Download - Projeto de Alimentação de uma Fonte Chaveada Utilizando Controle por deslocamento de fase
UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO CENTRO TECNOLÓGICO
DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA PROJETO DE GRADUAÇÃO
PROJETO DE UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO CHAVEADA UTILIZANDO CONTROLE POR
DESLOCAMENTO DE FASE
JOHNNY MARCIO SPERANDIO
VITÓRIA – ES Fevereiro/2006
PROJETO DE UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO CHAVEADA UTILIZANDO CONTROLE POR
DESLOCAMENTO DE FASE Parte escrita do Projeto de Graduação do aluno Johnny Marcio Sperandio, apresentado ao Departamento de Engenharia Elétrica do Centro Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.
VITÓRIA – ES Fevereiro/2006
JOHNNY MARCIO SPERANDIO
PROJETO DE UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO
CHAVEADA UTILIZANDO CONTROLE POR DESLOCAMENTO DE FASE
COMISSÃO EXAMINADORA:
___________________________________ Prof. Dr. José Luiz de Freitas Vieira, UFES Orientador
___________________________________ Prof. Dr. Domingos Sávio Lyrio Simonetti, UFES Co-orientador
___________________________________ Prof. Dr. Paulo José Mello Menegáz, UFES Examinador
___________________________________ Eng. Afonso Ventorini Examinador
Vitória - ES, 24 de fevereiro de 2006
4
DEDICATÓRIA
À minha família e aos colegas do curso de Engenharia Elétrica da UFES, em especial aos colegas Jelbener Azeredo, Renato Bertoldi, Thiago Negrelli e Thiago Zambom.
5
AGRADECIMENTOS
Agradeço a Deus, em primeiro lugar, por estar presente em todos os momentos
da minha vida.
Agradeço ao orientador e amigo José Luiz de Freitas Vieira por sua
disponibilidade e dedicação.
Aos professores do LEPAC Domingos Sávio L. Simonetti e Wilson Aragão.
Aos alunos de iniciação científica, projeto de graduação e mestrado do
LEPAC.
6
LISTA DE FIGURAS
Figura 1 - Diagrama de blocos de uma fonte de alimentação chaveada com elevado
fator de potência. .......................................................................................................... 14
Figura 2 - Diagrama simplificado do conversor em ponte completa com controle por
deslocamento de fase. .................................................................................................. 15
Figura 3 - Sinais de comando dos MOSFETs gerados pelo circuito integrado
UCC3895. .................................................................................................................... 17
Figura 4 - Diagrama da fonte de alimentação chaveada com o estágio de controle por
deslocamento de fase. .................................................................................................. 32
Figura 5 - Estágio de entrada da fonte de alimentação chaveada. ............................... 32
Figura 6 - Protótipo implementado da fonte de alimentação chaveada. ...................... 33
Figura 7 - Tensão de saída antes da etapa de filtragem. .............................................. 34
Figura 8 - Sinais de comando gerados pelo CI UCC3895. .......................................... 34
Figura 9 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão
cíclica de 80%. ............................................................................................................. 35
Figura 10 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão
cíclica de 30%. ............................................................................................................. 35
Figura 11 - Tensão e corrente no primário do transformador. ..................................... 36
Figura 12 - Tensão de comando e corrente de dreno em um MOSFET. ..................... 36
Figura 13 - Detalhe mostrando o tempo morto gerado pelo CI UCC3895. ................ 37
Figura 14 - Comutação no MOSFET M1 para 10% de corrente de carga. ................. 38
Figura 15 - Comutação no MOSFET M1 para 80% de corrente de carga. ................. 38
Figura 16 - Comutação no MOSFET M3 para 10% de corrente de carga. ................. 39
Figura 17 - Comutação no MOSFET M3 para 80% de corrente de carga. ................. 39
Figura 18 - Rendimento da fonte com 50% da carga nominal. ................................... 40
Figura 19 - Rendimento da fonte com carga nominal. ................................................ 40
Figura 20 - – Curva de rendimento da fonte de alimentação chaveada em função da
carga. ............................................................................................................................ 41
Figura 21 - Fator de potência. ...................................................................................... 41
7
SIMBOLOGIA
Ae – Área efetiva da perna central do núcleo;
Aw – Área da janela do núcleo;
B – Densidade de fluxo magnético;
C – Capacitor;
CD – Capacitância do diodo;
CDS – Capacitância “drain-source” do MOSFET;
CGS – Capacitância “gate-source” do MOSFET;
CM – Capacitância do MOSFET;
D – Diodo;
DM – Diodo intrínseco do MOSFET;
fs – Freqüência de chaveamento;
I – Corrente
I0 – Corrente de saída;
ID – Corrente do diodo;
IDM – Corrente de dreno do MOSFET;
IF – Corrente de condução direta;
IL – Corrente do indutor;
ILo – Corrente do indutor do filtro de saída;
IM – Corrente do MOSFET;
Ip – Corrente do primário do transformador;
Is – Corrente do secundário do transformador;
J – Densidade de corrente;
8
K – Constante;
KE – Coeficiente de perdas por correntes parasitas;
KH – Coeficiente de perdas por histerese;
Kp – Fator de utilização do primário;
Kt – Fator de topologia;
Ku – Fator de utilização da janela do núcleo;
Kw – Fator de enrolamento;
L – Indutor;
lg – Comprimento do entreferro;
Llk – Indutância de dispersão do transformador;
lt – Comprimento médio de uma espira;
M – MOSFET;
n – Relação de transformação (Nn/Np);
N – Número de espiras;
nf – Número de fios em paralelo;
Np – Número de espiras do primário;
Ns – Número de espiras do secundário;
P – Potência;
Pcu – Perda de potência no cobre;
PD – Potência dissipada;
PDD – Potência dissipada no diodo;
PDM – Potência dissipada no MOSFET;
Pin – Potência de entrada;
Pn – Potência dissipada no núcleo de ferrite;
R – Resistor;
9
Rc – Resistência por unidade de comprimento;
RDSon – Resistência “drain-source” do MOSFET;
Rse – Resistência série equivalente do capacitor de saída;
Rθcs – Resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador;
Rθjc – Resistência térmica entre a junção e o encapsulamento do MOSFET;
Rθsa – Resistência térmica do dissipador;
Sf – Área da seção transversal do fio;
t – Tempo;
toff – Tempo de bloqueio;
ton – Tempo de entrada em condução;
trr – Tempo de recuperação reversa;
V – Tensão;
VC – Tensão no capacitor;
VD – Tensão no diodo;
VDS – Tensão “drain-source” do MOSFET;
VDSon – Tensão de condução do MOSFET;
VF – Tensão de condução do diodo;
VGSM – Tensão entre “gate” e “source” do MOSFET;
VDSM – Tensão enter “drain” e “source” do MOSFET;
Vin – Tensão de entrada do conversor;
Vn – Volume do núcleo de ferrite;
Vr – Tensão reversa;
Δ – Profundidade de penetração;
ΔB – Excursão da densidade de fluxo magnético;
ΔILo – Amplitude da variação de corrente no indutor L0;
ΔTj – Variação da temperatura de junção;
10
ΔTn – Elevação de temperatura no núcleo de ferrite;
η – Rendimento;
µ0 – Permeabilidade do ar;
µr – Permeabilidade relativa;
Índices:
aux – Auxiliar;
ef – Eficaz;
eff – Efetivo;
max – Máximo;
med – Médio;
min – Mínimo;
pk – Pico;
prim – Primário;
sec – Secundário;
tot – Total.
11
SUMÁRIO
DEDICATÓRIA ........................................................................................................... 4
AGRADECIMENTOS ................................................................................................ 5
LISTA DE FIGURAS .................................................................................................. 6
SIMBOLOGIA ............................................................................................................. 7
RESUMO .................................................................................................................... 12
1 INTRODUÇÃO .............................................................................................. 13
1.1 Introdução ......................................................................................................... 13
2 FONTE DE ALIMENTAÇÃO BASEADA NO CONVERSOR CC-CC
EM PONTE COMPLETA COM CONTROLE POR DESLOCAMENTO DE
FASE 15
2.1 Introdução ......................................................................................................... 15
2.2 Princípio de Funcionamento do Controle por Deslocamento de Fase do
Conversor CC-CC ................................................................................................... 15
3 PROCEDIMENTO E EXEMPLO DE PROJETO ..................................... 18
3.1 Projeto do Circuito de Potência ........................................................................ 18
3.1.1 Transformador ......................................................................................... 18
3.1.2 Indutor do Filtro de Saída ........................................................................ 24
3.1.3 Capacitor do Filtro de Saída C0 ............................................................... 27
3.1.4 MOSFETs ................................................................................................ 28
3.1.5 Diodos Retificadores de Saída ................................................................ 29
3.1.6 Dimensionamento dos Dissipadores ....................................................... 30
3.2 Projeto do Circuito de Controle ........................................................................ 31
4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ............................................................ 33
4.1 Apresentação do Protótipo Implementado ........................................................ 33
4.2 Apresentação dos Resultados Obtidos .............................................................. 34
5 CONCLUSÃO ................................................................................................ 42
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ..................................................................... 44
12
RESUMO
Este trabalho descreve o projeto e o desenvolvimento de um protótipo de
laboratório de uma fonte de alimentação chaveada de alto desempenho baseada em um
conversor CC-CC em ponte completa com controle por deslocamento de fase. A fonte
de alimentação desenvolvida, opera em malha aberta, com 50kHz de freqüência de
chaveamento, e utiliza o circuito integrado da Texas UCC 3895 para a geração dos
sinais de controle por deslocamento de fase para as chaves semicondutoras da ponte
completa do conversor CC-CC. Esta técnica de controle proporciona comutação não
dissipativa do tipo tensão nula para as chaves semicondutoras do conversor CC-CC em
uma ampla faixa de variação da corrente de carga. A partir da rede elétrica de 127V
eficazes, pode-se obter os seguintes parâmetros na saída da fonte de alimentação
chaveada: potência máxima de 150W, tensão de saída máxima de 30V e corrente de
saída máxima de 5A. Os resultados experimentais obtidos comprovam o elevado
rendimento dessa fonte de alimentação, bem como a obtenção de comutação não
dissipativa do tipo tensão nula para as chaves do conversor CC-CC.
13
1 INTRODUÇÃO
1.1 Introdução
As fontes de alimentação convencionais (isoladas por transformadores de baixa
freqüência) utilizadas em equipamentos de uso geral e específico, apresentam
geralmente grande peso e volume, além de apresentarem baixo rendimento. Uma
tendência atual é a sua substituição por fontes chaveadas de alto desempenho, já que
essas fontes podem proporcionar as seguintes características vantajosas:
- redução no peso e volume devido à operação em altas freqüências;
- rendimento elevado.
Existem diversas fontes de alimentação chaveadas que atendem geralmente a
uma aplicação específica, como por exemplo: fontes de alimentação de
microcomputadores e eletrodomésticos em geral. Tais fontes, são em geral, projetadas
para atenderem a uma faixa de potência na ordem de 300 W. Além disso, essas fontes
têm como principal característica o baixo custo, já que são fabricadas em grande
quantidade. Essas fontes apresentam rendimento que pode se situar na faixa entre 70%
até 95%, o que é bem superior aos das fontes convencionais, que pode situar na faixa
entre 40% a 60%.
As fontes chaveadas podem ser compostas por dois estágios de processamento
de potência, como mostra o diagrama de blocos da Figura 1. O estágio de entrada é
responsável pela conversão da tensão alternada da rede de alimentação em uma tensão
de um barramento contínua com elevado fator de potência (denominado de estágio de
pré-regulador com alto fator de potência). O estágio de saída converte a tensão do
barramento contínuo em uma ou mais tensões de saída reguladas, ajustáveis ou fixas.
14
Figura 1 - Diagrama de blocos de uma fonte de alimentação chaveada com elevado fator de potência.
Para baixos valores de potência de saída, pode-se utilizar o estágio de entrada
convencional, constituído por uma ponte retificadora de diodos e por capacitores de
filtragem. Nesse caso, a potência somente é solicitada da rede de alimentação durante
um pequeno intervalo de condução de corrente, resultando em um baixo fator de
potência (geralmente inferior a 0,65), com elevado conteúdo harmônico para a
corrente da rede elétrica. Entretanto, esta configuração é mais simples e apresenta
baixo custo, por isso, foi a escolhida para ser implementada nesse trabalho.
Para o estágio de saída, o conversor CC-CC em ponte completa com controle
por deslocamento de fase tem se mostrado uma escolha mais atrativa, uma vez que ele
pode proporcionar alto rendimento e baixos níveis de interferência eletromagnética
[2,3,4,5]. Além da operação em alta freqüência, esse conversor incorpora vantagens da
operação com comutação não dissipativa, do tipo tensão nula, e baixas perdas em
condução.
Este trabalho visa projetar e implementar um protótipo de laboratório de uma
fonte de alimentação chaveada, com conversor CC-CC em ponte completa, com
controle por deslocamento de fase baseado no circuito integrado da Texas UCC3895.
A partir da rede elétrica de 127V eficazes, a fonte de alimentação operando em malha
aberta, e com freqüência de chaveamento de 50kHz deve fornecer uma potência de
saída máxima de 150W, tensão de saída máxima de 30V, e corrente de saída máxima
de 5A.
15
2 FONTE DE ALIMENTAÇÃO BASEADA NO CONVERSOR CC-CC EM PONTE COMPLETA COM CONTROLE POR DESLOCAMENTO DE FASE
2.1 Introdução
A Figura 2 mostra o digrama simplificado do estágio de potência da fonte de
alimentação chaveada baseada no conversor CC-CC com controle por deslocamento
de fase. O estágio de entrada convencional é composto por um retificador não-
controlado e capacitores de filtragem. Assim, obtém-se uma tensão contínua de
aproximadamente 180V. O estágio de saída baseado no conversor CC-CC com
controle por deslocamento de fase deve reduzir a tensão do barramento contínuo de
180V para uma valor de no máximo 30V quando a razão cíclica for de 100%. Pelo fato
do conversor CC-CC operar em alta freqüência, os transformadores, indutores e
capacitores têm seus pesos e volumes diminuídos.
Figura 2 - Diagrama simplificado do conversor em ponte completa com controle por deslocamento de fase.
2.2 Princípio de Funcionamento do Controle por Deslocamento de Fase do
Conversor CC-CC
O conversor CC-CC utiliza a técnica de deslocamento de fase, o que
proporciona comutação não dissipativa do tipo tensão nula para os MOSFETs da ponte
16
completa em uma ampla faixa de variação da corrente de carga. Para a implementação
dessa técnica, foi empregado o circuito integrado da Texas UCC3895, o qual gera
sinais de controle para os MOSFETS de um braço do conversor (M1, M2) defasados
em relação aos sinais de controle do outro braço (M3, M4), como mostra a Figura 3.
O valor da tensão VAB que é aplicada no primário do transformador (e que é
refletida para o secundário do transformador) dependerá do intervalo de tempo Δt em
que os MOSFETs M1 (sinal de comando “output A”) e M4 (“output D”) e também M2
(“output B”) e M3 (“output C”) estiverem conduzindo simultaneamente. Quando os
sinais de comando dos MOSFETs M1 e M4 estiverem em fase (0o) o valor da tensão
VAB será máximo. Quando ocorrer um defasamento de 180º entre os sinais de
comando de M1 e M4 o valor da tensão VAB no primário do transformador será zero.
Será assumido que o conversor opera no modo de condução contínua de
corrente, e o controle utilizado é por deslocamento de fase (“phase shift”) das tensões
nos pontos médios dos braços do conversor. Do ponto de vista do transformador, esse
tipo de controle funciona como se fosse de modulação por largura de pulso (“PWM”).
A tensão entre os pontos A e B consiste numa forma de onda em três níveis Vin, zero e
–Vin, sendo que a largura dos níveis positivos e negativos depende diretamente da
razão cíclica determinada pelo controle. Portanto, através da variação da razão cíclica
pode-se controlar o nível de potência transferido para a saída do conversor.
Os braços do conversor realizam comutação na transição entre uma etapa de
transferência de energia para a carga (chamado de estado ativo) e uma etapa de roda-
livre (chamada de estado passivo). A fonte de corrente de saída refletida ao primário
do transformador I0’ assegura descarga linear das capacitâncias intrínsecas das chaves.
A análise detalhada das comutações pode ser encontrada em [1, 6].
17
Figura 3 - Sinais de comando dos MOSFETs gerados pelo circuito integrado UCC3895.
18
3 PROCEDIMENTO E EXEMPLO DE PROJETO
3.1 Projeto do Circuito de Potência
O procedimento de projeto, utilizado para o conversor CC-CC em ponte
completa “PWM” com comutação dissipativa convencional, com limitação da
densidade de fluxo, pode ser empregado para a determinação do transformador e do
indutor do conversor CC-CC com controle por deslocamento de fase [6, 7, 8].
Um exemplo prático de projeto é apresentado tendo como objetivo atender as
seguintes especificações:
• Tensão de entrada : Vin = 180V ± 10% CC;
• Tensão de saída máxima: V0 = 30V CC;
• Corrente de saída máxima: I0 = 5A CC;
• Potência de saída máxima: P0 = 150W;
• Freqüência de chaveamento: fs = 50kHz;
• Rendimento mínimo: η = 0,9.
3.1.1 Transformador
A. Determinação do Núcleo
O produto de áreas do núcleo pode ser obtido pela seguinte equação:
smaxmaxput
4in(max)
we 2.f.B.J.K..KK10 .P
.AAΔ
= (cm4) (3.1)
Onde:
19
Ae – área efetiva da perna central do núcleo;
Aw – área da janela do núcleo com carretel;
Pin(max) = P0(max)/η = 166,67W (potência de entrada);
Kt = Iin(cc)/Iprim(ef) (fator de topologia);
Ku – fator de utilização da janela do núcleo;
Kp – fator de utilização do primário;
Kt = 1; Ku = 0,4 e Kp = 0,41 para o conversor em ponte completa;
Jmax = 400 A/cm2 (densidade de corrente máxima);
ΔBmax = 0,2T (excursão da densidade de fluxo máxima).
Substituindo esses valores na equação (3.1) encontra-se: Ae.Aw = 1,27 cm4. O
núcleo de ferrite escolhido foi o EE42/15 com material IP-6 da Thornton, que
apresenta as seguintes áreas: Ae = 1,81 cm2 e Aw = 1,57 cm2.
B. Determinação do Número de Espiras do Primário:
O número de espiras do primário do transformador pode ser determinado por:
smaxe
4in(min)
p f.B.2.A10.V
NΔ
≥ (3.2)
Para Vin(min) = 162V, chega-se a Np ≥ 44,76 espiras.
C. Determinação da Relação de Transformação
A relação de transformação n pode ser obtida pela equação:
F0(max)
efv(max)DSonin(min)
s
p
V VD).V.2V.(9,0
NN
n+
−== (3.3)
Onde:
VDSon(max) = 1,5V (tensão de condução máxima de cada MOSFET);
20
VF = 1V (tensão de condução do diodo retificador de saída);
Def(max) = 0,875 (razão cíclica efetiva máxima no secundário, assumindo ΔD = 0,125);
A partir desses valores encontra-se n = 5.
D. Determinação do Número de Espiras de Cada Secundário
O número de espiras de cada secundário é obtido pela equação (3.4), para a
qual deve ser assumido somente um número inteiro.
Ns = Np/n (3.4)
Considerando Np = 45 e n = 5, chega-se a Ns = 9 espiras.
E. Dimensionamento dos Condutores de Cada Secundário
A corrente eficaz em cada secundário do transformador é obtida pela equação
(3.5).
2I
I 0sec(ef) = (3.5)
Para I0 = 5A , chega-se a Isec(ef) = 3,54 A.
A área total dos condutores de cada secundário é obtida pela equação (3.6).
max
sec(ef)Ts J
IS = (3.6)
Para Isec(ef) = 3,54A e Jmax = 400ª/cm2, STs = 0,00885 cm2.
21
Deve-se utilizar condutores cujos raios não ultrapassem a profundidade de
penetração Δ para eliminar o efeito pelicular, provocado pela circulação de corrente
alternada de alta freqüência nos enrolamentos do transformador.
A profundidade de penetração pode ser obtida pela equação (3.7).
sf7,5
=Δ (3.7)
Para fs = 50kHz, encontra-se Δ = 0,033541 cm. Portanto, o fio 22 AWG foi
escolhido, tendo como área da seção transversal Sf = 0,003255 cm2.
O número total de fios que devem ser associados em paralelo pode ser
determinado por:
f
Tsf S
Sn = (3.8)
Portanto, nf = 3 fios.
F. Dimensionamento dos Condutores do Primário
A corrente eficaz do primário do transformador é dada por:
p
s0prim(ef) N
N.II = (3.9)
Para I0 = 5A, Ns = 9 e Np = 45, chega-se a Ipim(ef) = 1 A.
Seguindo a mesma metodologia do item anterior, com Iprim(ef) = 1A e Jmax =
400 A/cm2, conclui-se que o primário deve ser composto por 1 fio 22 AWG.
22
G. Cálculo Térmico
a) Perdas no Cobre
A perda no cobre do transformador pode ser determinada por:
f
2ef
tccu nI
.N.l.RP = (3.10)
Onde:
Pcu – perda no cobre (W);
Rc – resistência por unidade de comprimento (Ω/cm);
N – número de espiras;
lt – comprimento médio de uma espira (cm);
Ief – corrente eficaz (A);
Nf – número total de fios.
A partir da equação (3.10) com:
Rc = 0,000708 Ω/cm (para o fio 22 AWG à 100ºC);
Np = 45;
lt = 8,7 cm (para o núcleo EE 42/15);
Iprim(ef) = 1 A;
nf = 1.
determina-se a perda no cobre Pcu(prim) = 0,3 W.
A perda no cobre para cada secundário do transformador, para Ns = 9, Isec(ef) =
3,54 A e nf = 3, são iguais a: Pcu(sec) = 0,2 W.
23
A perda no cobre total do transformador é dada por:
cu(sec)cu(prim)cu(tot) PPP += (3.11)
Portanto, Pcu(tot) = 0,7 W.
b) Perdas no núcleo
Pode-se determinar a perda no núcleo do transformador utilizando a seguinte
equação:
n2sEsH
4,2maxn V).f.Kf.K.()B(P +Δ= (3.12)
Onde:
Pn – perda no núcleo (W);
KH – coeficiente de perdas por histerese;
KE – coeficiente de perdas por correntes parasitas;
Vn – volume do núcleo (cm3).
Para ferrite: KH = 4x10-5 e KE = 4x10-10. O núcleo EE 42/15 possui Vn = 17,10
cm3 e utilizando-se ΔBmax = 0,2 T e fs = 50 kHz, chega-se a Pn = 1,1 W.
c) Elevação de Temperatura no Transformador
A elevação de temperatura no transformador pode ser obtida através da equação
(3.13):
ttn R.PT =Δ (3.13)
Onde:
24
ΔTn – elevação de temperatura do núcleo do transformador (ºC);
Pt = Pcu(tot) + Pn – total de perdas no tranformador (W);
Rt – resistência térmica do núcleo para convecção natural (ºC/W).
A resistência térmica é determinada pela seguinte equação:
37,0
wet )A.A.(23R −= (3.14)
Para Ae = 1,81 cm2 e Aw = 1,57 cm2, chega-se a Rt = 15ºC/W.
Portanto, para um total de perdas no transformador Pt = 1,8 W, resulta em ΔTn
= 27ºC.
3.1.2 Indutor do Filtro de Saída
A determinação da indutância L0 deve ser feita com o objetivo de manter a
operação do conversor em condução contínua de corrente em L0, em quase toda a faixa
de carga. Para isso, deve-se considerar que quanto menor ΔIL0, maior será o valor da
indutância L0 e da faixa de carga com operação contínua de corrente em L0.
Entretanto, um limite prático deve ser imposto no valor da indutância L0, tendo como
parâmetros o peso e o volume do indutor. Neste caso, esse limite é definido pela
equação (3.15):
0L0 I07,0I =Δ (3.15)
Com base nesta especificação, a indutância L0 pode ser determinada pela
seguinte equação:
L0s
minF0(max)0 I.f.2
)D1).(VV(L
Δ
−+= (3.16)
25
Utilizando V0(max) = 30V, VF = 1V, Dmin = 0, fs = 50kHz e ΔILo = 0,35A,
resulta em L0 = 885µH.
Devido ao baixo nível de ondulação da corrente de alta freqüência nesse
indutor, o efeito pelicular pode ser desprezado. Portanto, pode-se usar Bmax = 0,3 e Jmax
= 450 A/cm2.
a) Determinação do Núcleo
O produto de áreas do núcleo pode ser obtido usando a equação (3.17).
maxmaxw
4efpk0
we J.B.K10.I.I.L
A.A = (3.17)
Onde:
L0 – indutância do filtro de saída (H);
Ipk – corrente de pico no indutor L0 (A);
Ief – corrente eficaz no indutor L0 (A);
Kw – fator de enrolamento;
Bmax – densidade de fluxo máxima (T);
Jmax – densidade de corrente (A/cm2);
A corrente de pico no indutor é dada por:
2I
II L00pk
Δ+= (3.18)
Onde a variação da corrente no indutor do filtro de saída é dada pela equação
(3.15).
26
Substituindo os valores de: L0 = 885µH, I0 = 5A, ΔIL0= 0,35 A, Ipk = 5,175 A,
Ief = 5 A, Bmax = 0,3T, Jmax = 450A/cm2 e Kw = 0,7, encontra-se Ae.Aw = 2,42 cm4.
Foi escolhido o núcleo EE 42/15 IP-6 da Thornton, cujos parâmetros são: Ae =
1,81 cm2 e Aw = 1,57 cm2.
b) Determinação do Número de Espiras
O número de espiras do indutor L0 pode ser determinado pela equação (3.19).
emax
4pk0
A.B10.I.L
N = (3.19)
Para L0 = 885µH, Ipk = 5,175, Bmax = 0,3T e Ae = 1,81 cm2, resulta em N = 85
espiras.
O dimensionamento dos condutores para o indutor L0 é realizado seguindo o
mesmo método de cálculo utilizado para o transformador, com I0 = 5A e Jmax =
450A/cm2, chega-se a 3 fios 22 AWG.
c) Determinação do Entreferro
O entreferro necessário para se obter a indutância L0 é dado pela equação:
0
2e
20
g L10.A.N..
l−
= rμμ (3.20)
Onde:
lg – entreferro do núcleo (cm);
µ0 = 4π x 10-7 – permeabilidade do ar;
27
µr = 1 – permeabilidade relativa;
N – número de espiras;
L0 – indutância do filtro de saída (H);
Para N = 85, L0 = 885µH e Ae = 1,81 cm2, chega-se a lg = 0,18 cm.
Utilizando-se um núcleo do tipo EE, pode-se dividir o entreferro em duas
partes. A metade do valor do entreferro fica nas pernas laterais e a outra metade fica na
perna central (cuja área é o dobro da área de cada uma das pernas laterais). Dessa
forma, chega-se a lg/2 = 0,9 mm.
d) Cálculo Térmico
O cálculo das perdas no cobre e no núcleo e o da elevação de temperatura no
indutor L0 foi feito seguindo a mesma metodologia usada para o transformador. Assim,
encontrou-se:
Pcu = 4.3 W;
Pn = 1,2 W;
ΔTn = 82,5 ºC.
Verificou-se na prática que o indutor L0 não teve uma elevação de temperatura
tão alta, mesmo com carga nominal.
3.1.3 Capacitor do Filtro de Saída C0
A capacitância do filtro de saída pode ser determinada para atender à
especificação de variação da tensão de saída na freqüência de chaveamento. Dessa
forma, a capacitância C0 é obtida pela equação:
28
0s
L00 V.8.f
IC
ΔΔ
= (3.21)
Para ΔIL0 = 0,35A, fs = 50kHz e ΔV0 = 0,2V, obtém-se C0 = 4,4µF.
A máxima resistência série do capacitor de saída é dada por:
L0
0se(max) I
VR
ΔΔ
= (3.22)
Para ΔV0 = 0,2V e ΔIL0 = 0,35A, resulta em Rse(max) = 0,6Ω.
Para atender à especificação de Rse(max), utilizou-se um capacitor eletrolítico de
470µF/200V com Rse = 0,02Ω.
3.1.4 MOSFETs
Os principais parâmetros que devem ser levados em conta para a especificação
dos MOSFETs são:
• máxima tensão “drain-source” – VDS(max);
• corrente eficaz nominal na temperatura de trabalho – IDM(ef);
• corrente de pico repetitiva – IDM(pk);
• resistência “drain-source” na temperatura de trabalho – RDS(on);
• capacitâncias de entrada e saída – CGS e CDS;
• tempo de entrada em condução (“turn-on time”) – ton;
• tempo de bloqueio (“turn-off time”) – toff.
A corrente eficaz total nos MOSFETs pode ser determinada pela seguinte
equação:
29
2
max0p
s2DM(ef) 2/D.I.
NN
I ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛= (3.23)
A corrente de pico nos MOSFETs pode ser obtida por:
)II.(NN
I L00p
sDM(pk) Δ+= (3.24)
Para Ns/Np = 9/45, I0 = 5A, Dmax = 1, ΔIL0 = 0,35A, resulta em: IDM(ef) = 0,71A
e IDM(pk) = 1,1 A.
Considerando as seguintes especificações: VDS = Vin(max) = 198V, IDM(ef) = 0,71
A, IDM(pk) = 1,1 A, e Tj = 100ºC, optou-se pelo MOSFET IRFP260, uma vez que além
de atender tais especificações, apresenta baixa resistência RDS(on). Esse MOSFET
apresenta as seguintes características:
VDS(max) = 200 V, IDM(100ºC) = 35 A, IDM(pk) = 200 A, RDSon(100ºC) = 0,55 Ω, ton =
17 ns, toff = 55 ns, CGS = 1,4 nF e CDS = 0,6 nF.
3.1.5 Diodos Retificadores de Saída
A tensão reversa sobre os diodos retificadores de saída pode ser obtida por:
in(max)p
sD(max) V.
NN
.2V = (3.25)
Como Ns/Np = 9/45, e Vin(max) = 198V, resulta em VD(max) = 79,2 V.
30
A partir das seguintes especificações: VD(max) = 79,2 V, IF = I0/2 = 2,5A,
optou-se pelo diodo ultra rápido MUR620, que apresenta as seguintes características:
- corrente direta: IF = 6A;
- corrente de pico repetitiva: IF(fw) = 75A;
- tensão reversa: VR = 200V;
- tempo de recuperação reversa: trr = 35ns.
3.1.6 Dimensionamento dos Dissipadores
A resistência térmica dos dissipadores é obtida pela equação:
csjcD
j RRPT
R θθθ −−Δ
=sa (3.26)
Onde:
Rθsa – resistência térmica do dissipador;
ΔTj – variação da temperatura da junção;
PD – potência dissipada;
Rθjc – resistência térmica entre a junção e o encapsulamento;
Rθcs – resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador;
A. MOSFETs
Assumindo Rθcs = 0,5ºC/W e ΔTj = 60ºC, e a partir dos valores de PDM =
2xRDS(on)xIDM(ef)2 = 4W (para dois MOSFETs montados no mesmo dissipador) e Rθjc =
1ºC/W (MOSFET IRF740) resulta em Rθsa = 15ºC/W.
B. Diodos Retificadores de Saída
31
Considerando PDD = VF x IF = 10W (potência total dissipada nos diodos) e Rθjc
= 1,5 ºC/W (diodo MUR620) resulta em Rθsa = 4ºC/W.
Verificou-se na prática que a temperatura, para carga nominal e temperatura
ambielte de 25ºC, estabilizou-se em torno de 55ºC.
3.2 Projeto do Circuito de Controle
O projeto do circuito de controle foi feito seguindo-se a orientação do
fabricante do CI UCC3895. Foram realizadas algumas modificações com o objetivo de
simplificar o circuito, minimizando os componentes necessários, tais como retirada da
realimentação de tensão (pois o circuito funcionará em malha aberta) e retirada do
sensor de corrente.
O CI UCC3895 exige o uso de dois circuitos auxiliares, o CI TPS2812, que é
um “driver” para os transformadores de pulso. Dessa forma, evitam-se interferências
nos sinais de acionamento dos MOSFETs pelas correntes drenadas por esses
transformadores.
Os transformadores de pulso foram implementados utilizando núcleos
toroidais, os quais apresentaram menores níveis de dispersão.
A Figura 4 mostra o diagrama da fonte de alimentação chaveada incluindo o
estágio de controle por deslocamento de fase baseado no CI UCC3895.
32
Figura 4 - Diagrama da fonte de alimentação chaveada com o estágio de controle por deslocamento de fase.
O diagrama do estágio de entrada da fonte é mostrada pela Figura 5.
Figura 5 - Estágio de entrada da fonte de alimentação chaveada.
.
33
4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS
4.1 Apresentação do Protótipo Implementado
A Figura 6 mostra o protótipo implementado da fonte de alimentação
chaveada, do qual foram obtidos os resultados experimentais.
Figura 6 - Protótipo implementado da fonte de alimentação chaveada.
34
4.2 Apresentação dos Resultados Obtidos
As principais formas de onda do circuito são mostradas nas Figuras de 7 a 17 a
seguir. Na Figura 7 pode-se observar a forma de onda da tensão de saída do conversor
CC-CC no ponto de conexão dos diodos D1 e D2 da Figura 4 (antes da etapa do filtro
LC de saída).
Figura 7 - Tensão de saída antes da etapa de filtragem.
Escalas: tensão: 5V/div, tempo: 4µs/div.
Na Figura 8 pode-se verificar os sinais de comando gerados nas saídas A e C
do CI UCC3895.
Figura 8 - Sinais de comando gerados pelo CI UCC3895.
Escalas: tensão: 5V/div, tempo: 4µs/div.
35
As Figuras 9 e 10 mostram as tensões no enrolamento primário do
transformador juntamente com a tensão de saída da fonte de alimentação chaveada
para razões cíclicas de 80% e 30%, respectivamente.
Figura 9 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão cíclica de 80%.
Escalas: tensão Vo: 10V/div; tensão VAB: 50 V/div, tempo: 10µs/div.
Figura 10 - Tensão no primário do transformador e tensão de saída para uma razão cíclica de 30%.
Escalas: tensão Vo: 10V/div; tensão VAB: 50 V/div, tempo: 10µs/div.
36
A Figura 11 mostra a tensão e corrente no primário do transformador, para a
seguinte condição de carga (saída): tensão: 20V e corrente 3A.
Figura 11 - Tensão e corrente no primário do transformador.
Escalas: tensão VAB: 50 V/div, corrente IP: 500mA/div, tempo: 4µs/div.
A Figura 12 mostra a tensão de comando de um MOSFET e sua corrente de
dreno.
Figura 12 - Tensão de comando e corrente de dreno em um MOSFET.
Escalas: tensão VGS: 5V/div, corrente ID: 100mA/div, tempo: 4µs/div.
37
A Figura 13 mostra o detalhe do tempo morto, gerado pelo CI UCC3895, no
primário do transformador de pulso, para o comando dos MOSFETs de um dos braços
do conversor CC-CC.
Figura 13 - Detalhe mostrando o tempo morto gerado pelo CI UCC3895.
Escalas: tensão VGS1,2: 10V/div, tempo: 4µs/div.
A comutação dos MOSFETs dos braços da ponte completa do conversor CC-
CC são mostrados nas Figuras de 14 a 17, das quais pode-se verificar que para uma
ampla faixa de carga, os MOSFETs realizam comutação não dissipativa do tipo tensão
nula. A Figura 14 mostra a corrente e a tensão do MOSFET M1 para 10% de corrente
de carga.
38
Figura 14 - Comutação no MOSFET M1 para 10% de corrente de carga.
Escalas: tensão VDS: 50V/div, corrente ID: 100mA/div, tempo: 4µs/div.
Figura 15 - Comutação no MOSFET M1 para 80% de corrente de carga.
Escalas: tensão VDS: 50V/div, corrente ID: 500mA/div, tempo: 4µs/div.
39
Figura 16 - Comutação no MOSFET M3 para 10% de corrente de carga.
Escalas: tensão VDS: 50V/div, corrente ID: 100mA/div, tempo: 4µs/div.
Figura 17 - Comutação no MOSFET M3 para 80% de corrente de carga.
Escalas: tensão VDS: 50V/div, corrente ID: 500mA/div, tempo: 4µs/div.
40
As Figuras 18 e 19 mostram o rendimento da fonte de alimentação chaveada,
obtido com o analisador de potência Voltech modelo PM3000A, nas situações de meia
carga e carga nominal. Para meia carga, o rendimento medido foi de 90,41%, e para
carga nominal de 92%.
Figura 18 - Rendimento da fonte com 50% da carga nominal.
Figura 19 - Rendimento da fonte com carga nominal.
41
A curva de rendimento de conversor em função da carga é mostrado na Figura
20.
Rendimento da Fonte de Alimentação
0102030405060708090
100
15 30 45 60 75 90 105 120 135 150
Potência de Saída (W)
Ren
dim
ento
(%)
Figura 20 - – Curva de rendimento da fonte de alimentação chaveada em função da carga.
O fator de potência da fonte de alimentação chaveada obtido com a entrada
convencional é mostrado na Figura 21.
Figura 21 - Fator de potência.
42
5 CONCLUSÃO
Este trabalho apresentou uma fonte de alimentação chaveada com o conversor
CC-CC com ponte completa com controle por deslocamento de fase. O protótipo foi
implementado em malha aberta, para uma potência de saída de 150W, operação com
freqüência de chaveamento de 50 kHz, com tensão de saída máxima de 30V e corrente
de saída máxima de 5A.
Utilizando o conversor CC-CC em ponte completa com controle por
deslocamento por fase, o qual proporciona comutação não dissipativa do tipo tensão
nula, obteve-se um rendimento de 92% para carga nominal, bem superior ao
apresentado pelas fontes de alimentação convencionais, que pode atingir a valores
máximos na ordem de 60%.
O projeto da fonte de alimentação chaveada foi realizado tendo como objetivo
minimizar o número de componentes, para aumentar a confiabilidade e reduzir seu
custo.
O CI UCC3895 mostrou-se como uma solução eficaz e de baixo custo na
implementação do controle por deslocamento de fase. Inclusive ele permite um ajuste
adequado do tempo morto que deve ser introduzido nos sinais de comando dos braços,
para evitar o curto de braço pela condução simultânea dos MOSFETs de um mesmo
braço.
Com base nos resultados obtidos, e devido às diversas vantagens apresentadas
por essa fonte de alimentação chaveada, pode-se considerar essa direção interessante a
ser seguida para a substituição das atuais fontes de alimentação convencionais
(lineares).
43
Finalmente, como seqüência do projeto apresentado, merecem investigações
futuras os seguintes assuntos:
- obtenção de um pré-regulador de alto fator de potência para ser utilizado
como estágio de entrada dessa fonte de alimentação;
- malhas de controle de tensão e corrente para serem usadas em conjunto com
a estrutura de controle, com o objetivo de implementar funções que permitam o ajuste
da tensão e da corrente de saída, bem como a de proteção.
44
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] M. Brunoro, “Fonte de Alimentação de Alto Desempenho com Controle por
Deslocamento de Fase”, Dissertação de Mestrado, Universidade Federal do
Espírito Santo – UFES, Vitória, 1997.
[2] R. A. Fisher, K. D. T. Ngo and M. H. Kuo, “A 500 kHz 250W DC-DC Converter
With Multiples Outputs Controlled by Phase Shifted PWM and Magnetic
Amplifier”, HFPC’88, pp. 100-110.
[3] L. H. Mweene, C. A. Write and M. S. Schlecht, “A 1kW, 500kHz Front-End
Converter For Distributed Power Supply System”, IEEE-APEC Conference
Records, 1989, pp. 423-432.
[4] J. A. Sabaté, V. Vlatkovic, R. B. Ridley, F. C. Lee and B. H. Cho, “Design
Considerations for High-Voltage High-Power Full-Bridge Zero-Voltage-Switching
PWM Converter”, IEEE-APEC’90, 1990, pp 275-284.
[5] R. Redl, N. O. Sokal and L. Balogh, “A Novel Soft Switching Full-Bridge DC/DC
Converter: Design Considerations and Experimental Results at 1.5kW, 100kHz”,
IEEE-PESC Conference Records, 1990, pp. 162-172.
[6] J. L. F. Vieira, “Concepção, Análise e Projeto de Sistemas de Alimentação em
Corrente Contínua de Alto Desempenho com Altas Freqüências e Potência”, Tese
de Doutorado, Universidade Federal de Santa Catarina – UFSC, Florianópolis,
1993.
[7] Unitrode, “Switching Regulated Power Suply Design Seminar Manual”, 1986.
[8] Bill Anreycak, “Designing a Phase Shifted Zero Voltage Transition (ZVT) Power
Converter”, in Unitrode Switching Regulated Power Supply Design Manual, 1993.