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UNIVERSIDADE FEDERAL DO CEARÁ

CENTRO DE TECNOLOGIA

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA

DESENVOLVIMENTO DE UM INVERSOR MONOFÁSICO UTILIZANDO

CONTROLADOR DIGITAL BASEADO EM FPGA

WELLINGTON DE OLIVEIRA AVELINO

Fortaleza, Dezembro de 2010

ii

UNIVERSIDADE FEDERAL DO CEARÁ

CENTRO DE TECNOLOGIA

DEPARTAMENTO DE ENEGENHARIA ELÉTRICA

DESENVOLVIMENTO DE UM INVERSOR MONOFÁSICO UTILIZANDO

CONTROLADOR DIGITAL BASEADO EM FPGA

Trabalho submetido à Universidade Federal do

Ceará como parte de requisitos para obtenção de

grau de Graduado em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Msc. Carlos Gustavo Castelo

Branco

WELLINGTON DE OLIVEIRA AVELINO

Fortaleza, Dezembro de 2010

iv

"Comece fazendo o que é necessário,

depois o que é possível e de repente

você estará fazendo o impossível.”

São Francisco de Assis

v

Aos meus pais Orlando e Edilma,

Aos meus Irmãos William, Wallison e Werbeson

À minha querida tia Maria do Socorro

À todos da minha família que não os citei,

Eu dedico esse trabalho.

vi

AGRADECIMENTOS

Primeiramente a Deus por me conceder a graça da vida e uma oportunidade

dessa magnitude.

À Universidade Federal do Ceará por proporcionar todo esse tempo de

experiência de vida e conhecimento. À essa instituição que me transformou uma pessoa

mais humana.

Ao professor Carlos Gustavo pela sua valiosa orientação e amizade

disponibilizada durante este tempo como orientador, também foi o responsável por

despertar ainda mais interesse pelo mundo da Eletrônica de Potência. Agradeço a

confiança em mim depositada e a oportunidade de trabalhar em outros projetos sob sua

orientação.

Aos membros da banca examinadora: Prof. Cláudio Sá e ao Prof. Francisco

Sales pelas importantes contribuições dadas à essa versão da monografia e no decorrer

do meu aprendizado.

Aos professores Fernando, Ruth, Luiz Henrique, Arthur, Demercil, René,

Laurinda, José Carlos, Ailson, Ricardo The, Sérgio Daher, Otacílio, Paulo Praça e todos

do Departamento de Engenharia Elétrica da UFC, responsáveis diretamente pela minha

formação acadêmica na graduação.

À todos meus colegas de graduação em especial: Dalton Honório, Carlos

Alberto, Gean Jacques, Levy Ferreira, Pedro André, Luiz Fernando, Luís Paulo, Décio

Haramura, Eduardo Façanha, Dante Shimoda e Guilherme Hertz.

vii

Avelino, W. O. “DESENVOLVIMENTO DE UM INVERSOR MONOFÁSICO

UTILIZANDO CONTROLADOR DIGITAL BASEADO EM FPGA”, Universidade

Federal do Ceará – UFC, 2010, 112p.

RESUMO

Este trabalho de conclusão de curso apresenta a análise, o projeto e simulação de

um inversor monofásico com tensão eficaz de saída de 127V. O intuito principal é

apresentar o desenvolvimento deste conversor utilizando uma estratégia de controle

digital baseado em dispositivos de lógica reprogramável, os FPGAs, implementado

através da linguagem de descrição de hardware, VHDL. São apresentadas algumas

aplicações destes dispositivos como controladores de conversores de potência, dando

ênfase ao desempenho do circuito de controle, no que conv=cerne a precisão e

velocidade. O estágio de processamento de potência é representado por um inversor em

ponte completa, responsável pela modulação senoidal da tensão de saída. O circuito de

potência é desenvolvido para um protótipo de 5 kVA, com frequência de 60 Hz, onde é

introduzido o estudo das partes integrantes dando ênfase ao dimensionamento e análise

dos esforços nos interruptores e no filtro LC de saída. Foi feita a compensação em

frequência, garantindo estabilidade de operação, regulação de tensão de saída em

decorrência das variações de carga e do barramento CC, a fim de manter tensão de saída

senoidal com distorção harmônica reduzida. O projeto do compensador e dos circuitos

auxiliares ao controle e potência são apresentados. São mostrados os resultados de

simulação para as condições nominais com cargas lineares e não-lineares.

Palavras-chave: Distorção harmônica, Eletrônica de Potência, FPGA, Inversor em ponte

completa, Lógica reprogramável, Linguagem de descrição de hardware, VHDL.

viii

Avelino, W. O. “DEVELOPMENT OF A SINGLE-PHASE INVERTER USING

DIGTAL CONTROLLER BASED ON FPGA” DE UM INVERSOR MONOFÁSICO

UTILIZANDO CONTROLADOR DIGITAL BASEADO EM FPGA”, Universidade

Federal do Ceará – UFC, 2010, 112p.

ABSTRACT

This work of course conclusion presents the analysis, project and simulation of

a single-phase inverter capable to operate with 127V RMS output voltage. The main

purpose is to present an implementation of the converter using the control strategy

based on reprogrammable devices, FPGAs, implemented through the hardware

description language VHDL. Some applications are presented about these devices

working as controllers of power converters, with emphasis to the performance of the

control circuit regarding the accuracy and actuation speed. Power stage is representing

by a full bridge inverter, responsible for sinusoidal modulation of the output voltage.

This prototype was developed for 5 kVA, with a frequency of 60 Hz where it is

introduced the study of the parts of the inverter, emphasizing the design and analysis of

efforts to switches and LC filter output. It was made a voltage compensator,

guaranteeing stable operation, adjustment of output voltage under variations load and

the input voltage, maintaining sinusoidal output voltage with low harmonic distortion.

The simulation results are presented. for the nominal conditions with linear and

nonlinear loads.

Key-words: Full Bridge Inverter, reprogrammable logic, harmonic distortion, FPGA,

VHDL, hardware description language, Power Electronics.

ix

SUMÁRIO

SUMÁRIO

LISTA DE FIGURAS .................................................................................................... xii

LISTA DE TABELAS ................................................................................................... xv

SIMBOLOGIA .............................................................................................................. xvi

ACRÔNIMOS E ABREVIATURAS .......................................................................... xviii

SÍMBOLOS DE UNIDADES DE GRANDEZAS FÍSICAS ........................................ xix

SUB-ÍNDICES UTILIZADOS....................................................................................... xx

1 INTRODUÇÃO GERAL .......................................................................................... 1

2 CAPÍTULO II – REVISÃO BIBLIOGRÁFICA DE CONTROLADORES

BASEADOS EM FPGA APLICADO À CONVERSORES ESTÁTICOS ..................... 5

2.1 INTRODUÇÃO ...................................................................................................... 5

2.2 ESTADO DA ARTE .............................................................................................. 5

2.3 PROPOSTA DE TRABALHO ............................................................................. 10

2.4 CONCLUSÕES .................................................................................................... 10

3 CAPÍTULO III – ARQUITETURA DO CONTROLADOR DIGITAL PROPOSTO

12

3.1 INTRODUÇÃO .................................................................................................... 12

3.2 O FPGA ................................................................................................................ 12

3.2.1 BLOCOS LÓGICOS ................................................................................ 13

3.2.2 ROTEAMENTO ....................................................................................... 14

3.2.3 BLOCOS DE ENTRADA E SAÍDA ....................................................... 15

3.3 A FAMÍLIA CYCLONE II .................................................................................. 16

3.3.1 KIT DE DESENVOLVIMENTO CYCLONE II FPGA .......................... 17

3.4 AS LINGUAGENS DE DESCRIÇÃO DE HARDWARE .................................. 18

3.4.1 LINGUAGEM VHDL .............................................................................. 19

x

SUMÁRIO

3.4.2 VANTAGENS E DESVATAGENS DA UTILIZAÇÃO DO VHDL ..... 20

3.4.3 MODELAGEM UTILIZANDO VHDL-AMS ......................................... 20

3.5 CONCLUSÕES .................................................................................................... 22

4 CAPÍTULO IV – ANÁLISE DO INVERSOR EM PONTE COMPLETA ............ 23

4.1 INTRODUÇÃO .................................................................................................... 23

4.2 TOPOLOGIA MONOFÁSICA EMPREGADA .................................................. 23

4.3 TÉCNICA DE MODULAÇÃO EMPREGADA .................................................. 24

4.4 ANÁLISE DAS ETAPAS DE FUNCIONAMENTO .......................................... 26

4.5 EQUACIONAMENTO ........................................................................................ 27

4.6 PROJETO DO FILTRO DE SAÍDA LC .............................................................. 28

4.6.1 CÁLCULO DA INDUTÂNCIA DE SAÍDA ........................................... 28

4.6.2 CÁLCULO DO CAPACITOR DE SAÍDA ............................................. 32

4.7 DETERMINAÇÃO DOS ESFORÇOS DE CORRENTE E TENSÃO NOS

COMPONENTES ....................................................................................................... 32

4.7.1 DETERMINAÇÃO DOS ESFORÇOS NOS ELEMENTOS PASSIVOS

33

4.7.2 DETERMINAÇÃO DOS ESFORÇOS NOS SEMICONDUTORES ..... 34

4.8 DETERMINAÇÃO DAS FUNÇÕES DE TRANSFERÊNCIA .......................... 36

4.9 REPRESENTAÇÃO DO SISTEMA EM DIAGRAMA DE BLOCOS ............... 39

4.10 CONCLUSÕES .................................................................................................. 40

5 CAPÍTULO V – PROJETO DO INVERSOR ........................................................ 42

5.1 INTRODUÇÃO .................................................................................................... 42

5.2 REPRESENTAÇÃO DO SISTEMA A SER PROJETADO ................................ 42

5.3 ESPECIFICAÇÕES DE PROJETO ..................................................................... 43

5.4 PROJETO DO INVERSOR DE FREQUÊNCIA ................................................. 44

xi

SUMÁRIO

5.5 PROJETO DO ESTÁGIO DE POTÊNCIA ......................................................... 44

5.6 PROJETO DO ESTÁGIO DE CONTROLE ........................................................ 51

5.7 CÁLCULO DA MALHA DE TENSÃO .............................................................. 57

5.8 CÁLCULO DA MALHA DE TENSÃO DISCRETIZADA ................................ 62

5.9 CONCLUSÕES .................................................................................................... 65

6 CAPÍTULO VI – RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS ....... 66

6.1 INTRODUÇÃO .................................................................................................... 66

6.2 SIMULAÇÃO DO INVERSOR ........................................................................... 66

6.3 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO ..................................................................... 68

6.4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS .................................................................... 73

6.5 CONCLUSÕES .................................................................................................... 75

7 CONCLUSÃO GERAL .......................................................................................... 76

8 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS .................................................................... 80

9 APÊNDICE A – Esquemáticos dos circuitos auxiliares ......................................... 85

10 APÊNDICE B – Descrições em VHDL importantes ao projeto ............................. 88

xii

LISTA DE FIGURAS

LISTA DE FIGURAS

Figura 2.1 - Arquitetura de hardware do inversor com controlador misto. ...................... 6

Figura 2.2 - Esquema Geral de um PFC ........................................................................... 7

Figura 2.3 - Implementação da malha de controle no FPGA ........................................... 7

Figura 2.4 - Diagrama em blocos do algoritmo da Modulação Vetorial desenvolvido em

FPGA ................................................................................................................................ 8

Figura 2.5 - Esquema de controle digital para simulação em VHDL-AMS..................... 9

Figura 2.6 - Descrição de um resistor em VHDL-AMS ................................................... 9

Figura 3.1 - Estrutura interna de um FPGA ................................................................... 13

Figura 3.2 - Esquema de um bloco lógico padrão .......................................................... 14

Figura 3.3 - Esquema de um Ponto de Interconexão Programável ................................ 15

Figura 3.4 - Representação de uma Switch Matrix ........................................................ 15

Figura 3.5 - Diagrama de blocos do Cyclone II EP2C20 ............................................... 16

Figura 3.6 - Placa de Desenvolvimento FPGA baseado na família Cyclone II ............. 18

Figura 4.1 Inversor em Ponte Completa ......................................................................... 23

Figura 4.2 Formas de onda da modulação bipolar ......................................................... 25

Figura 4.3 - Primeira etapa de funcionamento ............................................................... 26

Figura 4.4 - Segunda etapa de funcionamento ............................................................... 26

Figura 4.5 - Circuito equivalente da saída do inversor ................................................... 29

Figura 4.6 - Ondulação da corrente parametrizada do indutor de filtro de saída ........... 30

Figura 4.7 - Modelo do conversor para a determinação da função de transferência Gv(s):

(a)completo, (b) equivalente ........................................................................................... 37

Figura 4.8 - Diagrama de Bode do sistema não compensado: ganho e fase................... 38

Figura 4.9 - Circuito analógico do controlador de tensão e resposta em frequência ...... 38

Figura 4.10 - Representação por diagrama de blocos do sistema em modo de tensão ... 39

xiii

LISTA DE FIGURAS

Figura 4.11 - Representação por diagrama de blocos do sistema discretizado .............. 40

Figura 5.1 - Representação em diagrama de blocos do sistema a ser projetado............. 42

Figura 5.2 - Inversor em ponte completa conectado ao barramento CC ........................ 44

Figura 5.3 - Esquemático simplificado do circuito lógico de controle do inversor........ 51

Figura 5.4 - Implementação do gerador de referência .................................................... 53

Figura 5.5 - Implementação da portadora ....................................................................... 54

Figura 5.6 – Implementação do Modulador PWM ......................................................... 54

Figura 5.7 – Implementação do controlador PID digital ................................................ 55

Figura 5.8 - Circuito básico para operação do ADS7804 ............................................... 55

Figura 5.9 - Diagrama de tempo de conversão (C/S fixado em "baixo") ....................... 56

Figura 5.10 - Implementação do controlador do conversor A/D .................................... 57

Figura 5.11 Diagrama de Bode do da função de transferência FTLAv(s). .................... 59

Figura 5.12 Diagrama de Bode de Cv(s) ........................................................................ 61

Figura 5.13 - Diagrama de Bode da função de transferência FTLAv(cc)(s) .................. 61

Figura 5.14 - Diagrama de ganho dos controladores discretizados ................................ 64

Figura 5.15 - Diagrama de fase dos controladores discretizados ................................... 64

Figura 6.1 Esquema do circuito de controle para a simulação ....................................... 66

Figura 6.2 Circuito amplificador diferencial utilizado na realimentação ....................... 67

Figura 6.3 - Esquema de ligação do conversor ............................................................... 67

Figura 6.4 - Tensão e Corrente de saída para a carga nominal ....................................... 68

Figura 6.5 Análise do espectro harmônico da tensão de saída para carga linear ........... 69

Figura 6.6 Tensão e corrente para um degrau de carga .................................................. 70

Figura 6.7 – Esquemático da carga com FP=0,7 ............................................................ 70

Figura 6.8 – Tensão e corrente na saída do inversor para carga com FP = 0,7 .............. 71

xiv

LISTA DE FIGURAS

Figura 6.9 Análise do espectro harmônico da tensão de saída (FP = 0,7) ...................... 71

Figura 6.10 - Esquemático da carga não linear .............................................................. 72

Figura 6.11 - Tensão e corrente na saída do inversor para carga não linear .................. 72

Figura 6.12 Análise do espectro harmônico da tensão de saída (Carga Não Linear) ..... 73

Figura 6.13 Vista geral superior do protótipo................................................................. 73

Figura 6.14 Vista Lateral do protótipo ........................................................................... 74

Figura 6.15 Tensão e corrente de saída do inversor em malha aberta ............................ 74

xv

LISTA DE TABELAS

LISTA DE TABELAS

Tabela 3-1 - Bibliotecas da linguagem VHDL e suas finalidades .................................. 21

Tabela 5-1 - Especificações do projeto........................................................................... 43

Tabela 5-2 - Parâmetros assumidos ................................................................................ 43

Tabela 5-3 - Especificação do capacitor de filtro ........................................................... 46

Tabela 5-4 - Parâmetros de projeto do indutor de filtro ................................................. 47

Tabela 5-5 - Especificações do projeto do indutor de filtro ........................................... 49

Tabela 5-6 - Especificação dos interruptores e diodos do inversor ................................ 50

Tabela 5-7 - Tabela com valores da senóide de referência............................................. 52

Tabela 5-8 - Parâmetros de projeto do compensador de tensão ..................................... 57

Tabela 6-1 - Parâmetros para a carga não linear ............................................................ 72

xvi

SIMBOLOGIA

SIMBOLOGIA

Símbolo Significado Unidade

Ângulo de defasagem entre tensão e corrente de

saída

rad

Ganho do sensor de tensão -

Rendimento teórico -

0 Permeabilidade no vácuo H/m

r Permeabilidade relativa do ar -

Frequência angular da rede rad/s

eA Área efetiva do núcleo de ferrite cm²

wA Área disponível da janela do núcleo de ferrite cm²

fB Densidade de fluxo magnético T

fC Capacitância do filtro do inversor F

vC Função de transferência do compensador analógico -

invD Razão cíclica instantânea -

e Sinal de erro da expressão do controlador -

E Tensão da fonte V

cF Fator de Crista -

cruzf Frequência de cruzamento Hz

mF Ganho do modulador PWM -

0f Frequência de corte do filtro de saída Hz

1pf, 2pf Frequência dos pólos do compensador Hz

FP Fator de Potência -

rf Frequência fundamental da tensão de saída Hz

sf Frequência de chaveamento Hz

vFTLA Função de transferência da planta em malha aberta -

1zf, 2zf Frequência dos zeros do compensador Hz

vG Função de transferência da planta -

adcH Ganho do conversor A/D -

vH Ganho do sensor de tensão -

Cfi Corrente no capacitor de filtro do inversor A

dI Corrente através dos diodos A

Lfi Ondulação instantânea da corrente no indutor do

filtro LC do inversor

A

Lfi Ondulação parametrizada da corrente no indutor do

filtro LC do inversor

A

Lfi Corrente instantânea no indutor do filtro LC do

inversor

A

0I Corrente de saída A

sI Corrente através das chaves A

xvii

SIMBOLOGIA

fJ Densidade de corrente A/cm²

nk Parâmetros do controlador na versão discretizada -

vK Ganho do compensador -

wK Fator de ocupação da janela do núcleo -

fL Indutância do filtro do inversor H

gl Entreferro do indutor de filtro cm

fM Índice de frequência -

iM Índice de modulação -

n

Número de pontos da tabela de referência -

fiosn Número de fios em paralelo -

eN Número de espiras do indutor -

Lfr Resistência do indutor de filtro do inversor Ω

vazioR Carga do inversor operando a vazio Ω

26 AWGS

Área de seção de cobre para o cabo de 26 AWG cm²

cuS

Área de seção de cobre cm²

0S Potência aparente do inversor VA

t Intervalo de tempo s

aT Período de amostragem do conversor A/D s

TDH Taxa de distorção harmônica %

sT Período de comutação s

u Sinal de controle da expressão do controlador -

barramentoCCV Tensão do barramento CC V

CCV Tensão média no barramento CC V

CCV Ondulação de tensão no barramento CC V

CfV Tensão no capacitor de filtro V

dV Tensão sobre os diodos V

máximoV Valor máximo da tabela da senóide de referência -

0V Tensão de saída V

psV Tensão da moduladora senoidal V

ptV Tensão da portadora triangular V

sV Tensão sobre a chave V

tabelaV Valores da tabela da senóide de referência -

xviii

ACRÔNIMOS E ABREVIATURAS

ACRÔNIMOS E ABREVIATURAS

Símbolo Significado

A/D Analógico/Digital

AMS Analog and Mixed-Signals

ASIC Application Specific Integrated Circuit

AWG American Wire Gauge

CA Corrente Alternada

CAD Computer-Aided Design

CC Corrente Contínua

CI Circuito Integrado

CLB Configurable Logic Block

DDR Double Data Rate

DSP Digital Signal Processing

EMI Electromagnetic Interference

EPROM Erasable Programmable ROM

EEPROM Electrically-EPROM

FPGA Field Programmable Gate Array

GPEC Grupo de Processamento de Energia e Controle

HDL Hardware Description Language

IDH Índice de Desenvolvimento Humano

IGBT Insulateed gate Bipolar tansistor

LAB Logic Array Block

LE Logic Element

PFC Power Factor Correction

PID Proporcional-Integrativo-Diferencial

PIP Ponto de Interconexão Programável

PLL Phased Locked Loop

PWM Pulse Width Modulation

RAM Random Acess Memory

SRAM Static RAM

SDRAM Synchronous Dynamic RAM

TDH Taxa de Distorção Harmônica

UPS Uninterruptible Power Suplly

VHISC Very-High-Speed Integrated Circuit

VLSI Very Large Scale Integration

xix

SÍMBOLOS DE UNIDADES DE GRANDEZAS FÍSICAS

SÍMBOLOS DE UNIDADES DE GRANDEZAS FÍSICAS


Ω Ohm

A Ampere

cm Centímetro

dB Decibel

F Faraday

H Henry

Hz Hertz

rad Radiano

s Segundo

T Tesla

V Volt

VA Volt-Ampere

W Watt

xx

SUB-ÍNDICES UTILIZADOS

SUB-ÍNDICES UTILIZADOS


barramento CC Valor relativo ao barramento CC

cc com compensador

di Relativo ao diodo

eficaz Valor eficaz da grandeza

inv Grandeza do inversor

maximo Valor máximo da grandeza

médio Valor médio da grandeza

mínimo Valor mínimo da grandeza

pico Valor de pico da grandeza

sc Sem compensador

Si Relativo ao IGBT

1

INTRODUÇÃO GERAL

1 INTRODUÇÃO GERAL

O desenvolvimento econômico do Brasil nesses últimos anos proporcionou um

maior bem-estar das pessoas. Fatores fundamentais que confirmam este fato é a redução

da pobreza, o aumento do poder aquisitivo com uma melhora no IDH (Índice de

Desenvolvimento Humano, que é um método padronizado de avaliação e medida do

bem-estar de um país) [1].

O acréscimo do poder de compra da população proporcionou uma popularização

de diversos equipamentos eletrônicos resultando em um aumento crescente no consumo

de energia elétrica. São de fundamental importância estudos referentes à melhoria da

qualidade do fornecimento de energia, bem como à racionalidade na sua utilização,

devido principalmente a necessidade de volumosos investimentos e grande impacto

ambiental causado para que ocorra um incremento na geração de energia elétrica.

Normas recentes ao consumo de energia elétrica mostram-se com maior rigidez,

exigindo conversores estáticos que apresentem alta eficiência, baixo conteúdo

harmônico e reduzida interferência eletromagnética (EMI), conforme [2], [3] e [4].

Outro quesito importante que precisa acompanhar a eficientização do consumo de

energia elétrica é o aumento da densidade volumétrica de potência, com finalidade de

obtenção de conversores compactos, condição necessária à miniaturização dos

equipamentos eletrônicos.

O desenvolvimento da eletrônica de potência proporcionou a disseminação de

circuitos chaveados em conversores estáticos, ocasionado pela elevada eficiência e

redução significativa de material empregado na confecção dos aparelhos eletrônicos

com o acionamento de semicondutores em alta frequência [5]. Esta melhoria trouxe aos

projetistas mais opções de topologias para que o processamento de energia se encaixe

nos padrões exigidos, ao mesmo tempo em que deixou alguns conversores para

aplicações restritas por razões de problemas advindos da distorção harmônica, perdas

por comutação e interferência eletromagnética. Outra causa da imposição de maior

rigidez nas normas técnicas foi o advento de cargas consideradas “críticas” como

sistemas de comunicação e de computadores, equipamentos hospitalares, estações de

trabalho e servidores de banco de dados em centro de informática que necessitam um

2

INTRODUÇÃO GERAL

fornecimento livre de perturbações e de interrupções, sendo necessária a tensão de saída

mais próxima de uma senóide pura.

Os inversores de frequência têm por finalidade converter de níveis de tensão ou

corrente contínuos em níveis alternados, apresentando simetria em amplitude. A

frequência de operação pode ser fixa ou variável. Dentre as aplicações onde a variação

da frequência da tensão é o principal atributo destacam-se o controle de velocidade de

motores de indução [6], máquinas que através da interação de campos magnéticos

existentes no estator e rotor, produzem torque mecânico e possuem relação direta entre a

rotação do eixo com a frequência da tensão de alimentação.

Inversores de tensão senoidais que operam com frequência fixa precisam

satisfazer parâmetros que são importantes para a carga a ser alimentada. Fontes de

alimentação para sistemas embarcados e fontes ininterruptas de energia figuram entre as

principais aplicações desses conversores, quando a frequência da tensão de saída é fixa.

Nesse tipo de emprego, as variáveis controladas nos inversores são as tensões entre as

fases e fase-neutro, que precisam ser mantidas dentro de faixas de valores estabelecidas

pela norma sob diversas condições de alimentação do inversor e tipos de cargas.

Normalmente perturbações resultantes de alterações na tensão de alimentação, variações

bruscas na carga e utilização de cargas não-lineares impedem um bom desempenho do

inversor, assim se faz necessária a inclusão de uma malha de controle de tensão para

que eventuais variações não se reflitam na saída do inversor, preservando sua forma de

onda senoidal.

A gradativa redução do custo e elevação da performance dos microcontroladores

e dos DSP’s (“Digital Signal Processor”) torna estes dispositivos atrativos para o

controle e gerenciamento de sistemas complexos. É possível implementar um sistema

de controle e gerenciamento em um único dispositivo, obtendo-se um sistema mais

flexível, menos susceptível a variações paramétricas, mais compactos e de simples

interação. Contudo, o que muito ainda se vê, são unidades de processamento de energia

com conversores estáticos operando com controle analógico [7]. A substituição dos

controladores analógicos pelos digitais se deu na maior parte na década de 80 com

avanços significativos em eletrônica digital e microcontroladores, estendendo a atuação

destes dispositivos lógicos, colocando em discussão características como confiabilidade,

facilidade de manutenção e flexibilidade para reconfiguração [8].

3

INTRODUÇÃO GERAL

Contemporaneamente, observa-se o aumento da utilização de controladores

digitais baseados em arranjo de portas lógicas cujo mesmo pode ser reconfigurado.

Esforços computacionais e quantidade de espaço para memória de programa são

atributos desconsiderados em chips como os FPGAs (“Field Programmable Gate

Array”), já que sua configuração baseia-se no desenvolvimento de circuitos lógicos

digitais que são internamente conectados e cuja funcionalidades são independentes uma

das outras [9], [10] e [11]. Sem comentar que os FPGAs presentes no mercado têm uma

alta densidade de componentes lógicos, sendo possível fazer o controle de vários

sistemas e implementações independentes [12] e [13].

Diante do que foi introduzido, pode-se verificar a importância de um controlador

digital que possa ser usado em conversores estáticos e que favoreça o avanço da

eletrônica de potência permitindo facilidade de reconfiguração, característica importante

na fase de projeto. Para um futuro não tão distante, a eletrônica de potência juntamente

com o desenvolvimento de novas tecnologias de controle, tem o papel de proporcionar

uma maior eficientização do consumo da energia elétrica, possibilitando uma melhor

resposta desses dispositivos contribuindo para uma melhor conservação dos recursos

disponibilizados aos consumidores de energia elétrica.

As motivações que impulsionaram este trabalho se concentram na possibilidade

de implementar topologias de conversores estáticos com lógica reprogramável, já que

vários estudos sobre este controlador estão em desenvolvimento há alguns anos e o

mesmo aponta uma aceitação no mercado. É objetivo também deste trabalho, tentar

buscar melhores resultados e maiores vantagens com relação aos controladores já

empregados [14].

O texto é dividido em seis capítulos. Após a Introdução, é feito uma

contextualização geral no Capítulo 2, mostrando o estado da arte da utilização de lógica

reprogramável a conversores estáticos dando um enfoque particular a inversores de

frequência.

O controlador utilizado é apresentado no capítulo 3. São apresentadas as

principais características, destacando a família Cyclone II e apresentando o kit de

desenvolvimento utilizado no protótipo. Outro aspecto abordado é a evolução do modo

de programação e configuração dos FPGAs com a chegada das linguagens de descrição

4

INTRODUÇÃO GERAL

de hardware, VHDL(“VHSIC - Very High Speed Integrated Circuit - Hardware

Description Language”) é a linguagem abordada.

O estudo do inversor de frequência, projeto do compensador e considerações

importantes serão apresentados no Capítulo 4. Nesta parte são definidas algumas

características e equações importantes que serão aproveitadas nos capítulos

subsequentes.

No Capítulo 5 serão apresentadas todas as descrições lógicas desenvolvidas

como também o projeto e dimensionamento de componentes necessários para a

concretização do projeto. Componentes internos são mostrados e explanando-se os

modos de interação entre eles para se obter a modulação por largura de pulso senoidal

através de circuitos digitais. Circuitos de aquisição de sinais e conversão analógico-

digital também fazem parte deste tópico.

O Capítulo 6 é reservado para a exibição dos resultados de simulação e

experimentais obtidos em laboratório. Ensaios com degraus de carga e com inserção de

cargas não-lineares são mostrados a fim de validar o emprego do inversor com esse

controlador digital.

E Por fim, a Conclusão geral apresenta um resumo geral dos resultados

relevantes obtidos durante a execução do trabalho desenvolvido e as sugestões para o

desenvolvimento de trabalhos futuros.

5

CAPÍTULO II – REVISÃO BIBLIOGRÁFICA DE CONTROLADORES BASEADOS

EM FPGA APLICADO À CONVERSORES ESTÁTICOS

2 CAPÍTULO II – REVISÃO BIBLIOGRÁFICA DE CONTROLADORES

BASEADOS EM FPGA APLICADO À CONVERSORES ESTÁTICOS

2.1 INTRODUÇÃO

Este capítulo tem por finalidade apresentar o revisão bibliográfica de

controladores digitais baseado em FPGA aplicado a conversores de potência, mostrando

aplicações onde se faz necessária esta técnica na implementação de algoritmos de

controle.

2.2 ESTADO DA ARTE

Existe atualmente uma tendência a introduzir técnicas VLSI (“Very Large Scale

Integration”) como os FPGAs em conversores de potência. Comparado com DSPs e

aplicação de circuitos integrados específicos (ASIC “Application Specific Integrated

Circuit”) que dominam as aplicações de controle digital, os FPGAs fornecem soluções

de custo relativamente baixo, combinando as vantagens de ambos os métodos. A

capacidade de realizar processamento paralelo, por meio de lógica reconfigurável

permite que um sistema opere em alta velocidade com boa precisão. Em comparação

com ASICs, cuja sua customização é voltada para o uso particular, pode-se reduzir

empecilhos gerados quando se utiliza um DSP como controlador. Porém, o FPGA

suporta a reconfiguração do sistema e amplia as necessidades das unidades de projetos

que são caracterizados por rápida evolução e aplicações diversificadas.

Uma das aplicações da lógica reconfigurável em conversores de potência está

apresentada em [15]. O artigo trará de uma implementação de um controlador

microprocessado auxiliado por um FPGA para um inversor utilizado em sistemas de

condicionamento de potência. O microprocessador manipula operações de alto nível,

tais como controle de sequência de acionamento, monitoramento de potência, adaptação

paramétrica, auto-calibração e diagnóstico, enquanto que o CI de controle sintetizado

em um FPGA se encarrega das tarefas de baixo nível em tempo real, como controle das

malhas de tensão e corrente, geração dos sinais de acionamento das chaves por PWM

6



(“Pulse Width Modulation”) e aquisição de dados, como apresentado no diagrama

simplificado da Figura 2.1.

Figura 2.1 - Arquitetura de hardware do inversor com controlador misto.

Devido ao elevado grau de integração do CI de controle, a complexidade do

sistema pode ser extremamente reduzida. A natureza da alta velocidade do circuito de

controle sintetizado no FPGA efetivamente estendeu a largura de banda das fontes de

alimentação CA até a faixa que não pode ser alcançada pelas técnicas convencionais de

controle digital baseado em DSP e microcontroladores.

Outra aplicação do controlador digital baseado em FPGA está em [16] cujo

esquema simplificado é mostrado na Figura 2.2. Nela pode-se observar que a

implementação do algoritmo de controle não é direcionado a DSPs, devido à natureza

sequencial dos DSPs. Pelo menos duas instruções seriam necessárias depois de cada

amostra (adição e comparação) e isso torna o processo de DSP com atuação mais lenta

para obter uma resolução aceitável da razão cíclica conforme Figura 2.3.

7



Figura 2.2 - Esquema Geral de um PFC

Usando FPGA, este algoritmo poderia ser implementado internamente com

circuito lógicos, reduzindo o tempo de execução do algoritmo a retardo nos

componentes de adição e comparação. Esta abordagem é diferente da tradicional

baseada em algoritmos PID (Proporcional Integrativo Derivativo) já que nenhuma razão

cíclica é calculada, a chave é acionada diretamente. Assim, a corrente de entrada média

é controlada de forma mais precisa porque o módulo PWM é incorporado inerentemente

no algoritmo proposto.

Figura 2.3 - Implementação da malha de controle no FPGA

CA

Conversor

PFC

Controlador Digital

FPGA

ADC

ADC

L

O

A

D

ADC

Vin

Iin

Vo

ut

CA

L

O

A

D

Max

Vin

Iin

Vout

>

∑

X PI

VrefIref

GinOn-Off

∑Iin

MALHA DE CORRENTE MALHA DE TENSÃO

Somador

+

∑ Iin

Comparador

>

ADC

Multiplicador

X

Vin.Gin

Gin

Vin

On-Off

20

11

20

n

8

12

Símbolos chaves:

Lógica

Combinacional

Registradores

Números de bits

usados pela variável

8



Baseado na característica da simultaneidade do dispositivo FPGA, o algoritmo

de alta velocidade, em que todos os recursos são executados simultaneamente, pode ser

usado para o controle do conversor PFC (“Power Factor Correction”) enquanto

permite ainda que o sistema opere com alta precisão, apesar da sua simplicidade.

O advento da lógica reconfigurável permite que algoritmos cada vez mais

complexos possam ser executados com precisão e velocidade. A referência [17], mostra

a implementação do algoritmo da modulação vetorial usando coordenadas móveis não-

ortogonais em FPGA para inversores multiníveis. Neste trabalho, a utilização da

flexibilidade do FPGA para fazer cálculos do algoritmo proporcionou uma maior

precisão nos resultados, em comparação com os algoritmos simulados em software.

Figura 2.4 - Diagrama em blocos do algoritmo da Modulação Vetorial desenvolvido em FPGA

A divisão do algoritmo em uma parte paralela e outra sequencial proporcionou

uma melhor precisão na geração dos sinais PWM uma vez que o modulador passa a

trabalhar em altas freqüências. A Figura 2.4 mostra o diagrama de blocos que comporta

o algoritmo da modulação vetorial.

A utilização da lógica reprogramável em conversores estáticos, exige a

necessidade de se obter simuladores mistos para projeto de conversores que utilizam

tanto a tecnologia analógica como a tecnologia digital. Com a evolução das linguagens

de descrição de hardware aplicado aos FPGAs isso se tornou mais viável, como descrito

na referência [18], onde apresenta uma metodologia de desenvolvimento de controle

digital para conversores de potência. Podem-se modelar os estágios de potência e

9



controle em um mesmo ambiente, através da linguagem VHDL-AMS (“VHDL-Analog

and Mixed-Signals”). Esta linguagem possibilita descrições comportamentais de toda a

estrutura, podendo assim simular, testar e validar o sistema de controle digital sem a

necessidade de um protótipo. O esquema de controle digital de um conversor Buck é

mostrado na Figura 2.5.

Figura 2.5 - Esquema de controle digital para simulação em VHDL-AMS

Nesse exemplo, todos os componentes da simulação foram descritos em

linguagem de descrição de hardware, tornando ainda mais fácil a prototipação de

conversores de potência com controle digital. Um exemplo das partes que integram a

simulação é mostrada na Figura 2.6 onde apresenta um componente usado na simulação

e sua descrição comportamental.

Figura 2.6 - Descrição de um resistor em VHDL-AMS

10



Essa implementação possui destaque pela capacidade de simulação de todos os

componentes tanto analógicos como digitais do conversor, desta foram, é possível

reduzir o tempo de desenvolvimento do sistema total, bem como os custos finais do

projeto.

2.3 PROPOSTA DE TRABALHO

Tendo em vista as vantagens apresentadas nos artigos pesquisados, bem como a

escassez de literaturas relacionada a aplicações do controlador em questão em

conversores de potência, verifica-se a necessidade de um maior amadurecimento na

utilização da técnica de controle por FPGA. Dessa forma, o intuito principal desse

trabalho é a implementação de lógica reprogramável em conversores estáticos, com o

emprego de controle digital baseado em FPGA aplicado a um inversor monofásico. O

projeto baseia-se na utilização de metodologias de controle clássicas já bem conhecidas

em compensadores analógicos e a migração desse compensador para uma versão

discretizada.

Apesar do algoritmo de controle não ser considerado complexo e não absorver o

máximo da capacidade de reprogramação e velocidade de operação do controlador,

espera-se obter vantagens com a utilização deste dispositivo por sua confiabilidade,

precisão e integrabilidade. Esta última, muito importante por dar margem ao projetista

utilizar um único chip para o controle de vários conversores.

A importância deste trabalho também se concentra na possibilidade destes

dispositivos serem utilizados em conjunto com DSPs, possibilitando uma menor

utilização dos recursos computacionais dos microcontroladores. Isso faz com que eles

direcionem seu processamento para sistemas supervisórios e de interface com o usuário.

2.4 CONCLUSÕES

O controle digital por lógica programável possibilita o avanço da eletrônica de

potência no que concerne a utilização de algoritmos de controle mais precisos e mais

rápidos. Nesta perspectiva, os esforços de pesquisa para aplicações de controle digital

precisa ser focada no projeto de circuitos integrados, mais do que no projeto do

11



algoritmo e implementação. Questões como minimização de área ocupada, a

escalabilidade, a minimização do consumo de energia e redução de ciclo de execução

desempenham um papel fundamental nas atividades de futuros projetistas. O engenheiro

na área de eletrônica de potência está, neste caso, profundamente envolvido na solução

de problemas de design digital de circuito integrado, uma atividade que tende a ser cada

vez mais comum no futuro.

12

CAPÍTULO III – ARQUITETURA DO CONTROLADOR DIGITAL PROPOSTO

3 CAPÍTULO III – ARQUITETURA DO CONTROLADOR DIGITAL

PROPOSTO

3.1 INTRODUÇÃO

Este capítulo tem como objetivo apresentar o estudo da arquitetura proposta para

o controle do inversor de frequência. É mostrado também um fator determinante na

evolução dos projetos envolvendo lógica programável que foi o advento das linguagens

de descrição de hardware, mostrando em particular a linguagem VHDL que também já

explora projetos e simulação de circuitos analógicos.

3.2 O FPGA

FPGA são circuitos programáveis compostos por conjuntos de células lógicas

alocadas em forma de matriz. Em geral, a funcionalidade destes blocos, assim como o

seu roteamento, é configurável por software. A expressão “Field Programmable” da

denominação em inglês da sigla FPGA significa que as funções desse dispositivo são

definidas por um programa do usuário em vez de serem definidas pelo fabricante do

chip. Em circuitos ASICs a implementação é realizada no ato da construção da pastilha.

Nos FPGAs, dependendo do dispositivo, o programa pode ser “instalado”

permanentemente, semi permanentemente como parte do processo de montagem da

placa, ou carregado a partir de uma memória flash cada vez que o dispositivo é ligado

[19].

Existem basicamente três tecnologias no mercado para a confecção dos FPGAs,

onde cada uma terá melhor desempenho dependendo da aplicação para a qual será

utilizada. A primeira delas é a tecnologia com RAM (“Random Acess Memory”)

estática, a qual implementa as conexões entre os blocos lógicos através de portas de

transmissão ou multiplexadores controlados por células SRAM (“Static RAM”), essa

técnica tem como vantagem a possibilidade de ser rapidamente configurada, porém

exige hardware externo auxiliar que deve ser montado junto com os blocos lógicos [20].

A segunda técnica utiliza transistores de passagem, consistindo de uma grande

quantidade de transistores que são configurados em modo de corte (alta impedância

13


entre dois nós internos) ou saturação (conexão entre nós). Esta é a opção de menor

custo.

E por último as que são baseadas na tecnologia de criação de memórias

EPROM/EEPROM, estas permitem a reprogramação dos transistores internos. Sua

principal vantagem é permitir a reprogramação sem que se precise armazenar a

configuração externa.

Na Figura 3.1 está demonstrada a estrutura interna de um FPGA.

Figura 3.1 - Estrutura interna de um FPGA

3.2.1 BLOCOS LÓGICOS

As funções lógicas são implementadas no interior dos blocos lógicos os quais

podem ser descritos como combinações dos blocos de construção, servindo para formar

a unidade utilizada para gerar as funções necessárias no dispositivo. Em algumas

arquiteturas os blocos lógicos possuem recursos sequenciais tais como flip-flops ou

registradores, além da utilização de portas lógicas para implementação de circuitos

combinacionais. Utilizando esses blocos, um usuário pode construir elementos

funcionais lógicos. O fabricante Xilinx chama seu bloco lógico de CLB (“Configurable

Logic Block”), enquanto que a Altera utiliza o termo LE (“Logic Element”).

14


Figura 3.2 - Esquema de um bloco lógico padrão

Conforme ilustrado na Figura 3.2, os segmentos pertencentes ao canal à

esquerda do bloco lógico possuem multiplexadores que fazem as conexões ao CLB. Já,

a saída do bloco é conectada aos segmentos do canal à direita, através dos pontos de

interconexão programável.

3.2.2 ROTEAMENTO

O processo de escolha das interconexões do dispositivo é denominado

roteamento. A interconexão entre os blocos é feita através de uma rede de duas camadas

de metal. As conexões físicas entre os fios são feitas ou com transistores controlados

por bits de memória denominados PIP (Ponto de Interconexão Programável), Figura

3.3, ou com chaves de interconexão (Switch Matrix), Figura 3.4. O PIP é um transistor

de passagem controlado por uma célula de memória de configuração. Segmentos em

cada lado do transistor estão conectados ou não, dependendo do valor que está na célula

de memória. Um PIP é uma unidade básica de um bloco configurável.

15


Figura 3.3 - Esquema de um Ponto de Interconexão Programável

Figura 3.4 - Representação de uma Switch Matrix

As matrizes de conexão são chaves de interconexão que permitem o roteamento

entre os blocos lógicos através de linhas e colunas. Estas são programáveis na fase de

roteamento automático, executada pelo software do fabricante do FPGA.

3.2.3 BLOCOS DE ENTRADA E SAÍDA

São responsáveis pelo interfaceamento das saídas dos blocos lógicos com o meio

externo, funcionando como um pino bidirecional de entrada e saída no FPGA. Sua

constituição é basicamente de buffers bidirecionais com alta impedância de saída,

possibilitando guardar sinais de I/O, para reutilização nos blocos lógicos.

16


3.3 A FAMÍLIA CYCLONE II

Os dispositivos Cyclone II possuem arquitetura bidimensional baseada em linhas

e colunas para implementar a lógica customizada pelo usuário, conforme pode ser

visualizada na Figura 3.5. Essa família contem chips com interconexões de várias

velocidades entre colunas e linhas, para fornecerem ligações de sinais entre blocos

lógico vetoriais (LABs “Logic Arrays Blocks”), blocos de memória e multiplicadores. A

matriz lógica é composta de LABs, com 16 elementos lógicos cada. O Elemento lógico

consiste de uma pequena unidade de lógica que proporciona execução eficaz das

funções lógicas do usuário. Os LABs são agrupados em linhas e colunas através do

dispositivo. A família Cyclone II possui chips que variam em densidade de 4.608 a

68.416 LEs, segundo [21].

Figura 3.5 - Diagrama de blocos do Cyclone II EP2C20

Os dispositivos dessa família ainda podem contar com as seguintes

características na arquitetura:

Rede global de clock com mais de 4 PLLs (“Phased Locked Loops”);

Bloco de memória M4K (dual-port, 260 MHz);

Blocos de multiplicadores (250 MHz);

17


Suporte para vários padrões de I/O, com entrada máxima de 805 Mbps e

saída máxima de 640 Mbps;

Interface com dispositivos de memória DDR, DDR2, SDR, SDRAM e

QSRII SRAM (acima de 167 MHz);

Alguns dispositivos possuem interface de tensão múltipla: o FPGA pode

se ligar a outros dispositivos com tensões diferentes.

3.3.1 KIT DE DESENVOLVIMENTO CYCLONE II FPGA

O kit de desenvolvimento Cyclone II FPGA Starter Development Board, oferece

recursos integrados que permitem ao usuário desenvolver e testar os projetos que vão

desde circuitos simples a vários projetos de multimídia, tudo isso sem a necessidade de

implementar as interfaces de aplicações complexas de programação, controladores de

memória flash SRAM, SDRAM e etc. [22]. O kit de desenvolvimento pode ser visto na

Figura 3.6.

A placa de desenvolvimento possui as seguintes características:

FPGA Altera Cyclone® II EP2C20;

Dispositivo de configuração serial Altera EPCS4;

Controlador USB-Blaster, suportando JTAG e programação serial ativa;

SRAM 512 KByte;

SDRAM 8 MByte;

Memória Flash de 4 MByte;

SD Flash Card socket;

4 Chaves Push Button;

10 chaves Toggle;

Conjunto com 10 LEDs vermelhos;

Conjunto com 8 LEDs verdes;

Osciladores para fontes de clock 50 MHz, 27 MHz, and 24 MHz;

CODEC de áudio com resolução de 24-bit;

VGA DAC (rede de resistors, 4-bit) com conector de saída VGA;

Transceiver RS-232 com conector 9-pinos;

18


Conectores para mouse e teclado PS/2;

2 conectores de expansão de 40-pinos com resistores de proteção;

Figura 3.6 - Placa de Desenvolvimento FPGA baseado na família Cyclone II

O kit desenvolvimento apresentado possui características importantes para

desenvolvimento de projetos e se torna uma ferramenta poderosa na implementação de

circuitos com lógica reconfigurável.

3.4 AS LINGUAGENS DE DESCRIÇÃO DE HARDWARE

A dificuldade de desenvolvimento e gerenciamento de sistemas de grande

complexidade, sobretudo quando envolvem equipes que trabalham separadamente e que

possuem habilidades diferentes, por pertencerem a vertentes diferentes da engenharia,

motivaram a criação de linguagens que possibilitam a interação entre as engenharias

usando um formato comum para todos os desenvolvedores envolvidos no projeto.

Essas linguagens empregam um alto nível de abstração e foram definidas como

linguagens de descrição de hardware, HDLs, devido ao fato de ser possível descrever o

comportamento dos componentes do sistema de forma natural, ou ainda, gerar circuitos

baseados na descrição da funcionalidade dos mesmos. Através dessa integração é

proporcionada fases mais curtas na implementação de projeto como também provê um

monitoramento e uma verificação constante do desenvolvimento do sistema, devido à

utilização de um mesmo simulador com os mesmos sinais para todos.

19


A probabilidade de erro no desenvolvimento é consideravelmente reduzida, bem

como o tempo e custo do projeto, com a inserção dessas vantagens proporcionadas pela

utilização de uma linguagem que descreva o comportamento do hardware.

3.4.1 LINGUAGEM VHDL

A linguagem de descrição de hardware VHDL foi desenvolvida com

possibilidade de ser utilizada em todas as fases da criação de sistemas eletrônicos. Tal

linguagem promove o desenvolvimento, verificação, síntese e teste no desenvolvimento

do hardware, bem como sua manutenção, modificação e expansão. Sua primeira

padronização ocorreu no ano de 1987, através do padrão IEEE Std 1076-1987 e adotou

a versão 7.2, concluída no ano de 1986. A partir desta primeira versão, muitas

modificações foram introduzidas na versão original e, em 1993, uma versão mais

atualizada e com novas especificações da linguagem foi compilada através do padrão

IEEE Std 1076-1993, conforme [23].

O desenvolvimento da linguagem VHDL foi motivado pela necessidade de um

padrão para o intercâmbio de informações referentes ao comportamento de um circuito

entre diversos fornecedores de equipamentos para o Departamento de Defesa dos

Estados Unidos da América. A descrição dessa linguagem apresenta, com exceções de

regiões específicas no código, comandos executados concorrentemente, ou seja, a

ordem na apresentação dos comandos é irrelevante para o comportamento da descrição.

A ocorrência de um evento em um sinal leva à execução de todos os comandos

sensíveis àquele sinal. Da mesma forma que em um circuito, a mudança de um valor em

um determinando nó afeta todas as entradas ligadas a esse ponto do circuito. Porém a

linguagem permite delimitar regiões de código sequencial, onde a execução de

comandos depende da ordem com que eles aparecem no código. Para essa região são

usados comandos específicos, que não podem ser empregados em região de código

concorrente.

20


3.4.2 VANTAGENS E DESVATAGENS DA UTILIZAÇÃO DO VHDL

A descrição de um sistema em VHDL apresenta inúmeras vantagens, dentre elas

podem ser citadas:

Intercâmbio de informações de projetos entre grupos de pesquisa sem

necessidade de alteração;

Permite ao projetista um maior detalhamento na descrição de circuitos ao

considerar no seu projeto os atrasos comuns aos circuitos digitais;

A linguagem independe da tecnologia atual, ou seja, o desenvolvimento

de um sistema e implementação posterior independe da evolução do

fabricante e do tipo de dispositivo utilizado;

Permite fácil modificação em projetos;

Reduz consideravelmente o tempo de projeto e de implantação.

Com relação às desvantagens, podem ser consideradas relevantes o fato de que:

VHDL não gera um hardware totalmente otimizado, essa função está

voltada ao desenvolvedor;

Exige um maior conhecimento de circuitos digitais por parte do projetista

para melhorar a otimização.

3.4.3 MODELAGEM UTILIZANDO VHDL-AMS

Com o crescente uso de sistemas digitais e a sua integração com sistemas

analógicos, sentiu-se a necessidade da atualização na linguagem VHDL. Em 1999, um

conjunto de atualizações (chamado de superset) da linguagem VHDL foi compilado. A

esse superset deu-se o nome de VHDL-AMS. O padrão IEEE Std 1706.1-1999, segundo

[24], viabiliza a descrição e simulação de sistemas analógicos e sistemas mistos. A

linguagem suporta vários níveis de abstração na descrição de circuitos elétricos e não-

elétricos. A padronização da linguagem promove uma interação entre a parte digital e a

parte analógica de maneira flexível e eficiente.

21


Na descrição de um componente através da linguagem VHDL-AMS, deve-se

analisar a sua finalidade, definir suas características como as interfaces de entrada e

saída, seus atributos e descrever sua estrutura ou comportamento. Na modelagem de um

componente em VHDL-AMS, é necessário que o projetista tenha pacotes com

informações sobre a linguagem, as quais ajudarão na análise sintática e semântica do

compilador da ferramenta CAD. Essas informações podem ser acerca dos tipos de

variáveis que serão utilizados para se modelar o sistema, operações matemáticas,

constantes matemáticas e físicas ou um pacote de componentes modelados pelo

desenvolvedor. A esses pacotes dá-se o nome de biblioteca (library). A linguagem

VHDL permite que o desenvolvedor mantenha, em uma única descrição, várias

bibliotecas, onde cada parte de seu componente esteja em bibliotecas distintas. A

Tabela 3-1 mostra as seguintes bibliotecas e suas finalidades.

Tabela 3-1 - Bibliotecas da linguagem VHDL e suas finalidades

BIBLIOTECAS DA LINGUAGEM VHDL-AMS

Biblioteca (library) Utilização Finalidade

std_logic_1164 library ieee;

use ieee.std_logic_1164.all;

Fornecer informações sobre o

tipo padrão lógico (Standard

Logic), que é utilizado para

descrever componentes digitais.

Define para esse tipo os níveis

lógicos alto, baixo e alta

impedância.

std_logic_arith library ieee;

use ieee.std_logic_arith.all;

Fornecer as operações

matemáticas de soma,

subtração, multiplicação, etc.

math_real library ieee;

use ieee.math_real.all;

Fornecer as operações

matemáticas e algumas

grandezas matemáticas e físicas

para o tipo real.

electrical_systems library ieee;

use ieee.electrical_systems.all;

Fornecer informações sobre o

tipo sistemas elétricos

(electrical_systems), que são

utilizados para descrever

componentes analógicos.

22


3.5 CONCLUSÕES

O avanço da tecnologia VLSI abriu as portas para a implementação de circuitos

digitais poderosos e de baixo custo, além de implantar menor tempo de projeto.

Dispositivos programáveis permitem ser configurados para uma grande variedade de

aplicações, com alto grau de precisão e confiabilidade. Essas características fazem os

FPGAs uma tendência para o futuro do processamento digital de sinais.

O advento das linguagens de descrição de hardware integra maior facilidade para

a implantação desses dispositivos para serem utilizados como controladores digitais. A

linguagem VHDL proporciona uma maior facilidade no projeto de circuitos lógicos

além de possibilitar a integração de projetos analógicos e digitais.

Isso tudo se torna uma tendência para o futuro do processamento digital de sinais

empregado em diversos sistemas, tanto mecânicos como elétricos, apesar de ainda ser

freada por uma questão de aceitação no mercado e elevado custo de dispositivo que

empregam essa técnica de projeto.

23

CAPÍTULO IV – ANÁLISE DO INVERSOR EM PONTE COMPLETA

4 CAPÍTULO IV – ANÁLISE DO INVERSOR EM PONTE COMPLETA

4.1 INTRODUÇÃO

Neste capítulo será abordada a análise quantitativa e qualitativa do inversor de

frequência, determinando todo o equacionamento e dimensionamento das partes que

integram o conversor. Também será feita a determinação das funções de transferência e

apresentados os critérios utilizados para o projeto do compensador de tensão.

4.2 TOPOLOGIA MONOFÁSICA EMPREGADA

A estrutura de potência empregada neste trabalho foi a de um inversor em ponte

completa, conforme apresentada na Figura 4.1. Este conversor é o mais utilizado e

adequado para potências elevadas, por possuir características interessantes em relação a

esforços de corrente e tensão [26]. Para uma determinada potência, os níveis de tensão e

corrente, nos semicondutores serão menores quando comparados com outras topologias

monofásicas. Esta característica se constitui uma grande vantagem dessa estrutura. O

grande inconveniente desta topologia está no maior número de chaves estáticas, que

dependendo da sua utilização pode representar uma elevação nos custos do conversor.

E

+

-

Vo

Figura 4.1 Inversor em Ponte Completa

24


Este tipo de configuração é a mais usada no estágio de saída de UPSs

monofásicas. É considerada entre as topologias, uma estrutura complexa, por utilizar

quatro interruptores, dois dos quais com referência diferente da referência do

barramento de entrada, o que torna o circuito de acionamento mais elaborado.

4.3 TÉCNICA DE MODULAÇÃO EMPREGADA

A técnica de modulação bipolar foi escolhida para o projeto, por apresentar

simplicidade na utilização e por precisar somente de um sinal PWM para gerar o

acionamento de todas as chaves da ponte. Este fato, dá a possibilidade de utilizar um

número menor de componentes lógicos internos ao FPGA, otimizando o circuito de

controle.

Nesta técnica de modulação, é feito o acionamento dos interruptores de um

mesmo braço de forma complementar entre si e os interruptores de braços diferentes de

forma cruzada. Assim, tomando como referência a Figura 4.1, pode-se observar o

padrão de acionamento das chaves segundo a modulação, os interruptores S1 e S4

recebem o mesmo sinal de comando bem como os interruptores S2 e S3.

O diagrama da Figura 4.2,mostra os padrões de acionamento das chaves no qual

os mesmos são gerados pela comparação do sinal modulador, representado pela senóide

de referência, com o sinal da portadora, representado pela onda triangular. O valor da

tensão de saída da ponte é determinado pela largura do pulso gerada através da variação

da amplitude do sinal de controle. Pode-se observar que a tensão gerada pela ponte

assume os valores +E e –E, e que ambos aparecem no semiciclo positivo e no semiciclo

negativo do sinal modulador, daí a denominação bipolar aplicado a essa técnica de

modulação.

25


Vtrig

Vref

S1, S4

S2, S3

Vo

+E

-E

ωt

ωt

ωt

ωt

Figura 4.2 Formas de onda da modulação bipolar

26


4.4 ANÁLISE DAS ETAPAS DE FUNCIONAMENTO

O inversor em ponte completa utilizando modulação bipolar apresenta quatro

etapas de funcionamento, sendo duas delas referentes ao semiciclo positivo da tensão de

saída e duas ao semiciclo negativo. Para uma melhor avaliação, considera-se que

interruptores e diodos são ideais. As etapas de operação do semiciclo negativo não serão

descritas por serem análogas às do semiciclo positivo.

Na primeira etapa de funcionamento, os interruptores S1 e S4 são acionados,

conduzindo a corrente de carga. Os demais dispositivos semicondutores se encontram

bloqueados, conforme a representação da Figura 4.3.

Figura 4.3 - Primeira etapa de funcionamento

Na segunda etapa de funcionamento do inversor, os interruptores S1 e S4 são

bloqueados e os diodos D2 e D3 são polarizados diretamente e assumem a corrente de

carga. Apesar dos interruptores S2 e S3 serem acionados nesta etapa, a corrente não

muda de sentido durante este semiciclo, fazendo com que os mesmos não conduzam. A

segunda etapa está representada na Figura 4.4.

Figura 4.4 - Segunda etapa de funcionamento

27


Após os comandos dos interruptores S2 e S3 serem interrompidos, os

interruptores S1 e S4 são acionados novamente, repetindo-se novamente a primeira etapa

de funcionamento, já ilustrada na Figura 4.3.

Na descrição das etapas de funcionamento do inversor foi considerada a carga na

saída como sendo uma fonte de corrente que mudava de sentido conforme o semiciclo

da tensão de saída. Utilizando uma carga com características indutivas, as etapas de

funcionamento mudam quando há regeneração de energia, pois a corrente estaria

defasada da tensão de saída.

4.5 EQUACIONAMENTO

Esta seção relaciona algumas equações básicas para a determinação posterior dos

filtros de saída do inversor de frequência.

O índice de modulação (Mi), dada pela Equação (4.1), representa a relação entre

as amplitudes da tensão de pico da senóide de saída do inversor com a tensão do

barramento CC. Pode-se calcular esse índice usando a seguinte fórmula:

pico

i

barramentoCC

VM

V (4.1)

Este índice é um parâmetro muito importante, pois define o valor mínimo da

tensão de entrada do inversor em ponte completa, já que índices de modulação

superiores a 0,8 implicam maior TDH (“Taxa de Distorção Harmônica”), maiores

esforços de corrente e tensão nos interruptores e largura máxima do pulso de PWM

aplicado aos interruptores, segundo [26]. A experiência de diversos profissionais,

refletida em literaturas, conforme em [27], [29], [30] e [31], mostra que um valor que

atende ao compromisso entre esforços de corrente e tensão, bem como a uma TDH

inferior a 5%, estaria infeior a 0,8.

Outro parâmetro importante para qualidade da forma de onda da tensão de saída

é o índice de frequência (Mf), dado pela Equação (4.2) o qual relaciona a frequência de

comutação do inversor ponte completa (fs) à frequência da tensão de saída fundamental

(fr). O índice de frequência deve ser maior ou igual a 100, a fim de permitir um bom

valor de frequência de corte (fo) para o filtro de saída.

28


s

f

r

fM

f (4.2)

4.6 PROJETO DO FILTRO DE SAÍDA LC

Com o intuito de eliminar as componentes de frequência diferente da frequência

fundamental existentes na tensão de saída do inversor, é proposto um filtro LC de forma

que a tensão fornecida pelo conversor seja a mais senoidal possível, ou seja, com baixa

TDH [28]. A norma CEI/IEC 61000-3-2 diz que a taxa de distorção harmônica total da

tensão de saída de inversores não deve exceder a 5%, e que o componente harmônico

mais significativo não deve ultrapassar a 3% da amplitude da componente fundamental

de baixa frequência. A frequência de corte do filtro de saída deve estar

aproximadamente uma década acima da frequência fundamental da tensão de saída. Pela

utilização da modulação bipolar, é preciso que a frequência de corte esteja

aproximadamente uma década abaixo da frequência de chaveamento dos interruptores.

4.6.1 CÁLCULO DA INDUTÂNCIA DE SAÍDA

Sabendo que a frequência de comutação das chaves é bem maior que a

frequência da tensão de saída do inversor, tem-se então, uma expressão que relaciona a

razão cíclica média instantânea em função do índice de modulação Mi do inversor e o

ângulo de defasagem entre tensão e corrente de saída α, segundo a referência [29], que é

dada pela Equação (4.3):

1

( ) 1 (2

inv iD t M sen t (4.3)

A largura dos pulsos pode variar desde um valor máximo, quando o sinal da

senóide de referência se encontra em π/2, até um valor mínimo quando o sinal se

encontra em 3π/2, considerando o fator de potência da carga unitário. O circuito

equivalente que concerne ao inversor com o filtro de saída é mostrado na Figura 4.5.

29


Figura 4.5 - Circuito equivalente da saída do inversor

Considera-se o fator de potência da carga como unitário (α = 0) para o

dimensionamento do indutor de filtro de saída, conforme em [29]. A tensão aplicada

sobre o indutor quando o interruptor estiver conduzindo, em um período de comutação

do inversor, é dada pela Equação (4.4):

( )

( ) 2 ( )Lf

f Lf Lf o

i tL r i t E V sen t

t

(4.4)

Onde ∆t corresponde ao intervalo de condução da chave. A expressão que

relaciona o intervalo de condução e a razão cíclica na entrada do filtro LC durante um

período de comutação Ts, para o circuito equivalente, é dada pela Equação (4.5):

)inv st D t T (4.5)

Substituindo (4.5) em (4.4), obtém-se a expressão da Equação (4.6).

( )

( ) 2 ( )( )

Lf

f Lf Lf o

inv s


D t T

(4.6)

A queda de tensão proporcionada pela resistência do indutor pode ser

desprezada, devido os outros termos da Equação (4.6) ser muito mais significativos do

que este. Logo, temos a seguinte expressão substituindo (4.3) em (4.6):

( )( ) 2 ( )

11 ( )

2

Lf

f Lf Lf o

i s


M sen t T

(4.7)

rLfLf

Cf R1

LfI

CfI oI

30


Isolando o termo que se refere à variação de corrente obtém-se:

12 ( ) 1 ( )

2( )o i s

Lf

f

E V sen t M sen t T

i tL

(4.8)

A ondulação de corrente parametrizada é dada por:

( )

( )2

Lf

Lf f

o s

i ti t L

V T

(4.9)

Utiliza-se nesse projeto o conceito de ondulação de corrente parametrizada para

o cálculo do indutor de filtro. O emprego desse artifício permite que a ondulação esteja

representada em função de parâmetros comuns a inversores de freqüência (Mi e ωt),

generalizando o cálculo dessa grandeza.

Substituindo (4.8) em (4.9), obtém-se:

1 1

( ) ( ) 1 ( )2

Lf i

i

i t sen t M sen tM

(4.10)

Através da Equação (4.10), pode ser plotado o gráfico que mostra a ondulação

relativa sobre diferentes valores do índice de modulação Mi, conforme a Figura 4.6:

Figura 4.6 - Ondulação da corrente parametrizada do indutor de filtro de saída

0 1.05 2.09 3.14 4.19 5.24 6.28

0.17

0.33

0.5

0.67

0.83

1

M1t

M2t

M3t

t

----------------

iLf t M1 = 0,6

M2 = 0,7

M3 = 0,8

31


Para se determinar os valores máximo e mínimo da ondulação de corrente

parametrizada, deriva-se (4.10) em relação à ωt e iguala-se a zero, como na Equação

(4.11), mantendo os limites de ωt variando entre 0 e 2π:

( ( ))

0( )

Lfd i t

d t

(4.11)

Substituindo (4.10) em (4.11) e resolvendo-se a equação, obtêm-se os seguintes

valores:

1 0t (4.12)

22

t

(4.13)

A primeira solução correspondente a Equação (4.12), representa o valor máximo

da corrente parametrizada, enquanto que a segunda solução apresentada em (4.13)

corresponde ao valor mínimo da mesma. Para o dimensionamento do indutor utiliza-se

o ponto de valor máximo da corrente parametrizada. Substituindo (4.12) em (4.10),

obtêm-se:

(max)

1

2Lf

i

iM

(4.14)

Determina-se o valor máximo da ondulação da corrente no indutor, substituindo

(4.14) em (4.9) isolando o termo que representa a ondulação. Obtêm-se a seguinte

expressão:

(max)

2 1

2

o sLf

f i

V Ti

L M

(4.15)

Resolvendo-se (4.15):

(max)2

Lf

f s

Ei

L f

(4.16)

O valor do indutor de filtro pode ser calculado a seguir usando a Equação (4.17):

32


(max)2

f

s Lf

EL

f i

(4.17)

4.6.2 CÁLCULO DO CAPACITOR DE SAÍDA

Para realizar o cálculo do capacitor de saída, devem-se ressaltar as considerações

de projeto adotadas em inversores de tensão. Para o valor da frequência de corte, f0,

emprega-se uma década acima da frequência da tensão de saída e uma década abaixo da

frequência de chaveamento, conforme as referências [29], [30], [32] nos inversores são

do tipo ponte completa com modulação em três níveis, onde a frequência da tensão

sobre o filtro é o dobro da frequência de chaveamento.

Considerando que as características das cargas a serem alimentadas pelo inversor

são na sua totalidade não-lineares, adota-se para o projeto do filtro de saída do inversor

em ponte completa, a frequência de corte 30 vezes menor que a frequência dos pulsos

de tensão à entrada do filtro. Diante do exposto, o valor da capacitância de saída pode

ser calculado pela Equação (4.18):

0

1

30 2

s

f f

ff

L C

(4.18)

Isolando Cf tem-se:

2

30

2 s

f

f

fC

L

(4.19)

4.7 DETERMINAÇÃO DOS ESFORÇOS DE CORRENTE E TENSÃO NOS

COMPONENTES

Nesta seção é feita a análise qualitativa dos esforços de corrente e tensão nos

componentes que integram a estrutura de potência do inversor.

33


4.7.1 DETERMINAÇÃO DOS ESFORÇOS NOS ELEMENTOS PASSIVOS

Analisando o circuito equivalente da Figura 4.5, pode-se concluir que a corrente

do indutor de saída é a soma da corrente de carga e no capacitor de saída. Sabendo-se

que a corrente que circula no capacitor é igual à ondulação de corrente no indutor, pode-

se calcular a corrente eficaz no indutor de filtro de saída utilizando a seguinte expressão:

2 2

( ) 0 ( )Lf eficaz Cf eficazI I I (4.20)

Onde I0 corresponde ao valor eficaz da corrente de saída. Considerando-se que a

corrente eficaz no capacitor é igual ao valor médio da ondulação de corrente no indutor

que corresponde ao ângulo π/4 no gráfico da Figura 4.6, obtêm-se a equação

simplificada para a corrente eficaz no capacitor.

( )

4

2

Lf

Cf eficaz

i

I

(4.21)

Substituindo (4.21) em (4.20), obtêm-se

2

2

( ) 0

4

2

Lf

Lf eficaz

i

I I

(4.22)

A corrente de pico no indutor é dada por:

( ) ( )

22

2

Lf

Lf pico Lf eficaz

i

I I

(4.23)

34


4.7.2 DETERMINAÇÃO DOS ESFORÇOS NOS SEMICONDUTORES

Nesta seção é feito o estudo referente aos esforços de corrente e tensão sobre os

semicondutores, com o intuito de dimensionar os componentes que trabalhem dentro da

faixa estabelecida pelo conversor. Sabe-se da fundamental importância desses cálculos,

pois eles determinam uma boa escolha dos semicondutores empregados no circuito de

potência, influenciando diretamente no comportamento e rendimento do conversor.

4.7.2.1 ESFORÇOS NOS INTERRUPTORES

Para determinar os esforços de corrente nos interruptores, considera-se que a

corrente na carga é a mesma que circula pelas chaves, Desta forma, em um ciclo de

comutação, a corrente média nas chaves é dada pela expressão:

( ) ( ) ( )s média Lf invI i t D t (4.24)

Desconsiderando as ondulações em alta frequência do indutor, a corrente

instantânea que circula pelo do filtro de saída é dada por:

( )( ) 2 ( )Lf Lf eficazi t I sen t (4.25)

A corrente média nas chaves pode ser calculada, substituindo (4.25) e (4.3) na

Equação (4.24) e calculando o valor médio, obtêm-se:

( ) ( )0

1 12 ( ) 1 ( ) ( )

2 2s média Lf eficaz iI I sen t M sen t d t

(4.26)

Resolvendo-se a Equação (4.26), obtêm-se:

( )

( )

2 cos( )1

2 4

Lf eficaz is média

I MI

(4.27)

O valor eficaz da corrente nos interruptores é calculado através da Equação

(4.28).

35


2

( ) ( )

0

1 12 ( ) 1 ( ) ( )

2 2s eficaz Lf eficaz iI I sen t M sen t d t

(4.28)

Resolvendo (4.28), obtêm-se:

( ) ( )

1 4cos( )

2 2 3s eficaz Lf eficaz iI I M

(4.29)

As chaves da ponte do inversor ficarão submetidos a uma tensão reversa igual à

tensão do barramento CC, assim, pode-se determinar, a tensão eficaz reversa sobre o

interruptor pela Equação (4.30):

( )s eficaz barramentoCCV V (4.30)

4.7.2.2 ESFORÇOS NOS DIODOS EM ANTIPARALELO

Para o cálculo dos esforços de corrente nos diodos em antiparalelo com os

interruptores, utiliza-se o mesmo método da corrente média nas chaves conforme

Equação (4.24). Substituindo a razão cíclica instantânea no interruptor pela razão

cíclica complementar para o diodo, obtêm-se então a Equação (4.31).

( ) ( ) 1 ( )d média Lf invI i t D t (4.31)

Substituindo (4.25) e (4.3) na expressão da corrente média no diodo para um

ciclo de comutação, obtêm-se a Equação (4.32).

( ) ( )

0

1 12 ( ) 1 ( ) ( )

2 2d média Lf eficaz iI I sen t M sen t d t

(4.32)

Resolvendo-se (4.32), obtêm-se:

( )

( )

2 cos( )1

2 4

Lf eficaz id média

I MI

(4.33)

36


O valor eficaz da corrente nos diodos é calculado na Equação (4.34).

2

( ) ( )

0

1 12 ( ) 1 ( ) ( )

2 2d eficaz Lf eficaz iI I sen t M sen t d t

(4.34)

A partir de (4.34), tem-se a seguinte expressão final para a corrente eficaz nos

diodos em antiparalelo com as chaves:

( ) ( )

1 4cos( )

2 2 3d eficaz Lf eficaz iI I M

(4.35)

Com relação aos esforços de tensão nos diodos, percebe-se que por estarem

conectados em antiparalelo com os interruptores, os mesmos serão submetidos à tensão

total do barramento CC, Equação (4.36).

( )d eficaz barramentoCCV V (4.36)

4.8 DETERMINAÇÃO DAS FUNÇÕES DE TRANSFERÊNCIA

Esta seção é de extrema importância para análise do conversor no domínio da

frequência e determinação da estratégia e tipo de controle utilizado no conversor.

Atualmente, dispõe-se de softwares de simulação que auxiliam o projetista a encontrar

os melhores parâmetros de compensação e determinar de forma rápida a expressão de

controle, equação à diferença, em casos que se utiliza o controle discreto.

O controle da tensão de saída do inversor é desenvolvido através do estudo da

malha de tensão que mantém a tensão de saída regulada em relação às variações de

tensão do barramento que alimenta o conversor e variações na carga. Este sistema de

controle se caracteriza como controle modo tensão, sendo necessária a determinação da

função de transferência que relaciona a razão cíclica e a tensão de saída do inversor.

A função de transferência da malha de tensão foi obtida através da aplicação do

modelo de pequenos sinais da chave PWM apresentado por Vorpérian, como na

referência [33], ao circuito do conversor CC-CA em ponte completa como mostrado na

37


ilustração seguinte, pois o mesmo possui a característica de um conversor do tipo

BUCK operando no modo de condução contínua no estágio de saída. Fazendo a análise

CA do circuito da Figura 4.7(a) chega-se ao circuito equivalente da Figura 4.7(b).

Figura 4.7 - Modelo do conversor para a determinação da função de transferência Gv(s):

(a)completo, (b) equivalente

Desta forma, através do circuito desta figura, obtêm-se a função de transferência

Gv(s) na Equação (4.37), que relaciona a tensão de saída em função da razão cíclica.

^

( )( ) o

v

V sG s

d

(4.37)

1

1 12 1

1 1 1

1

1

s f

Lf Lf fsf f f s

Lf Lf Lf

s R CRE

r R R r LR Rs L C s C R

R r R r R r

Da Equação (4.37), pode-se concluir que devido ao filtro LC de segunda ordem

existente na saída do inversor, a função de transferência apresenta uma inclinação de

aproximadamente -40 dB/década e fase -180º após as frequências dos pólos da planta ou

a frequência de corte do filtro. Isto gera instabilidade na saída do inversor necessitando

a alocação de dois zeros do compensador para reduzir a inclinação da função de

transferência na passagem pelo 0 dB.

rLfLf

Cf

R1

c

p

Rs

Vo

rLfLf

Cf

R1

ca

Rs

Vo

p

1 D

(a) (b)

^apV

dD

^

CI d

^

Lf CI Iai

^

E d

^

Lf CI I

E

38


10 100 1 103

1 104

1 105

10

0

10

20

30

40

50

60

70

80

20 log Cv s( )

0

s

2

Figura 4.8 - Diagrama de Bode do sistema não compensado: ganho e fase

Logo, o controlador mais apropriado para ser empregado nos circuitos com

filtros de saída do tipo LC e controle do tipo modo tensão é do tipo proporcional

integral derivativo (PID), que possui dois zeros e dois pólos.

Figura 4.9 - Circuito analógico do controlador de tensão e resposta em frequência

Sua função de transferência é demonstrada na Equação (4.38) e a resposta em

frequência juntamente com o circuito analógico que o representa são mostrados na

Figura 4.9. A função de transferência do compensador de tensão Cv(s), mostrada na

Equação (4.38), é dada por segundo [29]:

10 100 1 103

1 104

1 105

100

70

40

10

20

50

80

180

150

120

90

60

30

0

dB(|Gv(s)|)

ph(Gv(s))

dB(|Gv(s)|)

ph(Gv(s))

Frequência (Hz)

Mag

nitu

de

(dB

)

Fas

e (

° )

RF

RIP

Vref

CFV2

3

2

411

1

+

-

CI

RIZVo’

Vc

39


2

1 1

( )F FV IZ IF

v

IP IP IZ

I IP IZ

s sR C R CR

C sR R R

s sC R R

(4.38)

Para alocação dos pólos e zeros da malha de tensão são adotados os seguintes

critérios que seguem a metodologia utilizada em [29], [30], [32] e [34]:

A frequência do primeiro pólo: na origem com intuito de minimizar o

erro de regime permanente;

A frequência do segundo pólo: acima de no mínimo duas vezes a

frequência de cruzamento para atenuar os ruídos em alta frequência na

realimentação de tensão;

As frequências dos zeros: na frequência de corte do filtro LC para

garantir que o cruzamento pelo zero da função de transferência seja com

a inclinação de -20dB/década;

A frequência de cruzamento: deve ser projetada num valor menor que um

quarto da frequência de comutação.

4.9 REPRESENTAÇÃO DO SISTEMA EM DIAGRAMA DE BLOCOS

A representação do sistema junto com a malha de controle de tensão é mostra no

diagrama da Figura 4.10:

Figura 4.10 - Representação por diagrama de blocos do sistema em modo de tensão

Cv(s): representa a função de transferência do controlador da tensão de

saída;

Gv(s)Cv(s) Fm

VcVref Vod

β

^ ^ ^

40


Gv(s): representa a função de transferência da planta do conversor;

Fm: Ganho do modulador PWM;

β: Ganho do sensor de tensão de saída;

O projeto do controlador digital do inversor começa redefinindo o diagrama de

blocos do sistema do compensador analógico descrito anteriormente. A Figura 4.11

representa a versão discretizada do sistema:

Figura 4.11 - Representação por diagrama de blocos do sistema discretizado

Cv(z): Função de transferência discretizada do compensador;

Gv(z): Função de transferência discretizada da planta;

Fm: Ganho do modulador PWM;

Hadc: Ganho do conversor A/D;

Hv(z): Ganho do sensor de tensão de saída;

A partir disso, utiliza-se a função de mapeamento de Tustin, referência [35] para

discretizar o compensador projetado, Equação (4.39), obtendo toda a expressão do

controlador na transformada z.

2 1

( )1a

zs z

T z

(4.39)

Onde Ta é o período de amostragem do conversor A/D utilizado.

4.10 CONCLUSÕES

Este capítulo foi destinado à análise do inversor em ponte completa, destacando

o equacionamento que leva ao dimensionamento das partes integrantes do conversor. Na

Gv(z)C(z) Fm

Vo

Hv(z)Hadc

41


análise qualitativa foram abordadas as etapas de funcionamento do inversor operando

em regime permanente. Na análise quantitativa, a ênfase foi dada para a determinação

das expressões para o dimensionamento do filtro de saída, cálculos dos esforços nos

semicondutores e determinação do modelo para a análise dinâmica e projeto da malha

de regulação de tensão na saída.

A análise de operação do inversor em ponte completa mostra que o mesmo pode

ser comparado com uma topologia abaixadora básica, o conversor BUCK, já bem

disseminada. E a topologia juntamente com a modulação escolhida oferece vantagem

quanto o projeto com relação a simplicidade de implementação.

O projeto do compensador de tensão foi desenvolvido a partir de técnicas já bem

exploradas utilizando circuitos analógicos baseado em amplificadores operacionais. No

capítulo seguinte, a versão digital será desenvolvida e serão apresentadas as descrições

lógicas do controle da malha de tensão a partir de equações à diferença.

42

CAPÍTULO V – PROJETO DO INVERSOR

5 CAPÍTULO V – PROJETO DO INVERSOR

5.1 INTRODUÇÃO

Este capítulo tem por finalidade apresentar a metodologia de projeto do inversor

baseado na análise feita nos capítulos anteriores. O projeto do estágio de potência e de

controle se dará em seções diferentes deste capítulo, sendo que será feita uma

especificação do filtro LC e dos semicondutores envolvidos na topologia, mostrando os

procedimentos de projeto dos dois estágios. Primeiramente será apresentado um

diagrama que mostrará os blocos do sistema completo, destacando em cada bloco os

circuitos necessários para que se faça o controle, logo após, é feito o dimensionamento

de componentes e cálculos de parâmetros importantes ao projeto.

5.2 REPRESENTAÇÃO DO SISTEMA A SER PROJETADO

A Figura 5.1 apresenta uma representação em diagrama de blocos do inversor

em ponte completa cujo dimensionamento dos seus componentes integrantes será

discutido nesse capítulo. O circuito de controle possui uma malha de tensão com a

realimentação feita através de um circuito de aquisição e conversor A/D de resolução de

12 bits. A modulação PWM bipolar, juntamente com o compensador PID são descritos

em VHDL e implementados no FPGA.

Figura 5.1 - Representação em diagrama de blocos do sistema a ser projetado

Barramento CC

300 VInversor em ponte

completa

Cargas

127 Vca

Driver B1

Controle e Comando do

Inversor de freqüência baseado

no FPGA - EP2C20F484C7N

Circuito de

aquisiçãoConversor A/D

Driver B2

43


5.3 ESPECIFICAÇÕES DE PROJETO

As especificações do projeto do inversor são mostradas na Tabela 5-1.

Tabela 5-1 - Especificações do projeto

Potência aparente total de saída So = 5 kVA

Tensão eficaz de saída V0(eficaz) = 127 V

Frequência da tensão de saída fr = 60 Hz

Fator de potência da carga FP ≥ 0,7

Taxa de distorção harmônica da tensão de saída TDH ≤ 5%

A Tabela 5-2 apresenta os parâmetros assumidos para a concretização do

projeto.

Tabela 5-2 - Parâmetros assumidos

Frequência de chaveamento fs = 24,41 kHz

Tensão média do barramento CC Vcc = 300 V

Ondulação máxima de tensão no barramento CC ∆Vcc = ±5% .Vcc

Índice de modulação do inversor Mi = 0,6

Rendimento teórico esperado do inversor η = 90%

Ondulação máxima de corrente no indutor de

filtro

∆iLf = 25%.ILf(ef)

Fator de crista máximo da corrente de carga Fc ≈ 3

Período de amostragem do conversor A/D Ta = 10 µs

Resolução do conversor A/D 12 bits

Os parâmetros assumidos e as especificações adotadas mostrados nas tabelas

anteriores foram escolhidos com base na observação de outros inversores utilizados em

UPS’s comercializadas no Brasil [36], [37].

A frequência de chaveamento utilizada foi determinada em 24,41 kHz em

decorrência dos valores de frequência das fontes de clock disponíveis para realização do

projeto. O kit de desenvolvimento dispõe de 3 osciladores de freqüência, no qual para

manter uma portadora com freqüência mais próxima de 20 kHz, freqüência utilizada na

44


maioria das UPSs pesquisadas nas referências, utilizando 11 bits de resolução, é preciso

utilizar o oscilador de 50 MHz excitando diretamente o contador que emulará a

portadora no processo de modulação por largura de pulso.

112

osciladors

ff (5.1)

Assim substituindo os valores na Equação (5.1), obtêm-se:

650 10

24,412048

sf kHz

5.4 PROJETO DO INVERSOR DE FREQUÊNCIA

Nesta seção será descrito o projeto dos estágios de potência e controle

destacando as descrições lógicas projetadas necessárias para o desenvolvimento do

controle do inversor. Vale ressaltar que se considera o barramento CC utilizado, como

uma fonte de tensão contínua de alta capacidade de fornecimento de corrente, no qual

alterações na carga do inversor não resultam em alterações consideráveis na tensão de

fornecimento.

5.5 PROJETO DO ESTÁGIO DE POTÊNCIA

A Figura 5.2 apresenta o circuito de potência do inversor em ponte completa

conectado ao barramento CC:

S1

Cf

Lf

S2

Ro

S3

S4

E

Figura 5.2 - Inversor em ponte completa conectado ao barramento CC

45


Dimensionamento do Filtro de saída

O valor da corrente eficaz que na carga do inversor é calculado pela seguinte

expressão:

00

0

SI

V (5.2)

Substituindo os valores, obtêm-se:

0

500039,37

127I A

A ondulação máxima de corrente do indutor para uma carga resistiva é dada por:

(max ) 00,25 2Lf ima I (5.3)

Substituindo o valor da corrente na Equação (5.3), obtêm-se:

( ) 0,25 2 39,37 13,92Lf máxima A

Tendo estes valores, determina-se o valor da indutância do filtro, através da

equação (4.17):

3

315460 400

2 24,41 10 13,92f fL H L H

Pode-se adotar um valor de indutância menor do que o projetado, pois se

considera o fato de que o inversor também é projetado para alimentar cargas não

lineares com fator de crista aproximadamente 3, o que faz com que o primeiro valor de

indutância obtido possa ser reduzido, [30]. Em aplicações de inversores alimentando

cargas não-lineares, é necessário conhecer as características da carga antes de escolher

uma indutância de filtragem. Por exemplo, um retificador com filtro capacitivo, precisa

drenar uma corrente elevada durante um curto período de tempo para a carga de seu

capacitor, isto é, tem-se uma derivada de corrente muito elevada tanto na subida da

corrente quanto na descida.

46


Se a indutância de filtragem do inversor não for bem projetada, a queda de

tensão no indutor gerada pela alta derivada no período em que a corrente da carga

aumenta pode ser tal que a tensão de saída tenha sua forma de onda distorcida,

propiciando queda na performance por uma alta taxa de distorção harmônica. Adota-se

nesse projeto uma redução de 15% no valor dimensionado para o indutor do filtro LC.

Determinando o valor da indutância do filtro de saída, o capacitor do filtro pode

ser calculado através da Equação (4.19):

2

3

6

30

2 24,41 1096

400 10fC F

A aproximação do valor eficaz da corrente no capacitor de filtro é dada pela

Equação (4.21), substituindo os valores dos parâmetros, obtêm-se:

( ) 6 3

1 1127 2 0,707 1 0,6 0,707

0,6 26,30

2 400 10 24,41 10Cf eficazi A

A tensão eficaz máxima sobre o capacitor de filtro é dado pela tensão eficaz de

saída do inversor:

( ) 127Cf eficazV V

Desta forma foi especificado um valor maior para o capacitor de saída devido à

indisponibilidade do valor calculado entre os valores comerciais. Ainda mais porque um

valor superior na capacitância do filtro melhora a performance do inversor para cargas

não lineares. O capacitor adotado é apresentado na Tabela 5-3.

Tabela 5-3 - Especificação do capacitor de filtro

Tipo de capacitor Polipropileno

Especificação do capacitor Cf = 120 uF/250 VCA

O indutor deve ser projetado para a corrente de pico máxima. Os valores de

corrente eficaz e de pico para o indutor é calculado através das equações (4.20) e (4.23).

47


2 2

( ) 39,37 6,30 39,87Lf eficazi A

( )

13,922 39,87 62,64

2Lf picoi A

Para o indutor de filtro, também deve ser considerado a corrente de pico máxima

relacionando o fator de crista especificado. A corrente de pico máxima quando o

inversor estiver alimentando cargas não lineares é dado por:

( )( )

13,923 39,87 126,57

2Lf pico máximai A

São definidos alguns parâmetros para o projeto físico do indutor de filtro,

conforme Tabela 5-4.

Tabela 5-4 - Parâmetros de projeto do indutor de filtro

Fator de ocupação teórico do núcleo Kw = 0,7

Máxima densidade de corrente Jf(maxima) = 350 A/cm2

Máxima densidade de fluxo magnético Bf(maxima) = 0,3 T

Permeabilidade do vácuo µo = 4.π

.10

-7 H/m

Permeabilidade relativa do ar µr = 1

O menor volume do núcleo do indutor é calculado a partir do produto das áreas

[39], definido pela expressão:

( ) ( ) 4

( ) ( )

10f Lf pico Lf eficaz

e w

w f máxima f máxima

L i iA A

K J B

(5.4)

Logo, substituindo os parâmetros e os valores calculados anteriormente na

Equação (5.4), obtêm-se:

6

4 4400 10 62,64 39,8710 135,91

0,7 350 0,3e wA A cm

Através do catálogo do fabricante de núcleos localizado em [38], escolhe-se 4

núcleos de ferrite NEE-80/38/20 com material IP12® da Thornton. As dimensões

48


geométricas do núcleo são: Ae = 4,08 cm², Aw = 9 cm², Ap = 36,72 cm4 , Ve = 72,12

cm³, MLT = 18,45 cm.

O número de espiras do indutor é calculado pela expressão seguinte, conforme

[29]:

( ) 4

( )

(max)

10f Lf pico

e Lf

f e

L IN

B A

(5.5)

Substituindo os valores encontrados, obtêm-se:

6

4400 10 62,6410

0,3 4 4,08eN espiras

A área de seção de cobre necessária, segundo [39], é calculada a partir da

Equação (5.6):

( )

( )

Lf eficaz

cu

f máxima

iS

J (5.6)

Assim:

239,37

0,1125350

cuS cm

O fio utilizado é de 26 AWG que possui uma área de seção S26AWG = 0,

001671 cm², sem isolamento, as características físicas e elétricas dos cabos estão

listadas em [40]. Portanto, a quantidade de fios em paralelo é calculada pela expressão:

26

cufios

AWG

Sn

S (5.7)

Assim, obtêm-se:

0,112587

0.001287fiosn fios

49


Portanto o valor do entreferro que é calculado pela expressão:

2

0e

g r e

f

Nl A

L (5.8)

Assim:

2

7

6

464 10 1 4 4,08 1,085

400 10gl cm

Logo, o entreferro dos indutores do filtro de saída deverá ser ajustado em

0,54cm. A Tabela 5-5 apresenta o resumo de projeto físico do indutor.

Tabela 5-5 - Especificações do projeto do indutor de filtro

Valor da Indutância Lf = 400 µH

Referência do núcleo NEE-80/38/20 IP12

Número de espiras Ne = 46 espiras

Quantidade de fios em paralelo/Bitola 87 x 26AWG

Entreferro lg/2 = 0,54 cm

Dimensionamento dos interruptores e diodos

É considerada a pior situação de esforços de corrente nos interruptores S1, S2, S3,

S4, fator de potência unitário para a carga e razão cíclica máxima para o cálculo dos

valores de corrente médio e eficaz nos interruptores. Através das equações (4.27) e

(4.29), obtêm-se:

( )

2 39,37 0,83 11 14,63

2 4s médiaI A

( )

1 439,87 0,83 1 26,02

2 2 3s eficazI A

50


Os valores médio e eficaz para as correntes nos diodos em antiparalelo D1, D2,

D3 e D4 são calculados também para a pior situação, quando o fator de potência na carga

for 0,7. A partir das equações (4.33) e (4.35), obtêm-se:

( )

2 39,37 0,83 0,71 4,81

2 4d médiaI A

( )

1 439,87 0,83 0,7 14,19

2 2 3d eficazI A

A tensão reversa máxima sobre os interruptores e diodos antiparalelos é

determinada através da equação (4.30) e (4.36).

( ) ( ) 300s eficaz d eficazV V V

A Tabela 5-6 apresenta a especificação dos interruptores juntamente com seus

diodos em antiparalelo. Nesse IGBT, interruptor e diodo se encontram no mesmo

encapsulamento. A escolha dessa referência se condicionou no fato de que o inversor

não possui circuito de snubber para auxiliar a comutação, tornando necessária a escolha

de um IGBT que proporcionasse baixas perdas em condução e comutação. O IGBT

utilizado é o IRGP35B6PD da série WARP2 [42] que constitui uma das mais recentes

tecnologias de IGBT’s comercializados de baixo custo.

Tabela 5-6 - Especificação dos interruptores e diodos do inversor

Tipo de interruptor/Diodo IGBT NPT/Ultra rápido

Corrente média máxima de coletor Ic(media) = 34 A @100°C

Tensão máxima coletor-emissor VCE = 600V

Resistência térmica junção-cápsula

(IGBT)

Rthjc(Si)=0,41°C/W

Corrente media máxima do diodo ID(media)=15 A @100°C

Resistência junção-cápsula (Diodo) Rthjc(di)=1,7°C/W

Referência (International Rectifier) IRGP35B60PD

51


5.6 PROJETO DO ESTÁGIO DE CONTROLE

O estágio de controle desenvolvido para o inversor de frequência pode ser

visualizado através do esquemático simplificado da Figura 5.3:

Figura 5.3 - Esquemático simplificado do circuito lógico de controle do inversor

Conforme pode ser visto na Figura 5.3, os circuitos de controle de cada braço

são sincronizados através de uma geração de uma referência senoidal dada pela síntese

de uma memória ROM que utiliza os valores de um contador como endereço. Também

é usado um contador de 11 bits como a portadora para a modulação. Existem ainda

divisores de frequência para adaptar a frequência de clock interna, 50 MHz, do kit de

desenvolvimento às taxas de frequência compatíveis com os circuitos internos e um

circuito lógico que fará a interface com o conversor A/D ADS7804. O modulador PWM

compara os valores gerado pelo controlador PID digital com a portadora, gerando os

sinais de acionamento dos interruptores.

Por questão de incompatibilidade de tensão, pois o FPGA trabalha com uma

tensão de 3,3 V muito inferior a tensão necessária para acionamento dos drivers, foi feio

um circuito de interface a partir de buffers de coletor aberto. Para realimentação foi

inserido um circuito baseado em um amplificador diferencial.

Driver Braço1

S1/S2

Clock 50 MHz

RL

R4

R1

R2

R3

C1

C2

VCf1

VCf2

Divisor de

freqüência

1/100

Contador

-1023 - 1023

Divisor de

freqüência

1/100

Contador

0-299 Memória ROM

Senóide de referênciaControlador PID

digital

Divisor de

freqüência

1/100 Modulador PWM

Vin

GND

b0

b11

Conversor A/D

ADS7804

BUSY

+15 V

Buffers com

coletor aberto

Driver Braço2

S3/S4

Portadora digital

Controlador do

conversor A/D

FPGA - EP2C20F484C7N

52


Todos os circuitos citados se encontram no anexo, juntamente com as descrições

de hardware de cada componente empregado no estágio de controle. A seguir será

descrito o projeto do compensador de tensão ressaltando técnicas utilizadas de

normalização para se obter melhores resultados.

Gerador de referência

Para implementar a malha de controle do inversor é necessário ter uma senóide

de referência, portanto optou-se por gerar o valor de referência a partir de uma tabela de

valores inteiros. O rendimento do controlador é extremamente dependente da exata

geração do valor de referência, uma vez que esses dados junto com os dados

provenientes do conversor A/D são responsáveis pela geração do erro do sistema,

variável de entrada no compensador de tensão.

Foram escolhidos 300 valores, adquiridos através de softwares simuladores

utilizados em projetos de engenharia. Através da quantidade de valores da tabela,

intensidade e período da senóide de referência pode-se determinar tais valores através

da Equação (5.27).

2 60

( )300

tabela máximo

nV n V sen

(5.9)

Como resultado, obteve-se a Tabela 5-7 com os valores da senóide de referência:

Tabela 5-7 - Tabela com valores da senóide de referência

0 17 34 52 69 86 103 120 137 154 171 188 204 221 237

254 270 286 302 318 334 350 365 381 396 411 426 440 455 469

483 497 510 524 537 550 562 575 587 599 610 622 633 643 654

664 674 684 693 702 711 719 727 735 742 749 756 763 769 775

780 785 790 794 798 802 805 808 811 813 815 816 818 818 819

819 819 818 817 816 814 812 810 807 804 800 796 792 787 783

777 772 766 760 753 746 739 731 723 715 706 698 688 679 669

659 649 638 627 616 604 593 581 568 556 543 530 517 503 490

476 462 447 433 418 403 388 373 358 342 326 310 294 278 262

53


246 229 213 196 179 162 146 129 112 94 77 60 43 26 9

-9 -26 -43 -60 -77 -94 -112 -129 -146 -162 -179 -196 -213 -229 -246

-262 -278 -294 -310 -326 -342 -358 -373 -388 -403 -418 -433 -447 -462 -476

-490 -503 -517 -530 -543 -556 -568 -581 -593 -604 -616 -627 -638 -649 -659

-669 -679 -688 -698 -706 -715 -723 -731 -739 -746 -753 -760 -766 -772 -777

-783 -787 -792 -796 -800 -804 -807 -810 -812 -814 -816 -817 -818 -819 -819

-819 -818 -818 -816 -815 -813 -811 -808 -805 -802 -798 -794 -790 -785 -780

-775 -769 -763 -756 -749 -742 -735 -727 -719 -711 -702 -693 -684 -674 -664

-654 -643 -633 -622 -610 -599 -587 -575 -562 -550 -537 -524 -510 -497 -483

-469 -455 -440 -426 -411 -396 -381 -365 -350 -334 -318 -302 -286 -270 -254

-237 -221 -204 -188 -171 -154 -137 -120 -103 -86 -69 -52 -34 -17 0

Desta forma, define-se através da linguagem de descrição de hardware proposta

uma memória ROM, onde se podem acessar os valores da senóide de referência a partir

de valores de endereçamento, valores esses que são obtidos através de um contador de

módulo 300: 150 valores para o semi-ciclo positivo e 150 valores para o semi-ciclo

negativo.

A partir de um sinal de clock 27 MHz, juntamente com um divisor de frequência

acionando um contador, pode-se emular uma fonte senoidal para os valores de

referência, cuja frequência é definida em 60 Hz, conforme Figura 5.4.

Figura 5.4 - Implementação do gerador de referência

Portadora

A geração da onda triangular portadora utilizada na modulação por largura de

pulso é obtida digitalmente através de uma estrutura de contagem síncrona de 11 bits

como mostrado na Figura 5.5. A implementação fez-se a partir de uma fonte de clock de

VCC

ce

endereco[8..0]

saida[11..0]

REFERENCIA_SENOIDAL_2

inst4

clk_in teste

saida[8..0]

PORTADORA_TRIANGULAR_2

inst5

LIMITE_SUPERIOR 300 Signed Integer

LIMITE_INFERIOR 0 Signed Integer

Parameter Value Type

Freq = 27 MHz

Freq = 60 Hz

Freq = 18 kHz

clock_in clock_out

DIVISOR_DE_FREQUENCIA

inst20

DIVISOR 1500 Signed Integer


54


50 MHz do kit de desenvolvimento conectado ao clock de um contador crescente.

Podendo assim, ser estabelecida uma portadora com frequência de 24,41 kHz .

Figura 5.5 - Implementação da portadora

Modulador PWM

O modulador PWM é o componente que gera os pulsos para acionamentos dos

interruptores no inversor a partir dos sinais da portadora e da referência. Sua

implementação é feita através de um comparador, conforme a Figura 5.6:

Figura 5.6 – Implementação do Modulador PWM

Compensador PID digital

A Figura 5.7 mostra o bloco que representa o controlador PID digital. Esta

implementação possui os valores de realimentação e da senóide de referência como

entrada, calcula o erro e gera o sinal de controle, usando a expressão:

1 2 3 4( ) ( ) ( 1) ( 2) ( 1) ( 2)u k e k k e k k e k k u k k u k (5.10)

Onde u(k), e(k) representam respectivamente o sinal atuais de controle e de erro;

u(k-1), e(k-1) os sinais de controle e erro após uma interação do controlador e por

último u(k-2) e e(k-2), após duas iterações. Para sincronizar o controlador PID com o

conversor A/D, uma máquina de estado foi construída. Assim, o processo inicia quando

clk_in saida[11..0]

PORTADORA_TRIANGULAR

inst21

LIMITE_SUPERIOR 1023 Signed Integer

LIMITE_INFERIOR -1023 Signed Integer


VCCCLOCK_INPUT_50M22 INPUT

Freq = 50 MHz Freq = 24,41 kHz

NOT

inst24

portadora[11..0]

ref erencia[11..0]

sinal_pwm

MODULADOR_PWM

inst25

55


o conversor A/D finaliza uma conversão, a máquina gera um sinal para cada flip-flop

atualizar u(k-1) e e(k-1), e então modificar e(k) e o sinal de saída u(k).

Figura 5.7 – Implementação do controlador PID digital

Controle do conversor A/D

Para aquisição dos dados foi utilizado o conversor A/D ADS7804. O fabricante

propõe uma configuração básica para operar com saída de dados completa, conforme

mostrado na Figura 5.8. O pino C/S (pino 25) é o sinal habilitador do conversor, estando

em nível lógico alto a conversão está desabilitada e todos os pinos de saída são posto

em alta impedância. Colocando R/C (pino 24) em nível lógico baixo por no mínimo de

40 ηs dá início a uma conversão.

Figura 5.8 - Circuito básico para operação do ADS7804

O pino BUSY (pino 26) irá para nível lógico baixo e assim permanecerá até ser

concluída a conversão e os registradores de saída serem atualizados. Os dados estarão

na saída em formato de complemento 2 com o bit mais significativo no pino 6. A

V_referencia[11..0]

V_aquisicionado[11..0]

ERRO_K

ERRO_K_1

ERRO_K_2

V_compensado[11..0]

controlador_pid_digital_BLOCO

inst5

clk

reset

K

K1

K2

MAQUINA_DE_ESTADO

inst34

56


transição do pino BUSY, ao término do processo de conversão, foi utilizada pelo FPGA

como pulso para registrar os dados da conversão. A combinação dos sinais C/S e R/C

em “baixo” por no mínimo de 40ns coloca imediatamente o conversor ADS7804 em

funcionamento fixando o valor da amostra de tensão e consequentemente, dando início

a conversão. A Figura 5.9 mostra simplificadamente através do diagrama de tempo, o

comportamento de cada sinal ao logo do processo de conversão.

Figura 5.9 - Diagrama de tempo de conversão (C/S fixado em "baixo")

Para possibilitar o controle do conversor A/D foi criado um componente que

forneça o sinal de clock para a o funcionamento do conversor e uma estrutura

registradora que receba o sinal proveniente do pino BUSY e armazene o valor

convertido.

57


Figura 5.10 - Implementação do controlador do conversor A/D

5.7 CÁLCULO DA MALHA DE TENSÃO

A malha de tensão do inversor é implementada através de um controlador PID

digital, cujo projeto é feito a partir de um controlador analógico e posteriormente

discretizado. Assim, para o projeto do controlador na sua versão analógica, deve-se

adotar alguns parâmetros de projeto conforme mostrado na Tabela 5-8. Os valores

correspondentes as tensões serão convertidos para os respectivos valores inteiros para

cálculo em ponto fixo, com relação à resolução utilizada no projeto na versão discreta

da malha de tensão.

Tabela 5-8 - Parâmetros de projeto do compensador de tensão

Tensão de pico da portadora triangular Vpt(pico) = 5 V

Ganho do sensor de tensão β = 0,02222

Carga do inversor operando a vazio Rvazio = 10 kῼ

Tensão de pico da moduladora senoidal Vps(pico) = 4 V

V_ref erencia[11..0]

V_lido[11..0]

clock

V_compensado[11..0]

CONTROLADOR_PID_DIGITAL2

inst5

K0 3012924 Signed Integer

K1 -5691583 Signed Integer


K3 -114710 Signed Integer



dado_entrada[11..0]

clk_busy

dado_saida[11..0]

CONTROLE_CONVERSOR_AD2

inst2

ce

endereco[11..0]

saida[11..0]

REFERENCIA_SENOIDAL

inst22

VCC

58


Função de transferência da malha de tensão do inversor

Determina-se a função de transferência Gv(s) do inversor substituindo na

Equação (4.37) os parâmetros calculados até esta seção. Será desconsiderada a

resistência série equivalente do capacitor de filtro e a resistência do indutor do filtro.

8 2 7

315( )

4,80 10 2066,80 2,08 10vG s

s s

A frequência de corte do filtro de saída é calculada por:

00 726,44

2f Hz

Determinação dos demais parâmetros do diagrama de blocos da malha de tensão

O ganho do bloco modulador PWM é determinado por:

( )

1 10,2

5m

pt pico

FV

O ganho do sensor de saída foi determinado nas especificações do projeto do

controlador:

0,02222

Este ganho é representado pelo circuito de amostragem de tensão, circuito

emulado pelo amplificador diferencial, conforme Apêndice A. Este valor foi escolhido

para compatibilizar a tensão de saída do inversor a níveis de tensão compatíveis com o

circuito de conversor A/D.

Função de transferência em laço aberto sem o compensador

A função de transferência da planta em malha aberta é definida por:

59


( ) ( ) ( )v sc vFTLA s G s (5.11)

Os diagramas de módulo e fase da função de transferência FTLAv(sc)(s) são

mostrados na Figura 5.11:

Figura 5.11 Diagrama de Bode do da função de transferência FTLAv(s).

Determinação da função de transferência de laço aberto com compensador

Adotando os critérios recomendados pela teoria de controle [30], o compensador

deve ser projetado de tal forma que a frequência de cruzamento da função de

transferência de laço aberto deve ser menor que fcruz = fs/4. Portanto, para o projeto

considera-se:

3,487

scruz

ff kHz

Para alcançar esta frequência de cruzamento o compensador deve ter um ganho

Kv de:

20 log ( ) 23,96vA G s dB

2010 15,79

A

vK

10 100 1 103

1 104

1 105

100

80

60

40

20

0

20

180

150

120

90

60

30

0

dB(|FTLAv(s)|)

ph(FTLAv(s))

dB(|FTLAv(s)|)

ph(FTLAv(s))

Frequência (Hz)

Mag

nitu

de

(dB

)

Fas

e (

° )

60


Para plantas de segunda ordem é recomendado usar o compensador PID, onde

Adota-se os critérios de alocação de pólos e zeros da malha de tensão recomendados no

capítulo 4. A partir do que já foi exposto, pode-se determinar as frequências importantes

ao compensador nas expressões seguintes. Os zeros do compensador alocados na

frequência natural de oscilação:

1 2

1726,44

2z z

f f

f f HzL C

Um pólo do compensador na origem para minimizar o erro estático:

1 0pf Hz

Outro pólo é alocado 16 vezes a frequência natural:

2 016 11,62pf f kHz

Desta forma, pode-se obter a expressão do compensador utilizado na malha de

tensão do inversor em ponte completa:

1 2

2

2 2( )

2

z z

v v

p

s f s fC s K

s s f

(5.12)

24564,35

( ) 15,7973010,61

v

sC s

s s

O diagrama de Bode do compensador Cv(s) é apresentado na Figura 5.12.

61


Figura 5.12 Diagrama de Bode de Cv(s)

A função de transferência de laço aberto com o compensador é dada por:

( ) ( ) ( )v cc v vFTLA G s C s (5.13)

Os diagramas de módulo e fase da função de transferência de laço aberto com o

compensador são apresentados na figura a seguir:

Figura 5.13 - Diagrama de Bode da função de transferência FTLAv(cc)(s)

10 100 1 103

1 104

1 105

10

4

18

32

46

60

100

60

20

20

60

100

dB(|Cv(s)|)

ph(Cv(s))

dB(|Cv(s)|)

ph(Cv(s))

Frequência(Hz)

Mag

nitude (

dB

)

Fase

( °

)

1 10 100 1 103

1 104

1 105

75

50

25

0

25

50

75

180

160

140

120

100

80

60

40

dB(|FTLAv(s)|)

ph(FTLAv(s))

dB(|FTLAv(s)|)

ph(FTLAv(s))

Frequência (Hz)

Fas

e (

° )

62


De acordo com o gráfico mostrado na Figura 5.13, verifica-se que a frequência

de cruzamento da função de transferência de laço aberto está situada em torno de 1,6

kHz com margem de fase em torno de 48°, resultado que caracteriza um sistema estável.

5.8 CÁLCULO DA MALHA DE TENSÃO DISCRETIZADA

Para se obter a versão digital da malha de tensão é preciso considerar o diagrama

de blocos expresso na Figura 4.11. Com essa representação pode-se definir as funções

de transferência dos blocos do diagrama.

Determinação dos parâmetros do diagrama de blocos discretizado

O ganho do bloco modulador PWM discreto é determinado por:

4

11

14,88 10

2mF

O ganho do sensor de saída é dado por:

( ) 0,02222vH z

O ganho do sensor de saída é representado pelo ganho do amplificador

operacional na configuração diferencial alocada na aquisição do sinal de realimentação.

O ganho do conversor A/D, é calculado pela relação entre a faixa de valores

convertidos e a faixa de tensão de entrada no conversor:

122

204,820

adcH

As funções de transferência do compensador e da planta são discretizadas a

partir da função de mapeamento de Tustin como descrita na Equação (4.39) e

considerando a taxa de amostragem de 10 µs. Desta forma, obtêm-se:

2

2

2 1( ) 0,0315

0,1245 0,2455 0,1213v

z zG z

z z

63


2

2

2

0,2708 0,5115 0,2416( ) 0,3879 10

0,2285 0,3999 0,1714v

z zC z

z z

As operações realizadas pelo FPGA serão com ponto fixo, por possuir menor

complexidade, por necessitar de menor número de elementos lógicos, e por requisitar

um barramento reduzido com relação a operações com ponto flutuante. O controlador

escolhido encontra dificuldade em operar com números reais, daí optou-se por fazer uso

de operações com números inteiros e normalização Q15.

Na normalização, multiplicam-se todos os parâmetros da expressão à diferença

pelo fator de normalização, com o intuito de reduzir os erros de aproximação e

arredondamento das variáveis da equação. Após realizar as operações, divide-se o

resultado pelo fator de normalização reconstituindo o valor da expressão do controlador.

O fator de normalização usado no projeto é um valor inteiro do tipo 2n, onde n é

um inteiro. Isso traz facilidade de implementação em lógica reprogramável, pois

operações de divisão quando o divisor é um número potência de 2 fazem-se apenas com

deslocamentos dentro do barramento o numero de vezes que foi elevado a 2.

Sendo assim, como a normalização escolhida para o projeto foi Q15, pois se

trata de um fator que expressa boa precisão para a nossa aplicação, a divisão pelo fator

de normalização se faz através de 15 deslocamentos de bits no barramento de resultado

da expressão do compensador de tensão.

A equivalência entre o controlador discretizado e sua versão normalizada é

apresentada nas Figura 5.14 e Figura 5.15, onde se analisa o diagrama de Bode de fase e

de ganho. Pode-se observar que com a normalização utilizada para o projeto do

compensador reflete um comportamento equivalente a expressão discretizada do

compensador de tensão em z.

Diferente do que se pode observar no comportamento no domínio da freqüência

em relação ao compensador de tensão discretizado, quando se arredonda todos os

parâmetros do compensador.

64


Figura 5.14 - Diagrama de ganho dos controladores discretizados

Figura 5.15 - Diagrama de fase dos controladores discretizados

Tendo a expressão do compensador, faz-se a transformada z inversa, a fim de

obter a equação à diferença.

( ) 284136 ( ) 536750 ( 1) 253487 ( 2) 44996 ( 1) 12229 ( 2)u k e k e k e k u k u k

10 100 1 103

1 104

1 105

60

40

20

0

20

40

60

Cv(z) - real

Cv(z) - arred

Cv(z) - p. fixo

Cv(z) - real

Cv(z) - arred

Cv(z) - p. fixo

Frequency (Hz)

Mag

nitu

de (

dB)

10 100 1 103

1 104

1 105

180

120

60

0

60

120

180

Cv(z) - real

Cv(z) - arred

Cv(z) - p. fixo

Cv(z) - real

Cv(z) - arred

Cv(z) - p. fixo

Frequency (Hz)

Fas

e (

° )

65


5.9 CONCLUSÕES

Nesse capítulo foi apresentada a metodologia de projeto do inversor de

frequência. Com o intuito de garantir uma forma de onda com distorção reduzida foi

projetado um filtro LC levando em consideração os esforços de corrente e tensão nesses

elementos passivos, preservando uma operação confortável. Foram especificados

interruptores do tipo IGBT de baixas perdas totais, possibilitando o chaveamento com

frequências elevadas e baixas perdas.

A implementação da estratégia de controle se baseou em descrições feitas em

VHDL, com auxilio de circuitos de aquisição e de acionamentos das chaves. O

esquemático completo da implementação física deste sistema juntamente com as

descrições lógicas estão incluídos no Apêndice.

66

CAPÍTULO VI – RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS

6 CAPÍTULO VI – RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS

6.1 INTRODUÇÃO

O presente capítulo tem como objetivo apresentar os resultados de simulação e

experimentais para o inversor de tensão em ponte completa. Parte desses resultados

foram obtidos através do software PSIM® que se trata de um programa especializado

em simulações de circuitos de potência e parte em laboratório.

É esperado ao final do capítulo que a metodologia de projeto e análise teórica

apresentada nos capítulos anteriores seja validada de forma que neste projeto sejam

futuramente agregadas estratégias de controle mais complexas e que o controlador

proposto seja mais explorado na sua maior vantagem que é a velocidade de atuação e

precisão.

6.2 SIMULAÇÃO DO INVERSOR

A simulação do controle digital foi realizada tentando emular todos os

componentes do sistema de compensação da malha de tensão, como mostra Figura 6.1.

Figura 6.1 Esquema do circuito de controle para a simulação

Utilizou-se uma fonte de tensão senoidal, e uma fonte de tensão triangular

conectados a amostradores para emular os componentes que geram o sinal de referência

67


e da portadora respectivamente. O estágio da conversão analógico-digital foi emulado

por uma amostrador no sinal de realimentação e um atraso. A função de transferência

discretizada, é inserida no bloco TF_DIGITAL.

O circuito de aquisição é composto por um amplificador diferencial com filtro

capacitivo, como mostra Figura 6.2. Essa mesma configuração é utilizada no protótipo.

Figura 6.2 Circuito amplificador diferencial utilizado na realimentação

Na apresentação dos resultados de simulação e experimentais para o inversor, a

conexão da carga segue o esquemático de ligação da Figura 6.3.

Figura 6.3 - Esquema de ligação do conversor

68


6.3 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO

Foram feitos ensaios para testar a regulação do inversor de freqüência juntamente

com o seu desempenho com relação a baixas taxas de distorção harmônica. Os ensaios

são feitos com carga linear, degrau de carga, carga não linear e com carga indutiva.

Carga linear

A Figura 6.4 apresenta as formas de onda das tensões e correntes na saída do

inversor em ponte completa. A saída está fornecendo 100% de carga linear com tensão

eficaz de 127V totalizando 4000W.

Figura 6.4 - Tensão e Corrente de saída para a carga nominal

Conforme pôde ser visto na figura acima, o inversor atuou com ótima resposta

na forma de onda da tensão de saída alimentando a carga nominal. As formas de onda

de tensão apresentam um conteúdo harmônico bem reduzido, restando analisar para a

situação de carga não linear, a qual constitui grande parte das cargas conectadas à este

tipo de equipamento.

Através do software WAVESTAR, pode-se fazer a análise harmônica da forma

de onda da tensão de saída do inversor, para constatar se o comportamento do conversor

69


está dentro das especificações exigidas pela norma com relação ao conteúdo harmônico

presente na tensão senoidal do inversor de frequência.

Conforme as referências [3] e [4], a norma estabelece que a taxa de distorção

harmônica total da tensão alternada na saída do inversor não deve exceder a 5%, e que o

harmônico mais importante não deve ultrapassar 3% da amplitude da componente

fundamental.

A análise harmônica para o ensaio com carga linear é apresentada na Figura 6.5.

Figura 6.5 Análise do espectro harmônico da tensão de saída para carga linear

Degrau de Carga

A seguir é feita a análise para um degrau de carga no inversor alterando de 20%

para a carga nominal do inversor. Este ensaio é importante porque mostra o

comportamento do conversor para variações bruscas de carga. A Figura 6.4 apresenta as

formas de onda da tensão e corrente o teste citado.

TDH = 0,519 %

70


Figura 6.6 Tensão e corrente para um degrau de carga

Observa-se na Figura 6.6 que o inversor se comportou bem ao transiente com

um afundamento de 10 V.

Carga Indutiva ( FP = 0,7 )

A seguir é feito a análise do inversor quando alimenta cargas com FP ≠ 1,

conforme as especificações do conversor, segundo Tabela 5-1. O circuito RL utilizado

no ensaio com FP = 0,7, é apresentado na Figura 6.7.

Figura 6.7 – Esquemático da carga com FP=0,7

71


A Figura 6.8 apresenta os resultados para as formas de onda da tensão e corrente

para a carga em questão.

Figura 6.8 – Tensão e corrente na saída do inversor para carga com FP = 0,7

A análise do espectro harmônico da tensão de saída é apresentada na Figura 6.9.

Figura 6.9 Análise do espectro harmônico da tensão de saída (FP = 0,7)

Carga não linear

Foi realizada uma simulação para a carga com característica não linear,

conforme Figura 6.10.

TDH = 0,53 %

72


Figura 6.10 - Esquemático da carga não linear

O circuito da carga não linear ensaiada está mostrado na Figura 6.10, juntamente

com os parâmetros utilizados para cada forma de ligação na saída do inversor.

Tabela 6-1 - Parâmetros para a carga não linear

Parâmetro para ensaio em

127 VCA

Ld 180 µH

Cd 2200 µF

Rd 12 Ω

Figura 6.11 - Tensão e corrente na saída do inversor para carga não linear

73


A Figura 6.11 apresenta a forma de onda da tensão e corrente na saída para uma

carga não linear, totalizando a potência de 2600VA, FP=0,7 e Fc=3.

A análise do espectro harmônico, juntamente com sua taxa de distorção

harmônica para o ensaio com carga não linear, é apresentada na Figura 6.12.

Figura 6.12 Análise do espectro harmônico da tensão de saída (Carga Não Linear)

6.4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS

O protótipo de 5 KVA foi montado no grupo de processamento de energia e

controle (GPEC) do departamento de engenharia elétrica da UFC. As ilustrações da

montagem são apresentadas na Figura 6.13 e na Figura 6.14.

Figura 6.13 Vista geral superior do protótipo

TDH = 0,622 %

74


Figura 6.14 Vista Lateral do protótipo

Os esquemáticos dos circuitos auxiliares deste protótipo se encontram no

Apêndice. O protótipo encontra-se em fase de desenvolvimento sendo os primeiros

resultados do conversor colhidos com malha aberta, conforme apresentado na Figura

6.15,.

Figura 6.15 Tensão e corrente de saída do inversor em malha aberta

75


6.5 CONCLUSÕES

Neste capítulo foram apresentados os resultados de simulação do inversor de

acordo com o projeto realizado no capítulo anterior. Foram realizados ensaios de

transientes de carga e alimentando cargas não lineares emulados por um retificador com

filtro capacitivo.

Os resultados demonstraram que o sistema fornece uma tensão senoidal nas

saídas com uma taxa de distorção harmônica reduzida tanto para cargas com fator de

potência diferente de 1 como para cargas não lineares.

76

CONCLUSÃO GERAL

7 CONCLUSÃO GERAL

Neste trabalho foi apresentado o desenvolvimento de um inversor monofásico

com controle digital baseado em lógica reprogramável por FPGA. Foram desenvolvidas

estruturas lógicas que propiciaram o controle em modo de tensão do conversor e o

projeto do compensador foi desenvolvido com base na metodologia de controle já bem

implantada em inversores de tensão.

Na introdução geral foi resgatada a importância da eficientização do consumo

energético, comprovado pela implantação de regras mais rígidas. As conclusões que

podem ser tiradas são:

Normas recentes ao consumo de energia elétrica mostram-se com maior

rigidez, exigindo conversores estáticos que apresentem alta eficiência,

baixo conteúdo harmônico e reduzida interferência eletromagnética.

O desenvolvimento da eletrônica de potência proporcionou a

disseminação de conversores estáticos com elevada eficiência e redução

significativa de material empregado, com a utilização do acionamento de

semicondutores em alta frequência

O capítulo II apresentou toda a evolução dos controladores dos conversores de

potência e a evolução dos controladores digitais que possuem tecnologia VLSI.

O advento do controle digital surgiu na década de 80 com a evolução dos

microcontroladores. Isso possibilitou a substituição dos controladores

analógicos, propiciando maior confiabilidade no sistema.

Por possui um arranjo físico de componentes lógicos quando se utiliza

FPGA, o controle digital por lógica programável possibilita o avanço da

eletrônica de potência, por permitir a utilização de algoritmos de controle

mais precisos e mais rápidos.

No capítulo III foi feita a apresentação do controlador digital responsável por

efetuar o controle do inversor proposto nesse trabalho. As seguintes conclusões podem

ser tiradas:

77

CONCLUSÃO GERAL

O avanço da tecnologia VLSI permitiu a implementação de circuitos

digitais poderosos e de baixo custo, além de implantar menor tempo de

projeto.

Os FPGAs são chips cuja funcionalidade baseia-se no desenvolvimento

de circuitos lógicos digitais que são internamente conectados. Essa

característica proporciona interdependência entre estruturas.

O advento das linguagens de descrição de hardware integra maior

facilidade para a implantação dos FPGAs para serem utilizados como

controladores digitais. A linguagem VHDL proporciona uma maior

facilidade no projeto de circuitos lógicos além de possibilitar a integração

de projetos analógicos e digitais.

No capítulo IV realizou-se a análise qualitativa e quantitativa do conversor,

determinando todas as funções de transferências e todo o equacionamento utilizado no

projeto do compensador de tensão. As seguintes conclusões foram obtidas:

A análise de operação do inversor em ponte completa mostra que o

mesmo pode ser comparado com uma topologia abaixadora básica, o

conversor do tipo buck.

A versão do controlador discretizado pode ser obtido a partir do projeto

do compensador analógico, através de metodologias de projeto já bem

disseminadas.

No capítulo V realizou-se o projeto do inversor de frequência, abordando o

procedimento completo para a determinação de todos os componentes do circuito de

controle e potência. As seguintes conclusões foram tiradas:

A técnica do projeto de controladores digitais a partir de metodologias

aplicadas a controladores analógico é viável e pode ser implementada.

Os componentes analógicos utilizados no controle de conversores de

potência podem ser emulados digitalmente, através de descrições de

hardware, programadas em FPGA.

78

CONCLUSÃO GERAL

O controle digital por lógica reprogramável proporciona confiabilidade

por não possuir variações paramétricas.

A utilização da normalização Q15 tornou possível que o compensador

PID implantado no FPGA operasse com maior precisão utilizando

cálculo com ponto fixo.

No capítulo VI apresentou-se os resultados de simulação de um protótipo de

5kVA. As seguintes conclusões foram tiradas:.

O controle digital comportou-se muito bem para cargas lineares e não-

lineares, como pode ser visto na simulação. Isso torna extremamente

viável sua implementação.

Constatou-se que sistema fornece uma tensão senoidal na saída com uma

taxas de distorção harmônica reduzida mesmo para cargas em condições

próximas da nominal e com cargas não lineares.

Como conclusão final, ficou constatado que o conversor com controle digital por

lógica reprogramável possui boa performance por apresentar melhorias com relação a

variações paramétricas e velocidade de atuação. Também observou-se que apesar da

implementação possuir vários blocos funcionais, ocupou-se pouco espaço da pastilha,

validando a utilização do FPGA quando se faz necessário o controle de vários

conversores em uma única estação de trabalho. Como desvantagem da implementação,

pode ser citado o fato da complexidade inserida no projeto com relação aos circuitos

auxiliares necessários para o controle, já que os FPGA comercializados são desprovidos

de periféricos e conversores A/D.

Com o estabelecimento de normas técnicas mais severas, no que diz a respeito à

poluição da rede e qualidade de energia entregue a carga, se espera a implantação desses

controladores em sistemas de processamento de energia, tal como a sua

comercialização.

Pode-se sugerir como continuidade deste projeto a implementação desse

controlador na operação de vários conversores operando em conjunto, como no caso de

uma UPS, adicionando sistemas de proteção e supervisórios em uma só pastilha. Outra

79

CONCLUSÃO GERAL

sugestão é a utilização em novas topologias em que se faça necessário controle mais

rápido e com maior precisão do que o controle usado neste trabalho.

80

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

8 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

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85

APÊNDICE A – Esquemáticos dos circuitos auxiliares

9 APÊNDICE A – Esquemáticos dos circuitos auxiliares

1. Circuito de Interface FPGA – DRIVERS

86


2. Circuito de conversão analógico-digital

87


3. Circuito de Aquisição da tensão de saída

88

APÊNDICE B – Descrições em VHDL importantes ao projeto

10 APÊNDICE B – Descrições em VHDL importantes ao projeto

Descrição da portadora triangular

LIBRARY ieee;

USE ieee.std_logic_1164.ALL;

USE ieee.std_logic_signed.ALL;

ENTITY PORTADORA_TRIANGULAR IS

GENERIC( LIMITE_SUPERIOR : INTEGER := 2047;

LIMITE_INFERIOR : INTEGER := -2047);

PORT( clk_in : IN STD_LOGIC;

clk_out : BUFFER STD_LOGIC;

clk_out2 : BUFFER STD_LOGIC;

saida : BUFFER INTEGER RANGE -2047 to 2047);

END PORTADORA_TRIANGULAR;

ARCHITECTURE teste OF PORTADORA_TRIANGULAR IS

SHARED VARIABLE aux : INTEGER RANGE -2047 to 2047;

shared variable vetor_aux : STD_LOGIC_VECTOR(11 downto 0);

BEGIN

abc : PROCESS( clk_in )

BEGIN

IF( aux = LIMITE_SUPERIOR )THEN aux := LIMITE_INFERIOR;

ELSIF( clk_in'EVENT AND clk_in = '1' )THEN aux := aux + 1;

END IF; vetor_aux := conv_std_logic_vector(aux, 12);

END PROCESS;

clk_out <= vetor_aux(11);

clk_out2 <= vetor_aux(2);

saida <= aux;

END teste;

89


Descrição da referência senoidal

LIBRARY ieee;


ENTITY REFERENCIA_SENOIDAL IS

PORT( ce : IN STD_LOGIC;

endereco : IN INTEGER RANGE -2047 to 2047;

saida : OUT INTEGER RANGE -2047 to 2047);

END REFERENCIA_SENOIDAL;

ARCHITECTURE teste OF REFERENCIA_SENOIDAL IS

TYPE arranjo_memoria IS ARRAY ( INTEGER RANGE <> ) OF INTEGER;

CONSTANT dados : arranjo_memoria ( 0 to 299 ) :=

( 0, 11, 22, 32, 43, 54, 64, 75, 86, 96, 107, 117, 128, 138, 148, 159,

169, 179, 189, 199, 209, 219, 228, 238, 247, 257, 266, 275, 284, 293, 302,

310, 319, 327, 335, 344, 351, 359, 367, 374, 381, 389, 395, 402, 409,

415, 421, 427, 433, 439, 444, 450, 455, 459, 464, 469, 473, 477, 481, 484,

488, 491, 494, 496, 499, 501, 503, 505, 507, 508, 509, 510, 511, 512, 512,

512, 512, 511, 511, 510, 509, 508, 506, 504, 502, 500, 498, 495, 492, 489,

486, 482, 479, 475, 471, 466, 462, 457, 452, 447, 442, 436, 430, 424, 418,

412, 406, 399, 392, 385, 378, 370, 363, 355, 347, 340, 331, 323, 315, 306,

297, 289, 280, 271, 261, 252, 243, 233, 224, 214, 204, 194, 184, 174, 164,

154, 143, 133, 123, 112, 102, 91, 80, 70, 59, 48, 38, 27, 16, 5, -5,

-16, -27, -38, -48,-59, -70, -80, -91, -102, -112, -123, -133, -143, -

154, -164, -174, -184, -194, -204, -214, -224, -233, -243, -252, -261, -271, -

280, -289, -297, -306, -315, -323, -331, -340, -347, -335, -363, -370, -378, -

385, -392, -399, -406, -412, -418, -424, -430, -436, -442, -447, -452, -457, -

462, -466, -471, -475, -479, -482, -486, -489, -492, -495, -498, -500, -502, -

504, -506, -508, -509, -510, -511, -511, -512, -512, -512, -512, -511, -510, -

509, -508, -507, -505, -503, -501, -499, -496, -494, -491, -488, -484, -481, -

477, -473, -469, -464, -459, -455, -450, -444, -439, -433, -427, -421, -415, -

409, -402, -395, -389, -381, -374, -367, -359, -351, -344, -335, -327, -319, -

310, -302, -293, -284, -275, -266, -257, -247, -238, -228, -219, -209, -199,

-189, -179, -169, -159, -148, -138, -128, -117, -107, -96, -86, -75, -64, -54,

-43, -32, -22, -11, 0);

BEGIN

saida <= dados( endereco ) WHEN ce = '1' ELSE 0 ;

END teste;

OBS: Os valores inseridos na descrição da referência senoidal presentes nesse

apêndice, não foram os utilizados na implementação do inversor devido a

alterações posteriores de projeto.

90


Descrição do controlador do conversor A/D

LIBRARY ieee;


ENTITY CONTROLE_CONVERSOR_AD IS

PORT( dado_entrada : IN INTEGER RANGE -2047 to 2047;

dado_saida : OUT INTEGER RANGE -2047 to 2047;

clk_busy : IN STD_LOGIC);

END CONTROLE_CONVERSOR_AD;

ARCHITECTURE teste OF CONTROLE_CONVERSOR_AD IS

SHARED VARIABLE entrada : INTEGER RANGE -2047 to 2047;

BEGIN

PROCESS( clk_busy )

BEGIN

IF( clk_busy'EVENT AND clk_busy = '1' )THEN

entrada := dado_entrada;

ELSE

entrada := entrada;

END IF;

END PROCESS;

dado_saida <= entrada;

END teste;

91


Descrição do Modulador PWM

LIBRARY ieee;


ENTITY MODULADOR_PWM IS

PORT ( portadora : IN INTEGER RANGE -2047 to 2047;

referencia : IN INTEGER RANGE -2047 to 2047;

sinal_pwm : OUT STD_LOGIC );

END MODULADOR_PWM;

ARCHITECTURE teste OF MODULADOR_PWM IS

BEGIN

sinal_pwm <= '1' WHEN portadora > referencia ELSE

'0';

END teste;

92


Descrição do Controlador PID digital

LIBRARY ieee;


USE ieee.std_logic_arith.ALL;

USE ieee.std_logic_signed.ALL;

ENTITY CONTROLADOR_PID_DIGITAL2 IS

GENERIC ( K0 : integer :=1; K1 : integer :=-125223;

K2 : integer :=59817; K3 : integer :=-117647;

K4 : integer := 52111);

PORT( V_referencia : IN INTEGER RANGE -2047 to 2047;

V_lido : IN INTEGER RANGE -2047 to 2047;

V_compensado : OUT INTEGER RANGE -2047 to 2047;

clock : IN STD_LOGIC);

END CONTROLADOR_PID_DIGITAL2;

ARCHITECTURE teste OF CONTROLADOR_PID_DIGITAL2 IS

shared variable E_k, E_k_1, E_k_2 : INTEGER := 0;

shared variable Y_k, Y_k_1, Y_k_2 : INTEGER := 0;

shared variable V_aux : STD_LOGIC_VECTOR(23 downto 0);

shared variable teste : STD_LOGIC_VECTOR(31 downto 0);

signal aux : STD_LOGIC;

signal Erro : INTEGER RANGE -2047 to 2047;

BEGIN

Erro <= V_referencia-V_lido;

PROCESS(clock)

BEGIN

IF(clock'EVENT AND clock = '1')THEN

E_k_2:= E_k_1;

E_k_1 := E_k;

E_k := Erro;

Y_k:=((K0*E_k)+(K1*E_k_1)+(K2*E_k_2)+(K3*Y_k_1)+(K4*Y_k_1))/65536;

Y_k_2 := Y_k_1;

Y_k_1 := Y_k;

END IF;

END PRCESS;

V_compensado <= Y_k;

END teste;

desenvolvimento de um inversor monofÁsico … de oliveira avelino.pdf · ponte completa,...

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