projeto de alimentação de uma fonte chaveada utilizando controle por deslocamento de fase

UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO CENTRO TECNOLÓGICO

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA PROJETO DE GRADUAÇÃO

PROJETO DE UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO CHAVEADA UTILIZANDO CONTROLE POR

DESLOCAMENTO DE FASE

JOHNNY MARCIO SPERANDIO

VITÓRIA – ES Fevereiro/2006

PROJETO DE UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO CHAVEADA UTILIZANDO CONTROLE POR

DESLOCAMENTO DE FASE Parte escrita do Projeto de Graduação do aluno Johnny Marcio Sperandio, apresentado ao Departamento de Engenharia Elétrica do Centro Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.

VITÓRIA – ES Fevereiro/2006

JOHNNY MARCIO SPERANDIO

PROJETO DE UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO

CHAVEADA UTILIZANDO CONTROLE POR DESLOCAMENTO DE FASE

COMISSÃO EXAMINADORA:

___________________________________ Prof. Dr. José Luiz de Freitas Vieira, UFES Orientador

___________________________________ Prof. Dr. Domingos Sávio Lyrio Simonetti, UFES Co-orientador

___________________________________ Prof. Dr. Paulo José Mello Menegáz, UFES Examinador

___________________________________ Eng. Afonso Ventorini Examinador

Vitória - ES, 24 de fevereiro de 2006

4

DEDICATÓRIA

À minha família e aos colegas do curso de Engenharia Elétrica da UFES, em especial aos colegas Jelbener Azeredo, Renato Bertoldi, Thiago Negrelli e Thiago Zambom.

5

AGRADECIMENTOS

Agradeço a Deus, em primeiro lugar, por estar presente em todos os momentos

da minha vida.

Agradeço ao orientador e amigo José Luiz de Freitas Vieira por sua

disponibilidade e dedicação.

Aos professores do LEPAC Domingos Sávio L. Simonetti e Wilson Aragão.

Aos alunos de iniciação científica, projeto de graduação e mestrado do

LEPAC.

6

LISTA DE FIGURAS

Figura 1 - Diagrama de blocos de uma fonte de alimentação chaveada com elevado

fator de potência. .......................................................................................................... 14

Figura 2 - Diagrama simplificado do conversor em ponte completa com controle por

deslocamento de fase. .................................................................................................. 15

Figura 3 - Sinais de comando dos MOSFETs gerados pelo circuito integrado

UCC3895. .................................................................................................................... 17

Figura 4 - Diagrama da fonte de alimentação chaveada com o estágio de controle por

deslocamento de fase. .................................................................................................. 32

Figura 5 - Estágio de entrada da fonte de alimentação chaveada. ............................... 32

Figura 6 - Protótipo implementado da fonte de alimentação chaveada. ...................... 33

Figura 7 - Tensão de saída antes da etapa de filtragem. .............................................. 34

Figura 8 - Sinais de comando gerados pelo CI UCC3895. .......................................... 34

Figura 9 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão

cíclica de 80%. ............................................................................................................. 35

Figura 10 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão

cíclica de 30%. ............................................................................................................. 35

Figura 11 - Tensão e corrente no primário do transformador. ..................................... 36

Figura 12 - Tensão de comando e corrente de dreno em um MOSFET. ..................... 36

Figura 13 - Detalhe mostrando o tempo morto gerado pelo CI UCC3895. ................ 37

Figura 14 - Comutação no MOSFET M1 para 10% de corrente de carga. ................. 38




Figura 18 - Rendimento da fonte com 50% da carga nominal. ................................... 40

Figura 19 - Rendimento da fonte com carga nominal. ................................................ 40

Figura 20 - – Curva de rendimento da fonte de alimentação chaveada em função da

carga. ............................................................................................................................ 41

Figura 21 - Fator de potência. ...................................................................................... 41

7

SIMBOLOGIA

Ae – Área efetiva da perna central do núcleo;

Aw – Área da janela do núcleo;

B – Densidade de fluxo magnético;

C – Capacitor;

CD – Capacitância do diodo;

CDS – Capacitância “drain-source” do MOSFET;

CGS – Capacitância “gate-source” do MOSFET;

CM – Capacitância do MOSFET;

D – Diodo;

DM – Diodo intrínseco do MOSFET;

fs – Freqüência de chaveamento;

I – Corrente

I0 – Corrente de saída;

ID – Corrente do diodo;

IDM – Corrente de dreno do MOSFET;

IF – Corrente de condução direta;

IL – Corrente do indutor;

ILo – Corrente do indutor do filtro de saída;

IM – Corrente do MOSFET;

Ip – Corrente do primário do transformador;

Is – Corrente do secundário do transformador;

J – Densidade de corrente;

8

K – Constante;

KE – Coeficiente de perdas por correntes parasitas;

KH – Coeficiente de perdas por histerese;

Kp – Fator de utilização do primário;

Kt – Fator de topologia;

Ku – Fator de utilização da janela do núcleo;

Kw – Fator de enrolamento;

L – Indutor;

lg – Comprimento do entreferro;

Llk – Indutância de dispersão do transformador;

lt – Comprimento médio de uma espira;

M – MOSFET;

n – Relação de transformação (Nn/Np);

N – Número de espiras;

nf – Número de fios em paralelo;

Np – Número de espiras do primário;

Ns – Número de espiras do secundário;

P – Potência;

Pcu – Perda de potência no cobre;

PD – Potência dissipada;

PDD – Potência dissipada no diodo;

PDM – Potência dissipada no MOSFET;

Pin – Potência de entrada;

Pn – Potência dissipada no núcleo de ferrite;

R – Resistor;

9

Rc – Resistência por unidade de comprimento;

RDSon – Resistência “drain-source” do MOSFET;

Rse – Resistência série equivalente do capacitor de saída;

Rθcs – Resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador;

Rθjc – Resistência térmica entre a junção e o encapsulamento do MOSFET;

Rθsa – Resistência térmica do dissipador;

Sf – Área da seção transversal do fio;

t – Tempo;

toff – Tempo de bloqueio;

ton – Tempo de entrada em condução;

trr – Tempo de recuperação reversa;

V – Tensão;

VC – Tensão no capacitor;

VD – Tensão no diodo;

VDS – Tensão “drain-source” do MOSFET;

VDSon – Tensão de condução do MOSFET;

VF – Tensão de condução do diodo;

VGSM – Tensão entre “gate” e “source” do MOSFET;

VDSM – Tensão enter “drain” e “source” do MOSFET;

Vin – Tensão de entrada do conversor;

Vn – Volume do núcleo de ferrite;

Vr – Tensão reversa;

Δ – Profundidade de penetração;

ΔB – Excursão da densidade de fluxo magnético;

ΔILo – Amplitude da variação de corrente no indutor L0;

ΔTj – Variação da temperatura de junção;

10

ΔTn – Elevação de temperatura no núcleo de ferrite;

η – Rendimento;

µ0 – Permeabilidade do ar;

µr – Permeabilidade relativa;

Índices:

aux – Auxiliar;

ef – Eficaz;

eff – Efetivo;

max – Máximo;

med – Médio;

min – Mínimo;

pk – Pico;

prim – Primário;

sec – Secundário;

tot – Total.

11

SUMÁRIO

DEDICATÓRIA ........................................................................................................... 4

AGRADECIMENTOS ................................................................................................ 5

LISTA DE FIGURAS .................................................................................................. 6

SIMBOLOGIA ............................................................................................................. 7

RESUMO .................................................................................................................... 12

1 INTRODUÇÃO .............................................................................................. 13

1.1 Introdução ......................................................................................................... 13

2 FONTE DE ALIMENTAÇÃO BASEADA NO CONVERSOR CC-CC

EM PONTE COMPLETA COM CONTROLE POR DESLOCAMENTO DE

FASE 15

2.1 Introdução ......................................................................................................... 15

2.2 Princípio de Funcionamento do Controle por Deslocamento de Fase do

Conversor CC-CC ................................................................................................... 15

3 PROCEDIMENTO E EXEMPLO DE PROJETO ..................................... 18

3.1 Projeto do Circuito de Potência ........................................................................ 18

3.1.1 Transformador ......................................................................................... 18

3.1.2 Indutor do Filtro de Saída ........................................................................ 24

3.1.3 Capacitor do Filtro de Saída C0 ............................................................... 27

3.1.4 MOSFETs ................................................................................................ 28

3.1.5 Diodos Retificadores de Saída ................................................................ 29

3.1.6 Dimensionamento dos Dissipadores ....................................................... 30

3.2 Projeto do Circuito de Controle ........................................................................ 31

4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ............................................................ 33

4.1 Apresentação do Protótipo Implementado ........................................................ 33

4.2 Apresentação dos Resultados Obtidos .............................................................. 34

5 CONCLUSÃO ................................................................................................ 42

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ..................................................................... 44

12

RESUMO

Este trabalho descreve o projeto e o desenvolvimento de um protótipo de

laboratório de uma fonte de alimentação chaveada de alto desempenho baseada em um

conversor CC-CC em ponte completa com controle por deslocamento de fase. A fonte

de alimentação desenvolvida, opera em malha aberta, com 50kHz de freqüência de

chaveamento, e utiliza o circuito integrado da Texas UCC 3895 para a geração dos

sinais de controle por deslocamento de fase para as chaves semicondutoras da ponte

completa do conversor CC-CC. Esta técnica de controle proporciona comutação não

dissipativa do tipo tensão nula para as chaves semicondutoras do conversor CC-CC em

uma ampla faixa de variação da corrente de carga. A partir da rede elétrica de 127V

eficazes, pode-se obter os seguintes parâmetros na saída da fonte de alimentação

chaveada: potência máxima de 150W, tensão de saída máxima de 30V e corrente de

saída máxima de 5A. Os resultados experimentais obtidos comprovam o elevado

rendimento dessa fonte de alimentação, bem como a obtenção de comutação não

dissipativa do tipo tensão nula para as chaves do conversor CC-CC.

13

1 INTRODUÇÃO

1.1 Introdução

As fontes de alimentação convencionais (isoladas por transformadores de baixa

freqüência) utilizadas em equipamentos de uso geral e específico, apresentam

geralmente grande peso e volume, além de apresentarem baixo rendimento. Uma

tendência atual é a sua substituição por fontes chaveadas de alto desempenho, já que

essas fontes podem proporcionar as seguintes características vantajosas:

- redução no peso e volume devido à operação em altas freqüências;

- rendimento elevado.

Existem diversas fontes de alimentação chaveadas que atendem geralmente a

uma aplicação específica, como por exemplo: fontes de alimentação de

microcomputadores e eletrodomésticos em geral. Tais fontes, são em geral, projetadas

para atenderem a uma faixa de potência na ordem de 300 W. Além disso, essas fontes

têm como principal característica o baixo custo, já que são fabricadas em grande

quantidade. Essas fontes apresentam rendimento que pode se situar na faixa entre 70%

até 95%, o que é bem superior aos das fontes convencionais, que pode situar na faixa

entre 40% a 60%.

As fontes chaveadas podem ser compostas por dois estágios de processamento

de potência, como mostra o diagrama de blocos da Figura 1. O estágio de entrada é

responsável pela conversão da tensão alternada da rede de alimentação em uma tensão

de um barramento contínua com elevado fator de potência (denominado de estágio de

pré-regulador com alto fator de potência). O estágio de saída converte a tensão do

barramento contínuo em uma ou mais tensões de saída reguladas, ajustáveis ou fixas.

14

Figura 1 - Diagrama de blocos de uma fonte de alimentação chaveada com elevado fator de potência.

Para baixos valores de potência de saída, pode-se utilizar o estágio de entrada

convencional, constituído por uma ponte retificadora de diodos e por capacitores de

filtragem. Nesse caso, a potência somente é solicitada da rede de alimentação durante

um pequeno intervalo de condução de corrente, resultando em um baixo fator de

potência (geralmente inferior a 0,65), com elevado conteúdo harmônico para a

corrente da rede elétrica. Entretanto, esta configuração é mais simples e apresenta

baixo custo, por isso, foi a escolhida para ser implementada nesse trabalho.

Para o estágio de saída, o conversor CC-CC em ponte completa com controle

por deslocamento de fase tem se mostrado uma escolha mais atrativa, uma vez que ele

pode proporcionar alto rendimento e baixos níveis de interferência eletromagnética

[2,3,4,5]. Além da operação em alta freqüência, esse conversor incorpora vantagens da

operação com comutação não dissipativa, do tipo tensão nula, e baixas perdas em

condução.

Este trabalho visa projetar e implementar um protótipo de laboratório de uma

fonte de alimentação chaveada, com conversor CC-CC em ponte completa, com

controle por deslocamento de fase baseado no circuito integrado da Texas UCC3895.

A partir da rede elétrica de 127V eficazes, a fonte de alimentação operando em malha

aberta, e com freqüência de chaveamento de 50kHz deve fornecer uma potência de

saída máxima de 150W, tensão de saída máxima de 30V, e corrente de saída máxima

de 5A.

15

2 FONTE DE ALIMENTAÇÃO BASEADA NO CONVERSOR CC-CC EM PONTE COMPLETA COM CONTROLE POR DESLOCAMENTO DE FASE

2.1 Introdução

A Figura 2 mostra o digrama simplificado do estágio de potência da fonte de

alimentação chaveada baseada no conversor CC-CC com controle por deslocamento

de fase. O estágio de entrada convencional é composto por um retificador não-

controlado e capacitores de filtragem. Assim, obtém-se uma tensão contínua de

aproximadamente 180V. O estágio de saída baseado no conversor CC-CC com

controle por deslocamento de fase deve reduzir a tensão do barramento contínuo de

180V para uma valor de no máximo 30V quando a razão cíclica for de 100%. Pelo fato

do conversor CC-CC operar em alta freqüência, os transformadores, indutores e

capacitores têm seus pesos e volumes diminuídos.

Figura 2 - Diagrama simplificado do conversor em ponte completa com controle por deslocamento de fase.

2.2 Princípio de Funcionamento do Controle por Deslocamento de Fase do

Conversor CC-CC

O conversor CC-CC utiliza a técnica de deslocamento de fase, o que

proporciona comutação não dissipativa do tipo tensão nula para os MOSFETs da ponte

16

completa em uma ampla faixa de variação da corrente de carga. Para a implementação

dessa técnica, foi empregado o circuito integrado da Texas UCC3895, o qual gera

sinais de controle para os MOSFETS de um braço do conversor (M1, M2) defasados

em relação aos sinais de controle do outro braço (M3, M4), como mostra a Figura 3.

O valor da tensão VAB que é aplicada no primário do transformador (e que é

refletida para o secundário do transformador) dependerá do intervalo de tempo Δt em

que os MOSFETs M1 (sinal de comando “output A”) e M4 (“output D”) e também M2

(“output B”) e M3 (“output C”) estiverem conduzindo simultaneamente. Quando os

sinais de comando dos MOSFETs M1 e M4 estiverem em fase (0o) o valor da tensão

VAB será máximo. Quando ocorrer um defasamento de 180º entre os sinais de

comando de M1 e M4 o valor da tensão VAB no primário do transformador será zero.

Será assumido que o conversor opera no modo de condução contínua de

corrente, e o controle utilizado é por deslocamento de fase (“phase shift”) das tensões

nos pontos médios dos braços do conversor. Do ponto de vista do transformador, esse

tipo de controle funciona como se fosse de modulação por largura de pulso (“PWM”).

A tensão entre os pontos A e B consiste numa forma de onda em três níveis Vin, zero e

–Vin, sendo que a largura dos níveis positivos e negativos depende diretamente da

razão cíclica determinada pelo controle. Portanto, através da variação da razão cíclica

pode-se controlar o nível de potência transferido para a saída do conversor.

Os braços do conversor realizam comutação na transição entre uma etapa de

transferência de energia para a carga (chamado de estado ativo) e uma etapa de roda-

livre (chamada de estado passivo). A fonte de corrente de saída refletida ao primário

do transformador I0’ assegura descarga linear das capacitâncias intrínsecas das chaves.

A análise detalhada das comutações pode ser encontrada em [1, 6].

17

Figura 3 - Sinais de comando dos MOSFETs gerados pelo circuito integrado UCC3895.

18

3 PROCEDIMENTO E EXEMPLO DE PROJETO

3.1 Projeto do Circuito de Potência

O procedimento de projeto, utilizado para o conversor CC-CC em ponte

completa “PWM” com comutação dissipativa convencional, com limitação da

densidade de fluxo, pode ser empregado para a determinação do transformador e do

indutor do conversor CC-CC com controle por deslocamento de fase [6, 7, 8].

Um exemplo prático de projeto é apresentado tendo como objetivo atender as

seguintes especificações:

• Tensão de entrada : Vin = 180V ± 10% CC;

• Tensão de saída máxima: V0 = 30V CC;

• Corrente de saída máxima: I0 = 5A CC;

• Potência de saída máxima: P0 = 150W;

• Freqüência de chaveamento: fs = 50kHz;

• Rendimento mínimo: η = 0,9.

3.1.1 Transformador

A. Determinação do Núcleo

O produto de áreas do núcleo pode ser obtido pela seguinte equação:

smaxmaxput

4in(max)

we 2.f.B.J.K..KK10 .P

.AAΔ

= (cm4) (3.1)

Onde:

19

Ae – área efetiva da perna central do núcleo;

Aw – área da janela do núcleo com carretel;

Pin(max) = P0(max)/η = 166,67W (potência de entrada);

Kt = Iin(cc)/Iprim(ef) (fator de topologia);

Ku – fator de utilização da janela do núcleo;

Kp – fator de utilização do primário;

Kt = 1; Ku = 0,4 e Kp = 0,41 para o conversor em ponte completa;

Jmax = 400 A/cm2 (densidade de corrente máxima);

ΔBmax = 0,2T (excursão da densidade de fluxo máxima).

Substituindo esses valores na equação (3.1) encontra-se: Ae.Aw = 1,27 cm4. O

núcleo de ferrite escolhido foi o EE42/15 com material IP-6 da Thornton, que

apresenta as seguintes áreas: Ae = 1,81 cm2 e Aw = 1,57 cm2.

B. Determinação do Número de Espiras do Primário:

O número de espiras do primário do transformador pode ser determinado por:

smaxe

4in(min)

p f.B.2.A10.V

NΔ

≥ (3.2)

Para Vin(min) = 162V, chega-se a Np ≥ 44,76 espiras.

C. Determinação da Relação de Transformação

A relação de transformação n pode ser obtida pela equação:

F0(max)

efv(max)DSonin(min)

s

p

V VD).V.2V.(9,0

NN

n+

−== (3.3)

Onde:

VDSon(max) = 1,5V (tensão de condução máxima de cada MOSFET);

20

VF = 1V (tensão de condução do diodo retificador de saída);

Def(max) = 0,875 (razão cíclica efetiva máxima no secundário, assumindo ΔD = 0,125);

A partir desses valores encontra-se n = 5.

D. Determinação do Número de Espiras de Cada Secundário

O número de espiras de cada secundário é obtido pela equação (3.4), para a

qual deve ser assumido somente um número inteiro.

Ns = Np/n (3.4)

Considerando Np = 45 e n = 5, chega-se a Ns = 9 espiras.

E. Dimensionamento dos Condutores de Cada Secundário

A corrente eficaz em cada secundário do transformador é obtida pela equação

(3.5).

2I

I 0sec(ef) = (3.5)

Para I0 = 5A , chega-se a Isec(ef) = 3,54 A.

A área total dos condutores de cada secundário é obtida pela equação (3.6).

max

sec(ef)Ts J

IS = (3.6)

Para Isec(ef) = 3,54A e Jmax = 400ª/cm2, STs = 0,00885 cm2.

21

Deve-se utilizar condutores cujos raios não ultrapassem a profundidade de

penetração Δ para eliminar o efeito pelicular, provocado pela circulação de corrente

alternada de alta freqüência nos enrolamentos do transformador.

A profundidade de penetração pode ser obtida pela equação (3.7).

sf7,5

=Δ (3.7)

Para fs = 50kHz, encontra-se Δ = 0,033541 cm. Portanto, o fio 22 AWG foi

escolhido, tendo como área da seção transversal Sf = 0,003255 cm2.

O número total de fios que devem ser associados em paralelo pode ser

determinado por:

f

Tsf S

Sn = (3.8)

Portanto, nf = 3 fios.

F. Dimensionamento dos Condutores do Primário

A corrente eficaz do primário do transformador é dada por:

p

s0prim(ef) N

N.II = (3.9)

Para I0 = 5A, Ns = 9 e Np = 45, chega-se a Ipim(ef) = 1 A.

Seguindo a mesma metodologia do item anterior, com Iprim(ef) = 1A e Jmax =

400 A/cm2, conclui-se que o primário deve ser composto por 1 fio 22 AWG.

22

G. Cálculo Térmico

a) Perdas no Cobre

A perda no cobre do transformador pode ser determinada por:

f

2ef

tccu nI

.N.l.RP = (3.10)

Onde:

Pcu – perda no cobre (W);

Rc – resistência por unidade de comprimento (Ω/cm);

N – número de espiras;

lt – comprimento médio de uma espira (cm);

Ief – corrente eficaz (A);

Nf – número total de fios.

A partir da equação (3.10) com:

Rc = 0,000708 Ω/cm (para o fio 22 AWG à 100ºC);

Np = 45;

lt = 8,7 cm (para o núcleo EE 42/15);

Iprim(ef) = 1 A;

nf = 1.

determina-se a perda no cobre Pcu(prim) = 0,3 W.

A perda no cobre para cada secundário do transformador, para Ns = 9, Isec(ef) =

3,54 A e nf = 3, são iguais a: Pcu(sec) = 0,2 W.

23

A perda no cobre total do transformador é dada por:

cu(sec)cu(prim)cu(tot) PPP += (3.11)

Portanto, Pcu(tot) = 0,7 W.

b) Perdas no núcleo

Pode-se determinar a perda no núcleo do transformador utilizando a seguinte

equação:

n2sEsH

4,2maxn V).f.Kf.K.()B(P +Δ= (3.12)

Onde:

Pn – perda no núcleo (W);

KH – coeficiente de perdas por histerese;

KE – coeficiente de perdas por correntes parasitas;

Vn – volume do núcleo (cm3).

Para ferrite: KH = 4x10-5 e KE = 4x10-10. O núcleo EE 42/15 possui Vn = 17,10

cm3 e utilizando-se ΔBmax = 0,2 T e fs = 50 kHz, chega-se a Pn = 1,1 W.

c) Elevação de Temperatura no Transformador

A elevação de temperatura no transformador pode ser obtida através da equação

(3.13):

ttn R.PT =Δ (3.13)

Onde:

24

ΔTn – elevação de temperatura do núcleo do transformador (ºC);

Pt = Pcu(tot) + Pn – total de perdas no tranformador (W);

Rt – resistência térmica do núcleo para convecção natural (ºC/W).

A resistência térmica é determinada pela seguinte equação:

37,0

wet )A.A.(23R −= (3.14)

Para Ae = 1,81 cm2 e Aw = 1,57 cm2, chega-se a Rt = 15ºC/W.

Portanto, para um total de perdas no transformador Pt = 1,8 W, resulta em ΔTn

= 27ºC.

3.1.2 Indutor do Filtro de Saída

A determinação da indutância L0 deve ser feita com o objetivo de manter a

operação do conversor em condução contínua de corrente em L0, em quase toda a faixa

de carga. Para isso, deve-se considerar que quanto menor ΔIL0, maior será o valor da

indutância L0 e da faixa de carga com operação contínua de corrente em L0.

Entretanto, um limite prático deve ser imposto no valor da indutância L0, tendo como

parâmetros o peso e o volume do indutor. Neste caso, esse limite é definido pela

equação (3.15):

0L0 I07,0I =Δ (3.15)

Com base nesta especificação, a indutância L0 pode ser determinada pela

seguinte equação:

L0s

minF0(max)0 I.f.2

)D1).(VV(L

Δ

−+= (3.16)

25

Utilizando V0(max) = 30V, VF = 1V, Dmin = 0, fs = 50kHz e ΔILo = 0,35A,

resulta em L0 = 885µH.

Devido ao baixo nível de ondulação da corrente de alta freqüência nesse

indutor, o efeito pelicular pode ser desprezado. Portanto, pode-se usar Bmax = 0,3 e Jmax

= 450 A/cm2.

a) Determinação do Núcleo

O produto de áreas do núcleo pode ser obtido usando a equação (3.17).

maxmaxw

4efpk0

we J.B.K10.I.I.L

A.A = (3.17)

Onde:

L0 – indutância do filtro de saída (H);

Ipk – corrente de pico no indutor L0 (A);

Ief – corrente eficaz no indutor L0 (A);

Kw – fator de enrolamento;

Bmax – densidade de fluxo máxima (T);

Jmax – densidade de corrente (A/cm2);

A corrente de pico no indutor é dada por:

2I

II L00pk

Δ+= (3.18)

Onde a variação da corrente no indutor do filtro de saída é dada pela equação

(3.15).

26

Substituindo os valores de: L0 = 885µH, I0 = 5A, ΔIL0= 0,35 A, Ipk = 5,175 A,

Ief = 5 A, Bmax = 0,3T, Jmax = 450A/cm2 e Kw = 0,7, encontra-se Ae.Aw = 2,42 cm4.

Foi escolhido o núcleo EE 42/15 IP-6 da Thornton, cujos parâmetros são: Ae =

1,81 cm2 e Aw = 1,57 cm2.

b) Determinação do Número de Espiras

O número de espiras do indutor L0 pode ser determinado pela equação (3.19).

emax

4pk0

A.B10.I.L

N = (3.19)

Para L0 = 885µH, Ipk = 5,175, Bmax = 0,3T e Ae = 1,81 cm2, resulta em N = 85

espiras.

O dimensionamento dos condutores para o indutor L0 é realizado seguindo o

mesmo método de cálculo utilizado para o transformador, com I0 = 5A e Jmax =

450A/cm2, chega-se a 3 fios 22 AWG.

c) Determinação do Entreferro

O entreferro necessário para se obter a indutância L0 é dado pela equação:

0

2e

20

g L10.A.N..

l−

= rμμ (3.20)

Onde:

lg – entreferro do núcleo (cm);

µ0 = 4π x 10-7 – permeabilidade do ar;

27

µr = 1 – permeabilidade relativa;

N – número de espiras;

L0 – indutância do filtro de saída (H);

Para N = 85, L0 = 885µH e Ae = 1,81 cm2, chega-se a lg = 0,18 cm.

Utilizando-se um núcleo do tipo EE, pode-se dividir o entreferro em duas

partes. A metade do valor do entreferro fica nas pernas laterais e a outra metade fica na

perna central (cuja área é o dobro da área de cada uma das pernas laterais). Dessa

forma, chega-se a lg/2 = 0,9 mm.

d) Cálculo Térmico

O cálculo das perdas no cobre e no núcleo e o da elevação de temperatura no

indutor L0 foi feito seguindo a mesma metodologia usada para o transformador. Assim,

encontrou-se:

Pcu = 4.3 W;

Pn = 1,2 W;

ΔTn = 82,5 ºC.

Verificou-se na prática que o indutor L0 não teve uma elevação de temperatura

tão alta, mesmo com carga nominal.

3.1.3 Capacitor do Filtro de Saída C0

A capacitância do filtro de saída pode ser determinada para atender à

especificação de variação da tensão de saída na freqüência de chaveamento. Dessa

forma, a capacitância C0 é obtida pela equação:

28

0s

L00 V.8.f

IC

ΔΔ

= (3.21)

Para ΔIL0 = 0,35A, fs = 50kHz e ΔV0 = 0,2V, obtém-se C0 = 4,4µF.

A máxima resistência série do capacitor de saída é dada por:

L0

0se(max) I

VR

ΔΔ

= (3.22)

Para ΔV0 = 0,2V e ΔIL0 = 0,35A, resulta em Rse(max) = 0,6Ω.

Para atender à especificação de Rse(max), utilizou-se um capacitor eletrolítico de

470µF/200V com Rse = 0,02Ω.

3.1.4 MOSFETs

Os principais parâmetros que devem ser levados em conta para a especificação

dos MOSFETs são:

• máxima tensão “drain-source” – VDS(max);

• corrente eficaz nominal na temperatura de trabalho – IDM(ef);

• corrente de pico repetitiva – IDM(pk);

• resistência “drain-source” na temperatura de trabalho – RDS(on);

• capacitâncias de entrada e saída – CGS e CDS;

• tempo de entrada em condução (“turn-on time”) – ton;

• tempo de bloqueio (“turn-off time”) – toff.

A corrente eficaz total nos MOSFETs pode ser determinada pela seguinte

equação:

29

2

max0p

s2DM(ef) 2/D.I.

NN

I ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛= (3.23)

A corrente de pico nos MOSFETs pode ser obtida por:

)II.(NN

I L00p

sDM(pk) Δ+= (3.24)

Para Ns/Np = 9/45, I0 = 5A, Dmax = 1, ΔIL0 = 0,35A, resulta em: IDM(ef) = 0,71A

e IDM(pk) = 1,1 A.

Considerando as seguintes especificações: VDS = Vin(max) = 198V, IDM(ef) = 0,71

A, IDM(pk) = 1,1 A, e Tj = 100ºC, optou-se pelo MOSFET IRFP260, uma vez que além

de atender tais especificações, apresenta baixa resistência RDS(on). Esse MOSFET

apresenta as seguintes características:

VDS(max) = 200 V, IDM(100ºC) = 35 A, IDM(pk) = 200 A, RDSon(100ºC) = 0,55 Ω, ton =

17 ns, toff = 55 ns, CGS = 1,4 nF e CDS = 0,6 nF.

3.1.5 Diodos Retificadores de Saída

A tensão reversa sobre os diodos retificadores de saída pode ser obtida por:

in(max)p

sD(max) V.

NN

.2V = (3.25)

Como Ns/Np = 9/45, e Vin(max) = 198V, resulta em VD(max) = 79,2 V.

30

A partir das seguintes especificações: VD(max) = 79,2 V, IF = I0/2 = 2,5A,

optou-se pelo diodo ultra rápido MUR620, que apresenta as seguintes características:

- corrente direta: IF = 6A;

- corrente de pico repetitiva: IF(fw) = 75A;

- tensão reversa: VR = 200V;

- tempo de recuperação reversa: trr = 35ns.

3.1.6 Dimensionamento dos Dissipadores

A resistência térmica dos dissipadores é obtida pela equação:

csjcD

j RRPT

R θθθ −−Δ

=sa (3.26)

Onde:

Rθsa – resistência térmica do dissipador;

ΔTj – variação da temperatura da junção;

PD – potência dissipada;

Rθjc – resistência térmica entre a junção e o encapsulamento;

Rθcs – resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador;

A. MOSFETs

Assumindo Rθcs = 0,5ºC/W e ΔTj = 60ºC, e a partir dos valores de PDM =

2xRDS(on)xIDM(ef)2 = 4W (para dois MOSFETs montados no mesmo dissipador) e Rθjc =

1ºC/W (MOSFET IRF740) resulta em Rθsa = 15ºC/W.

B. Diodos Retificadores de Saída

31

Considerando PDD = VF x IF = 10W (potência total dissipada nos diodos) e Rθjc

= 1,5 ºC/W (diodo MUR620) resulta em Rθsa = 4ºC/W.

Verificou-se na prática que a temperatura, para carga nominal e temperatura

ambielte de 25ºC, estabilizou-se em torno de 55ºC.

3.2 Projeto do Circuito de Controle

O projeto do circuito de controle foi feito seguindo-se a orientação do

fabricante do CI UCC3895. Foram realizadas algumas modificações com o objetivo de

simplificar o circuito, minimizando os componentes necessários, tais como retirada da

realimentação de tensão (pois o circuito funcionará em malha aberta) e retirada do

sensor de corrente.

O CI UCC3895 exige o uso de dois circuitos auxiliares, o CI TPS2812, que é

um “driver” para os transformadores de pulso. Dessa forma, evitam-se interferências

nos sinais de acionamento dos MOSFETs pelas correntes drenadas por esses

transformadores.

Os transformadores de pulso foram implementados utilizando núcleos

toroidais, os quais apresentaram menores níveis de dispersão.

A Figura 4 mostra o diagrama da fonte de alimentação chaveada incluindo o

estágio de controle por deslocamento de fase baseado no CI UCC3895.

32

Figura 4 - Diagrama da fonte de alimentação chaveada com o estágio de controle por deslocamento de fase.

O diagrama do estágio de entrada da fonte é mostrada pela Figura 5.

Figura 5 - Estágio de entrada da fonte de alimentação chaveada.

.

33

4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS

4.1 Apresentação do Protótipo Implementado

A Figura 6 mostra o protótipo implementado da fonte de alimentação

chaveada, do qual foram obtidos os resultados experimentais.

Figura 6 - Protótipo implementado da fonte de alimentação chaveada.

34

4.2 Apresentação dos Resultados Obtidos

As principais formas de onda do circuito são mostradas nas Figuras de 7 a 17 a

seguir. Na Figura 7 pode-se observar a forma de onda da tensão de saída do conversor

CC-CC no ponto de conexão dos diodos D1 e D2 da Figura 4 (antes da etapa do filtro

LC de saída).

Figura 7 - Tensão de saída antes da etapa de filtragem.

Escalas: tensão: 5V/div, tempo: 4µs/div.

Na Figura 8 pode-se verificar os sinais de comando gerados nas saídas A e C

do CI UCC3895.

Figura 8 - Sinais de comando gerados pelo CI UCC3895.

Escalas: tensão: 5V/div, tempo: 4µs/div.

35

As Figuras 9 e 10 mostram as tensões no enrolamento primário do

transformador juntamente com a tensão de saída da fonte de alimentação chaveada

para razões cíclicas de 80% e 30%, respectivamente.

Figura 9 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão cíclica de 80%.

Escalas: tensão Vo: 10V/div; tensão VAB: 50 V/div, tempo: 10µs/div.

Figura 10 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão cíclica de 30%.

Escalas: tensão Vo: 10V/div; tensão VAB: 50 V/div, tempo: 10µs/div.

36

A Figura 11 mostra a tensão e corrente no primário do transformador, para a

seguinte condição de carga (saída): tensão: 20V e corrente 3A.

Figura 11 - Tensão e corrente no primário do transformador.

Escalas: tensão VAB: 50 V/div, corrente IP: 500mA/div, tempo: 4µs/div.

A Figura 12 mostra a tensão de comando de um MOSFET e sua corrente de

dreno.

Figura 12 - Tensão de comando e corrente de dreno em um MOSFET.

Escalas: tensão VGS: 5V/div, corrente ID: 100mA/div, tempo: 4µs/div.

37

A Figura 13 mostra o detalhe do tempo morto, gerado pelo CI UCC3895, no

primário do transformador de pulso, para o comando dos MOSFETs de um dos braços

do conversor CC-CC.

Figura 13 - Detalhe mostrando o tempo morto gerado pelo CI UCC3895.

Escalas: tensão VGS1,2: 10V/div, tempo: 4µs/div.

A comutação dos MOSFETs dos braços da ponte completa do conversor CC-

CC são mostrados nas Figuras de 14 a 17, das quais pode-se verificar que para uma

ampla faixa de carga, os MOSFETs realizam comutação não dissipativa do tipo tensão

nula. A Figura 14 mostra a corrente e a tensão do MOSFET M1 para 10% de corrente

de carga.

38

Figura 14 - Comutação no MOSFET M1 para 10% de corrente de carga.

Escalas: tensão VDS: 50V/div, corrente ID: 100mA/div, tempo: 4µs/div.



39





40

As Figuras 18 e 19 mostram o rendimento da fonte de alimentação chaveada,

obtido com o analisador de potência Voltech modelo PM3000A, nas situações de meia

carga e carga nominal. Para meia carga, o rendimento medido foi de 90,41%, e para

carga nominal de 92%.

Figura 18 - Rendimento da fonte com 50% da carga nominal.

Figura 19 - Rendimento da fonte com carga nominal.

41

A curva de rendimento de conversor em função da carga é mostrado na Figura

20.

Rendimento da Fonte de Alimentação

0102030405060708090

100

15 30 45 60 75 90 105 120 135 150

Potência de Saída (W)

Ren

dim

ento

(%)

Figura 20 - – Curva de rendimento da fonte de alimentação chaveada em função da carga.

O fator de potência da fonte de alimentação chaveada obtido com a entrada

convencional é mostrado na Figura 21.

Figura 21 - Fator de potência.

42

5 CONCLUSÃO

Este trabalho apresentou uma fonte de alimentação chaveada com o conversor

CC-CC com ponte completa com controle por deslocamento de fase. O protótipo foi

implementado em malha aberta, para uma potência de saída de 150W, operação com

freqüência de chaveamento de 50 kHz, com tensão de saída máxima de 30V e corrente

de saída máxima de 5A.

Utilizando o conversor CC-CC em ponte completa com controle por

deslocamento por fase, o qual proporciona comutação não dissipativa do tipo tensão

nula, obteve-se um rendimento de 92% para carga nominal, bem superior ao

apresentado pelas fontes de alimentação convencionais, que pode atingir a valores

máximos na ordem de 60%.

O projeto da fonte de alimentação chaveada foi realizado tendo como objetivo

minimizar o número de componentes, para aumentar a confiabilidade e reduzir seu

custo.

O CI UCC3895 mostrou-se como uma solução eficaz e de baixo custo na

implementação do controle por deslocamento de fase. Inclusive ele permite um ajuste

adequado do tempo morto que deve ser introduzido nos sinais de comando dos braços,

para evitar o curto de braço pela condução simultânea dos MOSFETs de um mesmo

braço.

Com base nos resultados obtidos, e devido às diversas vantagens apresentadas

por essa fonte de alimentação chaveada, pode-se considerar essa direção interessante a

ser seguida para a substituição das atuais fontes de alimentação convencionais

(lineares).

43

Finalmente, como seqüência do projeto apresentado, merecem investigações

futuras os seguintes assuntos:

- obtenção de um pré-regulador de alto fator de potência para ser utilizado

como estágio de entrada dessa fonte de alimentação;

- malhas de controle de tensão e corrente para serem usadas em conjunto com

a estrutura de controle, com o objetivo de implementar funções que permitam o ajuste

da tensão e da corrente de saída, bem como a de proteção.

44

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

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Deslocamento de Fase”, Dissertação de Mestrado, Universidade Federal do

Espírito Santo – UFES, Vitória, 1997.

[2] R. A. Fisher, K. D. T. Ngo and M. H. Kuo, “A 500 kHz 250W DC-DC Converter

With Multiples Outputs Controlled by Phase Shifted PWM and Magnetic

Amplifier”, HFPC’88, pp. 100-110.

[3] L. H. Mweene, C. A. Write and M. S. Schlecht, “A 1kW, 500kHz Front-End

Converter For Distributed Power Supply System”, IEEE-APEC Conference

Records, 1989, pp. 423-432.

[4] J. A. Sabaté, V. Vlatkovic, R. B. Ridley, F. C. Lee and B. H. Cho, “Design

Considerations for High-Voltage High-Power Full-Bridge Zero-Voltage-Switching

PWM Converter”, IEEE-APEC’90, 1990, pp 275-284.

[5] R. Redl, N. O. Sokal and L. Balogh, “A Novel Soft Switching Full-Bridge DC/DC

Converter: Design Considerations and Experimental Results at 1.5kW, 100kHz”,

IEEE-PESC Conference Records, 1990, pp. 162-172.

[6] J. L. F. Vieira, “Concepção, Análise e Projeto de Sistemas de Alimentação em

Corrente Contínua de Alto Desempenho com Altas Freqüências e Potência”, Tese

de Doutorado, Universidade Federal de Santa Catarina – UFSC, Florianópolis,

1993.

[7] Unitrode, “Switching Regulated Power Suply Design Seminar Manual”, 1986.

[8] Bill Anreycak, “Designing a Phase Shifted Zero Voltage Transition (ZVT) Power

Converter”, in Unitrode Switching Regulated Power Supply Design Manual, 1993.

projeto de alimentação de uma fonte chaveada utilizando controle por deslocamento de fase

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