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UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO CENTRO TECNOLÓGICO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA PROJETO DE GRADUAÇÃO PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO MICROCONTROLADOR MARCO ANTONIO SARTER STOCO VITÓRIA – ES DEZEMRO DE 2006

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Page 1: Pic Chaveada

UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO

CENTRO TECNOLÓGICO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA

PROJETO DE GRADUAÇÃO

PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO MICROCONTROLADOR

MARCO ANTONIO SARTER STOCO

VITÓRIA – ES

DEZEMRO DE 2006

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MARCO ANTONIO SARTER STOCO

PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO

MICROCONTROLADOR

Parte escrita do projeto de graduação do aluno Marco Antonio Sarter Stoco, apresentado ao departamento de Engenharia Elétrica do Centro Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.

VITÓRIA – ES

DEZEMBRO DE 2006

Page 3: Pic Chaveada

MARCO ANTONIO SARTER STOCO

PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO MICROCONTROLADOR

COMISSÃO EXAMINADORA:

________________________________________

PROF. Dr. Domingos Sávio L. Simonetti Orientador

________________________________________

PROF. Dr. Paulo José Mello Menegáz Examinador

_________________________________________ PROF. Dr. José Luiz de Freitas Vieira Examinador

Vitória - ES, 20 de Dezembro de 2006

Page 4: Pic Chaveada

“Aquele que conhece o inimigo e a si mesmo, ainda que enfrente cem batalhas, jamais correrá o perigo. Aquele que não conhece o inimigo, mas conhece a si mesmo, às vezes

ganha, às vezes perde. Aquele que não conhece nem o inimigo nem a si mesmo, está fadado ao fracasso e correrá

perigo em todas as batalhas. ”

Sun Tzu, em A Arte da Guerra.

i

Page 5: Pic Chaveada

DEDICATÓRIA

À Aline, aos meus pais e irmão, aos meus amigos e a todos que me ajudaram.

ii

Page 6: Pic Chaveada

AGRADECIMENTOS

Agradeço, em primeiro lugar a Deus, pois sem Ele nada posso e nada sou.

À Aline, pelo carinho, apoio e compreensão nas horas mais difíceis.

Aos meus pais e irmão, por estarem sempre ao meu lado.

Ao professor Domingos Sávio Lyrio Simonetti, pelo apoio durante a

realização desse trabalho.

Aos meus amigos, e em especial André, Emílio e Guilherme, por terem me

ajudado sempre que precisei.

A todos que de alguma forma me ajudaram e acreditaram em mim.

iii

Page 7: Pic Chaveada

LISTA DE FIGURAS

Figura 1: Esquema do projeto da fonte chaveada. .................................................................................. 11 Figura 2: Conversor Buck. ............................................................................................................................. 13 Figura 3: Conversor Boost............................................................................................................................. 14 Figura 4: Conversor Buck-Boost.................................................................................................................. 15 Figura 5: Circuito de um conversor Ćuk (a), Sepic (b) e Zeta (c)......................................................... 16 Figura 6: Conversor Flyback. ........................................................................................................................ 17 Figura 7: Formas de onda do conversor Flyback operando em condução contínua (primeira

coluna) e descontínua (segunda coluna). ........................................................................................ 18 Figura 8: Conversor Forward. ....................................................................................................................... 19 Figura 9: Tensão e corrente no elemento chaveador. ............................................................................ 20 Figura 10: Conversor boost utilizando snubber dissipativo de turn-on e turn-off. ........................ 21 Figura 11: Grampeador de tensão. .............................................................................................................. 22 Figura 12: Esquema de um retificador com alto fator de potencia. .................................................... 22 Figura 13: Esquema do projeto do conversor flyback isolado. ........................................................... 24 Figura 14: Circuito montado para simulação............................................................................................ 34 Figura 15: Resposta de tensão na saída do conversor flyback em malha aberta........................... 35 Figura 16: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET sem grampeamento.............................. 35 Figura 17: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET com grampeamento.............................. 36 Figura 18: Tensão e corrente no MOSFET durante o corte................................................................... 36 Figura 19: Correntes no MOSFET (vermelho) e no diodo (azul) do estágio de saída. ................... 37 Figura 20: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada sem filtro de entrada........................ 38 Figura 21: FFT da corrente de entrada sem filtro de entrada. .............................................................. 38 Figura 22: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada com filtro de entrada. ...................... 39 Figura 23: FFT da corrente de entrada com filtro de entrada. .............................................................. 39 Figura 24: Distribuição de potências consumidas e entregue pela rede. ......................................... 40 Figura 25: Circuito de alimentação dos sistemas de leitura, controle e acionamento. ................. 41 Figura 26: Módulo de controle – Microcontrolador. ................................................................................ 44 Figura 27: Módulo de leitura de tensão de saída. .................................................................................... 45 Figura 28: Circuito gatilhador IR2011 acionando o MOSFET. .............................................................. 46 Figura 29: Placa do projeto final. ................................................................................................................. 47 Figura 30: Formas de onda de tensão (amarela) e corrente (rosa) de entrada para valor médio

de 127Vrms de entrada.......................................................................................................................... 48 Figura 31: Tensão entre dreno e fonte do MOSFET no protótipo........................................................ 48 Figura 32: Tensão de saída do circuito principal de potência.............................................................. 49 Figura 33: Saída do gatilhador para acionamento do MOSFET. .......................................................... 50 Figura 34: Imagem de roteamento do projeto final ................................................................................. 55

iv

Page 8: Pic Chaveada

LISTA DE TABELAS Tabela 1: Dimensionamento para vários valores de . ......................................................................... 30 nTabela 2: Testes de rendimento e fator de potência da entrada da fonte. ........................................ 51

v

Page 9: Pic Chaveada

GLOSSÁRIO A/D - Analógico/Digital

BJT – Transistor de junção bipolar

FFT – Transformada rápida de Fourrier

IGBT- Transistor bipolar de gatilho isolado

MOSFET – Semicondutor óxido-metal de efeito de campo

TDH - taxa de distorção harmônica total

SEPIC – Conversor de indutância primária simples

vi

Page 10: Pic Chaveada

SUMÁRIO

1. Introdução ...........................................................................................10

2. Teoria das Fontes Chaveadas...........................................................12

2.1 Conversores sem isolação.......................................................................12

2.1.1 Conversores Buck ....................................................................................... 12 2.1.2 Conversores Boost ...................................................................................... 14 2.1.3 Conversores Buck-Boost ............................................................................ 15 2.1.4 Conversores ´Cuk, Sepic e Zeta ................................................................. 16

2.2 Conversores com isolação ......................................................................17

2.2.1 Conversor Flyback....................................................................................... 17 2.2.2 Conversores Forward .................................................................................. 18

2.3 Perdas por comutação em fontes chaveadas ........................................20

2.3.1 Snubbers....................................................................................................... 20 2.3.2 Grampeadores.............................................................................................. 21

2.4 Retificadores com alto fator de potência................................................22

3. Projeto da Fonte de Potência ............................................................23

3.1. O projeto ....................................................................................................23

3.1.1 Dimensionamento do MOSFET e do diodo do estágio de saída ............. 24 3.1.1.1. Cálculo da indutância no primário e no secundário ......................................... 25 3.1.1.2. Cálculo de K .......................................................................................................... 26 3.1.1.3. Cálculo do ciclo ativo D mínimo e máximo........................................................ 26

3.1.1.4. Cálculo da corrente RMS entre dreno e fonte no MOSFET ( ) ................. 27 TrmsI

3.1.1.5. Cálculo da máxima tensão de bloqueio do MOSFET ( ).......................... 27 TblockV

3.1.1.6. Cálculo da corrente eficaz que circula no diodo do secundário ( ) ........ 28 DrmsI

3.1.1.7. Cálculo da máxima tensão de bloqueio no diodo de saída ( ) .............. 28 DblockV

3.1.1.8. Cálculo da máxima corrente de pico no diodo do estágio de saída ( ) .. 29 PKdI

3.1.1.9. Cálculo da máxima corrente de pico no MOSFET ( ) ................................ 29 PKtI

3.1.2 Dimensionamento dos indutores acoplados ............................................ 31 3.1.3 Dimensionamento do capacitor do filtro de saída.................................... 33

3.2. Simulações ................................................................................................33

4. Sistemas de Controle, Leitura e acionamento.................................41

vii

Page 11: Pic Chaveada

4.1. O microcontrolador PIC............................................................................41

4.1.1. O algoritmo implementado.......................................................................... 43

4.2. O módulo de controle ...............................................................................44

4.3. O módulo de leitura ..................................................................................45

4.4. O módulo de acionamento .......................................................................45

5. Montagem e resultados práticos ......................................................47

6. Conclusão ...........................................................................................52

Apêndice A................................................................................................54

Apêndice B................................................................................................55

Referências Bibliográficas.......................................................................56

viii

Page 12: Pic Chaveada

RESUMO

Esse trabalho trata do projeto, montagem e testes de uma fonte chaveada

microcontrolada com topologia Flyback isolada para alimentar um amplificador de

áudio classe D.

Inicialmente é feito um breve estudo sobre a teoria de fontes chaveadas e de

circuitos de redução de temperatura e de picos de tensão no elemento chaveador,

no caso um MOSFET.

Posteriormente é feito o projeto da parte de potência e a escolha dos

principais elementos do circuito. A partir daí são feitas simulações, a fim de validar

os dados obtidos durante o processo de dimensionamento.

É feita também uma breve descrição sobre o microcontrolador escolhido, e o

controlador implementado, bem como dos circuitos de interface de leitura, controle e

acionamento do MOSFET.

São mostrados resultados práticos obtidos em laboratório das principais

formas de onda e do rendimento do circuito. Por último é feita uma discussão dos

resultados obtidos, comentando alguns aspectos importantes da análise de tais

resultados, e indicando sugestões de trabalhos futuros.

ix

Page 13: Pic Chaveada

10

1. Introdução

Em uma sociedade que cada vez consome mais energia, o melhor

aproveitamento da mesma e conseqüentemente a redução de perdas são assuntos

que vem sendo muito estudados.

Como não poderia ser diferente, estudos na área de eletrônica de potência

têm sido feitos a fim de conseguir equipamentos de processamento de potência

menores, mais leves e com melhor eficiência. Com isso vem crescendo o número de

pesquisas na área de conversores que operam em altas freqüências de comutação

(fs > 20 kHz). Tais conversores utilizam em sua maioria o controle por modulação de

largura de pulso (“PWM ”).

A utilização de microcontroladores para efetuar o controle e a geração do

PWM nesses equipamentos vem se tornando cada vez mais comum, pois com o

aumento da capacidade de processamento e armazenamento de tais dispositivos, é

possível implementar técnicas de controle cada vez mais elaboradas e precisas.

Existem várias topologias de amplificadores de áudio, dentre elas se

destacam os amplificadores classe D, pois além de apresentarem alto rendimento,

tais amplificadores apresentam leitura e controle digitais, o que facilita o tratamento

digital do som.

O objetivo deste trabalho é projetar, simular e montar uma fonte de

alimentação leve, robusta, eficiente e de alta qualidade na tensão de saída, que tem

função de alimentar um amplificador de áudio classe D, de 60 watts, que está sendo

implementado pelo aluno Guilherme Buzato Talhate como seu Projeto de

Graduação. Para isso as exigências abaixo devem ser satisfeitas.

• Uma tensão de saída de 40V com corrente máxima de saída de 1,5A .

• Uma tensão de saída de 12V com corrente máxima de saída de 1A .

• Rendimento superior a 90%

• Corrente de entrada com baixa TDH

• Tensão de entrada entre 100 e 240Vrms

• Oscilação máxima de 1V para tensão de saída.

Page 14: Pic Chaveada

11

A fonte será composta de quatro blocos principais, que serão dispostos

como mostra a Figura 1.

Conversor de Potência

Sistema de Leitura da tensão de saída

Sistema de controle

Sistema de acionamento

Rede elétrica Tensão de saída

Figura 1: Esquema do projeto da fonte chaveada.

O sistema de controle será feito com a utilização de um microcontrolador

para fazer os cálculos da atuação e para gerar o sinal PWM com freqüência de

50kHz.

No capítulo 2 será feito um breve estudo sobre a teoria das fontes

chaveadas, onde serão apresentadas algumas topologias típicas. Ainda no capítulo

2 será feito um resumo sobre os problemas de aquecimento em fontes chaveadas e

circuitos auxiliares que têm objetivo de diminuir as perdas de potência e os picos de

tensão nos elementos das mesmas.

O capítulo 3 aborda o projeto da parte de potência da fonte chaveada, bem

como simulações computacionais da fonte escolhida.

No capítulo 4 será abordado o projeto dos sistemas de controle, leitura e

acionamento, como mostrados na Figura 1, dando uma abordagem especial ao

microcontrolador escolhido, seus aspectos físicos e computacionais, bem como ao

algoritmo de controle implementado.

O capítulo 5 conterá detalhes da montagem e serão apresentados

resultados práticos medidos em laboratório.

O capítulo 6 tratará das conclusões do trabalho.

Page 15: Pic Chaveada

12 2. Teoria das Fontes Chaveadas

Fontes Chaveadas (ou do inglês switching-mode power supplies, SMPS)

convertem tensão CC, em geral não regulada, em uma tensão CC regulada de

saída. A regulação normalmente é conseguida por modulação por largura de pulsos,

sendo o dispositivo de chaveamento na maioria das vezes um BJT, MOSFET ou um

IGBT de potência.

Em muitas aplicações é necessário que a saída da fonte esteja isolada

eletricamente da entrada, fazendo-se uso de transformadores. Em alguns casos o

uso dessa isolação implica na alteração do circuito para permitir um adequado

funcionamento do transformador, ou seja, para evitar a saturação do núcleo

magnético. O uso ou não de isolação divide as fontes chaveadas em dois grupos

básicos, as fontes isoladas e as fontes não isoladas.

As principais topologias de fontes não isoladas são os conversores Buck,

Boost, Buck-Boost, Ćuk, Sepic e Zeta. Já as topologias com isolação mais

conhecidas são a Flyback e Forward.

São comentadas abaixo características das topologias citadas acima, com

ênfase especial na Flyback isolada.

2.1 Conversores sem isolação

2.1.1 Conversores Buck Em um conversor Buck a tensão média de saída Va é menor que a tensão de

entrada Vs daí, o nome Buck [1]. O diagrama do circuito de um conversor Buck

usando um BJT de potência é mostrado na Figura 2. A operação do circuito pode ser

dividida em dois modos. O modo 1 inicia-se quando o transistor Q1 é ligado em t=0.

A corrente de entrada, que cresce, flui através do indutor de filtro L, do capacitor de

filtro C e do resistor de carga R. O modo 2 inicia-se quando o transistor Q1 é

desligado no tempo t=t1. O diodo de comutação D conduz devido à energia

armazenada no indutor e a corrente no indutor continua a fluir através de L, C, carga

e diodo D. A corrente no indutor cai até que o transistor Q1 conduza novamente, no

próximo ciclo. Dependendo da freqüência de chaveamento, indutância e

Page 16: Pic Chaveada

13 capacitância de filtro, a corrente no indutor pode ser descontínua, ou seja, pode

chegar a zero antes de começar um novo ciclo de comutação.

Figura 2: Conversor Buck.

O ganho para regime de trabalho em modo contínuo é dado por

DτTt

E0V

≡= ( 1)

onde

D = razão cíclica ou ciclo ativo

V0 = tensão de saída

E = tensão de entrada

tT = tempo de comutação ativo

τ = Período de chaveamento

O ganho para regime de trabalho em modo descontínuo é dado por

2K2D

2DE0V

+= ( 2)

onde

V0 = tensão de saída

E = tensão de entrada.

D = razão cíclica ou ciclo ativo

Page 17: Pic Chaveada

14

Sendo o parâmetro de condução K, que se relaciona com a descontinuidade

[1], como sendo:

τE0IL

×= ( 3)

2.1.2 Conversores Boost Em um conversor Boost [1], a tensão de saída é maior do que a tensão de

entrada – daí o nome Boost (elevador). Um conversor Boost usando um transistor de

potência é mostrado na Figura 3. A operação do circuito se divide em 2 modos. O

modo 1 se inicia quando o transistor T entra em condução em t = 0. A corrente de

entrada, que cresce, flui através do indutor L e do transistor T. O modo 2 inicia-se

quando o transistor T é desligado, em t = t1. A corrente que estava fluindo através do

transistor fluirá agora por L, C, Carga e diodo D. A corrente do indutor cai até que o

transistor T entre novamente em condução, no próximo ciclo. A energia armazenada

no indutor L é transferida para a carga.

Figura 3: Conversor Boost.

O ganho do circuito em modo contínuo obedece à expressão abaixo:

D1EV−

= ( 4)

Já a saída para modo de condução descontínua obedece à seguinte

expressão:

Page 18: Pic Chaveada

15

0IL2

2Dτ2EE0V××××

+= ( 5)

onde

τ = período de chaveamento

D = razão cíclica ou ciclo ativo

2.1.3 Conversores Buck-Boost Um conversor Buck-Boost [1] pode fornecer uma tensão de saída menor ou

maior que a tensão de entrada – daí o nome Buck-Boost; a polaridade da tensão de

saída é oposta à da tensão de entrada. Esse conversor também é conhecido como

conversor inversor. O arranjo do circuito de um conversor Buck-Boost é mostrado na

Figura 4.

A operação do circuito pode ser dividida em dois modos. Durante o modo 1,

o transistor T conduz e o diodo D está reversamente polarizado. A corrente de

entrada, que cresce, flui através do indutor L e do transistor T. Durante o modo 2, o

transistor T é desligado e a corrente, que estava fluindo através do indutor L, flui

agora através de L, C, D e Carga. A energia armazenada no indutor L é transferida

para a carga e a corrente do indutor cai até que o transistor T conduza novamente,

no próximo ciclo.

Figura 4: Conversor Buck-Boost.

Um conversor Buck-Boost fornece polaridade inversa da tensão de saída

sem um transformador.

Para condução contínua temos a seguinte relação de ganho do circuito:

Page 19: Pic Chaveada

16

D1DEV

−×

= ( 6)

onde D = razão cíclica ou ciclo ativo

Para condução descontínua temos a relação de ganho que se segue:

L2

2Dτ2E0V

×××

= ( 7)

onde τ = período de chaveamento D = razão cíclica ou ciclo ativo

2.1.4 Conversores ´Cuk, Sepic e Zeta Os conversores Ćuk, sepic e zeta têm características similares ao conversor

Buck-Boost, tais conversores fornecem uma tensão de saída que é menor ou maior

que a tensão de entrada. A polaridade da tensão de saída no conversores acima é

oposta à da tensão de entrada.

A Figura 5 mostra os circuitos de um conversor Ćuk (a), um Sepic (b) e um

conversor Zeta (c), que utilizam dois indutores e dois capacitores cada.

(a) Conversor Ćuk (b) Conversor Sepic (c) Conversor Zeta

Figura 5: Circuito de um conversor Ćuk (a), Sepic (b) e Zeta (c).

As relações de ganho do conversor cuk, sepic e zeta para condução

contínua e descontínua são idênticas às relações de ganho do conversor Buck-

Boost.

Page 20: Pic Chaveada

17 2.2 Conversores com isolação

2.2.1 Conversor Flyback O conversor Flyback [1] tem como princípio o armazenamento de energia no

ciclo ativo, ou ciclo de carga; e a descarga de energia para a carga durante o ciclo

de descarga. O elemento magnético comporta-se como indutores acoplados e não

como um transformador. Quando T conduz, armazena-se energia na indutância do

"primário" (no campo magnético) e o diodo fica reversamente polarizado. Quando T

desliga, para manter a continuidade do fluxo, o diodo entra em condução, e a

energia acumulada no campo magnético é enviada à saída. A Figura 6 mostra o

circuito.

Figura 6: Conversor Flyback.

A Figura 7 [1] mostra as formas de onda nos modos de condução contínua e

descontínua. Para condução contínua temos a seguinte relação de ganho do

circuito:

D1DE

n1V

−×

= ( 8)

onde

D = razão cíclica ou ciclo ativo

n = numero de voltas no primário para cada volta no secundário

Para condução descontínua temos a relação de ganho que se segue:

( )K2nDEV0××

×= ( 9)

onde

Page 21: Pic Chaveada

18 τ = período de chaveamento

D = razão cíclica ou ciclo ativo

e STR

L2K××

=

K é definido como o parâmetro de condução do circuito.

Figura 7: Formas de onda do conversor Flyback operando em condução contínua (primeira

coluna) e descontínua (segunda coluna).

2.2.2 Conversores Forward Em um conversor Forward [1] a corrente flui ao mesmo tempo no primário e

no secundário do indutor acoplado, diferentemente da topologia Flyback, que

apresenta corrente no primário e secundário em momentos distintos.

Quando T conduz, aplica-se E em N1. D1 fica diretamente polarizado e

cresce a corrente por L. Quando T desliga, a corrente do indutor de saída tem

continuidade via D3. Quanto ao transformador, é necessário um caminho que

permita a circulação de uma corrente, ao desligar T, que dê continuidade ao fluxo

magnético, de modo a absorver a energia acumulada no campo, relativa à

indutância de magnetização. Isto se dá pela condução de D2. Durante este intervalo

(condução de D2) aplica-se uma tensão negativa em N2 e ocorre um retorno de

energia para a fonte. A Figura 8 [2] mostra o circuito.

Page 22: Pic Chaveada

19

Figura 8: Conversor Forward.

O ganho para regime de trabalho em modo contínuo é dado por

DNN

τTt

E0V

1

3≡= ( 10)

onde

V0 = tensão de saída

E = tensão de entrada.

tT = tempo de comutação ativo.

τ = período de chaveamento

D = razão cíclica ou ciclo ativo

N1,N2,N3 = número de espiras nos enrolamentos

O ganho para regime de trabalho em modo descontínuo é dado por

1

32

20

NN

2KDD

EV

×+

= ( 11)

onde

V0 = tensão de saída

E = tensão de entrada.

τ = período de chaveamento

Page 23: Pic Chaveada

20

D = razão cíclica ou ciclo ativo

τEIL

K 0

××

= ( 12)

K é definido como uma parâmetro relacionado ao regime de condução do circuito.

2.3 Perdas por comutação em fontes chaveadas As perdas por comutação em fontes chaveadas ocorrem devido ao fato de,

em ambos os processos de entrada de condução e bloqueio do elemento

chaveador, existir um intervalo de tempo em que ele está submetido à sua máxima

tensão e conduz sua máxima corrente simultaneamente [3], isso pode ser visto na

Figura 9.

Figura 9: Tensão e corrente no elemento chaveador.

Essas perdas, dissipadas como calor no dispositivo eletrônico, provocam o

aumento de sua temperatura média, além da sua lenta degradação.

2.3.1 Snubbers

Page 24: Pic Chaveada

21

Existem várias maneiras de minimizar as energias geradas durante o

chaveamento e perdidas em forma de aquecimento, dentre essas soluções estão os

circuitos de ajuda a comutação (“snubbers”) [3]. A ação dos circuitos de ajuda a

comutação envolve o armazenamento temporário de energia em indutores ou

capacitores, obtendo assim transições suaves de tensão e corrente no elemento

chaveador. Essas transições não garantem obrigatoriamente que a tensão ou a

corrente no interruptor sejam nulas no instante de comutação, mas sim que possuam

baixos valores, gerando dessa forma baixas perdas por comutação.

Ao preparar os componentes passivos do snubber para o próximo ciclo de

comutação, é usual descarregar a energia armazenada no capacitor e no indutor

desse snubber sobre um resistor. Os snubbers que utilizam tal princípio são

denominados snubbers dissipativos. Essa energia é proporcional à freqüência de

comutação, o que a torna um fator limitante quando se trabalha em altas

freqüências. A Figura 10 mostra um snubber dissipativo completo aplicado a um

conversor boost sem isolação, nesse snubber a energia é armazenada em um

capacitor e em um indutor e descarregada em um resistor.

Figura 10: Conversor boost utilizando snubber dissipativo de turn-on e turn-off.

2.3.2 Grampeadores Outro circuito utilizado em aplicações de fontes chaveadas é o grampeador

de tensão. Esse circuito tem como finalidade a limitação da amplitude dos picos de

tensão sobre o elemento chaveador no momento de comutação dos indutores. É

importante ressaltar que ele tem finalidade e topologia diferentes do snubber. A

Page 25: Pic Chaveada

22 Figura 11 mostra um grampeador de tensão no qual a tensão máxima à qual o

MOSFET será submetido é a tensão armazenada no capacitor, pois para pulsos de

tensão de comutação maiores do que tal valor, o diodo entra em condução e

descarrega a energia impulsiva no resistor R.

Figura 11: Grampeador de tensão.

2.4 Retificadores com alto fator de potência A solução usual de retificar a tensão da rede por uma ponte de diodos que

alimenta um capacitor de alto valor produz na rede uma corrente com alto conteúdo

harmônico e baixo fator de potência [4].

O emprego de conversores PWM diretamente conectados à saída da ponte

de diodos ligada à rede elétrica permite uma operação com alto fator de potência na

entrada.

Quando o conversor opera em modo de condução descontínua da corrente,

a simples operação com razão cíclica constante garante um alto fator de potência.

O esquema de um retificador com alto fator de potencia pode ser visto na

Figura 12.

CONVERSOR

CC-CCCARGA

ω

dB

compensação V ref

v o

ioi1r

v 1r

i1

v1~C o

V c

CONVERSOR

CC-CCCARGA

ω

dB

compensação V ref

v o

ioi1r

v 1r

i1

v1~C o

V c

Figura 12: Esquema de um retificador com alto fator de potencia.

Page 26: Pic Chaveada

23 3. Projeto da Fonte de Potência

Várias topologias de conversores AC-DC foram estudadas, e o escolhido foi

o conversor Flyback isolado, pois apresenta saída isolada da entrada e nível de

potência de saída compatível com a potência necessária para o funcionamento do

amplificador classe D especificado no capítulo 1. O conversor trabalhará em regime

de condução descontínua de corrente. O chaveamento será feito por um MOSFET

de potência, pois esse elemento apresenta menor nível de perdas por aquecimento

quando comparado a um transistor BJT.

Além disso, a operação com razão cíclica constante garante a absorção da

rede elétrica de corrente com alto fator de potência e baixo conteúdo harmônico de

baixa freqüência [5].

Nesse capítulo é detalhado o projeto da fonte chaveada, todos os cálculos e

simulações realizadas.

3.1. O projeto A Figura 13 mostra o esquema do projeto do conversor flyback isolado

proposto.

Deve-se acrescentar que a leitura da tensão de saída é feita utilizando um

optoacoplador, o que faz com que seja preservada a característica de isolação entre

primário e secundário.

Apresenta-se agora o dimensionamento de todos os elementos do conversor

flyback, e posteriormente será falado sobre os módulos de leitura, controle e

acionamento.

Inicialmente será feito o cálculo dos principais valores de corrente e tensão

do circuito [5] , em seguida será feito o dimensionamento dos indutores acoplados

[6].

Page 27: Pic Chaveada

24

D10

Figura 13: Esquema do projeto do conversor flyback isolado.

3.1.1 Dimensionamento do MOSFET e do diodo do estágio de saída Com o objetivo de simplificar os cálculos, todo o dimensionamento foi feito

levando em conta apenas a existência do secundário de maior potência.

Para início de projeto, temos os seguintes dados:

• Freqüência de chaveamento (f): 50KHz

• Potência mínima entregue à carga ( ): 1 W MinP

• Potência máxima entregue à carga ( ): 72W MáxP

• Tensão de saída(V): 40V

• Tensão eficaz mínima de entrada( ): 100V MinV

• Tensão eficaz máxima de entrada( ): 240V MáxV

A potência entregue à carga foi considerada de 72W, pois é o equivalente

da soma das potências fornecidas pelas saídas de 12V e de 40V.

D8

D9

(D3, D4, D5, D6)

+ da tensão

D6

Q

R22 1

-

D7

C1 1 2

Retificador

N1

1

2

leituraIndutores

0

D3 D4

+

0

C3

1

2 Saída secundária

D5 Carga 2

2

1

40V

de saída

12V

R3

2

1

R1

2

1

REDE

(L1, C1)

Grampeador

Sistema

0

N2

1

2Saída principal

-

e acionamento

L1 1 2

Snubber

C5 1 2

Grampeador

D11

R4 2 1

C4

1

2

N3

1

2

C6

2

Filtro de entrada

de controle

2

1

C2

acoplados

Page 28: Pic Chaveada

25

3.1.1.1. Cálculo da indutância no primário e no secundário A indutância do primário deve ser menor do que um valor crítico mínimo que

garante condução descontínua para a freqüência de chaveamento escolhida. O valor

de indutância crítica é obtido através da seguinte equação [5]:

2

PKmin

Smincrit

VVn14

TRL

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ×+×

×= ( 13)

onde:

minR = Menor resistência de carga, corresponde a fornecimento máximo de

potência.

ST = Período de chaveamento, que para uma freqüência de 50kHz, equivale a

20 sμ

n = relação de espiras entre primário e secundário principal.(S

P

NN )

V = Tensão de saída = 40V

minPKV = Pico mínimo de tensão = 2Vmin ×

Foi atribuído a o valor inicial de 1, ou seja, = , posteriormente

outros valores de n serão utilizados para a escolha do projeto final. Assim o seguinte

resultado foi obtido:

n PN SN

H67,51H106,751

VVn14

TRL 5

2

PKmin

Smincrit μ=×=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ×+×

×= − ( 14)

Foi atribuída uma constante de folga de 25%, e o valor de indutância L a ser

utilizado no indutor acoplado, para =1 é de: n

H1050,641067,510,75L0,75L 66crit

−− ×=××=×=

H50,64L μ=

Essa é a indutância no primário e no secundário ( =1). n

Page 29: Pic Chaveada

26

3.1.1.2. Cálculo de K A partir das seguintes relações:

SMáxmin TR

L2K×

×= ( 15)

SMinmáx TR

L2K××

= ( 16)

Obtemos os valores para e , que são: minK máxK

0,0032K min = ( 17)

2279,0=máxK ( 18)

K é adimensional [5].

3.1.1.3. Cálculo do ciclo ativo D mínimo e máximo O ciclo ativo D pode ser calculado a partir da seguinte equação:

( )PKV

K2VnD

×××= ( 19)

O ciclo ativo máximo, , se dará para (conseqüentemente ) e

para , sendo:

MáxD MinV minPKV

máxK

( )

0,1909V

K2VnD

PKmin

máxMáx =

×××= ( 20)

19,09%DMáx =

O ciclo ativo mínimo, , se dará para (conseqüentemente ) e

para , sendo:

MinD MáxV PKmáxV

minK

Page 30: Pic Chaveada

27

( )

0,0094V

K2VnD

PKmáx

minMin =

×××= ( 21)

0,94%DMin =

3.1.1.4. Cálculo da corrente RMS entre dreno e fonte no MOSFET ( ) TrmsI

Para a escolha do MOSFET a ser utilizado, é imprescindível que se saiba

quais são os máximos níveis de corrente entre dreno e fonte do MOSFET no

momento de sua condução. Tal valor é dado pela seguinte expressão:

Ln6

DTDVI 2

MáxSMáxPKmin

Trms ×

×××= ( 22)

1,9026AITrms =

Essa é a máxima corrente eficaz (rms) que fluirá através do MOSFET.

3.1.1.5. Cálculo da máxima tensão de bloqueio do MOSFET ( ) TblockV

É importante para a escolha do MOSFET quais são os níveis de tensão que

existirão entre dreno e fonte durante seu funcionamento. Esses níveis não

correspondem a picos de tensão provenientes da reação do indutor ao

chaveamento, os quais serão bem observados nas simulações; mas sim à tensão

reversa entre dreno e fonte em regime.

Temos, para a máxima tensão de bloqueio do MOSFET, a seguinte

expressão:

Page 31: Pic Chaveada

28

PKmáxTblock VVnV +×= ( 23)

Assim:

379,41VVTblock =

3.1.1.6. Cálculo da corrente eficaz que circula no diodo do secundário ( ) DrmsI

Para cálculo da máxima corrente eficaz que atravessa o diodo no estágio de

saída, temos a seguinte expressão:

( ) ( )π1L

TVK2

32I S0,75

MáxDrms ××

×××= ( 24)

Assim:

3,2960AIDrms =

Essa é a corrente eficaz que o diodo do estágio de saída deve suportar,

além de ser também o valor eficaz da corrente fornecida pelo secundário dos

indutores acoplados, sendo esse valor importante para o dimensionamento dos

condutores dos indutores, que será abordado posteriormente.

3.1.1.7. Cálculo da máxima tensão de bloqueio no diodo de saída ( ) DblockV

Para o cálculo da máxima tensão de bloqueio no diodo do estágio de saída

empregamos a seguinte expressão:

nV

VV PKmáxDTblock += ( 25)

Que nos dá como resposta:

VVDTblock 4113,379=

Page 32: Pic Chaveada

29

3.1.1.8. Cálculo da máxima corrente de pico no diodo do estágio de saída ( ) PKdI

Temos a seguinte expressão:

LnTDV

I SMáxPKminPKd ×

××= ( 26)

Que fornece a seguinte resposta:

AI PKd 6654,10=

3.1.1.9. Cálculo da máxima corrente de pico no MOSFET ( ) PKtI

Para o cálculo da máxima corrente de pico do MOSFET temos:

LnTDV

I 2SMáxPKmin

PKt ×××

= ( 27)

E conseqüentemente foi obtido o seguinte resultado:

AI PKt 6654,10=

Seguindo a seqüência de cálculos acima é possível especificar as

indutâncias de primário e secundário, bem como o MOSFET e o diodo da etapa de

retificação a ser empregado. Esses cálculos foram feitos para =1. É necessário

portanto seguir a mesma seqüência para diferentes valores de n. Tal procedimento

foi executado e os resultados se encontram na tabela 1.

n

É importante notar que valores de corrente acima de 15A e valores de

tensão acima de 500V fazem com que a escolha do MOSFET e do diodo do

secundário seja difícil, pois elementos que suportam esses níveis de tensão e

corrente são mais caros e geralmente apresentam maior dissipação de potência.

Page 33: Pic Chaveada

30

n L ( Hμ ) minK máxK MinD MáxD TblockV

(V) DblockV (V)

PKtI (A)

PKdI (A)

TrmsI (A)

DrmsI (A)

0.5 63,96 0.0036 0.2878 0.0050 0.1073 359.411 718.8225 18,9792 9.4896 2.5391 3.1090

1 50,64 0.0032 0.2279 0.0094

0.1909 379.411 379.4113 10.6654 10.6654 1.9026 3,2960

2 33,99 0.0019 0.1530 0.0146 0.3129 419.411 209.7056 7.2316 13.0169 1.6514 4.0459

3 24,38 0.0014 0.1097 0.0185 0.3975 459.411 153.1371 5.6920 15.3684 1.4651 4.3961

4 16,51 0.0010 0.0825 0.0214 0.4597 499.411 124.8528 4.9222 19.6888 1.3625 4.7205

5 12,86 0.0008 0.0643 0.0236 0.5073 539.411 107.8823 4.4603 22.3015 1.2970 5.0240

6 10,31 0.0006 0.0516 0.0254 0.5449 579.411 96.5685 4.1524 24.9143 1.2514 5.3101

Tabela 1: Dimensionamento para vários valores de . n

Para =0,5 pode-se notar que a tensão de bloqueio no diodo do estágio de

saída é muito alta, o que inviabiliza a utilização desse fator. Já para =2 a corrente

de pico sobre o diodo ( ) já é maior do que 13A, e a tensão máxima entre dreno e

fonte do MOSFET é mais alta do que para n=1, portanto o valor de =2 é menos

indicado do que =1. Pelos mesmos motivos, =3 não é um bom valor, pode-se

inclusive notar uma corrente de pico no diodo de pouco mais de 15A, o que é um

valor alto.

n

n

PKdI

n

n n

Baseado na análise feita anteriormente, foi escolhido o valor de n=1 para a

execução do projeto. Esse valor é o que melhor atende as especificações para

escolha dos componentes.

O MOSFET escolhido foi o IRFP460, da International Rectifier. Esse

MOSFET apresenta máxima tensão entre dreno e fonte de 500V, resistência

equivalente de , corrente máxima de 20A e tensão entre dreno e fonte

aceitável de .

Ω270,

V20±

O diodo escolhido foi o HFA15TB, da International Rectifier, que suporta

uma corrente de 15A, e uma tensão reversa de 600V, sendo assim adequado para a

aplicação especificada.

Page 34: Pic Chaveada

31 3.1.2 Dimensionamento dos indutores acoplados

Para dimensionar os indutores acoplados, levamos em consideração os

seguintes dados:

• Potência de saída ( ) = 72W outP• Freqüência de trabalho ( ) = 50KHz f• Tensão mínima aplicada pela rede ( ) = 141,4V minPKV• Tensão máxima aplicada pela rede( ) = 339,4V PKmáxV• Rendimento mínimo(η ) = 90% • Densidade de fluxo magnético( BΔ ) =160mT • Densidade de corrente ( ) =2J 2mm

A

• Fator de utilização da área de enrolamento ≅ 0,75 O dimensionamento segue a metodologia apresentada em [6].

⇒ Cálculo do núcleo:

Temos que:

( )ηKwJfΔB

P4AA out

Ce ×××××

=× ( 28)

ηfΔBJ0,6110P

AA6

outCe ××××

×=× ( 29)

assim:

20,7377 mmAA Ce =× De acordo com os dados do fabricante, o núcleo mais próximo acima do

valor é o E42/15, que tem . 20,28417 mmAA Ce =×

⇒ Cálculo do entreferro ( ): g Sendo:

ABΔwμ2

g 20

×××

= ( 30)

onde A é a área da perna central do núcleo.

mJf

Pw out 6,1=

×=Δη

( 31)

temos que :

Page 35: Pic Chaveada

32

m106788g 4−×= ,

m104,342g 4−×=

Tal valor de entreferro é plausível, portanto pode ser utilizado no projeto.

⇒ Cálculo do número de espiras para cada bobina e da bitola dos fios:

Seja a seguinte relação:

PP I

SBN××

×=

π4,0 ( 32)

e

ADmáxV

PI

PK

outP 944,5

2

min

=××

×=η

( 33)

onde:

=PN número de espiras no primário

temos:

espirasN P 1963,18 ≈=

Para uma corrente média de 1,9026A no primário, foi escolhida uma

combinação de dois fios 21 AWG em paralelo.

Para o primeiro secundário, que tem tensão de saída ( ) igual a 40V

temos:

outV

( ) ( )Máx

Máx

P

FoutPSn D

DV

VVNN

−×

+×=

1 ( 34)

onde = tensão de condução no diodo, definida como 1V. FV

então:

espirasN S 2441,231 ≈=

Para uma corrente eficaz de 3,2960A no secundário de maior potência, foi

escolhida uma combinação de três fios 21 AWG em paralelo.

Page 36: Pic Chaveada

33

Analogamente, para o segundo secundário, que tem tensão de saída ( )

igual a 12V temos:

outV

( ) ( )Máx

Máx

P

FoutPSn D

DV

VVNN

−×

+×=

1 ( 35)

assim:

espirasN S 842,72 ≈=

Para uma corrente eficaz de 1A no secundário de menor potência, foi

escolhido um fio 21 AWG.

3.1.3 Dimensionamento do capacitor do filtro de saída Admitindo uma ondulação máxima de 200mV na tensão de saída, a partir da

seguinte equação, o capacitor do filtro de saída foi dimensionado [5]:

FVf

IC Drms μ5300=

Δ×= ( 36)

Para o secundário de 12V, um capacito de Fμ2200 é suficiente.

Após dimensionar os diodos, MOSFET e indutores acoplados, percebeu-se

que se faria necessário o uso de um snubber para reduzir o consumo de potência no

MOSFET.

Devido à presença da indutância de dispersão do transformador ocorrem

oscilações de tensão sobre o diodo do estágio de saída e sobre o MOSFET durante

seus processos de recuperação reversa. Dessa forma um circuito de grampeamento

de tensão deve ser usado para limitar o valor máximo da tensão a ser aplicada sobre

esses elementos.

3.2. Simulações A partir do dimensionamento realizado anteriormente, foi montado para

simulação o circuito mostrado na Figura 14:

Page 37: Pic Chaveada

34

L1

0D27

HFA15TB

TENSÃO

C402n 1

2

C41

24u 1 2

D28

HFA15TB

R31 47k 2 11mH

1 2

REDE

Figura 14: Circuito montado para simulação.

O indutor L1 e o capacitor C1 compõem um filtro de corrente para reduzir as

componentes harmônicas na freqüência de comutação. Esse filtro está sintonizado

aproximadamente uma década abaixo de tal freqüência.

O circuito da Figura 14 representa a simulação do circuito de potência com

carga nominal em malha aberta, onde um sinal PWM injetado diretamente no gate

do MOSFET o gatilha. Apenas o secundário de maior potência foi simulado, por

motivos de simplificação.

A Figura 15 mostra a tensão de saída para uma razão cíclica de 19%

aplicada ao MOSFET, e alimentação de 220Vrms.

FREQ = 6VAMPL = 341

0

VOFF = 0

R810k

2

1

D11

HFA15TB

D17HFA15TB

C1

670n 1 2

0

R30100

2

1

D15

HFA15TB

D14

HFA15TB

PWM

TD = 0 TF = 0.00000015 PW = 0.000001369PER = 0.00002

V1 = 0

TR = 0.0000001 V2 = 15

GRAMPEADOR

D12 HFA15TB

carga22.222

2

1

SNUBBER

C2 5300u 1

2

R1

10 21

D13

HFA15TB

GRAMPEADOR

RETIFICADA

C424u

1

2

R347k

2

1

MOSFET

IRFP460

TRAFO

Page 38: Pic Chaveada

35

Time

0s 50ms 100ms 150ms 200ms 250ms 300ms 350msV(C2:1,carga:2)

0V

20V

40V

60V

Figura 15: Resposta de tensão na saída do conversor flyback em malha aberta.

A Figura 16 mostra a tensão entre dreno e fonte do IRFP460 sem o uso do

grampeador. Pode-se notar que existe uma sobre-tensão causada pela indutância

de dispersão do transformador. Esse pico de tensão, que chega a 600V, é prejudicial

ao MOSFET que apenas suporta uma tensão de 500V entre dreno e fonte.

Time

29.1850ms 29.1900ms 29.1950ms 29.2000ms 29.2050ms 29.2100ms 29.2150ms29.1806ms 29.2210msV(MOSFET:d)

0

200

400

600

Sem o Grampeador

Figura 16: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET sem grampeamento.

Visto que esse pico de tensão não é aceitável para o bom funcionamento do

circuito, decidiu-se usar um grampeador para limitar tal sobre-tensão em um valor

aceitável para os níveis de tensão dos componentes utilizados. A topologia

escolhida foi a mencionada na página 21 , que grampeou a tensão de pico em 430V,

como visto na Figura 17.

Page 39: Pic Chaveada

36

Time

37.82500ms 37.83000ms 37.83500ms 37.84000ms 37.84500ms 37.85000ms 37.85500ms37.82059ms 37.86105msV(MOSFET:d)

0V

200V

400V

600V

Com Snubber

Figura 17: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET com grampeamento.

Tal análise de sobre-tensão foi feita também para o diodo D11 do estágio de

saída do conversor. Tal diodo (HFA15TB) pode suportar entre anodo e catodo uma

tensão reversa de até 600V, e fez-se necessário o uso de um grampeador para

reduzir tais níveis de picos de tensão, pois apresentava picos de 700V de tensão e

esse valor caiu para cerca de 400V.

Como visto em 2.3, as perdas por chaveamento devem ser reduzidas, para

tanto utilizou-se um snubber dissipativo (pág 20). A Figura 18 mostra a simulação da

tensão entre dreno e fonte do MOSFET (azul) e a corrente que flui através do

mesmo durante o corte (verde) para uma situação sem o uso do snubber (Figura

18.a), e para o circuito utilizando o snubber (Figura 18.b).

Time

29.341520ms 29.341560ms 29.341600ms 29.341640ms 29.341680msV(MOSFET:d) ID(MOSFET)*20

-400

0

400

788

Time

37.841300ms 37.841400ms 37.841500ms 37.841600ms 37.841700ms 37.841783msV(MOSFET:d) ID(MOSFET)*20

0

400

-300

600

Com Snubber

a) Sem o uso de snubber. b)Com o uso de Snubber.

Figura 18: Tensão e corrente no MOSFET durante o corte.

Page 40: Pic Chaveada

37

Pode-se perceber claramente que a utilização do snubber faz com que o

tempo de corrente alta e tensão de condução do MOSFET seja menor, fazendo-o

operar por menos tempo na região de condução e diminuindo suas perdas.

A corrente no MOSFET e no diodo do estágio de saída podem ser vistas na

Figura 19. Pode-se observar claramente que o conversor flyback trabalha em regime

de condução descontínua.

Time

70.3600ms 70.3650ms 70.3700ms 70.3750ms 70.3800ms 70.3850ms 70.3900ms70.3554msID(MOSFET) I(D11)

0

5.0

10.0

-2.1

13.0

Figura 19: Correntes no MOSFET (vermelho) e no diodo (azul) do estágio de saída.

Os níveis de corrente de pico das simulações coincidem com os valores de

pico de corrente calculados na página 29.

Quando não há nenhum filtro de corrente na alimentação da fonte chaveada,

o chaveamento faz com que a corrente fornecida pela rede elétrica sofra

deformações e que apresente a freqüência de chaveamento e suas harmônicas. A

Figura 20 mostra a forma de onda da corrente e da tensão de entrada, onde a

corrente está invertida, e a Figura 21 mostra a FFT da corrente de entrada para

operação sem filtro de entrada, onde se pode observar várias harmônicas da tensão

de 60Hz.

Page 41: Pic Chaveada

38

Time

20.0ms 30.0ms 40.0ms 50.0ms 60.0ms 70.0ms 79.8msV(REDE:+,REDE:-) I(REDE)*50

-400

0

400

-676

793

Figura 20: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada sem filtro de entrada.

Frequency

1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz-I(REDE)*50

0A

10A

20A

30A

40A

Figura 21: FFT da corrente de entrada sem filtro de entrada.

Foi então inserido um filtro LC (L1, C1) na entrada da fonte para que a

deformação da corrente proveniente da rede elétrica fosse atenuada. As curvas da

Figura 22 mostram tensão e corrente de entrada para a topologia que emprega tal

filtro. A Figura 23 mostra a transformada de Fourier da corrente de entrada, onde há

clara melhora da qualidade da corrente, com grande atenuação de harmônicos de

alta freqüência.

Page 42: Pic Chaveada

39

Time

115ms 120ms 125ms 130ms 135ms 140ms 145ms 150msV(REDE:+,REDE:-) -I(REDE)*400

-400

-200

0

200

400

Figura 22: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada com filtro de entrada.

Frequency

1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz-I(REDE)*400

0A

100A

200A

300A

Figura 23: FFT da corrente de entrada com filtro de entrada.

Já a Figura 24 mostra a simulação da potência média consumida pelo

MOSFET (vermelha), pelo diodo do estágio de saída D11 (amarela), pela carga

(azul) e a potência média entregue pela rede à fonte (verde). Pode-se com esse

gráfico ter uma noção do rendimento teórico esperado para a fonte em questão, por

volta de aproximadamente 80%.

Page 43: Pic Chaveada

40

Time

184.00ms 186.00ms 188.00ms 190.00ms 192.00ms 194.00ms 196.00ms 198.00msW(carga) - AVG(W(REDE)) AVG(W(MOSFET)) AVG(W(D11))

0W

25W

50W

75W

(193.759m,1.8310)(189.700m,2.4745)

(189.700m,75.794)

(189.663m,58.437)

Figura 24: Distribuição de potências consumidas e entregue pela rede.

Page 44: Pic Chaveada

41 4. Sistemas de Controle, Leitura e acionamento

Este capítulo tratará dos sistemas de controle, leitura e acionamento, sendo

que o primeiro é composto basicamente de um microcontrolador.

Os três módulos descritos abaixo são alimentados pela própria rede elétrica.

O esquema de ligação é mostrado na Figura 25, onde podem-se ver os conversores

de 15V e 5V que alimentam o gatilhador, optoacoplador e pic respectivamente.

Figura 25: Circuito de alimentação dos sistemas de leitura, controle e acionamento.

Para a montagem descrita na Figura 25, pode-se observar que para tensão

de alimentação de 100Vrms, a tensão retificada e filtrada fica em torno de 12V, o

que permite que todos os sistemas alimentados por essa tensão funcionem, pois o

UA7815 apresenta tensão de saída igual a tensão de entrada para tensões entre

10V e 15V.

4.1. O microcontrolador PIC

Os microcontroladores do tipo PIC (Peripheral Interface Controller) se

destacam dos demais controladores pelas suas características de arquitetura,

técnicas de paralelismo, tamanho padrão das palavras de instrução e conjunto de

instrução reduzido (tecnologia RISC)[7]. Também o baixo custo, a simplicidade e a

disponibilidade das ferramentas e informações de apoio de desenvolvimento são

outros motivos que fazem a família PIC popular, e foram esses motivos, além de sua

disponibilidade em laboratório, que fizeram com que um PIC fosse escolhido para a

realização desse projeto.

Page 45: Pic Chaveada

42

O PIC16F876A [8] foi o escolhido, principalmente por possuir entradas

analógicas, que permitem a leitura da tensão de saída, 2 canais PWM, que fornecem

comando para o circuito de driver do MOSFET (que será visto posteriormente) e

pode trabalhar a uma freqüência de 20MHz, fornecendo boa velocidade de

processamento. Algumas das principais características do PIC16F876A são listadas

a seguir:

- freqüência de operação de até 20MHz;

- tensão de operação de 2,0 a 5,5V;

- reinicialização no caso de transitórios de tensão (brown out reset);

- conversor analógico-digital de 10 bits;

- baixo consumo (<2mA a 5V, 4MHz);

- corrente de dreno ou fornecimento elevada (25/25mA);

- opções para a escolha do tipo de oscilador.

- resolução máxima do PWM de 10 bits.

Um aspecto muito importante para a escolha do microcontrolador é sua

possibilidade de efetuar conversões analógico-digital rapidamente. O tempo de

conversão do PIC16F876A depende do tempo de carga do capacitor interno de

conversão ( ) , que depende dos seguintes fatores: tempo de inicialização do

conversor (característica do microcontrolador), tempo de carga do capacitor de

inicialização e coeficiente de temperatura.

HoldC

O cálculo do tempo de conversão para temperatura ambiente forneceu um

valor de aproximadamente sμ90 , o que é um bom valor para uma planta com

constante de tempo de algumas dezenas de milissegundos.

Ainda a presença de um conversor analógico digital permite saber com

maior precisão os valores de tensão lidos, possibilitando a implementação de um

controle robusto e rápido.

O programa utilizado por este modelo é também totalmente compatível com

qualquer outro modelo da linha PIC, bastando que para isso se façam apenas as

adaptações necessárias quanto ao uso de portas ou periféricos existentes. Esta

compatibilidade facilita muito a troca deste modelo por outro mais barato, ou com

mais ou menos portas.

Page 46: Pic Chaveada

43 4.1.1. O algoritmo implementado

De acordo com [9], a função de transferência do sistema no domínio da

freqüência é de primeira ordem da seguinte forma:

( )10572.0

089,31871

12

2

+×=

+×××

×××××

=ssCRVL

TRDVsG SmínMáxPKmáx

( 37)

Para um período de amostragem de 56ms, a função de transferência em

malha fechada do sistema em Z fica:

( )6,1957

1958+

=Z

ZG ( 38)

Nota-se que o sistema em malha fechada é instável, pois seu pólo se

encontra fora do circulo de raio unitário e centrado na origem do sistema de

coordenadas Z, sendo necessário um controlador para torná-lo estável.

Montou-se então um controlador PI para estabilizar o sistema em Z e para

melhorar o tempo de resposta e o erro estacionário. Tal controlador foi

implementado em linguagem C e se encontra no programa principal do

microcontrolador [Apêndice A].

Foi projetado um controlador PI que estabilizasse a planta, porém, os

valores calculados para as constantes Kp e Ki não surtiram o efeito esperado, e a

escolha das constantes foi feita por tentativa e erro, até que se encontrassem

valores que estabilizassem o sistema. O algoritmo implementado apresenta, além do

controlador PI, a inicialização do conversor A/D de 10 bits, e a inicialização do

módulo PWM.

O algoritmo foi implementado de tal forma que são feitas 63 leituras de

tensão em 6,3 ms, e é dado um atraso de 50ms; sendo o período de amostragem de

56,3ms. É então calculado o valor médio das medidas, que serve como parâmetro

para os cálculos, assim qualquer ruído tem pequena influência na leitura do

conversor.

Um filtro RC com constante de tempo de 10ms foi implementado na entrada

do conversor A/D para filtrar ruídos de alta freqüência que pudessem interferir nas

Page 47: Pic Chaveada

44 medidas feitas pelo conversor, principalmente ruídos provenientes do chaveamento

dos indutores acoplados.

A componente de freqüência de 120Hz proveniente da rede elétrica

encontra-se presente na tensão de saída, mas é invisível ao conversor A/D, pois

para tal, a freqüência de amostragem deveria ser de no mínimo o dobro da

freqüência máxima a ser medida (teorema da amostragem), o que não acontece no

modelo implementado, onde a amostragem é feita em 17,76Hz.

4.2. O módulo de controle

O módulo de controle consiste basicamente no microcontrolador

PIC16F876A, que foi programado com um controlador PI para controle da tensão de

saída através da leitura vinda do optoacoplador e da referência de tensão (5V) que

está ligada nos pinos 4 e 5 do PIC,como pode ser visto na Figura 26. A saída é um

sinal PWM de freqüência de 50Khz e razão cíclica variável. Essa saída PWM

(CCP1-pino 13) manda o PWM para o módulo de acionamento (ou módulo de

gatilhamento).

Figura 26: Módulo de controle – Microcontrolador.

Page 48: Pic Chaveada

45 4.3. O módulo de leitura

A leitura de tensão de saída deve ser isolada, pois o circuito de acionamento

é alimentado pela rede elétrica, portanto foi escolhido um optoacoplador para fazer a

leitura da tensão de saída. O circuito do estágio de leitura da tensão de saída pode

ser visto na Figura 27, e consiste basicamente em um optoacoplador cujo transistor

está ligado em coletor-comum e sua saída ligada em um filtro RC que tem como

objetivo diminuir interferência do chaveamento na leitura de tensão.

O optoacoplador escolhido foi o TIL111 [10], da Fairchild Semiconductor, por

atender aos limites de corrente e tensão do projeto, e por estar disponível no

laboratório.

Pode-se observar que a resposta fornecida pelo optoacoplador é inversa à

tensão da carga, assim, uma tensão alta na carga gera uma resposta baixa do

módulo de leitura, essa inversão deve ser levada em consideração na programação

do microcontrolador.

(40V) Saída

R412k

2

1

0

10u 1

2

TIL1111k 21

R21k

2

1

5V

R6

3

2

1

Sinal (0-5V)

Tensão de

Figura 27: Módulo de leitura de tensão de saída.

O módulo é projetado para trabalhar na região de condução do transistor, e

o filtro RC passa-baixas que está ligado no coletor do transistor do TIL111, tem

freqüência de corte de 100Hz. Mais detalhes sobre essa configuração podem ser

vistos na folha de dados do fabricante do TIL111.

4.4. O módulo de acionamento O gatilhador IR2011 [11], da International Rectifier foi o escolhido para

desempenhar o papel de acionador do MOSFET. Isso porque esse elemento pode

dar cargas ou drenar correntes de até 1A do Gate do MOSFET, fazendo com que o

Page 49: Pic Chaveada

46 chaveamento seja mais rápido e diminuindo o tempo entre condução e corte do

MOSFET, aumentando assim seu rendimento.

A topologia empregada encontra-se na Figura 28. Essa topologia pode ser

encontrada na folha de dados do componente.

Figura 28: Circuito gatilhador IR2011 acionando o MOSFET.

Page 50: Pic Chaveada

47

5. Montagem e resultados práticos Após o dimensionamento, os módulos descritos no capítulo 4 foram

montados e testados separadamente. O mesmo foi feito para o conversor flyback

descrito em 2.2.1, onde foram construídos os indutores acoplados calculados na

seção 3.1.2.

Temos na Figura 29 abaixo uma fotografia da placa do projeto final,

contendo o conversor flyback e os módulos descritos no capítulo 4. Pode-se

observar a figura da superfície roteada da placa no Apêndice B .

Figura 29: Placa do projeto final.

Os testes consistiram de coleta dos principais gráficos de tensão e corrente

do circuito, além da tomada de dados sobre o rendimento do circuito.

A Figura 30 mostra a tensão e corrente na entrada da fonte para potencia

nominal e tensão de alimentação de 127Vrms. Nota-se a corrente e a tensão em

fase, o que proporciona um alto fator de potência.

Page 51: Pic Chaveada

48

Figura 30: Formas de onda de tensão (amarela) e corrente (rosa) de entrada para valor médio de 127Vrms de entrada.

Em seguida mediu-se a tensão entre dreno e fonte do MOSFET para o pior

caso, que é com tensão de entrada máxima e potência de carga nominal. A Figura

31 mostra tal forma de onda.

Figura 31: Tensão entre dreno e fonte do MOSFET no protótipo.

Pode-se notar que, como previsto através das simulações, a tensão entre

dreno e fonte no MOSFET atinge picos de aproximadamente 450V.

Page 52: Pic Chaveada

49

Também foi medida a tensão de saída, que apresentou a forma de onda da

Figura 32, na qual é possível notar um pequeno ripple, e tensão de saída estável em

40V, além de algum ruído de alta freqüência.

Figura 32: Tensão de saída do circuito principal de potência.

A forma de onda da tensão da saída secundária, que foi projetada para ser

de 12V, apresentou saída de 15V com forma de onda com as mesmas

características da Figura 32. Possíveis causas dessa discrepância entre a tensão de

saída projetada e a tensão de saída obtida no protótipo serão discutidas

posteriormente.

Na Figura 33 é possível observar o sinal de comando proveniente do

gatilhador, e que entra no gate do MOSFET, para tensão de alimentação da rede de

120Vrms.

Page 53: Pic Chaveada

50

Figura 33: Saída do gatilhador para acionamento do MOSFET.

Em seguida foram feitas medidas de rendimento. A Tabela 2 mostra dados

de entrada e saída, e o rendimento para algumas tensões de alimentação. Durante

os testes foi medida a TDH das formas de onda de tensão de entrada e foi

encontrada em todas as medidas uma TDH de 3,2%.

Page 54: Pic Chaveada

51

3,6

4,3

6,31

9,7

11,7TDH da corrente (%)

81,55436014

TDH da corrente (%)

TDH da corrente (%)

82,31148696

83,28575507

TDH da corrente (%)

83,33782328

TDH da corrente (%)

84,67514124

40,32

1,4669

58,4

1,4593

39,42

1,4887

59,95

39,7

1,4678

58,35

57,61

Fator de Potência: 0,975

Corrente de entrada(mA): 312 Corrente de saída(mA)

Potência de entrada(W): 70,64 Potência de Saída(W)

Tensão de Alimentação (Vrms): 232,5 Tensão de Saída(V):

Corrente de entrada(mA): 341,8 Corrente de saída(mA)

Potência de entrada(W): 70,95 Potência de Saída(W)

Fator de Potência: 0,981

Tensão de Alimentação (Vrms): 211,9 Tensão de Saída(V): 39,79

Fator de Potência: 0,992

Tensão de Alimentação (Vrms): 165,14 Tensão de Saída(V):

Corrente de entrada(mA): 427,1 Corrente de saída(mA)

Potência de entrada(W): 70,06 Potência de Saída(W)

Potência de entrada(W): 70,8 Potência de Saída(W)

Fator de Potência: 0,996

Tensão de Alimentação (Vrms): 140,01 Tensão de Saída(V):

Corrente de entrada(mA): 510 Corrente de saída(mA)

Corrente de saída(mA)

Potência de Saída(W)

Rendimento (%)

Corrente de entrada(mA):

Potência de entrada(W):

Tensão de Saída(V):

Saída40,67

1,5184

61,87

Fator de Potência:

Entrada

644,8

74,24

0,998

Tensão de Alimentação (Vrms): 114,94

Tabela 2: Testes de rendimento e fator de potência da entrada da fonte.

Page 55: Pic Chaveada

52

6. Conclusão

Nesse trabalho foram apresentados o projeto e a montagem de uma fonte

chaveada flyback isolada controlada por microcontrolador, trabalhando em regime de

condução descontínua, que tem como objetivo alimentar um amplificador de áudio

classe D.

No capítulo 2 foi feito um breve resumo da teoria de fontes chaveadas,

abordando as topologias mais conhecidas e suas características. Foi falado também

sobre o problema de perdas em fontes chaveadas, e como utilizar uma estrutura

simples para amenizar esse problema. O problema de picos de tensão no MOSFET

e no diodo de saída também foi comentado, com a apresentação de um circuito

grampeador que limita tais picos.

No capítulo 3 foi tratado inicialmente o projeto da fonte de potência, com os

cálculos das principais grandezas, escolhas dos componentes e projeto dos

indutores acoplados. A segunda parte do capítulo 3 trata das simulações do projeto

dimensionado em malha aberta, e a visualização das principais formas de onda nos

componentes.

O capítulo 4 tratou inicialmente da escolha do microcontrolador, de seu

funcionamento como módulo de controle, e dos módulos de leitura e acionamento.

O capítulo 5 traz detalhes da montagem e dos resultados práticos obtidos.

Pode-se observar que a corrente de entrada da fonte tem a mesma forma de onda

da tensão, o que permite afirmar que a inserção do filtro de corrente na entrada

surtiu o resultado esperado teoricamente e visto em simulação.

Os níveis de tensão entre dreno e fonte do MOSFET sempre foram aspectos

importantes para o dimensionamento e montagem do projeto, e na prática se

comportaram de acordo com o esperado em simulação. Percebe-se que o

grampeador atuou corretamente (Figura 31) evitando que picos de tensão superiores

a 500V ameaçassem a integridade do MOSFET.

A tensão da saída principal se comportou como o esperado, apresentando

um pequeno ripple, como dimensionado em 3.1.3, porém com um pequeno ruído

proveniente dos efeitos do chaveamento, o qual não foi possível ser removido.

Page 56: Pic Chaveada

53

A tensão na saída secundária, que deveria ser de 12V, apresentou tensão

de saída de 15V; isso se deve a possíveis não-uniformidades construtivas nos

indutores acoplados, que não apresentaram para esse enrolamento a indutância

equivalente esperada, e sim um pouco maior. Entretanto esse aumento na tensão

não influirá negativamente no amplificador classe D a ser alimentado, pois esse

suporta tensão de até 20V em sua alimentação.

A tensão de acionamento do MOSFET apresentou a forma de onda da

Figura 33, onde pode-se observar oscilações durante o processo de carga e

descarga da capacitância de entrada do MOSFET. Essas oscilações são devido à

ressonância entre a capacitância de entrada do MOSFET e indutâncias provenientes

das trilhas e das pernas do componente.

Por fim foram feitos testes de rendimento e fator de potência da entrada, os

quais estão descritos na Tabela 2. Os valores de rendimento do projeto ficaram

próximos aos valores esperados através da simulação, como visto na Figura 24,

apresentando pouca variação com o aumento da tensão de alimentação. O fator de

potência da entrada mostrou-se maior quanto menor a tensão de alimentação,

porém excursionou em valores entre 0,998 e 0,975, que são valores satisfatórios.

Os resultados foram satisfatórios, entretanto podem ser melhorados com alguns

estudos e implementações adicionais, que ficam como sugestão para trabalhos

futuros.

São eles:

• Estudo e implantação de snubbers não-dissipativo para reduzir a

dissipação de potência no MOSFET e melhorar o rendimento.

• Estudo de técnicas de confecção de indutores acoplados com o objetivo

de diminuir a dispersão entre enrolamentos, para diminuir picos de

tensão.

• Implementação de circuitos de gatilhamento com maior velocidade de

gatilho, para reduzir o tempo em que o MOSFET transita na região de

condução antes de saturar ou cortar.

• Melhoria no laço de controle de tensão, em todos os aspectos (hardware

e software).

Page 57: Pic Chaveada

54 Apêndice A : Programa de controle de tensão do microcontrolador em C #INCLUDE <16F876A.H> #DEVICE ADC=10 #USE DELAY(CLOCK=16000000) #FUSES HS,NOWDT,NOPUT,NOPROTECT,NOBROWNOUT,NOLVP INT16 VHH=511;// 512 EQUIVALE A 2,5V , REFERENCIA INT16 CONV = 0 ; //- VELOCIDADE MEDIDA UNSIGNED INT16 PWM = 10 ; ///=SAÍDA DO PI INT16 TMAX = 60 ; // ////// - VALOR MÁXIMO DA SAÍDA DO PI STATIC BOOLEAN LED ; INT16 MEDIA = 0; INT AUX = 0; UNSIGNED INT16 TEGRAL = 10; MAIN () { LONG INT VALOR; LONG INT CICLO=0; SETUP_TIMER_2 (T2_DIV_BY_1,80,1);//CONFIGURA O TIMER 2 PARA 50KHZ SETUP_CCP1 (CCP_PWM); // CONFIGURA CCP1 PARA MODO PWM SET_PWM1_DUTY ( 0); // CONFIGURA O CICLO ATIVO EM ZERO SETUP_ADC_PORTS (RA0_ANALOG); SETUP_ADC (ADC_CLOCK_INTERNAL); //ESCOLHER FREQUENCIA DO CONVERSOR A/D SET_ADC_CHANNEL(0); WHILE (TRUE){ CONV= READ_ADC(ADC_START_AND_READ) & 0X03FF ; //LE A TENSÃO DA SAÍDA MEDIA+=CONV; AUX++; IF (AUX==63) { //PISCA UM LED LED = !LED; OUTPUT_BIT (PIN_B0 , LED); AUX = 0; MEDIA=MEDIA/63; //MÉDIA DE 63 AMOSTRAS. IF (MEDIA < VHH ) { TEGRAL -= (VHH - MEDIA)/32; //KI IF (TEGRAL>60) TEGRAL=0; PWM=TEGRAL-(VHH - MEDIA)/64; //KP IF (PWM>60) PWM=0; } ELSE { TEGRAL += (MEDIA-VHH)/32; //KI IF (TEGRAL>60) TEGRAL=TMAX; PWM=TEGRAL+(MEDIA-VHH)/64; // KP IF (PWM>60) PWM=TMAX; } DELAY_MS(50); SET_PWM1_DUTY (PWM); } } // WHILE } //MAIN

Page 58: Pic Chaveada

55 Apêndice B : Imagem de roteamento gerada para confecção da placa final

A Figura 34 é uma imagem da placa roteada gerada a partir do circuito do

projeto final. Pode-se observar a disposição dos componentes, como por exemplo, o

pic, o gatilhador, o optoacoplador e os indutores acoplados.

É importante notar a presença de malhas de terra, que tem o objetivo de

diminuir o ruído proveniente de efeitos do chaveamento do MOSFET.

Figura 34: Imagem de roteamento do projeto final

Page 59: Pic Chaveada

56

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controle de energia, Faculdade de Engenharia Elétrica e de computação-

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Dissertação (Mestrado em engenharia elétrica - Automação) – Programa de pós-

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Dissertação (Mestrado em engenharia elétrica) – Curso de pós graduação em

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