes Barbosa, D.Sc.

RIO DE JANEIRO, RJ – BRASIL

AGOSTO DE 2018

Alves, Andre Guilherme Peixoto

Controle e Ressincronizacao de uma Microrrede

Ilhada com Validacao em Prototipo de Escala

Reduzida/Andre Guilherme Peixoto Alves. – Rio de

Janeiro: UFRJ/COPPE, 2018.

XVIII, 76 p.: il.; 29, 7cm.



Dissertacao (mestrado) – UFRJ/COPPE/Programa de

Engenharia Eletrica, 2018.

Referencias Bibliograficas: p. 72 – 76.

1. Microrrede Ilhada. 2. Geracao Distribuıda. 3.

Ressincronizacao. I. Rolim, Luıs Guilherme Barbosa

et al. II. Universidade Federal do Rio de Janeiro, COPPE,

Programa de Engenharia Eletrica. III. Tıtulo.

iii

Dedico este trabalho

principalmente aos meus pais e

amigos. Que o meu esforco e

evolucao possam trazer ainda

mais orgulho para voces.

iv

Agradecimentos

Primeiramente aos meus pais pelo suporte que me foi dado em todas as decisoes

importantes da minha vida e por acreditarem no meu potencial.

Aos meus avos paternos, maternos e tios por seu amor incondicional e forte presenca

durante a minha criacao e evolucao como pessoa.

Aos meus amigos e meu irmao pelas lembrancas, influencias, discussoes e diversos

momentos que me fizeram e ainda fazem evoluir como pessoa e profissional.

Aos professores Rolim e Robson que sempre se mostraram presentes para discutir e

tirar duvidas ao longo da minha formacao. E aos professores Watanabe e Richard

pela extensa troca de conhecimento ao longo de suas disciplinas, servindo tambem

como referencias de didatica.

v

Resumo da Dissertacao apresentada a COPPE/UFRJ como parte dos requisitos

necessarios para a obtencao do grau de Mestre em Ciencias (M.Sc.)




Agosto/2018



Programa: Engenharia Eletrica

O crescimento de cargas sensıveis em todos os setores de consumo tem levado

as companias do setor eletrico a aumentar a confiabilidade do sistema de distri-

buicao. Uma das solucoes veio atraves do conceito de microrredes autonomas,

que possuem recursos de energia distribuıdos de forma controlada, possibilitando

a operacao desconectada da rede principal. Este trabalho foca em projetar e desen-

volver um prototipo em escala reduzida de uma microrrede autonoma, consistindo

de conversores de baixa potencia com diferentes estrategias de controle e cargas in-

terconectados entre si. E tambem proposto um controle especıfico para o processo de

ressincronizacao com a rede principal. Resultados experimentais sao apresentados.

vi

Abstract of Dissertation presented to COPPE/UFRJ as a partial fulfillment of the

requirements for the degree of Master of Science (M.Sc.)

CONTROL AND RESYNCHRONIZATION OF AN ISLANDED MICROGRID

WITH VALIDATION ON A REDUCED-SCALE PROTOTYPE


August/2018

Advisors: Luıs Guilherme Barbosa Rolim


Department: Electrical Engineering

The growth of sensible loads in all the costumer sectors is leading the electric

utilities to increase the reliability of the distribution system. One of the solutions

arrived through the concept of autonomous microgrids, which possess energy dis-

tributed resources controlled to be able to operate disconnected from the main grid.

This work focuses in designing and creating an autonomous reduced-scale microgrid

prototype, which consists of low power converters with different control strategies

and loads interconnected with each other. A special type of control is also pro-

posed for the resynchronization process with the main grid. Experimental results

are presented.

vii

Sumario

Lista de Figuras xi

Lista de Tabelas xiv

Lista de Sımbolos xv

Lista de Abreviaturas xviii

1 Introducao 1

1.1 Contextualizacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Motivacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3 Objetivo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.4 Organizacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.5 Contribuicoes para a literatura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2 Fundamentos Teoricos 5

2.1 Definicoes basicas de uma microrrede . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1.1 Conversor Formador de Rede (CFR) . . . . . . . . . . . . . . 6

2.1.2 Conversor Alimentador de Rede (CAR) . . . . . . . . . . . . . 6

2.1.3 Conversor de Suporte a Rede (CSR) . . . . . . . . . . . . . . 7

2.1.4 Topologia padrao de um inversor eletronico . . . . . . . . . . . 8

2.1.5 Topologia de uma Microrrede . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.1.6 Caracterısticas e previsoes da operacao ilhada . . . . . . . . . 9

2.2 Referencial Sıncrono - Transformada de Park . . . . . . . . . . . . . . 10

2.2.1 Utilizacao de apenas duas tensoes de linha . . . . . . . . . . . 11

2.2.2 Notacao por vetor espacial . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.3 Modelo Dinamico da Interacao entre Conversor e Rede no Referencial

Sıncrono . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.4 Tipos de Controle Utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.4.1 Controle de tensao e frequencia . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.4.2 Sincronizacao via Phase-Locked Loop(PLL) . . . . . . . . . . . 17

2.4.3 Controle de potencia ativa e reativa . . . . . . . . . . . . . . . 18

viii

2.4.4 Dinamica e controle da tensao no elo CC do conversor . . . . 19

2.5 Conversao de controladores analogicos para digitais . . . . . . . . . . 21

2.5.1 Regras de discretizacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.5.2 Metodologia para representacao de controladores por codigo

fonte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

2.6 Resumo do Capıtulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3 Ressincronizacao entre Sistemas de Geracao a Conversores 25

3.1 Revisao bibliografica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.2 Controle proposto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.3 Resumo do capıtulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

4 Projeto e Implementacao 30

4.1 Dispositivos de hardware utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

4.1.1 Launchpad LAUNCHXL-F28377S . . . . . . . . . . . . . . . . 30

4.1.2 BoosterPack BOOSTXL-DRV8305EVM . . . . . . . . . . . . 30

4.2 Projeto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.2.1 Conversor Formador de Rede . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.2.2 Conversor Alimentador de Rede . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

4.2.3 Simulacoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

4.3 Procedimentos Experimentais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

4.3.1 Rotina de programacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

4.3.2 Calibracao dos Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.3.3 Inicializacao e Protecao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

4.3.4 Implementacao do Controle de Tensao e do CFR . . . . . . . 46

4.3.5 Implementacao do PLL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

4.3.6 Implementacao do CAR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

4.3.7 Implementacao do Controle de Ressincronizacao . . . . . . . . 51

4.4 Resumo do Capıtulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

5 Resultados e Discussoes 55

5.1 Operacao Autonoma . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

5.1.1 Controle de Tensao e Frequencia pelo CFR . . . . . . . . . . . 55

5.1.2 Controle de Corrente e Potencia pelo CAR . . . . . . . . . . . 57

5.1.3 Operacoes com geracao e consumo de potencia reativa . . . . 60

5.2 Ressincronizacao com a Rede Principal . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

5.3 Reconexao com a Rede Principal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

5.4 Resumo do capıtulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

ix

6 Conclusoes 69

6.1 Resumo do Trabalho e Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

6.2 Propostas de Trabalhos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

Referencias Bibliograficas 72

x

Lista de Figuras

2.1 Circuito equivalente de um CFR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.2 Circuito equivalente de um CAR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.3 Circuitos equivalentes de um CSR para um controle tipo fonte de

tensao ou tipo fonte de corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.4 Topologia padrao de um inversor eletronico . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.5 Topologia padrao de uma microrrede . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.6 Transformacao de Park . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.7 Sistema formado pelo conversor VSC conectado a rede . . . . . . . . 13

2.8 Modelo da interacao entre o VSC e a rede no referencial sıncrono. . . 14

2.9 Modelo desacoplado da interacao entre o VSC e a rede no referencial

sıncrono. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.10 Modelos matematicos desacoplados considerando filtros RL (a) e RLC

(b). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.11 Malha de controle de tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.12 Algoritmo de sincronizacao SOGI-PLL. . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.13 Algoritmo de sincronizacao SF-PLL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.14 Malha de controle de corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.15 Topologia para analise da dinamica no elo CC . . . . . . . . . . . . . 19

2.16 Controle de tensao CC em cascata com a malha de corrente. . . . . . 20

2.17 Malha de controle de tensao CC para analise. . . . . . . . . . . . . . 21

3.1 Algoritmo de ressincronizacao proposto . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.2 Equivalente do algoritmo de ressincronizacao para pequenos sinais. . . 28

4.1 Launchpad contendo o microprocessador utilizado. . . . . . . . . . . . 31

4.2 Boosterpack utilizado como inversor eletronico. . . . . . . . . . . . . . 32

4.3 Diagrama de modulo de Bode para o filtro LC. . . . . . . . . . . . . . 33

4.4 Diagrama de controle para o projeto do controlador de tensao. . . . . 33

4.5 Resposta ao degrau do sistema realimentado com o controle de tensao. 34

4.6 Resposta ao degrau do modelo de pequenos sinais do PLL. . . . . . . 35

4.7 Diagrama de controle para o projeto do controlador de corrente. . . . 36

xi

4.8 Resposta ao degrau do sistema realimentado com controle de corrente 36

4.9 Diagrama da simulacao feita no software PSIM. . . . . . . . . . . . . 38

4.10 Tensoes de linha controladas pelo CFR durante a operacao ilhada. . . 38

4.11 Correntes sintetizadas pelo CAR e consumidas pela carga durante a

operacao ilhada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.12 Analise via FFT das tensoes controladas pelo CFR. . . . . . . . . . . 39

4.13 Analise via FFT das correntes de saıda do CAR. . . . . . . . . . . . . 40

4.14 Processo de ressincronizacao suave na simulacao. . . . . . . . . . . . . 40

4.15 Exemplificacao da funcao Buildlevel3(). . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.16 Exemplificacao das funcoes de estado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.17 Sensores existentes no BoosterPack. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.18 Declaracao das portas ADCs e conversoes para os sensores de tensao. 43

4.19 Representacao do instante de ativacao da interrupcao. . . . . . . . . . 44

4.20 Circuito utilizado para calibracao do sensor de corrente e trecho do

codigo para acionamento das chaves. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

4.21 Trechos dos codigos de inicializacao e protecao utilizados. . . . . . . . 46

4.22 Teste inicial da ponte inversora e do controle de tensao. . . . . . . . . 47

4.23 Implementacao do CFR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

4.24 Esquematico do circuito utilizado para medicao de tensao para o PLL. 48

4.25 Diagrama de bode do filtro RC utilizado no circuito de medicao de

tensao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

4.26 Circuito de medicao de duas tensoes para o PLL trifasico. . . . . . . . 49

4.27 Implementacao inicial do CAR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

4.28 Conexao do CAR com o CFR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

4.29 Circuito de medicao das tensoes da rede principal. . . . . . . . . . . . 52

4.30 Sistema completo utilizado para o ensaio. . . . . . . . . . . . . . . . . 52

4.31 Banco de baterias utilizado para alimentacao do CFR. . . . . . . . . 53

5.1 Tensoes medidas na saıda do CFR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

5.2 Espectro harmonico das tensoes de saıda do CFR. . . . . . . . . . . . 56

5.3 Tensoes medidas na saıda do CFR vistas no osciloscopio. . . . . . . . 57

5.4 Correntes medidas na saıda do CAR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

5.5 Espectro harmonico das correntes de saıda do CAR. . . . . . . . . . . 58

5.6 Correntes medidas na saıda do CAR vistas no osciloscopio. . . . . . . 59

5.7 Correntes medidas na saıda do CAR em fase com as correntes consu-

midas pela carga resistiva. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

5.8 Correntes em fase vistas no osciloscopio. . . . . . . . . . . . . . . . . 60

xii

5.9 Corrente de saıda do CAR, consumida pela carga e consumida pelo

CFR na situacao onde o alimentador de rede prove potencia para

ambos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

5.10 Corrente de saıda do CAR (laranja), consumida pela carga (vermelho)

e consumida pelo CFR (verde) vistas no osciloscopio. . . . . . . . . . 61

5.11 Corrente de saıda do CAR (verde) atrasada de 90 da corrente con-

sumida pela carga resistiva (vermelho). . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

5.12 Corrente de saıda do CAR (verde) atrasada de 90 da corrente con-


5.13 Corrente de saıda do CAR (verde) adiantada de 90 da corrente con-


5.14 Corrente de saıda do CAR (verde) adiantada de 90 da corrente con-


5.15 Processo de ressincronizacao utilizando limitacao de 0,01 rad/s. . . . 64

5.16 Processo de ressincronizacao utilizando limitacao de 0,75 rad/s. . . . 65

5.17 Processo de reconexao com a rede principal apos a sincronizacao,

contendo a tensao da microrrede (azul), da rede principal (vermelho),

e correntes do alimentador de rede (verde e amarelo). . . . . . . . . . 66

5.18 Processo de reconexao com a rede principal apos a sincronizacao,

contendo a tensao da microrrede (azul), da rede principal (vermelho),

e correntes consumidas pela carga (verde e amarelo). . . . . . . . . . 66

xiii

Lista de Tabelas

1.1 Oferta Interna de Energia Eletrica (dados retirados de [1]). . . . . . . 2

3.1 Limites estabelecidos para reconexao segundo a norma IEEE Std

1547-2003. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

xiv

Lista de Sımbolos

Cf Capacitancia de filtragem, p. 8

Id Corrente de eixo direto, p. 13

Iq Corrente de eixo em quadratura, p. 13

IaL Corrente consumida pela carga na fase “a”, p. 39

Ia Corrente de saıda na fase “a”, p. 13

IbL Corrente consumida pela carga na fase “b”, p. 39

Ib Corrente de saıda na fase “b”, p. 13

IcL Corrente consumida pela carga na fase “c”, p. 39

Ic Corrente de saıda na fase “c”, p. 13

Id,ref Referencia de corrente de eixo direto, p. 18

Iq,ref Referencia de corrente de eixo em quadratura, p. 18

KSOGI Ganho utilizado no SOGI-PLL, p. 17

Ki Ganho integral utilizado no PI, p. 17

Kp Ganho proporcional utilizado no PI, p. 17

Lf Indutancia de filtragem, p. 8

P Potencia ativa, p. 18

Pref Potencia Ativa de referencia, p. 6

Q Potencia reativa, p. 18

Qref Potencia Reativa de referencia, p. 6

Rf Resistencia do filtro indutivo, p. 15

xv

Ts Perıodo de chaveamento, p. 33

Teq Constante de tempo equivalente, p. 20

Tsp Intervalo de amostragem, p. 21

Vd Tensao de eixo direto, p. 10

Vq Tensao de eixo em quadratura, p. 10

Vφ,p,max Valor de pico maximo da tensao de fase, p. 8

Va,g Tensao na fase “a” da rede principal, p. 13

Va Tensao na fase “a” da microrrede, p. 13

Vb,g Tensao na fase “b” da rede principal, p. 13

Vb Tensao na fase “b” da microrrede, p. 13

Vc,g Tensao na fase “c” da rede principal, p. 13

Vcc,ref Referencia para a tensao do elo CC, p. 20

Vcc Tensao do elo CC, p. 8

Vc Tensao na fase “c” da microrrede, p. 13

Vd,0 Tensao nominal de eixo direto, p. 20

Vd,ref Referencia para a tensao de eixo direto, p. 16

Vp,ref Tensao de pico de referencia, p. 6

Vq,ref Referencia para a tensao de eixo em quadratura, p. 16

ZL Impedancia longitudinal, p. 9

∆V Diferenca de nıvel entre as tensoes, p. 25

∆f Diferenca de frequencia entre as tensoes, p. 25

∆θ Defasagem entre as tensoes, p. 25

∆θ0 Defasagem inicial entre as tensoes, p. 64

Iabc Vetor espacial de corrente, p. 13

Vabc Vetor espacial de tensao, p. 12

xvi

Vdq Vetor espacial de tensao apos transformacao de Park, p. 12

δ Tolerancia angular admissıvel, p. 27

ω Frequencia angular, p. 10

ωn Frequencia natural, p. 17

ωref frequencia angular de referencia, p. 6

θ Angulo de fase, p. 10

θPLL Angulo de fase providenciado pelo PLL, p. 17

θsinc Angulo de ressincronizacao, p. 27

ζ Coeficiente de amortecimento, p. 17

tss Tempo de acomodacao, p. 17

xvii

Lista de Abreviaturas

ADC Analog to Digital Converter, p. 30

CAR Conversor Alimentador de Rede, p. 6

CCS software Code Composer Studio, p. 30

CFR Conversor Formador de Rede, p. 6

CSR Conversor de Suporte a Rede, p. 7

FV Fotovoltaico(a), p. 6

GD Geracao Distribuıda, p. 2

PCC Ponto de Acoplamento Comum, p. 6

PI Controlador Proporcional-Integral, p. 16

PLL Phase-Locked Loop, p. 17

PR Controlador Proporcional-Ressonante, p. 16

PWM Modulacao por Largura de Pulso (Pulse Width Modulation),

p. 8

SF Synchronous Frame, p. 18

SIN Sistema Interligado Nacional, p. 2

SOGI Single Order Generalized Integrator, p. 17

SPWM PWM tipo seno-triangulo, p. 8

VSC Voltage Source Converter, p. 12

xviii

Capıtulo 1

Introducao

Neste capıtulo e feita uma contextualizacao dos assuntos envolvidos neste trabalho,

dadas as motivacoes para a confeccao do mesmo, apresentados seus objetivos e por

fim detalhada a forma como esta organizado ao longo de cada capıtulo.

1.1 Contextualizacao

O avanco da tecnologia vem permitindo cada vez mais a exploracao de recursos

para producao de energia eletrica em escala mundial. Considerando que uma das

fontes historicamente mais tradicionais e a termeletrica, uma vez que a conversao

de energia e feita a partir da queima de combustıveis fosseis como o carvao, tem-se

como consequencia um aumento na emissao de gases poluentes, principalmente por

parte das maiores potencias do mundo. Em 2014, a China e os Estados Unidos ti-

veram emissoes de 14.101 milhoes de toneladas de CO2, respondendo por 43,6% das

emissoes mundiais, que totalizaram 32.348 milhoes de toneladas [1]. Estes ındices,

juntamente com outros apelos socioambientais e o aumento das polıticas de incen-

tivo ao uso de fontes alternativas de energia, vem acarretando em uma mudanca no

cenario mundial em termos de matriz energetica. O Brasil ja apresenta grande parte

de sua base energetica renovavel por conta da parcela hidraulica, representando em

2016 uma geracao em torno de 381 GWh, equivalente a aproximadamente 62% da

producao total de energia eletrica. Porem, fontes alternativas como a eolica tem

encontrado espaco e vem tambem crescendo em producao, indo de 21.626 GWh em

2015 para 33.489 GWh em 2016, como pode ser visto na Tabela 1.1. Este aumento

do uso de recursos alternativos de energia vem se observando em todo o mundo,

porem suas fortes caracterısticas de variacao temporal trazem uma grande quanti-

dade de desafios na implementacao do sistema eletrico, principalmente associados

a previsao, planejamento e controle [2][3]. Devido a estas mudancas, o setor de

distribuicao pode ser citado como um dos mais afetados de forma direta, uma vez

1

Tabela 1.1: Oferta Interna de Energia Eletrica (dados retirados de [1]).Especificacao (GWh) 2015 (GWh) 2016 (%) 2015 (%) 2016Hidraulica 359.743 380.911 58,4 61,5Bagaco de Cana 34.163 35.236 5,5 5,7Eolica 21.626 33.489 3,5 5,4Solar 59 85 0,010 0,014Outras Renovaveis 15.074 15.805 2,4 2,6

Oleo 25.657 12.103 4,2 2,0Gas Natural 79.490 56.485 12,9 9,1Carvao 18.856 17.001 3,1 2,7Nuclear 14.734 15.864 2,4 2,6Outras nao Renovaveis 11.826 11.920 1,9 1,9Importacao 34.422 40.795 5,6 6,6Total 615.650 619.693 100,0 100,0

que as fazendas eolicas e solares encontram-se cada vez mais presentes no mesmo1,

gerando modificacoes tanto em termos estruturais como em termos de parametros

eletricos do sistema.

Ainda com relacao ao sistema de distribuicao, o termo Geracao Distribuıda (GD)

e comumente utilizado para qualquer tecnologia de geracao de energia eletrica in-

tegrada ao mesmo. O termo nao deve ser confundido com geracao renovavel, uma

vez que as tecnologias utilizadas como fontes energeticas em GDs podem ser ou

nao renovaveis. Alem disso, algumas dessas tecnologias podem, se completamente

desenvolvidas, contribuir significantemente para os problemas de poluicao do ar [4].

Inicialmente, os tres tipos de fonte de energia mais utilizadas eram a hidraulica,

termica e nuclear, porem fatores ambientais como a criacao de barragens, emissao

de gases do tipo NOx e altos ruıdos durante a operacao induziram no aumento do

uso de fontes renovaveis de energia como solar e a eolica [5]. Uma desvantagem na-

tural destas fontes e consequencia de fatores climaticos e sazonais, o que gera uma

flutuacao consideravel na potencia gerada e exige, por consequencia, uma estrutura

hierarquica que possa controlar adequadamente o balanco energetico entre geracao e

carga. Considerando, ainda, que a energia eletrica deve ser fornecida aos consumido-

res da forma mais confiavel e sem intermitencia possıvel, uma vez que o desrespeito

em sua entrega e o nao atendimento adequado as cargas preve consequencias as

distribuidoras [6], surgiu o conceito das chamadas microrredes autonomas. Estas,

por sua vez, sao redes compostas por diversas GDs controladas de forma estrategica

para o atendimento adequado das cargas, o que possibilita tambem a operacao des-

conectada da rede principal.

1Ressalta-se aqui que as grandes fazendas eolicas sao tratadas diretamente no Sistema Interli-gado Nacional (SIN).

2

1.2 Motivacao

A operacao ilhada de sistemas contendo GDs ja e prevista pelas normas internaci-

onais IEEE Std 1547-2003 [7] e IEEE SA 1547.4-2011 [8], sendo um assunto muito

discutido tambem na literatura, tanto em relacao ao controle dos conversores quanto

das estrategias para o suprimento das cargas [9][10]. Porem, as normas brasileiras

ainda nao preveem este tipo de operacao, apenas indicando que o inversor deve

possuir a funcao de anti-ilhamento para que nao opere desconectado da rede princi-

pal [11],[12],[13], sendo um dos motivadores para a confeccao deste trabalho. Alem

disso, um dos topicos importantes porem pouco difundidos na literatura e o processo

de sincronizacao para reconexao com a rede principal, que gerou interesse no estudo

e no desenvolvimento de um algoritmo para tal.

Outra motivacao vem da necessidade de uma montagem didatica em laboratorio

para que possam ser testados diferentes algoritmos de controle, permitindo que

usuarios possam obter de forma mais rapida os seus resultados experimentais.

1.3 Objetivo

O objetivo deste trabalho foi o de projetar e construir um prototipo em escala

reduzida de uma microrrede ilhada, detalhando e mostrando por consequencia os

controles basicos associados em acao. Alem disso, foi proposto tambem um algo-

ritmo para o processo de ressincronizacao suave com a rede principal, permitindo

que as tensoes dos sistemas possuam mesma amplitude, frequencia e fase antes da

reconexao, evitando disturbios indesejados ao longo do processo.

1.4 Organizacao

Este trabalho foi organizado em 6 capıtulos da seguinte forma: No capıtulo 1 sao

dadas as motivacoes e objetivos do mesmo. No capıtulo 2, e mostrada toda a base

teorica necessaria para a execucao do trabalho, sendo mostradas as definicoes basicas

de uma microrrede, operacoes dos conversores, topologias, modelos matematicos

e controles tradicionais difundidos na literatura. No capıtulo 3, e primeiramente

apresentada uma breve revisao bibliografica referente ao topico de ressincronizacao,

e em seguida detalhado o algoritmo de controle proposto. No capıtulo 4, e detalhada

a metodologia utilizada, mostrando o projeto e dimensionamento da microrrede com

auxılio de simulacoes, os dispositivos utilizados, montagens e os passos necessarios

para a evolucao do trabalho. No capıtulo 5, sao exibidos os resultados experimentais

obtidos, tanto em termos das montagens feitas quanto dos dados adquiridos ao longo

dos ensaios, alem de uma analise aprofundada destes resultados ao longo do processo.

3

E finalmente no capıtulo 6 e feita a conclusao, resumindo primeiramente os pontos

atingidos com o trabalho, em seguida dissertando sobre a qualidade dos resultados

obtidos, e por fim sugestoes para trabalhos futuros.

1.5 Contribuicoes para a literatura

Deve-se ressaltar que este trabalho gerou uma publicacao no VII Simposio Brasileiro

de Sistemas Eletricos [14], onde os resultados de simulacao via hardware-in-the-

loop do algoritmo proposto foram apresentados para um caso similar de aplicacao.

Alem disso, um artigo contendo os resultados experimentais obtidos ao longo deste

trabalho sera, ainda, submetido a um periodico cientıfico.

4

Capıtulo 2

Fundamentos Teoricos

Neste capıtulo sao mostrados os aspectos teoricos relacionados ao trabalho,

comecando primeiramente com as definicoes basicas relacionadas a estrutura de uma

microrrede, comentando sobre as fontes primarias de energia utilizadas em cada um

dos tipos de conversores que a compoe, passando em seguida para a transformada

de Park, que e uma ferramenta matematica importantıssima e utilizada nos contro-

les dos conversores estaticos usados nas GDs, e chegando finalmente as malhas de

controle em si.

2.1 Definicoes basicas de uma microrrede

Uma microrrede e conceitualmente uma rede em pequena escala em termos de

potencia1. Esta por sua vez e composta por sistemas de GD, cargas eletricamente

interconectadas e hierarquicamente controladas, e opcionalmente por elementos ar-

mazenadores de energia eletrica, com a capacidade de operar tanto conectada a rede

principal como em modo de ilhamento intencional [16]. Considerando a ascencao das

fontes renovaveis de energia como solar e eolica, sua utilizacao como fontes primarias

na geracao vem sido cada vez mais comum. Nao apenas devido ao apelo ambien-

tal, mas tambem pela possibilidade de ocupar menores espacos se comparadas as

centrais geradoras tıpicas, o que permite sua implementacao em diversos locais da

microrrede, facilitando tambem a conexao com os outros pontos do sistema [17].

Entretanto, suas caracterısticas naturais de intermitencia exigem que outras formas

de geracao coexistam na microrrede para assegurar uma operacao confiavel, como

as termicas por exemplo, e alem disso e conveniente a utilizacao de armazenadores

de energia como bancos de bateria. Cada uma dessas fontes citadas possui uma ca-

racterıstica que as torna mais interessante para um tipo de operacao do conversor,

como sera detalhado a seguir.

1Segundo [15], um numero pratico seria entre 10 e 50 MW.

5

2.1.1 Conversor Formador de Rede (CFR)

Como o proprio nome sugere, este conversor deve formar a rede, ou seja, provi-

denciar uma tensao alternada regulada em termos de valor de pico e frequencia.

A Figura 2.1 ilustra de forma simplificada este tipo de operacao, onde o controle

recebe como entradas as referencias de frequencia ωref e tensao Vp,ref , e devido a

sua atuacao em malha fechada, faz com que o conversor seja visto pelo ponto de

acoplamento comum (PCC) como uma fonte de tensao regulada atras de uma pe-

quena impedancia. Deve-se mencionar que a acao deste conversor e a que permite

que outros tipos de conversores possam operar, uma vez que estes necessitam de

uma referencia de tensao para o processo de sincronismo. Em aplicacoes tıpicas,

sao utilizadas no lado CC deste conversor fontes estaveis de tensao como baterias,

celulas a combustıvel ou outra fonte primaria convencional [16].

ωref

Vp,ref

PCC

PCC

Filtro

Controle Vabc

Conversor Formador de Rede

Baterias

Figura 2.1: Circuito equivalente de um CFR.

2.1.2 Conversor Alimentador de Rede (CAR)

Este conversor opera injetando potencia na rede de acordo com a disponibilidade

energetica da fonte primaria utilizada. Como ilustrado na Figura 2.2, o controle

recebe referencias de potencia ativa Pref e reativa Qref , e devido a sua atuacao em

malha fechada, faz com que o conversor seja visto pelo PCC como uma fonte de

corrente em paralelo com uma elevada impedancia. A maior parte dos conversores

existentes em microrredes sao na verdade alimentadores, e operam utilizando energia

solar fotovoltaica (FV) ou eolica como fontes primarias [18]. Como mencionado no

item anterior, estes conversores necessitam de uma referencia de tensao da rede

para conseguirem operar, devendo existir um formador de rede, no caso de operacao

ilhada, ou entao conexao direta com a rede principal em caso de operacao conectada.

6

PCC

Pref

Qref

Filtro

Controle

Iabc

Conversor Alimentador de Rede

PCC

Vabc

Arranjo FV

Figura 2.2: Circuito equivalente de um CAR.

2.1.3 Conversor de Suporte a Rede (CSR)

A funcao deste conversor e a de auxiliar a rede na regulacao dos valores de tensao e

frequencia, sendo consequencia da troca de potencia ativa e reativa com a mesma.

Para isto, pode ser efetuado um controle do tipo fonte de tensao ou do tipo fonte de

corrente, cujos equivalentes podem ser vistos na Figura 2.3, onde a tensao de saıda

do conversor no primeiro caso, ou corrente de saıda no segundo caso, sao reguladas

para que os nıveis de frequencia e tensao da rede permanecam proximos dos nominais

[16]. A literatura apresenta alguns metodos e possibilidades de controle para este

tipo de conversor, como pode ser visto em [19], porem nao sendo um dos focos deste

trabalho. A fonte primaria usual para este conversor e o banco de baterias devido a

possibilidade de armazenamento e liberacao de energia conforme a necessidade.

Pref

Qref

Filtro

Controle

Iabc

Conversor de Suporte à Rede

PCC

Vabc

ωref

Vp,ref

PCC

PCC ou

Baterias

Figura 2.3: Circuitos equivalentes de um CSR para um controle tipo fonte de tensaoou tipo fonte de corrente.

7

2.1.4 Topologia padrao de um inversor eletronico

Nas secoes anteriores foram vistos modos de operacao para o inversor, introduzindo

apenas uma filosofia de controle dos mesmos. E necessario, entretanto, fornecer

um tipo de topologia na qual os controles serao aplicados. A Figura 2.4 apresenta

esta topologia, comumente utilizada nos inversores para aplicacao industrial e em

sistemas de geracao com um nıvel de potencia a partir de 2 kW [20]. A parte

mais a esquerda da figura apresenta o elo CC, que mantem a tensao necessaria

para que o conversor possa sintetizar suas tensoes e correntes de acordo com o

controle. Em seguida esta a ponte com as chaves semicondutoras, que neste caso sao

MOSFETs de potencia, porem na pratica poderiam ser tambem IGBTs2. E na saıda

do conversor ha uma filtragem passiva atraves de um conjunto com indutancia Lf

e capacitancia Cf , cujo comportamento passa-baixas permite que os harmonicos de

frequencia elevada, gerados pela operacao do inversor, sejam eliminados. Uma forma

convencional para o acionamento das chaves e atraves da modulacao por largura de

pulso (PWM), onde e comparado um sinal de controle com um sinal portador de

frequencia elevada, gerando um sinal modulado que liga a chave quando em estado

alto e a abre quando em estado baixo. Um detalhe importante na especificacao dos

conversores e a relacao entre o valor maximo de pico da fundamental da tensao de

fase na saıda do conversor, Vφ,p,max, e a tensao CC Vcc. Ao utilizar uma modulacao

do tipo seno-triangulo (SPWM), na regiao linear, esta relacao deve ser [23]:

Vφ,p,max =Vcc2. (2.1)

Vcc

Lf

a

b

c

Cf

Figura 2.4: Topologia padrao de um inversor eletronico

2Segundo [21][22], os MOSFETs SiC vem se mostrado superiores aos IGBTs Si em termos deperdas sob temperatura e frequencia elevadas, podendo vir a predominar principalmente nestenicho de aplicacoes.

8

2.1.5 Topologia de uma Microrrede

Com os modos de operacao dos conversores apresentados anteriormente, e tomando-

se como base a topologia tıpica de conversor mostrada, resta fornecer um modelo

de microrrede onde todos os elementos que a compoem estejam interconectados de

maneira tıpica. A Figura 2.5 apresenta um padrao comumente utilizado na litera-

tura [24][25], onde os conjuntos de arranjo fotovoltaico com inversor eletronico, e

gerador eolico com inversor eletronico, podem representar os alimentadores de rede,

um conjunto de baterias com inversor eletronico pode representar o conversor forma-

dor de rede, e o outro conjunto de baterias com inversor eletronico pode representar

o conversor de suporte. Deve-se ressaltar que os conversores alimentadores de rede

apresentam-se usualmente distribuıdos ao longo da microrrede, uma vez que seu

intuito principal e o de injetar potencia localmente, e como consequencia, coexis-

tem em operacao numa quantidade maior que a dos outros conversores presentes na

microrrede.

Baterias

Turbina Eólica

Rede Principal

Baterias

Conversor Formador de Rede Conversor de Suporte à Rede

Arranjo FV

Conversor Alimentador de Rede Conversor Alimentador de Rede Cargas

Barra 1

Barra 2

ZL

Figura 2.5: Topologia padrao de uma microrrede

2.1.6 Caracterısticas e previsoes da operacao ilhada

Como mencionado anteriormente, as normas internacionais ja preveem condicoes e

caracterısticas para a operacao ilhada das microrredes. Uma das principais vanta-

gens deste tipo de operacao e permitir que a demanda de energia eletrica continue

sendo suprida as cargas locais mesmo durante eventos de contingencia, o que au-

menta a operabilidade da rede eletrica como um todo. Entretanto, a maior parte dos

operadores de distribuicao e transmissao do sistema ainda nao permitem a operacao

9

ilhada, alegando a possibilidade de riscos em operacoes de reparo, possibilidade de

causar danos aos equipamentos do usuario final devido a variacoes de frequencia e

tensao em relacao aos seus respectivos valores nominais, e dificuldades na reconexao

da rede principal com uma ilha ativa nao sincronizada. Porem, e previsto que ocorra

uma diminuicao com o tempo das normas regulamentadoras que apresentam o anti

ilhamento como uma caracterıstica mandatoria dos sistemas, apresentando cada vez

mais espaco para a implementacao de ilhas ao longo do sistema de distribuicao,

uma vez que as tecnicas de controle para o gerenciamento de sistemas de geracao

distribuıda melhoram cada vez mais [16],[26],[27],[28].

2.2 Referencial Sıncrono - Transformada de Park

A transformada de Park e uma ferramenta matematica inicialmente criada para a

analise de maquinas trifasicas. Porem, devido a sua utilidade, passou a ser usada em

diversos tipos de controle associados a area de eletronica de potencia. A Figura 2.6

representa fisicamente esta transformacao, onde os eixos a, b, c podem conter,

respectivamente, as componentes instantaneas das tensoes trifasicas Va(t), Vb(t) e

Vc(t) do sistema, e os eixos d e q compoem o referencial sıncrono, possuindo como

componentes a tensao de eixo direto Vd(t) e a tensao de eixo em quadratura Vq(t),

respectivamente. Nota-se que o referencial sıncrono se encontra girando em relacao

ao referencial estacionario αβ a uma frequencia ω [29]. As componentes podem ser

expressas entao, como:

b

c

d

q

θ(t)

ω

a

Figura 2.6: Transformacao de Park

10

Vd(t) = Va(t) cos(θ(t)) + Vb(t) cos(θ(t)−2π

3) + Vc(t) cos(θ(t) +

2π

3), (2.2)

Vq(t) = −Va(t) sin(θ(t))− Vb(t) sin(θ(t)− 2π

3)− Vc(t) sin(θ(t) +

2π

3), (2.3)

onde:

θ(t) =

∫ t

0

ω(ξ) dξ. (2.4)

Fazendo-se Va(t) = Vp sin(ω1t), Vb(t) = Vp sin(ω1t−2π

3), Vc(t) = Vp sin(ω1t+

2π

3)

e θ(t) = ω1t, as equacoes anteriores se reduzem a:

Vd(t) = 0,

Vq(t) = −3

2Vp.

De forma que para um sistema trifasico balanceado e em regime permanente, as

projecoes no referencial sıncrono sao constantes. Esta propriedade possui uma serie

de vantagens em termos de controle, como sera visto mais a frente. Uma observacao

importante e que, em diversas literaturas e softwares de simulacao, a transformada

de Park e feita utilizando um fator de escala2

3, que permite que a amplitude dos

sinais trifasicos de entrada se reflita exatamente no valor constante observado em Vd

e Vq. Neste trabalho, todas as citacoes envolvendo a transformada de Park estarao

considerando este fator. Vale ressaltar tambem que apesar da analise anterior ter

focado nas tensoes, e igualmente valida para quaisquer grandezas trifasicas, como

por exemplo as correntes.

2.2.1 Utilizacao de apenas duas tensoes de linha

Em sistemas eletricos a 3 fios, onde nao ha acesso direto a uma quarta referencia

como o neutro, e comum serem utilizadas medicoes baseadas nas tensoes de linha.

Considerando que sao medidas, por exemplo, as tensoes Vac(t) = Va(t) − Vc(t) e

Vbc(t) = Vb(t)−Vc(t), as Equacoes (2.2) e (2.3) podem ser reescritas como se segue:

Vd(t) = Vac(t) cos(θ(t)) + Vbc(t) cos(θ(t)−2π

3), (2.5)

Vq(t) = −Vac(t) sin(θ(t))− Vbc(t) sin(θ(t)− 2π

3). (2.6)

11

Note que como este resultado partiu da utilizacao inicial de tres tensoes de fase, os

valores das componentes de eixo direto e em quadratura serao exatamente identicos

aos encontrados na secao anterior para um mesmo angulo θ(t).

2.2.2 Notacao por vetor espacial

Algumas literaturas como [30] adotam a notacao de vetor espacial, a fim de facilitar

o equacionamento matematico gerado pela transformacao de Park. Neste caso, e

definido primeiramente um vetor espacial Vabc(t) cuja relacao com suas componentes

Va(t) na fase a, Vb(t) na fase b, e Vc(t) na fase c, e:

Vabc(t) = Va(t) ej0 + Vb(t) e

j2π

3 + Vc(t) ej−2π

3 . (2.7)

Sendo por sua vez um numero complexo e possuindo a informacao intrıseca das

tensoes em cada fase. Ja o vetor espacial no referencial sıncrono pode ser escrito

como:

Vdq(t) = Vd(t) + jVq(t). (2.8)

Substituindo-se (2.2) e (2.3) em (2.8), e utilizando-se da identidade de Euler:

Vdq(t) = Va(t) e−jθ(t) + Vb(t) e

−j(θ(t)−2π

3)+ Vc(t) e

−j(θ(t)+2π

3),

Vdq(t) = Va(t) ej0e−jθ(t) + Vb(t) e

j2π

3 e−jθ(t) + Vc(t) ej−2π

3 e−jθ(t),

Vdq(t) = Vabc(t) e−jθ(t). (2.9)

Sendo entao a transformacao de Park assim representada utilizando-se o conceito

de vetor espacial.

2.3 Modelo Dinamico da Interacao entre Conver-

sor e Rede no Referencial Sıncrono

Um aspecto importante a ser abordado antes de se analisar os controles e o mo-

delo matematico utilizado para representar a dinamica entre o conversor fonte de

tensao (VSC) e a rede na qual o mesmo esta conectado. A Figura 2.7 representa o

diagrama unifilar do sistema em questao, onde foi utilizada uma topologia comum

em sistemas fotovoltaicos, mas que para o intuito deste estudo poderia ser qualquer

tipo de alimentacao CC. Primeiramente e montado o sistema de equacoes de circuito

referente a cada fase:

12

Lf

Rede

Iabc

Ponte trifásica

PCC

Arranjo FV Filtro Chopper

Vcc

Controlador V

FV

IFV

Vabc

Vabc,g

Inversor Fotovoltaico

DJ

Figura 2.7: Sistema formado pelo conversor VSC conectado a rede

Va(t)− Va,g(t) = LfdIa(t)

dt, (2.10)

Vb(t)− Vb,g(t) = LfdIb(t)

dt, (2.11)

Vc(t)− Vc,g(t) = LfdIc(t)

dt. (2.12)

Em seguida, multiplicando-se (2.10) por ej0, (2.11) por ej2π

3 , (2.12) por ej−2π

3 ,

e somando-se os resultados, encontra-se a seguinte equacao escrita em notacao de

vetor espacial [29]:

Vabc(t)− Vabc,g(t) = LfdIabc(t)

dt.

Utilizando-se a Equacao (2.9):

Vdq(t) ejθ(t) − Vdq,g(t) ejθ(t) = Lfd(Idq(t) ejθ(t))

dt,

Vdq(t) ejθ(t) − Vdq,g(t) ejθ(t) = Lf

dIdq(t)

dtejθ(t) + jLf

dθ(t)

dtIdq(t) ejθ(t),

Vdq(t)− Vdq,g(t) = LfdIdq(t)

dt+ jLfωIdq(t).

Separando-se em partes real e imaginaria:

Vd(t)− Vd,g(t) = LfdId(t)

dt− ωLfIq(t), (2.13)

Vq(t)− Vq,g(t) = LfdIq(t)

dt+ ωLfId(t). (2.14)

13

As Equacoes (2.13) e (2.14) apresentam, portanto, um modelo dinamico para

a interacao entre o conversor e a rede no referencial sıncrono, sendo amplamente

difundido na literatura [29][31][32] e comumente representado em diagrama de blocos

como mostrado na Figura 2.8. Nota-se, entretanto, que um fator que adiciona

complexidade neste modelo e a existencia de um acoplamento entre as equacoes.

Este, entretanto, pode ser negligenciado na representacao da planta, como mostrado

na Figura 2.9, desde que a rede nao tenha caracterısticas excepcionalmente fracas

[33], facilitando o projeto dos controladores. Entretanto, um termo de feed-forward

de tensao e comumente adicionado para auxiliar no desempenho dinamico da malha

de controle, possuindo ainda uma contribuicao maior para a estabilidade da malha do

que a consideracao do efeito de acoplamento mencionado anteriormente. Ressalta-

se que nesta analise foi apenas considerada uma indutancia entre o conversor e a

rede por questoes de simplicidade, porem os efeitos de uma resistencia em serie

ou de uma capacitancia em paralelo podem ser facilmente adicionados bastando

modificar as Equacoes (2.10),(2.11) e (2.12) de acordo. A Figura 2.10 apresenta os

modelos matematicos obtidos com estas modificacoes, onde a planta com filtro RL

sera utilizada na etapa de projeto do alimentador de rede, devido ao controle de

corrente, e a planta com filtro RLC na etapa de projeto do formador de rede, devido

ao controle de tensao.

-

Vd

Vd,g

+

Vq

+

-

Vq,g

𝜔𝐿𝑓

abc

dq

Va

Vb

Vc

𝜃

abc

dq

Va,g

Vb,g

Vc,g

+

1

𝑠𝐿𝑓

Id

+

1

𝑠𝐿𝑓

Iq

𝜔𝐿𝑓

+

-

Figura 2.8: Modelo da interacao entre o VSC e a rede no referencial sıncrono.

14

-

Vd

Vd,g

+

Vq

+

-

Vq,g

abc

dq

Va

Vb

Vc

𝜃

abc

dq

Va,g

Vb,g

Vc,g

1

𝑠𝐿𝑓

Id

1

𝑠𝐿𝑓

Iq

Figura 2.9: Modelo desacoplado da interacao entre o VSC e a rede no referencial

sıncrono.

-

Vd

Vd,g

+ 1

𝑠𝐿𝑓 + 𝑅𝑓

Id

-

Vd

Vd,g

+

Filtro RL Filtro RLC

-

Vq

Vq,g

+ Iq

Filtro RL

1


1


1

𝑠𝐶𝑓

-

Vq

Vq,g

+

Filtro RLC

1


1

𝑠𝐶𝑓

(a) (b)

Figura 2.10: Modelos matematicos desacoplados considerando filtros RL (a) e RLC

(b).

15

2.4 Tipos de Controle Utilizados

2.4.1 Controle de tensao e frequencia

Um dos controles mais difundidos na literatura e feito utilizando o referencial

sıncrono [29][32]. Neste controle, e dada uma referencia para as tensoes de eixo direto

Vd e de eixo em quadratura Vq, sendo estas as projecoes obtidas atraves da transfor-

mada de Park nas tensoes da rede. A vantagem da utilizacao deste tipo de controle

e que nao ha a necessidade da utilizacao de controladores do tipo Proporcional-

Ressonante (PR), uma vez que em regime permanente um sistema trifasico balance-

ado apresenta projecoes de eixo direto e quadratura constantes como mostrado na

Secao 2.2. Isto permite a utilizacao de um controlador Proporcional-Integral (PI),

que prove erro zero em regime permanente quando rastreia degraus de referencia. O

diagrama de blocos da Figura 2.11 exibe o controle mencionado, onde ao fim da ma-

lha de controle sao dadas referencias para a modulacao SPWM, e gerados os sinais

para as chaves semicondutoras. Deve-se mencionar que as referencias Vd,ref e Vq,ref

dadas para o controle influenciam diretamente no valor de pico das tensoes de saıda

do inversor, e ωref na frequencia das mesmas. Alem disso, o angulo θ utilizado para

as transformadas de Park depende do modo de operacao. No modo ilhado, o mesmo

e gerado simplesmente pela integracao de uma frequencia de referencia, e durante o

modo conectado, o mesmo e obtido atraves de um controle de sincronizacao.

Vd,ref

Vd

Vq,ref

Vq

dq

abc SPWM

dq

abc

Vabc

PI

PI

∫

ωref

Filtro

PCC

𝜃

Sincronização

𝜃ref

𝜃out

Ilhado

Conectado

+ -

+ -

Figura 2.11: Malha de controle de tensao

16

2.4.2 Sincronizacao via Phase-Locked Loop(PLL)

Apesar de terem comecado como circuitos analogicos para utilizacao na area de

telecomunicacoes, os PLLs atualmente sao utilizados como algoritmos para a sin-

cronizacao e deteccao de frequencia de sistemas. A literatura apresenta uma grande

quantidade de algoritmos com esta finalidade [32][34], alguns para o caso monofasico

e outros para o caso trifasico. Como exemplo de algoritmo de sincronizacao mo-

nofasico, temos a malha de controle do SOGI-PLL exibida na Figura 2.12, tratando-

se de um sistema com dupla realimentacao. A frequencia ω e realimentada para a

geracao de um sinal em quadratura com a entrada, e o angulo de fase θPLL reali-

mentado na transformada de Park, que com o auxılio de um simples controlador PI,

pode zerar a componente Vq e permitir o rastreamento.

Vin

𝜃𝑃𝐿𝐿

- +

Ksogi

-

+

∫

∫

dq

Vq

𝐾𝑝 +𝐾𝑖𝑠

Vd

ω0

∫

ω +

X

X

Figura 2.12: Algoritmo de sincronizacao SOGI-PLL.

Os ganhos utilizados podem ser obtidos atraves das metodologias descritas em

[32] [35], que podem ser resumidas nas seguintes equacoes:

KSOGI =9, 2

tssω0

, (2.15)

Kp = 2ζωn, (2.16)

Ki = ω2n, (2.17)

tss =4, 6

ζωn, (2.18)

onde tss e o tempo de acomodacao da resposta, ω0 a frequencia angular esperada

para a rede com a qual se deseja sincronizar, ζ o coeficiente de amortecimento da

resposta, e ωn a frequencia natural do sistema [36].

Ja para o caso de sincronizacao trifasico, e exemplificado o SF-PLL, cujo algo-

ritmo e mostrado na Figura 2.13. Neste controle nao e necessaria a sintetizacao de

um sinal em quadratura, uma vez que um sistema trifasico balanceado ja possui na-

turalmente componentes αβ a 90º [29], de forma que apenas e feita a realimentacao

17

do angulo θPLL na transformada de Park, possibilitando em seguida que o contro-

lador PI faca a componente Vq ir a zero em regime permanente, assim como no

metodo de sincronismo anterior. Para o projeto dos ganhos do controlador, podem

ser utilizadas as Equacoes (2.16),(2.17) e (2.18) ja mencionadas anteriormente.

𝜃𝑃𝐿𝐿 Vq

𝐾𝑝 +𝐾𝑖𝑠

Vd

ω0

∫

ω

Va

Vb

Vc

abc

dq

+

Figura 2.13: Algoritmo de sincronizacao SF-PLL

2.4.3 Controle de potencia ativa e reativa

Para o controle de potencia de saıda do conversor, utilizado nos CAR, primeiramente

e feita uma malha de controle de corrente, tambem no referencial sıncrono com

auxılio da transformada de Park. A Figura 2.14 exibe o diagrama, bastante similar

ao controle de tensao da Figura 2.11, porem com referencias de corrente ao inves

de tensao, e com a utilizacao do angulo θPLL obtido pela sincronizacao atraves do

SF-PLL. Este controle de corrente tem como consequencia imediata o controle de

potencia, uma vez que estas grandezas se relacionam da seguinte forma [32]:

P =3

2(VdId + VqIq), (2.19)

Q =3

2(VqId − VdIq), (2.20)

onde P e Q representam, respectivamente, as potencias ativa e reativa geradas em

funcao das tensoes e correntes. Para os casos de PLL exemplificados anteriormente,

onde se esteja zerando a componente Vq com o controle, as Equacoes (2.19) e (2.20)

se reduzem a:

P =3

2VdId, (2.21)

Q = −3

2VdIq. (2.22)

De forma que como a tensao e regulada pelo CFR, os ajustes nas correntes Id e

Iq afetam, respectivamente, as potencias ativa e reativa geradas.

18

Id,ref

Id

Iq

dq

abc SPWM

𝜃𝑃𝐿𝐿

PI

PI

dq

abc

Iabc

Filtro

PCC

Vq

Vd

PI

ω0

+

Vabc

∫

dq

abc

Iq,ref

+ -

+ -

Figura 2.14: Malha de controle de corrente

2.4.4 Dinamica e controle da tensao no elo CC do conversor

Tomando-se a topologia apresentada na Figura. 2.15, a tensao Vcc sobre o capacitor

do elo CC deve ser tal que permita a sintetizacao das tensoes e correntes de saıda

do conversor, como indicado pela Equacao (2.1). Perceba que caso o capacitor fosse

substituıdo por uma fonte de tensao ou um equivalente de baterias, este controle de

tensao nao seria necessario, uma vez que a dinamica da tensao CC deixa de existir.

Utilizando-se da teoria apresentada na secao anterior sobre o controle de potencia

ativa e reativa, e sabendo-se que o elo CC e responsavel apenas pela parcela de

potencia ativa, e de se esperar que a regulagem da tensao CC esteja relacionada a

corrente Id. Assim, e possıvel escrever a seguinte equacao de balanco de potencia:

Icc

I0

Lf I

Vcc

V Vg

Figura 2.15: Topologia para analise da dinamica no elo CC

19

Vcc(t)Icc(t) =3

2Vd(t)Id(t), (2.23)

que relaciona as grandezas do lado CC com as grandezas do lado CA no referencial

sıncrono. Veja entao que deve ser possıvel montar uma malha de controle como a

mostrada na Figura 2.16, onde se da uma referencia para a tensao no elo CC, e

um regulador PI emite uma corrente de referencia Id,ref que vai para o controle de

corrente da Figura 2.14, formando um controle em cascata.

Entretanto, a dinamica do elo CC deve ser mais profundamente analisada para

entao se chegar a uma modelagem matematica adequada para este controle em

cascata. Da Figura 2.15, pode-se escrever a seguinte equacao de circuito:

CdVcc(t)

dt= I0(t)− Icc(t). (2.24)

Substituindo-se (2.23) em (2.24):

CdVcc(t)

dt= I0(t)−

3

2

Vd(t)

Vcc(t)Id(t). (2.25)

Entretanto, nota-se que esta e uma equacao nao linear entre a tensao CC Vcc(t) e a

corrente Id(t). Fazendo-se um processo de linearizacao assim como em [37],[38]:

∆Vcc(s)

∆Id(s)= −3

2

Vd,0Vcc,ref

1

sC, (2.26)

onde Vd,0 e o valor operacional da tensao CA no referencial sıncrono, e Vcc,ref e a

referencia para o valor de tensao CC a ser controlado.

A malha de controle para analise pode ser entao representada como na Fi-

gura 2.17, onde o controle de tensao CC e o mais externo, e a malha de controle de

corrente e representada internamente como uma funcao de transferencia de primeira

ordem, possuindo ganho unitario uma vez que a mesma possui um controlador PI

que tende a zerar o erro de regime permanente, e uma constante de tempo equiva-

lente Teq, que pode ser aproximada como o dobro do atraso gerado pelo chaveamento

-

Vcc,ref

Vcc

+ SPWM

PI

Id,ref

Controle de Corrente

Figura 2.16: Controle de tensao CC em cascata com a malha de corrente.

20

do conversor [37][38]. Menciona-se que o controlador GV cc(s) pode ser entao proje-

tado utilizando os metodos de amplitude e simetria otima descritos em [39], uma vez

que a planta a ser controlada pode ser modelada como um sistema de primeira or-

dem com uma constante de tempo pequena, seguido por um sistema mais lento, que

neste caso e composto por um integrador, satisfazendo as condicoes para aplicacao

dos metodos. Alem disso, e comum utilizar os parametros contidos nesta malha de

controle em pu, e implementar termos de feed-forward, assim como detalhado em

[37], com o intuito de melhorar a dinamica e facilitar no ajuste dos ganhos.

-

+ 1

(𝑠𝑇𝑒𝑞 + 1) G

Vcc(s) −

3

2

𝑉𝑑,0𝑉𝑐𝑐,𝑟𝑒𝑓

1

𝑠𝐶

Malha de Corrente Planta

Vcc,ref

Vcc

Id,ref

Id

Figura 2.17: Malha de controle de tensao CC para analise.

2.5 Conversao de controladores analogicos para

digitais

2.5.1 Regras de discretizacao

Com o avanco da eletronica e o barateamento na producao dos microprocessadores,

sua utilizacao no processo de analise e controle ficou cada vez mais comum em

diversas areas da industria. O processo de conversao de um controlador analogico

para digital pode ser resumido em utilizar um codigo fonte, por sua vez executado

a cada intervalo de amostragem Tsp, que represente da forma mais exata possıvel o

comportamento exibido pelo mesmo. Para isto, primeiramente e tomada a funcao

de transferencia contınua G(s) que representa o controlador, e em seguida feita sua

conversao para digital G(z) atraves de alguma regra de discretizacao [40]:

Diferenca Progressiva: s =z − 1

Tsp, tambem conhecido como Metodo Progres-

sivo de Euler;

21

Diferenca Regressiva: s =z − 1

Tspz, tambem conhecido como Metodo Regressivo

de Euler;

Transformacao Bilinear: s =2(z − 1)

Tsp(z + 1), tambem conhecido como Metodo de

Tustin, associado a integracao trapezoidal;

As tecnicas de diferenca progressiva e diferenca regressiva apresentam como van-

tagens a simplicidade de implementacao e menor gasto computacional, porem geram

um erro maior de aproximacao se comparadas a transformacao bilinear [40]. Alem

disso, a tecnica de diferenca progressiva pode gerar instabilidades ao controle depen-

dendo do intervalo de amostragem utilizado. Ja a transformacao bilinear garante

estabilidade para qualquer intervalo de amostragem utilizado, alem de gerar uma

resposta com menor erro de aproximacao se comparada as outras citadas. Esta,

portanto, sera a transformacao utilizada neste trabalho para os processos de discre-

tizacao.

2.5.2 Metodologia para representacao de controladores por

codigo fonte

Definindo-se entao a regra de discretizacao a ser utilizada, o proximo passo e obter

um algoritmo que possa ser escrito como uma rotina de programacao, de forma a

representar a acao do controlador desejado. Supondo que a discretizacao gerou uma

funcao de transferencia G(z) generica, como mostrado abaixo, tem-se que:

G(z) =bnz

n + bn−1zn−1 + ...+ b1z + b0

amzm + am−1zm−1 + ...+ a1z + a0=Y (z)

X(z),

onde Y representa a saıda, e X representa a entrada. Daı:

X(z)(bnzn + bn−1z

n−1 + ...b1z + b0) = Y (z)(amzm + am−1z

m−1 + ...+ a1z + a0).

Aplicando a transformada Z inversa em ambos os membros, tem-se que:

yk =1

a0(b0xk + b1xk−1 + ...+ bnxk−n − a1yk−1 − ...− amyk−m). (2.27)

Sendo esta uma expressao que calcula a saıda atual yk do controlador em funcao

dos valores anteriores de entrada e saida, e do valor atual de entrada xk. A

Equacao (2.27) apresenta, portanto, uma forma de se implementar um controlador

anteriormente conhecido atraves de sua funcao de transferencia G(s), convertido

para o domınio discreto por uma das regras de discretizacao conhecidas.

22

2.6 Resumo do Capıtulo

Neste capıtulo foram apresentados primeiramente os aspectos teoricos referentes a

topologia e estrutura de uma microrrede, sendo composta por diversos sistemas de

GD cujos conversores eletronicos podem operar como:

Formadores de rede - Possuem um controle de forma a manter os valores de

tensao e frequencia regulados, provendo por consequencia uma referencia para

a sincronizacao de outros conversores na microrrede, permitindo sua operacao

adequada. Utilizam fontes estaveis de tensao CC como baterias, celulas a

combustıvel etc;

Alimentadores de rede - Responsaveis por suprir a demanda de potencia das

cargas contidas na microrrede, podendo tambem alimentar bancos de bate-

rias e armazenar energia nos conversores de suporte. Necessitam que a tensao

no PCC esteja regulada para que possam operar de forma adequada, envi-

ando correntes sincronizadas com as tensoes, e por consequencia satisfazendo

o controle de potencia utilizado. Utilizam principalmente fontes de energia

renovavel como eolica e solar para providenciar potencia.;

Suportes de rede - Operam de forma a auxiliar na regulagem dos valores de

tensao e frequencia na microrrede atraves do suporte no balanco energetico.

Utilizam principalmente baterias como fonte primaria de energia, possibili-

tando o armazenamento e liberacao de energia conforme a necessidade.

Foi entao introduzido o conceito de referencial sıncrono e da transformada de

Park, cujas propriedades aplicadas a um sistema trifasico permitem a simplificacao

na modelagem e controle dos conversores. Apresentou-se em seguida um modelo

dinamico para a interacao de um VSC com a rede, mostrando o equacionamento

nos eixos direto e em quadratura, e o aparecimento de um acoplamento mutuo,

porem que pode ser desprezado para fins de projeto dos controladores.

Foram entao apresentados de forma detalhada os controles por tras das operacoes

mencionadas. Comecando pelo de tensao no referencial sıncrono, utilizado no for-

mador de rede para regular tensao e frequencia. Em seguida detalhou-se o controle

de sincronizacao via PLL, necessario para a operacao dos alimentadores de rede

atraves da referencia θPLL. Mostrou-se entao o controle de corrente feito no referen-

cial sıncrono e sua relacao com o controle de potencia de acordo com as referencias

dadas nos eixos direto e em quadratura. Em seguida apresentou-se a dinamica e con-

trole de tensao no elo CC, necessario nos conversores que utilizam fontes primarias

de energia nao reguladas em tensao.

Por fim, apresentou-se topico de conversao de controladores analogicos em di-

gitais, sendo feita primeiramente a passagem de sua funcao de transferencia no

23

domınio s para o domınio z a partir de um dos metodos existentes na literatura, e

entao utilizado uma metodologia para sua transcricao em codigo fonte.

24

Capıtulo 3

Ressincronizacao entre Sistemas

de Geracao a Conversores

Em sistemas de potencia convencionais, e comum se ter uma operacao paralela de

geradores sıncronos, uma vez que nao seria viavel permitir que toda a demanda de

carga seja suprida por apenas uma fonte de geracao. Um exemplo extremo dessa

situacao e a rede eletrica de um paıs, em que milhares de geradores compartilham

literalmente a carga do sistema [41]. Dentre as vantagens da operacao paralela de

sistemas eletricos, podem ser citadas:

Possibilidade de alimentacao de uma carga maior do que a especificada para

um sistema individual;

Aumento da confiabilidade do sistema de potencia, uma vez que se houverem

falhas em partes especıficas da geracao, outras podem fornecer a potencia

necessaria;

Possibilidade de desligamento e manutencao preventiva de algumas fontes de

geracao, considerando que o restante do sistema eletrico podera suprir a de-

manda.

Entretanto, para que diferentes sistemas operem conectados, e necessario que suas

tensoes terminais estejam sincronizadas, ou seja, que possuam valores proximos de

amplitude, frequencia e fase, o que e estabelecido pela regulamentacao IEEE Std

1547-2003, e pode ser observado numericamente na Tabela 3.1. Desta forma, e ne-

cessario que se tenha uma metodologia adequada para a efetuacao do processo, sendo

ja bastante conhecida em sistemas eletricos compostos por geradores sıncronos [41],

porem necessitando de novos algoritmos de controle no caso de sistemas de geracao

a conversores. Este capıtulo, portanto, traz primeiramente uma breve revisao bi-

bliografica focando no topico em questao, e em seguida apresenta a proposta de

algoritmo de sincronizacao suave para a reconexao de microrredes ilhadas.

25

Tabela 3.1: Limites estabelecidos para reconexao segundo a norma IEEE Std 1547-

2003.Nıvel de

Potencia (kVA)∆f (Hz) ∆V (%) ∆θ()

0 - 500 0,3 10 20

500 - 1 500 0,2 5 15

1 500 - 10 000 0,1 3 10

3.1 Revisao bibliografica

A literatura apresenta alguns trabalhos com topicos associados ao processo de sin-

cronizacao para reconexao entre sistemas compostos por conversores eletronicos.

Balaguer et al. [42] mostram um metodo simplificado, onde a defasagem entre as

tensoes de cada sistema e estimada pela malha de controle a partir de uma referencia

senoidal dada seguindo a teoria de referencial sıncrono, porem sem uma forma de

regular a suavidade e rapidez do processo. Ja Mirafzal et al. [43] propuseram um

metodo de estimacao do angulo de fase da tensao da rede principal de forma a

prover uma resposta rapida por parte do inversor, o que tem como contrapartida

a presenca de surtos de tensao e corrente durante o processo de sincronizacao e

reconexao. Outro metodo e apresentado por Guerrero et al. [44], cujo objetivo e

providenciar o processo de sincronizacao para reconexao durante condicoes de des-

balanco e na presenca de distorcoes harmonicas, sendo levadas em consideracao nao

apenas a componente fundamental mas tambem as componentes de sequencia po-

sitiva e negativa formadas pelos harmonicos. Um ultimo metodo encontrado na

literatura foi proposto por D’Arco et al. [45], sendo focado em aplicacoes de con-

versores controlados como maquinas sıncronas virtuais, e agindo na frequencia de

referencia dos mesmos, permitindo que a diferenca de fase entre as tensoes da rede

local e da rede principal va a zero de forma controlada.

Um detalhe importante a ser mencionado e que a literatura nao prove uma forma

de se caracterizar a suavidade do processo de sincronizacao efetuado. Alem disso,

tambem nao ha uma regulamentacao especıfica visando estipular os limites de inter-

valo de tempo para o processo, o que acaba dependendo de uma analise detalhada

do sistema em questao, principalmente da caracterıstica das cargas conectadas ao

mesmo.

Por fim, ressalta-se que a literatura apresenta uma carencia de trabalhos focados

no tema de sincronizacao para reconexao entre sistemas formados por conversores

eletronicos controlados, motivando por consequencia a confeccao deste trabalho.

26

3.2 Controle proposto

O algoritmo proposto neste trabalho visa uma situacao onde a microrrede opera de

forma ilhada e se deseja reconecta-la a rede principal, passando por um processo de

sincronizacao suave de forma a nao prejudicar a operacao de cargas locais. Alem

disso, e necessario que as tensoes em ambos os terminais possuam valores proximos

de frequencia, amplitude e fase antes da reconexao, conforme exibido anteriormente

na Tabela 3.1. A Figura 3.1 exibe o diagrama de blocos referente ao algoritmo,

onde primeiramente e feita a aquisicao das tensoes da rede principal e daı utilizado

um PLL para gerar um angulo θPLL de referencia para o laco de sincronizacao.

A realimentacao, por sua vez, e feita com o angulo θsinc, sendo este a saıda da

malha. O erro ∆θ obtido deve ser zero em regime permanente, para isso pode-se

pensar na utilizacao de um controlador PI diretamente, porem, estes angulos sao

descontınuos em 2π, o que gera uma perturbacao numerica para o controle nos

instantes de descontinuidade. Para contornar este problema e utilizada a funcao

senoidal, uma vez que a mesma nao possui descontinuidades e tem a propriedade de

ser aproximadamente igual ao argumento em radianos para um modelo de pequenos

sinais, o que se torna cada vez mais valido conforme θsinc se aproxima de θPLL.

Em seguida e utilizado um limitador de derivada, cuja funcao e dar suavidade ao

processo, mantendo as variacoes de frequencia e fase controladas ao longo do tempo.

E entao utilizado um habilitador que mantem o laco de sincronizacao operando ate

que o processo seja finalizado, e por fim um controlador PI e um integrador para

geracao do angulo.

O fluxograma, representando a condicao de parada do algoritmo, mostra que ∆θ

e comparado com a constante δ, sendo a tolerancia numerica em radianos para con-

siderar a sincronizacao completa. Se a tolerancia nao tiver sido atinginda, o angulo

de saıda provido para o controle de tensao, θout, e igualado a θsinc, e o processo

continua. Caso a tolerancia tenha sido atingida, o laco de sincronizacao e entao

desabilitado e o angulo de saıda θout e igualado a θPLL, finalizando o processo. Este

ultimo detalhe permite que o processo independa de mecanismos caros de comu-

nicacao ou disjuntores com controle externo, uma vez que as tensoes permanecerao

em sincronismo e, portanto, a reconexao com a rede principal pode ser efetuada

a qualquer instante apos o fim do processo. Um modelo equivalente de pequenos

sinais pode ser obtido para o caso onde o habilitador permite a operacao da ma-

lha de controle, conforme mostra a Figura 3.2, sendo este identico ao de um PLL

[35]. E possıvel, entao, fazer a analise deste equivalente em termos de sua funcao de

transferencia em malha fechada:

27

θPLL

SF - PLL

Va,g

-

+ sin

Habilitador Limitador d/dt PI

ω0

∫

ω θsinc

Vb,g

Vc,g

Verdadeiro

Falso

Δθ

θout

Laço de Sincronização

Condição de Parada

+

Desabilita

θout

= θsinc

θout

= θPLL

|Δθ| < δ

Figura 3.1: Algoritmo de ressincronizacao proposto

-

PLL

+

𝐾𝑝 +𝐾𝑖

𝑠

ω0

1

𝑠

ω sinc

+

Figura 3.2: Equivalente do algoritmo de ressincronizacao para pequenos sinais.

G(s) =Θsinc(s)

ΘPLL(s)=

Kps+Ki

s2 +Kps+Ki

. (3.1)

Que pode ser expressa na forma classica de uma funcao de transferencia de segunda

ordem como se segue:

G(s) =2ζωns+ ω2

n

s2 + 2ζωns+ ω2n

. (3.2)

Comparando-se (3.1) e (3.2):

Ki = ω2n, (3.3)

Kp = 2√Kiζ, (3.4)

onde, de acordo com [32][36]:

28

O fator de amortecimento ζ pode ser escolhido como 0.707 para uma resposta

transitoria otima, providenciando um percentual de ultrapassagem de 5%;

A frequencia natural ωn pode ser ajustada de acordo com o tempo de aco-

modacao tss desejado atraves de (2.18), definida atraves do criterio de 2% de

erro para se ter atingido o regime permanente. Considerando a aplicacao em

questao, o tempo de acomodacao pode ser escolhido entre um e dois perıodos

fundamentais da tensao da rede.

Desta forma, e possıvel se obter os ganhos para o controlador em questao atraves

de (3.3) e (3.4).

3.3 Resumo do capıtulo

Neste capıtulo foi, primeiramente, comentado sobre o estado atual da literatura com

respeito ao topico de ressincronizacao de sistemas a conversores. Apesar de existirem

publicacoes focando em algoritmos e metodologias para o processo, ainda nao ha uma

caracterizacao da suavidade de forma concreta, bem como uma regulamentacao que

estipule os limites de tempo para o processo, dada a forte dependencia para com a

natureza das cargas que compoe o sistema sob estudo. Esta carencia de conteudo

na literatura foi um dos motivadores para este trabalho.

Em seguida, foi proposto o algoritmo de sincronizacao suave para a reconexao de

microrredes ilhadas. O objetivo principal do algoritmo foi o de permitir o processo

de ressincronizacao de forma controlada, onde o parametro de limitacao de derivada

impoe um limite na variacao de fase e frequencia das tensoes ao longo do tempo.

Foi tambem feita uma analise da funcao de transferencia do laco de sincronizacao

proposto, considerando um equivalente de pequenos sinais, onde concluiu-se que os

ganhos do controlador PI utilizado podem ser obtidos com a mesma metodologia de

projeto para um PLL tradicional, devido a similaridade entre suas dinamicas.

Por fim, e possıvel concluir, a princıpio, os seguintes pontos positivos para o

algoritmo proposto:

Simplicidade de implementacao, uma vez que trata da utilizacao de funcoes

matematicas e logicas elementares, alem da utilizacao de um controlador PI

onde os ganhos podem ser obtidos por metodologia ja difundida na literatura;

Suavidade controlada, onde o parametro de limitacao de derivada pode ser

utilizado como caracterizador, impondo um limite nas variacoes de frequencia

e fase ao longo do tempo;

Mantem as tensoes sincronizadas, permitindo que a reconexao entre os dois

sistemas seja feita adequadamente e a qualquer instante apos o fim do processo.

29

Capıtulo 4

Projeto e Implementacao

Neste capıtulo serao detalhados os procedimentos efetuados para a realizacao do

trabalho. Primeiramente sao apresentados os dispositivos de hardware utilizados,

ou seja, o microprocessador e o inversor. Depois e detalhado o projeto dos con-

versores utilizados na microrrede, bem como o dimensionamento dos elementos de

circuito existentes. Em seguida sao descritas, em ordem cronologica, todas as etapas

executadas para a obtencao dos resultados experimentais.

4.1 Dispositivos de hardware utilizados

4.1.1 Launchpad LAUNCHXL-F28377S

O microprocessador utilizado para a implementacao dos controles e processamento

dos sinais foi o F28377S, fabricado pela Texas Instruments junto a uma placa con-

tendo os terminais uteis em facil acesso, como mostrado na Figura 4.1. Esta pla-

taforma e ideal para aplicacoes como processamento de sinais digitais, controle de

conversores para acionamento de motores industriais, geracao fotovoltaica, entre ou-

tros [46]. Suas especificacoes tecnicas sao: frequencia de operacao de ate 200 MHz,

memoria Flash de 1 Mb, memoria RAM de 164 kb, 24 canais ADCs (Analog to

Digital Converter) de 12 ou 16 bits, 24 canais PWMs, alem da capacidade de comu-

nicacao USB e serial. Sua programacao e feita atraves de um computador utilizando

o software Code Composer Studio (CCS), disponibilizado pela propria empresa, e

que contem diversos exemplos de aplicacao na biblioteca Control Suite.

4.1.2 BoosterPack BOOSTXL-DRV8305EVM

Como inversor eletronico, foi utilizado o BoosterPack BOOSTXL-DRV8305EVM,

tambem vendido pela Texas Instruments. Este por sua vez foi feito para trabalhar

diretamente com os Launchpads vendidos pela empresa, simplesmente encaixando

30

Figura 4.1: Launchpad contendo o microprocessador utilizado.

um sobre o outro, permitindo a rapida conexao entre os sinais de controle e disparo.

Alem do circuito de potencia contendo 6 MOSFETs em configuracao classica de

ponte trifasica, a placa tambem contem dois capacitores em paralelo no elo CC de

330 µF cada, e todo o circuito de acionamento integrado, necessitando apenas dos

sinais de abertura e fechamento para as chaves, e de alimentacao CC entre 4.4 e

45 V, com corrente maxima de saıda de 20 Apico. Outra vantagem da utilizacao

deste dispositivo e a existencia de sensoriamento interno, possibilitando a medicao

das tensoes de saıda em cada fase, e das correntes em cada lado de baixa da ponte

inversora. O conjunto em questao pode ser visto na Figura 4.2.

4.2 Projeto

4.2.1 Conversor Formador de Rede

Primeiramente foi definida a frequencia de chaveamento fs para o inversor, sendo ela

de 40 kHz, assim como a utilizada em [46]. A tensao CA da microrrede, por sua vez,

foi escolhida de forma a compatibilizar com o nıvel de tensao da rede principal, onde

foi utilizado um banco de transformadores monofasicos de relacao 127:15 conectado

em Y/∆ para obtencao das tres fases em um nıvel de 15 Vrms de tensao de linha

a 60 Hz. Definiu-se entao a tensao de alimentacao CC utilizando a (2.1), uma vez

31

Figura 4.2: Boosterpack utilizado como inversor eletronico.

que o valor maximo de pico da tensao CA da microrrede estaria limitado por ela.

Foi considerado um valor de 36 Vcc para o conjunto final, estando dentro dos limites

aceitos pelo BoosterPack, e permitindo a sintetizacao com folga de tensoes de linha

da ordem de 15 Vrms. Em seguida foi feito o dimensionamento do filtro LC a ser

utilizado na saıda do conversor, onde a frequencia de ressonancia ω0 =1

LfCffoi

ajustada de tal forma a ser muito menor que a frequencia de chaveamento [23].

Foram entao selecionados componentes com:

Indutancia Lf = 2,2 mH, cuja resistencia intrıseca era de Rf = 1 Ω;

Capacitancia Cf = 6,8 µF .

Sendo o diagrama de modulo de bode obtido com auxılio do MATLAB e mostrado

na Figura 4.3.

Nota-se que a frequencia de 60 Hz possui uma atenuacao de 0 dB, uma vez

que sua magnitude deve passar pelo filtro inalterada, e as frequencias da ordem de

40 kHz possuem uma atenuacao de aproximadamente 60 dB, sendo mais do que

suficiente para elimina-las.

Com os parametros da planta bem definidos, foi entao feito o projeto dos ga-

nhos do controlador PI com auxılio da ferramenta pidTuner do MATLAB, onde e

dado o modelo da planta em termos de funcao de transferencia, escolhido o tipo de

32

Figura 4.3: Diagrama de modulo de Bode para o filtro LC.

controlador, no caso um PI, escolhidos os parametros transitorios como tempo de

acomodacao e amortecimento, ou de resposta em frequencia como banda de passa-

gem e margem de fase, e a ferramenta responde com os ganhos do controlador. A

malha de controle em questao, contendo o modelo utilizado para o conversor, pode

ser vista na Figura 4.4, onde as transformadas de Park convencional e inversa foram

omitidas, uma vez que seus ganhos se cancelam, e que o conversor com modulacao

SPWM foi modelado como uma funcao de transferencia de primeira ordem, sendo

o ganho dado pela Equacao (2.1) e a constante de tempo sendo aproximadamente o

perıodo de chaveamento. O controlador obtido foi, entao:

GV (s) = 0, 01 +10

s

Por ultimo foi feita a discretizacao do controlador atraves da metodologia des-

crita na Secao 2.5, considerando uma frequencia de amostragem de 40 kHz e a

Transformacao Bilinear. A resposta ao degrau unitario do sistema realimentado

Figura 4.4: Diagrama de controle para o projeto do controlador de tensao.

33

apos o processo esta colocada na Figura 4.5, possuindo um tempo de acomodacao

da ordem de 0,3 s, escolhido de forma a ser muito maior que um perıodo fundamental

da tensao.

Figura 4.5: Resposta ao degrau do sistema realimentado com o controle de tensao.

4.2.2 Conversor Alimentador de Rede

Por questoes de simplicidade de implementacao, foram utilizados os mesmos valores

de frequencia de chaveamento e alimentacao CC que os selecionados anteriormente

para o CFR. Neste conversor, escolheu-se apenas utilizar uma indutancia de filtra-

gem em sua saıda ao inves de um filtro LC, uma vez que so havia necessidade de

filtrar correntes, e nao necessariamente as tensoes. Para o dimensionamento do in-

dutor, considerou-se um ripple admissıvel de corrente ∆i(%) de 5% na base de 1 A

de amplitude, e aplicou-se uma equacao simples de circuito sabendo-se das tensoes

esperadas nos terminais do indutor, ou seja:

Vφ,max − Vφ,p = Lf,2∆i

∆t

Sendo:

Vφ,max =Vcc2

= 18V o valor maximo de tensao de fase na saıda da ponte

inversora do CAR;

Vφ,p =15√

2√3

= 12, 3V a tensao de pico estipulada para uma fase da micror-

rede;

∆t =1

80.103s sendo o intervalo referente a meio perıodo de chaveamento.

34

Com isso, foi dimensionada uma indutancia de:

Lf,2 = 2, 5mH

Com resistencia intrıseca Rf,2 = 1 Ω. Em seguida foi feito o projeto do controla-

dor referente ao PLL, seguindo a metodologia descrita na Secao 2.4.2. Adotando-se

um tempo de acomodacao entre 1 e 2 ciclos da tensao da microrrede, e um coeficiente

de amortecimento de 0.707, como sugerido em [32], tem-se o seguinte controlador:

GPLL(s) = 400 +40000

s

A resposta da malha fechada ao degrau apos a discretizacao do controlador pode

ser vista na Figura 4.6, obtida utilizando-se o modelo de pequenos sinais detalhado

em [35]. Nota-se que os parametros transitorios da resposta sao similares aos im-

postos no projeto do controlador, validando-o.

Figura 4.6: Resposta ao degrau do modelo de pequenos sinais do PLL.

Por fim, fazendo-se uso da mesma metodologia utilizada na secao anterior, o

diagrama utilizado para projeto do controlador de corrente pode ser visto na Fi-

gura 4.7. O modelo utilizado para o conversor e identico, apenas adaptando-se a

funcao de transferencia do filtro. O controlador projetado foi, entao:

GI(s) = 0, 05 +100

s

Sendo a resposta ao degrau unitario do sistema realimentado exibida na Fi-

gura 4.8, possuindo um tempo de acomodacao da ordem de 1 ciclo da tensao da

35

microrrede e um sobrepasso de 20%. Uma outra estrategia possıvel para o pro-

jeto seria atraves da utilizacao dos criterios conhecidos como Amplitude Otima e

Simetrico Otimo, detalhados por Umland et al. [39].

Figura 4.7: Diagrama de controle para o projeto do controlador de corrente.

Figura 4.8: Resposta ao degrau do sistema realimentado com controle de corrente

4.2.3 Simulacoes

Com o projeto efetuado, foram feitas entao simulacoes no PSIM para sua validacao.

A Figura 4.9 mostra o esquematico de simulacao de forma simplificada, onde temos

o CFR controlando as tensoes da microrrede em amplitude e frequencia, e o CAR

produzindo correntes de saıda sincronizadas com as tensoes, e atendendo a uma carga

resistiva equilibrada de 16,4 Ω/fase conectada em ∆. Na simulacao foi configurado

um passo temporal de 0,25 µs, sendo 100 vezes menor que o perıodo de chaveamento

utilizado, estando de acordo com a literatura [47]. Para o controlador de tensao,

foram dadas referencias de 21,2 V para o pico de tensao de linha e 60 Hz para sua

frequencia, e para o controlador de corrente foi dada uma referencia de 1 A para Id

36

e 0 para Iq, sendo referente a um transporte de potencia ativa para atender uma

parcela da demanda da carga, que por sua vez e de pouco mais de 2 A considerando

a tensao CA nominal da microrrede. Alem disso, foi feita a interface com a rede

principal atraves de um disjuntor trifasico, que inicia aberto para que a microrrede

opere de forma ilhada, e permita o processo de ressincronizacao proposto antes da

reconexao. Uma vez que o mesmo foi finalizado, o disjuntor e entao fechado e a

microrrede passa a operar conectada a rede principal.

Os resultados referentes a operacao ilhada podem ser observados atraves das Fi-

guras 4.10 e 4.11, onde sao mostradas, respectivamente, as tensoes de linha Vab, Vbc e

Vca controladas pelo CFR, e as correntes Ia, Ib, e Ic de saıda do CAR junto das cor-

rentes IaL, IbL e IcL consumidas pela carga. Analisando os graficos, pode-se perceber

que o controle atuou corretamente de forma que os conversores conseguem sintetizar

as tensoes e correntes seguindo parametros de referencia. Alem disso, nota-se que as

correntes de saıda do CAR estao em fase com as correntes consumidas pela carga,

mostrando que ocorre a transferencia de potencia ativa, como o desejado. Foi feita

tambem uma analise via FFT das formas de onda de tensao e corrente, a qual esta

exibida nas Figuras 4.12 e 4.13. Percebe-se que as componentes de alta frequencia

sao filtradas como o desejado, e que os valores de componente fundamental seguem

o que foi projetado, caracterizando ainda um THD de 0,05% para as tensoes, e de

1,53% para as correntes, estando de acordo com os limites de 2,5% para tensao e

5% para corrente estabelecidos por norma [7].

Ja os resultados referentes ao processo de ressincronizacao e reconexao com a

rede principal podem ser vistos na Figura 4.14, onde estao exibidas, primeiramente,

as tensoes de linha Vab da microrrede e Vab,g da rede principal, juntamente com os

angulos θPLL e θsinc. Analisando os graficos, conclui-se que o processo ocorre como

o desejado, comecando no instante 0,15 s, onde as tensoes apresentam-se defasadas

de aproximadamente 180, representando o pior caso, e permitindo que em 0,31

s as tensoes da microrrede e da rede principal estejam com a mesma amplitude,

frequencia e fase. A suavidade e caracterizada pela variacao lenta de frequencia

durante o processo, sendo esta uma consequencia da imposicao de um limite de

0,1 rad/s parad(∆θ)

dt. Alem disso, nota-se que a microrrede mantem sua operacao

apos a reconexao com a rede principal, que ocorre em 0,32 s, sendo o disturbio

causado pelo processo imperceptıvel, estando tambem de acordo com o estabelecido

por norma, que sugere uma perturbacao maxima de tensao de 5% durante o processo

[7].

Uma outra vantagem do algoritmo proposto, e que fica evidenciada atraves dos

resultados exibidos, e a nao necessidade de mecanismos de comunicacao ou dispositi-

vos controlados externamente para efetuar a conexao entre os sistemas, uma vez que

as tensoes se mantem sincronizadas ao fim do processo e, portanto, permitindo que

37

o fechamento do disjuntor seja feito em qualquer instante apos a finalizacao. Este

aspecto, somado a suavidade controlada e simplicidade de implementacao, torna o

algoritmo atrativo para uma gama maior de sistemas.

Ia

Ib

Ic

16,4 Ω 16,4 Ω

16,4 Ω

IaL

IbL

IcL

220 Vrms

: 15 Vrms

(Y/∆) Microrrede Autônoma

Rede Principal

Conversor Alimentador de Rede Conversor Formador de Rede

Filtro

Filtro +

-

Figura 4.9: Diagrama da simulacao feita no software PSIM.

Figura 4.10: Tensoes de linha controladas pelo CFR durante a operacao ilhada.

38

Figura 4.11: Correntes sintetizadas pelo CAR e consumidas pela carga durante a

operacao ilhada.

Figura 4.12: Analise via FFT das tensoes controladas pelo CFR.

39

Figura 4.13: Analise via FFT das correntes de saıda do CAR.

Figura 4.14: Processo de ressincronizacao suave na simulacao.

4.3 Procedimentos Experimentais

4.3.1 Rotina de programacao

Com o objetivo de implementar os controles apresentados no Capıtulo 2, e necessario

primeiramente programar o microprocessador de forma a fazer a aquisicao dos sinais

de tensao e corrente atraves dos ADCs, alem da geracao dos sinais PWM com

40

a frequencia desejada. Seguindo uma metodologia similar a executada em [46],

a programacao foi feita tomando como base o exemplo MonoMtrServo, existente

na biblioteca do Control Suite. Este exemplo, apesar de ter o intuito de controle

diferente do executado neste trabalho, possui em comum as mesmas necessidades

mencionadas anteriormente, possibilitando a utilizacao de grande parte da rotina

relativa a configuracao do hardware, e necessitando que seja modificado o controle.

O exemplo utiliza, ainda, as funcoes Buildlevel1() ate Buildlevel5() para facilitar

o teste independente de partes do controle, como exemplificado na Figura 4.15,

sendo definidas de acordo com a macro BUILDLEVEL, que pode ser modificada

entre os numeros inteiros para definir qual funcao ira ser chamada na rotina de

interrupcao. Neste trabalho, optou-se por colocar toda a rotina referente a operacao

do conversor formador de rede na funcao Buildlevel1(), e toda a rotina referente a

operacao do conversor alimentador de rede na funcao Buildlevel2(), de forma que o

mesmo arquivo de projeto pode ser utilizado para compilacao bastando-se modificar

a macro BUILDLEVEL de acordo.

Figura 4.15: Exemplificacao da funcao Buildlevel3().

Outro detalhe interessante do exemplo e a existencia das funcoes de estado A0

ate A3, B0 ate B3 e C0 ate C3, como mostrado na Figura 4.16, onde atraves da

funcao seletora Alpha State Ptr(), o controle passa em todos os estados um a um. A

sequencia inicia pelo estado A0, passa por cada outro estado do tipo A, depois pula

para B0, e assim por diante ate que se atinja o estado C3, reiniciando o processo.

Veja que e possıvel a utilizacao de subrotinas em cada um destes estados dependendo

da necessidade do usuario. No exemplo e neste trabalho, apenas os estados A0, B0,

C0 e A1 sao utilizados efetivamente, sendo os 3 primeiros como temporizadores, e o

ultimo como auxılio na protecao. Deve-se ressaltar que a funcao Alpha State Ptr()

e chamada dentro da rotina principal (main), enquanto que as funcoes Buildlevel1()

e Buildlevel2() sao chamadas dentro da rotina de interrupcao.

41

Figura 4.16: Exemplificacao das funcoes de estado.

4.3.2 Calibracao dos Sensores

A Figura 4.17 mostra de forma didatica os sensores existentes no BoosterPack utili-

zado, sendo composto por um sensor de tensao no elo CC, tres sensores de tensao nas

saıdas da ponte inversora, tendo como referencia o terminal negativo do lado CC, e

tres sensores de corrente localizados na parte baixa da ponte inversora. O exemplo

MonoMtrServo ja possui as declaracoes referentes a cada um desses sensores em

termos das portas ADCs, como mostrado na Figura 4.18 para as tensoes, bastando

apenas que sejam atribuıdos os valores convertidos e calibrados as devidas variaveis.

Primeiramente, foi feito o processo de calibracao para os sensores de tensao, tanto

do elo CC quanto das saıdas da ponte, os quais possuem exatamente o mesmo tipo

de circuito eletronico [48], permitindo por consequencia que seja atribuıdo o mesmo

ganho para todos eles. Para isso, foi simplesmente alimentado o lado CC do conver-

sor com uma fonte de tensao regulada em 24 V, com o auxılio de um osciloscopio

para maior exatidao, e medido o valor no CCS atraves de um buffer que armazenava

os valores obtidos pela conversao do ADC. Ajustou-se entao um ganho de 40,7, tal

que multiplicado pelo valor anterior produzisse a tensao de alimentacao.

42

Figura 4.17: Sensores existentes no BoosterPack.

Figura 4.18: Declaracao das portas ADCs e conversoes para os sensores de tensao.

Em seguida, foi feita a calibracao dos sensores de corrente. Deve-se ressaltar que

o exemplo utilizado no CCS ja possui uma subrotina de ajuste automatico de offset,

sendo necessario apenas o ajuste dos ganhos. Da Figura 4.17, mostrada anterior-

mente, nota-se que os valores de corrente medidos pelos sensores so corresponderao

aos valores de saıda caso os MOSFETs do lado de baixa estejam conduzindo naquele

43

instante. Felizmente, o exemplo MonoMtrServo ja possui o processo de interrupcao

para conversao dos ADCs feito no instante referente ao pico da portadora triangular

do SPWM, como mostrado de forma didatica na Figura 4.19. Desse modo, em uma

operacao na regiao linear, onde o sinal de controle possui valor sempre menor que

o pico da triangular, ha garantia de que os MOSFETs do lado de baixa estao con-

duzindo no instante de aquisicao. Dando sequencia ao procedimento, foi utilizada

uma carga resistiva de 24 Ω conectada diretamente entre as fases b e c do inver-

sor, e uma fonte de tensao regulada em 24 V para alimentacao CC. Na rotina de

programacao, foram dadas referencias ao SPWM de forma que o MOSFET do lado

de alta referente a fase b conduza junto do MOSFET do lado de baixa referente a

fase c, conforme mostrado na Figura 4.20, permitindo que a tensao da fonte seja

aplicada a carga resistiva. Foi entao utilizada uma ponteira de osciloscopio para a

medicao da corrente no circuito, sendo esta comparada ao valor medido pelo sensor

da fase c e exibido atraves de um buffer no CCS, possibilitando entao o ajuste de

um fator multiplicativo de 5,40.

Sinal de Controle

Portadora Triangular

Tempo

Amplitude

Tempo

Amplitude

Sinal Lógico PWM

Ativação da interrupção

MOSFET de baixo ligado

MOSFET de cima ligado

Figura 4.19: Representacao do instante de ativacao da interrupcao.

44

Figura 4.20: Circuito utilizado para calibracao do sensor de corrente e trecho do

codigo para acionamento das chaves.

4.3.3 Inicializacao e Protecao

Na rotina original do exemplo MonoMtrServo, a ponte inversora contida no Bo-

osterpack e inicializada com todos os MOSFETs em estado de bloqueio atraves

da funcao InitialState(), caracterizando o estado de TripZone. Para desbloquear a

ponte e permitir que as chaves semicondutoras possam conduzir de acordo com o

sinal PWM gerado, a rotina principal chama a funcao DMC1 protection(), que alem

de fazer este papel, tambem verifica se algum dos parametros como temperatura,

tensao e corrente estao fora dos limites estipulados no manual, gerando a mudanca

em registradores para indicar o ocorrido, podendo ou nao gerar o bloqueio da ponte

inversora de acordo com o evento. Um problema, entretanto, e que para tensoes

entre 32,5 e 36 V no elo CC, o manual do produto indica que um registrador e mo-

dificado de estado apenas para indicar um aviso, mas que na rotina de programacao

do exemplo gera o estado de TripZone na ponte inversora. Sabendo-se que o limite

superior de tensao e apenas em 45 V, e considerando que a tensao CC a ser utilizada

no experimento final ia ser em torno de 36 V, foi feita uma adaptacao para contor-

nar este problema. Dado que nao havia uma forma trivial de se modificar o codigo

da funcao DMC1 protection() para modificar os valores em questao, uma vez que

ela na verdade apenas verifica os estados dos respectivos registradores contidos na

placa, optou-se por montar uma rotina propria, porem simples, para inicializacao e

protecao, utilizando-se parte do codigo original para bloqueio e desbloqueio da ponte

inversora, e os sensores ja calibrados para deteccao de anormalidades nos nıveis de

corrente e tensao. A Figura 4.21 apresenta esta rotina, onde a inicializacao em es-

45

tado de TripZone foi mantida no codigo principal, e o desbloqueio feito logo no inıcio

da rotina de controle, dentro da funcao Buildlevel1(), sendo a variavel MediumStage

inicializada como 0, e modificada para 1 apos a inicializacao para que esta etapa

nao seja feita novamente. E em seguida a protecao verifica se algum dos sensores

de corrente e tensao CC acusa um valor anormal, e em caso positivo faz com que os

registradores de Flag para TripZone mudem de estado. A variavel OverCurrentTrip

e utilizada para sinalizar o defeito e por consequencia gerar a modificacao do pino

EN GATE na funcao de estado A1, que desabilita o circuito de gate dos MOSFETs.

Figura 4.21: Trechos dos codigos de inicializacao e protecao utilizados.

4.3.4 Implementacao do Controle de Tensao e do CFR

Apos a calibracao dos sensores e garantidas as designacoes corretas dos ADCs e

PWMs, foi feita a programacao no CCS da rotina referente ao controle de tensao

e frequencia mostrado na Figura 2.11, onde a traducao do controlador em codigo

foi feita seguindo-se a metodologia descrita na Secao 2.5. Para garantir que o cha-

veamento dos MOSFETs estava de acordo com o planejado, foi feito um primeiro

teste com a medicao dos sinais PWM gerados pelo microprocessador e das tensoes

obtidas entre as saıdas da ponte inversora, sendo em seguida aplicadas em um filtro

RC como mostrado na Figura 4.22, de forma a se obter uma referencia senoidal

com a mesma frequencia dada para o SPWM. Com a ponte inversora operando

de acordo com o planejado, e o projeto validado na Secao 4.2.1, foram utilizados

os componentes projetados para montar o conversor formador de rede, composto

pela ponte inversora contida no BoosterPack e de um filtro LC de saıda conforme

mostrado na Figura 4.23. O conversor foi entao alimentado no elo CC com o valor

nominal de tensao e foram medidas as tensoes trifasicas de saıda. Deve-se mencio-

46

nar que durante esta etapa, mesmo com o controle de tensao agindo corretamente,

percebeu-se que o controlador projetado na Secao 4.2.1 foi obtido considerando-se

que a realimentacao das tensoes era feita apos a saıda do filtro LC, sendo que na

realidade as tensoes sao realimentadas atraves do sensoriamento interno contido no

BoosterPack, o que alteraria a planta a ser considerada no projeto. Checando-se o

esquematico do circuito de sensoriamento no manual do dispositivo, notou-se que

e utilizado um filtro passa-baixas do tipo RC, e entao repetiu-se a metodologia de

projeto efetuada anteriormente com auxılio do MATLAB adicionando-se o mesmo

no lugar da planta LC, onde foi possıvel perceber que a resposta dinamica obtida

pelo sistema utilizando-se o mesmo controlador era bastante similar, o que justifica

entao o funcionamento do controle.

Figura 4.22: Teste inicial da ponte inversora e do controle de tensao.

Figura 4.23: Implementacao do CFR.

47

4.3.5 Implementacao do PLL

Para que fosse possıvel testar o PLL, era necessario primeiramente montar um cir-

cuito de medicao da tensao em um nıvel mais baixo e com um offset, uma vez

que o microcontrolador utilizado trabalha com as entradas ADC de 0 a 3,3 V. A

Figura 4.24 apresenta o esquematico do circuito utilizado para tal, possuindo na en-

trada e na saıda um filtro RC com frequencia de corte de 723 Hz para a eliminacao de

ruıdos e componentes indesejados, um transformador de baixa potencia para abaixar

o nıvel de tensao, e um potenciometro regulado para fornecer uma tensao de offset

tal que o valor na entrada do ADC esteja entre 0 e 3,3 V. A resposta em frequencia

do filtro RC utilizado pode ser observada na Figura 4.25, de onde se percebe que a

magnitude do sinal em 60 Hz sera inalterada, e a das frequencias mais altas serao

atenuadas, como desejado. Porem, e importante se atentar ao atraso gerado na

fase, que segundo o diagrama representa em torno de 4,7°. Esta defasagem deve ser

compensada digitalmente para que os controles dependentes do PLL funcionem da

forma mais exata possıvel. Deve-se ressaltar que este circuito e referente a medicao

de apenas uma das tensoes de linha, sendo suficiente para a implementacao do PLL

monofasico mostrado na Secao 2.4.2, porem ainda insuficiente para o trifasico.

Seguindo o desenvolvimento mostrado na teoria e concluıdo com as

Equacoes (2.5) e (2.6), basta ser feita a medicao de mais uma tensao de linha para

implementar o PLL trifasico. Os componentes foram entao soldados em uma placa

de circuito impresso, como mostrado na Figura 4.26, o offset ajustado em torno

de 1.5 V com o auxılio de um multımetro, e a calibracao feita durante a operacao

nominal do conversor formador de rede em termos de tensao e frequencia, onde as

tensoes medidas eram visualizadas em buffers no CCS. Com a calibracao finalizada,

o controle foi implementado e a frequencia rastreada pelo PLL visualizada em um

buffer, respondendo adequadamente a alteracoes da frequencia imposta pelo CFR

durante a operacao, indicando o funcionamento adequado do algoritmo.

Figura 4.24: Esquematico do circuito utilizado para medicao de tensao para o PLL.

48

Figura 4.25: Diagrama de bode do filtro RC utilizado no circuito de medicao de

tensao.

Transformadores

Potenciômetro

Figura 4.26: Circuito de medicao de duas tensoes para o PLL trifasico.

49

4.3.6 Implementacao do CAR

Baseando-se no projeto apresentado na Secao 4.2.2, foi montado o conversor alimen-

tador de rede utilizando a ponte inversora contida no BoosterPack e os indutores

dimensionados, como pode ser visto na Figura 4.27. Foi entao programada no CCS

a rotina referente ao controle de corrente da Figura 2.14, e em sequencia conectou-se

os terminais do CAR com os do CFR para testar a sıntese de correntes. Esta etapa

esta mostrada na Figura 4.28, onde primeiramente foi ligado o controle de tensao

no CFR com referencias de 1 V e 60 Hz, de forma a manter as tensoes de saıda

controladas em amplitude baixa e frequencia nominal. A ponte inversora do CAR

foi iniciada com todas as chaves bloqueadas e com a rotina de sincronizacao do PLL

habilitada. Verificando-se que a sincronizacao estava feita de forma adequada, o

controle de corrente foi entao habilitado para uma referencia nula de corrente, ou

seja, forcando a corrente de saıda a ser zero. Estando de acordo, a tensao do CFR

era entao aumentada para o valor de operacao nominal, e em seguida era dada uma

referencia de corrente de acordo tambem com o valor nominal. Perceba que esta

metodologia permite, de forma segura, que os dois conversores passem a operar em

conjunto seguindo suas referencias de tensao e corrente nominais.

Para completar o teste, foi conectada uma carga resistiva trifasica em ∆ aos

terminais do conversor, e verificada a transmissao de potencia por parte do CAR

atraves da comparacao entre as suas correntes de saıda e as correntes consumidas

pela carga.

Figura 4.27: Implementacao inicial do CAR.

50

Figura 4.28: Conexao do CAR com o CFR.

4.3.7 Implementacao do Controle de Ressincronizacao

Nesta etapa, foi primeiramente utilizado um banco de transformadores monofasicos

de relacao 127:15, conectados em configuracao Y:∆ para obtencao das tensoes da

rede principal a um nıvel de 15 Vrms. Em seguida, foi utilizado um disjuntor para

separar o lado da rede principal e o lado da microrrede, o qual se mantem aberto

enquanto a microrrede opera de forma ilhada, e e fechado apenas apos o processo

de ressincronizacao ser completado, ou seja, apos as tensoes em ambos os termi-

nais estarem com a mesma amplitude, frequencia e fase. Como o algoritmo de

ressincronizacao exige a medicao das tensoes da rede principal, foi montada uma

nova placa, mostrada na Figura 4.29, contendo o mesmo circuito apresentado na

Figura 4.26, e feita a calibracao de forma identica a mostrada anteriormente. Em

seguida foi testado o algoritmo de ressincronizacao, primeiramente apenas entre o

conversor formador de rede e a rede principal, e em seguida adicionado o conver-

sor alimentador de rede e a carga resistiva para o teste final. O sistema completo

pode ser observado na Figura 4.30, onde cada conversor foi montado em uma caixa

termoplastica com o objetivo de deixar o sistema mais compacto e robusto, con-

siderando ainda que outros usuarios do laboratorio poderao vir a trabalhar com o

prototipo.

51

Figura 4.29: Circuito de medicao das tensoes da rede principal.

CAR CFR

Rede Principal

Carga

Figura 4.30: Sistema completo utilizado para o ensaio.

52

Em termos de alimentacao CC, foi utilizada uma fonte de tensao regulada em

36 V para o CAR, e um banco de baterias para o CFR, composto por sua vez de 3

unidades de 12 V - 7 Ah em serie do modelo UP1270 SEG da UNIPOWER, como

mostrado na Figura 4.31. A metodologia de dimensionamento para o banco conside-

rou, primeiramente, que o CFR poderia entregar totalmente a potencia consumida

pela carga resistiva em operacao nominal, representando um caso crıtico, e em se-

guida foi verificado no manual do fabricante o tempo de descarga especificado para

esta condicao, sendo de 5 h e admitido suficiente.

Figura 4.31: Banco de baterias utilizado para alimentacao do CFR.

4.4 Resumo do Capıtulo

Neste capıtulo foram apresentados primeiramente os dispositivos de hardware a se-

rem utilizados na implementacao pratica, sendo o Launchpad LAUNCHXL-F28377S

para o processamento e o BoosterPack BOOSTXL-DRV8305EVM para a parte do

conversor de potencia, ambos da Texas Instruments. Em seguida foi efetuado o

projeto dos conversores do prototipo, tanto em termos da planta como dos contro-

ladores. Foram entao feitas simulacoes no PSIM de forma a avaliar a operacao da

planta e dos controles, cujos resultados validaram o projeto.

53

Em seguida foram detalhados os procedimentos experimentais para a imple-

mentacao, onde primeiramente foi montada a rotina de programacao atraves do

exemplo MonoMtrServo no CCS. Foi entao feita a calibracao dos sensores utilizados

para realimentacao das correntes e tensoes, permitindo entao o comeco dos testes

de operacao para cada tipo de conversor. O conversador formador de rede foi entao

montado, e o controle de tensao testado experimentalmente. Em sequencia, foi feita

a montagem de uma placa para a aquisicao das tensoes da microrrede em um nıvel

adequado para o microprocessador, e entao implementado o PLL em uma rotina no

CCS, onde verificou-se o rastreamento da frequencia das tensoes da microrrede corre-

tamente, e entao passou-se para a implementacao do CAR. O conversor foi montado

e entao feita uma metodologia para sua operacao conjunta ao CFR, permitindo que

ambos pudessem operar com suas referencias nominais ao fim do processo de forma

segura. Adicionou-se entao uma carga trifasica resistiva para que fosse possıvel fazer

a verificacao do atendimento de potencia atraves do controle das correntes nos eixos

direto e em quadratura. E, por fim, foi feita a montagem para teste do algoritmo de

sincronizacao para reconexao proposto, onde a microrrede operava inicialmente de

forma ilhada, e em seguida o processo se iniciava de forma a colocar as tensoes da

microrrede com a mesma amplitude, frequencia e fase da rede principal, e por fim

fechava-se o disjuntor para concluir o processo.

54

Capıtulo 5

Resultados e Discussoes

Nesta secao serao apresentados os principais resultados experimentais obtidos com

a montagem do prototipo de microrrede mostrado na Figura 4.30, alem de discutir a

validade dos mesmos de acordo com as normas internacionais. Os primeiros resulta-

dos sao referentes a operacao em modo ilhado, ou seja, com o disjuntor aberto entre

a rede principal e a microrrede. Depois sao mostrados os resultados do processo de

ressincronizacao, onde as tensoes entre os dois sistemas passam a ficar com a mesma

amplitude, frequencia e fase, e por fim, sao mostrados os resultados apos o disjuntor

fechar, caracterizando a operacao conectada da microrrede.

5.1 Operacao Autonoma

5.1.1 Controle de Tensao e Frequencia pelo CFR

A Figura 5.1 mostra as tensoes trifasicas controladas pelo conversor formador de rede

no modo ilhado, com referencias dadas de acordo com o nıvel de tensao e frequencia

da rede principal, ou seja, aproximadamente 15 Vrms e 60 Hz. Pode-se observar que

as tensoes se encontram balanceadas, alem de obedecerem as referencias dadas para

o controle, o que pode ser ainda melhor investigado com uma analise de Fourier,

exibida na Figura 5.2. Esta por sua vez mostra que a componente fundamental

da tensao possui amplitude aproximada de 22,7 V, respeitando de fato a referencia

dada, e que as componentes harmonicas de alta frequencia se encontram amplamente

filtradas, caracterizando um THD de tensao da ordem de 1,74 %, respeitando ainda o

limite de 2,5 % estabelecido pela IEEE Std 1547-2003. Por curiosidade, a Figura 5.3

mostra as mesmas formas de onda de tensao detalhadas anteriormente, porem na

tela do osciloscopio, com o intuito de fornecer a origem dos dados analisados.

55

Figura 5.1: Tensoes medidas na saıda do CFR.

Figura 5.2: Espectro harmonico das tensoes de saıda do CFR.

56

Figura 5.3: Tensoes medidas na saıda do CFR vistas no osciloscopio.

5.1.2 Controle de Corrente e Potencia pelo CAR

Ainda referente a operacao ilhada, a Figura 5.4 mostra as correntes Ia, Ib e Ic

controladas pelo conversor alimentador para uma referencia nula de Iq e de 1 A

para Id, caracterizando uma potencia reativa nula e apenas suporte de potencia

ativa. Percebe-se que a amplitude das correntes controladas esta de acordo com a

referencia de 1 A dada, alem do fato de estarem equilibradas entre si e sincroni-

zadas as tensoes da microrrede, uma vez que apresentam aparentemente a mesma

frequencia fundamental. Para uma analise mais detalhada, a Figura 5.5 exibe o

espectro harmonico de uma das correntes, onde pode-se observar que a amplitude

da componente fundamental e de aproximadamente 0,99 A, estando de acordo com

a referencia, e que as componentes de alta frequencia se encontram filtradas, carac-

terizando um THD de corrente de 2,33%, respeitando o limite de 5% estabelecido

pela IEEE Std 1547-2003. As formas de onda originais podem ser vistas na tela

do osciloscopio atraves da Figura 5.6. Para que se tenha a comprovacao de que o

controle de potencia utilizado funciona adequadamente, a Figura 5.7 apresenta as

formas de onda das correntes emitidas pelo alimentador de rede junto das correntes

IaL, IbL, IcL consumidas pela carga resistiva trifasica. E possıvel perceber que as

correntes duas a duas se apresentam em fase, o que de fato caracteriza um fator de

potencia unitario e portanto um suporte unicamente de potencia ativa, validando o

controle.

57

Figura 5.4: Correntes medidas na saıda do CAR.

Figura 5.5: Espectro harmonico das correntes de saıda do CAR.

58

Figura 5.6: Correntes medidas na saıda do CAR vistas no osciloscopio.

Alem disso, a Figura 5.8 mostra as formas de onda de corrente das fases “b” e “c”

na tela do osciloscopio, de onde foram tirados os resultados. Perceba que a aquisicao

das correntes referentes a fase “a” nao foi necessaria neste caso, uma vez que por

imposicao do circuito a mesma pode ser encontrada pelo simetrico da soma das

outras duas. Um outro detalhe a se ressaltar e a presenca de ruıdos existentes nas

medicoes de corrente, os quais foram atenuados para as analises feitas anteriormente

atraves de um filtro classico de media movel com frequencia de corte de 1.32 kHz.

Figura 5.7: Correntes medidas na saıda do CAR em fase com as correntes consumidas

pela carga resistiva.

59

Figura 5.8: Correntes em fase vistas no osciloscopio.

Considerando a alimentacao do formador de rede atraves de um banco de ba-

terias, permitindo que a potencia ativa seja tanto gerada quanto consumida pelo

elo CC, foi feito um teste de forma ao conversor alimentador de rede suprir tanto a

carga resistiva quanto o conversor formador de rede, alimentando o banco de bate-

rias por consequencia. Para isto, foi ajustada uma tensao CA de 10 V de pico no

formador de rede, o que implica em correntes demandadas pela carga da ordem de 1

A de pico, e em seguida regulada uma corrente de eixo direto de 2 A no alimentador

de rede, mantendo-se o valor nulo para a corrente de eixo em quadratura. A Fi-

gura 5.9 apresenta o resultado atraves das formas de onda da corrente ICAR de saıda

do alimentador de rede em laranja, da corrente IL consumida pela carga resistiva

em vermelho, e da corrente ICFR consumida pelo formador de rede em verde, todas

referentes a fase “b”, onde e possıvel observar que as tres se encontram em fase e se

complementam, confirmando que o CAR alimenta simultaneamente a carga resistiva

e o CFR apenas com potencia ativa. As formas de onda originais podem ser vistas

na tela do osciloscopio atraves da Figura 5.10.

5.1.3 Operacoes com geracao e consumo de potencia reativa

A tıtulo de curiosidade, foram tambem abordadas as situacoes onde o conversor

gera e consome apenas potencia reativa, caracterizado por uma referencia nula para

a corrente Id e nao nula para a corrente Iq. Foi utilizada uma referencia de 1 A para

a corrente de eixo em quadratura no sentido de gerar potencia reativa e regulada

a tensao CA da microrrede para um valor de pico de 10 V no CFR, com o intuito

60

Figura 5.9: Corrente de saıda do CAR, consumida pela carga e consumida pelo CFRna situacao onde o alimentador de rede prove potencia para ambos.

de manter as correntes consumidas pela carga em amplitude proxima a 1 A. A

Figura 5.11 apresenta o resultado obtido, contendo as correntes referentes a fase “b”

do alimentador de rede e da carga resistiva, de onde se pode perceber uma defasagem

de 90 tal que as correntes do alimentador apresentam-se atrasadas, o que de fato

caracteriza uma geracao apenas de reativo na convencao de gerador utilizada na

medicao.

Figura 5.10: Corrente de saıda do CAR (laranja), consumida pela carga (vermelho)

e consumida pelo CFR (verde) vistas no osciloscopio.

61

Figura 5.11: Corrente de saıda do CAR (verde) atrasada de 90 da corrente consu-mida pela carga resistiva (vermelho).

Deve-se ressaltar que o atraso nas correntes do alimentador apenas indicaria um

consumo de reativo se a convencao utilizada na medicao fosse de uma carga, com

correntes entrando, e nao de uma geracao, com as correntes saindo, como e o caso.

As formas de onda originais podem ser vistas na tela do osciloscopio atraves da

Figura 5.12.

Figura 5.12: Corrente de saıda do CAR (verde) atrasada de 90 da corrente consu-

mida pela carga resistiva (vermelho).

62

O resultado referente ao consumo de reativo pode ser observado atraves das

Figuras 5.13 e 5.14, onde foi dada uma referencia de mesma magnitude para a

corrente de eixo em quadratura em relacao ao caso anterior. Percebe-se que de fato

as correntes de saıda do alimentador de rede passam a estar adiantadas das correntes

consumidas pela carga resistiva, indicando um consumo apenas de reativo.

Figura 5.13: Corrente de saıda do CAR (verde) adiantada de 90 da corrente con-

sumida pela carga resistiva (vermelho).

Figura 5.14: Corrente de saıda do CAR (verde) adiantada de 90 da corrente con-

sumida pela carga resistiva (vermelho).

63

Um detalhe interessante que pode ser apontado ao se comparar os dois ultimos

casos abordados e o fato das correntes consumidas pela carga no caso de geracao de

reativo possuirem uma amplitude ligeiramente maior do que no outro. Isto ocorre

pois a geracao de reativo tem como consequencia um aumento na tensao da mi-

crorrede, o que acarreta em correntes de maior amplitude demandadas pela carga

resistiva. Ja no caso de consumo de reativo, o inverso ocorre, implicando em uma

ligeira reducao na amplitude das correntes consumidas pela carga resistiva.

5.2 Ressincronizacao com a Rede Principal

Com relacao ao processo de ressincronizacao, o mesmo pode ser tao mais suave,

caracterizando uma menor variacao de frequencia e fase no tempo, quanto se queira,

bastando-se ajustar o parametro limite parad(∆θ)

dt. A contrapartida e o aumento

no tempo do processo, que pode ou nao ser relevante dependendo da aplicacao. A

seguir sao mostrados dois resultados de exemplo com diferentes parametros:

Defasagem inicial entre as tensoes do inversor e da rede: ∆θ0 = 180;

Limitacao de derivada:d(∆θ)

dt≤ 0, 01 rad/s.

A Figura 5.15 exibe o resultado referente a este caso atraves das tensoes da

microrrede em vermelho e da rede principal em azul. O processo se inicia com a

borda de subida do CH3 em verde, onde a defasagem entre as tensoes e proxima de

180, representando o pior caso possıvel, e apos aproximadamente 9 ciclos as tensoes

se encontram sincronizadas, apresentando mesma amplitude, frequencia e fase.

Figura 5.15: Processo de ressincronizacao utilizando limitacao de 0,01 rad/s.

64

Defasagem inicial entre as tensoes do inversor e da rede: ∆θ0 = 180;

Limitacao de derivada:d(∆θ)

dt≤ 0, 75 rad/s.

O segundo resultado pode ser observado na Figura 5.16, onde o processo se inicia

tambem com a borda de subida do CH3 em verde, com as tensoes defasadas apro-

ximadamente de 180, e termina entre 4 a 5 ciclos depois, com as tensoes possuindo

mesma amplitude, frequencia e fase. Percebe-se que o processo no segundo caso de

fato foi mais rapido, porem com a consequencia de se ter uma maior variacao de

frequencia e fase no tempo, o que caracteriza uma menor suavidade, podendo ou

nao ser relevante para a aplicacao.

Figura 5.16: Processo de ressincronizacao utilizando limitacao de 0,75 rad/s.

5.3 Reconexao com a Rede Principal

Apos a obtencao dos resultados referentes ao processo de sincronizacao da micror-

rede com a rede principal, foram feitos ensaios para avaliar, finalmente, a reconexao.

A Figura 5.17 exibe o processo atraves das formas de onda de tensao da microrrede

em azul, tensao da rede principal em vermelho, e correntes referentes as fases “b”

e “c” do alimentador de rede em amarelo e verde, respectivamente. Para facilitar

a visualizacao do processo, a amplitude da tensao da microrrede foi colocada ligei-

ramente menor que a da rede principal, de forma que as tensoes passam a ter a

mesma amplitude apenas apos o fechamento do disjuntor. Pode-se perceber que o

transitorio decorrente do processo possui duracao da ordem de 1 ciclo de tensao. A

65

Figura 5.18 apresenta o mesmo procedimento, porem mostrando o efeito da reco-

nexao nas correntes consumidas pela carga resistiva.

Correntes

Tensões Reconexão

Figura 5.17: Processo de reconexao com a rede principal apos a sincronizacao, con-

tendo a tensao da microrrede (azul), da rede principal (vermelho), e correntes do

alimentador de rede (verde e amarelo).

Reconexão

Correntes

Tensões

Figura 5.18: Processo de reconexao com a rede principal apos a sincronizacao, con-

tendo a tensao da microrrede (azul), da rede principal (vermelho), e correntes con-

sumidas pela carga (verde e amarelo).

66

Novamente, a tensao da microrrede em azul passa a possuir mesma amplitude da

tensao da rede principal em vermelho apos a reconexao. O transitorio gerado pelo

processo pode ser observado atraves das correntes consumidas pela carga em verde

e amarelo, com uma duracao da ordem de 1 ciclo. Ressalta-se que a amplitude das

correntes sofre um aumento devido a ligeira mudanca no nıvel de tensao.

5.4 Resumo do capıtulo

Neste capıtulo foram apresentados os principais resultados experimentais obtidos

com o prototipo em escala reduzida de microrrede ilhada. As Figura 5.1, 5.2 e 5.3

mostraram que o controle de tensao funcionou adequadamente regulando as tensoes

trifasicas de saıda do formador de rede em termos de amplitude e frequencia, como

era o desejado, e o THD obtido para as tensoes foi de aproximadamente 1,74%,

estando de acordo com o estabelecido por norma. Ja em termos do controle de

corrente e sincronizacao, as Figura 5.4, 5.5 e 5.6 mostraram que o conversor ali-

mentador de rede regula adequadamente suas correntes de saıda em amplitude de

acordo com a referencia dada, e em frequencia de acordo com as tensoes da micror-

rede. O THD obtido para as correntes foi de aproximadamente 2,33%, obedecendo

o estabelecido por norma. Para comprovar o controle de potencia de acordo com

as referencias dadas para as correntes de eixo direto e em quadratura, foi feito um

ensaio medindo-se as correntes de saıda do alimentador de rede e consumidas pela

carga resistiva, cujo resultado pode ser visto atraves das Figura 5.7 e 5.8, e mostrou

que as correntes duas a duas estavam aproximadamente em fase, correspondendo a

um fator de potencia unitario. Este resultado pode ser comparado com os obtidos

via simulacao e mostrados na Figura 4.11, indicando uma boa proximidade entre a

teoria e a pratica. Ainda considerando um transporte unicamente de potencia ativa,

foi feito um teste onde o CAR alimenta tanto a carga resistiva quanto o CFR, sendo

mostrado nas Figura 5.9 e 5.10, onde as correntes medidas se encontram em fase e se

complementam, como previsto. Foram tambem testados, por curiosidade, condicoes

de consumo e geracao de reativo por parte do alimentador de rede, que podem ser

vistas atraves dos resultados mostrados desde a Figura 5.11 ate 5.14, onde as cor-

rentes de saıda do CAR e consumidas pela carga apresentaram uma defasagem de

aproximadamente 90, alem de influenciar na amplitude da tensao da microrrede e,

portanto, das correntes consumidas pela carga, sendo aumentada no caso de geracao

de reativo, e reduzida no caso de consumo de reativo, como esperado. Em seguida

foi avaliado o processo de ressincronizacao com a rede principal, mostrado por sua

vez nas Figura 5.15 e 5.16, onde a tensao da microrrede passa a ficar em fase com

a tensao da rede principal, sendo a suavidade e rapidez no processo dependentes

do parametrod(∆θ)

dtutilizado, e o algoritmo proposto foi entao validado experi-

67

mentalmente. Por fim, fechou-se o disjuntor contido na interface entre a microrrede

e a rede principal e foi feita aquisicao das tensoes da microrrede e da principal, e

das correntes, tanto do alimentador de rede, quanto da carga resistiva, podendo ser

vistas nas Figuras 5.17 e 5.18.

68

Capıtulo 6

Conclusoes

6.1 Resumo do Trabalho e Conclusoes

Atraves da metodologia de projeto e resultados apresentados, conclui-se que a imple-

mentacao dos conversores e seus respectivos controles em um prototipo de microrrede

em escala reduzida ocorreu de forma bem sucedida. As tensoes estabelecidas na mi-

crorrede foram controladas pelo formador de rede, mantendo amplitude e frequencia

reguladas de forma adequada, e as correntes sintetizadas pelo alimentador de rede se

encontram sincronizadas as mesmas, seguindo as referencias dadas para o controle.

A secao 5.1.2 abordou casos onde o alimentador de rede providencia potencia para

as cargas, caracterizando um fator de potencia unitario, e tambem um caso onde a

potencia e fornecida tanto para as cargas quanto para o formador de rede, provi-

denciando a alimentacao para o banco de baterias utilizado na alimentacao, sendo

ambos validados atraves da comparacao entre as correntes geradas e consumidas. Ja

na secao 5.1.3, foram obtidos resultados onde o conversor alimentador de rede gera

e consome potencia reativa, o que pode ser observado atraves da defasagem de 90

entre as correntes de saıda e consumidas pelas cargas, alem da pequena mudanca

na tensao estabelecida na microrrede, sofrendo um aumento no caso de geracao de

reativo, e uma reducao no caso de consumo de reativo, estando de acordo com o

esperado.

Alem disso, foram obtidos resultados experimentais do algoritmo proposto de

sincronizacao suave para reconexao, exibidos por sua vez na secao 5.2. As tensoes

da microrrede e da rede principal ficaram com amplitude, frequencia e fase dentro dos

respectivos limites estipulados por norma antes de se efetuar a reconexao, validando

experimentalmente a proposta.

Considerando o que foi dito anteriormente, e levando em conta os resultados

experimentais obtidos para o processo de ressincronizacao, conclui-se que o algoritmo

proposto possui como vantagens:

69

Simplicidade de implementacao, devido a sua composicao de funcoes ma-

tematicas e logicas elementares, alem de possuir uma dinamica similar a de

um PLL em termos de pequenos sinais. Isto permite que o controlador PI seja

ajustado por metodologias ja conhecidas na literatura.

Suavidade controlada, permitindo que o processo seja mais suave e lento ou

menos suave e rapido de acordo com o parametrod(∆θ)

dtutilizado, possibili-

tando sua aplicacao de acordo com a necessidade;

Mantem as tensoes da microrrede sincronizadas as da rede principal ao final do

processo, nao necessitando de dispositivos de comunicacao ou controle externo

para efetuar a reconexao. Como consequencia, o algoritmo pode ser aplicado

a uma gama maior de sistemas.

Por fim, foi feito o fechamento do disjuntor contido na interface entre a microrrede

e a rede principal. A secao 5.3 mostrou que a tensao da microrrede passa a ser

exatamente igual a da rede principal, uma vez que esta possui uma caracterıstica

mais forte, e as correntes tanto do alimentador de rede quanto consumidas pelas

cargas sofrem um pequeno transitorio no processo. Uma analise mais profunda nao

foi feita com relacao a reconexao em si, uma vez que nao era parte do escopo deste

trabalho.

Conclui-se entao que os algoritmos existentes na literatura para o controle de

tensao, de sincronizacao e de corrente no referencial sıncrono foram implementados

adequadamente, produzindo resultados experimentais bastante satisfatorios. Alem

disso, o algoritmo proposto neste trabalho para a ressincronizacao de uma micror-

rede ilhada foi validado experimentalmente, atingindo-se um dos objetivos apresen-

tados. Por fim, ressalta-se que o prototipo de microrrede ilhada em escala reduzida

foi montado e testado, estando disponıvel para uso em laboratorio e teste de ou-

tros algoritmos de controle, facilitando a aquisicao de resultados experimentais para

publicacao, sendo atingido o outro objetivo do trabalho.

6.2 Propostas de Trabalhos Futuros

Como primeira proposta, preve-se que sejam utilizadas outras configuracoes de carga

a serem atendidas pelo prototipo de microrrede ilhada, uma vez que a carga exclu-

sivamente resistiva utilizada neste trabalho representa um caso muito favoravel e

pouco generico.

Outra proposta provem da utilizacao de outras malhas de controle de corrente

e tensao ao inves das utilizadas no referencial sıncrono, podendo ser testados por

70

exemplo controladores do tipo proporcional-ressonante e seus resultados experimen-

tais comparados com os obtidos neste trabalho.

Uma terceira proposta seria adicionar uma malha de controle interna de corrente

ao controle de tensao empregado no formador de rede, possibilitando uma limitacao

em suas correntes de saıda e, por consequencia, adicionando um grau maior de

protecao ao conversor.

Sugere-se tambem que seja feita uma analise do processo de sincronizacao para a

reconexao de sistemas a conversores sob condicoes de distorcao e desbalanceamento,

cujo estudo comeca a se aproximar ainda mais de sistemas reais de potencia.

Ainda, e proposto que sejam adicionados outros conversores para compor o

prototipo de microrrede ilhada, incluindo mais alimentadores de rede e converso-

res de suporte. Esta proposta tem como objetivo gerar um benchmark (sistema de

testes), permitindo que os resultados experimentais sejam obtidos em um sistema

padronizado.

71

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