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INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIA

SANDRA JORGE BARBOZA

ANÁLISE DE REDE WDM COM AMPLIFICAÇÃO ÓPTICA, ADIÇÃO EDERIVAÇÃO DE CANAIS

Dissertação de Mestrado apresentada ao Curso deMestrado em Engenharia Elétrica do Instituto Militarde Engenharia, como requisito parcial para obtenção dotítulo de Mestre em Ciências em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Maria Thereza Miranda Rocco Gi-raldi - D. C.

Rio de Janeiro2004

c2004

INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIAPraça General Tibúrcio, 80 - Praia VermelhaRio de Janeiro-RJ CEP 22290-270

Este exemplar é de propriedade do Instituto Militar de Engenharia, que poderá incluí-loem base de dados, armazenar em computador, microfilmar ou adotar qualquer forma dearquivamento.

É permitida a menção, reprodução parcial ou integral e a transmissão entre bibliotecasdeste trabalho, sem modificação de seu texto, em qualquer meio que esteja ou venha aser fixado, para peqsquisa acadêmica, comentários e citações, desde que sem finalidadecomercial e que seja feita a referência bibliográfica completa.

Os conceitos expressos neste trabalho são de responsabilidade do(s) autor(es) e do(s)orientador(es).

B238 Barboza, Sandra JorgeAnálise de Rede WDM com Amplificação Óptica, Adição e Derivação

de Canais / Sandra Jorge Barboza - Rio de Janeiro: Instituto Militar deEngenharia, 2004.

122p.: il., graf., tab.

Dissertação (mestrado) - Instituto Militar de Engenharia- Rio de Janeiro,2004

1. Fibra Óptica 2. Redes WDM 3. Amplificador Raman 4. PMDI. Instituto Militar de Engenharia II. Título

CDD 621.38275

2

INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIA

SANDRA JORGE BARBOZA

ANÁLISE DE REDE WDM COM AMPLIFICAÇÃO ÓPTICA, ADIÇÃO EDERIVAÇÃO DE CANAIS

Dissertação de Mestrado apresentada ao Curso de Mestrado em Engenharia Elétricado Instituto Militar de Engenharia, como requisito parcial para obtenção do título deMestre em Ciências em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Maria Thereza Miranda Rocco Giraldi - D. C.

Aprovada em 12 de abril de 2004 pela seguinte Banca Examinadora:

Prof. Maria Thereza Miranda Rocco Giraldi - D. C. do IME - Presidente

Prof. Rosângela Fernandes Coelho - Dr. ENST. do IME

Prof. Maria José Pontes - D. C. do IME

Prof. Andrés Pablo López Barbero - D. C. da UFF

Rio de Janeiro2004

3

Ao meu pai, que durante sua vida, me incentivou,apoiou e ensinou grandes valores, em especial a edu-cação.

4

AGRADECIMENTOS

A Deus, por tudo.

“Exaltar-te-ei, ó Deus meu e Rei; bendirei o teu nome para todo o sempre. Todos

os dias te bendirei e louvarei o teu nome para todo o sempre. Grande é o Senhor e mui

digno de ser louvado; a sua grandeza é insondável.” (Sl 145, 1-3)

Ao Instituto Militar de Engenharia, alicerce da minha formação e aperfeiçoamento.

À Fundação CAPES, pela bolsa de estudos concedida.

Em especial à Professora Maria Thereza Miranda Rocco Giraldi, minha orientadora,

pelas críticas, sugestões, paciência e apoio dispensados.

Ao Professor José Carlos Araujo dos Santos, pelos conselhos e atenção.

À Embratel, pela infra-estrutura fornecida na realização das medidas deste trabalho.

Ao Antonio José Silvério, Walderson João Rodrigues Vidal e Marcelo Gomes Faria

da Embratel, pela atenção e ajuda na realização das medidas.

À Universidade Presbiteriana Mackenzie, pelo uso do simulador VPI.

À Professora Maria Aparecida G. Martinez, pelo apoio no uso do VPI.

A minha mãe e meu irmão, pelo estímulo, apoio e segurança.

Ao Daniel, meu noivo, pelo amor e carinho de sempre.

Aos meus colegas, por toda ajuda na elaboração deste trabalho.

Enfim, a todos os professores, alunos e funcionários do DE-3, que de alguma forma

contribuíram na realização deste trabalho.

5

“Do meu telescópio, eu via Deus caminhar! A ma-ravilhosa disposição e harmonia do universo só podeter tido origem segundo o plano de um Ser que tudosabe e tudo pode. Isto fica sendo a minha última emais elevada descoberta.”

ISAAC NEWTON.

6

SUMÁRIO

LISTA DE ILUSTRAÇÕES . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

LISTA DE TABELAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

LISTA DE SIGLAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1 INTRODUÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.1 Motivação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.2 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

1.3 Estrutura da Dissertação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

2 TEORIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2 Fibras Ópticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2.1 Atenuação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2.2 Dispersão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.2.2.1Dispersão Cromática - GVD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.2.2.2Dispersão do Modo de Polarização - PMD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.2.3 Propriedades não-lineares em Fibras Ópticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.2.4 Tipos de Fibra Óptica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.2.4.1 Fibra Monomodo Padrão - STD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.2.4.2 Fibra com dispersão deslocada - DSF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.2.4.3 Fibra com dispersão deslocada não nula - NZDSF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.2.4.4 Fibra com compensação da dispersão - DCF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

2.2.4.5 Fibra com dispersão aplainada - DFF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.3 Amplificadores Ópticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.3.1 Amplificador a fibra dopada com Érbio - EDFA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.3.1.1Ganho no EDFA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

2.3.1.2Ruído no EDFA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

2.3.1.3Tipos de Bombeio em EDFA’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

2.3.2 Amplificador Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

2.3.2.1Ganho no Amplificador Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

2.3.2.2Ruído no Amplificador Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

2.3.2.3Tipos de Amplificadores Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

7

2.4 Acopladores de Inserção e Derivação de Canais - OADM (Add-Drop) . . . . . . 53

2.4.1 Grades de Difração de Bragg como dispositivo de inserção e derivação de canais 53

2.4.2 Interferômetro de Mach-Zehnder como dispositivo de inserção e derivação de

canais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

2.5 Rede com Multiplexação por Divisão de Comprimento de Onda (WDM)

Analisada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

2.5.1 Rede WDM Embratel/CRT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

2.5.2 Compensação da dispersão na Rede WDM Embratel/CRT . . . . . . . . . . . . . 57

2.5.3 Avaliação da BER . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

3 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.2 Resultados obtidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.2.1 Caracterização dos EDFAs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.2.2 Rede WDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.2.3 Inserção e Extração de Canal no Add-Drop da Rede WDM . . . . . . . . . . . . . 76

3.2.4 Medida de BER na rede WDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4 RESULTADOS DA SIMULAÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.2 Simulador VPI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.3 Resultados Obtidos na Simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.3.1 PMD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.3.2 Caracterização do EDFA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

4.3.3 Rede WDM Embratel/CRT utilizando o EDFA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

4.3.4 Add-Drop na rede WDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

4.3.5 Caracterização do amplificador Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

4.3.6 Rede WDM utilizando o amplificador Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104

5 CONCLUSÕES . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 118

6 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 120

8

LISTA DE ILUSTRAÇÕES

FIG.2.1 Atenuação em função do comprimento de onda na fibra óptica (AGRAWAL,

1997). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

FIG.2.2 Dispersão total (D) e as contribuições da dispersão material (DM) e de guia

de onda (DW ) para uma fibra convencional (AGRAWAL, 1997). . . . . 29

FIG.2.3 Estado de polarização em uma fibra birefringente sobre um comprimento

de batimento. Polarização inicial de 45. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

FIG.2.4 Alargamento do pulso devido à birefringência da fibra. . . . . . . . . . . . . . 31

FIG.2.5 Comparação do fator Q em um sistema WDM para as fibras STD e NZDSF.

(a) 25 canais e 50 GHz de espaçamento entre canais. (b) 25 canais e 25

GHz de espaçamento entre canais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

FIG.2.6 Exemplo do perfil de índice de refração de uma DCF. . . . . . . . . . . . . . 38

FIG.2.7 Variação típica do parâmetro da dispersão D em função do comprimento

de onda para as fibras STD, DFF e DSF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

FIG.2.8 Níveis de energia e diagramas de bombeio da Sílica dopada com Érbio. . 41

FIG.2.9 Exemplo de um esquema de montagem do EDFA . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

FIG.2.10 Gráfico de ganho espectral de um EDFA típico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

FIG.2.11 Potência de ASE típica de um EDFA para um bombeio de 90 mW. . . . . 44

FIG.2.12 Níveis de energia do espalhamento Raman. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

FIG.2.13 Exemplo do esquema de montagem do amplificador Raman. . . . . . . . . . 47

FIG.2.14 Espectro do coeficiente de ganho Raman para a sílica fundida. . . . . . . . 48

FIG.2.15 Potência do sinal em um sistema de transmissão periódico, comparação

entre o amplificador Raman concentrado e distribuído. . . . . . . . . . . . 51

FIG.2.16 Espectro de Ganho para um amplificador Raman com 5 bombeios. . . . . 52

FIG.2.17 Exemplo de um OADM fixo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

FIG.2.18 Funcionamento da grade de Bragg. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

FIG.2.19 Esquema simples de um OADM utilizando a grade de Bragg. . . . . . . . . 54

FIG.2.20 Filtro add/drop constituído de um interferômetro de Mach-Zehnder e duas

grades de Bragg em fibra idênticas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

FIG.2.21 Diagrama simplificado da rede WDM Embratel/CRT. . . . . . . . . . . . . . 57

FIG.3.1 Rede WDM Embratel/CRT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

FIG.3.2 Espectro de saída do multiplexador com três canais. . . . . . . . . . . . . . . 63

9

FIG.3.3 Espectro de saída do multiplexador com quatro canais e mais um de super-

visão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

FIG.3.4 Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com dois canais e

mais um de supervisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

FIG.3.5 Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com três canais e


FIG.3.6 Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com quatro canais

e mais um de supervisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

FIG.3.7 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com um canal (25) e


FIG.3.8 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com dois canais (23 e

25) e mais um de supervisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

FIG.3.9 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23,

25 e 37) e mais um de supervisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

FIG.3.10 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23,

25 e 37, canal 37 sem atenuação de 6 dB) e mais um de supervisão. . . 67

FIG.3.11 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23,

25, 33 e 37) e mais um de supervisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

FIG.3.12 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais

(23, 25, 33 e 37, canais 33 e 37 sem atenuação de 6 dB) e mais um de

supervisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

FIG.3.13 Espectro de entrada no OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibra

STD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

FIG.3.14 Espectro de entrada do OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibra

NZDSF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

FIG.3.15 Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com

50 km de fibra STD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

FIG.3.16 Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com

50 km de fibra NZDSF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

FIG.3.17 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD

e trecho 2 = 25 km STD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72


e trecho 2 = 50 km STD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

FIG.3.19 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSF

e trecho 2 = 25 km NZDSF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

10

FIG.3.20 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSF

e trecho 2 = 50 km NZDSF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73


e trecho 2 = 100 km STD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73


e trecho 2 = 100 km NZDSF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

FIG.3.23 Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km STD

e trecho 2 = 50 km STD, com atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37. . 74

FIG.3.24 Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF

e trecho 2 = 50 km NZDSF, com atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37. 75


e trecho 2 = 50 km NZDSF, sem atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37. 75


e trecho 2 = 75 km NZDSF, sem atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37. 75

FIG.3.27 Espectro do canal 23 (1558,98 nm) extraído no OADM. . . . . . . . . . . . . 76

FIG.3.28 Espectro do sinal WDM no OADM, sem o canal 23 (1558,98 nm). . . . . 76

FIG.3.29 Espectro do sinal WDM no OADM, com outro sinal inserido no compri-

mento de onda canal 23 (1558,98 nm). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

FIG.3.30 Esquema de montagem da rede WDM para a medida de BER. . . . . . . . 77

FIG.4.1 Esquema de montagem do VPI para análise de PMD. . . . . . . . . . . . . . 83

FIG.4.2 BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 50 km, 10Gbps. 84

FIG.4.3 BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 10Gbps.

85

FIG.4.4 BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 100 km, 10Gbps.

Amplificador de G = 15 dB após a fibra. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

FIG.4.5 BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 40Gbps.

86

FIG.4.6 Ganho em função da Potência do sinal de entrada no EDFA . . . . . . . . . 87

FIG.4.7 Figura de Ruído do EDFA em função do comprimento de onda. . . . . . . 88

FIG.4.8 Figura de Ruído de 4 EDFAs em cascata em função do comprimento de

onda. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

FIG.4.9 Rede WDM no VPI. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

FIG.4.10 Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e

trecho 2 = 50 km STD) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92

11

FIG.4.11 Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km NZDSF e

trecho 2 = 50 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mW. . . . . . . . . . . 92


trecho 2 = 100 km STD) Potência de TX3 = 4 mW. . . . . . . . . . . . . . 92


trecho 2 = 100 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mW. . . . . . . . . . 93

FIG.4.14 Espectro de saída do amplificador de potência (A). . . . . . . . . . . . . . . . 93

FIG.4.15 Espectro de saída do amplificador de linha (B). . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

FIG.4.16 Espectro de saída do amplificador de linha (B), Potência de TX3 = 4 mW. 94

FIG.4.17 Gráfico de BER em função do comprimento de onda, para o sistema WDM,

4, 8 e 16 canais - 10 Gbps. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95

FIG.4.18 Gráfico de BER em função da potência de entrada do canal 1557,3 nm para

16 canais - 10 Gbps. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95

FIG.4.19 Esquema de compensação de dispersão no WDM. . . . . . . . . . . . . . . . . 96

FIG.4.20 BER em função da Potência de entrada - 40 Gbps . . . . . . . . . . . . . . . . 97

FIG.4.21 Espectro do canal derivado no OADM em 1558,9 nm. . . . . . . . . . . . . . 98

FIG.4.22 Diagrama de olho do canal derivado no OADM em 1558,9 nm. . . . . . . . 98

FIG.4.23 Curva de BER em função da Potência de entrada do canal derivado no

OADM em 1558,9 nm. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

FIG.4.24 Espectro do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção. . . . . 99

FIG.4.25 Diagrama de olho do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção. 100

FIG.4.26 Curva de BER em função da Potência de entrada do canal inserido no

OADM em 1558,9 nm, na recepção. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

FIG.4.27 Montagem no VPI para caracterização do amplificador Raman . . . . . . . 101

FIG.4.28 Ganho no amplificador Raman . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

FIG.4.29 Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio contra-propagante. . . 103

FIG.4.30 Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio co e contra-propagante,

100 km. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104

FIG.4.31 Medida do espectro na entrada no amplificador D para trecho 1 = 50 km

NZDSF e trecho 2 = 100 km NZDSF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106

FIG.4.32 Diagrama de olho do canal 23 para a configuração trecho 1 = 50 km NZDSF

e trecho 2 = 100 km NZDSF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106

FIG.4.33 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L2 = 50 km

NZDSF e P2 = 300 mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107

12


NZDSF e P2 = 300 mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107

FIG.4.35 Diagrama de olho do canal 23, RAM1 (L2 = 100 km NZDSF e P2 = 300

mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108


STD e P2 = 200 mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108


NZDSF, L2 = 100 km NZDSF, P1 = P2 = 300 mW) . . . . . . . . . . . . . 109

FIG.4.38 Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L1 = 50 km NZDSF, L2 = 100 km

NZDSF, P1 = P2 = 300 mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109

FIG.4.39 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L1 = L2 = 100

km NZDSF, P1 = P2 = 300 mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110

FIG.4.40 Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L1 = L2 = 100 km NZDSF, P1 =

P2 = 300 mW) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110

FIG.4.41 Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração 1. . . . . . . 112

FIG.4.42 Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração 2. . . . . . . 112

FIG.4.43 Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Confi-

guração 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112

FIG.4.44 Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Confi-

guração 4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113

FIG.4.45 Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração 1. . . . . . . . . . . 113




FIG.4.49 Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Con-

figuração 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115


figuração 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115


figuração 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116


figuração 4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116

FIG.4.53 BER em função da Potência de entrada do comprimento de onda 1558,9

nm, na entrada da primeira fibra da configuração 4. . . . . . . . . . . . . . 117

13

FIG.4.54 BER em função da Potência de entrada do comprimento de onda 1558,9

nm, na recepção da configuração 4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117

14

LISTA DE TABELAS

TAB.2.1 Tipos de Fibra Óptica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

TAB.2.2 Aplicações da fibra G.652 em redes WDM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

TAB.2.3 Características de fibras G.655 - NZDSF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

TAB.3.1 Características das fibras STD e NZDSF, valores para 1550 nm. . . . . . . 61

TAB.3.2 Valores experimentais de ganho e figura de ruído dos amplificadores EDFA

da rede. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

TAB.3.3 Valores de OSNR dos canais na saída do amplificador de linha (ponto c). 68

TAB.3.4 Valores de OSNR dos canais na entrada do pré-amplificador (ponto f). . 71

TAB.3.5 Medida de BER na rede WDM Embratel/CRT para trecho 1 e 2 com 75

km de fibra NZDSF, cada um. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

TAB.4.1 Descrição dos componentes utilizados no simulador VPI. . . . . . . . . . . . 80

TAB.4.2 Características das fibras STD, NZD e DCF, valores para 1550 nm. . . . 89

TAB.4.3 Principais parâmetros dos componentes da rede WDM. . . . . . . . . . . . . 90

TAB.4.4 Valores de potência dos resultados experimentais e simulados da rede WDM

91

TAB.4.5 Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 6 configu-

rações diferentes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

TAB.4.6 Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 4 configu-

rações diferentes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111

15

LISTA DE SIGLAS

ATM Asynchronous Transfer Mode

ASE Amplified Spontaneous Emission

BER Bit Error Rate

CRT Centro de Referência Tecnológica

DCF Dispersion Compensated Fiber

DFF Dispersion Flattened Fiber

DFG Difference Frequency Generation

DRA Distributed Raman Amplifier

DSF Dispersion Shifted Fiber

EDFA Erbium Doped Fiber Amplifier

FWM Four-Wave Mixing

GVD Group Velocity Dispersion

IP Internet Protocol

MZ Mach-Zehnder

NZDSF Non-Zero Dispersion Shifted Fiber

OADM Optical Add-Drop Multiplexer

OSNR Optical Signal-to-Noise Ratio

PMD Polarization-Mode Dispersion

PRBS Pseudo-Random Bit Sequence

SDH Synchronous Digital Hierarchy

SPM Self Phase Modulation

SRS Stimulated Raman Scattering

STD Standard Single Mode Fiber

VPI Virtual Photonics Interface

WDM Wavelength Division Multiplexing

XGM Cross Gain Modulation

XPM Cross Phase Modultation

16

RESUMO

Este trabalho apresenta a análise de uma rede com multiplexação por divisão decomprimento de onda (WDM), amplificação óptica e inserção/derivação de canais ópticos.

Inicialmente, são estudados e caracterizados alguns dos dispositivos ópticos que com-põem a rede WDM analisada, ou seja, as fibras ópticas, os amplificadores ópticos e osdispositivos de inserção/derivação de canais (OADM).

Foram realizados testes experimentais em uma rede WDM com amplificador a fibradopada com Érbio (EDFA) e OADM, em 2,5 Gbps. Os testes experimentais consistiramde medidas de espectro nos diversos pontos da rede WDM e de medidas de taxa de erro deum canal óptico, variando-se alguns parâmetros dos componentes da rede. Além disso érealizada uma comparação do desempenho da rede utilizando fibras padrão (STD) e fibrasde dispersão deslocada não-nula (NZDSF). Estes testes foram realizados nas instalaçõesdo Centro de Referência Tecnológica (CRT) da Embratel, no Rio de Janeiro, RJ.

Finalmente, foram realizadas simulações da rede WDM com EDFA nas taxas detransmissão de 2,5 Gbps, 10 Gbps e 40 Gbps. Para 40 Gbps, é proposto um simplesesquema de compensação de dispersão. Também foram realizadas simulações da redeWDM com amplificadores Raman. Com o uso do simulador foi possível fazer um estudovariando-se diversos parâmetros dos componentes da rede WDM, verificar o desempenhodos dispositivos isoladamente e seus efeitos na rede.

17

ABSTRACT

The present work shows an analysis of a wavelength division multiplexing (WDM)network with optical amplification and add-drop of optical channels.

Initially, some of the optical devices of the WDM network analyzed, such as, theoptical fibers, the optical amplifiers, and the optical add-drop multiplexer (OADM) arestudied and characterized.

Experimental tests were accomplished in the WDM network with erbium doped fiberamplifier (EDFA) and OADM, at 2.5 Gbps. The experimental tests consisted of spectralmeasurements at several points at the network and bit error rate’s measurements of anoptical channel, changing the parameters of the network components. Besides, a compar-ison between the network with standard single-mode fiber (STD) and non-zero dispersionshifted fiber (NZDSF) is performed. These tests were realized at Centro de ReferênciaTecnológica (CRT) of Embratel, in Rio de Janeiro, RJ.

At last, simulations of the WDM network with EDFA at 2.5 Gbps, 10 Gbps, and40 Gbps transmission rates, were done. At 40 Gbps, a simple dispersion compensationtechnique was proposed. Simulations of the WDM network with Raman amplifiers werealso developed. Using the simulator it was possible to make a study of the WDM network’scomponents by varying their parameters and also verify the devices’ performance and theireffects at WDM network.

18

1 INTRODUÇÃO

1.1 MOTIVAÇÃO

A crescente demanda por maiores taxas de transmissão de dados baseados em serviços

de multimídia, Internet, vídeo de alta definição, voz sobre tecnologias como IP (Internet

Protocol) e ATM (Asynchronous Transfer Mode) e a limitação de taxas conseguidas por

multiplexação no domínio elétrico levou ao desenvolvimento de uma técnica de multiple-

xação que permitisse uma utilização eficaz da banda passante da fibra óptica, a multiple-

xação por divisão do comprimento de onda (WDM - Wavelength Division Multiplexing),

onde canais em diferentes comprimentos de onda são transmitidos em uma mesma fibra,

simultaneamente. Esta técnica é transparente à taxa de transmissão e ao tipo de tráfego

usado na transmissão de cada canal (AGRAWAL, 1997) e (AMAURY, 1998).

Os sistemas WDM tornaram-se atraentes com o desenvolvimento dos amplificadores

ópticos a fibra dopada com Érbio, capazes de amplificar os canais WDM, sem a neces-

sidade de demultiplexação e conversões eletro-ópticas, realizadas pelos dispositivos rege-

neradores (YADLOWSKY, 1997). O funcionamento dos amplificadores ópticos baseia-se

na transferência de potência de um sinal de bombeio para o sinal com a informação. O

amplificador mais utilizado atualmente é o EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) que

trabalha na janela de 1530 a 1620 nm, região de baixa atenuação da fibra. O amplificador

EDFA apresenta como fator limitante o ruído da emissão espontânea amplificada (ASE

- Amplified Spontaneous Emission). A cada passagem do sinal por um EDFA a relação

sinal-ruído óptica (OSNR - Optical Signal to Noise Ratio) diminui (GIRARD, 2000). As

não-linearidades do meio também limitam a amplificação pois, uma forma de atenuar os

efeitos da ASE é transmitir o sinal com potência elevada, o que leva a condições de aparec-

imento de efeitos não-lineares na fibra-óptica, como a auto-modulação de fase (SPM - Self

Phase Modulation), a modulação de fase cruzada (XPM - Cross Phase Modulation) e a

mistura de quatro ondas (FWM - Four-Wave Mixing), que distorcem o sinal (AGRAWAL,

2001).

Um outro amplificador que está sendo analisado para ser inserido nas redes WDM

é o amplificador Raman. Este amplificador apresenta ganho transparente às janelas de

transmissão e depende apenas da diferença entre a freqüência do sinal de bombeio e

da informação (ISLAM, 2002). Nestes amplificadores não se faz necessário o uso de

19

fibras dopadas, pois o efeito Raman acontece em todos os tipos de fibra. Além disto, é

possível se conseguir um amplificador Raman com largura de banda grande e plana, de

aproximadamente 100 nm, através do uso de diversos lasers de bombeio, onde é possível

se concatenar diversas bandas menores (FLUDGER, 2001a).

Com o aumento das taxas de transmissão acima de 2,5 Gbps, um tipo de dispersão da

fibra se tornou fator preponderante na limitação das redes ópticas, a dispersão do modo de

polarização (PMD - Polarization-Mode Dispersion). A PMD é ocasionada por variações

na simetria cilíndrica da fibra que são causadas em sua fabricação ou instalação, portanto

é um fenômeno intrínseco e que ainda, pode ter sua geometria alterada com variações de

temperatura e esforços. O sinal óptico pode ser decomposto em duas polarizações ortog-

onais. Se as características de propagação dos eixos forem diferentes, cada polarização

terá uma velocidade diferente, chegando ao final da fibra em tempos diferentes, gerando

dispersão (SUNNERUD, 2001).

Os multiplexadores de inserção/extração de canais (OADM - Optical Add/Drop Multi-

plexer) são dispositivos que dão uma maior flexibilidade às redes ópticas (ANDRÉ, 2001),

pois permitem que canais sejam inseridos ou retirados das redes em determinados nós.

Os sistemas WDM podem ser utilizados em diversas topologias de rede. Para redes

de longa distância uma topologia bastante difundida é a ponto-a-ponto. Nas cidades e

centros urbanos uma topologia de rede bastante utilizada é a topologia em anel. A topolo-

gia em anel permite um esquema de proteção bem eficiente. Na maior parte das áreas

metropolitanas, redes de fibra em anel já são utilizadas pela plataforma SDH (Syncronous

Digital Hierarchy) - Hierarquia Digital Síncrona, o que torna a migração para redes WDM

em anel ainda mais fácil. A rede que será estudada neste trabalho é formada por dois

anéis SDH ligados por um sistema WDM.

Esta dissertação faz parte do Projeto Temático da FAPERJ, intitulado "Redes Óp-

ticas WDM para Suporte do Tráfego IP", que está sendo desenvolvido na Laboratório

de Redes de Comunicação e Sistemas Ópticos (LaRSO) do Departamento de Engenharia

Elétrica do IME.

20

1.2 OBJETIVOS

O objetivo principal desta dissertação é avaliar e estudar o desempenho de uma rede

WDM e dos dispositivos que a compõem.

Para atingir o objetivo principal desta dissertação, testes experimentais foram realiza-

dos nas instalações do Centro de Referência Tecnológica (CRT) da Embratel, localizado

na Ilha do Fundão, Rio de Janeiro, RJ, fruto de um convênio firmado entre o IME e

a Embratel no ano de 2003. Como recursos dos testes foram utilizados os equipamentos

WDM da Alcatel/1686WM, fibras padrão de telecomunicações (STD - standard), fibras de

dispersão deslocada não-nula (NZDSF - Non-Zero Dispersion Shifted Fiber), analisadores

de espectro óptico e medidores de taxa de erro. O objetivo foi analisar o comporta-

mento de uma rede WDM real com variações de potência dos canais, tipos de fibra e

inserção/extração de canais ópticos.

E por fim, o último objetivo desta dissertação foi a realização de simulações utilizando

o simulador VPI, cujos detalhes serão apresentados no capítulo 4. Com o uso do simu-

lador foi possível fazer um estudo, variando-se diversos parâmetros dos componentes da

rede WDM, verificar o desempenho destes dispositivos isoladamente e seus efeitos na rede

WDM. A utilização do VPI foi realizada no Laboratório de Redes de Comunicação e Sis-

temas Ópticos - LaRSO do IME e nas dependências do Laboratório de Telecomunicações

e Computação da Universidade Presbiteriana Mackenzie.

21

1.3 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO

De acordo com os objetivos estabelecidos, este trabalho foi estruturado da seguinte

forma:

Capítulo 1 - Neste capítulo é apresentada a importância das redes ópticas WDM. São

citados os principais componentes de uma rede WDM como os amplificadores ópticos, os

OADM e uma característica relevante da fibra para altas taxas, a PMD.

Capítulo 2 - A teoria de alguns dos dispositivos de uma rede WDM, ou seja, as fibras

ópticas, os amplificadores ópticos e os OADM, é discutida neste capítulo e a rede WDM

analisada é apresentada.

Capítulo 3 - Neste capítulo são mostrados os resultados experimentais obtidos com as

medidas realizadas na rede WDM de referência da Embratel/CRT.

Capítulo 4 - São apresentados o ambiente de simulação do programa VPI e os resultados

de simulação obtidos.

Capítulo 5 - As conclusões sobre esta dissertação com base nos resultados obtidos nos capí-

tulos 3 e 4 são apresentadas. Além disto, são indicadas sugestões para futuros trabalhos

nos quais o conteúdo desta dissertação será relevante.

22

2 TEORIA

2.1 INTRODUÇÃO

Neste capítulo será apresentado o modelo teórico de alguns dos dispositivos que com-

põem uma rede WDM.

Na seção 2.2 são apresentadas as características e os principais tipos de fibra ópticas

monomodo.

Na seção 2.3 apresenta-se um estudo sobre os amplificadores ópticos EDFA e Raman.

Na seção 2.4 apresenta-se as duas principais técnicas de dispositivos add-drop.

Na seção 2.5 são apresentadas as características da rede WDM analisada, um esquema

de compensação de dispersão que será usado nesta rede e um estudo sobre o cálculo da

BER.

2.2 FIBRAS ÓPTICAS

As fibras ópticas são largamente utilizadas nos sistemas de telecomunicações devido

a sua grande largura de banda de transmissão, à sua baixa atenuação e à imunidade à

interferências eletromagnéticas. As fibras ópticas são formadas por um núcleo cilíndrico

de sílica, envolvido por uma casca também de sílica, de índice de refração menor do que o

do núcleo. O fenômeno responsável por guiar a luz na fibra é o da reflexão interna total,

que é conseguido pela diferença nos índices de refração do núcleo e da casca. A óptica

geométrica modela este fenômeno de forma razoável nas fibras multimodo. No caso das

fibras monomodo, devido à dimensão reduzida de seus núcleos, é necessário usar a teoria

eletromagnética de propagação de ondas em meio dielétrico para modelar este efeito. Os

dois principais parâmetros das fibras são a atenuação e a dispersão. A atenuação limita

as distâncias de transmissão devido à perda imposta ao sinal óptico. A dispersão limita

a taxa de transmissão, pois é responsável pelo alargamento do pulso óptico. Nesta seção

serão estudadas a atenuação e a dispersão das fibra ópticas, além de serem apresentados

alguns dos diversos tipos de fibra monomodo existentes.

2.2.1 ATENUAÇÃO

A atenuação expressa a perda de energia do sinal óptico durante a propagação na fibra

óptica. A atenuação é um importante fator limitante, pois reduz a potência óptica que23

atinge o receptor, o qual necessita de uma quantidade mínima de potência para recuperar

o sinal com precisão. A variação da potência do sinal ao longo da direção de propagação

z pode ser escrita por (AGRAWAL, 1997):

dP

dz= −αP (2.1)

Onde α é coeficiente de atenuação expresso em km−1 e P é a potência óptica do sinal.

Se Pin é a potência na entrada de uma fibra com comprimento L, a potência de saída Pout

pode ser obtida da EQ. 2.1 e será dada por (AGRAWAL, 1997):

Pout(z) = Pin exp(−αL) (2.2)

A variação da potência do sinal segue uma lei exponencial, sendo por isso usual

expressar α em dB/km, através da relação (AGRAWAL, 1997):

α(dB/km) = −10

Llog

(Pout

Pin

)= 4, 343α (2.3)

A FIG. 2.1 representa a variação do coeficiente de atenuação em função do compri-

mento de onda.

FIG. 2.1: Atenuação em função do comprimento de onda na fibra óptica (AGRAWAL,1997).

A atenuação da fibra óptica depende do comprimento de onda do sinal e é originada

por diversos fatores, os principais são: absorção do material, espalhamento Rayleigh e24

imperfeições no guia de onda.

As perdas por absorção do material podem ser divididas em três categorias: i) ab-

sorção intrínseca da Sílica fundida; ii) absorção extrínseca causada pela presença de im-

purezas e iii) absorção por defeitos atômicos devido a irregularidades na estrutura atômica

da sílica (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997).

Os picos de absorção devido às ressonâncias eletrônicas e vibracionais das moléculas

de Sílica (ligações Si-O) ocorrem, respectivamente, em 400 nm e 7000 nm. Devido ao

caráter amorfo da Sílica, as zonas de absorção são bandas cujas caudas se estendem até

às regiões espectrais do visível e infravermelho próximo (AGRAWAL, 1997). Tendo, no

entanto, valores inferiores a 0.03 dB/km para a região espectral entre os 1300 nm e 1600

nm (AGRAWAL, 1997). A absorção extrínseca resulta da presença de impurezas como,

metais de transição, vapor de água e dopantes utilizados no processo de fabricação para

alterar o índice de refração. Materiais como Fe, Cu, Co, Ni, Mn e Cr absorvem fortemente

na faixa de comprimento de onda de 600 a 1600 nm. Os ions OH− apresentam uma banda

de ressonância, devido a transições vibracionais das ligações H-O, centrada em 2730 nm.

Os seus harmônicos e combinações de tons produzem bandas intensas de absorção a 1383

nm, 1240 nm e 950 nm. A absorção devido a defeitos atômicos é, usualmente, desprezível

quando comparada com a atenuação total da fibra.

As perdas por espalhamento Rayleigh resultam de flutuações microscópicas da densi-

dade da Sílica, produzidas no processo de fabricação e que originam flutuações aleatórias

do índice de refração da fibra, em uma escala menor que o comprimento de onda óptico λ.

O espalhamento da luz em tal meio é conhecido como espalhamento Rayleigh e é carac-

terizado pela transferência de parte da energia óptica contida em modos de propagação

guiados para modos de propagação não guiados, preservando o estado de polarização da

radiação incidente. Esta perda é a componente de atenuação dominante na fibra óptica.

As perdas devido ao espalhamento Rayleigh podem ser descritas por (AGRAWAL, 1997):

αR = C/λ4 (2.4)

Onde C é uma constante que apresenta valores compreendidos entre 0,7 e 0,9 dB

km−1 µm4. Para um comprimento de onda de 1550 nm, as perdas por esse processo são

dominantes.

Para comprimentos de onda maiores que 3 µm a contribuição do espalhamento Rayleigh

pode ser diminuída para valores menores que 0,1 dB/km. Fibras de sílica não podem ser

utilizadas nesse comprimento de onda devido à absorção por infra-vermelho ser muito alta

nesta faixa. Fibras utilizando outros materiais estão sendo estudadas para comprimentos25

de onda maiores que 2 µm, porém os níveis de atenuação conseguidos na prática ainda

são maiores que os das fibras de sílica.

As perdas devido às imperfeições do guia de onda devem-se às imperfeições na in-

terface núcleo-casca. O processo físico que governa estas perdas é o espalhamento Mie.

Estas perdas estão tipicamente abaixo de 0,03 dB/km (AGRAWAL, 1997).

A perda por curvatura da fibra é proporcional a exp(−R/Rc), onde R é o raio de

curvatura da fibra e Rc= 0,2-0,4 µm, esta perda é desprezível na prática.

Todos os mecanismos de atenuação discutidos nesta seção são lineares.

2.2.2 DISPERSÃO

A dispersão na fibra óptica limita a taxa de transmissão, pois é responsável pelo

alargamento do pulso. Existem dois tipos de fibras ópticas, a multimodo e a monomodo.

A fibra multimodo suporta vários modos de propagação, gerando a dispersão modal, onde

os modos são transmitidos em velocidades diferentes na fibra. Por este motivo as fibras

multimodo não permitem taxas de transmissão muito elevadas. Em sistemas que requerem

altas taxas, as fibras utilizadas são as monomodo, onde apenas um modo é transmitido na

fibra óptica. Os tipos de dispersão que serão considerados neste trabalho são a dispersão

cromática e a dispersão do modo de polarização (PMD - Polarization-Mode Dispersion).

2.2.2.1 DISPERSÃO CROMÁTICA - GVD

A principal vantagem da introdução da fibra monomodo foi que ela permitiu eliminar

a dispersão modal, pois a energia do pulso é transportada por um único modo. Porém,

sendo a sílica um material dispersivo, o seu índice de refração varia com o comprimento

de onda do campo eletromagnético. Considerando que os pulsos ópticos têm uma largura

espectral não nula, as diferentes componentes espectrais do pulso viajam em diferentes

velocidades de grupo, resultando no alargamento temporal dos pulsos. Este fenômeno

é chamado de dispersão de velocidade de grupo (GVD - Group Velocity Dispersion) ou

dispersão cromática. A dispersão cromática se divide em dispersão material (DM) e

dispersão de guia de onda (DW ).

Considerando uma fibra monomodo de comprimento L, uma componente espectral

específica de freqüência ω chega ao final da fibra, após um alargamento T = L/vg, onde

vg é a velocidade de grupo definida por (AGRAWAL, 1997):

vg = (dβ/dω)−1 = c/ng (2.5)

26

onde,

β = nk0 (2.6)

e

ng = n + ω(dn/dω) (2.7)

onde:

n - é o índice de refração da fibra;

ng - é o índice de refração de grupo;

k0 - é a constante de propagação no vácuo.

A dispersão cromática é a variação da velocidade de grupo em função da freqüência

da portadora, sendo quantificada por β2. Se ∆ω é a largura espectral do pulso, o atraso

do pulso para uma fibra de comprimento L é dado por (AGRAWAL, 1997):

∆T =dT

dω

L

vg

∆ω = Lβ2∆ω (2.8)

O parâmetro β2 = d2β/dω2 é conhecido como parâmetro GVD, e define quanto um

pulso óptico pode ser alargado ao se propagar na fibra.

Em sistemas de comunicações ópticas, é comum substituir o termo ∆ω por ∆λ, sendo

∆λ a faixa de comprimentos de onda emitidos por uma fonte óptica. Da relação ω=2πc/λ

e ∆ω = -(2πc/λ2)∆λ, a EQ. 2.8 pode ser re-escrita como:

∆T =d

dλ

(L

vg

)∆ω = DL∆λ (2.9)

onde

D =d

dλ

(1

vg

)= −2πc

λ2β2 (2.10)

D é chamado de parâmetro de dispersão total e é expresso em ps/(nm.km).

O efeito da dispersão para uma taxa de transmissão B pode ser estimado utilizando

o critério B∆T<1, da EQ. 2.9 esta condição torna-se:

BL|D|∆λ < 1 (2.11)

27

O parâmetro de dispersão pode variar consideravelmente com o comprimento de onda

de operação. No caso da sílica pura o valor da dispersão material é nulo para um compri-

mento de onda de aproximadamente 1270 nm. No cálculo de dispersão material, o índice

de refração pode ser calculado utilizando-se a equação de Sellmeier (AGRAWAL, 1997):

n2(ω) = 1 +M∑

j=1

Bjω2j

ω2j − ω2

(2.12)

Onde ωj é a freqüência de ressonância e Bj é o fator de oscilação do material em que

a fibra é fabricada.

A dispersão de guia de onda resulta da propagação de parte da energia do sinal na

região da casca, onde o índice de refração é menor que no núcleo, o que provoca um

alargamento temporal dos pulsos, que ocorre mesmo que não exista a dispersão material.

Assim,

D = DM + DW (2.13)

onde,

DM =1

c

dn2g

dλ(2.14)

DW = −2π∆

λ2

[n2

2g

n2ω

V d2(V b)

dV 2+

dn2g

dω

d(V b)

dV

](2.15)

Onde, n2g é o índice de refração de grupo da casca e b é a constante de propagação

normalizada, b = (n − n2)/(n1 − n2), sendo n1 e n2 os índices de refração do núcleo e

da casca da fibra óptica, respectivamente. A freqüência normalizada, ou simplesmente

parâmetro V da fibra óptica, pode ser determinada por (AGRAWAL, 1997):

V = k0a(n21 − n2

2)1/2 (2.16)

onde a é o raio do núcleo.

A dispersão material aumenta conforme aumenta-se o comprimento de onda e a dis-

persão de guia de onda diminui conforme aumenta-se o comprimento de onda. A soma

das duas componentes origina um deslocamento do comprimento de onda onde ocorre o

nulo de dispersão da fibra λZD, para um valor de aproximadamente 1310 nm.

28

FIG. 2.2: Dispersão total (D) e as contribuições da dispersão material (DM) e de guia deonda (DW ) para uma fibra convencional (AGRAWAL, 1997).

2.2.2.2 DISPERSÃO DO MODO DE POLARIZAÇÃO - PMD

Um sinal óptico pode ser representado como a sobreposição linear de dois modos po-

larizados ortogonalmente (AGRAWAL, 1997), (ANDRÉ, 2002). Em uma fibra monomodo

ideal, com um núcleo perfeitamente cilíndrico, estes dois modos se propagam com a mesma

velocidade de grupo. Quando a geometria da fibra se afasta da simetria cilíndrica, devido

ao processo de fabricação ou à existência de microcurvaturas, torções, ou variações de

temperatura da ordem de 20o C, distribuídas aleatoriamente ao longo da fibra, as veloci-

dades de propagação ao longo dos dois eixos ortogonais tornam-se diferentes, gerando a

dispersão do modo de polarização (PMD - Polarization-Mode dispersion).

O fenômeno de birefringência é devido à perda de simetria do núcleo ao longo do

comprimento da fibra. O grau de birefringência é dado por (AGRAWAL, 1997).

B = |nx − ny| (2.17)

Onde nx e ny são os índices de refração dos modos polarizados ortogonalmente. Esta

diferença entre os índices de refração dos modos gera uma diferença de fase entre os

campos durante a propagação. A diferença de fase entre os campos é periódica e após

uma distância LB, chamada de comprimento de batimento, a diferença de fase entre os

dois modos é de 2π.

O comprimento de batimento para um comprimento de onda λ é dado por (AGRAWAL,

29

1997):

LB =λ

B(2.18)

A FIG. 2.3 mostra a variação do estado de polarização em uma fibra sobre um com-

primento de batimento.

FIG. 2.3: Estado de polarização em uma fibra birefringente sobre um comprimento debatimento. Polarização inicial de 45.

Para fibras monomodo padrão (STD ou SMF - Standard Single Mode Fiber), B ∼10−7 e LB ∼ 15 m para um comprimento de onda de 1550 nm. Nestas fibras, o valor de

B não é constante ao longo da fibra, mas varia aleatoriamente devido às flutuações na

forma do núcleo e a esforços não-uniformes atuando no núcleo (AGRAWAL, 1997).

O atraso diferencial de grupo (DGD) devido à diferença de velocidade de grupo entre

os dois modos de polarização ortogonais pode ser calculado por (AGRAWAL, 1997):

∆T =

∣∣∣∣L

vgx

− L

vgy

∣∣∣∣ = L∆β1 (2.19)

Onde x e y identificam os dois eixos ortogonais e ∆β1 está relacionado com a bire-

fringência da fibra.

A FIG. 2.4 mostra o alargamento do pulso devido à birefringência da fibra.

Um trecho de fibra é considerado como o encadeamento de trechos mais curtos, tendo

cada um uma orientação aleatória para os eixos de polarização. Devido a essas orientações

aleatórias das pertubações nos trechos de fibra, os efeitos em um trecho podem ser somados

ou subtraídos aos efeitos do trecho seguinte. Assim, os atrasos diferenciais de grupo devido

à PMD em trechos longos são acumulados em um processo aleatório que varia com a raiz

quadrada da distância de propagação.

30

FIG. 2.4: Alargamento do pulso devido à birefringência da fibra.

Assim, a EQ. 2.19 não pode ser usada diretamente para estimar a PMD, e portanto,

a PMD é dada pelo valor esperado de ∆T (AGRAWAL, 1997):

σ2T = 〈∆T 2〉 =

1

2∆β2

1h2

[2L

h− 1 + exp

(−2L

h

)](2.20)

O comprimento de correlação h é definido como o comprimento de fibra para o qual

a potência óptica média num modo de polarização ortogonal P⊥, toma o valor de 1/e2 da

potência óptica média do modo inicial P‖ (ANDRÉ, 2002). Para trechos de fibra menores

que a distância de correlação, a PMD aumenta linearmente com o comprimento da fibra.

Para h << L o atraso diferencial de grupo é dado por (AGRAWAL, 1997), (ANDRÉ,

2002):

σT ≈ ∆β1

√hL = Dp

√L (2.21)

Onde Dp é o coeficiente de PMD, expresso em ps/√km.

O coeficiente de PMD de um enlace é definido como a raiz quadrada da soma dos

quadrados dos coeficientes de PMD de cada seção de cabo dividido pelo número de seções

que constituem o enlace (BLUME, 2001):

XN =

√√√√ 1

N

N∑i=1

x2i (2.22)

Onde:XN - coeficiente de PMD do enlace (ps/

√km)

xi - coeficiente de PMD de uma seção do cabo (ps/√km)

N - número de seções de cabo de um enlace.

Os valores típicos de PMD estão na faixa de 0.1 a 1 ps/√km. A PMD só começou

a ganhar importância quando passou-se a implantar sistemas em taxas elevadas. Até 2,531

Gbps, o alargamento do pulso provocado pela PMD é irrelevante em relação ao período

do bit, a partir de 10 Gbps a PMD torna-se um fator limitante ao sistema. Pela norma G.

692 da União Internacional de Telecomunicações (ITU - International Telecommunications

Union), para um alargamento máximo de 10% do período do bit tem-se uma probabilidade

de 99,994% da penalidade de potência ser menor que 1 dB (GIRARD, 2000). A PMD é

um fator preocupante quando se deseja expandir as redes de fibra que foram instaladas

na década de 1980, pois não existia naquela época uma preocupação rigorosa com a

geometria destas fibras em sua fabricação. Atualmente, já existe uma maior preocupação

na fabricação da fibra, com o melhor controle de sua geometria. Entretanto ao colocar-

se a fibra no cabo e em seguida instalá-lo, a fibra pode sofrer tensões ou variação de

temperatura que podem levar a um aumento da PMD.

2.2.3 PROPRIEDADES NÃO-LINEARES EM FIBRAS ÓPTICAS

Os efeitos não-lineares referem-se a fenômenos que ocorrem devido à resposta não-

linear do meio a sinais ópticos de alta potência. Estes efeitos podem ser divididos em duas

categorias: espalhamento estimulado, como o Brillouin e o Raman, devido às interações

entre os sinais ópticos e as vibrações acústicas ou vibracionais do meio e modulação do

índice de refração da sílica em conseqüência das variações de intensidade do sinal óptico,

ou seja, a mistura de ondas (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997).

As não-linearidades limitam o desempenho dos sistemas de comunicações ópticas

mas, também, podem ser exploradas em aplicações vantajosas como, por exemplo, para

compensar as conseqüências dos efeitos lineares, tais como a dispersão cromática e a

atenuação, em conversores de comprimento de onda e em amplificadores ópticos (ANDRÉ,

2002), (YOO, 1996), (ISLAM, 2002).

A mistura de quatro ondas (FWM - Four-Wave Mixing) é um processo não-linear que

ocorre na fibra, onde, a partir da interação de dois ou três sinais ópticos, é gerado um novo

sinal em que a fase e a freqüência do sinal gerado é uma combinação linear dos sinais de

entrada. O processo de FWM é chamado de processo paramétrico, pois um dos parâmetros

do meio é modulado por este processo não linear, como o índice de refração (AGRAWAL,

2001). Quando um campo, que contém várias componentes em freqüência, é aplicado

em um meio não-linear, induz nos átomos uma oscilação na freqüência de batimento

das componentes do campo de entrada. Qualquer duas componentes de freqüência de

entrada podem interagir e provocar a excitação do material. A freqüência produzida por

esta excitação pode interagir com uma terceira componente, gerando uma polarização

não-linear na freqüência de batimento resultante, este campo de polarização não-linear

32

gera uma saída coerente em uma quarta freqüência (SUMMERFIELD, 1995). A FWM

é um fator limitante para sistemas WDM, pois parte da potência de um canal pode ser

transferida para os canais vizinhos, gerando interferência entre canais, ou seja, crosstalk.

Um sinal de freqüência ω1 interagindo com um outro sinal de freqüência ω2 podem gerar,

pelo efeito de mistura de quatro ondas, mais duas componentes, nas freqüências ω3 =

2ω2 − ω1 e ω4 = 2ω1 − ω2.

O processo não-linear de espalhamento Raman estimulado será estudado no item 2.3.2.

Os outros processos não-lineares existentes não fazem parte do escopo desta dissertação

e por isto não serão estudados.

2.2.4 TIPOS DE FIBRA ÓPTICA

Com o advento dos sistemas WDM e da amplificação no domínio óptico, o tipo de

fibra adequado para os sistemas de comunicações ópticas atuais veio a se tornar uma

questão de fundamental importância.

As fibras multimodo, comercializadas no final dos anos 70 e no início dos anos 80,

deram lugar às fibras monomodo devido à menor atenuação e maior capacidade de trans-

porte de informação (ANDRÉ, 2002). Os principais tipos de fibra monomodo disponíveis

no mercado são padronizados e homologados pela ITU e pelo Comitê Eletrotécnico Inter-

nacional (IEC - International Electrotechnical Committee) (ROSSARO, 2002).

A TAB. 2.1 apresenta a padronização da ITU e do IEC para diferentes tipos de fibras

ópticas.

TAB. 2.1: Tipos de Fibra Óptica.

Tipo IEC ITUFibra Padrão (STD) B1.1 G.652Fibra com perda minimizada em 1550 nm B1.2 G.654Fibra de dispersão deslocada (DSF) B2 G.653Fibra de dispersão aplainada (DFF) B3 -Fibra de dispersão deslocada não-nula (NZDSF) B4 G.655

2.2.4.1 FIBRA MONOMODO PADRÃO - STD

A fibra padrão começou a ser comercializada em 1983 e hoje constitui cerca de 90%

das redes das principais operadoras de telecomunicações (ANDRÉ, 2002), (ROSSARO,

2002). Esta fibra tem valor igual a zero de dispersão cromática próximo dos 1310 nm

33

e um valor de dispersão em 1550 nm de aproximadamente 17ps/nm.km. A atenuação

desta fibra na janela de 1550nm é bastante baixa, na faixa de 0,2 a 0,22 dB/km (ANDRÉ,

2002), (ROSSARO, 2002).

A fibra STD ou SMF é apropriada para sistemas WDM onde um grande número de

canais é necessário, devido ao seu alto valor de dispersão e seu alto valor de área eficaz,

que diminuem os efeitos não-lineares que possam vir a surgir, como a mistura de quatro

ondas (FWM) (ROSSARO, 2002). Este tipo de fibra é recomendável para transmissão

de taxas de até 2,5 Gbps. Para taxas superiores, 10 e 40 Gbps, esta fibra deve ser usada

com compensação de dispersão. A TAB. 2.2 mostra alguns exemplos de redes DWDM

operando em 10 e 40 Gbps, utilizando a fibra G.652 (ROSSARO, 2002).

TAB. 2.2: Aplicações da fibra G.652 em redes WDM.

Número Taxa Espaçamento Distância máxima Banda Comentáriosde canais [Gbps] entre canais [GHz] sem repetidores

32 10 100 450 C CR128 10 50 840 C+L CT + FEC + R80 10 50 >1000 C CT + FEC + R32 40 100 250 C SD + R80 40 100 82 C+L SD +FEC +R

Onde:

C - Banda espectral de 1530 nm a 1565 nm;

L - Banda espectral de 1570 nm a 1610 nm;

CR - Uso de módulo de compensação na recepção;

CT - Uso de compensação de dispersão pré, pós e de linha;

FEC - Uso de correção de erro;

R - Uso de amplificação Raman;

SD - Uso de compensação da inclinação e do valor médio da dispersão cromática.

Atualmente, um novo tipo de fibra G.652 vem sendo desenvolvido, esta nova fibra

apresenta uma baixa atenuação na banda S, de 1360 a 1400 nm, com a supressão do pico

de absorção de OH− (ROSSARO, 2002). Outro tipo especial baseado na fibra STD é a

G.654, que apresenta uma atenuação muito baixa na janela de 1550 nm, tipicamente de

0.18 dB/km, porém esta fibra é raramente utilizada devido o seu elevado custo (ANDRÉ,

2002).

34

2.2.4.2 FIBRA COM DISPERSÃO DESLOCADA - DSF

Um dos principais fatores limitantes da fibra STD é sua alta dispersão, assim, em

1985, foi desenvolvida a fibra com dispersão deslocada (G.653), este tipo de fibra tem o

mínimo de dispersão cromática na mesma região espectral do mínimo de atenuação, esta

parecia ser a condição ideal, já que acumulava as vantagens do mínimo de dispersão e do

mínimo de atenuação na mesma janela.

Esta fibra foi desenvolvida em um cenário em que um aumento de desempenho do

sistema de comunicações ópticas significava um aumento na taxa de transmissão da porta-

dora óptica (ROSSARO, 2002). O problema da dispersão cromática nesta fibra teria sido

então superado, sendo agora o principal fator limitante a PMD. O coeficiente de PMD da

fibra G.653 é maior que o da G.652 (0,4 a 0,7 ps/√km contra 0,1 a 0,2 ps/

√km). Para

sistemas de 10 Gbps, estes valores de PMD permitem uma transmissão de até centenas de

km, enquanto que a penalidade de transmissão para sistemas de 40 Gbps é bastante alta,

reduzindo a distância de transmissão sem compensação de PMD para poucas dezenas de

km. Esta fibra foi instalada em grande parte dos enlaces submarinos.

Porém, com o advento dos sistemas WDM, a potência óptica injetada na fibra au-

mentou devido aos múltiplos comprimentos de onda. Este aumento da potência associada

com a pequena dispersão contribuiu para o aumento significativo dos efeitos não-lineares

da fibra, impedindo assim o aumento do número de comprimentos de onda propagantes.

Este número ficou limitado em 8 a 12 comprimentos de onda devido à FWM (ROSSARO,

2002). Combinando a amplificação Raman com técnicas para diminuir os efeitos não-

lineares, foi demonstrada uma transmissão de 100 canais de 10 Gbps, sobre 175 km da

fibra G.653 (TAKASHINA, 2000). Devido a estes problemas de não-linearidades, a fibra

G.653 não é mais usada em novas instalações e tem sido substituída pela NZDSF (G.655).

2.2.4.3 FIBRA COM DISPERSÃO DESLOCADA NÃO NULA - NZDSF

A principal característica da fibra NZDSF é apresentar uma dispersão cromática

muito baixa, mas não nula, de modo a suprimir os efeitos de FWM na janela de 1550 nm

e permitir a transmissão em 10 Gbps.

Em 1993, a Lucent começou a produzir uma fibra NZDSF, a TrueWave, para ser

utilizada em sistemas WDM amplificados. Estas fibras NZDSF de primeira geração eram,

na realidade, fibras DSF com um mínimo de dispersão próximo de 1500 nm, apresentando,

portanto, algumas características indesejáveis tais como a dispersão cromática residual

elevada, área eficaz muito pequena e inclinação da dispersão cromática (slope) muito

35

elevada. A inclinação da dispersão é a variação da dispersão total D em função da

variação do comprimento de onda λ.

Estas características abriram o caminho para o aparecimento de uma segunda geração

de fibras NZDSF, como as TrueWave XL da Lucent, a LEAF da Corning ou a FreeLight

da Pirelli, com uma área eficaz superior às da primeira geração, permitindo reduzir a

densidade de potência na fibra e minimizar os efeitos não-lineares (ROSSARO, 2001).

Apesar da aparente superioridade da fibra NZDSF, estudos recentes têm compro-

vado que para determinadas condições, a fibra STD apresenta melhor desempenho (DE-

MAREST, 2002), (MAURO, 2001).

Na FIG.2.5 (DEMAREST, 2002) temos uma comparação entre sistemas de transmis-

são com fibras NZDSF e STD.

(a) (b)

FIG. 2.5: Comparação do fator Q em um sistema WDM para as fibras STD e NZDSF. (a)25 canais e 50 GHz de espaçamento entre canais. (b) 25 canais e 25 GHz de espaçamentoentre canais.

Na FIG. 2.5.a é realizada uma comparação entre um sistema WDM de 25 canais,

espaçados em 50 GHz, utilizando fibras STD e NZDSF. Na FIG. 2.5.b é realizada uma

comparação entre um sistema WDM de 25 canais, espaçados em 25 GHz, utilizando fibras

STD e NZDSF. As potências de transmissão de cada canal, para os dois tipos de fibras,

foram escolhidas por produzirem os maiores valores do fator Q, ao longo de, pelo menos,

750 km (DEMAREST, 2002). Os sistemas com fibras NZDSF suportam potências menores

que os com fibras STD devido ao efeito não-linear de mistura de quatro ondas (FWM),

que é maior para altas potências e pequenos valores de dispersão. Em contra-partida,

para valores de potências menores, os valores do fator Q diminuem. É possível notar

na FIG. 2.5 que a diferença de desempenho entre os sistemas com fibras STD e NZDSF

tornam-se maiores conforme diminui-se o espaçamento entre canais. Para o espaçamento36

de 50 GHz, é possível notar que, tanto para as fibras STD quanto para as fibras NZDSF,

o valor de Q é maior que 8 (BER ≈ 10−15), para distâncias inferiores a 950 km. No caso

de espaçamento de 25 GHz, é possível notar que, para os sistemas com fibras STD, o valor

de Q é maior que 8 para enlaces de até 950 km, enquanto que para os sistemas com fibras

NZDSF, o valor de Q é maior que 8 apenas para enlaces menores que 525 km. De acordo

com os gráficos da FIG. 2.5, a fibra STD apresenta um melhor desempenho em relação a

fibra NZDSF. Atualmente, o valor de Q deve ser ≥ 6 (BER ≤ 10−9) para que o sistema

opere adequadamente.

Em sistemas WDM, se considerarmos a FWM como única fonte de crosstalk não-

linear, a tolerância do sistema pode ser medida através de (DEMAREST, 2002):

M = Aeff ·D (2.23)

Onde Aeff é a área efetiva da seção reta da fibra e D a dispersão.

A TAB. 2.3 apresenta os valores de dispersão, área efetiva, inclinação da dispersão e

M para algumas fibras G.655 (DEMAREST, 2002).

TAB. 2.3: Características de fibras G.655 - NZDSF.

Tipo de fibra Dispersão em 1550 nm Inclinação da dispersão Área efetiva M(ps/nm.km) (ps/km/nm2) Aeff(µm2)

LS -1,60 0,075 50 80TW Classic 2,90 0,07 55,4 161TW - RS 4,40 0,042 55,4 244LEAF 3,67 0,105 72,4 266TERALIGHT 8,0 0,058 63 504

2.2.4.4 FIBRA COM COMPENSAÇÃO DA DISPERSÃO - DCF

As fibras de dispersão compensada apresentam dispersão negativa na janela de 1550

nm e são utilizadas na compensação da dispersão.

Existem duas técnicas básicas no projeto das DCF’s. No primeiro método, a fibra

DCF suporta um único modo, mas é projetada com um pequeno valor de V. Para V ≈1, o modo fundamental é fracamente confinado no núcleo. Assim, D ≈ -100 ps/nm.km.

Normalmente, é utilizada a fibra com depressão na casca (depressed-cladding). Infeliz-

mente a atenuação para estas fibras é maior do que para fibras padrão e é da ordem de

0.4 a 1.0 dB/km. A figura de mérito M = |D|/α é muito usada para a caracterização das37

DCFs. Atualmente, estão sendo fabricadas fibras com M > 400 ps/nm.dB (AGRAWAL,

1997).

Porém as fibras DCFs monomodo apresentam alguns problemas:

• 1 km de DCF compensa apenas 10-12 km de fibras padrão;

• Atenuação relativamente alta em 1550 nm (0,5 dB/km);

• Devido ao pequeno diâmetro do modo, a intensidade óptica é maior para uma dada

potência de entrada, resultando em efeitos não-lineares.

A figura 2.6 mostra um exemplo do perfil de índice de refração de uma DCF.

FIG. 2.6: Exemplo do perfil de índice de refração de uma DCF.

No segundo método, são utilizadas fibras de dois modos com valores de V tais que o

modo de ordem mais alta fique perto do corte (V ≈ 2,5). Isto significa que estas fibras

são quase monomodo. A atenuação de tais fibras é quase a mesma da fibra padrão, mas

é projetada para que os valores de D do modo de mais alta ordem tenha grandes valores

negativos (∼-770 ps/nm.km). 1 km desta fibra pode compensar a GVD para um enlace

de 40 km. Esta fibra também permite compensação de dispersão em banda larga.

O uso da DCF de dois modos requer um dispositivo de conversão de modo capaz de

transferir a energia do modo fundamental para o modo de ordem mais alta, suportado pela

DCF (AGRAWAL, 1997). Vários dispositivos totalmente em fibra vêm sendo desenvolvi-

dos, o que permite uma compatibilidade com a rede de fibras e reduz a perda de inserção

(AGRAWAL, 1997). Alguns requisitos para estes dispositivos: insensibilidade com a po-

larização e grande largura de banda. Quase todos os dispositivos de conversão de modo

utilizam fibras de dois modos com uma grade de difração, que permite o acoplamento

entre os dois modos. O período da grade Λ é escolhido para casar a diferença de índice

de modo δn dos dois modos e é tipicamente de ∼ 100 µm. Tais grades têm sido feitas

usando-se muitos mecanismos: stress periódico, microcurvaturas e fotosensibilidade. A

38

perda de inserção é tipicamente menor que 1 dB, com eficiência de acoplamento maior

que 99% (AGRAWAL, 1997).

O período da grade Λ, para um determinado comprimento de onda λ, é dado por

(AGRAWAL, 1997):

Λ =λ

δn(2.24)

2.2.4.5 FIBRA COM DISPERSÃO APLAINADA - DFF

Um outro tipo de fibra utilizado em sistemas de comunicações ópticas é a fibra de dis-

persão aplaindada. Esta fibra apresenta uma dispersão pequena e praticamente constante

na faixa de 1300 a 1650 nm. Assim, para os sistemas WDM esta pode ser uma vantagem,

pois a compensação da dispersão pode ser feita para todos os canais, simultaneamente.

A FIG. 2.7 mostra a dispersão das fibras STD, DFF e DSF em função do comprimento

de onda.

FIG. 2.7: Variação típica do parâmetro da dispersão D em função do comprimento deonda para as fibras STD, DFF e DSF.

O projeto de fibras de dispersão aplainada baseiam-se normalmente em alterações no

perfil do índice de refração da fibra óptica, tais como o uso de múltiplas camadas de casca.

39

2.3 AMPLIFICADORES ÓPTICOS

Nos sistemas de comunicações ópticas, um dos componentes de grande importância

são os amplificadores ópticos. A distância de transmissão dos sistemas de comunicações

ópticas é limitada pela atenuação. Anteriormente, a atenuação era compensada com o

uso de regeneradores. Os regeneradores são componentes opto-eletrônicos que convertem

o sinal para o domínio elétrico, reformatam, amplificam e o convertem novamente para

o domínio óptico. Com o aumento das taxas de transmissão e, principalmente, com

os sistemas WDM, os sistemas com regeneradores tornaram-se muito caros. Com os

amplificadores EDFA e Raman é possível amplificar vários canais simultaneamente. Na

década de 80, foram desenvolvidos os amplificadores totalmente ópticos, independentes

da taxa de transmissão do sinal e com elevada largura de banda. Isto permitiu que os

sistemas pudessem ser atualizados somente pela troca do equipamento terminal. Em

1996 os amplificadores ópticos começaram a ser instalados em sistemas comerciais de

longa distância.

Os SOAs não são usados como amplificadores ópticos em redes ópticas e por isto não

serão estudados neste trabalho.

2.3.1 AMPLIFICADOR A FIBRA DOPADA COM ÉRBIO - EDFA

O EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) é o amplificador a fibra dopada com Érbio.

O Érbio é um elemento de Terra rara que é opticamente ativo em torno de 1550 nm. No

final da década de 80, tornou-se evidente que a região espectral de 1550 nm seria escolhida

para a transmissão da informação em fibras ópticas, devido à baixa atenuação da fibra

e ao desenvolvimento de lasers de transmissão operando nesta faixa (ANDRÉ, 2002). O

EDFA atraiu bastante atenção por operar em torno da faixa de 1550 nm (DESURVIRE,

1994), que é a região espectral de baixa atenuação da fibra.

Os átomos de Érbio podem ser descritos como um sistema de 3 níveis apropriado para

a amplificação óptica em 1550 nm ± 15 nm. A FIG. 2.8 mostra um diagrama parcial dos

níveis de energia dos átomos de Érbio (Er3+), num hospedeiro vítreo (MINISCALCO,

1991).

As condições necessárias para ocorrer amplificação num EDFA podem ser descritas

utilizando o diagrama de níveis de energia da FIG. 2.8. Os ions de Er3+ no núcleo da

fibra são submetidos a um sinal de bombeio de 980 nm, que induz transições interatômicas

do nível E1 para o nível E3, em seguida ocorrem transições de E3 para E2 (decaimento

não radiativo). As transições do nível E3 para E2 são suficientemente rápidas, da ordem

40

de 7 µs, aumentando a população do nível metaestável E2. Quando o bombeamento é

suficiente para manter a população de íons do estado E2, N2, superior à população de íons

do estado E1, N1, ocorre a emissão estimulada na faixa de 1530 a 1620 nm (banda C+L) no

momento em que o sinal a ser amplificado é aplicado (AGRAWAL, 1997), (DESURVIRE,

1994), (ANDRÉ, 2002), (MILLAR, 1990). O nível meta-estável E2, é formado por vários

subníveis e apresenta um tempo médio de vida elevado, tipicamente da ordem de 10 ms

(ANDRÉ, 2002). Uma outra opção é a utilização do sinal de bombeio em 1480 nm, que

permite um bombeamento direto para o estado superior do nível 4I13/2 (ANDRÉ, 2002),

(AGRAWAL, 1997). Este amplificador necessita de uma potência de bombeio bastante

alta (≈ 200 mW), para que ocorra a inversão de população.

FIG. 2.8: Níveis de energia e diagramas de bombeio da Sílica dopada com Érbio.

2.3.1.1 GANHO NO EDFA

O espectro de ganho do EDFA depende da natureza amorfa da fibra e dos co-dopantes

do núcleo, como o germânio e o alumínio (PEDERSEN, 1991). O ganho do EDFA de-

pende de um grande número de parâmetros, tais como concentração dos ions de Érbio,

comprimento da fibra do amplificador, raio do núcleo e potência de bombeio (AGRAWAL,

1997). A FIG. 2.9 mostra um exemplo de montagem do EDFA (AGRAWAL, 1997).

As potências de bombeio (Pp) e de sinal (Ps) variam ao longo do comprimento do am-

plificador devido à absorção, emissão estimulada e emissão espontânea. Se a contribuição

da emissão espontânea é desprezada, Ps e Pp satisfazem a (AGRAWAL, 1997):

dPs

dz= σs(N2 −N1)− αsPs,

dPp

dz= σpN1 − αpPp (2.25)

41

Onde, σs e σp são, respectivamente, as seções eficazes na freqüência do sinal e do

bombeio e αs e αp são, respectivamente, a atenuação da fibra no comprimento de onda

do sinal e do bombeio e N1 e N2 são as populações de íons nos níveis de energia E1 e

E2, respectivamente. O sistema de 3 níveis pode ser aproximado para um sistema de dois

níveis, já que o decaimento do nível E3 para o nível E2, no bombeio de 980 nm, não é

radioativo. As expressões da EQ. 2.25 mostram que o ganho para pequenos sinais cresce

linearmente, em unidade logarítmicas, com a diferença entre o número de portadores nos

dois níveis, ou seja, com a potência de bombeio (ANDRÉ, 2002). Este modelo só pode ser

aplicado se não existir depleção do nível fundamental, o que ocorre para sinais de bombeio

intensos.

FIG. 2.9: Exemplo de um esquema de montagem do EDFA

Considerando que o sistema é de dois níveis, que as populações nos níveis E1 e E2 são

distribuídas uniformemente e que são independentes da intensidade dos sinais, o ganho

para pequenos sinais, G0 (em unidades logarítmicas), desprezando-se as perdas internas,

é dado por (DESURVIRE, 1994):

G0 = 4, 343 · γ0 · l (2.26)

Onde γ0 é o coeficiente de ganho para pequenos sinais e l é o comprimento da fibra

dopada.

γ0 = Γ · [σe(ν) ·N2 − σa(ν) ·N1] (2.27)

Onde Γ é o fator de confinamento (DESURVIRE, 1994). Este fator tem valores

típicos entre 0.35 e 0.64. Os parâmetros σe e σa são, respectivamente, as seções eficazes

da emissão estimulada e da absorção (ANDRÉ, 2002), (DESURVIRE, 1994) e são os

parâmetros críticos na simulação. N2 e N1 são as populações dos níveis meta-estável e

fundamental, respectivamente42

Substituindo-se a EQ. 2.27 na EQ. 2.26, tem-se:

G0 = 4, 343 · Γ · [σe(ν) ·N2 − σa(ν) ·N1] · l (2.28)

A FIG. 2.10 mostra um exemplo da curva de ganho espectral de um EDFA.

FIG. 2.10: Gráfico de ganho espectral de um EDFA típico.

2.3.1.2 RUÍDO NO EDFA

O ruído em EDFAs é produzido por efeito de emissão espontânea devido à presença

dos ions de Er3+ na fibra dopada. Os ions têm tempos médios de vida finitos no estado

excitado (tipicamente, 10 ms), e parte dos ions decaem espontaneamente para o estado

fundamental emitindo fótons, que são o ruído, pois não possuem informação. Este ruído

também é amplificado e adicionado ao sinal, e por isto, é designado por emissão espontânea

amplificada (ASE - Amplified Spontaneous Emission) (ANDRÉ, 2002), (GIRARD, 2000),

(DESURVIRE, 1994). Sua potência é expressa por (GILES, 1991):

PASE = nsp · (G0 − 1) · h · ν · dν = ρASE · dν (2.29)

Onde h é a constante de Plank, ν é a freqüência óptica, dν é a largura de banda e

nsp é o fator de inversão de população ou fator de emissão espontânea, que é dado por

(AGRAWAL, 1997):

nsp =N2

N2 −N1

. (2.30)

43

A ASE causa uma degradação na relação sinal-ruído do sinal. A figura de ruído NF

do amplificador pode ser calculada por (AGRAWAL, 1997):

NF =SNRentrada

SNRsaida

= 2nsp (2.31)

Como, no caso do EDFA N1 6= 0 e nsp > 1, o valor da figura de ruído é maior que 2 (3

dB) (AGRAWAL, 1997). Como os valores de N2 e N1 dependem das potências do sinal e

do bombeio, seus valores variam ao longo do comprimento da fibra, assim a figura de ruído

depende também do comprimento da fibra l e da potência de bombeio Pp (AGRAWAL,

1997). Estudos revelam que para se conseguir uma figura de ruído próxima de 3 dB,

a potência de bombeio deve ser muito maior que a potência de bombeio de saturação

(AGRAWAL, 1997). A FIG. 2.11 mostra a variação da potência de ASE típica de um

EDFA em função do comprimento de onda.

FIG. 2.11: Potência de ASE típica de um EDFA para um bombeio de 90 mW.

Em um sistema de longa distância, para se resolver o problema da atenuação é usual

cascatear amplificadores. Isto afeta o sistema de duas formas: a ASE é acumulada con-

forme se aumenta o número de amplificadores e, conforme o nível da ASE aumenta,

os amplificadores começam a saturar e, conseqüentemente, o ganho de sinal é reduzido

(AGRAWAL, 1997).

A figura de ruído efetiva NFeff para uma cascata de k amplificadores é definida por

(AGRAWAL, 1997):

44

NFeff = NF1 +NF2

G1

+NF3

G1.G2

+ ... +NFk

G1.G2...Gk−1

(2.32)

Onde, NFj e Gj são respectivamente a figura de ruído e o ganho do j -ésimo amplifi-

cador, para j = 1, ...., k.

2.3.1.3 TIPOS DE BOMBEIO EM EDFA’S

O bombeio nos EDFA’s pode variar quanto ao comprimento de onda do sinal de

bombeio, em 980 nm ou 1480 nm, e quanto a direção do bombeio, co-propagante e contra-

propagante ao sinal de transmissão, ou bi-direcional.

Quanto ao comprimento de onda do sinal de bombeio é possivel afirmar que (BECKER,

1999):

• Para elevadas potências de bombeio, o bombeio em 980nm apresenta um ganho

maior, devido à incompleta inversão de população conseguida em 1480 nm;

• A potência de bombeio requerida para a obtenção de transparência é menor para

1480 nm, devido à maior eficiência quântica;

• A figura de ruído é menor para 980 nm, pois o fator de inversão de população para

980 nm é menor.

Quanto à direção do bombeio é possivel afirmar que (BECKER, 1999):

• O bombeio co-propagante proporciona uma figura de ruído mais baixa, pois a in-

versão de população é maior na entrada da fibra, diminuindo a figura de ruído na

saída.

• O bombeio contra-propagante mantém uma potência de saída mais elevada.

Consegue-se um amplificador com baixo ruído e elevada potência óptica de saída

através de um bombeio híbrido, com 980 nm na direção co-propagante e com 1480

nm na direção contra-propagante.

2.3.2 AMPLIFICADOR RAMAN

Um outro amplificador utilizado em sistemas de comunicações ópticas é o amplificador

Raman. O amplificador Raman baseia-se no princípio do espalhamento Raman estimulado

(SRS - Stimulated Raman Scattering), onde um fóton de bombeio incidente na fibra

transfere parte de sua energia para criar um novo fóton, de maior comprimento de onda.

45

O restante da enegia é absorvido pelo meio na forma de fônons ópticos (ISLAM, 2002),

(AGRAWAL, 1997).

O estudo do amplificador Raman começou na década de 70 e se estendeu até os

meados da década de 80, onde o foco foi mudado para o estudo dos EDFAs, contudo

nos meados da década de 90, voltou-se a ter um grande interesse no desenvolvimento dos

amplificadores Raman (ISLAM, 2002).

A luz incidente na fibra atua como bombeio para gerar a radiação deslocada em

frequência, que depende dos modos vibracionais do meio, chamada de onda de Stokes.

Para intensidades de bombeio muito altas, grande parte da potência é convertida em ondas

de Stokes rapidamente dentro do meio (AGRAWAL, 2001). A FIG. 2.12 exemplifica os

níveis de energia do espalhamento Raman estimulado.

FIG. 2.12: Níveis de energia do espalhamento Raman.

O efeito de espalhamento Raman estimulado pode ser entendido como o espalhamento

de um fóton de maior energia, para um fóton de menor energia, tal que a diferença de

energia aparece na forma de fônons (AGRAWAL, 1997). No amplificador Raman um

bombeio, de maior freqüência, transfere potência para o sinal, de menor freqüência, pelo

efeito SRS.

O amplificador Raman apresenta diversas vantagens em relação ao EDFA (ISLAM,

2002):

• Apresenta baixo ruído;

• Esquema simples: a fibra é o próprio meio de amplificação;

• Independe da janela de transmissão, é não-ressonante;

• Apresenta distribuição flexível das freqüências do sinal, o amplificador Raman de-

pende apenas da diferença entre o sinal de bombeio e o sinal com a informação;

• Pode oferecer grande largura de banda que pode ser conseguida combinando o efeito

de diversos amplificadores Raman (múltiplos comprimentos de onda).

O amplificador Raman também apresenta algumas desvantagens (ISLAM, 2002):46

• Eficiência de bombeio menor que a do EDFA;

• Requer uma longa fibra para que o ganho ocorra, esta desvantagem pode ser com-

pensada combinando ganho e compensação de dispersão em uma mesma fibra;

• Por necessitar de altas potências de bombeio, são necessários lasers de bombeio de

alta potência.

• Em sistemas WDM pode ocorrer transferência de energia de canais de menor com-

primento de onda para canais de maior comprimento de onda, degradando a equa-

lização de potência (CHRAPLYVY, 1983).

A FIG. 2.13 é um exemplo do esquema de montagem do amplificador Raman para

um bombeio co-propagante.

FIG. 2.13: Exemplo do esquema de montagem do amplificador Raman.

2.3.2.1 GANHO NO AMPLIFICADOR RAMAN

Neste amplificador, o meio onde ocorre a amplificação é a fibra óptica monomodo.

Diferentemente do EDFA, não é necessária a utilização de uma fibra dopada. A ampli-

ficação pode ser conseguida na mesma fibra utilizada para a transmissão do sinal. Em

muitos casos, a amplificação Raman é associada com a compensação da dispersão, no

mesmo sistema. Os feixes de bombeio e de sinal, nas freqüências ωp e ωs, respectiva-

mente, são injetados na fibra, através de um acoplador WDM. A energia é transferida do

sinal de bombeio para o sinal com a informação através do efeito de espalhamento Raman

estimulado (SRS), conforme os dois sinais co-propagam ou contra-propagam ao longo da

fibra (AGRAWAL, 1997).

O ganho óptico de um amplificador Raman é dado por (AGRAWAL, 1997):

47

g(ω) = gR(ω)(Pp/ap) (2.33)

Onde Pp é a potência de bombeio e ap é a área da seção cruzada do feixe de bombeio

na fibra (AGRAWAL, 1997). O coeficiente de ganho Raman gR depende da diferença de

freqüência ω = ΩR = ωp − ωs. A FIG. 2.14 mostra a variação do coeficiente de ganho

Raman em função do desvio de freqüência. Têm-se um ganho máximo para um desvio

de freqüência de 13.2 THz e uma banda de 6THz, considerando a largura a meia altura

do pico principal (AGRAWAL, 2001). Na região de 1550 nm, 13.2 THz corresponde a

aproximadamente 100 nm (ISLAM, 2002).

FIG. 2.14: Espectro do coeficiente de ganho Raman para a sílica fundida.

As fibras DCF apresentam um coeficiente de ganho de 5 a 10 vezes maior que a STD

(FLUDGER, 2003) e por isso são atrativas para serem usadas em amplificadores Raman.

As variações de potência do sinal e do bombeio são governadas pelas equações acopladas

(AGRAWAL, 1997):

dPs/dz = −αsPs + (gR/ap)PpPs (2.34)

dPp/dz = −αpPp − (ωp/ωs)(gR/ap)PsPp (2.35)

Onde, αp e αs representam a atenuação nas freqüências ωp e ωs, respectivamente.

48

Desprezando a depleção do bombeio, o último termo da EQ. 2.35, e resolvendo a EQ.

2.34 e a EQ. 2.35, tem-se a expressão para a potência do sinal na saída de um amplificador

de comprimento L (AGRAWAL, 1997):

Ps(L) = Ps(0) exp(gRP0Leff/ap− αsL). (2.36)

Onde P0 = Pp(0) é a potência de bombeio de entrada e Leff é o comprimento efetivo,

onde efetivamente ocorre a amplificação do sinal e é definido por (AGRAWAL, 1997):

Leff = [1− exp(−αpL)]/αp (2.37)

Para αpL >> 1, Leff ≈ 1/αp.

O Ganho do amplificador pode ser dado pela relação entre Ps(L) com e sem amplifi-

cação Raman (AGRAWAL, 1997):

GA =Ps(L)

Ps(0) exp(−αsL)= exp(g0L) (2.38)

Onde, g0 é o ganho de pequenos sinais, definido por (AGRAWAL, 1997):

g0 = gR

(P0

ap

)(Leff

L

)≈ gRP0

apαpL(2.39)

Onde, usou-se a aproximação: αpL >> 1.

Uma expressão aproximada para o ganho saturado do amplificador pode ser obtida

da EQ. 2.34 e da EQ. 2.35, assumindo αp = αs, ou seja (AGRAWAL, 1997):

Gs =1 + r0

r0 + G−(1+r0)A

(2.40)

Onde r0 está relacionado à relação de potência entre sinal e bombeio na entrada da

fibra (AGRAWAL, 2001), (AGRAWAL, 1997):

r0 =ωp

ωs

Ps(0)

P0

(2.41)

2.3.2.2 RUÍDO NO AMPLIFICADOR RAMAN

Uma das grandes vantagens do amplificador Raman é seu baixo ruído. Existem quatro

fontes principais de ruído no amplificador Raman (ISLAM, 2002).

A primeira deve-se ao batimento do sinal com a ASE. A ASE no amplificador Raman

é muito pequena, porém quando a potência de bombeio é muito alta, a ASE que se

propaga no sentido contrário ao sinal será refletida e sofrerá amplificação antes de atingir

49

o receptor. Em amplificadores Raman com alto ganho, o espalhamento Rayleigh pode

aumentar o nível de batimento sinal-ASE e, assim, pode limitar a relação sinal-ruído. A

densidade espectral de potência da ASE pode ser escrita como (ISLAM, 2002):

SASE(ν) = (G− 1)hν[N2/(N2 −N1)] (2.42)

Onde, N2 é a população do estado superior de energia, N1 é a população do estado

inferior de energia, G é o ganho e hν é a energia do fóton. A figura de ruído pode ser

expressa como (ISLAM, 2002):

NF =1

G(2SASE(ν)/hν + 1) (2.43)

Nos amplificadores Raman, o termo N2/(N2 −N1) é sempre igual a 1, enquanto que

no EDFA, o termo equivalente nsp é geralmente maior que 1 (DESURVIRE, 1994).

A segunda fonte de ruído é o crosstalk sinal-bombeio. Devido ao rápido tempo de

resposta do espalhamento Raman, as flutuações da potência de bombeio induzem flu-

tuações no ganho e, assim, flutuações na potência do sinal. O ruído em intensidade

(RIN) resultante dos canais pode ser pior que o RIN nos lasers de bombeio. Uma análise

do impacto devido à transferência de RIN mostrou que para um único trecho de fibra

NZDSF, uma penalidade de 0,1 dB é esperada para um RIN de bombeio de -110 dB/Hz,

com o sinal de bombeio co-propagante ao sinal com a informação, e -20 dB/Hz, com o

sinal de bombeio contra-propagante ao sinal com a informação. O sistema é rapidamente

degradado quando o RIN no bombeio aumenta além destes limites (FLUDGER, 2001b).

A causa fundamental deste ruído é a falta de um tempo de vida longo do nível superior

de energia (tempo médio de 3 a 6 fs) (ISLAM, 2002), necessário para proteger o ganho de

flutuações na intensidade do bombeio. Seu tempo de vida é determinado pelo coeficiente

de ganho Raman, pela potência do sinal de bombeio, pelo comprimento da fibra e pela

atenuação da fibra (WEY, 1999). A forma usual de evitar estas flutuações é utilizar o

esquema de bombeio contra-propagante, que tem o efeito de introduzir um tempo de vida

do nível superior de energia, igual ao tempo de trânsito através do amplificador (ISLAM,

2002).

A terceira fonte de ruído é a interferência por múltiplos caminhos. No caso de ga-

nhos muito altos, altas potências de sinal de entrada e fibras de áreas efetivas pequenas,

com grandes coeficientes de espalhamento Rayleigh na direção para trás, o espalhamento

Rayleigh duplo do sinal dentro do amplificador pode resultar em degradação no desem-

penho do amplificador, devido à interferência entre o sinal e o sinal proveniente do es-

50

palhamento Rayleigh duplo. O sinal proveniente do espalhamento Rayleigh duplo ocupa

a mesma região espectral do sinal, assim não pode ser removido por filtragem (LEWIS,

1999).

A quarta fonte principal de ruído se dá quando, em temperatura ambiente ou mais

elevada, existe uma população de fônons ópticos induzidos termicamente na fibra, que

podem ser amplificados espontaneamente pelo sinal de bombeio, gerando um ruído para

os comprimentos de onda que estão sendo amplificados e estão mais próximos do compri-

mento de onda de bombeio. A figura de ruído neste caso fica em torno de 5 a 6 dB para

esses comprimentos de onda mais próximos do bombeio, diferente dos 3 dB que é o limite

quântico da figura de ruído do amplificador Raman (FLUDGER, 2001a).

2.3.2.3 TIPOS DE AMPLIFICADORES RAMAN

O amplificador Raman pode ser de dois tipos: o amplificador Raman distribuído

(DRA) e o amplificador Raman concentrado.

O amplificador Raman distribuído utiliza a fibra de transmissão de uma rede como o

meio para obter a amplificação. Tipicamente, é implementado bombeio contra-propagante

(AGRAWAL, 2001), por dispensar a necessidade de filtro na recepção. A FIG 2.15 mostra

uma comparação do uso do amplificador Raman distribuído e do concentrado.

FIG. 2.15: Potência do sinal em um sistema de transmissão periódico, comparação entreo amplificador Raman concentrado e distribuído.

A utilização do DRA reduz a amplitude de excursão de potência do sinal e a necessi-

dade de uma alta potência do sinal na entrada da fibra, reduzindo os efeitos não-lineares,

e no final da fibra a potência não é tão baixa, conseqüentemente, a SNR permanece mais

alta com o uso do DRA. É possível notar na FIG. 2.15 que o nível de sinal no DRA fica

fora da faixa dos efeitos não-lineares e de alto ruído. O aumento na SNR permite maiores51

atenuações do sinal ou transmissões por distâncias mais longas. Nos DRA a figura de

ruído pode atingir valores negativos (FLUDGER, 2001a).

Nos amplificadores Raman concentrados, o comprimento da fibra que produz ganho

é menor e o coeficiente de ganho maior. O sinal de bombeio fica confinado no dispositivo,

não passando pela linha de transmissão, isto é conseguido através de isoladores.

O amplificador Raman concentrado pode utilizar a DCF como meio de ganho, desta

forma além de amplificar, este dispositivo pode ser usado como compensador de dispersão.

Uma das possibilidades de configuração em um sistema WDM é utilizar o EDFA como

amplificador de linha e o Raman com STD + DCF como pré-amplificador.

Uma outra possibilidade do amplificador Raman é a utilização de múltiplos bombeios,

para aumentar a banda de transmissão e torná-la mais plana. A FIG. 2.16 mostra um

gráfico do ganho de um amplificador Raman concentrado com 5 sinais de bombeio e a

composição do ganho total, nota-se que a banda passante é bastante superior a do EDFA

(∼ 35 nm), em torno de 120 nm (FLUDGER, 2001a).

FIG. 2.16: Espectro de Ganho para um amplificador Raman com 5 bombeios.

52

2.4 ACOPLADORES DE INSERÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS - OADM (ADD-

DROP)

O OADM (Optical Add-Drop Multiplexer) é um dispositivo utilizado em redes WDM,

onde se faz necessário inserir ou extrair canais no domínio óptico, preservando a inte-

gridade dos outros canais. Os nós ópticos com funções de OADM são fundamentais

na evolução das redes transparentes. Geralmente, o número de canais que serão inseri-

dos/extraídos é bem inferior ao número de canais em trânsito, este número pode ser fixo

ou configurável. A FIG. 2.17 mostra um esquema de um OADM fixo.

FIG. 2.17: Exemplo de um OADM fixo.

Os OADMs convencionais consistem em multiplexadores e demultiplexadores ópti-

cos, interligados de forma a realizar a inserção e extração de canais numa forma fixa.

Nos OADMs mais complexos é possível configurar o número de canais a serem inseri-

dos/extraídos e gerenciá-lo localmente. Diversos tipos de OADM vêm sendo desenvolvi-

dos. Um dos esquemas mais simples usa uma série de acopladores direcionais formando

uma cadeia de filtros de Mach-Zehnder (MZ) (AGRAWAL, 1997). A tecnologia mais uti-

lizada é a baseada em grades de difração de Bragg (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997).

As grades de Bragg podem ser utilizadas acopladas com filtros MZ, com circuladores

ópticos, com acopladores passivos de potência ou ainda com filtros de Fabry-Perot.

2.4.1 GRADES DE DIFRAÇÃO DE BRAGG COMO DISPOSITIVO DE INSERÇÃO

E DERIVAÇÃO DE CANAIS

A grade de Bragg é formada por uma modulação periódica do índice de refração do

núcleo da fibra. Isto é conseguido ao se expor esta fibra a raios UV (AGRAWAL, 1997),

(ANDRÉ, 2001). Normalmente, são utilizadas fibras dopadas com Germânio. Se a luz se

53

propaga em um dispositivo com esta estrutura periódica, uma banda estreita é refletida.

O comprimento de onda central é dado por (ANDRÉ, 2001):

λB = 2neffΛ (2.44)

Onde, λB é o comprimento de onda central, chamado de comprimento de onda de

Bragg, neff é o índice de refração efetivo do modo guiado e Λ é o período do índice de

modulação. A FIG. 2.18 mostra uma representação esquemática do funcionamento de

uma grade de Bragg.

FIG. 2.18: Funcionamento da grade de Bragg.

Um esquema simples de utilização de um OADM com grade de Bragg é mostrado na

FIG. 2.19.

FIG. 2.19: Esquema simples de um OADM utilizando a grade de Bragg.

54

Os canais λ1, λ2, λ3, ..., λn são inseridos na porta 1 do primeiro circulador. Todos os

canais passam para a porta 2 do primeiro circulador e atingem a grade de Bragg. O canal

λ1, que tem o comprimento de onda de Bragg desta grade, é refletido pela grade de Bragg

e pode ser extraído na porta 3 do primeiro circulador. Os canais λ2, λ3, ..., λn passam

pela grade de Bragg sem serem refletidos e atingem a porta 1 do segundo circulador. Um

outro canal, no comprimento de onda λ1, é inserido na porta 3 do segundo circulador. O

canal λ1 que sai na porta 1 do segundo circulador é refletido pela grade de Bragg e retorna

ao circulador, saindo pela porta 2, juntamente com os canais λ2, λ3, ..., λn. A grade de

Bragg não apresenta uma rejeição perfeita entre o canal refletido e o restante dos canais.

O valor médio da rejeição do canal refletido e o restante dos canais é de 30 dB (ANDRÉ,

2002).

2.4.2 INTERFERÔMETRO DE MACH-ZEHNDER COMO DISPOSITIVO DE IN-

SERÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS

O filtro de Mach-Zehnder pode ser construído conectando duas portas de saída de um

acoplador de 3 dB com as duas portas de entrada de outro acoplador de 3 dB (AGRAWAL,

1997). O primeiro acoplador divide o sinal em duas partes que adquirem variações de

fase diferentes, dependendo do comprimento dos braços do interferômetro e esses sinais

interferem no segundo acoplador.

A FIG. 2.20 mostra um Add-Drop com um interferômetro de Mach-Zehnder e duas

grades de Bragg idênticas. Neste dispositivo um sinal WDM é injetado na porta 1, o sinal

com o comprimento de onda λg da grade é refletido e pode ser extraído na porta 2, os

outros canais saem na porta 4. Um outro sinal com o comprimento de onda λg pode ser

inserido na porta 3 e combinado na porta 4 (AGRAWAL, 1997).

FIG. 2.20: Filtro add/drop constituído de um interferômetro de Mach-Zehnder e duasgrades de Bragg em fibra idênticas.

55

2.5 REDE COMMULTIPLEXAÇÃO PORDIVISÃO DE COMPRIMENTODE ONDA

(WDM) ANALISADA

A crescente demanda por maiores taxas de transmissão e a limitação de taxas con-

seguidas por multiplexação no domínio elétrico levou ao desenvolvimento de uma técnica

de multiplexação que permitisse uma utilização eficaz da banda passante da fibra óptica,

a multiplexação por divisão do comprimento de onda - WDM, onde canais em diferentes

comprimentos de onda são transmitidos em uma mesma fibra, simultaneamente. Esta

técnica é transparente à taxa e à tecnologia de transmissão de cada canal.

Os sistemas WDM podem ser utilizados em diversas topologias de rede. Para redes

de longa distância uma topologia bastante difundida é a ponto-a-ponto. Nas cidades

e centros urbanos uma topologia de rede bastante indicada é a topologia em anel. A

topologia em anel permite um esquema de proteção bastante eficiente. Na maior parte

das áreas metropolitanas, redes de fibra em anel já são utilizadas pela plataforma SDH

(Syncronous Digital Hierarchy) - Hierarquia Digital Síncrona, o que torna a migração

para redes WDM em anel ainda mais fácil.

Neste trabalho será realizado um estudo experimental e de simulação da Rede WDM

da Embratel/CRT. Este estudo se baseia na análise da OSNR dos canais trafegados nesta

Rede, na avaliação da Rede com fibras STD e NZDSF e inserção/derivação de canais

ópticos.

2.5.1 REDE WDM EMBRATEL/CRT

A rede analisada neste trabalho é a rede de referência da Embratel/CRT, que utiliza

o equipamento Alcatel/1686WM.

A rede Embratel/CRT consiste de dois anéis SDH interligados por um sistema WDM.

O equipamento utilizado é capaz de multiplexar até 16 comprimentos de onda, que são

estabelecidos pela grade da norma ITU G.692, com espaçamento de 200 GHz. Na rede

original só estavam disponíveis os comprimentos de onda 1558,98 nm (canal 23), e 1557,36

nm (canal 25). O canal no comprimento de onda de 1558,98 nm é conseguido pela conver-

são opto-eletrônica de comprimento de onda de um sinal em 1310 nm. Foram adicionados

mais dois comprimentos de onda, 1550,92 nm (canal 33) e 1547,72 nm (canal 37) e ve-

rificado o comportamento da rede. Os números dos canais são correspondentes aos dois

últimos dígitos da freqüência óptica correspondente, por exemplo, para o comprimento de

onda de 1557,36 nm, o correspondente em freqüência é 192,5 THz, têm-se então o canal

25.

56

A FIG. 2.21 apresenta um esquema simplificado da rede analisada neste trabalho, que

consiste da ligação WDM dos dois anéis. Por razões de sigilo, não é possível apresentar a

rede completa. A estação 1 (EST. 1), além do multiplexador e dos transmissores (TX’s)

possui um amplificador de potência (A). A EST. 2 é composta por um amplificador de

linha (B). A EST. 3 é composta por um multiplexador de inserção e derivação óptica

(OADM) e um amplificador de saída (C). A EST. 4 é composta por um pré-amplificador

(D), um demultiplexador e pelos receptores (RX’s). Para as medidas, foram utilizadas

bobinas de fibras padrão e NZDSF, nos trechos 1 e 2 da FIG. 2.21. As distâncias utilizadas

no teste variaram de 25 a 100 km de fibra por trecho. A taxa de transmissão utilizada foi

STM-16 (2,5 Gbps). Todos os amplificadores são EDFA’s. A atenuação no atenuador é

de 20 dB.

FIG. 2.21: Diagrama simplificado da rede WDM Embratel/CRT.

2.5.2 COMPENSAÇÃO DA DISPERSÃO NA REDE WDM EMBRATEL/CRT

Nos capítulos 3 e 4 serão apresentados os resultados experimentais e simulados para a

rede WDM Embratel/CRT, respectivamente. Neste trabalho é proposto um aumento da

taxa de transmissão para esta rede utilizando um esquema de compensação da dispersão

cromática para a taxa de 40 Gbps por canal.

O esquema de compensação de dispersão proposto baseia-se na utilização de fibras

DCF de dispersão negativa. A equação de propagação do pulso pode ser descrita por

(AGRAWAL, 1997):

A(z, t) =1

2π

∫ ∞

−∞A(0, ω) exp

(i

2β2zω

2 − iωt

)dω (2.45)

onde, A é a amplitude da envoltória do pulso, A(0, ω) é a transformada de Fourier de

A(0, t), z é a direção de propagação, ω é a freqüência óptica, β2 é o parâmetro da GVD

e t é o tempo.

57

O sinal se propaga sobre múltiplos segmentos de fibra com diferentes características

de dispersão. Considerando dois segmentos a EQ. 2.45 se torna (AGRAWAL, 1997):

A(z, t) =1

2π

∫ ∞

−∞A(0, ω) exp

[i

2ω2(β21L1 + β22L2)− iωt

]dω (2.46)

Onde:

L = L1 + L2 é o comprimento total do enlace;

β2j é o parâmetro da GVD do segmento de fibra j = 1, 2.

Sendo Dj = −(2πc/λ2)β2j, a condição para a compensação de dispersão torna-se

(AGRAWAL, 1997):

D1L1 + D2L2 = 0 (2.47)

Assim sendo, A(L, t) = A(0, t), quando a condição de dispersão é satisfeita e o pulso

volta ao seu formato original. As fibras DCF devem ter D2 < 0 para compensar as fibras

padrão, onde D1 > 0. Por razões práticas L2 deve ser o menor possível, então D2 deve

ser bastante negativo.

L2 = −(D1/D2)L1 (2.48)

2.5.3 AVALIAÇÃO DA BER

Um dos principais fatores de análise de uma rede é a taxa de erro de bit (BER - Bit

Error Rate). A BER é definida como a probabilidade de se receber um bit errado pelo

circuito de decisão num total de bits transmitidos, em um período de tempo determinado.

O sinal elétrico recebido pelo circuito de decisão é amostrado num determinado ins-

tante de decisão. Os valores amostrados flutuam em torno de valores médios, µ1 e µ0,

correspondendo, respectivamente, aos símbolos lógicos "1" e "0". O circuito de decisão

irá comparar os valores amostrados com um valor de limiar e decidir que símbolo lógico

foi recebido. A probabilidade média de erro num sistema binário é dada por (AGRAWAL,

1997):

BER = p0 · P (1/0) + p1 · P (0/1) (2.49)

Onde p0 e p1 são as probabilidades iniciais dos bits "0" e "1", respectivamente. P (1/0)

e P (0/1) são, respectivamente, a probabilidade de decidir erroneamente por um símbolo

lógico "1" quando é enviado um símbolo lógico "0" e a probabilidade de decidir por um

símbolo lógico "0" quando foi enviado "1". Assumindo que os símbolos são equiprováveis58

(p0 = p1 = 1/2), que o nível lógico de decisão é ID e considerando os ruídos térmico e shot

descritos aproximadamente por variáveis aleatórias gaussianas, pode se calcular a BER

(AGRAWAL, 1997):

BER = 1/2 · (P (1/0) + P (0/1)) (2.50)

Onde:

P (0/1) =1

σ1

√2π

·∫ ID

−∞exp

[−(I − I1)

2

2 · σ21

]dI =

1

2· erfc

(I1 − ID√

2 · σ1

)(2.51)

P (1/0) =1

σ0

√2π

·∫ ∞

ID

exp

[−(I − I0)

2

2 · σ20

]dI =

1

2· erfc

(ID − I0√

2 · σ0

)(2.52)

Na expressão σ21 e σ2

0 são as variâncias correspondentes a cada um dos símbolos lógicos,

I é uma amostra do valor de corrente do fotodiodo de recepção e I1 e I0 são, respectiva-

mente, os valores de corrente média para cada um dos símbolos lógicos, desconsiderando

o ruído.

O fator de qualidade Q do sinal pode ser dado por (AGRAWAL, 1997):

Q =|I1 − I0|σ1 − σ0

(2.53)

Substituindo a EQ. 2.53 na EQ. 2.51 e na EQ. 2.52 e estas últimas na EQ. 2.50,

encontra-se a seguinte expressão para a BER:

BER =1

2· erfc(Q/

√2) =

1√2π ·Q · exp(−Q2/2) (2.54)

O fator de qualidade Q pode ser derivado da relação sinal-ruído óptica OSNR, através

de (VPI, 2003b):

Q(dB) = 20 log

(2 ·OSNR ·

√Bo/Be

1 +√

1 + 4 ·OSNR

)(2.55)

Onde Bo e Be são, respectivamente, a largura de banda do filtro óptico que antecede o

fotodiodo e a largura de banda do filtro elétrico do receptor. B0 pode ser aproximado, por

exemplo, para a resolução de um analisador de espectro Bm. O valor típico de Bm é de 0,1

nm ou 12,5 GHz. Esta aproximação não leva em consideração os efeitos como dispersão

e não-linearidades. Estes efeitos são considerados através do acréscimo de penalidades de

potência na OSNR dos sistemas. Para valores de OSNR maiores que 10 ou 10 dB, a EQ.

2.55 pode ser aproximada para (VPI, 2003b) e (GIRARD, 2000):59

Q(dB) = 10 log(OSNRdB) + 10 log(Bo/Be) (2.56)

Para um sistema de 10 Gbps, com uma Be = 7 GHz e uma Bo = 12, 5 GHz, para se

obter uma BER de 10−9 é necessária uma OSNR mínima de 18,12 dB.

A OSNR é a relação entre a potência óptica da portadora Ps, e o valor absoluto da

potência óptica do ruído Ni, no mesmo comprimento de onda da portadora. Em um

sistema WDM, se o espaçamento entre canais for menor ou igual a 200 GHz, o valor de

Ni é interpolado a partir do valor da potência óptica do ruído, medido de ambos os lados

do espectro da portadora do sinal a analisar e a uma distância deste sinal igual a metade

do espaçamento entre canais ∆λ (GIRARD, 2000). Para um espaçamento maior que 200

GHz, a potência óptica do ruído é interpolada a partir dos valores medidos a 100 GHz da

portadora (GIRARD, 2000):

Ni =N(λi + ∆λ/2) + N(λi −∆λ/2)

2(2.57)

Como a potência óptica medida para o ruído varia com a largura espectral do filtro

utilizado na medição (resolução do analisador de espectro), a OSNR pode ser normalizada

por uma largura espectral de referência Bm (GIRARD, 2000) e (ANDRÉ, 2002):

OSNRdB = 10 log(Ps/Ni) + 10 log(Bm/Br) (2.58)

60

3 RESULTADOS EXPERIMENTAIS

3.1 INTRODUÇÃO

Neste capítulo serão apresentados os resultados experimentais obtidos nas medidas

efetuadas na rede de referência Embratel/CRT. Os principais objetivos do teste foram:

• Avaliar o desempenho dos dispositivos que compõem uma rede WDM;

• Verificar o comportamento espectral nos pontos de monitoração da rede WDM da

Embratel/CRT. Os parâmetros analisados são: comprimento de onda central, banda

passante, distância entre canais, OSNR e potência óptica;

• Analisar o comportamento da rede com inserção e extração de canais ópticos e com

a alteração nos tipos e comprimentos das fibras utilizadas no enlaces;

• Medir a figura de ruído dos amplificadores ópticos do sistema;

• Verificar a taxa de erro de bits (BER) do sistema em algumas configurações.

Na TAB. 3.1 estão descritas as características das fibras utilizadas na rede WDM

Embratel/CRT.

TAB. 3.1: Características das fibras STD e NZDSF, valores para 1550 nm.

Fabricante Atenuação Dispersão PMD Inclinação Aeff

(dB/km) (ps/nm.km) (ps/√km) (ps/nm2.km) (µm2)

XTAL (STD) 0,19 16,5 0,05 - -SUMITOMO (NZDSF) 0,2 8,2 0,08 0,06 63,0

61

3.2 RESULTADOS OBTIDOS

Neste item serão apresentados os resultados obtidos na caracterização dos EDFAs e

nas medidas realizadas na Rede WDM.

3.2.1 CARACTERIZAÇÃO DOS EDFAS

Na TAB. 3.2 são apresentados os valores médios de ganho e figura de ruído medidos

nos quatro amplificadores utilizados na rede WDM Embratel/CRT. Os amplificadores

são os apresentados na FIG. 2.21. Foram realizadas medidas do espectro na entrada

e saída dos amplificadores e através da função NF/G, do instrumento WDM Network

Tester/MS9720A, foram realizadas as medidas de figura de ruído e ganho.

TAB. 3.2: Valores experimentais de ganho e figura de ruído dos amplificadores EDFA darede.

Amplificador Ganho (dB) Figura de Ruído (dB)A (potência) 21 -B (linha) 17 6,8C (oadm) 15 5,3D (pré-amplificador) 35 -

Nos casos dos amplificadores A e D as figuras de ruído não foram medidas.

3.2.2 REDE WDM

A FIG. 3.1 mostra um esquema simplificado da rede WDM Embratel/CRT. Os círcu-

los (a, b, c, d, e, f, g) representam os pontos de monitoração da rede. Em todos os pontos

de monitoração pode-se medir o ganho espectral, a figura de ruído e a OSNR de todos os

canais.

FIG. 3.1: Rede WDM Embratel/CRT

62

Os resultados apresentados neste item são as medidas de espectro tomadas nos dife-

rentes pontos de monitoração da rede WDM. Todos os gráficos apresentados neste item

são de potência óptica (dBm) em função do comprimento de onda (nm). Os canais 23

(1558,98 nm) e 25 (1557,36 nm) são derivados do equipamento da Alcatel/1686WM e

possuem potências fixas de saída. Os canais 33 (1550,92 nm) e 37 (1547,72 nm) são

originados no equipamento Multi Channel Box/MT9812B da Anritsu, onde é possível

atenuar a potência dos canais em até 6 dB. O sinal no comprimento de onda de 1544,5

nm é o canal de supervisão do equipamento da Alcatel/1686WM, e portanto, só carrega

informação de controle. O instrumento utilizado para efetuar as medidas de espectro foi

o WDM Network Tester/MS9720A da Anritsu. A taxa de transmissão dos canais é de

2,5 Gbps. O equipamento WDM da rede analisada pode operar com 16 canais, porém

só estavam disponíveis dois canais do equipamento 1686WM da Alcatel e dois canais do

equipamento Multi Channel Box/MT9812B da Anritsu.

A FIG. 3.2 e a FIG. 3.3 apresentam a medida do espectro no ponto de monitoração da

saída do multiplexador (ponto a). Neste ponto, a potência de todos os canais é atenuada

de 17 ±2 dB para monitoração.

Nota-se que conforme se aumenta o número de canais ópticos o nível de potência

individual dos canais diminui, conforme pode ser observado comparando-se o espectro da

FIG. 3.2 com o da FIG. 3.3. Na FIG. 3.2 o nível de potência dos canais 23 e 25 estão

próximos de -27 dBm, enquanto que na FIG. 3.3, com a inserção do canal 33, o nível de

potência dos canais 23 e 25 estão próximos de -36 dBm. Esta variação de potência se

deve ao fato que o equipamento possui um circuito responsável por controlar a potência

total do sistema WDM, de forma que permaneça constante.

FIG. 3.2: Espectro de saída do multiplexador com três canais.

Na FIG.3.3, a OSNR dos canais 23 e 25 está em torno de 38 dB e a OSNR dos canais63

FIG. 3.3: Espectro de saída do multiplexador com quatro canais e mais um de supervisão.

33 e 37 está em torno de 45 dB. A OSNR de cada canal é obtida diretamente da leitura

do equipamento WDM Network Tester/MS9720A da Anritsu.

As FIG. 3.4, 3.5 e 3.6 mostram a medida do espectro da saída do primeiro amplificador

da rede (ponto b).

Já é possível notar o nível de ruído do EDFA (ASE), diminuindo a relação sinal-ruído

dos canais, quando comparados com as FIG. 3.2 e 3.3. De acordo com o manual do

equipamento, neste ponto, todo o espectro está atenuado de 23 dB para monitoração. A

OSNR dos canais 23 e 25 está em torno de 26 dB e a OSNR dos canais 33 e 37 está em

torno de 33 dB.

FIG. 3.4: Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com dois canais e maisum de supervisão.

64

FIG. 3.5: Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com três canais e maisum de supervisão.

FIG. 3.6: Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com quatro canais emais um de supervisão.

As FIG. 3.7, 3.8, 3.9, 3.10, 3.11 e 3.12 mostram o comportamento espectral dos

canais após o amplificador de linha (B, ponto c), de acordo com o número de canais e

as respectivas potências de entrada. Neste ponto, todo o espectro está 23 dB abaixo da

potência de entrada no amplificador, para monitoração.

A potência óptica de saída dos canais 33 e 37, provenientes do equipamento da An-

ritsu, pode ser atenuada em até 6 dB. Nas FIG. 3.10 e 3.12 os canais 33 e 37 não estão

atenuados e nas FIG. 3.7, 3.8, 3.9, 3.11 e 3.12 os canais 33 e 37 estão atenuados de 6 dB.

65

FIG. 3.7: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com um canal (25) e maisum de supervisão.

FIG. 3.8: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com dois canais (23 e 25)e mais um de supervisão.

FIG. 3.9: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23, 25 e37) e mais um de supervisão.

66

FIG. 3.10: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23, 25e 37, canal 37 sem atenuação de 6 dB) e mais um de supervisão.

FIG. 3.11: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23,25, 33 e 37) e mais um de supervisão.

FIG. 3.12: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23,25, 33 e 37, canais 33 e 37 sem atenuação de 6 dB) e mais um de supervisão.

67

A TAB. 3.3 mostra os valores de OSNR para cada canal, nas diversas configurações

apresentadas nas FIG. 3.7, 3.8, 3.9, 3.10, 3.11 e 3.12.

TAB. 3.3: Valores de OSNR dos canais na saída do amplificador de linha (ponto c).

Figura OSNR(dB) ch. 37 OSNR(dB) ch. 33 OSNR(dB) ch. 25 OSNR(dB) ch. 23FIG. 3.7 - - 26,76 -FIG. 3.8 - - 25,15 24,69FIG. 3.9 30,33 - 24,29 23,83FIG. 3.10 34,17 - 22,82 22,35FIG. 3.11 30,59 30,61 23,83 23,58FIG. 3.12 32,45 32,29 20,31 20,13

Comparando-se a OSNR do canal 25 nas FIG. 3.7, 3.8, 3.9 e 3.11, é possível notar

que o aumento do número de canais na rede WDM provoca uma diminuição da OSNR

individual do canal. Neste caso, a inserção de um canal óptico provocou uma degradação

na OSNR de 0,45 dB a 1,6 dB. Comparando-se a FIG. 3.9 com a FIG. 3.10, é possível

notar que o aumento de potência do canal 37, provoca a degradação de 1,5 dB na OSNR

dos canais 25 e 23. Comparando-se a FIG. 3.11 com a FIG. 3.12 é possível notar que

o aumento de potência dos canais 33 e 37, provoca a degradação de 3,5 dB na OSNR

dos canais 25 e 23. O amplificador B é o segundo amplificador da rede WDM e também

introduz ruído, aumentando o nível da ASE. O aumento do nível da ASE diminui a OSNR

dos canais. Isto é possível observar comparando-se as FIG. 3.6 e 3.11. Na FIG. 3.11, a

OSNR dos canais 37 e 33 diminuiu em torno de 3 dB e a dos canais 25 e 23 diminuiu em

torno de 2 dB.

As FIG. 3.13, 3.14, 3.15 e 3.16 estão relacionadas ao OADM da rede WDM. De acordo

com o manual do equipamento a potência de entrada de monitoração está a 16 dB abaixo

da potência de entrada óptica e a potência de saída de monitoração está a 23 dB abaixo

da potência de saída óptica (ALCATEL, 2000).

As FIG. 3.13 e 3.14 apresentam o espectro de entrada no OADM, após o trecho 1

(ponto d) com 50 km de fibra STD e NZDSF, respectivamente. A OSNR dos canais

apresentados na FIG. 3.13 não apresentam diferença significativa comparadas a OSNR

dos canais mostrados na FIG 3.14. Comparando-se a FIG. 3.11 com a FIG. 3.13, nota-se

que a OSNR dos canais 23 e 25 não apresentaram alteração após os 50 km de fibra, porém

a OSNR dos canais 37 e 33 diminuíram em torno de 2,5 dB. A relação sinal-ruído deveria

se manter constante para todos os canais, porém como no ponto de monitoração o sinal

68

já passou por um circuito eletrônico, os canais 37 e 33, que apresentavam uma potência

maior, podem ter sofrido maior degradação.

As FIG. 3.15 e 3.16 apresentam o espectro de saída do amplificador do OADM (ponto

e), após o trecho 1 com 50 km de fibra STD e NZDSF, respectivamente. A OSNR dos

canais na FIG. 3.15 não apresentam diferença significativa comparadas a OSNR dos canais

na FIG 3.16. O OADM instalado na rede Embratel/CRT permite inserção/derivação

de até 4 canais (29, 27, 25 e 23). A perda de inserção deste dispositivo é de 9 dB.

Comparando-se as FIG. 3.13 e 3.14 com as FIG. 3.15 e 3.16 é possível notar que a OSNR

dos canais 25 e 23 aumenta em torno de 5 dB. A variação na OSNR dos canais 25 e 23 é

positiva, pois, com o filtro WDM no OADM, o nível de ruído diminui. Este filtro WDM

do OADM é o responsável pelas ondulações nos espectros das FIG. 3.15 e 3.16.

FIG. 3.13: Espectro de entrada no OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibraSTD.

FIG. 3.14: Espectro de entrada do OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibraNZDSF.

69

FIG. 3.15: Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com 50km de fibra STD.

FIG. 3.16: Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com 50km de fibra NZDSF.

70

As FIG. 3.17, 3.18 3.19, 3.20, 3.21 e 3.22 mostram o comportamento do sinal na en-

trada do pré-amplificador (ponto f). Foram variados os parâmetros de tipo e comprimento

das fibras utilizadas nos trechos 1 e 2. Neste ponto, todo o espectro é atenuado de 13 dB

para monitoração. É possível observar que a utilização de fibras NZDSF provoca uma

diminuição na OSNR quando comparada com a fibra STD. É possível notar esta difer-

ença comparando os canais 23 e 25 da FIG. 3.18 e da FIG. 3.20. A TAB. 3.4 apresenta

os valores de OSNR dos canais na entrada do pré-amplificador.

Em (DEMAREST, 2002) e (EISELT, 1999) é realizado um estudo comparativo dos

sistemas WDM com fibras STD e NZDSF. Os sistemas com fibra STD apresentaram

um desempenho superior aos sistemas que utilizaram fibras NZDSF. Neste trabalho isto é

confirmado, pois se observou que os canais nas configurações que utilizaram fibras NZDSF

apresentaram uma relação sinal-ruído menor que os canais nas configurações com fibras

STD. Em (MAURO, 2001) também é realizado um estudo comparativo entre sistemas

que utilizam fibras STD e NZDSF. Em algumas condições de compensação de dispersão,

os sistemas que utilizaram fibras STD também apresentaram um fator de qualidade maior

do que os sistemas que utilizaram fibras NZDSF.

Comparando-se a FIG. 3.17 com a FIG. 3.18, é possível notar que o nível de ruído

diminui em torno de 5 dB, o que é coerente considerando que houve um aumento de 25

km de fibra STD no trecho 2 e a atenuação desta fibra é de 0,2 dB/km. Porém quando

compara-se a FIG. 3.19 com a FIG. 3.20, que corresponde a um aumento de 25 km de

fibra NZDSF, verifica-se uma atenuação de 10 dB e quando compara-se a FIG. 3.20 com

a FIG. 3.22 verifica-se uma atenuação de 15 dB. Isto sugere que uma das bobinas que

indicavam 25 km de fibra NZDSF estaria com, na verdade, 50 km de fibra NZDSF.

TAB. 3.4: Valores de OSNR dos canais na entrada do pré-amplificador (ponto f).

Figura OSNR(dB) ch. 37 OSNR(dB) ch. 25 OSNR(dB) ch. 23FIG. 3.17 25,0 26,4 24,5FIG. 3.18 23,0 26,1 25,9FIG. 3.19 21,0 18,2 17,9FIG. 3.20 21,0 18,3 17,9FIG. 3.21 23,5 24,8 24,5FIG. 3.22 24,5 24,2 23,9

71

FIG. 3.17: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD etrecho 2 = 25 km STD.


FIG. 3.19: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSFe trecho 2 = 25 km NZDSF

72

FIG. 3.20: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSFe trecho 2 = 50 km NZDSF.


FIG. 3.22: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD etrecho 2 = 100 km NZDSF.

73

As FIG. 3.23, 3.24, 3.25 e 3.26 mostram o sinal na entrada do demultiplexador da

rede (ponto g). Neste ponto, todo o espectro é atenuado de 16 ±2 dB para monitoração

(ALCATEL, 2000). O sinal passa por um filtro que elimina os comprimentos de onda

menores que 1545 nm.

Comparando-se as FIG. 3.23 e 3.24, observa-se que a configuração com fibra STD

apresentou um desempenho superior à configuração com fibra NZDSF, sendo a OSNR

dos canais da FIG. 3.23 em torno de 7 dB maiores que a OSNR dos canais da FIG.

3.24. Comparando-se as FIG. 3.25 e 3.26, observa-se que, ao aumentar-se a distância

do trecho 2, o ruído não é atenuado, devido aos produtos de intermodulação do efeito

não-linear de mistura de quatro ondas (FWM) que estão sendo gerados (GAUCHARD,

1999), diminuindo assim a OSNR dos canais. É possível observar na FIG. 3.26 que a

OSNR dos canais 23 e 25 ficam menores que 17 dB. Para este valor de OSNR, o sinal

começa a apresentar uma BER maior que 10−9 (AGRAWAL, 1997).

FIG. 3.23: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km STD etrecho 2 = 50 km STD, com atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37.

74

FIG. 3.24: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSFe trecho 2 = 50 km NZDSF, com atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37.

FIG. 3.25: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSFe trecho 2 = 50 km NZDSF, sem atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37.

FIG. 3.26: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSFe trecho 2 = 75 km NZDSF, sem atenuação de 6 dB nos canais 33 e 37.

75

3.2.3 INSERÇÃO E EXTRAÇÃO DE CANAL NO ADD-DROP DA REDE WDM

O OADM utilizado na rede WDM Embratel/CRT é configurável com possibilidade

de inserção/extração de até 4 canais. Foi efetuado um teste de extração/inserção do canal

23 (1558,98 nm). Neste caso, utilizou-se apenas dois canais (23 e 25).

A FIG. 3.27 mostra o canal 23 extraído. A OSNR do canal está em torno de 45 dB.

FIG. 3.27: Espectro do canal 23 (1558,98 nm) extraído no OADM.

A FIG. 3.28 mostra o espectro do sinal WDM sem o canal 23. Observa-se que o valor

de rejeição do canal está em torno de 34 dB.

FIG. 3.28: Espectro do sinal WDM no OADM, sem o canal 23 (1558,98 nm).

A FIG. 3.29 mostra o espectro do sinal WDM com um outro sinal, inserido no com-

primento de onda do canal 23 (1558,98 nm).

76

FIG. 3.29: Espectro do sinal WDM no OADM, com outro sinal inserido no comprimentode onda canal 23 (1558,98 nm).

3.2.4 MEDIDA DE BER NA REDE WDM

Para a medida de BER na rede WDM foi montado o esquema da FIG. 3.30. Ligou-se

a saída do medidor em 1310 nm na entrada do transponder (canal 23). Ligou-se a saída

do transponder da estação 1 na entrada do medidor. O canal monitorado foi o canal 23

(1558,9 nm). Na estação 4 fez-se um loop entre TX e RX. O sinal gerado foi um STM16

(2,5 Gbps), com uma PRBS (Pseudo Random Bit Sequence) de 223 − 1, ou seja, de ∼8,4 x 106 bits. O sinal gerado foi comparado com o sinal na entrada do medidor sendo

verificada, pelo equipamento, a taxa de erros de bits (BER) introduzida pelo sistema.

FIG. 3.30: Esquema de montagem da rede WDM para a medida de BER.

Foram analisadas três configurações, com fibra STD e com fibra NZDSF. A fibra

NZDSF apresentou maior suscetibilidade às variações de potência dos canais, pois apre-

senta níveis menores de OSNR, quando comparada com a fibra STD. As configurações

77

com fibra STD, na taxa de 2,5 Gbps, apresentaram melhor desempenho. Foram montadas

três configurações para a FIG. 3.30 e medidas a taxa de erro do sistema.

Na primeira configuração utilizou-se 50 km de fibra STD em cada trecho da rede

WDM. O sistema não apresentou erro nesta configuração.

Na segunda configuração utilizou-se 100 km de fibra STD em cada trecho da rede

WDM. O sistema também não apresentou erro nesta configuração.

Na terceira configuração utilizou-se 75 km de fibra NZDSF em cada trecho da rede

WDM. Variando-se a potência dos canais 33 e 37 foi possível determinar as condições

em que seria possível utilizar o sistema WDM nesta configuração. A TAB. 3.5 mostra a

variação da BER em função da atenuação dos canais 33 e 37, para esta configuração.

Nesta configuração o sistema apresentou uma BER pior que 10−9 para algumas

condições. O sinal começa a apresentar erro (BER < 10−6) para atenuações menores

que 3 dB nos dois canais ou para atenuações menores que 6 dB no canal 33. Como o com-

primento de onda do canal 33 está mais próximo do canal 23, esse tem maior influência

sobre o canal 23, do que o canal 37.

TAB. 3.5: Medida de BER na rede WDM Embratel/CRT para trecho 1 e 2 com 75 kmde fibra NZDSF, cada um.

Atenuação # 37 (dB) Atenuação # 33 (dB) Resultado6 0 BER > 10−6

2 2 BER > 10−6

0 5 BER > 10−6

0 4 BER > 10−6

4 4 BER < 10−12

3 3 BER < 10−12

0 6 BER < 10−12

78

4 RESULTADOS DA SIMULAÇÃO

4.1 INTRODUÇÃO

Neste capítulo serão apresentados os resultados da simulação realizada no simulador

VPI, que será descrito no item 4.2. Estes resultados serão comparados com os resultados

obtidos experimentalmente, apresentados no capítulo 3.

No item 4.3.1 será analisado o desempenho de um enlace em função da variação do

coeficiente de PMD da fibra. Nos itens 4.3.2 e 4.3.3 serão apresentados os resultados de

caracterização do EDFA e da rede WDM Embratel/CRT utilizando o EDFA, respectiva-

mente. No item 4.3.4 serão apresentados os resultados espectrais obtidos com a inserção

e derivação de um canal no OADM nesta rede WDM. Nos itens 4.3.5 e 4.3.6 serão apre-

sentados, respectivamente, os resultados da caracterização do amplificador Raman e da

rede WDM com amplificador Raman.

4.2 SIMULADOR VPI

O simulador VPI é uma ferramenta utilizada na simulação de sistemas de comunicação

óptica. O simulador VPI possui diversos módulos, como o VPItransmissionMaker e o

VPIcomponentMaker (VPI, 2003a), (VPI, 2003b).

O VPIcomponentMaker é o ambiente do simulador que contém os componentes óp-

ticos como a fibra óptica, o laser e o multiplexador e medidores como o analisador de

espectro óptico e o osciloscópio. Esses componentes são transferidos para o VPItransmis-

sionMaker para realizar o esquema de montagem.

O VPItransmissionMaker é um ambiente gráfico que simula numericamente os efeitos

observados nos sistemas de transmissão ópticos. No VPItransmissionMaker é possível

realizar a alteração dos parâmetros dos componentes ópticos utilizados na montagem do

sistema a ser simulado.

79

Na TAB. 4.1 são apresentados todos os componentes utilizados neste trabalho para a

realização das simulações que serão apresentadas no item 4.3.

TAB. 4.1: Descrição dos componentes utilizados no simulador VPI.

80

4.3 RESULTADOS OBTIDOS NA SIMULAÇÃO

4.3.1 PMD

Os resultados desta seção são os obtidos variando-se o coeficiente de PMD de um

enlace utilizando fibra STD e NZDSF. Como mencionado no capítulo 2, de acordo com a

ITU, para um alargamento máximo de 10% do período do bit, tem-se uma probabilidade

de 99,994% da penalidade de potência devido a esse alargamento ser menor que 1 dB

(GIRARD, 2000). A FIG. 4.1 mostra o esquema de montagem utilizado no VPI para a

simulação de PMD.

FIG. 4.1: Esquema de montagem do VPI para análise de PMD.

Foram realizadas simulações variando-se os tipos e comprimentos da fibra e seus

valores de dispersão. Para uma taxa de 10 Gbps, 10% do período do bit é igual a 10 ps.

O máximo coeficiente de PMD permitido pela ITU, Dp, é igual a 10 ps dividido pela raiz

quadrada da distância da fibra em km. Para uma fibra de 50 km, o coeficiente de PMD

máximo é de 1,41 ps/√km. Para uma fibra de 100 km, o coeficiente de PMD máximo

é de 1 ps/√km. No caso de 40 Gbps, o coeficiente de PMD máximo para uma fibra de

50km é de 0,35 ps/√km. Neste trabalho não são apresentadas medidas experimentais dos

coeficientes de PMD.

As FIG. 4.2, 4.3, 4.4 e 4.5 mostram a BER em função da potência de entrada da fibra,

variando-se o coeficiente de PMD, Dp.

Comparando-se as FIG. 4.2 e 4.3, observa-se que em uma fibra padrão de 50 km, para

a taxa de 10 Gbps e Dp = 1, 41 ps/√km, a potência necessária para se obter uma BER

de 10−9 é de -7,9 dBm. Para uma fibra NZDSF, a potência necessária para se obter a

mesma BER é de -9,5 dBm. A diferença de potência necessária para se obter uma BER

de 10−9 entre as curvas de Dp = 1,41 ps/√km e Dp = 5 ps/

√km é de 1,2 dB para a fibra

83

padrão e de 0,5 dB para a fibra NZDSF, onde se conclui que as redes que utilizam fibras

STD são mais sensíveis às variações do coeficiente de PMD do que as redes que utilizam

fibras NZDSF.

Na FIG. 4.4 é apresentado o resultado da simulação para uma fibra padrão de 100

km em 10 Gbps, com um amplificador de G = 15 dB após a fibra. A potência necessária

para se obter uma BER de 10−9 é de -7,25 dBm para um Dp = 1 ps/√km. Este resul-

tado é melhor que o apresentado na FIG. 4.2 para a mesma taxa, devido ao ganho do

amplificador.

Como pode ser observado na FIG. 4.5, para a fibra NZDSF com 50 km operando em

uma taxa de transmissão de 40 Gbps e com um Dp = 0, 35 ps/√km, a potência necessária

para se obter uma BER de 10−9 é de -0,1 dBm, 9,4 dB a mais que para um Dp = 1, 4

ps/√km, em 10 Gbps, como mostra a FIG. 4.3.

FIG. 4.2: BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 50 km, 10Gbps.

84

FIG. 4.3: BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 10Gbps.

FIG. 4.4: BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 100 km, 10Gbps.Amplificador de G = 15 dB após a fibra.

85

FIG. 4.5: BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 40Gbps.

4.3.2 CARACTERIZAÇÃO DO EDFA

Os resultados desta seção mostram a caracterização do amplificador a fibra dopada

com Érbio. Para montar a rede WDM Embratel/CRT a ser simulada foram definidos

alguns parâmetros dos EDFAs utilizados pelas suas características de ganho e figura de

ruído. Os parâmetros do módulo do EDFA do VPI alterados foram o comprimento da

fibra dopada e a potência de bombeio, para um bombeio contra-propagante em 1480 nm,

de forma que os amplificadores utilizados na rede apresentassem um ganho próximo aos

valores experimentais da TAB. 3.2. A FIG. 4.6 mostra a variação do ganho em função da

potência do sinal de entrada no amplificador.

Na FIG. 4.6, observa-se que o ganho é diretamente proporcional a variação do com-

primento da fibra e da potência de bombeio do EDFA. Por exemplo, para uma potência

do sinal de entrada de -20 dBm, tem-se: G = 16,25 dB para L = 15 m e Pb = 100 mW;

G = 22 dB para L = 20 m e Pb = 150 mW e G = 37,5 dB para L = 35 m e Pb = 300

mW.

A FIG. 4.7 apresenta a variação da figura de ruído do EDFA em função do com-

primento de onda para alguns valores de comprimento de fibra dopada e potência de

bombeio.

86

FIG. 4.6: Ganho em função da Potência do sinal de entrada no EDFA

Para valores próximos a 1546 nm, a figura de ruído apresenta valores maiores que na

região de 1553 nm, pois na região de 1546 nm, a ASE é maior. Isto poderá ser observado

no item onde são apresentados os espectros resultantes da simulação da rede WDM.

A FIG. 4.8 mostra a variação da figura de ruído em função do comprimento de onda

para os quatro amplificadores em cascata da rede WDM. Os resultados de simulação

aproximam-se bastante dos valores experimentais da figura de ruído do enlace WDM. Por

exemplo, para o comprimento de onda 1547,7 nm, o valor da figura de ruído medido foi

de 17,3 dB e o simulado de 16,2 dB. Para o comprimento de onda de 1552,7 nm, o valor

de figura de ruído medido foi de 13 dB e o simulado de 13,7 dB. Nota-se que, devido a

cascata de amplificadores, o ruído acumulado é elevado, sendo superior a 9 dB.

87

FIG. 4.7: Figura de Ruído do EDFA em função do comprimento de onda.

FIG. 4.8: Figura de Ruído de 4 EDFAs em cascata em função do comprimento de onda.

88

4.3.3 REDE WDM EMBRATEL/CRT UTILIZANDO O EDFA

Nesta seção serão analisados e comparados os espectros obtidos na simulação da rede

WDM Embratel/CRT com os resultados obtidos experimentalmente.

Os parâmetros das fibras da TAB. 3.1, fornecidos pelos respectivos fabricantes e dis-

tribuidores, foram obtidos após a realização da simulação e portanto não foram usados

nesta simulação. Para a simulação foram utilizados os valores da TAB. 4.2. Além das

fibras STD e NZDSF usou-se também a fibra com dispersão compensada (DCF) na sim-

ulação.

TAB. 4.2: Características das fibras STD, NZD e DCF, valores para 1550 nm.

Tipo Atenuação Dispersão PMD Inclinação Aeff Fator não-linear(dB/km) (ps/nm.km) ps/

√km ps/nm2.km µm2 m2/W

STD 0,2 16 0,5 0,08 80 2,6E-20NZDSF 0,2 4 0,5 0,07 50 2,6E-20DCF 0,5 -90 0,1 0,21 50 4,0E-20

A FIG. 4.9 mostra o esquema utilizado no VPI para a análise de rede WDM.

FIG. 4.9: Rede WDM no VPI.

A TAB. 4.3 mostra os principais parâmetros de cada componente utilizado na rede.

Os amplificadores ópticos possuem comprimentos de fibra dopada e potências de

bombeio distintos entre si para representarem adequadamente os EDFAs da Rede WDM

da Embratel/CRT.

89

TAB. 4.3: Principais parâmetros dos componentes da rede WDM.

Componente Parâmetro Valor UnidadeMUX Perda de Inserção 6,5 dBDEMUX Perda de Inserção 6,5 dBAMP. A Comprimento da fibra dopada 15 m

Potência de bombeio 150 mWAMP. B Comprimento da fibra dopada 15 m

Potência de bombeio 100 mWAMP. C Comprimento da fibra dopada 20 m

Potência de bombeio 150 mWAMP. D Comprimento da fibra dopada 35 m

Potência de bombeio 300 mWOADM Perda de inserção entrada-saída 9 dB

Perda de inserção entrada-derivação 7 dBPerda de inserção inserção-saída 4 dB

Atenuador Atenuação 20 dBTX1 Potência de saída 0,5 mW

Comprimento de onda 1559 nmOrdem da PRBS 23 -

TX2 Potência de saída 0,5 mWComprimento de onda 1557 nmOrdem da PRBS 23 -

TX3 Potência de saída 1 mWComprimento de onda 1547 nmOrdem da PRBS 23 -

TX4 (supervisão) Potência de saída 1 mWComprimento de onda 1544 nmOrdem da PRBS 23 -

RX1, RX2, RX3 e RX4 Responsividade 0,7 A/WRuído Térmico 15 A/

√Hz

Corrente de escuro 10 nA

90

As FIG. de 4.10 a 4.16 apresentam os resultados espectrais de simulação para alguns

pontos da rede WDM da FIG. 4.9. As FIG. 4.10, 4.11, 4.12 e 4.13 podem ser comparadas

com os resultados experimentais das FIG. 3.18, 3.20, 3.21 e 3.22 respectivamente. A FIG.

4.14 pode ser comparada com a FIG. 3.5. As FIG. 4.15 e 4.16 podem ser comparadas

com as FIG. 3.9 e 3.10, respectivamente. A TAB. 4.4 mostra um resumo com os valores

aproximados de potência de cada canal WDM e o nível de potência de ASE, dos resultados

experimentais e simulados. É possível verificar na TAB. 4.4, que os níveis de potência dos

canais e da ASE dos resultados da simulação são próximos dos resultados experimentais.

TAB. 4.4: Valores de potência dos resultados experimentais e simulados da rede WDM

Figura Potência da ASE Potência # 37 Potência # 25 Potência # 23(dBm) (dBm) (dBm) (dBm)

FIG.4.10 (simulado) -48 -19 -23 -25FIG.3.18 (medido) -50 -23 -25 -25FIG.4.11 (simulado) -53 -23 -33 -35FIG.3.20 (medido) -53 -27,5 -36 -36,5FIG.4.12 (simulado) -58 –24 -34 -36FIG.3.21 (medido) -59 -32 -36 -36FIG.4.13 (simulado) -68 -34 -44 -46FIG.3.22 (medido) -67 -40,5 -45 -45FIG.4.14 (simulado) -55 -16,5 -20 -22FIG.3.5 (medido) -48 -16 -21,5 -22FIG.4.15 (simulado) -64 -31 -35 -37FIG.3.9 (medido) -61 -32 -35,5 -36FIG.4.16 (simulado) -65 -27 -35 -37,5FIG.3.10 (medido) -63 -28 -37 -38

91

FIG. 4.10: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho2 = 50 km STD)

FIG. 4.11: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km NZDSF etrecho 2 = 50 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mW.

FIG. 4.12: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho2 = 100 km STD) Potência de TX3 = 4 mW.

92

FIG. 4.13: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho2 = 100 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mW.

FIG. 4.14: Espectro de saída do amplificador de potência (A).

FIG. 4.15: Espectro de saída do amplificador de linha (B).

93

FIG. 4.16: Espectro de saída do amplificador de linha (B), Potência de TX3 = 4 mW.

A seguir são apresentados os resultados do cálculo de BER para a rede WDM apre-

sentada neste trabalho, para 10 Gbps e 40 Gbps. Foi aumentado o número de canais de 4

para 8 e 16 canais, com potência de 1 mW cada. Na taxa de 2,5 Gbps, a BER apresentada

foi muito pequena.

• 10 Gbps

Os gráficos da FIG. 4.17 mostram a variação da BER em função do comprimento de

onda para 4, 8 e 16 canais WDM, onde é possível observar o comportamento similar de

variação de BER para 8 e 16 canais. A configuração utilizada foi fibra do trecho 1 com 50

km STD e fibra do trecho 2 com 100 km NZDSF. A rede WDM com 4 e 8 canais apresenta

uma BER sempre menor que 10−9. Para 16 canais, apenas o canal no comprimento de

onda de 1557,3 apresentou uma BER ligeiramente acima de 10−9.

O gráfico da FIG. 4.18 mostra a variação da BER em função da potência de entrada

do canal no comprimento de onda 1557,3 nm, na entrada da fibra do trecho 1, para o

caso de 16 canais. Foi alterada a potência apenas do canal em 1557,3 nm. Neste caso,

a BER é menor que 10−9 para uma potência de entrada na fibra superior a - 5,6 dBm.

Aumentando-se o valor de potência do canal, a OSNR também aumenta, diminuindo a

BER.

94

FIG. 4.17: Gráfico de BER em função do comprimento de onda, para o sistema WDM,4, 8 e 16 canais - 10 Gbps.

FIG. 4.18: Gráfico de BER em função da potência de entrada do canal 1557,3 nm para16 canais - 10 Gbps.

95

• 40 Gbps

No caso de 40Gbps, a BER é muito ruim sem que se introduza nenhum esquema

de compensação de dispersão. Neste trabalho é proposto um esquema simples de com-

pensação de dispersão utilizando fibras DCF (AGRAWAL, 1997). A FIG. 4.19 mostra o

diagrama da rede com compensação de dispersão. Nesta configuração têm-se no trecho 1,

42,5 km de fibra padrão + 7,5 km de fibra DCF e no trecho 2, 85 km de fibra padrão +

15 km de fibra DCF.

Fazendo o cálculo de dispersão total temos:

D1L1+D2L2+D3L3+D4L4 = 42, 5·16+7, 5·(−90)+85·16+15·(−90) = 15ps/nm (4.1)

FIG. 4.19: Esquema de compensação de dispersão no WDM.

Foi feita a simulação da rede WDM para 4, 8, 16 e 32 canais em 40 Gbps, com potência

de 1 mW cada. Para a rede com 32 canais foi utilizado um espaçamento entre canais de

100 GHz, enquanto que para 4, 8 e 16 foi utilizado um espaçamento de 200 GHz. A FIG.

4.20 mostra a variação da BER com a potência de entrada do canal com comprimento de

onda de 1552,5 nm. Foi alterada apenas a potência deste canal. O comportamento da

BER na rede WDM com 4 e 8 canais é similar, assim como para 16 e 32 canais. Em uma

rede com 4 canais para uma pequena variação de potência, a variação da BER é grande,

pois aumentando-se a potência de -15,75 dBm para -15,5 dBm, a BER diminui de 10−9

para 10−15. Já em uma rede com 32 canais, para se conseguir uma mesma variação da

BER, a potência de entrada deve aumentar de -8,6 dBm para - 4,1 dBm. Isto se deve

ao fato de que em um sistema DWDM (32 canais) a variação da potência em apenas um

canal altera pouco a potência do sistema como um todo. Já sistemas com um número

menor de canais, são mais sensíveis a esta alteração.96

FIG. 4.20: BER em função da Potência de entrada - 40 Gbps

4.3.4 ADD-DROP NA REDE WDM

No sistema WDM da Embratel foi efetuado um teste para inserir e derivar um canal

no módulo OADM. O canal monitorado foi o de comprimento de onda 1558,9 nm. As

FIG. 4.21, 4.22 e 4.23 representam o espectro, o diagrama de olho e a curva de BER

do canal extraído no OADM, respectivamente. As FIG. 4.24, 4.25 e 4.26 representam o

espectro, o diagrama de olho e a curva de BER da recepção do canal inserido no OADM,

respectivamente.

O canal derivado apresenta uma OSNR de 56 dB, enquanto que a OSNR do canal na

recepção é de 58 dB. É necessária uma potência de -24,4 dBm para se obter uma BER de

10−9 no canal na recepção, enquanto que necessita-se de uma potência de -3 dBm, para

se obter uma BER de 10−9 no canal derivado. O diagrama de olho do canal derivado

está mais fechado que o do canal inserido assim como a largura a 20 dB do espectro do

canal derivado está mais estreita que a do canal inserido, porém o diagrama de olho e o

espectro do canal derivado foram medidos para uma BER melhor quando comparada com

a condição em que foram medidos o diagrama de olho e o espectro do canal inserido.

97

FIG. 4.21: Espectro do canal derivado no OADM em 1558,9 nm.

FIG. 4.22: Diagrama de olho do canal derivado no OADM em 1558,9 nm.

98

FIG. 4.23: Curva de BER em função da Potência de entrada do canal derivado no OADMem 1558,9 nm.

FIG. 4.24: Espectro do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção.

99

FIG. 4.25: Diagrama de olho do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção.

FIG. 4.26: Curva de BER em função da Potência de entrada do canal inserido no OADMem 1558,9 nm, na recepção.

100

4.3.5 CARACTERIZAÇÃO DO AMPLIFICADOR RAMAN

Para a caracterização do amplificador Raman distribuído foi realizada a montagem

da FIG. 4.27 no VPI.

FIG. 4.27: Montagem no VPI para caracterização do amplificador Raman

Nesta montagem, foi utilizado laser CW, de bombeio, na freqüência de 200 THz

(1500 nm). No módulo Conjunto de testes do Amplificador (Test Set Amplifier) do VPI é

possível obter diretamente os valores de ganho e figura de ruído do amplificador Raman.

Variou-se os seguintes parâmetros do sistema para a caracterização do amplificador

Raman:

• Comprimento da fibra óptica;

• Tipo da fibra óptica (STD ou NZDSF);

• Potência de bombeio do laser CW;

• Sentido do bombeio na fibra óptica, co e contra-propagante ao sinal.

A modificação no tipo de fibra óptica utilizada não alterou os valores de ganho e

figura de ruído, como era de se esperar, pois os parâmetros utilizados tanto para o ganho

como para a figura de ruído são os mesmos para as 2 fibras (item 2.3.2). A modificação

do sentido de bombeio da fibra não provocou alteração nos valores de ganho, como era de

se esperar pois os parâmetros utilizados para o ganho são os mesmos para os dois tipos

de bombeio (item 2.3.2).

O gráfico da FIG. 4.28 mostra a variação do ganho devido ao efeito Raman na fibra

óptica.

101

FIG. 4.28: Ganho no amplificador Raman

Observa-se que conforme se aumenta a potência de bombeio, o ganho aumenta, como

era de se esperar uma vez que com uma maior potência de bombeio, tem-se uma maior

inversão de população e conseqüentemente, maior ganho. Porém, o valor do ganho não

aumenta indefinidamente. Aumenta até um limite imposto pela saturação do amplificador.

A diferença entre o ganho para 50 km e 100 km, com uma potência de bombeio de 300 mW,

é de 10 dB, que é a atenuação da fibra em 50 km. Conforme se aumenta o comprimento

da fibra, maior é a atenuação e menor é o ganho.

O gráfico da FIG. 4.29 mostra a variação da figura de ruído, para o amplificador Ra-

man de bombeio contra-propagante. Em (HANSEN, 1998), a figura de ruído equivalente

do amplificador Raman distribuído é dada por:

NFDRA = (1/Gon−off )(PASE/hνBm) (4.2)

Onde, Gon−off é o ganho do amplificador Raman resultante da relação da potência

de saída do sinal com o bombeio ativo pela potência de saída do sinal com o bombeio

desligado e PASE é a potência da ASE medida na largura de banda Bm.

Uma figura de ruído negativa pode parecer incoerente em princípio. A razão para este

desempenho se deve ao fato da amplificação Raman se estender ao longo da fibra, assim o

nível do sinal é sempre melhor que no final de uma fibra sem bombeio (HANSEN, 1998).

102

A potência de bombeio é transferida para o sinal, assim a OSNR de saída é superior a

OSNR de entrada. Resultados semelhantes também são vistos em (FLUDGER, 2001a).

Na região de maior ganho, conforme se aumenta a potência de bombeio e o comprimento

da fibra, a figura de ruído diminui.

FIG. 4.29: Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio contra-propagante.

O gráfico da FIG. 4.30 mostra a variação da figura de ruído, para o amplificador

Raman de bombeio co e contra-propagante, em uma fibra de 100 km. Observa-se que,

para um bombeio contra-propagante, a figura de ruído apresenta valores maiores do que

para um bombeio co-propagante, pois no final da fibra, em bombeio contra-propagante,

a potência do bombeio é maior levando a um ruído maior.

103

FIG. 4.30: Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio co e contra-propagante, 100km.

4.3.6 REDE WDM UTILIZANDO O AMPLIFICADOR RAMAN

Nesta seção será analisado o comportamento de uma rede WDM com o uso dos ampli-

ficadores Raman. O esquema de montagem é semelhante ao da Rede WDM da FIG. 4.9,

porém com alguns amplificadores EDFA sendo substituídos por amplificadores Raman.

As configurações utilizadas são as seguintes:

• RAM1: AMP C + trecho 2 substituído por trecho de fibra de tamanho L2 com

bombeio contra-propagante de potência P2 e trecho 1 = 50 km de fibra NZDSF.

• RAM2: AMP B + trecho 1 e AMP C + trecho 2 substituídos por trechos de

fibra de tamanhos L1 e L2 com bombeios contra-propagantes de potência P1 e P2,

respectivamente.

Para estabelecer um critério de comparação as FIG. 4.31 e 4.32 mostram, respectiva-

mente, a medida do espectro de entrada no amplificador D da rede WDM com todos os

amplificadores EDFA e o diagrama de olho do canal 23.

A freqüência do laser de bombeio do amplificador Raman utilizado na rede WDM é

de 205,0 THz (1463,5 nm).104

As FIG. 4.33, 4.34, 4.36, 4.37 e 4.39 mostram as medidas do espectro na entrada no

amplificador D da rede WDM, para as configurações utilizando o amplificador Raman.

As FIG. 4.35, 4.38 e 4.40 mostram o diagrama de olho do canal 23 (1559 nm).

A TAB. 4.5 mostra as OSNR dos canais 37, 25 e 23 para as 6 configurações diferentes.

TAB. 4.5: Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 6 configuraçõesdiferentes.

Tipo Parâmetros OSNR OSNR OSNR# 37 (dB) # 25 (dB) # 23 (dB)

EDFA trecho 1 = 50 km NZDSF 25 22 20trecho 2 = 100 km NZDSF

RAM1 L2 = 50 km NZDSF e P2 = 300 mW 25 18 22RAM1 L2 = 100 km NZDSF e P2 = 300 mW 18 11 15RAM1 L2 = 50 km STD e P2 = 200 mW 23 23 23RAM2 L1 = 50 km NZDSF e P1 = 300 mW 22,5 22,5 22

L2 = 100 km NZDSF e P2 = 300 mWRAM2 L1 = 100 km NZDSF e P1 = 300 mW 15 15 15

L2 = 100 km NZDSF e P2 = 300 mW

Quando se aumenta o comprimento da fibra do amplificador Raman, o ganho diminui

e o patamar de ruído permanece constante, pois o bombeio é injetado no final da fibra,

fazendo com que a OSNR dos canais diminua. Isto pode ser observado comparando-se as

FIG. 4.33 e 4.34 e as FIG. 4.37 e 4.39. O diagrama de olho também fica mais fechado, o

que pode ser observado comparando-se as FIG. 4.38 e 4.40.

Comparando-se as FIG. 4.31 e 4.37 e as FIG. 4.32 e 4.38, observa-se que o diagrama

de olho para a configuração com os amplificadores Raman é mais aberto do que com

os amplificadores EDFA. O nível de potência dos canais, conseqüentemente o ganho, é

maior para a configuração que utiliza amplificadores Raman, porém o patamar de ruído

da ASE também é superior. Na configuração Raman o ganho para os comprimentos de

onda dos canais 23 e 25 são maiores que para o canal 37, assim a OSNR do canal 37 para

a configuração com EDFA é superior que a OSNR do canal 37 para a configuração com

Raman.

105

FIG. 4.31: Medida do espectro na entrada no amplificador D para trecho 1 = 50 kmNZDSF e trecho 2 = 100 km NZDSF

FIG. 4.32: Diagrama de olho do canal 23 para a configuração trecho 1 = 50 km NZDSFe trecho 2 = 100 km NZDSF

106

FIG. 4.33: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L2 = 50 km NZDSFe P2 = 300 mW)

FIG. 4.34: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L2 = 100 kmNZDSF e P2 = 300 mW)

107

FIG. 4.35: Diagrama de olho do canal 23, RAM1 (L2 = 100 km NZDSF e P2 = 300 mW)

FIG. 4.36: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L2 = 50 km STDe P2 = 200 mW)

108

FIG. 4.37: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L1 = 50 km NZDSF,L2 = 100 km NZDSF, P1 = P2 = 300 mW)

FIG. 4.38: Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L1 = 50 km NZDSF, L2 = 100 kmNZDSF, P1 = P2 = 300 mW)

109

FIG. 4.39: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L1 = L2 = 100 kmNZDSF, P1 = P2 = 300 mW)

FIG. 4.40: Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L1 = L2 = 100 km NZDSF, P1 = P2

= 300 mW)

110

Neste trabalho são propostas quatro configurações híbridas, com amplificadores Ra-

man e EDFA, para o sistema WDM Embratel/CRT. O modelo numérico do amplificador

Raman no VPI somente aceita como sinal de entrada um sinal polarizado (VPI, 2003a),

devido a isto foram utilizados polarizadores antes de cada fibra responsável pela ampli-

ficação Raman. As FIG. 4.41, 4.42, 4.43 e 4.44 mostram os esquemas de montagem no

VPI de cada configuração.

As FIG. 4.45, 4.46, 4.47 e 4.48 mostram o espectro de entrada no demultiplexador de

cada configuração. As FIG. 4.49, 4.50, 4.51 e 4.52 mostram o diagrama de olho do canal

no comprimento de onda 1558,9 nm na recepção, de cada configuração.

A TAB. 4.6 mostra as OSNR dos canais 37, 25 e 23 para as 4 configurações diferentes.

TAB. 4.6: Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 4 configuraçõesdiferentes.

Configuração OSNR # 37 (dB) OSNR # 25 (dB) OSNR # 23 (dB)1 34 33 332 27,5 27,5 27,53 31 31 314 17 19 18,5

Analisando a TAB. 4.6 e os diagramas de olho, a configuração que apresenta a melhor

OSNR dos canais e o diagrama de olho mais aberto é a configuração 1. Apesar da

configuração 2 apresentar uma OSNR menor que a da configuração 3, o nível de potência

do canal na configuração 2 é 10 dB maior que o da configuração 3.

O diagrama de olho da configuração 4 está completamente fechado, o que impossibilita

o uso da configuração 4 para a potência de entrada inicial do canal no comprimento de

onda 1558,9 nm. Observa-se que a fibra STD, utilizada na configuração 4, introduziu

uma maior dispersão que a fibra NZDSF, utilizada na configuração 3, fazendo com que o

diagrama de olho da configuração 4 ficasse completamente fechado.

Nas FIG. 4.53 e 4.54 é mostrada a variação da BER em função da potência de entrada

do canal de comprimento de onda 1558,9 nm, na entrada da primeira fibra e na recepção

da configuração 4, respectivamente. A potência de entrada para garantir uma BER de

10−9 na recepção é de -7,8 dBm e a potência de entrada para garantir uma BER de 10−9

na entrada da primeira fibra é de -17,8 dBm. Este resultado é bastante razoável, pois na

recepção, o sinal é bastante ruidoso, necessitando maior potência óptica para atingir a

BER desejada.

111

FIG. 4.41: Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração 1.

FIG. 4.42: Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração 2.

FIG. 4.43: Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Configu-ração 3.

112

FIG. 4.44: Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Configu-ração 4.

FIG. 4.45: Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração 1.


113



114

FIG. 4.49: Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configu-ração 1.


115



116

FIG. 4.53: BER em função da Potência de entrada do comprimento de onda 1558,9 nm,na entrada da primeira fibra da configuração 4.

FIG. 4.54: BER em função da Potência de entrada do comprimento de onda 1558,9 nm,na recepção da configuração 4.

117

5 CONCLUSÕES

Neste trabalho foi realizado um estudo de alguns dispositivos ópticos que compõe

uma rede WDM. Também foram realizados testes experimentais na rede WDM da Em-

bratel/CRT com o objetivo de analisar o comportamento desta rede quando são alterados

a potência dos canais, os tipos de fibra e quando é feita a inserção/derivação de canais

ópticos. Além disto foram realizadas simulações com o uso do simulador VPI, onde foi

possível fazer um estudo variando-se diversos parâmetros dos componentes desta rede

WDM, verificar o desempenho dos dispositivos isoladamente e seus efeitos na rede. Neste

estudo foram apresentados os aspectos teóricos da fibra óptica, dos amplificadores ópticos

EDFA e Raman e do OADM.

Foi realizada uma análise de um enlace operando nas taxas de 10 Gbps e 40 Gbps

com variação do PMD da fibra. Os sistemas com fibras STD mostraram-se mais sensíveis

às variações do coeficiente de PMD do que os sistemas com fibras NZDSF.

Nas medidas espectrais da rede WDM com EDFA, foi possível observar os efeitos da

ASE como fator limitante do sistema, diminuindo a OSNR dos canais a cada passagem

por um novo amplificador. Ao se variar os tipos dos trechos de fibra da rede WDM

Embratel/CRT, os sistemas que utilizaram fibras STD apresentaram um desempenho

superior aos sistemas com fibra NZDSF, ou seja, a OSNR dos canais da rede com fibras

STD apresentaram valores maiores que a OSNR dos canais da rede com fibras NZDSF.

Isto se deve ao fato dos efeitos não-lineares, principalmente a FWM, serem mais deletérios

em fibras com pequena dispersão.

Na simulação da rede WDM, com a caracterização dos amplificadores EDFA, foi

possível conseguir resultados bastante próximos aos obtidos experimentalmente. Além

disto foram realizadas simulações para cálculo da BER, aumentando o número de canais

da rede WDM para 8, 16 canais em 10 Gbps e 8, 16 e 32 canais em 40 Gbps. Foi

necessária a utilização de compensação de dispersão para a taxa de 40 Gbps, que se

mostrou satisfatória, pois a BER apresentada foi inferior ao sistema em 10 Gbps.

Foram feitas simulações da rede WDM Embratel/CRT com alguns amplificadores

EDFA substituídos por amplificadores Raman. Algumas configurações da rede WDM

utilizando amplificadores Raman apresentaram desempenho superior a configuração com

amplificadores EDFA, como diagrama de olho mais aberto e nível de potência dos canais

maior. As configurações com potências de bombeio do amplificador Raman mais altas

118

apresentaram um desempenho melhor. Os amplificadores Raman apresentam algumas

vantagens em relação aos EDFAs: ganho independente da janela de transmissão da fi-

bra óptica, grande largura de banda que pode ser conseguida combinando-se múltiplos

bombeios e possibilidade de se utilizar a própria fibra do enlace como meio de amplificação,

pois não necessita de fibra dopada.

Além disto, foram realizadas medidas espectrais e simulação da rede WDM com

inserção/derivação de canais ópticos. No sistema analisado, o canal derivado apresentou

desempenho inferior ao canal inserido, monitorado na recepção. O OADM apresentou um

desempenho satisfatório, com um valor de rejeição do canal derivado superior a 30 dB.

Como trabalhos futuros, diversas propostas podem ser citadas:

• Inserção de conversores de comprimento de onda na rede WDM e análise do com-

portamento da rede. Poderão ser analisadas diferentes técnicas de conversão como

a mistura de quatro ondas (FWM), a modulação de ganho cruzado (XGM), a mod-

ulação de fase cruzada (XPM) e a geração por diferença de freqüência (DFG).

• Simulação com um maior número de canais e menor espaçamento entre canais na

rede WDM.

• Análise de uma rede com amplificadores Raman com fibras DCF, onde poderá ser

realizada a compensação de dispersão na mesma fibra do amplificador.

• Simulação do amplificador Raman com múltiplos bombeios, permitindo uma grande

e plana largura de banda.

119

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