led driver - marcelo c toscan
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MARCELO CARASEK TOSCAN
LED DRIVER COM CORREÇÃO ADAPTATIVA DO
FATOR DE POTÊNCIA
Passo Fundo
2012
2
Marcelo Carasek Toscan
LED DRIVER COM CORREÇÃO ADAPTATIVA DO
FATOR DE POTÊNCIA
Trabalho de conclusão apresentado ao curso de
Engenharia Elétrica da Faculdade de Engenharia e
Arquitetura da Universidade de Passo Fundo, como
requisito parcial para a obtenção do grau de
Engenheiro Eletricista, sob orientação do professor
Dr. Mikhail Polonskii.
Passo Fundo
2012
3
Marcelo Carasek Toscan
LED DRIVER COM CORREÇÃO ADAPTATIVA DO
FATOR DE POTÊNCIA
Banca Examinadora:
Prof.: - UPF – Orientador
Dr. Mikhail Polonskii
Prof.: - UPF – Examinador
Ms. Edson Santos Acco
Prof.: - UPF – Examinador
Dr. Jocarly Patrocinio De Souza
Passo Fundo
2012
4
RESUMO
A tendência mundial de usar diodos emissores de luz para iluminação de ambientes
traz a necessidade de transformar a energia elétrica da rede convencional em uma fonte
adequada para o acionamento de LEDs. Para tanto, este trabalho consiste no projeto e
elaboração de um conversor CA-CC com correção do fator de potência, atuando como fonte
de corrente controlada para LEDs de potência. O estudo emprega nove LEDs de 750mA,
conectados em série, como carga para o conversor, que deve fornecer potência de 30W e
tensão máxima de 50V.
Devido ao uso de múltiplos LEDs, em paralelo com cada LED deve haver um
dispositivo para proteção de circuito aberto, curto-circuitando LEDs danificados. Deste modo,
a proposta visa que o LED driver proporcione correção de fator de potência mesmo com
variação da carga. Ou seja, na ocorrência de LEDs danificados, há adaptação da malha de
controle através da atuação de um MOSFET como resistor controlável, diminuindo a tensão
imagem de entrada e o ganho do sistema. Este método de adaptação da malha de controle é
inovador e oferece vantagens, pois permite o projeto de um compensador fixo e ainda,
dispensa o uso de potenciômetro digital e micro controlador. Em síntese, o LED driver
oferece corrente contínua controlada na saída com proteção de sobretensão (OVPr),
isolamento galvânico da rede elétrica e correção do fator de potência em um único estágio
(SSPFC).
O estudo teórico foi comprovado por meio de testes de um protótipo do conversor
utilizando como carga nove LEDs (modelo LXK2 da Philips Lumileds) alocados em
dissipador, também dimensionado neste trabalho.
Palavras chave: iluminação LED, PFC Flyback, LED Driver de único estágio
(SSPFC), PFC adaptativo.
5
LISTA DE ILUSTRAÇÕES
Figura 1 - Espectro típico emitido por LEDs de 3W [2]. ............................................. 14
Figura 2 - Invólucros mais comuns das três categorias de LED ................................... 15
Figura 3 - Esquemático básico do conversor Buck ...................................................... 20
Figura 4 - Buck invertido para referenciar a chave ao terra ......................................... 20
Figura 5 - Formas de onda típicas de conversor abaixador de tensão como pré-
regulador de fator de potência e espectro da corrente filtrada (THD=53%) [5] ...................... 20
Figura 6 - Buck-Boost convencional ............................................................................ 21
Figura 7 - Buck-Boost invertido ................................................................................... 21
Figura 8 - Conversor SEPIC com indutores acoplados ................................................ 22
Figura 9 - Esquemático básico do conversor Flyback .................................................. 23
Figura 10 - Configuração Flyback com Alto Fator de Potência ................................... 26
Figura 11 - L6561 - Diagrama de blocos interno ......................................................... 26
Figura 12 - Forma de onda da corrente no Flyback com alto FP ................................. 30
Figura 13 - Fator de Potência teórico do conversor Flyback PFC ................................ 34
Figura 14 - Grampeador à zener ................................................................................... 35
Figura 15 - Diagrama de blocos da Malha de Controle com um L6561 – PFC Flyback
.................................................................................................................................................. 39
Figura 16 - Amplificador de transimpedância e esquemático do compensador ........... 42
Figura 17 - Saída do conversor – posicionamento dos DIACs e LEDs ........................ 43
Figura 18 - Proteção paralela para LEDs danificados [8]. ............................................ 43
Figura 19 - Circuito para adaptação do corretor de fator de potência .......................... 45
Figura 20 - Alimentação AmpOp transimpedância ...................................................... 45
Figura 21 - Diagrama de blocos do sistema .................................................................. 46
Figura 22 - Filtro de Entrada e Retificação................................................................... 46
Figura 23 - Esquema do conversor ............................................................................... 47
Figura 24 - Proteção de sobretensão ............................................................................. 51
Figura 25 - Gráfico RDS x Vgs do MOSFET de enriquecimento ................................ 54
Figura 26 - Circuito de controle de do MOSFET de adaptação ............................ 54
Figura 27 - Amplificador de transimpedância e esquemático do compensador ........... 55
6
Figura 28 - Placa elaborada - parte de filtro e retificação ............................................. 56
Figura 29 - Placa elaborada - parte do Conversor Flyback........................................... 57
Figura 30 - Curva de corrente x tensão do zener .......................................................... 59
Figura 31 - Medição de correntes no Flyback (corrente do primário - ip; corrente do
secundário - is; sinal de gatilho Vgs)........................................................................................ 60
Figura 32 - Corrente no primário; corrente de saída; tensão da rede elétrica ............... 61
Figura 33 - Realimentação de Corrente com acoplador óptico .................................... 64
Figura 34 – Realimentação de Tensão com acoplador óptico ...................................... 66
Figura 35 – Esquemático de Entrada: Filtro de Entrada + Ponte Retificadora +
Capacitor de Entrada (Hold-Up) .............................................................................................. 69
Figura 36 - Formas de onda de entrada para conversor PFC em condução crítica [10]
.................................................................................................................................................. 71
Figura 37 - Ilustração de troca de energia entre filtro e capacitor de entrada............... 71
Figura 38 - Esquemático de Entrada do PFC Flyback .................................................. 73
Figura 39 - Esquemático de entrada do LED Driver .................................................... 77
Figura 40 - Esquemático do conversor LED Driver com PFC ..................................... 78
Figura 41 - Equivalente elétrico para circuito térmico em regime permanente [12] .... 79
Figura 42 - Corrente de entrada; corrente de saída; tensão de entrada. ........................ 83
Figura 43 – Corrente de entrada; Tensão de entrada; Potência de entrada. .................. 84
Figura 44 - Aquisição para 6 LEDs - Circuito com Adaptação da Malha de Controle
.................................................................................................................................................. 85
Figura 45 - Aquisição para 6 LEDs - Circuito sem Adaptação da Malha de Controle
.................................................................................................................................................. 85
Figura 46 – Tensão de saída; Corrente de saída; Potência de saída. ............................ 87
Figura 47 - Anexo A – Característica Corrente x Tensão do LEDErro! Indicador não
definido.
Figura 48 - Anexo A - Corrente e Resistência dinâmica do LEDErro! Indicador não
definido.
Figura 49 - Anexo A - Resposta em frequência do sistema com integrador .......... Erro!
Indicador não definido.
Figura 50 - Anexo A - Circuito amplificador de transimpedânciaErro! Indicador não
definido.
7
Figura 51 - Anexo C - Resposta do Sistema com compensação integral (1/s) ....... Erro!
Indicador não definido.
Figura 52 - Sistema com compensador Integral e ganho ajustadoErro! Indicador não
definido.
Figura 53 - Anexo C - Compensador Integral + (Avanço de Fase)Erro! Indicador não
definido.
Figura 54 - Anexo C - Resposta do Sistema com Compensador Integral + (Avanço de
Fase) .......................................................................................... Erro! Indicador não definido.
Figura 55 – Anexo F - Plotagem da forma de onda adquirida em MATLAB ........ Erro!
Indicador não definido.
Figura 56 - Anexo F - Transformada Rápida de Fourier (FFT) para Corrente ....... Erro!
Indicador não definido.
Figura 57 - Anexo F - Gráfico tensão e corrente para medir deslocamento de faseErro!
Indicador não definido.
Figura 58 – Anexo G – Foto do protótipo operando com 9 LEDs de potência ...... Erro!
Indicador não definido.
Figura 59 - Anexo G - Montagem dos LEDs no dissipador de calorErro! Indicador
não definido.
8
LISTA DE TABELAS
9
Tabela 1 – Especificações a serem atendidas pelo LED driver: ................................... 16
Tabela 2 – Parâmetros de projeto e resultados obtidos por cálculo. ............................. 49
Tabela 3 – Característica do MOSFET tipo intensificação de canal ............................ 53
Tabela 4 – Resultados Comparativos – Rendimento, FP e THD ................................. 86
Tabela 5 – Medições de tensão e corrente de saída ...................................................... 86
Tabela 6 – Anexo A – Corrente e Tensão no LED ........ Erro! Indicador não definido.
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS
10
........................................................ Corrente de pico no primário do transformador
..................................................... Corrente de pico no secundário do transformador
........................................................................................................ Corrente de saída
...................................... Corrente de pico instantânea no primário do transformador
.................................. Corrente de pico instantânea no secundário do transformador
...................................................................................................... Potência de entrada
........................................................................................................... Potência de saída
......................................... Tempo que a chave de potência permanece em bloqueio
............................................ Tempo que a chave de potência permanece conduzindo
........................................................................................................ Tensão de entrada
......................................................................................................... Tensão de saída
................................................................................................ Tensão de pico da rede
........................................................................................... Frequência da rede elétrica
............................................................................................ Frequência de comutação
CA ...................................................................................................... Corrente Alternada
CC ....................................................................................................... Corrente Contínua
CI ........................................................................................................ Circuito Integrado
LED ......................................................... Light Emitting Diode (Diodo Emissor de Luz)
................................................ Indutância do enrolamento primário do transformador
............................................. Indutância do enrolamento secundário do transformador
OVPr.............................................Over Voltage Protection (Proteção de Sobretensão)
PFC. ........................................ Power Factor Corrector (Corretor de Fator de Potência)
PWM. ................................ Pulse Width Modulation (Modulação por Largura de Pulso)
SSL ................................................ .Solid-State Lighting (Iluminação de Estado Sólido)
SSPFC .................. .Single Stage PFC (Corretor de Fator de Potência de Único Estágio)
SELV ...................... . Separated extra-low voltage (Sistema de extra baixa tensão que é
eletricamente separado da terra – NBR5410);
THD ..................................... .Total Harmonic Distortion (Distorção Harmônica Total)
SUMÁRIO
11
RESUMO ........................................................................................................................ 4
LISTA DE ILUSTRAÇÕES ........................................................................................... 5
LISTA DE TABELAS .................................................................................................... 8
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS .................................................................... 9
SUMÁRIO .................................................................................................................... 10
1 – INTRODUÇÃO ...................................................................................................... 13
1.1 – Introdução Geral .......................................................................................... 13
1.2 – Objetivos e organização deste trabalho........................................................ 15
2 – ESTUDO PRELIMINAR .................................................................................... 18
2.1 – LEDs de Potência ......................................................................................... 18
2.2 - Topologias de Conversores .......................................................................... 19
3 - PROJETO TEÓRICO DO CONVERSOR PFC FLYBACK .................................. 24
3.1 – A Essência do PFC .......................................................................................... 24
3.2 - Projeto De Conversor Flyback Com Alto Fator De Potência Usando Circuito
Integrado L6561 – Baseado Em AN1059 [6] ....................................................................... 25
3.3 – Malha de Controle de Corrente de Saída – Realimentação Principal .............. 41
3.4 – Necessidades de PFC Adaptativo com L6562 ................................................. 42
3.5 – Esquema do LED Driver - Conversor Flyback com Correção Adaptativa do
Fator de Potência .................................................................................................................. 46
4 – CONFECÇÃO DO PROTÓTIPO DO CONVERSOR PFC FLYBACK ............... 48
4.1 – Resultado da rotina de cálculo “Projeto_Flyback_PFC_LED.m” ................... 48
4.2 – Projeto Físico do Transformador ..................................................................... 50
4.3 – Circuito de Proteção de Sobretensão ............................................................... 51
4.4 – Circuito de Adaptação do PFC ........................................................................ 52
4.5 – Amplificador de Transimpedância .................................................................. 55
4.6 – Circuito Impresso PFC FlyBack Não Isolado ................................................. 56
5 –TESTES PRÁTICOS DO PFC FLYBACK NÃO ISOLADO ................................ 58
12
5.1 – Testes com Carga Resistiva ............................................................................. 58
5.2 – Testes com Carga Zener .................................................................................. 59
5.3 – Considerações Finais a Respeito do PFC Flyback Não Isolado ...................... 62
6 – PROJETO DO PFC FLYBACK ISOLADO .......................................................... 63
6.1 – Realimentação com Acopladores Ópticos ....................................................... 63
6.2 – Filtro e Capacitor de Entrada ........................................................................... 69
6.3 – Melhoria do Transformador ............................................................................. 73
6.4 – Snubber RCD ................................................................................................... 75
6.5 – Placa de Circuito Impresso Elaborada ............................................................. 77
7 – DISSIPADOR PARA LEDS DE POTÊNCIA ....................................................... 79
8 – TESTES DO LED DRIVER PFC FLYBACK ....................................................... 83
9 – CONSIDERAÇÕES FINAIS ................................................................................. 88
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ......................................................................... 90
ANEXOS ...................................................................................................................... 92
Anexo A ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Projeto de PFC Flyback para alimentação de LEDs de potênciaErro! Indicador
não definido.
Anexo B ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Rotina de cálculo: Projeto_Flyback_PFC_LED.m .... Erro! Indicador não definido.
Anexo C ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Execução da rotina de cálculo Projeto_Flyback_PFC_LED.mErro! Indicador não
definido.
Anexo D ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Programa de Cálculo do Indutor ................................ Erro! Indicador não definido.
Anexo E ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Programa de Cálculo De Fator De Potência e DHT .. Erro! Indicador não definido.
Programa de Cálculo de FFT ..................................... Erro! Indicador não definido.
13
Anexo F ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Exemplo de Execução do Programa de Cálculo De Fator De Potência e DHT . Erro!
Indicador não definido.
Anexo G ..................................................................... Erro! Indicador não definido.
Imagens do protótipo ................................................. Erro! Indicador não definido.
14
1 – INTRODUÇÃO
1.1 – Introdução Geral
Desde a invenção da lâmpada elétrica incandescente, em 1879, a humanidade busca
aperfeiçoar as tecnologias de iluminação artificial. A partir de 1901, quando foi registrada a
primeira patente de lâmpada de vapor de mercúrio, levou mais de 100 anos para esta
tecnologia, juntamente com a fluorescente, evoluir e dominarem o mercado (ambas com
eficácia luminosa menor que 100 lm/W). Mesmo com esta evolução, ainda são usadas até
hoje as lâmpadas incandescentes comuns, apesar de apresentarem eficácia luminosa menor
que 15 lm/W.
Contudo, a história de melhoria de nenhuma outra fonte luminosa se compara à dos
diodos emissores de luz, principalmente LEDs de potência. Pode-se tomar como exemplo, a
linha “LUXEON” da Philips Lumileds, cujo modelo “LXK2” (fabricado até 2008) oferecia
eficácia luminosa de 80lm/W e apenas três anos depois, o mesmo fabricante já disponibilizava
ao consumidor o modelo Luxeon REBEL com eficácia luminosa de 135 lm/W. Por
conseguinte, estima-se que a tecnologia da iluminação de estado sólido, que compreende os
LEDs e os OLEDs (LEDs orgânicos), tem o potencial para superar em varias vezes a eficácia
das atuais fontes de luz branca.
Sintetizando as palavras de Edilson Mineiro Sá Junior em [1], o funcionamento do
LED, é baseado em uma forma especial de eletroluminescência, produzida pela injeção de
portadores em uma junção p-n. Quando uma junção p-n é polarizada no sentido direto, as
lacunas do lado p e os elétrons do lado n movem-se em sentidos opostos em direção à região
de depleção. As lacunas injetadas no lado n se recombinam com elétrons que estão chegando
à região de depleção, enquanto os elétrons injetados no lado p se recombinam com lacunas
que lá se encontram. A energia liberada pela recombinação dos elétrons com as lacunas na
região de depleção gera fótons, ou seja, luz. Infelizmente, também, é liberada energia em
forma de fônons e, portanto, calor [1].
15
As pesquisas iniciadas no inicio do século XX mantiveram foco nos elementos
semicondutores e formas de dopá-los, sendo a cor gerada dependente do cristal e da impureza
de dopagem com que o componente é fabricado. Principalmente com o elemento químico
gálio (Ga) pôde-se alavancar a tecnologia criando LEDs de alto brilho e alta potência. Assim,
na década de 90 já era possível produzir luz no padrão RGB que, apesar de baixa eficiência,
possibilitava desenvolver painéis em qualquer cor visível. A figura 1 mostra os espectros de
cores vermelhas, verde e azul.
Figura 1 - Espectro típico emitido por LEDs de 3W [2].
A estreita faixa de luz emitida é o que garante a qualidade da luz produzida por estes
componentes, visto que, LEDs para iluminação não geram luz em comprimentos de onda não
visíveis, como ultravioleta ou infravermelho, cujos comprimentos de onda são
respectivamente, menores que 450nm e maiores que 700nm.
O infortúnio gerado pela radiação infravermelha é o calor provocado no ambiente
entorno da lâmpada, porém, a emissão de raios UV é muito mais preocupante. Estudos feitos
em estúdios de televisão mostram que a falta de cuidados no projeto de iluminação podem
levar esses ambientes a certos níveis de radiação ultravioleta que trazem perigo à saúde
ocupacional [3]. Esse problema se estende também para todo ambiente iluminado por
lâmpadas fluorescentes, vapor metálico, dentre outras tecnologias que não filtrem raios UV.
16
Dessa forma, a iluminação com LED se torna mais saudável por não emitir radiação em
comprimentos de onda não visíveis.
Hoje em dia, os diodos emissores de luz podem ser divididos em três categorias: LEDs
indicadores com corrente nominal abaixo de 20mA, LEDs de alto brilho (HB-LEDs) que
operam sob corrente de até 50mA e LEDs de potência cuja relação tensão corrente ofereça
mais de 1W. A fig 2 mostra os invólucros mais comuns das três categorias de LED.
Figura 2 - Invólucros mais comuns das três categorias de LED
Os LEDs destinados à iluminação, atualmente, apresentam eficácia luminosa
próxima das fontes de luz popularmente eficazes, como fluorescentes e vapor metálico, mas o
progresso deste componente garante o aproveitamento de trabalhos desenvolvidos em prol
desta tecnologia. Com elevada vida útil, os problemas dos LEDs ficam em torno da
necessidade de dispositivos ópticos e o calor gerado na carcaça do componente, exigindo
gerenciamento térmico. Mas esta questão pode ser resolvida com uso de lentes e dissipadores,
enquanto as lâmpadas fluorescentes e vapor metálico apresentam o grande defeito de serem
agressivas ao meio ambiente por conterem metal pesado em seu interior, além da
sensibilidade à vibrações e impactos o que dificulta o transporte, manuseio e limitam o uso.
1.2 – Objetivos e organização deste trabalho
A iluminação em estado sólido apresenta grandes vantagens para os usuários e
corrobora com o desenvolvimento sustentável. O emprego de SSL pode ser em substituição
dos sistemas de iluminação comuns ou em projetos novos. Para tanto, deve-se se converter a
17
energia provinda da rede elétrica em uma fonte adequada para alimentar os LEDs que
requerem corrente contínua controlada.
O presente trabalho tem como principal objetivo obter uma fonte comutada de alta
qualidade, atuando como driver para LEDs de potência com correção adaptativa do Fator de
Potência, corrigindo a malha de controle conforme o número de LEDs ativos na saída. Devido
as características elétricas dos LEDs, deve-se implementar uma fonte de corrente constante ou
fonte de tensão com controle de corrente e deve ser proporcionado ainda, o isolamento entre a
rede elétrica e a saída.
Com o isolamento galvânico e proteções de sobre corrente e sobretensão de saída, os
LEDs terão sua vida útil melhor assegurada e ainda, este LED Driver se caracteriza com
proteção SELV - termo internacional definido no Brasil pela NBR5410 como sistema de extra
baixa tensão que é eletricamente separado da terra, de outros sistemas e de tal modo que a
ocorrência de uma única falta não resulta em risco de choque elétrico.
Uma vez que a maioria das lâmpadas é alimentada a partir da rede elétrica
convencional 220 V, o circuito deve atender a este requisito básico de tensão. Além disso,
para competir com o mercado atual em qualidade, custo e benefício, o circuito também deve
apresentar rendimento elevado e alto fator de potência, dentre outras características
apresentadas na tabela 1.
Tabela 1 – Especificações a serem atendidas pelo LED driver:
o Alimentação de entrada: 185~260 - 60Hz (Rede elétrica convencional 220V);
o Tensão Máxima de Saída: 50V (tensão limiar de );
o Corrente de Saída ( ): 750mA;
o Número de LEDs ( ): 9 LEDs;
o Potência de Saída ( ): 30 W;
o Rendimento (η =
): 80%;
o Fator de Potência: 0,9;
o Saída isolada da rede elétrica: Sim;
o Proteção SELV: Sim;
Devido à elevada tensão de entrada, os LEDs serão colocados em série, isto diminui
diferença entre a tensão de saída e a entrada e restringe o controle de corrente para uma única
18
malha. Os nove LEDs usados para este projeto são do modelo LXK2-PWW4-U00, cuja cor
emitida é branca quente (temperatura de cor em 3000K). Produzido pela Philips Lumileds,
este LED pode operar com corrente nominal de 1A e queda de tensão direta de 3,8V,
suportando 1,5A se a temperatura de junção se mantiver à 125ºC. Estes LEDs são apropriados
para uso em iluminação, uma vez que possuem eficácia luminosa de 80 lm/W e o fabricante
garante manutenção de 70% do fluxo luminoso após 50.000 horas de uso [4]. Portanto,
projeto do driver será baseado neste componente e deve atender as necessidades elétricas e
térmicas do mesmo.
Para cumprir com as especificações expostas na Tabela 1, será realizado um breve
estudo dos LEDs de potência e as principais topologias de conversores de corrente alternada
em corrente contínua. Definida a topologia, é exposto o projeto teórico do conversor que em
seguida adequa-se às condições práticas definindo, nos próximos capítulos, os componentes
eletrônicos e a configuração do LED driver. Logo após o projeto, será implementado um
protótipo não isolado facilitando a realimentação e permitindo aprofundar os conhecimentos
sobre a topologia, que nesta fase deve ser testado com cargas semelhantes aos LEDs, como
zeners. Por fim, a versão isolada do PFC adaptativo de único estágio, com proteção de sobre
corrente e sobretensão de saída será usada para alimentar os LEDs devidamente alocados em
dissipador, testes e medições práticas serão divulgados neste documento.
19
2 – ESTUDO PRELIMINAR
2.1 – LEDs de Potência
O uso de LEDs de potência é vantajoso quando é desejada a iluminação de ambientes
em geral e cada fonte de luz necessite gerar alto fluxo luminoso. Neste caso, se fosse optado
pelo uso de LEDs comuns, seria necessário um número maior de LEDs. Isto dificultaria a
construção da lâmpada e criaria um grande compromisso em resguardar o sistema de falhas
nos LEDs, visto que, um único LED danificado inutilizaria todo o conjunto. Ainda, os LEDs
comuns possuem baixa eficácia luminosa se comparados com os LEDs de potência, sendo
necessário maior dispêndio de energia para a mesma produção de luz. Soma-se a isso, a
caraterística da lente que torna o facho de iluminação muito mais fechado em LEDs
sinalizadores e de alto brilho que em LEDs de potência, gerando pontos de sombra mesmo a
curta distância. Todas essas características dos LEDs comuns e HB-LEDs descaracterizam
sua aplicação para iluminação de ambientes e confirmam o emprego de LEDs de Potência.
Embora ainda possuam um alto custo inicial comparando com outras tecnologias de
iluminação, os modernos LEDs de potência apresentam uma elevada vida útil (maior que
50.000 horas). Esta característica reduz os custos com manutenção, o que permite um rápido
retorno do investimento em algumas aplicações. Diferentemente do que ocorre com a maioria
das lâmpadas, outra vantagem da iluminação em estado sólido é proporcionar intensidade
luminosa que cai lentamente com o tempo de uso e não se extingue subitamente em condições
normais de operação. Prosseguindo com as vantagens dos LEDs, ressalta-se que esses não
possuem encapsulamento frágil nem filamentos, tornando-os imunes a vibrações, não
possuem gases tóxicos, não utilizam metais pesados e não oferecem risco de explosão, de
quebra ou de contaminação. Por isso, apresentam menor descarte, ou seja, é gerado menos
lixo e os poucos resíduos gerados podem ser livremente manuseados, colaborando com o
crescimento sustentável. Ainda, as características elétricas dos LEDs permitem o acionamento
rápido (sem preaquecimento) e controle da intensidade luminosa com controle PWM.
20
Quanto ao desenvolvimento de pesquisas, só recentemente têm sido publicados
trabalhos dedicados aos LEDs com potência igual ou superior a 1 W. Sabe-se que, as perdas
nesses componentes são convertidas em calor conduzido, o que geralmente obriga o uso de
dissipadores volumosos. Por isto, o aquecimento da junção dos LEDs é um dos principais
problemas enfrentados pela atual tecnologia, pois provoca mudanças nas suas características
ópticas e reduz o seu tempo de vida.
2.2 - Topologias de Conversores
Para o presente caso, não é aceitável a utilização de fonte linear devido à sua baixa
eficiência energética. Por isso, abordam-se apenas conversores com comutação em alta
frequência, também conhecidas como fontes chaveadas.
Após exibidas as especificações às quais o conversor deve se adequar, faz-se, nesse
capítulo, um breve estudo sobre conversores que possibilitem entrada da rede elétrica e saída
em tensão CC baixa. De forma sucinta, serão expostas vantagens e desvantagens da
configuração Buck, Buck-Boost, SEPIC e Flyback, buscando a melhor topologia para esta
aplicação.
Esta topologia, também conhecida como abaixador de tensão, é uma das mais
abordadas quando se trata de LEDs. Isto é devido ao fato de ser imperativo obter tensão de
saída mais baixa que de entrada, na maioria das aplicações. Outra particularidade que o torna
atrativo é a característica de fonte de corrente na saída, permitindo fornecer uma alimentação
adequada a diodos emissores de luz. A figura 3 mostra a forma básica do conversor Buck,
enquanto a figura 4 apresenta uma configuração invertida para facilitar seu uso prático.
2.2.1– Conversor Buck
21
Figura 3 - Esquemático básico do conversor Buck
Figura 4 - Buck invertido para referenciar a chave ao terra
Na prática é mais simples o controle da chave na condição invertida, porém, a carga
perde a referência com o terra comum e fica mais complexa a implantação de uma malha de
controle.
Contudo, estas duas estruturas não proporcionam isolamento da carga em relação a
entrada, portanto esta topologia não pode ser utilizada para o desenvolvimento deste trabalho.
Ainda, deve-se somar outra propriedade negativa deste circuito: a corrente de entrada é nula
enquanto a tensão senoidal retificada é menor que a tensão de saída. Sendo assim, a elevação
do fator de potência fica limitada, conforme figura 5.
Figura 5 - Formas de onda típicas de conversor abaixador de tensão como pré-regulador de fator de potência e espectro da corrente filtrada (THD=53%) [5]
22
Mesmo com correção de fator de potência e apesar de filtrada, a corrente não atinge
aspecto senoidal similar à tensão, prejudicando o fator de potência e a distorção harmônica
total (DHT ou, em inglês, THD).
Igualmente conhecido como abaixador-elevador de tensão, o conversor Buck-Boost é
mais aplicado quando a tensão nos LEDs esta na faixa da tensão de entrada do conversor.
A grande vantagem desta topologia é que o Buck-Boost emula uma carga resistiva
quando opera em condução crítica ou descontínua, funcionando naturalmente com correção
de fator potência. Porém, devido à forma pulsante da corrente na saída, este circuito exige um
capacitor de saída de grande valor para diminuir o ripple.
Em aplicações práticas, este conversor pode atuar em uma faixa de tensão de saída de
20% acima ou abaixo da tensão de entrada. De forma positiva, deve-se mencionar que este
conversor proporciona elevado FP, podendo atingir 0,99. No quesito Fator de Potência, esta é
a melhor topologia.
Figura 6 - Buck-Boost convencional
Figura 7 - Buck-Boost invertido
2.2.2- Conversor Buck-Boost
+
-
23
Com base nas figuras 6 e 7 em ambas as configurações o controle tem alguma
dificuldade adicional. No esquema Buck-Boost convencional, a chave semicondutora não tem
referência ao terra comum e a carga recebe tensão invertida, já na configuração invertida, é
facilitado o acionamento do interruptor, porém, a carga perde a referência, dificultando a
realimentação da saída. Entretanto, o motivo desta topologia não ser aplicada para o presente
caso é a falta de isolamento.
O conversor SEPIC (Single Ended Primary Inductance Converter) tem grande
potencial para ser empregado onde é necessário PFC com corrente de entrada contínua,
gerando baixa Interferência Eletromagnética – EMI.
Sendo abaixadora e elevadora de tensão, esta topologia apresenta algumas
particularidades. Uma delas é que os indutores podem ser construídos em um único núcleo,
reduzindo custos e diminuindo o volume final. Este acoplamento dos indutores possibilita
ainda, abordar um fenômeno interessante denominado Ripple Steering. Sem entrar em
detalhes, tal acontecimento transporta a ondulação de corrente do indutor de entrada para o
indutor central do circuito, facilitando a filtragem da corrente de linha.
Figura 8 - Conversor SEPIC com indutores acoplados
Apesar de apresentar uma faixa de tensão de saída mais ampla que a proporcionada
pelo Buck-Boost, o Fator de Potência é inferior. Além disso, este conversor não consegue
ajustar a corrente de entrada para tensões de saída muito menor que a tensão de pico de
entrada, ou seja, não será possível alimentar os LEDs e manter o fator de potência elevado.
2.2.3 – Conversor SEPIC
24
O conversor Flyback é a versão isolada de um conversor Buck-Boost, [5]. Contudo,
esta topologia permite determinar a relação de espiras entre o lado primário e secundário, de
forma a rebaixar a tensão de saída sem diminuir demasiadamente o ciclo de trabalho do
transistor.
Figura 9 - Esquemático básico do conversor Flyback
Notavelmente, esse conversor oferece a conveniência do isolamento galvânico entre a
entrada e a saída, vide a figura 9. Porém, traz consigo o comprometimento de acoplamento
excelente entre as bobinas do primário e do secundário. Sabendo que um acoplamento
perfeito é impossível, na prática existe indutância de dispersão e esta gera picos de
sobretensão e também mantém o núcleo levemente magnetizado. Logo, para evitar saturação
do núcleo e picos de tensão, deve-se adicionar um circuito grampeador de tensão, que
desmagnetize o núcleo quando a chave entra em bloqueio. O problema é que isso causa
dissipação de energia, transformada em calor, diminuindo o rendimento do circuito.
Ainda, há o problema de realimentação, devido ao isolamento, é necessário o uso de
acoplador óptico para fechar a malha de controle e monitorar as características da saída,
controlando a corrente nos LEDs. Tal situação não é uma desvantagem deste conversor, visto
que, qualquer topologia isolada apresentaria igual problemática.
Positivamente, o fator de potência é elevado para condução descontínua, ou mesmo
crítica. Sabendo que, é possível obter baixas tensões de saída usando a relação de espiras do
indutor acoplado, torna-se este elemento o foco principal do circuito. Na medida em que é
feita uma determinação e construção cautelosa do indutor, se minimizam as perdas com
indutância de dispersão, mencionadas anteriormente. Dessa forma, as características desse
conversor, principalmente quanto ao isolamento de saída, perfazem um objeto promissor de
trabalho. Por estes motivos esta topologia será utilizada para confecção do LED Driver.
2.2.4 – Conversor Flyback
25
3 - PROJETO TEÓRICO DO CONVERSOR PFC FLYBACK
Neste capítulo são apresentadas as equações de projeto para o corretor de fator de
potência na topologia flyback. Essas equações são encontradas de forma genérica em diversas
publicações científicas, isso permite o estudo da topologia direcionando-a para a aplicação
desejada, permitindo a escolha do CI de controle de PFC e a estruturação dos circuitos
adjacentes a esse CI. Estes circuitos adjacentes ao controle principal são indispensáveis
devido à necessidade de controle da corrente contínua de saída e adaptação da corrente de
entrada para o número de LEDs na saída, dentre outras proteções. Por isso, nesse capítulo
também são dimensionados outros circuitos, que operarão em paralelo à malha de controle
principal.
3.1 – A Essência do PFC
Um conversor com alto fator de potência depende de monitoração da tensão e da
corrente de entrada. É obrigatório que o consumo de corrente da rede elétrica seja mínimo nos
momentos que a tensão senoidal passa por zero, extraindo a corrente máxima necessária no
momento de pico de tensão da rede, mantendo-as em fase. Isto pode ser feito variando a
frequência e/ou o ciclo de trabalho da chave conforme a variação da tensão da rede. Para tal
trabalho, é necessário um CI que possua um pino de entrada para tensão da rede elétrica e
acione o MOSFET conforme sinal neste pino e também, conforme sinal do canal de erro, para
manter a saída estável e a envoltória da corrente conforme envoltória da tensão da rede,
ajustando o ciclo de trabalho da chave. O circuito de gate driver e o amplificador de erro
devem ser internos ao CI permitindo realimentação com compensação. Assim, este circuito
integrado manterá a envoltória da onda de corrente conforme a envoltória da tensão, elevando
o fator de potência.
Deduções minuciosas sobre o funcionamento acerca da topologia flyback podem ser
encontradas em inúmeros artigos científicos, notas de aplicação de CIs controladores, dentre
26
outras literaturas. Em [6] é apresentado de forma clara o procedimento de projeto para um
conversor CA-CC Flyback em modo de condução crítica. Em seu texto, Claudio Adragna
aborda um conversor com característica de saída como fonte de tensão e este será usado como
base para dimensionamento do conversor, salvo considerações de realimentação de corrente,
monitoração da carga para controle de adaptação do PFC e proteções adicionadas devido à
aplicação com LEDs de Potência.
A nota de aplicação AN1059, escrita por Adragna aborda a utilização do CI L6561,
embora seja um circuito integrado específico para aplicações usando topologia Boost, pode
ser usado com sucesso em conversores Flyback. Para desenvolvimento do LED Driver será
usado o circuito integrado L6562 [7], uma vez que, este CI é pino compatível com o seu
antecessor, o L6561, as equações de projeto básicas serão extraídas de notas de aplicação
dedicadas a esse componente.
Primeiramente, para fins de compreensão aprofundada da topologia, será desenvolvido
um PFC Flyback não isolado, isentando a necessidade de acoplador óptico, inicialmente.
Neste capítulo se explana, também, sobre as modificações necessárias do conversor proposto
para aplicação com LEDs de potência.
3.2 - Projeto De Conversor Flyback Com Alto Fator De Potência
Usando Circuito Integrado L6561 – Baseado Em AN1059 [6]
A configuração que mais explora a aptidão do L6561 para a realização de correção do
fator de potência, trabalha em Modo de Transição (TM – Transition Mode), também chamada
de condução crítica. Desta forma, a capacitância de entrada (Cin) é tão pequena que a tensão
de entrada está muito próxima de uma senóide retificada. Além disso, o circuito de controle
tem uma largura de banda estreita, de modo a ser pouco sensíveis às ondulações que aparecem
na saída de até duas vezes frequência da rede. Com este desígnio, Claudio Adragna apresenta
em [6] a configuração vista na figura 10 e em sequência expõe as equações para este circuito.
27
Figura 10 - Configuração Flyback com Alto Fator de Potência
A fim de gerar as equações que regulam o funcionamento de um conversor flyback de
alto FP trabalhando em TM, as nomenclaturas e abreviações referem-se também ao diagrama
de blocos interno do L6561, apresentado na figura 11.
Figura 11 - L6561 - Diagrama de blocos interno
28
Para modelamento da estrutura e definição das equações, as seguintes hipóteses serão
feitas:
1. A tensão de linha é perfeitamente senoidal e a ponte retificadora é ideal, assim,
a forma de onda da tensão após a ponte retificadora, detectada pela entrada do
multiplicador (MULT, pino 3) do L6561 é uma senóide retificada:
( ) | [ ]| (1)
Onde é o pico da tensão de linha ( ( ) √ ), é a frequência da
linha.
2. A saída do amplificador de erro do L6561 ( ) é constante para um dado
meio ciclo de rede;
3. O rendimento do transformador é considerado 100% e seus enrolamentos são
perfeitamente acoplados.
4. Atraso do circuito ZCD é desprezível, assim, o conversor funciona exatamente
na fronteira entre o modo de condução de corrente contínua e descontínua
(operação TM).
Como resultado das primeiras duas hipóteses, a corrente de pico no primário do
transformador é envolvida por uma senoide retificada:
( ) | [ ]| (2)
Uma consequência do pressuposto 3 é que a corrente de pico no secundário é
proporcional à do primário, dependendo da relação de espiras “n“ entre primário e o
secundário do transformador:
( ) ( ) (3)
Para simplificar a notação, nas equações seguintes o ângulo de fase das
quantidades senoidais será indicado e usado para definir as quantidades instantâneas
dependentes da tensão de linha, considerando como uma função de , em vez de tempo.
29
Em [6], Cláudio Adragna define o tempo que a chave de potência permanece
conduzindo ( ) sendo expresso por:
( )
( )
(4)
Onde, é a indutância do enrolamento primário do transformador. A equação (4)
mostra que é constante durante meio ciclo de linha, exatamente como na topologia Boost.
O tempo que a chave de potência permanece em bloqueio é, diferentemente, variável:
( )
( )
| ( ) |
( ) (5)
Onde é a indutância do enrolamento secundário, ( ) é a corrente de pico no
secundário, é a tensão de saída do conversor (supondo um valor CC regulado) e é a
queda de tensão direta sobre o diodo de saída.
Desde que o sistema trabalhe em TM, o período de chaveamento será igual à soma do
tempo em bloqueio ( ) mais o tempo conduzindo ( ):
[
| ( ) | ] (6)
Onde ( ), chamada tensão refletida do secundário para o primário.
A frequência de comutação ⁄ , portanto, varia com a tensão instantânea da
linha:
| ( ) |
(7)
e atinge seu valor mínimo no pico da senóide ( ( ) = 1):
( )
(8)
3.2.1 - Relações de Temporização
30
Este valor, calculado para a tensão mínima de entrada, deve ser maior que a frequência
interna de partida do L6561 (≈14 kHz), a fim de assegurar um correto funcionamento em TM.
Para cumprir com este requisito, a indutância primária será selecionada corretamente (não
excedendo um limite máximo). Na verdade, para minimizar o tamanho do transformador, a
frequência mínima será geralmente selecionada bastante acima de 15 kHz, 25-30 kHz ou
mais, de modo que o valor de não precise ter uma tolerância muito pequena.
O ciclo de trabalho (que é a razão entre o tempo e o período de comutação) irá
variar bem como a tensão instantânea da linha, (devido à variação de ), como é possível
encontrar-se dividindo a equação (4) pela (6):
| ( ) |
(9)
No que se segue, a razão entre a tensão de pico de linha e a tensão refletida
serão indicados com :
(10)
Além do ciclo de trabalho, segundo Adragna, todas as quantidades expressas nas
relações de temporização dependem da transferência de potência, a qual é representada nas
equações acima por , o pico de corrente primária ocorrendo no pico da senóide da tensão
primária.
As seguintes relações referem para a potência de entrada e isso permite
explicar as relações de temporização e ainda, calcular todas as correntes que circulam no
circuito.
A corrente primária ( ) tem forma triangular e flui apenas durante o tempo da
chave, como ilustrado pelos triângulos sombreados mostrados na fig. 12. Como já foi
afirmada pela equação (2), durante cada meio ciclo a altura destes triângulos varia com a
tensão instantânea na linha:
( ) | ( ) | (11)
3.2.2 - Relações de Energia
31
A sua largura é constante, mas elas são espaçadas por uma quantidade variável ( ),
dado pela equação (5).
Observando o primário durante meio ciclo da frequência de rede, a corrente ( )
fluindo pela ponte retificadora é o valor médio de cada triângulo ao longo de um ciclo de
comutação (curva espessa de cor preta na fig. 12). É possível que na entrada haja a corrente
média do primário se um filtro de linha for corretamente aplicado.
( )
( )
| ( ) |
| ( ) | (12)
Figura 12 - Forma de onda da corrente no Flyback com alto FP
A fim de simplificar os cálculos seguintes, é possível eliminar o valor absoluto de
| ( )| considerando [ ] e assumindo que as várias funções sejam par ou ímpar por
definição, dependendo da sua função física.
A potência de entrada será calculada pela média do produto ( ) ( ) através
de meio ciclo de linha.
É vantajoso introduzir a seguinte função:
( )
∫
( )
( )
(13)
32
Embora uma forma fechada exista para a integral na equação (13), não é tão útil,
portanto, para a utilização prática, é mais conveniente proporcionar um "melhor ajuste" como
aproximação:
( )
(14)
Logo, é possível calcular como:
( ) (15)
vai assumir seu máximo valor quando a tensão de pico da rede for mínima.
O valor total RMS da corrente primária, usado para estimar as potências de perdas no
lado primário, é calculado considerando o valor RMS de cada triangulo de ( ) e fazendo a
média através de meio ciclo de linha:
√ ( )
(16)
Considerando a seguinte função:
( )
∫
( )
( )
(17)
pode-se calcular componente DC da corrente primária, , conveniente para discriminar
perdas DC e AC no transformador, sendo o valor médio de ( ) durante meio ciclo de
linha.
( )
( )
( )
(18)
Então, a equação (18) pode ser reescrita como segue:
( ) (19)
Também para ( ) é mais prático definir um melhor ajuste de aproximação, em vez
da expressão exata:
( )
(20)
33
Quanto à corrente no lado secundário, ( ), será novamente a média ao longo de um
ciclo de comutação. Sua representação é a série de triângulos complementares à do primário
(triângulos brancos na fig. 12). Logo, a corrente média do secundário pode ser dada por:
( )
( ) ( )
( )
( ) (21)
Assim como a corrente primária (12), a corrente secundária (21) também é uma função
par não negativa.
De acordo com a hipótese 3), seria igual a . Para considerar um caso mais
realista (a corrente de pico secundário é ligeiramente menor do que devido a perdas
do transformador e outras não idealidades), é possível derivar a partir do valor DC da
corrente de saída do conversor, , que é um dos dados de projeto.
Pela igualdade, o valor médio de (21) sobre meio ciclo de rede para a corrente de saída
, é possível encontrar:
( ) (22)
A corrente secundária RMS total é calculada com segue:
√
( ) ( ) √
(
∫
( )
( )
) (23)
A terceira função característica do flyback de alto FP será introduzida agora. Seu valor
aproximado é expresso asseguir:
( )
∫
( )
( )
(24)
Com esta definição, é possível expressar a equação (23) como segue:
√ ( )
(25)
34
Para o lado primário e secundário, o componente AC de corrente pode ser calculado
com a relação geral:
√
( ) (26)
Seguindo com a teoria exposta no AN1059, Adragna aborda o cálculo teórico do fator
de potência aliando enfoques práticos. Sob a hipótese de uma tensão de linha senoidal, o Fator
de Potência pode ser expresso como:
(27)
Onde, é a tensão eficaz de linha, é o valor eficaz do primeiro harmônico
(que estará em fase com a tensão de linha) e é o valor eficaz total da forma de onda da
corrente primária (12).
pode ser simplesmente calculada do numerador de (27):
√
(28)
é o valor RMS de (12), que é, por definição:
√
∫ [
( )
( )]
(29)
Deve-se notar que, ≠ . Na verdade (16) contém também a contribuição de
energia devido à frequência de comutação, enquanto o FP (27) e (29), referem-se
apenas a quantidades de frequência de linha.
Inserindo a equação (28) e (29) em (27) obtém-se a expressão teórica de FP (nota-se
que só depende de ). Para esta expressão, o AN1059 ainda apresenta o gráfico para fator de
potência em função de , representado na fig. 13. Percebe-se como o FP se mantém bastante
3.2.3 - Fator de Potência e Distorção Harmônica Total (THD)
35
próximo do valor unitário, sendo no mínimo 0,95. Para uso prático, o FP pode ser aproximado
por:
(30)
Figura 13 - Fator de Potência teórico do conversor Flyback PFC
Na prática, numerosas não idealidades contribuem para obter um FP inferior ao valor
teórico dado por (30), especialmente em carga leve e alta tensão da rede.
A distorção harmônica total (THD) da corrente de linha é definida em porcentagem
como:
√∑ ( )
(31)
Onde é o valor eficaz do -ésimo harmônico. Ainda sob a suposição de uma
tensão de entrada senoidal, o THD está relacionado com o Fator de Potência através da
seguinte relação:
√
(32)
36
O transformador é formado pelo indutor primário acoplado ao secundário. Os valores
do indutor primário são fundamentais para determinar a relação de espiras, a frequência
mínima de trabalho, dentre outras caracteristicas inerentes ao circuito. Alguns parâmetros são
necessários para iniciar o projeto do transformador. A máxima indutância do primário será
calculada resolvendo (9) para :
( )
( )
( )
( ) ( ) (33)
A relação de espiras do primário para o secundário é dada por:
(34)
Os picos de sobretensão, devido à indutância de dispersão do transformador são,
normalmente, limitados por uma rede de grampeamento (snubber) RCD – Resistor, Capacitor
e Diodo. Pode ser vantajosa a utilização de um grampeador usando zener (ver a fig. 14),
quando a minimização das perdas de energia em carga leve é desejada.
O diodo de bloqueio deverá ser do tipo ultrarrápido, pois deve entrar em condução
instantaneamente quando o MOSFET entrar em bloqueio. Este componente sofrerá picos
repetitivos de corrente iguais à , e por isso, deve suportar a dissipação de potência de pico
gerada pela corrente de pico do primário ( ) vezes a tensão do próprio zener.
Figura 14 - Grampeador à zener
3.2.4 – O Transformador
3.2.5 – Snubber de Proteção
37
Considerando o zenner, sua tensão de grampeamento pode ser aproximada com a
tensão de ruptura. Esta, que deve ocasionar o aumento de temperatura, será então:
( )
Onde é a sobretensão adimitida, como regra prática, metade de .
Em estado estacionário a capacidade de dissipação de potência deve ser no mínimo:
( )
( ( ) ) ( ( )) ( ( )) ( )
( )
Contudo, não há nenhuma preocupação com a sua dissipação de potência máxima,
sendo que, a indutância de dispersão é normalmente desmagnetizada em menos de 1 us e o
fabricante do zener da linha P6KE, usado no AN1059, define a capacidade de dissipar
potência de pico durante pulsos de energia de 1 ms.
O capacitor de saída deve filtrar a componente AC da corrente secundária Is(t),
(triângulos brancos na fig. 12).
Além disso, para adquirir um FP razoavelmente alto, a malha de controle de tensão é
lenta (tipicamente, sua largura de banda é inferior a 100Hz). Como resultado, existe um ripple
de saída bastante grande aparecendo sobre o capacitor de saída. Esta onda tem duas
componentes. Uma é relacionada com os triângulos de alta frequência e depende quase
inteiramente do ESR (resistência série equivalente) do capacitor de saída, sendo a
contribuição capacitiva praticamente desprezível. Sua amplitude máxima, ocorrendo no pico
da senoide, será:
( )
O segundo componente do ripple é relacionado ao contorno de duas vezes a frequência
de linha e, ao contrário da componente em alta frequência, depende do valor da capacitância,
enquanto a contribuição do ESR pode ser desprezada.
Para calcular a amplitude desse componente, somente o harmônico fundamental da
(21), à duas vezes a frequência da rede, será levada em conta. Na verdade, a amplitude do
3.2.6 – Capacitor de Saída
38
harmônico de mais alta ordem (par) é muito menor e a impedância do capacitor diminui com
a frequência.
De acordo com a análise de Fourier, a amplitude de pico do harmônico fundamental de
(21) é:
∫
( ) ( )
( )
(35)
que, definindo a seguinte função:
( )
|∫
( ) ( )
( )
|
(36)
pode ser expressa como:
( ) ( )
( ) (37)
O valor absoluto em (36) é necessário desde que a integral resulte negativa, pois o
harmônico está 180º fora de fase. Finalmente, a amplitude pico-a-pico do ripple em
frequência baixa de saída é:
( )( )
( )
( )
(38)
Na maioria dos casos, uma vez selecionado um capacitor de modo a satisfazer a
exigência da ondulação de baixa frequência, o ESR será baixo o suficiente para fazer a
ondulação de alta frequência insignificante.
Um divisor resistivo fornece uma porção da tensão de entrada no pino 3 do CI L6561
(MULT) para construir a referência senoidal que acarretará na envoltória da corrente de pico
do primário. O seguinte procedimento é recomendado no AN1059 para definir
adequadamente o ponto de operação do multiplicador.
3.2.7 – Condições do Multiplicador e Seleção de “RSense”
39
Primeiro, o valor de pico máximo para , ou seja, ( ), é selecionado.
Este valor, que irá ocorrer à tensão de rede máxima, deve ser de 2,5 a 3V em aplicações com
entrada universal da rede e 1 a 1,5 V, no caso de alimentação em uma única tensão de rede. O
valor de pico mínimo, ocorrendo na tensão de rede mínima é definido por:
( ) ( ) ( )
( ) (39)
Este valor, multiplicado pelos valores mínimos garantidos ΔVCS / ΔVCOMP dará a
tensão de saída máxima pico do multiplicador, ou seja, a saída do multiplicador fica
dependente da saída do compensador e da variação de realimentação da malha de corrente,
sendo assim:
( ) (40)
Se o resultado de exceder o limite linear do sensor de corrente (1,6 V), o cálculo
deve ser repetido começando com um valor ( ) inferior.
Deste modo, a razão de divisão será:
( )
( ) (41)
Os valores de resistência individuais podem ser escolhidos, definindo a corrente
através dos mesmos, em centenas de uA ou menos, para minimizar a dissipação de potência.
O valor da resistência de sensor de corrente, , ligada entre a fonte do MOSFET e o terra,
através do qual o L6562 lê a corrente primária, é calculada como se segue:
( ) (42)
O resistor deve ser selecionado para dissipar potência igual a:
( )
( ( ))
(43)
40
Dentro da finalidade do AN1059 [6], o circuito de controle de um conversor flyback
de alto PF baseado no L6561 pode ser sintetizado como no diagrama de blocos da fig. 15.
Para assegurar um elevado FP, o circuito de controle deverá ter uma largura de banda
estreita de modo a manter razoavelmente constante ao longo de um dado ciclo de linha,
como assumido no início. Por outro lado, não é possível alcançar um FP extremamente
elevado (> 0,99), assim, não faz sentido ter uma largura de banda muito estreita (<20 Hz),
como no PFC Boost. Isto degrada a resposta transitória para a variação da tensão de linha e
causa alterações na carga sem qualquer benefício. Um compromisso, então, é encontrado
entre esses dois termos contrastantes.
Figura 15 - Diagrama de blocos da Malha de Controle com um L6561 – PFC Flyback
Para o objetivo de obter as funções de transferência dos blocos da fig. 15, a largura de
banda estreita do circuito de controle permite supor que a ação de controle tem ação na
amplitude de pico da corrente em diversas quantidades.
O polo do compensador deve ser colocado a uma frequência muito baixa (menor que
20 rad/s) de modo que o ganho à duas vezes a frequência de linha seja bastante menor que a
unidade, enquanto o zero aumenta a fase na vizinhança da frequência de cruzamento de ganho
de malha aberta, de modo a proporcionar uma margem de fase suficiente.
Da figura 15, também, define-se a função de transferência em malha aberta:
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (44)
3.2.8 – Malha de Controle
41
Uma variação , devido a uma variação na rede e/ou na carga, modifica a
amplitude Vcx da senoide retificada na saída do multiplicador. Com estas considerações, a
função de transferência do bloco multiplicador será:
(45)
Onde é o ganho do multiplicador (segundo folha de dados: 0,75 max).
O ganho do modulador PWM, que inclui a malha de corrente, é simplesmente:
(46)
A análise de pequenos sinais mostra que o ganho ( ) do estágio de potência é:
( )
( )
( )
( )
(
( ) )
(47)
Onde a função Γ( ) é definida como segue:
( )
(48)
O circuito de realimentação pode ter diferentes configurações, dependendo dos
requisitos relativos à tolerância e sobre a regulação da tensão de saída.
O processo de cálculo exposto por Adragna será usado para dimensionamento básico
do PFC Flyback usando o CI L6561. Contudo, a aplicação do circuito dimensionado no
AN1059 não inclui diretamente alimentação de LEDs, nem sequer controle de corrente de
saída. Logo, algumas alterações e considerações são necessárias para o presente caso.
Aplicando as deduções de Adragna para malha de controle (item 3.2.8), o professor orientador
deste trabalho, Mikhail Polonskii, elaborou o esquemático do circuito de realimentação para
controle da corrente nos LEDs, estas deduções seguem no anexo: “Projeto de PFC Flyback
3.2.9 – Considerações Finais a Respeito da AN1059
42
para alimentação de LEDs de potência”. Também no mesmo anexo, são abordadas as
considerações a respeito do ESR do capacitor de saída ( ) e suas implicações na malha de
controle, bem como determinação da resistência dinâmica dos LEDs.
Seguindo com o Projeto do Conversor PFC Flyback, nos próximos itens são expostos
os circuitos adjacentes ao sistema proposto no AN1059, incluindo as modificações na malha
de controle para controle de corrente, circuito de adaptação de FP conforme potência
solicitada pela carga e o circuito de proteção de sobretensão.
3.3 – Malha de Controle de Corrente de Saída – Realimentação
Principal
Para testes iniciais de funcionamento, não será feito um conversor isolado, isentando a
necessidade de acoplador óptico nessa etapa. Isto facilitará a realimentação e o
dimensionamento prático de outros componentes. Assim que o conversor estiver operando
corretamente, a isolação galvânica será implementada. Dessa forma, o circuito de
realimentação proposto é um amplificador de transimpedância seguido de compensador.
Em aplicações com LEDs é fundamental o controle da corrente passante pelos
mesmos. A forma mais simples de realizar a medição de é adicionar um resistor (de
pequeno valor) em série com os LEDs. Assim, a tensão gerada sobre este elemento será
proporcional à corrente de saída. Para amplificar esta pequena queda de tensão será
implementado um amplificador diferencial, eliminando ruídos e elevando a tensão em nível
de realimentação. Este circuito recebe o nome de amplificador de transimpedância e será
responsável pela leitura da corrente (em forma de tensão sobre o resistor) e atuação sobre o
compensador fixo do conversor (entrada inversora no pino 1 do L6562). Na figura 16 é
representada uma String de LEDs, onde os LEDs de “1” à “n” são colocado em série e é
possível visualizar o resistor sensor de corrente em série com a saída. Ainda na figura 16, é
mostrado o amplificador diferencial atuando como amplificador de transimpedância.
43
Figura 16 - Amplificador de transimpedância e esquemático do compensador
Este circuito da figura 16 faz a realimentação principal e atua sobre o amplificador de
erro do CI L6562. Portanto, o ganho deste estágio é o ganho de realimentação, definido no
diagrama de blocos da malha de controle como ( ) na figura 15.
É possível definir a função de transferência ( ), sendo:
( )
(49)
3.4 – Necessidades de PFC Adaptativo com L6562
A carga do conversor projetado é, na verdade, um número de “N” elementos passivos.
Devido à ação do tempo, ou qualquer fatalidade, algum (ou alguns) dos LEDs pode queimar e
abrir o circuito. Nesse caso é recomendável a inserção de dispositivos de proteção de falha em
paralelo com cada LED. Por exemplo, DIACs, que se comportam como circuito aberto
durante operação normal e quando houver queima de qualquer LED a tensão do DIAC é
atingida e este entra em condução. A figura 17 mostra como fica a saída do conversor e a
carga nessa situação.
44
Figura 17 - Saída do conversor – posicionamento dos DIACs e LEDs
Infelizmente, não foi encontrado no comercio um DIAC que fosse acionado com
menos de 15V e suportasse a corrente de 750mA ( ). Contudo, a indústria já proporciona
algumas soluções específicas para esta finalidade. É o caso dos componentes encontrados
como “OLP” (Open LED Protection – Proteção para LED aberto) fabricados pela LittelFuse e
os “LSP” (LED Shunt Protection – Proteção Paralela ao LED) da empresa Bourns. Ambos
com funcionalidade e configuração idênticas, onde um pequeno circuito de controle monitora
a tensão entre os dois únicos terminais do componente e, caso haja uma tensão acima de 6V
(o que só acontece se o LED estiver danificado) um tiristor é disparado e este conduzirá a
corrente da malha, com queda de tensão considerada nula [8]. Um exemplo de utilização de
LSP é mostrado na figura 18.
Figura 18 - Proteção paralela para LEDs danificados [8].
45
O projeto do compensador deve contemplar as características da carga nominal,
nestas condições o conversor apresentará seu melhor funcionamento. O compensador
projetado é fixo, ou seja, a atuação deste não muda conforme mudanças na carga. Para
situações onde qualquer LED queime (e consequentemente atua a proteção de circuito aberto)
um conversor Flyback como descrito na Nota de Aplicação AN1059, figura 10, não se
adaptará à mudança de carga. Com certeza, haverá diminuição da potência de saída devido à
atuação da malha externa de controle, porém, os picos de corrente primária, terão tendência a
manter sua envoltória originalmente prevista, visto que, é controlada por “R_Sense” – resistor
em série com MOSFET e o canal direto, que por sua vez definido pelo sinal de erro e por
(imagem da tensão retificada gerada pelo divisor de entrada).
Tal situação causa excessivas perdas no estágio primário e instabilidade, dependendo
da quantidade de LEDs queimados. Assim, é necessário alterar o ganho da malha direta de
controle, sem modificar o compensador fixo, instalado no amplificador de erro.
Este trabalho traz a proposta de atuar sobre a tensão imagem da tensão retificada de
entrada ( ), através do controle da resistência inferior do divisor de entrada e,
consequentemente, reduzindo a tensão que entra no multiplicador (pino 3) do L6562, assim,
controla-se o canal direto e a energia processada no sistema, o que aumenta a estabilidade.
Uma possibilidade é empregar um potenciômetro digital atuando sobre o este resistor.
Contudo, seriam necessários um micro controlador com conversor A/D além do
potenciômetro digital, aumentando o custo e o número de componentes do driver. Então, é
proposto o emprego de um MOSFET no modo intensificação de canal, pois este componente
permite controlar sua resistência entre dreno e fonte atuando na tensão de porta (Vgs) do
mesmo.
Lembrando que o controle principal do driver é através da malha de corrente, será
imutável perante alterações no número de LEDs, contudo, sendo desprezível a queda de
tensão sobre o LSP, a tensão de saída diminuirá conforme a quantidade de LEDs queimados.
Assim, é possível saber a potência de saída através da monitoração da tensão de saída. Ou
seja, à medida que diminui a tensão de saída é necessária menor potência de entrada e a
atenuação do divisor de entrada deve aumentar. Um esquemático desta abordagem é
apresentado na figura 18.
46
Figura 19 - Circuito para adaptação do corretor de fator de potência
O AmpOp deve ser escolhido considerando a tensão de alimentação disponível para
lógica, entre 15V e 30V unipolar, a tensão de off-set deve ser baixa, mas sendo menor que
100mV não influenciará na operação, assim como, não é motivo de preocupação a frequência
de trabalho deste AmpOp, visto que a malha de controle é lenta (< 120Hz). A necessidade de
alto rendimento define componentes de controle com consumo baixo de potência, então esta é
a principal característica que o CI U1, na figura 19, deve atender.
É adotada a configuração diferencial para o amplificador, pois atenua erros de leitura
provocados por ruídos e amplifica a tensão imagem da saída conforme necessidade para atuar
no gate do MOSFET tipo intensificação de canal, ou enriquecimento, usado para adaptação.
Este circuito só pode atuar depois da estabilização do sistema, caso contrário, o
MOSFET de adaptação entraria imediatamente em condução zerando a tensão do
multiplicador, por conseguinte, bloqueando o CI. Por isso, “Vcc 2”, da figura 19, é extraído
da tensão de saída, conforme visualiza-se na figura 20. A constante de carga do capacitor
“CA” através do resistor “RA” é determinada para causar um breve atraso na alimentação de
“Vcc 2”, cerca 0,1 segundos serão suficientes para o sistema estabilizar.
Figura 20 - Alimentação AmpOp transimpedância
47
3.5 – Esquema do LED Driver - Conversor Flyback com Correção
Adaptativa do Fator de Potência
Neste momento, deve-se apresentar o diagrama de blocos do sistema. Na figura 21
representa-se o filtro de entrada e retificação da tensão da rede elétrica, que fornecem
alimentação para o conversor Flyback. Este, por sua vez, possui realimentação de corrente e
limitação de tensão de saída, proporcionando segurança aos LEDs.
Figura 21 - Diagrama de blocos do sistema
Melhor detalhado na figura 22, o filtro de entrada deve eliminar a componente de alta
frequência de comutação da corrente que passa através da ponte retificadora, deste modo, a
rede elétrica pode “ver" apenas o valor médio da corrente.
Figura 22 - Filtro de Entrada e Retificação
A figura 22, contempla a alimentação do conversor flyback a partir de uma rede
elétrica 220V convencional, onde através de uma chave e um filtro de entrada a tensão
senoidal é retificada, constituindo a tensão de entrada do conversor. Um esboço do conversor
é introduzido na figura 23.
48
Figura 23 - Esquema do conversor
Na figura 23, observa-se a disposição dos componentes do conversor a ser
implementado, percebe-se o CI L6562, como sendo o principal CI de controle deste circuito,
no entanto, a correta atuação deste depende dos CIs que estão periféricos a ele e que
perpetram a realimentação e as proteções.
49
4 – CONFECÇÃO DO PROTÓTIPO DO CONVERSOR PFC FLYBACK
Após serem apresentadas as equações de projeto para o corretor de fator de potência
na topologia flyback é possível determinar os valores práticos dos componentes que
constituirão o LED Driver com Correção Adaptativa do FP. As equações deduzidas no
capítulo 3 formam uma sequência de cálculos cuja rotina executável em MATLAB segue em
anexo com o nome de “Projeto_Flyback_PFC_LED.m”. Através desta rotina de cálculo é
obtida resposta das equações do subcapítulo 3.2 – equações expostas no AN1059 [6] e para o
subcapítulo 3.3 – ganho necessário para o amplificador de transimpedância.
Neste capítulo são apresentados estes resultados e ainda, são determinados os demais
dispositivos eletrônicos estabelecidos no capítulo 3 e que não foram calculados no programa
acime referido, com os valores comerciais dos componentes que constituirão o LED Driver na
versão não isolada.
4.1 – Resultado da rotina de cálculo “Projeto_Flyback_PFC_LED.m”
O programa executado em MATLAB, já mencionado, encontra-se no Anexo B e segue
as equações expostas até o momento. A rotina de cálculo pode ser referida como um
programa interativo, pois permite a adoção de alguns valores comerciais para os
componentes, e alteração de valores do compensador através de análise gráfica. Neste
subcapítulo, serão apresentados somente os valores finais dos componentes.
O resultado completo do programa compreende um breve relatório do projeto e
gráficos mostrando a resposta do sistema passo-a-passo conforme é alterado o compensador.
Este texto com a execução completa da rotina de cálculo segue em anexo com o nome de
“Execução da rotina de cálculo Projeto_Flyback_PFC_LED.m”.
Valores de componentes encontrados e alguns parâmetros importantes para o projeto
do driver são exibidos na tabela 2.
50
Tabela 2 – Parâmetros de projeto e resultados obtidos por cálculo.
Tensão de pico da rede elétrica ( ): 311,12V;
Número de LEDs: 9;
Queda de tensão direta sobre cada LED: 3,6V;
Corrente nominal de saída ( ): 750mA;
Tensão nominal de saída ( ): 36,65V;
Potência nominal de saída ( ): 26,73W;
Corrente eficaz no primário do transformador ( ): 0,2636A;
Corrente eficaz no secundário do transformador ( ): 1,2759A;
Corrente de pico no primário do transformador ( ): 1,0316A;
Corrente de pico no secundário do transformador ( ): 3,98A;
Máxima indutância do primário ( ( ) ): 4,1mH;
Relação de espiras do transformador (n): 4,4579;
Variação da tensão de Saída: 1V;
Capacitor de saída ( ): 2200uF;
Divisor de entrada: Resistor superior (R1A +R1B): 2,96MΩ + Resistor inferior (R2):
R1A = 2,2MΩ; R1B = 750KΩ;
Resistor inferior: R2 = 10KΩ;
Resistor sensor de corrente no MOSFET de potência: RSense = 1,5Ω;
Resistência dinâmica dos LEDs ( ):3,33 Ω:
Ganho do amplificador de transimpedância: 16,6;
Compensador (Integral + Avanço de Fase):
Resistor Rc = 75KΩ;
C2 = 4,7nF;
C1 = 47nF;
R1 = 2,2MΩ;
Margem de fase: mf = 111,69°;
Frequência de cruzamento de ganho: ωcg = 116,2rad/s; fcg = 18.49Hz;
51
4.2 – Projeto Físico do Transformador
Com o valor máximo da indutância do primário, é possível determinar sendo
aproximadamente 15% abaixo deste, garantindo a frequência mínima de comutação. O
programa “ind_2.m” (em anexo) é usado para determinar o núcleo do transformador, o
entreferro, o número de espiras e o fio.
Dados de entrada para cálculo do indutor primário e secundário:
Frequência: 25KHz;
Corrente eficaz no primário do transformador ( ): 0,3A;
Corrente de pico no primário do transformador ( ): 1,2 A;
Relação de espiras do transformador (n): 4,4579;
Corrente eficaz no secundário do transformador ( ): 1,3A;
Corrente de pico no secundário do transformador ( ): 4,1A;
Indutância do primário: 3,4mH;
Indutância do secundário:
Em seguida, é possível adotar o núcleo e o gap para não saturar o núcleo, obtendo-se:
Núcleo: NEE 40/17/12
N1 (primário): 136 espiras; Fio AWG 28
N2 (secundário): 30 espiras; Fio AWG 22
Gap: 1,4mm
O enrolamento auxiliar deve ser cerca de 15% do primário, logo:
N3: 20 espiras; Fio AWG 30
Além disso, em respeito à montagem são necessárias considerações adicionais para
cumprir os requisitos de segurança, maximizar acoplamento magnético e minimizar os efeitos
parasitas de alta frequência. Para isso, deve-se construir o indutor isolando o primário do
52
secundário e ainda, intercalar metade das espiras do primário, adicionar o secundário e por
fim finalizar com o restante de espiras do primário. Assim, é garantido o isolamento e bom
acoplamento magnético.
4.3 – Circuito de Proteção de Sobretensão
Para bloqueio do CI L6562 em caso de sobretensão na saída é necessário zerar o pino
ZCD. Então, usa-se um comparador para monitorar tensão de saída e um transistor BJT para
atuar como chave e zera o pino ZCD, conforme ilustra a figura 24:
Figura 24 - Proteção de sobretensão
O AmpOp, da figura 24, deve ser escolhido considerando a tensão de alimentação
disponível para os CIs, entre 15V e 30V unipolar, a tensão de off-set deve ser baixa, mas
sendo menor que 100mV não influenciará na operação. A necessidade de alto rendimento
define componentes de controle com consumo baixo de potência. Assim, o amplificador
operacional adotado será o LM358, que consome menos de 4mA e pode ser alimentado com
53
tensão unipolar de 3,5V à 30V, ainda, este CI possui dois AmpOp internos num único
invólucro e será vantajoso, já que o circuito completo precisará de três no total.
O transistor Q1 deve ser um BJT NPN de baixa potência. Logo, é usado um BC547.
A referência do comparador é estipulada em 15V, usando um zener e um resistor para
polariza-lo. A imagem da tensão a ser monitorada é adquirida do divisor de saída.
Para 9 LEDs de 750mA tem-se:
Vout = 35,64 V
Impondo uma proteção para elevação da tensão em 10%, obtém-se que:
Vout = 39,204V, quando V+ = V- = 15V (do comparador);
Da figura 27 obtêm-se:
(50)
Selecionando R11=10k Ω, têm-se:
4.4 – Circuito de Adaptação do PFC
A finalidade do circuito de adaptação é ajustar a dinâmica do estagio de saída à
variação (diminuição) do número de LEDs efetivamente presentes no sistema. A utilização de
dispositivos para proteção de circuito aberto em paralelo com os LEDs permite que o circuito
funcione mesmo com alguns LEDs queimados.
O circuito de adaptação varia a resistência entre dreno e fonte (source) do MOSFET
que é inserido em paralelo com o resistor inferior do divisor de entrada. Portanto, deve-se
extrair a curva deste MOSFET.
54
O MOSFET selecionado tipo intensificação de canal N é do modelo 2N4351. No
entanto, a folha de dados do componente não é clara quanto a relação entre e a resistência
entre dreno e fonte ( ). Estes dados devem ser obtidos com medições práticas.
Com um circuito simples é possível aplicar uma tensão de gate ( ) conhecida e
medir a tensão (entre dreno e fonte) e a corrente (que também é a corrente entre dreno
e fonte). Os valores obtidos estão na tabela 3.
Os valores de são obtidos através de cálculo sendo:
(51)
Medições práticas:
Tabela 3 – Característica do MOSFET tipo intensificação de canal
Medido(A) Medido (V) Medido (V) (Ω) - Cálculo
1,00E-05 1,87 13,3
1330000,00
5,10E-04 3,06 12,6
24705,88
1,05E-03 3,6 12
11428,57
2,00E-03 4,25 11,06
5530,00
3,07E-03 4,82 9,9
3224,76
4,14E-03 5,31 8,84
2135,27
5,36E-03 5,79 7,64
1425,37
5,95E-03 6,02 7
1176,47
7,26E-03 6,48 5,66
779,61
8,44E-03 6,89 4,4
521,33
9,07E-03 7,08 3,86
425,58
1,03E-02 7,68 2,5
242,72
Os valores encontrados são satisfatórios, visto que, a resistência atuará em
paralelo com o resistor inferior do divisor de entrada que é de 10KΩ, conforme determinado
no subcapítulo 4.1. Assim, o valor de assume desde valores bem maiores que 10KΩ, não
influenciando no sistema, até valores bem abaixo, sendo necessário controlar apenas a tensão
. Obtém-se da tabela o gráfico logarítmico, traçado na figura 25.
55
Figura 25 - Gráfico RDS x Vgs do MOSFET de enriquecimento
Na figura 19 (item 3.4) está representado o circuito que controlará a resistência do
canal do MOSFET. Observando apenas o amplificador tem-se a figura 26:
Figura 26 - Circuito de controle de do MOSFET de adaptação
Observa-se que o divisor de saída é o mesmo usado para proteção de sobretensão,
“Vcc 2” é regulado em 15V (vide figura 20, item 3.4).
(52)
( ) (53)
100
400
1600
6400
25600
102400
409600
1638400
1,87 3,06 3,6 4,25 4,82 5,31 5,79 6,02 6,48 6,89 7,08 7,68
Resistência RDS x Tensão Vgs
56
Neste circuito V+ = 15V e portanto a saída, será:
( ) (54)
Desta forma, calcula-se o ganho do amplificador para ter a tensão na sua saída (que é
) 1V quando é nominal e o MOSFET não deve atuar. Lembrando que R12 + R6
estarão em paralelo com o divisor de saída, seus valores devem ser elevados para que a
corrente seja desprezível.
Sendo:
Então,
4.5 – Amplificador de Transimpedância
Este circuito, já exposto na figura 16 (item 3.3), é repetido na figura 27, abaixo.
Figura 27 - Amplificador de transimpedância e esquemático do compensador
Onde:
(55)
57
O ganho é calculado no programa em anexo. O resultado para o ganho é 16,6.
De (55) sabe-se que
.
Estipula-se R1 = 20k Ω e obtém-se R2 = 330k Ω.
O amplificador operacional usado é um LM358, no mesmo CI há dois AmpOp de alta
qualidade, isentando da necessidade de ajuste de offset e consumindo baixa potência para
operar.
4.6 – Circuito Impresso PFC FlyBack Não Isolado
Alguns componentes são expostos na placa e não serão calculados, como associação
de resistores para obter os valores calculados, por exemplo. Porém, é importante acrescentar
fusível, varistor, e prever espaço para o filtro de linha (pinos na placa). As próximas duas
figuras formam o esquema eletrônico da placa de circuito impresso (PCI) elaborada.
Figura 28 - Placa elaborada - parte de filtro e retificação
O circuito implementado do conversor, na mesma placa que o retificador, está
representado na figura 29.
Deve-se dar especial atenção às conexões de terra nesta placa para evitar que ruídos de
potência comprometam o funcionamento do sistema. Logo, o terra dos componentes lógicos e
de controle não são colocados diretamente em comum com o terra de potência.
Também foram acrescentados jumpers para medição em trilhas estratégicas. Este
procedimento é adotado somente no primeiro protótipo, para facilitar a inserção de ponteiras
de corrente no circuito.
58
Figura 29 - Placa elaborada - parte do Conversor Flyback
59
5 –TESTES PRÁTICOS DO PFC FLYBACK NÃO ISOLADO
Os testes práticos de circuitos na área de eletrônica de potência devem ser cautelosos.
Há riscos de ocorrem danos materiais e à vida humana. Quanto aos componentes disponíveis
para pesquisa, os LEDs são os mais caros e mais difíceis de repor em caso de dano. Portanto,
os testes iniciam com uma carga resistiva, o que força o circuito a fornecer a corrente nominal
calculada. O funcionamento do circuito é observado é se nenhum erro na placa ou no projeto
for detectado é possível testar o circuito com uma carga semelhante aos LEDs, neste caso,
zenners. O conversor Flyback projetado sem isolamento será limitado a estes dois testes.
5.1 – Testes com Carga Resistiva
Os testes com carga resistiva, na realidade, são simples e visam apenas um teste inicial
do circuito.
Para Vout = 35.64V e = 0.750A, tem-se a resistência equivalente de saída:
Req = 47,52 Ω;
Pode-se usar um resistor de fio metálico com resistência igual a 47Ω e potência de
50W. Neste teste observa-se, principalmente, aquecimento excessivo de componentes. Visto
que, apenas o zener do snubber apresentou temperatura alta, acima da esperada, o teste
evidencia o correto funcionamento do conversor apontando defeitos somente no indutor, cuja
indutância de dispersão esta elevada.
Não há motivo para extrair formas de onda, pois o compensador do sistema foi
projetado para uma carga dinâmica. Para uso em carga puramente resistiva, deve ser feito
outro projeto de compensador.
60
5.2 – Testes com Carga Zener
Para testes de LED drivers é interessante o uso de elementos diodos semicondutores
que produzam queda de tensão quando submetidos à passagem de corrente, no caso zener.
Similar ao LED, o zener 1N5334B apresenta as seguintes características:
Vzener = 3,6 V;
Potência zener = 5 W;
Contudo, observando a característica do LED, percebe-se que há uma resistência
dinâmica menor para estes. Do programa (item 4.1) tem-se que é a resistência dinâmica
para 9 LEDs, = 3,33 Ω.
Assim, é possível associar 9 zeners em série com o resistor de 3,3 Ω (3W) para emular
a carga de LEDs e estudar o comportamento do conversor.
Figura 30 - Curva de corrente x tensão do zener
Esta carga já permite observar o funcionamento do sistema e extrair algumas formas
de onda importantes, mostradas na figura 34.
61
Figura 31 - Medição de correntes no Flyback (corrente do primário - ip; corrente do secundário - is; sinal de gatilho Vgs)
Ponteiras de corrente: 1A/div; ponteira de tensão: 2V/div)
As formas de onda obtidas apontam um primeiro problema prático no conversor
Flyback: O tempo que a corrente do primário leva para zerar é devido à indutância de
dispersão, pode ser medido com os cursores do osciloscópio:
Tempo de descida: 2,4u s;
Período no instante da medição: 42u s;
Corrente de pico ( ) medida: 1,16 A
Assim, pode-se calcular a potência media absorvida pelo snubber (diodo + Zener
180V).
(56)
(57)
O zener – P6KE180A – foi adotado conforme recomendação em nota de aplicação
AN1059 e suporta esta potência, porém, há sobre este um desperdício de energia gerada pela
indutância de dispersão no transformador. Isto diminui consideravelmente o rendimento do
conversor.
is
Vgs ip
62
Pode-se calcular a indutância de dispersão:
(58)
Ou seja, a indutância de dispersão representa cerca de 10% da indutância primária nas
condições de operação, valor muito elevado. Assim, estabelece-se uma das tarefas para
transformar este circuito em um conversor de alto rendimento: melhorar o acoplamento
magnético entre primário e secundário, reduzindo perdas.
Apesar disso, o circuito apresenta correção do fator de potência, conforme figura 32.
Visualiza-se a corrente de entrada, medida no primário do transformador ( ) acompanhando
a envoltória da tensão de entrada. Na imagem também se observa a corrente média de saída:
846m A, esta sofre uma ondulação de 700mA à 1000mA na frequência de duas vezes a
frequência da rede, 120Hz. Um possível responsável por ondulação exagerada é a
característica da carga. Como pode ser visualizado na figura 30, o gráfico de resposta da
corrente em relação à tensão no zenner mostra que mesmo havendo uma pequena variação de
tensão, é causada uma grande variação na corrente. Contudo, tal ondulação não queimaria os
LEDs, mas pode ser minimizada aumentando o capacitor de saída ( ), a fim de evitar
variações perceptíveis na iluminação.
Figura 32 - Corrente no primário; corrente de saída; tensão da rede elétrica
(Ponteira de corrente primário: 1A/div; saída: 0,5A/div; ponteira de tensão: 200V/div)
63
5.3 – Considerações Finais a Respeito do PFC Flyback Não Isolado
Com os testes do circuito não isolado, o PFC Flyback mostrou-se muito promissor
como conversor CA/CC, inclusive podendo ser aplicado em LEDs de potência. A abordagem
de zeners como carga é muito conveniente por serem semicondutores que geram queda de
tensão, quando há passagem de a uma corrente CC, similar aos LEDs. Contudo, os detalhes
da operação não podem ser emulados, mesmo inserindo um resistor estimado para resistência
dinâmica dos LEDs, a característica da carga ainda é diversa.
Os testes iniciais apontam os problemas para o conhecido defeito desta topologia,
perdas no snubber, circuito grampeador. Este problema tende a diminuir com a melhoria do
transformador.
Portanto, é possível prosseguir o desenvolvimento do projeto em prol do objetivo
final, que é obter um LED Driver com correção adaptativa do fator de potência isolado da
rede elétrica e conforme especificações escritas no item 1.2.
64
6 – PROJETO DO PFC FLYBACK ISOLADO
Neste capítulo são apresentadas as modificações necessárias para tornar o circuito
obtido até então, um circuito com saída isolada da rede elétrica. O funcionamento da
topologia permanece o mesmo, sendo assim, as alterações imprescindíveis são em torno da
malha de controle, circuitos de proteção e adaptação, que não receberão mais as informações
de corrente e tensão de forma direta do secundário para o primário. Para garantir o isolamento
galvânico entre o primário e o secundário essas informações serão transmitidas através de
acoplador óptico.
A obtenção do LED Driver Isolado compreende a finalização e aperfeiçoamento do
projeto, logo, alguns itens modificados e acrescentados neste capítulo serão para fins de
melhoria, não obrigatoriamente por questão de isolamento.
6.1 – Realimentação com Acopladores Ópticos
Para enviar as informações correspondentes às leituras de corrente e tensão da saída
para o lado primário serão necessários dois acopladores ópticos. Os acopladores ópticos
adotados para este projeto são do modelo PS2561A do fabricante NEC, pois possuem isolação
de 5KV e seu invólucro com apenas quatro pinos permite acesso ao ânodo e cátodo do LED
emitente e aos pinos coletor e emissor do BJT receptor.
A transmissão de informação do LED do acoplador óptico para o BJT receptor é
através da corrente, assim sendo, a corrente resultante no BJT é uma percentagem da corrente
passante no LED, esta percentagem recebe o nome CTR que é a Relação de Transferência de
Corrente do acoplador óptico. Para este componente, a CTR típica fica entre 130% a 260%
[9].
Outra modificação necessária é na alimentação dos CIs de controle. Faz-se necessário
uma fonte de que se mantenha estável, mesmo com a diminuição da energia processada, caso
que acontece com a diminuição de LEDs operando. Assim, no lado primário, será usado um
65
regulador de tensão LM7812, para gerar tensão de 12V estabilizada a partir da tensão auxiliar,
que atinge 30V em regime nominal. No lado secundário será usado um zenner de 15V para
alimentar os amplificadores operacionais a partir da tensão de saída.
A realimentação de corrente usando acoplador óptico parte do mesmo princípio usado
anteriormente, onde o amplificador de transimpedância amplificava a tensão sobre o resistor
sensor de corrente e a saída deste amplificador fornecia 2,5V quando houvesse corrente
nominal de saída e assim, fechava-se a malha de controle através do amplificador de erro do
L6562.
De forma análoga, no circuito isolado haverá um amplificador diferencial,
desempenhando a função de amplificador de transimpedância. Este amplificará a tensão sobre
o resistor sensor de corrente nos LEDs e controlará o sinal sobre o LED do acoplador óptico,
provocando no BJT receptor uma corrente proporcional à corrente nos LEDs.
Aplicando uma tensão estável no coletor deste BJT e um resistor fixo no emissor do
mesmo haverá uma tensão sobre o resistor que é proporcional à corrente de saída. Um esboço
deste circuito é mostrado na figura 33.
Figura 33 - Realimentação de Corrente com acoplador óptico
6.1.1 – Realimentação de Corrente
66
Na figura, “Out +” e “Out -” são, respectivamente, positivo e negativo (comum do
lado secundário) da tensão de saída.
O dimensionamento do circuito com acoplador óptico se inicia-se estabelecendo a
tensão desejada no lado primário, para realimentação com L6562, esta tensão é 2,5V.
Conforme a figura 33, o coletor do BJT acoplador óptico está conectado à 12V e o emissor
fornece corrente essencialmente ao resistor R15, essa corrente é a corrente de coletor, .
Logo, estipula-se e obtém-se R15= 499 Ω, em valor comercial.
A corrente é subordinada à corrente no LED do acoplador óptico, .
Desta forma, conhecendo a CTR do acoplador óptico usado para realimentação de corrente,
sabe-se a corrente que deverá passar pelo LED do circuito integrado e assim, pode-se calcular
o resistor R35, da figura 33.
Neste momento, é conveniente determinar a tensão de saída do amplificador de
transimpedância. Este possui configuração diferencial e deve gerar tensão de saída suficiente
para fornecer a queda de tensão direta sobre o LED do PS2561A (cerca de 1,2V) mais a
tensão sobre o resistor R35, que controlará a corrente no ramo. Para tanto, estipula-se esta
tensão em 4V. Assim, para este amplificador tem-se:
(59)
Logo,
(60)
Sabendo que a corrente nominal nos LEDs ( ) é 750mA e o resistor sensor de
corrente ( ) é de 0,2Ω pode-se estipular R13 = R23 = 113KΩ, obtendo R12 = R22 =
5,6KΩ.
Com os seguintes dados para o acoplador óptico para realimentação de corrente:
67
(61)
é possível calcular a corrente e o resistor R35, como segue:
( )
(62)
mA
Esta corrente é suficiente para manter o CI PS2561 na região linear de operação.
A realimentação de tensão compreende a atuação do circuito de adaptação do PFC e
da proteção de sobretensão de saída, que deve desabitar o CI L6562. Vide esquemático, na
figura 34.
Figura 34 – Realimentação de Tensão com acoplador óptico
6.1.2 – Realimentação de Tensão
68
Na figura 34, a tensão imagem da saída no lado secundário ( ) é obtida do
divisor de saída. Utiliza-se um buffer para fornecer a corrente para o acoplador óptico sem
prejudicar a medição de . Semelhante ao circuito de realimentação de corrente, neste
circuito, o coletor do PS2561A, usado para realimentação de tensão, está conectado aos 12V
fornecidos pelo mesmo LM7812 que também alimenta os amplificadores operacionais para
proteção de sobretensão e adaptação do PFC. Estes AmpOp, desempenham a mesma função
definida no item 4.3 para OVPr e item 4.4 para o circuito de adaptação.
As alterações no circuito descrito no item 4.3 e 4.4 acontecem devido à alteração da
tensão imagem de saída vista no primário ( ). Esta tensão que antes era 13,6V, agora
será gerada sobre o resistor R21 e deverá ser inferior à 12V. Definindo , estipula-
se a corrente de coletor para o segundo acoplador óptico sendo:
,
obtendo R21 = 1200 Ω. De forma análoga ao circuito de realimentação de corrente, os
cálculos feitos visam manter o acoplador óptico na região linear, conforme medido cerca de
5mA no LED deste CI são suficientes. Para o acoplador óptico usado na realimentação de
tensão, têm-se:
(63)
É necessário alterar o divisor de saída para obter uma tensão mais baixa,
usando um resistor de 470kΩ e um de 97 kΩ, diminui-se as perdas e obtém-se,
( ) ( )
( ) ( )
(64)
Onde, é a tensão nominal de saída, ( )é a tensão obtida na saída para até 4
LEDs queimados e ( ) é a tensão de saída máxima permitida. são as respectivas
tensões imagens geradas, no lado secundário.
69
É possível calcular os outros resistores sendo:
( )
(65)
mA
É conveniente acrescentar uma tensão de referência que atue como tensão subtrativa
para o amplificador de adaptação de PFC e também como referência para proteção de
sobretensão. Com dois resistores, R33 = 3,9KΩ e R25 = 12 KΩ, obtém-se
A tensão fornecida pelo AmpOp de adaptação deve permanecer abaixo de
1,6V em regime nominal, respeitando as questões já mencionadas no item 4.4. Logo, sabendo
que, e , definem-se:
(66)
Estipulando = 113 KΩ e substituindo em (66), obtém-se:
Em valor comercial,
Quanto ao amplificador comparador para proteção de sobretensão, este compara a
tensão de referência com a tensão imagem de saída gerada no primário, é possível determinar
a tensão de saída máxima que este sistema permitirá, quando a tensão imagem de saída no
primário for igual à tensão de referência:
( ) ( )
( )
(67)
( )
O que significa que ( ) . Desta forma, cumpre-se a especificação de
proteção de sobretensão, conforme tabela 1 que definia em 50V a tensão máxima de saída.
70
6.2 – Filtro e Capacitor de Entrada
Embora não seja parte exclusiva do Flyback isolado, o filtro de entrada é uma parte
essencial para obter alto fator de potência em fontes comutadas. O filtro de entrada permite a
passagem somente de frequências baixas e têm a função de suprimir os pulsos de corrente no
primário do transformador à frequência de comutação. Com o dimensionamento correto, a
rede elétrica enxerga somente a corrente média da corrente no primário do transformador,
conforme explicado no item 3.2.2 e exemplificado na figura 12.
Faz parte da entrada do conversor, além do filtro de entrada, a ponte de diodos, para
retificar a tensão da rede elétrica e o capacitor de entrada, com a função de Hold-Up,
conforme esquemático da entrada do conversor, figura 35.
Figura 35 – Esquemático de Entrada: Filtro de Entrada + Ponte Retificadora + Capacitor de Entrada (Hold-Up)
Em nota de aplicação [10] da Texas Instruments, Michael O’Loughlin abordou o
estudo do filtro de entrada. O texto é para um conversor PFC do tipo Boost em condução
crítica, mas pode ser usado com para dimensionar o filtro de entrada do PFC Flyback.
Segundo [10], é necessária capacitância de hold-up devido ao alto ripple de corrente.
Porém, quanto maior a capacitância adicionada, maior será o deslocamento de fase da
corrente em relação à tensão, o que é indesejável. O capacitor é selecionado para fornecer
metade da corrente de entrada no momento que o indutor primário é carregado, ou seja, o
MOSFET está conduzindo ( ). Ainda, considera-se que nesse momento a tensão da rede
elétrica é mínima e há carga plena instalada na saída [10].
71
Lembrando que:
( )
( ) ( ) √
Pode-se empregar a equação (4) para determinar o tempo que a chave permanece
conduzindo, para tensão mínima tem-se:
( )
( ) (68)
Segundo O’Loughlin, estipula-se uma variação de tensão máxima que o capacitor de
hold-up deve sustentar. Sendo , calcula-se o capacitor sendo:
( )
( ) ( ( ) )
(69)
Adotou-se para o projeto, .
As formas de onda do PFC operando em condução crítica são esboçadas na figura 36.
A forma de onda “A” ilustra a corrente no indutor primário. Almeja-se que, com a aplicação
do filtro de entrada, a corrente fornecida pela rede elétrica, seja idêntica a forma de onda “B”.
Com menos 10% de THD, essa corrente é a corrente média no primário do transformador.
72
Figura 36 - Formas de onda de entrada para conversor PFC em condução crítica [10]
Para atingir a meta de THD de corrente, o filtro de entrada requerido consiste nos
componentes eletrônicos C_FILTRO, L1 e L2, no modelo exposto na figura 35.
Os indutores do filtro (L1 e L2) são projetados para assegurar uma corrente de entrada
com contorno suave, apesar das quedas de tensão no capacitor de entrada.
O filtro de entrada é Modo Diferencial e é bi-direcional, possuindo pólo duplo de
frequência (fp). Assim, este circuito pode ser ajustado para atenuar ruídos de alta frequência.
Os indutores L1 e L2 são determinados de tal forma que serão aplicadas as tensões e
( ) instantaneamente [10].
Então, em , a corrente nos indutores atingirá o nível de
.
Exemplificando, pode-se introduzir a figura 37, ilustrando a troca de energia entre os
indutores de entrada e o capacitor de entrada.
Figura 37 - Ilustração de troca de energia entre filtro e capacitor de entrada
73
Os cálculos do indutor seguem as recomendações de [10]. Sabendo que, os dois
indutores encontram-se em série para a corrente diferencial, pode-se calcular:
( ( ) ( ( ) )) ( )
( )
√
(70)
Considerando que:
√
(71)
pode-se simplificando (70), obtendo:
( )
(72)
Logo, .
Lembrando que o filtro de entrada é um filtro LC, a frequência de polo deste é dada
por:
√ (73)
Considerando , que é a frequência mínima de comutação, o capacitor
pode ser determinado por:
( ) (74)
Assim, .
Para conversores com correção de fator de potência operando em condução crítica, é
comum não elevar muito acima de 47nF esta capacitância e acrescentar um capacitor até
quatro vezes maior que , em série com resistor (usualmente 180Ω), originando uma
parcela amortecida do filtro. Também é interessante introduzir um resistor (menor que 10Ω)
em série com a entrada causando amortecimento em todo o sistema e suavizando os picos de
corrente. O filtro implementado é representado na figura 38.
74
Figura 38 - Esquemático de Entrada do PFC Flyback
O indutor do filtro foi reaproveitado de um filtro de entrada de reator de lâmpada
fluorescente e possui valor de L=800μH. Otimizando os outros componentes no protótipo
foram definidos R=1Ω, = 47nF, .
6.3 – Melhoria do Transformador
A elevada indutância de dispersão gerada pelo acoplamento magnético ineficiente
entre o primário e o secundário causa excessivas perdas no sistema. Como já foi afirmado
anteriormente, a energia armazenada nessa indutância é descarregada sobre circuito
grampeador e transformada em calor.
O método usado para construção do transformador intercala metade do enrolamento
primário, o enrolamento secundário e finaliza totalizando as espiras do primário. Tal cuidado,
não foi suficientemente eficaz para reduzir a indutância de dispersão abaixo de 10% da
indutância do primário.
Visando diminuir as perdas é possível refazer o cálculo do indutor para os mesmos
valores de indutância, porém, diminuindo o gap ao mínimo possível, respeitando o limite para
saturação. Assim, executando “ind_2.m” o transformador adquire as seguintes características:
Núcleo: NEE 40/17/12
N1 (primário): 117 espiras; Fio AWG 28 Gap: 1,2mm
N2 (secundário): 27 espiras; Fio AWG 22
N3 (auxiliar): 20 espiras; Fio AWG 30
75
Ainda, é possível usar enrolamentos intercalados em múltiplas camadas, diminuindo
as correntes de fuga e melhorando o acoplamento magnético [11].
Portanto, o enrolamento primário será divido em três partes, cada uma com um terço
do total de espiras, que deverão ser conectadas em série. O secundário será composto de duas
partes compostas do número total de espiras, porém, ligadas em paralelo.
Assim, intercalam-se camadas do primário com secundário, até finalizar. O
enrolamento auxiliar pode ser colocado diretamente, por último. Também é possível diminuir
a bitola do fio do secundário, sendo:
N1 (primário): 3 enrolamentos em série:
39 espiras cada; Fio AWG 28; Gap: 1,2mm
N2 (secundário): 2 enrolamentos em paralelo:
27 espiras cada; Fio AWG 23;
Um breve teste com o circuito elaborado no item 4.6 aponta para a melhoria do
transformador, pois se diminuiu o tempo de descarga da indutância de dispersão. Isto significa
que há melhor acoplamento entre o primário e o secundário. Contudo, a temperatura da
carcaça do zenner do snubber continua elevada, o que impossibilita o circuito de operar por
longos períodos. É possível determinar a energia armazenada na indutância de dispersão e
consequentemente dissipada no snubber.
∫ (
)
(75)
As medições com o transformador fornecem os dados de corrente de pico
que coincidem com o instante de pico da tensão de entrada. O tempo para dissipar a energia
de dispersão, , sendo calcula-se a energia dissipada pelo snubber
.
76
Calculando a potência dissipada no período de menor frequência de comutação, que
coincidem com os maiores picos de corrente, tem-se a potência máxima recebida pelo
snubber:
(76)
É possível calcular a indutância de dispersão, sendo a energia armazenada nesta igual
a energia dissipada. Logo:
(77)
Comparando (77) com (58), percebe-se que o transformador foi aprimorado,
melhorando o acoplamento magnético e diminuindo a indutância de dispersão, que agora
assume, aproximadamente, 5,5% da indutância do primário. Contudo, o aquecimento gerado
no diodo zenner continua elevado, impedindo que o circuito seja finalizado dessa forma.
Deve-se modificar o snubber dimensionando uma rede de grampeamento RCD - Resistor,
Capacitor e Diodo, dimensionados a seguir.
6.4 – Snubber RCD
O snubber RCD permite que o capacitor receba a energia calcula com a equação (75) e
a armazene, não devendo ser totalmente descarregado antes do início de cada ciclo de
comutação. Na realidade, o valor do resistor deve ser suficientemente grande para descarregar
o capacitor de tal forma que a tensão armazenada nunca cai abaixo da tensão refletida.
(78)
Onde, é a energia armazenada no capacitor e “u” é a tensão no mesmo.
77
É possível considerar-se a energia que o capacitor deve armazenar um pouco maior
que a calculada, neste caso 200µJ. Estimando que a tensão armazenada “u” seja
igual a 200 volts, tem-se para o capacitor:
(79)
A constante de descarga da rede RC é dada por:
(80)
Considerando a envoltória de tensão no primário sendo a tensão da rede elétrica
retificada, a frequência dessa onda é 120Hz. Os maiores picos de corrente ocorrem nos picos
da tensão retificada e fornecem a máxima potência para o snubber. Logo, é necessário que a
energia fornecida neste instante ao snubber seja dissipada antes do próximo meio ciclo de
rede, período de 8,3ms. Estimando é possível calcular o resistor do snubber:
(81)
O resistor deve suportar a potência calculada em (76). Porém, em valor comercial, o
resistor é de 10W e ocupa um espaço físico muito grande. É vantajoso, portanto, manter a
constate RC e alterar os valores dos componentes. Usando dois resistores em série de 10kΩ e
5W cada um tem-se , com capacitor de 100nF, calcula-se a constante de tempo
com a equação (80):
Sendo a constante de tempo menor que 8,3ms, este será o snubber utilizado,
juntamente com o diodo ultrarrápido que permanece o mesmo definido anteriormente.
78
6.5 – Placa de Circuito Impresso Elaborada
O protótipo implementado contempla os circuitos dimensionados para o LED Driver
com Correção Adaptativa do Fator de Potência na topologia Flyback isolado. Para melhor
representação, o circuito total foi dividido em duas imagens, sendo uma para a entrada do
conversor e outra para o conversor propriamente dito, mas na PCI elaborada ambos estão
contíguos.
Na figura 39 está esquematizada a entrada do conversor, constituída de fusível,
varistor, filtro de entrada, ponte retificadora e capacitor de entrada.
Figura 39 - Esquemático de entrada do LED Driver
O circuito implementado do conversor, na mesma placa que a parte de entrada, está
esboçado na figura 40.
Deve-se dar especial atenção às conexões de terra nesta placa para evitar que ruídos de
potência comprometam o funcionamento do sistema. Logo, o terra dos CIs amplificadores e
de controle não são colocados diretamente em comum com o terra de potência. Para explicitar
a sequência de conexão dos terras, estes foram separados. Primeiramente o “terra1” é
conectado a todos os CIs de controle, o “terra2” e o “terra3” que contém alto nível de ruído
devem ser conectados diretamente ao ponto comum de terra, para onde também é derivado o
“terra1” de um único ponto.
79
Figura 40 - Esquemático do conversor LED Driver com PFC
80
7 – DISSIPADOR PARA LEDS DE POTÊNCIA
Os nove LEDs de potência serão acondicionados no mesmo dissipador para formar
uma fonte única de luz. Contudo, não haverá preocupação com o desempenho óptico do
sistema, apenas com as características elétricas do componente que devem ser protegidas sem,
necessariamente, criar uma lâmpada otimizada.
O dissipador de calor deverá ser robusto o suficiente para manter a temperatura de
junção dos LEDs abaixo do valor estipulado pelo fabricante, no máximo 125°C [4].
Porém, visto que a temperatura do componente reduz a vida útil e a quantidade de luz
gerada, o cálculo do dissipador é tendencioso à sobre dimensiona-lo.
O cálculo do dissipador segue as recomendações de [12]. Nos dispositivos
semicondutores de potência o calor decorrente do efeito Joule é produzido na junção do
componente, fluindo daí para o encapsulamento do dispositivo e o ambiente. Em geral se faz
uma analogia com um circuito elétrico, mostrado na figura 41, sendo a potência média
representada por uma fonte de corrente. As temperaturas nos pontos indicados (junção,
cápsula, ambiente) são análogas às tensões nos respectivos nós, enquanto as resistências
térmicas são as próprias resistências do modelo [12].
Figura 41 - Equivalente elétrico para circuito térmico em regime permanente [12]
Na figura 41, “P” é a potência sobre cada LED ( ); “Tj” é a temperatura da junção;
“Ta” é a temperatura ambiente; “Tc” é a temperatura do encapsulamento; “Td” é a
temperatura do dissipador; é a resistência térmica entre junção e encapsulamento; é
81
a resistência térmica entre encapsulamento e ambiente; é a resistência térmica entre
encapsulamento e dissipador; a é a resistência térmica entre dissipador e ambiente.
Segundo folha de dados do LED, a resistência térmica entre a junção e o
encapsulamento ( ) é de 9°C/W. Na carência de dados, é conveniente desprezar a troca de
calor direta da carcaça plástica do LED e o ambiente, assim, . O objetivo do
dissipador será gerenciar a temperatura do componente e manter a temperatura de junção, Tj =
100ºC, quando a temperatura ambiente for Ta = 45°C.
A potência dissipada em calor é considerada a potência média sobre o componente,
sendo a queda de tensão direta sobre o LED, que é de 3,6V, vezes a corrente = 750mA.
(82)
Pode-se calcular a temperatura da carcaça metálica do LED:
(83)
A resistência térmica total pode ser definida:
(84)
Assim, a diferença de temperatura entre a junção e o ambiente será:
(85)
Sabendo que será necessário usar isolador de mica de 0,1mm de espessura entre o
LED e o dissipador e pasta térmica nos dois lados do isolador para melhorar o contato
térmico, a resistência térmica pode ser considerada como uma resistência adicional à
dissipação, logo, .
Agora é possível determinar a resistência térmica máxima entre o dissipador e o
ambiente para manter as condições de conforto do LED estabelecidas:
( )
(86)
82
Com este valor de resistência térmica entre o dissipador e o ambiente é dimensionado
um dissipador de calor com área quadrada e espessura fixa.
Sendo o dissipador constituído de alumínio anodizado em cor natural, este possui
emissividade ( ) de 0.85, segundo tabela apresentada em [12]. Ainda, considera-se que este
corpo estará na posição horizontal, o que proporciona um efeito chaminé, devendo ser
acrescentado um fator = 0,5. A condutância térmica do alumínio ( ) à 77°C é
[12].
A resistência térmica é dada por:
√
(87)
Onde “W” é a espessura do dissipador em milímetros e “A” é área do mesmo em cm².
Escolhendo uma chapa de alumínio de 7mm de espessura pode-se calcular a área
mínima deste dissipador de calor necessária para o gerenciamento térmico de cada LED.
Isto significa uma chapa quadrada com largura de 6,13cm e 7mm de espessura para
cada LED. Porém, há disponível um dissipador de calor que possui medidas atrativas e ainda,
é composto por aletas, o que melhora consideravelmente a dissipação de calor. Contudo, não
há dados de fabricante deste dissipador.
É possível calcular a massa de alumínio calculada para atender .
Sendo que a densidade do alumínio é de 2697 kg/m³, a massa de alumínio é dada por:
( ) ( )
(88)
Assim a massa de alumínio necessária para gerenciar a temperatura de cada LED é de
70,99 gramas. Para os nove LEDs alocados no mesmo dissipador, este dissipador deve ter, no
mínimo, nove vezes esse valor, assim sendo:
83
O dissipador escolhido possui massa de 830 gramas e, além disso, possui aletas. Desta
forma, pode ser usado para os nove LEDs de potência.
Para manter os LEDs sob pressão e fixos no dissipador sem correr o risco de rompe-
los devido à dilatação, foi usado uma chapa de acrílico para pressionar os LEDs e parafusos
para pressionar o acrílico. Segue em anexo uma foto, do dissipador com alguns LEDs já
posicionados.
84
8 – TESTES DO LED DRIVER PFC FLYBACK
Os testes práticos de circuitos na área de eletrônica de potência devem ser cautelosos,
conforme já dito antes. Para este conversor, os testes iniciam com uma carga semelhante aos
LEDs, zenners. Desta forma, o funcionamento do circuito é observado e não evidenciando
nenhum erro na placa ou no projeto é possível, finalmente, ligar os LEDs e extrair as formas
de onda para a carga nominal de projeto.
A figura 42 mostra as medições de corrente ( ) e tensão ( ), fornecidas pela rede
elétrica e a corrente de saída ( ) que passa pelos LEDs.
Figura 42 - Corrente de entrada; corrente de saída; tensão de entrada.
(Ponteira de corrente entrada: 0,2A/div; saída: 0,2A/div; ponteira de tensão: 200V/div)
Essa primeira medição mostra o correto funcionamento do LED Driver alimentando os
nove LEDs com corrente média de 776mA, com oscilação de 200mA, pico-a-pico. No
momento da medição, a tensão eficaz de entrada estava em 226V.
O osciloscópio Agilent, permite capturar as formas de onda da tensão e da corrente de
entrada, nomeadas “V_IN” e “I_IN”, respectivamente. Este equipamento ainda pode fornecer
a terceira onda vista na figura 43, que é a potência de entrada, “P_IN”.
85
Figura 43 – Corrente de entrada; Tensão de entrada; Potência de entrada.
(Ponteira de corrente entrada: 0,1A/div; ponteira de tensão: 200V/div)
O protótipo mostra-se funcionando, e os dados fornecidos pela imagem do
osciloscópio mostram a potência média de entrada, cerca de 28W, para o momento da
medição. Essas medidas são válidas e fazem parte da caraterística do LED Driver, contudo,
são necessárias medidas mais concretas de eficiência energética.
As medições mais criteriosas para este LED Driver são em torno da funcionalidade do
sistema inovador que adapta a malha de controle caso haja a diminuição da carga. Para este
teste é necessário inibir a atuação do circuito de adaptação e testar o conversor reduzindo
gradativamente, de nove até cinco, o número de LEDs conectados à saída. Em seguida, o
circuito de adaptação é conectado novamente e a sequência de testes é repetida.
Para cada situação de medida deve ser gerada uma imagem capturada do osciloscópio
e um arquivo “txt” com as tabelas dos pontos medidos para as correspondentes formas de
onda. Em seguida é executado o “Programa de Cálculo De Fator De Potência e DHT” (em
anexo) que lê estas tabelas. Este programa é uma rotina de cálculo executável em MATLAB,
que permite determinar o Fator de Potência e a Distorção Harmônica Total a partir da FFT da
onda de corrente. Um exemplo de como executar esta rotina segue em anexo, com o nome
“Exemplo de Execução do Programa de Cálculo De Fator De Potência e DHT” onde é
calculado o fator de potência e a DHT para a situação onde 5 LEDs estão conectados à saída e
o circuito de adaptação está funcionando.
86
Como exemplo de aquisição, a figura 44 mostra a corrente de saída ( ), a corrente
( ) e a tensão de entrada ( ). Neste momento, haviam seis LEDs conectados à saída e o
circuito de adaptação está devidamente operante.
Figura 44 - Aquisição para 6 LEDs - Circuito com Adaptação da Malha de Controle
(Ponteira de corrente entrada: 0,2A/div; saída: 0,2A/div; ponteira de tensão: 200V/div)
Comparativamente, a figura 45 mostra a corrente de saída ( ), a corrente ( ) e a
tensão de entrada ( ). Neste momento, haviam seis LEDs conectados à saída e o circuito de
adaptação está desativado.
Figura 45 - Aquisição para 6 LEDs - Circuito sem Adaptação da Malha de Controle
(Ponteira de corrente entrada: 0,2A/div; saída: 0,2A/div; ponteira de tensão: 200V/div)
87
As figuras 44 e 45 evidenciam as vantagens da adaptação da malha de controle,
melhorando a envoltória da onda de corrente de entrada, elevando o FP e ainda apresentando
menos ondulação na corrente de saída.
As tabelas a seguir resumem os valores obtidos para os parâmetros que definem
eficiência energética em função do número de LEDs.
Tabela 4 – Resultados Comparativos – Rendimento, FP e THD
Sem Adaptação Com Adaptação
Nº de LEDs FP THD (%) FP THD (%)
9 0,766 0,981 12,374 0,77 0,980 13,108
8 0,731 0,961 18,807 0,765 0,991 8,872
7 0,677 0,934 24,843 0,746 0,978 14,322
6 0,616 0,915 28,422 0,727 0,976 15,222
5 - - - 0,704 0,974 15,615
Onde “ ” é o rendimento,
⁄ .
Tabela 5 – Medições de tensão e corrente de saída
Sem Adaptação Com Adaptação
Nº de LEDs
9 30,98V 770 mA 260 mA 31,17V 765 mA 280 mA
8 27,6V 766 mA 280 mA 27,18V 632 mA 180 mA
7 24,01V 765 mA 340 mA 23,8V 638 mA 200 mA
6 20,64V 763 mA 380 mA 20,48V 670 mA 220 mA
5 - - - 17,44V 712 mA 260 mA
Onde é ondulação pico-a-pico da corrente de saída.
Percebe-se que o circuito sem adaptação apresenta diminuição no Fator de Potência na
medida em que a carga é reduzida. Na mesma situação, a THD atinge níveis acima de 25% e
o rendimento do circuito fica prejudicado, evidenciando o aumento de perdas no sistema. O
circuito sem adaptação consegue manter a corrente média adequada, devido ao compensador
projetado, porém, não consegue impedir a ondulação da corrente de saída que atinge 380mA
para 6 LEDs em operação.
88
Não puderam ser feitas medições para 5 LEDs sem o circuito de adaptação pois o
sistema fica instável e os LEDs piscam.
Os valores contidos nas tabelas 3 e 4 já incorporam o cálculo da potência nominal de
saída, para nove LEDs. Todavia, uma nova aquisição, mostrada na figura 46, fornece o valor
da potência eficaz de saída como sendo 23,4W, enquanto se previa uma potência de 24,3W (9
LEDs de 2,7W, para queda de tensão direta de 3,6).
Figura 46 – Tensão de saída; Corrente de saída; Potência de saída.
(Ponteira de corrente entrada: 0,1A/div; ponteira de tensão: 200V/div)
Como explicação para potência de saída um tanto reduzida, sabe-se que, a queda de
tensão direta sobre o LED é inversamente proporcional à temperatura. Por isso, o
aquecimento da junção dos LEDs diminui a tensão sobre os mesmos, o que provoca redução
da potência de saída.
O teste do dissipador de calor para os LEDs de potência foi feito para temperatura
ambiente de 19,6°C. Mantendo os nove LEDs ligados por uma hora, a carcaça do LED
monitorado atingiu a temperatura de 49,6°C. Sendo que essa temperatura era estimada de
75,7°C, o método de dimensionamento do dissipador mostrou-se eficiente.
Segue em anexo, foto do protótipo operando com os LEDs, juntamente com uma foto
do dissipador com alguns LEDs já posicionados.
89
9 – CONSIDERAÇÕES FINAIS
O LED é um dispositivo semicondutor que emite luz de forma proporcional à corrente
CC passante pelos mesmos, esta corrente gera uma queda de tensão e, naturalmente,
dissipação de potência. A energia não transformada em luz é transformada em calor
conduzido que deve ser removido rapidamente do componente e assim, surge a necessidade
de gerenciamento térmico do LED. Com o dissipador usado para os nove LEDs, de 2,7W
cada, percebeu-se que o equilíbrio térmico do sistema demora cerca de uma hora para ser
atingido ocasionando um aumento de 30°C na temperatura externa do LED monitorado.
O projeto do LED Driver baseou-se no projeto de um conversor com correção do fator
de potência na topologia Flyback e incorporou as proteções e controles convenientes para
aplicação com LEDs de potência. Após o desenvolvimento do protótipo, mostrou-se
conveniente abordar zeners como carga inicial para teste do conversor, isto por que, são
semicondutores mais robustos que os LEDs, mas similar no ponto de vista que geram queda
de tensão, quando expostos à passagem de corrente CC. Contudo, os detalhes de operação não
podem ser emulados, mesmo inserindo um resistor estimado para resistência dinâmica dos
LEDs, a característica da carga ainda é diversa.
Foi projetado e confeccionado um LED driver isolado com PFC e topologia Flyback
de único estágio (SSPFC). O estudo considera que o LED Driver alimenta uma lâmpada com
nove LEDs com proteção de circuito aberto, assim, LEDs danificados são automaticamente
curto-circuitados. Na atuação da proteção dos LEDs, a malha de controle de corrente mantém
a corrente média constante, porém, há diminuição na potência de saída devido à diminuição
da tensão de saída visto que, essa tensão é proporcional ao número de LEDs ativos. Por
conseguinte, se faz necessário que o LED driver corrija o fator de potência mesmo com
variação da carga. Foi proposto um circuito de adaptação da malha de controle do PFC
através da atuação de um MOSFET como resistor controlável, diminuindo a tensão imagem
de entrada, atenuando o ganho do canal direto do sistema e ajustando a dinâmica do estagio de
saída à variação (diminuição) do número de LEDs efetivamente presentes no sistema. Este
método de adaptação da malha de controle permitiu o projeto de um compensador fixo e
ainda, dispensou o uso de potenciômetro digital e micro controlador.
90
Apesar da finalidade do circuito de adaptação ser, principalmente, proporcionar
estabilidade ao sistema, os testes práticos mostram outro efeito benéfico relevante. A análise
do circuito com adaptação operante e diminuição gradativa da carga, mostrou que, além da
alteração da tensão imagem de entrada, também é alterada a impedância de entrada do
conversor devido à subsequente modificação na frequência de comutação. Assim, uma
sugestão para pesquisas futuras é desenvolver um estudo da impedância de entrada do
conversor e a contribuição do circuito de adaptação sobre esta impedância.
O proposto circuito de adaptação permitiu melhorar a resposta dinâmica do driver na
situação de funcionamento com um número reduzido de LEDs. Os testes realizados com
diminuição da carga mostram que o circuito com adaptação mantém a distorção harmônica
abaixo de 16% e o fator de potência acima de 0,97 para até quatro LEDs curto-circuitados,
enquanto o teste comparativo para o sistema com adaptação desativada apresentou distorção
harmônica maior que 28% e fator de potência abaixo de 0,92 para três LEDs queimados.
Portanto, os resultados práticos do sistema com adaptação validam o uso do circuito sugerido.
A utilização de dispositivos para proteção de circuito aberto em paralelo com os LEDs
permite que o circuito funcione mesmo com alguns LEDs queimados. Porém, ressalta-se que,
a forma de adaptação estudada se faz necessária também no caso de LED Drivers com
controle de intensidade luminosa (dimmerizáveis), visto que, a redução da luz gerada significa
redução da potência de saída do conversor, podendo causar quedas no rendimento do PFC e
elevação da distorção harmônica total.
Quanto às características construtivas do protótipo, os testes indicam que as maiores
perdas ocorrem no snubber, conhecido problema desta topologia. Este problema tende a
diminuir com a melhoria do transformador, que segue método de projeto e construção
cautelosos visando máximo acoplamento magnético entre o secundário e o primário. O
rendimento de 77% obtido para o circuito é satisfatório considerando todas as características
do LED Driver desenvolvido, principalmente quanto ao isolamento e tensão baixa de saída.
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REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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2006>. Acesso em: 27 mar. 2012.
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ANEXOS
Os anexos foram removidos desta publicação.
O projeto completo, inclusive com CD contendo detalhes de projeto, encontra-se em
domínio da Universidade de Passo Fundo (UPF) na Engenharia Elétrica (prédio H2).
Endereço da universidade:
Universidade de Passo Fundo (UPF)
BR 285, São José | Passo Fundo/RS | CEP: 99052-900
(54) 3316-8100