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UNIVERSIDADE FEDERAL DE UBERLÂNDIA FACULDADE DE ENGENHARIA ELÉTRICA

PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM INVERSOR SOLAR PONTE

COMPLETA BIDIRECIONAL PARA MICRORREDES CC CONECTADAS À REDE

CA EM BAIXA TENSÃO

LUCAS PEREIRA PIRES

Uberlândia

2016

LUCAS PEREIRA PIRES



CA EM BAIXA TENSÃO

Dissertação de mestrado submetida à Universidade Federal de Uberlândia – Núcleo de Pesquisas em Eletrônica de Potência (NUPEP), perante a banca de examinadores, como parte dos requisitos necessários para a obtenção do título de mestre em Ciências.

Área de concentração: Energias Renováveis. Orientador: Dr. Luiz Carlos Gomes de Freitas. Co-Orientador: Dr. Gustavo Brito de Lima.

Banca Examinadora:

Dr. Luiz Carlos Gomes de Freitas (UFU)

Dr. Gustavo Brito de Lima (UFTM)

Dr. Alex Reis (UNB)

Dr. Ernane Antônio Alves Coelho (UFU)

A Bolsa de Estudos para esta pesquisa foi concedida pela CAPES - Brasil.

Uberlândia

2016

LUCAS PEREIRA PIRES



CA EM BAIXA TENSÃO

Dissertação de mestrado submetida à Universidade Federal de Uberlândia – Núcleo de Pesquisas em Eletrônica de Potência (NUPEP), como parte dos requisitos necessários para a obtenção do título de mestre em Ciências.

Prof. Dr. Luiz Carlos Gomes de Freitas

Orientador

Prof. Dr. Darizon Alves de Andrade

Coordenador da Pós-Graduação

Uberlândia

2016

Dedicatória

Aos meus pais Waldir e Marlene,

Ao meu irmão Bruno,

Aos meus avós maternos Adalcino e Silvia,

Aos meus avós paternos (+) Pedro e

Margarida,

à minha namorada Marina,

à toda a minha família e amigos.

Agradecimentos

O principal agradecimento se dá a Deus pelo dom da vida. Mas não somente por isto,

já que Ele me trouxe ainda uma trajetória terrestre que ensina e surpreende a cada dia, sendo

semelhante a uma longa estrada que vai até o mar e contém subidas, descidas, vários buracos,

lindas paisagens, grandes amizades e mostra que sempre devemos olhar para frente, que vamos

ultrapassar e ser ultrapassados diversas vezes sem contudo deixarmos de notar que existem

outros viajantes necessitando de auxílio. Tenho certeza que a vista no final é magnífica.

Procuro palavras, mesmo tendo certeza de não encontrar, para agradecer à minha Mãe

Marlene e meu pai Waldir pela formação do meu caráter, educação e apoio que me deram desde

o primeiro dia que me tiveram em seus braços. Na oportunidade, peço perdão pelos deslizes e

ausência nos últimos seis anos dedicados aos estudos e à ciência, sem contudo perder a noção

de que o maior título que vou obter durante toda a vida é o sobrenome de vocês.

Ao meu irmão Bruno, agradeço por ser referência de disposição, humildade e

persistência. Pode ter certeza que você me terá ao seu lado sempre.

Deixo aqui expresso um agradecimento ímpar aos orientadores, professores e, mais que

tudo, amigos Luiz Carlos Gomes de Freitas e Gustavo Brito pela confiança, auxílio e dedicação

depositadas neste trabalho. Sem vocês, tudo seriam ideias esparsas, e não realizações concretas.

À minha namorada Marina, faço-me agradecer pela inigualável simplicidade,

compreensão e apoio durante esta e outras conquistas. Seu amor me faz sentir um homem

completo. Sua beleza me faz realizado. Seu olhar e sorriso são essenciais para mim.

Agradeço também ao amigo fiel de caminhada, Cláudio Jr., por dividir o peso dos

desafios e multiplicar as alegrias das glórias obtidas neste trajeto. A todos os outros amigos de

laboratório, Fernando, Henrique, Danillo, Rodrigo, Douglas, Júlio, Bárbara, Gustavo, Diego,

Joaquim, Ana Caroline, Leandro, Paulo, Nei, Mateus, Marcelo, Hiury, Rodolfo e Luana, muito

obrigado pela convivência harmoniosa e ensinamentos de valores preciosos que carregarei por

toda a caminhada daqui em diante.

A toda minha família e amigos que estiveram ao meu lado mentalmente, saibam que

foram essenciais para a conclusão de mais este objetivo.

À CAPES – Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de nível Superior – e ao povo

brasileiro, deixo expresso meu agradecimento pelo suporte financeiro e manutenção das

universidades públicas, gratuitas e de qualidade.

“Sonhar um sonho impossível,

Sofrer a angústia implacável,

Pisar onde os bravos não ousam,

Reparar o mal irreparável,

Amar um amor casto à distância,

Enfrentar o inimigo invencível,

Tentar quando as forças se esvaem,

Alcançar a estrela inatingível:

Essa é a minha busca”.

Dom Quixote de La Mancha, por Miguel de Cervantes

Resumo

Este trabalho apresenta a proposta e análise de um Inversor Ponte Completa Bidirecional

(IPCB) aplicado a microrredes CC (corrente contínua) no que tange ao seu desempenho na

injeção de potência ativa na rede em corrente alternada (CA) e à regulação da tensão no

barramento CC diante das inerentes intermitências observadas em geradores fotovoltaicos, as

quais não devem provocar distúrbios nas cargas conectadas à Microrrede CC. A estratégia de

controle digital é implementada a partir de um DSP (Digital Signal Processor) contando com

um controlador do tipo Proporcional Ressonante (P+Res) aliado a um controle corretor de

componentes harmônicas de ordem 3, 5 e 7 da corrente imposta na rede elétrica para os dois

modos de operação do sistema, o que possibilita a adequação da qualidade de energia às normas

internacionais IEEE 1547 (injeção) e IEC 61.000-3-2 (retificação). Por fim, faz-se a análise

qualitativa e quantitativa do sistema proposto contendo ainda as especificações de projeto além

dos resultados de simulação e experimentais obtidos com a construção de um protótipo de 2,2

kWp.

Palavras chaves: Inversores Bidirecionais, Controladores Ressonantes, Microrredes CC,

Microgeração Distribuída de Energia

Abstract

This work presents the proposal and analysis of a Bidirectional Full-Bridge Inverter (BFBI)

applied to DC (direct current) microgrids in terms to its performance in active power injection

into the AC (alternating current) grid and DC bus voltage regulation front of the inherent

intermittences observed in photovoltaic generators, which should not cause disturbances in the

dc loads. The digital control strategy is implemented from a DSP (Digital Signal Processor)

with Proportional Resonant (P + Res) controller combined with 3th, 5th and 7th Harmonic

Correction in the current imposed on the grid for the two modes of operation, which enables

the adjustment in power quality to IEEE 1547 (injection) and IEC 61.000-3-2 (rectification)

international standards. Finally, this work present the qualitative and quantitative analysis of

the proposed system, still containing the design specifications, simulation and experimental

results obtained with the construction of a 2.2 kWp prototype.

Keywords: Bidirectional Inverters, Resonant Controllers, DC Microgrids, Distributed

Microgeneration

Lista de Ilustrações

FIGURA 2.1 – PROJEÇÃO DE GERAÇÃO DE ENERGIA SOLAR POR PAÍS/REGIÃO ATÉ O ANO DE 2050. ........................ 22

FIGURA 2.2 - CUSTOS OBSERVADOS E PROJETADOS DOS MÓDULOS FOTOVOLTAICOS DESDE 1976 ATÉ 2035. ......... 22

FIGURA 2.3 - ESQUEMA BÁSICO DE UMA MICRORREDE CC. .................................................................................... 23

FIGURA 2.4 - RESUMO HISTÓRICO DO DESENVOLVIMENTO DOS INVERSORES FOTOVOLTAICOS: A) TECNOLOGIA

CENTRALIZADA; B) TECNOLOGIA DE STRINGS; C) TECNOLOGIA MULTI – STRINGS; D) TECNOLOGIA DE

MÓDULOS E CÉLULAS CA. ............................................................................................................... 26

FIGURA 3.1 - ESTRUTURA DE POTÊNCIA E CONTROLE SIMPLIFICADO DO IPCB APLICADO A MICRORREDES CC. .... 32

FIGURA 3.2 - ETAPAS DE OPERAÇÃO DO MODO INVERSOR PARA O SEMICICLO POSITIVO DA REDE ELÉTRICA COM: A)

S1 E S3 ACIONADAS; B) S2 E S4 ACIONADAS; E PARA O SEMICICLO NEGATIVO DA REDE ELÉTRICA COM:

C) S1 E S3 ACIONADAS; D) S2 E S4 ACIONADAS. ................................................................................. 33

FIGURA 3.3 - ETAPAS DE OPERAÇÃO DO MODO RETIFICADOR PARA O SEMICICLO POSITIVO DA REDE ELÉTRICA COM:

A) S1 E S3 ACIONADAS; B) S2 E S4 ACIONADAS; E PARA O SEMICICLO NEGATIVO DA REDE ELÉTRICA

COM: C) S1 E S3 ACIONADAS; D) S2 E S4 ACIONADAS. ........................................................................ 34

FIGURA 3.4 - RESPOSTA EM FREQUÊNCIA DO FILTRO LCL PROJETADO. ................................................................. 39

FIGURA 3.5 - ESTRUTURA DE CONTROLE DETALHADA DO IPCB APLICADO À MICRORREDES CC. .......................... 41

FIGURA 3.6 - ESTRUTURA UTILIZADA NA GERAÇÃO DA ONDA PWM DO IPCB. ...................................................... 42

FIGURA 3.7 - A) DIAGRAMA DE ESTADOS DO IPCB CONECTADO À REDE. B) DIAGRAMA DE ESTADO COM DESTAQUE

PARA O DESACOPLAMENTO DE VS E RL//ZREDE POR MEIO DA ESTRATÉGIA FEEDFORWARD. C)

DIAGRAMA DE ESTADO RESULTANTE DA ESTRATÉGIA FEEDFORWARD............................................. 43

FIGURA 3.8 – CIRCUITO DO IPCB RESULTANTE DO FECHAMENTO DOS INTERRUPTORES: A) S1 E S3 E B) S2 E S4. .... 45

FIGURA 3.9 – RESPOSTA EM FREQUÊNCIA COMPARATIVA DOS CONTROLADORES PI, PRES IDEAL E PRES PRÁTICO

(TIPO 2). ........................................................................................................................................... 49

FIGURA 3.10 – RESPOSTA EM FREQUÊNCIA GENÉRICA COMPARATIVA DOS CONTROLADORES HC, PRES PRÁTICO E

PRES + HC. ..................................................................................................................................... 51

FIGURA 3.11 – DIAGRAMA DE BODE EM MALHA ABERTA DAS FUNÇÕES GIL2_D, PRES E HC E A MALHA INTERNA

CONTROLADA RESULTANTE. ............................................................................................................ 51

FIGURA 3.12 – RESPOSTA DO SISOTOOL PARA A MALHA INTERNA CONTROLADA. ................................................... 51

FIGURA 3.13 – DIAGRAMA DE BLOCOS DO SISTEMA DE CONTROLE DO IPCB COM A MALHA INTERNA REDUZIDA. . 52

FIGURA 3.14 - DIAGRAMA DE BODE EM MALHA ABERTA DA MALHA DE TENSÃO CONTROLADA E SEM COMPENSAÇÃO.

........................................................................................................................................................ 53

FIGURA 3.15 - DIAGRAMA DE BLOCOS DO PLL. ..................................................................................................... 54

FIGURA 3.16 - CIRCUITO PARA OBTENÇÃO DOS PARÂMETROS DO CONTROLADOR DO PLL. ................................... 55

FIGURA 3.17 – DESVIO DE FASE ENTRE O SINAL DE ENTRADA DO SISTEMA (REFERÊNCIA) E SAÍDA (EM FASE) DO PLL

EM FUNÇÃO DA CONSTANTE DE TEMPO DO CONTROLADOR COM KPLL FIXO EM 0,2. ........................ 56

FIGURA 3.18 – FREQUÊNCIA DE SAÍDA DO PLL (ΩPLL) EM FUNÇÃO DA CONSTANTE DE TEMPO DO CONTROLADOR COM

KPLL FIXO EM 0,2. ........................................................................................................................... 56

FIGURA 3.19 – ONDAS DE ENTRADA DISTORCIDA E RESPOSTA DE SAÍDA DO PLL A PARTIR DA UTILIZAÇÃO DO

CONTROLADOR PI ENCONTRADO. .................................................................................................... 57

FIGURA 4.1 – CIRCUITO MONTADO NO PSIM® PARA SIMULAÇÃO DO SFBCR. ....................................................... 59

FIGURA 4.2 – RESPOSTA EM REGIME PERMANENTE DA TENSÃO DO BARRAMENTO CC (VBAR), CORRENTE NO INDUTOR

DE ACOPLAMENTO (IREDE) E TENSÃO DA REDE ELÉTRICA (VREDE) PARA OS CONTROLADORES

PROJETADOS NO CAPÍTULO 3. .......................................................................................................... 60

FIGURA 4.3 – RESPOSTA DO SISOTOOL PARA O DIAGRAMA DE BODE EM MALHA ABERTA E LUGAR GEOMÉTRICO DAS

RAÍZES DO SISTEMA CONTROLADO APÓS A MODIFICAÇÃO NO CONTROLE: A) DA MALHA INTERNA; B)

DA MALHA EXTERNA. ....................................................................................................................... 61

FIGURA 4.4 – RESPOSTA EM REGIME PERMANENTE DE TENSÃO DO BARRAMENTO CC, CORRENTE NO INDUTOR DE

ACOPLAMENTO E TENSÃO DA REDE ELÉTRICA UTILIZANDO OS CONTROLADORES MODIFICADOS. .... 61

FIGURA 4.5 – ESPECTRO DE FREQUÊNCIA DA CORRENTE INJETADA NA REDE PARA OPERAÇÃO NOMINAL (2,2 KWP)

DO IPCB. ......................................................................................................................................... 62

FIGURA 4.6 – RESULTADO DE SIMULAÇÃO DO IPCB COM DECRÉSCIMO NA IRRADIAÇÃO SOLAR DO SISTEMA

FOTOVOLTAICO (1000 W/M2 PARA 500 W/M2). ................................................................................ 62

FIGURA 4.7 – RESPOSTA EM REGIME PERMANENTE DE TENSÃO DO BARRAMENTO CC (VBAR), CORRENTE NO INDUTOR

DE ACOPLAMENTO (IL2) E TENSÃO DA REDE ELÉTRICA (VREDE) UTILIZANDO OS CONTROLADORES

MODIFICADOS NO MODO RETIFICADOR. ............................................................................................ 63

FIGURA 4.8 – ESPECTRO DE FREQUÊNCIA DA CORRENTE NO PONTO DE CONEXÃO COM A REDE PARA O MODO

RETIFICADOR EM OPERAÇÃO NOMINAL (2,2 KW) DO IPCB. ............................................................. 64

FIGURA 4.9 - RESPOSTA DO MODO RETIFICADOR DO IPCB DIANTE DA VARIAÇÃO DE CARGA NO BARRAMENTO CC.

........................................................................................................................................................ 64

FIGURA 4.10 – ANÁLISE TRANSITÓRIA COMPUTACIONAL DE TROCA NOS MODOS DE OPERAÇÃO DO IPCB. ............ 65

FIGURA 4.11 – PROTÓTIPO DO SFBCR DE 2,2 KWP APLICADO A MICRORREDES CC COM GERAÇÃO ALTERNATIVA DE

ENERGIA PROVENIENTE DE MÓDULOS FOTOVOLTAICOS E CONEXÃO BIDIRECIONAL À REDE ELÉTRICA

CA. .................................................................................................................................................. 66

FIGURA 4.12 – IMAGENS AÉREAS DA MICROUSINA FOTOVOLTAICA INSTALADA NAS DEPENDÊNCIAS DO NUPEP COM

DESTAQUE PARA AS STRINGS UTILIZADAS. ........................................................................................ 69

FIGURA 4.13 – INTERFACE DO PSIM® UTILIZADA PARA DESENVOLVIMENTO DO CÓDIGO DE CONTROLE DO SFBCR E

CONFIGURAÇÃO DO DSP TMS320F28335. ...................................................................................... 69

FIGURA 4.14 – VERIFICAÇÃO DO SINCRONISMO ENTRE A TENSÃO DA REDE (VREDE) E A SAÍDA DO PLL (VPLL). ...... 70

FIGURA 4.15 – A) TENSÃO DO INTERRUPTOR S1 (VDS1), TENSÃO DO INTERRUPTOR S2 (VDS2), SINAL DE GATILHO DO

INTERRUPTOR S1 (VG1) E SINAL DE GATILHO DO INTERRUPTOR S2 (VG2). B) SINAL DE GATILHO DO

INTERRUPTOR DO BOOST 1(VGB1), SINAL DE TEMPO DE EXECUÇÃO DO CÓDIGO (VDSP) E SINAL DE

GATILHO DO INTERRUPTOR S1 (VG1). ................................................................................................ 71

FIGURA 4.16 – ETAPAS DE OPERAÇÃO PRÁTICAS DO MODO INVERSOR DO IPCB PARA: A) SEMICICLO POSITIVO DA

TENSÃO REDE; B) SEMICICLO NEGATIVO DA TENSÃO REDE. ............................................................. 72

FIGURA 4.17 – ETAPAS DE OPERAÇÃO PRÁTICAS DO MODO RETIFICADOR DO IPCB PARA: A) SEMICICLO POSITIVO DA

TENSÃO REDE; B) SEMICICLO NEGATIVO DA TENSÃO REDE. ............................................................. 72

FIGURA 4.18 – ANÁLISE DA RESPOSTA DO FILTRO LCL A PARTIR DA CORRENTE EM L1 E L2. ................................. 73

FIGURA 4.19 – MODO INVERSOR COM INJEÇÃO DE 1,3KW: A) TENSÃO (VB1 E VB2) E CORRENTE (IB1 E IB2) NAS

ENTRADAS DO ESTÁGIO CC – CC. B) TENSÃO DO BARRAMENTO (VBAR), TENSÃO (VREDE), CORRENTE

(IREDE) NOS TERMINAIS DA REDE E CORRENTE NA CARGA CC (ICARGA). C) ESPECTRO HARMÔNICO DA

CORRENTE CA DE SAÍDA DO IPCB. .................................................................................................. 74

FIGURA 4.20 – MODO INVERSOR COM INJEÇÃO DE 287,3 W: A) TENSÃO (VB1) E CORRENTE (IB1) NA ENTRADA DO

ESTÁGIO CC – CC. B) TENSÃO DO BARRAMENTO (VBAR), TENSÃO (VREDE), CORRENTE (IREDE) NOS

TERMINAIS DA REDE E CORRENTE NA CARGA CC (ICARGA). C) ESPECTRO HARMÔNICO DA CORRENTE

CA DE SAÍDA DO IPCB. ................................................................................................................... 75

FIGURA 4.21 – MODO RETIFICADOR COM ABSORÇÃO DE 2,1 KW: A) TENSÃO DO BARRAMENTO (VBAR), TENSÃO

(VREDE), CORRENTE (IREDE) NOS TERMINAIS DA REDE E CORRENTE NA CARGA CC (ICARGA). B) ESPECTRO

HARMÔNICO DA CORRENTE CA IMPOSTA NO INDUTOR DE ACOPLAMENTO COM A REDE ELÉTRICA. . 76

FIGURA 4.22 – MODO RETIFICADOR COM ABSORÇÃO DE 668 W: A) TENSÃO DO BARRAMENTO (VBAR), TENSÃO

(VREDE), CORRENTE (IREDE) NOS TERMINAIS DA REDE E CORRENTE NA CARGA CC (ICARGA). B) ESPECTRO

HARMÔNICO DA CORRENTE CA IMPOSTA NO INDUTOR DE ACOPLAMENTO COM A REDE ELÉTRICA. . 77

FIGURA 4.23 – ANÁLISE DA BIDIRECIONALIDADE DO IPCB: A) TENSÃO (VB1 E VB2) E CORRENTE (IB1 E IB2) NA SAÍDA

DE CADA STRING FOTOVOLTAICA. B) TENSÃO DO BARRAMENTO (VBAR), TENSÃO (VREDE), CORRENTE

(IREDE) NOS TERMINAIS DA REDE E CORRENTE NA CARGA CC (ICARGA) DURANTE O PERÍODO DE

DISTÚRBIO PROPOSTO. ..................................................................................................................... 78

FIGURA 4.24 – GRÁFICO DE RENDIMENTO POR POTÊNCIA DE ENTRADA DO MODO INVERSOR DO IPCB. ................. 80

FIGURA 4.25 – GRÁFICO DE RENDIMENTO POR POTÊNCIA DE ENTRADA DO MODO RETIFICADOR DO IPCB. ............ 80

Lista de Tabelas

TABELA 1 - RESUMO E COMPARAÇÃO DAS PRINCIPAIS NORMAS PARA CONEXÃO DE INVERSORES E RETIFICADORES À

REDE ELÉTRICA. ............................................................................................................................... 30

TABELA 2 - VALOR DE TENSÃO DE PICO, CORRENTE PICO E CORRENTE EFICAZ DOS SEMICONDUTORES DO IPCB. .. 40

TABELA 3 - RESUMO DOS PARÂMETROS DO PROTÓTIPO DO INVERSOR EM PONTE COMPLETA BIDIRECIONAL

MONOFÁSICO. .................................................................................................................................. 66

TABELA 4 - ESPECIFICAÇÕES DO CIRCUITO DUPLO PARA ACIONAMENTO DE INTERRUPTORES SKHI 20 OPA DA

SEMIKRON. ....................................................................................................................................... 67

TABELA 5 - ESPECIFICAÇÕES DO DSP TMS320F28335 DA TEXAS INSTRUMENTS®. ................................................. 67

TABELA 6 - ESPECIFICAÇÕES DO MÓDULO DE CONVERSÃO DOS SINAIS DE SAÍDA DO DSP DA FAIXA DE 0 A 3,3 VPARA

A FAIXA DE 0 A 15 V. ....................................................................................................................... 67

TABELA 7 - ESPECIFICAÇÕES DO MÓDULO PARA AQUISIÇÃO E CONDICIONAMENTO DE SINAIS DE TENSÃO E CORRENTE

........................................................................................................................................................ 68

Lista de Abreviaturas e Símbolos

A Ampère, unidade de corrente elétrica AX Matriz de Sistema ABNT Associação Brasileira de Normas Técnicas ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica APICO Ampéres-Pico, unidade de corrente elétrica ARMS Ampères RMS, unidade de corrente elétrica A/D Analógico - Digital BX Matriz de Sistema BNDES Banco Nacional do Desenvolvimento CA Corrente Alternada CB Capacitância Base CBAR Capacitor da microrrede CC CC Corrente Contínua CF Capacitância do filtro LCL COFINS Contribuição para o Financiamento da Seguridade Social CO2 Dióxido de Carbono, fórmula química 𝑝 (s) Função de transferência do controlador PI do PLL CpRES (s) Função de transferência do controlador PRes CPT Condições Padrão de Teste csv Comma Separated Values 𝑉 (s) Função de transferência do controlador de tensão do barramento CC D Razão cíclica de chaveamento do sistema dB Decibéis, unidade de ganho de frequência dB/dec Decibéis por década, unidade de atenuação de frequência DHTi Distorção Harmônica Total de Corrente DSP Digital Signal Processor D1 Diodo de desvio 1 da ponte de chaveamento D2 Diodo de desvio 2 da ponte de chaveamento D3 Diodo de desvio 3 da ponte de chaveamento D4 Diodo de desvio 4 da ponte de chaveamento D-∑ Division and Summation, controlador EMF Electromotive Force ErroV Variável de erro no controle de tensão do IPCB F Farad, unidade de capacitância fG Frequência da rede elétrica FPB Filtro Passa Baixa fRES Frequência de ressonância do filtro LCL fs Frequência de chaveamento do sistema FV Fotovoltaico GiL2_d (s) Função de transferência da corrente no indutor L2 com relação à razão

cíclica de chaveamento GPIO General Purpose Input Output GVC_iL2 (s) Função de transferência da tensão no barramento CC com relação à

corrente no indutor de acoplamento Gxd (s) Função de transferência do IPCB em pequenos sinais HC Harmonic Compensation, controlador HC3,5,7 (s) Função de transferência do controlador HC de ordem 3, 5 e 7 HLCL (s) Função de transferência do filtro LCL hω0 Frequência central de ressonância para a h-ésima harmônica do

controlador HC Hz Hertz, unidade de frequência I Matriz identidade IB1 Onda de corrente na entrada do conversor Boost 1 IB2 Onda de corrente na entrada do conversor Boost 2 iCARGA Corrente elétrica da carga do barramento CC ICMS Imposto sobre Circulação de Mercadorias e Serviços IEC International Electrotechnical Commission IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers IEA International Energy Agency IGBT Insulated-Gate Bipolar Transistor IGMPPT Independent Global Maximum Power Point Tracking iL1 Corrente no indutor L1

iL2 Corrente no indutor L2 IPCB Inversor Ponte Completa Bidirecional iPICO Variável de corrente de pico no controle do IPCB iREDE Corrente nos terminais da rede elétrica iREF Variável de corrente de referência do controle do IPCB J Matriz de sistema média k Constante de proporcionalidade do gerador PWM KiRES Ganho integral do controlador PRes Kih Ganho integral para a h-ésima harmônica do controlador HC KpRES Ganho proporcional do controlador PRes KPLL Ganho do controlador do PLL kHz Kilo-Hertz, unidade de frequência kW Kilo-Watt, unidade de potência ativa kWp Kilo-Watt-Pico, unidade de potência gerada por módulos fotovoltaicos L1 Indutor do filtro LCL do lado do conversor L2 Indutor de acoplamento com a rede elétrica mH Mili-Henry, unidade de indutância mF Mili-Farad, unidade de capacitância MME Ministério de Minas e Energia

MPPT Maximum Power Point Tracking ms Mili-Segundo, unidade de tempo MVA Mega-Volt-Ampère, unidade de potência aparente NASA National Aeronautics and Space Administration NBR Norma Brasileira Regulamentadora NEC National Electric Code NUPEP Núcleo de Pesquisa em Eletrônica de Potência PN Potência Nominal do IPCB PI Proporcional Integral, controlador PID Proporcional Integral Derivativo, controlador Picoi Variável de corrente de pico no controle do IPCB PIS Programa de Integração Social PLL Phase Locked Loop PRes Proporcional Ressonante, controlador ProGD Programa de Desenvolvimento da Geração Distribuída de Energia

Elétrica PWM Pulse Width Modulation QEE Qualidade da Energia Elétrica r Parâmetro de atenuação de corrente do filtro LCL rad/s Radianos por segundo, unidade de frequência angular RBAR Carga presente na microrrede CC Rd Resistência de amortecimento do filtro LCL RL Carga local na saída do IPCB R1 Resistor representativo das perdas no indutor L1

R2 Resistor representativo das perdas no indutor L2

s Segundo, unidade de tempo S1 Interruptor 1 da ponte de chaveamento S2 Interruptor 2 da ponte de chaveamento S3 Interruptor 3 da ponte de chaveamento S4 Interruptor 4 da ponte de chaveamento SFBCR Sistema Fotovoltaico Bidirecional Conectado à Rede Elétrica TiPLL Constante de tempo do controlador PI do PLL TWh Tera-Watt- Hora, unidade de energia elétrica UF Ultra Fast UPS Uninterruptible Power Suplly u(t) Vetor de entrada ou controle V Volt, unidade de tensão elétrica VAB Tensão da ponte de chaveamento VAr Volt-Ampère-Reativo, unidade de potência reativa VBAR Tensão do barramento CC VB1 Onda de tensão na entrada do conversor Boost 1

VB2 Onda de tensão na entrada do conversor Boost 2 VCO Voltage Controlled Oscillator VDSP Sinal de tempo de execução do código pelo microcontrolador VDS1 Tensão entre o drain e o source da chave S1

VDS2 Tensão entre o drain e o source da chave S2 VFASE Sinal de saída do PLL em fase com a tensão da rede elétrica VG1 Sinal de gatilho da chave S1

VG2 Sinal de gatilho da chave S2 VPICO Volt-Pico, unidade de tensão elétrica 𝑝𝑙𝑙(t) Onda teste de referência para o PLL

VPLL Onda de saída experimental do PLL VREDE Onda de tensão da rede elétrica VRMS Volt RMS, unidade de tensão elétrica eficaz VS Tensão na entrada do transformador isolador VTRI Onda triangular de referência para geração do PWM x(t) Vetor de estado W Watt, unidade de potência ativa Wp Watt-Pico, unidade de potência gerada por módulos fotovoltaicos W/m2 Watt-por-metro-quadrado, unidade de irradiação solar ZBAR Impedância base do sistema ZREDE Impedância da rede elétrica ºC Graus Celsius, unidade de temperatura $/W Dolar por Watt, unidade de custo de produção δ(s) Largura do ciclo ativo da onda PWM ΔILmax Ondulação máxima de corrente

ΔVBAR Ondulação de tensão no barramento CC µH Micro-Henry, unidade de indutância µF Micro-Farad, unidade de capacitância ωc Frequência de corte do controlador PRes ωch Frequência de corte para h-ésima harmônica do controlador HC

ωG Frequência angular da rede elétrica

ωPLL Frequência angular do PLL ωRES Frequência angular de ressonância do filtro LCL ω0 Frequência central de ressonância do controlador PRes ω’ Frequência de saída do controlador do PLL χ(s) Vetor de estados médio ẋ Derivada do vetor de estado Ω Ohm, unidade de resistência elétrica

Sumário

1. Capítulo 1 – Introdução Geral .................................................................................................... 18

1.1 CONSIDERAÇÕES INICIAIS ............................................................................................................. 18

1.2 CONTRIBUIÇÕES RELEVANTES DA PESQUISA ................................................................................ 19

1.3 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO ...................................................................................................... 20

2. Capítulo 2 - Estado da arte.......................................................................................................... 21


2.2 PANORAMA MUNDIAL DE DESENVOLVIMENTO DA ENERGIA SOLAR FOTOVOLTAICA ................... 21

2.3 MICRORREDES CC ........................................................................................................................ 22

2.4 EVOLUÇÃO DOS INVERSORES FOTOVOLTAICOS E PADRÕES DE CONEXÃO À REDE ELÉTRICA ...... 24

2.5 INVERSORES SOLARES BIDIRECIONAIS .......................................................................................... 27

2.6 GERAÇÃO DISTRIBUÍDA DE ENERGIA ELÉTRICA NO CENÁRIO BRASILEIRO ................................... 28

2.6.1 RESOLUÇÃO 482/2012 DA ANEEL ........................................................................................................... 28

2.6.2 PROGRAMA DE DESENVOLVIMENTO DA GERAÇÃO DISTRIBUÍDA DE ENERGIA (PROGD) ............................. 28

2.7 CRITÉRIOS PARA CONEXÃO À REDE ELÉTRICA .............................................................................. 29

3. Capítulo 3 – Inversor Ponte Completa Bidirecional (IPCB).................................................... 31


3.2 ETAPAS DE OPERAÇÃO DO IPCB ................................................................................................... 33

3.3 DIMENSIONAMENTO DO CIRCUITO DE POTÊNCIA .......................................................................... 35

3.3.1 CAPACITOR DE DESACOPLAMENTO (CBAR) ................................................................................................ 35

3.3.2 FILTRO LCL ............................................................................................................................................ 36

3.3.3 ESPECIFICAÇÃO DOS SEMICONDUTORES E FREQUÊNCIA DE CHAVEAMENTO DO SISTEMA ............................. 39

3.4 ESTRATÉGIA DE CONTROLE DO IPCB ........................................................................................... 40

3.4.1 ESTRATÉGIA DE ALIMENTAÇÃO ADIANTE (FEEDFORWARD) ........................................................................ 43

3.4.2 CONTROLE DA MALHA INTERNA (INJEÇÃO/RETIFICAÇÃO DE CORRENTE) ..................................................... 44

3.4.3 CONTROLE DA MALHA EXTERNA (TENSÃO DO BARRAMENTO CC) ................................................................ 51

3.5 SINCRONISMO COM A REDE ELÉTRICA – PLL ............................................................................... 53

4. Capítulo 4 – Resultados Experimentais e de Simulação ........................................................... 58

4.1. CONSIDERAÇÕES INICIAIS ............................................................................................................ 58

4.2. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO COMPUTACIONAL ......................................................................... 58

4.2.1 ANÁLISE DA RESPOSTA DE CONTROLE: MODO INVERSOR ........................................................................... 58

4.2.2 ANÁLISE DA RESPOSTA DE CONTROLE: MODO RETIFICADOR ...................................................................... 62

4.2.3 ANÁLISE DA RESPOSTA TRANSITÓRIA ENTRE OS MODOS DE OPERAÇÃO ........................................................ 64

4.3. RESULTADOS EXPERIMENTAIS ..................................................................................................... 65

4.3.1 ASPECTOS DE CONSTRUÇÃO DO PROTÓTIPO DO IPCB ............................................................................... 65

4.3.2 VERIFICAÇÃO EXPERIMENTAL DO PLL, PULSOS DE GATILHO E TEMPO DE EXECUÇÃO DO CÓDIGO .............. 70

4.3.3 ETAPAS DE OPERAÇÃO DO IPCB E AVALIAÇÃO DA RESPOSTA DO FILTRO LCL ............................................ 71

4.3.4 ANÁLISE EXPERIMENTAL DO MODO INVERSOR ........................................................................................... 73

4.3.5 ANÁLISE EXPERIMENTAL DO MODO RETIFICADOR ...................................................................................... 75

4.3.6 ANÁLISE EXPERIMENTAL DA AÇÃO BIDIRECIONAL ...................................................................................... 77

4.3.7 RENDIMENTO DO IPCB ............................................................................................................................ 79

5. Capítulo 5 – Conclusões gerais e desdobramentos da pesquisa ............................................... 81

6. Referências .................................................................................................................................... 83

Lista de Publicações e Projetos de Pesquisa dos Autores Associados à Pesquisa ...................... 88

Apêndice A – Código embarcado no DSP TMS320F28335 em linguagem C ............................. 90

Apêndice B – Código de cálculo da Distorção Harmônica Individual e Total de Corrente por meio do Matlab ............................................................................................................................... 115

Apêndice C – Ata da defesa de mudança de nível da pesquisa de Mestrado para Doutorado .......................................................................................................................................................... 119

Capítulo 1 – Introdução 18

1.CAPÍTULO 1 – INTRODUÇÃO GERAL

1.1 Considerações iniciais

A crescente demanda energética aliada à possibilidade de redução da oferta de combustíveis

convencionais (tais como o petróleo), junto com a crescente preocupação com a preservação

ambiental têm fomentado pesquisas e também o desenvolvimento de fontes de energia alternativas

menos poluentes, renováveis e com baixo impacto ambiental.

Com o desenvolvimento constante das formas de geração de energia renovável (sistemas

fotovoltaicos, aerogeradores, células a combustível, dentre outras) tornou-se necessário a criação de

um sistema unificado que integra o sistema de geração, cargas CC (corrente contínua), sistema de

armazenamento de energia, módulos de controle e conexão à rede elétrica CA (corrente alternada),

sendo este denominado Microrredes CC.

No que tange à integração da microrrede com a rede elétrica de distribuição em baixa tensão,

tem-se presença dos conversores CC – CA (também conhecidos como inversores). Tais dispositivos

eletrônicos são capazes de transformar a energia de um sistema CC para outro CA a partir do correto

acionamento dos interruptores de potência seguindo técnicas de chaveamento específicas, como por

exemplo, a histerese e o PWM (Pulse Width Modulation), obtendo-se perdas mínimas neste processo

de conversão.

O desenvolvimento dos inversores clássicos e o aprofundamento das teorias de controle em

Eletrônica de Potência têm levado à criação de estruturas mais eficientes e com múltiplas

funcionalidades. Um caso é o inversor bidirecional, sendo este um inversor que possui conversão de

energia CC – CA e também, caso necessário, CA – CC. Sua bidirecionalidade se torna bastante

conveniente para integração entre microrredes CC e microrredes CA, uma vez que neste sistema de

distribuição se tem a geração de energia conectada a um barramento CC que contêm cargas a serem

adequadamente alimentadas mesmo frente à intermitência das fontes alternativas, sendo esta uma

maneira de garantir o funcionamento do sistema e mitigar os efeitos transitórios. Tradicionalmente,

neste caso ainda faz-se uso de banco de baterias e/ou conexão de fontes renováveis diversificadas.

A compensação energética é obtida a partir da rede elétrica CA (teoricamente uma fonte

ininterrupta de energia) através da necessidade de estabilização da tensão do barramento CC. Assim,

diminui-se (ou até mesmo elimina-se) a necessidade da integração de baterias no sistema, o que torna

esta aplicação eficiente sob a ótica de custos de manutenção e vida útil do sistema.


Diante da situação em que há geração de energia acima da demanda de potência da microrrede

CC, o inversor bidirecional realiza a injeção de potência ativa na rede elétrica seguindo todos os

preceitos de qualidade de energia elétrica (QEE) normatizados em âmbito nacional e internacional.

Deste modo, a pesquisa em pauta propõe, em linhas gerais, o desenvolvimento de um sistema

Inversor Ponte Completa Bidirecional (IPCB) aplicado em microrredes de corrente contínua com

avaliação de todos os aspectos práticos e teóricos de projeto, construção e análise de resultados do

sistema.

Com o objetivo de comprovar as teorias propostas ao longo do documento são apresentados

resultados experimentais da ação bidirecional do IPCB, sendo construído um protótipo de 2,2 kWp

para tal fim.

A técnica de controle utilizada foi implementada utilizando-se o controlador digital

TMS320F28335 da Texas Instruments®, no qual foi embarcado o algoritmo da estratégia de controle

que permite a estrutura operar de forma bidirecional visando garantir a injeção/retificação de corrente

na rede elétrica e regulação da tensão do barramento CC.

Os principais resultados alcançados foram reportados em diversos artigos publicados em

conferências regionais, nacionais e internacionais, sendo os mesmos listados após as referências deste

documento.

1.2 Contribuições relevantes da pesquisa

Dentre os principiais pontos de contribuição desta pesquisa, destacam-se:

Aplicação com sucesso de controladores ressonantes aliados a corretor de harmônicos

de ordem 3, 5 e 7 em inversores bidirecionais para controle de injeção/retificação de

corrente na rede elétrica (caráter inédito);

Obtenção e análise de resultados para uma ampla faixa de potências;

Modelagem e emprego de um filtro LCL (3º ordem) para mitigação do conteúdo

harmônico imposto à rede elétrica e adequação às normas regulamentadoras;

Estrutura única de controle para os dois modos de operação do IPCB, o que garante

menor tempo de processamento e menor alocação de memória do microprocessador;

Emprego da estratégia feedforward para eliminação dos efeitos negativos advindos

dos parâmetros da rede elétrica, uma vez que estes não podem ser modelados e variam


a cada ponto de conexão. Deste modo, o sistema proposto passa a ter a confiabilidade

de funcionamento em diversos locais de aplicação;

Integração com dois estágios CC – CC de entrada capazes de extrair

independentemente a máxima potência global das strings fotovoltaicas com garantia

de imunidade a sombreamento parcial de módulos fotovoltaicos;

1.3 Estrutura da dissertação

Afim de apresentar os aspectos desenvolvidos ao longo da pesquisa, este documento foi

dividido em cinco (5) Capítulos incluindo este introdutório que faz síntese a respeito dos objetivos

gerais, contribuições alcançadas e definição da estrutura da dissertação.

No Capítulo 2 trata-se do estado da arte do tema em pauta evidenciando as principais pesquisas

em andamento tanto no Brasil quanto no exterior. Também é apresentado um panorama mundial do

acerca do desenvolvimento da energia solar fotovoltaica nos últimos anos além da previsão do cenário

até 2050. Ainda disserta-se a respeito de recentes modificações nas normas nacionais para conexão

dos sistemas de geração distribuída de energia à rede elétrica.

No Capítulo 3 são apresentados os aspectos teóricos e técnicos que fundamentam o estudo

proposto. É feito a análise da estrutura de controle com a obtenção das funções de transferência que

integram o IPCB bem como um estudo relativo a controladores ressonantes destinados à correção de

harmônicos de baixa frequência para mitigar a distorção harmônica total de corrente (DHTi). Neste

capítulo, trata-se ainda do projeto e modelagem do filtro LCL e da estratégia feedforward.

Já no Capítulo 4 são evidenciados os principais resultados teóricos e práticos alcançados

visando a corroboração com a teoria exposta. Faz-se a análise tanto do modo inversor quanto do modo

retificador operando em regime permanente para uma ampla faixa de potência. Faz-se ainda a análise

da resposta transitória entre os modos de operação e avaliação dos resultados sob a ótica de QEE.

No Capítulo 5 são apresentadas as principais conclusões acerca do trabalho executado bem

como alguns aspectos para continuidade da pesquisa. Em seguida, tem-se as referências utilizadas

com a lista de artigos e projetos de pesquisa relacionados à pesquisa. Por fim, seguem-se os apêndices

relevantes que complementam a leitura do texto principal.

Capítulo 2 – Estado da Arte 21

2.CAPÍTULO 2 - ESTADO DA ARTE


Este capítulo trata, de modo geral, acerca dos principais estudos ligados à área de

microgeração distribuída de energia. Inicialmente realiza-se a introdução sobre o desenvolvimento

da energia solar fotovoltaica nos últimos anos e também é feita uma abordagem enfatizando as

perspectivas futuras desta fonte renovável de energia. Em seguida, trata-se sobre a definição e

histórico das microrredes CC ressaltando a aplicação dos sistemas conectados e isolados da rede

elétrica CA. Por fim, disserta-se sobre a evolução dos sistemas inversores, critérios nacionais e

internacionais para conexão à rede e atualidades acerca da legislação brasileira vigente.

2.2 Panorama mundial de desenvolvimento da energia solar fotovoltaica

Em se tratando de energia solar, estima-se que a energia proveniente do sol incidente sobre a

superfície terrestre seja da ordem de 10 mil vezes o consumo energético mundial (ANEEL, 2014).

Além disto, uma projeção feita pela IEA (International Energy Agency) mostrada na Figura 2.1 prevê

que até 2050 o montante de energia gerada por painéis fotovoltaicos será de 6.000 TWh, valor este

correspondente a 16% do total de geração de energia previsto para este período (IEA, 2014).

Ainda analisando a Figura 2.1, verifica-se a notável projeção de crescimento de potência

instalada na China a partir de 2025 e na Índia em 2040. Isso se deve principalmente à política de

produção de módulos fotovoltaicos com preço mais acessível nestes países, bem como o aumento da

preocupação com o impacto ambiental e redução na emissão de CO2 (dióxido de carbono) na

atmosfera.

Outro fator que contribui para o crescente número da potência global instalada de módulos

fotovoltaicos é a diminuição acentuada dos custos de produção (uma de suas grandes desvantagens)

conforme pode ser evidenciado na Figura 2.2. Em 1976 o custo era de aproximadamente 70,00 $/W,

sendo 0,8 $/W em 2012 e projetado para 0,4 $/W em 2035. Além disto, a evolução tecnológica na

área de materiais semicondutores propiciará significativos aumentos na eficiência de conversão das

células solares, sendo esperados 22% de eficiência para módulos comerciais de silício policristalino

até 2025 (IEA, 2014).


energia elétrica com ávidos defensores de ambos os lados e muitas publicações relacionadas (WANG,

CHEN e HUANG, 2010) (XU e TAI, 2015).

O fato é que uma forma de distribuição em CC ganhou destaque recentemente: a Microrrede

CC (Figura 2.3). Esta consiste na interconexão das diversas formas possíveis de geração distribuída

renovável de energia com os sistemas de gerenciamento, armazenamento, inversores e cargas visando

o aumento na qualidade da energia elétrica entregue aos consumidores e eficiência na distribuição

(KROPOSKI, BASSO e DEBLASIO, 2008).

Figura 2.3 - Esquema básico de uma microrrede CC.

Fonte: Adaptado de (BS, BUDIYANTO e SETIABUDY, 2013).

Tal tecnologia se apoia no pilar da eliminação dos conversores CA – CC para equipamentos

eletrônicos (computadores, notebooks, iluminação, carregadores, etc.), sendo que estes representam

aproximadamente 50% da carga elétrica de prédios e casas atualmente, o que também possibilitaria a

diminuição nas perdas de conversão de potência dos atuais 15 a 40% para a faixa de 10 a 15%. Outra

vantagem deste sistema está na fácil integração com dispositivos de armazenamento de energia

(GHAREEB, MOHAMED e MOHAMMED, 2013).

As desvantagens das microrredes CC englobam os seguintes aspectos gerais: falta de incentivo

governamental; inexistência de práticas regulatórias que incentivem órgãos privados a realizarem


investimentos para aumento de eficiência energética; ausência de códigos e padrões para sistemas CC

pelo NEC (do inglês, National Electric Code) que guia técnicos e engenheiros ligados a esta área

(GHAREEB, MOHAMED e MOHAMMED, 2013).

As microrredes de corrente contínua podem tanto ter aplicações conectadas à rede (em inglês,

on-grid) elétrica quanto isoladas (em inglês, off-grid). Deste modo, quando conectadas à rede têm as

seguintes aplicações:

I. Sistemas de gerenciamento de dados: atua como UPS (Uninterruptible Power Supply)

garantindo confiabilidade ao sistema e evitando perca de dados fundamentais (GROSS e

GODRICH, 2005) (S. RAJAGOPALAN, 2010);

II. Telecomunicações: melhoria na robustez e incremento na confiabilidade em até nove vezes

(FOSTER e DICKINSON, 2008) (THOMPSON, 2002);

III. Movimentação de cargas: uso em bondes, trens e metrôs essencialmente quando os motores

utilizados são CC. A possibilidade em se ter apenas um condutor reduz os custos, uma vez

que o retorno de corrente pode ser realizados pelos trilhos (JOSHI, PATHAK e JAIN, 2009);

Já as aplicações desconectadas da rede mais relevantes são:

I. Naves espaciais: integração da grande quantidade de módulos solares com os conversores CC

– CC, baterias, carregadores de baterias e cargas CC. A NASA (do inglês, National

Aeronautics and Space Administration) em sua estação espacial internacional possui 100 kW

de carga instalada utilizando microrredes (GERBER, PATTERSON, et al., 1996) (GRASSI,

PIGNARI e J. WOLF, 2011) (NASA, 2016);

II. Marinha: aplicação de zonas de distribuição CC aliada ao sistema de bordo integrado visando

aumento da confiabilidade em viagens de longa distância e durante confrontos inimigos

(KANKANALA, SRIVASTAVA, et al., 2012) (CIEZKI e ASHTON, 2000);

2.4 Evolução dos inversores fotovoltaicos e padrões de conexão à rede elétrica

A partir do desenvolvimento das tecnologias que envolvem a geração de energia alternativa

de grande porte (caracterizadas pelas usinas fotovoltaicas e fazendas eólicas) e também pelas de

menor potência instalada (constituintes da microgeração distribuída de energia), tornou-se necessária


a constante evolução dos sistemas inversores para a conversão da energia CC em CA objetivando a

conexão com a rede de distribuição em baixa e média tensão.

Tal evolução está intimamente ligada às pesquisas em eletrônica de potência de cunho

acadêmico e industrial, em âmbito nacional e internacional, que visam incessantemente a construção

de conversores mais eficientes, robustos e de menor custo.

Um estudo realizado por (KJAER, PEDERSEN e BLAABJERG, 2005) abrange a evolução

dos inversores fotovoltaicos, sendo o resumo mostrado na Figura 2.4. A primeira tecnologia baseou-

se em inversores centralizados que realizavam a interface de vários módulos FV (fotovoltaicos) com

a rede (Figura 2.4 a)). Este sistema possuía diversos módulos conectados em série para gerar uma

tensão suficientemente alta na saída de cada matriz solar (do inglês, solar string) com o intuito de

evitar a necessidade de amplificação de tensão, sendo o chaveamento realizado por tiristores. A

eficiência deste sistema e a qualidade da corrente injetada na rede eram baixas (KJAER, PEDERSEN

e BLAABJERG, 2005).

A evolução da tecnologia centralizada baseou-se na separação das strings a partir da inserção

de mais um inversor e também na retirada dos diodos de potência (Figura 2.4 b)). Neste caso, divide-

se o processamento de energia e os conversores utilizados se tornam mais compactos. Além disto, há

a possibilidade de aplicar rastreamento de máxima potência (do inglês, MPPT - Maximum Power

Point Tracking) de forma independente a cada matriz FV. Contudo, a tensão resultante de cada string

ainda deve ser suficientemente alta visando garantir a injeção de potência (KJAER, PEDERSEN e

BLAABJERG, 2005).

O sistema mais recente, conhecido como tecnologia módulo CA está destacado na Figura 2.4

d), compondo-se na integração do inversor com o painel em um único dispositivo. Tal fato permite a

remoção das perdas de associação entre os módulos FV e auxilia no ajuste ótimo entre o painel e o

inversor através de MPPT individual. Contudo, é necessária elevada amplificação de tensão, o que

pode reduzir a eficiência deste sistema, sendo a justificativa concentrada na produção em larga escala

e redução de custos (KJAER, PEDERSEN e BLAABJERG, 2005).


Figura 2.4 - Resumo histórico do desenvolvimento dos inversores fotovoltaicos: a) tecnologia centralizada; b) tecnologia de strings; c) tecnologia multi – strings; d) tecnologia de módulos e células CA.

Fonte: Adaptado de (KJAER, PEDERSEN e BLAABJERG, 2005).

O inversor multi–string ilustrado na Figura 2.4 c) é o mais desenvolvido dentre todas as

tecnologias já empregadas, sendo este o motivo pelo qual esta foi a arquitetura escolhida para o

presente trabalho. Sua estrutura é constituída por várias strings conectadas a conversores CC – CC

individuais, havendo interface com a rede elétrica através de um único conversor CC – CA. Um dos

maiores benefícios desta estrutura está no fato do operador poder conectar seu sistema à rede mesmo

com baixa potência instalada devido à presença do estágio elevador de tensão. Além disso, expansões

são facilmente realizadas, além de ser possível atingir elevada eficiência e bons indicadores de

qualidade da energia no ponto de conexão com a rede elétrica. Fica evidente que uma desvantagem

deste sistema está na inserção de um conversor CC – CC por cada string solar, elevando o custo de

investimento inicial (KJAER, PEDERSEN e BLAABJERG, 2005).

Destaca-se, por fim, que em pesquisas recentes vários trabalhos têm se dedicado a melhorar a

eficiência, controle e arquitetura dos inversores para obtenção de melhores resultados, como a

proposta de chaveamento suave (em inglês, soft–switching) (XUEWEI, RATHORE e PRASANNA,

2013) e criação de topologias diferenciadas como a sugerida em (PATRAO, GARCERÁ, et al.,

2014). Outra proposta reside na aplicação e desenvolvimento de inversores bidirecionais conforme

será visto na próxima seção.


2.5 Inversores solares bidirecionais

De forma básica, os conversores CC – CA são aplicados em microrredes CC com o intuito de

controlar a forma de onda da corrente injetada na rede elétrica a partir da estabilização do barramento

CC de entrada. Contudo, caso a microrrede possua cargas com demanda maior que o sistema de

geração de energia alternativa consiga suprir e também durante os períodos naturais de intermitência,

a tensão do barramento tende cair e, a partir deste ponto, há a necessidade de fazer-se a compensação

energética por meio da rede elétrica CA com uso de um sistema inversor bidirecional a fim de

normalizar a situação.

Alguns autores já aplicaram inversores bidirecionais em microrredes CC, como o sistema

proposto em (WU, KUO, et al., 2011) e (WU, KUO, et al., 2013), sendo a estrutura trabalhada

característica da arquitetura multi–string com a obtenção de bons resultados de injeção de corrente

na rede e estabilização da tensão do barramento CC.

Porém, nos trabalhos citados são apresentadas estruturas de controle complexas com

diferentes variáveis para os dois sentidos de fluxo de energia (a saber, Barramento – Rede e Rede –

Barramento). Ainda pode-se citar o fato da utilização de filtro de segunda ordem na saída do inversor,

que apesar de ter a vantagem de projeto simples, quando em operação fora das condições nominais

(tais como a baixa irradiância nos sistemas FV), o conteúdo de distorção harmônica da corrente

injetada na rede elétrica pode se tornar elevado comprometendo a qualidade de energia.

Já com relação ao controle destes sistemas, foram obtidos bons resultados quando aplicados

controladores ressonantes para injeção de corrente em uma estrutura unidirecional por

(TEODORESCU, F.BLAABJERG, et al., 2004). Neste estudo, utilizou-se o controlador proporcional

ressonante (PRes) aliado a um controle HC (Harmonic Compensation) para mitigação dos conteúdos

harmônicos de ordem 3, 5 e 7 tipicamente presentes na corrente injetada pelo inversor na rede elétrica

CA. Tal compensação de harmônicos de baixa frequência é muito conveniente, uma vez que estes

contém as maiores amplitudes.

Recentemente, (WU, LIN, et al., 2015) apresentou a aplicação de um filtro LCL em um

inversor bidirecional utilizando controlador do tipo D-∑ (divisão-soma) com obtenção de excelentes

resultados de DHTi (1,5%). Tal sucesso se deve, além do controle utilizado, ao fato do filtro LCL

proporcionar atenuação de 60 dB/dec para frequências acima da ressonância, o que mitiga o conteúdo

harmônico causado pelo chaveamento do inversor e contribui na redução da DHTi.


Fica evidente que os estudos apontados trazem contribuições significativas às pesquisas

relacionadas ao estudo dos inversores fotovoltaicos. Logo, o presente trabalho possui a proposta de

alinhar o conteúdo de destaque dos projetos mencionados para análise de um inversor bidirecional

utilizando controle ressonante e filtro LCL de saída integrado a um sistema fotovoltaico com extração

independente de máxima potência seguindo a arquitetura multi-string. Ressalta-se ainda que até o

presente momento não foram publicados trabalhos com aplicação de controladores ressonantes a

inversores bidirecionais visando alimentação de cargas no barramento CC e injeção de potência na

rede elétrica CA, conferindo um importante ponto de contribuição desta pesquisa.

2.6 Geração distribuída de energia elétrica no cenário brasileiro

2.6.1 Resolução 482/2012 da ANEEL

Com o objetivo de estabelecer as normas e procedimentos para o acesso de micro e mini

geração distribuída aos sistemas de distribuição de energia elétrica, além do sistema de compensação

e outras providências, a ANEEL (Agência Nacional de Energia Elétrica) promulgou a resolução

normativa n° 482 em 17 de Abril de 2012 e permitiu a possibilidade da utilização de fontes

alternativas de energia conectadas aos sistema de distribuição, o que fomentou o mercado e abriu

espaço para o desenvolvimento de novas pesquisas neste segmento.

Contudo, considera-se que estas medidas foram tomadas de modo tardio, o que atrasou o

desenvolvimento e reduziu o interesse das empresas brasileiras na fabricação de inversores e

componentes para sistemas fotovoltaicos.

Neste âmbito, as normas ABNT NBR 16149:2013 (ABNT, 2013) e ABNT NBR 16150:2013

(ABNT, 2013), que se referem às características de conexão com a rede elétrica e os ensaios de

conformidade, respectivamente, foram promulgadas com o intuito de guiar e fortalecer a indústria

nacional frente ao competitivo e desenvolvido mercado internacional.

2.6.2 Programa de Desenvolvimento da Geração Distribuída de Energia (ProGD)

Em 15 de dezembro de 2015 foi lançado o Programa de Desenvolvimento da Geração

Distribuída de Energia Elétrica (ProGD) pelo Ministério de Minas e Energia (MME) com o intuito

de ampliar e aprofundar as ações de estímulo à geração distribuída de energia, especialmente a

fotovoltaica. Espera-se a movimentação de mais de R$ 100 bilhões até 2030 (MME, 2015).


O ProGD atualizou a resolução 482/2012 da ANEEL por meio da resolução normativa nº

687/2015, sendo os aspectos mais relevantes apresentados a seguir:

I. Inserção de créditos de energia: se o consumidor gerar mais energia que consumir, o

mesmo passa a contar com um crédito que pode ser utilizado na diminuição da fatura

dos meses seguintes;

II. Isenção de impostos: fica extinta a cobrança do ICMS e PIS/COFINS sobre a energia

inserida pelo consumidor no sistema elétrico. Ainda promulgou-se a redução de 14%

para 2% sobre o imposto de importação de equipamentos para geração de energia

solar;

III. BNDES: apoio com recursos e taxas diferenciadas a projetos de eficiência energética

e de geração distribuída por fontes renováveis em escolas e hospitais públicos;

2.7 Critérios para conexão à rede elétrica

O desenvolvimento dos inversores solares conectados à rede deve ser liderado com base nos

padrões internacionais de medidas de qualidade da energia elétrica com detecção de ilhamento e

aterramento dentro das normas vigentes.

A Tabela 1 traz o resumo e a comparação das principais normas nacionais e internacionais

para interface dos sistemas inversores com a rede elétrica de distribuição. Destaca-se o grau de

similaridade entre as normas NBR 16149, IEEE 1547 e IEC 61727 no que tange à injeção de

harmônicos ímpares na rede elétrica, DHTi e presença de componente contínua na corrente. A norma

IEC 61000-3-2 para retificadores tem exigência menor quanto a harmônicos de terceira e quinta

ordem quando comparada às outras normas já citadas, porém com a mesma imposição para DHTi.


Tabela 1 - Resumo e comparação das principais normas para conexão de inversores e retificadores à rede elétrica.

Parâmetro NBR 16149 (ABNT, 2013)

IEEE 1547 (IEEE, 2008)

IEC 61727 (IEC, 2002)

IEC 61000-3-2 (IEC, 1998)

Potência Nominal - 10 MVA 10 kW 16 A x 230 V = 3,7 kW

(Ordem harmônica) Limites de corrente

harmônica individual em relação à fundamental

(2-10) 4,0%

(11-16) 2,0%

(17-22) 1,5%

(23-34) 0,6%

(2-10) 4,0%

(11-16) 2,0%

(17-22) 1,5%

(23-34) 0,6%

(> 35) 0,3%

(3-9) 4,0%

(11-15) 2,0%

(15-21) 1,5%

(23-33) 0,6%

(3) 2,3 A ou 14,4%

(5) 1,14 A ou 7,1%

(7) 0,77 A ou 4,8%

(9) 0,4 A ou 2,5%

(11) 0,33 A ou 2,1%

(13) 0,21 A ou 1,3%

(15-39) 2,25 / h

Harmônicas pares: 2° a 8° <

1,0% e 10° a 32° < 0,5%

Harmônicas pares nestas faixas devem ser menores que 25% da

harmônica ímpar listada

Harmônicas pares devem estar limitadas a aproximadamente 30% das harmônicas ímpares

listadas Distorção Harmônica

Total de Corrente < 5,0% < 5,0% < 5,0% < 5,0%

Fator de Potência > 0,98 > 0,94 > 0,9 -

Injeção de corrente CC

Menor que 0,5% da corrente de

saída

Menor que 0,5% da

corrente de saída

Menor que 1,0% da corrente de

saída

< 0,22 A – Correspondente a 50 W

de um retificador de meia onda.

Limites de tensão em operação normal

78% - 112% (99 V – 142,2 V)

88% - 110% (97 V – 121

V)

85% - 110% (196 V – 253 V)

-

Limites de frequência em operação normal

59,95 Hz a 60,05 Hz

59,3 Hz a 60,5 Hz

59,0 Hz a 61,0 Hz

-

Fonte: Adaptado de (KJAER, PEDERSEN e BLAABJERG, 2005).

Capítulo 3 – Inversor Ponte Completa Bidirecional (IPCB) 31

3.CAPÍTULO 3 – INVERSOR PONTE COMPLETA BIDIRECIONAL (IPCB)


A Figura 3.1 apresenta a estrutura de potência juntamente com o diagrama simplificado de

controle do Sistema Fotovoltaico Bidirecional Conectado à Rede (SFBCR) proposto. O estágio CC –

CC de entrada está sendo desenvolvido por um aluno de pós-graduação do NUPEP (Núcleo de

Pesquisa em Eletrônica de Potência) com estudo ligado a dois conversores boost multi-string capazes

de extrair de forma independente a máxima potência de cada string solar, melhorando, deste modo, a

eficiência do sistema. Além disto, este estágio de entrada possui imunidade a sombreamento parcial

dos módulos fotovoltaicos a partir da execução de algoritmo de IGMPPT (Independent Global

Maximum Power Point Tracking) (OLIVEIRA, PIRES, et al., 2015). Os aspectos técnicos

relacionados ao estágio CC – CC de entrada não serão abordados neste trabalho.

O conteúdo em destaque da Figura 3.1 compõe o Inversor Ponte Completa Bidirecional

(IPCB) monofásico, sendo este o estágio CC – CA de saída do SFBCR. Nesta configuração, quando

o valor da energia demandada pela carga CC (RBAR) conectada à microrrede tem valor inferior à

energia gerada pelas duas strings fotovoltaicas, há um excesso que deve ser injetado na rede elétrica

sob forma de potência ativa atendendo aos requisitos mínimos de qualidade estabelecidos pelas

normas nacionais e internacionais, caracterizando a ação inversora do IPCB.

Por outro lado, se a carga RBAR tiver demanda tal que o sistema de geração alternativa de

energia não consiga suprir, a rede elétrica CA deve então auxiliar no atendimento fornecendo a

energia complementar para estabilização da tensão do barramento CC com imposição de corrente

seguindo a normatização internacional, caracterizando o modo de ação retificador do IPCB.

O sistema de controle é composto por uma malha interna controlada por um PRes aliado ao

controle de correção de harmônicos (HC) de ordem 3, 5 e 7, além de uma malha externa controlada

por PI clássico. Visando melhor atenuação do conteúdo harmônico de corrente injetada ou retificada

da rede utiliza-se um filtro LCL na saída do conversor.

Nas próximas seções serão descritos com maiores detalhes os modos de operação e a estratégia

de controle implementada.


Figura 3.1 - Estrutura de potência e controle simplificado do IPCB aplicado a microrredes CC.

Fonte: Dados do próprio autor.


3.2 Etapas de operação do IPCB

A Figura 3.2 traz as etapas de operação da situação em que o IPCB opera injetando corrente

na rede elétrica (modo inversor). A análise é feita para os semiciclos positivo e negativo da tensão da

rede elétrica, ficando evidente a característica convencional e já bastante explorada na literatura de

chaveamento alternado dos dois pares de interruptores de um inversor ponte completa (do inglês,

Full-Bridge) tradicional com carga não linear e imposição de corrente no indutor de acoplamento L2

(ERICKSON e MAKSIMOVIC, 2001). O uso dos diodos em antiparalelo com cada interruptor

permite um caminho para passagem da corrente elétrica, uma vez que os indutores não permitem

variações instantâneas desta grandeza.

Figura 3.2 - Etapas de operação do modo inversor para o semiciclo positivo da rede elétrica com: a) S1 e S3

acionadas; b) S2 e S4 acionadas; e para o semiciclo negativo da rede elétrica com: c) S1 e S3 acionadas; d) S2 e S4 acionadas.

a) b)

c) d)


A Figura 3.3 exibe a operação do modo retificador do IPCB. Inicialmente, espera-se que o

sentido vetorial de tensão e corrente no ponto de acoplamento sejam os mesmos, o que constitui à

rede elétrica a característica de fonte no circuito.

Devido à demanda no barramento CC ser maior que a geração de energia alternativa, e por

conveniência realizando análise para o semiciclo negativo da rede (Figura 3.3 c) e d)), ao serem

acionados os gatilhos de S1 e S3 (com S2 e S4 fora de condução) forma-se um caminho de corrente


que passa pelos interruptores, filtro, rede e retorna ao barramento. Neste último, nota-se a passagem

da corrente no mesmo sentido da tensão, o que provoca aumento linear da corrente no indutor L1 e

pequena redução na tensão do capacitor CBAR.

Figura 3.3 - Etapas de operação do modo retificador para o semiciclo positivo da rede elétrica com: a) S1 e S3

acionadas; b) S2 e S4 acionadas; e para o semiciclo negativo da rede elétrica com: c) S1 e S3 acionadas; d) S2 e S4 acionadas.

a) b)

c) d)

Fonte: Dados do próprio autor. Na etapa seguinte, aciona-se o gatilho de S2 e S4 enquanto S1 e S3 são desativadas (Figura 3.3

d)). Devido ao fato dos interruptores serem unidirecionais e a corrente nos indutores L1 e L2 não variar

instantaneamente seu sentido, forma-se um caminho para passagem de corrente a partir da condução

dos diodos de desvio D2 e D4. Nesta etapa, a tensão e a corrente no barramento CC têm sentidos

opostos resultando na diminuição do módulo de iL1 e aumento da tensão em CBAR.

O funcionamento do modo retificador para o semiciclo positivo da tensão da rede elétrica

(Figura 3.3 a) e b)) pode ser compreendido a partir de raciocínio análogo ao semiciclo negativo,

havendo apenas a inversão do sentido de corrente e tensão pelo circuito do IPCB. Além disto, a

corrente iL2 no ponto de conexão com a rede elétrica, obviamente, é uma versão filtrada da corrente

iL1 e possui característica senoidal com defasagem de 180º em relação à tensão VREDE no modo

retificador.


3.3 Dimensionamento do circuito de potência

O projeto dos elementos que compõem o IPCB tomam como base a potência nominal do

sistema fotovoltaico instalado nas dependências do NUPEP. Na primeira string solar são utilizados 8

módulos de 135 W associados em série, totalizando 1080 Wp em CPT (Condições Padrão de Teste –

1000 W/m2 e 25 °C). Já a segunda string conta com 8 módulos de 140 W também em série, obtendo-

se 1120 Wp nas CPT. Portanto, a potência nominal do SFBCR é de 2,2 kWp.

A frequência de chaveamento dos 4 interruptores é fixa e igual a 25 kHz, sendo este um valor

conveniente que une a vantagem de redução no tamanho dos elementos armazenadores de energia

com a facilidade de implementação utilizando um Processador Digital de Sinais (do inglês, DSP –

Digital Signal Processor), além de ser encontrado uma ampla faixa de semicondutores no mercado

que operam nesta frequência.

O barramento CC deve ter valor médio de tensão estabilizado em 400V com baixa ondulação

para que ocorra imposição de corrente senoidal na rede elétrica cuja tensão fase-neutro é igual a 127

Vrms com frequência de 60 Hz.

3.3.1 Capacitor de desacoplamento (CBAR)

O capacitor CBAR presente no barramento CC possui função primária de desacoplar o estágio

CC – CC de entrada do IPCB a partir do rápido armazenamento da energia proveniente do sistema

fotovoltaico com descarga em RBAR e na rede elétrica, caso o IPCB esteja no modo inversor. Durante

o modo de retificação, este capacitor recebe energia tanto do sistema fotovoltaico (a partir do estágio

CC – CC de entrada) quanto do IPCB para atendimento da demanda da carga da microrrede CC e

manutenção da tensão do barramento.

Ressalta-se que a tensão do barramento influencia diretamente na dinâmica do estágio de

entrada (conversor elevador) do SFBCR, uma vez que este controla o valor de sua entrada (tensão

das matrizes FV para IGMPPT) tendo como premissa a sua saída regulada. Portanto, um controle

eficiente de tensão do barramento realizado pelo IPCB auxilia o controle de extração de máxima

potência dos módulos fotovoltaicos.

Os critérios de projeto de CBAR estão bem descritos em (KJAER, PEDERSEN e BLAABJERG,

2005), sendo obtido por meio da equação (3.1).


≥ 𝑃∙𝜔 ∙𝑉 ∙𝛥𝑉 (3.1)

Em que:

CBAR : capacitância de desacoplamento com a rede [F];

PN : potência nominal do IPCB [W];

ωG : frequência angular da rede elétrica [rad/s];

VBAR : tensão do barramento CC [V];

ΔVBAR : ondulação de tensão no barramento CC [V];

Substituindo os valores conhecidos em (3.1) e admitindo-se ondulação de 2% (8V) na tensão

do barramento, obtém-se que CBAR deve ser maior ou igual a 900 µF. Como este é um valor

relativamente alto para capacitores eletrolíticos operando em 400 V, uma associação faz-se necessária

e deve-se atentar à suportabilidade do dielétrico individual de cada elemento capacitivo. Por fim, o

valor final de CBAR obtido a partir da associação de capacitores disponíveis no laboratório de pesquisa

é 1,175 mF.

3.3.2 Filtro LCL

Objetivando a atenuação do conteúdo harmônico proveniente do chaveamento em alta

frequência que faz-se presente na corrente elétrica injetada/retificada da rede elétrica, escolheu-se a

topologia de filtro do tipo LCL. Tal configuração se torna conveniente pelo fato do tamanho dos

indutores ser reduzido em comparação a outros filtros de menor ordem, além de proporcionar

atenuação mais acentuada com decaimento de 60 dB/dec, aumentando assim a qualidade de energia

da corrente imposta na rede elétrica. Contudo, cuidados extras de projeto devem ser tomados quanto

à frequência de ressonância inerente a este tipo de filtro (REZNIK, SIMÕES, et al., 2012).

Neste âmbito, diversos trabalhos têm se dedicado a aprimorar a estrutura LCL com a inserção

de amortecimento ativo, novos critérios de projeto e controles específicos (LISERRE, BLAABJERG

e HANSEN, 2005). O procedimento de cálculo adotado está bem detalhado em (REZNIK, SIMÕES,

et al., 2012). Inicialmente, calcula-se a impedância base do sistema conforme mostra a equação (3.2).

𝑍 = 𝑉 𝑃 (3.2)

Em que:


ZB : impedância base do sistema [Ω];

VRMS : tensão eficaz da rede elétrica [V];

PN : potência nominal do inversor bidirecional [W];

Para a tensão de 127 Vrms e potência nominal do IPCB em 2,2 kWp, tem-se uma impedância

base de 7,33 Ω. Em seguida, calcula-se a capacitância base de acordo com (3.3), revelando um valor

de 361,8 µF.

= 𝜔 ∙𝑍 (3.3)

Em que:

Cb : capacitância base do sistema [F];

ωG : frequência angular da rede elétrica [rad/s];

O valor do capacitor do filtro está diretamente ligado à potência reativa produzida pelo

inversor e, portanto, altera o valor do fator de potência da corrente injetada na rede. Logo, com o

objetivo de mitigar a produção de reativos e atingir um fator de potência próximo da unidade, limita-

se o valor de CF em 3% da capacitância base do sistema (REZNIK, SIMÕES, et al., 2012), obtendo-

se o valor comercial de 10 µF.

De modo análogo ao realizado por (CHAVES, COELHO, et al., 2015) e visando obter valor

de indutância de acoplamento que proporcione baixa ondulação de corrente no ponto de acoplamento

com a rede elétrica foi realizado o cálculo de L2 primeiramente e, logo em seguida, de L1, fato este

não observado em (REZNIK, SIMÕES, et al., 2012).

A indutância de acoplamento com a rede elétrica L2 pode ser determinada conforme (3.4). A

ondulação de corrente desejada neste indutor é 1,5% da corrente de pico do inversor. Portanto, o valor

de indutância encontrado é 7,25 mH. No laboratório de pesquisa o indutor que possui indutância mais

próxima do calculado é 9 mH, sendo adotado este valor para L2 havendo como consequências a

diminuição na ondulação de corrente e modificação na frequência de ressonância, porém sem

prejuízos na atuação do filtro.

= 𝑉∙ ∙𝛥𝐼 𝑚𝑎𝑥 (3.4)

Em que:


L2 : indutância de acoplamento com a rede elétrica [H];

VBAR : tensão regulada da microrrede CC [V];

fS : frequência de chaveamento do IPCB [Hz];

ΔILmax : ondulação máxima de corrente [A];

O valor de L1 é calculado segundo (3.5), sendo que o parâmetro de atenuação de corrente “r”

é escolhido a partir da relação da corrente harmônica na rede com a corrente harmônica do inversor

bidirecional, obtendo-se 0,08 pelos aspectos práticos evidenciados em (MATOS, SOUSA, et al.,

2010). Portanto, o valor de L1 é 720 µH, sendo utilizado 700 µH (valor disponível no laboratório de

pesquisa).

= (3.5)

Em que:

L1 : indutância do lado do conversor [H];

r : parâmetro de atenuação de corrente;

A frequência de ressonância do filtro LCL é dada por (3.6), sendo encontrado o valor de

12.408,4rad/s ou 1.974,9Hz. Considerando o fato de que L2 representa uma impedância muito maior

que a do transformador isolador despreza-se esta última.

𝜔 = √ + (3.6)

Em que:

ωRES : frequência angular de ressonância do filtro [rad/s];

A resposta em frequência do filtro projetado pode ser obtida a partir da sua função de

transferência simplificada (sem considerar as perdas nos indutores) mostrada em (3.7) (REZNIK,

SIMÕES, et al., 2012). O diagrama de bode com as informações relevantes está evidenciado na Figura

3.4.

= + + (3.7)

Em que:

HLCL (s) : função de transferência do filtro LCL;


Figura 3.4 - Resposta em frequência do filtro LCL projetado.


Por fim, como critério de segurança, a frequência de ressonância do filtro LCL deve estar em

uma faixa intermediária de frequência que não seja atingida pelos harmônicos de baixa frequência

provocados pela rede elétrica e nem pelos elevados valores provocados pelo chaveamento do sistema,

sendo considerado um critério de projeto que a mesma atenda a desigualdade expressa em (3.8)

(ARAÚJO, 2012), sendo o valor obtido (1974,9 Hz) pertencente a tal intervalo.

< < ,5 (3.8)

Em que:

fG : frequência da rede elétrica [Hz];

fRES : frequência de ressonância do filtro [Hz];

fS : frequência de chaveamento do IPCB [Hz];

3.3.3 Especificação dos semicondutores e frequência de chaveamento do sistema

Os semicondutores utilizados no circuito de potência foram especificados a partir da análise

dos valores de tensão de pico, corrente eficaz e corrente de pico que cada um está submetido no

circuito da Figura 3.1 e conforme a proposta de (WU, LIN, et al., 2015). A Tabela 2 apresenta o

resumo destas grandezas para a estrutura processando 2,2 kWp em condições normais de operação

(regime permanente) no modo inversor e também no modo retificador.


Tabela 2 - Valor de tensão de pico, corrente pico e corrente eficaz dos semicondutores do IPCB.

Dispositivo Parâmetro Modo Inversor Modo Retificador

Interruptores S1, S2, S3 e S4

Tensão de Pico (VPICO) 400 400

Corrente de Pico (APICO) 24,5 24,5

Corrente Eficaz (ARMS) 10 10

Diodos D1, D2, D3 e D4

Tensão de Pico (VPICO) 400 400

Corrente de Pico (APICO) 24,5 24,5

Corrente Eficaz (ARMS) 10 10


Devido ao uso dos diodos de desvio durante a operação do IPCB tanto no modo inversor

quanto no modo retificador, ressalta-se a necessidade prática de utilizar-se diodos do tipo ultra rápido

(em inglês, UF – Ultra Fast) para que não haja problemas relacionados com a entrada e retirada de

operação destes durante o período de chaveamento do sistema. Também é válida a análise de queda

de tensão e resistência de caminho direto tanto para os diodos quanto para os dispositivos

interruptores visando o aumento na eficiência de conversão do inversor bidirecional.

A frequência de chaveamento do sistema IPCB foi escolhida como sendo 25 kHz, uma vez

que este valor propicia tamanho de indutores e capacitores reduzidos além de ser facilmente

encontrado no mercado de dispositivos semicondutores diversas opções para operação em tal

frequência. Não obstante, o microprocessador TMS320F28335 utilizado é capaz de operar de forma

eficaz nesta frequência apresentando ainda uma margem de segurança para o período de execução do

código de comando.

3.4 Estratégia de controle do IPCB

A estratégia de controle do sistema inversor bidirecional proposto configura-se dentro da

arquitetura do tipo cascata, sendo seus detalhes evidenciados na Figura 3.5. Este tipo de estrutura é

caracterizada por conter uma malha interna responsável pelo controle de injeção/retificação de

corrente aliada a uma malha externa para regulação da tensão do barramento CC.

Neste tipo de estrutura de controle, a malha interna deve ser mais rápida que a malha externa

para que a tensão da microrrede CC seja regulada a partir da variação da amplitude de corrente

injetada/absorvida da rede elétrica. Outra característica importante está no fato do modo de controle


reverso de tensão ser empregado, o qual, para diminuir a tensão do barramento CC no modo inversor,

por exemplo, atua no sentido de aumentar a corrente injetada na rede elétrica.

Figura 3.5 - Estrutura de controle detalhada do IPCB aplicado à microrredes CC.

Fonte: Dados do próprio autor. O IPCB atua com a mesma estrutura de controle e controladores de tensão e corrente para os

dois modos de operação, o que caracteriza uma importante contribuição do trabalho proposto

garantindo vantagens sob o aspecto de simplicidade de implementação e também redução do tempo

de execução do código de comando com menor alocação de memória do microprocessador utilizado.

A fim de explicar-se a dinâmica do controle, faz-se a análise para o regime transitório. Caso

exista excesso de energia proveniente da geração das duas strings fotovoltaicas, a tensão da

microrrede CC tende a aumentar naturalmente (seguindo a máxima de que a energia armazenada nos

capacitores é proporcional ao quadrado da tensão à qual estes estão submetidos). Deste modo, a

variável ErroV na Figura 3.5 tem valor positivo proporcional à diferença observada entre o valor atual

e de referência, sendo a saída de controle Picoi positiva devido ao modo de controle reverso. Logo,

nesta situação, o controlador de tensão admite em sua saída um pico de corrente em fase com a rede

elétrica (obtido pelo PLL) de modo que a sua entrada anule-se e, consequentemente, a tensão do

barramento CC diminua seu valor absoluto e acompanhe a referência pretendida, caracterizando

assim a operação característica do modo inversor.

Em contrapartida, caso a microrrede CC tenha demanda maior que o sistema de geração

fotovoltaico consiga suprir, observa-se um efeito contrário ao anterior com presença de queda na

tensão do barramento CC e sinal negativo tanto na variável ErroV quanto em Picoi na Figura 3.5.

Neste caso, a saída do controlador de tensão impõe uma referência de corrente iREF defasada 180° da


tensão da rede, havendo inversão no sentido de corrente para atendimento à demanda da microrrede

CC, configurando assim o modo retificador sem, contudo, alterar o valor dos controladores presentes

no modo inversor.

Em regime permanente, tanto no modo inversor quanto no modo retificador, a variável ErroV

tende a zero, ou seja, a tensão do barramento segue sua referência. Neste caso, Picoi continua com o

sinal obtido no regime transitório porém com leves alterações de amplitude para correção do valor de

corrente de referência iREF a ser injetada/retificada da rede elétrica.

A saída de todo o sistema de controle consiste no valor da razão cíclica DINV que deve ser

imposta aos dispositivos de chaveamento do IPCB de forma que a corrente no indutor de acoplamento

L2 (ver também Figura 3.1) siga a referência senoidal sincronizada pelo PLL com valor de pico

determinado pelo controle de tensão.

A geração da onda PWM é obtida conforme a estrutura mostrada na Figura 3.6. O valor de

DINV, após passar por um limitador entre -0,95 e 0,95 com intuito de garantir a integridade dos

interruptores relativa aos tempos de entrada e saída de condução dos mesmos, é comparado a uma

onda triangular VTRI com parâmetros fixos, sendo o valor pico-a-pico de 2 unidades, razão cíclica 0,5

e frequência 25 kHz (valor este que define a frequência de chaveamento do sistema).

Figura 3.6 - Estrutura utilizada na geração da onda PWM do IPCB.


Após passarem pelos comparadores, os pulsos de ataque de gatilho das chaves são enviados

aos respectivos interruptores para abertura e fechamento de cada braço em modo alternado por meio

de 2 gate-drivers duplos. Vale salientar que, como será visto na seção 4.3.2, utiliza-se “tempo morto”


de chaveamento de 2 µs visando evitar o inconveniente curto-circuito nos braços do IPCB durante a

troca de estado dos interruptores.

3.4.1 Estratégia de alimentação adiante (Feedforward)

A estratégia de alimentação adiante (em inglês, feedforward), também conhecida como Back-

EMF pela analogia à realimentação da força-contra-eletromotriz das máquinas de corrente contínua

(LIU, HAO, et al., 2012), se mostrou muito eficaz nos trabalhos desenvolvidos por (LIU, HAO, et

al., 2012), (LISERRE, BLAABJERG e HANSEN, 2005) e (CHAVES, COELHO, et al., 2015) no

que tange à possibilidade do processo a ser controlado ficar independente da inclusão do parâmetro

de impedância ZREDE da rede elétrica, uma vez que este é desconhecido e não pode ser modelado

(CHAVES, COELHO, et al., 2015).

A Figura 3.7 traz o diagrama de estados representativo do modelo do processo de

injeção/retificação de corrente desde a saída da ponte de interruptores (VAB) até o ponto de conexão

do IPCB com a rede. Considera-se ZREDE tendendo a zero para que seja realizada a aproximação VS

igual a VREDE (ver também Figura 3.1).

Figura 3.7 - a) Diagrama de estados do IPCB conectado à rede. b) Diagrama de estado com destaque para o desacoplamento de VS e RL//ZREDE por meio da estratégia Feedforward. c) Diagrama de estado resultante da

estratégia Feedforward.

a)

b)


c)

Fonte: Adaptado de (CHAVES, COELHO, et al., 2015). Analisando o modelo apresentado nota-se que a corrente iL2 age sobre a tensão do ponto de

conexão com a rede (VS) e também sofre influência de modo intrínseco ao modelo e à topologia,

sendo VS realimentada como uma perturbação no sistema. A análise da Figura 3.7 b) evidencia ainda

que VS, ZREDE e a carga local RL estão desacopladas do filtro LCL a partir da soma de uma amostra de

VS à ação de controle do sistema (CHAVES, COELHO, et al., 2015).

Além disto, a qualidade da tensão no ponto de conexão possui dependência com as cargas ali

conectadas como, por exemplo, em um sistema de geração distribuída de energia que está conectado

a um barramento CA de uma residência. Portanto, admitindo ZREDE próxima de zero, tem-se que a

impedância resultante pode ser considerada a própria ZREDE e a estratégia feedforward tem o duplo

benefício de facilitar a dinâmica de imposição de corrente e contornar o inconveniente de

conhecimento das cargas presentes no barramento CA. Por fim, pode-se dizer que o processo a ser

controlado fica reduzido à dinâmica do filtro LCL na saída do IPCB sem a necessidade de inclusão

do parâmetro ZREDE, conformo mostrado no diagrama de blocos da Figura 3.7 c) (CHAVES,

COELHO, et al., 2015).

3.4.2 Controle da malha interna (injeção/retificação de corrente)

Precedente ao projeto de qualquer controlador, deve-se levantar primeiramente a função de

transferência da planta a ser controlada. No caso da malha interna do IPCB, esta planta consiste na

imposição de corrente elétrica no indutor de acoplamento (L2) a partir da variação na razão cíclica de

chaveamento, sendo denominada GiL2_d.

O modelo da planta pode ser obtido a partir do emprego da técnica de espaço de estados

médios, sendo a mesma já bastante explorada em (LIMA, 2015) e (CHAVES, COELHO, et al., 2015).


Inicialmente, considera-se as duas etapas de operação associadas ao chaveamento do IPCB e

a topologia resultante do circuito, sendo considerado também o efeito de desacoplamento obtido pela

estratégia feedforward.

A Figura 3.8 a) ilustra o circuito obtido quando acionados os interruptores S1 e S3 enquanto a

Figura 3.8 b) evidencia o resultado de S2 e S4 em condução. Ressalta-se que, independentemente da

topologia resultante, a corrente iL2 que flui pelo indutor de acoplamento L2 é a variável a ser controlada

e, portanto, pode-se modelar a planta para um dos modos de operação do IPCB sem prejuízos para o

controle do modo complementar, uma vez que os elementos do circuito são os mesmos nos dois casos.

Figura 3.8 – Circuito do IPCB resultante do fechamento dos interruptores: a) S1 e S3 e b) S2 e S4.

a)

b)

Fonte: Dados do próprio autor. Portanto, o IPCB pode ser descrito por equações de estado lineares como:

ẋ = ∙ 𝑥 + ∙ (3.9) ẋ = ∙ 𝑥 + ∙ (3.10)

Em que:

x(t) : vetor de estado; ẋ : derivada do vetor de estado no tempo;

u(t) : vetor de entrada ou controle;


A : matriz de sistema;

B : matriz de sistema;

Tem-se ainda que:

𝑥 = [ 𝑖𝑖 ] ; ẋ = [ 𝑖´𝑖´ ] ; = [ ] (3.11)

A tensão VS é considerada zero (assim como a impedância da rede elétrica) em virtude da ação

de desacoplamento pela estratégia feedforward (CHAVES, COELHO, et al., 2015). Ainda em (3.9)

e (3.10), as matrizes de sistema obtidas são:

= = [ − ⁄ − ⁄− ⁄ − ⁄⁄ − ⁄ ]

(3.12)

= [ ⁄ − ⁄ ] ; = [− ⁄ − ⁄ ] (3.13)

As matrizes de sistema e de entrada podem, então, ser representadas pelos seus valores

médios:

= + − = [ − ⁄ − ⁄− ⁄ − ⁄⁄ − ⁄ ]

(3.14)

= + − = [ ∙ − ⁄ − ⁄ ]

(3.15)


Sendo Gxd a função de transferência do inversor para pequenos sinais e considerando as

variações dos elementos do vetor de estado χ(s) em função de variações na largura do ciclo ativo da

onda de PWM δ(s), tem-se:

= 𝜒𝛿 = ∙ − − ∙ (3.16)

Em que I é a matriz identidade, A é a matriz de sistema média e J definido como em (3.17).

= − ∙ 𝑋 + − ∙ (3.17)

Na equação (3.17), a partir do modelo médio do inversor em equilíbrio, tem-se que:

𝑋 = [ 𝑉 ∙ −+𝑉 ∙ −+∙𝑉 ∙ −+ ]

; = [ ] (3.18)

E, portanto:

= [ ∙ ⁄ ] (3.19)

Logo, Gxd fica como mostrado em (3.20).

= [ ∙ ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + + ∙ + + ∙∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + + ∙ + + ∙ ∙ + ∙∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + + ∙ + + ]

(3.20)

Portanto, a função de transferência em pequenos sinais da corrente no indutor L2 relacionada

à razão cíclica de chaveamento do IPCB (GiL2_D) está mostrada na equação (3.21). O termo k é uma

constante de proporcionalidade para que o ganho do gerador PWM seja unitário e VAB é o valor médio


da tensão nos pontos de conexão da ponte de interruptores com o filtro LCL (CHAVES, COELHO,

et al., 2015).

𝑖 _ = ∙ ∙∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + ∙ ∙ ∙ + ∙ ∙ + + ∙ + +

(3.21) Em que: 𝑖 _ : função de transferência da corrente em L2 a partir da razão cíclica;

VAB : tensão média no ponto de conexão do IPCB com o filtro LCL [V];

k : constante de proporcionalidade;

CF : capacitância do filtro LCL [F];

L1 : indutância de entrada do filtro LCL [H];

R1 : resistência do indutor de entrada [Ω];

L2 : indutância de saída do filtro LCL [H];

R2 : resistência do indutor de saída [Ω];

3.4.2.1 Controlador proporcional ressonante (PRes)

Verifica-se que a referência para a injeção/retificação de corrente (iREF) consiste em uma onda

senoidal com a mesma frequência da rede elétrica (60 Hz) e em fase (no caso de injeção) ou 180°

defasada da mesma (no caso de retificação). Logo, o uso dos controladores PI e PID (proporcional

integral derivativo) convencionais não é a melhor opção neste caso, uma vez estes eliminam o erro

de regime permanente quando a referência do sistema é um sinal tipo degrau, ou seja, quando a

referência é um sinal CC. Além disto, estes controladores possuem pouca rejeição a ruído devido ao

polo localizado na origem do lugar geométrico das raízes (integrador) (TEODORESCU,

BLAABJERG e CIOBOTARU, 2005).

Deste modo, visando contornar tais inconvenientes e observando os bons resultados de injeção

de corrente em sistemas monofásicos que foram obtidos por (ZMOOD e HOLMES, 2003),

(TEODORESCU, F.BLAABJERG, et al., 2004), (GAZOLI, F., et al., 2011) e (CHAVES, COELHO,

et al., 2015) adotou-se o controlador PRes (Propocional Ressonante) do tipo 2 (não ideal) como

compensador da malha interna de corrente do IPCB. Sua função de transferência está mostrada em

(3.22).


𝑃 = 𝑝 + ∙ 𝑖 ∙𝜔 ∙+ 𝜔 +𝜔 (3.22)

Em que:

CpRES (s) : função de transferência do controlador PRes;

KpRES : ganho proporcional;

KiRES : ganho integral;

ωc : frequência de corte [rad/s];

ω0 : frequência central de ressonância [rad/s];

O controlador PRes tipo 2 possui elevado ganho nas frequências próximas à frequência de

centro de ressonância ω0 com significativa atenuação para outras faixas, o que possibilita sua

aplicação nos casos em que a referência é um sinal senoidal. A frequência de corte ωc define a largura

da faixa da banda passante do controlador, sendo que valores maiores tornam a banda passante maior,

porém com redução no pico de ganho da frequência de centro do controlador.

A Figura 3.9 a seguir apresenta a resposta em frequência de modo comparativo dos

controladores PI clássico, PRes ideal e PRes prático. Nota-se a presença do pico de ressonância nos

dois últimos, enquanto o controlador PI possui teoricamente ganho infinito para 0 Hz. Ainda verifica-

se a diminuição no ganho do controlador PRes prático em relação ao ideal com o aumento da banda

passante de frequência do primeiro.

Figura 3.9 – Resposta em frequência comparativa dos controladores PI, PRes Ideal e PRes Prático (tipo 2).



Para referências que variam pouco sua frequência, como é o caso do processo de injeção e

retificação de corrente da rede elétrica (entre 59,95 Hz e 60,05 Hz), valores pequenos de ωc são

suficientes e auxiliam na obtenção de maior margem de ganho para a frequência central. Os critérios

de projeto do controlador PRes tipo 2 são semelhantes aos dos controladores PI e PID convencionais,

sendo descritos com detalhes em (TEODORESCU, F.BLAABJERG, et al., 2004) e (CHA, VU e

KIM, 2009).

3.4.2.2 Controlador compensador de harmônicos (HC)

É reconhecido na literatura (TEODORESCU, F.BLAABJERG, et al., 2004) que os

harmônicos ímpares de ordem 3, 5 e 7 são comumente encontrados com maior magnitude no espectro

de frequência da corrente injetada/retificada da rede prejudicando a qualidade de energia do inversor.

Além disto, por estarem localizados próximos à frequência fundamental do sistema, são de difícil

filtragem.

Logo, três controladores HC são utilizados para obtenção de maior atenuação dos harmônicos

já citados com o objetivo de melhorar a qualidade da energia injetada/retificada de acordo com as

normas nacionais e internacionais.

A função de transferência genérica deste compensador está evidenciada em (3.23), na qual

observa-se a semelhança com a estrutura do controlador PRes, havendo diferenciação na frequência

de ressonância do controlador para que haja mitigação na amplitude do harmônico indesejado. Logo,

os critérios de projetos do HC são semelhantes aos do PRes.

, , = ∑ ∙ 𝑖ℎ∙ ℎ∙+ ℎ +ℎℎ= , , (3.23)

Em que:

HC3,5,7 (s) : função de transferência do controlador HC de ordem 3, 5 e 7;

Kih : ganho integral para a h-ésima harmônica;

ωch : frequência de corte para a h-ésima harmônica [rad/s];

hω0 : frequência central de ressonância para a h-ésima harmônica [rad/s];

A Figura 3.10 ilustra a resposta genérica em frequência do controlador PRes aliado ao

controlador HC. Por fim, a malha interna da Figura 3.5 traz em detalhes o diagrama de blocos

contendo todos os controladores já descritos até o momento.


Figura 3.10 – Resposta em frequência genérica comparativa dos controladores HC, PRes prático e PRes + HC.


3.4.2.3 Análise da malha interna no domínio da frequência

3.4.3 Controle da malha externa (tensão do barramento CC)

A estratégia utilizada para encontrar o compensador da tensão do barramento da microrrede

CC é semelhante à descrita para o controle da malha interna. Logo, modela-se os circuitos da Figura

3.8 em espaço de estados médio visando a obtenção da função de transferência da tensão no

barramento CC em função da corrente injetada/retificada da rede (GVC_iL2).

O vetores de estado e de entrada estão mostrados a seguir:

𝑥 = [ 𝑖𝑖 ] ; = [ ] (3.28)

As matrizes de sistema obtidas são:

=

[ − − ⁄ ⁄ ⁄ − ⁄⁄ − − ⁄ ⁄− ⁄⁄ − ⁄ ]

; = [

− ⁄ ] (3.29)


=

[ − − ⁄ ⁄ − ⁄ − ⁄⁄ − − ⁄ ⁄⁄⁄ − ⁄ ]

; = [

− ⁄ ] (3.30)

Por fim, a função de transferência da tensão no capacitor do barramento CC com relação à

corrente no indutor de acoplamento GVC_iL2 está evidenciada em (3.31).

_𝑖 = 𝐹∙ ∙ +𝐹∙ ∙ + 𝐹∙ + 𝐹∙ ∙ + (3.31)

Em que: _𝑖 : função de transferência da tensão no barramento CC em função da corrente

injetada/retificada;

CF : capacitância do filtro LCL [F];

Rd : resistência série do capacitor CF (se houver) [Ω];

L2 : indutância de saída do filtro LCL [H];

R2 : resistência do indutor de acoplamento [Ω];

Em seguida, reduz-se a malha interna de corrente (ver Figura 3.5) em um único bloco

utilizando a técnica de redução de sistemas em cascata com realimentação (NISE, 2011), sendo obtido

o diagrama mostrado na Figura 3.13.

Figura 3.13 – Diagrama de blocos do sistema de controle do IPCB com a malha interna reduzida.



Os critérios de projeto deste controlador, quanto à margem de fase e margem de ganho, são

os mesmos do controle de corrente. Porém, a malha externa deve ser mais lenta a fim de que o

controlador da malha interna possa impor o pico de corrente no indutor de acoplamento para

estabilizar a tensão da microrrede CC.

O compensador que satisfaz tais exigências é um PI clássico como mostrado em (3.32) com

ganho 0,5 e constante de tempo 0,1. A resposta em frequência do sistema compensado em malha

aberta está apresentada na Figura 3.14. A análise com o sisotool revelou margem de ganho de 25dB,

frequência de passagem 0,06 Hz (portanto esta malha é mais lenta que a interna) e margem de fase

de 92,2°. Todos os polos ficaram localizados no semipleno esquerdo, implicando um sistema estável.

𝑉 = ,5 ∙ + (3.32)

Em que: 𝑉 : função de transferência do controlador de tensão do barramento CC;

Figura 3.14 - Diagrama de Bode em malha aberta da malha de tensão controlada e sem compensação.


3.5 Sincronismo com a rede elétrica – PLL

O PLL (Phase Locked Loop) é utilizado com o intuito de obter-se uma onda senoidal com a

mesma frequência e fase do sinal de entrada que, nesta aplicação, é a tensão da rede elétrica CA. O

sinal de saída deve ser isento de distorções harmônicas, mesmo que a entrada não seja perfeitamente

senoidal, uma vez que esta saída será utilizada como referência para o controle de imposição de


corrente. Tem-se ainda que o casamento em fase e frequência entre estes sinais é pré-requisito

fundamental para operação com elevado fator de potência nos dois modos de operação do IPCB.

A Figura 3.15 apresenta o diagrama de blocos detalhado do PLL, sendo esta estrutura

comumente encontrada na literatura com diversos trabalhos relacionados à modelagem e critérios de

controle para seu sistema (FILHO, SEIXAS, et al., 2008) (GUPTA, PORIPPIREDDI, et al., 2012)

(LIMA, 2015) (GUIMARÃES, 2015).

Figura 3.15 - Diagrama de blocos do PLL.

Fonte: Adaptado de (TEXAS INSTRUMENTS, 2013).

Fundamentalmente, o PLL é constituído por um detector de fase, filtro passa baixa (FPB) com

controlador PI e oscilador controlado por tensão (em inglês VCO - Voltage Controlled Oscillator),

nesta ordem. O primeiro estágio se baseia no fato de que a multiplicação de dois sinais senoidais em

perfeita quadratura (defasagem angular de 90°) e mesma frequência resulta em um sinal também

senoidal, porém com o dobro da frequência e nível médio nulo. Para qualquer outro caso de

defasagem destes sinais o nível médio deixa de ser zero, tornando-se referência de erro para o

controlador PI.

Com o intuito de extrair apenas a componente contínua do sinal resultante do detector de fase

aplica-se um FPB de primeira ordem sintonizado em uma frequência de corte próxima de 0 Hz. A

sintonia desta frequência deve ser realizada tomando como base a estabilização da malha de controle

e sua dinâmica, sendo que quanto menor for esta frequência, menor também é o erro de casamento

entre os sinais, contudo mais tempo é exigido para a estabilização do PLL. Segundo (LIMA, 2015),

ao utilizar 1/10 da frequência do sinal de entrada do filtro (120 Hz) é possível obter-se bons resultados

práticos.

O controlador PI é responsável por gerar em sua saída um sinal ω’ de referência para o VCO

tal que anule o valor do nível médio de entrada, ou seja, um valor que tomado na entrada do oscilador

gere uma cossenoide em quadratura com o sinal de entrada do PLL. Ressalta-se que a aplicação deste


tipo de controlador é muito conveniente neste caso, uma vez que a rede elétrica possui pequenas

variações de frequência que divergem do valor fixo de centro ω0, havendo correção com teórico erro

nulo pela ação integral.

A função de transferência do controlador PI está evidenciada em (3.33) e, para obter-se os

parâmetros KPLL (ganho) e TiPLL (constante de tempo) seguindo os critérios propostos por (LIMA,

2015), foi montado o circuito ilustrado na Figura 3.16.

𝑝 = 𝑃 ∙ + 𝑖𝑃⁄ (3.33)

Em que: 𝑝 : função de transferência do controlador PI do PLL; 𝑝 : ganho do controlador PI; 𝑖𝑝 : constante de tempo do controlador PI;

Figura 3.16 - Circuito para obtenção dos parâmetros do controlador do PLL.

Fonte: Adaptado de (LIMA, 2015).

Neste circuito calcula-se o desvio de fase entre o sinal de entrada (VREDE) e saída (VFASE) do

PLL, uma vez que esta grandeza é uma medida de defasagem entre os dois sinais. Ainda na Figura

3.16, o bloco “Param Sweep” é responsável por variar a constante de tempo TiPLL a partir de 0,007

até 0,025 com KPLL fixo em 0,2. Quanto menor o valor de TiPLL, mais rápida será a resposta do

controlador devido ao menor tempo de casamento entre os dois sinais. Contudo, valores muito

pequenos desta variável podem levar o sistema à instabilidade, sendo que valores mais elevados

deixam o sistema PLL lento.


O gráfico mostrado na Figura 3.17 exibe a variação do fator de potência com o incremento

na constante de tempo do controlador enquanto a Figura 3.18 evidencia a variação na frequência de

saída (ωPLL) para esta mesma situação. Fica evidente, então, que para TiPLL maior que 0,02 obtêm-se

os sinais de entrada e saída do PLL casados em fase e frequência.

Finalmente, para comprovar a eficácia do controlador encontrado (KPLL = 0,2 e TiPLL = 0,02)

e do sistema PLL como um todo, aplica-se à entrada uma onda vPLL(t) como em (3.34) com distorção

de terceira e décima ordem.

𝑝𝑙𝑙 = 𝑛 𝜔 + 𝑛 𝜔 + 𝑛 𝜔 (3.34)

Em que: 𝑝𝑙𝑙 : onda de referência na entrada do PLL; 𝜔 : frequência angular da onda de referência [rad/s];

Figura 3.17 – Desvio de fase entre o sinal de entrada do sistema (referência) e saída (em fase) do PLL em função da

constante de tempo do controlador com Kpll fixo em 0,2.


Figura 3.18 – Frequência de saída do PLL (ωPLL) em função da constante de tempo do controlador com Kpll fixo em

0,2.



A resposta obtida está mostrada na Figura 3.19, na qual fica evidente que o sinal de saída

VFASE está atracado em fase e frequência com a componente fundamental do sinal de entrada VPLL,

mesmo havendo distorção neste último (o que realmente ocorre na prática, obviamente em menores

proporções, uma vez que a tensão da rede elétrica não é livre de conteúdo harmônico).

Figura 3.19 – Ondas de entrada distorcida e resposta de saída do PLL a partir da utilização do controlador PI

encontrado.



4.CAPÍTULO 4 – RESULTADOS EXPERIMENTAIS E DE SIMULAÇÃO

4.1. Considerações iniciais

Visando a comprovação dos conceitos apresentados no Capítulo 3, inicialmente foi simulado

o circuito de potência do Inversor Ponte Completa Bidirecional bem como seu controle no programa

PSIM® e, logo em seguida, construído um protótipo de 2,2 kWp visando verificação prática de

resultados e corroboração com as teorias propostas. Os materiais e métodos empregados na obtenção

dos resultados teóricos e práticos estão descritos em detalhes neste capítulo.

4.2. Resultados de simulação computacional

O programa utilizado para simular o IPCB foi o PSIM®, sendo este escolhido devido aos seus

recursos e funcionalidades voltados à Eletrônica de Potência. Além do mais, este software conta com

plataforma específica para simulação de módulos fotovoltaicos a partir da ferramenta Solar Module

e, em caráter prático, auxilia na configuração do TMS320F28335 através de uma interface simples e

funcional. A Figura 4.1 ilustra a tela de trabalho do PSIM® contendo o circuito de potência e estratégia

de controle do Sistema Fotovoltaico Bidirecional Conectado à Rede.

4.2.1 Análise da resposta de controle: Modo Inversor

De modo a avaliar a resposta dos controladores da malha interna e externa do IPCB projetados

nas seções 3.4.2 e 3.4.3, respectivamente, simulou-se o sistema operando em condições nominais no

modo inversor. Para tanto, não houve conexão de carga no barramento CC e a irradiação das strings

fotovoltaicas foi mantida constante em 1000 W/m2 com 2,2 kWp de potência disponível.

A resposta em regime permanente obtida para a tensão do barramento CC e corrente injetada

na rede está evidenciada na Figura 4.2. Fica evidente a boa resposta do controle de tensão da

microrrede (VBAR), uma vez que a tensão do barramento CC está regulada em 400V contendo a

ondulação característica de 120 Hz (JAIN e AGARWAL, 2007). A corrente elétrica iREDE teve sua

distorção harmônica total (DHT) calculada em 1,62%, sendo este um ótimo resultado de qualidade

de energia. Contudo, o fator de potência encontrado foi 0,95, o que implica na injeção de 657,36 VAr

na rede neste caso.

De acordo com a Tabela 1, a norma NBR 16.149 é a mais exigente quanto à injeção de

potência reativa na rede e requer operação inversora com fator de potência superior a 0,98. Deste

modo, visando adequação à legislação, aumentou-se o ganho dos controladores da malha interna

(PRes e HC) em 3 vezes e reduziu-se a velocidade do controle da malha externa (PI) em 5 vezes.

Capítulo 4 – Resultados Experimentais e de Simulação 59

Figura 4.1 – Circuito montado no PSIM® para simulação do SFBCR.



Figura 4.2 – Resposta em regime permanente da tensão do barramento CC (VBAR), corrente no indutor de acoplamento (iREDE) e tensão da rede elétrica (VREDE) para os controladores projetados no Capítulo 3.


Os controladores obtidos após a modificação dos ganhos estão descritos nas equações seguir.

𝑃 = , + ∙ ∙ ∙+ ∙ ∙ + (4.1) = ∙ ∙ ∙+ ∙ ∙ + ∙ (4.2)

= ∙ ∙ ∙+ ∙ ∙ + ∙ (4.3)

= ∙ ∙ ∙+ ∙ ∙ + ∙ (4.4)

𝑉 = , ∙ + (4.5)

A análise do diagrama de Bode e lugar geométrico das raízes obtida através do sisotool das

malhas controladas após a modificação no controle está mostrada na Figura 4.3. A margem de ganho

da malha interna compensada foi calculada em 15 dB com margem de fase de 34,1º enquanto a

margem de ganho da malha externa é 22,5 dB com margem de fase de 92º. Em relação aos critérios

de controle inicialmente propostos, somente a margem de fase da malha interna mostrou-se com valor

abaixo do recomendo (42º) sem, contudo, serem observados prejuízos para a resposta transitória e em

regime permanente do sistema IPCB tanto nas simulações quanto na prática.

A resposta de injeção de corrente para a mesma situação anterior, porém utilizando os

controladores modificados, está apresentada na Figura 4.4. O controle da tensão do barramento CC

(VBAR) apresentou resposta idêntica à anterior. Já o fator de potência da corrente injetada (iREDE) foi


calculado em 0,994, o que evidencia o êxito na alteração dos ganhos dos controladores. O espectro

de frequência da corrente está mostrado na Figura 4.5, sendo obtido 1,8% de DHTi.

Figura 4.3 – Resposta do sisotool para o diagrama de Bode em malha aberta e lugar geométrico das raízes do

sistema controlado após a modificação no controle: a) da malha interna; b) da malha externa.

a) b)


Figura 4.4 – Resposta em regime permanente de tensão do barramento CC, corrente no indutor de acoplamento e tensão da rede elétrica utilizando os controladores modificados.


Por fim, visando avaliar a resposta transitória do modo inversor do IPCB, apresenta-se na

Figura 4.6 a resposta do IPCB quando o SFBCR é submetido a um distúrbio na irradiação das strings

fotovoltaicas, passando de 1000 W/m2 para 500 W/m2. Verifica-se que há injeção de corrente na rede

elétrica com elevado fator de potência (0,995) e baixa DHTi (1,82%) com estabilização em 50 ms,

provando a eficácia do controle PRes com HC. Percebe-se ainda a boa atuação do controlador de

tensão com período transitório de 350 ms e redução na tensão do barramento em 54 V (13,5%).


mesmos do modo inversor analisado anteriormente após a correção. A Figura 4.7 contêm a resposta

da tensão no barramento e corrente no indutor de acoplamento (L2) para a situação descrita.

Figura 4.7 – Resposta em regime permanente de tensão do barramento CC (VBAR), corrente no indutor de acoplamento

(iL2) e tensão da rede elétrica (VREDE) utilizando os controladores modificados no modo retificador.


A tensão VBAR foi estabilizada em 400 V enquanto iREDE apresentou-se defasada 173,7º (fator

de potência -0,994) em relação à tensão da rede elétrica (VREDE). Logo, houve inversão no sentido da

corrente no indutor de acoplamento (L2) para atendimento à demanda da carga CC e manutenção da

tensão do barramento, mesmo sem geração de energia fotovoltaica ou conexão de baterias no sistema.

Da análise do espectro de frequência da onda iREDE na Figura 4.7 obtêm-se a Figura 4.8. A

DHTi é de 3,5%. Houve ainda presença de nível CC de 0,5A, que, conforme será visto na seção 4.3.3,

também esteve presente (em maiores proporções) nos resultados práticos, o que configura um ponto

de melhoria a ser observado em trabalhos futuros.

A Figura 4.9 apresenta a resposta transitória do modo retificador frente a variações na carga

do barramento CC. Inicialmente tem-se uma carga com demanda de 2 kW, sendo esta modificada

para 1,5 kW em 0,7 s e em 1,1s passa a ser 1 kW. No tempo 1,5 s a carga retorna sua potência para

1,5 kW e, por fim, para 2 kW em 1,9 s. A tensão do barramento apresentou tempo de estabilização

em 400 ms. Conforme já era esperado, a variável iPICO é negativa e impõe um pico na corrente de

referência 180º defasado da tensão da rede elétrica, o que configura a ação retificadora do IPCB. O

período transitório de corrente foi calculado em 230 ms.


potência nos terminais da rede passa de +1,15 kW (exportação de energia) para -1,2 kW (importação

de energia). A duração total do período transitório de tensão e corrente é de 500 ms e fica evidente a

característica bidirecional do inversor proposto.

Figura 4.10 – Análise transitória computacional de troca nos modos de operação do IPCB.


4.3. Resultados experimentais

4.3.1 Aspectos de construção do protótipo do IPCB

Para validar as proposições teóricas descritas e os resultados de simulação obtidos, foi

desenvolvido um protótipo do Inversor em Ponte Completa Bidirecional monofásico com potência

nominal de 2,2 kWp como mostrado na Figura 4.11. Os dados dos principais elementos constituintes

do protótipo estão descritos na Tabela 3.

O acionamento dos interruptores do IPCB foi realizado utilizando-se o circuito de gatilho

duplo (gate driver duplo) SKHI-20opA da Semikron® com dados evidenciados na Tabela 4. Sua

estrutura possui proteção integrada contra curto-circuito baseado no monitoramento contínuo da

tensão em cada interruptor, provendo o desligamento suave com sinalização de erro.


Figura 4.11 – Protótipo do SFBCR de 2,2 kWp aplicado a microrredes CC com geração alternativa de energia proveniente de módulos fotovoltaicos e conexão bidirecional à rede elétrica CA.


Tabela 3 - Resumo dos parâmetros do protótipo do Inversor em Ponte Completa Bidirecional monofásico. Componente Especificação

Interruptores S1, S2, S3, S4, SB1 e SB2 IGBT – IRG4PC40KD: 600V; 25A

Diodos D1, D2, D3, D4, DB1 e DB2 FES16JT: 600V; 16A

Indutor L1 Núcleo de Ferrite; 700µH

Indutor L2 Núcleo de Aço Silício; 9mH

Capacitor CF Corrente Alternada; 10µF

Capacitor CBAR Associação de capacitores eletrolíticos; 1,175mF

Transformador Isolador Relação de espiras 1:1

Microcontrolador DSP – TMS320F28335

Fonte: Dados do próprio autor. A Tabela 5 traz as características do microprocessador DSP TMS320F28335 utilizado na

implementação digital do algoritmo de controle do SFBCR. A tensão de trabalho deste dispositivo

está dentro da faixa 0 - 3,3 V. Contudo, no protótipo construído existem elementos que não atuam

com este nível de tensão, podendo-se citar os circuitos de acionamento de relés (0 a +15 V) e o


acionamento de gatilho dos interruptores (0 a 15 V). Logo, torna-se necessário utilizar uma placa de

conversão de sinais de 0 - 3,3 V para 0 - 15 V, sendo esta mostrada na Tabela 6.

Tabela 4 - Especificações do circuito duplo para acionamento de interruptores SKHI 20 opA da Semikron.

Tensão de alimentação 15 V

Frequência máxima de chaveamento 100 kHz

Máxima tensão detectável entre coletor e emissor

1000 V

Limiar de tensão de entrada para nível alto 11 V

Limiar de tensão de entrada para nível baixo 4,8 V

Tensão no gatilho do interruptor para estado ligado

15 V

Tensão no gatilho do interruptor para estado desligado

-8 V


Tabela 5 - Especificações do DSP TMS320F28335 da Texas Instruments®.

Arquitetura de ponto flutuante de 32 bits

Conversor analógico / digital (A/D) ultra rápido (80 ns)

512 KB de memória Flash

68 KB de memória RAM

Frequência de clock de 150 MHz

176 pinos de entrada e saída de propósito geral


Tabela 6 - Especificações do módulo de conversão dos sinais de saída do DSP da faixa de 0 a 3,3 Vpara a faixa de 0 a

15 V.

Portas de Entrada 12

Faixa de tensão dos sinais de entrada 0 a 3,3 V

Portas de Saída 12

Faixa de tensão dos sinais de Saída 0 a 15 V

Fonte: (RODRIGUES, 2016)


Para aquisição de todos os sinais analógicos de tensão e corrente do IPCB bem como conexão

destes às entradas do conversor A/D (analógico – digital) do DSP com excursão de 0 a 3,3 V montou-

se a placa de aquisição de sinais com os dados evidenciados na Tabela 7.

Circuitos auxiliares de alimentação com saída regulada em +15 V, ± 12 V (fonte simétrica) e

+12 V e entrada em 127/220 V contendo proteção contra sobrecarga e curto-circuito foram também

construídos. Dissipadores de calor e coolers foram utilizados para melhor troca de calor dos diodos e

interruptores com o ar, evitando assim o desgaste excessivo e aumentando a vida útil dos mesmos

(ver Figura 4.1).

Tabela 7 - Especificações do módulo para aquisição e condicionamento de sinais de tensão e corrente

Tensão de alimentação ± 12 V

Máxima corrente eficaz de medição 50 A

Faixa de medição de corrente - 70 A a + 70 A

Máxima tensão eficaz de medição 500 V

Faixa de medição de tensão - 500 V a + 500 V

Faixa de tensão do sinal de saída 0 a 3,3 V

Nível de offset 1,5 V

Fonte: (RODRIGUES, 2016)

A geração de energia fotovoltaica conectada à microrrede CC é composta por duas strings

fotovoltaicas instaladas no teto do laboratório de pesquisa como evidenciado na Figura 4.12. Cada

string é constituída por 7 módulos fotovoltaicos Kyocera®, sendo a primeira composta por painéis de

140 W e a segunda de 135 W, totalizando 1925 Wp nas CPT.

Para controle do SFBCR foi criado um código de comando em linguagem C que pode ser

visualizado no Apêndice A. A configuração do sistema de conversão A/D, portas PWM e das entradas

e saída de propósito geral foi realizada a partir da interface presente no PSIM®, sendo esta mostrada

na Figura 4.13. Como já descrito na seção 3.3, a frequência de aquisição dos sinais e de chaveamento

dos interruptores é 25 kHz.


Figura 4.12 – Imagens aéreas da microusina fotovoltaica instalada nas dependências do NUPEP com destaque para as strings utilizadas.


Figura 4.13 – Interface do PSIM® utilizada para desenvolvimento do código de controle do SFBCR e configuração do

DSP TMS320F28335.



4.3.2 Verificação experimental do PLL, pulsos de gatilho e tempo de execução do código

Como análise experimental inicial, foi verificado a ação do PLL projetado na seção 3.5. Para

tanto, construiu-se um pequeno código de comando para inversão no estado de saída de uma GPIO

(General Purpose Input Output) à medida que ocorre a mudança de sinal da tensão da rede elétrica.

A resposta obtida está mostrada na Figura 4.14.

Figura 4.14 – Verificação do sincronismo entre a tensão da rede (VREDE) e a saída do PLL (VPLL).


Nota-se, pela análise da referida figura, que a onda de saída do PLL (VPLL) está atracada em

fase e frequência com a onda de tensão da rede (VREDE). Foi observado diferença de fase de 3º entre

os sinais com frequência de 60,00Hz e, portanto, o PLL projetado alcançou seu objetivo proposto de

obtenção de sincronismo com a rede.

Outro ponto importante de verificação prática são os pulsos de gatilho de cada interruptor do

IPCB. Durante os testes práticos, estes devem ser constantemente monitorados visando garantir o

bom funcionamento e integridade dos elementos do circuito de potência. Na Figura 4.15 a) estão

apresentados os sinais para acionamento das chaves S1 e S2 com a respectiva resposta de tensão entre

os terminais drain e source cada interruptor.

Os pulsos VG1 e VG2 mostrados estão presentes na saída do gate driver duplo e possuem valor

máximo de 16 V e mínimo de -12 V garantindo a condução e abertura das chaves, respectivamente.

Além disto, observa-se a inclusão de um tempo morto de 2 µs entre os sinais, o que implica em não

haver acionamento simultâneo das chaves e evita um possível curto-circuito entre os braços do IPCB.

Por fim, avaliou-se o tempo de execução do código microprocessado contido no Apêndice A

frente ao período de chaveamento do sistema. Para tanto, incluiu-se no início do código um comando


para mudar o estado de uma saída do DSP para nível lógico alto e, no final do mesmo, faz-se esta

mesma saída ter nível lógico baixo. As operações realizadas, conforme mostra a onda VDSP na Figura

4.15 b), duram aproximadamente 11,5 µs. Portanto, como o período total disponível na interrupção é

de 40 µs, não há problemas relacionados ao tempo de execução do código.

Figura 4.15 – a) Tensão do interruptor S1 (VDS1), tensão do interruptor S2 (VDS2), sinal de gatilho do interruptor S1

(VG1) e sinal de gatilho do interruptor S2 (VG2). b) Sinal de gatilho do interruptor do Boost 1(VGB1), sinal de tempo de execução do código (VDSP) e sinal de gatilho do interruptor S1 (VG1).

a) b)


4.3.3 Etapas de operação do IPCB e avaliação da resposta do filtro LCL

Na Figura 4.16 estão presentes as etapas de operação práticas do modo inversor do IPCB.

Quando no semiciclo positivo da tensão da rede elétrica (Figura 4.16 a)), se as chaves S1 e S3 são

acionadas a corrente no indutor L1 aumenta linearmente seu valor (período D de chaveamento).

Quando S2 e S4 fecham e S1 e S3 abrem (período 1 – D de chaveamento), tal corrente diminui

linearmente e utiliza os diodos de desvio D2 e D4. Para o semiciclo negativo da tensão da rede (Figura

4.16 b)), tem-se a mesma situação, porém com inversão no sentido da corrente no indutor L1 e

passagem pelos diodos de desvio D1 e D3.

Para as etapas do modo retificador apresentadas na Figura 4.17, quando no semiciclo positivo

(Figura 4.17 a)) tem-se aumento da corrente em L1 para S2 e S4 fechadas, havendo decréscimo na

mesma quando S1 e S3 estão acionadas (porém com a utilização de D1 e D3). Do mesmo modo que no

caso inversor, para o semiciclo negativo da tensão da rede tem-se raciocínio análogo com inversão

no sentido da corrente analisada.


Tanto a operação prática do modo inversor quanto do modo retificador do IPCB foram

corroboradas com as propostas teóricas apresentadas na seção 3.2.

Figura 4.16 – Etapas de operação práticas do modo inversor do IPCB para: a) semiciclo positivo da tensão rede; b)

semiciclo negativo da tensão rede.

a) b)


Figura 4.17 – Etapas de operação práticas do modo retificador do IPCB para: a) semiciclo positivo da tensão rede; b) semiciclo negativo da tensão rede.

a) b)

Fonte: Dados do próprio autor. Logo em seguida, com o intuito de avaliar a atuação do filtro LCL projetado, verificou-se a

resposta simultânea de corrente nos indutores L1 e L2 em regime permanente para o modo retificador,

sendo a resposta apresentada na Figura 4.18. Evidentemente, a análise para o modo inversor retorna

resultados semelhantes com inversão no sentido da corrente dos indutores.

A corrente iL1, como já esperado, mostrou-se totalmente chaveada contendo elevado conteúdo

harmônico. A corrente no indutor de acoplamento iREDE, por sua vez, apresentou-se com forma de

onda senoidal e baixa distorção harmônica total, sendo os valores quantitativos relevantes

apresentados nas seções posteriores.


Figura 4.18 – Análise da resposta do filtro LCL a partir da corrente em L1 e L2.


4.3.4 Análise experimental do modo inversor

A Figura 4.19 apresenta o resultado de maior potência do IPCB obtido no modo de operação

inversor. Tem-se conexão da geração fotovoltaica de energia ao barramento CC através do estágio

CC-CC de entrada (conversor Boost), sendo que este é o responsável pela máxima extração de

potência dos módulos fotovoltaicos. Não há carga conectada ao barramento CC, o que implica na

necessidade de injeção de toda energia renovável na rede elétrica CA por meio do IPCB a fim de

regular-se a tensão da microrrede CC. A potência gerada, de acordo com a Figura 4.19 a), é de 725,9

W na string 1 e 736,38 W na string 2, totalizando 1462,28 W em todo o sistema.

Percebe-se pela Figura 4.19 b) que a tensão do barramento CC manteve-se regulada com nível

médio de 394,5 V e, portanto, com erro relativo de apenas 1,3%. Ainda neste resultado, percebe-se a

injeção de 1,3 kW a partir da imposição de corrente elétrica em fase com a tensão da rede, fato este

característico do modo inversor do IPCB, com obtenção desvio de fase de 7,7° e fator de potência

0,99. Logo, há pouco conteúdo reativo na potência injetada, sendo corroborado o resultado

experimental com seu teórico equivalente.

Para avaliar o espectro harmônico da corrente em todos os resultados experimentais, utilizou-

se o código desenvolvido e validado por (LIMA, 2015) no programa Matlab®, sendo o mesmo

disponibilizado no Apêndice B. A entrada do programa é constituída pelos pontos da forma de onda

a ser analisada em formato de arquivo csv.


Figura 4.19 – Modo inversor com injeção de 1,3kW: a) Tensão (VB1 e VB2) e corrente (IB1 e IB2) nas entradas do estágio CC – CC. b) Tensão do barramento (VBAR), tensão (VREDE), corrente (iREDE) nos terminais da rede e corrente na

carga CC (iCARGA). c) Espectro harmônico da corrente CA de saída do IPCB.

a) b)

c)


O espectro harmônico da onda iREDE da Figura 4.19 b) está apresentado na Figura 4.19 c),

sendo ainda realizada a comparação com os limites impostos pela norma internacional IEEE

1547/2008, uma vez que outras normas seguem critérios semelhantes. Fica evidente que todos os

harmônicos ímpares individuais estão de acordo com a norma citada e também com a Tabela 1. A

DHTi calculada foi de 3,19%, portanto valor este inferior ao limite imposto pelas normatizações

nacionais e internacionais (5%).

Finalmente, torna-se necessário realizar análise para operação em baixa potência, uma vez

que o IPCB deve ser avaliado com base na conexão à rede elétrica em diversas horas do dia sendo

que oscilações de potência no sistema de geração fotovoltaica a longo prazo são comuns. A Figura

4.20 apresenta o resultado obtido sob esta circunstância.

A potência de saída da string 1 é 404,7 W conforme ilustra a Figura 4.20 a), sendo a string 2

desconectada do circuito. A partir da análise da Figura 4.20 b), observa-se a tensão média do

barramento regulada em 390,1 V com 2,4% de erro relativo. A potência injetada na rede é 287,3 W,


sendo que a corrente apresentou 11º de defasagem em relação à tensão da rede (fator de potência

0,98).

Figura 4.20 – Modo inversor com injeção de 287,3 W: a) Tensão (VB1) e corrente (iB1) na entrada do estágio CC – CC. b) Tensão do barramento (VBAR), tensão (VREDE), corrente (iREDE) nos terminais da rede e corrente na carga CC

(iCARGA). c) Espectro harmônico da corrente CA de saída do IPCB.

a) b)

c)


A análise do espectro harmônico da corrente injetada revelou todas harmônicas ímpares dentro

dos limites impostos pela IEEE 1547/2008, sendo obtido 2,37% de DHTi. Logo, caracteriza-se o

sistema IPCB projetado como apto a atuar conectado à rede para injeção desde baixas potências até

sua operação nominal obedecendo os critérios de qualidade de energia.

4.3.5 Análise experimental do modo retificador

Visando a verificação prática do modo retificador do IPCB, realizou-se a desconexão das duas

strings fotovoltaicas e inseriu-se uma carga CC puramente resistiva de 97 Ω (demanda 1,6 kW) no

barramento CC. Neste caso, toda a energia necessária para o adequado funcionamento da carga e


regulação da tensão da microrrede deve provir da rede elétrica CA. Ressalta-se que não houve

modificação no valor dos controladores em relação ao modo inversor.

A resposta obtida está evidenciada na Figura 4.21, sendo que de sua parte a) conclui-se que

houve a inversão de fase na corrente iREDE imposta pelo controle no indutor de acoplamento L2, uma

vez que existe defasagem de 177º desta com a tensão VREDE. Como consequência, tem-se a importação

de 2,1 kW da rede com tensão do barramento CC regulada no valor médio de 399,5 V (erro de 0,12%).

Figura 4.21 – Modo retificador com absorção de 2,1 kW: a) Tensão do barramento (VBAR), tensão (VREDE), corrente

(iREDE) nos terminais da rede e corrente na carga CC (iCARGA). b) Espectro harmônico da corrente CA imposta no indutor de acoplamento com a rede elétrica.

a)

b)

Fonte: Dados do próprio autor. Ainda na parte a) da Figura 4.21 destaca-se a presença de indesejáveis -3A de nível médio.

Tal situação já tinha sido verificada nos resultados computacionais da seção 4.2.2, porém em menor

escala. Este nível CC é prejudicial ao sistema elétrico de potência no que tange ao aquecimento de

transformadores de potência com a sua consequente redução de vida útil. Logo, deve-se elaborar

estratégias para eliminação de tal inconveniente em trabalhos futuros.


O espectro harmônico da onda iREDE contendo a comparação com a norma internacional IEC

61.000-3-2 está presente na Figura 4.21 b). A DHTi foi calculada em 4,64%, portanto dentro dos

requisitos desta norma (5%). Ainda destaca-se que todos os harmônicos ímpares se mostraram dentro

dos limites impostos.

Do mesmo modo como foi feito para o modo inversor, realizou-se o teste para baixa potência

no modo retificador. A carga de 97 Ω foi substituída por outra de 300 Ω com demanda de 530 W

(redução de 67%). As matrizes fotovoltaicas permaneceram desconectadas do sistema. A resposta

obtida está mostrada na Figura 4.22.

Figura 4.22 – Modo retificador com absorção de 668 W: a) Tensão do barramento (VBAR), tensão (VREDE), corrente (iREDE) nos terminais da rede e corrente na carga CC (iCARGA). b) Espectro harmônico da corrente CA imposta no

indutor de acoplamento com a rede elétrica.

a) b) Fonte: Dados do próprio autor.

Foram importados 668 W da rede elétrica com a tensão média do barramento CC ficando

regulada em 395 V (erro de 1,25%). A defasagem entre as ondas de corrente no indutor de

acoplamento e tensão na rede foi calculada em 178º, refletindo em fator de potência -0,99. Análises

de DHTi revelaram 4,8% com todas harmônicas ímpares dentro dos limites impostos pela norma IEC

61.000-3-2.

4.3.6 Análise experimental da ação bidirecional

Para analisar o comportamento transitório em caráter experimental do IPCB, realizou-se o

teste de transição do modo inversor para o modo retificador com a inserção de uma carga CC com

demanda superior à gerada pelo sistema fotovoltaico.


Para tanto, inseriu-se uma carga de 97 Ω (1,6 kW) quando o IPCB estava operando em regime

permanente com injeção de 900 W a partir de 1,11 kW gerados pelos módulos fotovoltaicos (Figura

4.23 a)).

Figura 4.23 – Análise da bidirecionalidade do IPCB: a) Tensão (VB1 e VB2) e corrente (iB1 e iB2) na saída de cada

string fotovoltaica. b) Tensão do barramento (VBAR), tensão (VREDE), corrente (iREDE) nos terminais da rede e corrente na carga CC (iCARGA) durante o período de distúrbio proposto.

a)

b)


A Figura 4.23 b) ilustra o resultado do período transitório obtido para o IPCB. A tensão do

barramento CC estava incialmente regulada em 400 V, decrescendo 80 V (20%) logo após a inserção

da carga CC e estabilizando-se novamente em 400 V após 400 ms. Tomando-se as devidas

proporções, este resultado está condizente com o obtido nas simulações computacionais para

avaliação de bidirecionalidade (seção 4.2.3).


Vale ressaltar ainda que, tanto o tempo de estabilização quanto o afundamento na tensão

observados no barramento CC podem ser reduzidos a partir da utilização de dispositivos auxiliares

de armazenamento de energia (tais como supercapacitores), inserção de banco de baterias no

barramento CC e conexão de mais fontes alternativas de energia no sistema, sendo que estas propostas

serão avaliadas e implementadas em trabalhos futuros.

O período transitório de inversão no sentido da corrente iREDE durou aproximadamente 115

ms. A potência nos terminais da rede elétrica passou de injeção de 1,1 kW para importação de 668 W

após a inserção da carga CC, ou seja, houve a transição de um estado configurando “venda” de energia

para outro de “compra” com atuação transitória satisfatória do sistema IPCB.

4.3.7 Rendimento do IPCB

Como última análise experimental, fez-se o estudo do rendimento nos dois modos de operação

em função da potência de entrada do sistema. Esta entrada, no caso inversor, está na ponte de

interruptores enquanto para o caso retificador está na saída do filtro LCL, já que neste último tem-se

a rede elétrica como fonte do circuito.

A resposta obtida para o modo inversor está apresentada na Figura 4.24. Nesta imagem está

mostrado ainda a curva de tendência observada para o rendimento nesta situação de operação do

IPCB, sendo obtido valor médio de 91,6% de aproveitamento de potência.

Para o caso retificador, a Figura 4.25 traz os valores individuais e também a linha de tendência

observada. Foram coletados valores de rendimento abaixo do modo inversor, sendo a média calculada

em 82,76%. Tal resultado se deve ao fato do modo retificador exigir passagem da corrente através

dos diodos de desvio na maior parte do período de chaveamento (ver também seção 3.2). Uma vez

que estes dispositivos possuem resistência série mais elevada que os interruptores, tem-se maiores

perdas neste modo. Logo, com a utilização de semicondutores de maior qualidade (e,

consequentemente, de maior custo) espera-se aumento nos índices gerais de rendimento do IPCB.


Figura 4.24 – Gráfico de rendimento por potência de entrada do modo inversor do IPCB.


Figura 4.25 – Gráfico de rendimento por potência de entrada do modo retificador do IPCB.


Capítulo 5 – Conclusões gerais e desdobramento da pesquisa 81

5.CAPÍTULO 5 – CONCLUSÕES GERAIS E DESDOBRAMENTOS DA PESQUISA

Com o intuito de sintetizar as atividades desenvolvidas bem como ressaltar os principais

pontos de contribuição da pesquisa e resultados alcançados, faz-se a seguir uma avaliação conclusiva

acerca do trabalho realizado.

Inicialmente, foi projetado, montado e avaliado de forma completa um Inversor Ponte

Completa Bidirecional (IPCB) monofásico aplicado a microrredes CC conectadas à rede elétrica CA

contendo geração de energia proveniente de módulos fotovoltaicos. Para comprovação dos resultados

teóricos obtidos, construiu-se um protótipo de 2,2 kWp visando ensaios laboratoriais.

O sistema IPCB foi integrado com sucesso a dois conversores Boost que compõe o estágio

CC-CC de entrada e que realizam a extração global e independente da máxima potência das duas

strings fotovoltaicas utilizadas como fonte de geração alternativa de energia.

Com relação ao controle utilizado, ressalta-se que no estado da arte elaborado não foi

evidenciado nenhum estudo de aplicação de controladores ressonantes com correção de harmônicos

aplicados ao controle de corrente em inversores bidirecionais que operam também na manutenção de

uma carga presente no barramento CC, sendo este um aspecto inédito na literatura e um importante

ponto de contribuição desta pesquisa.

A utilização da mesma estrutura de controle e também valores iguais dos controladores nos

dois modos de operação do IPCB, resultando na obtenção de boa estabilização da tensão no

barramento CC e adequada injeção/retificação de corrente, representam outro aspecto relevante da

pesquisa. Como benefício proveniente deste fato tem-se a redução do tempo de processamento do

código de controle a partir da realização de menor número de cálculos pelo DSP e, consequentemente,

criando liberdade para incorporar-se outras funções ao comando do inversor e monitoramento da

microrrede CC.

À respeito dos resultados práticos obtidos, destaca-se a injeção e retificação de corrente

senoidal, com baixa distorção harmônica total e elevado fator de potência, sendo todos os valores

pertencentes aos limites das normas nacionais e internacionais vigentes. Contudo, no modo retificador

houve presença de nível médio não nulo, o que representa um ponto de melhoria para continuação da

pesquisa.

Nos testes de análise transitória realizados com inserção de carga CC com demanda maior que

a geração fotovoltaica na microrrede obteve-se boa resposta no controle de corrente com êxito na

Capítulo 5 – Conclusões gerais e desdobramento da pesquisa 82

troca do modo inversor para o retificador e, portanto, com ação bidirecional comprovada. A tensão

do barramento CC foi ajustada de acordo com referência desejada após recuperar-se de um

afundamento provocado pela inserção abrupta da carga. Em estudos futuros, espera-se a integração

de outras tecnologias (geração alternativa por célula combustível, utilização de supercapacitores) ao

barramento CC para auxiliar na redução dos efeitos transitórios provocados pela variação de carga

além da proteção de ilhamento do sistema.

Conforme a Ata apresentada no Apêndice C e tomando como base os bons resultados teóricos

e práticos obtidos neste trabalho, no dia 16 de Junho de 2016 houve parecer favorável da banca

examinadora à alteração do nível desta pesquisa de Mestrado para Doutorado, sendo, na ocasião,

apresentado o plano de trabalho e cronograma para a continuação da pesquisa.

Desde modo, espera-se no doutorado aperfeiçoar e avaliar experimentalmente o protótipo do

equipamento tendo como referência os critérios estabelecidos pelas Normas ABNT NBR 16.149 e

NBR 16.150, tendo ao final um inversor bidirecional construído no Brasil e regulamentado pelas

normas brasileiras.

Por fim, ressalta-se a importância e a necessidade dos estudos contínuos na área de Energias

Renováveis e também em Eletrônica de Potência visando o emprego e desenvolvimento de

conversores mais eficientes, sendo que, como consequência direta tem-se contribuição no uso

racional da energia elétrica ao mesmo tempo em que são conservados os recursos naturais.

Referências 83

6.REFERÊNCIAS

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Referências 87

Lista de Publicações e Projetos de Pesquisa dos Autores Associados à Pesquisa 88

LISTA DE PUBLICAÇÕES E PROJETOS DE PESQUISA DOS AUTORES ASSOCIADOS À PESQUISA

Dentro do período contemplado pela presente pesquisa, o autor já realizou alguns trabalhos

investigativos e publicações em eventos de reconhecida relevância, a saber:

Artigos Publicados em Conferências Internacionais/Nacionais:

PIRES, L. P.; OLIVEIRA JR., C. J.; FREITAS, L. C.; COELHO, E. A. A.; FARIAS, V. J.; FREITAS, L.C.G.; LIMA, G. B.; RODRIGUES, D. B. DC Microgrid with Bi-Directional Multistring Solar Inverter performing Active Power Injection into the AC Grid and DC Bus Voltage Stabilization. In: Conferência Brasileira de Eletrônica de Potência – 13° COBEP, 2015; Southern Power Electronics Conference – 1st SPEC. Fortaleza – CE. p. 1- 6.

PIRES, L. P.; FREITAS, L. C.; COELHO, E. A. A.; FARIAS, V. J.; Freitas, L.C.G.

Projeto e Simulação Computacional de um Sistema Fotovoltaico Híbrido Utilizado para Injeção de Potência Ativa na Rede Elétrica e Sistema UPS Aplicado a Semáforos. In: Conferência Brasileira sobre Qualidade da Energia Elétrica - XI CBQEE, 2015. Campina Grande – PB, p. 1- 6

Artigos Publicados em Conferências Regionais:

PIRES, L. P.; OLIVEIRA JR., C. J.; FREITAS, L.C.G.; LIMA, G. B.; RODRIGUES, D. B.; Projeto e Simulação de um Inversor Full-Bridge Bidirecional aplicado a Microrredes CC e Sistemas Fotovoltaicos conectados à Rede Elétrica. In: Conferência de Estudos em Engenharia Elétrica, XIII CEEL, 2015. Uberlândia – MG.

OLIVEIRA JR., C. J.; PIRES, L. P.; FREITAS, L.C.G.; LIMA, G. B.; RODRIGUES,

D. B.; Projeto e Simulação de um arranjo Fotovoltaico composto por 2 Strings utilizando MPPT´s Independentes. In: Conferência de Estudos em Engenharia Elétrica, XIII CEEL, 2015. Uberlândia – MG.

RICCI, M. M.; OLIVEIRA JR., C. J.; PIRES, L. P.; FREITAS, L.C.G.; MELO, F.

C.; Comparação de Técnicas de MPPT em Sistemas Fotovoltaicos utilizando a Plataforma de simulação computacional PSIM®. In: Conferência de Estudos em Engenharia Elétrica, XIII CEEL, 2015. Uberlândia – MG.

Lista de Publicações e Projetos de Pesquisa dos Autores Associados à Pesquisa 89

Projetos de Pesquisa

Título: Estudo e implementação de uma microrrede em corrente contínua utilizando Inversor Solar Multistring Bidirecional. APROVADO na Chamada Universal MCTI/CNPq n° 01/2016. Agência financiadora: CNPq. Coordenador: Luiz Carlos Gomes de Freitas, Dr. Início:2016; Término: 2019.

Título: Concepção, projeto e implementação de um Sistema Inversor Multistring Conectado à Rede Elétrica e com MPPTs independentes. APROVADO na Chamada Universal MCTI/CNPq/CT-Energ Nº 49/2013. Agência financiadora: CNPq. Coordenador: Luiz Carlos Gomes de Freitas, Dr. Início: 2013;

Título: Sistema Inversor Multistring sem Transformador Conectado à Rede Elétrica. APROVADO no edital FAPEMIG 01/2013 Universal – Proc. APQ-01219-13. Agência financiadora: Fapemig. Coordenador: Luiz Carlos Gomes de Freitas, Dr. Início: 2013; Término: 2016.

Apêndice A – Código embarcado no DSP TMS320F28335 em linguagem C 90

APÊNDICE A – CÓDIGO EMBARCADO NO DSP TMS320F28335 EM LINGUAGEM C

/********************************************************************************* // This code is created by SimCoder Version 9.1 for TI F28335 Hardware Target // // SimCoder is copyright by Powersim Inc., 2009-2011 // // Date: April 27, 2016 15:30:11 **********************************************************************************/

#include <math.h> //Inclusão da biblioteca com operações matemáticas #include "PS_bios.h" //Configuração de BIOS (Basic Input Output System) typedef float DefaultType; //Definição pelo PSIM #define GetCurTime() PS_GetSysTimer() //Definição pelo PSIM interrupt void Task(); //Inicialização da interrupção do sistema //######INÍCIO DA DECLARAÇÃO DE VARIÁVEIS GLOBAIS######################### // TESTES int tempo_execucao = 0; // Tempo de processamento float D_chave_inversor = 0; // Razão cíclica do IPCB float d_teste = 0; // Teste de Razão Cíclica int contador_protecao_I_b2 = 0; // Contador de proteção contra sobrecorrente int controle_pre_carga = 0; // Ativação do controle de pré-carga de CBAR float D_teste = 0.5; // Teste de Razão Cíclica int parada_contador_pre_carga = 0; // Parada de contagem de pré-carga long int contador_startboost = 0; // Contador para entrada em operação do Boost float razao1 = 0; // Teste de Razao Cíclica no Gate-Driver 1 float razao2 = 0; // Teste de Razao Cíclica no Gate-Driver 2 float valor_ref = 100; // Tensão de referência para início do MPPT int flag_pwm_ativo = 0; // Flag de verifação de PWM int Capacitor_Carregado = 0; // Barramento CC carregado com 400V int flag_iniciar = 0; // Flag de verifação de inicialização // RELÉS PARA ACIONAMENTO DE CONTATORES int rele_boost1 = 1; // Relé BOOST 1: Este relé é ativo baixo. int rele_boost2 = 1; // Relé BOOST 2: Este relé é ativo baixo. int rele_pre_carga_link = 1; // Relé de Pré-Carga: Este relé é ativo baixo. int rele_carga_link = 1; // Relé da Carga CC: Este relé é ativo baixo. int rele_rede = 1; // Relé de conexão à Rede: Este relé é ativo baixo. // INICIALIZAÇÃO DO SISTEMA int start_boost = 0; // Libera ação dos conversores Boosts int start_inversor = 0; // Libera ação do IPCB int Liga_Aquisicao = 0; // Libera aquisição de sinais // PROTEÇÃO DO SISTEMA

// BOOST float Imax = 13; // Corrente máxima do BOOST 1 e 2 float Dmax = 0.9; // Razão Cíclica máxima de chaveamento do Boost 1 float Dmax_2 = 0.9; // Razão Cíclica máxima de chaveamento do Boost 2 int protecao_corrente_BOOST = 0; // Atuação de proteção por sobrecorrente Boost 1 e 2


int protecao_tensao_BOOST = 0; // Atuação de proteção por sobretensão Boost 1 e 2 // INVERSOR float Imax_inversor = 25; // Corrente de pico máxima do IPCB float Vmax_LINK = 550; // Tensão de pico máxima do IPCB float Vmax_FILTRO = 300; // Tensão de pico máxima do capacitor de filtro int PROTECAO = 0; // Variável de proteção do sistema int Protecao_IREDE = 0; // Atuação de proteção por sobrecorrente do IPCB int Protecao_VFILTRO = 0; // Atuação de proteção por sobretensão do filtro LCL int Protecao_VLINK = 0; // Atuação de proteção por sobretensão do IPCB int contador_protecao_I_rede = 0; // Contador para ativar proteção de sobrecorrente int contador_protecao_V_link = 0; // Contador para ativar proteção de sobretensão int parada_auxiliar = 0; // Parada de operação após tempo determinado // CONSTANTES DE GANHO DOS SENSORES // BOOST float K_V1 = 132; // Constante do sensor de tensão do Boost 1

float K_I1 = 10.7506; // Constante do sensor de corrente do Boost 1 float K_V2 = 140.5; // Constante do sensor de tensão do Boost 2 float K_I2 = 11.1002; // Constante do sensor de corrente do Boost 2 // INVERSOR float K_VLINK = 656.1893; // Constante do sensor de tensão do barramento CC float K_VFILTRO = 6800.315; // Constante do sensor de tensão do filtro LCL float K_VREDE = 684.9315; // Constante do sensor de tensão da Rede Elétrica float K_IREDE = 16.39; // Constante do sensor de corrente da Rede Elétrica // OFFSETS // BOOST float offset_V1 = 0; // Offset do sensor de tensão do Boost 1 float offset_I1 = 0; // Offset do sensor de corrente do Boost 1 float offset_V2 = 0; // Offset do sensor de tensão do Boost 2 float offset_I2 = 0; // Offset do sensor de corrente do Boost 2 // INVERSOR float offset_VLINK = 0; // Offset do sensor de tensão do barramento CC float offset_VFILTRO = 0; // Offset do sensor de tensão do filtro LCL float offset_VREDE = 0; // Offset do sensor de tensão da Rede Elétrica float offset_IREDE = 0; // Offset do sensor de corrente da Rede Elétrica // AQUISIÇÃO DE SINAIS // BOOST float Vatual1 = 0; // Tensão atual da string 1 float Iatual1 = 0; // Corrente atual da string 1 float Vatual2 = 0; // Tensão atual da string 2 float Iatual2 = 0; // Corrente atual da string 2 // INVERSOR float Iatual_REDE = 0; // Corrente atual na Rede Elétrica (injetada ou retificada) float Vatual_REDE = 0; // Tensão atual da Rede Elétrica float Vatual_FILTRO = 0; // Tensão atual do capacitor do filtro LCL float Vatual_LINK = 0; // Tensão atual do barramento CC // PRÉ CARGA CAPACITOR C_LINK int Pre_Carga_Link = 0; // Variável de pré-carga do barramento CC int flag_pre_carga = 0; // Flag de verificação de pré-carga do barramento CC


// VARIÁVEIS BOOST 1 long int contador_mppt1 = 1; // Contador relacionado ao IGMPPT da String 1 float Patual1 = 0; // Potência atual da String 1 float Panterior1 = 0; // Potência anterior da String 1 float Vanterior1 = 0; // Tensão anterior da String 1 float Ianterior1 = 0; // Corrente anterior da String 1 float Vref1 = 115; // Tensão de início do conversor Boost 1 float deltaP1 = 0; // Diferença de potência para IGMPPT da String 1 float deltaV1 = 0; // Diferença de tensão para IGMPPT da String 1 float erro1 = 0; // Variável de erro atual para controle da String 1 float erro1_ant1 = 0; // Variável de erro anterior para controle da String 1 float erro1_ant2 = 0; // Variável de erro anterior 2 para controle da String 1 float D1 = 0; // Razão Cíclica de chaveamento do Boost 1 float D_chave1 = 0.0; // Razão Cíclica de chaveamento do Boost 1 float D1_ant1 = 0; // Razão Cíclica de chaveamento anterior 1 do Boost 1 float D1_ant2 = 0; // Razão Cíclica de chaveamento anterior 2 do Boost 1 float Vmax_mppt1 = 184; // Máxima tensão da String Solar 1

// VARIÁVEIS BOOST 2 int contador_mppt2 = 1; // Contador relacionado ao IGMPPT da String 2 float Patual2 = 0; // Potência atual da String 2 float Panterior2 = 0; // Potência anterior da String 2 float Vanterior2 = 0; // Tensão anterior da String 2 float Ianterior2 = 0; // Corrente anterior da String 2 float Vref2 = 115; // Tensão de início do conversor Boost 2 float deltaP2 = 0; // Diferença de potência para IGMPPT da String 2 float deltaV2 = 0; // Diferença de tensão para IGMPPT da String 2 float erro2 = 0; // Variável de erro atual para controle da String 2 float erro2_ant1 = 0; // Variável de erro anterior para controle da String 2 float erro2_ant2 = 0; // Variável de erro anterior 2 para controle da String 2 float D2 = 1; // Razão Cíclica de chaveamento do Boost 2 float D_chave2 = 0.0; // Razão Cíclica de chaveamento do Boost 2 float D2_ant1 = 0; // Razão Cíclica de chaveamento anterior 1 do Boost 2 float D2_ant2 = 0; // Razão Cíclica de chaveamento anterior 2 do Boost 2 float Vmax_mppt2 = 184; // Máxima tensão da String Solar 2

int contador_10_Hz = 0; // Contador para execução de IGMPPT em 10Hz int habilita_mppt_1 = 0; // Habilita execução de MPPT na string 1 float incV1 = 0.1; // Incremento de tensão do método P&O STRING 1 int habilita_mppt_2 = 0; // Habilita execução de MPPT na string 2 float incV2 = 0.05; // Incremento de tensão do método P&O STRING 2 // VARIÁVEIS IPCB // PHASE LOCKED LOOP (PLL) float w0 = 376.9911; // Frequência angular central do PLL (60 Hz) float wpll = 376.9911; // Frequência angular do oscilador do PLL (60 Hz) float fpll = 60; // Valor da frequência do PLL em Hz float theta = 0; // Fase do oscilador do PLL float yd = 0; // Oscilador em fase com a entrada (seno) float yq = 1; // Oscilador em quadratura com a entrada (cosseno) float filtroin = 0; // Entrada do FPB float filtroout = 0; // Saída do FPB float intpll = 0; // Parte integral do controlador float proporcional_pll = 0; // Parte proporcional do controlador float Ts = 40e-6; // Período de amostragem float wc = 37.6991; // Frequência de corte do FPB (6 Hz) float num_filtro = 0.00075323221; // Numerador do FPB de 2 ordem float den_filtro = -0.99849354; // Denominador do FPB de 2 ordem float b0_PLL = 0.0015056895;


float b1_PLL = 0.0015056895; float a1_PLL = -0.99698862; float b0_PI_PLL = 0.10002; // Filtro do PLL: Fcorte = 12 Hz; Método Tustin float b1_PI_PLL = -0.09998; float a1_PI_PLL = -1;

float wpll_ant1 = 0; // Frequência angular anterior do PLL float filtroin_ant1 = 0; // Entrada anterior do filtro float filtroout_ant1 = 0; // Saída anterior do filtro float Vatual_REDE_PLL = 0; // Tensão atual da Rede para o PLL int saida_fase = 0; // Variável para saída em FASE int saida_quadratura = 0; // Variável para saída em Quadratura int Sincronismo = 0; // PLL sincronizado --> 1; PLL não sincronizado --> 0 int contador_sincronismo = 0; // Contador de interrupções em sincronismo com a rede int contador_sync_segundo = 0; // Contador de segundos sincronizados com a rede int contador_sincronizado = 0; // Contador de milisegundos sincronizados com a rede int contador_sincronizado_ms = 0; // Variável auxiliar para de ms sincronizados int flag_teste = 0;

int flag_init_pwm = 0; // inicialização do PWM quando sincronizado // VARIÁVEIS DO CONTROLE DE CORRENTE float Pico_I_inversor = 0; // Definindo o valor da corrente de Pico int injecao_de_corrente = 0; // Variável para liberar operação do IPCB float erro_I_inversor_ant_1 = 0; // Erro de corrente anterior 1 float erro_I_inversor_ant_2 = 0; // Erro de corrente anterior 2 float erro_I_inversor = 0; // Erro atual de corrente float Iref_REDE = 0; // Corrente de referência da Rede

// Ação de controle da parte ressonante (60Hz) float Acao_I_inversor_ant_1_RES = 0; // Variável de ação ressonante anterior 1 float Acao_I_inversor_ant_2_RES = 0; // Variável de ação ressonante anterior 2 float Acao_I_inversor_RES = 0; // Variável de ação ressonante atual // Ação de controle da parte proporcional float Acao_I_inversor_ant_1_PROP = 0; // Variável de ação proporcional anterior 1 float Acao_I_inversor_ant_2_PROP = 0; // Variável de ação proporcional anterior 2 float Acao_I_inversor_PROP = 0; // Variável de ação proporcional atual // Ação de controle do HC 3 float Acao_ant_1_HC_3 = 0; // Variável de ação HC 3 anterior 1 float Acao_ant_2_HC_3 = 0; // Variável de ação HC 3 anterior 2 float Acao_HC_3 = 0; // Variável de ação HC 3 atual // Ação de controle do HC 5 float Acao_ant_1_HC_5 = 0; // Variável de ação HC 5 anterior 1 float Acao_ant_2_HC_5 = 0; // Variável de ação HC 5 anterior 2 float Acao_HC_5 = 0; // Variável de ação HC 5 atual // Ação de controle do HC 7 float Acao_ant_1_HC_7 = 0; // Variável de ação HC 7 anterior 1 float Acao_ant_2_HC_7 = 0; // Variável de ação HC 7 anterior 2 float Acao_HC_7 = 0; // Variável de ação HC 7 atual // Ação resultante float Acao_I_inversor= 0; // Variável de ação IPCB float Acao_I_desacoplada = 0; // Variável de ação IPCB desacoplada da Rede float D_inversor = 0; // Razão cíclica de chaveamento do IPCB float D_inversor_max = 0.8; // Razão cíclica máxima de chaveamento do IPCB


float D_inversor_min = -0.8; // Razão cíclica mínima de chaveamento do IPCB // VARIÁVEIS DO CONTROLE DE TENSÃO float erro_V_inversor_ant_1 = 0; // Erro anterior 1 de tensão do barramento CC float erro_V_inversor_ant_2 = 0; // Erro anterior 2 de tensão do barramento CC float erro_V_inversor = 0; // Erro atual de tensão do barramento CC float V_referencia_link = 400; // Tensão de referência do barramento CC float Acao_V_inversor_ant_1 = 0; // Ação anterior 1 de tensão do barramento CC float Acao_V_inversor_ant_2 = 0; // Ação anterior 2 de tensão do barramento CC float Acao_V_inversor = 0; // Ação atual de tensão do barramento CC // RELÓGIO int contador = 0; // Contador de interrupções int contador_segundo = 0; // Contador de segundos int contador_minuto = 0; // Contador de minutos // SCANEAMENTO DAS STRINGS FOTOVOLTAICAS float D_Scan_1 = 0; // Variável de escaneamento da String 1 float passo_D_1 = 1e-6; // Passo de Razão Cíclica do escaneamento da STRING 1 float D_otimo_1 = 0; // Razão cíclica ótima da String 1 float V_otimo_1 = 0; // Tensão ótima da String 1 float P_otimo_1 = 0; // Potência ótima da String 1 float D_Scan_2 = 0; // Razão cíclica ótima da String 2 float passo_D_2 = 1e-6; // Passo de Razão Cíclica do escaneamento da STRING 2 float D_otimo_2 = 0; // Razão cíclica ótima da String 2 float V_otimo_2 = 0; // Tensão ótima da String 2 float P_otimo_2 = 0; // Potência ótima da String 2 int contador_passado = 0; // Contador de escaneamento int contador_ms = 0; // Contador de ms de escaneamento int contador_ms_passado = 0; // Contador de ms de escaneamento passado int habilita_mppt = 0; // Habilitando MPPT float passo_suave = 2.5e-6; // Passo de incremento e decremento de Razão Cíclica int descida_suave_mppt1 = 0; // Descida suave de escanemanto da String 1 int subida_suave_mppt1 = 0; // Subida suave de escanemanto da String 1 int descida_suave_mppt2 = 0; // Descida suave de escanemanto da String 2 int subida_suave_mppt2 = 0; // Subida suave de escanemanto da String 2 float passo_D1_VOC = 2.5e-6; // Passo para caminho de circuito aberto int scaneando_1_terminou = 0; // Flag de final de escanemanto da String 1 int scaneando_2_terminou = 0; // Flag de final de escanemanto da String 2 int scaneamento_inicial_b1 = 0; // Flag de escanemanto inicial da String 1 int scaneamento_inicial_b2 = 0; // Flag de escanemanto inicial da String 2 int scaneando_1 = 0; // Flag de escanemanto em andamento na String 1 int scaneando_2 = 0; // Flag de escanemanto em andamento na String 2 // CONTROLADORES DO SISTEMA // PID a 25 kHz,Metodo EULER float b0_PID = 0.0047694563; float b1_PID = -0.0093056261; float b2_PID = 0.0045372051; // Controle conversores Boost float a1_PID = -1.4537205; float a2_PID = 0.45372051; //************************************************************************************* // INVERSOR

// PI DO PLL a 25 kHz float kp_pll = 0.2; // Ganho da parte proporcional (0.2) float ki_pll = 2; // Ganho da parte integral (2)


// PROPORCIONAL RESSONANTE TIPO 2 (CORRENTE) DO IPCB A 25 kHz, Metodo TUSTIN

float b0_Ki = 0.01199452; float b1_Ki = 0; float b2_Ki = -0.01199452; float a1_Ki = -1.9989731; // ki = 30; wc = 10; float a2_Ki = 0.99920037; float b0_Kp = 0.7; float b1_Kp = 0.7; // Kp = 0.7 float a1_Kp = 1; // CORRETOR DE HARMÔNICOS DE ORDEM 3 IPCB A 25 kHz, Metodo TUSTIN float b0_HC_3 = 0.0031978522; float b1_HC_3 = 0; float b2_HC_3 = -0.0031978522; // ki = 20; wc = 4; float a1_HC_3 = -1.997635; float a2_HC_3 = 0.99968021; // CORRETOR DE HARMÔNICOS DE ORDEM 5 IPCB A 25 kHz, Metodo TUSTIN float b0_HC_5 = 0.0031949481; float b1_HC_5 = 0; float b2_HC_5 = -0.0031949481; // ki = 20; wc = 4; float a1_HC_5 = -1.9940046; float a2_HC_5 = 0.99968051; // CORRETOR DE HARMÔNICOS DE ORDEM 7 IPCB A 25 kHz, Metodo TUSTIN float b0_HC_7 = 0.0031906018; float b1_HC_7 = 0; float b2_HC_7 = -0.0031906018; // ki = 20; wc = 4;

float a1_HC_7 = -1.9885713; float a2_HC_7 = 0.99968094;

// CONTROLADOR DE TENSÃO – PROPORCIONAL INTEGRAL float b0_PI_V = 0.10002; float b1_PI_V = -0.09998; // K = 0.1; T = 0.1; float a1_PI_V = -1; // PID PARA PRE CARGA DO CAPACITOR A 25 kHz, Metodo TUSTIN float b0_pre_carga = 0.020002; float b1_pre_carga = -0.019998; // K = 0.02; T = 0.2; float a1_pre_carga = -1; // CÁLCULOS DE GRANDEZAS FÍSICAS DO INVERSOR

// Valor RMS da tensão da rede float V_auxiliar = 0; // Variável auxiliar para tensão da Rede float V_pico_rede = 0; // Tensão de pico da Rede float V_RMS_rede = 0; // Tensão RMS da Rede float V_anterior_rede = 0; // Tensão anterior da Rede int flag_V_rms_rede = 0; // Flag de tensão int semiciclo_negativo_rede = 0; // Identificação de semiciclo negativo int semiciclo_positivo_rede = 0; // Identificação de semiciclo positivo // Valor RMS da tensão do Capacitor de Filtro float V_auxiliar_filtro = 0; // Variável auxiliar para tensão do filtro LCL float V_pico_filtro = 0; // Tensão de pico de CF float V_RMS_filtro = 0; // Tensão RMS de CF float V_anterior_filtro = 0; // Tensão anterior de CF int flag_V_rms_filtro = 0; // Flag de tensão CF


int semiciclo_negativo_filtro = 0; // Identificação de semiciclo negativo int semiciclo_positivo_filtro = 0; // Identificação de semiciclo positivo // Valor RMS da corrente injetada na Rede Elétrica float I_auxiliar_rede = 0; // Variável auxiliar para corrente na Rede float I_pico_rede = 0; // Corrente de pico na Rede float I_RMS_rede = 0; // Corrente RMS na Rede float I_anterior_rede = 0; // Corrente anterior na Rede int flag_I_rms_rede = 0; // Flag de corrente na Rede int semiciclo_negativo_i_rede = 0; // Identificação de semiciclo negativo int semiciclo_positivo_i_rede = 0; // Identificação de semiciclo positivo //###################FINAL DA DECLARAÇÃO DE VARIÁVEIS GLOBAIS###################

interrupt void Task() // Execução da função de interrupção do sistema // Definições do PSIM

DefaultType fADC, fZOH_V1, fADC_1, fZOH15, fADC_2, fZOH16, fADC_3, fZOH17, fADC_8, fZOH_IG; DefaultType fADC_9, fZOH_VG, fADC_10, fZOH_VFILTRO, fADC_11, fZOH_VLINK, fCCS, fCCS_1; DefaultType fCCS_2, fCCS_3, fCCS_4, fCCS_5, fCCS_6, fCCS_7, fCCS_8;

PS_EnableIntr(); // Habilita interrupções

fADC = PS_GetDcAdc(0); // Aquisição do canal 0 do ADC fADC_1 = PS_GetDcAdc(1); // Aquisição do canal 1 do ADC fADC_2 = PS_GetDcAdc(2); // Aquisição do canal 2 do ADC fADC_3 = PS_GetDcAdc(3); // Aquisição do canal 3 do ADC fADC_8 = PS_GetDcAdc(8); // Aquisição do canal 8 do ADC fADC_9 = PS_GetDcAdc(9); // Aquisição do canal 9 do ADC fADC_10 = PS_GetDcAdc(10); // Aquisição do canal 10 do ADC fADC_11 = PS_GetDcAdc(11); // Aquisição do canal 11 do ADC

// Salvando os valores aquisicionados fZOH_V1 = fADC;

fZOH15 = fADC_1; fZOH16 = fADC_2; fZOH17 = fADC_3; fZOH_IG = fADC_8; fZOH_VG = fADC_9; fZOH_VFILTRO = fADC_10; fZOH_VLINK = fADC_11; //######################## AQUISIÇÕES####################### if (Liga_Aquisicao == 0) // Enquanto não for 1 tem-se atualização dos offsets offset_V1 = fZOH_V1; // Definição do Offset de tensão do Boost 1 offset_I1 = fZOH15; // Definição do Offset de corrente do Boost 1 offset_V2 = fZOH16; // Definição do Offset de tensão do Boost 2 offset_I2 = fZOH17; // Definição do Offset de corrente do Boost 2 offset_IREDE = fZOH_IG; // Definição do Offset de corrente da Rede offset_VREDE = fZOH_VG; // Definição do Offset de tensão da Rede offset_VFILTRO = fZOH_VFILTRO; // Definição do Offset de tensão do Filtro offset_VLINK = fZOH_VLINK; // Definição do Offset de tensão do Barramento Vanterior1 = Vatual1; // Atualização da tensão do Boost 1 para IGMPPT


Ianterior1 = Iatual1; // Atualização da corrente do Boost 1 para IGMPPT Vanterior2 = Vatual2; // Atualização da tensão do Boost 2 para IGMPPT Ianterior2 = Iatual2; // Atualização da corrente do Boost 2 para IGMPPT

Vatual1 = (fZOH_V1 - offset_V1)*K_V1; // Cálculo do valor real de tensão no Boost 1 Iatual1 = (fZOH15 - offset_I1)*K_I1; // Cálculo do valor real de corrente no Boost 1 Vatual2 = (fZOH16 - offset_V2)*K_V2; // Cálculo do valor real de tensão no Boost 2 Iatual2 = (fZOH17 - offset_I2)*K_I2; // Cálculo do valor real de corrente no Boost 2

Iatual_REDE = (fZOH_IG - offset_IREDE)* K_IREDE; // Cálculo do valor real de corrente na Rede

Vatual_REDE =(fZOH_VG - offset_VREDE)*K_VREDE; // Cálculo do valor real de tensão na Rede

Vatual_FILTRO = (fZOH_VFILTRO - offset_VFILTRO)* K_VFILTRO; // Cálculo do valor real de tensão no Filtro

Vatual_LINK = (fZOH_VLINK - offset_VLINK)* K_VLINK; // Cálculo do valor real de tensão no Barramento CC

// ############# PRÉ CARGA DO CAPACITOR DO BARRAMENTO CC (C_BAR) ############ //

if (Pre_Carga_Link == 1 && Sincronismo == 1) // Condições para Pré-Carga do barramento CC start_inversor = 1; // Inicialização do IPCB controle_pre_carga = 1; // Período de carga do capacitor de 180 V para 400 V

if (Vatual_LINK >= 400) // Abre o contator de pré-carga do barramento Pre_Carga_Link = 0; // Inabilita entrada na próxima interrupção Capacitor_Carregado = 1; // Capacitor carregado com 400V controle_pre_carga = 0; // Desabilita controle de pre carga if ( Vatual_LINK >= 370 && Capacitor_Carregado == 0) // Fechando relé de pré-carga rele_pre_carga_link = 0; // Ativo baixo

if (Capacitor_Carregado == 1 && parada_contador_pre_carga == 0) // Contagem para liberação do estágio de CC – CC de entrada

contador_startboost = contador_startboost + 1; // Incremento no contador if ((Capacitor_Carregado == 1) && (Sincronismo == 1) && (flag_iniciar == 0) && (contador_startboost == 25000)) // Condições para fechar contator rele_pre_carga_link = 0; // Ativo baixo if ((Capacitor_Carregado == 1) && (Sincronismo == 1) && (flag_iniciar == 0) && (contador_startboost == 75000)) // Iniciar chaveamento nos conversores Boosts start_boost = 1; // Início de operação do estágio de entrada


flag_iniciar = 1; // Flag de verificação contador_startboost == 0; // Reiniciando variável para novo processo if (contador_startboost == 125000) // Parada na contagem de interruções parada_contador_pre_carga = 1; // ################### INICIAR PWM QUANDO AUTORIZADO PELO OPERADOR ############## // if (start_boost == 1 && flag_pwm_ativo == 0) // Condições PS_StartPwm(1); // Liberação do PWM 1 – Boost 1 PS_StartPwm(2); // Liberação do PWM 2 – Boost 2 flag_pwm_ativo = 1; // Flag de auxílio rele_boost2 = 0; // Fechamento do contator do Boost 2 (ativo baixo) rele_boost1 = 0; // Fechamento do contator do Boost 1 (ativo baixo) scaneamento_inicial_b1 = 1; // Liberação do escaneamento Inicial no Boost 1 scaneamento_inicial_b2 = 1; // Liberação do escaneamento Inicial no Boost 2 // ################### IMPLEMENTAÇÃO DO RELÓGIO ############## // contador = contador + 1; // Contador de interruções if (contador - contador_passado == 25) // Contagem de milisegundos contador_ms = contador_ms + 1; contador_passado = contador; if (contador == 25000) // Valor necessário para dar 1 segundo contador_segundo = contador_segundo + 1; contador_ms = 0; contador_ms_passado = 0; contador_passado = 0; contador = 0; contador_10_Hz = 0; if (contador_segundo == 60) // Zerando o contador de segundo e incrementado o de minutos contador_minuto = contador_minuto + 1; contador_segundo = 0; contador_ms = 0; if (start_boost == 1) // Somente habilita o MPPT após barramento carregar if (contador - contador_10_Hz == 2500) // Garantia de execução do MPPT em 50 Hz habilita_mppt_1 = 1; habilita_mppt_2 = 1; contador_10_Hz = contador;


// #############CÁLCULO DO VALOR RMS DA TENSÃO DA REDE############# V_auxiliar = Vatual_REDE; // Salvando variável de tensão da Rede if (V_auxiliar < 0) // Semiciclo Negativo semiciclo_negativo_rede = 1; semiciclo_positivo_rede = 0; V_anterior_rede = 0; flag_V_rms_rede = 0; if (V_auxiliar >= 0) // Semiciclo Positivo semiciclo_positivo_rede = 1; semiciclo_negativo_rede = 0; if (semiciclo_positivo_rede == 1) // Utilização apenas do semiciclo positivo if (V_auxiliar < V_anterior_rede) if(flag_V_rms_rede == 0) V_pico_rede = V_anterior_rede; V_RMS_rede = V_pico_rede / (sqrt (2)); // Pico por raiz de 2 flag_V_rms_rede = 1; V_anterior_rede = V_auxiliar; // Atualização da variável de saída

// ######CÁLCULO DO VALOR RMS DA TENSÃO DO CAPACITOR DE FILTRO######## V_auxiliar_filtro = Vatual_FILTRO; // Salvando variável de tensão no CF if (V_auxiliar_filtro < 0) // Semiciclo Negativo semiciclo_negativo_filtro = 1; semiciclo_positivo_filtro = 0; V_anterior_filtro = 0; flag_V_rms_filtro = 0; if (V_auxiliar_filtro >= 0) // Semiciclo Positivo semiciclo_positivo_filtro = 1; semiciclo_negativo_filtro = 0; if (semiciclo_positivo_filtro == 1) // Utilização de apenas o semiciclo positivo if (V_auxiliar_filtro < V_anterior_filtro) if(flag_V_rms_filtro == 0) V_pico_filtro = V_anterior_filtro;


V_RMS_filtro = V_pico_filtro / (sqrt (2)); // Pico por raiz de 2 flag_V_rms_filtro = 1; V_anterior_filtro = V_auxiliar_filtro; // Atualização da variável de saída // ########CÁLCULO DO VALOR RMS DA CORRENTE INJETADA NA REDE ELÉTRICA######## I_auxiliar_rede = Iatual_REDE; // Salvando variável de corrente na Rede if (I_auxiliar_rede < 0) // Semiciclo Negativo semiciclo_negativo_i_rede = 1; semiciclo_positivo_i_rede = 0; I_anterior_rede = 0; flag_I_rms_rede = 0; if (I_auxiliar_rede >= 0) // Semiciclo Positivo semiciclo_positivo_i_rede = 1; semiciclo_negativo_i_rede = 0; if (semiciclo_positivo_i_rede == 1) // Utilização de apenas o semiciclo positivo if (I_auxiliar_rede < I_anterior_rede) if(flag_I_rms_rede == 0) I_pico_rede = I_anterior_rede; I_RMS_rede = (I_pico_rede) / (sqrt (2)); // Pico por raiz de 2 flag_I_rms_rede = 1; I_anterior_rede = I_auxiliar_rede; // Atualização da variável de saída if (PROTECAO == 0) // Garantia que está tudo certo com o sistema //########################## MPPT Boost 1 ################### //_____________________SCANEAMENTO BOOST 1____________________________// if (start_boost == 1) if (((contador_minuto == 2) && (scaneando_1 == 0) && (scaneando_1_terminou == 0)) || ((scaneamento_inicial_b1 == 1) && (scaneando_1 == 0))) if(scaneamento_inicial_b1 == 0) // Começo da Descida Suave D1 = D1 - passo_suave; D_chave1 = 1 - D1; descida_suave_mppt1 = 1;


if ((D1 <= 0.1) || (scaneamento_inicial_b1 == 1)) scaneando_1 = 1; D_Scan_1 = 0.1; D1 = D_Scan_1; D_chave1 = 1 - D1; P_otimo_1 = 0; descida_suave_mppt1 = 0; scaneamento_inicial_b1 = 0; if (scaneando_1 == 1) Panterior1 = Patual1; D_Scan_1 = D_Scan_1 + passo_D_1; D1 = D_Scan_1; D_chave1 = 1 - D1; Patual1 = (Vatual1*Iatual1); if ((Patual1 >= Panterior1) && (Patual1 > P_otimo_1)) D_otimo_1 = D_Scan_1; V_otimo_1 = Vatual1; P_otimo_1 = Patual1; if (D_Scan_1 >= Dmax) // Começo da Subida Suave scaneando_1 = 0; scaneamento_inicial_b1 = 0; descida_suave_mppt1 = 0; subida_suave_mppt1 = 1; D1 = Dmax; D_chave1 = 1 - D1; Vref1 = V_otimo_1; if (subida_suave_mppt1 == 1) D1 = D1 - passo_suave; D_chave1 = 1 - D1;

if (D1 <= D_otimo_1) D1 = D_otimo_1; D_chave1 = 1 - D1; scaneando_1_terminou = 1; subida_suave_mppt1 = 0; descida_suave_mppt1 = 0; scaneamento_inicial_b1 = 0; scaneando_1 = 0;


//___________________P&O BOOST 1___________________________________// if (scaneando_1 == 0 && descida_suave_mppt1 == 0 && subida_suave_mppt1 == 0 && start_boost == 1 && scaneamento_inicial_b1 == 0) if (habilita_mppt_1 == 1) // Isto garante execução do mppt em 50 Hz Patual1 = Vatual1*Iatual1; deltaV1 = Vatual1 - Vanterior1; deltaP1 = Patual1 - Panterior1; if (deltaP1 != 0) if (deltaP1 <= 0 && deltaV1<=0) Vref1 = Vref1 + incV1; if (deltaP1 < 0 && deltaV1>0) Vref1 = Vref1 - incV1; if (deltaP1 >= 0 && deltaV1<=0) Vref1 = Vref1 - incV1; if (deltaP1 > 0 && deltaV1>0) Vref1 = Vref1 + incV1; if (Vref1 >= Vmax_mppt1) Vref1 = Vmax_mppt1; if (Vref1 <= 0) Vref1 = 0; Vanterior1 = Vatual1; Panterior1 = Patual1; habilita_mppt_1 = 0; //########################## MPPT Boost 2 ################### //_____________SCANEAMENTO BOOST 2_______________________//

if (start_boost == 1) if (((contador_minuto == 1) && (scaneando_2 == 0) && (scaneando_2_terminou == 0)) || ((scaneamento_inicial_b2 == 1) && (scaneando_2 == 0))) if(scaneamento_inicial_b2 == 0) D2 = D2 - passo_suave; // Diminuindo D até VOC D_chave2 = 1 - D2; descida_suave_mppt2 = 1; if ((D2 <= 0.1) || (scaneamento_inicial_b2 == 1)) scaneando_2 = 1; D_Scan_2 = 0.1; D2 = D_Scan_2; D_chave2 = 1 - D2;


P_otimo_2 = 0; if (scaneando_2 == 1) Panterior2 = Patual2; D_Scan_2 = D_Scan_2 + passo_D_2; D2 = D_Scan_2; D_chave2 = 1 - D2; Patual2 = (Vatual2*Iatual2); if ((Patual2 >= Panterior2) && (Patual2 > P_otimo_2)) D_otimo_2 = D_Scan_2; V_otimo_2 = Vatual2; P_otimo_2 = Patual2; if (D_Scan_2 >= Dmax_2) scaneando_2 = 0; descida_suave_mppt2 = 0; scaneamento_inicial_b2 = 0; subida_suave_mppt2 = 1; D2 = Dmax_2; D_chave2 = 1 - D2; Vref2 = V_otimo_2; if (subida_suave_mppt2 == 1) D2 = D2 - passo_suave; D_chave2 = 1 - D2; if (D2 <= D_otimo_2) D2 = D_otimo_2; D_chave2 = 1 - D2; scaneando_2_terminou = 1; subida_suave_mppt2 = 0; descida_suave_mppt2 = 0; scaneamento_inicial_b2 = 0; scaneando_2 = 0; if (scaneando_1_terminou == 1 && scaneando_2_terminou == 1) // Permissão para zerar o contador de minuto após os 2 scans contador_minuto = 0; contador_segundo = 0; scaneando_1_terminou = 0; scaneando_2_terminou = 0;

//______________________P&O BOOST 2__________________________//


if (scaneando_2 == 0 && start_boost == 1 && scaneamento_inicial_b2 == 0 && descida_suave_mppt2 == 0 && subida_suave_mppt2 == 0) // if (habilita_mppt_2 == 1) // Isto garante execução do mppt em 50 Hz Patual2 = Vatual2*Iatual2; deltaV2 = Vatual2 - Vanterior2; deltaP2 = Patual2 - Panterior2; if (deltaP2 != 0) if (deltaP2 <= 0 && deltaV2<=0) Vref2 = Vref2 + incV2; if (deltaP2 < 0 && deltaV2>0) Vref2 = Vref2 - incV2; if (deltaP2 >= 0 && deltaV2<=0) Vref2 = Vref2 - incV2; if (deltaP2 > 0 && deltaV2>0) Vref2 = Vref2 + incV2; if (Vref2 >= Vmax_mppt2) Vref2 = Vmax_mppt2; if (Vref2 <= 0) Vref2 = 0; Vanterior2 = Vatual2; Panterior2 = Patual2; habilita_mppt_2 = 0; //#############INÍCIO CONTROLADOR############# // Boost 1 if (scaneando_1 == 0 && descida_suave_mppt1 == 0 && subida_suave_mppt1 == 0 && start_boost == 1 && scaneamento_inicial_b1 == 0) erro1_ant2 = erro1_ant1; erro1_ant1 = erro1; erro1 = Vatual1 - Vref1; D1_ant2 = D1_ant1; D1_ant1 = D1; D1 = -a2_PID*D1_ant2 - a1_PID*D1_ant1 + b0_PID*erro1 + b1_PID*erro1_ant1 + b2_PID*erro1_ant2; if (D1 >= Dmax) D1 = Dmax;


if (D1 <= 0) D1 = 0; // A lógica da placa de conversão inverte o status para chave aberta D_chave1 = 1 - D1;

//Boost 2 if (scaneando_2 == 0 && descida_suave_mppt2 == 0 && subida_suave_mppt2 == 0 && start_boost == 1 && scaneamento_inicial_b2 == 0) erro2_ant2 = erro2_ant1; erro2_ant1 = erro2; erro2 = Vatual2 - Vref2; D2_ant2 = D2_ant1; D2_ant1 = D2; D2 = -a2_PID*D2_ant2 - a1_PID*D2_ant1 + b0_PID*erro2 + b1_PID*erro2_ant1 + b2_PID*erro2_ant2; // 2 ordem if (D2 >= Dmax_2) D2 = Dmax_2; if (D2 <= 0) D2 = 0; // A lógica da placa de conversão inverte o status para chave aberta D_chave2 = 1 - D2;

//####################### INVERSOR PONTE COMPLETA BIDIRECIONAL #########################

//#####################PHASE LOCKED LOOP##################### if (PROTECAO == 0) // Aquisição da tensão da rede Vatual_REDE_PLL = Vatual_REDE; // Cálculo da entrada do filtro filtroin_ant1 = filtroin; filtroin = (Vatual_REDE_PLL*yq); filtroout_ant1 = filtroout; // Aplicação do FPB filtroout = -a1_PLL*filtroout_ant1 + b0_PLL*filtroin + b1_PLL*filtroin_ant1; // Parte Integral


intpll = intpll + ki_pll*filtroout*Ts; // Limitação evitando saturação do controle if (intpll > 31.42) // 31.42 rad/s = 5 Hz intpll = 31.42; if (intpll < -31.42) // -31.42 rad/s = -5 Hz intpll = -31.42; // Parte Proporcional proporcional_pll = kp_pll*filtroout; // Execução do controle wpll = w0 + intpll + proporcional_pll; // Frequência em Hertz fpll = wpll / 6.2831; // Obtenção do ângulo theta theta = theta + wpll*Ts; // Saída em quadratura yq = cos (theta); // Saída em fase yd = sin (theta);

// Reiniciando a variável theta if (theta >= 6.2831) theta = theta - 6.2831; // Verificando o sincronismo através da GPIO 58 if (yd >= 0) tempo_execucao = 1; else tempo_execucao = 0;

fCCS_8 = tempo_execucao; // Mandando variável para GPIO58 (fCCS_8 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitB((Uint32)1 << (58 - 32)) : PS_SetDigitOutBitB((Uint32)1 << (58 - 32)); // Estado Alto ou Baixo da variável // Estabelecendo se o PLL está ou não sincronizado com a Rede Elétrica && (V_RMS_rede >= 20) if ((fpll >= 59.95) && (fpll <= 60.05) && (Liga_Aquisicao == 1)) // Condições // Implementação de um tempo de garantia de sincronismo if ((Sincronismo == 0))


PS_StopPwm(4); // Parada do PWM 4 - IPCB contador_sincronismo = contador_sincronismo + 1; // Contador de

interrupções // Contador de segundos sincronizados if (contador_sincronismo == 25000) contador_sync_segundo = contador_sync_segundo + 1; contador_sincronismo = 0; if (contador_sync_segundo == 10 && Liga_Aquisicao == 1) // Sincronismo por

10 segundos fecha contator da Rede e libera aquisição

rele_rede = 0; // Fecha contator da Rede (ativo baixo) rele_boost1 = 0; // Garante atuação do boost 1 (ativo baixo) rele_boost2 = 0; // Garante atuação do Boost 2 (ativo baixo)

if (contador_sync_segundo == 25 ) // Liberação de Operação em Sincronismo Sincronismo = 1; injecao_de_corrente = 1; contador_sincronismo = 0; flag_init_pwm = 0;

else

PS_StopPwm(4); // Parada do PWM 4 - IPCB Sincronismo = 0; // Evidência de perda de sincronismo injecao_de_corrente = 0; // Parada de operação do IPCB contador_sincronismo = 0; // Reset de variável

contador_sync_segundo = 0; // Reset de variável flag_teste = 1; // Flag de teste flag_init_pwm = 0; // Flag de auxílio

//########### CONTROLADOR DO INVERSOR PONTE COMPLETA BIDIRECIONAL ########### if (PROTECAO == 0) // Condição de proteção if (start_inversor == 1) // Condição do operador if (Sincronismo == 1) // Condição de sincronismo com a rede elétrica if (injecao_de_corrente == 1) // Condição das variáveis do código //############CONTROLE DE TENSÃO############## // Atualização dos valores de erro erro_V_inversor_ant_2 = erro_V_inversor_ant_1; erro_V_inversor_ant_1 = erro_V_inversor;


// Cálculo do erro atual de Tensão erro_V_inversor = Vatual_LINK - V_referencia_link; // Atualização dos valores de ação do controle de tensão Acao_V_inversor_ant_2 = Acao_V_inversor_ant_1; Acao_V_inversor_ant_1 = Acao_V_inversor; // Equação de diferenças para o controle de Tensão if (controle_pre_carga == 0) // Controlador Convencional Acao_V_inversor = -a1_PI_V*Acao_V_inversor_ant_1 + b0_PI_V*erro_V_inversor + b1_PI_V*erro_V_inversor_ant_1; if (controle_pre_carga == 1) // Controlador de Pré-Carga Acao_V_inversor = -a1_pre_carga*Acao_V_inversor_ant_1 + b0_pre_carga*erro_V_inversor + b1_pre_carga*erro_V_inversor_ant_1; // Atualização do valor de pico a ser injetado na Rede

Elétrica (Ação de controle de Tensão) Pico_I_inversor = Acao_V_inversor; //############CONTROLE DE CORRENTE############## rele_rede = 0; // Redundância para fechar o contator da Rede // Onda em fase com a rede e pico definido pelo controle de

Tensão Iref_REDE = Pico_I_inversor*yd; // Equação de diferenças para o controle de corrente // Atualização dos valores de erro erro_I_inversor_ant_2 = erro_I_inversor_ant_1; erro_I_inversor_ant_1 = erro_I_inversor; // Erro atual de corrente erro_I_inversor = Iref_REDE - Iatual_REDE; // Atualização dos valores de ação do controle da parte

Ressonante Acao_I_inversor_ant_2_RES = Acao_I_inversor_ant_1_RES; Acao_I_inversor_ant_1_RES = Acao_I_inversor_RES; // Atualização dos valores de ação do controle da parte

Proporcional Acao_I_inversor_ant_2_PROP = Acao_I_inversor_ant_1_PROP; Acao_I_inversor_ant_1_PROP = Acao_I_inversor_PROP; // Atualização dos valores de ação do controle HC 3


Acao_ant_2_HC_3 = Acao_ant_1_HC_3; Acao_ant_1_HC_3 = Acao_HC_3; // Atualização dos valores de ação do controle HC 5 Acao_ant_2_HC_5 = Acao_ant_1_HC_5; Acao_ant_1_HC_5 = Acao_HC_5; // Atualização dos valores de ação do controle HC 7 Acao_ant_2_HC_7 = Acao_ant_1_HC_7; Acao_ant_1_HC_7 = Acao_HC_7; // Cálculo do valor de ação do controle de corrente do

inversor // Parte Integral Ressonante Acao_I_inversor_RES = -(a2_Ki*Acao_I_inversor_ant_2_RES) - (a1_Ki*Acao_I_inversor_ant_1_RES) + (b0_Ki*erro_I_inversor) + (b1_Ki*erro_I_inversor_ant_1) + (b2_Ki*erro_I_inversor_ant_2); // Parte Proporcional Acao_I_inversor_PROP = - (a1_Kp*Acao_I_inversor_ant_1_PROP) + (b0_Kp*erro_I_inversor) + (b1_Kp*erro_I_inversor_ant_1); // Parte HC 3 Acao_HC_3 = -(a2_HC_3*Acao_ant_2_HC_3) - (a1_HC_3*Acao_ant_1_HC_3) + (b0_HC_3*erro_I_inversor) + (b1_HC_3*erro_I_inversor_ant_1) + (b2_HC_3*erro_I_inversor_ant_2); // Parte HC 5 Acao_HC_5 = -(a2_HC_5*Acao_ant_2_HC_5) - (a1_HC_5*Acao_ant_1_HC_5) + (b0_HC_5*erro_I_inversor) + (b1_HC_5*erro_I_inversor_ant_1) + (b2_HC_5*erro_I_inversor_ant_2); // Parte HC 7 Acao_HC_7 = -(a2_HC_7*Acao_ant_2_HC_7) - (a1_HC_7*Acao_ant_1_HC_7) + (b0_HC_7*erro_I_inversor) + (b1_HC_7*erro_I_inversor_ant_1) + (b2_HC_7*erro_I_inversor_ant_2); // Atualização do valor de ação do controlador P + RES Acao_I_inversor = Acao_I_inversor_RES + Acao_I_inversor_PROP + Acao_HC_3 + Acao_HC_5 + Acao_HC_7; // Desacoplamento com a rede elétrica (REALIMENTAÇÃO

FEED-FORWARD) Acao_I_desacoplada = Acao_I_inversor + Vatual_REDE;

// Atenuação para projeto de ganho nas dimensões reais D_inversor = Acao_I_desacoplada*(0.0025); // 1

dividido por 400

// Limitador de razão cíclica if (D_inversor >= D_inversor_max) D_inversor = D_inversor_max; if (D_inversor <= D_inversor_min) D_inversor = D_inversor_min;


D_chave_inversor = D_inversor; // Inicialização do chaveamento na primeira

interrupção com sincronismo if (flag_init_pwm == 0) PS_StartPwm(4); // Habilita PWM 4 - IPCB flag_init_pwm = 1; // Flag de auxílio else // Perda de sincronismo com a Rede Elétrica injecao_de_corrente = 0; // Desabilita a injeção de corrente

na rede elétrica Sincronismo = 0; PS_StopPwm(4); // Desabilita PWM 4 - IPCB //############ PROTEÇÃO DO SISTEMA FOTOVOLTAICO BIDIRECIONAL CONECTADO A REDE ################# //__________________________________________________________________________________ // Proteção do BOOST MULTISTRING if ((Iatual1 >= Imax) && (Capacitor_Carregado == 1)) // Condição de Sobrecorrente Boost 1 PROTECAO = 1; // Ativa Proteção if ((Iatual2 >= Imax) && (Capacitor_Carregado == 1)) // Condição de Sobrecorrente Boost 1 contador_protecao_I_b2 = contador_protecao_I_b2 + 1; if (contador_protecao_I_b2 >= 5) // Evita que ruídos acionem a proteção PROTECAO = 1; // Ativa Proteção contador_protecao_I_b2 = 0; else if (contador_protecao_I_b2 > 0) // Evita que ruídos acionem a proteção contador_protecao_I_b2 = contador_protecao_I_b2 - 1;


//__________________________________________________________________________________ // Proteção do FULL-BRIDGE BIDIRECIONAL // Implementação da Parada Auxiliar para efetuação de testes no protótipo if (parada_auxiliar == 1) PS_StopPwm(4); // Desabilita PWM 4 - IPCB rele_rede = 1; // Abre contator da Rede Sincronismo = 0; // Reinicia sistema de sincronismo injecao_de_corrente = 0; // Para a atuação do IPCB // Proteção contra sobrecorrente na rede (curto-circuito) if (Iatual_REDE >= Imax_inversor) // Condição de Sobrecorrente no IPCB contador_protecao_I_rede = contador_protecao_I_rede + 1; if (contador_protecao_I_rede >= 5) // Evita que ruídos acionem a proteção PROTECAO = 1; // Ativa Proteção Protecao_IREDE = 1; contador_protecao_I_rede = 0; else if (contador_protecao_I_rede > 0) // Evita que ruídos acionem a proteção contador_protecao_I_rede = contador_protecao_I_rede - 1; // Proteção contra sobretensão no Barramento CC if (Vatual_LINK >= Vmax_LINK) // Condição de Sobretensão no IPCB contador_protecao_V_link = contador_protecao_V_link + 1; if (contador_protecao_V_link >= 5) // Evita que ruídos acionem a proteção PROTECAO = 1; // Ativa Proteção contador_protecao_V_link = 0; else if (contador_protecao_V_link > 0) // Evita que ruídos acionem a proteção contador_protecao_V_link = contador_protecao_V_link - 1;


// Proteção contra sobretensão no capacitor do Filtro LCL // if (Vatual_FILTRO >= Vmax_FILTRO) //DESCOMENTAR QUANDO RETORNAR A PROTEÇÃO DO CAPACITOR DO FILTRO // // PROTECAO = 1; // // Protecao_VFILTRO = 1; // // rele_pre_carga_link = 0; // // if (PROTECAO == 1) // Caso ocorra algum problema de Proteção PS_StopPwm(4); // Parada do PWM 4 - IPCB PS_StopPwm(1); // Parada do PWM 1 – Boost 1 PS_StopPwm(2); // Parada do PWM 2 – Boost 2 // Abertura dos Contatores

rele_boost1 = 1; rele_boost2 = 1; rele_pre_carga_link = 1; rele_carga_link = 1; rele_rede = 1; injecao_de_corrente = 0;

Sincronismo = 0; // Reinicia sincronismo Liga_Aquisicao = 0; // Desliga sistema de aquisição start_inversor = 0; // Interrompe ação do IPCB start_boost = 0; // Interrompe ação dos conversores Boost fCCS = D_chave1; // Saída de razão cíclica do Boost 1 fCCS_1 = D_chave2; // Saída de razão cíclica do Boost 2 fCCS_2 = rele_boost1; // Saída para contator do Boost 1 fCCS_3 = rele_boost2; // Saída para contator do Boost 2 fCCS_4 = rele_pre_carga_link; // Saída para contator de Pré-Carga fCCS_5 = rele_carga_link; // Saída para contator de Carga CC fCCS_6 = rele_rede; // Saída para contator da Rede fCCS_7 = D_chave_inversor; // Saída de razão cíclica do IPCB //tempo_execucao = 0; //fCCS_8 = tempo_execucao; PS_SetPwm1Rate(fCCS); // Definição da razão cíclica para o PWM 1 – Boost 1 PS_SetPwm2Rate(fCCS_1); // Definição da razão cíclica para o PWM 2 – Boost 2 PS_SetPwm4Rate(fCCS_7); // Definição da razão cíclica para o PWM 4 - IPCB // Definição das saídas para os contatores

(fCCS_2 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitC((Uint32)1 << (87 - 64)) : PS_SetDigitOutBitC((Uint32)1 << (87 - 64)); (fCCS_3 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitA((Uint32)1 << 30) : PS_SetDigitOutBitA((Uint32)1 << 30); (fCCS_4 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitA((Uint32)1 << 20) : PS_SetDigitOutBitA((Uint32)1 << 20);


(fCCS_5 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitA((Uint32)1 << 24) : PS_SetDigitOutBitA((Uint32)1 << 24); (fCCS_6 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitA((Uint32)1 << 10) : PS_SetDigitOutBitA((Uint32)1 << 10); //(fCCS_8 == 0) ? PS_ClearDigitOutBitB((Uint32)1 << (58 - 32)) : PS_SetDigitOutBitB((Uint32)1 << (58 - 32)); PS_ExitPwm1General(); void Initialize(void) // Função de inicialização do DSP 28335 // Inicialização do Sistema

PS_SysInit(30, 10); PS_StartStopPwmClock(0); PS_InitTimer(0, 0xffffffff); // Inicialização dos PWM 1, 2 e 4 PS_InitPwm(1, 0, 25000*1, 0*1e6, PWM_TWO_OUT, 34308); // pwnNo, waveType, frequency, deadtime, outtype, 34308 PS_SetPwmPeakOffset(1, 1, 0, 1.0/1); PS_SetPwmIntrType(1, ePwmIntrAdc, 1, 0); PS_SetPwmVector(1, ePwmIntrAdc, Task); PS_SetPwm1Rate(0); PS_StopPwm(1);

PS_InitPwm(2, 0, 25000*1, 0*1e6, PWM_TWO_OUT, 34308); // pwnNo, waveType, frequency, deadtime, outtype PS_SetPwmPeakOffset(2, 1, 0, 1.0/1); PS_SetPwmIntrType(2, ePwmNoAdc, 1, 0); PS_SetPwm2Rate(0); PS_StopPwm(2); PS_InitPwm(4, 1, 25000*1, (700e-9)*1e6, PWM_TWO_OUT, 42497); // pwnNo, waveType, frequency, deadtime, outtype 42497 34308 PS_SetPwmPeakOffset(4, 2, (-1), 1.0/2); PS_SetPwmIntrType(4, ePwmNoAdc, 1, 0); PS_SetPwm4Rate(0); PS_StopPwm(4); // Inicialização do sistema de aquisição de dados PS_ResetAdcConvSeq(); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 0, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 1, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 2, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 3, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 8, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 9, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 10, 1.0); PS_SetAdcConvSeq(eAdcCascade, 11, 1.0); PS_AdcInit(1, !2); // Configuração de saída digitais do DSP PS_InitDigitOut(87); PS_InitDigitOut(30); PS_InitDigitOut(20); PS_InitDigitOut(24); PS_InitDigitOut(10); PS_InitDigitOut(58); PS_StartStopPwmClock(1);


void main() // Função de comando principal (Loop infinito – sem ação) Initialize(); PS_EnableIntr(); // Enable Global interrupt INTM PS_EnableDbgm(); for (;;)

Apêndice B –Código de cálculo da Distorção Harmônica Individual e

Total de Corrente por meio do Matlab 115

APÊNDICE B – CÓDIGO DE CÁLCULO DA DISTORÇÃO HARMÔNICA INDIVIDUAL E TOTAL

DE CORRENTE POR MEIO DO MATLAB

clc; close all; H = 25; %% Canal 1 load H1; tempo = H1(:,1); corrente = H1(:,2); f = 60; t = tempo; onda = corrente; t1 = 0.1558; T = 1/f; %periodo W = 2*pi*f; %%% Rotina para encontrar os pontos t1 e t1+T a partir do tempo inicial

%%% x = find(t <= t1); xi = x(length(x)); t1 = t1+T; x = find(t <= t1); xf = x(length(x)); %%% %%% %%% %% Cálculo THD %Coef. a0 (SÉRIE DE FOURIER) a0 = 2/T*trapz(t(xi:xf),onda(xi:xf)); % trapz – integração trapezoidal %Coefs. an e bn para n > 0 (SÉRIE DE FOURIER) a = []; % declaração de vetor; b = []; % declaração de vetor; n=1; while n<=H % trapz – integração trapezoidal; Cálculo dos termos a1,

a3... a(n) = 2/T*trapz(t(xi:xf),onda(xi:xf).*cos(n*2*pi*f*t(xi:xf))); b(n) = 2/T*trapz(t(xi:xf),onda(xi:xf).*sin(n*2*pi*f*t(xi:xf))); n=n+2; end An = sqrt(a.^2 + b.^2); % cálculo de amplitude ponto a ponto An_percentagem1 = (An(2:H)*100)/An(1); %cálculo percentual de 3º, 5º,

etc



An_norma = [0 4 0 4 0 4 0 4 0 2 0 2 0 2 0 1.5 0 1.5 0 1.5 0 0.6 0 0.6]; % IEEE 1547

Fin = (-atan(b/a) + pi/2 )*180/pi; %+pi/2 para passar para seno e em graus

disp(' '); disp('THD Canal 1: '); thd1 = sqrt(sum(An(2:length(An)).^2))/An(1)*100 %Gráfico do Espectro de Frequencia % %figure,subplot(2,1,1),bar(An) figure bar(An_percentagem1,1.3); % constrói gráfico de barras hold on; % mantêm as propriedades para o próximo grafico bar(An_norma,'r'); % constrói gráfico de barras legend('Full-Bridge Bidirecional','IEEE STD 1547/2008') title('Espectro de Frequencia da Ação Inversora') ylabel('Análise Harmônica em relação à Fundamental [%]') axis([0 25 0 6]) T1 = num2str(thd1); T1 = strcat('DHT INVERSOR = ',T1); text(length(An_percentagem1)/2,max(An_percentagem1),T1); figure plot(onda(xi:xf)) title('Onda do THD Canal 1') grid on %% Canal 2 load H2; tempo = H2(:,1); corrente = H2(:,2); t = tempo; onda = corrente; t1 = 0.605; W = 2*pi*f; %%% Rotina para encontrar os pontos t1 e t1+T a partir do tempo inicial

%%% x = find(t <= t1); xi = x(length(x)); t1 = t1+T; x = find(t <= t1); xf = x(length(x)); %%% %%% %%% %% Cálculo THD %Coef. a0 a0 = 2/T*trapz(t(xi:xf),onda(xi:xf)); %Coefs. an e bn para n > 0



a = []; b = []; n=1; while n<=H a(n) = 2/T*trapz(t(xi:xf),onda(xi:xf).*cos(n*2*pi*f*t(xi:xf))); b(n) = 2/T*trapz(t(xi:xf),onda(xi:xf).*sin(n*2*pi*f*t(xi:xf))); n=n+2; end An = sqrt(a.^2 + b.^2); An_percentagem2 = (An(2:H)*100)/An(1); An_norma = [0 14.4 0 7.1 0 4.8 0 2.5 0 2.1 0 1.3 0 0.94 0 0.82 0 0.74

0 0.67 0 0.61 0 0.56]; %3-2 %An_norma = [0 21.6 0 10.7 0 7.2 0 3.8 0 3.1 0 2 0 0.7 0 1.2 0 1.1 0

0.6 0 0.9 0 0.8]; % 3-4 Fin = (-atan(b/a) + pi/2 )*180/pi; %+pi/2 para passar para seno disp(' '); disp('THD aproximado do Canal 2: '); thd2 = sqrt(sum(An(2:length(An)).^2))/An(1)*100 %Espectro de Frequencia % %figure,subplot(2,1,1),bar(An) figure bar(An_percentagem2,1.3); hold on; bar(An_norma,'r'); legend('Full-Bridge Bidirecional','Norma IEC 61000-3-2') title('Espectro de Frequencia da Ação Retificadora') ylabel('Análise Harmônica em relação à Fundamental [%]') T2 = num2str(thd2); T2 = strcat('DHT RETIFICADOR = ',T2); text(length(An_percentagem2)/2,max(An_percentagem2),T2); figure plot(onda(xi:xf)) title('Onda do THD Canal 2') grid on %% Comparação de Canais %Espectro de Frequencia % %figure,subplot(2,1,1),bar(An) figure bar(An_percentagem1,1.3); hold on; bar(An_percentagem2,'r'); legend('Ação Inversora','Ação Retificadora') title('Espectro de Frequência do Inversor Bidirecional') ylabel('Análise Harmônica em relação à Fundamental [%]') T1 = num2str(thd1); T1 = strcat('DHT INVERSOR = ',T1);



text(length(An_percentagem1)/2,max(An_percentagem1),T1); T2 = num2str(thd2); T2 = strcat('DHT RETIFICADOR = ',T2); text(length(An_percentagem2)/4,max(An_percentagem2),T2);

Apêndice C – Ata da defesa de Mudança de Nível da pesquisa de

Mestrado para Doutorado 119

APÊNDICE C – ATA DA DEFESA DE MUDANÇA DE NÍVEL DA PESQUISA DE MESTRADO PARA

DOUTORADO

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