projeto fontes chaveadas apostila flyback
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CONVERSOR FLYBACK
AGOSTO DE 2008
UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁPR
UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ
Ministério da Educação
Departamento Acadêmico de Eletrotécnica
Disciplina de Projeto de Fontes Chaveadas
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Sumário
1 INTRODUÇÃO.......................................................................................................................................... 3
2 FONTES DE ALIMENTAÇÃO EM CORRENTE CONTÍNUA.............................................................. 3
3 CONVERSOR FLYBACK ....................................................................................................................... 6
4 DIMENSIONAMENTO DE UM CONVERSOR FLYBACK .................................................................. 9
4.1 Especificação do Projeto.................................................................................................................... 9
4.2 Dimensionamento do Transformador .............................................................................................. 9
4.2.1 Núcleo de Ferrite ....................................................................................................................... 9
4.2.2 Indutância Magnetizante......................................................................................................... 10
4.2.3 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Primário .................................................... 11
4.2.4 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Secundário ................................................ 11
4.2.5 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Auxiliar (Terciário)................................... 12
4.2.6 Seção do Condutor do Enrolamento Primário ....................................................................... 12
4.2.7 Seção do Condutor do Enrolamento Secundário ................................................................... 13
4.2.8 Seção do Condutor do Enrolamento Auxiliar ........................................................................ 14
4.2.9 Cálculo da Possibilidade de Execução do Transformador..................................................... 14
4.3 Dimensionamento dos Componentes .............................................................................................. 15
4.3.1 Capacitor de Entrada............................................................................................................... 15
4.3.2 Diodos de Entrada ................................................................................................................... 16
4.3.3 Capacitor do Circuito de Controle .......................................................................................... 16
4.3.4 Chave Semicondutora - MOSFET .......................................................................................... 16
4.3.5 Circuito Grampeador............................................................................................................... 17
4.3.6 Cálculo do Resistor de Alimentação Inicial............................................................................ 18
4.3.7 Componentes do PWM Controller .......................................................................................... 19
4.3.8 Proteção de Sobrecorrente....................................................................................................... 21
4.3.9 Circuito Oscilador.................................................................................................................... 21
4.3.10 Estágio de Saída do PWM ....................................................................................................... 21
4.3.11 Circuito de Saída...................................................................................................................... 22
4.3.12 Circuito de Sinalização............................................................................................................ 23
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1 INTRODUÇÃO
Nesta fase do curso de engenharia, alguns tipos básicos de conversores cc-cc
já foram estudados. Como exemplos, podem ser citados o Buck (step-down ou
abaixador), o Boost (step-up ou elevador) e o Buck-Boost. Estas topologias são
de fundamental importância na análise de circuitos na área da eletrônica de
potência, pois compõem as bases das topologias utilizadas em projetos de fontes
chaveadas, reatores eletrônicos e outras aplicações. A característica dessas
aplicações é a utilização do modo chaveado para o controle da transferência de
potência e a regulação da tensão. O chaveamento em “alta” freqüência resulta em
vantagens consideráveis na eficiência, funcionalidade e redução de dimensões se
comparada aos circuitos lineares de mesma potência.
Com esta sucinta descrição pretende-se direcionar o foco da análise para um
caso particular de conversor CC-CC, tipo Buck-Boost, em que substitui-se o
indutor por um transformador. O circuito que apresenta tais características é
chamado de conversor Flyback, sendo esta topologia uma espécie de embrião de
uma fonte chaveada.
Antes do aprofundamento sobre o conversor Flyback, é importante
contextualizar o tema “fonte de alimentação CC”. O tópico a seguir tratará de
forma básica sobre o tema.
2 FONTES DE ALIMENTAÇÃO EM CORRENTE CONTÍNUA
Todo equipamento eletrônico é alimentado através de uma fonte de corrente
contínua em baixa tensão, embora, na maioria das vezes, a energia primária seja uma fonte CA em 50 ou 60 Hertz. Equipamentos como televisores e computadores necessitam internamente de uma fonte de corrente contínua. Além disso, essa fonte de corrente contínua precisa ser controlada. A tensão CC precisa ser regulada e filtrada.
A conversão da tensão da rede CA para tensão CC regulada precisa ser eficiente e de baixo custo. O nível da tensão de saída precisa ser constante independentemente da variação da tensão da rede CA e da variação da carga.
A tecnologia anterior, e ainda usada em alguns casos particulares, usava a fonte de alimentação linear para converter a tensão alternada e adaptá-la ao uso de equipamentos eletrônicos. A tecnologia mais usada atualmente utiliza-se de fontes de alimentação chaveada para adaptar o nível de tensão e controlar o fluxo
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de potência. A seguir, são criados dois subtópicos para abordar essas duas tecnologias. 2.1 FONTES LINEARES
As fontes lineares se comportam como resistências variáveis entre a entrada de energia e a saída para a carga e, dessa forma, entregam uma tensão de saída regulada. A figura a seguir mostra a topologia básica. O bloco chamado “regulador linear” pode ser entendido como um transistor bipolar ou uma resistência limitadora e um diodo zener.
FONTE LINEAR
Um dos problemas dessa fonte é que o componente linear deve promover uma queda de tensão entre a entrada de energia e a saída. Assim, pode-se regular a tensão de saída com o variar da tensão da entrada. No entanto, isso prejudica a eficiência do conversor. Outro problema é o tamanho do transformador de entrada, pois este funciona em baixa freqüência.
As vantagens desse tipo de fonte são a sua simplicidade, rápido tempo de resposta à variações na carga ou na rede, baixa interferência eletromagnética e excelente regulação.
2.2 FONTES CHAVEADAS
As fontes chaveadas são mais utilizadas devido à maior eficiência e à maior densidade de potência (tamanho reduzido). Elas surgiram na década de 1960, restrita a usos militares, pelas vantagens já citadas. Somente a partir da década de 1980 elas se tornaram comercialmente viáveis e, atualmente, dominam essa área de fontes de pequena potência.
Uma maneira de se controlar a potência média entregue à carga é controlar a tensão média entregue à mesma. Isto pode ser feito abrindo e fechando uma chave semicondutora em “alta” freqüência. As fontes chaveadas utilizam esse conceito para regular a tensão de saída. A figura a seguir mostra um esquema
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básico de um circuito utilizando a modulação por largura de pulso para controlar a tensão de saída.
FONTE CHAVEADA UTILIZANDO PWM
Evidentemente, existe a necessidade de se filtrar a tensão retangular de saída para se obter uma tensão constante. A regulação dessa tensão é feita pelo controle da largura dos pulsos. Para se aumentar a tensão de saída, aumenta-se o tempo de condução da chave semicondutora. A freqüência de comutação é mantida constante para um melhor dimensionamento dos componentes. A figura a seguir mostra um conversor Buck com um filtro LC e um diodo de comutação.
CONVERSOR BUCK COM FORMAS DE ONDA
Uma maneira simples de se gerar uma função PWM a ser aplicada ao “gate” de um MOSFET é apresentada na figura a seguir. Trata-se da comparação de uma onda dente de serra com uma tensão de referência controlada através de potenciômetro.
A tensão média aplicada à carga, representada pelo resistor R na figura anterior, é calculada pela seguinte equação:
Vo(avg) = (t(on) / T) x Vi
Pela análise da fórmula, verifica-se que ao se reduzir o tempo de condução ton, a tensão média na carga é reduzida. Este método de controle é chamado de modulação por largura de pulso (PWM). Não confundir esta modulação com
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aquela utilizada em acionamento elétrico. Para acionamento de motores através de conversores de freqüência, utiliza-se a modulação por largura de pulso senoidal (PWM senoidal) ou uma variante desta.
VCC+
-
Gerador
de
Rampa VcVg
Vr
Ton Ts
Vc
Ton Ts
CONFIGURAÇÃO BÁSICA PARA SE GERAR UM PWM
Nesta figura, pode-se observar que variando o valor de ajuste do potenciômetro, varia-se o ponto de cruzamento da tensão Vc com a onda dente de serra. Assim, obtém-se um novo ajuste para o valor da largura de pulso, aumentando-se ou diminuindo-se o tempo de condução. 3 CONVERSOR FLYBACK
Os reguladores Buck, Boost e Buck-Boost são possíveis de serem usados quando nenhuma isolação com a rede é necessária. Essas topologias básicas, normalmente, são usadas em experimentos acadêmicos. Contudo, em fontes de alimentação de equipamentos que operam a partir da rede de alimentação CA, a isolação elétrica é necessária. Assim, oferece-se uma proteção contra a aplicação acidental de tensão da rede nos circuitos eletrônicos. A isolação é feita utilizando-se de um transformador no lugar do indutor usado nas topologias básicas. Alguns autores preferem chamar esse transformador de reator bifilar, devido ao funcionamento particular desse transformador. O conversor Flyback , mostrado na figura a seguir, é comumente usado em fontes de alimentação até aproximadamente 200 W. Essa potência é suficiente para alimentar os computadores pessoais, televisores, etc.
CONVERSOR FLYBACK
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Uma vez que o transformador é operado em alta freqüência, seu tamanho é reduzido quando comparado com os transformadores alimentados em 60 Hz das fontes lineares de alimentação discutidas anteriormente. O transformador do conversor Flyback pode ser analisado como um indutor com dois enrolamentos, um para armazenar energia magnética no núcleo e o outro para transferir essa energia para o lado da carga. 3.1 FUNCIONAMENTO DO CONVERSOR FLYBACK
Como já foi mencionado, o conversor CC-CC, tipo Buck-Boost, com um transformador substituindo o indutor, é chamado de conversor Flyback. A seguir é mostrada uma topologia básica do conversor Flyback na qual será baseada a análise de funcionamento desse circuito.
CONVERSOR FLYBACK - TOPOLOGIA BÁSICA sssss
1ª Etapa (0 ≤ t < DT): Sendo “D” a razão cíclica, “T” o período e “t” o tempo considerado. Durante o intervalo de tempo em que a chave “S” está fechada, o diodo é polarizado reversamente, ficando bloqueado e, portanto, com corrente nula. A energia proveniente da fonte de alimentação do circuito “ IV ” é acumulada, na forma de campo magnético, no enrolamento primário do transformador. 2ª Etapa (DT ≤ t < Ta): Sendo “Ta” o intervalo de tempo em que existe fluxo magnético no transformador. A polaridade do transformador é invertida por imposição do fluxo magnético que deixou de receber energia da fonte, uma vez que chave está aberta. O diodo passa a conduzir e a energia acumulada no campo magnético é transferida ao capacitor “C0” e à carga “R0 “. 3ª Etapa (Ta ≤ t < T): A chave “S” permanece aberta e não há mais energia armazenada a ser conduzida pelo diodo. O capacitor “C0” continua fornecendo energia para a carga “ 0R “. O transformador não possui energia magnética armazenada pois não há mais corrente fluindo pelos enrolamentos.
A seguir são apresentadas as formas de onda relativas às etapas de
funcionamento do conversor Flyback: .
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FORMAS DE ONDA DO CONVERSOR FLYBACK
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O Conversor Flyback apresenta algumas vantagens em relação a outros conversores. Dentre elas pode-se citar:
• Pode ser elevador ou abaixador de tensão; • Baixo custo; • Várias saídas; • Viabilidade no ajuste da razão cíclica através da relação de
transformação; • Isolamento entre a entrada e a saída;
4 DIMENSIONAMENTO DE UM CONVERSOR FLYBACK
4.1 Especificação do Projeto
Nesta etapa, será feito o dimensionamento dos componentes de um conversor Flyback cuja placa de circuito impresso já foi desenvolvida e disponibilizada pelo professor Romaneli da UTFPR.
Os dados de especificação para a o projeto estão apresentados a seguir:
• Tensão de entrada %10127 ±= EFS VV
• Tensão de saída VV 150 =
• Potência de saída WP 150 =
• Freqüência de chaveamento kHzf 40= • Ondulação máxima da tensão de saída mVV 100=∆ • Razão cíclica (Duty cycle) 45,0=
MÀXK
• Circuito Integrado (controlador PWM) UC 3845 • Densidade de corrente no enrolamento J = 300A/cm2 • Densidade de fluxo magnético TB 25,0= • Rendimento do transformador 7,0=η
4.2 Dimensionamento do Transformador 4.2.1 Núcleo de Ferrite
Para o cálculo do transformador, utilizam-se constantes geométricas do
circuito magnético e constantes construtivas que levam em consideração as bobinas.
A fórmula empregada é a seguinte:
43
440 2619,0
25,0.10.40.300.45,0.5,0
10.15.1,1
....
10..1,1. cm
BfJKK
PAA
WPwe ===
10
eA Área da perna central [cm²];
wA Área da janela do núcleo [cm²];
PK Fator de utilização do primário;
WK Fator de utilização da área do enrolamento. Fator de ocupação do
cobre dentro do carretel.
Os valores de 5,0=PK e 45,0=WK são típicos para montagem de protótipos.
O valor obtido pela fórmula do we AA . permite o uso de uma tabela que define as características do ferrite a ser utilizado.
Consultando a tabela de Núcleos de Ferrite tipo “EE”, pode-se escolher um
núcleo de ferrite com valor de we AA . imediatamente acima do valor encontrado na equação.
Será utilizado o núcleo E-30/15/7 da THORNTON cujos valores para eA e
wA são:
224 8,0,6,0,48,0. cmAcmAcmAA wewe === .
Com o objetivo de evitar a saturação do transformador e, portanto, evitando que este trabalhe fora da região linear, será introduzido um entreferro no núcleo do transformador.
A fórmula para o dimensionamento do entreferro é a seguinte:
mfAB
P
e
µπ
η
µρ 359
10.40.7,0.10.6,0.25,0
10.15.10.4.2
...
10...2322
87
2
800 ===
−
−
ρ Distância do entreferro no caminho magnético [µm];
0µ Permeabilidade magnética do ar [H/m]. Um rendimento de 70% para um transformador de pequena potência é um
valor adequado. Como serão utilizados 2 entreferros, um para cada uma das 2 pernas
externas do núcleo em forma de “E”, o valor do entreferro total obtido poderá ser dividido por 2, ficando o núcleo com 2 entreferros de mµ179 . Deve ser lembrado que na perna central circula todo o fluxo magnético enquanto que nas externas apenas metade. Então, para cada caminho magnético existem dois entreferros.
4.2.2 Indutância Magnetizante
Para a determinação da indutância magnetizante, faz-se necessário a
determinação da corrente máxima no primário para a razão cíclica KMÁX =0,45.
Então:
11
VVP 6,1792.127 ==
VVVV PPPMÀX6,1972.127.1,1%.10 ==+=
VVVV PPPMIN 6,1612.127.9,0%.10 ==−=
AKV
PI
MÀXPMINPMÀX
59,045,0.6,161.7,0
15.2
..
.2 0 ===η
A indutância magnetizante do primário será:
mHfI
KVL
PMÀX
MÀXPMINP 1,3
10.40.59,0
45,0.6,161
.
.3
===
4.2.3 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Primário
O número de espiras do enrolamento primário é definido a seguir:
espirasI
BN
PMÀX
P 1,12110.4.59,0
10.359.25,0
.
.7
6
0
===−
−
πµ
ρ
Como o número de espiras deve, necessariamente, ser um número inteiro, adota-se como o número de espiras no primário o total de 122 espiras. O mesmo critério será aplicado ao número de espiras dos demais enrolamentos, quando for preciso. 4.2.4 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Secundário
A tensão no secundário do transformador é dada pela soma da tensão
desejada na carga mais a queda de tensão no diodo.
DVVV += 02
7,0=DV Queda de tensão no diodo
A tensão de trabalho no secundário principal do flyback é VV 150 = ,
portanto:
espirasK
K
V
VVNN
MAX
MAX
PMIN
DPS 15
45,0
)45,01(.
6,161
)7,015.(122)1(.
).( 0 =−+
=−+
=
12
4.2.5 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Auxiliar (Terciário)
A tensão de comando no enrolamento auxiliar é VVT 18= , portanto:
espirasK
K
V
VVNN
MAX
MAX
PMIN
DTPT 18
45,0
)45,01(.
6,161
)7,018.(122)1(.
).(=
−+=
−+=
4.2.6 Seção do Condutor do Enrolamento Primário
Para o cálculo da seção do condutor do enrolamento primário é necessário
conhecer a corrente eficaz no primário:
AK
II MÀXPMÀXPEF 23,0
3
45,0.59,0
3. ===
A área mínima da seção transversal do condutor de cobre do primário, de
acordo com a capacidade de corrente (densidade de corrente), será:
2310.77,0300
23,0cm
J
IS PEF
P−===
Fio 28 AWG = 0,81 x 10-3 cm2 [diâmetro de 0,032 cm].
Antes de definir qual condutor será utilizado, deve ser observado ainda o
critério da profundidade de penetração, devido ao efeito pelicular (skin). O efeito pelicular está relacionado com a freqüência de oscilação da corrente que circula pelo condutor. O projeto do conversor Flyback especifica uma freqüência de comutação de 40 kHz e, essa freqüência, exige o uso de condutores de pequeno diâmetro.
Quando a corrente oscila em freqüências elevadas, os elétrons livres mais próximos ao centro do condutor têm maior dificuldade em oscilar devido à maior reatância nessa região. Portanto, a corrente que circula pelo condutor se concentra mais próxima à superfície do mesmo. Isso provoca uma concentração de corrente em uma área menor da seção transversal do condutor. Então a seção transversal do condutor não é totalmente aproveitada, apenas próximo da periferia do condutor existe área efetivamente aproveitada para conduzir a corrente.
A solução para superar as limitações impostas por esse fenômeno físico é utilizar condutores de pequeno diâmetro.
A profundidade de penetração, devido ao efeito pelicular, é determinada por uma fórmula simplificada que é apresentada a seguir:
fd
15=
13
Sendo:
d profundidade de penetração, ou seja, o diâmetro máximo do condutor em que se considera que há circulação adequada de corrente.
Foi determinada a profundidade de penetração ( d ), devido ao efeito pelicular, para a freqüência de 40kHz:
cmf
d 075,010.40
15153
===
Portanto, o condutor máximo recomendável que deve ser utilizado é de
21AWG que possui um diâmetro de 0,072 cm e área de 0,0041 cm2. Então, o critério da profundidade de penetração não impede o uso do fio de
28AWG encontrado pelo critério da capacidade de corrente. Portanto, será utilizado um fio de bitola 28AWG, caso exista esse valor disponível no laboratório.
4.2.7 Seção do Condutor do Enrolamento Secundário
Para o cálculo da seção do condutor do enrolamento secundário é necessário
conhecer a corrente eficaz nesse enrolamento. No entanto, é necessário, primeiramente, calcular a corrente média e a corrente de pico.
AV
PI 1
15
15
0
00 ===
AK
II
MAXSMÀX
64,3)45,01(
1.2
)1(
.2 0 =−
=−
=
AK
II MAXSMÀXSEF 56,1
3
45,0164,3
3
1=
−=
−=
A área da seção transversal mínima do condutor de cobre do secundário,
de acordo com a densidade de corrente, será:
230 10.2,5
300
56,1cm
J
IS SEF −===
Fio 19 AWG = 6,5 x 10-3 cm2 [diâmetro de 0,091 cm].
A análise da bitola do enrolamento secundário pelo critério da profundidade de
penetração é a mesma do enrolamento primário, pois a freqüência é a mesma. Portanto, o condutor máximo recomendável que deve ser utilizado é de 21AWG que possui um diâmetro de 0,072 cm. Assim, devido ao efeito pelicular, serão
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utilizados dois fios trançados de 21 AWG. Esses dois fios, nessa bitola, contemplam as exigências dos dois critérios utilizados para definir o enrolamento secundário. 4.2.8 Seção do Condutor do Enrolamento Auxiliar
Estima-se a potência de 1 W para a alimentação do circuito de controle. O
consumo do circuito de controle é muito pequeno, certamente inferior a potência prevista de 1 W. Assim, a corrente eficaz no enrolamento auxiliar será:
AV
PI
T
TT 056,0
18
1===
AK
II
MAX
TTMÀX
20,0)45,01(
056,0.2
)1(
.2=
−=
−=
AK
II MAXTMÀXTEF 086,0
3
45,0120,0
3
1=
−=
−=
A área da secção transversal mínima do condutor de cobre do terciário, de
acordo com a densidade de corrente será:
2310.29,0300
086,0cm
J
IS TEF
T−===
Nota-se que a área TS calculada é a menor dos três enrolamentos. Assim,
pode-se utilizar um fio de bitola 28 AWG para o enrolamento auxiliar. 4.2.9 Cálculo da Possibilidade de Execução do Transformador
A inequação que representa a viabilidade de montagem do transformador é a
indicada a seguir:
35,0≤∑
Aw
SCABOS
Essa inequação leva em consideração a soma de todas as seções
transversais das espiras que preenchem a área de janela do ferrite. Observa-se a necessidade de uma grande folga entre as áreas de cobre e a área de janela. Isso se deve aos espaços vazios existentes entre espiras e ao acavalamento entre espiras durante o processo de confecção dos enrolamentos.
O ferrite dimensionado tem AW igual a 0,8 cm2. Aplicando-se a inequação, tem-se:
15
35,08,0
≤++×× IDEMIDEMFIOSNUMEROFIOAREAESPIRASNUMERO
35,08,0
10.81,0.1810.1,4.2.1510.81,0.122 333
≤++ −−−
35,030,0 ≤ , então a condição para montagem do transformador foi satisfeita. Se a inequação não fosse satisfeita, o transformador teria de ser reprojetado. 4.3 Dimensionamento dos Componentes 4.3.1 Capacitor de Entrada
Para o cálculo do capacitor do retificador de entrada (C11), deve-se conhecer a
potência de entrada. A potência de entrada é calculada conhecendo-se a potência de saída e o rendimento do transformador.
WP
Pe 43,218,0.7,0
150 ===η
7,0=η Rendimento do transformador
Para o cálculo da capacitância, é necessário definir o valor admitido da
ondulação (ripple) na tensão retificada. Será adotado o valor de ondulação de 5% na condição de tensão mínima. A tensão mínima, já definida na especificação do projeto, é de 90% da tensão nominal. Logo, a tensão mínima admitida, sobre o capacitor, para essa condição, é de sobre 85% do valor de pico nominal.
Então o capacitor será:
( ) ( ) ( )F
VVf
PC e µ126
212785,021279,060
43,21222
22
111 =
×−×
=−
=
V1 Tensão mínima de pico da rede. V2 Tensão mínima no capacitor. O valor comercial adotado será de 220 µF. A tensão máxima esperada sobre o capacitor será 10% superior a tensão de
pico da rede, ou seja, 198 V. Então, adota-se um capacitor de 250 V.
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4.3.2 Diodos de Entrada
A freqüência de operação da retificação de entrada é definida pela rede, ou
seja, 60 Hz. Nessa freqüência são utilizados diodos normais e não diodos rápidos. A corrente desses diodos é definida pela potência transferida, em torno de
30W, e pela tensão retificada, em torno de 180 VCC. Portanto, o valor de corrente de 1 A é mais do que suficiente.
Serão utilizados 4 diodos 1N 4007.
4.3.3 Capacitor do Circuito de Controle
Como calculado anteriormente, a corrente no circuito de controle não deve
ultrapassar 56 mA. O circuito de controle é constituído de um circuito integrado e este exige uma
tensão estável. Então, defini-se uma ondulação máxima de 100 mV sobre a tensão no capacitor C10.
A tensão de alimentação do controle é 18 V, pois este valor é adequado para ser aplicado ao gate do MOSFET.
O cálculo da capacitância necessária é mostrado a seguir:
FVf
KIC MAXCONTROLE µ3,6
1,040000
45,0056,0=
×
×=
∆⋅
⋅=
O valor comercial adotado será de 10 µF e 25 V. O diodo D8 que alimenta esse capacitor é comutado em 40 kHz e, portanto,
deve ser especificado como diodo rápido. 4.3.4 Chave Semicondutora - MOSFET
Para o dimensionamento do Mosfet é necessário conhecer a corrente e a
tensão aplicada sobre o mesmo. A corrente de pico no Mosfet é igual a corrente de pico no enrolamento
primário que já foi calculado. Essa corrente é de 0,59 A. Para a determinação da tensão aplicada sobre o Mosfet é necessário que se
leve em consideração a mudança de polaridade do transformador quando da abertura da chave. Além da tensão do capacitor C11, tem-se que somar a tensão refletida do enrolamento secundário para o enrolamento primário.
A equação que define a tensão máxima aplicada sobre a chave é mostrada a seguir:
VN
NVVV
S
POPMÀXMAXCHAVE 6,319
15
122.152127.1,1. =+=+=
Poderá então ser utilizado um MOSFET igual ou superior a 400V e cuja
corrente seja superior a 1A. Um possível modelo é o IRF 830 (500 V, 5 A) que atende aos requisitos. Ou ainda o IRF 740 (400 V, 10 A).
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4.3.5 Circuito Grampeador
Os circuitos de auxílio à comutação são circuitos de proteção que têm a
finalidade de evitar que taxas de variação de tensão (dv/dt) e de corrente (di/dt), no pequeno intervalo de tempo envolvido no chaveamento de dispositivos semicondutores, possam afetar severamente o funcionamento destes mesmos dispositivos; ou seja, são circuitos de amortecimento que reduzem os efeitos nocivos de altas taxas di/dt e dv/dt. Os altos valores de corrente ocorrem no instante em que o dispositivo semicondutor passa a conduzir, enquanto os altos valores de tensão surgem quando o dispositivo é bloqueado. Os circuitos de proteção de dispositivos semicondutores são também chamados circuitos “snubber”. Alguns autores costumam chamar os circuitos que limitam as altas taxas de variação de tensão (dv/dt) de grampeadores. O circuito que será adotado no projeto do conversor Flyback tem o objetivo de limitar picos de tensão no Mosfet durante o bloqueio do mesmo.
Podemos limitar a taxa de variação de tensão no dispositivo semicondutor colocando um circuito RC-série em paralelo com o dispositivo, conforme mostra a figura a seguir:
Circuito de Amortecimento de dv/dt
Importante frisar que este circuito também afeta a taxa di/dt. Quando o
dispositivo semicondutor estiver bloqueado, haverá a tensão V sobre ele, que será a mesma tensão sobre o capacitor Cs (que não estará conduzindo). Portanto, após a condução da chave, o capacitor descarregará pelo dispositivo (que, no caso ideal, será considerado um curto). A figura a seguir ilustra o circuito RC de descarregamento.
Pode-se observar que no circuito mostrado não é apresentado o diodo que é utilizado no projeto do conversor Flyback a ser implementado. O diodo utilizado em paralelo com a resistência do grampeador serve para curto-circuitar a resistência durante a carga do capacitor, melhorando o seu desempenho. Isso ocorre no momento em que o Mosfet bloqueia. Nesse instante, a energia magnética armazenada na indutância de dispersão do enrolamento primário do transformador é transferida para o campo elétrico do capacitor. Em outras palavras, no momento em que o Mosfet abre, a corrente tem um caminho através do diodo para o capacitor.
Cs
Rs
L
Mosfet
+
_
V
18
Descarregamento do capacitor Cs
Para o cálculo da resistência do circuito grampeador é necessário saber qual a
tensão que será aplicada sobre ela durante a descarga do capacitor. O capacitor deverá estar sujeito a uma tensão próxima do valor calculado para a tensão na chave semicondutora. Esse valor é de 319,6 V. Também, é necessário que se defina qual a potência esperada a ser dissipada na resistência. Essa potência depende da energia que é armazenada no capacitor em cada comutação da chave. Esse dado é empírico e para um conversor de 15 W pode-se arbitrar uma potência dissipada no grampeador de 0,5 W.
A resistência do grampeador do MOSFET (R7, R8 e R9) pode ser determinada pela equação a seguir:
Ω=== kP
VR
DISSIPADA
MÀXCHAVE 2045,0
31922
9,8,7
Utiliza-se um resistor comercial de 220 kΩ/1W. Para o dimensionamento do capacitor do grampeador de fontes chaveadas,
costuma-se utilizar uma capacitância de 100 ηF. A tensão desse capacitor vai depender da tensão do circuito. Para o conversor Flyback implementado, será de 400 V. Esse capacitor deverá ser de polipropileno pois esse dielétrico possui alta resistência de isolação, baixas perdas e estabilidade no valor da capacitância.
No circuito de grampeamento deverá ser utilizado um diodo rápido devido à freqüência de comutação a que será submetido esse diodo. Adota-se o diodo comercial UF4007 cuja corrente nominal é de 1 A e cuja tensão nominal é de 1000 V. 4.3.6 Cálculo do Resistor de Alimentação Inicial
A alimentação do circuito de controle será feita pelo enrolamento auxiliar. No
entanto, esse enrolamento passará a transferir potência para o controle somente após iniciar o chaveamento do Mosfet. Por sua vez, esse chaveamento somente iniciará após o “gate” do Mosfet receber nível alto vindo do controle. Ou seja, deve haver uma alimentação inicial para o controle para a partida do sistema.
Cs
Rs
is
19
Utilizam-se como dados a tensão de alimentação do circuito de controle que é 18 V e a corrente necessária para a partida do circuito integrado que é em torno de 10 mA.
A tensão que ficará aplicada sobre o resistor de alimentação inicial será a diferença da tensão no capacitor C11 e a tensão de controle. Esse resistor é representado, no esquemático e na placa de circuito impresso, pelas resistências R1, R2 e R3. O cálculo é apresentado a seguir:
( )
Ω=−
= 1620001,0
18180R
Serão utilizadas três resistências em paralelo de 47 kΩ. Para o cálculo da potência dessas resistências, tem-se:
( )WP 56,0
47000
18180 2
=−
=
Serão utilizadas três resistências de 2 W para que estas não esquentem muito.
4.3.7 Componentes do PWM Controller
Para o correto funcionamento do controlador PWM (UC 3845) é necessário
especificar os componentes que serão conectados aos seus pinos. O UC 3845 realiza diversas funções para o adequado controle do conversor Flyback. Essas funções podem ser verificadas na figura apresentada mais adiante.
A primeira função do controlador que será analisada é o seu comparador interno. Trata-se de um amplificador operacional interno em que o pino 1 do UC3845 é a saída desse comparador. O pino 2 é a entrada inversora desse operacional enquanto na entrada não inversora é aplicada uma tensão constante e interna de 2,5 V. A resistência R10 e a capacitância C5 fazem a compensação proporcional integral desse comparador, assim atenuando as respostas a possíveis variações de entrada muito rápidas. Esse comparador altera a razão cíclica em função de variações na tensão de entrada.
O circuito de ajuste de tensão aplicada ao pino 2 é feito através de um divisor de potencial proporcionado por um potenciômetro em série com resistências. Para o cálculo de R11, arbitram-se os valores de R12 e R17 e, em seguida, calcula-se a corrente necessária para que se possa ajustar valores de tensão inferiores a 2,5 V aplicados ao pino 2. Há várias combinações possíveis, mas será considerado uma queda de tensão em torno de dois volts na resistência R17 de 3,3 kΩ. Assim, chega-se a uma corrente de:
mAI 6,03300
2==
20
Ω=×
=−
kRTOTAL 30106,0
183
171112 RRRRTOTAL ++=
Ω=−−= kkkkR 4,233,33,33011 Será utilizado um potenciômetro de 22 kΩ para R11, proporcionando assim
um ajuste possível entre dois volts e valores superiores no pino 2. Tensões superiores a dois e meio volts desabilitam o PWM.
O interessante é que o enrolamento auxiliar é usado como um “sensor” para a tensão no secundário do transformador. Assim, ao haver variação de tensão, o enrolamento auxiliar tende a alterar a tensão no pino 2 e isso altera a razão cíclica que mantém a tensão na carga constante.
Funções Realizadas pelo UC 3845
Proteção de Sobrecorrente
21
4.3.8 Proteção de Sobrecorrente
Será usado como “shunt” uma resistência de 1 Ω e 1 W. Esse valor é adotado
porque a corrente que circulará pelo “shunt” é a mesma que circula pelo enrolamento primário que é de 0,59 A. Assim, a queda de tensão nessa resistência será menor do que 1V e não provocará a desabilitação do controlador através da proteção dada pelo pino 3 do CI.
No diagrama esquemático do conversor Flyback, o “shunt” é representado pelas resistências R4, R5 e R6. A tensão gerada no “shunt”, pela passagem da corrente, será enviada para o pino 3 através de um filtro supressor de “spikes”. Esse filtro será constituído de uma resistência de 1 kΩ e uma capacitância de 2,2ηF. Esse filtro passa-baixa é usado devido ao aparecimento de “spikes” na forma de onda de corrente que está sendo monitorada. Isso deve ser verificado durante a fase de registro das formas de onda encontradas no conversor Flyback.
4.3.9 Circuito Oscilador
A parte do circuito oscilador que é externo ao circuito integrado é constituído
das resistências R14 e R16 e das capacitâncias C7 e C8. Na verdade, o capacitor C8 tem a finalidade de filtro de freqüências espúrias e não faz parte da sintonia de freqüência ajustada. A capacitância C8 será de 100 ηF.
Para se definir a freqüência do oscilador, utiliza-se um circuito RC externo ao controlador. Esse circuito é alimentado através de uma fonte interna ao circuito integrado que está disponível no pino 8.
A freqüência de trabalho do PWM especificada no projeto do conversor é de 40kHz. A freqüência na saída do pino 6 do CI é a metade da freqüência de oscilação do pino 4, logo, C7 e (R14 + R16) deverão ser dimensionados para a freqüência de 80kHz para que a freqüência no pino 6 seja de 40 kHz.
Será adotada uma capacitância de 2,2ηF (C7) e um resistência equivalente de 10kΩ para um cálculo preliminar. A equação seguinte permite o cálculo aproximado da freqüência em função do capacitor e resistor escolhidos:
kHzffCR
feequivalent
7810.2,2.10.10
72,1
.
72,193
7
≈→≈→≈−
Para se poder fazer ajustes nessa freqüência é associado um potenciômetro
em série com uma resistência fixa. Assim, coloca-se em série com uma resistência de 4,7 kΩ (R14), um trimpot de 22 kΩ (R16) para ajuste da freqüência desejada.
4.3.10 Estágio de Saída do PWM
O pino 6 do controlador entrega a tensão que aciona o “gate” do Mosfet. É
nesse pino que aparece o PWM que controla o tempo de condução e bloqueio da chave semicondutora.
22
Para aumentar o tempo de comutação do Mosfet e, assim, reduzir o dv/dt gerado por essa chave semicondutora, é introduzida uma resistência de baixo valor entre o pino 6 e o “gate” do Mosfet. Essa resistência, bem como, o circuito “snubber”, reduzem a interferência eletromagnética gerada. No entanto, o aumento do tempo de comutação aumenta as perdas na chave.
Será adotada uma resistência de 22 Ω para o valor de R15. Para a proteção de tensão do “gate” do Mosfet, utiliza-se um diodo zener de
20V e 1/4 de Watt. Isso porque o “gate” do Mosfet é sensível a valores um pouco superiores a 20V, o que pode causar a sua queima.
Uma resistência de polarização de 22 kΩ (R18) também é colocada entre o “gate” e a referência.
4.3.11 Circuito de Saída
O circuito de saída é constituído pelo enrolamento secundário, pelo diodo
rápido (D5, D9 e D10), pela capacitância de armazenamento de energia (C1 e C2), pela capacitância de filtro de alta freqüência (C3 e C12) e pela resistência de carga.
Serão utilizados pelo menos dois diodos rápidos em paralelo para permitir uma folga de corrente em cada diodo. A corrente de projeto é de 1 A pois a tensão de saída é de 15 V e a potência de saída é de 15 W. Os diodos comutarão na freqüência de 40 kHz e, por isso, devem ser do tipo rápido.
O modelo do diodo será UF 4007 de 1A e 1000V. Para o cálculo da capacitância de saída utiliza-se a equação a seguir,
lembrando que a especificação para a oscilação da tensão de saída é 100 mV.
FVf
KIC MÁX µ5,112
10.100.10.40
45,0.1
.
.33
02,1 ==
∆=
−
Com a finalidade de reduzir a resistência série equivalente, foram utilizados
dois capacitores C1 e C2 em paralelo de 100µF e 40V cada um. Os capacitores usados para filtro de altas freqüências (C3 e C12) são
especificados no valor de 100 ηF. Para o cálculo da carga a ser alimentada, utiliza-se a tensão de saída (15 V) e
a potência de saída (15 W) na equação a seguir:
Ω=== 1515
1522
P
VR
A resistência de carga será formada por 4 resistores de 22Ω - 5W associados
de acordo com a representação a seguir, cuja finalidade é diminuir a potência unitária.
23
4.3.12 Circuito de Sinalização
Com a finalidade de sinalizar a energização da placa, existe um circuito que
acende um LED quando a placa é ligada a fonte de tensão alternada. Esse circuito é constituído de uma resistência de 100 kΩ e de ½ W em série com um LED.
5 REFERÊNCIAS
BARBI, Ivo. Projetos de Fontes Chaveadas. 1ª Edição. UFSC, 2001. SEDRA, Adel S.; Smith, Kenneth, C. Microeletrônica. 6aed. São Paulo: Pearson Education do Brasil, 2000. POMILIO, J.A. Componentes passivos utilizados em fontes chaveadas. Capítulo 7. Apostila de Eletrônica de Potência http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pfp.html Datasheet do CI UC3845 – CURRENT MODE PWM CONTROLLER http://www.alldatasheet.co.kr/datasheet-df/pdf_kor/STMICROELECTRONICS/UC3845.html Datasheet do Transistor http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/I/R/F/8/IRF830A.shtml
6 RELAÇÃO DE MATERIAIS
A relação de materiais está na tabela a seguir:
Relação de Material Flyback
Ítem Descrição Quantidade Valor Potência Tensão
1 Resistores (R1, R2, R3) 3 47 k 2 W -
2 Resistores (R4, R5, R6) 1 1 Ω 1 W -
3 Resistores (R7, R8, R9) 1 220 k 1 W -
4 Resistor R10 1 150 k 1/8 W -
5 Potenciômetro R11 1 22 k 1/8 W -
6 Resistor R12 1 3,3 k 1/8 W -
7 Resistor R13 1 1 k 1/8 W -
8 Resistor R14 1 4,7 k 1/8 W -
9 Resistor R15 1 22 ohms 1/8 W -
10 Potenciômetro R16 1 22 k 1/8 W -
24
11 Resistor R17 1 3,3 k 1/8 W -
12 Resistor R18 1 22 k 1/8 W -
13 Resistor R19 1 100 k 1/2 W -
14 Resistor R20 1 1 Ω 1/2 W
15 Resistor R carga 4 22 ohms 5 W -
16 Capacitor Eletrolítico C1 1 100 µF - 40 V
17 Capacitor Eletrolítico C2 1 100 µF - 40 V
18 Capacitor Cerâmico C3 1 100 ηF - 50 V
19 Capacitor Polipropileno C4 1 100 ηF - 400 V
20 Capacitor Cerâmico C5 1 100 pF - 50 V
21 Capacitor Cerâmico C6 1 2,2 ηF - 50 V
22 Capacitor Cerâmico C7 1 2,2 ηF - 50 V
23 Capacitor Cerâmico C8 1 100 ηF - 50 V
24 Capacitor Cerâmico C9 1 100 ηF - 50 V
25 Capacitor Eletrolítico C10 1 10 µF - 25 V
26 Capacitor Eletrolítico C11 1 220 µF - 250 V
27 Capacitor Cerâmico C12 1 100 ηF - 50 V
28 Fixadores de fios com 2
bornes
2 - - -
29 Mosfet IRF 740 ou 830 1 - - -
30 Núcleo de Ferrite E30/15/7
1 - - -
31 Carretel para o Núcleo de Ferrite
1 - - -
32 Fusível de 2 A 5 - - -
33 Porta Fusível 1 - - -
34 CI UC3845 1 - - -
35 Soquete para o CI 1 - - -
36 Diodo 1N4007 4 - - -
37 Diodo UF4007 5 - - -
38 Diodo Zener 1 - 1/4 W 20 V
39 Led Vermelho 1 - - -
40 Pente de Pinos 1 - - -