pic chaveada
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UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO
CENTRO TECNOLÓGICO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA
PROJETO DE GRADUAÇÃO
PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO MICROCONTROLADOR
MARCO ANTONIO SARTER STOCO
VITÓRIA – ES
DEZEMRO DE 2006
MARCO ANTONIO SARTER STOCO
PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO
MICROCONTROLADOR
Parte escrita do projeto de graduação do aluno Marco Antonio Sarter Stoco, apresentado ao departamento de Engenharia Elétrica do Centro Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.
VITÓRIA – ES
DEZEMBRO DE 2006
MARCO ANTONIO SARTER STOCO
PROJETO DE UMA FONTE CHAVEADA UTILIZANDO MICROCONTROLADOR
COMISSÃO EXAMINADORA:
________________________________________
PROF. Dr. Domingos Sávio L. Simonetti Orientador
________________________________________
PROF. Dr. Paulo José Mello Menegáz Examinador
_________________________________________ PROF. Dr. José Luiz de Freitas Vieira Examinador
Vitória - ES, 20 de Dezembro de 2006
“Aquele que conhece o inimigo e a si mesmo, ainda que enfrente cem batalhas, jamais correrá o perigo. Aquele que não conhece o inimigo, mas conhece a si mesmo, às vezes
ganha, às vezes perde. Aquele que não conhece nem o inimigo nem a si mesmo, está fadado ao fracasso e correrá
perigo em todas as batalhas. ”
Sun Tzu, em A Arte da Guerra.
i
DEDICATÓRIA
À Aline, aos meus pais e irmão, aos meus amigos e a todos que me ajudaram.
ii
AGRADECIMENTOS
Agradeço, em primeiro lugar a Deus, pois sem Ele nada posso e nada sou.
À Aline, pelo carinho, apoio e compreensão nas horas mais difíceis.
Aos meus pais e irmão, por estarem sempre ao meu lado.
Ao professor Domingos Sávio Lyrio Simonetti, pelo apoio durante a
realização desse trabalho.
Aos meus amigos, e em especial André, Emílio e Guilherme, por terem me
ajudado sempre que precisei.
A todos que de alguma forma me ajudaram e acreditaram em mim.
iii
LISTA DE FIGURAS
Figura 1: Esquema do projeto da fonte chaveada. .................................................................................. 11 Figura 2: Conversor Buck. ............................................................................................................................. 13 Figura 3: Conversor Boost............................................................................................................................. 14 Figura 4: Conversor Buck-Boost.................................................................................................................. 15 Figura 5: Circuito de um conversor Ćuk (a), Sepic (b) e Zeta (c)......................................................... 16 Figura 6: Conversor Flyback. ........................................................................................................................ 17 Figura 7: Formas de onda do conversor Flyback operando em condução contínua (primeira
coluna) e descontínua (segunda coluna). ........................................................................................ 18 Figura 8: Conversor Forward. ....................................................................................................................... 19 Figura 9: Tensão e corrente no elemento chaveador. ............................................................................ 20 Figura 10: Conversor boost utilizando snubber dissipativo de turn-on e turn-off. ........................ 21 Figura 11: Grampeador de tensão. .............................................................................................................. 22 Figura 12: Esquema de um retificador com alto fator de potencia. .................................................... 22 Figura 13: Esquema do projeto do conversor flyback isolado. ........................................................... 24 Figura 14: Circuito montado para simulação............................................................................................ 34 Figura 15: Resposta de tensão na saída do conversor flyback em malha aberta........................... 35 Figura 16: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET sem grampeamento.............................. 35 Figura 17: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET com grampeamento.............................. 36 Figura 18: Tensão e corrente no MOSFET durante o corte................................................................... 36 Figura 19: Correntes no MOSFET (vermelho) e no diodo (azul) do estágio de saída. ................... 37 Figura 20: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada sem filtro de entrada........................ 38 Figura 21: FFT da corrente de entrada sem filtro de entrada. .............................................................. 38 Figura 22: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada com filtro de entrada. ...................... 39 Figura 23: FFT da corrente de entrada com filtro de entrada. .............................................................. 39 Figura 24: Distribuição de potências consumidas e entregue pela rede. ......................................... 40 Figura 25: Circuito de alimentação dos sistemas de leitura, controle e acionamento. ................. 41 Figura 26: Módulo de controle – Microcontrolador. ................................................................................ 44 Figura 27: Módulo de leitura de tensão de saída. .................................................................................... 45 Figura 28: Circuito gatilhador IR2011 acionando o MOSFET. .............................................................. 46 Figura 29: Placa do projeto final. ................................................................................................................. 47 Figura 30: Formas de onda de tensão (amarela) e corrente (rosa) de entrada para valor médio
de 127Vrms de entrada.......................................................................................................................... 48 Figura 31: Tensão entre dreno e fonte do MOSFET no protótipo........................................................ 48 Figura 32: Tensão de saída do circuito principal de potência.............................................................. 49 Figura 33: Saída do gatilhador para acionamento do MOSFET. .......................................................... 50 Figura 34: Imagem de roteamento do projeto final ................................................................................. 55
iv
LISTA DE TABELAS Tabela 1: Dimensionamento para vários valores de . ......................................................................... 30 nTabela 2: Testes de rendimento e fator de potência da entrada da fonte. ........................................ 51
v
GLOSSÁRIO A/D - Analógico/Digital
BJT – Transistor de junção bipolar
FFT – Transformada rápida de Fourrier
IGBT- Transistor bipolar de gatilho isolado
MOSFET – Semicondutor óxido-metal de efeito de campo
TDH - taxa de distorção harmônica total
SEPIC – Conversor de indutância primária simples
vi
SUMÁRIO
1. Introdução ...........................................................................................10
2. Teoria das Fontes Chaveadas...........................................................12
2.1 Conversores sem isolação.......................................................................12
2.1.1 Conversores Buck ....................................................................................... 12 2.1.2 Conversores Boost ...................................................................................... 14 2.1.3 Conversores Buck-Boost ............................................................................ 15 2.1.4 Conversores ´Cuk, Sepic e Zeta ................................................................. 16
2.2 Conversores com isolação ......................................................................17
2.2.1 Conversor Flyback....................................................................................... 17 2.2.2 Conversores Forward .................................................................................. 18
2.3 Perdas por comutação em fontes chaveadas ........................................20
2.3.1 Snubbers....................................................................................................... 20 2.3.2 Grampeadores.............................................................................................. 21
2.4 Retificadores com alto fator de potência................................................22
3. Projeto da Fonte de Potência ............................................................23
3.1. O projeto ....................................................................................................23
3.1.1 Dimensionamento do MOSFET e do diodo do estágio de saída ............. 24 3.1.1.1. Cálculo da indutância no primário e no secundário ......................................... 25 3.1.1.2. Cálculo de K .......................................................................................................... 26 3.1.1.3. Cálculo do ciclo ativo D mínimo e máximo........................................................ 26
3.1.1.4. Cálculo da corrente RMS entre dreno e fonte no MOSFET ( ) ................. 27 TrmsI
3.1.1.5. Cálculo da máxima tensão de bloqueio do MOSFET ( ).......................... 27 TblockV
3.1.1.6. Cálculo da corrente eficaz que circula no diodo do secundário ( ) ........ 28 DrmsI
3.1.1.7. Cálculo da máxima tensão de bloqueio no diodo de saída ( ) .............. 28 DblockV
3.1.1.8. Cálculo da máxima corrente de pico no diodo do estágio de saída ( ) .. 29 PKdI
3.1.1.9. Cálculo da máxima corrente de pico no MOSFET ( ) ................................ 29 PKtI
3.1.2 Dimensionamento dos indutores acoplados ............................................ 31 3.1.3 Dimensionamento do capacitor do filtro de saída.................................... 33
3.2. Simulações ................................................................................................33
4. Sistemas de Controle, Leitura e acionamento.................................41
vii
4.1. O microcontrolador PIC............................................................................41
4.1.1. O algoritmo implementado.......................................................................... 43
4.2. O módulo de controle ...............................................................................44
4.3. O módulo de leitura ..................................................................................45
4.4. O módulo de acionamento .......................................................................45
5. Montagem e resultados práticos ......................................................47
6. Conclusão ...........................................................................................52
Apêndice A................................................................................................54
Apêndice B................................................................................................55
Referências Bibliográficas.......................................................................56
viii
RESUMO
Esse trabalho trata do projeto, montagem e testes de uma fonte chaveada
microcontrolada com topologia Flyback isolada para alimentar um amplificador de
áudio classe D.
Inicialmente é feito um breve estudo sobre a teoria de fontes chaveadas e de
circuitos de redução de temperatura e de picos de tensão no elemento chaveador,
no caso um MOSFET.
Posteriormente é feito o projeto da parte de potência e a escolha dos
principais elementos do circuito. A partir daí são feitas simulações, a fim de validar
os dados obtidos durante o processo de dimensionamento.
É feita também uma breve descrição sobre o microcontrolador escolhido, e o
controlador implementado, bem como dos circuitos de interface de leitura, controle e
acionamento do MOSFET.
São mostrados resultados práticos obtidos em laboratório das principais
formas de onda e do rendimento do circuito. Por último é feita uma discussão dos
resultados obtidos, comentando alguns aspectos importantes da análise de tais
resultados, e indicando sugestões de trabalhos futuros.
ix
10
1. Introdução
Em uma sociedade que cada vez consome mais energia, o melhor
aproveitamento da mesma e conseqüentemente a redução de perdas são assuntos
que vem sendo muito estudados.
Como não poderia ser diferente, estudos na área de eletrônica de potência
têm sido feitos a fim de conseguir equipamentos de processamento de potência
menores, mais leves e com melhor eficiência. Com isso vem crescendo o número de
pesquisas na área de conversores que operam em altas freqüências de comutação
(fs > 20 kHz). Tais conversores utilizam em sua maioria o controle por modulação de
largura de pulso (“PWM ”).
A utilização de microcontroladores para efetuar o controle e a geração do
PWM nesses equipamentos vem se tornando cada vez mais comum, pois com o
aumento da capacidade de processamento e armazenamento de tais dispositivos, é
possível implementar técnicas de controle cada vez mais elaboradas e precisas.
Existem várias topologias de amplificadores de áudio, dentre elas se
destacam os amplificadores classe D, pois além de apresentarem alto rendimento,
tais amplificadores apresentam leitura e controle digitais, o que facilita o tratamento
digital do som.
O objetivo deste trabalho é projetar, simular e montar uma fonte de
alimentação leve, robusta, eficiente e de alta qualidade na tensão de saída, que tem
função de alimentar um amplificador de áudio classe D, de 60 watts, que está sendo
implementado pelo aluno Guilherme Buzato Talhate como seu Projeto de
Graduação. Para isso as exigências abaixo devem ser satisfeitas.
• Uma tensão de saída de 40V com corrente máxima de saída de 1,5A .
• Uma tensão de saída de 12V com corrente máxima de saída de 1A .
• Rendimento superior a 90%
• Corrente de entrada com baixa TDH
• Tensão de entrada entre 100 e 240Vrms
• Oscilação máxima de 1V para tensão de saída.
11
A fonte será composta de quatro blocos principais, que serão dispostos
como mostra a Figura 1.
Conversor de Potência
Sistema de Leitura da tensão de saída
Sistema de controle
Sistema de acionamento
Rede elétrica Tensão de saída
Figura 1: Esquema do projeto da fonte chaveada.
O sistema de controle será feito com a utilização de um microcontrolador
para fazer os cálculos da atuação e para gerar o sinal PWM com freqüência de
50kHz.
No capítulo 2 será feito um breve estudo sobre a teoria das fontes
chaveadas, onde serão apresentadas algumas topologias típicas. Ainda no capítulo
2 será feito um resumo sobre os problemas de aquecimento em fontes chaveadas e
circuitos auxiliares que têm objetivo de diminuir as perdas de potência e os picos de
tensão nos elementos das mesmas.
O capítulo 3 aborda o projeto da parte de potência da fonte chaveada, bem
como simulações computacionais da fonte escolhida.
No capítulo 4 será abordado o projeto dos sistemas de controle, leitura e
acionamento, como mostrados na Figura 1, dando uma abordagem especial ao
microcontrolador escolhido, seus aspectos físicos e computacionais, bem como ao
algoritmo de controle implementado.
O capítulo 5 conterá detalhes da montagem e serão apresentados
resultados práticos medidos em laboratório.
O capítulo 6 tratará das conclusões do trabalho.
12 2. Teoria das Fontes Chaveadas
Fontes Chaveadas (ou do inglês switching-mode power supplies, SMPS)
convertem tensão CC, em geral não regulada, em uma tensão CC regulada de
saída. A regulação normalmente é conseguida por modulação por largura de pulsos,
sendo o dispositivo de chaveamento na maioria das vezes um BJT, MOSFET ou um
IGBT de potência.
Em muitas aplicações é necessário que a saída da fonte esteja isolada
eletricamente da entrada, fazendo-se uso de transformadores. Em alguns casos o
uso dessa isolação implica na alteração do circuito para permitir um adequado
funcionamento do transformador, ou seja, para evitar a saturação do núcleo
magnético. O uso ou não de isolação divide as fontes chaveadas em dois grupos
básicos, as fontes isoladas e as fontes não isoladas.
As principais topologias de fontes não isoladas são os conversores Buck,
Boost, Buck-Boost, Ćuk, Sepic e Zeta. Já as topologias com isolação mais
conhecidas são a Flyback e Forward.
São comentadas abaixo características das topologias citadas acima, com
ênfase especial na Flyback isolada.
2.1 Conversores sem isolação
2.1.1 Conversores Buck Em um conversor Buck a tensão média de saída Va é menor que a tensão de
entrada Vs daí, o nome Buck [1]. O diagrama do circuito de um conversor Buck
usando um BJT de potência é mostrado na Figura 2. A operação do circuito pode ser
dividida em dois modos. O modo 1 inicia-se quando o transistor Q1 é ligado em t=0.
A corrente de entrada, que cresce, flui através do indutor de filtro L, do capacitor de
filtro C e do resistor de carga R. O modo 2 inicia-se quando o transistor Q1 é
desligado no tempo t=t1. O diodo de comutação D conduz devido à energia
armazenada no indutor e a corrente no indutor continua a fluir através de L, C, carga
e diodo D. A corrente no indutor cai até que o transistor Q1 conduza novamente, no
próximo ciclo. Dependendo da freqüência de chaveamento, indutância e
13 capacitância de filtro, a corrente no indutor pode ser descontínua, ou seja, pode
chegar a zero antes de começar um novo ciclo de comutação.
Figura 2: Conversor Buck.
O ganho para regime de trabalho em modo contínuo é dado por
DτTt
E0V
≡= ( 1)
onde
D = razão cíclica ou ciclo ativo
V0 = tensão de saída
E = tensão de entrada
tT = tempo de comutação ativo
τ = Período de chaveamento
O ganho para regime de trabalho em modo descontínuo é dado por
2K2D
2DE0V
+= ( 2)
onde
V0 = tensão de saída
E = tensão de entrada.
D = razão cíclica ou ciclo ativo
14
Sendo o parâmetro de condução K, que se relaciona com a descontinuidade
[1], como sendo:
τE0IL
K×
×= ( 3)
2.1.2 Conversores Boost Em um conversor Boost [1], a tensão de saída é maior do que a tensão de
entrada – daí o nome Boost (elevador). Um conversor Boost usando um transistor de
potência é mostrado na Figura 3. A operação do circuito se divide em 2 modos. O
modo 1 se inicia quando o transistor T entra em condução em t = 0. A corrente de
entrada, que cresce, flui através do indutor L e do transistor T. O modo 2 inicia-se
quando o transistor T é desligado, em t = t1. A corrente que estava fluindo através do
transistor fluirá agora por L, C, Carga e diodo D. A corrente do indutor cai até que o
transistor T entre novamente em condução, no próximo ciclo. A energia armazenada
no indutor L é transferida para a carga.
Figura 3: Conversor Boost.
O ganho do circuito em modo contínuo obedece à expressão abaixo:
D1EV−
= ( 4)
Já a saída para modo de condução descontínua obedece à seguinte
expressão:
15
0IL2
2Dτ2EE0V××××
+= ( 5)
onde
τ = período de chaveamento
D = razão cíclica ou ciclo ativo
2.1.3 Conversores Buck-Boost Um conversor Buck-Boost [1] pode fornecer uma tensão de saída menor ou
maior que a tensão de entrada – daí o nome Buck-Boost; a polaridade da tensão de
saída é oposta à da tensão de entrada. Esse conversor também é conhecido como
conversor inversor. O arranjo do circuito de um conversor Buck-Boost é mostrado na
Figura 4.
A operação do circuito pode ser dividida em dois modos. Durante o modo 1,
o transistor T conduz e o diodo D está reversamente polarizado. A corrente de
entrada, que cresce, flui através do indutor L e do transistor T. Durante o modo 2, o
transistor T é desligado e a corrente, que estava fluindo através do indutor L, flui
agora através de L, C, D e Carga. A energia armazenada no indutor L é transferida
para a carga e a corrente do indutor cai até que o transistor T conduza novamente,
no próximo ciclo.
Figura 4: Conversor Buck-Boost.
Um conversor Buck-Boost fornece polaridade inversa da tensão de saída
sem um transformador.
Para condução contínua temos a seguinte relação de ganho do circuito:
16
D1DEV
−×
= ( 6)
onde D = razão cíclica ou ciclo ativo
Para condução descontínua temos a relação de ganho que se segue:
L2
2Dτ2E0V
×××
= ( 7)
onde τ = período de chaveamento D = razão cíclica ou ciclo ativo
2.1.4 Conversores ´Cuk, Sepic e Zeta Os conversores Ćuk, sepic e zeta têm características similares ao conversor
Buck-Boost, tais conversores fornecem uma tensão de saída que é menor ou maior
que a tensão de entrada. A polaridade da tensão de saída no conversores acima é
oposta à da tensão de entrada.
A Figura 5 mostra os circuitos de um conversor Ćuk (a), um Sepic (b) e um
conversor Zeta (c), que utilizam dois indutores e dois capacitores cada.
(a) Conversor Ćuk (b) Conversor Sepic (c) Conversor Zeta
Figura 5: Circuito de um conversor Ćuk (a), Sepic (b) e Zeta (c).
As relações de ganho do conversor cuk, sepic e zeta para condução
contínua e descontínua são idênticas às relações de ganho do conversor Buck-
Boost.
17 2.2 Conversores com isolação
2.2.1 Conversor Flyback O conversor Flyback [1] tem como princípio o armazenamento de energia no
ciclo ativo, ou ciclo de carga; e a descarga de energia para a carga durante o ciclo
de descarga. O elemento magnético comporta-se como indutores acoplados e não
como um transformador. Quando T conduz, armazena-se energia na indutância do
"primário" (no campo magnético) e o diodo fica reversamente polarizado. Quando T
desliga, para manter a continuidade do fluxo, o diodo entra em condução, e a
energia acumulada no campo magnético é enviada à saída. A Figura 6 mostra o
circuito.
Figura 6: Conversor Flyback.
A Figura 7 [1] mostra as formas de onda nos modos de condução contínua e
descontínua. Para condução contínua temos a seguinte relação de ganho do
circuito:
D1DE
n1V
−×
= ( 8)
onde
D = razão cíclica ou ciclo ativo
n = numero de voltas no primário para cada volta no secundário
Para condução descontínua temos a relação de ganho que se segue:
( )K2nDEV0××
×= ( 9)
onde
18 τ = período de chaveamento
D = razão cíclica ou ciclo ativo
e STR
L2K××
=
K é definido como o parâmetro de condução do circuito.
Figura 7: Formas de onda do conversor Flyback operando em condução contínua (primeira
coluna) e descontínua (segunda coluna).
2.2.2 Conversores Forward Em um conversor Forward [1] a corrente flui ao mesmo tempo no primário e
no secundário do indutor acoplado, diferentemente da topologia Flyback, que
apresenta corrente no primário e secundário em momentos distintos.
Quando T conduz, aplica-se E em N1. D1 fica diretamente polarizado e
cresce a corrente por L. Quando T desliga, a corrente do indutor de saída tem
continuidade via D3. Quanto ao transformador, é necessário um caminho que
permita a circulação de uma corrente, ao desligar T, que dê continuidade ao fluxo
magnético, de modo a absorver a energia acumulada no campo, relativa à
indutância de magnetização. Isto se dá pela condução de D2. Durante este intervalo
(condução de D2) aplica-se uma tensão negativa em N2 e ocorre um retorno de
energia para a fonte. A Figura 8 [2] mostra o circuito.
19
Figura 8: Conversor Forward.
O ganho para regime de trabalho em modo contínuo é dado por
DNN
τTt
E0V
1
3≡= ( 10)
onde
V0 = tensão de saída
E = tensão de entrada.
tT = tempo de comutação ativo.
τ = período de chaveamento
D = razão cíclica ou ciclo ativo
N1,N2,N3 = número de espiras nos enrolamentos
O ganho para regime de trabalho em modo descontínuo é dado por
1
32
20
NN
2KDD
EV
×+
= ( 11)
onde
V0 = tensão de saída
E = tensão de entrada.
τ = período de chaveamento
20
D = razão cíclica ou ciclo ativo
τEIL
K 0
××
= ( 12)
K é definido como uma parâmetro relacionado ao regime de condução do circuito.
2.3 Perdas por comutação em fontes chaveadas As perdas por comutação em fontes chaveadas ocorrem devido ao fato de,
em ambos os processos de entrada de condução e bloqueio do elemento
chaveador, existir um intervalo de tempo em que ele está submetido à sua máxima
tensão e conduz sua máxima corrente simultaneamente [3], isso pode ser visto na
Figura 9.
Figura 9: Tensão e corrente no elemento chaveador.
Essas perdas, dissipadas como calor no dispositivo eletrônico, provocam o
aumento de sua temperatura média, além da sua lenta degradação.
2.3.1 Snubbers
21
Existem várias maneiras de minimizar as energias geradas durante o
chaveamento e perdidas em forma de aquecimento, dentre essas soluções estão os
circuitos de ajuda a comutação (“snubbers”) [3]. A ação dos circuitos de ajuda a
comutação envolve o armazenamento temporário de energia em indutores ou
capacitores, obtendo assim transições suaves de tensão e corrente no elemento
chaveador. Essas transições não garantem obrigatoriamente que a tensão ou a
corrente no interruptor sejam nulas no instante de comutação, mas sim que possuam
baixos valores, gerando dessa forma baixas perdas por comutação.
Ao preparar os componentes passivos do snubber para o próximo ciclo de
comutação, é usual descarregar a energia armazenada no capacitor e no indutor
desse snubber sobre um resistor. Os snubbers que utilizam tal princípio são
denominados snubbers dissipativos. Essa energia é proporcional à freqüência de
comutação, o que a torna um fator limitante quando se trabalha em altas
freqüências. A Figura 10 mostra um snubber dissipativo completo aplicado a um
conversor boost sem isolação, nesse snubber a energia é armazenada em um
capacitor e em um indutor e descarregada em um resistor.
Figura 10: Conversor boost utilizando snubber dissipativo de turn-on e turn-off.
2.3.2 Grampeadores Outro circuito utilizado em aplicações de fontes chaveadas é o grampeador
de tensão. Esse circuito tem como finalidade a limitação da amplitude dos picos de
tensão sobre o elemento chaveador no momento de comutação dos indutores. É
importante ressaltar que ele tem finalidade e topologia diferentes do snubber. A
22 Figura 11 mostra um grampeador de tensão no qual a tensão máxima à qual o
MOSFET será submetido é a tensão armazenada no capacitor, pois para pulsos de
tensão de comutação maiores do que tal valor, o diodo entra em condução e
descarrega a energia impulsiva no resistor R.
Figura 11: Grampeador de tensão.
2.4 Retificadores com alto fator de potência A solução usual de retificar a tensão da rede por uma ponte de diodos que
alimenta um capacitor de alto valor produz na rede uma corrente com alto conteúdo
harmônico e baixo fator de potência [4].
O emprego de conversores PWM diretamente conectados à saída da ponte
de diodos ligada à rede elétrica permite uma operação com alto fator de potência na
entrada.
Quando o conversor opera em modo de condução descontínua da corrente,
a simples operação com razão cíclica constante garante um alto fator de potência.
O esquema de um retificador com alto fator de potencia pode ser visto na
Figura 12.
CONVERSOR
CC-CCCARGA
ω
dB
compensação V ref
v o
ioi1r
v 1r
i1
v1~C o
V c
CONVERSOR
CC-CCCARGA
ω
dB
compensação V ref
v o
ioi1r
v 1r
i1
v1~C o
V c
Figura 12: Esquema de um retificador com alto fator de potencia.
23 3. Projeto da Fonte de Potência
Várias topologias de conversores AC-DC foram estudadas, e o escolhido foi
o conversor Flyback isolado, pois apresenta saída isolada da entrada e nível de
potência de saída compatível com a potência necessária para o funcionamento do
amplificador classe D especificado no capítulo 1. O conversor trabalhará em regime
de condução descontínua de corrente. O chaveamento será feito por um MOSFET
de potência, pois esse elemento apresenta menor nível de perdas por aquecimento
quando comparado a um transistor BJT.
Além disso, a operação com razão cíclica constante garante a absorção da
rede elétrica de corrente com alto fator de potência e baixo conteúdo harmônico de
baixa freqüência [5].
Nesse capítulo é detalhado o projeto da fonte chaveada, todos os cálculos e
simulações realizadas.
3.1. O projeto A Figura 13 mostra o esquema do projeto do conversor flyback isolado
proposto.
Deve-se acrescentar que a leitura da tensão de saída é feita utilizando um
optoacoplador, o que faz com que seja preservada a característica de isolação entre
primário e secundário.
Apresenta-se agora o dimensionamento de todos os elementos do conversor
flyback, e posteriormente será falado sobre os módulos de leitura, controle e
acionamento.
Inicialmente será feito o cálculo dos principais valores de corrente e tensão
do circuito [5] , em seguida será feito o dimensionamento dos indutores acoplados
[6].
24
D10
Figura 13: Esquema do projeto do conversor flyback isolado.
3.1.1 Dimensionamento do MOSFET e do diodo do estágio de saída Com o objetivo de simplificar os cálculos, todo o dimensionamento foi feito
levando em conta apenas a existência do secundário de maior potência.
Para início de projeto, temos os seguintes dados:
• Freqüência de chaveamento (f): 50KHz
• Potência mínima entregue à carga ( ): 1 W MinP
• Potência máxima entregue à carga ( ): 72W MáxP
• Tensão de saída(V): 40V
• Tensão eficaz mínima de entrada( ): 100V MinV
• Tensão eficaz máxima de entrada( ): 240V MáxV
A potência entregue à carga foi considerada de 72W, pois é o equivalente
da soma das potências fornecidas pelas saídas de 12V e de 40V.
D8
D9
(D3, D4, D5, D6)
+ da tensão
D6
Q
R22 1
-
D7
C1 1 2
Retificador
N1
1
2
leituraIndutores
0
D3 D4
+
0
C3
1
2 Saída secundária
D5 Carga 2
2
1
40V
de saída
12V
R3
2
1
R1
2
1
REDE
(L1, C1)
Grampeador
Sistema
0
N2
1
2Saída principal
-
e acionamento
L1 1 2
Snubber
C5 1 2
Grampeador
D11
R4 2 1
C4
1
2
N3
1
2
C6
2
Filtro de entrada
de controle
2
1
C2
acoplados
25
3.1.1.1. Cálculo da indutância no primário e no secundário A indutância do primário deve ser menor do que um valor crítico mínimo que
garante condução descontínua para a freqüência de chaveamento escolhida. O valor
de indutância crítica é obtido através da seguinte equação [5]:
2
PKmin
Smincrit
VVn14
TRL
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ ×+×
×= ( 13)
onde:
minR = Menor resistência de carga, corresponde a fornecimento máximo de
potência.
ST = Período de chaveamento, que para uma freqüência de 50kHz, equivale a
20 sμ
n = relação de espiras entre primário e secundário principal.(S
P
NN )
V = Tensão de saída = 40V
minPKV = Pico mínimo de tensão = 2Vmin ×
Foi atribuído a o valor inicial de 1, ou seja, = , posteriormente
outros valores de n serão utilizados para a escolha do projeto final. Assim o seguinte
resultado foi obtido:
n PN SN
H67,51H106,751
VVn14
TRL 5
2
PKmin
Smincrit μ=×=
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ ×+×
×= − ( 14)
Foi atribuída uma constante de folga de 25%, e o valor de indutância L a ser
utilizado no indutor acoplado, para =1 é de: n
H1050,641067,510,75L0,75L 66crit
−− ×=××=×=
H50,64L μ=
Essa é a indutância no primário e no secundário ( =1). n
26
3.1.1.2. Cálculo de K A partir das seguintes relações:
SMáxmin TR
L2K×
×= ( 15)
SMinmáx TR
L2K××
= ( 16)
Obtemos os valores para e , que são: minK máxK
0,0032K min = ( 17)
2279,0=máxK ( 18)
K é adimensional [5].
3.1.1.3. Cálculo do ciclo ativo D mínimo e máximo O ciclo ativo D pode ser calculado a partir da seguinte equação:
( )PKV
K2VnD
×××= ( 19)
O ciclo ativo máximo, , se dará para (conseqüentemente ) e
para , sendo:
MáxD MinV minPKV
máxK
( )
0,1909V
K2VnD
PKmin
máxMáx =
×××= ( 20)
19,09%DMáx =
O ciclo ativo mínimo, , se dará para (conseqüentemente ) e
para , sendo:
MinD MáxV PKmáxV
minK
27
( )
0,0094V
K2VnD
PKmáx
minMin =
×××= ( 21)
0,94%DMin =
3.1.1.4. Cálculo da corrente RMS entre dreno e fonte no MOSFET ( ) TrmsI
Para a escolha do MOSFET a ser utilizado, é imprescindível que se saiba
quais são os máximos níveis de corrente entre dreno e fonte do MOSFET no
momento de sua condução. Tal valor é dado pela seguinte expressão:
Ln6
DTDVI 2
MáxSMáxPKmin
Trms ×
×××= ( 22)
1,9026AITrms =
Essa é a máxima corrente eficaz (rms) que fluirá através do MOSFET.
3.1.1.5. Cálculo da máxima tensão de bloqueio do MOSFET ( ) TblockV
É importante para a escolha do MOSFET quais são os níveis de tensão que
existirão entre dreno e fonte durante seu funcionamento. Esses níveis não
correspondem a picos de tensão provenientes da reação do indutor ao
chaveamento, os quais serão bem observados nas simulações; mas sim à tensão
reversa entre dreno e fonte em regime.
Temos, para a máxima tensão de bloqueio do MOSFET, a seguinte
expressão:
28
PKmáxTblock VVnV +×= ( 23)
Assim:
379,41VVTblock =
3.1.1.6. Cálculo da corrente eficaz que circula no diodo do secundário ( ) DrmsI
Para cálculo da máxima corrente eficaz que atravessa o diodo no estágio de
saída, temos a seguinte expressão:
( ) ( )π1L
TVK2
32I S0,75
MáxDrms ××
×××= ( 24)
Assim:
3,2960AIDrms =
Essa é a corrente eficaz que o diodo do estágio de saída deve suportar,
além de ser também o valor eficaz da corrente fornecida pelo secundário dos
indutores acoplados, sendo esse valor importante para o dimensionamento dos
condutores dos indutores, que será abordado posteriormente.
3.1.1.7. Cálculo da máxima tensão de bloqueio no diodo de saída ( ) DblockV
Para o cálculo da máxima tensão de bloqueio no diodo do estágio de saída
empregamos a seguinte expressão:
nV
VV PKmáxDTblock += ( 25)
Que nos dá como resposta:
VVDTblock 4113,379=
29
3.1.1.8. Cálculo da máxima corrente de pico no diodo do estágio de saída ( ) PKdI
Temos a seguinte expressão:
LnTDV
I SMáxPKminPKd ×
××= ( 26)
Que fornece a seguinte resposta:
AI PKd 6654,10=
3.1.1.9. Cálculo da máxima corrente de pico no MOSFET ( ) PKtI
Para o cálculo da máxima corrente de pico do MOSFET temos:
LnTDV
I 2SMáxPKmin
PKt ×××
= ( 27)
E conseqüentemente foi obtido o seguinte resultado:
AI PKt 6654,10=
Seguindo a seqüência de cálculos acima é possível especificar as
indutâncias de primário e secundário, bem como o MOSFET e o diodo da etapa de
retificação a ser empregado. Esses cálculos foram feitos para =1. É necessário
portanto seguir a mesma seqüência para diferentes valores de n. Tal procedimento
foi executado e os resultados se encontram na tabela 1.
n
É importante notar que valores de corrente acima de 15A e valores de
tensão acima de 500V fazem com que a escolha do MOSFET e do diodo do
secundário seja difícil, pois elementos que suportam esses níveis de tensão e
corrente são mais caros e geralmente apresentam maior dissipação de potência.
30
n L ( Hμ ) minK máxK MinD MáxD TblockV
(V) DblockV (V)
PKtI (A)
PKdI (A)
TrmsI (A)
DrmsI (A)
0.5 63,96 0.0036 0.2878 0.0050 0.1073 359.411 718.8225 18,9792 9.4896 2.5391 3.1090
1 50,64 0.0032 0.2279 0.0094
0.1909 379.411 379.4113 10.6654 10.6654 1.9026 3,2960
2 33,99 0.0019 0.1530 0.0146 0.3129 419.411 209.7056 7.2316 13.0169 1.6514 4.0459
3 24,38 0.0014 0.1097 0.0185 0.3975 459.411 153.1371 5.6920 15.3684 1.4651 4.3961
4 16,51 0.0010 0.0825 0.0214 0.4597 499.411 124.8528 4.9222 19.6888 1.3625 4.7205
5 12,86 0.0008 0.0643 0.0236 0.5073 539.411 107.8823 4.4603 22.3015 1.2970 5.0240
6 10,31 0.0006 0.0516 0.0254 0.5449 579.411 96.5685 4.1524 24.9143 1.2514 5.3101
Tabela 1: Dimensionamento para vários valores de . n
Para =0,5 pode-se notar que a tensão de bloqueio no diodo do estágio de
saída é muito alta, o que inviabiliza a utilização desse fator. Já para =2 a corrente
de pico sobre o diodo ( ) já é maior do que 13A, e a tensão máxima entre dreno e
fonte do MOSFET é mais alta do que para n=1, portanto o valor de =2 é menos
indicado do que =1. Pelos mesmos motivos, =3 não é um bom valor, pode-se
inclusive notar uma corrente de pico no diodo de pouco mais de 15A, o que é um
valor alto.
n
n
PKdI
n
n n
Baseado na análise feita anteriormente, foi escolhido o valor de n=1 para a
execução do projeto. Esse valor é o que melhor atende as especificações para
escolha dos componentes.
O MOSFET escolhido foi o IRFP460, da International Rectifier. Esse
MOSFET apresenta máxima tensão entre dreno e fonte de 500V, resistência
equivalente de , corrente máxima de 20A e tensão entre dreno e fonte
aceitável de .
Ω270,
V20±
O diodo escolhido foi o HFA15TB, da International Rectifier, que suporta
uma corrente de 15A, e uma tensão reversa de 600V, sendo assim adequado para a
aplicação especificada.
31 3.1.2 Dimensionamento dos indutores acoplados
Para dimensionar os indutores acoplados, levamos em consideração os
seguintes dados:
• Potência de saída ( ) = 72W outP• Freqüência de trabalho ( ) = 50KHz f• Tensão mínima aplicada pela rede ( ) = 141,4V minPKV• Tensão máxima aplicada pela rede( ) = 339,4V PKmáxV• Rendimento mínimo(η ) = 90% • Densidade de fluxo magnético( BΔ ) =160mT • Densidade de corrente ( ) =2J 2mm
A
• Fator de utilização da área de enrolamento ≅ 0,75 O dimensionamento segue a metodologia apresentada em [6].
⇒ Cálculo do núcleo:
Temos que:
( )ηKwJfΔB
P4AA out
Ce ×××××
=× ( 28)
ηfΔBJ0,6110P
AA6
outCe ××××
×=× ( 29)
assim:
20,7377 mmAA Ce =× De acordo com os dados do fabricante, o núcleo mais próximo acima do
valor é o E42/15, que tem . 20,28417 mmAA Ce =×
⇒ Cálculo do entreferro ( ): g Sendo:
ABΔwμ2
g 20
×××
= ( 30)
onde A é a área da perna central do núcleo.
mJf
Pw out 6,1=
×=Δη
( 31)
temos que :
32
m106788g 4−×= ,
m104,342g 4−×=
Tal valor de entreferro é plausível, portanto pode ser utilizado no projeto.
⇒ Cálculo do número de espiras para cada bobina e da bitola dos fios:
Seja a seguinte relação:
PP I
SBN××
×=
π4,0 ( 32)
e
ADmáxV
PI
PK
outP 944,5
2
min
=××
×=η
( 33)
onde:
=PN número de espiras no primário
temos:
espirasN P 1963,18 ≈=
Para uma corrente média de 1,9026A no primário, foi escolhida uma
combinação de dois fios 21 AWG em paralelo.
Para o primeiro secundário, que tem tensão de saída ( ) igual a 40V
temos:
outV
( ) ( )Máx
Máx
P
FoutPSn D
DV
VVNN
−×
+×=
1 ( 34)
onde = tensão de condução no diodo, definida como 1V. FV
então:
espirasN S 2441,231 ≈=
Para uma corrente eficaz de 3,2960A no secundário de maior potência, foi
escolhida uma combinação de três fios 21 AWG em paralelo.
33
Analogamente, para o segundo secundário, que tem tensão de saída ( )
igual a 12V temos:
outV
( ) ( )Máx
Máx
P
FoutPSn D
DV
VVNN
−×
+×=
1 ( 35)
assim:
espirasN S 842,72 ≈=
Para uma corrente eficaz de 1A no secundário de menor potência, foi
escolhido um fio 21 AWG.
3.1.3 Dimensionamento do capacitor do filtro de saída Admitindo uma ondulação máxima de 200mV na tensão de saída, a partir da
seguinte equação, o capacitor do filtro de saída foi dimensionado [5]:
FVf
IC Drms μ5300=
Δ×= ( 36)
Para o secundário de 12V, um capacito de Fμ2200 é suficiente.
Após dimensionar os diodos, MOSFET e indutores acoplados, percebeu-se
que se faria necessário o uso de um snubber para reduzir o consumo de potência no
MOSFET.
Devido à presença da indutância de dispersão do transformador ocorrem
oscilações de tensão sobre o diodo do estágio de saída e sobre o MOSFET durante
seus processos de recuperação reversa. Dessa forma um circuito de grampeamento
de tensão deve ser usado para limitar o valor máximo da tensão a ser aplicada sobre
esses elementos.
3.2. Simulações A partir do dimensionamento realizado anteriormente, foi montado para
simulação o circuito mostrado na Figura 14:
34
L1
0D27
HFA15TB
TENSÃO
C402n 1
2
C41
24u 1 2
D28
HFA15TB
R31 47k 2 11mH
1 2
REDE
Figura 14: Circuito montado para simulação.
O indutor L1 e o capacitor C1 compõem um filtro de corrente para reduzir as
componentes harmônicas na freqüência de comutação. Esse filtro está sintonizado
aproximadamente uma década abaixo de tal freqüência.
O circuito da Figura 14 representa a simulação do circuito de potência com
carga nominal em malha aberta, onde um sinal PWM injetado diretamente no gate
do MOSFET o gatilha. Apenas o secundário de maior potência foi simulado, por
motivos de simplificação.
A Figura 15 mostra a tensão de saída para uma razão cíclica de 19%
aplicada ao MOSFET, e alimentação de 220Vrms.
FREQ = 6VAMPL = 341
0
VOFF = 0
R810k
2
1
D11
HFA15TB
D17HFA15TB
C1
670n 1 2
0
R30100
2
1
D15
HFA15TB
D14
HFA15TB
PWM
TD = 0 TF = 0.00000015 PW = 0.000001369PER = 0.00002
V1 = 0
TR = 0.0000001 V2 = 15
GRAMPEADOR
D12 HFA15TB
carga22.222
2
1
SNUBBER
C2 5300u 1
2
R1
10 21
D13
HFA15TB
GRAMPEADOR
RETIFICADA
C424u
1
2
R347k
2
1
MOSFET
IRFP460
TRAFO
35
Time
0s 50ms 100ms 150ms 200ms 250ms 300ms 350msV(C2:1,carga:2)
0V
20V
40V
60V
Figura 15: Resposta de tensão na saída do conversor flyback em malha aberta.
A Figura 16 mostra a tensão entre dreno e fonte do IRFP460 sem o uso do
grampeador. Pode-se notar que existe uma sobre-tensão causada pela indutância
de dispersão do transformador. Esse pico de tensão, que chega a 600V, é prejudicial
ao MOSFET que apenas suporta uma tensão de 500V entre dreno e fonte.
Time
29.1850ms 29.1900ms 29.1950ms 29.2000ms 29.2050ms 29.2100ms 29.2150ms29.1806ms 29.2210msV(MOSFET:d)
0
200
400
600
Sem o Grampeador
Figura 16: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET sem grampeamento.
Visto que esse pico de tensão não é aceitável para o bom funcionamento do
circuito, decidiu-se usar um grampeador para limitar tal sobre-tensão em um valor
aceitável para os níveis de tensão dos componentes utilizados. A topologia
escolhida foi a mencionada na página 21 , que grampeou a tensão de pico em 430V,
como visto na Figura 17.
36
Time
37.82500ms 37.83000ms 37.83500ms 37.84000ms 37.84500ms 37.85000ms 37.85500ms37.82059ms 37.86105msV(MOSFET:d)
0V
200V
400V
600V
Com Snubber
Figura 17: Simulação da tensão dreno-fonte no MOSFET com grampeamento.
Tal análise de sobre-tensão foi feita também para o diodo D11 do estágio de
saída do conversor. Tal diodo (HFA15TB) pode suportar entre anodo e catodo uma
tensão reversa de até 600V, e fez-se necessário o uso de um grampeador para
reduzir tais níveis de picos de tensão, pois apresentava picos de 700V de tensão e
esse valor caiu para cerca de 400V.
Como visto em 2.3, as perdas por chaveamento devem ser reduzidas, para
tanto utilizou-se um snubber dissipativo (pág 20). A Figura 18 mostra a simulação da
tensão entre dreno e fonte do MOSFET (azul) e a corrente que flui através do
mesmo durante o corte (verde) para uma situação sem o uso do snubber (Figura
18.a), e para o circuito utilizando o snubber (Figura 18.b).
Time
29.341520ms 29.341560ms 29.341600ms 29.341640ms 29.341680msV(MOSFET:d) ID(MOSFET)*20
-400
0
400
788
Time
37.841300ms 37.841400ms 37.841500ms 37.841600ms 37.841700ms 37.841783msV(MOSFET:d) ID(MOSFET)*20
0
400
-300
600
Com Snubber
a) Sem o uso de snubber. b)Com o uso de Snubber.
Figura 18: Tensão e corrente no MOSFET durante o corte.
37
Pode-se perceber claramente que a utilização do snubber faz com que o
tempo de corrente alta e tensão de condução do MOSFET seja menor, fazendo-o
operar por menos tempo na região de condução e diminuindo suas perdas.
A corrente no MOSFET e no diodo do estágio de saída podem ser vistas na
Figura 19. Pode-se observar claramente que o conversor flyback trabalha em regime
de condução descontínua.
Time
70.3600ms 70.3650ms 70.3700ms 70.3750ms 70.3800ms 70.3850ms 70.3900ms70.3554msID(MOSFET) I(D11)
0
5.0
10.0
-2.1
13.0
Figura 19: Correntes no MOSFET (vermelho) e no diodo (azul) do estágio de saída.
Os níveis de corrente de pico das simulações coincidem com os valores de
pico de corrente calculados na página 29.
Quando não há nenhum filtro de corrente na alimentação da fonte chaveada,
o chaveamento faz com que a corrente fornecida pela rede elétrica sofra
deformações e que apresente a freqüência de chaveamento e suas harmônicas. A
Figura 20 mostra a forma de onda da corrente e da tensão de entrada, onde a
corrente está invertida, e a Figura 21 mostra a FFT da corrente de entrada para
operação sem filtro de entrada, onde se pode observar várias harmônicas da tensão
de 60Hz.
38
Time
20.0ms 30.0ms 40.0ms 50.0ms 60.0ms 70.0ms 79.8msV(REDE:+,REDE:-) I(REDE)*50
-400
0
400
-676
793
Figura 20: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada sem filtro de entrada.
Frequency
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz-I(REDE)*50
0A
10A
20A
30A
40A
Figura 21: FFT da corrente de entrada sem filtro de entrada.
Foi então inserido um filtro LC (L1, C1) na entrada da fonte para que a
deformação da corrente proveniente da rede elétrica fosse atenuada. As curvas da
Figura 22 mostram tensão e corrente de entrada para a topologia que emprega tal
filtro. A Figura 23 mostra a transformada de Fourier da corrente de entrada, onde há
clara melhora da qualidade da corrente, com grande atenuação de harmônicos de
alta freqüência.
39
Time
115ms 120ms 125ms 130ms 135ms 140ms 145ms 150msV(REDE:+,REDE:-) -I(REDE)*400
-400
-200
0
200
400
Figura 22: Tensão (verde) e corrente (vermelha) de entrada com filtro de entrada.
Frequency
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz-I(REDE)*400
0A
100A
200A
300A
Figura 23: FFT da corrente de entrada com filtro de entrada.
Já a Figura 24 mostra a simulação da potência média consumida pelo
MOSFET (vermelha), pelo diodo do estágio de saída D11 (amarela), pela carga
(azul) e a potência média entregue pela rede à fonte (verde). Pode-se com esse
gráfico ter uma noção do rendimento teórico esperado para a fonte em questão, por
volta de aproximadamente 80%.
40
Time
184.00ms 186.00ms 188.00ms 190.00ms 192.00ms 194.00ms 196.00ms 198.00msW(carga) - AVG(W(REDE)) AVG(W(MOSFET)) AVG(W(D11))
0W
25W
50W
75W
(193.759m,1.8310)(189.700m,2.4745)
(189.700m,75.794)
(189.663m,58.437)
Figura 24: Distribuição de potências consumidas e entregue pela rede.
41 4. Sistemas de Controle, Leitura e acionamento
Este capítulo tratará dos sistemas de controle, leitura e acionamento, sendo
que o primeiro é composto basicamente de um microcontrolador.
Os três módulos descritos abaixo são alimentados pela própria rede elétrica.
O esquema de ligação é mostrado na Figura 25, onde podem-se ver os conversores
de 15V e 5V que alimentam o gatilhador, optoacoplador e pic respectivamente.
Figura 25: Circuito de alimentação dos sistemas de leitura, controle e acionamento.
Para a montagem descrita na Figura 25, pode-se observar que para tensão
de alimentação de 100Vrms, a tensão retificada e filtrada fica em torno de 12V, o
que permite que todos os sistemas alimentados por essa tensão funcionem, pois o
UA7815 apresenta tensão de saída igual a tensão de entrada para tensões entre
10V e 15V.
4.1. O microcontrolador PIC
Os microcontroladores do tipo PIC (Peripheral Interface Controller) se
destacam dos demais controladores pelas suas características de arquitetura,
técnicas de paralelismo, tamanho padrão das palavras de instrução e conjunto de
instrução reduzido (tecnologia RISC)[7]. Também o baixo custo, a simplicidade e a
disponibilidade das ferramentas e informações de apoio de desenvolvimento são
outros motivos que fazem a família PIC popular, e foram esses motivos, além de sua
disponibilidade em laboratório, que fizeram com que um PIC fosse escolhido para a
realização desse projeto.
42
O PIC16F876A [8] foi o escolhido, principalmente por possuir entradas
analógicas, que permitem a leitura da tensão de saída, 2 canais PWM, que fornecem
comando para o circuito de driver do MOSFET (que será visto posteriormente) e
pode trabalhar a uma freqüência de 20MHz, fornecendo boa velocidade de
processamento. Algumas das principais características do PIC16F876A são listadas
a seguir:
- freqüência de operação de até 20MHz;
- tensão de operação de 2,0 a 5,5V;
- reinicialização no caso de transitórios de tensão (brown out reset);
- conversor analógico-digital de 10 bits;
- baixo consumo (<2mA a 5V, 4MHz);
- corrente de dreno ou fornecimento elevada (25/25mA);
- opções para a escolha do tipo de oscilador.
- resolução máxima do PWM de 10 bits.
Um aspecto muito importante para a escolha do microcontrolador é sua
possibilidade de efetuar conversões analógico-digital rapidamente. O tempo de
conversão do PIC16F876A depende do tempo de carga do capacitor interno de
conversão ( ) , que depende dos seguintes fatores: tempo de inicialização do
conversor (característica do microcontrolador), tempo de carga do capacitor de
inicialização e coeficiente de temperatura.
HoldC
O cálculo do tempo de conversão para temperatura ambiente forneceu um
valor de aproximadamente sμ90 , o que é um bom valor para uma planta com
constante de tempo de algumas dezenas de milissegundos.
Ainda a presença de um conversor analógico digital permite saber com
maior precisão os valores de tensão lidos, possibilitando a implementação de um
controle robusto e rápido.
O programa utilizado por este modelo é também totalmente compatível com
qualquer outro modelo da linha PIC, bastando que para isso se façam apenas as
adaptações necessárias quanto ao uso de portas ou periféricos existentes. Esta
compatibilidade facilita muito a troca deste modelo por outro mais barato, ou com
mais ou menos portas.
43 4.1.1. O algoritmo implementado
De acordo com [9], a função de transferência do sistema no domínio da
freqüência é de primeira ordem da seguinte forma:
( )10572.0
089,31871
12
2
+×=
+×××
×××××
=ssCRVL
TRDVsG SmínMáxPKmáx
( 37)
Para um período de amostragem de 56ms, a função de transferência em
malha fechada do sistema em Z fica:
( )6,1957
1958+
=Z
ZG ( 38)
Nota-se que o sistema em malha fechada é instável, pois seu pólo se
encontra fora do circulo de raio unitário e centrado na origem do sistema de
coordenadas Z, sendo necessário um controlador para torná-lo estável.
Montou-se então um controlador PI para estabilizar o sistema em Z e para
melhorar o tempo de resposta e o erro estacionário. Tal controlador foi
implementado em linguagem C e se encontra no programa principal do
microcontrolador [Apêndice A].
Foi projetado um controlador PI que estabilizasse a planta, porém, os
valores calculados para as constantes Kp e Ki não surtiram o efeito esperado, e a
escolha das constantes foi feita por tentativa e erro, até que se encontrassem
valores que estabilizassem o sistema. O algoritmo implementado apresenta, além do
controlador PI, a inicialização do conversor A/D de 10 bits, e a inicialização do
módulo PWM.
O algoritmo foi implementado de tal forma que são feitas 63 leituras de
tensão em 6,3 ms, e é dado um atraso de 50ms; sendo o período de amostragem de
56,3ms. É então calculado o valor médio das medidas, que serve como parâmetro
para os cálculos, assim qualquer ruído tem pequena influência na leitura do
conversor.
Um filtro RC com constante de tempo de 10ms foi implementado na entrada
do conversor A/D para filtrar ruídos de alta freqüência que pudessem interferir nas
44 medidas feitas pelo conversor, principalmente ruídos provenientes do chaveamento
dos indutores acoplados.
A componente de freqüência de 120Hz proveniente da rede elétrica
encontra-se presente na tensão de saída, mas é invisível ao conversor A/D, pois
para tal, a freqüência de amostragem deveria ser de no mínimo o dobro da
freqüência máxima a ser medida (teorema da amostragem), o que não acontece no
modelo implementado, onde a amostragem é feita em 17,76Hz.
4.2. O módulo de controle
O módulo de controle consiste basicamente no microcontrolador
PIC16F876A, que foi programado com um controlador PI para controle da tensão de
saída através da leitura vinda do optoacoplador e da referência de tensão (5V) que
está ligada nos pinos 4 e 5 do PIC,como pode ser visto na Figura 26. A saída é um
sinal PWM de freqüência de 50Khz e razão cíclica variável. Essa saída PWM
(CCP1-pino 13) manda o PWM para o módulo de acionamento (ou módulo de
gatilhamento).
Figura 26: Módulo de controle – Microcontrolador.
45 4.3. O módulo de leitura
A leitura de tensão de saída deve ser isolada, pois o circuito de acionamento
é alimentado pela rede elétrica, portanto foi escolhido um optoacoplador para fazer a
leitura da tensão de saída. O circuito do estágio de leitura da tensão de saída pode
ser visto na Figura 27, e consiste basicamente em um optoacoplador cujo transistor
está ligado em coletor-comum e sua saída ligada em um filtro RC que tem como
objetivo diminuir interferência do chaveamento na leitura de tensão.
O optoacoplador escolhido foi o TIL111 [10], da Fairchild Semiconductor, por
atender aos limites de corrente e tensão do projeto, e por estar disponível no
laboratório.
Pode-se observar que a resposta fornecida pelo optoacoplador é inversa à
tensão da carga, assim, uma tensão alta na carga gera uma resposta baixa do
módulo de leitura, essa inversão deve ser levada em consideração na programação
do microcontrolador.
(40V) Saída
R412k
2
1
0
10u 1
2
TIL1111k 21
R21k
2
1
5V
R6
3
2
1
Sinal (0-5V)
Tensão de
Figura 27: Módulo de leitura de tensão de saída.
O módulo é projetado para trabalhar na região de condução do transistor, e
o filtro RC passa-baixas que está ligado no coletor do transistor do TIL111, tem
freqüência de corte de 100Hz. Mais detalhes sobre essa configuração podem ser
vistos na folha de dados do fabricante do TIL111.
4.4. O módulo de acionamento O gatilhador IR2011 [11], da International Rectifier foi o escolhido para
desempenhar o papel de acionador do MOSFET. Isso porque esse elemento pode
dar cargas ou drenar correntes de até 1A do Gate do MOSFET, fazendo com que o
46 chaveamento seja mais rápido e diminuindo o tempo entre condução e corte do
MOSFET, aumentando assim seu rendimento.
A topologia empregada encontra-se na Figura 28. Essa topologia pode ser
encontrada na folha de dados do componente.
Figura 28: Circuito gatilhador IR2011 acionando o MOSFET.
47
5. Montagem e resultados práticos Após o dimensionamento, os módulos descritos no capítulo 4 foram
montados e testados separadamente. O mesmo foi feito para o conversor flyback
descrito em 2.2.1, onde foram construídos os indutores acoplados calculados na
seção 3.1.2.
Temos na Figura 29 abaixo uma fotografia da placa do projeto final,
contendo o conversor flyback e os módulos descritos no capítulo 4. Pode-se
observar a figura da superfície roteada da placa no Apêndice B .
Figura 29: Placa do projeto final.
Os testes consistiram de coleta dos principais gráficos de tensão e corrente
do circuito, além da tomada de dados sobre o rendimento do circuito.
A Figura 30 mostra a tensão e corrente na entrada da fonte para potencia
nominal e tensão de alimentação de 127Vrms. Nota-se a corrente e a tensão em
fase, o que proporciona um alto fator de potência.
48
Figura 30: Formas de onda de tensão (amarela) e corrente (rosa) de entrada para valor médio de 127Vrms de entrada.
Em seguida mediu-se a tensão entre dreno e fonte do MOSFET para o pior
caso, que é com tensão de entrada máxima e potência de carga nominal. A Figura
31 mostra tal forma de onda.
Figura 31: Tensão entre dreno e fonte do MOSFET no protótipo.
Pode-se notar que, como previsto através das simulações, a tensão entre
dreno e fonte no MOSFET atinge picos de aproximadamente 450V.
49
Também foi medida a tensão de saída, que apresentou a forma de onda da
Figura 32, na qual é possível notar um pequeno ripple, e tensão de saída estável em
40V, além de algum ruído de alta freqüência.
Figura 32: Tensão de saída do circuito principal de potência.
A forma de onda da tensão da saída secundária, que foi projetada para ser
de 12V, apresentou saída de 15V com forma de onda com as mesmas
características da Figura 32. Possíveis causas dessa discrepância entre a tensão de
saída projetada e a tensão de saída obtida no protótipo serão discutidas
posteriormente.
Na Figura 33 é possível observar o sinal de comando proveniente do
gatilhador, e que entra no gate do MOSFET, para tensão de alimentação da rede de
120Vrms.
50
Figura 33: Saída do gatilhador para acionamento do MOSFET.
Em seguida foram feitas medidas de rendimento. A Tabela 2 mostra dados
de entrada e saída, e o rendimento para algumas tensões de alimentação. Durante
os testes foi medida a TDH das formas de onda de tensão de entrada e foi
encontrada em todas as medidas uma TDH de 3,2%.
51
3,6
4,3
6,31
9,7
11,7TDH da corrente (%)
81,55436014
TDH da corrente (%)
TDH da corrente (%)
82,31148696
83,28575507
TDH da corrente (%)
83,33782328
TDH da corrente (%)
84,67514124
40,32
1,4669
58,4
1,4593
39,42
1,4887
59,95
39,7
1,4678
58,35
57,61
Fator de Potência: 0,975
Corrente de entrada(mA): 312 Corrente de saída(mA)
Potência de entrada(W): 70,64 Potência de Saída(W)
Tensão de Alimentação (Vrms): 232,5 Tensão de Saída(V):
Corrente de entrada(mA): 341,8 Corrente de saída(mA)
Potência de entrada(W): 70,95 Potência de Saída(W)
Fator de Potência: 0,981
Tensão de Alimentação (Vrms): 211,9 Tensão de Saída(V): 39,79
Fator de Potência: 0,992
Tensão de Alimentação (Vrms): 165,14 Tensão de Saída(V):
Corrente de entrada(mA): 427,1 Corrente de saída(mA)
Potência de entrada(W): 70,06 Potência de Saída(W)
Potência de entrada(W): 70,8 Potência de Saída(W)
Fator de Potência: 0,996
Tensão de Alimentação (Vrms): 140,01 Tensão de Saída(V):
Corrente de entrada(mA): 510 Corrente de saída(mA)
Corrente de saída(mA)
Potência de Saída(W)
Rendimento (%)
Corrente de entrada(mA):
Potência de entrada(W):
Tensão de Saída(V):
Saída40,67
1,5184
61,87
Fator de Potência:
Entrada
644,8
74,24
0,998
Tensão de Alimentação (Vrms): 114,94
Tabela 2: Testes de rendimento e fator de potência da entrada da fonte.
52
6. Conclusão
Nesse trabalho foram apresentados o projeto e a montagem de uma fonte
chaveada flyback isolada controlada por microcontrolador, trabalhando em regime de
condução descontínua, que tem como objetivo alimentar um amplificador de áudio
classe D.
No capítulo 2 foi feito um breve resumo da teoria de fontes chaveadas,
abordando as topologias mais conhecidas e suas características. Foi falado também
sobre o problema de perdas em fontes chaveadas, e como utilizar uma estrutura
simples para amenizar esse problema. O problema de picos de tensão no MOSFET
e no diodo de saída também foi comentado, com a apresentação de um circuito
grampeador que limita tais picos.
No capítulo 3 foi tratado inicialmente o projeto da fonte de potência, com os
cálculos das principais grandezas, escolhas dos componentes e projeto dos
indutores acoplados. A segunda parte do capítulo 3 trata das simulações do projeto
dimensionado em malha aberta, e a visualização das principais formas de onda nos
componentes.
O capítulo 4 tratou inicialmente da escolha do microcontrolador, de seu
funcionamento como módulo de controle, e dos módulos de leitura e acionamento.
O capítulo 5 traz detalhes da montagem e dos resultados práticos obtidos.
Pode-se observar que a corrente de entrada da fonte tem a mesma forma de onda
da tensão, o que permite afirmar que a inserção do filtro de corrente na entrada
surtiu o resultado esperado teoricamente e visto em simulação.
Os níveis de tensão entre dreno e fonte do MOSFET sempre foram aspectos
importantes para o dimensionamento e montagem do projeto, e na prática se
comportaram de acordo com o esperado em simulação. Percebe-se que o
grampeador atuou corretamente (Figura 31) evitando que picos de tensão superiores
a 500V ameaçassem a integridade do MOSFET.
A tensão da saída principal se comportou como o esperado, apresentando
um pequeno ripple, como dimensionado em 3.1.3, porém com um pequeno ruído
proveniente dos efeitos do chaveamento, o qual não foi possível ser removido.
53
A tensão na saída secundária, que deveria ser de 12V, apresentou tensão
de saída de 15V; isso se deve a possíveis não-uniformidades construtivas nos
indutores acoplados, que não apresentaram para esse enrolamento a indutância
equivalente esperada, e sim um pouco maior. Entretanto esse aumento na tensão
não influirá negativamente no amplificador classe D a ser alimentado, pois esse
suporta tensão de até 20V em sua alimentação.
A tensão de acionamento do MOSFET apresentou a forma de onda da
Figura 33, onde pode-se observar oscilações durante o processo de carga e
descarga da capacitância de entrada do MOSFET. Essas oscilações são devido à
ressonância entre a capacitância de entrada do MOSFET e indutâncias provenientes
das trilhas e das pernas do componente.
Por fim foram feitos testes de rendimento e fator de potência da entrada, os
quais estão descritos na Tabela 2. Os valores de rendimento do projeto ficaram
próximos aos valores esperados através da simulação, como visto na Figura 24,
apresentando pouca variação com o aumento da tensão de alimentação. O fator de
potência da entrada mostrou-se maior quanto menor a tensão de alimentação,
porém excursionou em valores entre 0,998 e 0,975, que são valores satisfatórios.
Os resultados foram satisfatórios, entretanto podem ser melhorados com alguns
estudos e implementações adicionais, que ficam como sugestão para trabalhos
futuros.
São eles:
• Estudo e implantação de snubbers não-dissipativo para reduzir a
dissipação de potência no MOSFET e melhorar o rendimento.
• Estudo de técnicas de confecção de indutores acoplados com o objetivo
de diminuir a dispersão entre enrolamentos, para diminuir picos de
tensão.
• Implementação de circuitos de gatilhamento com maior velocidade de
gatilho, para reduzir o tempo em que o MOSFET transita na região de
condução antes de saturar ou cortar.
• Melhoria no laço de controle de tensão, em todos os aspectos (hardware
e software).
54 Apêndice A : Programa de controle de tensão do microcontrolador em C #INCLUDE <16F876A.H> #DEVICE ADC=10 #USE DELAY(CLOCK=16000000) #FUSES HS,NOWDT,NOPUT,NOPROTECT,NOBROWNOUT,NOLVP INT16 VHH=511;// 512 EQUIVALE A 2,5V , REFERENCIA INT16 CONV = 0 ; //- VELOCIDADE MEDIDA UNSIGNED INT16 PWM = 10 ; ///=SAÍDA DO PI INT16 TMAX = 60 ; // ////// - VALOR MÁXIMO DA SAÍDA DO PI STATIC BOOLEAN LED ; INT16 MEDIA = 0; INT AUX = 0; UNSIGNED INT16 TEGRAL = 10; MAIN () { LONG INT VALOR; LONG INT CICLO=0; SETUP_TIMER_2 (T2_DIV_BY_1,80,1);//CONFIGURA O TIMER 2 PARA 50KHZ SETUP_CCP1 (CCP_PWM); // CONFIGURA CCP1 PARA MODO PWM SET_PWM1_DUTY ( 0); // CONFIGURA O CICLO ATIVO EM ZERO SETUP_ADC_PORTS (RA0_ANALOG); SETUP_ADC (ADC_CLOCK_INTERNAL); //ESCOLHER FREQUENCIA DO CONVERSOR A/D SET_ADC_CHANNEL(0); WHILE (TRUE){ CONV= READ_ADC(ADC_START_AND_READ) & 0X03FF ; //LE A TENSÃO DA SAÍDA MEDIA+=CONV; AUX++; IF (AUX==63) { //PISCA UM LED LED = !LED; OUTPUT_BIT (PIN_B0 , LED); AUX = 0; MEDIA=MEDIA/63; //MÉDIA DE 63 AMOSTRAS. IF (MEDIA < VHH ) { TEGRAL -= (VHH - MEDIA)/32; //KI IF (TEGRAL>60) TEGRAL=0; PWM=TEGRAL-(VHH - MEDIA)/64; //KP IF (PWM>60) PWM=0; } ELSE { TEGRAL += (MEDIA-VHH)/32; //KI IF (TEGRAL>60) TEGRAL=TMAX; PWM=TEGRAL+(MEDIA-VHH)/64; // KP IF (PWM>60) PWM=TMAX; } DELAY_MS(50); SET_PWM1_DUTY (PWM); } } // WHILE } //MAIN
55 Apêndice B : Imagem de roteamento gerada para confecção da placa final
A Figura 34 é uma imagem da placa roteada gerada a partir do circuito do
projeto final. Pode-se observar a disposição dos componentes, como por exemplo, o
pic, o gatilhador, o optoacoplador e os indutores acoplados.
É importante notar a presença de malhas de terra, que tem o objetivo de
diminuir o ruído proveniente de efeitos do chaveamento do MOSFET.
Figura 34: Imagem de roteamento do projeto final
56
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controle de energia, Faculdade de Engenharia Elétrica e de computação-
UNICAMP. Campinas – SP. 2004. Disponível:
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Dissertação (Mestrado em engenharia elétrica - Automação) – Programa de pós-
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correction in single-phase off-line power supply systems. 1 Ed. New York:
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Dissertação (Mestrado em engenharia elétrica) – Curso de pós graduação em
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57 8 MICROCHIP SEMICONDUCTORS. Datasheet do PIC16F876A [on line]. 2005.
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