inversor trifásico com indutor acoplado e capacitores
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Inversor Trifásico com indutor acoplado ecapacitores flutuantes utilizando modulaçãogeométrica descontínua para Sistemas de
Armazenamento de EnergiaAndré Pacheco Meurer
Universidade Federal de Santa MariaEmail: [email protected]
Humberto PinheiroUniversidade Federal de Santa Maria
Email:[email protected]
Fábio Ecke BisognoUniversidade Federal de Santa Maria
Email:[email protected]
Cassiano RechUniversidade Federal de Santa Maria
Email:[email protected]
André Miguel NicoliniUniversidade Federal de Santa Maria
Email:[email protected]
Resumo—Este trabalho apresenta um Sistema de Armazena-mento de Energia com inversor trifásico multinível de cinco níveiscom capacitores flutuantes, utilizando indutores acoplados emcada fase do inversor para dividir as correntes e consequente-mente o esforço nos semicondutores. A modulação utilizada foia geométrica descontínua, a qual produz uma tensão de linhacom baixa Distorção Harmônica Total, mantendo um númeroreduzido de comutações. Para o controle das malhas internas foiutilizado um controlador proporcional para equilibrar a correntemédia entre os braços do inversor e um controlador proporcionalpara regular a tensão nos capacitores flutuantes. Para o controlede potência foi utilizado o sistema bifásico em coordenadas dq,considerando aplicação no modo seguidor de rede. A conexãocom à rede em média tensão foi feita utilizado um transformadorestrela-delta aterrado. Os resultados de simulação apresentaramas principais formas de onda do inversor.
Keywords – Flying Capacitor, Interleaved, GeometricModulation, State Machine, Current control
I. INTRODUÇÃO
O interesse em Sistema de Armazenamento de Energia(SAE) tem aumentado nos últimos anos, devido a sua aplica-bilidade em redes de energia, podendo ser operado em fluxobidirecional [1]. Além disso, o uso de SAE no contexto demicrogrids é considerado necessário, especialmente ao reforçaro comportamento dinâmico, a contribuição para a transiçãode rede no modo conectado ao modo ilhado, e a melhoria deoperação durante faltas ou transitórios [2].
Nesse contexto, tem-se a crescente inserção de fontes re-nováveis, principalmente solar e eólica, compreendendo suanatureza intermitente de operação por depender de fatoresclimáticos não controláveis. Essas fontes podem gerar flutua-ções de tensão/potência na rede e essas condições tendem acomprometer a estabilidade, levando a graves problemas dequalidade de energia ou até mesmo apagões [3].
Articulando essas ideias, a integração da SAE com asfontes renováveis pode ser uma das soluções mais viáveis para
facilitar a penetração de energia [4]. Visto que fornece diversosbenefícios desde a geração, distribuição, para proprietáriosde fontes renováveis e consumidores, por meio de maiorconfiabilidade, qualidade de energia e redução geral dos custosrelacionados a energia [5].
Em sistemas que demandam elevadas correntes, tais comotransmissão e distribuição de energia, os SAE podem serutilizados para diversas aplicações. Como exemplo, tem-se odeslocamento de energia no tempo, suporte para transmissão eem serviços auxiliares para a rede, com os modos: seguidor derede, formador de rede, suporte de rede e regulação de tensão[6], [7].
Para a conexão da SAE com a rede, Inversores Multiníveismostraram-se atrativos com topologias como conversor componto neutro grampeado, conversor com capacitores flutuantese o conversor cascata multinível, principalmente para aplica-ções de baixa e média tensão [8], [9] e [10]. Além disso,em aplicações com elevadas correntes, inversor com indutoresacoplados são utilizados para dividir as correntes dos braços,resultando em um menor esforço nos interruptores e buscandocaracterísticas de confiabilidade, baixas taxas de distorçãoharmônica (THD) e filtros de saídas reduzidos. No entanto,um desafio relacionado ao inversor com indutor acoplado écontrolar as correntes circulantes entre os braços de cada fase.
Com base nisso, este artigo possui como objetivo utilizarum inversor multinível com capacitores flutuantes e indutoresacoplados para dividir a corrente de cada fase no inversor ezerando a corrente circulante entre os braços. Além disso, oinversor operará no modo seguidor de rede, injetando potênciaativa.
Para responder o objetivo proposto, o trabalho foi organi-zado nas seções: Seção II, apresenta os conceitos relativos aoSAE e os níveis de controle hierárquicos. Seção III, apresentaa modulação geométrica descontínua utilizando indutores aco-plados. Seção IV detalha o funcionamento da máquina de
estados. Seção V é apresentado os modos de operação e asestratégias de controle. E, as seções VI e VII que apresentamos resultados de simulação e conclusões.
II. SISTEMAS DE ARMAZENAMENTO DE ENERGIA
A figura 1 apresenta a arquitetura típica de um SAE ondetodo o gerenciamento de energia é feita por um controladorsupervisório, tipicamente denominado como Energy Manage-ment System (EMS) ou Sistema de Controle Supervisório [11][12].
Conectado ao EMS, está o sistema de conversão de energiaPower Converter System (PCS) o qual é responsável por fazera interface de gerenciamento de energia com a rede, forne-cendo/recebendo potência ativa ou reativa. Diversos converso-res multiníveis tem se mostrado relevantes para tal aplicaçãocomo, por exemplo, o conversor com ponto neutro centralgrampeado, o conversor multinível cascata e o conversor comcapacitores flutuantes.
Dispositivo deArmazenamento
Inversor 5 níveisInterleaved
BMS
EMS
Consumidor/Proprietário Mercados Rede
comunicaçãoFV
Diesel
Eólica
FontesGeradoras
Bateria deLithium
DMS
PCS
Sistema
Aplicação/Mercado
Set Points
Funções de Suporte para
Rede
Figura 1. Arquitetura típica de um SAE
Entre o Power Converter System (PCS) e os dispositivos dearmazenamento de energia, encontra-se o Device ManagementSystem (DMS) o qual é responsável pela operação segura dosistema de armazenamento de energia[11]. Para aplicações queutilizam baterias como elementos armazenadores, o DMS étambém conhecido como Battery Management System (BMS)o qual é responsável por monitorar e manter a segurança ea operação de carga e descarga das baterias, além disso, é oresponsável por estimar com precisão variáveis internas comoState of Charge (SoC) e State of Helth (SoH) [12].
No último nível, encontra-se o dispositivo de armazena-mento de Energia, o qual é responsável por absorver oufornecer energia, dependendo dos setpoints recebidos peloEMS. Diversas tecnologias de armazenamento tem sido de-senvolvidas, com uma forte tendência para baterias de lithium,devido a sua grande densidade energética, rápida capacidadede carga e pouca perdas energéticas, no entanto um grandedesafio ainda é que sua performance decai com o aumentoda temperatura de operação, e um circuito de proteção énecessário [13].
O nível superior do EMS é interligado através de uma redede comunicação com as três principais aplicações voltadaspara o SAE, Consumidores/proprietários, Mercados e a Redede distribuição. Com esta comunicação estabelecida, o EMSvai mandar e receber informações de referências através da umprotocolo de comunicação, bem como fazer o gerenciamentode todo o sistema de conversão de energia.
Para o funcionamento do EMS, o protocolo de comunicaçãoé imprescindível, para isso cada sistema deverá ser equipadocom uma interface de comunicação. Estruturas básicas decomunicação podem ser encontradas nas normas IEC61850-7-420 e MESA-ESS, esta ultima fornece uma estrutura padrãopara troca de dados em ESSs, bem como o perfil de funçõesbaseadas na norma IEEE 1815 (DNP3)[14], com funçõesavançadas em fontes de geração distribuída.
Quando os SAE são conectados juntamente com fontesgeradoras de energia (fotovoltáica, eólica, diesel,etc), esse devefornecer funções de suporte para a rede, em casos de variaçãode frequência, com o objetivo de reduzir potência ativa parasobre frequência e aumentar a potência ativa em casos de subfrequência e suporte de tensão, onde o SAE pode fornecerpotência ativa e reativa. Além disso, pode ser incorporadafunções dinâmicas de suporte para transientes de tensão vindosdas fontes geradoras voltage low and high right through entreoutros [11] e [15].
III. MODULAÇÃO GEOMÉTRICA DESCONTÍNUA
A figura 2 apresenta o inversor trifásico com capacitoresflutuantes e com barramento representado por um Rack debaterias de lithium, as quais foram baseadas nos dados dofabricante de baterias do modeleo LG Chem M48126P3b1[16]. O barramento é composto por 10 racks em paralelopara aumento da capacidade de energia, onde cada rack écomposto por 17 Modules de baterias conectados em série,com capacidade de 126 Ah. Cada module é composto por 28células de de lithium de 1.85 volts, totalizando uma Potênciatotal de 0.5 MW e uma capacidade de energia de 1 MWh.
De acordo com o State of Charge (SoC) cada célula delithium pode variar de 1,5-2,1 volts, variando a tensão decada module de 42-58,8 volts e consequentemente a tensãodo barramento de 714 até aproximativamente 1000 volts. Paraque se tenha uma operação de tensão segura das baterias, cadamodule possui seu prórpio BMS o qual mede a tensão decada célula e estima o SoC para uma operação segura de cadamodule.
O inversor é composto por dois braços em paralelo por fase,conectados em um indutor acoplado para que seja possíveldividir pela metade a corrente de cada fase. Além disso, cadabraço utiliza um capacitor flutuante para grampear a tensãonas chaves. Entre o indutor acoplado e rede, foi adicionadoum filtro LC passa-baixa com resistor de amortecimento Rx,e indutores e capacitores Lfx e Cfx respectivamente, onde xrepresenta as fases A, B e C.
Para desenvolver a modulação descontínua, serão represen-tadas as equações apenas para a fase A do inversor, a qualpode se estender para as fases B e C. A figura 3 apresenta
vCa1
S21A
vag1 vag2
S22A
S11A
S21A S22A
S12A
g
ia2
ia1
LacLfa
Cfa
Ra
Ca1 Ca2vCa2 vCb1
S21B
vbg1 vbg2
S22B
S11B
S21B S22B
S12B
ib2
ib1
Lfb
Cfb
Rb
Cb1 Cb2vCb2 vCc1
S21C
vcg1 vcg2
S22C
S11C
S21C S22C
S12C
ic2
ic1
Lfc
Cfc
Rc
Cc1 Cc2vCc2
LV MVY D
S12A S12B S12CS11A S11B S11C
vaeq vbeq vceq
M1,1
M2,1
M17,1
célulaModule
51.8v1.85v
c1
c2
c3c4
c28
rede
Lbc Lcc
10x Rack
Seccionadora
ia ib ic
Figura 2. Inversor trifásico Interleaved Flying Capacitor com indutor acoplado
o circuito representado pela tensão equivalente vaeq e pelatensão diferencial vda as quais podem ser escritas através daequação (1).
ia
vaeq
L /2A
vdA
LA
i -ia1 a2
(a) (b)
Figura 3. Circuito equivalente da fase A
[vaeqvda
]=
[1/2 1/21 −1
] [vag1vag2
](1)
[vag1vag2
]=
[1 1/21 −1
] [vaeqvda
](2)
Invertendo-se a matriz (1), dado que vaeq e vda são co-nhecidos, encontra-se a matriz que relaciona a tensão vag1 evag2 (2) . Para que o inversor opere dentro da região linear,as amplitudes das voltagens vaeq e vda devem ser limitadasdentro da capacidade de síntese de tensão do inversor, dessaforma assume-se que a tensão desejada em vaeq é de acordocom a equação (3) .
vaeq = van + vo (3)
Onde, van é a tensão senoidal referente a fase A quandoa ESS está gerando suas referências internas (modo formadorde rede) conforme (4). Quando a ESS for operar conectada arede (modo seguidor de rede), van será será substituída pelaação de controle do controlador de corrente iaref .
Além disso, foi incluída uma variável média vo (5) a qualé a média das tensões máximo e mínimo de van, vbn e vcn deacordo com (6) a qual serve para aumentar a tensão de saídasintetizada pelo inversor.
van = m sin(ωt) + 0.5 (4)
vo = (umin+umax)/2 (5)
umin = f max(−van,−vbn,−vcn)umax = f min(1− van, 1− vbn, 1− vcn)
(6)
A fim de obter os limites de operação dentro da regiãolinear, onde existe uma relação direta com as tensões demodulação e as tensões sintetizadas pelo inversor, dessa formaos seguintes limites devem ser respeitados (7).
0 ≤ vag1 ≤ 10 ≤ vag2 ≤ 1
(7)
Associando (2) e (7) as inequações apresentadas em (8) devemser satisfeitas.
−2 + 2vaeq ≤ vda ≤ 2− 2vaeq−2vaeq ≤ vda ≤ 2vaeq
(8)
Uma possível solução para a inequação (8) é usar a média dosvalores de vda, conforme equação (9).
max(−2+2vaeq,−2vaeq ≤ vda ≤ min(2−2vaeq, 2vaeq) (9)
Na implementação de cada braço referente a mesma fasedo inversor, foi utilizado a modulação phase shift com duasportadoras defasadas de 180 graus, gerando um cancelamentode harmônicos na frequência de chaveamento para a tensão defase sintetizada.
Dessa forma, a tensão vda deve ser selecionada no limiteinferior ou superior de (9), onde a energia dos harmônicos éconcentrada nos múltiplos da frequência da portadora e cujafase não depende dos sinais de modulação [17].
IV. MÁQUINA DE ESTADOS E DUPLA COMUTAÇÃO
Com objetivo de eliminar as componentes de baixa frequên-cia da corrente no capacitor flutuante e melhor distribuir ospulsos PWM ao longo do período da fundamental, é possívelalternar os valores de vda entre seus valores máximos emínimos através de uma máquina de estados, a qual estarepresentada na figura (4). Conforme o valor de vaeq passa de
1 2
43
UF
Região1 = v >0.5aeq
Região2 = v <0.5aeq
PM
UF,PM UF,PM
UF,PMUF,PM
Figura 4. Máquina de Estados
0.5 a máquina de estados troca de região, e consequentementemuda o estado de operação. Quando vaeq é maior que 0.5a troca de estados acontece sempre em underflow (UF) equando a tensão vaeq é menor que 0.5 a troca de estado ocorreem período match (PM). Dessa forma, os pulsos PWM sãodistribuídos ao longo de um período da fundamental.
No entanto, cada vez que ocorre uma troca de região,devido a atualização de vaeq estar acontecendo em UF porexemplo, ela vai atualizar somente no próximo PM, o que podeocasionar um pulso sem comutação na troca de setor em v1ag1,resultando em um desequilíbrio da tensão nos capacitoresnesse instante de tempo, conforme figura 5.
Para contornar esse problema, uma segunda atualização nodobro da frequência de amostragem é inserida. Dessa forma, oprimeiro pulso após a troca de região é habilitado a flagduplae uma comutação adicional no dobro da frequência força umacomutação adicional na troca de setor, mantendo o equilíbriona a tensão do barramento CC conforme figura 6.
0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05Time (s)
vaeq
setor1setor2setor1 setor2
v1ag1
vca1
vca2
Troca deSetor
Troca deSetor
Figura 5. Desequilíbrio de tensão nos capacitores em função da troca desetores
setor1setor1 setor2setor2
V1ag1
flagdupla
vca2
0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05Time (s)
vca1
Troca deSetor
Troca deSetor
Figura 6. Resultado da implementação da dupla comutação
V. MODOS DE OPERAÇÃO E ESTRATÉGIAS DE CONTROLE
O EMS possui diferentes níveis de controle, os quais sãodivididos em controle secundário e controle primário. Parao controle secundário, é incluído as decisões de mais altonível, as quais determinam o modo de operação do conversorbaseadas em fatores como SoC, lifetime vindos do BMS[18]e setpoints de custo de eletricidade, modos de carga, etc.
Os três modos mais comuns para o controle secundáriosão carregamento, descarregamento e standby [11]. Alémdesses modos de operação, o SAE tem incorporado funçõesavançadas de inversores conectados a rede, principalmentepara facilitar a penetração de fontes distribuídas de energia,tais como suporte de tensão, seguidor de rede e formador derede[15].
Para o nível primário inclui-se o controle do PCS, o qualgera os sinais PWM para o acionamento dos interruptores,conforme as referências de tensão e corrente [19]. Pode sedesatar os principais objetivos: controle de carga, controle detensão e controle de corrente [11].
A. Controle Secundário
Neste trabalho o SAE está configurado para operar no modoseguidor de rede, onde o objetivo é drenar energia das bateriaspara a rede, para isso é necessário sincronizar o ângulo datensão rede com a corrente que será injetada.
A fim de que essa sincronia aconteça, é utilizado o algoritmode (Phase Locked Loop) PLL representado pelo diagrama deblocos da figura 7. Onde as tensões das rede van, vbn e vcnsão transformadas de abc para αβ, e após é estimado o ânguloθPLL através de um controlador proporcional integral (PI).
Junto com o controlador é adicionado uma ação feedforward (ωref ), para facilitar na convergência da estimaçãodo ângulo θPLL, e assim calcular os eixos direto vd e dequadratura vq .
Após estimado o ângulo da tensão da rede θPLL, é feitoo controle de corrente em coordenadas dq utilizando doiscontroladores PI. Onde a referência vqref é setada para zerocom o objetivo do ângulo da corrente estar em fase com oângulo da tensão da rede.
Para a referência vdref , a qual representa a amplitude dacorrente injetada em cada fase na rede, é setada de acordo com
van
vbn
vcn
abc
ab
va
vb
ab
dq
vd
vqPI
refw
estw1/s
PLLq
ianibnicn
abc
ab
ab
dq
id
iqPI
PLLq
dq
ab
ab
abc
idref
MGD
iqref
PI
iaref ibref icref
ud
uq
ia ia
ib ib
PLLq
vqref
PWM
Figura 7. Diagrama de Blocos de Controle
a disponibilidade de energia armazenada na ESS, respeitandoos limites do SoC. Após gerada as ações de controle ud euq é realizada as transformações para αβ e abc para gerar ossinais de controle iaref , ibref e icref os quais são utilizadosna MGD para gerar os sinais PWM.
B. Controle Primário
Para controlar a corrente circulante entre os braços de cadafase do inversor e a tensão dos capacitores flutuantes, foramutilizado dois controladores proporcionais Kpi e kpv, os quaisforam adicionadas nas ações de controle ui e uv juntamentecom as tensões sintetizadas vagx conforme [17], [20].
Para o controlador de corrente (10) foi medido o erro decorrente εi o qual é a diferença entre as correntes entre osbraços (ia1 - ia2), enquanto que para o controlador de tensão(11) foi medido o erro εv entre a tensão de referência dobarramento CC a qual a qual depende do SoC das baterias,e a tensão instantânea medida nos capacitores flutuantes,multiplicado pela polaridade do sinal da corrente de carga [17].
Dessa forma os sinais modulantes aplicados nos braços dafase a do inversor estão representados pela equação (12) epodem ser estendidos para as demais fases.
ui = Kpiεi (10)
uv = sign(Ia)Kpvεv (11)
vag1 = vageq + 0.5ui + uvvag2 = vageq − 0.5ui − uv
(12)
VI. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO
Os resultados de simulação foram obtidos através do soft-ware PSIM, as malhas de controle e os sinais modulantesforam implementados em tempo discreto com frequência dechaveamento e amostragem de 10 kHz, capacitores de barra-mento de 3 mF e tensão de barramento total de 1000 vcc. Afigura 8 apresenta os resultados obtidos para as tensões vag1e vag2 referentes aos dois braços da fase A, geradas por duasportadoras triangulares defasadas de 180 graus. O segundoresultado representa a soma das tensões de cada braço, gerandouma tensão de fase de cinco níveis vaeq . O último resultadoapresenta a diferença das correntes ia1 e ia2 que percorrem os
0200400600800
1000
vag1
0200400600800
1000
vag2
0200400600800
1000vaeq
0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1Tempo (s)
0-5
-10-15
51015
i -ia1 a2
Figura 8. Tensão do braço A1 e A2 e tensão equivalente de fase
0-50
-100
50100 iaibic
490495500505510 vca1
vca2
480
500
520
vcb1
vcb2
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05Tempo (s)
440
480
520
560 vcc1
vcc2
Figura 9. Correntes de Linha e Tensão nos Capacitores Flutuantes
braços da fase A, onde percebe-se que a corrente circulantemédia é igual a zero.
A figura 9 apresenta as correntes de fase do inversor eas tensões dos capacitores flutuantes partindo desequilibradasda referência de 500 volts. Para a fase A tensão inicial doscapacitores é de 495 e 505 vcc, para a fase B de 480 e 520vcc e para a fase C de 450 e 550 vcc.
Por fim, a figura 10 apresenta um degrau 1000A para 1500Ana referência de corrente id, no instante de tempo de 0.1segundos, onde percebe-se que a amplitude das correntes linhaia, ib e ic convergem rapidamente para a nova referência. Oúltimo gráfico apresenta a corrente ia juntamente com a tensãoda rede va, corroborando o algoritmo de PLL.
0K-0.5K-1K
-1.5K
0.5K1K
ib ic
0-500
50010001500 id
iq
0.5K1K
1.5K ia
ia1.5K
0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2Tempo (s)
0K-0.5K-1K
-1.5K
va
Figura 10. Controle de Corrente
VII. CONCLUSÕES
Este trabalho apresentou um inversor multinível com indu-tores acoplados e capacitores flutuantes operando com barra-mento CC fornecido por módulos de baterias de Li-Ion. Osresultados de simulação corroboraram o desenvolvimento damáquina de estados, a qual possibilitou uma melhor regulagemda tensão nos capacitores, juntamente com as malhas internasde corrente e tensão, as quais regularam a corrente médianos braços dos indutores acoplados e a tensão dos capacitoresflutuantes. Além disso, foi apresentado o controle de potênciautilizando coordenadas dq no modo seguidor de rede.
AGRADECIMENTOS
O presente trabalho foi realizado com apoio da Coorde-nação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior –Brasil (CAPES/PROEX) – Código de Financiamento 001 edo Instituto Nacional de Ciência e Tecnologia em GeraçãoDistribuída (INCT-GD) - CNPq processo no. 465640/2014-1, 423405/2018-7, 425155/2018-8, 308776/2018-6; CAPES23038.000776/2017-54 e FAPERGS 17/2551-0000517-1; eCNPQ 315101/2018-0.
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