“diseño de un sensor de potencia para radio frecuencia” · en este capítulo aparecerán los...
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“Diseño de un sensor de potencia para
Radio Frecuencia”
Por:
Lic. Oscar Addiel Seseña Osorio.
Tesis sometida como requisito parcial para obtener el
grado de:
Maestro en Ciencias en la especialidad de Electrónica
en el Instituto Nacional de Astrofísica, Óptica y
Electrónica.
Julio 2011 Tonantzintla, Puebla
Supervisada por:
Dr. Roberto S. Murphy Arteaga Investigador titular del INAOE
©INAOE 2011
Derechos Reservados
El autor otorga al INAOE el permiso de
reproducir y distribuir copias de esta tesis en su
totalidad o en partes.
I
Dedicatoria
A mis padres Jorge y Zeferina
y
A mi hermano Jorge Alberto
II
Agradecimientos Al Dr. Roberto S. Murphy Arteaga por apoyarme aún conociendo de su agenda
apretada debido a sus responsabilidades en Formación Académica, le agradezco su tiempo, toda su paciencia y su apreciada guía para elaborar este trabajo de investigación.
Al INAOE que me albergó en sus instalaciones para seguir estudiando con comodidades envidiables.
A CONACYT por la beca que me otorgo como apoyo parcial a este trabajo de investigación a través de los proyectos CONACyT 83774-Y y FORDECyT 115976.
A mi mamá Zeferina por demostrarme todo su amor, por apoyarme y no
dejarme abdicar en los peores momentos. A mi papá Jorge qué me ha enseñado que con trabajo, compromiso en la vida y
a la familia se puede realizar todos nuestros sueños. A mi hermano que es un modelo a seguir en la lucha y perseverancia, cuando
acudíamos a la primaria. En la universidad con su ejemplo de que la lucha se tiene que hacer todos los días, que los desvelos y la responsabilidad son cotidianos. Gracias por las palabras de aliento durante la maestría.
A mi familia en especial a mi tía Fran, que con su apoyo moral y económico este
proyecto de mi vida no lo habría concluido. A mis tíos Fidel y Heracleo por ser una motivación de seguir esforzándome con
mis estudios, agradezco sus consejos además ser un ejemplo de luchar para alcanzar los objetivos que nos proponemos.
Y a Ma.M.B.G.(NIÑA HERMOSA) por acompañarme casi al final de este
proyecto que me habría encantado compartirlo en este año y que durante el tiempo de la maestría me brindaste tu tiempo, cariño, comprensión y amor.
A Daniela Díaz que me brindo su tiempo, comprensión, palabras alentadoras
cuando las necesitaba, gracias a este trabajo pudimos fortalecer nuestra amistad. Además agradezco todos los consejos y ayuda en los temas relacionados.
A mis amigos Cesar Calleja, Miriam Cruz, Miguel Tlaxcalteco, Arturo Hernández, y a mis compañero de generación por su compañerismo, apoyo y convivencias compartidas.
III
Al jurado formado por el Dr. Ignacio Zaldivar, Dr. Reydezel Torres, Dr. Wilfrido Calleja, Dr. Roberto Murphy por sus observaciones y recomendaciones muy valiosas.
Resumen Este trabajo de investigación presenta el diseño de un sensor de potencia para
Radio Frecuencia (RF) utilizando componentes MicroElectroMecánicos (MEMs). Los sensores son utilizados en muchos ámbitos de la vida con la finalidad de
interpretar los fenómenos físicos a señales eléctricas, los sensores de potencia son aquellos que determinan la magnitud de energía que tiene una señal eléctrica.
La presencia de los sensores de potencia en su mayoría son terminales esto significa que la señal eléctrica es disipada, esto ha motivado a la investigación de otro tipo de sensor de potencia no-terminal, el sensor de potencia through (no–terminal); es aquel qué en el proceso de medición no disipa la señal eléctrica.
El crecimiento en la investigación de MEMs ha mostrado diversas
características como bajo consumo de energía, alta sensibilidad, alta integración en chip con dimensiones de escalas micrométricas, por mencionar algunos. En las áreas de electrónica, óptica, medicina, industria, entre otras. En la rama de comunicaciones en electrónica se han investigado filtros, conmutadores, capacitores, entre otros, de los cuales destacan con una respuesta más rápida comparado con los sistemas macro, siendo ésta la razón para el desarrollo de dispositivos para los sistemas de comunicación.
Los sistemas de comunicación han detonado un gran desarrollo en muchas
áreas de la investigación, éstos sistemas nos brinda comodidad: movilidad, rapidez, uso eficiente de energía, por mencionar algunos. Para tener un uso eficaz de la energía es imprescindible tener un sensor de potencia que monitoreé su intensidad.
Este trabajo de investigación presenta la utilización de un conmutador como
parte del sensor de potencia. En esta tesis se presentan los diferentes componentes que conforma el sensor de potencia que son: un conmutador RF MEMs y una guía de onda.
IV
El diseñó de la guía de onda coplanar se realizó a una impedancia de 50Ω para
obtener un buen acoplamiento, el conmutador consta de una membrana que es suspendida por una red de resortes. Además se realizó una compensación en impedancia debido a la combinación de ambos obteniendo una mejora en el desempeño.
El diseño incluye consideraciones o reglas de diseño para el proceso de fabricación SUMMiT V de los Laboratorios Nacionales de Sandia en los Estados Unidos, siendo compatible para la fabricación de circuitos integrados CMOS (CI CMOS).
Los valores obtenidos en simulación son de S21= –1.0dB y S11= –18dB hasta
una frecuencia de 10GHz
Objetivos El diseño de un sensor de potencia para RF que sea un dispositivo no-terminal
de forma que no disipe la señal eléctrica RF. Que el diseño tenga compatibilidad con los procesos de fabricación estándar de
CI CMOS.
Justificación Los Sistemas Micro-Electro-Mecánicos (MEMs) han experimentado un
crecimiento en Radio Frecuencia (RF) en electrónica. En esta rama de comunicaciones se han desarrollado componentes como: filtros con un ancho de banda muy angosta, inductores, entre otros, todos ellos con integración a CI CMOS. Son dispositivo que consumen poca energía y su producción son de forma masiva y con ello se reducen los costos de manufactura.
La medición de la potencia es de gran relevancia, ya que se pueden utilizar en
sistemas de protección, control de ganancia, sistemas de radar u otras aplicaciones como inalámbricas en donde es necesaria la eficiencia en consumo de energía.
V
En este proyecto de investigación se diseñó un sensor de potencia para RF
como un dispositivo no–terminal, el sensor tipo a-través (through) utiliza componentes MEMs. Además el sensor de potencia tiene la compatibilidad para un proceso de fabricación estándar de CI.
Motivación. Los sensores de potencia son un dispositivo para monitorear la magnitud de
energía de una señal, los sistemas de comunicación pueden trabajar en rangos de potencia muy bajos. Así el ahorro de energía es vital como en sistemas de comunicación móviles, en los que se puede prolonga el uso de la batería.
Este trabajo de tesis contribuye ha un dispositivo eficiente en energía ya que no
convierte la energía eléctrica a calorífica. Además de poder disminuir el costo de producción del dispositivo, ya que es compatible para un proceso de fabricación estándar CI CMOS de manera que no se requiere modificar el proceso de fabricación.
Las motivaciones en resumen son: consumo eficiente de energía,
compatibilidad en proceso de fabricación, incremento del ancho de banda, incremento en la sensibilidad y medición de la potencia de una señal eléctrica sin alterar a la señal original.
Organización La presente tesis está organizada en 5 capítulos. En el capítulo 1 se detalla el
uso y tipos de sensores de potencia. En el capítulo 2 se presentan las herramientas matemáticas usadas para el diseño de los componentes que conforman al sensor, así como una descripción del proceso de fabricación. El capítulo 3 describe el patrón geométrico y las características. Las simulaciones se encuentran en el capítulo 4. El capítulo final presenta las conclusiones y contribuciones obtenidas de este trabajo.
VI
Contenido
Dedicatoria............................................................................................................................I
Resumen............................................................................................................................ III
Objetivos.............................................................................................................................IV
Justificación.......................................................................................................................IV
Motivación........................................................................................................................... V
Organización....................................................................................................................... V
Contenido ...........................................................................................................................VI
Capítulo 1 Introducción................................................................................................. 1
1.1 Introducción ................................................................................................................... 1
1.2 Sensor.............................................................................................................................. 1
1.3 Necesidades de los sensores de potencia RF ................................................................ 5 1.3.1 Aplicaciones de microondas ............................................................................................................7
1.4 Tipos de sensores de potencia RF............................................................................... 12 1.4.1 Sensores de potencia disipativos ..............................................................................................16
1.4.1.1 Termoresistor (Termistor): .............................................................................................17 1.4.1.2 Termoacoplador (Termopar): .........................................................................................19 1.4.1.3 Diodo: .............................................................................................................................22
1.4.2 Sensores de potencia con línea-a través (Through)..................................................................26
1.5 Publicaciones de sensores through .................................................................................... 31
1.6 Propuesta del sensor de potencia para RF through.................................................. 37
VII
Capítulo 2 Marco Teórico............................................................................................ 41
2.1 Componentes del sensor de potencia RF ................................................................... 41 2.1.1 Análisis matemático .................................................................................................................41
2.1.1.1 Descripción .....................................................................................................................41 2.1.1.2 Membrana RF MEMs y Guía de Onda Coplanar ( CPW ).............................................43
2.1.1.2.1 Capacitancia de placas paralelas................................................................................45 2.1.1.3 Guía de onda coplanar (“CPW” – CoPlanar Waveguide) ..............................................47
2.1.1.3.1 Estructura de una guía de onda coplanar convencional.............................................48 2.1.1.3.2 Ecuaciones de una CPW ............................................................................................49
2.1.2 Comportamiento mecánico de red de resortes...............................................................................53 2.1.2.1 Estrés...............................................................................................................................53 2.1.2.2 Módulo de Young ...........................................................................................................54 2.1.2.3 Coeficiente de Poisson....................................................................................................54 2.1.2.4 Vigas ...............................................................................................................................54
2.1.2.4.1 Combinación en resortes............................................................................................57 2.1.3 Inclusión de discontinuidades en CPW y Compensación RF ..................................................60
2.2 Proceso de fabricación................................................................................................. 62
Capítulo 3 Diseño......................................................................................................... 64
3.1 Patrón geométrico del sensor de potencia RF ........................................................... 64 3.1.1 Resortes ....................................................................................................................................64 3.1.2 Membrana suspendida..............................................................................................................68 3.1.3 Cambio de impedancia .............................................................................................................69
3.2 Características esperadas............................................................................................ 70
3.3 Resumen de dimensiones............................................................................................. 73
3.4 Patrón geométrico con pads de medición .................................................................. 75 3.4.1 Perfil del proceso......................................................................................................................78
VIII
Capítulo 4 Simulación ................................................................................................. 80
4.1 Simulación de desplazamiento. ................................................................................... 80
4.2 Capacitancia................................................................................................................. 85
4.3 Simulaciones de parámetros eléctricos o parámetros S ........................................... 86
4.4 Discusión de los resultados.......................................................................................... 91
Capítulo 5 Conclusiones y Trabajo a futuro............................................................... 94
5.1 Conclusiones................................................................................................................. 94
5.2 Trabajo a futuro .......................................................................................................... 97
Referencias......................................................................................................................... 98
Apéndice A: Reglas de Diseño……………………………………………………......102 Apéndice B: Patrón Geométrico de PAD……………………………………………135
1
Capítulo 1 Introducción
1.1 Introducción
Actualmente los sistemas de comunicación son parte importante en nuestra vida
cotidiana, que van desde la radio, televisión, teléfonos móviles, redes de computadoras etcétera; donde las aplicaciones de los sistemas de comunicación son interminables, a través de éstos se puede transmitir información como: voz, video y datos.
Un ejemplo de éstos son: sistemas de comunicación terrestre, el cual es
imprescindible un sensor para poder monitorear la intensidad de la señal eléctrica recibida.
En este capítulo aparecerán los distintos tipos de sensores, además de la
motivación para el desarrollo de la presente tesis.
1.2 Sensor
Un sensor es un dispositivo que provee de un interfaz entre el mundo real y el
equipo electrónico, los sensores convierten lo no eléctrico como magnitudes de fenómenos Físicos y/o Químicos a variables de instrumentación por ejemplo: temperatura, intensidad lumínica, distancia, aceleración, inclinación, desplazamiento, presión, fuerza, torsión, humedad, pH, etc.
Trasladando esto al sentido humano, se podría decir que se tiene el concepto
de: oír, ver, gusto, en un equipo electrónico Tabla 1.1.
_______________________________________________________ Tabla 1.1) Formas de energías detectadas por sensores artificiales haciendo una relación
con los sentidos humanos.
2
Forma de energía
Química
Mecánica
Radiante
Térmica
Sentidos humanos
Gusto y olfato
Oído y tacto
Vista y tacto
Tacto
_______________________________________________________ El progreso tecnológico permite que los sensores se fabriquen cada vez más
pequeños, a escala microscópica, a éstos se les llama microsensores, ya que muchos de ellos emplean la tecnología para realizar Sistemas Micromáquinados (MEMs). En la mayoría de los casos, un microsensor alcanza velocidades más altas y una mayor sensibilidad en comparación con los enfoques macroscópicos.
Los microsensores han encontrando innumerables aplicaciones por ejemplo:
como monitores en la industria, automatización industrial, en la industria automotriz, transportación, telecomunicaciones, computación, robótica, monitorización climática, el cuidado de la salud, la agricultura, en otras palabras, en casi todas las esferas de la vida.
La clasificación de los sensores puede ser simple o muy compleja; una buena
manera para su clasificación es considerar todas las propiedades como, qué se va a medir (estímulo), qué especificaciones tiene, qué fenómenos físicos, qué mecanismos de conversión utiliza, etc.
Las Tablas 1.2 a 1.6 presentan las diversas características que se pueden
tomar en cuenta durante el diseño de un sensor en diversas aplicaciones.
_______________________________________________________ Tabla 1.2) Especificaciones.
• Sensibilidad
• Estabilidad
• Exactitud
• Velocidad de respuesta
• Características de traslape
• Histéresis
• Tiempo de vida útil
• Costo, tamaño, peso
• Rango de estimulo
• Resolución
• Selectividad
• Condiciones ambientales
• Linealidad
• Formato de resultado
• Otros.
3
_______________________________________________________
Tabla 1.3) Medios de la detección usados en sensor.
• Biológico
• Químico
• Eléctrico, Magnético o Ondas
Electromagnéticas
• Calor, Temperatura
• Desplazamiento Mecánico o Movimiento
• Radioactividad, Radiación
• Etc.
_______________________________________________________
Tabla 1.4) Campo de Aplicación.
• Agricultura
• Ingeniería Civil, Construcción
• Distribución, Finanzas
• Energía, Potencia
• Salud, Medicina
• Fabricación
• Militar
• Mediciones Científicas
• Transportación
• Automotriz
• Electrodomésticos
• Medioambiente, Meteorología, Seguridad
• Información, Telecomunicaciones
• Marina
• Recrearon, Juguetes
• Espacio
• Otros.
_______________________________________________________
Tabla 1.5) Fenómeno de conversión.
Físico Termoeléctrico
Fotoeléctrico
Fotomagnético
Magnetoeléctrico
Electromagnético
Termoelástico
Termomagnético
Electroelástico
Otros.
Químico: Transformación química
Transformación física
Procesos electroquímicos
Espectroscopia
Otros.
Biológico: Transformación bioquímica
Transformación física
Efectos en organismos de prueba
Otros.
4
_______________________________________________________ Tabla 1.6) Estímulos.
Acústico Amplitud de onda, fase
Espectro
Velocidad de fase
Otros.
Biológico Biomas (tipo, concentración)
Otros.
Químico Componentes
Otros.
Eléctrico Carga, Corriente
Voltaje
Campo eléctrico (amplitud,
fase)
Conductividad
Otros.
Magnético Campo magnético (fase,
amplitud)
Conductividad
Permitividad
Óptico Amplitud de onda, fase
Velocidad de onda
Índice de refracción
Otros.
Mecánico Posición
Aceleración
Fuerza
Estrés, Presión
Tensión
Densidad de masa
Momento, Troqué
Otros.
Radioactivo Energía
Intensidad
Otros.
Térmico Temperatura
Flujo
Conductividad térmica
Otros.
Las características fundamentales de este trabajo son para un sensor de
potencia RF, concretamente es: Estimulo: Onda electromagnética. Especificaciones: Detección de potencia de una señal RF Fenómeno de conversión: Electromecánico. Fenómeno de detección Capacitancia variable. Campo de aplicación Comunicaciones. Requerimientos: Compatibilidad con un proceso de
fabricación de CI estándar.
5
1.3 Necesidades de los sensores de potencia RF
Las señales eléctricas se generan fundamentalmente por dispositivos
semiconductores que permiten la emisión de potencia. Para la detección de la magnitud eléctrica una herramienta clave es el medidor de potencia Figura 1.9. Dentro del medidor está un sensor y la elección de éste dependerá para que aplicación es utilizado.
Los sensores de potencia son muy importantes para los sistemas electrónicos,
debido a que éstos funcionan mediante voltajes y corrientes, recordando que la potencia tiene la relación entre ambos términos Ecuación 1.1.
P V I= • . . . . . . . . . 1.1
Algunos dispositivos electrónicos funcionan de mejor manera con corriente que
con voltaje o viceversa. La utilidad de los sensores de potencia son para determinar si el dispositivo electrónico cuenta con la energía suficiente para funcionar apropiadamente; en caso contrario éste no funcionará o entregará resultados inadecuados.
Los sensores de potencia se sitúan en el trayecto de un sistema de
comunicación, los sistemas de comunicación son alámbricos o inalámbricos, ocasionalmente la utilización de sistemas alámbricos es inadecuado debido a la falta de canal y a su vez al elevando costo o la dificultad de la instalación del canal de comunicación como: guías de onda, fibra óptica, etcétera.
Una buena solución, es el uso de sistemas inalámbricos, es en donde se detona la posibilidad de tener locaciones aisladas o lejanas como son: sistemas de comunicación de microondas terrestres o sistemas de comunicación satelital.
Los sistemas de comunicación se tienen que ajustar a un ancho de banda y a
una frecuencia de operación, ya que el espectro electromagnético esta dividido Figura 1.1, para no interferir una aplicación con otra. Ya que se tienen regulaciones para el uso del espectro electromagnético, siendo éste que está dividido como se observa en la Figura 1.1 con esto se evita que se tengan interferencias en diferentes aplicaciones.
6
3x10 5
10 3 10 2 10 1 10 -1 10 -2 10 -3 10 -4 10 -5 10 -6 10 -7
3x10 6 3x10 7 3x10 8 3x10 9 3x10 10 3x10 11 3x10 12 3x10 133x10 14 3x10 15
Onda
s d
e ra
dio
AM
Onda
s Cor
tas d
e ra
dio
TV FM
Micr
oond
as
Infra
rrojo
Lejan
o
Infra
rrojo
Luz V
isible
Larg
as
Longuitud de Onda (m)
Frecuencia (Hz)
Figura 1.1) Espectro electromagnético [1].
7
1.3.1 Aplicaciones de microondas
Comunicación CalentamientoIndustria y Biomedicina
Aplicaciones de microondas
Terrestre
Satelital
Radar
Militar
Sensado remoto
Vehículos espaciales
Paqueteria de envio
Avión de navegacion
Control de trafico aereo
Civil
3C
Guerras
Guía de armamento
Navegación
Vigilancia
Procesos de control
Imagen
Monitoreo
Aumento de la temperatura
Tratamiemto de desperdicio nuclear
Tratamiento con polimero para la elastisidad
Curaciones
Secado
Industria
Casa
Figura 1.2) Algunas aplicaciones de microondas [2].
Sistemas de comunicaciones de microondas: Los sistemas de comunicación terrestres usan dos estaciones de servicio
(Emisor-Receptor) ubicados en la línea de vista (trayectoria directa) Figura 1.3.
Trayectoria Directa
Trayectoria Reflejada
Figura 1.3) Trayectorias posibles de dos estaciones base.
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Las antenas de microondas se colocan a una altura considerable sobre el nivel de piso evitando obstáculos y así poder conseguir mayores distancias. El costo del sistema depende principalmente de la potencia y la frecuencia de operación.
Las Sub-bandas del espectro electromagnético en sistemas de microondas
Tabla 1.7 se encuentran alrededor de los 10–26 GHz, que son capaces de conectar dos sitios de hasta 24 kilómetros de distancia. Los equipos que operan en frecuencias entre 2-8GHz, puede transmitir a una distancia de separación entre 30 y 45 kilómetros. Dependiendo de factores como: clima, terreno, cuerpos de agua, etcétera ya que ocasionarían atenuaciones o múltiples reflexiones.
_______________________________________________________
Tabla 1.7) Sub-bandas que dividen el espectro electromagnético.
AM 535 – 1605KHz
Ondas Cortas de
Radio
3 – 30MHz
FM 88 – 108MHz
US Telefonía
Celular
824 – 894MHz
GSM en Europa 880 – 960MHz
GPS 1575.42MHz
1227.60MHz
US UWB 3.1– 10.6GHz
US banda DBS 11.7 – 12.5GHz
Banda L 1 – 2GHz
Banda S 2 – 4GHz
Banda C 4 – 8GHz
Banda X 8 – 12GHz
Banda Ku 12 – 18GHz
Banda K 18 – 26GHz
Banda Ks 26 – 40GHz
Banda U 40 – 60GHz
Banda V 50 – 75GHz
Banda E 60 – 90GHz
Banda W 75 – 110GHz
Banda F 90 – 140GHz
Sistemas de comunicación por satélite: El objetivo de utilizar satélites es para poder comunicarse a una mayor
distancia, debido a la curvatura del planeta es imposible tener una línea de vista, y la utilización de repetidoras es muy complejo y costoso. El satélite captura el campo electromagnético y la retransmite hacia la tierra modulada en frecuencia como un enlace de bajada, esta frecuencia suele estar 2 – 10GHz debido a que los efectos naturales se ven disminuidos Tabla 1.8.
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_______________________________________________________ Tabla 1.8) Bandas de frecuencias utilizadas para las comunicaciones por satélite [3].
Bandas Rango de Frecuencias Servicios Principales Usos
VHF 30 – 300MHz Fijo Telemetría
UHF 300 – 1000MHz Móvil Navegación, Militar
L 1 – 2GHz Móvil Emisión de audio, radiolocalización
S 2 – 4GHz Móvil Navegación
C 4 – 8GHz Fijo Voz, datos, imágenes, TV
X 8 – 12GHz Fijo Militar
Ku 12 – 18GHz Fijo Voz, datos, imágenes, TV
K 18 – 26GHz Fijo TV, comunicación satélital
Ka 26 – 40GHz Fijo TV, comunicación satélital
Sistemas de radar: Hay varios tipos de radares trabajando en la banda “X”, podemos encontrar
radares de onda continua, discreto (pulsos), de polo único o de polo doble. El radar en banda “X” tiene diferentes modalidades en su uso, como por ejemplo: radar de uso civil, militar, instituciones gubernamentales, aplicaciones en sistemas meteorológicos, en el control de tráfico aéreo, para la defensa militar, etcétera, estos tipos de radares son altamente sensibles.
Para el servicio meteorológico son de gran utilidad debido a que pueden
detectar la intensidad de la tormenta; La banda en que trabaja es relativamente alta, siendo que la longitud de onda es relativamente corta, así permitiendo tener una resolución considerablemente alta al momento de la proyección de imagen en el radar.
También son utilizados para la detección de objetos remotos, como un tipo de
radar para la detección de velocidad, otra característica de los detectores de radar es que rastrean las frecuencias que se utilizan, así se pueden dar aviso cuando ésta es detectada y además de superar un umbral de potencia (ejemplo: utilizado por automovilistas que viajan a velocidades altas con el fin de no ser multados).
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Sistemas de comunicación personal. Cuando un equipo celular se aleja de una torre de servicio la intensidad de la
señal disminuye con respecto a la separación, para poder tener una comunicación continua es necesario otra torre de servicio más próxima para que retome el servicio de comunicación Figura 1.4 esto se logra midiendo el nivel de potencia del sistema móvil y el procesamiento de datos del mismo. Algunas redes de telefonía celular usan bajas frecuencias de microondas.
Figura 1.4) Torres de servicio proporcionando comunicación a teléfonos móviles [4].
Los protocolos inalámbricos LAN (Local Area Network) , tales como Bluetooth y
de Wi-Fi IEEE 802.11g y b que también usan microondas, en la banda ISM (Industrial Scientific and Medical) usa un rango de los 5GHz en el protocolo de comunicación IEEE 802.
La televisión por cable y el acceso a Internet vía cable coaxial usan algunas de las más bajas frecuencias de microondas Tabla 1.8.
Radioaficionado: En muchos países, se reserva el segmento 10 a 10.50GHz. Otros sistemas. Un equipo de los más conocidos es el horno de microondas, que usa un
magnetrón para producir ondas a una frecuencia de aproximadamente 2.45GHz.
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En la industria armamentista, ha desarrollado prototipos de armas que utilizan la
tecnología de microondas para la incapacitación momentánea de diferentes enemigos en un radio limitado.
La utilización a diario de equipos electrónicos hace no descubrir que equipos
usan sensores de potencia: La automatización de apertura/cierre de puertas de estacionamiento, apertura y cierre de persianas Figura 1.5, encendido de luces, los cuales éstos son por medio de transmisores y receptores RF.
Figura 1.5) Sistema inalámbrico para el control de persianas [5].
Otros sistemas son los equipos de seguridad que colocan cámaras
inalámbricas: en escuelas, laboratorios, bóvedas, bodegas, etcétera. También pueden ser utilizados para el rastreo de vehículos: automóviles,
trailers, botes, barcos, mercancía, mensajería postal, etcétera. Un sensor puede ser parte de un dispositivo de protección en equipos de
medición de alto costo, como los equipos de medición de microondas y ondas milimétricas Figura 1.6, debido a que son susceptibles a la potencia y al sobrepasar a éste, el equipo o módulo de medición se daña, representando un alto costo la reposición o el servicio de reparación, por mencionar un ejemplo; al medir a la salida de un amplificador con alta ganancia.
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Figura 1.6) VNA Agilent 20HP N5230A [www.agilent.com].
1.4 Tipos de sensores de potencia RF
La medición de potencia es realizada por equipos electrónicos especializados
Figura 1.7. Existen varios caminos para obtener la magnitud de la señal, éstos equipos cuentan con un sensor de potencia.
Otro equipo es un analizador de espectros, además de otros instrumentos:
Éstos instrumentos son viables para la medición del nivel de potencia en una frecuencia en particular, sin embargo no pueden medir la potencia en todas las frecuencias, la medición puede ser imprecisa.
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Figura1.7) Instrumentos para medición de potencia [6, 7, 8].
Los sensores de potencia tienen dos caminos de operación, se pueden clasificar
como; sensores de potencia disipativos y sensores de potencia con línea-a través (through) Figura 1.8. Existen equipos de medición que son compatibles con los dos tipos de sensores, esto depende de para que aplicación será utilizado Figura 1.9.
Figura 1.8) Sensor through y disipativas.
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Figura 1.9) Medidor Digital de potencia para sensores BIRD[9].
Unidad de potencia La unidad de potencia eléctrica que es internacionalmente aceptada es el WATT
(W), que esta definido, como un flujo de energía de un joule por segundo. o “el flujo de energía por unida de tiempo”. La unidad watt no siempre es adecuada para algunas aplicaciones, siendo comúnmente encontrar a éste, en sub-unidades y súper-unidades (por ejemplo “miliwatts”, “kilowatts”, “megawatts”).
Es una practica común el expresar la relación de potencia en términos de
decibeles(dB), permite sumarse o/y restarse a la ganancias y pérdidas, en lugar de multiplicar y dividir. Los circuitos RF de baja potencia generalmente la unidad utilizada es dBm, donde 1dBm corresponde a un nivel de potencia de 1mW.
10 log0.001
Potencia en watts(W)
W
W
PdBm
P
⎡ ⎤= ⋅ ⎢ ⎥⎣ ⎦
= . . . . . . . 1.2
A continuación se muestra una tabla de equivalencias de voltajes, decibeles,
watts Tabla 1.9, donde se consideró una carga de 50 ohms.
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_______________________________________________________ Tabla 1.9) Tabla de equivalencias de voltajes a decibeles.
Potencia Voltaje
[dB] [dBm] [Watts] [Volts]
30 60 1 x10e3 223 55 316 124
20 50 100 70.7 45 31.6 39.7
10 40 10 22.3 35 3.16 12.4
0 30 1 7.07 25 316 x10e-3 3.97
-10 20 100 x10e-3 2.23 15 31.6 x10e-3 1.24
-20 10 10 x10e-3 707 x10e-3
5 3.16 x10e-3 397 x10e-3
-30 0 1 x10e-3 223 x10e-3
-5 316 x10e-6 124 x10e-3
-40 -10 100 x10e-6 70.7 x10e-3
-15 31.6 x10e-6 39.7 x10e-3
-50 -20 10 x10e-6 22.3 x10e-3
-25 3.16 x10e-6 12.4 x10e-3
-60 -30 1 x10e-6 7.07 x10e-3
-35 316 x10e-9 3.97 x10e-3
-70 -40 100 x10e-9 2.23 x10e-3
-45 31.6 x10e-9 1.24 x10e-3
-80 -50 10 x10e-9 707 x10e-6
-55 3.16 x10e-9 397 x10e-6
-90 -60 1 x10e-9 223 x10e-6
-65 316 x10e-12 124 x10e-6
-100 -70 100 x10e-12 70.7 x10e-6
-75 31.6 x10e-12 39.7 x10e-6
-100 -80 10 x10e-12 22.3 x10e-6
16
1.4.1 Sensores de potencia disipativos
Los sensores disipativos o también llamados dispositivos terminales Figura 1.10
realizan la conversión de la señal eléctrica a temperatura por medio de una resistencia de carga Ro que tiene el valor resistivo igual a la impedancia característica de entrada, el resultado de voltaje de salida depende de la temperatura sensada. Éstos módulos de detección de temperatura son diseñados para rango de RF y microondas, Los dispositivos son fabricados a base de: termoresistores, termopares y diodos Figura 1.11.
Figura 1.10) Sensor de potencia terminal.
Figura 1.11) Módulos de conversión de temperatura a voltaje.
Los sensores disipativos presentan características atractivas como: un ancho de
banda, buena sensibilidad, bajas pérdidas, dando así resultados de un buen desempeño en la detección de potencia. Provocando un amplio estudio en dispositivos terminales.
17
1.4.1.1 Termoresistor (Termistor):
Este sensor transforma la señal RF a temperatura por medio de una resistencia
de carga; el cambio de temperatura es proporcional a la potencia de la señal. También el termoresistor puede ser utilizado en dirección inversa, convertir temperatura a señal eléctrica, ya que es directamente proporcional la temperatura a la resistencia eléctrica del termoresistor.
Teniendo la posibilidad de usar dos termoresistores; uno para disipar la energía
y el otro para medir. La exactitud es buena cuando existe un buen acoplamiento entre la línea de transmisión y la carga (termoresistor).
Un termoresistor es una resistencia que cambia su valor eléctrico con la
variación de la temperatura. Figura 1.12.
Figura 1.12) Sensor de potencia con termoresistor.
Usualmente son fabricados de un compuesto óxido metálico, en la Figura1.13
se muestra el comportamiento típico de la curva Resistencia-vs-Temperatura de un dispositivo termistor.
Para un coeficiente negativo de temperatura (NTC) el valor resistivo disminuye
con forme aumenta la temperatura. Para un coeficiente positivo de temperatura (PTC) el valor resistivo aumenta con forme a la temperatura.
18
Figura 1.13) Coeficiente de temperatura positivo (PTC) y negativo (NTC) [10].
La característica principal de la resistencia es altamente no-lineal, de manera
que varía considerablemente de un termoresistor a otro. Compañías que comercializaron como EMC Technology Inc., Gigatronic, y Dorado International Corporation, Agilent Technology con el modelo 432A Figura 1.14 y otro modelo que sustituye al mencionado es el 1830A.
Figura 1.14) Termistor Agilent 432A [11].
19
1.4.1.2 Termoacoplador (Termopar):
Los termoacopladores se basan en temperatura, son similares en mucho a los
sensores con termistores, son viables para la medición de bajas potencias Figura 1.15.
Figura 1.15) Sensor de potencia con termopar.
El principio del termopar está basado en el efecto Seebeck. El voltaje de salida
depende de la aparición del gradiente de temperatura en la unión de dos metales diferentes en un circuito cerrado Figura 1.16.
Figura 1.16) Sensor de potencia con termopar[Joseph].
El fenómeno físico de “Fuerza Electromotriz Thomson” se muestra en la Figura
1.17. Un metal se calienta en un extremo, como consecuencia, varios electrones obtienen suficiente energía para ser liberados de los átomos donde pertenecen, el resultando es un incremento de electrones libres, teniendo éste aumento de la densidad de electrones, comienzan a mover por difusión (de derecha a izquierda en la Figura 1.17), resultando un voltaje y un campo eléctrico en el metal.
20
E
Difusión de electrones
Figura 1.17) Efecto en metales [12].
Cuando se unen dos metales con diferentes densidades de electrones. El
mismo principio es aplicado en el punto de unión de los metales. El efecto electromotriz es similar en ambos metales, si son calentados en el
punto de unión, ocasionando la liberación de electrones de los átomos y ocurre la difusión de electrones. La diferencia de los dos metales es que uno tiene mayor densidad de electrones que el otro, siendo que tiene una difusión distinta en ambos metales, y por lo tanto es distinto el voltaje de la fuerza electromotriz V1 y V2. El voltaje diferencial en los extremos fríos es llamado voltaje Seebeck, Figura 1.18.
Vh
V1
V2
V
Figura 1.18) Efecto Seebeck [13].
Es difícil la fabricación de un termopar tradicional en un CI, ya que es
complicado modificar un proceso de fabricación CI debido a los distintos materiales. Además de que existen otros dispositivos que se pueden ver afectados en el cambio del proceso, debido a que comparten el mismo sustrato.
21
Una forma de medir la potencia de una señal RF es con la configuración que se muestra en la Figura 1.19 en que se muestra dos termopares unidos, con el fin de poder incrementar el voltaje, siendo que el voltaje RF en el termopar es bajo por lo tanto se añade un voltaje de referencia, con éste arreglo o configuración es llamado termoacoplador.
Figura 1.19) Configuración para medir potencia de una señal RF [Joseph].
Los modernos termoacopladores presentan mayor sensibilidad que los
termistores, además de detección de bajos niveles de potencia. Sus características han sido estudiados ampliamente siendo más robustos y resistentes que los termistores,. Se tienen termoacopladores desarrollados completamente integrables a un proceso MMIC[14], Un diseño ya integrado en un proceso CMOS Figura 1.20 con frecuencia de operación hasta 50GHz, o en un rango dinámico de -30dBm a 10dBm hasta 20GHz[15].
Figura 1.20) Uso de termoacopladores para sensor de potencia [16].
22
Los sensores son comercializado por Agilent, Anritsu Ltd., Boonton Electronics
Corporation, Oritel, Dorado International Corporation, Gigatronics, Rohde & Schwarz, entre otras. El sensor con termopar Agilent tiene un amplio rango dinámico de -30dBm a +20dBm por arriba de 20GHz, con los modelos de Agilent 8480, Agilent E8480[17].
_______________________________________________________
Tabla 1.10) Tipo de Termopares Tradicionales [18].
TC Componentes Rango(min., máx.)
mV
Voltaje
Máximo
J Hierro – Cobre / Níquel -180 , 750 42.2
K Níquel / Cromo – níquel /Aluminio -180 , 1375 54.8
T Cobre – Cobre / Níquel -250 , 400 20.8
R 87% Platino – 13% Rhodio -100% Platino 0 , 1767 21.9
S 90% Platino – 10% Rhodio -100% Platino 0 , 1767 18.68
B 70% Platino – 30% Rhodio -94% Platino – 6%Rhodio 0 , 1820 13.814
1.4.1.3 Diodo:
Por sí mismo un diodo no tiene la capacidad de medir la potencia de una señal,
consecuentemente se tiene que realizar una calibración, cada dispositivo cuentan con un voltaje que es proporcional a la potencia RF recibida Figura 1.21.
Figura 1.21) Sensor de potencia con diodos.
23
Los diodos presentan ventajas altamente explotadas como son: Detección de niveles bajos de potencia de hasta -70dBm. Respuesta rápida comparada con los sensores térmicos y procesamiento sencillo de la salida.
El diseño de detectores con diodos presenta algunos desafíos en el invento de
instrumentos de precisión. La primera es que los efectos de carga almacenada de los diodos limitan el rango de operación.
Un resultado de diodos metal semiconductor son: Diodos de barrera Schottky;
son usados en sensores de potencia de radiofrecuencia, éstos diodos tienen un nivel mucho menor de carga almacenada y baja conducción de retorno.
Hoy en día, los diodos semiconductores de arseniuro de galio (GaAs) son los
más usados, debido a que proporcionan un rendimiento superior en comparación con los diodos de silicio. Los diodos de potencia basados en GaAs tienen grandes ventajas sobre los rectificadores de silicio que se utilizan actualmente en electrónica de potencia. Entre sus ventajas se pueden destacar; una reducción de los sistemas de enfriamiento, mayor fiabilidad debido al bajo riesgo calentamiento, resistente a la radiación, baja corriente de recuperación y baja corriente de fuga.
Significando en ventajas en la operación de frecuencias de microondas. Los
diodos tienen una caída de voltaje al rededor de 0.3V o menos. Los sensores de potencia con diodos pueden ofrecer más opciones de salida
usando procesamiento digital de señales avanzado, proveen posibilidades que no se tienen con los sensores basados en temperatura además con los diodos se pueden detectar una gran variedad de formas de onda.
Curva característica de I – V de un diodo Existe la región llamada, “Región cuadrada” ésta se encuentra como se muestra
en la Figura 1.22, la región no-lineal de la curva I-vs-V Figura 1.23. En esta región el voltaje de salida es proporcional a la potencia de entrada, que va de niveles bajos de potencia de los -70dBm a -20dBm.
24
Figura 1.22) Curva característica del diodo I vs V [Joseph].
Las características del diodo Schottky hace que sea posible trabajar con bajos
niveles de potencia en el ancho de banda de microondas. Para frecuencias más altas en la región de las microondas son preferentemente
utilizados los diodos de barrera dopados PDB( Planar Doped Barier).que Trabajan por arriba de 18GHz, los niveles de potencia de -70 dBm. Se afirma que los diodos PDB son 3000 veces más eficientes que los termopares.
Figura 1.23) Características del diodo en región cuadrada [19].
25
El diodo se puede utilizar directamente, como en los sensores anteriores, para
la detección de potencia RF, cuando se opera en la región cuadrática. De esta forma el voltaje en DC es proporcional a la potencia RF. El diodo tipo Schottky es usado a frecuencias superiores de 20GHz.
El diodo es un dispositivo que se ha comercializado ampliamente Figura 1.24.
Por empresas como Agilent, Anritsu Ltd., Boonton Electronics Corporation, Oritel, Dorado International Corporation, Gigatronics, Rohde & Schwarz, y Wandel & Goltermann, por mencionar algunos ejemplos:
• Tektronix PSM3310 10MHz-18GHz, [20]. • Tektronix PSM5120 100MHz-8GHz con rango dinámico de -20dBm a
+20dBm[21]. • National Instruments USB-5681 10MHz-18GHz de -40dBm a 20dBm,
consumo de potencia 150mA[22]. • National Instruments USB-5681 50MHz-6GHz de -40dBm a 23dBm,
consumo de potencia 100mA, VSWR < 1.2 (6GHz) [23]. • Bird 5011, 5015, 5011-EF y 5015-EF: (5011 de 40MHz a 4GHz), (5011-
EF de 40MHz a 12GHz), 10μW a 10mW (de –20dBm a +10dBm) [24].
Figura 1.24) Diferentes sensores con diodos.
26
1.4.2 Sensores de potencia con línea-a través (Through)
Este sensor de potencia con línea a – través (through) toma una muestra de la
señal que atraviesa el sensor por medio de una guía de onda, y se calcula la potencia de la muestra de tal forma que se conoce la potencia de la onda incidente debido a la proporcionalidad de la muestra y la señal saliente siendo el sensor un sistema a tiempo (live system). Figura 1.25.
Figura 1.25) Sensor through.
Éstos sensores están compuestos básicamente por un capacitor variable como
método de detección y por una guía de onda que lleva la señal de un punto ”A” a otro “B” pasando por donde se encuentra el capacitor variable Figura 1.26.
Figura 1.26) Esquema de un capacitador variable.
27
La estructura capacitiva es realizada con tecnología de micromáquinado MEMs, una de las guías de onda que presenta ventajas en su fabricación y respuesta es la guía de onda coplanar (CPW): en la cual su impedancia depende de las dimensiones de la estructura (ancho de la línea, separación del plano de tierra) y donde el material en el que es fabricado (substrato) influye en menor proporción. Esta guía de onda coplanar se puede integrar fácilmente en un proceso de fabricación estándar, ya que solo se necesitan dos planos para su fabricación, el primero es en donde se fabricara(substrato) y el segundo es el plano en que se encontrara la estructura Figura 1.27.
Figura 1.27) Algunas guías de onda planar.
La estructura micromáquinada más utilizada para realizar un capacitor variable
es una membrana suspendida, con éste tipo de membrana se puede variar la separación entre conductores y obtener un capacitor variable, de otra manera será difícil la variación Figura 1.28.
Figura 1.28) Membrana suspendida sobre CPW.
Con los sensores through se pueden ampliar las aplicaciones debido a que se
tiene la señal original, más la potencia de ésta sin necesidad de disiparla como en casos anteriores de sensores basados en temperatura. El cual éste será un dispositivo altamente utilizado, ya que sólo se conectara a la línea donde viaja la señal eléctrica.
28
Con los sensores de potencia through se está trabajando para que funcionen en frecuencias de microondas y con niveles de potencia bajos llegando a tener aplicaciones como: en astrofísica en donde el más mínimo nivel de potencia es de gran importancia para el estudio de la astronomía.
El principio de funcionamiento está basado en la fuerza de atracción eléctrica
que se genera en los conductores como se muestra en la Figuras 1.29. Una de las propiedades que tiene este sensor es el consumo bajo de potencia.
Figura 1.29) Movimiento de membrana debido a un campo eléctrico.
Donde el movimiento de la membrana MEMs hace variar la capacitancia de
acuerdo a la Ecuación 1.3, la membrana está suspendida sobre la guía de onda coplanar.
ACd
ε= . . . . . . . . . 1.3
La guía de onda coplanar para que no presente pérdidas se debe acoplar
adecuadamente, así que se fabricará con una impedancia nominal de 50ohms de acuerdo a muchos equipos eléctricos que están diseñados a dicha impedancia.
Este tipo de sensor es relativamente insensible a la temperatura en contraste a
los sensores térmicos. Otras ventajas son que se pueden integrar en un proceso de fabricación debido a la sencillez de fabricación, se puede diseñar a la impedancia que se desee para tener una trasferencia eficiente de energía, puede colocarse entre dos módulos sin afectar su funcionamiento para medir la
29
potencia, éstos módulos pueden ser acopladores, filtro, amplificadores, resonadores, inductores, etcétera [25], puede trabajar a bajas frecuencias del orden de Khz. hasta GHz.
Las desventajas de éste sensor through, es que aún no trabaja en frecuencias
medias y altas de microondas debido a los mecanismos de pérdidas presentadas en los materiales, sin embargo esta línea de investigación se esta realizando en la cual han hecho la utilización de diferentes estructuras MEMs y variaciones de guías de onda para ampliar el ancho de banda, así poder ser comparables con los sensores basados en temperatura en el rango de frecuencias de los 50GHz.
Con las recientes investigaciones se puede encontrar en el comercio los
sensores direccionales o sensor through: Figura 1.30.
Figura 1.30) Sensor de potencia direccional “Through” de la marca BIRD [26].
_______________________________________________________
Tabla 1.11) Datos técnicos del sensor de potencia direccional Bird 5010B, 5010T y 5014.
Rango de
frecuencias
Rango de
potencias de RF
Pérdida de inserción,
Max
Pérdida de
retorno
2 – 3600MHz
0.1W a 1kW 0.05dB hasta 1GHz
de 0 a 20dB
Impedancia,
Nominal
Choque y vibración
mecánica
Ancho del pulso,
Min
Dimensiones,
50 ohms
De acuerdo con MIL-T-
28800D, Class 3
2 – 25MHz 15μs
25 – 100MHz 1.5μs
> 100MHz 800ns
2.5” x 5.0” x 2.0”
(59 x 127 x 51mm)
30
_______________________________________________________ Tabla 1.12) Datos de funcionamiento del sensor de potencia de banda ancha Bird 5012,
5012A, 5016, y 5017.
Rango de
frecuencias
Rango de
potencias de RF
Pérdida de inserción,
Max
Pérdida de
retorno
350MHz a 4GHz 0.15 W – 150 W
promedio
4.0–400 W Pico-P
0.05 a 0.1dB
0 a 23dB
Impedancia, Nominal Choque y vibración
mecánica
Ancho del pulso,
Min
Dimensiones
50 ohms
MIL-PRF-28800F
class 3
2 – 25 MHz 15 μs
25 – 100 MHz 1.5 μs
> 100 MHz 800 ns
4.75” x 4.6” x 1.3”
(121 x 117 x 33mm)
Figura 1.31) Power Sensor R&S NRT-Z14
(Frequency range 25 MHz to 1 GHz, Power
measurement range 6 mW to 300 W) [27].
Figura 1.32) Power Sensors JD730 Series
31
_______________________________________________________ Tabla 1.13) Power Sensors JD730 Series [28].
Directional Power Sensor
(JD733A)
Terminating Power
Sensor (JD732A)
Terminating Power
Sensor (JD734A)
Terminating Power
Sensor (JD736A)
·Sensor Type Average and
Peak
·Frequency Range 150 MHz –
3500 MHz
·Power Range Average : 0.25
W – 20 W (24 – 43 dbm)
·Peak: 0.25 W – 20 W (24 –
43 dbm)
·Sensor Type Average
·Frequency Range 20
MHz – 3800 MHz
·Power Range -30 dbm –
+20 dbm (1 µw – 100 mw)
·Measurement Uncertainty
± 7% of Redding 1,2
·Sensor Type Peak
·Frequency Range 20 –
3800 MHz
·Power Range -30 – +20
dbm (1 µw – 100 mw)
·Measurement Uncertainty
±7% of reading 1,2
·Sensor Type Average and
Peak
·Frequency Range 20 –
3800mhz
·Power Range -30 –
+20dbm (1µw – 100mw)
·Measurement Uncertainty
±7% of reading 1,2
1.5 Publicaciones de sensores through
El estado del arte de los sensores de potencia RF through es un tema de
investigación reciente [29] donde se a logrado avances importantes en el tema. Los aportes de Fernández, Lei Han, Su Shi, Zhiquiang han sido de gran importancia.
Fernández 2004, 2006 Fernández en 2004 presento los resultado de simulación del novedoso sensor
through en conferencia [30], teniendo como elementos del sensor, una guía de onda coplanar (CPW) y una membrana en la cual se diseñó anclada en sus extremos, además de presentar una relación del tipo de membrana y su constante de resorte, éstos materiales para la membrana fueron Si3N4 y Aluminio obtenido en ambos casos una reducción de la constante de resorte con forme la longitud de la membrana se incrementa, también realizó un reducción de la capacitancia que se genera entre CPW y Membrana con la variación del ancho de la línea central de la CPW Figura 1.33.
32
Figura 1.33) Estructura de sensor en simulador [31].
Posteriormente realizó la fabricación del diseño [32] Figura 1.34, consta de una
CPW que atraviesa todo el dispositivo y una membrana suspendida sobre la CPW con la característica de que la membrana esta conectada al plano de tierra, lo cual hace que la intensidad capacitiva se incremente.
Colocando un par de electrodos de sensado para obtener la porción de acoplamiento, esto es realizado sobre el substrato AF45 y la membrana fabricada con aluminio obtenido una variación capacitiva de 0.040pF hasta 0.1W (4.620-4.660pF, 0-0.1W).
Esta pequeña variación es debida a la conexión de la membrana al plano de tierra.
Figura 1.34) Estructura del sensor fabricado [Fernández].
33
Así que en 2006 se presentó la utilización de una membrana flotante, esto significa que la membrana no es aterrizada al plano de tierra. Los electrodos de medición se sitúan por debajo de la membrana, con la finalidad de interactuar con la energía acoplada de la membrana.
Esto, presentó mejores resultados, además se muestra el concepto de
compensación de impedancias, esto se debe a que la combinación de la membrana y de CPW genera un cambio de impedancia abrupto sobre la guía, de tal forma que la adhesión de impedancia capacitiva es compensada con el hacer el efecto inductivo más presente en una CPW llegando a tener un equilibrio de impedancias.
Se presenta dos tipos de compensaciones, una es por medio de la línea central CPW Figura 1.35a y la segunda por medio del plano de tierra (GND) Figura 1.35b, ambas compensaciones presentan un mejoramiento en la respuesta [33]. Obteniendo S11=-26dB S21= -0.2dB en un rango de frecuencias de 0-4Ghz y retomando los resultado anteriores con una amplia longitud en la membrana de 900um.
Figura 1.35) Estructura del sensor fabricado y con métodos de compensación [Fernández].
“Imagen microscópica de sensor through y puntas de prueba, a) sensor con variación en la
línea central, b) sensor con planos de tierra desplazados”.
34
En la practica la precisión se limitara por el desplazamiento de la membrana,
siendo un factor de tener una membrana larga, también se realiza un análisis de factor de ganancia de la constante de resorte con y sin estrés indicando una mayor ganancia cuando la membrana es larga, la constante de resorte disminuye con forme más largo sea la membrana en ambos casos con estrés y sin estrés.
Corroborando que los mejores resultados se obtienen cuando la constante de
resorte es baja, y obteniendo una mucho mejor relación de capacitancia y potencia, en otras palabras la utilización de menos potencia (0-10 fF , 0-0.05W).
Con un tamaño de dispositivo aproximado 1350um x 900um. Lei Han 2007 Presenta avances importantes en el novedoso sensor through, el primero es
que el sensor es compatible con un proceso de fabricación “MMIC” (Monolithic Microwave Integrated Circuit) o un proceso de Silicio, se debe a que el diseño presentado es a base de Arseniuro de Galio (GaAs) [34], además de llevar la energía acoplada de la membrana directamente como salida, caso contrario al proceso de Fernández que realiza un acoplamiento con los pads de medición, y el sensor no es compatible con un proceso de fabricación estándar de Silicio, GaAs o CMOS, debido a que es fabricado sobre un substrato de cristal “AF45”.
Lei Han conceptualizo poder optimizar la energía acoplada a la membrana
Figura 1.36, debido a que ésta es pequeña, ésta es optimizada con la utilización de sistemas de detección de potencia a base de temperatura, como los termoacopladores. Ahora los elementos que componen al sensor through son: una CPW, una membrana anclada en ambos lados, sistemas de calentamiento (resistencia de disipación) y termoacopladores. Con el cual la complejidad de diseño es mayor a Fernández.
Contribuye con la de la innovación de uso de sistemas térmicos aportando con
una relación de parámetros S en función de parámetros intrínseco de la membrana(R,L,C), la optimización de energía, llegando a un rango de frecuencias en la banda X (8-12GHz), con resultados numéricos de S11=-20dB, S21= -0.2dB, fabricado la CPW y membrana de oro y en substrato de GaAs.
35
Con un tamaño aproximado de 1200um x 500um.
Figura 1.36) Estructura del sensor fabricado utilizando sistemas térmicos [Lei Han].
Su shi 2009 Su shi realizó una variación al diseño de Lei donde las características son
similares Figura 1.37. Su shi amplia la el ancho de la línea central CPW obteniendo como resultados S11=-15dB, S21=-5dB hasta una frecuencia de 12GHz, con un nivel de acoplamiento del 5% de la señal, con una separación optimizada del termoacoplador y resistencia de calentamiento de 10um manteniendo el nivel de complejidad en diseño, con la utilización de sistemas térmicos y la compatibilidad con MMIC. La fabricación de la membrana es con Au/GeNi/Au y la CPW Ti/AU/Ti sobre un substrato de GaAs.
Con un tamaño de dispositivo aproximadamente 1300um x 500um [35].
Figura 1.37) Estructura del sensor fabricado utilizando sistemas térmicos [Su Shi].
36
Zhiquiang Zhang 2010 Presenta nuevos elementos que componen al sensor through: una CPW, una
membrana anclada en ambos lados, sistemas térmicos para optimizar la energía acoplada, incorpora compensación de impedancia en CPW en plano de tierra (GND) y donde el nuevo elemento es una compensación de capacitancia a la membrana, con ello se tiene que el diseño del sensor tiene una complejidad elevada Figura 1.38.
Zhiquian Zhang comenzó con la compensación de capacitancia agregando
capacitores metal-aislante-metal (MIM) [36], en este artículo agrega capacitancia por medio de línea de circuito abierto (stub) [37], los cuales depende menos del proceso de fabricación en comparación con los capacitores MIM ambos compensan en el orden de fF.
(Fotografía SEM)
Figura 1.38) Estructura del sensor fabricado utilizando sistemas térmicos y compensación
en línea CPW y compensación de capacitancia (stubs) [Zhiqiang].
Aportan con un estudio de efectos no lineales generados por el sensor para
prevenir interferencias, además dice, que el variar el ancho de la membrana
37
cambia la capacitancia y reducir la longitud ayuda a reducir la reflexión a la amplitud de voltaje rms, el propósito de agregar stubs es para reducir el efecto de la membrana en el desempeño en microondas.
Otro aporte son las expresiones para parámetros S en función de los elementos
de compensación (compensación de impedancia en CPW y compensación de capacitancia MEMs), con resultados para la banda “X” de S11=-17dB, S21=-0.8dB.
Usando materiales para realizar la membrana y la CPW de oro en un substrato de Arseniuro de Galio.
1.6 Propuesta del sensor de potencia para RF through
En este trabajo se expondrá el diseño de un sensor through, con todo lo
expuesto anteriormente se observa que son cabales en los diseños del sensor, en tener una guía de onda coplanar y una membrana anclada en ambos lados. Ésta es la base primordial del sensor, ya se ha demostrado en investigaciones que es un excelente esquema, se ha optimizado la energía acoplada a la membrana utilizando sistemas térmicos. Con éste sistema se obtiene una relación de potencia-voltaje de salida con buenos parámetros.
Además Fernández encontró que este sensor through es mejor cuando se tiene
una membrana considerablemente larga del orden superior a 700um y los autores subsecuentes lo llevan a cabo, sin embargo no es mencionado por los otros autores. Esto se debe cuando la membrana es mas largo tiene mayor flexibilidad comparada con una más pequeña, al tener una mayor flexibilidad la potencia será menor.
. . . . . . 1.4 [Zhiqiang]
k-constante de resorte, v-voltaje rms, b=w=go -variables del dispositivo (dimensiones), z-deflexión de la membrana.
Como se observa en la Ecuación 1.4 mientras sea menor la constante de
resorte (mayor flexibilidad) el voltaje rms requerido es menor, es ahí donde se presenta una oportunidad de investigación, con forme más larga la membrana
38
menor es la constante de resorte. Las preguntas serán, ¿Cómo reducir la contante de resorte? Figura 1.39 ¿Como conservar un dispositivo pequeño?
Figura 1.39) Membrana anclada en ambos lados [Fernández, Lei Han, Su Shi, Zhiqiang].
Otra observación en dichos sensores es la interacción del plano de tierra con la
membrana Figura 1.40, en la cual el desempeño del sensor se ve afectado, en menor medida, pero muy importante.
Figura 1.40) Interacción de plano de tierra con membranas ancladas en ambos lados en
[Fernández, Lei Han, Su Shi, Zhiqiang].
El concepto de sensor through presenta ventajas, como la miniaturización del
dispositivo, bajo consumo de potencia, trabaja desde frecuencias bajas del orden de Khz y además se necesita que el dispositivo pueda ser integrado en un CI, he incremento de la sensibilidad.
39
El dispositivo es diseñado para un proceso de fabricación de silicio, GaAs o CMOS, la manufactura se realizara en los Estados Unidos con el proceso de fabricación SUMMiT V (hecho de polisilicio). Con ello se presenta la oportunidad de trabajar en bajas frecuencias, consumo bajo de energía y la notable posibilidad de integrarlo a un CI.
Para poder reducir la constante de resorte su utilizara el esquema de suspender
una membrana por medio de resortes, como se muestra en la Figura 1.41.
Figura 1.41) Diseño de un switch con un polo de actuación [38], (esquema de un SPST
MEMs conmutador, Las cuatro esquinas del conmutador proveen un constante de resorte
efectiva).
Con este concepto de suspender una membrana se pretende reducir la contante
de resorte de dos digito (todo los autores) a solo un digito, con ello del orden menor a 5N/m, incluso tratar de llegar a la unidad, para poder considerar que la cantidad de voltaje solo depende de las dimensiones de diseño.
Además también se realizara una corrección del plano de tierra para evitar la
interacción de la membrana y el plano de tierra. El sensor será compatible con procesos de fabricación CMOS, GaAs, Si.
40
La innovación de utilizar un conmutador RF es que proporciona un mejor desempeño comparado con membranas ancladas en ambos extremos, como se verá más adelante y se aprovechan cualidades como un incremento de la sensibilidad ya que ésta está relacionada con la fuerza de atracción electrostática, además se tendrá una reducción de costo de fabricación por la compatibilidad. Este tipo de sensor es relativamente insensible a la temperatura en contraste a los sensores térmicos. Se puede diseñar a la impedancia que se desee para tener una trasferencia eficiente de energía, colocarse entre dos módulos.
Y lo principal del sensor es en UN DISEÑO SENCILLO con el cual se obtendrán
buenos resultados y posteriormente se podrán utilizar; métodos de compensación de impedancia, métodos de optimización de la energía acoplada con sistemas térmicos, y más lo que aporten otros autores en el concepto de Sensor Through.
En resumen es la utilización de los resortes para sostener a la membrana,
compensación en la guía de onda coplanar y modificación del plano de tierra para evitar la interacción de la energía acoplada de la membrana.
41
Capítulo 2 Marco Teórico
2.1 Componentes del sensor de potencia RF
A continuación se presentarán los componentes que conforman el sensor de
potencia RF propuesto, que son una guía de onda coplanar y un capacitor variable.
El objetivo de la guía de onda coplanar es transmitir una señal de RF de un
punto a otro, ésta se diseña a una impedancia de 50Ω, ya que muchos sistemas operan con esta impedancia y se busca que estén perfectamente acoplados.
El mecanismo del sensor es un capacitor variable, que traducirá el nivel de
energía de la potencia acoplada que circula por la guía de onda coplanar dada por la separación entre la CPW y la membrana.
2.1.1 Análisis matemático
2.1.1.1 Descripción
Cuando un voltaje variante en el tiempo está presente en la guía de onda
coplanar se genera una fuerza eléctrica que es compensada por otras fuerzas intrínsecas como son la corriente opuesta, el campo magnético, etc. Las distintas fuerzas alcanzan un equilibrio, lo que determina los valores finales de las variables de interés, en función de las dimensiones físicas y propiedades eléctricas de la guía de onda.
Los valores de los parámetros se pueden determinar si se utiliza una guía de
onda acoplada en conjunción con el capacitor variable (Figura 2.1), el cual estará conformado por placas paralelas, ya que habrá un movimiento inducido por la fuerza de atracción, que se puede calcular de:
42
21 ˆ
2elqF xAε
= . . . . . . . . 2.1
O en otra forma [39]
( )2
2
1 ˆ2el
AF v xd xε
=−
. . . . . . . . 2.2
Donde d x− es el desplazamiento, A el área de las placas de traslape, y ε la
permitividad del medio. La capacitancia del sistema es aproximadamente dada por:
ACd x
ε=− . . . . . . . . . 2.3
Figura 2.1) Esquema básico de un capacitor variable de placas conductoras con un
componente mecánico “resorte”.
La frecuencia de la señal debe de estar por encima de la frecuencia de
resonancia mecánica; entonces sólo la fuerza media es importante, y la amplitud rms de la señal variante en el tiempo se puede usar para determinar la potencia:
2
RMSVPZ
= . . . . . . . . . 2.4
43
2.1.1.2 Membrana RF MEMs y Guía de Onda Coplanar ( CPW )
Al sobreponer una membrana móvil Figura 2.2a sobre la guía de onda Figura
2.2b. Las características de la guía de onda cambian por la influencia de la capacitancia que se adicionó.
Figura 2.2a) Membrana que está sobre
una guía de onda.
Figura 2.2b) Guía de onda coplanar.
Específicamente, se incrementan las pérdidas por inserción, debido a que ahora
la impedancia (alterada por la membrana Cs, Figura 2.3a) es distinta a la impedancia característica de la guía de onda coplanar Figura 2.3b.
Figura 2.3a) Incorporación de una
estructura capacitiva Cs al esquema
eléctrico una guía de onda coplanar ideal
sin pérdidas.
Figura 2.3b) Esquema eléctrico de una
guía de onda coplanar ideal sin pérdidas.
Con la inclusión de la capacitancia, la impedancia característica de la línea será
sL G CZ Z Z= , donde GZ es la impedancia nominal de la guía de onda coplanar, y
LZ es la nueva impedancia característica, que incluye la impedancia capacitiva
sCZ , donde también existirán reflexiones Γ , que afectarán a la amplitud del
voltaje, conforme la señal viaje Figura 2.4. La impedancia final puede ser calculada a partir de:
44
1
1L
sG
Zj C
Zω
=+
. . . . . . . . 2.5
Figura 2.4) Reflexiones generadas por un cambio de impedancia.
G LOAD
11
tal que Z =Z11
1 = 2 1
L Load
L Load
Load
sG
Load
sG
Load s
Z ZZ Z
Zj C
Z
Zj C
Z
j Z C
ω
ω
ω
−Γ =
+
−+
=+
+
+
12 1Load sj Z Cω
Γ =+
. . . . . . . . 2.6
Así, las pérdidas por reflexión se incrementan en función de la frecuencia, y
determinan la frecuencia máxima de operación del sensor; dicho de otra manera, el ancho de banda está definido por el valor de la capacitancia. Sin embargo se puede reajustar la impedancia característica de la guía coplanar, con la reducción del efecto eléctrico que tiene asociado la guía de onda, lo que daría una disminución de los elementos capacitivos haciéndola más inductiva, y permitiendo la sintonización del sistema.
45
Con éste ajuste se modifica y aumenta el ancho de banda [40] del sensor. El rediseño de la CPW debe ser antes y después de la discontinuidad capacitiva, como se muestra en la Figura 2.5.
Figura 2.5) Rediseño de una CPW para sintonizar una discontinuidad capacitiva. L1, L2> L;
C>C1, C2.
Con esta corrección, el aumento del ancho de banda será notable
comparándolo con sólo la presencia capacitiva, en el diseño de la guía de onda coplanar se tiene que ser minucioso en las variaciones ya que la longitud de onda es mucho menor (diez veces aprox.) que la longitud física tratada.
2.1.1.2.1 Capacitancia de placas paralelas
Un capacitor es un dispositivo que almacena energía eléctrica. Éste lo forma un
par de placas paralelas conductoras con una ligera separación de espacio libre o un medio dieléctrico. Como se muestra en la Figura 2.6.
46
Figura 2.6) Capacitor de placas paralelas.
Cuando se aplica un voltaje a las placas, ésta adquiere una carga eléctrica, una
carga positiva Q+ y en la otra carga negativa Q− .
S
QE d Aε
→ →
=∫∫ i . . . . . . . . . 2.7
V E dlΔ = ∫ i . . . . . . . . . 2.8
1V QC
Δ = Δ . . . . . . . . . 2.9
ACd
ε= . . . . . . . . . 2.10
De la Ecuación 2.10 se puede sustituir el área A, por las variables de que
componen al área, ancho y largo Figura 2.6. De manera que se tiene las variables fundamentales para determinan el capacitor.
rWlCd
ε=
. . . . . . . . . 2.11
rε -Permitividad relativa del mediol -Largo del conductorW - Ancho del conductord -Distancia de separación entre los conductores
47
La opción más recurrente para la realización de un capacitor variable es una separación diferencial entre placas. Si la separación “d” es muy pequeña, el valor de la capacitancia se incrementa rápidamente, como se puede observar en la Figura 2.7.
Figura 2.7) Comportamiento capacitivo ante la variación de la distancia de separación
(caso particular A=300um x 300um, ε=aire=1.00058).
2.1.1.3 Guía de onda coplanar
En la Figura 2.8 se muestran configuraciones de guías de onda integradas en substrato, comúnmente usadas en circuitos integrados, ya que juegan un rol importante en el diseño de aplicaciones para microondas:
48
Figura 2.8) Estructuras planares frecuentemente usadas para ondas milimétricas y
microondas, en el diseño de circuitos integrados. a)stripline, b)microstrip, c)micro-planar
stripline, d)CPW, e)coplanar stripline, f)slotline.[41].
La impedancia característica de la línea (“CPW” – CoPlanar Waveguide) es
relativamente poco sensible con respecto al grosor del sustrato. Una ventaja importante de la CPW es que la pérdida de la línea se puede controlar mediante la optimización de las dimensiones transversales (ancho del conductor central y separación del plano de tierra); esto permite su uso en el diseño de amplificadores de bajo ruido, ya que se pueden minimizar las pérdidas realizando un buen acoplamiento de impedancias.
2.1.1.3.1 Estructura de una guía de onda coplanar convencional.
La guía de onda coplanar propuesta por C.P. Wen [42] en 1969 consiste de un
dieléctrico y un conductor. Las dimensiones físicas como la separación, el grosor y la permitividad del substrato determinan la impedancia característica 0Z .
En la CPW todos los conductores están en el mismo plano en la parte superior
sobre el dieléctrico, como se muestra en la Figura 2.9, y consiste de un conductor en el centro con un ancho “W” y paralelamente dos planos de tierra, con una separación de la línea central “S” y el plano de tierra, un espesor del dieléctrico “h”, y el grosor del conductor “t”.
Figura 2.9) Geometría de guía de onda coplanar (CPW), con separación entre conductores
“S” y ancho “W” de la línea central.
49
El modo de propagación dominante es cuasi-TEM; en éste caso los campos
electromagnéticos no tienen componentes a lo largo de la dirección de propagación y varían sólo en dirección transversal a la dirección de la interconexión.
Ésta estructura permite integrar elementos en serie y/o paralelo de manera
rápida y sencilla en la línea, sin la necesidad de realizar perforaciones en el sustrato.
2.1.1.3.2 Ecuaciones de una CPW
Cuando una línea tiene un modo de propagación TEM como los que se tienen
en una CPW la capacitancia se obtiene por unidad de longitud con o sin dieléctrico, el calculo de la capacitancia total se puede utilizar dos opciones: El primero es usando una función de Green y la distribución de la carga. El segundo por una aproximación TEM Figura 2.10a. De la capacitancia total C= Ca + Cb – Cc.
Cc -reducción de capacitancia debido al dieléctrico. Cb - capacitancia de la zona más cerca de los electrodos. Ca -capacitancia en los electrodos sin dieléctrico (obtenida por mapeo
conformal).
Dieléctrico
Substrato
Metal
Dieléctrico
Substrato
Metal
Metal
Ca Ca
Cb Cb
Cc Cc
Figura 2.10a) Capacitancias existentes en una CPW
Para calcular analíticamente los parámetros de este tipo de guía de onda
coplanar se hace la suposición que la propagación es cuasi-estática, lo que permite utilizar el método de transformación conformal [43].
50
Dieléctrico
Substrato
Metal
C
C
1
2 Figura 2.10b) Capacitancias existentes en una guía de onda coplanar.
En éste método, la C total, se divide en dos partes Figura 2.10b: C1, que se
calcula suponiendo que todo el espacio es homogéneo y lleno de aire, y C2, donde se supone que todo el espacio es homogéneo y lleno con el material del substrato, con una permitividad ( 1rε − ). Por lo tanto, la capacitancia total es la
suma de C1 (aire) y C2 (dieléctrico), como se indicaron en la figura. Las capacitancias C1 y C2 se pueden determinar de [44]:
( )( )1 04'
K kC
K kε=
. . . . . . . . 2.12
( ) ( )( )
12 0
1
2 1'
K kC r
K kε ε= −
. . . . . . . 2.13
1 2C C C= + . . . . . . . . . 2.14
( ) ( )( )
( )( )
10 0
1
2 1 4' '
K k K kC r
K k K kε ε ε= − +
. . . . . . 2.15
Donde K(k) son integrales elípticas, de primer tipo[45]:
2Wk
W S=
+ . . . . . . . . . 2.16
( )
( )14
24
senh WhkW S
senhh
π
π=
+⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠ . . . . . . . 2.17
51
( )2' 1k k= − . . . . . . . . . 2.18
( ) ( )' 'K k K k= . . . . . . . . 2.19
Las funciones elípticas pueden ser calculadas usando la siguiente aproximación
[46]:
( )( )
2 1 1ln 2 para 1' 1 2
K k k kK k kπ
⎛ ⎞⎛ ⎞+≈ ≤ ≤⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟−⎝ ⎠⎝ ⎠ . . . 2.20
( )( )
2 1 para 0' 21ln 2
1
K kk
K k kk
π≈ ≤ <⎛ ⎞⎛ ⎞+⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟−⎝ ⎠⎝ ⎠ . . . . 2.21
La constante dieléctrica efectiva se puede escribir como.
( ) ( )( )
( )( )
11 2
1 1
1 '1
2 'cpw r
effair
C K k K kC CC C K k K k
εε
−+= = = +
. . . . 2.22
Y usando la ecuación de velocidad de fase.
0 0 0
1 1 1 1 1p
r r
v fLC
ωλβ με με ε μ ε ε
= = = = = = =
r
cε
= . . . . . . . . . . 2.23
Podemos calcular la velocidad de fase utilizando la Ecuación 2.23 y deducir la
expresión para la impedancia característica, tomando en cuenta que:
( )01
Total p
ZC v
= . . . . . . . . 2.24
52
La impedancia característica de la línea es por lo tanto:
( )( )0
'30
eff
K kZ
K kπε
≈ . . . . . . . . 2.25
Si se considera el grosor de la línea de transmisión, se tiene un factor de
corrección adicional [47]:
1.25 41 lnt Wtπ
π⎛ ⎞⎛ ⎞Δ = +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠ . . . . . . . 2.26
El ancho del conductor del centro cambia a S+Δ, y la separación entre el centro
y el plano de tierra es ahora W-Δ, mientras que k se cambia a kΔ .
( ) ( )2Wk
W SΔ
+ Δ=
+ Δ + − Δ⎡ ⎤⎣ ⎦ . . . . . . . 2.26
Así mismo, la permitividad efectiva se modifica a:
( )( )
1'
10.7
effeff eff K kW
t K k
εε εΔ
−= −
+ . . . . . . . 2.28
Las consideraciones anteriores son válidas para planos de tierra infinitos.
Considerando que éstos son finitos (Figura 2.11), se requieren modificaciones adicionales [48] 1 1, 'K K .
Figura 2.11) Estructura de guía de onda coplanar con un plano de tierra finito.
53
( )21 1' 1k k= −
. . . . . . . . 2.29
( )( )1 2
11 2
11 1
a aka a+ +
=+ +
. . . . . . . . 2.30
( ) ( )
( )1
222
22 2
M S Wsenh M senhhha
S W Ssenh senhh h
ππ
π π
+ +⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠=
+⎛ ⎞ ⎛ ⎞⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠ . . . . . 2.31
( )
2
24
22 2
Wsenhha
W SSsenh senhh h
π
ππ
⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠=
+⎛ ⎞⎛ ⎞⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠ ⎝ ⎠ . . . . . . 2.32
M=es el ancho del plano de tierra.
Si las dimensiones de M son 3 veces mayor es que W, el efecto del plano de
tierra puede ser ignorado [Bachert].
2.1.2 Comportamiento mecánico de red de resortes
La importancia de conocer las características del sistema mecánico son
altamente elementales ya que el desempeño de éste repercute en la medición de la capacitancia debido a una estimación realizada el desplazamiento de la membrana. Tomando una relevancia las diferencias mecánicas.
2.1.2.1 Estrés
En muchas instancias la distribución del esfuerzo mecánico en la sección transversal es ignorada, considerando sólo el valor promedio. Esto es válido especialmente en el caso de cargas axiales a lo largo de cuerpos delgados, que
54
causan sólo alargamientos y acortamientos. El valor promedio del estrés σ, es igual a la carga aplicada a un volumen dividida por el área de su sección transversal.
FA
σ = . . . . . . . . . . 2.33
2.1.2.2 Módulo de Young
Es la constante de proporcionalidad que caracteriza la dureza de un material elástico sujeto a una fuerza mecánica. Para un material lineal e isotrópico, el módulo de Young tiene el mismo valor para expansión o compresión, siendo una constante independiente del esfuerzo que no sobrepase el límite elástico.
E σε
= . . . . . . . . . . 2.34
2.1.2.3 Coeficiente de Poisson
Es la constante elástica que proporciona una medida de la deformación de un material elástico e isotrópico cuando se estira longitudinalmente o se contrae verticalmente. Está dado por [Hoffman]:
tranversal
axial
v εε
= − . . . . . . . . . 2.35
2.1.2.4 Vigas
Si los resortes soportan a otro elemento, cuya masa es significativamente
mayor, entonces el resorte puede ser tratado como un elemento concentrado, usando la constante de resorte o coeficiente de resorte.
55
El coeficiente de resorte es la relación que se obtiene al aplicar una fuerza para su deflexión:
Fkδ
= . . . . . . . . . . 2.36
Donde la constante de resorte es k , la deflexión resultante es δ y F es la fuerza aplicada.
Figura 2.12) Ilustración de elongación de una columna, L es el tamaño original de la
columna y δ el cambio de longitud.
Una columna es una estructura que soporta tensión o compresión, las columnas
son cargadas a lo largo de su eje longitudinal y son generalmente rígidas en comparación a vigas flexibles. La fuerza en una columna, creando una elongación, como se muestra en la Figura2.12, está dada por:
F EA L
δ=
. . . . . . . . . 2.37
Donde E es el módulo de Young, A el área transversal y L es la longitud. El grado de rigidez es el siguiente:
EAkL
= . . . . . . . . . 2.38
La magnitud de estrés en una viga está dada por
McI
σ = . . . . . . . . . 2.39
56
Donde “M” es el momento que causa la flexión, “c” es la distancia del eje neutral a la superficie de la viga (usualmente la mitad del espesor), e “I” es el momento de inercia de la sección transversal de la viga.
3
12YWtI =
[49 , Pág. 4-9]. . . . . . . . 2.40
Las vigas que tiene un grado de libertad son llamadas “vigas de trampolín” que
son mucho más flexibles que las vigas fijas o ancladas; esto hace que los trampolines tengan una frecuencia natural de resonancia más baja, y la deflexión es mayor.
La deformación (y) en un punto arbitrario (x) a lo largo de una viga de trampolín,
como se ilustra en la Figura 2.13, puede ser calculada de:
( )2 336Fy Lx xEI
= − . . . . . . . . 2.41
Figura 2.13) Resorte de viga de trampolín, deformación de la viga debido a una fuerza.
Donde L es la longitud de la viga, E es el módulo de Young, y F es la fuerza
aplicada. La máxima deflexión ocurre al final de la viga, y es determinada de:
3
3MAXFLyEI
= . . . . . . . . . . 2.42
57
El máximo esfuerzo de flexión en un trampolín ocurre en el extremo anclado donde el momento interno es “F·L”. Para una sección transversal rectangular de grosor “t” y ancho “w”, el máximo estrés se define por medio de la Ecuación2.39.
2
6MAX
FLwt
σ = . . . . . . . . . 2.43
La resonancia fundamental en Hertz para un trampolín simple se obtiene de:
1 4
3.252
EIfALπ ρ
= . . . . . . . . 2.44
Donde E es el módulo de Young, A es el área de la sección-transversal y ρ es la densidad (masa por unidad de volumen).
2.1.2.4.1 Combinación en resortes
Los resortes son elementos de almacenamiento de energía, análogo al
capacitor eléctrico. Las leyes para calcular el resorte equivalente son similares a las que se usan para calcular la capacitancia equivalente.
Cuando los resortes están en paralelo y se someten a una misma deflexión bajo
la misma carga Figura 2.14, el resorte equivalente es:
1 2 3eq nk k k k k= + + + + . . . . . . . 2.45
Figura 2.14) Resortes experimentando un mismo desplazamiento.
58
Cuando los resortes están en serie y experimentan una misma fuerza Figura
2.15, el equivalente es:
1 2 3
1 1 1 1 1
eq nk k k k k= + + + +
. . . . . . . 2.46
Figura 2.15) Resortes experimentando una misma fuerza.
En general, para la suspensión de un elemento es necesaria una red de
sistemas de resortes, en la que existirá una combinación de serie y paralelo. Los resortes también pueden ser construidos con simetría en forma de U para
ahorrar espacio en el diseño de un sistema, como por ejemplo, para suspender un mecanismo o estructura.
Un resorte en forma de U se puede modelar por tres vigas en serie, formando
una trayectoria desde la viga anclada hasta el extremo libre.
Figura 2.16) Resortes en forma de U.
El cálculo del resorte equivalente de una red de resortes en forma de U, como
se muestra en la Figura 2.16, se determina de:
59
1 2 3
1 1 1 1
eqk k k k= + +
. . . . . . . . 2.47
Este sistema consiste de tres resortes en serie; dos conectados por una
columna L2. Dos de éstos se pueden tratar como columnas, ya que presentan la mayor flexión, y el tercero como contribución al sistema, ya que es pequeño. En los resortes la carga se transmite completamente al siguiente, y cada resorte permite desviar del eje de la carga.
En el micromáquinado superficial, todos los resortes son fabricados del mismo
material y en consecuencia tienen las mismas propiedades. Los resortes 1 y 3 son vigas salientes y sus respectivas constantes K1 y K3 son iguales:
11 3
1
3EIkL
= . . . . . . . . . 2.48
33 3
3
3EIkL
= . . . . . . . . . 2.49
De la Ecuación 2.38 el coeficiente para la columna, resorte 2 es:
22
2
EAkL
= . . . . . . . . . 2.50
Y el resorte equivalente se determina de:
1 2 3
1 1 1 1
eqk k k k= + +
3 31 2 3
1 2 3
13 3eq
L L Lk EI EA EI
= + +. . . . . . . . 2.51
60
2.1.3 Inclusión de discontinuidades en CPW y Compensación
El desempeño del sensor de potencia está influenciado por las dimensiones del
diseño del mismo, y existe la posibilidad de mejorar el rendimiento y aumentar el ancho de respuesta realizando un rediseño. Las líneas CPW que conforman el sensor pueden ser modificadas para tal propósito. De esta manera se pueden reducir las pérdidas ocasionadas por la introducción de la membrana capacitiva.
La separación entre el plano de tierra y la línea central de la guía de onda
coplanar genera una capacitancia, que es resultado de una fuerza eléctrica. Esta capacitancia depende las dimensiones y de la separación entre los conductores.
Cuando la separación entre conductores es desigual, el valor capacitivo cambia,
haciendo que el valor inductivo en la región tome mayor importancia Figura 2.17.
Figura 2.17) Discontinuidad en una guía de onda coplanar.
A continuación se describirá la reducción del efecto capacitivo, cambiando la
impedancia. O dicho de otra forma, cambiando las dimensiones de la estructura coplanar.
En la Figura 2.18 se presenta la discontinuidad de una guía de onda coplanar.
La discontinuidad es una reducción de la amplitud en la línea central “a” , en la cual se crea una mayor anchura de separación con el plano de tierra; por implicación el valor capacitivo disminuye, dando lugar una mayor presencia inductiva en la región de la guía de onda coplanar Figura 2.19.
61
Figura 2.18) Disminución
de las dimensiones de la
guía de onda coplanar.
Figura 2.19) Modelo electrónico de la disminución de la
capacitancia, debido a la discontinuidad.
El funcionamiento bajo ésta modificación se puede ilustrar con las siguientes
simulaciones. Como se puede observar en la Figura 2.20, la magnitud de los parámetros S21 y
S11 cambia como era de esperarse a razón de la separación de la CPW,. La transmisión en la línea disminuye y las pérdidas por inserción se incrementan.
Figura 2.20) Comportamiento de guía de onda coplanar con variación de discontinuidad
x > y > z (x=alta discontinuidad, y=baja discontinuidad, z=sin discontinuidad).
Esto se debe a que el valor capacitivo sobre la línea disminuye, lo cual es
necesario por que se agregará una membrana capacitiva, y tal es necesario
62
compensar su inclusión. Es necesaria esta corrección para ampliar el ancho de banda.
Sin embargo la disminución excesiva ocasionaría pérdidas en la transmisión de
la señal, ya que se incrementaría el valor de resistencia, debido a que es pequeña la superficie en la que viaja la señal.
2.2 Proceso de fabricación
El diseñó de este dispositivo también es dependiente del proceso de fabricación
seleccionado. Para este trabajo, se optó por usar SUMMiT™, de los Laboratorios Naciones de Sandia (Sandia National Laboratories “SNL”) en los Estados Unidos [50]. Este proceso, que cuenta con 5 niveles de estructura para el desarrollo de MEMs, se describe de manera global a continuación.
Sandia Ultra-planar Multi-level MEMs Technology “SUMMiT” es un proceso que
utiliza 5 capas de polisilicio micromáquinado, 4 capas de material de sacrificio y 1 capa de metalización. Utiliza 14 mascarillas para generar hasta 9 niveles de capas físicas. La dimensión mínima permitida en el proceso SUMMiT es de 2μm.
El proceso SUMMiT es único en tecnología MEMs por incluir 4 niveles de silicio
policristalino (poli), un nivel eléctrico poli que está aislado del substrato de silicio, y utiliza técnicas tradicionales de fabricación de CIs, incluyendo los procesos de planarización; un corte seccional de las estructuras posibles se presenta en la Figura 2.21 Las cuatro capas estructurales de polisilicio se llaman Poly1, Poly2, Poly3, Poly4, Poly0 sirve como plano de tierra. Para aislar el nivel de Poly0 del substrato se usa nitruro de silicio. Existen 4 capas de óxido de sacrificio (SacOx1, SacOx2, SacOx3, SacOx4) que se eliminan durante el proceso de liberación.
63
Figura 2.21) Sección transversal del proceso SUMMiT V, 4 capas de estructura, 4 capas de
óxido de sacrificio, un plano de tierra [20].
El proceso SUMMiT V tiene un procedimiento tradicional de fabricación de Cis
estándar, con ello se logra la fabricación de dispositivos en gran volumen y a su vez se refleja en un bajo costo en la producción. Este proceso de fabricación cuenta con etapas de planarización, esta planarización es realizada por el método CMP (pulido químico-mecánico) el cual ayuda a disminuir la tensión residual debido al proceso de fabricación.
La liberación de las estructuras mecánicas es por medio de la remoción del
dióxido de silicio o material de sacrificio mediante un proceso químico. El patrón geométrico es realizado mediante la utilización del software Autocad
con el cual se respetan las reglas de diseño de SUMMiT V también se generan diferentes nomenclaturas para cada mascarilla del proceso de fabricación que son: el polisilicio, óxido de sacrificio, generación de dimpled, cortes en el SiN.
Existen varios autores en donde explican el procedimiento en el proceso de
fabricación SUMMiT V [51], pero lo principal ahora es el conocimiento de las reglas de diseño el cual se anexó en el apéndice A con el objetivo de facilitar el acceso a la información.
Se especifica claramente las dimensiones mínimas de separación que se deben de respetar en el traslape de los dibujos con las diferentes capas, que van desde 0.5, 1, 2um.
64
Capítulo 3 Diseño
La innovación del sensor es la utilización del conmutador RF [Czaplewski]. Ya que las referencias de sensores de potencia through, utilizan una membrana anclada en ambos extremos. Recordando que la deflexión está relacionada con la constante de resorte. El disminuir la constante de resorte hará más susceptible al voltaje rms.
El movimiento en la membrana suspendida es debido a la existencia de una
fuerza eléctrica entre la guía de onda y la membrana, esta fuerza eléctrica es regida por el potencial rms.
De acuerdo a la ecuación 1.4 es posible realizar que el voltaje sea menor si la
constante de resorte lo es, por lo tanto menor voltaje será requerido para el movimiento de la membrana.
3.1 Patrón geométrico del sensor de potencia RF through
El patrón geométrico se comenzó con el diseño de la guía de onda coplanar con
una impedancia de 50ohms, y se realizó una compensación de impedancia por medio de la reducción del ancho de la línea central antes y después de la capacitancia por la membrana sostenida por resortes, posteriormente se modificará el plano de tierra para evitar la interacción del campo eléctrico con la membrana además. Se busco que el diseño fuese simétrico, con la finalidad de poder crear el diseño en un simulador rápidamente.
Además con la posibilidad de integrarlo en un proceso estándar de fabricación
de Cis.
3.1.1 Resortes
El diseño de los resortes está basado en el trabajo de Czaplewski el cual tiene
un resorte en forma de U (folded spring) Figura 3.1, y éste a su vez forma parte
65
de una red de resortes para suspender a la membrana MEMs para el sensor de potencia RF through.
En la Figura 3.2 se muestra la red que conforma el mecanismo para suspender
a la membrana sobre la guía de onda coplanar, consta de cuatro resortes en forma de U, donde dos resortes se unen a un poste para permanecer suspendidos.
Figura 3.1) Resorte en forma de U.
Figura 3.2) Red para suspender la
membrana unida a un poste.
Los resortes se conectarán a un poste y éste a su vez formará parte de una
guía de onda coplanar, en donde se medirá el campo eléctrico acoplado que se generó con la interacción de la guía de onda coplanar y la membrana.
Existe una interacción eléctrica en los resortes y el plano de tierra como se
observa en la Figura 3.3, el cual afectarán en la respuesta global del sistema. Ésta interacción se pueden modelar por medio de capacitancias parásitas, las cuales serán necesarios tomarlas en cuenta, así que lo más conveniente es evitar la generación de estas capacitancias parasitas.
Figura 3.3) Interacción de los resortes con el plano de tierra.
66
Para evitar la interacción en los resortes con el plano de tierra se recurre a
realizar un desplazamiento de dichos resortes en dirección al centro del dispositivo.
Sin embargo existe la interacción con el plano de tierra cerca del poste, en esta
ocasión no se debe a los resortes, sino a la base de los resortes, ya que se cuenta con un viga para sostener al resorte, es éste donde existe la interacción con el plano de tierra como se muestra en la Figura 3.4.
Una solución no recomendada es el eliminar el plano de tierra, sin embargo el
dispositivo debe de contar con un plano de referencia, aún conociendo que el equipo de medición o equipo eléctrico puede sustituirlo es importante que el dispositivo cuente con un plano de tierra, de tal forma que el eliminar ésta conexión es inviable.
Figura 3.4) Interacción del poste con el plano de tierra.
Para la corrección de esta observación, se diseñó que el plano de tierra
estuviera alrededor del dispositivo de tal forma que se garantiza una referencia. El diseño final se muestra en la Figura 3.5. Está formado por un anillo que indica un plano de tierra para todo el dispositivo, además de evita la interacción con los resortes, la base de los resortes y los postes.
67
Figura 3.5) Plano de tierra en forma de anillo.
El diseño de los resortes es en forma de U, utiliza 2 resortes para sostener un
lado de la membrana, de la misma manera se tendrá la configuración para sostener el otro lado de la membrana, estos resortes se unirán en un punto. El punto de unión es el poste que dará altura a la membrana y a los resortes.
Las dimensiones del poste y resorte para suspender la membrana se muestra
en la Figura 3.6. Donde se obtiene una constante de resorte para cada resorte en forma de U de
la Ecuación 2.51. k = 0.3562 N/m^2 Recordando que el bloque de dos resortes tiene un resultado de la constante
que es la suma de ellos.
Figura 3.6) Dimensiones de los resortes que soportan a la membrana y el poste.
68
Como toda la red para suspender la membrana consta de cuatro resortes en
paralelo el valor final de la constante de resorte por la que es suspendida la membrana es la suma de éstos.
El poste es de tamaño 130umx130um.
3.1.2 Membrana suspendida
La membrana se diseñó de 300um x 300um, ya que se ajustaba al diseño inicial
de la guía de onda coplanar, con ello se tendrá una capacitancia aproximada de 0.5 -1.5 pF con un desplazamiento entre 0.5-3um.
El tamaño de la capacitancia generada por la membrana es muy alta y como
consecuencia se tiene un cambio de impedancia muy significativo en la guía de onda coplanar(50Ω), esto genera altas pérdidas por inserción.
Para reducir la capacitancia, la forma viable es por medio de la variación de
dimensiones de la placa inferior Figura 3.7, ya que reducir la placa superior implicará cambios en los resortes, y a su vez en la constante de resorte (se reduciría), así que con la variación de la placa inferior se obtendrá una capacitancia menor.
placa superior
placa inferior
separación
Figura 3.7) Esquema conceptual de RF MEMs y placas que conforma la capacitancia.
En la Figura 3.8 se observa el comportamiento de la capacitancia con la
variación con respecto a las dimensiones de la placa inferior y la separación entre placas.
69
1 2 3 4 5 6
10-14
10-13
10-12
X: 0.2185Y: 3.647e-012
Separación [um]
Fara
dios
[F]
Figura 3.8) Magnitud de valor capacitivo con variación del ancho de la placa inferior.
3.1.3 Variación de Impedancia (compensación de impedancia)
El valor de la impedancia característica debido a las dimensiones de la guía de
onda coplanar se muestra en la Figura 3.9, en la cual se puede tener un cambio de impedancia, el valor de la impedancia de la guía se puede aproximar por medio de la grafica. En la cual en la parte roja corresponde a un a impedancia de 50ohms la cual fue calculada inicialmente.
Figura 3.9) Impedancia característica guía de onda coplanar, en función del ancho de la
línea y el espaciamiento [52, Pág. 24].
Placa inferior –-–-300um
Placa inferior –-–-175um
Placa inferior –-–-80um
Placa inferior –-–-40um
Placa inferior –-–-15um
70
Con base en diversas simulaciones donde se sintoniza la impedancia antes y
después del capacitor, se determinaron las dimensiones de la CPW, con estas correcciones se amplío el ancho de banda.
Como se observa en la Figura 3.10, el cambio de impedancia tiene una
imperfección debido al capacitor, de esta manera la compensación se puede observar como la suavización del camino de la señal eléctrica. Así ya no se tendrá un cambio abrupto en la impedancia, al realizar esto se hace que el valor inductivo se más presente que el valor capacitivo ya que se reduce, pudiendo compensar con el capacitor que existe posteriormente por la membrana, los resultados se muestran en el capítulo 4.
Figura 3.10) Suavización de cambio de impedancia debido a la introducción de una
membrana capacitiva.
3.2 Características esperadas
A continuación se explicara en breve el procedimiento para encontrar las
dimensiones adecuadas para el sensor de potencia RF. Considerando que en la línea coplanar viaja una señal electromagnética,
durante su viaje de la señal tiene a su paso un valor capacitivo generada por la membrana suspendida. Más adelante se muestra el comportamiento del sensor teniendo una membrana de tamaño de 300um x 300um con una placa inferior del
71
mismo tamaño, la cual genera grandes pérdidas en la transmisión, debido al cambio de impedancia.
Para poder incrementar el ancho de banda se reducirá el ancho de la línea
central de la CPW esta es una reducción de la capacitancia Figura 3.11.
Figura 3.11) Reducción del valor capacitivo con variación de ancho de línea central.
Sin embargo este desempeño eléctrico S21 Figura 3.12, aun se puede mejorar
más, por medio de la sintonización de impedancia que se puede realizar en la guía de onda coplanar.
Figura 3.12) Comportamiento eléctrico del sensor de potencia, con la variación de las
dimensiones de ancho de línea central.
72
A continuación se fija el valor de la placa inferior y ahora se reduce las dimensiones antes y después de la membrana Figura 3.13.
Figura 3.13) Sintonización de la guía de onda coplanar antes y después de membrana.
Con la corrección de impedancia en la guía de onda coplanar, se obtiene un
mejoramiento substancial, obteniendo resultados como se observan en la Figura 3.14.
Figura 3.14) Comportamiento eléctrico del sensor de potencia, fijando la dimensión de la
línea central debajo de la membrana, y con la variación de las dimensiones de ancho de
línea central antes y después de la membrana.
73
Como se mencionó en la sección pasada la Figura 2.20 se muestra el comportamiento en magnitud de los parámetros S21 y S11 que cambia a razón de las diferentes impedancias provocadas por las discontinuidades. De tal manera que la falta del valor capacitivo en la guía de onda coplanar se verá compensada con la capacitancia generada de la membrana suspendida. De tal manera que con ambas criterios el ancho de banda se amplía hasta 10Ghz.
3.3 Resumen de dimensiones
A continuación, en las Figuras 3.16 a 3.18 se indican las dimensiones del
sensor de potencia RF MEMs en una vista superior. Donde las partes que lo componen son fácilmente identificadas; cabe hacer notar que este diseño cuenta con simetría sobre el eje “X” o “Y”, con un tamaño considerado moderado-pequeño Figuras 3.15.
Figura 3.15) Visualización superior del patrón geométrico de sensor RF through.
74
Figura 3.16) Dimensiones de la línea central y separación con el plano de tierra.
Figura 3.17) Dimensiones del anillo de plano de tierra y separación.
Figura 3.18) Dimensiones de resorte y poste.
75
3.4 Patrón geométrico con pads de medición
Las dimensiones en las Figuras 3.16 a 3.18, indican el patrón geométrico del
sensor RF through. Se incluyen estructuras de desincrustación para las mediciones se señales RF, el patrón geométrico con las estructuras se muestra en la Figura 3.19 estos son: abierto, corto, y a-través que se aprecian en los círculos de izquierda a derecha, respectivamente.
Figura 3.19) Patrón geométrico con estructuras de desincrustación (open,short,thru).
La separación de los pads para proveer la señal RF, tiene una separación entre
ellos de 150um (pitch Figura 3.20), la estructura del pad es como se ilustra en la Figura 3.21.
Figura 3.20) Patrón geométrico con inclusión
de pads.
Figura 3.21) Patrón
geométrico de pad de
medición.
76
El dispositivo se realizó en los niveles bajos de polisilicio, de manera que se realizaran los pads de medición como se muestran en la Figura 3.21. Y se cuenta con un total de 30 pads de medición repartidas en el diseño Figura 3.20.
Una desventaja al utilizar pocos niveles de polisilico y el diseño se realiza en un
proceso de fabricación estándar de CI con el proceso SUMMiT V de SNL, es la necesidad de tener acceso a la capa de polisilicio (Poly) a través de la capa de metal en donde se inserta la señal eléctrica, Figura 3.22.
Figura 3.22) Proceso de fabricación SUMMiT V.
Como se observa en la Figura 3.23 se tiene que construir una estructura
especial para acceder desde la capa superior(metal) para lograr un contacto con la capa inferior de polisilicio, en especial (Poly_0). Ya que la CPW se diseñó en esté.
Para qué viaje la señal de RF al Poly_0 el pad se describe por medio de una
imagen en 3D, logrando un contacto de polisilicio al metal.
77
Figura 3.23) Esquema estructural del pad, para realizar contacto desde el nivel de
PNTMETAL – Poly0.
A continuación se describe de manera breve el proceso de fabricación:
• Después del deposito del nitruro de silicio.
• Se deposita uniformemente polisilicio (poly0, color ROJO) es la base de
la estructura, posteriormente se coloca la mascarilla para realizar el
patrón geométrico, después un proceso de luz para fijar y obtener
cavidades, finalmente se realiza un proceso químico para retirar el
material no deseado.
• Se deposita óxido1, para dar altura y se realiza cavidades.
• Se deposita poly1 (color, GRIS) y se realiza el patrón geométrico.
• Se deposita óxido de sacrificio2.
• Se deposita poly2 (color GRIS). Se realizaron cavidades.
78
• Se deposita el óxido de sacrificio3.
• Se deposita el poly3 (color VERDE), existen partes que hacen contacto
con poly2-poly1.
• Se deposita óxido de sacrificio4. Para hacer una cavidad central
(circular).
• Se deposita polisilicio (poly3, color AZUL) que realiza el contacto con
poly3 (cuadrado).
• Se deposita la capa de óxido de sacrificio5, realizando una cavidad
circular.
• Se deposita la capa de metal.
3.4.1 Perfil del proceso
Como se puede observar en los pads de medición, con ayuda de las
herramientas de diseño se puede apreciar más claro qué forma tomara la estructura (con el uso de CONFORMAL), en donde no se tiene una figura exactamente cuadrada como se planteo en la imagen en 3D
Se ejecuta un corte transversal al patrón geométrico en la posición de los pads,
utilizando a las herramientas de diseño de los laboratorios SANDIA en la posición de una cuarta parte del pad Figura3.24 y el otro a la mitad del pad Figura3.25.
79
Figura 3.24) Corte transversal del Pad ¼
parte.
Figura 3.25) Corte transversal del pad ½.
80
Capítulo 4 Simulación Las simulaciones se realizaron en dos diferentes software: COMSOL y HFSS Con el software de COMSOL se realizó la simulación de desplazamiento
aplicando una presión sobre la membrana, además del cálculo del valor capacitivo generado entre la membrana y la guía de onda coplanar
En el software de HFSS se tienen resultados de parámetros S y VSWR,
utilizando puertos concentrados. La utilización de éstos simuladores es de una complejidad mediana-fácil sin
embargo es muy poco intuitivo el trazado del gráfico en tercera dimensión (3D) esto comparado con el software que es muy complicado de Ansys o CST.
4.1 Simulación de desplazamiento.
Se utilizo el programa COMSOL para simular el desplazamiento y deformación
de la membrana. Este programa es una herramienta eficaz, ya que cuenta con la posibilidad de simular la deflexión, el análisis en DC/AC, el estrés y otros más.
También cuenta con variantes que se combinan entre los análisis, sin embargo mucho depende del equipo de cómputo para procesar dicha información. Entre más elementos se incluyan mayor serán los requerimientos del equipo de cómputo.
Para la simulación de deflexión de los resortes y la membrana, se utilizó el
modulo “Sólido Tensión-Deformación en el espacio tridimensional”. Para realizar el dibujo en 3D se puede iniciar de un dibujo en 2D o directamente desde el espacio tridimensional.
Desde “ajuste de plano” trabajando en 2D es un más fácil realizar el diseño del
sensor, en ocasiones es complicado el manejo de coordenadas tridimensionales, después del diseño en 2D se puede “extrudir” (dar profundidad o altura) o “extender” el dibujo 2D.
81
Se tiene la posibilidad de tratar de darle conformal al dibujo 3D tratando de incluir todas las dimensiones y defectos posibles del proceso de fabricación para calcular los parámetros adecuadamente, sin embargo es muy tardado.
La deflexión máxima está determinada por el proceso de fabricación. La
membrana se coloca en el tercer nivel de polisilicio y es aproximadamente de 6.5um, Figura 4.1a.
Figura 4.1a) Proceso de fabricación para RF MEMs.
Como se observa en la Figura 4.1b, la membrana tendría aproximadamente
éste perfil de fabricación. Pudiendo realizar en el simulador dicha transición.
Figura 4.1b) Transición en el programa COMSOL, Dibujo 3D.
82
Cabe hacer notar que conforme mayor sea el detalle en el diseño, el enmallado
será mayor, consecuentemente el tiempo de simulación aumenta.
Así pudiendo anclar en la parte inferior de la estructura de la membrana, tal como realmente sucederá, aplicando una presión en la parte superior de la membrana Figura 4.1c.
Figura 4.1c) Anclaje en el programa COMSOL, Dibujo 3D
Las propiedades de la materia utilizada son las siguientes: Material: isotropico (Polisilcio) Módulo de young 60G [Pa] Razón de poisson: 0.22 Expansión térmica: 2.6e-6[1/K] Densidad: 2320[Kg. /m^3] Constante de resorte de acuerdo a la ecuacion2.51 kequ = 1.4249 N/m. Si al supera la distancia de 6.5um, se tendrá un contacto pleno entre las placas
de polisilicio, superior e inferior, Figura 4.2.
83
Figura 4.2) Separación antes de tocar placa inferior (Poly3 “color rojo”-Poly0 “color azul”).
La Tabla 4.1 muestra el desplazamiento dado por una presión en la parte
superior de la membrana.
_______________________________________________________ Tabla 4.1) Desplazamiento debido a una presión.
Presión[Pa] Desplazamiento[um]
10 0.2362
25 0.5903
30 0.7082
45 1.061
60 1.414
75 1.764
85 1.997
100 2.345
115 2.69
130 3.034
145 3.374
160 3.712
175 4.046
195 4.488
215 4.924
245 5.566
265 5.987
285 6.402
84
En la parte central de la membrana el comportamiento es lineal, los datos se
observan de manera gráfica en la Figura 4.3.
0 50 100 150 200 250 300 3500
1
2
3
4
5
6
7
Presión[Pa]
desp
laza
mie
nto
[um
]
Figura 4.3) Grafica de desplazamiento con respecto a una presión externa.
En la Figura 4.4 se observa la forma de la membrana deformada al existir la
presión en la parte superior.
Figura 4.4) Deformación de membrana.
85
4.2 Capacitancia
Para realizar la simulación de capacitancia se utilizó el “módulo MEMs” en un
análisis “Electrostática”, en donde se aplica un voltaje unitario a la línea central de la CPW.
La capacitancia de placas paralelas, generada y calculada por el programa
COMSOL, se muestra en la siguiente Tabla 4.2.
_______________________________________________________ Tabla 4.2) Valor capacitivo entre placas paralelas.
Separación entre placa superior e inferior [um] Valor Capacitivo [F]
2.5 3.234579e-14
3.0 2.840427e-14
3.5 2.458445e-14
4.0 2.311017e-14
4.5 2.058753e-14
5.5 1.802654e-14
6.5 1.621709e-14
Los datos se grafican en la Figura 4.5.
2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 61.5
2
2.5
3
3.5x 10-14
separación[um]
Cap
acita
ncia
[F]
Figura 4.5) Grafica de capacitancia.
86
4.3 Simulaciones de parámetros eléctricos o parámetros S
Se utilizó el programa HFSS para realizar una simulación de onda completa Se realizó el dibujo en 3D utilizando las propiedades de materiales, como
substrato Si, la CPW y membrana se utilizo propiedades de Cobre, es necesario un previo y breve entrenamiento en este programa, sin embargo aún así, es más sencillo que Ansys para obtener los parámetros S,
El dibujo del sensor se encuentra dentro de una caja con propiedades de aire, y
con radiación, las propiedades del material en HFSS para el cobre es permitividad y permeabilidad relativa =0.99 y 1, conductividad = 58000000 Simens/m y las base de la estructura(substrato) de silicio con permitividad y permeabilidad relativa de 1 y 11.9 respectivamente, conductividad= 0.
La excitación se realizo en un plano, utilizando puerto concentrado (lumped
port) a una impedancia resistiva de 50 ohms. Con una línea de integración en la CPW Figura 4.6a de impedancia característica Zpi, a una frecuencia de solución de 8GHz.
Figura 4.6a) Línea de integración de asignación de puerto y campo del puerto
En la Figura 4.6b se presenta el modelo en 3D con las dimensiones citadas en
el capítulo 3.
87
Figura 4.6b) Modelo en 3D del RF MEMs diseñado en el programa HFSS.
En este programa, la variación de la distancia se realizó manualmente. Con una
separación inicial de 6.8um. A continuación se presentan los resultados del simulador para una onda electromagnética, Figura 4.7 a 4.14.
Como se mencionó, la separación entre la membrana y la línea de transmisión
es de 6.8um. En la Figura 4.7 se muestra un corte transversal sobre el eje “x” visualizando la concentración del campo eléctrico a la altura de la membrana. Donde la el valor máximo de la concentración del campo en de 1.46 MV/m
88
Figura 4.7) Intensidad del campo eléctrico.
En la Figura 4.8 se muestra la distribución del campo eléctrico sin ninguna
deflexión, siendo que la separación es de 6.8un. El campo eléctrico se genera por la radiación de la guía de onda coplanar donde es transmitida la señal electromagnética.
4.8) Distribución del campo eléctrico.
89
En las Figuras 4.9, 4.10 se presentan los parámetros de dispersión o parámetros S.
En la Figura 4.9 se muestran la transmisión de la guía de onda coplanar, la cual
varía según la separación (deflexión) entre la membrana y la placa inferior (guía de onda coplanar).
Figura 4.9). Comportamiento de pérdidas de transmisión al variar la distancia entre la
membrana y guía de onda coplanar.
Conforme, la separación entre placas es mayor, la capacitancia generada por la
membrana disminuye siendo así que se crean menores pérdidas. De ésta manera, los cambios de impedancia en la línea principal se ven compensados, al grado de incrementar el ancho de banda.
En la Figura 4.10 se muestran las pérdidas por inserción. Las pérdidas por
inserción se mantienen bajas, alrededor de -22.5db hasta 5Ghz para una separación de placas mayor 0.5um. Sin embargo al seguir acercando la membrana al CPW, las pérdidas suben y sobrepasan los -13.7db.
Como se aprecia en la Figura 4.9, la transmisión comienza a bajar. Con éstos hechos es muy probable que la señal se pierda o esté muy atenuada a la salida.
90
Figura 4.10) Comportamiento de pérdidas por inserción, al variar la distancia entre la
membrana y guía de onda coplanar.
Se muestra en la Figura4.11 el comportamiento del VSWR del dispositivo.
Figura 4.11) VSWR del sensor
91
4.4 Discusión de los resultados
Se presentó el diseñó de un sensor de potencia con una estructura novedosa, al
utilizar una combinación de un conmutador de RF con una guía de onda coplanar como parte del sensor de potencia. Este sensor through tiene las propiedades de ya mencionadas en capitulo 1, no disipa la señal en comparación con los sensores terminales, no afecta a la señal RF original en el proceso de detección.
También se expuso la compensación de impedancia que a mejorado las
características de desempeño del sensor RF through, las características de desempeño se mostraron en las Figuras 4.9 y 4.10 con un rango de operación de hasta 10Ghz presentando pérdidas por inserción por debajo de -18db. Y con una transmisión de señal de -1.0db a 10Ghz.
En la Figura 4.12 se colocaron adecuadamente los resultados de la Figura 4.9,
se muestra de derecha a izquierda el incremento de la separación entre CPW y la membrana donde la grafica de mantiene en un nivel bajo con una separación de 0-6um y lo restante 0.8um se incrementa las pérdidas debido al valor capacitivo generado.
Figura 4.12) Transmisión del sensor, con variación de la separación de la membrana
0.1 0.25 0.45 0.05 0.15 0.35 0.60 0.75 0.95 1.1 3 5 6.5um
| | | | | | | | | | | |
92
En la Figura 4.13 se realizo el mismo procedimiento anterior colocaron
adecuadamente los resultados de la Figura 4.10, se muestra de derecha a izquierda el incremento de la separación entre CPW y la membrana donde la grafica de mantiene en un nivel alto con una separación de 0-6um y lo restante 0.8um disminuye la transmisión debido al valor capacitivo generado.
Figura 4.13) Perdidas por inserción del sensor con variación de altura de la membrana
En la Figura 4.14 de observa el acoplamiento que existe con de la membrana,
en esta grafica con el mismo proceso anterior se observa que es bajo el acoplamiento pero continuo con forme se acercan los conductores
0.1 0.25 0.45 0.05 0.15 0.35 0.60 0.75 0.95 1.1 3 5 6.5um
| | | | | | | | | | | |
93
Figura 4.14) Acoplamiento entre membrana y Guía de onda coplanar con dependencia de
variación en separación.
Este acoplamiento es bajo debido a que la línea central termino siendo con un
valor pequeño y la interacción es como se muestra en la Figura 4.15, así que es
por eso el valor pequeño de acoplamiento con un máximo de -5db y un minino de
-16db. El acoplamiento es medido con el parámetro S31.
Figura 4.15) Interacción eléctrica de la membrana capacitiva y CPW.
0.1 0.25 0.45 0.05 0.15 0.35 0.60 0.75 0.95 1.1 3 5 6.5um
| | | | | | | | | | | |
94
Capítulo 5 Conclusiones y Trabajo a futuro
5.1 Conclusiones
A través de este trabajo de tesis se ha presentado el diseño de un sensor de
potencia para RF, utilizando Sistemas Microelectromecánicos (MEMs). El sensor es de tipo no-terminal, lo que permite medir la potencia de una señal de RF sin disiparla. Las simulaciones demuestran que el sensor opera satisfactoriamente hasta un rango de 10Ghz con una transmisión de -1.0db y con pérdidas de inserción de -18db. Esto se logró mediante la sintonización de la impedancia dada por las dimensiones de la guía de onda coplanar y así optimizando el rendimiento del sensor.
La utilización de resortes mejoró el desempeño comparado con los sistemas
similares, que no tiene elementos extras Además el diseñó del sensor considera que eventualmente se integre en un
Circuito Integrado debido a que fue fabricado con polisicio en los Laboratorios Nacionales de Sandia., donde el dispositivo es de polisilicio, es compatible con los procesos de fabricación estándar CI CMOS,
Los resultados que se presentaron se pueden comparar con los obtenidos por
los otros autores
_______________________________________________________ Tabla 5.1) Tabla comparativa de sensores de potencia through
Seseña,
Murphy
(2010)
Fernández
(2006)
Lei Han
(2007)
Su Shi
(2009)
Zhiquiang
Zhang
(2010)
Fabricación Si Cristal de
cuarzo
GaAs GaAs GaAs
95
Frecuencia 10GHz 4Ghz 10Ghz 12Ghz 8-12Ghz
P. Inserción -18db -25db -15db -14db -19db
Transmisión -1.5db -0.2db -2db -0.5db -0.75db
Tamaño(mm) 1.6x1.3 1.3x1.0 1.2x0.6 1.2x0.5 2.5x1.5
Anclaje de Membrana Resorte Membrana Membrana Membrana Membrana
Compensación Línea Si Si No No Si
Compensación Sistemas T. No No Si Si Si
Compensación Membrana No No No No Si
Diseño Sencillo Sencillo Moderado Moderado Complejo
Figura 5.1) Simulación de parámetros S del sensor de potencia RF propuesto.
96
Figura 5.2) Resultados del sensor de
potencia RF [Fernández].
Figura 5.3) Resultados del sensor de
potencia RF [Lei Han].
Figura 5.4) Resultados del sensor de
potencia RF [Su Shi].
Figura 5.5) Resultados del sensor de
potencia RF [Zhiquiang].
97
5.2 Trabajo a futuro
• Medición, caracterización y análisis de la estructura fabricada.
• Agregar termoacopladores
• Corrección en el plano de tierra
• Modificación de la estructura para lograr una mayor interacción eléctrica con la membrana Figura 4.15
• Utilización de elementos de compensación y sintonización recientemente
se han divulgados [Zhiquiang]
• Tener una referencia, con el dispositivo fabricado en los Laboratorios Nacionales de Sandia posteriormente la fabricación de la misma estructura en el INAOE.
• Incluir diferentes materiales en el proceso de fabricación INAOE para
obtener menores pérdidas.
98
Referencias
[1] “www.maclittle.es/2010/06/06/15/x-band-electronic-attack/”.
[2] Misra Devedra K., “Radio-frequency and microwave communications circuits: analysis and
design”, Second Edition, John Wiley & Sons, 2004
[3] Tri T. Hill, “Digital satellite communications”, second edition, MacGraw Hill, 1990
[4] “http://www.powercastco.com/applications/future-evolution/” [5] Sensor en persianas (WEB: “http://www.motoresypersianas.com/catalogo/Sensor-Sol-Persianas-RF_116.html”) [6] “www.agilent.com/find/V3500A”. [7] “http://spanish.alibaba.com/product-gs/rf-power-meter-529037488.html”. [8] “http://www.fmdepot.com.ar/instrumentos.htm” [9] “www.bird-technologies.com/products/software/5000-xt/” [10] Joseph J. Carr RF, “Components and Circuits”, ed, Newnes
[11] “http://test.testmart.com/st.cfm/RFPWRM/RF%20Power%20Meter.html”
[12] Isidoro Martinez, "Termodinámica: Básica y Aplicada" Editorial DOSSAT. S. A., 1992, Cap11 Difusión térmica y másica. “http://webserver.dmt.upm.es/~isidoro/” (Thermodynamics) [13] efecto sebeeck, “Abhandlungen der Preussischen Akademie derWissenschaften (1818–1819), 305–350” Cesar Eduardo Chialvo, “Efectos termoeléctricos teoría básica y aplicaciones”, monografía 2004 http://www.ib.cnea.gov.ar/~experim4/informes/TermicasChial.pdf
99
[14] P. Kopystynski, E. Obermeier, H. Delfs, and A. Loeser, “Silicon power microsensor with
frequency range from DC to microwave,” in Int. Conf. Solid-State Sensors Actuators Dig., June
1991, pp. 623–626.
[15] Veljko Milanovic, Michael Gaitan, Edwin D, Bowen, Nim H. Tea, Mona E. Zaghloul,
“Implementation of thermoelectric microwave power sensor in CMOS technology”, IEEE1997 Pag
2753-2756
[16] Veljko Milanovi, Matthew Hopcroft, Christian A. Zincke, Michael Gaitan, and Mona E.
Zaghloul, “Optimization of CMOS MEMS Microwave power sensor”, International symposium on
circuits and systems, Orlando Florida, May 30-June 2, 1999
[17] N8480 Series Thermocouple Power Sensors Technical Specifications, literature number
5989-9333EN “www.agilent.com”.
http://www.temtecsa.com.ar/product_info.php/products_id/208?osCsid=1138cc955ce9a06e2ecf2a9cb857a455. [18] Termoacopladores, “”www.scribd.com/doc/24858329/Transductores-de-Tenoeratura-Termocuplas””. [19] Daulle A., Xavier P., Rauly D.: "A power sensor for fast measurement of telecommunications signals using substitution method", IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Volume: 50 Issue: 5 , Oct.2001, pp. 1190 –1196. [20] “http://www.cedesa.com.mx/tektronix/medidores/potencia-rf/PSM3310/”
[21] ” http://www.cedesa.com.mx/tektronix/medidores/potencia-rf/PSM5120/”
[22] ” http://sine.ni.com/nips/cds/view/p/lang/es/nid/208935”
[23] ” http://sine.ni.com/nips/cds/view/p/lang/es/nid/204499”
[24] “http://www.bird-technologies.com”
[25] “Design and Characterization of Reliable RF-MEMS Routing circuits for space applications
Chapter 1: State of Art”
[26] “http://www.rfparts.com/bird6.html”
100
[27] “http://www2.rohde-schwarz.com/file_6929/TI_NRT-Z14.pdf”
[28] “http://www.jdsu.com/ProductLiterature/JD730_ds_cpo_tm_ae.pdf”
[29] Seppä H., Kyynäräinen J., Oja A.: "Microelectromechanical systems in electrical metrology", IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Volume: 50 Issue: 2 , April 2001, pp. 440-444. [30] L.J. Fernandez, E. Visser, J Sese, R Wiegerink, H. Jansen, J. Flokstra, M. Elwenspoek,"Development of a Capacitive Mems RF Power Sensor Without Dissipative Losses: Towards a New Philosophy of RF Power Sensing", Precision Electromagnetic Measurements Digest, Conference June 2004 pp. 117 – 118. [31] Luis J.Fernandez, Javier Sesé, Jaap Flokstra and Remco Wiegerink, “Capacitive MEMs Applications for high-frequency power sensor” [32] Luis J. Fernandez Eelke Visser, Javier Sesé, Remco “Capacitive RF power sensor based on MEMS technology” [33] L J Fernandez, R J Wiegerink, J Flokstra “A capacitive RF power sensor bases on MEMS technology” 2006, Journal of Micromechanics and Microengineering 16, 1099–1107 [34] Lei Han, Qing An Huang and Xiaoping Lia “A microwave power sensor based on GaAs MMIC technology”, 2007 Journal of micromechanics and microengineering 17, 2132–2137. [35]Su Shi and Liao Xiaoping, “A capacitive membrane MEMS microwave power sensor in the X-band based on GaAs MMIC technology”, 2009 Journal of Semiconductors, Vol. 30, No. 5, 054004 1-5. [36] L. Han, Q.A. Huang, X.P. Liao, S. Su, A micromachined inline-type wideband microwave power sensor based on GaAs MMIC technology, J. Microelectromech. Syst. 18 (2009) 705–714. [37] Zhiquiang Zhang, Xiaoping Liao, Lei Han, A Coupling RF MEMs Power Sensor Based on GaAs MMIC Technology, Sensors and Actuators A: Physical, 160 (2010) 42–47 [38] David A. Czaplewski, Christopher W. Dyck et al. , “A Soft-Landing Waveform for Actuation of a Single-Pole Single-Throw Ohmic RF MEMs Switch”, Journal of Microelectromechanical System Volume 15 Dec. 2006 Pages 1586-1594 [39] Elwenspoek M., Wiegerink R.: “Mechanical Microsensors”, Springer, 2001.
101
[40] T. Vähä-Heikkilä, J. Kyynäräinen, A. Oja, J. Varis, and H. Seppä, “Capacitive MEMs Power Sensor”, The 3rd Workshop on MEMs for Millimeterwave Communication, Crete, June 26th-28th, 2002. [41] Hector J de los Santos, RF MEMs Circuit Design For Wireless Communications, Ed Artech House. [42] Wen C. P.: "Coplanar waveguide: A surface strip transmission line suitable for nonreciprocal gyromagnetic device applications," IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-17, Dec. 1969, pp. 1087-1090 [43] Veyres C., Fouad-Hanna V.: "Extensions of the application of conformal mapping techniques to coplanar lines with finite dimensions," Int. J. Electronics, vol. 48, no.1, 1980, pp. 47-56. [44]Rainee N. Simona, Coplanar Waveguide Circuits Components & Systems, (Wiley Series in Microwave & Optical Engineering), editorial Wiley-IEEE, 2001 [45] Gevorgian S., Linner L. J. P., Kollberg E. L. “CAD Models for shielded multilayered CPW”, IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 43, No. 4, pp. 772-779 [46] Hilberg W.: "From approximations to exact relations for characteristic impedances," IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-17, no. 5, May 1969, pp. 259-265. [47] Bachert P. S.: "A coplanar waveguide primer", R.F. Design, vol.11, no.7, July 1988, pp. 52-57. [48] Hoffman R. K.: "Handbook of Microwave Integrated Circuits," Artech House Inc., Norwood, 1987. [49] “The MEMs HANDBOOK, MEMs applications second edition”, Mohamed Gad-el-Hak, Taylor & Francissecond edition, http://www.taylorandfrancis.com [50] http://mems.sandia.gov/scripts/index.asp [51] James J. Allen, Micro Electro Mechanical Systems Design, ed. Taylor & Francis [52] Richard Brown, “Rf/Microwave Hybrids Basics, Materials and Processes”, Richard Brown Associates, Inc., kluwer academic publishers, http://ebooks.kluweronline.com
102
Apéndice A: REGLAS DE DISEÑO PARA EL PROCESO DE FABRICACION
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135
Apéndice B: PATRÓN GEOMÉTRICO DE PADS
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139
140
9
Agilent Power Meter and Power Sensors Selection Guide 9 k
Hz10
0 kHz
10 M
Hz50
MHz
2 GHz
4.2 G
Hz6 G
Hz18
GHz
26.5
GHz
33 G
Hz40
GHz
50 G
Hz75
GHz
110 G
Hz
Power
Frequency
Peak-and-average power sensors(breakdown by dynamic range)
9 kHz
100 k
Hz10
MHz
50 M
Hz2 G
Hz4.2
GHz
6 GHz
18 G
Hz24
GHz
26.5
GHz
33 G
Hz40
GHz
50 G
Hz75
GHz
110 G
Hz
Power
Frequency
Average power sensors(breakdown by dynamic range)
–65 t
o +20
dBm
–60 t
o +20
dBm
–35 t
o +20
dBm
N192x peak-and-average sensors Compatible with P-Series power meters E932x peak-and-average sensors Compatible with EPM-P and P-Series power meters
Legend N848X average thermocouple sensor 848XD average diode sensor 848X thermocouple sensor E441X 1-path diode CW-only sensor E930X 2-path diode true-average sensor U200X USB sensors V3500A Handheld RF Power Meter
Legend
N848XB Series–5 to +44 dBm
E930XB Series–30 to +44 dBm
U200XB Series–30 to +44 dBm
N848XH Series–15 to +35 dBm
U200XH Series–50 to +30 dBm
E930XA Series–60 to +20 dBm
U200XA Series–60 to +20 dBm
848XD Series–70 to –20 dBm
848XA Series–30 to +20 dBm
N848XA Series–35 to +20 dBm
E441XA Series–70 to +20 dBm
E930XA/H Series–50 to +30 dBm
E9321A (300 kHz BW)
E9325A (300 kHz BW)
N1921A (30 MHz BW)
N1922A (30 MHz BW)
E9322A (1.5 MHz BW)
E9323A (5 MHz BW)
E9326A (1.5 MHz BW)
E9327A (5 MHz BW)
N8481BN8482B
E9300BE9301BU2001BU2000BN8481H
N8482HE9300HE9301H
E9304A OPT-H19E9300A OPT-H25
N8486AQN8486AR
N8485A OPT-33N8487A
N8482AN8481A
U2004AU2002A
U2000AU2001A
V3500A
U2002HU2001H
V8486A W8486A8483A (75 ohm)
U2000H
E9300A OPT-H24E9301A
8487DQ8486D
8485D OPT-33R8486D
8481D
E4413A OPT-H33E4412A
E9304A OPT-H18