federal university of rio de janeiro - fonte chaveada...

FONTE CHAVEADA COM DUPLA REDUNDÂNCIA HTCSCB COM

INSERÇÃO DE FLY BUCK E COMPONENTES GAN

Raphael Netto Castello Branco Rocha

Projeto de Graduação apresentado ao Curso

de Engenharia Elétrica da Escola Politécnica,

Universidade Federal do Rio de Janeiro, como

parte dos requisitos necessários à obtenção do

título de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Mauricio Aredes

Rio de Janeiro

Agosto de 2019

Netto Castello Branco Rocha, Raphael

Fonte chaveada com dupla redundância HTCSCB com

inserção de Fly Buck e componentes GaN/ Raphael Netto

Castello Branco Rocha. � Rio de Janeiro: UFRJ/ Escola

Politécnica, 2019.

XV, 112 p.: il.; 29, 7cm.


Projeto de Graduação � UFRJ/ Escola Politécnica/

Curso de Engenharia Elétrica, 2019.

Referências Bibliográ�cas: p. 82 � 83.

1. HTCSCB. 2. BIAS power supply. 3. Alta variação

de entrada. I. Aredes, Mauricio. II. Universidade Federal

do Rio de Janeiro, Escola Politécnica, Curso de Engenharia

Elétrica. III. Título.

iii

"Gostaria de dedicar o presente

trabalho à minha família, meus

amigos e professores que me

guiaram desde pequeno a ser o

homem que me tornei."

iv

Agradecimentos

Gostaria de agradecer à minha mãe Jacqueline Netto Ferreira Rocha e meu Pai

Dener Castello Branco Rocha por terem me dado o suporte que precisei durante

todos esses anos, ao meus professores em especial ao meu professor de física César

Bastos que me incentivou durante o ensino médio e me deu forças para entrar na

Universidade, aos funcionários e pesquisadores do LEMT que me acolheram nesses

últimos anos e um agradecimento a todos os colegas que �z na universidade e que

me ajudaram quando precisei.

v

Resumo do Projeto de Graduação apresentado à Escola Politécnica/ UFRJ como

parte dos requisitos necessários para a obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.

FONTE CHAVEADA COM DUPLA REDUNDÂNCIA HTCSCB COM

INSERÇÃO DE FLY BUCK E COMPONENTES GAN


Agosto/2019


Curso: Engenharia Elétrica

É apresentado nessa tese as pesquisas para o desenvolvimento e projeto de uma

fonte SMPS (Switched Mode Power Supply) de baixa potência para redes trifási-

cas, bifásicas e monofásicas utilizando a topologia proposta Hybrid Tap Connected

Switched Capacitor Fly Buck (HTCSCFB) com uso de HEMTs de Nitreto de Gálio

voltada para a alimentação de microcontroladores.

vi

Abstract of Undergraduate Project presented to POLI/UFRJ as a partial ful�llment

of the requirements for the degree of Engineer.

DUAL REDUNDANCY SWITCHED MODE POWER SUPPLY HTCSCB WITH

INSERTION OF FLY BUCK AND GAN SEMICONDUCTOR


August/2019

Advisor: Mauricio Aredes

Course: Electrical Engineering

This paper presents the work carried out for the development and design of a

low-power source for three-phase / two phase and single-phase networks using the

proposed topology Hybrid Tap Connected Switched Capacitor Fly Buck(HTCSCFB)

with Galium Nitride components for microcontroller power.

Netto Castello Branco Rocha, Raphael

/ Raphael Netto Castello Branco Rocha. � Rio de

Janeiro: UFRJ/ Escola Politécnica, 2019.

XV, 112 p.: il.; 29, 7cm.


Projeto de Graduação � UFRJ/ Escola Politécnica/

Curso de Engenharia Elétrica, 2019.

Referências Bibliográ�cas: p. 82 � 83.

1. HTCSCB. 2. BIAS power supply. 3. Alta variação

de entrada. I. Aredes, Mauricio. II. Universidade Federal

do Rio de Janeiro, Escola Politécnica, Curso de Engenharia

Elétrica. III. Título.

vii

Sumário

Lista de Figuras xi

Lista de Tabelas xv

1 Introdução 1

1.1 Organização do Trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.2 Histórico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.3 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2 Fundamentos das Fontes SMPS 8

2.1 Circuitos de potência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.1.1 HTCSCBC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.1.2 HTCSCFBC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.2 Circuitos de disparo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2.1 Bootstrap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2.2 Circuitos integrados opto acoplados . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.2.3 Circuitos transformadores de pulso . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.2.4 Circuitos proprietários . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.3 Circuito de Start-UP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.1 Circuito de start-up com circuito Zener . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.2 Circuito de start up bjt com malha zener de referência. . . . . 31

2.3.3 Low-dropout regulator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.4 Circuitos de controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.4.1 Controladores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.4.2 Comparação dos controladores . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3 Componentes de Nitreto de Gálio 43

3.1 Desenvolvimento do Nitreto de Gálio(GAN) . . . . . . . . . . . . . . 43

3.2 Termos Técnicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.2.1 Band Gap(Eg) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.2.2 Critical Field(Ecrit) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.2.3 On-Resistante(RDS(on)) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

viii

3.3 A Estrutura Bidimensional de Eléctron GAS . . . . . . . . . . . . . . 46

3.4 Tipos de transistores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.4.1 Depletion-mode(d-mode) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.4.2 Enhancement Mode(e-mode) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.5 Comparação entre o desempenhos das chaves . . . . . . . . . . . . . . 49

3.5.1 Borda de subida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.5.2 Plato do sinal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.5.3 Borda de descida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

3.6 Análise dos grá�cos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.7 Vantagens e desvantagens . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

3.8 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

4 O conversor 56

4.1 Circuito de potência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.1.1 Seleção dos componentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.1.2 Aproximação do conversor por uma função de transferência . . 60

4.2 Circuito de disparo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4.3 Circuito Start-Up . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

4.4 Sistema de controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.4.1 Controlador escolhido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.4.2 Cálculo dos parâmetros do controlador . . . . . . . . . . . . . 70

5 Resultados 71

5.1 Simulação do Controlador em MATLAB . . . . . . . . . . . . . . . . 71

5.2 Simulação de Transitório em LTSpice . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

5.3 Simulações de regime permanente em LTSPICE . . . . . . . . . . . . 77

6 Conclusões 79

6.1 Di�culdades . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

6.1.1 Poder computacional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

6.1.2 Softwares de simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

6.1.3 Modelagem da planta para design do controlador . . . . . . . 80

6.1.4 Transientes de partida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

6.2 Passos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

Referências Bibliográ�cas 82

A Apêndice 84

A.1 Conceitos importantes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

A.1.1 Duty Cycle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

A.1.2 Ripple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

ix

A.1.3 Polarização de diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

A.1.4 Chaves semicondutoras . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

A.1.5 Turn on Time(tontime) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

A.1.6 Turn o� Time(to�time) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

A.1.7 Dead Time . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

A.1.8 Overshoot . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

A.1.9 Tempo de assentamento(settling time) . . . . . . . . . . . . . 89

A.1.10 Tempo de subida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

A.1.11 Tipos de amortecimento (subcrítico, crítico e Supercrítico) . . 89

A.2 Circuitos de Potência descartados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92

A.2.1 Conversor Buck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92

A.2.2 Flyback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

A.2.3 SC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

A.2.4 Flybuck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

A.3 Códigos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108

A.3.1 Grá�co Rds on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108

A.3.2 Software modelagem planta conversor . . . . . . . . . . . . . . 109

A.3.3 Software de Cálculo dos componentes do estágio Switched-

Capacitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110

A.3.4 Software de Cálculo dos componentes do estágio Fly-Buck . . 111

A.3.5 Software de cálculo dos Parâmetros do Controlador . . . . . . 111

x

Lista de Figuras

1.1 Comparação entre fontes lineares e fontes chaveadas. . . . . . . . . . 1

1.2 Propaganda de fonte linear de 1926 usada para substituir a bateria

dos rádios. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.3 Fontes de alimentação dos módulos AGCs da nave Apollo 11. . . . . . 5

2.1 Diagrama funcional de fontes SMPS. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2 Circuito reti�cador trifásico de meia ponte. . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.3 Formas de onda do circuito reti�cador trifásico. . . . . . . . . . . . . 10

2.4 Circuito Hybrid Tap-Connected Switch-Capacitor Buck Converter. . . 12

2.5 Estados de funcionamento do conversor HTCSCBC. . . . . . . . . . 13

2.6 Circuito de pulsos de disparo para conversor HTCSCBC, MB1(azul),

MB2(roxo), M1(azul claro), M2(verde), M3(verde escuro), M4(preto). 14

2.7 Formas de onda do conversor HTCSCBC. . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.8 Parte inferior do conversor, composta pelo buck síncrono. . . . . . . . 15

2.9 Circuito HTCSCFB. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.10 Modo de funcionamento do circuito HTCSCFB. . . . . . . . . . . . . 19

2.11 Formas de onda do conversor HTCSCFBC. . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.12 Circuito BOOTSTRAP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.13 Resposta do circuito de disparo bootstrap. . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.14 Circuito de disparo opto-acoplado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.15 Resposta do circuito de disparo ótico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.16 Circuito de Disparo usando transformador de pulso. . . . . . . . . . . 26

2.17 Circuito de Disparo com transformador de pulso usado no conversor

SC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.18 Formas de onda do conversor SC com Transformador de pulso. . . . . 27

2.19 Circuito Start-up Zener. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.20 Formas de onda do circuito de start-up com zener . . . . . . . . . . . 31

2.21 Circuito Start-up BJT com malha Zener. . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.22 Grá�co de resposta do circuito de start-up bjt com malha zener. . . . 32

2.23 Parâmetros observados para linearizar uma planta a partir de sua

resposta ao degrau. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

xi

2.24 Sinais adquiridos na simulação LTSPICE. . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.25 Diagrama de bloco do circuito da planta. . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.26 Diagrama de blocos do controle. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.27 Resposta da planta para a parte não isolada do conversor. . . . . . . 40

2.28 Grá�co da resposta ao degrau e dos controladores PI e PPI. . . . . . 40

2.29 Grá�co da resposta ao degrau e dos controladores PID, PPID e PPID2. 41

2.30 Grá�co de resposta dos controladores para o canal isolado. . . . . . . 42

3.1 Exemplo de região de Drift em um MOSFET do tipo N-Channed. . . 44

3.2 Limites teóricos de resistência de condução para 1 mm2 com relação

à capacidade de bloqueio de tensão reversa para Si ,SiC e GAN. . . . 46

3.3 Estrutura de wurtzita do Nitreto de Gálio. . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.4 Visão simpli�cada da camada de elétron gás entre os dois materiais. . 47

3.5 Estrutura 2DEG do Cristal de Nitreto de Gálio. . . . . . . . . . . . . 47

3.6 Chave GAN do tipo depletion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.7 Chave GAN do tipo Enhancement. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.8 circuito comparativo entre diferentes chaves. . . . . . . . . . . . . . . 49

3.9 comportamento do pulso em diferentes materiais. . . . . . . . . . . . 50

3.10 Grá�co da borda de subida das chaves. . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.11 Grá�co do plato de sinal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

3.12 Grá�co da borda de descida. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

4.1 Modelagem do circuito HTCSCFBC usando chaves de Nitreto de Gá-

lio e circuitos snubbers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.2 Resposta ao degrau obtida a partir de simulação no software LTspice. 60

4.3 Sinais sobrepostos do conversor em azul e da planta aproximada em

vermelho. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

4.4 Resposta ao degrau de 3 plantas aproximadas para o sinal de referência. 61

4.5 Diagrama de BODE da planta do conversor. . . . . . . . . . . . . . . 62

4.6 Diagrama de polos e zeros do conversor. . . . . . . . . . . . . . . . . 63

4.7 Grá�co da resposta ao degrau unitário com diversos parâmetros im-

portantes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

4.8 Sinal do canal não isolado sobreposto a resposta ao degrau da planta

obtida. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

4.9 Diagrama de bode da função de transferência entre o canal isolado e

o não isolado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

4.10 Diagrama de blocos do circuito simulado em ambiente SIMULINK. . 65

4.11 Grá�co da resposta da função de transferência sobreposta aos dados

obtidos em simulação no LTspice do não canal isolado. Sinal azul

apresenta falha devido ao término dos pontos amostrados. . . . . . . 65

xii

4.12 Grá�co da resposta da função de transferência sobreposta aos dados

obtidos em simulação no LTspice do canal isolado. Sinal vermelho

apresenta falha devido ao termino dos pontos amostrados. . . . . . . 66

4.13 Diagrama de blocos do circuito simulado em ambiente SIMULINK

com malha de controle. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4.14 Circuito de disparo para parte SC do conversor. . . . . . . . . . . . . 67

4.15 Grá�co da partida do conversor SC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.16 Grá�co dos pulsos de disparo do conversor SC. . . . . . . . . . . . . . 68

4.17 Circuito de Start UP �nal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

4.18 Resposta do circuito de start-up. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.19 Circuito de controle implementado no LTSpice. . . . . . . . . . . . . 70

5.1 diagrama de blocos do conversor com controle PPI acoplado. . . . . . 71

5.2 Resposta do canal não isolado com controle PPI integrado. O sinal

em vermelho é a resposta ao degrau da planta aproximada. O canal

azul é o sinal obtido a partir do degrau de controle no LTSPICE. O

sinal amarelo é o sinal obtido com o controle PPI integrado. . . . . . 72

5.3 Resposta do canal isolado com controle PPI integrado. . . . . . . . . 72

5.4 Resposta do controlador PPI para alimentação da fonte em 70 V.

Canal não isolado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

5.5 Resposta do controlador PPI para alimentação da fonte em 70V. Ca-

nal isolado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

5.6 Circuito em LTSpice com controle PPI integrado. . . . . . . . . . . . 74

5.7 Resposta do sinal de controle do PWM com controlador PPI. Azul é

o sinal gerado pelo MATLAB e vermelho é o sinal gerado no LTSPICE. 75

5.8 Resposta do canal não isolado na planta simulada com controle PPI. . 75

5.9 Resposta do canal isolado na planta simulada com controle PPI . . . 76

5.10 Correntes obtidas em simulação LTSPICE. . . . . . . . . . . . . . . . 76

5.11 Grá�co da corrente de magnetização do transformador. . . . . . . . . 77

5.12 ripple de tensão no canal não isolado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

5.13 Ripple de tensão do canal isolado do conversor. . . . . . . . . . . . . 77

5.14 Grá�co da forma de onda da parte SC do conversor. . . . . . . . . . . 77

5.15 Grá�co da potência de entrada e da potência de saída. . . . . . . . . 78

A.1 Sinal com 30% de Duty cycle. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

A.2 Ripple de corrente de 50%. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

A.3 Exempli�cação do funcionamento dos diodos. . . . . . . . . . . . . . 85

A.4 chaves semicondutoras do tipo MOSFET e do tipo FET . . . . . . . 86

A.5 Turn on time do MOSFET IRF530 da international Recti�ers. . . . . 86

A.6 Turn o� time do MOSFET IRF530 da international Recti�ers. . . . . 87

xiii

A.7 MOSFETS em topologia totem-pole. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

A.8 Resposta ao degrau de uma planta subamortecida. . . . . . . . . . . . 88

A.9 Tempo de assentamento de um sinal com 2% de oscilação no regime

permanente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

A.10 tempo de subida de um sinal subamortecido. . . . . . . . . . . . . . . 89

A.11 Resposta ao degrau dos diferentes tipos de plantas existentes. . . . . 90

A.12 resposta ao degrau de uma planta subamortecida. . . . . . . . . . . . 91

A.13 Resposta ao degrau de uma planta supercriticamente amortecida . . . 91

A.14 resposta ao degrau de um sistema criticamente amortecido. . . . . . . 92

A.15 Conversor DC-DC topologia Buck. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

A.16 funcionamento do circuito Buck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

A.17 Formas de onda do conversor BUCK. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

A.18 Circuito Flybuck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

A.19 funcionamento do circuito �yback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

A.20 Formas de onda do conversor BUCK . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

A.21 Esquema de conversor switched capacitor. . . . . . . . . . . . . . . . 100

A.22 modo de funcionamento do conversor switched capacitor . . . . . . . 101

A.23 formas de onda de um conversor switched Capacitor . . . . . . . . . . 102

A.24 Conversor DC-DC �ybuck. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

A.25 Funcionamento Circuito BUCK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106

A.26 Formas de onda do conversor FLYBUCK . . . . . . . . . . . . . . . . 107

xiv

Lista de Tabelas

1.1 Tabela de especi�cação de parâmetros. . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.1 Tabela de vantagens e desvantagens do conversor htcscb. . . . . . . . 17

2.2 Tabela de vantagens e desvantagens do conversor htcscfb. . . . . . . 22

2.3 Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo bootstrap. 24

2.4 Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo opto-

acoplado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.5 Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo com trans-

formador de pulso. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.6 Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo com cir-

cuitos proprietários. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.7 Tabela com parâmetros dos controladores PI e PPI . . . . . . . . . . 40

2.8 Tabela com parâmetros dos controladores PID, PPID e PPID2. . . . 41

2.9 Tabela com parâmetros dos controladores PI,PID,PPI, PPID e PPID2. 42

3.1 Tabela comparativa entre materiais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

4.1 Tabela de especi�cação de parâmetros. . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.2 Tabela de parâmetros obtidos para o estágio SC do conversor. . . . . 60

4.3 Tabela de parâmetros obtidos na aproximação da função de transfe-

rência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.4 Tabela de análise de parâmetros da resposta da planta aproximada. . 64

4.5 Ganhos do controlador usado no MATLAB. . . . . . . . . . . . . . . 70

5.1 Tabela de resultados obtidos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

A.1 Tabela de vantagens e desvantagens do conversor buck. . . . . . . . 95

A.2 Tabela de vantagens e desvantagens do conversor �yback. . . . . . . 99

A.3 Tabela de vantagens e desvantagens do conversor SC. . . . . . . . . . 104

A.4 Tabela de vantagens e desvantagens do conversor �ybuck. . . . . . . 108

xv

Capítulo 1

Introdução

Atualmente a maioria dos aparelhos eletrônicos funcionam em tensão contínua

(DC) e controlada. No entanto a rede elétrica em nossas residências é do tipo

alternada (AC), sendo necessária uma fonte de alimentação para converter a tensão

alternada em tensão continua.

Inicialmente, como visto na �gura 1.1, é necessário um transformador para re-

baixar a tensão AC, um reti�cador para transformá-la em DC e um capacitor para

�ltrar os ruídos. Esse tipo de fonte é chamado Fonte linear e é muito comum em

aplicações de baixa potência, embora apresente um e�ciência inadequada, entre 25%

e 50% segundo [1].

Como visto ainda na �gura 1.1 pode-se usar então uma fonte chaveada, onde a

tensão de entrada é reti�cada logo na entrada, �ltrada por um capacitor de entrada,

chaveada em alta frequência, reti�cada e �ltrada novamente. Esse processo permite

que a fonte tenha elevada e�ciência situando-se entre 75% e 95% segundo [1].

Figura 1.1: Comparação entre fontes lineares e fontes chaveadas.

1

As fontes lineares, por operarem na frequência da rede (60 Hz), possuem capacito-

res e transformadores volumosos, pois o tamanho desses componentes é inversamente

proporcional à frequência da onda de tensão e corrente à que estão submetidos, isso

pode ser provado pela lei de Gauss e Lenz respectivamente como explicado em [2].

Já as fontes chaveadas, por chavearem em alta frequência: dezenas, centenas ou até

milhares de vezes a frequência da rede elétrica podem ter componentes considera-

velmente menores e mais e�cientes que as fontes lineares. Como é necessário que o

chaveamento ocorra na maior frequência possível, e não possua perdas signi�cantes,

é necessário usar chaves de Nitreto de Gálio que têm desempenho superior as chaves

de Silício e Silício Carbeto.

As topologias de construção de fontes chaveadas usadas no mercado operam com

um nível de tensão compatível com a rede elétrica residencial (127/220 Vrms), embora

no geral não sejam capazes de suportar uma variação de tensão grande na entrada.

Também não é comum encontrar fontes que operem em redes trifásicas e possam

continuar operando caso ocorra a queda de alguma das fases. Portanto, foi proposta

uma nova topologia, levando em consideração o estudo das topologias comuns dispo-

níveis no mercado. Essa topologia foi doravante denominada Hybrid Tap-Connected

Switched Capacitor Fly-Buck (HTCSCFB) e permite que a carga seja suprida em

qualquer uma das situações acima mencionadas com e�ciência elevada.

O estudo das fontes disponíveis no mercado e de diversos papers[3],[4],[5],[6] e[7]

possibilitaram um melhor entendimento das fontes chaveadas e o desenvolvimento

de uma nova topologia que alia alta e�ciência e rejeição às perturbações na entrada.

Além disso o conhecimento obtido durante o projeto levou ao melhor entendimento

de vários detalhes (transitórios de tensão e corrente em capacitores, transformado-

res e elementos de chaveamento) que normalmente não são vistos no curso e passam

desapercebidos nos manuais de projeto. Trata-se então da pesquisa de base e de-

senvolvimento da topologia HTCSCFB, cujo resultado levou ao domínio do tema e

cuja teoria se encontra bem fundamentada no presente documento.

2

1.1 Organização do Trabalho

O capítulo 1 traz a motivação, uma breve introdução sobre SMPS, a importância

do tema para o cenário atual e os objetivos esperados.

No capítulo 2 são apresentados os componentes que fazem parte da SMPS assim

como o projeto dos controladores pesquisados.

No capítulo 3 são apresentados os componentes de Nitreto de Gálio, suas utili-

dades e uma comparação com seus equivalentes de silício.

No capítulo 4 será apresentado o funcionamento e a modelagem do circuito de

potência, do circuito de disparo e do circuito de start-up escolhidos.

No capítulo 5 é mostrado os resultados obtidos em simulação.

Por �m no capítulo 6 são mostrados as conclusões e propostas para trabalhos

futuros.

3

1.2 Histórico

Os primeiros aparelhos eletrônicos comerciais a necessitarem de fontes lineares

foram os rádios em meado de 1920 [5], como forma de substituir as baterias, como

pode ser visto na propaganda exibida na �gura 1.2.

Figura 1.2: Propaganda de fonte linear de 1926 usada para substituir a bateria dosrádios.

Essas fontes lineares precursoras usavam válvulas de vácuo catódicas como ele-

mentos reti�cadores e válvulas Reguladoras (precursores dos diodos zeners atuais)

para reti�car e controlar a saída da fonte. A e�ciência desses equipamentos era

muito baixa, devido as válvulas terem baixa e�ciência, isso ocorria pois precisavam

operar em temperaturas elevadas para produzir o fenômeno de emissão termiônica.

Com o advento dos semicondutores em meados de 1950, houve um salto no de-

senvolvimento de novas fontes lineares menores e mais e�cientes. As fontes dessa

época usavam transistores e diodos de Germânio muito menores que as válvulas.

A e�ciência desses novos componentes era consideravelmente maior que a das vál-

vulas. Dessa forma, o desenvolvimento de novos equipamentos passou a levar em

consideração a e�ciência dos componentes para que o produto tivesse uma vida útil

longa.

Nessa mesma época começaram a aparecer as primeiras fontes chaveadas, que

eram usadas para criar tensões elevadas (topologia Boost) por meio de relés e pos-

teriormente transistores de germânio. O problema das fontes chaveadas dessa época

se dava no material magnético de aço laminado usado nos transformadores e bobinas

que somente operava com frequências muito baixas, próximas da frequência da rede

o que ocasionava baixa e�ciência, componentes volumosos e ruídos devido à baixa

frequência de operação [5].

Em meados de 1960, os materiais magnéticos de alta permeabilidade estavam

ganhando o mercado e os transistores de silício junto com os primeiros circuitos

integrados(CIs) começavam a ganhar impulso. O uso desses componentes permitiu

4

a compactação de circuitos, aumento da e�ciência e redução de custos, tornando

as fontes chaveadas mais atrativas. Um dos exemplos mais interessantes de fonte

chaveada nesse período foi a fonte de alimentação do módulo de navegação da espa-

çonave Apollo 11 [8] que convertia a tensão de 48 V das baterias para 4 V e 14 V

para alimentar os circuitos analógicos/digitais do módulo, essa fonte pode ser vista

na �gura 1.3.

Figura 1.3: Fontes de alimentação dos módulos AGCs da nave Apollo 11.

Durante as crises energéticas de 1973 e 1979 causadas pelo preço do petróleo,

houve o aparecimento da fonte chaveada para uso comercial, impulsionada pelo

amadurecimento do ferrite de baixas perdas, e dos MOSFETs(Metal Oxide Silicon

Field E�ect Transistor). A comercialização do primeiro MOSFET(IRF100) ocorreu

em 1978 possibilitando a redução do custo e a popularização desse tipo de fonte

entre o mercado consumidor.

Os novos materiais magnéticos aliados aos MOSFETS permitiram que altas velo-

cidades de chaveamento pudessem ser alcançadas. Isso possibilitava às fontes operar

numa faixa de frequência acima dos 20 kHz o que as fazia inaudíveis para nós. Além

disso, a operação em altas frequências permitia o uso de componentes muito meno-

res e com menos perdas, o que representou uma diminuição substancial no tamanho

das fontes e uma elevação signi�cativa da e�ciência das mesmas.

Nas décadas de 80 e 90, a popularização dos Field E�ect Transistors(FETs),

Insulated Gate Bipolar Trasistors (IGBTs) e Silicon Carbide FETs(SiCs) permitiu

que os projetistas de fontes chaveadas aumentassem a frequência de chaveamento

de 20-50 kHz para frequências maiores que 200 kHz chegando a 1 MHz em alguns

casos, o que permitia indutores e capacitores menores.

Em 2004, no Japão, houve outro grande avanço com o surgimento do primeiro

transistor de alta mobilidade de elétrons (HEMT) a base de Nitreto de Gálio pela

empresa EUDYNA Corporation, seu uso principalmente se dava em sistemas de Rá-

5

dio Frequência(RF), o modo de fabricação usado possibilitava apenas a produção

de HEMTs do tipo "depletion"(normalmente condutor). Com isso seu uso �cou

restrito à indústria de Rádio Frequência até 2009, quando a E�cient Power Conver-

sion Corporation (EPC) produziu o primeiro Transistor de Nitreto de Gálio do tipo

"Enhancement"eGAN(normalmente isolante).

Desde então, os GAN Fets vêm sendo melhorados e seu uso em conversores de

potência tem diminuído consideravelmente o tamanho dos conversores e aumen-

tado consideravelmente suas e�ciências. Acredita-se atualmente que assim como os

transistores BJT de silício substituíram as válvulas a vácuo, os FETs eGAN devem

substituir os MOSFETs atualmente no mercado [9].

1.3 Objetivos

O trabalho tem como objetivo principal o desenvolvimento de uma fonte chave-

ada para uso industrial voltada para alimentação de microcontroladores, com obje-

tivo atual de alimentar medidores do laboratório de Eletrônica de potência e Média

Tensão (LEMT). Visto que a aplicação da fonte é voltada para operação em redes

trifásicas, foram de�nidos parâmetros de projeto compatíveis, como visto na tabela

1.1, como a variação de tensão aceitável em sua entrada, a tensão de saída, a corrente

máxima de saída e o ripple de tensão na saída.

Voutsec 3.3V

ImaxSec 1A

Vρ(ripple) 0.5%

Iindρ(ripple) 10%

VinMax VFFmax + 5%

VinMin VFNmin − 10%V

Tabela 1.1: Tabela de especi�cação de parâmetros.

O primeiro parâmetro de�nido foi a tensão de entrada da fonte, que precisa operar

com qualquer combinação possível entre 1 e 3 fases da rede. Como a rede brasileira

opera tanto com 110 Vrms, 127 Vrms e 220 Vrms é preciso levar em consideração seus

extremos de operação segundo as normas [10].

Segundo [10] é possível ocorrer uma oscilação de -10% e +5% na rede elétrica.

Com isso a menor tensão esperada na rede em operação convencional é VinMin =

99Vrms para o caso de 1 fase conectada com subtensão de 10% e a maior tensão na

rede é VinMax = 241.5Vrms para o caso de 3 fases com sobretensão de 5%. Dessa

forma esses valores foram estipulados como os extremos de operação da fonte.

6

A tensão de saída estipulada é 3.3 V, ideal para a maioria dos microcontroladores

atuais. A corrente máxima é 1 A, mais que su�ciente para alimentar qualquer carga

acoplada a um microcontrolador.

Foi estabelecido também que o sistema deve ser capaz de responder a todas as

demandas do microcontrolador su�cientemente rápido (menor que 3ms) para que

ele não desligue, ou corrompa seus dados armazenados.

7

Capítulo 2

Fundamentos das Fontes SMPS

O presente capítulo tem o intuito de introduzir o

leitor aos conceitos de funcionamento das fontes

chaveadas (SMPS).Para isso recomenda-se que o

leitor com pouca familiaridade com os termos téc-

nicos leia o apêndice A.1.

As fontes chaveadas, como mencionado na introdução, apresentam diversas

vantagens com relação às fontes lineares e se estabeleceram como o padrão da

indústria devido a sua e�ciência elevada, con�abilidade e custo reduzido. Porém

essa tecnologia tem seus desa�os técnicos, e para o desenvolvimento de uma nova

topologia é necessário entender as topologias anteriores, conhecer suas falhas e

propor melhorias.

Portando, é necessário compreender que as fontes Switched Mode Power Sup-

ply(SMPS) consistem de 4 subsistemas principais: Circuito de Potência, Circuito

de disparo, Circuito de Start-Up e Circuito de controle como visto na �gura 2.1.

Esses circuitos se interligam com o objetivo de manipular a tensão e corrente de

forma que sejam apropriadas para a carga desejada.

Figura 2.1: Diagrama funcional de fontes SMPS.

8

O circuito de potência é responsável pela conversão dos níveis de tensão entre a

entrada e saída, assim como o comportamento do conversor durante os transientes.

O circuito de start-up inicializa o circuito de controle e o circuito de disparo,

permitindo que o conversor comece a operar. O circuito de disparo é responsável

pela conversão do sinal emitido pelo circuito de controle em pulsos de disparo das

chaves do circuito de potência. O circuito de controle é responsável por adquirir os

níveis de tensão de saída do circuito de potência e gerar um sinal de controle para

o circuito de disparo.

Cada um desses sistemas é composto de diversos componentes eletrônicos que

operam de acordo com diversos fenômenos físicos, e é esperado que o leitor tenha

alguma familiaridade. De toda forma, para tornar o trabalho mais inclusivo, os

termos e jargões mais usados no trabalho foram brevemente explicados no apêndice

A.1.

9

2.1 Circuitos de potência

O circuito de potência pode ser dividido em 2 subsistemas, o reti�cador e o

conversor. O reti�cador é onde efetivamente ocorre a conversão de tensão alternada

em tensão contínua e em circuitos de baixa potência. Consiste em um arranjo de

diodos. Para o reti�cador em questão foi escolhido um reti�cador trifásico de meia

ponte visto na �gura 2.2 .

Figura 2.2: Circuito reti�cador trifásico de meia ponte.

Esse reti�cador converte a tensão alternada da rede em tensão contínua de acordo

com a equação 2.1, obtidas a partir da análise do grá�co da imagem 2.3 .

Vdc =3

2π

∫ 5π6

π6

√2Vrmssin(θ) =

3√

2

2πVrms(sin(θ −

π

2))|

5π6π6

=3√

2

2πV peak (2.1)

Figura 2.3: Formas de onda do circuito reti�cador trifásico.

10

Utilizando os parâmetros VinMax e VinMin da tabela 1.1 que são respectivamente

VinMin = 99Vrms e VinMax = 241.5Vrms, obtendo os valores de pico desses parâmetros

e aplicado na equação 2.1 é possível calcular os extremos de operação do conversor.

Obtemos assim os níveis de tensão mínimos e máximos dc que serão usados no

conversor que são respectivamente 70.0 V e 340.0 V, aproximadamente, para os casos

mais extremos observados.

O conversor de potência é onde efetivamente convertemos os altos níveis de tensão

dc entregue pelo reti�cador em valores de tensão utilizáveis pela carga. A máxima

e�ciência teórica do conversor depende diretamente da topologia usada, e também é

onde de�nimos quais serão as variáveis que deveremos controlar, quais sinais teremos

que adquirir e qual a dinâmica do conversor que terá que ser levado em considera-

ção para projeto do controlador. Será analisado apenas os conversores que foram

considerados relevantes para a fonte a ser desenvolvida. Recomenda-se que o leitor

com pouca familiaridade com os conversores tradicionais leia o apêndice A.2 para

entender melhor o funcionamento dos circuito explicados a seguir.

11

2.1.1 Conversor Hybrid Tap-Connected Switch-Capacitor-

Buck Converter

Essa topologia foi o principal tema de estudo do trabalho, pois apresenta as

vantagens e desvantagens de vários dos circuitos vistos no apêndice A.2. O circuito

visto na �gura 2.4 é uma reprodução em simulação do circuito proposto por Prodic

em [11], sua aproximação com relação ao problema dos conversores SC é elegante

e simples, apenas acoplar um conversor buck na saída de um conversor Switched

Capacitor(SC) permite uma taxa de conversão variável e ampla, da mesma forma

que o conversor SC permite que o volume do indutor seja consideravelmente menor

que o do conversor Buck.

Figura 2.4: Circuito Hybrid Tap-Connected Switch-Capacitor Buck Converter.

2.1.1.1 Funcionamento

Analisando a �gura 2.4 e o artigo [11], é possível descrever o funcionamento do

Conversor, estando melhor visualizado na �gura 2.5

No estado 1, os Fets M1 e M3 estão conduzindo permitindo que C�y seja carre-

gado assim como C1. No mesmo instante, MB1 está conduzindo e permite a descarga

de C2, fazendo com que corrente �ua pelo indutor L1 carregando-o de forma mag-

nética. Essa corrente além de alimentar a carga também carrega o capacitor Cout,

mantendo a ddp na carga constante.

No estado 2, os Fets M1 e M3 estão conduzindo o que permite o balanço de cargas

entre C�y e C1, mantendo suas tensões bem próximas, C2 Nesse estado, apenas

mantém o lado de alta isolado do lado de baixa do "transformador capacitivo",

MB1 cessa a condução e permite que MB2 conduza fazendo com que a corrente que

12

�ui em L1 no estado anterior continue �uindo, evitando assim um pico de tensão no

ponto de chaveamento. Cout mantém a ddp constante para carga nesse momento.

Figura 2.5: Estados de funcionamento do conversor HTCSCBC.

No estado 3, os Fets M1, M3 e MB2 cessam a condução e permitem que M2,

M4 e MB1 conduzam, ligando C�y à C2. Essa ligação permite que C�y que está

carregado alimente C2 e o Indutor L1, recarregando-o. Essa corrente, além de

alimentar a carga, também carrega o capacitor Cout, mantendo a ddp da carga

constante.

No estado 4, os Fets M2 e M4 estão conduzindo, o que permite o balanço de cargas

entre C�y e C2, mantendo suas tensões bem próximas. C1 nesse estado, apenas

mantém o lado de alta isolado do lado de baixa do "transformador capacitivo".

MB1 cessa a condução e permite que MB2 conduza, fazendo com que a corrente que

�ui em L1 no estado anterior continue �uindo, evitando assim um pico de tensão.

Cout mantém a ddp constante para carga nesse momento.

Embora os estados de chaveamento apareçam nessa ordem, é recomendado no

artigo [11], que os sinais de chaveamento dos Fets MB1 e MB2 estejam atrasados

em relação aos Fets M1, M2, M3 e M4, de forma a evitar curtos diretos entre Vcc e

GND. Podemos ver na �gura 2.6 as formas de onda os sinais de disparo dos Fets do

13

conversor.

Figura 2.6: Circuito de pulsos de disparo para conversor HTCSCBC, MB1(azul),MB2(roxo), M1(azul claro), M2(verde), M3(verde escuro), M4(preto).

2.1.1.2 Formas de onda

Podemos ver na �gura 2.7a as formas de onda do conversor operando de forma

contínua e na �gura 2.7b as formas de onda do conversor operando de forma des-

contínua. Podemos ver no primeiro quadro a tensão no MOSFET MB2 durante

o chaveamento e a tensão na carga R1. No segundo quadro, temos a tensão nos

MOSFETs M1 e M2. No terceiro, temos as tensões nos capacitores do estágio SC.

No quarto e último, temos a corrente no indutor(L1), a corrente na carga(R1) e a

corrente drenada da rede(IV1).

(a) Formas de onda em condução contínua. (b) Formas de onda em condução descontí-

nua.

Figura 2.7: Formas de onda do conversor HTCSCBC.

14

2.1.1.3 Transformação

Observando o circuito da �gura 2.4 pode-se observar que:

V 1 = Vc1 + Vc2 + Vcout (2.2)

Podemos assumir que se, a parte SC do conversor como visto em[4], estiver

corretamente balanceada, podemos assumir que:

Vc1 = Vc2 (2.3)

Aplicando 2.3 em 2.2 obtemos 2.4:

Vc2 =V 1− V cout

2(2.4)

Para simpli�car a análise do conversor, podemos separar a parte switched ca-

pacitor da parte buck do conversor, e se levarmos em consideração que a tensão

de alimentação do estágio Buck vem do capacitor C2, podemos obter o circuito

equivalente visto na �gura 2.8.

Figura 2.8: Parte inferior do conversor, composta pelo buck síncrono.

Da análise do buck síncrono com capacitor em alta visto na �gura 2.8 podemos

veri�car a excursão de tensão no indutor(Vind) dada pela equação 2.5

Vind = Vc2 + Vout (2.5)

15

Sabemos pela bibliogra�a do conversor buck [12], que a tensão na saída do conversor

buck síncrono depende da excursão de tensão do indutor Vind, logo temos a expressão

2.6.

Vout = Vind.D (2.6)

Onde D é o Dutycycle. Aplicando 2.5 em 2.6 e realizando as devidas manipulações

algébricas para pôr Vc2 em evidência, obtemos 2.7:

Vc2 =(1−D)D

Vout (2.7)

Aplicando a equação 2.7 em 2.4, é possível obter 2.8:

Vout =D(V 1− Vout)

2.(1−D)(2.8)

Realizando as devidas manipulações algébricas para pôr Vout e V1 em evidência

obtemos 2.9:

V out

V 1=

D

2−D(2.9)

2.1.1.4 Vantagens e desvantagens

Esse conversor apresenta diversas vantagens e desvantagens, como pode ser

visto na tabela 2.1.

16

Vantagens Desvantagens

Possui indutores de volume menor que

o Buck e o Flyback, segundo [11].Altas correntes de partida.

Simplicidade de controle Grande número de chaves.

Simplicidade de escolha dos

componentes.

Isola o circuito da Entrada apenas de

forma Galvânica.

Apresenta ripple reduzido.Apresenta chaves em High-side em

múltiplos níveis de tensão.

Alta e�ciência de conversão (91%

obtido em simulações).

Componentes leves e compactos.

Taxa de conversão variável.

Tabela 2.1: Tabela de vantagens e desvantagens do conversor htcscb.

2.1.1.5 Conclusão

Esse tipo de conversor é mais complexo de ser implementado devido ao número

maior de chaves, entretanto apresenta uma e�ciência muito boa para baixas potên-

cias e seu controle é simples.

17

2.1.2 Conversor Hybrid Tap-Connected Switch-Capacitor-

Fly-Buck Converter

Essa topologia apresentada na �gura 2.9 foi idealizada pelo autor, tendo como

inspiração os conversores HTCSCBC e �ybuck. Ela busca a �exibilidade do con-

versor �ybuck com seu transformador e a alta e�ciência do conversor HTCSCBC

junto com sua facilidade de controle. Com isso foi criado o circuito da �gura 2.9,

pode-se ver que o circuito é muito semelhante à topologia HTCSCBC vista na sub-

seção anterior, de forma que seu modo de funcionamento é similar ao anterior, com

a diferença que esse novo conversor possui um transformador no lugar do indutor L1

e com isso cria um circuito isolado com tensão proporcional à tensão no capacitor

Cout, como visto na subseção sobre conversores �ybuck do apêndice A.2 .

Figura 2.9: Circuito HTCSCFB.

2.1.2.1 Funcionamento

Analisando a �gura 2.9, é possível ver que o funcionamento desse conversor é

muito semelhante ao conversor HTCSCB, o conversor proposto substitui o indutor

no conversor HTCSCB por indutores L1 e L2 que estão acoplados magneticamente

por meio de um núcleo de material com alta permeabilidade magnética, permitindo

assim a existência de um canal isolado. O modo de funcionamento desse conversor

pode ser visto na �gura 2.10.

No estado 1, os Fets M1 e M3 estão conduzindo permitindo que C�y seja carre-

gado assim como C1. MB1 está conduzindo e permite a descarga de C2, fazendo com

18

que corrente �ua pelo indutor L1 carregando-o de forma magnética, essa corrente

além de alimentar a carga também carrega o capacitor Cout mantendo a ddp da

carga constante, nesse estado o Indutor L2 não conduz corrente pois a ddp polariza

o diodo D1 reversamente dessa forma funcionando como um circuito aberto.


entre C�y e C1 mantendo suas tensões bem próximas a C2. Nesse estado, apenas

mantém o lado de alta isolado do lado de baixa do "transformador capacitivo", MB1

cessa a condução e permite que MB2 conduza, fazendo com que a corrente que �ui

em L1 no estado anterior continue �uindo, evitando assim, um pico de tensão. Cout

mantém a ddp constante para a carga. Nesse estado, o indutor L2 reverte a tensão

induzida no diodo D1 e descarrega a energia armazenada, funcionando como uma

fonte, produzindo, assim, uma ddp crescente no Cout2 e na carga R2.

Figura 2.10: Modo de funcionamento do circuito HTCSCFB.

No estado 3, os Fets M1, M3 e MB2 cessam a condução e permitem que M2,

M4 e MB1 conduzam, ligando C�y a C2. Essa ligação permite que C�y, que está

carregado, alimente C2 e o indutor L1, que está conectado, recarregando-o. Essa

corrente, além de alimentar a carga, também carrega o capacitor Cout, mantendo

19

a ddp da carga constante. Nesse estado, o Indutor L2 não descarrega a energia

armazenada no núcleo magnético, pois a ddp polariza o diodo D1 reversamente,

dessa forma, funcionando como um circuito aberto.


entre C�y e C2, mantendo suas tensões bem próximas. C1, nesse estado, apenas

mantém o lado de alta isolado do lado de baixa do "transformador capacitivo",

MB1 cessa a condução e permite que MB2 conduza, fazendo com que a corrente

que �uia em L1 no estado anterior continue �uindo, evitando assim, um pico de

tensão. Cout mantém a ddp constante para carga. Nesse estado o Indutor L2

reverte a tensão induzida no diodo D1 e descarrega a energia armazenada no núcleo

magnético, funcionando, assim, como uma fonte e produzindo uma ddp crescente no

Cout2 e na carga R2.

2.1.2.2 Formas de onda

Podemos ver na �gura 2.11a as formas de onda do conversor operando de forma

contínua e na �gura 2.11b as formas de onda do conversor operando de forma des-

contínua. Podemos ver no primeiro quadro a tensão no MOSFET MB2 durante o

chaveamento. No segundo quadro, temos a tensão nos MOSFETs M1 e M2. No

terceiro, temos as tensões nos capacitores do estágio SC. No quarto temos a cor-

rente no indutor(L1), a corrente na carga(R1) e a tensão fornecida a carga(VC1).

No quinto e último quadro, podemos ver a tensão e corrente no canal isolado.

20

(a) Formas de onda em condução contínua.(b) Formas de onda em condução descontí-

nua.

Figura 2.11: Formas de onda do conversor HTCSCFBC.

2.1.2.3 Transformação

A relação de transformação do canal não isolado, como descrita na subseção

2.1.1.3, desse conversor é dada pela equação 2.10.

VoutV 1

=D

2−D(2.10)

Onde D = dutycycle da parte �ybuck do conversor.

Segundo [13], a relação de transformação do canal isolado é dada por

Vout2 =N2

N1Vout1 − V f =

√L2

L1Vout1 − V f (2.11)

Onde Vf é a queda de tensão no diodo que é assumida ser 0.7V, Vout pode ser

substituído pela equação 2.10 resultando na equação 2.12 :

Vout2 =

√L2

L1.D

2−DV 1− V f (2.12)

21

2.1.2.4 Vantagens e desvantagens

Esse Conversor apresenta diversas vantagens e desvantagens, como pode ser

visto na tabela 2.2.


Tem um dutycycle elevado.

Consequentemente apresenta perdas

menores.

Altas correntes de partida.

Simplicidade de controle. Apresenta chaves em High-side.

Componentes com volume inferior a

outros conversores.

Isola o circuito da Entrada apenas de

forma Galvânica.

Possui um canal isolado.

Apresenta uma quantidade de chaves,

drivers e circuitos auxiliares elevada

em relação aos outros conversores.

E�ciência elevada, chegando a 89,55%

em simulação para o canal isolado e

92.1% para o canal não isolado.

Taxa de conversão variável.

Tabela 2.2: Tabela de vantagens e desvantagens do conversor htcscfb.

2.1.2.5 Conclusão

Esse tipo de conversor é mais complexo de ser implementado, apresenta mais

chaves e potencialmente apresenta um custo maior que os outros conversores que já

existem no mercado, em compensação o uso das chaves de Nitreto de gálio, como será

visto no capítulo 3, possibilitará que esse tipo de conversor tenha uma densidade

de potência muito maior do que existe atualmente. Como a topologia estudada

possibilita componentes magnéticos muito menores, o volume total desse conversor

deve ser bem reduzido em relação ao que existe atualmente.

22

2.2 Circuitos de disparo

O circuito de disparo é responsável por converter o sinal do sistema de con-

trole em sinais para as chaves do sistema de potência. Em algumas situações como

quando o sistema de potência possui topologia totem-pole, como na �gura A.7, o

sinal de controle que está referenciado ao ground precisa ser transladado para o

nível de tensão da chave a ser acionada. Para isso existem diversas técnicas, como

o uso de fontes isoladas, circuitos bootstrap, transformadores de pulso, Circuitos

Integrados(CIs) dedicados e outros.

2.2.1 Circuito Bootstrap

Esse circuito visto na �gura 2.12, parte do princípio que a chave M3 está ligada

inicialmente, de forma que M2 esteja conduzindo e o gate de M1 esteja aterrado.

Dessa forma o capacitor C3 é carregado, elevando o seu nível de tensão. Quando

a Chave M2 e M3 cessam a condução, o gate da chave M1 é elevado à tensão do

capacitor C3, permitindo assim sua condução.

Figura 2.12: Circuito BOOTSTRAP.

Podemos ver na �gura 2.13 a resposta do Bootstrap. Como pode se observar,

o maior problema desse tipo de circuito de disparo é que o tempo de acionamento

do gate da chave depende diretamente da resistência do gate e do tempo de carga e

descarga do capacitor C3.

23

Figura 2.13: Resposta do circuito de disparo bootstrap.

Esse tipo de circuito apresenta vantagens e desvantagens como visto na tabela

2.3.


Barato em relação às soluções

comerciais.

Só pode operar com tensão de VCC

próxima da tensão máxima de Vgs, ou

usar uma fonte de tensão extra

compatível com o gate da chave.

Usa lógica ttl, não precisando de

circuito auxiliar.

Insere mais uma chave à contagem de

componentes ativos.

O tempo de resposta depende da

carga Q do MOSFET e do tempo de

resposta da chave auxiliar.

Não é indicado para chaveamento de

alta velocidade.

Tabela 2.3: Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo bootstrap.

2.2.2 Circuitos integrados opto acoplados

Circuitos de disparo com CIs opto acopladores consistem em leds e transistores

óticos que permitem o isolamento da parte aterrada da parte do circuito isolada

24

como visto em 2.14.

Figura 2.14: Circuito de disparo opto-acoplado.

Como pode ser visto na �gura 2.15, a resposta ao sinal de entrada sofre um atraso

devido ao tempo de resposta do opto acoplador, além de apresentar um tempo morto

signi�cativo.

Figura 2.15: Resposta do circuito de disparo ótico.


2.4.

25


Isola o circuito de controle do circuito

de potência por meio do opto

acoplador.

Depende de uma fonte isolada

referenciada ao nível de tensão da

chave.

Usa logica ttl não precisando de

circuito auxiliar no lado do controle

Insere diversos componentes ativos no

sistema.

Distorce o sinal de disparo e o atrasa.

Não é indicado para chaveamento de

alta velocidade devido ao tempo

morto do opto acoplador.

Tabela 2.4: Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo opto-acoplado.

2.2.3 Circuitos transformadores de pulso

Transformadores de pulso consistem em transformadores especiais desenvolvidos

para alta frequência e �el reprodução do sinal de entrada.

Esse tipo de circuito tem melhor reprodução de sinal quando operado com

dutycycle perto da faixa de 50% e costuma ser muito mais usado para Bipolar-

Junction Transistors(BJTs) e tiristores devido à curva de subida ser relativamente

lenta para MOSFETs, entretanto, usando um circuito de drive junto com o MOS-

FET, é possível usar esse problema como sendo uma vantagem, já que se torna uma

forma fácil de criar um tempo morto para a chave.

O circuito de disparo pode ser visto na Figura2.16.

Figura 2.16: Circuito de Disparo usando transformador de pulso.

O circuito modelado usa o conversor SC como exemplo e pode ser visto na Figura

2.17.

26

Figura 2.17: Circuito de Disparo com transformador de pulso usado no conversorSC.

As formas de onda podem ser observadas na �gura 2.18.

Figura 2.18: Formas de onda do conversor SC com Transformador de pulso.

Pode-se observar que esse circuito de disparo introduz um atraso no degrau da

27

fonte, isso acontece devido ao capacitor usado para evitar gradientes de tensão e

corrente elevados.


2.5.



de potência por meio do transformador

de pulso.

Opera somente com dutycycle próximo

a 50%.

Introduz um dead-time no sinal de dis-

paro.

Insere atraso no sinal.

Permite múltiplas saídas de sinal com

apenas uma entrada.

Distorce o sinal de disparo e o atrasa.

Permite a criação de um rail de alimen-

tação para circuitos de drive de MOS-

FET.

Demanda uma corrente inicial maior

para carregar o rail de alimentação dos

drives.

Tabela 2.5: Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo com trans-formador de pulso.

2.2.4 Circuitos proprietários

Existem diversas soluções disponíveis no mercado, sendo a maioria composta dos

circuitos abordados contidos em um circuito integrado.

Algumas chaves inclusive possuem drivers integrados, o que simpli�ca muito o

design de conversores comuns no mercado.

Embora esses CIs simpli�quem o design, nem sempre eles estão disponíveis nas

tensões e correntes requeridas, portanto eles possuem limitações.


2.6.

28



de potência.

É incomum para aplicações de alta ten-

são (Vin>100V).

Introduz um dead-time no sinal de dis-

paro.

Costuma necessitar de uma fonte iso-

lada com a tensão do gate da chave a

ser comutada.

Altamente con�ável. Normalmente necessita de alimentação

externa com entrada limitada.

Possui diversos circuitos de proteção

embutidos.

Tabela 2.6: Tabela de vantagens e desvantagens do circuito de disparo com circuitosproprietários.

29

2.3 Circuito de Start-UP

Os circuitos de Start-up têm a função de alimentar o circuito de controle e o

circuito de disparo durante a inicialização do circuito de potência da SMPS.

2.3.1 Circuito de start-up com circuito Zener

A abordagem mais comum para start-up de conversores consiste no uso de um

diodo zener acoplado ao lado de alta tensão através de um resistor de alto valor

como visto na �gura 2.19. Depois que a tensão de operação dos CIs de chaveamento

estabiliza, é possível iniciar o conversor.

Figura 2.19: Circuito Start-up Zener.

Essa abordagem, apesar de simples, é muito usada na indústria. Em compen-

sação, reduz a e�ciência da fonte, pois, após a inicialização do conversor, o zener

passa a dissipar toda a corrente que foi originalmente usada para iniciar o circuito

de disparo, como visto na �gura 2.20.

30

Figura 2.20: Formas de onda do circuito de start-up com zener

2.3.2 Circuito de start up bjt com malha zener de referência.

De acordo com o artigo de referência [14], a forma mais con�ável e e�ciente de

inicializar o conversor é com o uso de um zener e um Transistor BJT como visto na

�gura 2.21

Figura 2.21: Circuito Start-up BJT com malha Zener.

Como pode ser visto na �gura2.22, esse circuito tende a dissipar uma quantidade

signi�cativamente menor de potência a longo prazo.

31

Figura 2.22: Grá�co de resposta do circuito de start-up bjt com malha zener.

2.3.3 Low-dropout regulator

Já existem circuitos no mercado que integram a funcionalidade de inicializar

os circuitos de disparo e de controle das fontes SMPS. Esses circuito são chamados

Low-Dropout regulators, que são muito parecidos com reguladores lineares, podendo

operar entre uma tensão de entrada alta(400V) e uma tensão de apenas algumas cen-

tenas de milivolts a mais que sua tensão de saída, sendo então ideais quando usados

em circuito de alta transformação de tensão e baixa potência como os circuitos de

Start-Up.

32

2.4 Circuitos de controle

O Circuito de controle costuma englobar a amostragem, condicionamento e pro-

cessamento das variáveis(tensões e correntes) de uma determinada planta. Isso se dá

pelo uso de sensores de tensão/corrente e por uma unidade de controle, normalmente

um DSP(Digital Signal Processor), de forma a obter um controle que produza na

saída da planta uma resposta estável, e de acordo com os parâmetros de projeto.

O DSP é responsável por controlar o sinal PWM que comanda o circuito de

disparo, mas o que de�ne a saída desse sinal é o controlador embarcado dentro do

DSP. Não só existem diversos tipos de controladores como dezenas de maneiras de

se obter os ganhos de cada controlador, portanto serão abordados alguns dos contro-

ladores mais comuns na indústria(PI, PID, PPI, PPID) e como obter o ganho desses

controladores segundo os métodos de especi�cação de performance transiente[15],

Stability Analysis of a Predictive PI Controller [16] e Predictive PID Controller for

Integrating Processes with Long Dead Times [17].

Para uma comparação justa entre os controladores, será realizada a análise de

uma planta de segunda ordem com amortecimento subcrítico e a comparação da

resposta desses controladores.

A planta a ser controlada pode ser modelada como sendo um sistema de segunda

ordem subamortecido dada pelo equação 2.13.

G(s) =Kω2n

s2 + 2ζωns+ ω2n(2.13)

Onde a resposta de uma planta de segunda ordem subamortecida ao degrau é

dada por 2.14.

y(t) = KA

[1− 1√

1− ζ2e−ζωntsin(ωn

√1− ζ2t+ φ)

](2.14)

Conforme mencionado em [15], é possível aproximar a planta de um conversor

por uma equação diferencial de segunda ordem analisando a resposta ao degrau

dessa planta vista na �gura 2.23.

33

Figura 2.23: Parâmetros observados para linearizar uma planta a partir de suaresposta ao degrau.

Obtendo esses parâmetros da �gura, podemos aplicar nas equações abaixo e obter

os parâmetros da função de transferência .

ζ =1√

1 + ( 2πln(d)

)2(2.15)

ωn =2π

Tp√

1− ζ2(2.16)

K =Y∞A

(2.17)

Obtendo a resposta ao degrau da planta vista na �gura 2.9, é possível obter

o grá�co da �gura 2.24, e usando o programa no apêndice A.3.2 do documento, é

possível marcar os pontos de interesse e obter o valores de K, ζ e ωn.

Figura 2.24: Sinais adquiridos na simulação LTSPICE.

O processo de obtenção da função de transferência é melhor descrito na seção

4.4.. onde será mostrado o procedimento e contas realizadas.

Dessa forma podemos usar o circuito da �gura 2.25, que apresenta um esforço

computacional muito menor e projetar nossos controladores referentes a essa planta

linearizada.

34

Figura 2.25: Diagrama de bloco do circuito da planta.

2.4.1 Controladores

Para todos os controladores a seguir, podemos de�nir como a entrada sendo o

erro entre o sinal de referência e o sinal na saída da planta como visto em 2.18, onde

r(t) é o sinal de referência do controlador e y(t) é a saída da planta.

e(t) = r(t)− y(t) (2.18)

Para os controladores PI e PID, foi usado o artigo [15] e para os controladores

PPI e PPID foram usados os artigos [16] e [17].

O código usado para calcular os ganhos desses controladores pode ser achado no

Apêndice A.3.5.

2.4.1.1 PI

O controlador proporcional integral é muito utilizado na indústria devido a sua

simplicidade e facilidade de se achar os ganhos, a fórmula que de�ne o controlador

PI é dado pela equação 2.19, onde a saída do controlador é proporcional ao erro

entre o sinal de referência e o sinal na saída da planta.

u(t) = Kp[e(t) +1

Ti

∫ t0

e(τ)dτ ] (2.19)

Aplicando a transformada de Laplace na equação 2.19 obtemos a equação 2.20

K(s) =u(s)

e(s)= Kp(1 +

1

Tis) (2.20)

Onde os termos Ti Kp são correspondentes respectivamente a parcela integral e

proporcional do conversor, logo :

35

Ti =2ζWn

| Kp = 4TiK.ts (2.21)

Para se usar esses ganhos no MATLAB podemos usar as transformações a seguir

KPmatlab = Kp | kImatlab = KpTi (2.22)

Os ganhos desse controlador foram calculados usando o método descrito em [15].

2.4.1.2 PID

O controlador proporcional integral derivativo é bem usado na indústria devido

a sua simplicidade e por obter um resultado satisfatório mesmo com ruídos causados

pela parte derivativa. A equação do controlador PID é dada por 2.23, onde a saída

do controlador é proporcional ao erro entre o sinal de referência e o sinal de saída

da planta.

u(t) = Kp[e(t) +1

Ti

∫ t0

e(τ)dτ + Tdd

dte(t)] (2.23)

aplicando a transformada de Laplace na equação 2.23 obtemos a equação 2.24.

K(s) =u(s)

e(s)= Kp(1 +

1

Tis+ Tds) (2.24)

Essa equação pode ser reescrita da seguinte forma:

K(s) =KpTds

(s2 +

1

Tds+

1

TiTd

)(2.25)

Onde os termos Td, Ti Kp são correspondentes respectivamente a parcela derivativa,

integral e proporcional do conversor, logo :

Td =1

2ζωn| Ti = 2ζWn | Kp =

4TiK.ts

(2.26)


KPmatlab = Kp | KDmatlab = Kp.Td | kImatlab = KpTi (2.27)


2.4.1.3 PPI

O controlador preditivo proporcional integral (PPI) apresenta vantagens com

relação ao controlador PI, pois conversores de potência costumam ter um tempo

de resposta(L) que causa um atraso na resposta do sinal de controle, portanto para

36

compensar esse atraso na entrada da planta é possível usar o controlador da equação

2.28.

u(t) = Kpe(t) +Ki

∫ t0

e(τ)dτ −Kpred∫ tt−L

u(τ)dτ (2.28)

onde Ki =Kpti. Também pode se observar que o controlador PPI tem 4 parâmetros

para se ajustar(kp, ki, kpred e L), dois a mais que o controlador PI, entretanto [16]

argumenta que para o controlador PPI é possível simpli�car o cálculo de Kpredfazendo Kpred = 0.2ti .

Aplicando a transformada de Laplace na equação 2.28 e colocando u(s) em evi-

dência, obtemos 2.29.

u(s) =s

s+Kpred(1− e−Ls)

(Kp +

Kis

)e(s) (2.29)

Isolando a parte preditiva da equação 2.29 é possível obter a função de transfe-

rência do controle preditivo 2.30.

Go =eLos

λTos+ 1(2.30)

Esse tipo de controlador apresenta apenas uma forma de se achar seus ganhos,

como visto em 2.31.

Ti =2ζWn | Kp =

4TiK.ts

| Kpred = 1Ti | L =0.2

Kpred(2.31)

Para se usar esses ganhos no MATLAB, podemos usar as transformações a seguir:

KPmatlab = Kp | kImatlab = KpTi | kPREDmatlab = Kpred | KLmatlab = L (2.32)


2.4.1.4 PPID

O controlador preditivo proporcional integral derivativo(PPID) apresenta van-

tagens com relação ao controlador PID, pois conversores de potência costumam ter

um tempo de resposta(L), que causa um atraso na resposta ao sinal de controle, por-

tanto para compensar esse atraso na entrada da planta é possível usar o controlador

da equação 2.33.

u(t) = Kpe(t) +Ki

∫ t0

e(τ)dτ +Kdd

dte(t)−Kpred

∫ tt−L

u(τ)dτ (2.33)

37

onde Ki =Kpti. Também pode se observar que o controlador PPID tem 5 parâmetros

para se ajustar(kp, ki,Kd, kpred e L), dois a mais que o PID, embora, [17] argumente

que para o controlador PPID seja possível simpli�car o cálculo de Kpred fazendo

Kpred =0.2ti.

Aplicando a transformada de Laplace na equação 2.33 e colocando u(s) em evi-

dência obtemos

u(s) =s

s+Kpred(1− e−Ls).KpTds

(s2 +

1

Tds+

1

TiTd

)(2.34)

Isolando a parte preditiva da equação 2.34 é possível obter a função de transferência

do controle preditivo 2.35.

Go =eLos

λTos+ 1(2.35)

Cujos ganhos são propostos de acordo com as equações:

Td =1

2ζωn|Ti = 2ζWn |Kp =

4TiK.ts

|Kpred = 1Ti |L =0.2Kpred

(2.36)


KPmatlab = Kp | KDmatlab = Kp.Td | kImatlab = KpTikPREDmatlab = Kpred | KLmatlab = L

(2.37)


Esse controlador apresenta ainda um segundo método proposto por [17] onde os

ganhos do controlador são obtidos usando as equações abaixo

Kp =160. 2ζωnK.ts

| Td = 5.667. 12ωn | Ti =1

57.65.ζ.ωn

Kpred =1Ti| L = 0.05Kpred

(2.38)


KPmatlab = Kp | KDmatlab = Kp.Td | kImatlab = KpTikPREDmatlab = Kpred | KLmatlab = L

(2.39)

38

2.4.2 Comparação dos controladores

Calculado os ganhos de cada controlador para a planta descrita, foi possível criar

uma comparação entre os controladores usando o software SIMULINK como visto

na �gura 2.26.

Figura 2.26: Diagrama de blocos do controle.

A resposta da planta não isolada aos vários controladores pode ser vista na �gura

2.27.

39

Figura 2.27: Resposta da planta para a parte não isolada do conversor.

Pode-se observar na �gura 2.28 somente a resposta para o controle PI e PPI.

Figura 2.28: Grá�co da resposta ao degrau e dos controladores PI e PPI.

Por meio da medição desse grá�co, é possível obter os parâmetros da tabela 2.7.

PI PPI

ts(ms) 2.379 2.370

MO(%) 0.505 2.577

tr(µs) 901.422 847.557

Tabela 2.7: Tabela com parâmetros dos controladores PI e PPI

40

Pode-se observar na imagem 2.29 somente a resposta para o controle PID, PPID

e PPID.

Figura 2.29: Grá�co da resposta ao degrau e dos controladores PID, PPID e PPID2.

Por meio de medição desse grá�co é possível obter os parâmetros da tabela 2.8.

PID PPID PPID modelo2

ts(ms) 2.313 3.213 1.235

MO(%) 1.531 5.851 0.505

tr(us) 881.27 318.23 686.63

Tabela 2.8: Tabela com parâmetros dos controladores PID, PPID e PPID2.

A resposta do canal isolado do conversor pode ser visualizada na �gura 2.30 e

apresenta uma resposta proporcional à resposta obtida pelo canal não isolado.

41

Figura 2.30: Grá�co de resposta dos controladores para o canal isolado.

Podemos obter então os parâmetros de resposta de todos esses controladores

combinados.

PID PI PPI PPID PPID2

ts(ms) 2.265 2.352 3.2 2.26 2.17

MO(%) 0.505 1.53 8.152 4.737 0.505

tr(us) 888.83 847.557 250 301.7 632.18

Tabela 2.9: Tabela com parâmetros dos controladores PI,PID,PPI, PPID e PPID2.

Podemos concluir que os controladores PPI e PPID têm um tempo de subida(tr)

menor, demoram mais para estabilizar(ts) e apresentam overshoot maior que suas

contra partes (PI e PID). Notou-se também que usando o método para o cálculo

dos ganhos segundo [17] foi possível obter uma resposta que converge rápido o valor

assintótico do sinal. Infelizmente o controlador PPID não é aplicável à fonte desen-

volvida, devido à parcela derivativa do controlador, o que poderia demandar níveis

de controle inviáveis para a correta operação da fonte.

42

Capítulo 3

Componentes de Nitreto de Gálio

O presente capítulo tem o intuito de intro-

duzir o leitor ao funcionamento dos com-

ponentes de Nitreto de Gálio e como eles

se comparam com seus equivalentes de Si-

lício

3.1 Desenvolvimento do Nitreto de Gálio(GAN)

Por mais de três décadas, a e�ciência e custo dos componentes eletrônicos basea-

dos em silício como os MOSFETs(metal oxide silicon �eld e�ect transistors) melho-

raram de forma consistente, atendendo a demanda de dispositivos menores e mais

rápidos. Entretanto, no novo milênio, a velocidade com que essas melhorias chegam

no mercado tem diminuído muito, devido à aproximação dos limite teóricos desse

material.

Ainda existem, é claro, melhorias a se fazer nos MOSFETs, mas a cada ano

que se passa os avanços nessa tecnologia vêm se tornando mais custosos e sem o

mesmo retorno das décadas passadas. É possível notar então que, assim como as

válvulas de tubo, os MOSFETs estão chegando perto do �m da sua era [9]. Em-

bora os componentes de silício estejam chegando no �m da jornada, diversos outros

semicondutores estão batalhando para assumir o papel do silício na indústria. Os

requisitos básicos em aplicações de conversão de potência são e�ciência, con�abili-

dade, controlabilidade e custo baixo. Sem esses atributos, um componente não tem

como ser economicamente competitivo e nesses pontos os componentes de Nitreto

de Gálio vêm se destacando.

Nas próximas subseções, serão explicados alguns termos importantes para a com-

preensão do funcionamento dos componentes de Nitreto de Gálio(GAN), assim como

sua comparação com os componentes de silício(MOSFET) e carbeto de silício(SiC)

43

3.2 Termos Técnicos

3.2.1 Band Gap(Eg)

Esse termo é usado para descrever a força das ligações químicas entre os átomos

da estrutura cristalina em um semicondutor. Essas ligações, quanto mais fortes, im-

plicam que é necessário mais energia para que um elétron se mova de um átomo para

o adjacente. Uma das muitas consequências para um Band Gap maior é uma menor

corrente de fuga intrínseca(sem estar conduzindo), e a possibilidade de operação em

temperaturas maiores.

3.2.2 Critical Field(Ecrit)

Quanto maiores forem as ligações químicas na estrutura cristalina do material,

maior será o campo elétrico necessário para causar uma ionização de impacto, cau-

sando assim um efeito avalanche no semicondutor, portanto a tensão a qual o semi-

condutor falha devido esse a efeito é dado por 3.1.

VBR =1

2Wdrift.Ecrit (3.1)

Onde a tensão que causa o efeito avalanche(VBR) é proporcional à largura da

região de drift(Wdrift)(região de depleção nos MOSFETs)como visto na �gura 3.1.

Figura 3.1: Exemplo de região de Drift em um MOSFET do tipo N-Channed.

Nos componentes de SiC e GAN, a região de drift pode ser até 10 vezes menor

para a mesma tensão de avalanche dos componentes de silício, devido ao seu Critical

Field maior.

Para suportar esse campo elétrico é necessário que existam portadores de cargas

na região de drift, tal que ao se aplicar uma ddp nos terminais os elétrons possam

ser alocados de forma a não colapsar essa região. Assumindo um semicondutor do

tipo N, é possível obter o número de elétrons entre os terminais por meio da equação

3.2.

q.ND = �o.�r.EcritWdrift

(3.2)

44

Onde:

q = Carga do elétron 1.6.10−19 coulomb

ND = Quantidade total de elétrons no volume

�o = Permissividade do vácuo 8.854× 10−12 Fm emfaradsmetros

�r= Permissividade relativa do cristal comparado com a do vácuo (constante

dielétrica do cristal).

Analisando as equações 3.2 e 3.1 pode-se ver que, se o campo elétrico crítico(Ecrit)

do cristal for dez vezes maior, os terminais poderão estar dez vezes mais próximos

sem causar o efeito avalanche. Além disso, a equação 3.2 mostra com as suposições

acima feitas que é possível que o número de elétrons seja 100 vezes maior na região de

drift, isso permite uma mobilidade de portadoras muito maior que os componentes

de silício, o que permite que os componentes de GAN e SiC em termos de conversão

de potência superem os componentes de silício.

3.2.3 On-Resistante(RDS(on))

A resistência teórica de condução (RDS(on))(medida em ohms(Ω))para portadores

de carga é dada por :

RDS(on) =Wdriftq.µn.ND

(3.3)

Onde µn é a mobilidade dos elétrons no vácuo. Aplicando as equações 3.2 e

3.1 em 3.3 podemos obter a equação 3.4 que relaciona a tensão de avalanche e a

resistência de condução.

RDS(on) =4.V 2BR

µn.�o.�r.E3Crit(3.4)

Essa equação pode ser melhor visualizada na �gura 3.2, onde é feito uma com-

paração entre os componentes de Silício, Carbeto de Silício e Nitreto de Gálio.

45

Figura 3.2: Limites teóricos de resistência de condução para 1 mm2 com relação àcapacidade de bloqueio de tensão reversa para Si ,SiC e GAN.

Pode-se ver que, para uma mesma tensão de avalanche, é possível não somente ter

um componente muito menor como também ter uma resistência de condução menor,

o que implica em menos dissipação na chave e consequentemente maior e�ciência do

conversor.

3.3 A Estrutura Bidimensional de Eléctron GAS

A estrutura Cristalina do Nitreto de Gálio é uma estrutura hexagonal chamada

"wurtzita"vista na �gura 3.3. Devido à alta estabilidade química dessa estrutura,

os cristais de Nitreto Gálio, além de mecanicamente robustos são também mais

resistentes a altas temperaturas sem sofrer decomposição e, com isso, podem operar

em temperaturas maiores com a mesma e�ciência, permitindo dissipadores de calor

menores.

Figura 3.3: Estrutura de wurtzita do Nitreto de Gálio.

46

Esse tipo de estrutura também dá ao cristal de GAN características piezoelétri-

cas que o permitem ter uma capacidade de condução maior que outros materiais

semicondutores .

Essa característica piezoelétrica ocorre devido aos esforços mecânicos na estru-

tura do cristal, criando assim um deslocamento dos átomos na estrutura. Esse deslo-

camento causa um campo elétrico. Quanto maior for o esforço mecânico, maior será

o campo elétrico. Naturalmente esses esforços são muito fracos em um cristal puro,

mas, ao se aplicar uma camada de Alumínio Gálio Nitreto(AlGaN) na superfície de

um cristal de GAN, um esforço de tração é causado na superfície, o que cria uma

camada bidimensional de elétron gás(2DEG) na interface entre os materiais como

visto na �gura 3.4.

Figura 3.4: Visão simpli�cada da camada de elétron gás entre os dois materiais.

Essa estrutura bidimensional de elétron gás(2DEG) se baseia em um modelo

cientí�co [9], no qual um cristal com características piezoelétricas quando está sobre

a presença de uma campo elétrico, cria uma região supercondutora na superfície de

interface dos diferentes materiais. Ao aplicar uma ddp nas extremidades da interface,

como visto na �gura 3.5, é possível observar o plano supercondutor, onde as cargas

podem se mover livremente e consequentemente permitindo o �uxo de corrente.

Figura 3.5: Estrutura 2DEG do Cristal de Nitreto de Gálio.

47

3.4 Tipos de transistores

Como visto anteriormente, os cristais de GAN associados com AlGaN formam

um plano supercondutor de 2DEG que permite a condução de elétrons de forma

muito e�ciente, no entanto, para que essa tecnologia seja útil, é necessário que seja

possível controlar o �uxo de corrente.

Assim como os MOSFETs, existem dois tipos principais de Fets de GAN, o tipo

depleção (depletion-mode) e o tipo enriquecido (Enhancement mode) cada um com

sua vantagem, desvantagem e aplicação.

3.4.1 Depletion-mode(d-mode)

O primeiro tipo pode ser visto na �gura 3.6, onde a inserção de uma ddp "ne-

gativa"entre o source e o gate provoca a fuga das cargas armazenadas na camada

2DEG, o que aumenta consideravelmente a resistência e cessa o �uxo de corrente

através da chave.

Figura 3.6: Chave GAN do tipo depletion.

Esse tipo de chave é inconveniente e pouco usado no ramo de eletrônica de

potência, pois é necessário que se aplique ddp negativa no gate da chave antes de se

começar a operar o conversor.

3.4.2 Enhancement Mode(e-mode)

Esse tipo de transistor é muito mais preferível para a maioria das aplicações, pois

se houver algum problema e não houver ddp no gate da chave, ela não conduzirá,

evitando assim possíveis danos ao conversor.

Para se produzir esse tipo de FET, é necessário que naturalmente as cargas que

formam a camada 2DEG sejam drenadas para outro material, e somente quando

houver ddp no gate essas cargas retornem para a camada 2DEG, restaurando, assim,

a condução da chave. Isso pode ser obtido usando um gate feito com substâncias

dopadas positivamente, como visto na �gura 3.7. O material dopado possui lacunas

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que retiram as cargas da camada 2DEG, ao aplicarmos ddp positiva entre gate e

source, as cargas voltam a sua localização original e refazem a camada 2DEG que,

por �m, permite a condução da chave.

Figura 3.7: Chave GAN do tipo Enhancement.

Tendo-se em mente os fatos apresentados, é de se esperar que os componentes

de Nitreto de Gálio sejam superiores aos componentes de silício, dessa forma, sendo

muito útil para o uso de conversores de potência.

3.5 Comparação entre o desempenhos das chaves

Foi realizada uma breve comparação entre chaves de mesma capacidade de condu-

ção (Ids) para avaliar a resposta de cada um dos tipos de chave. Foram comparadas

chaves de Silício, Carbeto de Silício, e Nitreto de Gálio como visto na �gura 3.8,

tendo como referência uma carga de 20Ω e uma tensão Vds(max) de 100 V, assim

produzindo uma corrente Ids de aproximadamente 5A.

Figura 3.8: circuito comparativo entre diferentes chaves.

Será analisado um pulso de 500 ns de duração enviado por uma fonte de sinal

para cada gate de cada componente com suas devidas tensões de gate. Essa análise

será dividida em três partes, borda de subida, plato de sinal e borda de descida. Na

�gura 3.9, pode ser observado o comportamento geral do pulso.

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Figura 3.9: comportamento do pulso em diferentes materiais.

Deve-se ressaltar que a tensão de Gate foi escalada para 100V nos grá�cos, para

facilitar a análise dos sinais contidos.

3.5.1 Borda de subida

Ocorre na transição do valor de GND para Vds da chave, a resposta de cada

componente varia de acordo com seu método de funcionamento assim como depende

das capacitâncias parasitas de cada cristal. Podemos observar na Figura 3.10, que

apesar dos componentes terem especi�cações de condução muito semelhantes, a

resposta ao degrau de tensão no gate resulta em informações compatíveis com cada

tipo de cristal.

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Figura 3.10: Grá�co da borda de subida das chaves.

No primeiro quadro da �gura 3.10, podemos ver a resposta do componente de

silício que tem a pior performance dentre os materiais, tendo um tempo de assen-

tamento maior, maiores perdas por chaveamento, maior demanda de corrente Igs e

maior queda de Tensão Vds de condução .

No quadro seguinte, temos as curvas do componente de Carbeto de Silício, que

tem uma performance consideravelmente melhor que o componente de silício em ter-

mos de demanda de corrente Igs, tensão Vds de condução e perdas por chaveamento,

embora seu tempo de resposta seja equivalente ao do componente de silício.

No terceiro quadro temos, por �m, o componente de Nitreto de Gálio que apre-

senta no geral, excelentes resultados em quase todas as categorias, perdendo apenas

para o SiC na categoria corrente de pico, o que é esperado levando em conta o Vgsmenor da chave de GAN.

3.5.2 Plato do sinal

Ocorre quando o componente está no seu estado permanente de condução, como

cada componente tem um método de funcionamento diferente é esperado que suas

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Rds(on) sejam diferentes para a mesma condução de corrente.

Como visto na �gura 3.11, é possível observar que existe queda de tensão em to-

dos os componentes e que mesmo em condução existe corrente Igs sendo drenada pelo

gate e, por �m, podemos ver que a queda de tensão na chave interfere diretamente

na corrente máxima de condução, já que Rds(on) não é desprezível.

Figura 3.11: Grá�co do plato de sinal.

É possível notar que o componente GAN tem corrente Igs maior em regime

permanente que os outros, embora seja um valor muito pequeno, em compensação

devido seu Rdson menor ele apresente corrente Ids muito próxima da ideal. Em

termos de perdas no gate, o componente de silício ainda é o ideal, pois sua corrente

Igs cai exponencialmente tendendo a 0.

3.5.3 Borda de descida

Ocorre na transição do valor de Vds para GND da chave. A resposta de cada

componente varia de acordo com seu método de funcionamento, do seu diodo in-

terno de proteção, assim como depende das capacitâncias parasitas de cada cristal.

Podemos observar na Figura 3.12, o comportamento de cada chave com o �m do

pulso.

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Figura 3.12: Grá�co da borda de descida.

Pode-se observar que, como na borda de subida, o FET de GAN responde muito

mais rápido ao custo de retornar um pico de corrente para a fonte maior que o

componente de SiC e como antes

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