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PONTIFÍCIA UNIVERSIDADE CATÓLICA DO RIO GRANDE DO SUL

FACULDADE DE ENGENHARIA

APFC UTILIZANDO O CONVERSOR BOOST NO MCC GERENCIADO

POR SISTEMA MICROCONTROLADO

Porto Alegre, 11 de dezembro de 2017.

Autor: Vanderlei Amaral Vieira Junior

Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do Sul

Curso de Engenharia de Controle e Automação

Rua Lorenço Fernandes, 245, São Lucas - CEP: 94450-430 - Viamão - RS - Brasil

Email: [email protected]

Orientador: Prof. Fernando Soares dos Reis

Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do Sul

Av. Ipiranga 6681, Prédio 30 - Bloco A - Sala 312 - CEP: 90619-900 - Porto Alegre - RS-

Brasil

Email: [email protected]

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AGRADECIMENTOS

Aos meus pais, que proporcioram e incentivaram meus estudos desde pequeno.

Ao meu grande primeiro professor de física, Capitão Gentil César Bruscato, pela

abordagem do mundo da física através do Clube de Radioamadores do CMPA.

A todos os meus colegas de faculdade, especialmente a Jordy Silva de Oliveira.

Aos meus companheiros do LEPUC, especialmente a Henrique Gabriel Cabral, Maurício

Saltz Santos e Eduardo Gabe Nery.

Ao meu orientador deste trabalho e de minhas bolsas de Iniciação Científica, Fernando

Soares dos Reis, e aos marcantes ensinamentos durante os anos de laboratório.

Finalmente, ao meu amigo e incentivador da ideia do trabalho, Grégory Frizon Gusberti,

com quem muito aprendi ao longo dos últimos tempos.

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RESUMO

Este trabalho apresenta um corretor ativo do fator de potência (do inglês, Power Factor

Corrector – PFC) utilizando um conversor Boost, gerando em sua saída uma tensão DC de 350

V. O controle do IGBT do conversor Boost é realizado a partir de duas malhas de realimentação,

utilizando a corrente do indutor de entrada e a tensão de saída, para garantir o comportamento

senoidal da corrente na entrada do conversor e a tensão de saída desejada. Assim, se garante

que a corrente de entrada esteja em fase com a tensão da rede elétrica. A operação do conversor

Boost no modo de condução contínua – MCC (do inglês, Continuous Conduction Mode – CCM)

permite a obtenção de baixos valores de ondulação da corrente de entrada através do adequado

dimensionamento do indutor de entrada. Entretanto, a operação no MCC requer a dupla malha

de controle mencionadas previamente. A estratégia de controle utilizada é a técnica de histerese,

possibilitando um rápido controle na comparação direta entre os sinais de realimentação e as

referências. O gerenciamento das malhas é feito por um sistema microcontrolado, rápido o

suficiente para alimentar uma carga não linear. Os resultados obtidos em simulação e bancada

foram satisfatórios e serão apresentados no final deste trabalho juntamente com as

considerações finais.

Palavras-chave: conversor estático. controle histerese. PFC ativo.

ABSTRACT

This work presents an active power factor corrector (PFC) using a Boost converter,

generating in its output a DC voltage of 350 V. The control of the IGBT of the Boost converter

is realized from two meshes using the input inductor current and the output voltage to ensure

the sinusoidal behavior of the current at the input of the converter and the desired output voltage.

This ensures that the input current is in phase with the mains voltage. Operation of the Boost

converter in the Continuous Conduction Mode (MCC) allows low input current ripple values

to be obtained through the proper input inductor design. However, the operation in the MCC

requires the double control loop previously mentioned. The control strategy used is the

hysteresis technique, allowing a quick control in the direct comparison between the feedback

signals and the references. Mesh management is done by a microcontrolled system, fast enough

to power a non-linear load. The results obtained in simulation and bench were satisfactory and

will be presented at the end of this work together with the final considerations.

Keywords: static converter, hysteresis control, active PFC.

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1 INTRODUÇÃO

A primeira vez que se ouviu falar no termo corrente contínua (CC) foi nos primórdios do

século XIX, quando Alessandro Volta idealizou a pilha voltaica, composta por discos metálicos

empilhados e separados por uma solução condutora [1]. A partir dessa invenção a ideia da

eletricidade se espalhou, atraindo a atenção de estudiosos e inventores, como Thomas Edison,

que revolucionou a humanidade com suas invenções e usos da corrente contínua [2]. A demanda

de eletricidade aumentou, e consequentemente a necessidade de transmissão a longas distâncias

também. A história da humanidade foi mais uma vez revolucionada com as descobertas da

corrente alternada (CA) por Nikola Tesla, que possibilitou a transmissão de linhas de energia

elétrica através de longas distâncias [2], com a utilização de transformadores, e é justamente o

que temos até hoje em nossas casas.

A eletrônica deu um grande salto com os estudos dos materiais semicondutores por John

Bardeen e Walter Brattain, o que lhes rendeu um Prêmio Nobel da Física em 1956, juntamente

com William Shockley pela invenção do transistor [2]. Surgia nessa época a eletrônica de

potência. A criação de tiristores e retificadores foram apenas consequências dos estudos

avançados nessa área, surgindo assim os conversores CA-CC para acionamento de motores CC

a partir da rede elétrica. Conversores de potência (ou conversores estáticos) são largamente

usados em nosso cotidiano, realizando bem suas tarefas ao reduzir (ou elevar) valores de tensão

e corrente para alimentar cargas, sejam elas um motor, uma lâmpada, um televisor ou uma

máquina de lavar roupas. As principais funções realizadas por um conversor estático podem ser

visualizadas na Figura 1 [3].

Figura 1 – Principais aplicações de conversores estáticos

Fonte: autoria própria

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Inversores de frequência são conversores que funcionam com corrente alternada na

entrada e na saída, podendo mudar a frequência da tensão de saída em relação à entrada. Os

retificadores transformam CA em CC, e são os mais comuns utilizados em nosso dia a dia. A

grande maioria dos equipamentos eletrônicos e alguns eletrodomésticos utilizam baixa tensão

de alimentação, por este motivo precisam de conversores para seu funcionamento.

Um conversor estático pode ser definido como um sistema, constituído por

elementos passivos (resistores, capacitores e indutores) e elementos ativos

(interruptores), tais como Diodos, Tiristores, Transistores, GTO’s, Triacs,

IGBT’s e MOSFET’s, associados segundo uma lei pré-estabelecida (BARBI,

Ivo. Eletrônica de Potência. Edição do Autor, 2006.).

1.1 Tema de Pesquisa

A eletrônica de potência está presente em nosso cotidiano, em quase todo e qualquer

circuito elétrico que se possa imaginar. O tema deste trabalho é o controle em malha fechada

de um conversor estático alimentado pela rede elétrica.

1.2 Justificativa do Tema

A frequência de comutação desses conversores costuma ser relativamente alta,

produzindo ondas harmônicas para a rede elétrica, gerando indução eletromagnética. Além

disso, as cargas alimentadas pela rede não costumam ser lineares (como um resistor de chuveiro

ou uma lâmpada, por exemplo), pois utilizam diversos componentes elétricos não lineares, tais

como diodos e transistores. Desses dois fatos se explica o fator de potência sendo a relação

entre a potência reativa e a potência ativa, justificando uma correção do fator de potência do

conversor de entrada, do inglês Power Factor Correction (PFC), a fim de torná-lo unitário, ou

seja, uma carga com característica ôhmica. A necessidade de obter na saída do sistema uma

tensão contínua mais elevada que a tensão da rede também justifica a necessidade de

conversores de potência.

1.3 Objetivo do Trabalho

Este trabalho aborda uma topologia de conversor estático. Um corretor de fator de

potência [10] e [11] de 2 kW baseado no conversor Boost, com duas malhas de realimentação

para garantir o adequado acionamento do IGBT. Por fim, o gerenciamento dos sinais de

referência e da malha de controle se dá por meio de um microcontrolador. O objetivo, é obter

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na saída do conversor Boost uma tensão DC no valor de 350 V, e corrente em fase com a tensão

da rede, operando no modo de condução contínua.

1.4 Delimitações do Trabalho

O foco da proposta é utilizar estratégias de controle para fechar a malha de realimentação

da comutação através de técnicas PID no conversor Boost e controle de histerese por

comparação entre o sinal realimentado e o sinal de referência na malha de controle. A correção

do fator de potência é feita através de um conversor Boost. Outros tipos de conversores também

podem realizar o PFC (Buck, Buck-Boost, FlyBack) [4], porém não serão abordados neste

trabalho.

2 REFERENCIAL TEÓRICO

Para se controlar a potência em uma carga, geralmente são utilizadas duas topologias:

fontes lineares ou conversores comutados. Fontes lineares são as mais simples, e possuem maior

facilidade de aplicação. Por outro lado as fontes chaveadas, ou conversores comutados, tem

aplicações mais abrangentes, apesar de necessitarem de um planejamento mais elaborado.

Diversas topologias de conversores estão presentes na literatura, cada uma com suas

vantagens e desvantagens. Esses conversores necessitam de um controle para seu chaveamento,

sendo o mais comum o controle por largura de pulso, (do inglês Pulse Width Modulation -

PWM).

Para diminuir o consumo e também melhorar a qualidade de energia, são utilizados

corretores de fator de potência nos conversores, também abordado neste trabalho.

2.1 Fontes lineares e comutadas

Fontes lineares tem por objetivo gerar em sua saída uma tensão contínua pré-estabelecida,

utlizando para isso transformadores, retificadores, filtros e reguladores de tensão [5]. Essas

fontes possuem rápida resposta dinâmica e são fáceis de se projetar, devido a simplicidade de

seus componentes. Entretanto, possuem maior volume e menor eficiência, visto que utilizam

transformadores e necessitam de grandes dissipadores de calor [5]. A topologia para uma fonte

linear pode ser vista na Figura 2 abaixo.

Figura 2 – Diagrama de uma fonte linear


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A tensão entregue à carga em uma fonte linear é dada pela queda de tensão no resistor

série R, em relação à tensão de entrada. Isso significa que grande parte da potência gerada pela

fonte é perdida em dissipação de calor pelo resistor série, justificando a baixíssima eficiência

[6]. Devido a sua própria topologia, essas fontes não podem elevar a tensão de saída, dado que

estas apresentam um comportamento de carater resistivo. O circuito genérico de uma fonte

linear é representado na Figura 3.

Figura 3 - Fonte linear genérica


Diferente das fontes lineares, conversores comutados (ou fontes chaveadas) utilizam um

elemento comutador (transistor, MOSFET ou IGBT) que controla a alimentação da carga,

operando em estados de baixíssima dissipação de potência, usando componentes reativos, como

indutores e capacitores [6]. Possuem elevada eficiência, uma vez que há poucas perdas nos

componentes do conversor. Um diagrama de uma fonte chaveada é demonstrado na Figura 4.

Figura 4 - Diagrama de uma fonte chaveada


Algumas desvantagens das fontes chaveadas que podem ser citadas são a sua elevada

complexidade de construção e controle, pois exigem um driver de acionamento do elemento

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interruptor; podem possuir ruídos audíveis devido a frequência de comutação; e o tempo de

resposta à variação de tensão na entrada é maior se comparado com uma fonte linear. A

eficiência dessas fontes pode chegar a 98% [5].

A frequência de comutação tende a ser a mais alta possível, a fim de diminuir os

elementos magnéticos e capacitivos do conversor [6]. Um conversor CC-CC genérico e sua

forma de onda Vout de saída é representado na Figura 5.

Figura 5 - Conversor CC-CC genérico e sua tensão de saída


A frequência FS de comutação pode ser definida pela equação (1), na qual T é o período

do chaveamento. O ciclo de trabalho (Duty Cycle) do conversor, é a relação entre o tempo de

condução da chave e o período de comutação, é dado pela equação (2).

TFS

1 (1)

T

tD on (2)

Conversores estáticos podem funcionar em três modos de operação: modo de condução

contínua (MCC), modo de condução descontínua (MCD) e modo de condução crítica. No modo

de condução contínuo a corrente do indutor não se anula durante o período de comutação, ao

contrário do modo de condução descontínuo, no qual a corrente é anulada por um intervalo de

tempo a cada período. No modo crítico a corrente no indutor se anula apenas no instante exato

entre a troca de um período [7].

Diversas topologias de conversores estão presentes na literatura, cada uma com suas

aplicações, vantagens e desvantagens. Os dois conversores CC-CC essenciais são o Boost

(elevador de tensão) e o Buck (rebaixador de tensão), possuindo os mesmos elementos de

funcionamento: um indutor, elemento comutador, diodo e capacitor de saída. Entre esses dois

conversores, a disposição do indutor de entrada e do componente de comutação é o que dá a

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característica de elevar ou reduzir a tensão de saída. A topologia Boost será abordada nos

tópicos a seguir.

2.2 Conversor Boost

O conversor elevador de tensão Boost, tem característica de entrada em corrente e saída

em tensão [3]. Ao contrário do conversor Buck, o indutor está na entrada, e acumula a energia

em forma de campo magnético em ambos os estágios, fornecendo corrente para a carga. Uma

característica notável dessa topologia é que a corrente de saída é sempre em modo descontínuo

devido à carga não ser alimentada durante um dos estágios, enquanto a corrente de entrada pode

ocorrer tanto em modo contínuo ou descontínuo. Seu circuito é demonstrado na Figura 6.

Figura 6 - Conversor Boost


O primeiro estágio de funcionamento se dá com a chave S conduzindo, e o indutor

armazenando energia em campo magnético. O diodo está polarizado reversamente, uma vez

que a tensão na saída é maior que na entrada. No segundo estágio a chave cessa e o diodo é

polarizado diretamente, e aplica à carga a corrente do indutor de entrada. Tanto a chave quanto

o diodo devem suportar tensão igual à de saída.

O ganho estático G do conversor Boost no modo de condução contínua é definido pela

equação (3), na qual nota-se que o ciclo de trabalho possui uma relação não linear com o ganho,

conforme o Duty Cycle se aproxima de um valor unitário o ganho aumenta de forma

exponencial. Na prática, elementos parasitas e as resistências do próprio indutor e fonte

impedem que esse ganho apresente valores muito elevados [7]. Na Figura 7 está ilustrado o

ganho do conversor.

DV

VG

in

out

1

1 (3)

10

Figura 7 - Ganho estático do conversor Boost

Fonte: Introdução aos conversores CC-CC, Ivo Barbi

Já citadas as duas topologias essências, também é utilizada uma topologia que utiliza os

conversores Buck e Boost operando juntos, podendo tanto reduzir quanto elevar a tensão,

dependendo do ciclo de trabalho de operação. Outros tipos de conversores estáticos são os

isolados, que utilizam um transformador inseridos no circuito, a fim de isolar galvanicamente

a saída do conversor em relação a sua entrada.

2.3 Power Factor Correction (PFC)

Cargas resistivas possuem características lineares, ou seja, ao serem conectadas na rede

elétrica irão produzir potência ativa, realizando um trabalho. No caso de uma lâmpada por

exemplo, o trabalho será o calor, através do efeito Joule. Ao se ligar um indutor na rede elétrica

é criado um campo magnético, porém, não há trabalho, pois a potência dissipada no indutor é

reativa. No indutor a tensão está 90º adiantada em relação a corrente, e a potência multiplicada

ponto a ponto é hora negativa, hora positiva. Isso significa que no primeiro momento a rede

fornece potência ao indutor e no momento seguinte essa potência é devolvida à rede, obtendo-

se assim uma potência média igual a zero. No entanto, o fato de haver tensão e corrente

circulando pelo indutor gera ocupação na linha de transmissão da concessionária, causando

perdas na rede. Deste modo, os órgãos reguladores, assim como as concessionárias de energia

elétrica regulamentam que é necessário haver um fator de potência mínimo de 0,92 [8].

O fator de potência (FP) é a relação entre a potência reativa e a potência ativa.

Numericamente essa relação é o arco cosseno do ângulo (ϕ) de defasagem entre a tensão e a

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corrente da carga. Isto é, uma carga com FP unitário é uma carga com característica resistiva

com tensão e corrente em fase, e quanto menor for o fator de potência, mais perdas para a rede

elétrica a carga irá gerar. Uma forma passiva de resolver este problema é adicionar um banco

de capacitores para melhorar a qualidade da energia ao alimentar um motor elétrico, por

exemplo, compensando a potência reativa das bobinas do mesmo. O ângulo de defasagem está

representado na Figura 8.

Figura 8 - Fator de potência para uma carga indutiva


Outra forma de solucionar o fator de potência são os métodos ativos, utilizando

conversores controlados, que é justamente o foco deste trabalho.

2.4 Operação em malha fechada

A fim de manter a tensão de saída (ou corrente) constante, é necessária uma malha

fechada de controle. Essa malha, com realimentação negativa da tensão de saída e a corrente

que está circulando pelo circuito, fará com que o conversor atue em regime permanente com os

valores de tensão pré-estabelecidos invariantes em relação às variações sobre a carga. Esse

controle é feito variando-se a razão cíclica no elemento comutador [9]. Na prática, utilizando

um conversor Boost com realimentação negativa da tensão, isso significa que caso a tensão de

saída sofra uma queda, um erro será gerado para o comparador do controle, fazendo com que o

tempo de condução da chave aumente para tentar compensar essa queda, e vice e versa [9]. De

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maneira simplificada, operar em malha fechada significa ajustar o ciclo de trabalho toda vez

que a variável de controle, seja ela a tensão ou corrente da carga, se desviar de um valor pré-

estabelecido.

O controle de malha fechada também é feito para a correção do fator de potência ativa,

permitindo que a corrente de entrada do conversor fique em fase com a tensão da rede,

diminuindo o FP, uma vez que o ângulo de defasagem entre as duas formas de onda irá diminuir.

Para se controlar a corrente, existem diversas maneiras, entre elas pode-se citar: corrente

média instantânea, corrente de pico, histerese e controle por portadora programada [10]. Este

trabalho trata-se de um controle por histerese em um conversor Buck e um controle de PFC no

conversor Boost de entrada. Esse controle pode ser melhor entendido com a Figura 9.

Figura 9 - Malha fechada para o conversor Boost


Uma malha de controle genérica para o conversor Boost utiliza um sensor de tensão na

saída, comparando a realimentação com uma tensão de referência. A comparação entre esses

dois valores é o erro que será usado em outro comparador com uma onda dente de serra que

fará o ajuste do PWM da chave.

2.5 Controle por histerese

O controle por histerese é uma das diversas técnicas de controle da corrente em um

conversor. Sendo um controlador não-linear, não possui um espectro harmônico bem definido,

pois o chaveamento ocorre conforme o erro de corrente na carga varia [9]. Seu controle é

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considerado simples, utilizando apenas comparadores e multiplicadores entre a referência e o

erro.

Esta técnica baseia-se na limitação da corrente entre duas regiões, na qual o erro de

realimentação atua, realizando a comutação do conversor. Quando o erro ultrapassa o limite

superior da comparação, a chave é desligada. Da mesma forma, quando o erro ultrapassa o

limite inferior, a chave é então ligada. Os limites de comparação são gerados através da corrente

de referência com um multiplicador de histerese. Para a corrente de referência em forma

senoidal é preciso o uso de um sensor de tensão da entrada.

A modulação por histerese possibilita o controle da amplitude de oscilação da corrente,

bastando para isso alterar o multiplicador de comparação. Entretanto, a frequência de

chaveamento se torna variável, pois conforme a corrente se aproxima do topo da senoide, sua

frequência muda. É um controle utilizado para aplicações de alta velocidade e alto desempenho

[10]. A região de histerese pode ser melhor entendida com a Figura 10.

Figura 10 - Regiões de histerese

Fonte: Fontes de alta frequência para lâmpadas fluorescentes, Aniel Silva de Morais

3 METODOLOGIA

Este trabalho foi realizado com embasamento no referencial teórico, tomando as

topologias de conversores já conhecidas e técnicas de controle também baseadas na

bibliografia. Após uma análise qualitativa do funcionamento dos conversores estáticos, mais

especificamente do conversor Boost, partiu-se para uma análise quantitativa acerca de como

seriam controladas as malhas de tensão e corrente do mesmo.

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A primeira etapa foi realizada através do software PSIM®, para a simulação do circuito

elétrico do trabalho. A elaboração da placa de circuito impresso (do inglês Printed Circuit

Board – PCB) do driver de comando do IGBT e o controle de histerese foi realizado por meio

de um software de CAD.

A segunda parte do trabalho foi destinada para a elaboração do protótipo. Nesta etapa foi

feita a confecção do indutor e a disposição dos componentes passivos e ativos do conversor em

uma base de MDF. A confecção do driver também foi realizada nesta etapa.

A terceira etapa se deu com o uso do software Arduino®, disponibilizado pelo fabricante

do microcontrolador, no qual foi desenvolvido os sinais de controle para o driver e o

gerenciamento das malhas de realimentação, utilizando técnicas de controle moderno.

3.1 Análise em diagrama de blocos do funcionamento

O PFC deste trabalho foi projetado através de um conversor Boost com duas malhas

fechadas de controle. As malhas de tensão e corrente dão característica de PFC ativo, pois há

um controle que faz com que a corrente entre em fase com a tensão da rede.

A simulação do conversor foi possível através do uso do PSIM®, no qual pode-se testar

os valores de capacitância e indutância projetados. O controle nesta etapa utilizou-se de blocos

disponibilizados no próprio software, utilizando portas lógicas.

A Figura 11 representa a visão geral do funcionamento em um diagrama de blocos.

Figura 11 - Visão geral do PFC Boost


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O primeiro bloco representa a alimentação vinda da rede elétrica e a ponte retificadora,

passando por um sensor de corrente que controla a malha de histerese. Na etapa seguinte está

contida a topologia do conversor, na qual a tensão de saída será elevada a fim de atingir os

parâmetros desejados. O sensor de tensão entrega um feedback que irá controlar a malha de

tensão do algoritmo. O controlador utilizado é um Arduino Nano, que gera o sinal de referência

para a comparação de histerese e faz o gerenciamento da leitura do sensor de corrente e a leitura

do sensor de tensão através de portas analógicas. O sinal que é calculado pela faixa de histerese

é então enviado ao driver que controla a comutação do IGBT. Deste modo o diagrama acima

explica o funcionamento geral do trabalho. Os blocos serão explicados separadamente a seguir.

3.2 Driver de controle

O driver de comando do conversor foi desenvolvido na mesma PCB que contém o

controle por histerese e o microcontrolador que gerencia os sinais de referência. Utilizou-se o

driver HCPL-316J, da Agilent Technologies, e foi tomado como base do diagrama elétrico o

próprio datasheet disponibilizado pelo fabricante, mostrado na Figura 12.

Figura 12 - Driver de comando do IGBT

Fonte: Agilent Technologies

O diagrama elétrico e layout foram realizados em software para PCB, respeitando no

layout a disposição correta dos sinais de potência e de comando. Foram utilizados

optoacopladores para ler a passagem por zero da onda senoidal da rede elétrica; amplificadores

operacionais e comparadares lógicos para a parte de controle.

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3.3 Conversor Boost

A etapa de montagem do protótipo foi reservada para a confecção do intudor de entrada

montagem e fixação do IGBT, diodo e capacitores de saída. Capacitores de polipropileno

também foram usados como filtro de saída e proteção do IGBT.

As etapas, métodos de montagem e resultados encontrados serão mostrados e detalhados

logo adiante.

4 APLICAÇÃO DA METODOLOGIA PROPOSTA

A seguir, serão apresentados e discutidos os resultados de simulação e algoritmo de

geração do sinal de comutação do IGBT. Serão apresentados também os métodos e resultados

de confecção do driver e do conversor.

4.1 Simulação

Este trabalho iniciou-se com com a simualação do conversor no programa PSIM®, onde

os elementos do conversor foram dimensionados e iniciou-se a elaboração das malhas de

controle. A visão geral da simulação pode ser vista na Figura 13.

Figura 13 - Visão geral da simulação no PSIM

Fonte: Autoria própria

No bloco superior está contido os componentes do conversor, alimentados pela rede

elétrica de 220V: ponte retificadora, indutor, diodo, IGBT, capacitor de saída e carga. Uma

fonte senoidal auxiliar de 1 V pico a pico foi adcionada para servir como sinal de referência

para a malha de controle. Foi utilizado um sensor de corrente na entrada do indutor e um sensor

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de tensão na saída. Ambos controlam as malhas de tensão e corrente do conversor em malha

fechada. Na Tabela 1 estão descritos os parâmetros dos componentes utilizados no conversor.

Tabela 1 - Parâmetros do conversor

Conversor Boost

Indutor 320 μH

Capacitor 13.600 μF

Carga 25 Ω

IBGT IRG4PC50UD

Diodo IRF637

Frequência de chaveamento 30 kHz


4.1.1 Malha de tensão simulada

Na Figura 14 está a malha de controle da tensão. Essa malha possui uma referência de

350 V na entrada, que é a tensão desejada na saída do conversor. Uma realimentação negativa

Vout vinda da saída do conversor Boost é injetada no sistema, passando por um filtro passa

baixas de primeira ordem. Foi utilizado um controlador Proporcional Derivativo (PD) para

atingir a tensão desejada e um bloco limitador de 30 A para evitar saturações no indutor. A

saída do sistema é a componente DC Imalha, que será o sinal de corrente a ser comparado com

a referência na malha de corrente.

Figura 14 - Controle de tensão do conversor Boost


4.1.2 Malha de corrente simulada

A malha de corrente utilizou-se de blocos comparadores, multiplicadores e somadores

para fazer a lógica de controle. O sinal de chaveamento do IGBT se deu por meio de um flip-

flop set/reset.

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Na Figura 15 a seguir está representada a malha de controle da corrente. O sinal Imalha

vindo da malha de tensão é multiplicado pelo sinal Vrect (mesma frequência da rede), que

possui forma senoidal retificada, por um valor máximo de 30 A. Esse valor é multiplicado por

uma fonte de tensão, definida no circuito pelo valor 0.92, gerando assim um senoide retificada

com amplitude levemente menor que à entrada. Essa margem formada entre as duas ondas é a

margem de histerese, na qual ocorre a comparação de erro em uma frequência média de 30 kHz.

Uma outra fonte de tensão auxiliar permite deslocar a segunda onda no eixo das ordenadas.

Dessa forma, com as das fontes que limitam a faixa de histerese, é possível obter um controle

satisfatório da margem que será utilizada para a comparação do erro. Na prática, foram

utilizados resistores variáveis para fazer esse ajuste.

Figura 15 - Controle de histerese do conversor Boost


O sinal do sensor de corrente Irect é a realimentação dessa malha. A corrente que passa

pelo indutor é usada para gerar o erro entre as duas margens da histerese. No bloco comparador

inferior da Figura 15 o valor da corrente do indutor é comparado com a margem inferior da

histerese, ou seja, enquanto a corrente que passa pelo indutor é menor que essa margem, o flip

flop é setado e o IGBT está conduzindo. Analogamente, o mesmo sinal é comparado com a

margem superior, através do bloco comparador superior, e quando a corrente ultrapassa esse

limite o flip flop é resetado e a comutação é cessada .

A comutação em altíssima frequência é definida pela indutância do indutor e pela margem

de histerese, que quanto maior a margem, menor será a frequência de chaveamento [10],

conforme visto na Figura 10. A frequência também varia nesse controle, não só pela modulação

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PWM, mas também porque a própria margem varia de tamanho ao longo de cada período do

sinal de comparação.

Na Figura 16 está a região de histerese simulada no PSIM®, na qual ocorre o

chaveamento do IGBT conforme explicado no parágrafo anterior.

Figura 16 - Faixa de histerese gerada no PSIM


4.1.3 Conversor simulado

Após validado o controle em malha fechada do conversor Boost, pode-se extrair as formas

de onda do mesmo. Na Figura 17 está a tensão de entrada Vmains (azul) e a corrente I(L1)

aumentada em cinco vezes (vermelho). É possível notar claramente que a corrente que passa

pelo indutor está exatamente em fase com a tensão da rede, validando o PFC.

Figura 17 - Tensão de entrada e corrente do indutor


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4.2 Driver de controle

Com o presente trabalho funcionando em simulação, partiu-se para a etapa do

desenvolvimento e confecção da PCB do driver de controle. Uma mesma placa foi utilizada

para o driver, realimentação da tensão e corrente, microcontrolador, circuito de histerese e a

alimentação.

4.2.1 Desenvolvimento da PCB em software

Para a montagem do esquemático do driver HCPL-316J foi utilizado como base o próprio

esquemático disponibilizado pelo datasheet do componente. O chip possui isolamento entre os

sinais de comando e os de potência, por isso possui duas alimentações separadas, de 5 e 12 V,

respectivamente. Na Figura 18 está demonstrado o esquemático do circuito do drive de

acionamento do IGBT. O sinal Driver.Vin+ é gerado pela malha de controle de histerese, e os

outros três sinais são gerados pelo microcontrolador. Toda a parte de potência foi projetada

minimizando ao máximo as trilhas, a fim de evitar indutâncias parasitas.

Figura 18 – Driver de controle


Um circuito de alimentação foi projetado tal que disponibilizasse saídas de 12 V para

alimentar o microcontrolador e 5 V para o a parte de sinal do driver, através de um regulador

de tensão. Um transformador de 12 V isolado foi usado para a parte de potência do driver. Dois

optoacopladores foram utilizados para fazer o reconhecimento pela passagem por zero da onda

senoidal da rede elétrica, e possuem um sinal de saída que é usado pelo microcontrolador para

gerar a onda de referência para o controle de histerese.

21

A Figura 19 mostra o diagrama de alimentação. No conector TR2 é usado um

transformador de 12 V, que passa por uma ponte retificadora de diodos e por um regulador de

tensão. O sinal Arduino.ZC é o sinal de zero cross usado pelo microcontrolador para gerar o

sinal de referência mencionado no parágrafo acima. Foram usados capacitores para filtrar as

tensões de saída.

Figura 19 - Alimentação da PCB


Para o sensor de tensão foi utilizado um divisor de tensão que realimenta a malha de

controle. Todos os componentes da PCB são em SMD (do inglês Surface Mount Device), e

apesar de a tensão de saída do conversor ser consideravelmente alta, na casa dos 350 V, foram

calculados os valores dos resistores adequadamente, utilizando a equação (4(4) e obtendo uma

tensão de 5 V no divisor de tensão.

OE V

RR

RV

21

2 (4)

22

O circuito de funcionamento está na Figura 20. A saída Arduino.VS do esquemático é o

sinal de realimentação que será enviado ao microcontrolador a fim de fazer o gerenciamento do

controle de tensão.

Figura 20 - Sensor de tensão


Os resistores R28, R23 e R24 de 1/8 W de potência foram suficientes para fazer o ganho

necessário para obter 5 V na base do transistor Q2, que está presente para alimentar o LED do

optoacoplador em corrente. A saída coletora do transistor isolado do optoacoplador foi usada

para fazer a leitura A/D de 10 bits com o Arduino, a fim de que o microcontrolador pudesse ler

a tensão de saída do conversor. Como o Led possui uma resposta não linear, devida às suas

próprias características intrínsecas, utilizou-se do software Excel® para fazer uma aproximação

da curva dos valores lidos pelo divisor de tensão. Para isso, aplicou-se uma tensão de 50 V a

400 V, com uma taxa de amostragem de 25 V, a fim de obter uma função que abrangesse todos

os possíveis valores na saída do conversor. Deste modo, uma tensão de 0 V aplicada no divisor

de tensão, corresponde a 5 V na leitura do A/D do Arduino. Analogamente, uma tensão de 400

V corresponde (teoricamente) a 0 V na mesma leitura, pois assim foi projetado o divisor de

tensão.

23

Os valores injetados na placa de controle e os valores lidos pelo conversor A/D podem

ser vistos na Tabela 2.

Tabela 2 - Valores lidos pelo conversor A/D do Arduino

Tensão aplicada Tensão lida pelo A/D

50 V 4,96 V

75 V 4,56 V

100 V 3,99 V

125 V 3,41 V

150 V 2,84 V

175 V 2,27 V

200 V 1,73 V

225 V 1,29 V

250 V 1,05 V

275 V 0,91 V

300 V 0,81 V

325 V 0,73 V

350 V 0,66 V

375 V 0,61 V

400 V 0,60 V


Com os valores obtidos na tabela acima, foi possível extrair uma curva na qual pudesse

ser feita a leitura real dos valores obtidos pelo conversor A/D lidos pelo microcontrolador. A

função linearizada da curva está presente na Figura 21, logo abaixo.

Figura 21 - Função aproximada


24

A partir da função encontrada, foi utilizada a função inversa, de modo que o Arduino

lesse uma tensão de 0 a 5 V e interpretasse como sendo de 50 a 400 V, fechando a malha com

os valores reais.

A malha de corrente utilizou-se de um sensor que possui alimentação externa de -15 V a

+15 V, sendo a corrente lida uma relação entre o número de voltas do fio que passa pelo sensor

e também o valor do resistor utilizado para o divisor de tensão. O esquemático utilizado para o

sensor de corrente no driver pode ser visto na Figura 22. Foi utilizado um capacitor para filtrar

a tensão lida, e dois resistores de 22 Ω que somassem o valor de resistência indicado pelo

fabricante. Na saída da leitura está presente um amplificador operacional com ganho de valor

2,48 para chegar a um fundo de escala de 10 V.

A saída do sensor de corrente é o sinal Current.FeedBack, que é utilizado no controle de

histerese, servindo como referência para a comparação entre o sinal gerado pelo Arduino e o

sinal lido pelo próprio sensor. Foram projetas cinco voltas passantes do fio a ser lido o fluxo de

corrente, obtendo-se uma resposta satisfatória e de acordo com o datasheet do componente. A

montagem desta etapa será melhor explicada nos tópicos seguintes.

Figura 22 - Sensor de corrente


25

A malha de controle por histerese pode ser vista na Figura 23. Para melhor entendimento,

a figura será separada em três blocos e explicados separadamente.

Figura 23 - Malha de controle por histerese


O primeiro bloco do algoritmo, visto na Figura 24, é basicamente um ganho do sinal

gerado pelo microcontrolador. Há dois filtros RC para filtrar o PWM e um amplificador

operacional com ganho de valor 2. Foi utilizado um único chip, e apenas uma porta lógica, por

isso as entradas não utilizadas estão conectadas em GND.

Figura 24 - Bloco de ganho da histerese


26

O bloco da Figura 25 controla as margens da histerese. Para isso foram utilizados dois

comparadores diferenciais de modelo LM311, sendo o superior usado diretamente no sinal

gerado pelo microcontrolador, e o segundo ajustado por dois resistores variáveis. Esta etapa

funciona exatamente do mesmo modo como explicado anteriormente na simulação no software

PSIM®, presente na Figura 15.

Figura 25 - Bloco de margem da histerese


O bloco da Figura 26 tem a função de realizar a comutação do IGBT.

Figura 26 - Bloco de comutação do IGBT


27

Para a comutação do IGBT foram utilizadas duas portas lógicas NAND, através do chip

SN7400, gerando uma memória Latch NAND. A lógica dessa memória está ilustrada na Figura

27. Desta forma, o IGBT estará conduzindo até ultrapassar a margem superior da histerese; no

momento que ultrapassar, cessará a condução, voltando a conduzir novamente quando

ultrapassar o limite inferior.

Figura 27 - Porta lógica NAND

Fonte: internet

A comutação do IGBT funciona em três estados lógicos, conforme a Figura 28 abaixo.

Na qual o estado lógico apenas irá mudar em dois pontos, indicados na figura. No intervalo 2º

região, a memória armazena o estado lógico anterior.

Figura 28 - Estados lógicos de comutação do IGBT


28

Por fim, todos os sinais gerenciados pelo Arduino podem ser vistos na Figura 29. O pino

analógico A0 foi utilizado para a leitura da malha de tensão; o pino D2 para o zero cross da

rede elétrica; os pinos D3, D4 e D7 foram utilizados para os sinais de Fault, Vin- e Reset do

driver do IGBT, respectivamente. Seguindo o datasheet do driver, para tirá-lo da função Reset,

sua saída do microcontrolador foi setada como nível lógico alto, pois é um sinal negado. Do

mesmo modo, o sinal Vin- foi setado como nível lógico baixo. O sinal Fault possui nível lógico

contrário ao Reset.

Figura 29 - Esquemático do Arduino


O layout completo da PCB pode ser visualizado na Figura 30 (ver próxima página). As

trilhas de potência e de sinais foram mantidas isoladas umas das outras, evitando ao máximo

que elas se cruzassem. Trilhas mais largas foram utilizadas nos locais adequados. Os conectores

foram desenhados para os fios serem soldados diretamente na placa, e todos os componentes

são em SMD, exceto o Arduino. Foram utilizadas vias para conectar as trilhas entre uma layer

e a outra. True holes foram necessários apenas no microcontrolador e nas vias.

29

Figura 30 - Layout da PCB


30

4.2.2 Confecção da PCB

Para a confecção da PCB do driver de controle, foi utilizado um método fotográfico,

totalmente químico. Para tanto, foram necessários os itens listados no Quadro 1.

Quadro 1 - Lista de componentes para o processo de PCB

Dry film (azul)

Lâmpada UV

Revelador (Na2CO3)

Corroedor (HCl + H2O2)

Removedor (NaOH)

Lâminas de transparência

Placa para PCB dupla face

O primeiro passo foi a impressão do negativo das trilhas no layout em uma lâmina de

transparência. Logo após, uma camada de dry film azul foi aplicada à placa de cobre dual layer,

passando por um toner transfer para esquentar e prensar a lâmina de dry film na placa.

A seguir, as transparências com as trilhas em negativo precisaram ser alinhadas, com a

ajuda dos furos do próprio Arduino. Com as lâminas alinhadas e fixadas com a ajuda de um

vidro, bastou uma exposição à luz UV para queimar as partes expostas à luz. Ou seja, as trilhas

de cobre, que foram impressas como sendo transparentes, serão queimadas pela luz UV, e as

regiões onde não há cobre serão protegidas da exposição graças a tinta preta em negativo.

Após a exposição dos dois lados da placa, foi aplicada uma solução reveladora (Na2CO3),

a fim de retirar o dry film que não foi queimado (onde não há cobre), deixando apenas as trihas

de cobre com uma película azul.

O passo seguinte foi destinado a corroer a placa com HCl + H2O2 até remover todo o

cobre não desejado. Para tirar a película azul das trilhas de cobre desejadas foi usado uma

solução removedora (NaOH).

Por questões estéticas e também de isolamento, utilizou-se de uma máscara de solda para

o acabamento da PCB, repetindo o processo até a etapa de revelação. O resultado final mostrou-

se elegante e eficiente ao isolar os pads de solda e suas respectivas trilhas, especialmente por

se tratar de componentes em SMD. Uma grande vantagem desse método foi a rapidez: todas as

etapas juntas levam cerca de 30 minutos para ficar pronto.

31

O resultado final da PCB do driver de controle, mostrando a top layer, pode ser

visualizada na Figura 31 logo abaixo.

Figura 31 - Resultado final da PCB (top layer)


A seguir, o resultado da bottom layer na Figura 32.

Figura 32 - Resultado final da PCB (bottom layer)


32

4.2.3 Código C para gerar o sinal de referência

O código desenvolvido utiliza dois Timers e um módulo de interrupção externa que foram

utilizados através de programação direta por varredura de bits nos registradores periféricos do

microcontrolador ATMega324.Uma tabela de lookup armazena 100 amostras da meia senoide

retifica, que será utilizada como referência para o gerador de PWM.

O PWM é gerado através de um timer com o hardware configurado em modo de Fast-

PWM com comparação no registro OCRA, que tem um pino de saída associado diretamente ao

endereço de memória de saída. Este timer foi configurado para gerar um PWM de 10 bits na

maior frequência possível com o cristal de 16Mhz, que é aproximadamente 32kHz.

Outro timer foi utilizado para gerar os pulsos de varredura da tabela de lookup, que

acontecem aproximadamente 100 vezes para cada meio ciclo da senoide. O sincronismo é

efetuado por um DLL (do inglês Digital Locked Loop) de ordem zero que utiliza o sinal de

sincronismo da interrupção externa para alinhar o ponteiro de varredura da lookup. O código

em C pode ser lido abaixo.

#include "avr/interrupt.h"

// 100 amostras de um meio seno

int16_t lookup[100] = 0,32,65,97,130,162,194,225,257,288,

319,350,380,410,440,469,497,525,553,

580,607,632,658,682,706,729,751,773,

794,814,833,852,869,886,902,917,931,

944,956,967,977,986,994,1001,1007,1013,

1017,1020,1022,1023,1023,1022,1020,1017,

1013,1007,1001,994,986,977,967,956,944,

931,917,902,886,869,852,833,814,794,773,

751,729,706,682,658,632,607,580,553,525,

497,469,440,410,380,350,319,288,257,225,

194,162,130,97,65,32,0;

volatile uint8_t lookup_pointer = 0;

// valor de offset carregado na interrupção de sincronismo da rede

const uint8_t zero_offset = 3; // ajustar de 0 até 100

void setup()

/*

Configura o timer 2 para executar uma interrupção de software a cada 83us

Esta interrupção é utilizada para avançar o PWM para a próxima posição da lookup table

*/

TCCR2A = (1 << WGM21); // modo CTC

TCCR2B = (1 << CS21); // prescaler em 8x

OCR2A = 167; // estouro a cada ~83,3us

TIMSK2 = (1 << OCIE2A); // habilita interrupção por estouro

/*

Configura o timer 1 para gerar o PWM na saída OC1A, na frequência máxima possível

*/

33

TCCR1A = (1 << COM1A1); // limpa pino no match e seta no

BOTTOM

TCCR1A |= (1 << WGM11) | (1 << WGM10); // modo fast PWM de 10 bits

TCCR1B = (1 << WGM12);

TCCR1B |= (1 << CS10); // prescaler de 1x

OCR1A = 127; // PWM inicia em 50%

DDRB |= (1 << 1); // OC1A como saída

/*

Configura a interrupção externa para receber o pulso de sincronismo da rede

*/

EICRA = (1 << ISC01) | (1 << ISC00); // interrupção acontece na borda de subida de INT0

EIMSK = (1 << INT0); // INT0 ativada

pinMode(2, INPUT_PULLUP); // ativa o pullup para o par de optos

/*

Tira o driver do RESET

*/

pinMode(7, OUTPUT);

digitalWrite(7, HIGH); // nivel alto pois RESET é negado

/*

Seta o Vin- como LOW

*/

pinMode(4, OUTPUT);

digitalWrite(4, LOW); // forçar nivel baixo para o Vin-

for (uint8_t i = 0; i < 100; i++)

lookup[i] *= 1.3f*0.16f;

// ativa interrupções globais

sei();

void loop()

while(1);

// atualiza o PWM a cada estouro do timer 2

ISR(TIMER2_COMPA_vect)

OCR1A = lookup[lookup_pointer++];

if (lookup_pointer == 100)

lookup_pointer = 0;

// sincroniza o contador da lookup com o zero da senoide da rede

ISR(INT0_vect)

lookup_pointer = zero_offset;

34

4.3 Conversor Boost

Após a etapa de simulação do controle do IGBT e também da confecção da PCB, iniciou-

se a montagem dos componentes do conversor.

Foi utilizada uma base de MDF para servir de suporte, grande o bastatne para alocar todos

os componentes, contatora, transformadores de alimentação, PCB do driver, sensor de corrente

e os capacitores de saída (que ocupam o maior espaço). A ponte retificadora, o diodo e o IGBT

foram fixados em um mesmo dissipador de calor, colocados na posição vertical e com as haletas

estrategicamente direcionadas para um melhor fluxo de ar. Os fios das conexões foram os mais

curtos possíveis. Uma primeira montagem do conversor pode ser visualizada na Figura 33.

Figura 33 - Primeira montagem do conversor


35

A fixação dos componentes se deu por meio de presilhas, que abraçam cada um deles

através da madeira. O indutor foi confeccionado utilizando cinco pares de núcleos de ferrite em

paralelo, a fim de fornecer um fluxo de corrente suficiente e com a indutância projetada de 320

μH.

O sensor de corrente utilizado foi o modelo CSNF161, do fabricante Honeywell. Esse

sensor possui uma escala de leitura 1:1000 para cada volta de fio passante e um resistor de 40

Ω para leitura da corrente em tensão. Ou seja, como no conversor foram cinco voltas, para cada

1 A que passa pelo fio, correspondem 5 mA. O componente suporta correntes alternadas de até

100 A, e medidas em AC e DC. O sensor pode ser visto na Figura 34.

Figura 34 - Sensor de corrente utilizado no conversor

Fonte: Honeywell

Os primeiros testes no conversor não foram feitos com alimentação AC, utilizou-se fonte

de bancada DC inicialmente. Nos testes em AC, ele não foi conectado diretamente na rede

elétrica, por questões de segurança, e sim a um variac. Essas medidadas garantiram os testes

adequados no conversor. O protótipo final está na Figura 35.

Figura 35 - Protótipo final do conversor


36

Por fim, a corrente lida no indutor, e a tensão de entrada na rede estão representadas

abaixo na Figura 36. Utilizou-se um osciloscópio isolado da Tektronix, modelo TPS 2012B.

Figura 36 - Formas de onda da corrente e tensão da rede


5 CONCLUSÃO

O presente trabalho foi de grande aprendizado na área de eletrônica de potência. As etapas

de simulação, confecção e testes foram satisfatórias, e atenderam ao esperado. A utilização do

Arduino como microcontrolador para gerenciar as malhas de controle foi muito eficiente, apesar

de ter apresentado certa dúvida no começo do trabalho, no qual foi cogitado a opção dse usar

um processador de maior capacidade de processamento. O sinal de refência gerado pelo

Arduino, em fase com a rede, foi muito satisfatório devido ao fato de não haver a certeza se ele

seria capaz de gerar o sinal.

Os testes do placa do driver levou bastante tempo, na qual foi preciso fazer ajustes e trocas

de componentes que acabaram queimando.

A conclusão do trabalho foi de grande satisfação ao trabalhar com potências e valores de

componentes elevados.

37

6 REFERÊNCIAS

[1] https://www.aps.org/publications/apsnews/200603/history.cfm

[2] J.A.Pomilio, Eletrônica de Potência – Introdução à Disciplina

[3] I. Barbi, Eletrônica de Potência, 6º edição. Florianópolis, Brasil, 2006.

[4] I. Barbi, Correção Ativa do Fator de Potência, UFSC, Brasil, 2005.

[5] D.C.Martins, I.Barbi, Eletrônica de Potência – Conversores CC-CC Básicos Não

Isolados, 2º edição. Florianópolis, Brasil, 2006.

[6] C.A.Petry, Introdução aos Conversores CC-CC. Florianópolis, Brasil, 2001.

[7] I.Barbi, Conversores CC-CC Isolados de Alta Frequência com Comutação Suave,

edição dos autores. Florianópolis, Brasil, 1999.

[8] http://www.copel.com/

[9] L.R.S.Andrade, Estudo Sobre Controladores de Corrente Implementados Digitalmente.

Rio de Janeiro, Brasil, 2009.

[10] H..R.E.Larico, Conversor Boost Controlado em Corrente Aplicado ao Retificador

Monofásico. Florianópolis, Brasil, 2007.

[10] Reis, Fernando Soares dos. Prerreguladores del Factor de Potencia: Fundamentos, CEE

y CEM, 2015, 122p.

[11] Power Eletronics Handbook 3rd Edition Editors: Muhammad Rashid eBook; ISBN:

9780123820372 Hardcover ISBN: 9780123820365 Imprint: Butterworth-Heinemann

Published Date: 9th December 2010, 1362p.

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