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Departamento de Engenharia Elétrica/ CETUC

SISTEMA DE AMPLIFICAÇÃO PARA TRANSMISSÃO

DE ENERGIA SEM FIO

Aluno: Victoria Menescal Tupper Palhares

Orientador: Gláucio Lima Siqueira

Co-orientador: Jorge Virgilio de Almeida

Introdução

Apesar de ser um tópico de pesquisa muito popular e revolucionário, a ideia de

transmissão de potência sem fio data de 1899, quando Nikola Tesla desenvolveu teorias sobre

transmitir eletricidade e sinais sem fio. Numa tentativa de superar as teorias de Hertz sobre

ondas eletromagnéticas, Tesla pensou que, se injetada uma corrente elétrica no solo, criando

um guia de onda planar entre solo e ionosfera, que por sua vez são dois planos condutores

isolados da atmosfera, seria possível transmitir dados e potência, independente da distância.

Para testar suas teorias, ele criou um transformador de alta tensão em seu laboratório de

Colorado Springs. Após encontrar investidores para os seus experimentos, Tesla construiu a

primeira estação de energia do mundo, Wardenclyffe Tower (Figura 1), em Long Island, Nova

York. Devido à grande intensidade de campo elétrico, que diminui significativamente com a

eficiência de transmissão de potência e oferece grande risco a saúde humana, a invenção de

Tesla jamais conseguiu ser inteiramente construída [2].

Figura 1 - Wardenclyffe Tower

Disponível em: http://www.teslascience.org/pages/questions.htm [Data de acesso: 26/02/2018]


Mais de um século depois, o interesse neste tópico foi retomado pelo crescimento da

comunicação sem fio, carros elétricos e wearables. Em todos os momentos a engenharia tem

enfrentado um grande desafio: baterias. Apesar de ser a única solução até o momento, é uma

ferramenta cara, pouco eficiente e pesada.

Três das mais famosas tecnologias de transmissão de potência sem fio são acoplamento

indutivo, acoplamento magnético ressonante e radiação eletromagnética. Neste trabalho, foi

explorada a técnica de acoplamento indutivo devido a sua fácil implementação e baixo custo.

Embora tenha suas vantagens, esta solução pode apresentar dificuldades quanto a mobilidade e

linha de visada.

Estado da Arte

Em trabalhos anteriores, foram realizados experimentos com um sistema de transmissão

indutiva de potência assistida por metamaterial (MTM) [1]. Neste presente trabalho, focamos

em melhorar a capacidade de potência através de um amplificador de potência conectado ao

transmissor. Em termos de amplificadores para transmissão indutiva de potência, as escolhas

mais comuns são classe D e E. A principal característica de amplificadores de potência não

lineares (Classe D e E), comparados com amplificadores lineares (Classe A, AB), é sua

eficiência ideal unitária (𝜂𝑖𝑑𝑒𝑎𝑙 = 100%) [4].

Outro desafio para transmissão de potência sem fio são as variações da impedância

representada pelas antenas transmissoras e receptoras de um sistema. Quando acopladas,

dependendo da distância de separação, a impedância das antenas varia. Para uma eficiente

transmissão de potência, foi criado um gerenciamento totalmente integrado de potência

utilizando um método chamado modulação Q [3]. Modulação Q é um esquema adaptativo que

fornece casamento da carga numa grande variação de impedâncias (𝑅𝐿) e variações na distância

de acoplamento em enlaces indutivos para manter uma alta eficiência de transmissão de

potência. Em [5], há uma outra solução para este problema. Mudanças na carga podem alterar

a operação do driver da bobina para um estado não ótimo que pode resultar em altas perdas por

switch e reduzir a potência de saída. Através do controle do ciclo de funcionamento de um

switch inversor Classe E e do valor da indutância de alimentação DC, o inversor pode ser

sintonizado para trabalhar em um estado ótimo enquanto a distância entre antenas é alterada.

Apesar do fato de que neste projeto, a impedância das bobinas era fixa, e no caso, muito reativa,

ainda assim existem desafios ligados ao casamento de impedância do amplificador de potência

com a sua carga.

Devido a limitações técnicas e financeiras, e ainda que hajam muitas vantagens em

relação aos amplificadores não lineares, um amplificador de potência linear (Classe A) foi

implementado como prova de conceito.

Objetivos

O objetivo deste trabalho foi o design e a implementação de um amplificador de potência

para um projeto previamente desenvolvido que introduziu MTMs em transmissão de potência

indutiva [1]. Através do amplificador de potência desenvolvido e das lentes de MTM, a meta

era aumentar a distância entre antena transmissora e receptora e ainda sim ser capaz de carregar

um dispositivo eletrônico. Para o sistema amplificador, o transistor bipolar de junção (TBJ) de

potência escolhido foi o MRF426 da MACOM. Simulações e experimentos também estavam

previstos no escopo do projeto.


Design do Amplificador de Potência

No trabalho anterior [1], o autor utilizou MTMs para transmissão indutiva de potência,

para que assim, a distância entre antena transmissora e receptora fosse aumentada. Na Figura

2, mostra-se o diagrama de blocos explicando o experimento anterior:

Neste trabalho, o desejo foi estabelecer distâncias ainda maiores entre as antenas

transmissora e receptora. Através da combinação entre amplificador de potência e lentes de

MTM, o objetivo era aumentar a distância e excitar um diodo emissor de luz (LED) ou carregar

um smartphone. Na Figura 3, é apresentado o diagrama de blocos que explica o novo

experimento.

Figura 3 - Sistema Amplificador

A. O Projeto

O TBJ escolhido foi o MRF426, um transistor de potência de silício NPN para

radiofrequência (RF), da MACOM. Em 30 MHz, com 28 𝑉 de alimentação, espera-se que ele

entregue uma potência de 25 𝑊, com ganho mínimo de 22 𝑑𝐵 e eficiência de 35%. Como o

proposto projeto tinha uma frequência de operação de 13,6 𝑀𝐻𝑧, as expectativas eram um

pouco diferentes. Além disso, para um descasamento de impedância em todas as fases, o

datasheet informa que há uma taxa de onda estacionária (VSWR) de 30:1. Este fator foi

essencial para a realização deste projeto, já que a intenção era alimentar uma carga muito

reativa. Sem este alto valor de VSWR, teríamos uma onda refletida que danificaria o circuito.

Neste caso, permite-se que 93,54% da onda incidente seja refletida, sem riscos ao transistor.

Este TBJ só pode ser utilizado para topologias A ou AB [6].

Como um modelo inicial para o amplificador de potência, a decisão foi de utilizar o

esquemático proposto pelo próprio datasheet do transistor, como mostrado na Figura 4 e fazer

os devidos ajustes. É importante ressaltar o papel desempenhado pelos capacitores de ajuste,

𝐶1, 𝐶2, 𝐶3 e 𝐶4. Após observação experimental, percebeu-se que os capacitores 𝐶1 e 𝐶2 são

utilizados para filtrar altas frequências e os capacitores 𝐶3 e 𝐶4 são utilizados para amplificar

altas frequências. Adicionalmente, quando feito um filtro de altas frequências, foi observada

uma pequena amplificação na potência em baixa frequência. Como o foco era na parte baixa da

banda de frequência, os capacitores foram ajustados afim de trabalharem no seu ponto ótimo

em 13,6 𝑀𝐻𝑧.

Figura 2 - Experimento Antigo


Figura 4 - Primeiro Esquemático [6]

Na Tabela 1, há uma descrição mais detalhada de cada componente. Os três

distribuidores utilizados neste trabalho foram Digikey, RF Parts e Dexter Magnetic

Technologies.

Tabela 1 - Componentes do circuito

Componentes Especificações Fabricante

𝐶1, 𝐶2 469 Trimmer, Compression Mica Capacitor,

215 − 790 𝑝𝐹 ARCO Electronics

𝐶3, 𝐶4 S464 Trimmer, Variable Compression Mica

Capacitor, 45 − 280 𝑝𝐹 ARCO Electronics

𝐶5 Mica Capacitor, 120 𝑝𝐹 Cornell Dubilier

Electronics

𝐶6, 𝐶7 Ceramic Capacitor, 100 µ𝐹, 25𝑉 United Chemi-Con

𝐶8 Ceramic Capacitor, 680 𝑝𝐹, 500𝑉 KEMET

𝐶9 Tantalum Capacitor, 1µ𝐹, 35𝑉 AVX Corporation

𝐿1 3 voltas, AWG 10, 8.4𝑚𝑚, 60 𝑛𝐻 N/A

𝐿2 6 voltas, AWG 10, 15.9𝑚𝑚, 0.68 µ𝐻 N/A

𝐿3 7 voltas, AWG 10, 14. 𝑚𝑚, 0.76 µ𝐻 N/A

𝐿4 Fixed Inductor, 10µ𝐻 Wurth Electronics Inc.

CR1 Diode, 1N4997 Motorola

𝑅1 Resistor, 10Ω 1/2𝑊 Vishay Dale

RFC1 Wound Ferrite Bead Ferroxcube

RFC2 Ferrite Sleeve Ferroxcube

Para os indutores 𝐿1, 𝐿2 e 𝐿3, o datasheet sugere que bobinas sejam enroladas com

diferentes tamanhos de fio e tamanhos de loop, ao invés de componentes discretos. Como os


fios específicos não estavam disponíveis, a decisão foi de usar fios AWG10 e calcular novos

diâmetros que resultariam na mesma indutância. Para atingir esta equivalência, a seguinte

expressão foi utilizada [8]:

𝐿𝑏𝑜𝑏𝑖𝑛𝑎 = 𝑁2 𝜇0𝜇𝑟 (𝐷

2) [ln (

8𝐷

2) − 2]

onde 𝐿𝑏𝑜𝑏𝑖𝑛𝑎 é a indutância da bobina, 𝑁 é o número de voltas, 𝐷 é o diâmetro do loop e 𝑑 é o

diâmetro do fio. Assim, as novas bobinas têm as seguintes características:

Tabela 2 - Indutâncias Equivalentes

Componente Indutância Datasheet Equivalência

𝐿1 60,05 𝑛𝐻 3 voltas, 16 AWG,

6,35 𝑚𝑚

3 voltas, 10 AWG,

8,4 𝑚𝑚

𝐿2 0,679 𝜇𝐻 6 voltas, 16 AWG,

12,7 𝑚𝑚

6 voltas, 10 AWG,

15,9 𝑚𝑚

𝐿3 0,679 𝜇𝐻 7 voltas, 20 AWG,

9,652 𝑚𝑚

7 voltas, 10 AWG,

14 𝑚𝑚

Para fabricar a placa de circuito impresso, utilizamos a ferramenta layout do Advanced

Design System (ADS), software de design para RF, micro-ondas e aplicações em eletrônica de

potência. Neste trabalho, foi utilizado o ADS 2016. Primeiramente, surgiram dúvidas quanto

ao substrato a ser utilizado. Baseado na largura da microlinha, foi possível escolher o mais

apropriado. Após os parâmetros terem sido colocados no LineCalc, ferramenta do ADS, para

ambos RT/duroid® 5880 e FR-4, foram obtidas as seguintes dimensões:

5880: 𝑊 = 9,734940 𝑚𝑚 𝐿 = 446,677000 𝑚𝑚

FR-4: 𝑊 = 2,810500 𝑚𝑚 𝐿 = 324,289000 𝑚𝑚

Como foi obtida uma largura (𝑊) bem menor com o substrato FR-4 em 13.6 𝑀𝐻𝑧, este

foi o escolhido para o projeto. É importante ressaltar que o comprimento (𝐿) não foi relevante

nesta escolha dado que este pode ser facilmente modificado pelo comprimento elétrico 𝐸𝑒𝑓𝑓,

que representa giros na Carta de Smith. Ao escolher o FR-4, foi possível otimizar o circuito de

226.3 × 124.8 𝑚𝑚 (5880) para 196.54 × 116.10 𝑚𝑚 (FR-4). Na Figura 5, é feita a

comparação entre os dois layouts:


Na Figura 6, é apresentado o layout final do circuito, onde o lado direito foi rotacionado

e espelhado e os retângulos que representam os componentes discretos foram removidos.

Figura 5 - Comparação entre dois substratos

Figura 6 - Layout Final para o MRF426 em FR-4

Circuito com 5880 Circuito com FR-4


B. Simulação

Após o design do circuito ter sido feito, o próximo passo foi realizar as simulações, para

assim alinhar as expectativas dos experimentos.

Na Figura 7, o esquemático utilizado na simulação é mostrado.

Os resultados obtidos pela simulação de 5 a 50 𝑀𝐻𝑧 são mostrados nas Figuras 8 e 9

Na Figura 8, o parâmetro S21 (onda transmitida na Porta 2 dada uma onda incidente na Porta

1) foi convertido para potência e na Figura 9, a curva anteriormente obtida foi convertida para

dB.

Figura 7 - Esquemático da Simulação no ADS

Figura 8 - Potência do S21 (Potência Transmitida)


C. Fabricação

Após o layout ter sido feito, este foi exportado do ADS como um arquivo gerber para

que assim fosse fabricado. A máquina utilizada foi a LPKF ProtoMat S103, uma impressora de

circuitos configurada especialmente para aplicações em RF e micro-ondas. Para transformar o

arquivo gerber em instruções para a máquina, o software CircuitPro foi utilizado. Ambos LPKF

Protomat S103 e CircuitPro são da LPKF Laser & Electronics.

Como trata-se de um protótipo, a decisão foi fabricar duas placas, ambas utilizando a

LPKF ProtoMat. Já que a máquina não extrai todo cobre das áreas desejadas, a única opção foi

utilizar percloreto de ferro em uma delas afim de extrair adequadamente o condutor e obter o

circuito desejado. Na Figura 10, ambas as placas são mostradas:

Após ter as duas placas prontas, a que sofreu corrosão de percloreto de ferro foi

escolhida para ser testada. Na Figura 11, a decisão foi de não fixar os capacitores na placa para

que eles fossem facilmente retirados se necessário. Para aterrar o circuito, foi utilizada pasta

Figura 9 - Potência Transmitida em dB

Figura 10 - Dois protótipos, com e sem uso de percloreto de ferro


epoxy. Mesmo assim, durante um dos experimentos, o isolamento queimou. Desta forma, todo

o epoxy foi trocado por parafusos conectando a microlinha ao plano de terra.

Figura 11 - Circuito Final

Durante alguns experimentos, a resistência de 10 Ω foi removida devido à um curto

circuito na base do transistor. No entanto, após outros testes, foi possível observar que a pasta

epoxy não estava aterrando o circuito apropriadamente, causando o curto circuito. Assim, após

a resolução deste problema, a resistência foi colocada na sua posição de origem. Como

resultado, o esquemático originalmente proposto pelo datasheet foi mantido na versão final do

circuito.

Experimentos

Para a parte experimental, optou-se por realizar dois testes: com o amplificador

isoladamente e com o circuito completo, incluindo bobinas, lentes de MTM e LED. Para isto,

foi utilizado não só como medidor, mas também como fonte um vector network analyzer

(VNA), equipamento capaz de caracterizar parâmetros de rede como parâmetros S e medir

potência.


A. Configuração 1: Só o amplificador

No primeiro experimento, tratamos somente do amplificador de potência projetado. Na

Figura 12 é mostrado um esquemático desta experiência. Neste caso, era extremamente

importante que o isolamento do VNA fosse feito adequadamente, para que não houvesse uma

onda refletida na porta 1 do amplificador que pudesse danificar o equipamento.

Na Figura 13 são mostrados os atenuadores utilizados no experimento:

Variando a potência de saída do VNA de −10 𝑑𝐵𝑚 até +16 𝑑𝐵𝑚, foram obtidas as

seguintes curvas:

Figura 12 - Teste com amplificador de potência

Figura 13 - Atenuador de 𝟓 𝒅𝑩 (esquerda) e 𝟑𝟎 𝒅𝑩 (direita)

Figura 14 - Fonte: −𝟏𝟎 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟑𝟒 𝒎𝑨 Figura 15 - Fonte: −𝟓 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟑𝟕, 𝟓 𝒎𝑨


Figura 16 - Fonte: −𝟑 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟒𝟐 𝒎𝑨 Figura 17 - Fonte: 𝟎 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟒𝟓 𝒎𝑨

Figura 18 - Fonte: 𝟑 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟓𝟑, 𝟓 𝒎𝑨 Figura 19 - Fonte: 𝟓 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟔𝟎, 𝟓 𝒎𝑨

Figura 20 - Fonte: 𝟖 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟕𝟗 𝒎𝑨 Figura 21 - Fonte: 𝟏𝟎 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟏𝟎𝟎 𝒎𝑨


Nas figuras acima, a cada vez que a potência de saída do VNA aumentou, houve um

incremento na corrente de coletor do TBJ. Adicionalmente, foi possível observar que cada

incremento na potência de saída do VNA foi proporcional ao incremento na potência de saída

do amplificador de potência, mostrando que o ganho foi aproximadamente o mesmo e

independente da entrada de RF do amplificador. Na Tabela 3, vemos como o ganho permaneceu

estável em torno de 20 𝑑𝐵 ao longo do experimento:

Tabela 3 - Resultados do Experimento

Entrada (dBm) Saída (dBm) Ganho (dB)

−10 −26,51 21,49

−5 −21,42 18,58

−3 −19,16 18,84

0 −15,89 19,11

3 −12,58 19,42

5 −10,25 19,75

8 −6,83 20,17

10 −4,21 20,78

13 −0,19 21,80

16 3,74 22,74

Figura 22 - Fonte: 𝟏𝟑𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟐𝟎𝟎 𝒎𝑨 Figura 23 - Fonte: 𝟏𝟔 𝒅𝑩𝒎, 𝑰𝑪 = 𝟐𝟑𝟎 𝒎𝑨


B. Configuração 2: Utilizando MTMs com o amplificador

1. Acendendo um LED

Para os seguintes experimentos, apenas os atenuadores foram retirados. Desta vez, a

proteção do VNA ainda era necessária, mas não podia comprometer a alimentação do circuito,

que foi fixada em +16 𝑑𝐵𝑚. Assim, a atenuação anterior foi substituída por uma de 6 𝑑𝐵 entre

VNA e a entrada do amplificador (Figura 24). A saída do amplificador foi conectada a antena

transmissora e a antena receptora foi conectada à um circuito retificador com um LED. O

objetivo foi medir a máxima distância entre antenas, na qual o LED ficava aceso. Adicionando

uma ou duas lentes de MTM, tentou-se aumentar a distância. Os MTMs utilizados neste

experimento são explicados em detalhes em [7] e [1]. Nas Figuras 25 e 26, os esquemáticos

destes experimentos foram mostrados. Variando a posição das lentes entre as bobinas, foram

observados diferentes resultados.

Exatamente o mesmo experimento foi repetido para uma e duas lentes de MTM de 33 𝑀𝐻𝑧.

Figura 24 - Sem lentes de MTM

Figura 25 – Com uma lente de MTM (𝟏𝟑. 𝟔 𝑴𝑯𝒛)

Figura 26 – Com duas lentes de MTM (𝟏𝟑. 𝟔 𝑴𝑯𝒛)


Nas Figuras 27 a 31 são apresentados os materiais utilizados neste experimento.

Figura 27 - Bobinas de acoplamento indutivo Figura 28 – Atenuador de 𝟔 𝒅𝑩

Figura 29 - MTM de 𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛 Figura 30 - MTM de 𝟑𝟑 𝑴𝑯𝒛

Figura 31 – Circuito Retificador Figura 32 – Esquemático do circuito


Na Tabela 4 são apresentados os resultados obtidos:

Tabela 4 - Resultados do Experimento

Experimento Distância

(Transmissor e Receptor)

Distância

(MTM e Transmissor)

Distância

(MTM e Receptor)

Sem MTM 5,3 𝑐𝑚 N/A N/A

1 MTM

(13,6 𝑀𝐻𝑧) 6,35 𝑐𝑚 1 𝑐𝑚 5,35 𝑐𝑚

1 MTM

(33 𝑀𝐻𝑧) 5,5 𝑐𝑚 1 𝑐𝑚 4,5 𝑐𝑚

1 MTM

(13,6 𝑀𝐻𝑧) 7,8 𝑐𝑚 7.3 𝑐𝑚 0,5 𝑐𝑚

1 MTM

(33 𝑀𝐻𝑧) 6,53 𝑐𝑚 6.27 𝑐𝑚 0,26 𝑐𝑚

1 MTM

(13,6 𝑀𝐻𝑧) 6,5 𝑐𝑚 3.29 𝑐𝑚 2,8 𝑐𝑚

1 MTM

(33 𝑀𝐻𝑧) 7 𝑐𝑚 3.45 𝑐𝑚 3.45 𝑐𝑚

2 MTMs

(13,6 𝑀𝐻𝑧) 11,09 𝑐𝑚 0.58 𝑐𝑚 0,89 𝑐𝑚

2 MTMs

(33 𝑀𝐻𝑧) 7,35 𝑐𝑚 1.1 𝑐𝑚 0,6 𝑐𝑚

2. Medindo Potência

No último experimento, o anterior foi reproduzido, só que ao invés de conectar a antena

receptora no circuito retificador, esta foi conectada de volta no VNA, para que fosse possível

medir a potência recebida pelo LED e ter resultados mais precisos. Nas Figuras 33, 34 e 35, os

esquemáticos dos experimentos foram mostrados. Para obter corretamente a potência recebida

pelo LED, as distâncias antes obtidas foram mantidas.


Figura 33 – Experimento sem MTM

Figura 34 – Com uma lente de MTM (𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛)

Figura 35 – Com duas lentes de MTM (𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛)


Exatamente o mesmo experimento foi repetido para uma e duas lentes de MTM de

33 𝑀𝐻𝑧.

Para não danificar o VNA com a potência recebida pela antena receptora, um atenuador

de 20 𝑑𝐵 foi utilizado entre antena receptora e VNA.

Os gráficos obtidos são mostrados nas Figuras 37 a 46.

Figura 36 – Atenuador de 𝟐𝟎 𝒅𝑩

Figura 37 – Sem MTM Figura 38 – Placa de metal bloqueando o link

Figura 39 – Uma placa de MTM (𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛) assistindo

a antena transmissora Figura 40 – Uma placa de MTM (𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛) assistindo

a antena receptora


Figura 41 – Uma placa de MTM (𝟑𝟑 𝑴𝑯𝒛) assistindo a

antena transmissora Figura 42 – Uma placa de MTM (𝟑𝟑 𝑴𝑯𝒛) assistindo a

antena receptora

Figura 43 – Uma placa de MTM (𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛) entre a

antena transmissora e receptora Figura 44 – Duas placas de MTM (𝟏𝟑, 𝟔 𝑴𝑯𝒛) uma

assistindo a antena transmissora e a outra a receptora

Figura 46 – Duas placas de MTM (𝟑𝟑 𝑴𝑯𝒛) uma

assistindo a antena transmissora e a outra a receptora Figura 45 – Uma placa de MTM (𝟑𝟑 𝑴𝑯𝒛) entre a

antena transmissora e receptora


Através destes experimentos foi possível observar um incremento na distância entre

antena transmissora e receptora quando adicionadas uma ou duas lentes de MTM. Apesar de o

melhor caso ser quando são colocadas duas lentes, quando assistindo a antena receptora com

uma lente, foi possível atingir maiores distâncias do que quando assistindo a antena

transmissora. Além disso, em todos os experimentos foi observado um deslocamento na

frequência devido a imperfeições nas lentes de MTM. É notável que na maior parte dos casos,

a potência máxima vista foi em 6,14 𝑀𝐻𝑧. Ainda assim, a amplificação pôde ser vista na adição

de MTM.

Conclusões

A. Principais Resultados

As principais conclusões obtidas com este projeto foram:

O amplificador de potência teve ganho estável, independente da sua potência de

entrada.

Para construir um amplificador de potência conectado à uma carga muito reativa,

o TBJ precisou ser cuidadosamente escolhido (alto VSWR) para que este fosse

tolerante a ondas refletidas no circuito.

Quando operando com uma lente de MTM, em 13,6 𝑀𝐻𝑧 e 33 𝑀𝐻𝑧, foi mais

eficiente deixá-la assistindo a antena receptora.

Tanto em 13,6 𝑀𝐻𝑧 quanto em 33 𝑀𝐻𝑧, foi mais eficiente trabalhar com duas

lentes de metamaterial..

Quando trabalhando em pares, a eficiência da transmissão foi independente da

posição das lentes, tanto em 13,6 𝑀𝐻𝑧 quando em 33 𝑀𝐻𝑧. Como resultado,

antena transmissora e receptora podem ser fabricadas o mais compactas possível,

sem prejudicar a eficiência do enlace.

Quando adicionada uma ou duas lentes de MTM, percebeu-se um deslocamento

na frequência, causado por imperfeições das lentes.

B. Trabalhos Futuros

Neste trabalho não houve tempo para conduzir todos os experimentos desejados e para

sofisticar o sistema amplificador. Futuros passos para este trabalho são:

Realizar os mesmos experimentos com as lentes desalinhadas.

Fixar as distâncias obtidas e ir variando a posição das lentes de MTM em dez

partes, da antena transmissora a receptora. Experimento proposto para ambos os

tipos de MTM (13,6 e 33 𝑀𝐻𝑧).

Fixar as distâncias obtidas e monitorar a temperatura das lentes de MTM a cada

5 minutos afim de observar mudanças no comportamento do sistema depois de

algum tempo. Experimento proposto para ambos os tipos de MTM (13,6 e

33 𝑀𝐻𝑧).

Projetar um circuito oscilador a ser conectado ao amplificador de potência para

criar uma fonte senoidal independente. Assim, uma fonte independente de

transmissão de potência sem fio pode ser criada.


Referências

1 – ALMEIDA, J. V., Metamaterials applied to inductive wireless power transmission. Rio de

Janeiro, 2015. 61p. Monografia (Bacharelado em Engenharia Elétrica) – Pontifícia

Universidade Católica do Rio de Janeiro.

2 – XIE, L.; SHI, Y.; HOU, Y.T; LOU, W. Wireless power transfer and applications to sensor

networks. IEEE Wireless Communications, ago. 2013

3 – KIANI, M.; LEE, B.; YEON, P.; GHOVANLOO, M.; A Q-Modulation Technique for

Efficient Inductive Power Transmission. IEEE J Solid-State Circuits, dec. 2015.

4 – LU, Y.; KI, W.H. CMOS Integrated Circuit Design for Wireless Power Transfer. 1.ed.

Macau. Springer, 2018. 161p.

5 – ALDHAHER, S.LUK, P.C.K. Wireless Power Transfer Using Class E Inverter with

Saturable DC-Feed Inductor. IEEE Transactions on Industry Applications, v.50, n.4, p.

2710-2718, 2014.

6 – MRF426 - The RF Line NPN Silicon Power Transistor, 2nd ed., M/A-COM Technology

Solutions Inc.

7 – AMARAL, C. M. S. C., Lentes de Campo Próximo Baseadas em Metamaterial para

Antenas RFID. Rio de Janeiro, 2017. 39p. Monografia (Bacharelado em Engenharia Elétrica)

– Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro.

8 – Coil inductance calculator. Disponível em: https://www.allaboutcircuits.com/tools/coil-

inductance-calculator/

sistema de amplificaÇÃo para transmissÃo …...que representa giros na carta de smith. ao...

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