eletrônica de potência - sobraep · 2019. 5. 14. · 168 política editorial da revista...

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Eletrônica de PotênciaVolume 21 - número 3 - jul./set. 2016

Campo Grande – 2016

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© 2016, Sobraep

Comitê Editorial da Revista Eletrônica de Potência(período de vigência Janeiro de 2016 a Dezembro de 2017)

Marcelo Cabral Cavalcanti UFPE – Recife (PE)Cassiano RechUFSM – Santa Maria (RS)Henrique A. C. BragaUFJF – Juiz de Fora (MG)João Onofre Pereira PintoUFMS – Campo Grande (MS)Fernando Luiz Marcelo AntunesUFC – Fortaleza (CE)

Diretoria Presidente: Cassiano Rech – UFSMVice-Presidente: Marcelo Cabral Cavalcanti – UFPEPrimeiro Secretário: Leandro Michels – UFSMSegundo Secretário: Marco Antonio Dalla Costa – UFSMTesoureiro: Rafael Concatto Beltrame – UFSM

Conselho Deliberativo Adriano Péres – UFSCAlexandre Ferrari de Souza - Arnaldo José Perin – UFSCCarlos Alberto Canesin – UNESPCarlos Henrique Illa Font – UTFPR/PRCassiano Rech – UFSMDemercil de Souza Oliveira Júnior – UFC/CEDenizar Cruz Martins – UFSCDomingos S. L. Simonetti – UFESEnio Valmor Kassick – UFSC Fernando Luiz Marcelo Antunes – UFCHenrique Antônio Carvalho Braga – UFJFJoão Onofre Pereira Pinto – UFMSJosé Antenor Pomilio – UNICAMPMarcello Mezaroba – UDESCRichard Magdalena Stephan – UFRJRoger Gules – UTFPR/PRTelles Brunelli Lazzarin – UFSC/SC

Endereço da DiretoriaSOBRAEPProf. Cassiano RechUniversidade Federal de Santa Maria - UFSM Centro de Tecnologia – CTPrograma de Pós-Graduação em Energia Elétrica - PPGEEAv. Roraima, 1000 - Camobi, CEP 97.105-900, Santa Maria (RS)Fone: +55 (55) 3220-9497E-mail: [email protected]

Sobraephttp://www.sobraep.org.br/revista/ Eletrônica de PotênciaEditorProf. Marcelo Cabral CavalcantiAvenida Acadêmico Hélio Ramos, s/nUFPE / CTG / Departamento de Engenharia ElétricaBairro: Cidade UniversitáriaCEP: 50740-533Recife – PE – Brasil Telefone: (81) 2126-7102 Fax: (81) 2126-8256E-mail: [email protected]

Eletrônica de Potência é distribuída gratuitamente a todos os sócios da SOBRAEP.

Tiragem desta edição: 350 exemplares.

Edição impressa em Outubro de 2016.

Eletrônica de Potência/Associação Brasileira de Eletrônica de Potência. Vol. 1, n. 1 (jun. 1996) – Santa Maria: Sobraep, 1996 –

Trimestral

Até o v. 10, 2005, publicada semestralmente. Até o v. 12, 2007,publicada quadrimestralmente. Passou a ser trimestral em 2008. ISSN 1414 -8862

1. Eletrônica de Potência – Periódicos.

CDD 621.381

Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 21, n.3, p. 163-247, jul./set. 2016

165Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 21, n.3, p. 163-247, jul./set. 2016

Corpo de Revisores desta edição de Eletrônica de Potência

A SOBRAEP e os Editores da revista Eletrônica de Potência agradecem os revisores de artigos desta edição. São estes revisores que possuem a responsabilidade principal de garantir a qualidade técnica e científica dos artigos publicados. Expressamos o reconhecimento aos valorosos serviços prestados à revista Eletrônica de Potência.

REVISORES INSTITUIÇÃOAdriano Péres UFSC-BlumenauAlessandro Luiz Batschauer UDESC-JoinvilleCarlos Alberto Canesin UNESP-Ilha SolteiraCassiano Rech UFSMClaudionor Francisco do Nascimento UFSCARDemercil de Souza Oliveira Júnior UFCDenizar Cruz Martins UFSCEdison Roberto da Silva UFPBEdson H. Watanabe UFRJEduardo F. R. Romaneli UTFPR-CuritibaEnes Gonçalves Marra UFGEnio Roberto Ribeiro UNIFEIErnane Antônio Alves Coelho UFUEuzeli Cipriano dos Santos Jr Indiana University–Purdue University Fábio Ecke Bisogno UFSMFabrício Bradaschia UFPEFabrício Hoff Dupont URI-Frederico WestphalenFalcondes José Mendes de Seixas UNESP-Ilha SolteiraFelipe B. Grigoletto UNIPAMPAFernando Luiz Marcelo Antunes UFCFrancisco Kleber De Araújo Lima UFCHumberto Pinheiro UFSMIvo Barbi UFSCJean Patric Da Costa UTFPR-Pato BrancoJorge Rodrigo Massing UFSMJosé Antenor Pomilio UnicampJosé Renes Pinheiro UFSMJoselito Anastácio Heerdt UDESC-JoinvilleJumar L. Russi UNIPAMPALeonardo Rodrigues Limongi UFPELucas Vizzotto Bellinaso UFSM-Cachoeira do SulLuiz Carlos Gomes De Freitas UFULuiz Henrique Silva Colado Barreto UFCMacklini Dalla Nora UFSMMarcello Mezaroba UDESC-JoinvilleMarcelo Gradella Villalva UnicampMárcio Stefanello UNIPAMPAMario Eduardo Santos Martins UFSMMário Lúcio da Silva Martins UFSMMaurício Aredes UFRJMaurício Beltrão De Rossiter Correa UFCGMauricio Campos UNIJUÍMauricio Sperandio UFSMPaulo Praça UFCPaulo Sérgio Sausen UNIJUÍPedro Gomes Barbosa UFJFPorfírio Cabaleiro Cortizo UFMGRafael Cardoso UTFPR-Pato BrancoRené Pastor Torrico Bascopé UFCRicardo Quadros Machado USP-São CarlosRoberto Francisco Coelho UFSCRobinson Figueirado de Camargo UFSCRodrigo Zelir Azzolin FURGRoger Gules UTFPR-CuritibaSeleme Isaac Seleme Jr. UFMGSergio Vidal Garcia de Oliveira UDESC-Joinville / FURBTelles Brunelli Lazzarin UFSCThiago Bernardes Instituto Federal de Brasília - IFBYales Rômulo de Novaes UDESC-Joinville

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ISSN 1414-8862Eletrônica de Potência

Volume 21 - número 3 – jul./set.2016Sumário

SummaryEditorial Seção Regular 167

Política Editorial 168

ARTIGOS DA SEÇÃO ESPECIAL “INTEGRAÇÃO DE FONTES ALTERNATIVAS DE ENERGIA A SISTEMA DE GERAÇÃO DISTRIBUÍDA” SPECIAL SECTION “INTEGRATION OF ALTERNATIVE POWER SOURCES IN DISTRIBUTED GENERATION SYSTEMS”

Panorama das Estratégias de Armazenamento de Energia sob Forma de Ar ComprimidoOverview of Compressed Air Energy Storage Systems Marcos Antônio Salvador, Telles Brunelli Lazzarin e Roberto Francisco Coelho 169

Efeito da Conexão do Capacitor de Grampeamento sobre a Corrente de Entrada no Conversor Alimentado em Corrente Meia-ponte Zvs com Grampeamento AtivoEffect Of The Clamp Capacitor Connection Concerning The Input Current In The Active-Clamped Zvs Current-Fed Half-Bridge Converter Silvio Antonio Teston, Emerson Giovani Carati, Rafael Cardoso, Jean Patric da Costa e Carlos Marcelo de Oliveira Stein 179

Erros em Medidores Eletrônicos de Energia Elétrica, Considerando-se Geração DistribuídaMeasurement Errors of Electronic Meters, Considering Distributed Generation ScenariosGuilherme de Azevedo e Melo, Leonardo Poltronieri Sampaio, Marcos Gutierrez Alves, Rodrigo Alessandro Nunes de Oliveira, José Francisco Resende da Silva e Carlos Alberto Canesin 190

Inversores Comutados pela Rede Associados a um Autotransformador Multipulsos para a Geração FotovoltaicaLine-Commutated Inverters Associated To A Multi-Pulse Autotransformer For Photovoltaic GenerationLucas Lapolli Brighenti, Alessandro Luiz Batschauer e Marcello Mezaroba 200

Conexão de Aerogeradores de Pequeno Porte em Microrredes de Corrente Contínua Utilizando um Retificador Trifásico Modular SepicConnection of Small-Scale Wind Turbines in Dc Microgrids Using a Three-Phase Phase-Modular Sepic RectifierCarlos Henrique Illa Font, Paulo Junior Silva Costa, Telles Brunelli Lazzarin e Flabio Alberto Bardemaker Batista 212

Cálculo de Esforço nos Semicondutores do Inversor Fonte ZCurrent Stress Calculation on Semicondcutors of Z – Source InverterVitor Telles Odaguiri, Rubens Tadeu Hock Júnior e Alessandro Luiz Batschauer 224

Um Sistema para a Conexão de Aerogeradores de Pequeno Porte a Rede ElétricaA System for Connection to the Grid of Small Wind TurbinesRafael Henrique Eckstein, Telles Brunelli Lazzarin e Vanderlei Cardoso 234

NORMAS DE PUBLICAÇÃO 244


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EDITORIAL REVISTA ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

Setembro de 2016

O terceiro número de 2016 da Revista Eletrônica de Potência (REP) contém apenas artigos que foram submetidos para a edição especial sobre o tema “Integração de fontes alternativas de energia a sistemas de geração distribuída”. Esta chama-da teve por objetivo abordar principais desafios e avanços associados com a conversão, condicionamento e controle de energia elétrica proveniente de fontes alternativas de energia. A Eletrônica de Potência desempenha um papel relevante nos sistemas de geração distribuída, desenvolvendo conversores destinados a condicionar a energia gerada, permitindo o uso de técnicas de controle para aumentar a confiabilidade e segurança do sistema e proporcionando métodos de pre-servação da qualidade da energia nos pontos de acoplamento de tais fontes.

Os editores agradecem aos autores que submeteram um total de 35 manuscritos a esta edição especial, tendo um total de dez artigos aceitos para publicação, dos quais três foram publicados no segundo número de 2016 e sete estão sendo pu-blicados nesse número. Em especial, os editores agradecem aos revisores que voluntariamente colaboraram e continuam colaborando com a revisão dos trabalhos.

Boa leitura.

Leandro Michels Marcelo Cabral CavalcantiEditor convidado Editor

[email protected] [email protected]


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Política Editorial da Revista Eletrônica de Potência

A revista Eletrônica de Potência é uma publicação com periodicidade trimestral.

Sua Missão principal é a promoção do desenvolvimento científico e tecnológico da Eletrônica de Potência, em vincula-ção com os interesses da sociedade brasileira. Os trabalhos publicados na revista devem ser sempre resultados de pes-quisas que demonstrem real contribuição e qualidades técnica e científica.

A revista Eletrônica de Potência é um meio adequado através do qual os membros da SOBRAEP (Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência) e demais especialistas em Eletrônica de Potência podem publicar suas experiências e ativi-dades de pesquisas científicas. O Comitê Editorial tem grande interesse na submissão e avaliação de artigos completos nas áreas de interesse da sociedade. Um artigo é um veículo adequado para a apresentação e divulgação dos trabalhos e pesquisas de relevância para a Eletrônica de Potência, incluindo os avanços no estado da arte, importantes resultados teóricos e experimentais, e demais informações de relevância tutorial.

Os artigos são submetidos e avaliados de forma totalmente eletrônica, por três revisores ad-hoc, através do sistema iSO-BRAEP. Os autores devem submeter seus artigos através do sistema iSOBRAEP na seguinte URL: http://www.sobraep.org.br/revista.

Através do sistema iSOBRAEP os autores poderão ainda acompanhar todo o processo de revisão de suas submissões. Observa-se que os artigos deverão ser submetidos unicamente no formato PDF e deverão estar em conformidade com as Normas de Publicação da Revista.

A aceitação final do artigo somente ocorrerá se o mesmo estiver plenamente em conformidade com as Normas de Pu-blicação divulgadas no sistema iSOBRAEP e publicadas em todas as edições da revista. Uma lista das principais áreas de interesse da revista Eletrônica de Potência, que devem apresentar interface clara com a área de Eletrônica de Potência, inclui os seguintes tópicos (outros tópicos de interesse poderão ser avaliados pelo Comitê Editorial):

•Dispositivos Semicondutores de Potência, Componentes Passivos e Magnéticos;•Conversores CC/CC e Fontes de Alimentação CC;•Inversores e Retificadores para Fontes de Alimentação e Sistemas de Alimentação Ininterrupta;•Armazenamento de Energia;•Máquinas Elétricas e Acionamento de Motores Elétricos;•Teoria de Controle Aplicada a Sistemas Eletrônicos de Potência;•Modelagem Assistida por Computador, Análise, Projeto e Síntese de Sistemas Eletrônicos de Potência;•Aplicação da Eletrônica de Potência na área de Qualidade de Energia (Compensação de Harmônicos e Potência Rea-

tiva, Retificadores com Correção do Fator de Potência, etc.);•Compatibilidade Eletromagnética e Interferência Eletromagnética em Sistemas Eletrônicos de Potência;•Eletrônica de Potência Aplicada em Geração, Transmissão e Distribuição de Energia;•Sistemas de Geração Distribuída e Fontes Alternativas de Energia;•Aplicações da Eletrônica de Potência nas áreas Automotiva, Aeroespacial, Transportes e em Aparelhos Eletro-eletrô-

nicos;•Integração, Encapsulamento e Módulos de Componentes Eletroeletrônicos de Potência;•Aplicações de Controle Digital em Sistemas Eletrônicos de Potência;•Conversores estáticos aplicados ao acionamento de fontes de luz artificiais;•Educação em Eletrônica de Potência.


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PANORAMA DAS ESTRATÉGIAS DE ARMAZENAMENTO DE ENERGIA SOB FORMA DE AR COMPRIMIDO

Marcos A. Salvador, Telles B. Lazzarin, Roberto F. Coelho

Universidade Federal de Santa Catarina - UFSC, Instituto de Eletrônica de Potência - INEP, Florianópolis - SC, Brasil e-mail: [email protected], [email protected], [email protected]

Resumo – O armazenamento de energia sob a forma de ar comprimido (CAES) vem sendo explorado há décadas, principalmente por meio de sistemas de grande porte. A evolução destes sistemas deu-se com base em melhorias no gerenciamento térmico das etapas de compressão e expansão do ar por intermédio de processos adiabáticos e quase isotérmicos. Já os sistemas de pequeno porte (SS-CAES), mais recentes, surgiram como alternativa à substituição de baterias em sistemas autônomos, em fontes de alimentação ininterruptas e em aplicações de geração distribuída com fontes renováveis. Tais sistemas requerem estágios de processamento de energia compactos e eficientes, abrindo possibilidades de aplicação de dispositivos de eletrônica de potência. Neste contexto, o presente artigo oferece uma visão abrangente referente aos sistemas CAES e SS-CAES, apresentando os princípios de funcionamento de diversos tipos de configurações, bem como informações referentes à densidade de energia, eficiência, estimativas econômicas, limitações e desafios a serem vencidos para que se tornem competitivos.

Palavras-Chave – Ar Comprimido, Armazenamento de

Energia, Sistemas Híbridos.

OVERVIEW OF COMPRESSED AIR ENERGY STORAGE SYSTEMS

Abstract – Compressed air energy storage (CAES) is a

way to store electrical energy employed for decades, mainly through large scale systems, whose advances were based on improvements in thermal management of air compression and expansion stages through adiabatic and nearly isothermal processes. Small scale compressed air energy storage systems (SS-CAES) are also recently applied as an alternative to replace batteries in autonomous systems and in distributed generation applications with renewable sources. These systems require compact and efficient power stages, with remarkable presence of power electronics. This paper presents an overview about several CAES and SS-CAES systems and describes their operating principles, as well as their energy density, efficiency, cost, limitations and implementation challenges.

Keywords – Compressed Air, Energy Storage, Hybrid

Systems.

Artigo submetido em 21/12/2015. Primeira revisão em 13/04/2016. Aceito para publicação em 31/05/2016 por recomendação do Editor Convidado Leandro Michels.

I. INTRODUÇÃO

O desenvolvimento tecnológico e a preocupação com o meio ambiente têm contribuído para um notável incremento da geração de energia por fontes renováveis. Paralelamente, o armazenamento de energia tem sido alvo de pesquisas que propõem formas de amenizar as intermitências de geração tipicamente atrelados a tais fontes, também relacionadas à degradação da qualidade da energia [1]-[3]. Além disso, os problemas associados aos picos de demanda de energia e à estabilidade elétrica dos sistemas de potência podem ser minimizados por meio da aplicação de sistemas de armazenamento junto às plantas de geração, em suporte ao sistema de transmissão, em vários pontos da rede de distribuição e também no lado dos consumidores [2].

A literatura descreve distintas maneiras de realizar o armazenamento de energia, havendo destaque para o uso de bancos de baterias de diversas tecnologias e/ou de supercapacitores, bem como o emprego de células a combustível, de volantes de inércia, de técnicas de bombeamento e de armazenamento de água, de ar comprimido, entre outros [1].

Sistemas de armazenamento de energia sob a forma de ar comprimido (CAES, do inglês Compressed Air Energy Storage) permitem armazenar energia no processo de compressão do ar, para posterior utilização durante sua expansão, sendo aqui considerados como de pequeno (≤100 kWh) e de grande (>100 kWh) portes.

Sistemas CAES de grande porte vêm sendo utilizados como forma de apoio ao Sistema Elétrico de Potência (SEP) desde a década de 70, havendo sido instalados com o intuito de armazenar energia em grandes reservatórios durante períodos de baixa demanda, para ser utilizada posteriormente, em horários de pico [4]. Atualmente, sistemas CAES continuam sendo alvo de estudos, mas o foco volta-se a sua aplicação como forma de reduzir as oscilações de potência oriundas da intermitência de geração ocasionada pela disseminação de fontes renováveis no SEP [5], [6].

Ao longo dos anos, diferentes estratégias relacionadas aos sistemas CAES têm sido abordadas visando o aumento de eficiência e a minimização dos impactos ao meio ambiente, sendo propostos sistemas com reaproveitamento do calor gerado durante o processo de compressão do ar para reduzir a queima de combustível durante o processo de expansão [7]. Também vêm sendo propostos sistemas híbridos de armazenamento de energia de pequeno porte baseados em tecnologias pneumáticas combinadas com supercapacitores ou tecnologias hidropneumáticas (hidráulica e pneumática) associadas à supercapacitores. Ambos os sistemas requerem estratégias para rastreamento do ponto de máxima eficiência ou de máxima potência [8].


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Os sistemas de pequeno porte de armazenamento de energia sob a forma de ar comprimido (SS-CAES, do inglês Small Scale Compressed Air Energy Storage), são vistos como alternativa à substituição de algumas aplicações que usualmente utilizam bancos de baterias. Os sistemas SS-CAES possuem vantagens do ponto de vista ecológico e de vida útil, quando comparados às baterias comerciais, todavia, também apresentam desafios a serem vencidos, relacionados à menor densidade de energia e ao menor rendimento. Tais fatores estimulam assim, a busca pela elevação da eficiência no processo de expansão do ar [9].

A evolução do SS-CAES pode colocá-lo como uma opção entre os sistemas de armazenamentos de energia de alta densidade. Assim, poderia ser aplicado em áreas da eletrônica de potência já consolidadas, como as fontes de alimentação ininterruptas (UPS, do inglês Uninterruptible Power Supply); ou em áreas emergentes, como sistemas híbridos isolados, redes ativas e sistemas de geração distribuída com armazenamento de energia, para solucionar problemas como intermitência de geração, nivelamento de carga, elevado de pico de demanda (peak shaving), dentre outros. Atualmente, todas essas aplicações utilizam baterias, todavia, ainda buscam-se soluções em outras formas de armazenamento que sejam ecologicamente menos agressivas e tenham maior vida útil.

Neste contexto, o presente artigo oferece uma revisão referente aos sistemas de armazenamento de energia sob a forma de ar comprimido, com o objetivo de apontar as diversas abordagens existentes e ressaltar os esforços efetuados em busca de novas estratégias para utilização do ar sob pressão. Além disso, o artigo demonstra o potencial e os desafios ao uso da eletrônica de potência (conversores estáticos e estratégias de controle) aplicada ao processamento de energia neste tipo de sistema de armazenamento.

II. ARMAZENAMENTO DE ENERGIA SOB FORMA DE

AR COMPRIMIDO

O ar atmosférico consiste de uma mistura incolor, inodora e insípida de gases, na proporção aproximada de 78% de Nitrogênio, 21% de Oxigênio e 1% de outros elementos. Por se tratar de um gás, apresenta a propriedade da compressão, podendo ser armazenado em reservatórios. Nesta condição, há o aumento do número de moléculas de ar por unidade de volume e, consequentemente, elevação da pressão interna do reservatório. A compressão do ar requer o uso de uma fonte externa de energia, sendo parte dessa energia armazenada e devolvida ao sistema durante o processo de expansão [10].

Os sistemas de armazenamento de energia sob forma de ar comprimido de grande porte aplicados aos sistemas elétricos possuem basicamente duas etapas: compressão e expansão. Em ambos os casos as perdas são inevitáveis, tornando impossível uma transformação unitária. No entanto, o sistema convencional abordado na década de 70, D-CAES (do inglês, Diabatic Compressed Air Energy Storage), ganhou novas abordagens do ponto de vista termodinâmico, com etapas intermediárias para gerenciamento das trocas de calor, possibilitando considerável aumento de rendimento. Uma primeira solução, conhecida por AA-CAES (do inglês, Advanced Adiabatic Compressed Air Energy Storage),

consiste em um processo avançado de conservação e reaproveitamento do calor que é gerado durante o processo de compressão. Em adição, na solução I-CAES (do inglês, Isothermal Compressed Air Energy Storage) a temperatura do fluido é mantida aproximadamente constante durante todo o processo [5], [7].

A eletrônica de potência é frequentemente utilizada como elo entre o sistema de armazenamento e a rede elétrica, viabilizando diversas possibilidades de aplicação do armazenamento de energia junto ao conceito de geração distribuída [2]. Tais possibilidades têm estimulado o desenvolvimento de sistemas de pequena escala SS-CAES com estratégias para rastreamento do ponto de máxima eficiência (MEPT) [8] ou para rastreamento do ponto de máxima potência (MPPT) [9], haja vista que tanto a potência quanto a eficiência de saída de um SS-CAES variam em função de fatores como pressão, temperatura e vazão. Além disso, as possibilidades de aplicação levaram ao surgimento de soluções híbridas com suas respectivas estratégias de controle. Dentre as topologias híbridas, que serão demonstradas posteriormente nesta revisão, podem ser citadas: CASCES (do inglês, Compressed Air and Supercapacitors Energy Storage) e BOP (do inglês, Battery with Oil-Hydraulics and Pneumatics) do tipo A e do tipo B. Sistemas BOP tipo A possuem ciclos de compressão/expansão com gás lacrado, enquanto sistemas BOP tipo B se estabelecem com ciclos de compressão e expansão do ar atmosférico de forma aproximadamente isotérmica [8]. As soluções SS-CAES e SS-CAES-híbridas são estruturas baseadas em conversores estáticos, mas, como será demonstrado, estudos que abordam estruturas de conversores, modelagem, estratégias de controle e integração destes sistemas ainda são restritos. Assim, tomando-se como referência os sistemas de armazenamento baseados no emprego de baterias, percebe-se a necessidade de detalhar as características da carga (CAES) para avançar o desenvolvimento desta área.

A. Sistema D-CAES

Sistemas de armazenamento de energia sob a forma de ar comprimido de grande porte são tipicamente concebidos para utilizar a energia excedente em horários de baixa demanda para comprimir o ar. O ar comprimido gerado é armazenado em grandes reservatórios subterrâneos ou em cavernas seladas, para ser posteriormente utilizado na geração de energia a partir de sua expansão [4], [5], [7]. O processo de expansão e geração ocorre similarmente ao de uma turbina a gás convencional [11].

Os sistemas CAES são classificados com base no método que gerenciam o calor nos processos de compressão e expansão do ar. No sistema CAES Diabático (D-CAES) de primeira geração, o calor resultante do processo de compressão é transferido para a atmosfera e o ar é reaquecido durante a expansão, pela queima de algum combustível, tal como gás natural ou óleo. O sistema D-CAES de segunda geração, por sua vez, funciona de maneira semelhante, porém os processos de compressão e expansão são divididos em etapas, e parte da energia térmica contida no ar que sai da turbina é aproveitado para pré-aquecer o ar que deixa o reservatório [5]. O sistema D-CAES com a inclusão de um


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recuperador de calor, ilustrado na Figura 1, proporcionou na planta McIntosh, instalada nos Estados Unidos, uma redução de aproximadamente 22% no consumo de combustível, se comparado ao da planta Huntorf, de primeira geração, instalado na Alemanha em 1978 [7].

Entradade ar

( )≈293 K

Saídade ar

( )≈403 K

Motor/Geradorelétrico

Compressão Expansão

Trocador de calor

baixapressão

baixapressão

altapressão

altapressão

Qsaída(radiadores)

Wc Es

QA(aquecedores)

()

≈846

K

()

≈114

4 K

Reservatório de ar comprimido293 K, 5 MPa≈

Entrada Saída

Fig. 1. Visão geral do sistema D-CAES 2ª geração [7].

Mesmo com a inclusão do recuperador de calor, este

sistema requer queima de grande quantidade de combustível que, além de penalizar a eficiência, introduz aspectos negativos do ponto de vista da emissão de CO2. De forma geral, o rendimento desse sistema pode atingir 54%, sendo calculado a partir de uma relação entre a energia de saída (ES) e a soma da energia elétrica (WC) utilizada para compressão do ar com a energia (QA) adicionada ao processo na forma de calor [7], [12].

B. Sistema AA-CAES O sistema CAES Adiabático Avançado (AA-CAES)

possui um arranjo que armazena o calor gerado durante o processo de compressão do ar, disponibilizando-o durante o processo de expansão para reduzir ou até mesmo eliminar o consumo de combustível utilizado no aquecimento do ar na entrada da turbina. Os principais benefícios deste sistema são a elevação da eficiência e a redução da emissão de carbono, em virtude da minimização do uso de combustível [5], [7]. A Figura 2 mostra o fluxo do processo AA-CAES com seus trocadores de calor e seu reservatório térmico, possibilitando uma eficiência aproximada de até 70%.

Entradade ar ( )≈293 K

Armazenamentotérmico(≈873 K)

Motor/Geradorelétrico

Compressão ExpansãoEe Es

(≈89

5 K

)

Trocadorde calor

Trocadorde calor

(≈95

8 K

)

Saídade ar (≈397 K)

Qentrada Qsaída

Qperdido


Entrada Saída

Fig. 2. Visão geral do sistema AA-CAES [7].

Nesta topologia, o aproveitamento do calor é realizado por meio de trocadores instalados próximos aos processos de compressão e de expansão do ar. O armazenamento do calor, por sua vez, pode ser feito em um meio líquido com materiais que não apresentam mudança de estado para a faixa de temperatura determinada [7].

Atualmente, encontra-se em desenvolvimento na Alemanha um projeto baseado no sistema AA-CAES, denominado como ADELE. Estima-se que o projeto, com capacidade de 360 MWh e potência de 90 MW, poderá operar com uma eficiência da ordem de 70% [13].

O aumento da eficiência da troca de calor entre ar e líquido para elevados níveis de fluxo e a melhora do desempenho de seus separadores são os principais desafios para implantação de sistemas I-CAES.

C. Sistema I-CAES

O sistema CAES isotérmico (I-CAES) é uma opção alternativa que elimina a necessidade de armazenamento térmico em elevadas temperaturas e também a necessidade de queima de combustível no processo. O sistema I-CAES tenta se aproximar do processo isotérmico de compressão/expansão ideal, procurando manter a temperatura do processo constante por meio de métodos eficazes de troca de calor, resultando em eficiências da ordem de 75% [12].

O funcionamento do sistema I-CAES envolve as seguintes etapas: a injeção de líquido (água/óleo) num cilindro de êmbolo alternativo durante a compressão do ar, a separação do ar comprimido e do líquido e, por fim, a injeção de líquido quente dentro do cilindro durante a expansão [7]. A Figura 3 ilustra o fluxo do processo I-CAES com as respectivas etapas descritas.

Fluído

térmico

Ent

rada

/ Sa

ída

de a

r(

)≈2

93 K

Ee

Es

Qperdido

EntradaSaída

Entrada

Saída

Arm

azen

amen

toté

rmic

o(≈

293~

353

K)

Fluído

térmico

(≈293~353 K)

Ar(≈293 K)

Sepa

rado

rar

/águ

a

Fluídotérmico ( 293 K)≈

Com

pres

sor

reve

rsív

el

Ar(≈293 K)

(≈293~353 K)


Fig. 3. Visão geral do sistema I-CAES [7]. A Tabela I apresenta um resumo comparativo dos três

sistemas termodinâmicos primários CAES. Os fatores relacionados na Tabela I mostram a

superioridade dos sistemas AA-CAES e I-CAES quando comparados ao sistema D-CAES do ponto de vista de eficiência e impactos ao meio ambiente, associados à emissão de carbono. Outra vantagem a ser destacada é a obtenção de maiores densidades de energia devido ao maior nível de pressão utilizado, decorrente do desenvolvimento tecnológico das técnicas de compressão. Os custos de capital


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estimados para os sistemas I-CAES são mais elevados, conforme demonstrado na Tabela I [7]. A diferença apresentada está relacionada principalmente a sua aplicação em escala piloto, considerando o uso de reservatórios instalados ao ar livre ao invés de reservatórios geológicos.

TABELA I

Comparativo entre os Sistemas D-, AA- e I-CAES [7] D-CAES AA-CAES I-CAES

Eficiência do sistema 42~54% 65~70% 70~80% Pressão do sistema 4 ~ 8 MPa 7 ~ 20 MPa 5 ~ 40 MPa

Densidade de energia 5 kWh/m3 à 8 MPa

20 kWh/m3 à 20 MPa

53 kWh/m3

à 40 MPa Temperatura Até 1023 K 773 ~ 873 K < 353 K

Queima de combustível Gás natural Reduzida Nula Custo conforme

capacidade US$/kW $760~$1200

Ano 2012 $850~$1870

Ano 2012 $1500~$6000

Ano 2012

Maturidade técnica Aplicado (comercial)

ADELE (elaboração)

Projetos pilotos

No sistema D-CAES o armazenamento ocorre

principalmente em bancos subterrâneos de minerais extraídos ou em cavernas. Já os outros sistemas passaram a considerar a utilização de vasos de pressão de aço carbono ou fibra, instalados ao ar livre. Os elevados níveis de pressão representam sérios riscos de acidentes, por isso sua aplicação deve estar de acordo com as normas vigentes. No Brasil, a norma regulamentadora de número treze (NR-13) trata dos requisitos envolvendo caldeiras e vasos de pressão. Já a Europa utiliza a norma EN 13445, que engloba uma série de requerimentos para vasos de pressão não inflamáveis.

Os cuidados que envolvem a construção de reservatórios de alta pressão, para que se tornem robustos e seguros, implicam elevação do custo dos reservatórios ao ar livre, tornando-os cerca de cinco vezes mais caros quando comparados aos reservatórios enterrados e aos reservatórios naturais, como cavernas [7]. Segundo [14], a relação de três vezes entre comprimento e diâmetro do reservatório aparece como a solução mais econômica, porém, o fator mais importante para o custo dos reservatórios de ar comprimido ao ar livre é sua máxima pressão de trabalho.

D. Sistema SS-CAES

Os sistemas de pequeno porte de armazenamento de energia sob a forma de ar comprimido (SS-CAES) tem sido alvo de estudo como alternativa para substituição de baterias em sistemas autônomos, UPS, e em aplicações de geração distribuída, podendo ser utilizados de forma conjunta com fontes renováveis [7], [9].

A Figura 4 apresenta um desses sistemas de pequena escala, onde o ar é tipicamente comprimido por uma unidade de compressão volumétrica (compressor) e armazenado sob pressão em reservatórios ao ar livre. Quando liberado para a atmosfera, o ar armazenado é utilizado para mover um motor pneumático ou uma microturbina a ar que, por sua vez, movimenta um gerador cc (corrente contínua). A energia gerada é injetada na rede elétrica ou aplicada a uma carga remota por meio de conversores estáticos, responsáveis pelo processamento da energia elétrica gerada.

Os sistemas SS-CAES não efetuam queima de combustível, causando menos impactos negativos ao meio ambiente se comparados às baterias eletroquímicas, que

geram resíduos tóxicos e possuem menor longevidade. Porém, a densidade de energia e a eficiência dos sistemas SS-CAES são baixas, implicando maior volume para suprir a mesma quantidade de energia das baterias [7]-[9].

Res

erva

tóri

o de

ar c

ompr

imid

o

Pressão Controle e comando

Válvula decontrole

Válvula dealívio

Silenciador

Compressor/Motor de ar Sensor de

velocidade

cc-cc

C Car

ga

Motor/Gerador cc

M/G

Fig. 4. Sistema SS-CAES alimentando carga remota [8].

Como pode ser observado na Figura 4, um sistema de

controle comanda a válvula de descarga do reservatório de ar e fornece parâmetros ao conversor estático, com base na medição de grandezas como a pressão do sistema e velocidade do eixo do gerador.

De modo geral, os sistemas de processamento e armazenamento de energia procuram métodos para diminuir perdas e elevar rendimento, buscando obter a máxima eficiência possível. Neste aspecto, os estudos direcionados aos sistemas SS-CAES têm abordado estratégias para os processos de carga e descarga do reservatório de ar comprimido, bem como sua aplicação associada a arranjos fotovoltaicos e geradores eólicos. Em [15], é proposto uma bomba de ar baseada em um pistão de ar/líquido. Este compressor de pequena escala apresenta baixa taxa de compressão e baixa potência, por isso sua vantagem consiste na possibilidade de ser implantado junto a arranjos fotovoltaicos em aplicações residenciais, cuja potência de saída é tipicamente da ordem de 160 W.

Em [9] foi desenvolvida, simulada e implementada uma estratégia de controle para a descarga do ar comprimido de um sistema SS-CAES via rastreamento do ponto de máxima potência (MPPT) de um pequeno motor pneumático de palhetas. Como pode ser visto na Figura 5, o sistema movimenta um gerador cc de imãs permanentes que alimenta uma carga resistiva por meio de um conversor Buck.

Válvula dealívio

Vál

vula

de

cont

role

C Car

ga

Silenciador

Reguladorde pressão

Res

erva

tóri

o de

ar c

ompr

imid

o

Motorpneumático

Gerador ccde imãs permanentes

ConversorBuck

Algoritmo MPPTControle de velocidade

Sensor develocidade

Sensor decorrente

Fig. 5. Processo de descarga de ar com MPPT em SS-CAES [9].


173

Este sistema foi analisado usando um modelo de pequenos sinais e empregando o método perturba e observa com pequenos passos de velocidade para buscar a convergência. O sistema de controle proposto não necessita monitorar a pressão e a vazão do ar comprimido, apenas analisa a velocidade do eixo do gerador e a corrente de saída do conversor Buck, para rastrear a linha de máxima potência apresentada na Figura 6 [9].

Fig. 6. Linha de máxima potência do motor pneumático [9].

A partir das equações de torque, fluxo de ar e velocidade

do motor, é possível traçar a superfície correlacionada às grandezas de potência, pressão e velocidade do motor pneumático, e estabelecer a linha de máxima potência. Conforme a Figura 6, a linha de máxima potência depende da pressão de alimentação e da velocidade motor [9].

Em [8], foi investigada a aplicação de um motor pneumático de palhetas de 100 W para a conversão pneumática/mecânica, e desenvolvida uma estratégia de rastreamento de seu ponto de máxima eficiência (MEPT) conforme Figura 7.

Res

erva

tóri

o de

ar c

ompr

imid

o

PressãoRastreamentodo ponto de

máximaeficiência(MEPT)

Válvula decontrole

Válvula dealívio

Silenciador

Compressor/Motor de ar Sensor de

velocidade

cc-cc

C

Motor/Gerador cc

M/G

...

...

N

N_ref

I

I_ref

_+

_+

Controlepor mododeslizante

Controladorde corrente

Controladorde velocidade

Vazão

Temperatura

ΣΣ

Fig. 7. Sistema SS-CAES com estratégia MEPT [8].

As variações de pressão e de carga estão respectivamente

relacionadas à vazão de ar e à velocidade do motor pneumático, e afetam diretamente seu desempenho. O princípio da estratégia MEPT da Figura 7 consiste em otimizar a conversão de energia com base na medição de várias grandezas (pressão, vazão, velocidade, corrente, etc.)

no âmbito de determinar a velocidade ideal segundo a linha de máxima eficiência apresentada na Figura 8 e, assim, utilizá-la no módulo de controle de velocidade [8].

Fig. 8. Máxima eficiência do motor pneumático 100 W [8].

A Figura 8 mostra que o motor pneumático possui baixa

eficiência, menor que 20%. A reduzida eficiência de um sistema de pequena escala com um motor pneumático deve-se às perdas de calor devido à elevada razão área/volume de tais máquinas, em razão das irreversibilidades de um processo não adiabático. Por motivo similar e por apresentarem tolerâncias internas críticas para reduzir perdas por vazamento, turbinas não são empregadas para a geração de energia em pequena escala. Entre as desvantagens dos sistemas abertos mencionados anteriormente está o tratamento do ar que circula no sistema.

A existência de umidade no ar atmosférico requer um mecanismo de eliminação para evitar condensação nos reservatórios, bem como oxidação de componentes da instalação. Apesar dos esforços concentrados nas estratégias de MPPT e MEPT, a aplicação desse tipo de motor não é a mais adequada para o processo de conversão da energia armazenada [8], [9]. Tal fato deu origem aos sistemas híbridos, abordados a seguir.

E. Sistema CASCES

O sistema CASCES (do inglês, Compressed Air and Supercapacitors Energy Storage) é representado na Figura 9.

Res

erva

tóri

o de

ar c

ompr

imid

o

Válvula decontrole

Silenciador

Compressor/Motor de ar

cc-cc

C0

Motor/Gerador cc

M/GVálvula de

alívio

Controle e comando

Car

ga

Driver

Secador

Filtro

B

A

Armazenamentoprincipal

...

Supercapacitores

Armazenamentoauxiliar

Fonteelétricaprimária

A B

Fig. 9. Sistema híbrido de armazenamento CASCES [8].


174

Tal sistema consiste na combinação de um meio de armazenamento de alta capacidade de energia (ar comprimido), com dispositivos auxiliares de reserva de energia de elevada densidade de potência (supercapacitores) [8]. Os componentes do conjunto pneumático/elétrico são reversíveis, assim, a energia armazenada neste sistema é proveniente de uma fonte primária externa, que pode ser a rede elétrica ou um conjunto fotovoltaico, por exemplo.

A associação de supercapacitores ao sistema de ar comprimido permite obter melhor qualidade da energia entregue à carga, suavizando as iminentes flutuações da tensão de saída oriundas das possíveis variações de carga.

Como pode ser verificado na Figura 10, o supercapacitor é utilizado para suprir a carga nos momentos em que o motor pneumático fica em repouso e também é aproveitado como assistente na manutenção da potência entregue em momentos de pico de carga [8].

Pot

ênci

a (W

)su

perc

apac

itor

Pot

ênci

a (W

)pn

eum

átic

aP

otên

cia

(W)

da c

arga

50

0

-50

-100

0

-50

-100

25

0

50

75

100

0 20 40 60 80 100tempo (s)

0 20 40 60 80 100

0 20 40 60 80 100

Tensão (V)barramento cc

(a)

(b)

(c)

Fig. 10. Curvas de potência do sistema CASCES [8].

A Figura 10(a) mostra a curva de potência proveniente do

ar comprimido, convertida e entregue ao sistema. As regiões sombreadas desta figura correspondem aos momentos em que o conjunto de conversão pneumático/elétrico está suprindo a carga e carregando os supercapacitores. Neste modo de trabalho, a tensão do banco de supercapacitores é monitorada e o grupo pneumático/elétrico de conversão de energia é acionado quando tal tensão atinge o valor mínimo estabelecido, permanecendo ligado até que o valor máximo de tensão seja alcançado ou até que o recurso de ar comprimido se esgote. Na Figura 10(b) as partes sombreadas correspondem aos momentos em que os supercapacitores fornecem energia à carga. Na Figura 10(c) há duas regiões de variação da potência, sendo que no início destas variações o capacitor transfere toda a energia armazenada à carga e, posteriormente, o conjunto pneumático/elétrico é ativado para garantir que o ocorra o processo de recarga dos supercapacitores.

Tal como sugere a Figura 10, o apoio dos supercapacitores ao sistema de armazenamento pneumático pode ser bastante interessante, principalmente tratando-se das variações da potência da carga. No entanto, o sistema de conversão pneumático/elétrico de pequeno porte continua com as mesmas restrições de eficiência do motor pneumático. Para elevar a eficiência geral do sistema SS-CAES são sugeridos a seguir, combinações hidropneumáticas para substituir a parte puramente pneumática [8].

F. Sistema BOP-A O sistema BOP-A (do inglês, Battery with Oil-Hydraulics

and Pneumatics type A) é uma forma de armazenamento de energia que combina o uso de dispositivos hidráulicos a óleo e pneumáticos, sendo que os processos de compressão e expansão do gás ocorrem em ciclo fechado, ou seja, com gás lacrado sem haver admissão e exaustão de ar do ambiente [8], [16].

A concepção deste sistema se deve principalmente à elevada eficiência dos motores e bombas de óleo. Essas máquinas hidráulicas funcionam com níveis de pressão elevados, da ordem de 10 a 35 Mpa, e podem apresentar eficiência acima de 90% nesses níveis de pressão [8], [16].

O armazenamento de energia do sistema BOP-A utiliza reservatórios de pressão industrialmente conhecidos como acumuladores hidráulicos. Estes acumuladores possuem dois compartimentos, um para o gás e outro para o líquido, separados por uma membrana ou por um êmbolo livre. Ao bombear óleo para dentro do acumulador, inicia-se a elevação da pressão do compartimento do óleo e, assim, o deslocamento da membrana/êmbolo no sentido de reduzir o volume do compartimento do gás, comprimindo-o. Neste tipo de aplicação costuma-se utilizar um gás inerte como o nitrogênio, pois a combinação de oxigênio e óleo sob pressão pode originar uma mistura explosiva. A Figura 11 apresenta os acumuladores e demais componentes básicos do sistema de armazenamento BOP-A, inclusive um banco de supercapacitores utilizado como reservatório auxiliar com o mesmo objetivo descrito nos sistemas CASCES.

Acu

mul

ador

es

Válvula deretençãopilotada

Motor/bombade óleo

Bu

ck/B

oo

stC0

Motor/Gerador

M/GC

arga

Driver

...

Supercapacitores

ca

cc

cccc

Tanque de óleode baixa pressão

PWM - MEPT

Fig. 11. Sistema híbrido BOP-A com supercapacitores [8].

Os componentes do sistema BOP-A são bidirecionais,

desta forma, quando a máquina girante (motor/gerador) opera como motor, aciona a máquina hidráulica, que atua como uma bomba. A bomba hidráulica é responsável por transferir o óleo de um tanque de baixa pressão para dentro dos acumuladores, comprimindo o gás pré-carregado no acumulador. Ao final desta etapa, ocorre o fechamento da válvula de controle e o gás fica comprimido, como se fosse uma mola, armazenando energia. Quando a energia armazenada é solicitada, a válvula de controle é aberta e o gás comprimido empurra o óleo para fora dos acumuladores. Esse óleo escoa para o tanque de baixa pressão movendo a máquina hidráulica e fazendo-a funcionar como um motor


175

que, por sua vez, move o gerador, convertendo a energia mecânica em elétrica.

Apesar da elevada eficiência apontada para os motores hidráulicos, a eficiência global do sistema é afetada por uma fração de energia que é perdida pela dissipação e troca de calor, devido ao escoamento turbulento do fluído e pelas diversas etapas de transformação do ciclo completo de armazenamento e fornecimento da energia elétrica.

Neste sistema, a eletrônica de potência está presente nos conversores utilizados para condicionar a energia às necessidades da carga e para acionar o motor durante a etapa de armazenamento, bem como nos processos de carga e descarga do supercapacitor. Portanto, o sistema utilizará soluções com conversores bidirecionais no motor/gerador (conversores cc-ca) e no supercapacitor (conversor cc-cc).

O desenvolvimento de topologias adequadas para os níveis de potência processados, tendo em vista as estratégias de controle de cada conversor, do sistema completo e de extração da máxima potência são desafios nesta área. Soluções iniciais podem ser baseadas nas já empregadas em sistemas que utilizam baterias, contudo, a dinâmica, a modelagem e a existência de um ponto de máxima potência na operação do sistema, exigirão soluções específicas para o caso.

G. Sistema BOP-B

O sistema BOP-B (do inglês, Battery with Oil-Hydraulics and Pneumatics type B) também é uma forma de armazenamento de energia que combina o uso de dispositivos hidráulicos a óleo e pneumáticos, sendo que os processos de compressão e expansão do gás ocorrem em ciclo aberto, ou seja, o ar comprimido é admitido do ambiente durante a etapa de compressão e liberado à atmosfera na expansão [8], [16].

Os processos de compressão e expansão do ar atmosférico realizados neste sistema estão baseados em uma tecnologia conhecida como pistão de êmbolo líquido [17]. Trata-se de um arranjo de transformação hidráulica/pneumática direta, que utiliza no processo de compressão uma coluna de líquido para comprimir o gás presente em uma determinada câmara de volume fixo. O fluido líquido, tipicamente água ou óleo, é impulsionado por meio de uma bomba hidráulica, sendo que a entrada e a saída de ar da câmara são controladas por válvulas pneumáticas [17], [18].

A Figura 12 representa o esquema de um sistema de armazenamento hidropneumático de ciclo aberto quase isotérmico com apoio de supercapacitores. Durante o processo de expansão, um volume de ar comprimido específico flui para o compartimento (1D) da câmara da direita dosado pelo comando de abertura da válvula (D). A válvula (4) é manobrada para a posição (a) e então o fluido do êmbolo líquido (2D) escoa pelo trocador de calor (3D) passando pelo motor hidráulico e pela válvula hidráulica (4) na posição (a). Com isso, o êmbolo líquido (2E) preenche a câmara da esquerda descarregando o ar do compartimento (1E) para atmosfera pelo silenciador (7) por meio da abertura da válvula (B). Após a conclusão do curso do pistão líquido (2E), a válvula (4) inverte a direção do fluxo comutando para posição (b), sem alterar o sentido de rotação do motor hidráulico (5). Para isso, as válvulas (B e D) devem estar

fechadas e as válvulas (A e C) devem ser abertas. Os efeitos das alterações de torque durante os ciclos de trabalho podem ser suavizados por meio do armazenamento auxiliar com supercapacitores já descrito [8], [16].

M/B

Bu

ck/B

oo

st

Motor/Gerador

M/G

Dri

ver

...

Supercapacitores

ca

cc

cccc

PWM - MEPT

C0

Car

ga

Arcomprimido

Arcomprimido

Reservatórios

1E

2E

1D

2D

3D3E

6

5

a b

4

7

A B C D

Cilindrosde embolo

líquido

A, B, C, D - Válvulas pneumáticas de controle;1D, 1E - Câmaras de trabalho dos cilindros;2D, 2E - Êmbolos ou pistões líquidos;3D, 3E - Trocadores de calor;4 - Válvula hidráulica 4/3 (4 vias e 3 posições);5 - Motor e bomba hidráulica;6 - Ventoinha;7 - Silenciador, admissão e exaustão de ar.

Fig. 12. Sistema híbrido BOP-B com supercapacitores [8].

O sistema BOP-B também funciona como compressor quando o fluido é movido através da máquina hidráulica trabalhando como bomba, sendo acionada pela máquina elétrica, que opera na função de motor quando alimentada com a energia proveniente da rede. Desta forma, e com a sequência correta de comutação das válvulas, o ar dos compartimentos 1D e 1E pode ser comprimido e enviado aos reservatórios.

Em termos da eletrônica de potência, esta solução diferencia-se da anterior pela resposta dinâmica do sistema de armazenamento e de rastreamento do ponto de máxima potência. Assim, a escolha dos conversores e do sistema de controle precisa considerar essas novas características.

Em [18], [19] pode-se observar a dimensão do campo de aplicação destas tecnologias junto às fontes renováveis, onde um sistema de armazenamento de energia hidropneumático de ciclo aberto, semelhante aos sistemas BOP descritos, é proposto para aplicação em turbinas eólicas, utilizando a arquitetura das câmaras de compressão e de expansão de pistão de êmbolo líquido, conforme Figura 13.

ê

Fig. 13. Sistema de armazenamento para turbina eólica [18].

A Tabela II [16] apresenta uma comparação de custo

estimado entre os sistemas de armazenamento do tipo BOP e baterias em uma aplicação com módulos fotovoltaicos que


176

alimentam uma residência. O estudo de caso considerou uma potência média de 4 kW em um período de 7 h no decorrer do dia, ou seja, 28 kWh. Para a descarga do sistema foi considerado, no período noturno, um intervalo de 5 h (entre 18 h e 23 h), com potência média de 4 kW, ou seja, fornecimento de 20 kWh. O quadro econômico considerou ainda uma necessidade de autonomia de 3 dias, portanto, os sistemas de armazenamento comparados são dimensionados para fornecimento de 60 kWh.

A Tabela II mostra que o custo de armazenamento mais elevado é o do sistema BOP-A. Isso ocorre principalmente devido sua baixa densidade de energia, da ordem de 2,5 Wh/kg. De modo geral, os custos estimados das aplicações do tipo BOP são superiores aos das baterias de chumbo-ácido, porém, como foi estimada uma vida útil muito maior para os sistemas BOP, o custo da energia (kWh) acaba sendo inferior ao do uso de baterias [16].

TABELA II

Comparativo de Custo Estimado para 60 kWh [16] 60 kWh Bateria

PbO2 BOP-A BOP-B

Tecn

olog

ia Armazenamento € 18.000 € 60.000 € 4.500

Conversão / € 15.000 € 18.000

Total € 18.000 € 75.000 € 22.500

Operação e manutenção

(30%) € 5.500

(20%) € 15.000

(20%) € 4.500

Custo total € 23.500 € 90.000 € 27.000

Ciclo de vida 3.500 ou 210.000kWh

15.000 ou 900.000kWh

15.000 ou 900.000kWh

Custo da energia/kWh € 0.11 / kWh € 0.1 / kWh € 0.03 / kWh

Os estudos apresentados em [20] também sugerem um

parecer favorável aos sistemas de armazenamento de ar em pequena escala combinados ao uso de módulos fotovoltaicos, com um retorno do valor investido num prazo de 5 a 7 anos para aplicações residenciais e em hotéis, apontando ainda que cerca de 40% do custo do sistema está relacionado ao valor dos reservatórios.

III. CONSIDERAÇÕES FINAIS Com base na bibliografia abordada e no conteúdo

apresentado, é possível perceber a aplicabilidade dos sistemas de armazenamento a ar comprimido, principalmente em conjunto com fontes de energia renováveis. Desta forma, devem ser estimuladas mais pesquisas neste campo, tal como o estudo do conjunto híbrido da Figura 14 [8], baseado no sistema BOP-B, com arquitetura hidropneumática de ciclo aberto e supercapacitores, sendo este conectado à rede elétrica e alimentado por módulos fotovoltaicos.

Uma das principais vantagens previstas para o sistema da Figura 14 consiste em usufruir do bom rendimento do motor hidráulico dispondo de maior densidade de energia, quando comparado ao protótipo do sistema BOP-A, desenvolvido na Escola Politécnica Federal de Lausanne (EPFL da Suíça) [8]. Ressalta-se que o sistema BOP-A necessita de um tanque para armazenar óleo em baixa pressão, e seu volume está diretamente relacionado aos tanques acumuladores de

energia, pois cerca de 50% do volume dos acumuladores hidráulicos são ocupados por óleo na etapa de compressão.

M/G.

Arcomprimido

Arcomprimido

Reservatórios

1E

2E

1D

2D

3D 3E

6

5 ab

4

7

ABCD

Driver

M/B

...

Arcomprimido

Controle e comando:Barramento, PWM, MPPT,

MEPT, Velocidade, Válvuas.

CBA

Trafo

Redeelétrica/Carga

Conversor cc-caBidirecional

Arranjofotovoltaico

cc-cc

cc-cc SuperCap.

Fig. 14. Sistema de armazenamento de ar de ciclo aberto com interface hidráulica e supercapacitores, adaptado de [8].

O arranjo da Figura 14 necessita de uma interface

mecânica para encadeamento dos fluidos óleo e ar, cujo ciclo de operação é idêntico ao sistema BOP-B, anteriormente descrito. As transformações eletromecânicas são bidirecionais, ou seja, realizadas por uma máquina girante que possa operar como motor e gerador. Essa bidirecionalidade também é exigida do conversor aplicado ao motor/gerador, do conversor cc-cc dedicado ao banco de supercapacitores e do conversor cc-ca bidirecional disposto entre o barramento cc e a rede elétrica. No modo inversor, o conversor possibilita o fornecimento de energia elétrica proveniente do arranjo fotovoltaico e recuperada do sistema armazenamento (supercapacitores e pneumático de interface hidráulica) à rede. No modo retificador, o conversor pode ser utilizado para recargar o sistema de armazenamento, em horários de baixa demanda ou de falta de geração fotovoltaica (períodos noturnos).

A definição das estruturas dos conversores dependerá da potência a ser processada. A estratégia de controle deve otimizar o uso da potência armazenada (MPPT), considerar a dinâmica do sistema e controlar todos os modos de operação (sentido do fluxo de potência), tais como: geração fotovoltaica, carga e descarga do supercapacitor, carga e descarga do sistema de ar comprimido e injeção de potência na rede elétrica. Além disto, são necessários estudos da eficiência global do sistema, tendo em vista restrições como custo de operação, eficiência, operação ininterrupta, etc.

IV. CONCLUSÕES

As estratégias de armazenamento de energia sob a forma

de ar comprimido têm avançado tanto para os sistemas de grande porte quanto para os sistemas de pequena e média escala. Nos sistemas CAES de grande porte são apresentados avanços nos níveis de densidade de energia e ganhos de eficiência de até 30%, graças aos mecanismos e etapas intermediárias de troca e reaproveitamento de calor dos sistemas AA-CAES e I-CAES. A evolução destes sistemas também é bem vista nos aspectos ambientais devido à minimização da queima de combustível durante o processo.


177

Os estudos dos sistemas CAES de pequena escala revelam que as microturbinas pneumáticas operam tipicamente a baixos níveis de pressão e possuem baixa eficiência, fato que afeta diretamente a eficiência das estruturas puramente pneumáticas. Como alternativa para corrigir essa deficiência, são abordados sistemas mistos (óleo/ar) que utilizam motores/bombas hidráulicas com melhor eficiência e níveis de pressão mais elevados. Esta combinação exige uma interface entre os fluidos, óleo e ar, que torna o sistema menos simplificado que o puramente pneumático.

A eletrônica de potência está presente nas diversas possibilidades de aplicação dos sistemas de pequena escala, funcionando como um elo entre o sistema de armazenamento e a rede elétrica, na presença de cargas isoladas e de fontes renováveis. Conversores bidirecionais, modelagem e estratégias de controle com vários níveis serão necessários no uso de CAES em pequena escala. O aprimoramento desses sistemas requer e estimula o desenvolvimento dos diversos elementos que o compõem, como forma de otimizar a eficiência de cada um deles e elevar a eficiência global.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem o CNPq pelas bolsas de estudo.

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178

DADOS BIOGRÁFICOS

Marcos Antônio Salvador, nascido em Blumenau, em junho de 1985 é Engenheiro Eletricista (2012), e Mestre (2014) pela Fundação Universidade Regional de Blumenau (FURB). Atualmente cursa doutorado na Universidade Federal de Santa Catarina (USFC) no Instituto de Eletrônica de Potência (INEP). Atuou na indústria eletroeletrônica de 1999 a 2012 e como professor no ensino superior de 2014 a 2015. Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, processamento de energia elétrica, armazenamento de energia, energias renováveis, processamento digital de sinais. Marcos Antônio Salvador é membro da Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência (SOBRAEP).

Telles Brunelli Lazzarin, nascido em Criciúma, Santa Catarina, Brasil, em 1979. Recebeu o grau de Engenheiro eletricista, mestre e doutor em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC), Florianópolis, Brasil, em 2004, 2006 e 2010, respectivamente. Atualmente é professor no Departamento

de Engenharia Elétrica e Eletrônica da UFSC e pesquisador no Instituto de Eletrônica de Potência (INEP). A área de concentração do prof. Telles é em eletrônica de potência, com ênfase em energias renováveis (principalmente eólica de pequeno porte), inversores de tensão e conversores estáticos a capacitor chaveado. Prof. Telles é membro da Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência (SOBRAEP) e da IEEE Society. Roberto Francisco Coelho nasceu em Florianópolis, em agosto de 1982. Recebeu o título de Engenheiro Eletricista, Mestre e Doutor em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis, SC, Brasil, em 2006, 2008 e 2013, respectivamente. Atualmente é professor do Departamento de Engenharia Elétrica e Eletrônica da mesma instituição, onde desenvolve trabalhos relacionados ao processamento de energia proveniente de fontes renováveis e ao controle e estabilidade de microrredes. Prof. Roberto é membro da Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência (SOBRAEP) e da IEEE Society.


179

EFEITO DA CONEXÃO DO CAPACITOR DE GRAMPEAMENTO SOBRE ACORRENTE DE ENTRADA NO CONVERSOR ALIMENTADO EMCORRENTE MEIA-PONTE ZVS COM GRAMPEAMENTO ATIVO

Silvio A. Teston1, Emerson G. Carati2, Rafael Cardoso2, Jean P. da Costa2, Carlos M. de O. Stein21Universidade Comunitária da Região de Chapecó, Chapecó – SC, Brasil2Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Pato Branco – PR, Brasil

e-mail: [email protected], [email protected], [email protected], [email protected], [email protected]

Resumo – A conexão de geração fotovoltaica (PV) à redeatravés de microinversores ou em topologia CC paralela,em geral, requer que o conversor CC-CC apresenteum elevado ganho de tensão. O conversor CC-CCalimentado em corrente meia-ponte com grampeamentoativo (ACCFHB) tem essa característica. O capacitor degrampeamento pode ser conectado tanto ao nó positivoquanto ao nó negativo da fonte de alimentação. O ponto deconexão tem efeito sobre a corrente drenada da fonte. Emsistemas fotovoltaicos, a ondulação da corrente drenada domódulo é um importante parâmetro de projeto e, em geral,implica na adição de filtros para reduzi-la. Esse trabalhoanalisa os efeitos da forma de conexão do capacitor degrampeamento sobre a corrente de entrada, propõe que aconexão seja feita no nó negativo para reduzir a ondulaçãoou para reduzir os requisitos de filtro necessários e analisao funcionamento de um filtro LC na entrada do conversor.O conversor foi simulado e experimentado em laboratóriousando ambas as possibilidades de conexão, com e sem ofiltro LC de entrada, para confirmar a proposição teórica.

Palavras-chave – Conversor Alimentado em Corrente,Grampeamento Ativo, Ondulação da Corrente deEntrada, Sistemas de Geração Fotovoltaica.

EFFECT OF THE CLAMP CAPACITORCONNECTION CONCERNING THE INPUT

CURRENT IN THE ACTIVE-CLAMPED ZVSCURRENT-FED HALF-BRIDGE

CONVERTER

Abstract – Grid connected photovoltaic (PV) generationthrough microinverters or parallel DC topology, in somecases, requires the DC-DC converter to present a highvoltage gain. The Active-Clamped ZVS Current-Fed Half-Bridge (ACCFHB) DC-DC converter has this feature. Theclamp capacitor can be connected either to the positivenode or to the negative node of the power supply. Theconnection type has effect on the current absorbed fromthe source. In PV systems, the module current ripple isan important design parameter and, generally, involvesthe addition of filters to reduce it. This paper analyzesthe effects of the clamp capacitor connection on the inputcurrent, proposes that the connection must be made in

Artigo submetido em 21/12/2015. Primeira revisão em 13/04/2016. Aceitopara publicação em 04/07/2016 por recomendação do Editor ConvidadoLeandro Michels.

the negative node to reduce the ripple or to reduce thefilter requirements and analyzes the operation of a LCfilter in the converter input. The converter was simulatedand experimented in laboratory using both connectionoptions, with and without the input LC filter, to confirmthe theoretical proposition.

Keywords – Active-Clamping, Current-fed Converter,Input Current Ripple, Photovoltaic Generation Systems.

I. INTRODUÇÃO

Nas últimas décadas a geração de energia solar fotovoltaicacresceu significativamente, principalmente o segmento desistemas conectados à rede. As topologias microinversor eCC paralelo, apresentadas na Figura 1, se apresentam comopossibilidades interessantes para pequenas instalações e parainstalações com problemas de sombreamento parcial. Paraestas topologias, em geral é necessário que o conversorCC-CC apresente elevado ganho de tensão, da ordem de10 a 20 vezes. Obter uma topologia que apresenteganho elevado aliado com rendimento elevado é um desafio.Considerando-se conversores CC-CC com isolação galvânica,os conversores alimentados em corrente apresentam boascaracterísticas, tais como: elevado ganho de tensão compequena relação de transformação, filtro de saída apenascapacitivo, não apresentam problemas de saturação donúcleo do transformador, facilidade de implementação deproteções contra sobrecorrente, entre outras. Essas sãocaracterísticas desejáveis em aplicações como fotovoltaica,células a combustível, fontes de alimentação ininterrupta(UPS), veículos elétricos e similares.

O conversor CC-CC alimentado em corrente meia-ponte ecom dois indutores (CFHB) foi inicialmente derivado atravésdo princípio da dualidade do conversor meia-ponte alimentadoem tensão (VFHB) [1]. Entretanto, conversores providos

(a)

CCCA

CCCA

CCCA

Rede

(b)

CC

CA

Rede

CCCC

CCCC

CCCC

Fig. 1. Sistemas de geração PV: (a) microinversor e (b) CC paralelo.


180

de isolação galvânica geralmente apresentam problemasrelacionados à indutância de dispersão do transformador. Nocaso do conversor CFHB essa indutância causa sobretensõesseveras nas chaves quando elas desligam. Para contornar esteproblema, em geral é necessário utilizar um circuito snubberpara absorver a energia da indutância de dispersão e assimmanter a tensão das chaves em níveis aceitáveis. Os snubbersdissipativos apresentam baixa complexidade e custo baixo,mas eles degradam a eficiência do conversor e em aplicaçõesque requerem rendimento elevado isso pode ser inaceitável.Os snubbers não-dissipativos resultam em melhor eficiênciado conversor, mas a operação e o projeto do snubber parauma topologia específica pode ser complexa de se obter. Alémdisso, alguns tipos de snubber não-dissipativo não conseguemalcançar comutação sob zero de tensão (ZVS) além da ação desnubber [2].

Os circuitos de grampeamento ativo foram aplicados emvárias topologias, melhorando consideravelmente os índicesde desempenho. Em [3] foi utilizado um circuito degrampeamento ativo em um conversor flyback, o qual permitiureciclar a energia da indutância de dispersão do transformador,reduzir o estresse de tensão sobre as chaves, obter ZVS nachave principal e auxiliar a reduzir o ruído de comutaçãocausado pela recuperação reversa do diodo retificador. Em [4]uma nova família de conversores CC-CC foi derivada, a qualutiliza grampeamento ativo, obtém ZVS para as chaves ativase passivas, opera com PWM, frequência fixa e o conversorutilizado como exemplo alcançou eficiência superior a98%. Os conversores CC-CC isolados e alimentados emcorrente também receberam circuitos de grampeamento ativo,conforme pode ser visto em [5] para o conversor push-pull eem [6] para o conversor ponte-completa.

No caso específico do conversor CFHB, o circuito degrampeamento ativo foi introduzido inicialmente por [7] emum conversor aplicado à correção de fator de potência. Comeste circuito todas as tensões das chaves são grampeadas natensão do capacitor e o problema de sobretensão que ocorriana comutação é superado. Essa topologia foi analisada emdetalhes por [2] para operação com comutação suave ZVS, aqual permite aumentar a frequência de operação do conversore reduzir o volume dos elementos reativos, resultando em umconversor mais compacto. Em [8] a faixa de ZVS foi analisadasob grandes variações de carga e tensão de entrada. Ascomutações das chaves auxiliares ocorrem em ZVS em todaa faixa de operação do conversor, mas as chaves principaistem uma faixa de ZVS mais limitada. As chaves principaisutilizam a energia armazenada na indutância de dispersãodo transformador para operar em ZVS [2], [9]. Em [10] éapresentada a análise do conversor, incluindo a operação ZVS,com o capacitor de grampeamento conectado ao nó negativo.O circuito de grampeamento ativo desempenha um importantepapel para operação adequada em ZVS.

Na literatura são encontradas análises para operação emcomutação suave, de estresse de tensão sobre as chaves,além de variações topológicas considerando o conversorem operação ressonante [11]. Em aplicações como PV,células de combustível, banco de baterias, entre outras, acorrente drenada da fonte de alimentação deve apresentarbaixa ondulação. Este parâmetro é importante para a

Vin

S1 S2C1

L1 L2

Cin

HF-TR

Dr2

Ro

Ls

Ca

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1+

Iin

Da2Da1

D1D2

Dr1 Dr3

Dr4

Co

a

bVo

+

_

1 : n

IL1 IL2

ICa

VCa_

+

(a)

Vin

S1 S2C1

L1 L2

Cin

HF-TR

Dr2

Ro

LsCa

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1+

Iin

Da2Da1

D1D2

Dr1 Dr3

Dr4

Co

a

b_

1 : n

IL1 IL2ICa

VCa

_

+

+

Vo

(b)

Fig. 2. Conexão do capacitor de grampeamento: (a) no nó negativo e(b) no nó positivo.

operação adequada do sistema de geração, para maximizara energia gerada e também para aumentar a vida útil destessistemas, além de contribuir para que o conversor atendaregulamentações de interferência eletromagnética (EMI).

Este trabalho tem como objetivo mostrar que o ponto deconexão do capacitor de grampeamento interfere diretamentena forma de onda da corrente de entrada do conversor.Também é apresentada a análise e o projeto de um filtro LCpara redução da ondulação da corrente de entrada. Um estudoinicial sobre o tema encontra-se em [12]. Este artigo traz umaanálise teórica e discussões técnicas mais aprofundadas quecomplementam e corroboram os estudos prévios.

Este artigo está organizado como segue: a Seção IIapresenta detalhes da operação do conversor no que dizrespeito às duas possibilidades de conexão do capacitor degrampeamento e traz a análise quantitativa da corrente deentrada. Na Seção III o filtro de entrada e o estresse decorrente no capacitor de entrada são analisados. A Seção IVtraz um projeto de exemplo do filtro de entrada. Na Seção Vsão apresentados os resultados de simulação e na Seção VI osresultados experimentais.

II. OPERAÇÃO DO CONVERSOR E ANÁLISE DOPROBLEMA

A topologia do conversor com o circuito de grampeamentoconectado no nó negativo é apresentada na Figura 2(a) e, naFigura 2(b) com a conexão no nó positivo.

As chaves S1 e S2 são chamadas de chaves principais eas chaves Sa1 e Sa2 formam, juntante com o capacitor Ca,o circuito de grampeamento ativo. As chaves são operadasde forma complementar e com o devido tempo morto, Sa1complementar a S1 e Sa2 complementar a S2. As chavesprincipais são operadas em frequência fixa e razão cíclicavariável, a qual deve ser maior que 0,5 com deslocamentode fase de 180 para a chave S2 em relação à chave S1.


181

A análise do funcionamento do conversor é feita assumindoque: (a) as chaves e os diodos são ideais; (b) a indutânciade magnetização do transformador é grande o suficiente paraser desprezada; (c) a indutância Ls contém a indutância dedispersão do transformador; (d) o capacitor de grampeamentoé grande o suficiente para manter a tensão VCa constante; (e)a corrente através das indutâncias L1 e L2 é considerada compequena ondulação e valor médio constante; (f) a tensão desaída Vo é constante.

Na sequência é apresentada a análise completa das etapasde operação do conversor com o circuito de grampeamentoconectado ao nó negativo. Para o caso de conexão do capacitorde grampeamento ao nó positivo são apenas apresentadas asetapas que diferem. Nesta primeira análise o capacitor do filtrode entrada (Cin) não é considerado. Na Seção III é apresentadaa análise do impacto do filtro na ondulação da corrente deentrada.

A. Conexão no Nó NegativoA operação do conversor é subdividida em quatorze etapas

para um ciclo completo de alta frequência. As formas deonda de tensão e corrente nos principais elementos do circuitosão apresentadas na Figura 3. Também estão identificadosos intervalos de tempo mais importantes para auxiliar naanálise. Devido à simetria de operação entre os semiciclos,na sequência é apresentada uma análise para o primeirosemiciclo, composto pelas primeiras sete etapas de operação.

Etapa 1 - Figura 4, t0 < t < t1: As chaves principaisestão fechadas e os indutores boost L1 e L2 estão armazenandoenergia. A corrente através destas chaves é igual a correntedos indutores boost: iS1 = iS2 = Iin/2. Não há fluxo depotência através do transformador de alta frequência (HF-TR). O capacitor Co transfere energia à carga e portanto estáem processo de descarga. Os diodos retificadores bloqueiamtensões vDr = Vo/2. A tensão através das chaves auxiliaresé igual a tensão VCa,n, que pode ser calculada impondo-se o balanço tensão·segundo em um dos indutores boost,resultando em:

VCa,n =Vin

1−D(1)

onde:D = ton/Ts- é a razão cíclica das chaves principais;ton - é o tempo de condução das chaves principais;Ts - é o período de chaveamento;VCa,n - tensão sobre o capacitor de grampeamento para

conexão no nó negativo.Etapa 2 - Figura 5, t1 < t < t2: esta etapa inicia quando a

chave S1 é desligada. A corrente do indutor L1 (Iin/2) carregao capacitor C1 e descarrega o capacitor Ca1 linearmente. Osdiodos Dr1 e Dr4 entram em condução e o capacitor Co passaa ser carregado. Os diodos Dr2 e Dr3 ficam reversamentepolarizados e bloqueiam tensão igual a Vo. A tensão sobreLs, VCa,n −Vo/n, é positiva e a corrente através desse indutor(iLs) começa a crescer linearmente. A corrente no indutor Ls ena chave S2 podem ser obtidas, respectivamente, através de:

iLs =VCa,n −Vo/n

Ls(t − t1) (2)

vg1vga1

vab

iS1+iD1

iSa1+iDa1

iCa

t1 t3 t4 t6 t7t0 t8 t10 t11 t13t14

Iin/2

-Iin/2

Iin

-Iin

3Iin/2

3Iin/2

VCa

-VCa

iLs

VCaIin/2

-Iin/2

VCa

vS1

iS2+iD2vS2

t2 t5 t9 t12

Iin/2

-Iin/2

vSa1VCa

iSa2+iDa2

Iin/2-Iin/2

vSa2 VCa

-Iin/2

Iin/2

VCa

vDr1

Iin/2n

-Vo/2iDr1

-Vo

vCa

iL1iL2

Iin/2

vg2vga2

Fig. 3. Formas de onda nos principais elementos do conversor paraum ciclo completo de operação.

Vin

S1 S2C1

L1 L2

Cin

HF-TR

Ro

Ls

Co

Ca

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1+ +

Iin

Da2Da1

D1 D2

a

bVo

1:n

IoIL1 IL2

ICa VCa+

-

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 4. Primeira etapa de operação (t0 < t < t1).

Vin

S1 S2C1

L1 L2

HF-TR

Ls

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1

Iin

Da2Da1

D1 D2

Cin+

a

b

1:n

Ca

IL1 IL2

ICaVCa+

-

RoCo+

Vo

Io

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 5. Segunda etapa de operação (t1 < t < t2).

iS2 = (Iin/2)+ iLs. (3)


182

Vin

S1 S2C1

L1 L2

HF-TR

Ls

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1

Iin

Da2Da1

D1 D2

Cin+

a

b

1:n

Ca

IL1 IL2

ICaVCa+

-

RoCo+

Vo

Io

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 6. Terceira etapa de operação (t2 < t < t3).

Vin

S1 S2C1

L1 L2

HF-TR

Ls

Sa2

C2

Cin

Sa1

Ca2Ca1+

Iin

Da2Da1

D1 D2

a

b

1:n

Ca

IL1 IL2

ICaVCa+

-

RoCo+

Vo

Io

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 7. Quarta etapa de operação (t3 < t < t4).

Etapa 3 - Figura 6, t2 < t < t3: depois de carregar edescarregar os capacitores em paralelo com as chaves S1 eSa1, respectivamente, o diodo antiparalelo da chave Sa1 entraem condução e a corrente no capacitor Ca atinge o valor depico ICa,pk = Iin/2− iLs(t2). Após, a corrente iCa começa adecrescer pois a corrente iLs está crescendo. As correntesatravés de Ls e S2 continuam a crescer com a mesma derivadada etapa anterior.

Etapa 4 - Figura 7, t3 < t < t4: essa etapa inicia quandoa chave Sa1 entra em condução. Essa comutação ocorre emZVS, conforme pode ser observado em t2-t3 na Figura 3. Acorrente iCa continua decrescendo linearmente e atinge valorzero quando a corrente iLs atinge o valor Iin/2. A correnteiLs continua crescendo com inclinação dada por (2) e ao finaldessa etapa as correntes dos componentes do circuito atingemseus valores de pico. Os valores de pico da corrente no indutorLs e na chave S2 são dados, respectivamente, por:

ILs,pk =Iin

2+ ICa,pk Iin (4)

IS2,pk = ILs,pk +Iin

2=

3Iin

2. (5)

É importante observar que é necessário um tempo mortoentre a comutação da chave principal e da chave auxiliar paraque ocorra a comutação em ZVS. Esse tempo morto deve serde duração suficiente para permitir que o capacitor C1 sejacompletamente carregado e o capacitor Ca1 completamentedescarregado pela corrente do indutor L1. Esse intervalo detempo pode ser calculado por:

Tdt1 =2(C1 +Ca1)Vin

Iin (1−D). (6)

Etapa 5 - Figura 8, t4 < t < t5: esta etapa começa quandoa chave Sa1 é desligada. A corrente iLs começa a carregarCa1 e a descarregar C1 de modo ressonante. Esse período

Vin

S1 S2C1

L1 L2

HF-TR

Ls

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1Cin

Iin

Da2Da1

D1 D2

+

a

b

1:n

Ca

IL1 IL2

ICaVCa+

-

RoCo+

Vo

Io

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 8. Quinta etapa de operação (t4 < t < t5).

de ressonância é curto e assume-se que é praticamente linear,terminando quando o capacitor Ca1 atinge a tensão VCa,n e ocapacitor C1 é completamente descarregado. A frequência deressonância é dada por:

ωr =1√

Ls (C1 +Ca1). (7)

A tensão sobre a chave S1 nesse período é dada por:

vS1 =

(Vin

1−D

)−(

ILs,pk −Iin

2

)√Ls

C1 +Ca1sen [ωr (t − t4)] .

(8)E a tensão sobre a chave Sa1 é calculada por:

vSa1 =

(ILs,pk −

Iin

2

)√Ls

C1 +Ca1sen [ωr (t − t4)] . (9)

Portanto, a partir dessas equações pode-se estabelecer acondição para que as chaves S1 e S2 comutem sob ZVS. Essacondição é apresentada em [8]:

Ls · I2Ls,pk (C1 +Ca1)

(Vin

1−D

)2

. (10)

É importante notar que as chaves auxiliares atingem ZVSutilizando a energia dos indutores L1 ou L2, os quais possuemvalores relativamente altos de indutância e corrente. Assim,considera-se que as chaves auxiliares operam sempre em ZVS[2], [9]. As chaves principais atingem ZVS utilizando aenergia armazenada na indutância Ls, a qual possui indutânciarelativamente baixa. Dessa forma, as chaves principais nãoconseguem atingir ZVS em uma ampla faixa de variação decarga, o que reduz a eficiência do conversor em baixa potência.

Etapa 6 - Figura 9, t5 < t < t6: após o processo de cargae descarga dos capacitores exposto na etapa anterior, o diodoD1 começa a conduzir. Após este momento a chave S1 podeser comutada sob ZVS, conforme pode ser observado em t5-t6na Figura 3. Sobre o indutor Ls é aplicada a tensão −Vo/(nLs),que faz com que a corrente iLs decresça. A corrente no indutorLs e no diodo D1 são dadas, respectivamente, por:

iLs = ILs,pk −Vo

nLs(t − t4) (11)

iD1 = iLs − Iin/2. (12)

Etapa 7 - Figura 10, t6 < t < t7: esta etapa inicia quandoa chave S1 entra condução, o que ocorre em ZVS. A corrente


183

Vin

S1 S2C1

L1 L2

HF-TR

Ls

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1Cin

+

Iin

Da2Da1

D1 D2

a

b

1:n

Ca

IL1 IL2

ICaVCa+

-

RoCo+

Vo

Io

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 9. Sexta etapa de operação (t5 < t < t6).

Vin

S1 S2C1

L1 L2

HF-TR

Ls

Sa2

C2

Sa1

Ca2Ca1

Iin

Da2Da1

D1 D2

Cin

a

b

1:n

Ca

+

IL1 IL2

ICaVCa+

-

RoCo+

Vo

Io

Dr2

Dr1 Dr3

Dr4

+

_

Fig. 10. Sétima etapa de operação (t6 < t < t7).

iLs continua decrescendo com a mesma derivada da etapaanterior e a corrente na chave S1 cresce. Este intervalo terminaquando a corrente na indutância Ls atinge zero e a corrente naschaves S1 e S2 é igual a Iin/2. A corrente nas chaves principaisdurante essa etapa é dada por:

iS1 =Iin

2− iLs; iS2 =

Iin

2+ iLs. (13)

As etapas 1 à 7 mostram a corrente sendo transferida dachave S1 para a chave S2 e depois de voltando a ser assumidapor S1. Nas próximas etapas (8-14) as chaves S2 e Sa2comutam e a corrente em Ls é negativa. Ao final completa-se um ciclo do sinal alternado de alta frequência aplicado aotransformador.

Observa-se que o capacitor de grampeamento funcionacomo um caminho alternativo para a corrente do indutor L1durante a transferência dessa corrente da chave S1 para oenrolamento primário do transformador (o mesmo vale parao indutor L2 e chave S2). A Figura 6 destaca o caminho dacorrente imediatamente após a chave S1 desligar. A correnteno capacitor de grampeamento é positiva. Na Figura 7 éapresentado o caminho da corrente iCa quando esta é negativa.

Com o capacitor de grampeamento conectado ao nónegativo, a corrente drenada da fonte de alimentação (iin)é a soma das correntes iL1 e iL2 , conforme apresentado naFigura 11. Se os indutores boost possuírem o mesmo valor deindutância (L1 = L2 = L), a ondulação da corrente de entradapode ser calculada por:

∆Iin,n =Vin (2D−1)

fsL(14)

onde:∆Iin,n - ondulação da corrente de entrada para conexão

no nó negativo;fs = 1/Ts - frequência de chaveamento [Hz];L - indutância dos indutores boost [H].

Vin

Iin

IL1

IL2

...

...

...(a)

IL1IL2

Iin

t

(1-D)TsDTs

0

ΔIin,n

IL,pk

(b)

Fig. 11. (a) Circuito equivalente da corrente de entrada. (b) Formasde onda nos indutores boost e corrente de entrada resultante.

Vin

S2

L1 L2

Cin

HF-TR

Dr2

Ro

Ls

C2

Sa1

Ca1+

Iin

Da1

D2

Dr1 Dr3

Dr4

Co+

a

bVo

+

_

1 : n

S1

Sa2

IL1 IL2ICa

VCa

_

+ Ca

(a)

Vin

S2

L1 L2

Cin

HF-TR

Dr2

Ro

Ls

C2

Sa1

Ca1+

Iin

Da1

D2

Dr1 Dr3

Dr4

Co+

a

bVo

+

_

1 : n

Sa2

S1

Ca

IL1 IL2ICa

VCa

_

+

(b)

Fig. 12. Operação do circuito de grampeamento ativo com o capacitorconectado ao nó positivo: (a) para iCa positiva e (b) para iCa negativa.

B. Conexão no Nó PositivoQuando o capacitor de grampeamento é conectado ao

nó positivo (subscrito p), o circuito opera de modo similarao anterior, mas os caminhos das correntes são alterados.Quando a chave S1 desliga, a corrente iL1 força o diodo Da1a entrar em condução e a corrente é desviada ao capacitor degrampeamento. A Figura 12(a) destaca o caminho da correnteimediatamente após a chave S1 desligar (as correntes atravésdos demais elementos foram suprimidas). A corrente iL1 ésubtraída da fonte de alimentação, causando uma variaçãobrusca na corrente iin. A corrente no indutor Ls cresce comderivada (Vin +VCa,p −Vo/n)/Ls e a corrente iCa decresce. NaFigura 12(b) é apresentado o caminho da corrente iCa quandoesta é negativa (as correntes através dos demais elementosforam suprimidas). Imediatamente antes da chave Sa1 desligar,iCa atinge seu valor de pico. Outra variação brusca nacorrente iin ocorre quando a chave Sa1 desliga, interrompendoa corrente através do capacitor Ca.

No nó positivo da fonte de alimentação há três conexões:os indutores L1 e L2 e o capacitor Ca, vide Figura 13(a). Acorrente do capacitor de grampeamento aparece somada coma corrente dos indutores boost, introduzindo uma ondulação


184

VinIin

IL1

IL2

...

...

...

...CaICa

(a)

IL1IL2

Iin

t0ICa

(1- D)TsDTs

ΔIin,p

IL,pk

(b)

Fig. 13. (a) Circuito equivalente da corrente de entrada. (b) Formasde onda nos indutores boost, no capacitor Ca e corrente de entradaresultante.

com amplitude significativa na fonte. As correntes nesteselementos são apresentadas na Figura 13(b), a qual tambémtraz a forma de onda resultante para a corrente de entrada.

A corrente através de Ca possui picos positivo e negativoaproximadamente iguais à corrente de pico dos indutores boost(IL,pk) e valor médio igual a zero. O pico positivo da correnteiCa ocorre no valor mínimo de iL1 + iL2 e o pico negativo de iCaocorre no valor máximo de iL1 + iL2 . Com essas considerações,a ondulação na corrente de entrada pode ser calculada comosegue:

∆Iin,p =(

IL,pk + I(iL1+iL2 ),min

)−(−IL,pk + I(iL1+iL2 ),pk

)(15)

∆Iin,p = 2IL,pk −∆(iL1 + iL2) (16)

∆Iin,p = 2IL,pk −Vin (2D−1)

fsL(17)

onde:∆Iin,p - ondulação da corrente de entrada para

conexão no nó positivo;IL,pk - valor de pico da corrente nos indutores boost;I(iL1+iL2 ),pk - valor de pico da soma das correntes nos

indutores boost;I(iL1+iL2 ),min - valor mínimo da soma das correntes nos

indutores boost.O primeiro termo, IL,pk, pode ser calculado por:

IL,pk = IL +∆IL

2= IL +

DVin

2 fsL. (18)

Assim, (17) pode ser reescrita como:

∆Iin,p = Iin +Vin (2D−1)

fsL. (19)

Fica evidente em (19) uma ondulação de corrente elevada,maior do que o valor médio da corrente de entrada.

Da mesma forma que foi feito para o caso da conexão nonó negativo, a tensão no capacitor Ca é calculada impondo aregra do balanço de volt·segundo nos indutores boost, sendodada por:

VCa,p =D

1−DVin (20)

onde VCa,p é a tensão sobre o capacitor de grampeamento para

VinCin

+Iin

Rin LinFiltro LC

(a)

Cin

+

Rin Lin

Lse

Rse

Iin

Ir

(b)

Fig. 14. (a) Circuito do filtro LC de entrada. (b) Circuito equivalentedo filtro de entrada considerando os elementos parasitas do capacitorCin e a ondulação de corrente gerada pelo conversor (∆Ir).

conexão no nó positivo.Em (20) é possível observar que a tensão grampeada é Vin

menor do que aquela calculada por: (1). O estresse de tensãosobre as chaves semicondutoras é o mesmo do caso anterior.

III. ANÁLISE DO FILTRO DE ENTRADA

No caso da conexão do capacitor ao nó negativo, aondulação da corrente de entrada depende apenas dos valoresdos indutores boost. Assim, quando a ondulação da correntede entrada não for um parâmetro muito restritivo, o uso de umfiltro LC de entrada não é necessário. Para aplicações que sedeseja ondulações de corrente muito baixas, os indutores boostpodem se tornar demasiadamente grandes e não resultar emuma solução prática (alto custo, peso e volume), sendo maisviável o uso de um filtro LC na entrada do conversor.

Para o caso de conexão do capacitor de grampeamento nonó positivo essa abordagem não tem o mesmo efeito, pois aondulação da corrente de entrada é uma função de Iin. Nestecaso, mesmo que a ondulação da corrente de entrada nãoseja um parâmetro muito restritivo de projeto, recomenda-seno mínimo utilizar o capacitor Cin. Esse capacitor absorvea ondulação de corrente adicional inserida pela conexão docapacitor de grampeamento no nó positivo. Com a adiçãodo capacitor Cin, a ondulação da corrente de entrada ficaequivalente ao caso de conexão do capacitor de grampeamentono nó negativo.

Na sequência é analisado o uso do filtro LC na entrada doconversor para atender especificações mais restritivas para aondulação da corrente. Na Figura 14(a) é apresentado o filtroinserido na entrada do conversor.

O conversor possui característica de entrada de fonte decorrente devido à presença dos indutores boost na entrada doconversor. Se uma indutância é inserida entre a fonte de tensãoVin e o capacitor Cin, a ondulação de corrente de alta frequênciaenxerga um caminho de menor impedância para fechar amalha através do capacitor Cin. Considerando que a ondulaçãode corrente é gerada pelo conversor, o circuito equivalentedo filtro de entrada é apresentado na Figura 14(b). Este éum filtro passa-baixas e apresenta a função de transferênciarepresentada por: (21).

∆Iin(s)∆Ir(s)

=s2 + Rse

Lses+ 1

CinLse(1+ Lin

Lse

)s2 +

(Rin+Rse

Lse

)s+ 1

CinLse

. (21)

As correntes nos indutores boost apresentam umadefasagem de 180 graus. Dessa forma, ao se somarem,


185

150

180

90

0,10,20,30,40,5

5

0

-5

-10

-15

-20

-25

-30

-35

120

100 101 102 103 104 105

Frequência (kHz)

Fase

(gr

aus)

Mag

nitu

de (

dB)

Fig. 15. Diagrama de Bode do filtro de entrada para alguns valores deRse. Os outros elementos são: Cin = 220 µF, Lse = 26 nH, Lin = 1 µHe Rin = 10 mΩ.

a corrente de entrada apresenta ondulação na frequência2 fs. Para que a filtragem seja adequada, o filtro LCdeve apresentar elevada atenuação nessa frequência e seusharmônicos. Os elementos parasitas do filtro LC perturbam oseu funcionamento, alterando a resposta de magnitude e fase.A indutância parasita depende principalmente das dimensõesdo capacitor, sendo que para capacitores eletrolíticos comunsde alumínio este valor é pequeno, afetando o corte do filtro emaltas frequências. Os valores de Lse estão no intervalo de 20nH a 34 nH para a família TDK B41858 [13], por exemplo.Neste caso, a Rse do capacitor é mais significativa e altera abanda de transição do filtro. Os valores de Rse são encontradosem uma ampla faixa de valores, de décimos de miliohm atéalguns ohms. O aumento da Rse do capacitor reduz a máximacorrente RMS que ele suporta e a ondulação de tensão sobreo capacitor aumenta. A Figura 15 mostra o digrama de Bodepara alguns valores de Rse onde fica evidente o deslocamentoda banda de transição do filtro conforme a Rse aumenta.

Caso o conversor tenha sido projetado sem o filtro LC,a inserção destes elementos irá afetar a resposta dinâmicado conversor. Portanto, o sistema de controle poderá setornar instável [14]. Esse problema pode ser contornadoadicionando-se um circuito de amortecimento do filtro. Oprojeto deste circuito não é tratado neste trabalho.

A. Corrente RMS no Capacitor de FiltroSe o filtro for corretamente projetado, o capacitor Cin

absorve a maior parte da ondulação de corrente gerada peloconversor. Entretanto, a corrente que flui através destecapacitor precisa ser conhecida, de forma a se dimensioná-loadequadamente. Para o caso de conexão do capacitor Ca no nónegativo a corrente RMS através de Cin é dada por:

ICin,n,rms =Vin (2D−1)

2 fsL

√D− 1

3. (22)

TABELA IDetalhes das Especificações dos Componentes

Componente Detalhes

TransformadorPrim.: 8 espiras 10x#26 AWGSec: 40 espiras 2x#26 AWG

Núcleo: EE42/21/15 Thornton

Indutor série 4 µH - 7 espiras 10x#26 AWGNúcleo: EE30/15/7 Thornton

Indutores boost 82 µH Würth ElektronikCódigo: 74435588200

Chaves principais IRFP260NChaves auxiliares IRFP250N

Capacitor de grampeamento 2x1 µF x 250 V poliésterDiodos retificadores 16ETH06Capacitores de saída 2x220 µF x 250 V eletrol. al.

Driver IR2010

Quando o capacitor de grampeamento é conectado aonó positivo, a corrente RMS através do capacitor Cin éaproximadamente igual à corrente RMS através de Ca e é dadapor:

ICin,p,rms Iin

√1−D

6. (23)

IV. EXEMPLO DE PROJETO

Para uma melhor compreensão de como a corrente deentrada é afetada considerando ambas as possibilidades deconexão do capacitor de grampeamento e como o filtro deentrada é projetado, um protótipo de conversor foi projetado,simulado, construído e experimentado em laboratório. Asespecificações do conversor são:

• Potência de saída (Po) = 250 W;• Tensão de entrada (Vin) = 20 V a 40 V;• Tensão de saída (Vo) = 400 V;• Frequência de chaveamento ( fs) = 100 kHz;• Ondulação máxima de corrente na entrada (∆Iin) = 0,1 A;• Ondulação máxima de tensão sobre Cin (∆VCin) = 2% de

Vin.

A etapa de potência do conversor foi projetada seguindo ametodologia proposta por [2], [8] e [10]. A Tabela I resumeas especificações dos componentes usados na simulação e nosexperimentos.

Primeiramente foi projetado o filtro de entrada para o casode conexão no nó negativo. A ondulação da corrente deentrada é máxima para a condição de mínima tensão de entrada(20 V) e potência nominal (250 W). Neste ponto de operaçãoa razão cíclica D é 0,815. Sem o filtro de entrada o conversorexibe ondulação de corrente de entrada de 1,54 A. Usando (22)a corrente RMS no capacitor Cin é calculada como:

ICin,n,rms =20(2 ·0,815−1)

2 ·100k ·82µ

√0,815− 1

3= 533 mA. (24)

Para acomodar essa corrente foi escolhido um arranjo dedois capacitores eletrolíticos de 100 µF em paralelo. Paracapacitores eletrolíticos comuns de alumínio, a queda detensão na Rse é a parte dominante, assim, ∆VCin Rse∆Ir.


186

O capacitor usado nos experimentos possui Rse = 0,3 Ω,portanto, ∆VCin 0,3/2 · 1,54 = 0,23 V, o que satisfaz aespecificação. O indutor Lin pode ser calculado usando:

Lin,n 2∆VCin

π3 fs∆Iin(25)

Lin,n 2 ·0,23

π3 ·100k ·0,1= 1,5 µH. (26)

Para Ca conectado ao nó positivo, o pior caso para acorrente através de Cin ocorre na mínima tensão de entradae potência nominal. Usando (23), calcula-se a corrente RMSatravés de Cin como segue:

ICin,p,rms 12,5

√1−0,815

6= 2,16 A. (27)

Quatro capacitores de 100 µF em paralelo foram utilizadospara acomodar essa corrente. O pior caso para a ondulaçãoda corrente de entrada ocorre para tensão máxima de entrada(40 V) e potência nominal. Neste ponto de operação a razãocíclica D é 0,54. Sem o filtro de entrada o conversor exibe umaondulação na corrente de entrada de 8,45 A. A ondulação detensão sobre o capacitor Cin é ∆VCin 0,3/4 · 8,45 = 0,63 Ve satisfaz a especificação. O indutor Lin pode ser calculadousando:

Lin,p β∆VCin

π2 fs∆Iin(28)

onde:

β =sen(πD)

π(1−D)+ cos(πD) (29)

Lin,p 0,56 ·0,64

π2 ·100k ·0,1= 3,6 µH. (30)

Com todos os componentes projetados, as próximas seçõesapresentam resultados de simulação e experimentais daoperação do conversor.

V. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO

Esta seção apresenta algumas formas de onda de simulaçãodo conversor projetado na Seção IV. A Figura 16 apresentaas formas de onda da corrente de entrada para o capacitor degrampeamento conectado ao nó negativo, com alimentação emtensão mínima de entrada e potência nominal de saída. NaFigura 16(a) o conversor foi simulado sem o filtro de entradae a ondulação de corrente foi de 1,53 A. Já na Figura 16(b) ofiltro LC foi inserido e o conversor foi simulado novamente,resultando em ondulação na corrente de entrada de 95 mA, emconcordância com a especificação.

A Figura 17 mostra as formas de onda da corrente deentrada para o capacitor de grampeamento conectado ao nópositivo, com alimentação em tensão máxima de entrada epotência nominal de saída. Na Figura 17(a) o conversor foisimulado sem o filtro de entrada e a ondulação de correntefoi de 8,70 A. Já na Figura 17(b) o filtro LC foi inserido,resultando em ondulação na corrente de entrada de 103 mA,que é muito próxima da especificação.

Fig. 16. Corrente de entrada para Ca conectado ao nó negativo: (a)sem o filtro e (b) com o filtro LC.

Fig. 17. Corrente de entrada para Ca conectado ao nó positivo: (a)sem o filtro e (b) com o filtro LC.

VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

O conversor foi construído e testado em laboratório paraconfirmar a proposição teórica e para validar os resultados desimulação. Primeiro o conversor foi experimentado com Caconectado ao nó negativo, com mínima tensão de entrada epotência nominal de saída. A Figura 18(a) mostra a ondulaçãona corrente de entrada sem o filtro LC, cujo valor pico-a-pico é ∆Iin,n = 1,56 A. Com a conexão do filtro LC obtém-se ondulação medida de 79 mA e que é apresentada naFigura 18(b).

As mesmas medições foram feitas para o caso em que Ca éconectado ao nó positivo, mas com máxima tensão de entradae potência nominal de saída (pior caso - ∆Iin,p é máxima).A Figura 19(a) mostra a ondulação na corrente de entradasem o filtro LC, cujo valor pico-a-pico é ∆Iin,p = 5,68 A ea Figura 19(b) mostra a ondulação após a inserção do filtro,medindo-se ∆Iin,p = 86 mA. Na Figura 20 é apresentadauma medição, da corrente de entrada, com tensão mínimade entrada e potência nominal de saída sem o filtro LC. Aondulação medida foi de 10,8 A.

De forma a tentar minimizar a interferência da impedânciade saída da fonte de alimentação, um capacitor foi inseridoo mais próximo possível da entrada do conversor. Pequenasindutâncias parasitas interferem nas medições e a correntede entrada apresentou menor ondulação do que o calculadona teoria para o caso da conexão no nó positivo. Apesardessas diferenças, nas medições da Figura 19(a) e Figura 20é evidente a maior ondulação da corrente de entrada para ocaso em que Ca está conectado ao nó positivo.

Se a indutância equivalente da fonte de alimentação somadacom a indutância dos cabos de conexão for levada em


187

(a)

(b)

Fig. 18. Ondulações na corrente de entrada para Ca conectado ao nónegativo, com Vin = 20 V e Po = 250 W: (a) sem o filtro de entrada e(b) com o filtro.

(a)

(b)

Fig. 19. Ondulações na corrente de entrada para Ca conectado ao nópositivo, com Vin = 40 V e Po = 250 W: (a) sem o filtro de entrada e(b) com o filtro.

Fig. 20. Forma de onda da corrente de entrada para Ca conectado aonó positivo, sem filtro LC na entrada, Vin = 20 V e Po = 250 W.

consideração, em alguns casos essa indutância pode sersuficiente para dispensar o uso de um indutor específico naplaca de circuito impresso.

Desconsiderando o filtro LC e com exceção da tensão

Cin

Lin

Fonte CC Ca

rga

CC

CC

YokogawaWT1800 Fontes

aux.

MicrocontroladorUSB

isolação

i2v2

_

+

_

+

v1i1

Fig. 21. Forma de medição do rendimento do conversor.

60 200 220 240 2601801601401201008089,5

90

90,5

91

91,5

92

92,5

93

Efici

ência

(%)

Potência de saída (W)

Conexão no nó negativoConexão no nó positivo

Fig. 22. Curvas de eficiência para as duas possibilidades de conexãodo capacitor de grampeamento para tensão de entrada de 30 V, tensãonominal de saída e com variação na carga.

sobre o capacitor Ca, o estresse de tensão e corrente sobretodos os demais componentes do conversor é o mesmopara ambos os casos, resultando em eficiências similares.Não foi objetivo deste trabalho maximizar a eficiência dosconversores, mas a comparação de rendimento entre as duasopções. É importante notar que a eficiência medida incluitodas as perdas dos circuitos de driver e fontes auxiliares.Somente o microcontrolador foi alimentado por uma fonteseparada (porta USB de um computador). Na Figura 21 éapresentada a forma de medição do rendimento do conversor.As medições foram realizadas com o analisador de potênciade precisão Yokogawa Modelo WT1800. A Figura 22 mostraas curvas de eficiência incluindo o filtro LC para ambas aspossibilidades de conexão do capacitor de grampeamento.

VII. CONCLUSÕES

Este trabalho revisou os princípios de operação doconversor alimentado em corrente meia-ponte ZVS comgrampeamento ativo. Mostrou que o nó de conexão docapacitor de grampeamento influencia consideravelmente naondulação da corrente de entrada. A conexão no nó negativoresulta em menor ondulação na corrente de entrada, menorestresse de corrente no capacitor do filtro LC e este filtroocupa aproximadamente metade do volume comparado comaquele da conexão no nó positivo. A conexão no nó positivoapresenta menor estresse de tensão sobre o capacitor Ca, masa corrente de entrada exibe elevada ondulação com elevadadi/dt e resulta em um filtro de entrada mais volumoso ecaro. Os rendimentos do conversor considerando-se as duaspossibilidades de conexão do capacitor de grampeamento sãoparecidos. O filtro de entrada apresenta estresse de correntemais elevado para o caso de conexão no nó positivo e,


188

portanto, reduz um pouco o rendimento do conversor.Com essas considerações, a conexão do capacitor de

grampeamento no nó negativo deve ser a opção preferidaquando há preocupação com a ondulação da corrente deentrada e suas especificações são mais restritivas. A conexãono nó positivo pode ser uma opção para aplicações comelevada tensão de entrada, quando o estresse de tensão sobre ocapacitor Ca é alto e o uso de um capacitor de grampeamentode menor tensão compensa o custo total de filtro de entrada.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem a Universidade Tecnológica Federaldo Paraná, FUNTEF, CNPq, CAPES, Fundação Araucária,SETI e FINEP pelo suporte financeiro.

REFERÊNCIAS

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[4] C. M. C. Duarte, I. Barbi, “An improved familyof ZVS-PWM active-clamping DC-to-DC converters”,IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17,no. 1, pp. 1–7, Jan 2002.

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[11] J.-M. Kwon, B.-H. Kwon, “High Step-Up Active-Clamp Converter With Input-Current Doubler andOutput-Voltage Doubler for Fuel Cell Power Systems”,IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24,no. 1, pp. 108–115, Jan 2009.

[12] S. A. Teston, E. G. Carati, J. P. da Costa, R. Cardoso,C. M. d. O. Stein, “Comparison of two connectionpossibilities of the clamp capacitor in the Active-Clamped ZVS Current-Fed Half-Bridge converter”,in Proc. of IEEE 13th Brazilian Power ElectronicsConference and 1st Southern Power ElectronicsConference(COBEP/SPEC), pp. 1–6, 2015.

[13] TDK Europe, “Aluminum electrolytic capacitors- Series B41858”, 2014. [Online]. Disponível:http://en.tdk.eu/inf/20/30/db/aec_2015/B41858.pdf.

[14] R. W. Erickson, D. Maksimovic, Fundamentals ofPower Electronics, Kluwer Academic Publishers,2004.

DADOS BIOGRÁFICOS

Silvio Antonio Teston recebeu o título de EngenheiroEletricista (2009) pela Universidade do Estado de SantaCatarina, Joinville-SC e atualmente é mestrando no Programade Pós-Graduação da Universidade Tecnológica Federaldo Paraná (UTFPR), câmpus Pato Branco-PR. Suas áreasde interesse são: eletrônica de potência, qualidade doprocessamento da energia elétrica, sistemas de controleeletrônicos e energias renováveis.

Emerson Giovani Carati recebeu os títulos de EngenheiroEletricista (1997), mestre em Engenharia Elétrica (1999)e doutor em Engenharia Elétrica (2003) pela UniversidadeFederal de Santa Maria (UFSM), Santa Maria-RS. Desde2003 atua como professor nos cursos de Graduação ePós-Graduação em Engenharia Elétrica na UniversidadeTecnológica Federal do Paraná (UTFPR) câmpus PatoBranco-PR. Atualmente desenvolve pesquisas relacionadas acontrole digital e processamento de sinais com aplicação emacionamentos de máquinas elétricas, geração distribuída esistemas de conversores estáticos.

Rafael Cardoso recebeu o título de Engenheiro Eletricista(2001) pela Universidade Federal de Santa Maria (UFSM),Santa Maria-RS, de Mestre em Ciência em EngenhariaEletrônica e Computação (2003) pelo Instituto Tecnológicode Aeronáutica, São José dos Campos-SP e de Doutor emEngenharia Elétrica (2008) pela UFSM. Desde 2006 atuacomo professor nos cursos de Graduação e Pós-Graduação emEngenharia Elétrica na Universidade Tecnológica Federal doParaná (UTFPR) câmpus Pato Branco-PR. Seus interesses depesquisa incluem aplicações de sistemas de controle, controle


189

discreto, processamento de sinais, filtros ativos de potência econtrole de conversores estáticos. O Dr. Cardoso é membrodo Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) eda Sociedade Brasileira de Automática (SBA).

Jean Patric da Costa recebeu os títulos de EngenheiroEletricista (2004), mestre (2006) e doutor em EngenhariaElétrica (2010) pela Universidade Federal de Santa Maria(UFSM), Santa Maria-RS. Desde 2013 atua como professornos cursos de Graduação e Pós-Graduação em EngenhariaElétrica na Universidade Tecnológica Federal do Paraná(UTFPR) câmpus Pato Branco-PR. Suas áreas de interessesão: geração de energia eólica e controle de conversores

estáticos.

Carlos Marcelo de Oliveira Stein recebeu os títulos deEngenheiro Eletricista (1996), mestre (1997) e doutor emEngenharia Elétrica (2003) pela Universidade Federal deSanta Maria (UFSM), Santa Maria-RS. Desde 2003 atuacomo professor nos cursos de Graduação e Pós-Graduaçãoem Engenharia Elétrica na Universidade Tecnológica Federaldo Paraná (UTFPR) câmpus Pato Branco-PR. Suas áreasde interesse incluem sistemas de geração distribuída, fontesrenováveis de energia, conversores estáticos e técnicas decomutação suave. Dr. Stein é membro da SOBRAEP.


190

ERROS EM MEDIDORES ELETRÔNICOS DE ENERGIA ELÉTRICA, CONSIDERANDO-SE GERAÇÃO DISTRIBUÍDA

Guilherme de A. e Melo1, Leonardo P. Sampaio2, Marcos G. Alves1, Rodrigo A. N. de Oliveira1,

José. F. R. da Silva3, Carlos. A. Canesin1 1UNESP-Campus de Ilha Solteira, Ilha Solteira – SP, Brasil

2UTFPR-Campus de Cornélio Procópio, Cornélio Procópio – PR, Brasil 3ELEKTRO Eletricidade e Serviços S.A., Campinas – SP, Brasil

e-mail: [email protected]

Resumo – Com o objetivo de avaliar a adequação dos medidores bidirecionais nos sistemas de Geração Distribuída (GD), este trabalho apresenta a análise de erros de medição de energia elétrica, envolvendo vários fabricantes e modelos de medidores eletrônicos bidirecionais monofásicos, bifásicos e trifásicos, considerando-se cenários de fluxos bidirecionais de energia em baixa tensão, os quais refletem a qualidade de energia de diversas plantas com instalações de GD fotovoltaica e eólica. Os ensaios foram realizados por meio de uma montagem experimental específica, envolvendo um sistema automatizado de operação, com equipamentos de elevada exatidão, considerados como padrão de medição. Realizando-se três repetições, os testes determinaram os erros de medição de energia ativa e reativa para cada modelo de medidor ensaiado. Desenvolvido para a concessionária Elektro Eletricidade e Serviços S.A., os resultados foram agregados em um aplicativo para análise e avaliação de medidores de energia elétrica instalados em pontos de conexão de microgeração distribuída. Paralelamente, com o intuito de estudar as consequências do sistema, instalações de GD implantadas na área de concessão da Elektro são apresentadas de forma sumária nesse trabalho.

Palavras-Chave – Erros de Medição de Energia Elétrica,

Fluxo Bidirecional de Energia Elétrica, Geração Distribuída.

MEASUREMENT ERRORS OF ELECTRONIC METERS, CONSIDERING

DISTRIBUTED GENERATION SCENARIOS Abstract – In order to evaluate the bidirectional meters

adequacy to the Distributed Generation (DG) Systems, this paper presents the electric energy measurement errors analysis, considering different manufacturers of single-phase, two-phase and three-phase models of electronic power meters, where photovoltaic and wind distributed power generations are considered connected in low voltage scenarios. Laboratory tests were developed using a specific experimental set, specially designed for it, where an automatic system employs high precision power analyzers, which are considered as reference power meters. The laboratory tests computed the active and reactive power Artigo submetido em 06/01/2016. Primeira revisão em 27/03/2016. Aceito para publicação em 24/06/2016 por recomendação do Editor Convidado Lean-dro Michels.

measurements errors for each considered power meter model, considering three repetitions per model. The results were compiled by a software developed exclusively for analysis of metering effectiveness, considering distributed power generation scenarios at the Elektro Eletricidade e Serviços S.A. concession area. Simultaneously, in order to evaluate the system consequences, distributed power generation were implemented into the company area concession and are summarized presented in this paper.

Keywords – Bidirectional Electrical Power Flow,

Distributed Generation, Electrical Energy Measurement Errors.

I. INTRODUÇÃO

Tendo em vista o desenvolvimento do setor de energia

elétrica no sentido da expansão da geração distribuída em âmbito global, as empresas distribuidoras de energia elétrica devem se adequar às resoluções normativas, sendo o Brasil regido pela REN no482 da ANEEL (Agência Nacional de Energia Elétrica) [1], que estabelece as condições gerais para instalação de medidor bidirecional ao consumidor proprietário de micro ou minigeração, conforme o módulo 3 do PRODIST (Procedimentos de Distribuição) [2].

Levando em conta o aumento das cargas não lineares, tanto para equipamentos residenciais como industriais, as quais impõem distorções harmônicas de correntes no sistema [3]-[5], os medidores de energia devem possuir métodos de cômputo de energia adequados para tais condições. Nos medidores eletrônicos, o maior problema para os cálculos de energia ativa e reativa não reside nas distorções das correntes, mas sim nas de tensões, provocadas pela penetração harmônica de correntes nos sistemas e assimetrias nas tensões, dentre outros fatores. Agências fiscalizadoras, como o INMETRO (Instituto Nacional de Metrologia, Qualidade e Tecnologia), devem assegurar a qualidade e eficácia de medidores de energia elétrica comercializados e instalados no país, com o auxílio da Diretoria de Metrologia Legal (DIMEL), em conformidade com as regulamentações nacionais da ANEEL e normas vigentes. Entretanto, as condições de distorções nas tensões e correntes consideradas para os testes de exatidão desses equipamentos, conforme normas instituídas no país, são menos críticas que as encontradas em alguns ramais de linhas de distribuição de energia elétrica [6]-[8].


191

Em um medidor eletrônico, a exatidão das medições de energia ativa e reativa não dependem apenas da exatidão e resposta em frequência de seus sensores de tensões e correntes, e de seus subsistemas de condicionamento, mas também dos métodos utilizados para o cômputo destas variáveis. No cenário de Geração Distribuída (GD), onde o fluxo de potência é bidirecional, os medidores devem identificar o sentido de fluxo e armazená-los em campos distintos, sendo que a exatidão dos cálculos conta também com a influência dos subsistemas citados [9], [10]. Desta forma, a adequação dos sistemas de medição deveria ser um compromisso basilar para os fabricantes de medidores bidirecionais de energia elétrica, visando não somente o menor custo, mas também a garantia de suas exatidões para medições de energia elétrica ativa e reativa, quando da presença de Geração Distribuída (GD), considerando-se o estado da arte da metrologia destes parâmetros [11]-[13].

Neste contexto, vários modelos de medidores de energia elétrica monofásicos, bifásicos e trifásicos, de medição direta (diretamente conectado ao consumidor) e indireta (com o auxílio de transformadores de potencial e de corrente), de diversos fabricantes, foram avaliados mediante ensaios experimentais. Tais ensaios resultaram na obtenção dos erros de medição de energia elétrica (ativa e reativa) em fluxo bidirecional, contribuindo para que a concessionária selecione, de forma mais criteriosa, os medidores a serem empregados nas futuras instalações com GD. Para avaliar os erros de forma precisa, os ensaios utilizaram como padrão de referência um analisador de energia com classe de exatidão 0,1% (Yokogawa WT3000).

II. DESENVOLVIMENTO DA PESQUISA

Para a execução de uma adequada análise dos erros de

medição, eliminando-se a possibilidade de erros laboratoriais de manipulação, foi desenvolvida uma montagem experimental totalmente automatizada. O sistema utiliza uma fonte de tensão programável, bidirecional, para simular a rede de distribuição de energia elétrica, um conjunto de cargas, um conversor CC/CA (inversor) capaz de injetar potências ativa e reativa no sistema e um aplicativo que gerencia e controla completamente o aparato experimental. As funcionalidades do aplicativo incluem, a programação das formas de onda de tensões pré-estabelecidas a serem ensaiadas sequencialmente de maneira automática, o processo de “burn-in” dos equipamentos, a coleta dos dados e seu armazenamento para os Medidores Sob Ensaio (MSE) e o medidor padrão.

A análise experimental pode ser aplicada nos quatro quadrantes de operação do fluxo de potência, definidos de acordo com a Figura 1, o que descreve um fluxo de energia

bidirecional, tanto para energia ativa, quanto para energia reativa. Quando o inversor programável se encontra desligado, o fluxo de potência é imposto apenas pela fonte programável, a qual emula a rede, operando no 1º ou no 4º quadrante, o que é definido exclusivamente pela carga, respectivamente indutiva ou capacitiva.

Considerando apenas a componente fundamental da corrente e seu fator de deslocamento, a análise pode ser simplificada da seguinte forma. Se o inversor injeta energia no sistema, o fluxo de potência pode ser imposto no sentido contrário, dependendo do valor da potência ativa injetada pelo equipamento, bastando para isso que a potência ativa demandada pela carga seja inferior à injetada pelo inversor. Além disso, a característica reativa da leitura do sistema, aferida pelo medidor de quatro quadrantes, pode ser modificada em função da injeção de potência ativa, comportando-se como se segue. Se o suprimento de potência ativa fornecido pelo inversor é inferior à potência ativa de uma carga com característica indutiva, a medição do sistema completo apresenta característica de carga indutiva (1º Quadrante); se o inversor fornece potência ativa maior que a da carga, a medição apresenta característica de injeção capacitiva (2º Quadrante), sendo o dual verdadeiro.

A Figura 2 apresenta o comportamento descrito anteriormente, sendo as formas de onda representadas pelas nomenclaturas a seguir e definidas por (1).

v(t): Tensão da rede (cor vermelha); i(t): Corrente no medidor (cor vermelha, tracejada); iz(t): Corrente na carga (cor preta, traço e ponto); iInv(t): Corrente do inversor (cor preta).

i(t) = iz(t) + iInv(t) (1)

Considerando o caso em que o inversor proporciona injeção

de energia reativa, é possível controlar o fator de deslocamento da corrente registrada pelo medidor de quatro quadrantes. Desta forma, a injeção de potência no sistema pode ter característica puramente ativa quando o inversor produz exatamente a potência reativa solicitada pela carga.

Como a injeção de potência reativa indutiva é equivalente à absorção da potência reativa capacitiva, sendo o dual verdadeiro, a característica reativa aferida pelo medidor também pode ser modificada pelo controle da injeção de potência reativa no sistema. Considerando uma geração de potência ativa inferior à da carga, se o suprimento de potência reativa indutiva fornecido pelo inversor é inferior à potência reativa de uma carga com característica indutiva, a medição do sistema completo mantém a característica de carga indutiva (1º Quadrante); se o inversor fornece potência reativa indutiva maior que a solicitada pela carga, a medição apresenta característica de carga capacitiva (4º Quadrante), sendo o dual verdadeiro. A Figura 3 apresenta tal descrição e também é regida por (1).

Para a realização dos ensaios, um programa desenvolvido em C++ gerencia todos os requisitos envolvidos no processo, como tempo de “burn in”, configurado para 5 minutos, tempo de ensaio, configurado para 60 minutos e trocas de cenários, realizadas automaticamente. Os dados coletados são compostos pelas formas de onda de correntes, tensões, energia ativa e reativa processadas pelo analisador de potência do inversor (GD). São coletados ainda os resultados aferidos pelo

Fig. 1. Convenção adotada para fluxos de potências em quatro quadrantes.


192

analisador padrão e pelos MSE, além dos dados de um termohigrômetro, compostos pela temperatura e umidade ambiente.

Devido aos métodos disponibilizados para a leitura da energia elétrica processada por cada medidor sob ensaio, duas possibilidades foram exploradas. Entre elas, a leitura dos dados por intermédio da saída do usuário (SU) possibilita o ensaio de uma maior quantidade de medidores simultaneamente, enquanto a utilização dos diodos emissores de luz (LED) de calibração dos medidores são utilizados nos casos de ausência da SU.

A configuração dos dispositivos empregados nos ensaios experimentais pode ser dividida em cinco categorias principais, as quais estão explicitadas no diagrama esquemático apresentado pela Figura 4 e relacionadas a seguir:

A) Dispositivos envolvidos na geração dos perfis de tensãoe simulação da rede de distribuição de energia elétrica;

B) Dispositivos envolvidos na medição e na aquisição dosdados;

C) Dispositivos envolvidos na injeção de potência ativa ereativa no sistema;

D) Cargas utilizadas para os ensaios;E) Medidores eletrônicos sob ensaio.

A. Geração dos Perfis de Tensão e Simulação da Rede Uma fonte trifásica programável (California Instruments -

MX45) capaz de reproduzir formas de onda distorcidas, contemplando até a quinquagésima harmônica, e que ainda possibilita o fluxo bidirecional de corrente, simulando a rede de distribuição de energia elétrica, foi utilizada para a geração dos perfis de tensão.

B. Medição e Aquisição de Dados A medição das formas de onda de tensões e de correntes,

das potências envolvidas no processo e da energia processada

é realizada pelo analisador de energia WT3000, com exatidão de 0,06% para tensões e correntes, denominado padrão. Os cálculos de potência e energia são executados pelo mesmo equipamento por meio de uma função de cálculos avançados, em conformidade com a teoria PQ [14], utilizando uma taxa de aquisição de 200.000 pontos por segundo.

Tais resultados de medição são enviados a um sistema de gerenciamento, desenvolvido em linguagem C++, mediante comunicação GPIB.

Simultaneamente, as informações de potências processadas pelos MSE são enviadas ao sistema de gerenciamento, empregando um equipamento desenvolvido no Laboratório de Eletrônica de Potência (LEP), o qual possui um FPGA para estabelecer a comunicação simultânea entre vários MSE e o computador, onde se encontra residente o sistema de gerenciamento desenvolvido.

C. Injeção de Potência Ativa e Reativa no Sistema A injeção de potência reativa no sistema requer um controle

adequado para garantir a continuidade e exatidão no controle do fluxo de energia. Um inversor com tais características foi desenvolvido no LEP, possuindo controle multi-malhas, LMI com realimentação de estados e critérios de D-estabilidade, o qual é controlado por uma plataforma DSpace integrada a um computador.

D. Cargas Utilizadas para os Ensaios As cargas acopladas ao sistema são constituídas por um

banco programável de resistores, associados a uma máquina de indução acoplada a um compressor e controlada por um inversor trifásico, conferindo a característica não linear da carga.

E. Medidores Eletrônicos sob Ensaio Como apresentado anteriormente, a coleta dos valores de

energia fornecidos pelos MSE é realizada por um dispositivo FPGA, o qual concentra as informações de todos os medidores e as envia ao sistema de gerenciamento utilizando uma porta serial RS232 do computador.

Duas maneiras diferentes de coletar as informações dos MSE foram implementadas, uma para quando os medidores possuem a interface de comunicação com o usuário, denominada saída do usuário (SU), e outra para quando existem apenas os LED empregados na calibração dos equipamentos.

A existência da SU, nos MSE, possibilita a análise de até seis equipamentos concomitantemente, o que não ocorre quando a coleta dos dados é realizada pelo monitoramento dos LED, permitindo a análise de apenas três medidores concomitantemente.

A preparação dos ensaios experimentais realizados neste trabalho, baseia-se em parâmetros que podem influenciar nas corretas medições de energia ativa e reativa.

Os parâmetros responsáveis pela geração de reativos são identificados como: Distorção Harmônica Total de Corrente (DHTi), resultante das cargas instaladas, representada por (2); Distorção Harmônica Total de Tensão (DHTv) no ponto de conexão das cargas e da GD, representada por (3); fator de deslocamento entre componentes fundamentais cos(Ø1), identificado pelo ângulo de deslocamento entre tensões e correntes fundamentais de cada fase apresentado por (4), identificando a característica indutiva ou capacitiva do conjunto de cargas instaladas no ambiente de ensaios.

Fig. 2. Correntes resultantes para quando a potência ativa do inversor é maior que a potência ativa da carga.

Fig. 3. Correntes resultantes para quando a potência reativa do inversor émaior que a potência reativa da carga.


193

Fig. 4. Diagrama geral de blocos do “set” experimental utilizado para ensaios dos medidores eletrônicos bidirecionais de energia elétrica.

=

(2)

=

(3)

() = ( ) (4) Sendo: () = ( ) () = ( ). Erros de medição observados pelos MSE podem ocorrer em

função da exatidão dos sensores de tensão e corrente e em função do método de cálculo empregado pelo equipamento, fontes estas consideradas inerentes aos MSE, as quais se deseja avaliar apenas considerando-se as respostas dos mesmos para as medições de energia elétrica ativa e reativa, para cenários pré-determinados. Entretanto, essas fontes de erro também podem sofrer influências do desequilíbrio de tensões e do desbalanceamento de carga, embora esses casos não integrem o propósito desse trabalho, estas análises foram realizadas.

Pela própria característica de operação das cargas, as correntes de fase se diferenciam ligeiramente, provocando diferentes quedas de tensões sobre as impedâncias de linha da rede. O desequilíbrio de tensão pode ser calculado pela avaliação de suas componentes simétricas. Entretanto, uma vez que o sistema trifásico de tensões do arranjo de ensaios não apresenta assimetrias de fase, pela simplicidade da análise aqui apresentada, a equação utilizada para a determinação desse parâmetro, proposta pelo CIGRÈ, é dada por:

() = (5)

onde: =

.

O desbalanceamento de carga é dado em porcentagem,

tomando-se uma das fases como referência, que apresenta por definição uma corrente de 100%. Desta forma, as demais correntes podem ser apresentadas como percentual do valor eficaz da fase referência. Entretanto, como informado previamente, este trabalho apresenta apenas resultados de

análise de erros considerando-se tensões equilibradas e carga balanceada, dadas as restrições de número de páginas, o que será explorado em futuros trabalhos.

III. REALIZAÇÃO DOS ENSAIOS

Considerando-se os principais equipamentos e fabricantes

no território nacional, a Tabela I apresenta nomes de modelos e fabricantes fictícios para os MSE, os quais foram analisados pela realização de 9 ensaios pré-programados, que são apresentados na Tabela II. Foram ensaiados três perfis diferentes de tensão; senoidal, com DHTv de 3% e de 5%, sendo todos os cenários constituídos por um banco trifásico resistivo de 600W e um motor de 1cv alimentado por um inversor. Os ensaios se distinguem pela variação da DHTv e pela potência injetada pelo inversor (GD), conferindo um nível distinto de DHTi para cada ensaio. A Tabela II ainda apresenta a corrente em (pu) que flui através dos medidores bidirecionais, separados por categorias (de medição direta e indireta).

Uma foto do set experimental é apresentada na Figura 5 e um exemplo de caso, referente ao ensaio 6, é apresentado na Figura 6, cujo perfil de tensão apresenta 5% de DHTv e a forma de onda de corrente apresenta níveis elevados de conteúdo harmônico (36% de DHTi).

As formas de onda de tensões foram adquiridas em cenários reais de distribuição em baixa tensão (BT), sendo denotadas com índice i. Já as de espessura menor, com índice r, são as reconstituídas experimentalmente para a execução dos ensaios, conforme exemplo da Figura 6. Evidentemente, as formas de onda de tensão reconstituídas com a fonte programável MX45 não são exatamente iguais às coletadas em campo, devido à impedância de saída da fonte. Entretanto, apresentam grande aderência e podem ser empregadas sem prejuízo das análises. As formas de onda das correntes foram coletadas nos ensaios laboratoriais e decorrem das cargas conectadas ao sistema, assim como, dos níveis de potências ativa e reativa envolvidos. Nota-se que, a menos do ângulo de defasagem da carga, as formas de onda de tensão e de corrente estão em contra-fase no exemplo da Figura 6, indicando que o fluxo de corrente ocorre da carga para a rede, emulada pela fonte MX45.


194

Fig. 5. Sistema de medição e monitoramento de erros para medidores eletrônicos bidirecionais de energia elétrica, em ambiente de GD.

TABELA I

Exatidão dos Medidores Ensaiados Fabric. Número

de Fases Tipo de Medição

Corrente Nominal (A)

Classe de Exatidão

X

3 Indireta 2,5 (10) C (0,5%) 3 Direta 15 (120) B (1,0%) 2 Direta 15 (120) B (1,0%) 1 Direta 15 (120) B (1,0%)

Y

3 Indireta 2,5 (10) C (0,5%) 3 Direta 15 (120) B (1,0%) 2 Direta 15 (120) B (1,0%) 1 Direta 15 (100) B (1,0%)

Z 3 Direta 15 (120) B (1,0%) 2 Direta 15 (120) B (1,0%) 1 Direta 15 (100) B (1,0%)

TABELA II

Cenários para os Ensaios Desenvolvidos. Grupo Ensaio Perfil Imed [pu] Característica do

ensaio DHTv DHTi Indir Dir.

1 1 0% 46% 1,16 0,19

Injeção de 2 kW 2 3% 52% 1,16 0,19 3 5% 49% 1,16 0,19

2 4 0% 33% 1,54 0,26 Injeção de 2 kW e

1kvar indutivo 5 3% 39% 1,54 0,26 6 5% 36% 1,54 0,26

3 7 0% 32% 1,60 0,27 Injeção de 2 kW e

1kvar capacitivo 8 3% 40% 1,60 0,27 9 5% 37% 1,60 0,27

IV. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Com a finalidade de uma avaliação mais rápida e intuitiva

dos resultados, foi criado um código de cores para representar a magnitude dos erros de cada ensaio e de cada medidor. A Tabela III apresenta o código de cores supracitado, que se divide em faixas de valores pré-fixados de acordo com a Classe de Exatidão (CE) de cada modelo de medidor eletrônico de energia elétrica.

Observa-se que os erros de medição observados nas medidas de energia ativa, apresentados na Tabela IV, não atendem a CE em muitos casos, indicando que as grandes distorções de corrente impossibilitam as medições adequadas

e precisas, da energia ativa, aferidas pelos medidores ensaiados. Com relação aos erros para energia reativa, apresentados na Tabela V, nota-se um valor extremamente elevado do erro para os três primeiros ensaios, porém, nestes casos, a energia reativa resultou em valores extremamente reduzidos. Contudo, nos demais ensaios, ocorrem erros ainda maiores que os observados para a energia ativa, comprometendo seriamente a exatidão destes medidores para mensuração de fluxos bidirecionais de energia reativa em ambientes de GD em BT.

TABELA III

Faixas de Classificação para os Erros de Medição Faixa do erro (%) Classe B Classe C

Dentro da CE 0,00% - 1,00% 0,00% - 0,50% Entre 1x e 2x a CE 1,01% - 2,00% 0,51% - 1,00% Entre 2x e 3x a CE 2,01% - 3,00% 1,01% - 1,50% Entre 3x e 10x a CE 3,01% - 10,00% 1,51% - 5,00% Acima de 10x da CE > 10,01% > 5,01%

V. GERENCIAMENTO DE ERROS DE MEDIÇÃO

Visando a facilidade de análise dos dados coletados e

processados, um “software” de apresentação dos dados, denominado “Smart Meter Analyzer”, contendo o banco de dados dos ensaios e algumas ferramentas de análise de erro para cada medidor ensaiado, foi desenvolvido em linguagem “C++ builder”.

Fonte MX45 (simulação da rede)

Inversor Programável trifásico

Analisador de potência do Inversor

Analisador de potência PADRÃO

Programa de controle dos ensaios

Medidores sobre ensaio (MSE)

Interface de controle do Inversor

Carga Resistiva trifásica

Termo Higrômetro Dispositivo

FPGA

Fig. 6. Formas de onda referentes ao ensaio 6.


195

TABELA IV Médias Aritméticas dos Erros Relativos de Energia Ativa, Organizadas por Ensaio e por Modelo de Medidor

Ensaio Indireto Direto Trifásico Trifásico Bifásico Monofásico

X Y X Y Z X Y Z X Y Z 1 0,35 0,34 -0,55 0,41 0,30 -0,23 -4,22 -4,11 0,17 0,83 -0,15 2 0,26 0,58 -0,60 0,30 0,58 -0,23 -5,15 -4,97 -0,04 0,69 -0,14 3 0,30 0,38 -0,48 0,29 0,57 -0,26 -5,55 -5,55 -0,06 0,81 0,08 4 1,80 1,79 -0,22 0,60 1,37 -0,05 -4,20 -4,48 0,47 0,87 -0,46 5 2,04 1,84 -0,09 0,53 1,39 -0,09 -3,87 -4,66 -0,12 0,74 0,04 6 2,17 2,00 -0,25 0,61 1,44 -0,05 -4,66 -4,28 -0,05 0,81 0,02 7 -0,47 -0,18 -0,24 0,47 1,87 -0,05 -3,04 -4,03 0,22 0,96 0,08 8 -0,35 -0,05 -0,12 0,40 -0,25 -0,08 -4,03 -3,63 -0,22 0,69 0,13 9 -0,40 -0,18 -0,19 0,40 -0,21 -0,13 -4,37 -4,01 -0,20 0,76 -0,14

TABELA V

Médias Aritméticas dos Erros Relativos de Energia Reativa, Organizadas por Ensaio e por Modelo de Medidor

Ensaio Indireto Direto Trifásico Trifásico Bifásico

X Y X Y Z X Y Z 1 -161,90% -110,88% -37,60% ---- -84,12% 62,46% ---- -18,49% 2 -14,62% -52,91% -7,30% ---- -29,74% 26,87% ---- -10,08% 3 -27,80% -20,57% -6,12% 66,05% -17,18% -7,14% 47,97% -7,81% 4 -1,48% -1,34% -0,55% -0,48% -1,25% -0,54% -0,54% -0,14% 5 -1,43% -1,48% -0,58% -0,78% -1,14% -0,54% -0,81% -0,17% 6 -1,96% -1,61% -0,87% -1,15% -1,46% -0,83% -1,31% -0,49% 7 1,80% 1,66% 0,04% 0,51% 1,72% 0,18% 0,67% 1,40% 8 1,73% 2,17% 0,06% 0,85% 1,35% 0,16% 1,06% 1,45% 9 2,24% 2,32% 0,16% 1,32% 1,72% 0,38% 1,11% 1,63%

O menu principal do referido “software” é apresentado na

Figura 7, o qual contém os ícones apresentados em detalhes na sequência.

Fig. 7. Tela de apresentação do Menu Principal do “software”, “Smart Meter Analyzer”.

1) Medidores: Apresenta a lista de medidores envolvidos

nos ensaios, especificando o fabricante, modelo, quantidade de fases e tipo de medição para cada amostra (direta/indireta).

2) Cenários de ensaios: Apresenta uma janela com todos

os dados referentes aos ensaios, denominada “Visualizador de Ensaio”, conforme exemplo apresentado na Figura 8. Essa janela possui diversas abas, nas quais o usuário poderá navegar para visualizar as formas de onda de tensões e correntes processadas pela carga ou injetada pelo inversor de GD. Assim como, a verificação das variáveis mensuradas para cada ensaio e cenário, envolvendo valores eficazes de tensões e correntes, potências elétricas (aparente/ativa/reativa) e energia elétrica (ativa e reativa), acumuladas para um período padrão de ensaio de uma hora. São apresentadas tabelas com 1400 valores de coleta de energia ativa e reativa para cada medidor ensaiado e o analisador padrão de energia, ao longo de uma hora, ou seja, uma coleta a cada 2,57s, conforme exemplo da Figura 9 para energia reativa. Esses dados também são apresentados em forma de gráficos, possibilitando a visualização do

comportamento da energia acumulada ao longo do tempo. Existem ainda algumas abas para apresentação da análise do erro dos ensaios, em forma de tabela e de gráficos, conforme exemplo da Figura 10. Finalizando a referida janela, uma aba apresenta as leituras de temperatura e umidade coletadas a cada minuto durante cada ensaio.

Fig. 8. Janela de exibição dos cenários e banco de dados dos ensaios.

Fig. 9. Dados de ensaios, medidor padrão e medidores sob ensaios, para energia reativa (dados medidores omitidos devido sigilo contratual).


196

3) Erro por medidor: Esse ícone ativa uma janela que permite a seleção de um medidor específico com o auxílio de uma janela “pop-up”, apresentando os erros relativos de energia ativa e reativa para cada ensaio, em forma de tabela de dados, como mostra a Figura 11. Adicionalmente, a janela apresentando o maior e o menor valor dos erros encontrados para aquele medidor. Os valores de erros apresentados consistem em uma média aritmética dos erros encontrados para três amostras (repetições) de cada modelo de medidor.

4) Erro por fabricante: Esse ícone ativa uma janela que

apresenta os mesmos dados observados no item descrito anteriormente, mostrando todos os medidores de um único fabricante, escolhido por uma janela “pop-up”, e apresentados em formato de tabela de dados, como mostra a Figura 12.

5) Guia do usuário: Esse ícone consiste em um manual de

ajuda apresentado em formato de navegador web, explicando como utilizar o “software” adequadamente e explorando as características técnicas das ferramentas desenvolvidas.

Fig. 10. Janela de exibição dos erros para cada modelo de medidor (dados medidores omitidos devido sigilo contratual).

Fig. 11. Apresentação de erros para determinado conjunto de ensaios e modelo de medidor (dados omitidos devido sigilo contratual).

Fig. 12. Janela de exibição dos erros para determinado fabricante, incluindo os modelos (dados omitidos devido sigilo contratual) na mesma tabela.

6) Sobre: Para incluir os créditos de desenvolvimento do projeto é apresentada uma janela com todas as informações referentes aos pesquisadores, financiadores e agências envolvidas, conforme apresentado na Figura 13.

Fig. 13. Janela de créditos aos envolvidos na pesquisa.

VI. INSTALAÇÕES DE GD IMPLANTADAS Conforme se apresenta neste artigo, seis plantas de GD

encontram-se com as instalações concluídas. As cidades escolhidas para tais instalações incluem Ilha Solteira, Rio Claro, São Vicente e Guarujá, no estado de São Paulo, como apresentado no mapa da Figura 14, as quais são listadas na Tabela VI. Observa-se que, por problemas do fornecedor e empresa instaladora, a única instalação ainda não implantada completamente consiste de um sistema fotovoltaico com acumulação de energia por meio de baterias apropriadas, destacada em itálico na Tabela VI.

Fig. 14. Mapa das áreas de concessão da Elektro e das localidades escolhidas para a instalação das plantas de GD com monitoramento remoto.

TABELA VI

Especificações Sumárias dos Equipamentos Instalados em Cada Localidade, às Quais Contemplam as

Instalações de GD CIDADE LOCAL Descrição Pot. FV

[Wp]Pot. EOL

[W]Ilha Solteira ELEKTRO FV e EOL 1225 - - - Ilha Solteira UNESP – CCI FV e EOL 3920 - - -

Ilha Solteira UNESP Campus 3

FV com acumulação 8000 - - -

Rio Claro ELEKTRO FV e EOL 3920 1000 Rio Claro UNESP FV e EOL 1225 1000 Guarujá ELEKTRO FV e EOL 3920 6000

São Vicente UNESP FV e EOL 1225 6000 FV: Geração Fotovoltaica; EOL: Geração Eólica; Pot.: Potência; CCI: Cen-tro de Convivência Infantil.

Ilha Solteira

Rio Claro

São Vicente

Guarujá


197

Alguns exemplos das instalações são apresentados entre a Figura 15 e a Figura 18, exemplificando a instalação fotovoltaica de 3920Wp no Centro de Convivência Infantil da UNESP de Ilha Solteira e as instalações, eólica e FV da ELEKTRO de Guarujá.

Fig. 15. Geração fotovoltaica instalada na UNESP-CCI de Ilha Solteira.

Como pode ser observado na Figura 16, além do

condicionamento da energia processada pelo inversor, as instalações contam com um sistema de sincronização dos dados de geração de potência diretamente no site do fabricante do inversor, realizado pelo equipamento Webbox. Adicionalmente, um analisador de qualidade de energia elétrica (QEE), denominado PQube (PQiaB - PSL) coleta informações relevantes de QEE, enviando todos os dados via 3G, para constituírem um banco de dados de GD.

Fig. 16. Instalação de Inversor com proteção de conexão, comunicação de dados e analisador de QEE na UNESP-CCI de Ilha Solteira-SP.

Fig. 17. Geradores eólico e fotovoltaico, instalados na Elektro de Guarujá-SP.

Como apresentado nas Figuras 16 e 18, as instalações com

duas tecnologias de microgeração também contam com sistemas de análise de QEE e comunicação de dados com o site do fabricante e o banco de dados de QEE, observando-se a maior quantidade de equipamentos para gerenciamento individual da energia de cada gerador (fotovoltaico e eólico).

Fig. 18. Equipamentos de condicionamento de energia, proteção e medição para os sistemas de GD instalados na Elektro de Guarujá-SP.

VII. SISTEMA DE MONITORAMENTO DE DADOS Com a finalidade de monitoramento automático da

geração de potência e da avaliação da QEE no PAC de cada planta, foi desenvolvido um “software” (Micro GD_Elektro), que agrega todos os dados coletados nas instalações, sendo a tela inicial apresentada na Figura 19.

O MicroGD_Elektro destaca cada região contemplada com uma ou mais instalações de GD, apresentando mais detalhes sobre as plantas e permitindo que o usuário escolha qual delas deseja consultar, bastando selecionar a região. Dois bancos de dados são disponibilizados para cada instalação, e acessados através dos retângulos alaranjados destacados na Figura 20. A primeira opção apresenta o monitoramento de QEE pelo PQube, conforme Figura 21, sendo os dados armazenados no site do fabricante do inversor apresentados conforme Figura 22, acessado de forma integrada e automática ao “software” desenvolvido.

Fig. 19. Tela inicial do programa de monitoramento MicroGD_Elektro.

Fig. 20. Tela de apresentação da região que contém instalação de GD.

PQiaB Inversor

WEBBOX Proteções

Moden 3G

Quadro de Conexão

Gerador Eólicode 6kW

16 painéis fotovoltaicosTotalizando 3920 Wp

RetificadorInversor do

sistema eólico

Inversor do sistema solar

Proteção deSobre-

-velocidade

PQiaB

Proteções para acoplamentoselétricos à rede de GD

Ilha Solteira

Rio Claro

São Vicente

Guarujá

Ilha Solteira

Catatau - LEP

ELEKTRO - LEP

Guarujá

Catatau - SMA

ELEKTRO - SMA


198

Fig. 21. Tela de apresentação dos dados coletados com o analisador de QEE (PQube).

Fig. 22. Tela com os dados do site do fabricante com as informações de geração de cada planta, apresentada dentro do programa de monitoramento.

VIII. CONCLUSÕES

Mediante os ensaios realizados em onze diferentes

medidores, envolvendo três grandes fabricantes distintos, contando com equipamentos de medição direta e indireta, pode-se afirmar que os medidores do fabricante X se destacam entre os modelos de medição direta, em função dos menores erros relativos apresentados para nove ensaios/cenários distintos. Observa-se que foram utilizadas três repetições para todos os ensaios (ensaios em três amostras para cada medidor analisado) e que todos os dados e análises referentes aos ensaios foram organizados em um “software” especialmente desenvolvido para a concessionária Elektro. Para os modelos de medição indireta, fornecidos apenas pelos fabricantes X e Y, os mesmos apresentam desempenhos similares para energia reativa, conferindo um desempenho ligeiramente melhor ao modelo do fabricante Y. No aspecto geral, o fabricante X apresentou melhor desempenho para medições bidirecionais em quatro quadrantes. Entretanto, observa-se que todos os medidores analisados para medição indireta apresentam erros muito superiores às suas classes de exatidão, para determinadas condições de medição de energia ativa, exibindo erros ainda maiores para a medição de energia reativa. Destacam-se ainda os elevadíssimos erros de energia reativa em cenários de fluxo bidirecional em quatro quadrantes para equipamentos de medição indireta, resultando em até 2xCE para os modelos Y e Z de medição direta, mesmo com a exclusão dos três primeiros cenários/ensaios para a análise de erros de todos os modelos.

Com as plantas de GD implantadas nos diversos PAC escolhidos e o “software” especialmente desenvolvido para o monitoramento das plantas, pretende-se obter resultados suficientes para análise de impacto da GD no que se refere às

medições bidirecionais de energia, na continuidade da pesquisa. Há de se observar ainda que não foram utilizados TPs e TCs para os equipamentos de medição indireta aqui avaliados, uma vez que os ensaios foram realizados dentro das faixas de medições para os medidores respectivos, podendo então os erros analisados serem ainda maiores para os medidores bidirecionais de medição indireta.

Portanto, há de se desenvolver ações no sentido de uniformizar tecnologias de medição e algoritmos de cálculos de energia elétrica (ativa e reativa), para os cenários próximos e futuros da medição em instalações com GD, dados os elevadíssimos erros observados nas análises aqui apresentadas e tendo em vista que a expansão dessa modalidade de geração no Brasil apresenta previsão otimista.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem à concessionária Elektro

Eletricidade e Serviços S.A. pela colaboração e pelo financiamento da pesquisa, assim como, ao Programa de P&D da ANEEL-Agência Nacional de Energia Elétrica.

REFERÊNCIAS

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Resolução Normativa ANEEL nº482, Abr. 2012. [2] ANEEL-Agência Nacional de Energia Elétrica,

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[6] C. A. Canesin, F. A. S. Gonçalves, Luis C. Origa, “Sistema de Medição e Modelação de Erros em Medidores de Energia Elétrica Ativa”, Eletrônica de Potência – SOBRAEP, vol. 13, nº 1, pp. 33-43, Fev. 2008.

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199

[11] S. Svensson, "Power measurement techniques for non-sinusoidal conditions - the significance of harmonics for the measurement of power and other AC quantities." Doctoral thesis, Chalmers University of Technology, Göteborg - Sweden, 1999.

[12] F. P. Marafão, H. K. M. Paredes, L. C. P. da Silva, “Three-phase four-wire circuits interpretation by means of different power theories”, in Proc. of International School on Nonsinusoidal Currents and Compensation, pp. 15-18, 2010.

[13] A. Fazio, L. P. Sampaio, M. A. G. de Brito, G. A. e Melo, C. A. Canesin, “Comparative analysis for reactive energy measurement methodologies, under non-sinusoidal conditions in three-phase four-wire circuits”, in Proc. of COBEP Brazilian Power Electronics Conference, pp. 494-501, 2011.

[14] J. L. Willems, “A new interpretation of the Akagi-Nabae power components for nonsinusoidal three-phase situations”, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, vol. 41, nº 4, pp. 523-527, August 1992.

DADOS BIOGRÁFICOS

Guilherme de Azevedo e Melo, obteve doutorado em Engenharia Elétrica com ênfase em Eletrônica de Potência, pela Universidade Estadual Paulista Júlio de Mesquita Filho (2010), desenvolvendo projetos de pesquisa voltados para o aproveitamento de fontes alternativas e renováveis de energia elétrica. Atualmente atua como professor colaborador junto à Universidade Estadual Paulista, Campus de Ilha Solteira. Leonardo Poltronieri Sampaio, possui Doutorado em Engenharia Elétrica pela Universidade Estadual Paulista (2013), campus de Ilha Solteira - SP, na área de Eletrônica de Potência. Atualmente é Professor Adjunto na Universidade Tecnológica Federal do Paraná - UTFPR - Campus de Cornélio Procópio e professor do programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica (PPGEE). Possui experiência nas áreas de aproveitamento de fontes de energia alternativa e renovável, desenvolvimento de ferramentas computacionais para análise em plataformas Java, C/C++ e PHP/MySQL.

Rodrigo Alessandro Nunes de Oliveira, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade Estadual Paulista Júlio de Mesquita Filho (2007). Atualmente é aluno de doutorado na UNESP de Ilha Solteira. Tem experiência na área de Robótica, Mecatrônica e Automação. José Francisco Resende da Silva, Possui Doutorado em Engenharia Elétrica pela USP Universidade de São Paulo (2015). Tem experiência na área de Engenharia Elétrica, com ênfase em Materiais Elétricos, Manutenção e Operação do Sistema. MBA em Gestão Empresarial pela FGV, 2009. MBA em Gerenciamento de Projetos pela FGV, 2011. Professor Executivo, IBE-Campinas, conveniada da FGV, em cursos de Pós-Graduação em Administração de Empresas desde 2009. Professor no curso de MBA na Área de Gerenciamento de Projetos no IBE-Campinas desde 2012. Professor no Curso de MBA-Especialização em Gerenciamento de Projetos do SENAC de Jundiaí. Professor no Centro Universitário Nossa Senhora do Patrocínio. Atua como Especialista Sênior em Pesquisa e Desenvolvimento na Diretoria de Recursos humanos da Empresa Elektro. Responsável pela criação de projetos para os Programas de Pesquisa e Desenvolvimento, Programa de Eficiência Energética e Responsabilidade Social (incluindo Gerenciamento de Projetos) da Empresa Elektro junto à ANEEL. Carlos Alberto Canesin, recebeu seu diploma de Doutor em Engenharia Elétrica pela UFSC - Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis (SC) em 1996. Iniciou carreira docente no Departamento de Engenharia Elétrica da UNESP-Faculdade de Ilha Solteira (SP) em 1985, onde atualmente é Professor Titular. O Professor Canesin é pesquisador do CNPq e da FAPESP, sendo Editor Associado da IEEE Transactions on Power Electronics desde 2003. O Prof. Canesin foi Editor da Revista Eletrônica de Potência, editada pela SOBRAEP, onde permanece como membro do Conselho Editorial. Foi Presidente da SOBRAEP de Nov/2004 a Out/2006, onde permanece como membro do Conselho Deliberativo. Atualmente, desde 2010, é membro do Conselho Estadual de Políticas Energéticas do Estado de São Paulo (CEPE).


200

INVERSORES COMUTADOS PELA REDE ASSOCIADOS A UM AUTOTRANSFORMADOR MULTIPULSOS PARA A GERAÇÃO

FOTOVOLTAICA

Lucas Lapolli Brighenti, Alessandro Luiz Batschauer, Marcello Mezaroba Universidade do Estado de Santa Catarina – UDESC, Núcleo de Processamento de Energia Elétrica, Joinville – SC, Brasil

e-mail: [email protected], [email protected], [email protected]

Resumo – Conversores não isolados aplicados a sistemas fotovoltaicos normalmente possuem algumas vantagens em relação aos conversores isolados como redução de custos e melhor eficiência devido, principalmente, à ausência de um transformador. Neste contexto, uma alternativa para o processamento da energia obtida pelos painéis fotovoltaicos é o uso de um autotransformador multipulsos associado a retificadores controlados com ângulo de disparo entre 90°-180° (inversores comutados pela rede). Esta solução possui algumas vantagens como robustez, baixa manutenção, alta confiabilidade e baixo custo, além de ser muito adequada para geração fotovoltaica em locais remotos onde estas vantagens são mais importantes que a redução de volume. Outra importante característica é que a associação dos enrolamentos do autotransformador gera sistemas trifásicos defasados entre si, reduzindo a quantidade do conteúdo harmônico das correntes injetadas na rede. Este artigo apresenta um conversor de 18 pulsos usando um autotransformador com conexão Y-diferencial fechada. A potência processada pelo autotransformador é apenas 21,9% da potência total fornecida ao sistema, aumentando a eficiência e reduzindo o custo total.

Palavras-Chave – Geração Fotovoltaica, Inversores

Comutados pela Rede, Inversores Conectados à Rede, Transformadores Multipulsos.

LINE-COMMUTATED INVERTERS ASSOCIATED TO A MULTI-PULSE

AUTOTRANSFORMER FOR PHOTOVOLTAIC GENERATION

Abstract – Non-isolated converters applied in

photovoltaic (PV) systems usually have some advantages over the isolated converters, like reduced cost and better efficiency mainly due to the absence of a transformer. In this context, one alternative for the processing of energy acquired by PV modules is the use of non-isolated multi-pulse autotransformers associated to controlled rectifiers with a firing angle between 90°-180° (line-commutated inverters). This solution has some advantages like robustness, low maintenance, high reliability and low cost and it is very suitable to PV generation in remote areas

Artigo submetido em 12/01/2016. Primeira revisão em 04/05/2016. Aceito para publicação em 04/05/2016, por recomendação do Editor Convidado Leandro Michels.

when these advantages are more important than the size reduction. Another important feature is that the association of the autotransformer's windings generates three-phase systems displaced each other, reducing the amount of the harmonic content in the currents injected into the grid. This paper will present an 18-pulse converter using an autotransformer with Y-differential connection. The power processed by autotransformer is only 21.9% of the total power provided to the system, increasing the efficiency and reducing the overall cost.

Keywords – Grid Tie Inverters, Line-commutated

Inverters, Multi-pulse Transformers, Photovoltaic Generation.

I. INTRODUÇÃO

Nos dias atuais, há um grande esforço nas pesquisas para que os sistemas de geração fotovoltaica sejam ligados diretamente à rede sem utilizar isolação galvânica, diminuindo assim, o custo por Watt dos sistemas fotovoltaicos [1]. A eficiência de um sistema fotovoltaico sem transformadores pode aumentar de 1% a 2%, devido principalmente as perdas extras presentes no transformador [2]. De modo geral, o objetivo final das pesquisas é o mesmo: extrair a máxima potência possível dos painéis. Porém, este o objetivo pode ser alcançado de diversas maneiras diferentes, como focar no rendimento dos conversores usando topologias com baixas perdas [3], utilizar componentes de melhor qualidade, incluindo os materiais magnéticos e semicondutores [4], aprimorar técnicas de comutação e modulação [5], [6], atuar na redução da corrente de dispersão ocasionada pela tensão de modo comum dos conversores [7], [8].

Em sistemas fotovoltaicos é muito importante fazer o rastreamento da máxima potência, pois parâmetros como temperatura do painel e irradiação solar variam durante o dia, mudando os valores de tensão e corrente em que os painéis fotovoltaicos fornecem a potência máxima ao sistema. Neste contexto, estão as técnicas para efetuar este rastreamento de forma eficiente. Comparações entre as principais técnicas são apresentadas em [9] e [10].

O principal objetivo deste trabalho é propor um sistema de geração fotovoltaica usando tecnologias robustas e consolidadas para obter uma boa eficiência e um baixo custo, apresentando baixa manutenção e robustez para ser instalado em locais remotos, onde há uma grande quantidade de terras com baixo custo e alta irradiação solar. Para alcançar estes requisitos é proposto utilizar inversores comutados pela rede, que usam tiristores (SCRs) ou GTOs, associados a um


201

autotransformador de 18 pulsos. Este autotransformador gera três sistemas trifásicos defasados entre si para melhorar a qualidade da corrente entregue à rede, sem a necessidade de um inversor de alta frequência, conforme a Figura 1.

Os inversores comutados pela rede apresentam uma tecnologia bastante consolidada, pois já são utilizados há décadas em linhas de transmissão de alta tensão em corrente contínua (HVDC) [11], [12]. Estes inversores também já são explorados em sistemas fotovoltaicos, alguns exemplos podem ser encontrados em [13]-[17]. As principais vantagens citadas são a robustez, o baixo custo e maior eficiência dos inversores comutados pela rede, em relação às topologias convencionais. As principais topologias convencionais em alta frequência são bem apresentadas em [1].

Uma desvantagem de utilizar inversores comutados pela rede está na qualidade da energia injetada na rede, possuindo uma elevada taxa de distorção harmônica. Para reduzir este problema, propõe-se a associação destes inversores, a transformadores que geram sistemas trifásicos defasados entre si, aqui denominados de conversores multipulsos. O conversor multipulsos é um circuito dual ao retificador multipulsos, já consolidado e bem conhecido tanto na literatura como na indústria. Os retificadores multipulsos são bem explicados em [18] e [19]. Usando tiristores no lugar de diodos, os retificadores em ponte completa de 6 pulsos tornam-se inversores comutados pela rede ao operar com ângulo de disparo entre 90° e 180°, tornando possível injetar energia na rede de distribuição. Em [20] e [21], são apresentados dois sistemas com conversores multipulsos aplicados na geração fotovoltaica.

Um inversor comutado pela rede na topologia trifásica em ponte completa apresenta apenas os harmônicos de ordem 6k±1 na corrente de saída, os demais, são cancelados pela simetria da forma de onda. Associando inversores de 6 pulsos defasados entre si, por meio de um transformador, é possível cancelar outros harmônicos na corrente injetada na rede. Em regra, os inversores multipulsos apresentarão apenas os harmônicos de ordem kn±1, onde n é o número de pulsos da associação de conversores e k é um número inteiro positivo. No caso estudado, a corrente apresentará apenas os

harmônicos de ordem 17, 19, 35, 37, etc (18k±1). São necessários n/6 inversores de 6 pulsos, defasados em 360°/n entre si [22], onde esta defasagem é gerada pelo transformador.

Em sistemas fotovoltaicos de até 100 kW não há necessidade de isolação galvânica entre os painéis e a rede de distribuição e, como um dos principais objetivos é reduzir o custo do total do sistema, parte-se para o uso de autotransformadores para gerar os sistemas trifásicos defasados. Neste trabalho, será feita a avaliação de um conversor de 18 pulsos, com um transformador em Y e conexões diferenciais fechadas (Figura 2). As principais estruturas de retificadores multipulsos são apresentadas em [22]-[25].

PV

S1R1

T1

PV CC-CA

S2R2

T2

PV CC-CA

SnRn

Tn

BA

C

Autotransformadorde 18 Pulsos

Inversorescomutados pela rede

Rede CA

BA

Conexão Y-Diferencial

Fechada

CC-CA

ICC

ICC

ICC

FiltroAlta Freq.

Fig. 2. Diagrama do sistema proposto.

A topologia estudada apresenta um fator de potência teórico de 0,995 com ângulo de disparo de 180° e distorção harmônica total (DHT) na corrente injetada na rede de 10,05%. Outra característica importante é que, com a conexão Y-diferencial fechada, o núcleo do autotransformador processa apenas 21,9% da potência total

Inversor 1

Inversor 2

Inversor n

VR1

VS1

VT1

LC1

LAn

LA ILA

LA2 LC

ILC

LCn

LB1

LB

ILB

LC2

LB2

LBn

LA1

IC1

IB1

IA1

IC2

IB2

IA2

ICn

IBn

IAn

VCC

VCC

VCC

ICC

ICC

ICC

IfA

IfB

IfC

VA

VB

VC

VR2

VS2

VT2

VSn

VTnVRn

LfA

LfB

LfC

IA

IB

IC

CfB CfCCfA

RfB RfCRfA

Fig. 1. Esquema completo do conversor proposto.


202

fornecida à rede [23], com isto, diminui a quantidade de cobre e ferro necessários para sua construção, reduzindo peso, volume e consequentemente, os custos de fabricação e transporte.

Como mencionado anteriormente, os principais objetivos buscados neste conversor são robustez, alta confiabilidade, baixo custo e eficiência elevada para ser instalado em locais remotos com grande disponibilidade de espaço físico, desta forma, o uso de inversores comutados pela rede e de um autotransformador em baixa frequência atendem os requisitos buscados.

Com um ângulo de disparo de 180°, o fator de potência fica próximo da unidade, com a componente fundamental em fase com a tensão da rede. Nesta condição, a ondulação de tensão na entrada CC do inversor é de 13,4%, dispensando a utilização de capacitores de retificação. A tensão CC do inversor é controlada pelo ângulo de disparo dos tiristores, que equivale ao deslocamento entre a corrente injetada e a tensão da rede de distribuição. Este fator de potência será sempre indutivo, sendo possível compensar facilmente com capacitores em paralelo.

Comparando os custos do conversor proposto com um inversor trifásico em ponte completa, ambos com potências de 100 kW e mesmas especificações de tensão de rede, o conversor proposto tem um custo de U$ 740,62 distribuídos em: U$ 449,55 em tiristores (SKKH132); U$ 84,42 em dissipadores de calor; U$ 68,25 em ferro e U$ 138,43 em cobre apresentando um rendimento de 98,01%. Já o inversor trifásico em ponte completa custa U$ 1609,48 distribuídos em: U$ 562,71 em IGBTs (SKM400GB12E4); U$ 84,42 em dissipador; U$ 340,35 em drivers de acionamento e U$ 622,00 em capacitores de barramento (considerando 1 mF/kW), com rendimento do inversor de 98%. A DHT de corrente do conversor proposto é apenas 10,05% contra 79,56%. Estas cotações foram feitas pelo fabricante Semikron® e pelo fornecedor Digikey. Acrescentando um filtro de alta frequência, um inversor convencional tem seu rendimento reduzido consideravelmente (2%-3%), enquanto no conversor proposto, podem-se utilizar técnicas de filtragens mais simples como filtros sintonizados [26]. A simplicidade do conversor proposto também deve ser destacada, já que ele injeta corrente na rede em malha aberta, dispensando qualquer tipo de sensoriamento para isto, diferente do que ocorre no inversor trifásico.

O rastreamento do ponto de máxima potência (MPPT - Maximum Power Point Tracking) é feito a partir do ângulo de disparo dos tiristores, que controla a tensão de entrada dos inversores. Neste artigo é apresentado o estudo do método perturba e observa (P&O), aplicado em um protótipo de 2,1 kW desenvolvido para validar a proposta apresentada.

II. INVERSOR COMUTADO PELA REDE

O inversor comutado pela rede é composto por uma ponte de Graetz a tiristores e circuitos auxiliares para fazer o sincronismo da entrada em condução de cada tiristor. A tensão CC é imposta pelo conversor, dependendo apenas do ângulo de disparo e da tensão da rede (amplitude e forma), ou seja, as características de operação dos painéis fotovoltaicos não influenciam na tensão a qual lhe é imposta.

A equação que descreve o comportamento instantâneo da tensão de entrada é dada por:

( ) 6sen( 60 ) para 0 60CC Rv V (1) 360 redef t (2)

onde:

t - tempo em segundos; vcc - tensão CC de entrada em função do ângulo θ; θ - tempo normalizado em função do ângulo; α - ângulo de disparo dos tiristores; frede - frequência da rede em Hertz; VR - tensão eficaz de fase na saída (CA) do inversor. O tempo foi normalizado em função do ângulo em graus

para simplificar as notações. Em um retificador trifásico em ponte completa, a tensão CC é retificada pela tensão CA de linha (entre duas fases), além disso, seu comportamento é periódico a cada 60°, totalizando 6 pulsos em um ciclo de rede. A Figura 3 representa (1) para ângulos de disparo de 120° (Figura 3(a)) e 180° (Figura 3(b)). Por convenção, a tensão CC é considerada positiva para ângulos de disparo maiores que 90°. Isto pode ser visto na Figura 1, onde os inversores estão invertidos em relação à representação padrão de retificadores. Ângulos de disparo entre 90° e 120° não são usados, pois resultam em tensões instantâneas negativas no lado CC do inversor, podendo danificar os painéis.

Aplicando o conceito de valor médio em (1), obtém-se a tensão média de entrada do inversor:

2,34 cos αCC RV V (3)

onde VCC é a tensão média CC de entrada.

Fig. 3. Formas de onda de tensão e corrente de entrada do inversor comutado pela rede, para o ângulo de disparo de (a) 120° e (b) 180°.

A Figura 4 mostra as formas de onda da tensão e corrente no lado CA para 120° e 180° respectivamente. Com ângulos de disparo menores que 180°, o fator de potência é indutivo e diretamente proporcional ao cosseno de α.

Considerando que a corrente CC de entrada não possui ondulações, a função da corrente CA no tempo pode ser descrita pela decomposição em série de Fourier [27]:

4 ππ 6

1,3,5...

(θ) cos senI kCCAn k

ki k

(4)

onde:

iAn - corrente CA de saída do em função do ângulo θ; ICC - corrente CC de entrada do inversor;

0 60 120 180 240 300 3600

Ângulo (°)

Tens

ão (V

) VCC

ICC

0 60 120 180 240 300 360Ângulo (°)

Cor

rent

e (A

)

VCCICC

a) = 120° b) = 180°


203

k - número ímpar referente à componente harmônica. Esta equação é válida para as correntes de todas as fases

dos inversores, desde que se aplique a defasagem referente à fase em questão. O termo cos(kπ/6) é igual a zero quando k for múltiplo de 3, mostrando que além dos harmônicos pares, os múltiplos de 3 também apresentam amplitude nula. Esta é uma característica da simetria da forma de onda deste retificador. A corrente eficaz de saída, considerando os primeiros 50 harmônicos é dada por:

0,814An CCI I (5)

onde IAn é a corrente eficaz de saída do inversor.

Nota-se que o ângulo de disparo influencia apenas na defasagem da corrente e não sua amplitude.

Fig. 4. Formas de onda de tensão e corrente de saída do inversor comutado pela rede para o ângulo de disparo de (a) 120° e (b) 180°.

III. AUTOTRANSFORMADOR DE 18 PULSOS

O autotransformador é responsável por gerar 3 sistemas trifásicos defasados de 20° entre si, de forma a obter uma entrada CC total com 18 pulsos. Na configuração em Y, é possível conectar os enrolamentos de forma a aumentar a tensão nos subsistemas, denominada de conexão diferencial aberta ou também, criar os subsistemas com tensões menores, através das conexões diferenciais fechadas [22]. A conexão Y-diferencial fechada foi escolhida por apresentar subsistemas com tensões menores que da rede.

Tensões no Autotransformador A.A defasagem de 20° entre os subsistemas trifásicos são

obtidas pela combinação fasorial da tensão dos enrolamentos.

VR1

VRn

VR2

VB2VC1

20°20°

VS1

VSnVS2VB

VC2

VA1VT1

VTn

VT2

VC

VB1

VAn

VBn

VCn

100°

120º

Fig. 5. Diagrama fasorial da tensão dos enrolamentos do autotransformador.

Para ficar mais claro, a Figura 5 apresenta o diagrama fasorial do autotransformador, mostrando como os subsistemas trifásicos 1, 2 e n são formados.

Através de relações trigonométricas, é possível obter as relações de transformação necessárias para obter as defasagens desejadas. A Tabela I apresenta as relações de transformação para a fase A do autotransformador, porém estas relações são válidas para os enrolamentos das demais fases.

TABELA I Relações de Transformação dos Enrolamentos do

Autotransformador VA1, VA2 𝑉𝑉𝐴𝐴 ∙ sen(20°)/sen(100°) 0,3473VA

VAn 𝑉𝑉𝐴𝐴 − 𝑉𝑉𝑅𝑅𝑅𝑅 0,1206VA VR1, VR2, VRn 𝑉𝑉𝐴𝐴 ∙ sen(60°)/sen(100°) 0,8794VA

N20° 𝑉𝑉𝐴𝐴/𝑉𝑉𝐴𝐴1 2,8794 N0° 𝑉𝑉𝐴𝐴/𝑉𝑉𝐴𝐴𝑅𝑅 8,2819

As formas de onda de tensão da fase R dos subsistemas 1,

2 e n são apresentadas na Figura 6.

Fig. 6. Tensão na fase R dos subsistemas 1, 2 e n, geradas pelo autotransformador.

Correntes do Autotransformador B.As correntes de saída dos inversores, apresentadas na

Figura 4, entram nos enrolamentos secundários conforme a Figura 1. Já a corrente do enrolamento primário de cada fase é formada pela soma das correntes dos secundários da respectiva fase, referidas ao primário:

1 2

20 0

( )( ) ( )( ) AnA A

LAii ii

N N

(6)

1 2

20 0

( )( ) ( )( ) BnB B

LBii ii

N N

(7)

1 2

20 0

( ) ( ) ( )( ) C C Cn

LCi i i

iN N

(8)

onde:

iL(A,B,C) - correntes nos enrolamentos primários; i(A,B,C)1 - correntes nos secundários adiantados em 20°; i(A,B,C)2 - correntes nos secundários atrasados em 20°; i(A,B,C)n - correntes nos secundários em fase; N20° - relação de transformação VA/VA(1,2); N0° - relação de transformação VA/VAn. A Figura 7 mostra a tensão e a corrente no enrolamento

LA. Seguindo o circuito apresentado na Figura 1, verifica-se

que a corrente injetada na rede é composta pela soma de todas as correntes que entram no nó de cada fase, sendo descritas matematicamente por:

0 60 120 180 240 300 360

0

Ângulo (°)

Tens

ão (V

) vRn()

iAn()

0 60 120 180 240 300 360Ângulo (°)

Cor

rent

e (A

)vRn()

iAn()

a) = 120° b) = 180°

0 60 120 180 240 300 360Ângulo (°)

Tens

ão (V

)

vR1() vR2()

vRn()


204

Fig. 7. Tensão e corrente no enrolamento LA.

1 2( ) ( ) ( ) ( ) ( )A LA C B Ani i i i i (9) 1 2( ) ( ) ( ) ( ) ( )B LB A C Bni i i i i (10) 1 2( ) ( ) ( ) ( ) ( )C LC B A Cni i i i i (11)

onde: i(A,B,C) são as correntes de saída do autotransformador.

A Figura 8 apresenta a forma de onda da tensão e da corrente injetada na fase A da rede. As amplitudes dos harmônicos da corrente injetada na rede são mostradas na Figura 9.

Fig. 8. Tensão e corrente injetada na fase A da rede

Fig. 9. Amplitude dos harmônicos da corrente injetada na fase A da rede.

As amplitudes dos harmônicos de ordem 17 e 19 são respectivamente 5,88% e 5,26% da amplitude da corrente na frequência fundamental. Estes valores não atendem às normas de injeção de harmônicos na rede elétrica, IEEE 1547-2003, sendo necessária, a utilização de um filtro na saída do conversor. Considerando os 50 primeiros harmônicos, o valor eficaz da corrente injetada na rede é dado por:

2,066A CCI I (12)

onde IA é a corrente eficaz de saída do autotransformador.

A DHT da corrente de saída é 10,05%, obtida com auxílio de software de cálculo numérico a partir de (9).

Potência Processada pelo Autotransformador C.Considerando o sistema equilibrado, a potência aparente

total nos enrolamentos secundários e primários é respectivamente:

1 16 3S A A An AnS V I V I (13)

3P LA LAS V I (14)

onde: SS - potência aparente total nos secundários; SP - potência aparente total nos primários; VA(1,n),LA - tensão eficaz sobre o enrolamentos; IA(1,n),LA - corrente eficaz nos enrolamentos. De acordo com [25], a potência processada pelo núcleo é a

média das potências do primário e secundário:

2

S PT

S SS

(15)

onde ST é a potência total processada pelo núcleo.

Substituindo (3), (13) e (14) em (15) e usando os valores da Tabela I, obtém-se a potência total processada pelo núcleo em função das tensões e correntes de entrada do conversor:

0,656T CC CCS V I (16)

Três bancos de painéis fornecem energia ao sistema,

portanto, então, a potência total fornecida pelos painéis é:

3CC CC CCP V I (17)

onde: PCC - potência total fornecida pelos painéis. A relação entre a potência total processada pelo núcleo é

obtida pela razão entre a potência total processada pelo núcleo e a potência total:

0,219T CCS P (18)

A equação (18) mostra que apenas 21,9% da potência total

fornecida ao sistema é processada pelo núcleo do autotransformador, resultando em uma redução no volume de ferro.

A defasagem entre tensão e corrente é o próprio ângulo α, logo, o fator de potência FP é dado por:

2

cos α0,995cos α

1FP

DHT

(19)

IV. DESEQUILÍBRIO NAS CORRENTES DE ENTRADA

Uma situação bastante recorrente é quando há uma diferença entre as correntes fornecidas pelos três inversores. Este desequilíbrio faz com que não ocorra a anulação completa dos harmônicos que seriam cancelados pela conexão do autotransformador (harmônicos de ordem 6k±1, exceto os de ordem 18k±1, que não são cancelados em nenhuma condição no conversor de 18 pulsos). A relação entre o desequilíbrio de ICC e a amplitude dos harmônicos é não linear, portanto, serão apresentadas duas situações para ilustrar o efeito deste desequilíbrio:

Situação 1: Corrente do inversor 1 (ICC1) com a amplitude variando de 0 até o valor nominal e ICC2 e

-0,5

0

0,5

Cor

rent

e (p

u)

iLA()

vA()

0 60 120 180 240 300 360

-1

0

1

Tens

ão (p

u)

Ângulo (°)

-3 0 3

Cor

rent

e (p

u)

(a)

iA() vA()

0 60 120 180 240 300 360

-1

0

1

Tens

ão (p

u)

Ângulo (°)

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

5

Ordem

Am

plitu

de (%

)

(b)

iA: DHT = 10,05 %


205

ICCn, com amplitudes fixas no valor nominal (Figura 10);

Situação 2: Corrente nos inversores 1 e 2 (ICC1 e ICC2), com amplitude variando de 0 até o valor nominal e ICCn, com amplitude fixa no valor nominal (Figura 11).

Os harmônicos pares e múltiplos de 3 já são cancelados pela simetria da forma de onda do inversor, portanto, não sofrem influência em situações de desequilíbrio. Conforme (4), estes harmônicos aparecerão apenas com assimetrias na forma de onda de ICC, onde o termo cos(kπ/6) é igual a zero para valores de k múltiplos de 3. Os harmônicos de ordem 18k±1 não são cancelados pelo autotransformador, portanto, também não sofrem influência em condições de desequilíbrio, sendo necessário um filtro para se adequarem à IEEE 1547-2003 [28].

À medida que o desequilíbrio aumenta a amplitude dos harmônicos também aumenta. Ao zerar a amplitude de dois inversores, a forma de onda da corrente possui o mesmo espectro harmônico que um conversor de 6 pulsos. Com dois inversores fornecendo 60% da corrente nominal, os harmônicos ainda atendem a IEEE 1547-2003. Na prática, devido aos painéis estarem localizados em áreas próximas, espera-se que não ocorra um desequilíbrio tão grande entre as correntes.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000

5

10

Am

plitu

de(I A

%) h = 5

h = 7

h = 11h = 13

h = 17

h = 19

Corrente ICC1 (%)

Limite individual de cada harmônico- IEEE 1547-2003

Fig. 10. Amplitude dos harmônicos na corrente IA em função da variação da corrente ICC1, mantendo as correntes ICC2 e ICCn fixas no valor nominal.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000

5

10

15

20

Am

plitu

de(I A

%)

h = 5h = 7h = 11

h = 13

h = 17h = 19

Corrente ICC1 e ICC2 (%)

Limite individual de cada harmônico- IEEE 1547-2003

Fig. 11. Amplitude dos harmônicos na corrente IA em função da variação das correntes ICC1 e ICC2, mantendo a corrente ICCn fixa no valor nominal.

V. PAINÉIS FOTOVOLTAICOS

Esta seção apresenta o comportamento característico do painel fotovoltaico SW130 fabricado pela Solarworld [29]. Os principais modelos matemáticos de um painel fotovoltaico são o single-diode model (SDM) [30], [31] e o double-diode model (DDM) [32], [33].

A Figura 12 e a Figura 13 apresentam os gráficos de potência versus tensão para diferentes condições de temperatura e irradiação respectivamente.

Tensão (V)0 5 10 15 200

50

100

150

Potê

ncia

(W) PMP(17,5 ; 130,3)

(13,5 ; 98,43)

Fig. 12. Curvas P-V do painel SW130 para diferentes condições de irradiação, a 25 °C.

As curvas foram obtidas pelo método apresentado em [30]. Um dos aspectos importantes a ser analisado é que variações na irradiação causam pequenas variações de tensão no PMP.

0 5 10 15 200

50

100

150

Potê

ncia

(W)

Tensão (V)

PMP(17,5 ; 130,3)

(16,0 ; 23,7)

Fig. 13. Curvas P-V do painel SW130 para diferentes temperaturas, com irradiação de 1000 W/m².

Para irradiações entre 1000 W/m² e 200 W/m², a tensão no PMP varia apenas 8,5% para este painel. Já as variações na temperatura ocasionam grandes variações na tensão no PMP. Com temperaturas variando de 25 °C a 80 °C, a variação na tensão é de 23%. Estes aspectos são importantes para este conversor, pois ele apresenta um intervalo de tensão limitado, com α variando de 120° a pouco menos de 180°.

VI. RASTREAMENTO DO PONTO DE MÁXIMA POTÊNCIA (MPPT)

Como mencionado anteriormente, existem diversas técnicas para o rastreamento do ponto de máxima potência fornecida pelos painéis fotovoltaicos. Como o objetivo do trabalho não é o estudo de técnicas de MPPT, mas sim, mostrar que o conversor é capaz de efetuar o MPPT, foi implementado o método perturba e observa por ser um dos mais simples de implementar e também por funcionar adequadamente, apesar de não atingir verdadeiramente o ponto de máxima potência. O fluxograma do P&O é apresentado na Figura 14.

As tensões e as correntes de entrada CC apresentam uma alta ondulação dependendo do ângulo de disparo. Devido a isto, é necessário efetuar uma filtragem, de modo a obter o valor médio lido destas variáveis. Optou-se por fazer esta filtragem digitalmente por meio do cálculo de média móvel dos valores de ICC e VCC amostrados.

Deve-se respeitar o tempo mínimo de um ciclo de rede para a atuação do MPPT, pois este é o tempo que leva para a média móvel ser calculada, após a atualização do ângulo de disparo. No projeto implementado, a amostragem é feita com 90 pontos em um ciclo de rede e a atuação do MPPT é feita a cada ciclo de rede.


206

Início

Lê vCC(k), iCC(k)

Média móvel:VCC(n), ICC(n)

PCC(n) = VCC(n) × ICC(n)

PCC(n) < PCC(n-1)

Δα = -Δα

PCC(n-1) = PCC(n)

α = α + Δα

Sim

Não

Retorna

Média móvel calculada?

Sim

Não

Fig. 14. Fluxograma do método de MPPT perturba e observa (P&O), onde k é a amostragem e n é o passo do MPPT.

VII. PROTÓTIPO DESENVOLVIDO

Para validar os estudos feitos até aqui, foi desenvolvido um protótipo de baixa potência do conversor, com as especificações presentes na Tabela II. A Figura 15 apresenta a foto do protótipo desenvolvido e a Figura 16 mostra os painéis fotovoltaicos instalados no laboratório. A potência nominal do protótipo é de 2340 W, escolhido de acordo com a disponibilidade de painéis no laboratório.

TABELA II Especificações Nominais do Conversor Tensão eficaz de fase da rede (VA) 127 V

Frequência da rede (frede) 60 Hz Máxima potência fornecida pelos painéis (PCC) 2340 W

Tensão CC para α = 170° (VCC) 261 V Máxima corrente de entrada em cada inversor (ICC) 3,00 A

Fig. 15. Protótipo desenvolvido.

Para que a qualidade da corrente injetada na rede atenda a norma IEEE 1547-2003, referente à geração distribuída, faz-se necessário o uso de um filtro de alta frequência na saída do conversor. Uma proposta é utilizar um filtro LC que apresente atenuação de 75% na frequência de 1020 Hz, para que a amplitude do harmônico de ordem 17 atenue de 5,88% para 1,5% da amplitude da fundamental, conforme é exigido pela norma. Ajustando a frequência de ressonância em 400 Hz e usando um resistor de amortecimento de 7,5 Ω, estas exigências são atendidas. Este filtro foi escolhido, devido a sua simplicidade.

Fig. 16. Instalação dos painéis fotovoltaicos no laboratório (Núcleo de Processamento de Energia Elétrica – nPEE).

O resistor de amortecimento é necessário para atenuar o pico de ressonância do filtro LC apresentado na Figura Fig. 17. Este pico de ressonância causa uma amplificação, principalmente nos harmônicos de 5ª e 7ª ordem, que não deveriam existir, mas aparecem em condições de desequilíbrio nas correntes de entrada (CC) dos inversores.

Fig. 17. Diagrama de ganho e fase do filtro LC projetado, com diferentes valores para o resistor de amortecimento.

VIII. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Nesta seção, são apresentados os resultados obtidos do protótipo desenvolvido. Os resultados experimentais estão subdivididos em: Resultados nominais, conexão com os painéis fotovoltaicos e MPPT.

As formas de onda desta seção foram obtidas com o osciloscópio Tectronix® TDS2012B e todas as medidas, incluindo, os testes da subseção D, foram feitas com 2 analisadores de energia Tectronix® PA4000, onde um é usado para medir as correntes e tensões de entrada e outro, para medir a saída do conversor.

De forma a adequar os níveis de tensões da rede, foi conectado um autotransformador com tensão variável trifásico (varivolt) de 3 kVA na saída do conversor. Este autotransformador insere uma impedância em série com o sistema de 0,4Ω e 1 mH. A rede em que o conversor é conectado vem de um transformador de 30 kVA, cuja impedância é de 0,04 Ω e 107 µH.

Nos testes feitos em condições nominais de projeto e nos testes feitos para validação do funcionamento do MPPT foi utilizada uma fonte de corrente com alta indutância de saída, gerando correntes com baixa ondulação. Os painéis fotovoltaicos, por sua vez, foram conectados diretamente nas

-20

0

20

40

Gan

ho (d

B)

101 102 103-180-135

-90-45

0

Frequência (Hz)

Fase

(°)

Rf = 0,5 ; Rf = 7,5 ; Rf = 30

Acionamento e MPPT

Conexões dos painéis

Autotransformador

Inversores


207

entradas CC dos inversores, onde não foi utilizado nenhum capacitor em paralelo e nenhuma indutância em série.

A configuração de testes segue o esquema apresentado na Figura 2, acrescentando apenas um varivolt entre a rede e as conexões de saída do filtro LC do conversor. Além desta modificação, alguns resultados são obtidos sem o filtro LC, ou seja, com o varivolt conectado diretamente aos terminais do autotransformador.

Resultados em Condições Nominais A.Este teste foi realizado, utilizando uma fonte de corrente

com baixa ondulação na entrada CC dos inversores. As tensões das fases R1, R2 e Rn são apresentadas na Figura 18. A tensão VR1 está 20,73° adiantado e a tensão VR2 está 20,73° atrasada, ambas em relação à VRn.

CH1 (60V/div), CH2 (60V/div), CH3 (60V/div), Tempo

(2,5ms/div) Fig. 18. Tensões nas fases R dos subsistemas 1, 2 e n.

A tensão e a corrente de entrada do inversor 1 são mostradas na Figura 19(a). As tensões nos demais inversores apresentam comportamento semelhante. Nota-se que a corrente apresenta uma ondulação assimétrica, isto ocasiona o aparecimento de harmônicos múltiplos de três. A Figura 19(b) apresenta a tensão e a corrente de saída CA do inversor 1. O ângulo de disparo dos tiristores é aproximadamente 170°, ocasionando um deslocamento em torno de 10° entre tensão e corrente. Este foi o ângulo máximo obtido para o disparo dos tiristores, sendo este, limitado pelo efeito da comutação dos tiristores. As formas de onda de corrente e tensão de saída do conversor podem ser vistas na Figura 19(c), nota-se que a ondulação presente na corrente CC, suaviza a corrente CA, diminuindo sua DHT.

A Figura 19(b) e a Figura 19(c) mostram notchs na tensão VA que são causados pela comutação dos tiristores. As formas de onda da corrente antes do filtro e após a passagem pelo filtro LC, assim como a tensão após o indutor de filtragem medido diretamente na rede, são apresentadas na Figura 19(d). Nestes casos, os notchs da tensão VA não são vistos pela rede. Isto ocorre devido à alta impedância do filtro LC, principalmente do indutor (16 mH), que por ser muito maior que da rede (aproximadamente 1,1 mH sendo 0,1 mH proveniente da rede e 1 mH do autotransformador), acaba confinando no indutor, a queda de tensão (notchs) devido à variação de corrente durante a comutação dos tiristores.

CH1 (60V/div), CH2 (60V/div), CH3 (60V/div), Tempo (2.5ms/div)

CH1 (500mA/div), CH2 (60V/div), Tempo (2,5ms/div)

(a)

CH1 (5A/div), CH2 (60V/div), Tempo (2,5ms/div)

(c)

CH1 (5A/div), CH2 (5A/div), CH3 (5A/div), Tempo (2,5ms/div)

(e)

CH1 (2A/div), CH2 (60V/div), Tempo (2,5ms/div)

(b)

CH1 (5A/div), CH2 (60V/div), CH3 (5A/div), Tempo (2,5ms/div)

(d)

CH1 (5A/div), CH2 (60V/div), CH3 (5A/div), Tempo (2,5ms/div)

(f)

Fig. 19.(a) Tensão e corrente de entrada no inversor 1. (b) Tensão e corrente na fase R do inversor 1. (c) Tensão e corrente de saída na fase A do autotransformador. (d) Comparação entre a corrente de saída da fase A antes e depois do filtro LC. (e) Corrente injetada nas três fases da rede, antes da passagem pelo filtro. (f) Corrente injetada nas três fases da rede após a passagem pelo filtro LC.

CH1 (500mV/div), CH2 (60V/div), Tempo (2.5ms/div)

CH1 (5A/div), CH2 (60V/div), Tempo (2.5ms/div)

CH1 (5A/div), CH2 (5A/div), CH3 (5A/div), Tempo (2.5ms/div)


CH1 (60V/div), CH2 (5A/div), CH3 (5A/div), Tempo (2.5ms/div)

CH1 (5A/div), CH2 (5A/div), CH3 (5A/div), Tempo (2.5ms/div)

IfA

IA

VA

IfB IfC IfA IB IC IA

IfA VA

ICC1 VCC1

IC1 VR1

VR2

VRn

VR1


208

A Figura 19(e) apresenta as formas de onda de corrente nas três fases de saída antes da passagem pelo filtro e a Figura 19(f), após a passagem pelo filtro.

O resumo dos resultados obtidos é apresentado na Tabela III. O rendimento total do conversor, desconsiderando o filtro, é de 97,66%. O filtro LC diminui o rendimento em 3,3%, com perdas totais de 81,9 W, das quais 2,9% (72 W) são perdas resistivas do indutor e 0,4% (9,9 W) são perdas do resistor de amortecimento. O indutor utilizado para esta aplicação apresenta uma elevada resistência série (600 mΩ). Salienta-se que o mesmo não foi desenvolvido para esta aplicação, sendo utilizado apenas para validar o funcionamento da filtragem e adequação às normas.

Os harmônicos de corrente são apresentados na Figura 20, onde é feita uma comparação com os limites individuais de cada harmônico recomendados pela norma IEEE 1547-2003. A corrente IA apresenta harmônicos múltiplos de três, que são originários da assimetria da corrente ICC e harmônicos de ordem 5, 7, 11, etc, que têm origem principalmente no desequilíbrio entre as correntes ICC1, ICC2 e ICCn, como pode ser visto na Tabela III.

TABELA III Resumo dos Resultados Experimentais

Fase A Fase B Fase C Inv. 1 Inv. 2 Inv. n Tensão (V) 135,2 135,2 136,9 284,0 284,0 280,0

Corrente (A) 6,09 6,09 6,02 2,96 2,99 2,87 Potência Ativa (W) 805,0 811,0 808,0 836,0 847,0 799,0 Potência Aparente

(VA) 822,5 823,8 824,6 - - -

Potência Reativa (VAr) 168,0 147,0 168,0 - - -

Ângulo de fase 168,2 169,7 168,3 - - - Fator de Potência 0,979 0,984 0,979 - - -

Potência Ativa Total (W) 2424,0 2482,0

Perdas (W) 58,0 Eficiência 97,66%

Após a passagem pelo filtro LC, todos os harmônicos

atendem a norma IEEE 1547-2003, assim como a THD. Nota-se que os harmônicos de ordem 3, 5 e 7, apresentam uma amplificação após a passagem pelo filtro, isto ocorre devido à frequência de ressonância, como pode ser visto na Figura 20.

Fig. 20. Amplitude dos harmônicos da corrente injetada na rede.

Painéis Fotovoltaicos B.Nesta seção, serão apresentados os resultados obtidos com

os painéis fotovoltaicos conectados diretamente aos terminais de entrada dos inversores. Devido à disponibilidade no laboratório, cada inversor foi alimentado por seis painéis SW130 da Solarworld (Figura 13), conectados em série. Isto

aumentou consideravelmente a corrente no inversor, reduzindo a eficiência, pois o mesmo não foi projetado para esses níveis de corrente.

A tensão no PMP deste painel é 17,5 V a 1000 W/m² e 25°C. Com seis painéis em série, esta tensão será 105 V e para que o conversor possa operar corretamente, a tensão rede (VA) deve ser reduzida devido a esta limitação. De acordo com (1), a tensão da rede VA ficou em torno de 48 V, para que o pico de tensão não ultrapasse a tensão de circuito aberto do painel. A tensão CC média nominal de cada inversor é 261 V de acordo com a Tabela II, assim, são necessários pelo menos 15 painéis conectados em série para atingir esta tensão e o conversor operar na condição nominal de tensão.

A corrente no PMP nesta condição é 7,49 A, mas devido às condições climáticas, não foi possível atingir estes níveis de corrente. Um ângulo de disparo fixo em 160° foi utilizado de forma que o painel trabalhasse próximo ao PMP nas condições climáticas do momento do ensaio. A Figura 21, apresenta a tensão e a corrente do inversor 1. A tensão média é 99,4 V e a corrente média é 3,76 A. Nota-se que a corrente apresenta uma ondulação, que corresponde à característica da curva do painel fotovoltaico. Quanto mais próximo da tensão de circuito aberto do painel, maior será esta ondulação de corrente.

CH1 (1A/div), CH2 (15V/div) Tempo (2,5ms/div)

Fig. 21. Tensão e corrente de entrada no inversor 1 com os painéis fotovoltaicos conectados ao conversor

CH1 (5A/div), CH2 (20V/div) Tempo (2,5ms/div)

Fig. 22. Tensão e corrente de saída da fase A da rede com os painéis fotovoltaicos conectados ao conversor

Fig. 23. Amplitude dos harmônicos da corrente injetada na rede, com os painéis fotovoltaicos conectados na entrada do conversor.

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

5

Ordem

Am

plitu

de (%

)

IA: DHT = 8,76 %

IfA: DHT = 3,93 %IEEE 1547-2003: DHTmax = 5,0 %



0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

5

Ordem

Am

plitu

de (%

)

IEEE 1547-2003: DHTmax = 5,0 %IA(160°): DHT = 10,02 %

VCC1 ICC1

VA IA


209

A Figura 22 apresenta a tensão e a corrente de saída do conversor. A tensão eficaz é 44,7 V e a corrente eficaz, 7,79 A. Os harmônicos desta corrente são apresentados na Figura 23.

Os harmônicos de ordem 3, 5 e 7, apresentam uma amplitude maior do que o esperado e a DHT é 10,02%.

Operação com o Emulador de Curvas Características dos C.Painéis Fotovoltaicos

Inicialmente, o teste do MPPT foi realizado com a utilização de um emulador das curvas características de painéis fotovoltaicos desenvolvido no laboratório exclusivamente para esta aplicação. Foi criado este ambiente controlado para verificar exclusivamente o funcionamento do MPPT. Os resultados obtidos são apresentados na Figura 24 e o resumo na Tabela IV.

Fig. 24. Operação do método de MPPT P&O no inversor 1.

A Figura 24 mostra que foram feitas três transições no ponto de operação dos painéis fotovoltaicos. A curva A está sob irradiação de 200 W/m² a 80°C, a curva B, 600 W/m² a 80°C e a curva C, 600 W/m² a 25°C. A operação do conversor inicia no ponto 1, alcançando o ponto de máxima potência e oscilando sobre ele até ocorrer a mudança para a curva B, passando a operar no ponto 2. O conversor alcança novamente o ponto de máxima potência para esta condição. A última etapa ocorre na mudança para a curva C, onde o conversor passa a operar no ponto 3 e vai percorrendo a curva, até chegar ao PMP, representado pelo ponto 4 da Figura 24.

TABELA IV Resultados no PMP do Inversor 1

Curva 1ϕ IMPPT (A)

VMPPT (V)

α (°) FP 1ϕ PMPPT (W)

A 1,44 70,2 131 0,660 101,2 B 4,36 78,0 136 0,733 340,4 C 4,46 102,8 165 0,966 458,1 A Figura 24 mostra o conversor rastreando o ponto de

máxima potência no inversor 1, através da variação no ângulo de disparo. Na curva A, ocorreu uma maior oscilação no PMP devido à baixa precisão do hardware, para a aquisição de sinais com baixas amplitudes.

O emulador desenvolvido apresenta uma dinâmica lenta, não representando o comportamento dinâmico dos painéis.

MPPT com os Painéis Fotovoltaicos D.Estes testes foram realizados por um período de

aproximadamente 30 minutos, com o os painéis fotovoltaicos conectados diretamente ao conversor. A tensão de saída CA é cerca de 48 V e os resultados da entrada CC do conversor são apresentados nas Figuras 25 à 28.

Fig. 25. Tensão de entrada dos três inversores.

Fig. 26. Corrente de entrada dos três inversores.

Fig. 27. Potência de entrada nos três inversores.

Fig. 28. Fator de potência das três fases de saída do conversor.

A tensão de entrada é mostrada na Figura 25 e a corrente, na Figura 26. A Figura 27 mostra que ao longo dos testes, a potência dos painéis foi caindo gradativamente, isto ocorreu devido à queda da irradiação. Em alguns pontos, é possível notar uma maior atuação do MPPT. A variação do ângulo de disparo pode ser vista na Figura 28, que apresenta o fator de potência da saída. O ângulo de disparo variou de 136° (FP = 0,72) a 144° (PF = 0,8). Este ponto de operação foi escolhido para que o conversor trabalhasse com um uma boa faixa de variação.

IX. CONCLUSÕES

Os testes iniciais, em condições nominais de projeto, validaram o funcionamento do conversor e principalmente,

0

2

4

Corr

ente

(A)

A B C1

23 4 600 W/m² a 25 ºC

600 W/m² a 80 ºC

200 W/m² a 80 ºC

0 20 40 60 80 100 1200

200

400

Tensão (V)

Potê

ncia

(W)

A B C1

23

4

15:53 15:58 16:03 16:09 16:14 16:19 16:24 16:2980

85

90

95

100

Tempo (Horas)

Tens

ão (V

)

(a)

Inversor 1, Inversor 2, Inversor n

15:53 15:58 16:03 16:09 16:14 16:19 16:24 16:29

4,0

4,5

5,0

Tempo (Horas)

Cor

rent

e (A

)

(b)


15:53 15:58 16:03 16:09 16:14 16:19 16:24 16:29300

350

400

450

500

Tempo (Horas)

Potê

ncia

(W)

(c)


15:53 15:58 16:04 16:09 16:14 16:19 16:24 16:29 0,7

0,75

0,8

0,85

Tempo (Horas)

Fato

r de

Potê

ncia

(d)

Fase A, Fase B, Fase C


210

seu alto rendimento, 97,66%. Vale ressaltar que em sistemas de maior potência esse rendimento tende se elevar, principalmente pela diminuição das perdas que ocorrem tipicamente em transformadores e autotransformadores de alta potência. Com a utilização do filtro de alta frequência, é possível atender as exigências da norma IEEE 1547-2003 referente às amplitudes dos harmônicos de corrente injetados na rede.

Os testes seguintes validaram o funcionamento do conversor operando com os painéis fotovoltaicos e fazendo o MPPT, mostrando que ele é capaz de fazer o rastreamento do ponto de máxima potência dos painéis fotovoltaicos através do ângulo de disparo. O método de MPPT utilizado foi o P&O, mas podem ser utilizados outros métodos, inclusive métodos que dispensam o uso de sensores de corrente. A redução no ângulo de disparo ocasiona uma redução do fator de potência, que está diretamente ligado ao deslocamento entre a tensão e a corrente de saída. Este efeito pode ser minimizado, com a utilização de técnicas simples para correção de fator de potência, como a conexão de capacitores em paralelo.

Apesar da redução no fator de potência, a alta eficiência, simplicidade, robustez e baixo custo em relação aos conversores comutados em alta frequência, tornam o conversor proposto, uma solução atrativa para a geração fotovoltaica, principalmente, quando se deseja fazer o processamento de potências de até 100 kW, faixa que dispensa o uso de isolação galvânica, onde o uso de tiristores, e autotransformadores comutados em baixa frequência, tendem a apresentar rendimento superior e vantagens financeiras em relação a IGBTs comutados em alta frequência.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem à Universidade do Estado de Santa

Catarina, aos órgãos financiadores do grupo de pesquisa FAPESC e FITEJ e ao CNPQ pelo financiamento do projeto.

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DADOS BIOGRÁFICOS

Lucas Lapolli Brighenti, nascido em 01/12/1986 em São Joaquim-SC, Brasil, possui graduação (2011) e mestrado (2014) em Engenharia Elétrica pela Universidade do Estado de Santa Catarina (UDESC) em Joinville-SC. Atualmente é doutorando em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC) em Florianópolis-SC. Trabalhou, de 2011 a 2014 na Supplier Ind. E Com. de Eletroeletrônicos como projetista de fontes baseadas em conversores estáticos. Suas áreas de interesse incluem Conversores Estáticos e Energias Renováveis. Alessandro Luiz Batschauer, Recebeu os graus de Engenheiro Eletricista, Mestre e Doutor em Engenharia Elétrica em 2000, 2002 e 2011 respectivamente, pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC). Atualmente é Professor no Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Santa Catarina (UDESC) desenvolvendo atividades de pesquisa junto ao Núcleo de Processamento de Energia Elétrica (nPEE). É membro da SOBRAEP e do IEEE. Marcello Mezaroba, nascido em Videira, SC em 1972. Recebeu os graus de Engenheiro Eletricista, Mestre e Doutor em Engenharia Elétrica em 1996, 1998 e 2001 respectivamente, pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC). Atualmente é Professor Associado no Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Santa Catarina (UDESC). Suas áreas de interesse incluem comutação suave, condicionadores de energia, fontes de alimentação, controle de conversores e microrredes de energia.


212

CONEXÃO DE AEROGERADORES DE PEQUENO PORTE EM MICRORREDES DE CORRENTE CONTÍNUA UTILIZANDO UM

RETIFICADOR TRIFÁSICO MODULAR SEPIC

Paulo J. S. Costa1, Telles B. Lazzarin2, Flabio A. B. Batista3, Carlos H. Illa Font1 1Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Ponta Grossa – PR, Brasil

2Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis – SC, Brasil 3Instituto Federal de Santa Catarina, Florianópolis – SC, Brasil

e-mail: [email protected], [email protected], [email protected], [email protected]

Resumo – Este artigo apresenta a aplicação de um retificador trifásico modular SEPIC na conexão de aerogeradores de pequeno porte em microrredes de corrente contínua. Pela característica modular, o retificador deve ser alimentado por um sistema trifásico a seis fios, obtido do gerador síncrono de imãs permanentes com enrolamentos em aberto. Nesta aplicação, este retificador apresenta as vantagens de utilizar as indutâncias do gerador como indutâncias de filtro de entrada do retificador, de apresentar correntes de entrada com o mesmo formato das tensões e em fase sem a utilização de um sistema de controle de corrente, de simplicidade de controle e de modulação PWM e, devido à característica modular, de operar com falta de fase sem a utilização de técnicas adicionais de controle. Como desvantagens, pela operação no modo de condução descontínuo, pode não apresentar elevado rendimento para potências elevadas e/ou baixas tensões de entrada. O artigo apresenta a análise teórica, a modelagem para controle e os resultados experimentais de um protótipo operando com potência nominal de 1,5 kW, com 110 V de tensão de entrada, 200 V de tensão de saída e 50 kHz de frequência de comutação.

Palavras-Chave – Aerogerador, Microrrede CC, Modo de Condução Descontínua, Retificador Modular, Retificador Trifásico, SEPIC.

CONNECTION OF SMALL-SCALE WIND TURBINES IN DC MICROGRIDS USING A THREE-PHASE PHASE-MODULAR SEPIC

RECTIFIER Abstract – This paper presents the results of the

application of a three-phase phase-modular SEPIC rectifier in the connection of small-scale wind turbines in DC microgrids. It requires a six-wire three-phase connection at the input, which is performed by the permanent magnet synchronous generator with open-winding configuration. In this application, the rectifier presents the advantages of using the inductances of the generator as input filter inductors of the rectifier, providing input currents with the same shape as the


voltages and in phase without the use of current control system, simplicity of control and PWM modulation and, due the phase-modular characteristic, operating with phase fault without the use of additional control techniques. As disadvantages, due to the operation in discontinuous conduction mode, low efficiency in high power and/or low input voltages specifications. The paper discusses the theoretical analysis, the modeling and the experimental results of a prototype operating with rated power of 1.5 kW, 110 V input voltage, 200 V output voltage and 50 kHz switching frequency.

Keywords – DC Microgrid, Discontinuous Conduction

Mode, Phase-Modular Rectifier, SEPIC, Small-Scale Wind Generator, Three-Phase Rectifier.

I. INTRODUÇÃO

O uso de energias renováveis em pequena, média e grande

escala é uma solução sustentável para o aumento da geração de energia elétrica no mundo. No caso específico da geração em pequena escala, ela permite que usuários (consumidores) de energia possam usar suas casas, fazendas e comércios para produzir energia elétrica e, assim, reduzir suas tarifas, cooperar com o sistema de geração de energia e contribuir com o meio ambiente [1], [2].

Uma opção emergente na geração de baixa escala é o uso de aerogeradores de pequeno porte (APP) da ordem de 1 a 15 kW (denominados na literatura de small wind turbines (SWT)). O mercado mundial de pequenos aerogeradores cresce a uma taxa de 20% ao ano, tendo a perspectiva de 2,8 GW de capacidade instalada no mundo em 2020 deste tipo de fonte, sendo que somente a China terá em torno de 500.000 unidades [3]-[5]. Os aerogeradores de pequeno porte operam com velocidade variável e a sua conexão com a rede elétrica é realizada através de conversores estáticos com sistemas de controles de máxima potência gerada, de correntes drenadas do gerador e de corrente injetada na rede [5]. Além disto, as soluções empregadas devem ser simples, robustas e de baixo custo. Assim, pesquisas estão sendo desenvolvidas em termos de integração de conversores e de estratégias de controle [6]-[9], de novas topologias e de novas estruturas do sistema completo [10], [11], de estudos específicos para os estágios


213

CA-CC [12]-[18] e CC-CA [8], com intuito de atender esta nova demanda dos aerogeradores de pequeno porte.

Em conjunto com as novas formas de geração de energia elétrica, o moderno sistema de distribuição discutido na literatura defende a geração distribuída, tanto em pequena quanto em grande escala, principalmente as provenientes de fontes renováveis, e torna o sistema de distribuição em redes inteligentes. Estes modernos sistemas serão divididos em microrredes, sendo a tendência natural a distribuição de energia em corrente alternada, pois serão evoluções do sistema atual. Entretanto, devido ao grande número de microgeração e de cargas em corrente contínua, a implementação de microrredes em corrente contínua (MRCC) é uma opção atraente do ponto de vista de conversão de energia e se apresenta como uma alternativa para o futuro das redes microrredes [1], [19], [20]. As microrredes CC utilizam valores de tensão na faixa de 200 V a 400 V, e podem ser unipolares ou bipolares.

A conexão de aerogeradores de pequeno porte nas microrredes em corrente contínua é realizada através de uma conversão CA-CC. O emprego de retificadores controlados permite impor correntes senoidais na máquina e regular a potência fornecida, sendo que a tensão CC é imposta pela microrrede. Uma solução clássica nesta conversão é o emprego de topologias retificadoras do tipo Boost, nas quais a tensão da microrrede (saída do conversor) deve ser sempre maior que a tensão do aerogerador (entrada do conversor) [21], [22]. A tensão dos aerogeradores depende do seu projeto e da velocidade do vento. Atualmente, não existe um padrão para as tensões de projeto dos aerogeradores de pequeno porte e, além disto, a tensão de saída apresenta uma grande faixa de variação em função da velocidade do vento. Adicionalmente, também não se tem padrões para as tensões das microrredes CC. Assim, soluções com retificadores do tipo Boost exigem aerogeradores com baixos valores de tensão de saída.

Uma alternativa atraente para os retificadores ativos do APP são as topologias derivadas do conversor SEPIC, pois elas operam como abaixadoras/elevadoras de tensão e não necessitam de circuitos de partida complexos para limitar a corrente de entrada durante este transitório. No modo de condução descontínuo (MCD), estes retificadores impõem correntes com o mesmo formato e fase das tensões alternadas de entrada do aerogerador (sem a necessidade de controle). O retificador SEPIC possui a versão clássica monofásica em MCD [23], [24], versão monofásica no modo de condução contínuo (MCC) [25], versões monofásicas modificadas que melhoram suas características (alguns exemplos em [26], [27]), versões trifásicas [28] e versões trifásicas isoladas [29].

Neste contexto, este trabalho propõe o emprego do retificador SEPIC modular, operando no MCD, para a conexão de um aerogeradores de pequeno porte (1,5 kW) a uma microrrede de corrente contínua. A estrutura do conversor, análise teórica, modelo dinâmico, estratégia de controle e verificação experimental serão abordados a seguir.

II. ANÁLISE DO RETIFICADOR TRIFÁSICO

MODULAR SEPIC O retificador trifásico modular SEPIC é apresentado na

Figura 1. O retificador é unidirecional em corrente e possui

três interruptores controlados. Na sua entrada, é alimentado por um sistema trifásico a seis fios, obtido do gerador síncrono de imãs permanentes com enrolamentos em aberto [14]. As indutâncias de entrada do retificador SEPIC (Lia, Lib e Lic) podem, nesta aplicação, serem eliminadas e as próprias indutâncias do gerador podem ser utilizadas como indutâncias de entrada do retificador SEPIC [11], [15], [18].

Quando opera no MCD, este retificador tem as correntes de entrada seguindo naturalmente as respectivas tensões de entrada, de forma que não existe a necessidade de utilização de sensores de corrente e de um sistema de controle de corrente para se obter elevado fator de potência [23], [24], [29].

Pela característica modular, o retificador trifásico pode ser analisado e projetado como três módulos independentes (monofásicos), sendo que cada módulo processa um terço da potência total de saída [21].

Para realizar a análise teórica, considera-se a operação do retificador em 30o do período da tensão alternada de entrada, como indicado na Figura 2. Assumindo que a análise será efetuada no setor onde 60o < ω.t < 90o, as tensões alternadas de entrada têm o seguinte comportamento: Va > Vb > Vc . (1)

A. Etapas de Operação

No modo de condução descontínuo, o retificador trifásico SEPIC possui cinco etapas de operação, as quais são apresentadas na Figura 3.

Considera-se que o retificador opera em regime permanente e que todos os semicondutores são ideais. Assim, admite-se que os valores médios das tensões nos indutores são nulos e que as tensões nos capacitores Ci1a, Ci1b, Ci1c, Ci2a, Ci2b, Ci2c e Co são, respectivamente, Va/2, Vb/2, Vc/2, Va/2, Vb/2, Vc/2 e Vo (desconsiderando-se as ondulações de tensão nos capacitores em alta frequência).

Durante a primeira etapa de operação os interruptores encontram-se conduzindo, e os diodos de saída, bloqueados. Os indutores de entrada e de saída estão sendo carregados e as correntes nos indutores de entrada e de saída crescem segundo as relações Va/Lia, Vb/Lib, Vc/Lic, Va/Loa, Vb/Lob e Vc/Loc, respectivamente. A carga Ro é alimentada pelo capacitor Co.

A segunda etapa inicia-se no instante em que os interruptores são comandados a bloquear. Neste momento os diodos de saída entram em condução, fazendo com que a energia armazenada nos indutores de entrada e de saída seja transferida para os capacitores de entrada Ci1a, Ci1b, Ci1c, Ci2a, Ci2b e Ci2c, o capacitor Co e a carga Ro. As correntes nos indutores de entrada e de saída decrescem segundo as relações -Vo/Lia, -Vo/Lib, -Vo/Lic, -Vo/Loa, -Vo/Lob e -Vo/Loc, respectivamente.

Módulo 1 ou Bloco 1 Módulo 2 ou Bloco 2 Módulo 3 ou Bloco 3 Mód.4 ou Bl. 4

2oD

oaiL

aPoaL

iaL

aP 2i aC

4D3D

1S

2D1i aC

1oD

1D

aV

iaiL

1i bC

2S

3oD

bV 7DibL

bP

ibiL

obiL2i bC

obL

4oD

6D5D

8DbP

3S

ociL2i cC

ocL

6oD

10D1i cC

5oD

9D

cV 12DcP

11DicL

cP

iciL

oiC oiR

oC oR

Fig. 1. Retificador trifásico modular SEPIC.


214

Fig. 2. Definição do setor utilizado na análise teórica.

Etapa 1

2oD

oaiL

VS1

aPoaL

iaLoaVL

aP 2i aC

4D3D

1S

2D1i aC

1oD

1D

aV

iaVLiaiL

1i bC

VS22S

3oD

bV 7D

ibVL

ibL

bP

ibiL

obiL2i bC

obL

4oD

6D5D

8DbP

obVL VS33S

ociL2i cC

ocL

6oD

10D1i cC

5oD

9D

cV 12DcP

11D

icVL

icL

cP

iciLocVL

oiC oiR

oCoR oV

a

Etapa 2

2oD

oaiL

VS1

aPoaL

iaLoaVL

aP 2i aC

4D3D

1S

2D1i aC

1oD

1D

aV

iaVLiaiL

1i bC

VS22S

3oD

bV 7D

ibVL

ibL

bP

ibiL

obiL2i bC

obL

4oD

6D5D

8DbP

obVL VS33S

ociL2i cC

ocL

6oD

10D1i cC

5oD

9D

cV 12DcP

11D

icVL

icL

cP

iciLocVL

oiC oiR

oCoR oV

Etapa 3

2oD

oaiL

VS1

aPoaL

iaLoaVL

aP 2i aC

4D3D

1S

2D1i aC

1oD

1D

aV

iaVLiaiL

1i bC

VS22S

3oD

bV 7D

ibVL

ibL

bP

ibiL

obiL2i bC

obL

4oD

6D5D

8DbP

obVL VS33S

ociL2i cC

ocL

6oD

10D1i cC

5oD

9D

cV 12DcP

11D

icVL

icL

cP

iciLocVL

oiC oiR

oCoR oV

Etapa 4

2oD

oaiL

VS1

aPoaL

iaLoaVL

aP 2i aC

4D3D

1S

2D1i aC

1oD

1D

aV

iaVLiaiL

1i bC

VS22S

3oD

bV 7D

ibVL

ibL

bP

ibiL

obiL2i bC

obL

4oD

6D5D

8DbP

obVL VS33S

ociL2i cC

ocL

6oD

10D1i cC

5oD

9D

cV 12DcP

11D

icVL

icL

cP

iciLocVL

oiC oiR

oCoR oV

Etapa 5

2oD

oaiL

VS1

aPoaL

iaLoaVL

aP 2i aC

4D3D

1S

2D1i aC

1oD

1D

aV

iaVLiaiL

1i bC

VS22S

3oD

bV 7D

ibVL

ibL

bP

ibiL

obiL2i bC

obL

4oD

6D5D

8DbP

obVL VS33S

ociL2i cC

ocL

6oD

10D1i cC

5oD

9D

cV 12DcP

11D

icVL

icL

cP

iciLocVL

oiC oiR

oCoR oV

Fig. 3. Etapas de operação em regime permanente.

Como os valores das tensões alternadas de entrada são

distintos entre si, a energia armazenada nos elementos passivos de cada um dos três módulos também é diferente. Logo, o fim do processo de transferência desta energia em cada um dos módulos ocorre em intervalos diferentes, ou seja,

um módulo deixará de transferir energia antes do outro, até que os diodos de saídas estejam todos bloqueados.

Deste modo, o bloco três, que é alimentado pela tensão Vc, será o primeiro módulo que deixará de transferir energia para a carga Ro e para o capacitor Co. Desta forma, os diodos Do5 e Do6 serão os primeiros a bloquearem, caracterizando, desta maneira, o início da terceira etapa de operação.

A quarta etapa de operação inicia-se no momento em que as correntes dos diodos Do3 e Do4 chegam a zero, ou seja, os diodos bloqueiam e com isto, o módulo dois deixa de transferir energia para a carga Ro e para o capacitor Co.

A quinta e última etapa inicia-se no instante em que o módulo três deixa de transferir energia para o bloco quatro, assim, as correntes dos diodos Do1 e Do2 chegam a zero, bloqueando estes diodos. A carga Ro é alimentada pelo capacitor Co. Esta etapa é a etapa descontínua pois todos os semicondutores estão bloqueados.

B. Principais Formas de Onda Ideais

As principais formas de onda ideais são apresentadas na Figura 4, considerando um período de comutação. A Figura 4 apresenta as formas de onda das correntes nos interruptores controlados S1, S2 e S3; das correntes nos diodos de saída Do1, Do2, Do3, Do4, Do5 e Do6; das tensões nos interruptores controlados S1, S2 e S3; das tensões nos diodos de saída Do1, Do2, Do3, Do4, Do5 e Do6 e dos pulsos de comando dos interruptores controlados S1, S2 e S3.

C. Conexão com o Aerogerador de Pequeno Porte

Na conexão de um aerogerador de pequeno porte em uma microrrede de corrente contínua, o fluxo de potência será unidirecional, do APP para a MRCC. Assim, o retificador utilizado para esta conexão deve ser unidirecional.

Fig. 4. Principais formas de onda ideais.

1 2 3 4 5 6

aV bV cV

2

pV

2

pV-

pV

pV-

0

Setores

p 2p 3p 4p7 8 9 1 0 1 1 1 2

0

IS2IS1 IS3

IDo3=IDo4IDo1=IDo2 IDo5=IDo6

VDo3=VDo4VDo1=VDo2 VDo5=VDo6

1 2 3 4 5

2tD 3tD1D T s t= D

( )1 D T s-

T s

4tD 5tD

VS2VS1 VS3

VG1;VG2;VG3

IS3IS2

IS1

IDo1=IDo2IDo3=IDo4IDo5=IDo6

VS1VS2

VS3

VDo3=VDo4VDo5=VDo6

VDo1=VDo2

t

t

t

t

t

0

0

0

0

0


215

Este retificador deve ser responsável por realizar a conversão CA-CC com elevado fator de potência e controlar o fluxo de potência do APP para a MRCC. Portanto, é usual ele possuir uma estrutura com dois sistemas de controle: um de corrente e outro de potência, que pode englobar um controle da máxima potência extraída do APP (MPPT – Maximum Power Point Tracking).

Nos retificadores trifásicos do tipo Boost operando no modo de condução contínua (MCC), tem-se correntes com o mesmo formato e em fase com as tensões do APP por imposição de um sistema de controle de corrente que monitora duas ou três correntes, o que exige dois ou de três sensores de corrente. Nos retificadores trifásicos do tipo Boost operando em condução descontínua não existe a necessidade de um sistema de controle de corrente e, portanto, reduz-se o número de sensores e a complexidade de controle. Entretanto, as correntes drenadas do APP possuem componentes em alta frequência, que devem ser atenuadas pela utilização de um filtro LC passa-baixa. Além disto, as correntes drenadas do APP são distorcidas, por possuírem intrinsicamente uma componente de terceira harmônica.

Com a utilização de um retificador trifásico do tipo SEPIC operando em condução descontínua, como o aqui proposto, pode-se obter correntes de entrada com a mesma qualidade das correntes de um retificador Boost no MCC e com a simplicidade do sistema de controle de um conversor Boost no MCD. O retificador trifásico SEPIC no MCD não necessita de filtros adicionais de entrada, pois a corrente de entrada é contínua mesmo na operação em MCD. Entretanto, o retificador já possui um indutor e um capacitor adicionais por fase quando comparado com o retificador Boost.

A operação no MCD tem como vantagem a simplicidade no sistema de controle de corrente. Porém, a faixa de aplicação é restrita às baixas potências, uma vez que o rendimento pode ser degradado em altas potências pelo elevado valor das correntes de pico do MCD. Entretanto, nas aplicações de baixa potência, não utilizar sensores e simplificar os circuitos de controle e de modulação PWM reduzem o custo do conversor de potência e proporcionam competitividade.

A utilização de topologias com entrada em corrente, como o Boost e o SEPIC, no retificador que conecta um APP à uma MRCC permite eliminar os indutores de entrada destes conversores, pois as próprias indutâncias do gerador podem ser utilizadas como indutâncias de entrada do conversor. Neste caso, o retificador Boost não apresentaria indutores e o retificador SEPIC apresentaria três indutores.

Para o sistema de controle de potência e MPPT, usualmente deve-se medir ou velocidade do vento ou velocidade de rotação do APP e potência elétrica, geralmente obtida pela medição de tensão e de corrente.

Nos casos em que a potência extraída do vento for superior à potência processada pelo conversor, sistemas de proteção devem ser acionados. Um método clássico é frear o APP com o chaveamento de resistências de carga nos terminais de tensão alternada do APP; tal método é conhecido como dump load. Métodos de proteção mecânicos também podem ser utilizados, tais como: (i) projetar aerodinamicamente as pás, para que elas apresentem baixos coeficientes de potência em velocidades de vento elevadas; (ii) utilização de um sistema

de molas que desconecte a turbina eólica com velocidades de vento elevadas.

Nos casos em que a potência extraída do vento for inferior à potência processada pelo conversor, o sistema de controle de potência deve injetar a potência gerada na MRCC. Para maximizar a injeção de potência, métodos de rastreamento da máxima potência (MPPT) são empregados. Basicamente, estes métodos variam a velocidade de rotação do APP para garantir que este possa operar nos pontos de máxima potência para cada velocidade de vento. D. Conexão com a Microrrede de Corrente Contínua

O retificador trifásico deve também ser responsável por compatibilizar os níveis de tensão do APP e da MRCC. Em geral, os níveis de tensão do APP são menores que da MRCC, o que indica que o retificador trifásico deve ter uma característica elevadora de tensão.

O nível de tensão na MRCC é imposto pelo retificador bidirecional que conecta a MRCC no sistema elétrico de corrente alternada, no caso da operação com rede elétrica, ou pelo conversor CC-CC bidirecional que conecta a MRCC ao sistema de armazenamento de energia, no caso da operação sem rede elétrica. Portanto, a tensão na saída do retificador que conecta o APP na MRCC é imposta.

Quando se utiliza um retificador trifásico do tipo Boost, a tesão de saída do retificador deve ser maior que a tensão de pico de linha. Em geral, o retificador trifásico bidirecional que conecta a MRCC no sistema elétrico de corrente alternada também é do tipo Boost e, portanto, impõe que a tensão na MRCC seja maior que a tensão de pico de linha do sistema elétrico de corrente alternada, para o caso trifásico, e maior que a tensão de pico de fase para o caso monofásico.

Considerando-se, como exemplo, que a MRCC esteja conectada em um sistema elétrico de corrente alternada monofásico de 127 V, cujo valor de pico é de aproximadamente 180 V, a tensão na MRCC deve ficar em torno de 250 V, para a correta operação do retificador bidirecional do tipo Boost.

No lado do APP, uma opção é também usar os retificadores do tipo Boost [6], [9], [14], [17], o que garante correntes adequadas drenadas do gerador e implica que as tensões de pico de linha do APP não ultrapassem 180 V. Isto impõe que as tensões eficazes de linha sejam no máximo de 127 V, ou ainda, que as tensões eficazes de fase sejam no máximo de 74 V. Outra alternativa é o emprego de retificadores abaixadores/elevadores (como por exemplo o SEPIC) no estágio de retificação do APP [11], [15], [16], o que libera a restrição dos níveis de tensão e também garante elevado fator de potência no gerador. O desafio desta opção é integrar os métodos de MPPT do APP com as estratégias de controle do conversor.

III. PRINCIPAIS EQUAÇÕES DE PROJETO

As principais equações para o projeto do circuito de

potência são apresentadas a seguir. A. Dimensionamento dos Indutores

Os valores das indutâncias dos indutores Lia, Lib, Lic, Loa, Lob e Loc podem ser calculados, respectivamente, por:


216

pia ib ic

Lia s

V DL L L

i f= = =

D (2)

2 2

2 2 24= = =

-ia o p

oa ob ocia o s o p

L R V DL L L

L V f R V D (3)

onde: Vp - valor de pico de fase da tensão alternada de entrada; D - razão cíclica nominal; DiLia - ondulação de corrente nos indutores de entrada; fs - frequência de comutação; Ro - valor da resistência equivalente de carga; Vo - valor médio da tensão de saída. Os indutores de entrada são calculados a partir de uma

especificação de ondulação de corrente enquanto que os indutores de saída são calculados a partir dos valores dos indutores de entrada, garantindo a operação no modo de condução descontínua.

Os valores médio e eficaz das correntes nos indutores de entrada e de saída são dados por:

( )

( )2

3 22 2 2 2

2 2 2 2

12 24

16 9624

= = =

æ ö+ç ÷ç ÷+ -è ø

Liaef Libef Licef

o ia ia oap

oa oa p

o ia oa s

I I I

V L D L LD V

L V V D

V L L f

(4)

( )2 2

4p ia oa

Loamed Lobmed Locmedo ia oa s

D V L LI I I

V L L f+

= = = (5)

( )

( )( )

2

3 2 2

2 2

2 2 2 2

128 192

2 27 54

48 36124

Loaef Lobef Locef

p o ia

p p oa oa ia

o ia

o ia oa s

I I I

V V L D

D V V L D L L

V L D

V L L f

p

p

p

= = =

æ ö-ç ÷+ - +ç ÷ç ÷ç ÷+ -è ø

. (6)

B. Dimensionamento dos Capacitores

Os valores das capacitâncias dos capacitores Ci1a, Ci1b, Ci1c, Ci2a, Ci2b, Ci2c e Co podem ser calculados, respectivamente, por:

Ci1a =Ci2a =Ci1b =Ci2b =Ci1c =Ci2c =

D2Vp D VpLoa −VoLia( )+ 2VoLia⎡⎣

⎤⎦2

8Vo2Lia

2LoaΔvCi1a fs2

(7)

( )22

20,9o hut

oo o

P tC

V V=

- (8)

onde: DvCi1a - ondulação de tensão nos capacitores de entrada; Po - potência de saída; thut - hold-up-time.

Os capacitores Ci1a, Ci1b, Ci1c, Ci2a, Ci2b e Ci2c são projetados a partir de uma especificação de ondulação de tensão enquanto que o capacitor Co é projetado a partir de uma especificação de hold-up-time.

C. Dimensionamento dos Semicondutores

A máxima tensão sobre os interruptores controlados S1, S2 e S3 é dada por:

1max 2max 3max= = = +S S S p oV V V V V . (9)

Os valores máximo, médio e eficaz de corrente nos interruptores controlados S1, S2 e S3 podem ser calculados, respectivamente, por:

( )

1max 2max 3max

+= = = p ia oa

S S Sia oa s

DV L LI I I

L L f (10)

( )2

1 2 3

+= = = p ia oa

S med S med S media oa s

D V L LI I I

L L fp (11)

( )

1 2 3 6+

= = = p ia oaS ef S ef S ef

ia oa s

DV L L DI I IL L f

. (12)

A máxima tensão sobre os diodos Do1, Do2, Do3, Do4, Do5 e Do6 é dada por:

VDo1max = ...=VDo6max =Vp +Vo2

. (13)

Os valores máximo, médio e eficaz de corrente nos diodos Do1, Do2, Do3, Do4, Do5 e Do6 podem ser calculados, respectivamente, por:

( )

1max 6max...+

= = = p ia oaDo Do

ia oa s

DV L LI I

L L f (14)

( )2 2

1 6...4

+= = = p ia oa

Do med Do medo ia oa s

D V L LI I

V L L f (15)

( )

1 6

2...

3+

= = = p ia oa pDo ef Do ef

ia oa s o

DV L L DVI I

L L f Vp. (16)

D. Restrições de Projeto

A Figura 5 apresenta uma curva típica de potência extraída do vento por um aerogerador em função da velocidade de rotação e da velocidade do vento. Esta curva é obtida de:

𝑃𝑃" 𝜆𝜆, 𝑣𝑣 = '(𝜌𝜌*+𝐴𝐴+𝑣𝑣.𝐶𝐶0 𝜆𝜆 (17)

𝜔𝜔 𝜆𝜆, 𝑣𝑣 = 2"+

(18)

onde: Pv - potência extraída do vento; rar - densidade do ar; Ar - área de seção transversal varrida pelo rotor; v - velocidade do vento; Cp - coeficiente de potência;


217

w - velocidade angular; l - razão de velocidade na ponta das pás; r - raio das pás. A partir da expressão do valor médio da corrente de saída

do retificador SEPIC em condução descontínua, pode-se encontrar a expressão que relaciona o valor da razão cíclica com a potência extraída do vento, dada por:

( ) ( )( )2

4 ,,

3l

l =+

v ia oa s

p ia oa

P v L L fd v

V L L (19)

Nesta relação, desprezam-se as perdas no gerador elétrico e as perdas no retificador SEPIC, de modo que a potência extraída do vento é a própria potência de saída do retificador SEPIC.

Com (19), gerou-se os gráficos das Figura 6 e Figura 7. Na Figura 6 têm-se as curvas da razão cíclica em função da velocidade de rotação e da velocidade de vento. Estas curvas demonstram que é possível controlar a velocidade de rotação e, consequentemente, a potência injetada na MRCC através da razão cíclica do retificador SEPIC.

A Figura 7 apresenta o comportamento da razão cíclica em função da potência. Se a razão cíclica nominal for maior que a razão cíclica máxima, então o retificador SEPIC deixará de operar no modo de condução descontínuo. Como exemplo, observando-se a Figura 7, se o retificador SEPIC for projetado para ter uma razão cíclica máxima igual a D1max, este poderá processar uma potência máxima de 1500 W sem deixar de operar no MCD. Por outro lado, se for projetado para operar com uma razão cíclica máxima igual a D2max, este poderá processar a potência de 3000 W indicada pela Figura 7, sem deixar de operar no MCD.

A razão cíclica máxima é definida por (20) e, para uma dada potência nominal e frequência de comutação, depende fortemente da indutância de saída Loa, uma vez que em geral, a indutância de entrada Lia é muito maior que a indutância de saída Loa (Lia >> Loa). Observa-se em (2) e (3), que são as expressões de projeto dos indutores, que o indutor de entrada Lia é projeto a partir de uma especificação de ondulação de corrente e que o indutor de saída Loa é projetado a partir do valor dos indutores de entrada, o que garante a operação no MCD.

Fig. 5. Curvas da potência extraída do vento por uma turbina eólica em função da velocidade angular e da velocidade do vento.

Fig. 6. Curvas da razão cíclica em função da velocidade angular e da velocidade do vento.

Fig. 7. Curva da razão cíclica em função da potência de saída do retificador SEPIC (potência injetada na MRCC).

( )max 1 2

3= -

+ia oa s

oo ia oa

L L fD I

P L L (20)

Assim, se o valor da indutância de estator do gerador elétrico for maior ou igual que o valor da indutância de entrada projetada, o retificador SEPIC não deixará de operar no MCD. Este caso ocorre em muitas aplicações, uma vez que a indutância de estator tem valor elevado, o que permite não utilizar as indutâncias de entrada do retificador SEPIC. A Figura 8 mostra o comportamento da razão cíclica em função da velocidade de rotação e de valores de indutância de entrada do retificador SEPIC. Observa-se que o valores máximos da razão cíclica não são alterados por diferentes valores de indutância de estator, considerando que estes valores são maiores que o valor da indutância de entrada projetada.

IV. MODELO DINÂMICO PARA CONTROLE DA

POTÊNCIA

O diagrama de blocos da estratégia de controle e de modulação do retificador trifásico é apresentado na Figura 9.

Fig. 8. Curva da razão cíclica em função da velocidade angular e da indutância de entrada (considerando a soma da indutância Lia e da indutância de estator).

0 5 m/s6 m/s

7 m/s8 m/s

9 m/s

10 m/s

11 m/s

12 m/s

0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 550 600 650 700

P (k

W)

w(rpm)

0,5

1,0

1,5

2,0

2,5

3,0

3,5

0

d

5 m/s6 m/s

7 m/s8 m/s

9 m/s

10 m/s

11 m/s

12 m/s

0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 550 600 650 700w

00

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0(rpm)

0P (kW)

00

D1max

Região de Condução Descontínua para D1max

Região de Condução Descontínua para D2max

0,3 0,6 1,51,2 1,8 2,1 2,4 2,7 3,00,9

D2max

0,0

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0d

2 mH

10 mH20 mH

d

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

00 100 200 300 400 500 600 70000w(rpm)


218

Como o retificador opera no MCD, ele possui a característica de emular uma resistência. Portanto, as correntes de entrada possuem o mesmo formato das respectivas tensões de entrada sem a utilização de sensores de correntes e de malhas de controle de corrente. Assim, o sistema de controle é composto simplesmente por uma malha de controle da potência de saída.

O sistema de controle de potência necessita da medição da velocidade do vento para gerar a referência de potência. Esta referência de potência é obtida considerando-se a curva do coeficiente de potência da turbina e a equação da potência extraída do vento.

A referência de potência é comparada com a potência processada pelo retificador, para impor que o retificador processe a potência disponível pelo vento. A potência processada pelo retificador é obtida pelo produto da tensão na MRCC e da corrente na saída do retificador. Como a corrente de saída do retificador SEPIC é descontínua, um filtro é utilizado para se obter o valor médio desta corrente.

O erro obtido pela comparação dos sinais de potência é compensado por uma ação de controle, sendo o erro compensado utilizado para realizar a modulação PWM.

O modulador PWM é implementado com um sinal dente-de-serra, realizando uma modulação do tipo trailing edge. Os três interruptores controlados são comandos com o mesmo pulso de comando, propiciando a implementação de um circuito de comando simples.

Para a obtenção do modelo de pequenos sinais para o controle da potência de saída do retificador, considera-se o circuito equivalente da Figura 10. Admite-se que a tensão de saída é constante e igual à Vo, onde Vo representa o valor médio da tensão na MRCC. Esta consideração é verdadeira independente do modo de operação da MRRC: i) no modo conectado na rede elétrica de corrente alternada, a tensão na MRCC é imposta pelo retificador bidirecional e ii) no modo desconectado da rede elétrica de corrente alternada, a tensão na MRCC é imposta pelo conversor CC-CC bidirecional do sistema de armazenamento de energia. Portanto, o sistema de controle de potência tem seu comportamento dinâmico dominado pelo comportamento dinâmico da corrente de saída.

A corrente de saída do retificador SEPIC é dada por:

( ) ( ) ( )2 234

+= p ia oa

o Tso ia oa s

d t V L Li t

V L L f. (21)

Observa-se, por (21), que a corrente io(t) tem seu valor alterado quando a razão cíclica também tem seu valor alterado.

Efetuando-se a linearização em torno do ponto de operação, tem-se:

Fig. 9. Diagrama de blocos do sistema de controle.

oVT s( t )oi

Fig. 10. Circuito equivalente da saída do retificador trifásico modular SEPIC.

( )

ì = +ïíï = +î

^

oo oTs^

i ( t ) I i ( t )

d t D d( t )

. (22)

Para o ponto de operação tem-se:

( )+=

2 2p ia oa

oo ia oa s

3D V L LI

4V L L f. (23)

Substituindo (23) e (22) em (21) e considerando-se que o produto de pequenas perturbações pode ser desprezado, chega-se a:

( ) ( ) ( )2^ ^3

2+

= p ia oao

o ia oa s

DV L Li t d t

V L L f. (24)

Aplicando a transformada de Laplace em (24), que manipulada de forma a se obter a variação da corrente de saída pela variação da razão cíclica, chega-se a função de transferência do modelo da planta por valores médios para pequenos sinais:

( ) ( ) ( )^

2

^

32( )

+= = p ia oao

o ia oa s

DV L Li sG s

V L L fd s. (25)

A. Validação do Modelo

Com a finalidade de validar o modelo da planta para o controle da potência de saída, foi desenvolvida uma simulação numérica, na qual se utilizou as especificações de projeto apresentadas na Tabela I, e os seguintes valores dos elementos passivos: Lia = 1,29 mH; Loa = 26,33 µH e Ci1 = 1,92 µF. A tensão de saída foi mantida constante e igual a 200 V e, para a potência nominal de 1500 W, a corrente de saída tem valor médio igual a 7,5 A.

Aplicando-se um degrau positivo na razão cíclica de 0,4 para 0,45, obtém-se, como respostas do retificador e do modelo representado por (25), as formas de onda apresentadas na Figura 11. A partir dos resultados obtidos, pode-se concluir que a resposta dinâmica do retificador (io e io_filtrado) e a resposta dinâmica do modelo de pequenos sinais (io_modelo) apresentam comportamento similar. Sendo assim, torna-se possível afirmar que o modelo proposto representa de forma satisfatória o comportamento dinâmico do retificador.

V. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Para a obtenção dos resultados experimentais, um protótipo

do retificador trifásico foi construído a partir das especificações apresentadas na Tabela I. Uma foto do

3S

H(s)

Modulador PWM1S

2S

k

-+

vo vo

Controlador

Sensor da Tensão de Saída

Cp(l)

l

vPref

Filtrokio io

Sensor da Corrente de Saída

po

e ec d


219

protótipo é apresentada na Figura 12. A lista dos principais componentes utilizados é apresentada na Tabela II.

Para teste do retificador trifásico SEPIC, utilizou-se uma bancada de testes que emula uma turbina eólica. A bancada emuladora é composta por um inversor de frequência, um motor de imãs permanentes (MSIP), uma caixa de redução, um sensor de torque e um gerador síncrono de imãs permanentes (GSIP). Uma foto da bancada é apresentada na Figura 13.

O inversor de frequência, o motor de imãs permanentes, a caixa de redução e o sensor de torque foram configurados para emular uma turbina eólica com potência nominal de 3 kW, velocidade de vento nominal de 12 m/s e velocidade angular nominal de 350 rpm. O gerador síncrono de imãs permanentes tem potência nominal de 3 kW, tensão nominal de 110 V, frequência nominal de 30 Hz, 10 polos e força eletromotriz com formato trapezoidal.

(a)

(b)

Fig. 11. Formas de onda da resposta dinâmica da corrente de saída do retificador para um degrau de razão cíclica: (a) corrente de saída do retificador não filtrada (io); (b) corrente de saída do retificador filtrada (io_filtrado) e do modelo de pequenos sinais (io_modelo).

TABELA I Especificações de Projeto

Especificação Valor

Potência de saída (Po) 1500 W

Tensão de fase de entrada nominal (Vi) 110 V

Tensão de fase de entrada mínima (Vimin) 90 V

Tensão de saída (Vo) 200 V

Frequência de comutação (fs) 50 kHz

Razão cíclica nominal (D) 0,40

Hold-up time (thut) 16,667 ms Ondulação de corrente nos indutores de

entrada (DiLia) 10% de Ip

Ondulação de tensão nos capacitores de entrada (DvCi1a)

20% de Vp

Fig. 12. Fotografia do protótipo.

TABELA II

Lista dos Principais Componentes Nome Componente

Transistores S1, S2 e S3 SPW47N60C3 (650 V/47 A)

Diodos D1, D2, ..., D7 e D8 TU810 (1000 V/8 A)

Diodos Do1, Do2, ..., Do5 e Do6 MUR1560 (600 V/15 A)

Indutores Lia, Lib e Lic

Indutância:1,29 mH Número de espiras: 96

Fio condutor: 16 AWG Núcleo toroidal: 0088439A7

Amoflux

Indutores Loa, Lob e Loc

Indutância: 26,33 µH Número de espiras: 14

Fio condutor: 96 x 32 AWG Núcleo EE: EE42/20 3C97

Capacitores Ci1a, Ci1b, ..., Ci2b e Ci2c 1,2 µF/250 V

Capacitor Co 12 x 470 µF/400 V

Circuito de controle UC3525A

Os resultados experimentais foram obtidos com o

retificador operando com malha fechada e com potência nominal. O circuito de controle foi implementado utilizando-se o circuito integrado UC3525A. Como o retificador opera no modo de condução descontínuo, as correntes de entrada possuem formato trapezoidal sem a necessidade de um circuito de controle para impor este formato. Assim, o amplificador operacional interno ao UC3525 foi configurado para ser o controlador da malha de corrente de saída.

A Figura 14 apresenta as formas de onda da tensão do aerogerador na fase A e das correntes drenadas do aerogerador. O valor eficaz da tensão na fase A é de aproximadamente 94 V, os valores eficazes das correntes drenadas do aerogerador são de aproximadamente 7,6 A, 7,0 A e 7,5 A e a frequência é de aproximadamente 34 Hz. Observa-se que a tensão e a corrente na fase A estão em fase.

Apresenta-se na Figura 15 as formas de onda da tensão e da corrente de saída. O valor médio da tensão é de aproximadamente 200 V enquanto que o valor médio da corrente é de 8,5 A. Assim, a potência processada é de aproximadamente 1700 W.

t (s)1.48 1.521.511.501.49

io (A)100

80

60

40

20

0

io_filtrado (A) io_modelo (A)

6

7

8

9

10

11

t (s)1.48 1.521.511.501.49

Placa de Controle

Capacitores de Saída

Indutor de Entrada

Placa deComando

Indutor de Saída

Ponte de Diodos Retificadores


220

Fig. 13. Fotografia da bancada de testes.

Fig. 14. Formas de onda da tensão na fase A do aerogerador (30V/div) e das correntes drenadas do aerogerador (5A/div). Escala de tempo: 10ms/div.

Fig. 15. Formas de onda da tensão (30V/div) e da corrente de saída (1A/div). Escala de tempo: 5ms/div.

Um transitório de partida é apresentado na Figura 16, evidenciando-se o comportamento das correntes drenadas do aerogerador e da tensão contínua de saída. Neste teste, a partida foi realizada com potência reduzida, na ordem de 500 W. Destaca-se que não se utilizou circuitos de auxiliares de partida ou de pré-carga.

A Figura 17 apresenta as formas de onda das correntes drenadas do aerogerador e da tensão contínua de saída durante um degrau de vento de 6 m/s para 8 m/s. Como a potência processada foi mantida constante, tem-se que, para um degrau positivo de vento, as tensões do aerogerador se elevam e, consequentemente, as correntes de entrada diminuem.

Por fim, para analisar o comportamento do retificador modular SEPIC com operação com falta de fase, apresenta-se

as Figura 18 e Figura 19. A fase A foi retirada de operação para simular uma falha em um dos componentes que compõem o módulo que está conectado nesta fase.

Na Figura 18 apresenta-se as formas de onda das correntes drenadas do aerogerador e do sinal de tensão proveniente do sensor de torque com operação sem falta de fase. Os valores eficazes das correntes de entrada são iguais a 2,46 A, 2,23 A e 2,41 A enquanto que o valor médio de tensão (3,8 V) proveniente do sensor de torque representa um torque igual a 76 N.m. Em operação sem falta de fase, observa-se que não existe ondulação de torque quando se utiliza o retificador modular SEPIC para processar a energia proveniente do aerogerador.

Fig. 16. Formas de onda da tensão contínua de saída (25V/div) e das correntes drenadas do aerogerador (2A/div) durante um transitório de partida. Escala de tempo: 500ms/div.

Fig. 17. Formas de onda da tensão contínua de saída (25V/div) e das correntes drenadas do aerogerador (1A/div) durante um degrau de vento. Escala de tempo: 2,5s/div.

Fig. 18. Formas de onda do torque (2V/div) e das correntes drenadas do aerogerador (2A/div). Escala de tempo: 10ms/div.

GSIPMSIPCaixa de Redução

Conversor de Frequência

: 1 0T im e m s

aV

iaiLibiL iciL

: 5T im e m s

oV

oI

: 5 0 0T im e m s

oV

iaiL ibiL iciL

: 2 .5T im e s

oV

iaiL ibiL iciL

: 1 0T im e m s

to r q u eV

ibiLiaiL iciL


221

A Figura 19 apresenta as formas de onda das correntes drenadas do aerogerador e do sinal de tensão proveniente do sensor de torque com falta de fase. Os valores eficazes das correntes de entrada são iguais a 0 A, 3,50 A e 3,45 A. Observa-se que, nesta condição, existe uma ondulação de torque e que o valor médio de tensão (3,8 V) proveniente do sensor de torque representa um torque igual a 76 N.m, o que mostra que o sistema está processando a mesma potência do ensaio realizado sem a falta de fase. Consta-se que o retificador continua processando a energia proveniente do aerogerador.

A Figura 20 apresenta o gráfico do rendimento do retificador em função da potência de saída. Observa-se que para esta especificação de projeto, o rendimento fica em torno de 90% na potência nominal. Porém, para especificações com tensões de entrada maiores, pode-se obter rendimentos mais elevados: para 220 V de tensão de entrada tem-se um rendimento de aproximadamente 94,5%. Destaca-se que o rendimento obtido é para um conversor operando no modo de condução descontínuo, com comutação dissipativa e sem circuitos de ajuda à comutação.

Comparando-se o rendimento obtido com o de retificadores do tipo Boost, tem-se que em [17] o rendimento obtido é na ordem de 96% para uma tensão de entrada de 220 V, tensão de saída de 400 V e 5 kW de potência. Assim, a solução baseada no retificador SEPIC no MCD com rendimento de 90% para 110 V de tensão de entrada e 94,5% para 220 V de tensão de entrada está ligeiramente menor das soluções clássicas baseadas no retificador do tipo Boost.

Fig. 19. Formas de onda do torque (2V/div) e das correntes drenadas do aerogerador (2A/div) com falta de uma das fases (fase A). Escala de tempo: 10ms/div.

Fig. 20. Curvas experimentais do rendimento em função da potência de saída.

VI. CONCLUSÕES

Este artigo apresentou a análise teórica, as principais equações de projeto dos componentes de potência, o modelo dinâmico e os resultados experimentais de um retificador modular SEPIC aplicado no processamento da energia proveniente de um aerogerador de pequeno porte para a conexão em microrredes de corrente contínua.

Nesta aplicação, este retificador apresenta as seguintes vantagens: • aproveitamento das indutâncias do gerador como

indutâncias de filtro de entrada do retificador, assim, o retificador emprega três indutores;

• elevado fator de potência, com correntes de entrada com o mesmo formato das tensões e em fase sem a utilização de um sistema de controle das correntes, ou seja, sem a utilização de sensores para as correntes drenadas do gerador;

• simplicidade de controle e de modulação PWM; • devido a característica modular, possiblidade de operar

com falta de fase sem a utilização de técnicas adicionais de controle;

• devido a característica modular, a solução proposta também pode ser aplicada em geradores multifásicos apenas com a adição de mais módulos;

• caso necessário, o retificador pode prover isolação galvânica em alta frequência entre o gerador e a microrrede de corrente contínua substituindo-se os indutores de saída por indutores acoplados [29].

Como desvantagens, pela operação no modo de condução descontínuo, pode não apresentar elevado rendimento para potências elevadas e/ou baixas tensões de entrada.

Em trabalhos futuros pretende-se implementar um sistema de extração de máxima potência e avaliar o rendimento global do sistema, considerando o rendimento do gerador síncrono de imãs permanentes.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem a Fundação Araucária e a CAPES

pelo suporte financeiro na forma da Bolsa de Mestrado concedida ao Tecnólogo Paulo Junior Silva Costa, ao CNPq pelo suporte financeiro (Processos 405246/2013-7 e 457608/2014-5) e aos professores do Grupo de Máquinas Elétricas da UTFPR-PG: Prof. Renato Carlson, Prof. Pércio Luiz Karam de Miranda, Prof. Josmar Ivanqui e Prof. Helio Voltolini, por disponibilizarem a bancada de testes utilizada nos ensaios experimentais.

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: 1 0T im e m s

to r q u eV

iciLibiL


222

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[7] R. Teodorescu, F. Blaabjerg, “Flexible Control of Small Wind Turbines with Grid Failure Detection Operating in Stand-Alone and Grid-Connected Mode”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 19, no. 5, pp. 1323-1332, September 2004.

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223

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DADOS BIOGRÁFICOS

Paulo Junior Silva Costa nasceu em São José do Rio

Claro, Brasil, em 1988. Recebeu o grau de Tecnólogo em Automação Industrial em 2011 e o grau de Mestre em Engenharia Elétrica em 2015, ambos pela Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Ponta Grossa, Brasil. Está atualmente cursando o doutorado em Engenharia Elétrica, no Instituto de Eletrônica de Potência (INEP) da Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC). Suas áreas de interesse incluem retificadores PWM monofásicos e trifásicos, capacitores chaveados e conversores CC-CC.

Telles Brunelli Lazzarin nascido em Criciúma, Santa

Catarina, Brasil, em 1979. Recebeu os graus de Engenheiro

Eletricista, Mestre e Doutor pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC), Florianópolis, Brasil, em 2004, 2006 e 2010, respectivamente. Atualmente é professor da Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC). É membro da Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência (SOBRAEP) e membro da IEEE Society.

Flabio Alberto Bardemaker Batista nasceu em Alegrete,

Rio Grande do Sul, Brasil, em 1971. Possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Maria (1995), mestrado e doutorado em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina (1996, 2006). Atualmente é professor do Instituto Federal de Educação Tecnológica de Santa Catarina, campus Florianópolis, atuando principalmente nos seguintes temas: Eletrônica de Potência, Controle Digital e Energias Renováveis.

Carlos Henrique Illa Font nasceu em Erval Grande, Rio

Grande do Sul, Brasil, em 1976. Recebeu os títulos de Engenheiro Eletricista, Mestre em Engenharia Elétrica e Doutor em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis, Brasil, em 2001, 2003 e 2009, respectivamente.

Desde 2010 é Professor Adjunto na Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Câmpus Ponta Grossa, Brasil. Suas áreas de interesse incluem correção do fator de potência, retificadores com elevado fator de potência, fontes de alimentação chaveadas e conversores estáticos para energia eólica.

Prof. Carlos é Membro da Associação Brasileira de Eletrônica de Potência (SOBRAEP), Member do IEEE Power Electronics Society e IEEE Industrial Electronics Society.


224

CÁLCULO DOS ESFORÇOS DE CORRENTE NOS SEMICONDUTORES DO INVERSOR FONTE Z

Vitor T. Odaguiri, Rubens T. Hock Jr, Alessandro L. Batschauer Universidade do Estado de Santa Catarina - UDESC, Joinville – SC, Brasil


Resumo – Este trabalho apresenta o cálculo dos esforços de corrente nos semicondutores do inversor fonte Z trifásico operando com a modulação Boost Simples. O inversor fonte Z possui uma malha de impedância conhecida como malha Z, que possibilita realizar as funções CC-CC elevador e CC-CA em um único estágio. Por possuir essa característica, este conversor se torna uma opção interessante em aplicações com células fotovoltaicas. Serão apresentadas as etapas de operação e as equações que regem o funcionamento do inversor operando com a modulação Boost Simples para que se possa entender o desenvolvimento do equacionamento dos valores médio e eficaz nos semicondutores. A etapa Boost é definida por uma nova etapa conhecida como shoot-through, em que os semicondutores do mesmo braço conduzem simultaneamente. Esta característica altera profundamente o comportamento das correntes, exigindo um cálculo complexo dos esforços. Para validar os cálculos, os resultados teóricos são comparados com os resultados obtidos na simulação, assim como os dados experimentais.

Palavras-Chave – Cálculo dos Esforços, Inversor Fonte

Z, Malha Z, Modulação Boost Simples, Shoot-Through. CURRENT STRESS CALCULATION ON

SEMICONDCUTORS OF Z – SOURCE INVERTER

Abstract – This paper presents the current stress on

semiconductors of three phase Z-Source Inverter applying Simple Boost Modulation. The Z-Source Inverter employs a unique impedance network that applies step-up DC-DC and DC-AC functions at single stage. For this reason, this inverter is an interesting option on photovoltaic system. It will be presented the operation stages of the inverter with Simple Boost Modulation to understand the development of the average and rms current equations of the semiconductors. The boost stage is defined by a new stage known as shoot-through, in which, both semiconductor of the same leg is commanded to conduct at the same time. This behavior changes a lot the current waveforms, demanding a complex effort calculation. To validate the calculations, theoretical results were compared with results from simulation. Also, it was obtained the


experimental results and compared with theoretical results.

Keywords – Current Stress, Impedance Network,

Simple Boost Modulation, Shoot-Through, Z-Source Inverter.

NOMENCLATURA

C Capacitância da malha Z. DST Razão de trabalho de curto-circuito. Ip Corrente de pico na carga. L Indutância da malha Z. m Índice de modulação. Pout Potência na carga do inversor. TS Período de comutação. tST Tempo de curto-circuito em um período de

comutação. Vi Tensão no barramento de entrada. Vc Tensão no capacitor da malha Z. ϕ Defasagem entre a referência da tensão e a

corrente na carga.

I. INTRODUÇÃO

Entre o século XIX até a metade do século XX, o consumo de energia elétrica cresceu ao ponto da sociedade passar a ser dependente de seu uso. Apesar de já existirem muitas usinas hidroelétricas pelo mundo, ainda há uma grande concentração de matrizes que se resumem na queima de carvão mineral e combustíveis fósseis [1], que são consideradas fontes não renováveis de energia. O governo e muitas organizações públicas estão cada vez mais incentivando a geração de energia através de fontes renováveis, como a eólica, solar, hidráulica, geotérmica e etc, [2]. A importância em incentivar essas fontes está na redução das emissões de dióxido de carbono assumido pelas nações no protocolo de Kyoto e ratificadas pelo tratado em 2005 [3]. Outro aspecto importante das fontes renováveis é o fato que elas são inesgotáveis na natureza.

Entre as energias limpas, nos últimos anos a energia fotovoltaica (FV) tem crescido aproximadamente 60% na Europa [2]. As instalações fotovoltaicas já não são mais isoladas da rede elétrica, mas sim conectadas a mesma, se tornando parte da geração de energia. Nesse contexto, o custo em dólar por Watt dessas plantas reduziu de 1,5 US$/W em 2009 para 0,9 US$/W em 2013 [2]. Por essa razão o sistema fotovoltaico vem se tornando atrativo como fonte de energia limpa.


225

Desta forma, o estudo do processamento de energia a partir de painéis fotovoltaicos têm sido o foco de diversos pesquisadores. A Figura 1 ilustra a estrutura típica de um sistema fotovoltaico conectado à rede. Nesta configuração existem dois estágios de conversão de energia entre o arranjo de painéis e a rede elétrica, sendo estes, a conversão CC-CC e a CC-CA. Geralmente o conversor CC-CC é do tipo Boost e o conversor CC-CA é formado por um inversor de tensão convencional [4]-[6]. Pelo fato que existe dois estágios de conversão essa topologia se torna mais cara, mais volumosa e perde em eficiência [1].

Em 2001, Peng propôs o inversor fonte Z ou em inglês Z-Source Inverter. Esse inversor consegue realizar as funções CC-CC e CC-CA em um único estágio [7]-[10], tornando este conversor muito atrativo para aplicações em sistemas fotovoltaicos. A topologia do inversor fonte Z trifásico pode ser vista na Figura 2 (a), a qual caracteriza-se pela existência uma malha de impedância formada por dois capacitores e indutores ligados em X, denominada de Malha Z. A função Boost é determinada por um novo estado de operação dos interruptores, denominado shoot-through, no qual, os interruptores do mesmo braço são comandados a conduzir simultaneamente [7]-[10]. Nos inversores convencionais alimentados em tensão, não é possível aplicar esse estado, pois levaria a degradação dos seus interruptores. A utilização

do Z-Source em sistemas fotovoltaicos elimina o custo adicional do estágio CC-CC, reduz o volume e também aumenta a eficiência do sistema global [1].

Apesar das vantagens e do interesse dos pesquisadores no conversor Fonte Z, não são encontradas na literatura as expressões que representam os cálculos dos esforços nos semicondutores para a modulação Boost Simples. Isto pode ser compreendido em função da complexidade de cálculo, como será apresentado neste artigo.

Desta forma, visando suprir esta lacuna, o objetivo desse artigo é apresentar expressões para o cálculo dos esforços nos interruptores e nos diodos em antiparalelo que compõem o inversor, empregando a estratégia de controle Boost Simples. Além disso é apresentado um exemplo do equacionamento proposto, bem como a validação dos resultados através do simulador numérico e de um protótipo de laboratório.

II. ETAPAS DE OPERAÇÃO DO INVERSOR

Esta seção tem como objetivo descrever o funcionamento do inversor fonte Z baseando suas etapas de operação. Será visto o fluxo de energia entre os principais componentes do inversor. As etapas de operação serão analisadas dentro de um período de comutação e, para isso, algumas considerações são realizadas:

1. O comando dos interruptores segue a lógica de modulação PWM Boost Simples.

2. O comando dos interruptores é complementar, exceto nas etapas de curto-circuito (terceira e oitava etapas).

3. Os capacitores C1 e C2 possuem a mesma capacitância C, assim como os indutores L1 e L2

(c)

(d)

(e)

(f)

(b)

Vi

iD1

iC1iC2

iL1

iL2

Su1

Su2

Sv1

Sv2

Sw1

Sw2

Du1

Du2

Dv1

Dv2 Dw

2

Dw

1+

-

+ -

+-

+

-

+

- Iu Iv Iw

N N N

VC2VC1

vL2

iD1 +

-

vo

+ -vD1 vL1

Vi

iD1

iC1iC2

iL1

iL2

Su1

Su2

Sv1

Sv2

Sw1

Sw2

Du1

Du2

Dv1

Dv2 Dw

2

Dw

1+

-

+ -

+-

+

-

+

- Iu Iv Iw

io

N N N

VC2VC1

vL2

iD1 +

-

vo

+ -vD1 vL1 io

Vi

iC1iC2

iL1

iL2

Su1

Su2

Sv1

Sv2

Sw1

Sw2

Du1

Du2

Dv1

Dv2 Dw

2

Dw

1+

-

+ -

+-

+

-

+

- Iu Iv Iw

io

io

VC1 VC2

vL1

vL2

N N N

+

-

vo

+ -vD1

Vi

iD1

iC2 iC1

iL1

iL2

Su1

Su2

Sv1

Sv2

Sw1

Sw2

Du1

Du2

Dv1

Dv2 Dw

2

Dw

1+

-

+-

+

-

+

- Iu Iv Iw

VC1 VC2

vL2

N NN

iD1 +

-

vo

+ -vD1 + -vL1

NVi

iD1

iC1iC2

iL1

iL2

Su1

Su2

Sv1

Sv2

Sw1

Sw2

Du1

Du2

Dv1

Dv2 Dw

2

Dw

1+

-

+ -

+-

+

-

+

- Iu Iv Iw

io

io

N N

VC2VC1

vL2

vL1

iD1 +

-

vo

+ -vD1

Vi

D1

C1 C2

L1

L2

Su1

Su2

Sv1

Sv2

Sw1

Sw2

Du1

Du2

Dv1

Dv2 Dw2

Dw1+

-

+

-

voFase u Fase v Fase w

(a)

Fig. 2. Topologia do inversor fonte Z e suas etapas de operação: (a) topologia do inversor fonte Z; (b) 1ª e 5ª etapas de operação, (c) 2ª e 4ª etapas de operação; (d) 3ª e 8ª etapas de operação; (e) 6ª e 10ª etapas de operação e (f) 7ª e 9ª etapas de operação.

Painel Solar ConversorCC/CC

ConversorCC/CA

BarramentoCC

Rede Elétrica

Fig. 1. Estrutura típica do sistema fotovoltaico.


226

possuem a mesma indutância L. 4. A tensão nos capacitores C1 e C2 da malha Z é

constante e maior que a tensão Vi no barramento CC. 5. Os semicondutores são ideais. 6. A carga é trifásica e está conectada em estrela não

aterrada, como ilustrada a Figura 2 (b). 7. As correntes na carga são Iu, Iv e Iw e constantes

dentro de um período de comutação. 8. O inversor está operando na região 5 (b), como

mostrado na Figura 3, onde as correntes iv e iw são positivas e a corrente iu é negativa.

A. Primeira e Quinta Etapas de Operação (t0-t1 e t4-t5) A Figura 2 (b) ilustra a primeira e a quinta etapas de

operação do inversor. Os pulsos de comandos nos interruptores superiores de cada braço podem ser vistos na Figura 4 (a). Os indutores da malha Z, junto com a fonte Vi, transferem energia para a carga e para os capacitores da malha Z. A tensão aplicada entre as cargas u e v é igual à -vo, ou seja, -(2Vc-Vi).

B. Segunda e Quarta Etapas de Operação (t1-t2 e t3-t4) A Figura 2 (c) ilustra estas etapas, cuja tensão na carga é

nula. A fonte de entrada e os indutores L1 e L2 transferem energia para os capacitores C1 e C2.

C. Terceira e Oitava Etapas de Operação (t2-t3 e t7-t8) Na terceira e na oitava etapas de operação é realizado o

curto-circuito de braço, como mostra a Figura 2 (d). Nestas etapas todos os interruptores são comandados a conduzir, o capacitor C1 fica em paralelo com o indutor L1 e o capacitor C2 fica em paralelo com o indutor L2. Assim, parte da energia armazenada nos capacitores é transferida para os indutores. A tensão no diodo é igual à -(2VC+Vi), ou seja, o diodo está reversamente polarizado. A carga não recebe energia pois a tensão sobre a mesma é nula.

D. Sexta e Décima Etapas de Operação (t5-t6 e t9-TS) A Figura 2 (e) ilustra a sexta e a décima etapas de

operação. A tensão entre a carga u e v é igual a -vo, ou seja, -(2Vc-Vi). Os indutores e a fonte Vi transferem energia para a carga e para os capacitores.

E. Sétima e Nona Etapas de Operação (t6-t7 e t8-t9) Na sétima e na nona etapas de operação o inversor aplica

tensão nula na carga, como mostra a Figura 2 (f). A fonte Vi e os indutores armazenam energia nos capacitores.

III. CORRENTE NOS INDUTORES DA MALHA Z NAS ETAPAS DE CURTO-CIRCUITO

Para compreender o equacionamento dos esforços de corrente nos interruptores, é necessário entender previamente como a corrente no indutor da malha Z se comporta nas etapas de curto-circuito (terceira e quinta etapas).

As Figuras 4 (b) e (c) ilustram as formas de ondas da tensão (vL) e da corrente (iL) no indutor da malha Z, respectivamente. Na Figura 4 (c) é possível observar que iL é composta por um nível médio IL e uma ondulação ΔiL. A ondulação de corrente no indutor é dada por:

2

C STL

V ti

L (1)

onde tST é o tempo total de curto-circuito dentro de um período de comutação, o qual pode ser calculado por:

ST ST St D T (2)

onde DST e TS representam a razão de trabalho de curto-circuito e o período de comutação, respectivamente. Na modulação Boost Simples DST é igual à:

1STD m (3)

sendo que m representa o índice de modulação do inversor. Uma vez que o valor médio da corrente no capacitor da

malha Z é zero, o valor médio da corrente no indutor é igual à corrente de entrada. Considerando o inversor ideal e sem perdas, é possível definir IL como sendo:

outL

i

PI

V (4)

onde Pout representa a potência na carga do inversor. A corrente mínima no indutor (ILmin) é igual à diferença entre o valor médio da corrente no indutor (IL) e a metade de ΔiL, ou seja:

2 4

out C STLLmin L

i

P V tiI IV L

. (5)

Portanto, a equação que define a corrente no indutor durante as etapas de curto-circuito é escrita como:

4

C C out C STL Lmin

i

V V P V ti t I t

L L V L . (6)

Região 1 Região 2 Região 3 Região 4 Região 5 Região 6(a) (b)

iu iwiv

(a) (b) (a) (b) (a) (b) (a) (b) (a) (b)

Fig. 3. Regiões de operação do inversor.

Sw1

Sv1

Su1

VC

Vi - VC

ILmax

ILmin

t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t9 Ts

(a)

(c)IL

(b)

tST / 2tST / 2

CVt

Li CV V

tL

Li

iL

vL

Fig. 4. Formas de ondas dentro de um período de comutação: (a) comando nos interruptores Su1, Sv1 e Sw1, (b) tensão nos indutores L1 e L2 e (c) corrente nos indutores L1 e L2.


227

É importante ressaltar que essa expressão é válida quando t2 e t7 são deslocados para a origem.

IV. CÁLCULO DOS ESFORÇOS DE CORRENTE DO INVERSOR FONTE Z

Nesta seção será apresentado o equacionamento dos valores médios e eficazes das correntes nos semicondutores do inversor fonte Z. Os valores obtidos através do equacionamento são importantes para dimensionar os semicondutores e o dissipador que serão utilizados no projeto. Além disso, é possível estimar o rendimento do inversor baseado nas perdas de potência em cada componente. É importante ressaltar que o equacionamento dos valores médios e eficazes das correntes mudam de acordo com a técnica de modulação adotada [11]-[13]. Dessa forma, os cálculos que serão apresentados nesse artigo são válidos apenas para a técnica de modulação Boost Simples, na qual o curto-circuito de braço ocorre simultaneamente nas três fases do inversor. O princípio de funcionamento dessa modulação pode ser visto com detalhes em [1], [7], [8], [14], [15].

Considerando que as cargas são equilibradas, o ZSI (Z-Source Inverter) possuirá característica simétrica de distribuição de corrente. Portanto é possível realizar os cálculos de apenas um único conjunto Su1 e Du1 e os resultados podem ser estendidos para os demais semicondutores.

A. Esforço de Corrente nos Interruptores A corrente que circula nos interruptores do inversor

depende de duas componentes, a corrente na carga durante os vetores ativos e nulos e a corrente fornecida pela malha Z nos instantes de curto-circuito.

Durante os vetores ativos e nulos a corrente no interruptor é igual a corrente de carga, desta forma, sua relação com o comando do interruptor pode ser definida por:

1 1Su u Sui i d (7)

onde iu+ representa a corrente na carga durante o semiciclo

positivo e dSu1 define a razão de trabalho do interruptor, sendo que estas variam em função do tempo, respectivamente, por:

sen , para π

0 , para π 2πu P

u

i I t t

i t

(8)

1 1 sen2 2Sum md t (9)

onde Ip e ϕ representam a corrente de pico na carga, e a defasagem da corrente na carga, respectivamente.

A Figura 5 (a) ilustra o circuito equivalente do inversor durante os vetores de curto-circuito. A fonte 2iL representa a corrente na saída da malha Z e as fontes iu, iv e iw representam as correntes na carga u, v e w, respectivamente.

Os interruptores foram substituídos por resistências de mesmo valor, partindo do princípio que os mesmos são ideais. Portanto, a corrente na saída da malha Z, que é igual 2iL, se divide igualmente nas três fases. Aplicando o conceito da superposição na fase u dois circuitos equivalentes podem

ser obtidos. A Figura 5 (b) representa o circuito equivalente da fase u quando vista pela fonte 2/3iL e a Figura 5 (c) representa o circuito equivalente da fase u vista pela fonte iu. Aplicando a análise dos nós, conclui-se que a corrente no interruptor durante os vetores de curto-circuito é igual à:

123 2

uSu L

ii i . (10)

Portanto, a corrente no interruptor que é ilustrada na Figura 6 (a) é uma função de frequências distintas e que depende do estado de condução dos interruptores. Essas características tornam o cálculo dos valores médio e eficaz de iSu1 complexo.

Entretanto, é possível aplicar um artifício matemático, em que iSu1 é separada em duas componentes, sendo uma a parcela dependente das etapas de curto-circuito, e a outra a parcela dependente da corrente de carga (iu

+dSu1) como mostra a Figura 6 (b) e a Figura 6 (c). Através deste artifício é possível obter separadamente os valores médio e eficaz das formas de ondas da Figura 6 (b) e da Figura 6 (c) de maneira mais simples e, consequentemente obter os esforços de corrente no interruptor.

1) Valores médio e eficaz da componente iST: A corrente iST ilustrada na Figura 7 (a) também pode ser separada em duas componentes independentes, iST1 e iST2, representadas pela Figura 7 (b) e pela Figura 7 (c), respectivamente. A componente iST1 é igual à 2/3 de iL nos instantes em que o vetor de curto-circuito é aplicado, e nula nos vetores ativos e nulos. Esse comportamento se repete periodicamente com o dobro da frequência de comutação. A componente iST2 também opera com a mesma frequência de iST1. Porém, observa-se que esta corrente possui uma envoltória de baixa frequência que varia de forma senoidal em função do tempo, tal como:

2 _ sen t - , para t <π+2 2

uPST env

iIi (11)

iu iv iw

(a)

(b) (c)

23 Li

Fase u Fase v Fase w

2ui

2ui

2 LiR R R

R R R

R

R

R

R

iu R

23 Li

23 Li

23 Li

Fig. 5. Modelos do inversor: (a) circuito equivalente do inversor na etapa de curto-circuito, (b) circuito equivalente da fase u vista pela fonte 2/3iL, (c) circuito equivalente da fase u vista pela fonte iu.


228

onde iu é igual a corrente na carga u. Uma vez demonstrado que a corrente de curto-circuito é a soma de duas componentes iST1 e iST2, é possível obter a expressões do valor médio de iST utilizando o teorema da superposição. O valor médio da corrente de curto-circuito é igual à soma dos valores médios de iST1 e iST2, conforme:

1 2ST ST STmed med medi i i (12)

onde: (iST)med - valor médio da corrente de curto-circuito; (iST1)med - valor médio da primeira componente da

corrente de curto-circuito; (iST2)med - valor médio da segunda componente da

corrente de curto-circuito;

O resultado de (iST1)med é obtido calculando o valor médio de iST1 dentro de um período de comutação, tal como:

2 2

10 0

1

2 2 2 23 3 4

2 2 2 .3 3 3

ST STt t

C out C STST Lmed

s S i

out ST outST ST L STmed

i S i

V P V ti i dt t dt

T T L V LP t P

i D I DV T V

(13)

Conclui-se que (iST1)med é igual a dois terços do valor médio da corrente no indutor da malha Z, multiplicado pela razão de trabalho de curto-circuito.

Como a largura dos pulsos de iST2 é modulado por DST, o resultado de (iST2)med é obtido multiplicando o valor médio de (11) por DST, tal como:

π

2 sen .π 2 πST ST PP

ST med

D D IIi t d t

(14)

Substituindo (13) e (14), em (12), a corrente média de curto-circuito pode ser escrita como:

23 π

out PST STmed

i

P Ii DV

. (15)

Para deduzir o valor eficaz da corrente de curto-circuito é necessário analisar o princípio básico do valor eficaz de uma função qualquer. Supondo que exista uma corrente i1 e que essa corrente é igual à soma entre i2 e i3, têm-se:

1 2 3i i i . (16)

Por definição o valor eficaz de i1 é igual à:

221 1 2 3

0 0

1 1T T

efi i dt i i dtT T

. (17)

Aplicando a regra do quadrado da soma de dois termos é possível reescrever (17) da seguinte maneira:

2 21 2 2 3 3

0 0 0

1 1 12T T T

efi i dt i i dt i dtT T T

. (18)

Analisando (18) é possível chegar à seguinte conclusão: o primeiro termo da equação é equivalente ao quadrado do valor eficaz de i2, o segundo termo da equação é equivalente a duas vezes o valor médio do produto entre i1 e i2, e por fim, o terceiro termo da equação é equivalente ao quadrado do valor eficaz de i3. Partindo desse princípio, o valor eficaz da corrente de curto-circuito é dado por:

2 21 1 2 22ST ST ST ST STef ef med efi i i i i (19)

onde: (iST)ef - valor eficaz da corrente de curto-circuito; (iST1)ef - valor eficaz de iST1; (iST2)ef - valor eficaz de iST2; (iST1iST2)med - valor médio do produto entre iST1 e iST2. O valor eficaz de iST1 é igual à:

2

2

110

2 2 2 2 2

1 2 2

2 2 23 3 4

48.

108

STt

C out c STST ef

S i

ST out c i STST ef

i

V P V ti t dt

T L V L

D L P V V ti

L V

(20)

O valor eficaz de iST2 é igual à:

2π

2 senπ 2 8ST STP

ST pef

D DIi d t I

. (21)

Uma maneira simples de definir (iST1iST2)med é considerar que iST1 é um sinal contínuo no tempo de valor médio igual à

(a)

(b)

(c)iu+dSu1

iST

iSu1

π + ϕ 2π + ϕ

ωt

ωt

ωtϕ

Fig. 6. Esboço da forma de onda da corrente no interruptor Su1: (a) corrente no interruptor Su1; (b) corrente de curto-circuito iST e (c) semiciclo positivo da corrente na carga multiplicado pela razão de trabalho do interruptor.

iST

iST1

(a)

(b)

(c)

ωt

π + ϕ

iST2

2PI

ωt

ωt

ST

ϕ

23 LI

Fig. 7. Esboço da corrente de curto-circuito em função do tempo. (a) corrente curto-circuito iST; (b) corrente iST1 e (c) corrente iST2.


229

2/3IL (dois terços do valor médio da corrente no indutor L) e que iST2 é um sinal contínuo no tempo igual à envoltória definida por (11). Levando em conta essas considerações, basta calcular o valor médio do produto entre 2/3IL e iST2_env e, o resultado multiplicar por DST, tal como:

π

1 2 2 _

π

1 2

1 2

2π 3

2 senπ 3 2

2 .3 π

STST ST L ST envmed

ST out PST ST med

i

p ST outST ST med

i

Di i I i d t

D P Ii i t d t

V

I D Pi i

V

(22)

A variável DST foi inserida em (22) pois iST1 e iST2 são sinais com pulsos modulados por DST.

Substituindo (20), (21) e (22) em (19), é obtida a expressão do valor eficaz da corrente de curto-circuito.

2 2 2 2 2

2 2

2

48

108

43 π 8

ST out c i ST

iST ef

p ST out STp

in

D L P V V t

L ViI D P D

IV

. (23)

2) Valores médio e eficaz da corrente no interruptor Su1: É possível utilizar o mesmo método para encontrar o valor médio e o valor eficaz da corrente no interruptor Su1. Como foi discutido anteriormente, a corrente no interruptor é a soma entre as parcelas iST e iu

+dSu1, como mostra a expressão abaixo:

1 1Su ST u Sui i i d . (24)

O valor médio da corrente no interruptor é dado por:

1 1Su ST u Sumed med medi i i d . (25)

Pelo fato que (iST)med já foi calculado anteriormente, é necessário encontrar apenas o valor médio do produto iu

+dSu1. Com base em (8) e (9), é possível deduzir que:

π

1

1

1( ) sen 1 sen2π 2 2

( ) π cos 4 8 .8π

u Su med P

pu Su med

m mi d I t t d t

Ii d m m

(26)

Substituindo (15) e (26) em (25), chega-se no valor médio da corrente no interruptor Su1.

12 π cos 4 83 π 8π

p poutSu STmed

i

I IPi D m m

V

. (27)

Com base na mesma análise feita anteriormente, pode-se dizer que o valor eficaz da corrente no interruptor é dado por:

221 1 12Su ST ST u Su u Suef ef med ef

i i i i d i d . (28)

Sendo que o valor eficaz de iu+dSu1 é igual à:

π2

1

1

1 sen 1 sin2 2 2

48cos36 18 .

12 π

u Su Pef

pu Su ef

m mi d I d t

Ii d m

(29)

Para obter (iSTiu+dSu1)med é necessário determinar o produto

entre iST e iu+dSu1 e verificar o seu comportamento ao longo

do tempo. A Figura 8 (a), a Figura 8 (b) e a Figura 8 (c) ilustram as formas de ondas de iST, iu

+dSu1 e do produto entre iST e iu

+dSu1, respectivamente. A forma de onda da Figura 8 (c) é composta por pulsos de alta frequência, sendo que as amplitudes variam ao longo do tempo. Também pode ser observado que a largura de pulso da forma de onda é modulada apenas por DST e não há influência da razão de trabalho do interruptor.

Então, uma forma simplificada para se obter (iST iu

+dSu1)med é substituindo iST por uma envoltória contínua no tempo. A envoltória de iST é ilustrada na Figura 8 (a), onde é possível ver que a envoltória cruza exatamente no ponto médio da ondulação de corrente de cada pulso de iST. Com isso, a envoltória média pode ser escrita como:

_

2 2 sen3 2 3 2

para π .

pu outST env L

i

Ii Pi I t

Vt

(30)

Com base nisso é possível concluir que o valor médio da corrente iSTiu

+dSu1, é dado por:

1 _

π

1

1

2π

2 sen3 2

2πsen

2 .3 π 8

STST u Su ST env umed

out P

STiST u Su med

P

poutST u Su p STmed

i

Di i d i i d t

P I tD Vi i d d tI t

IPi i d I D

V

(31)

(a)

(b)

(c)

iu+dSu1

iSTiu+dSu1

iST

ωt

(d)iST_env iu+

π + ϕ ϕ

Envoltória de iST (iST_env)

ωt

ωt

ωtTS

Fig. 8. Esboço da forma de onda resultante. (a) corrente de curto-circuito, (b) produto entre a corrente na carga e a função que define a razão de trabalho do interruptor Su1, (c) forma de onda resultante do produto entre iST e iu+dSu1 e (d) forma de onda resultante do produto entre iST_env e iu+.


230

Novamente, a variável DST foi inserida em (31), pois a forma de onda (iSTiu

+dSu1) é modulada pela razão de trabalho de curto-circuito. A expressão (31) calcula o valor médio da forma de onda da Figura 8 (d), que é o mesmo valor médio da corrente da Figura 8 (c), conforme demonstrado.

Substituindo (23), (29) e (31) em (28) e realizando algumas manipulações algébricas é possível obter o valor eficaz da corrente no interruptor:

2 2 22

1 2 2

cos1 48 3 9 108

out C STSu p STef

i

m P V ti I D

V L

. (32)

A corrente máxima do interruptor ocorre nas etapas de curto-circuito, quando a corrente no indutor L e na carga forem iguais à ILmax e Ip, respectivamente. Sendo que ILmax pode ser definido como:

max 4out C ST

Li

P V tI

V L . (33)

Sabendo disso, substituindo ILmax e Ip na expressão (10), é possível concluir que a corrente máxima no interruptor é igual à:

12 23 2 3 4 2

p pout C STSu Lmaxmax

i

I IP V ti I

V L

. (34)

B. Esforço de Corrente nos Diodos de Roda Livre A Figura 9 ilustra a corrente que circula pelo diodo Du1. O

diodo conduz apenas no semiciclo negativo, sendo que a equação que descreve essa forma de onda é igual à:

1

11

0, para π

sen,para π 2π

1 π

Du

PDu

Su

i t

I ti t

d t

. (35)

onde: iDu1 - corrente no diodo Du1; dSu1(ωt-π) - função que descreve a razão de trabalho do

interruptor Su1 defasada em π radianos. A equação (35) mostra que iDu1 depende da corrente que

circula pela carga e da razão de trabalho do interruptor Su1 defasada de π radianos. O valor médio da corrente no diodo Du1 é igual à:

2π

1π

1

sen1

2π 1 1 sen π2 2

4 πcos .8 π

P

Du med

pDu med

I ti d tm m t

I mi

(36)

O valor eficaz da corrente no diodo Du1 é igual à:

22π

1π

1

sen1

2π 1 1 sen π2 2

18π 48cos.

12 π

P

Du ef

pDu ef

I ti d tm m t

mIi

(37)

A corrente máxima no diodo ocorrerá quando a corrente na carga for máxima, ou seja:

1Du pmaxi I . (38)

V. VALIDAÇÃO DOS ESFORÇOS POR SIMULAÇÃO

Com o intuito de validar os equacionamentos dos valores médio e eficaz da corrente nos interruptores e nos diodos, foi realizada a simulação do inversor da Figura 2 (a) com a modulação Boost Simples. O índice de modulação foi variado entre 0,6 à 1. Os parâmetros de simulação são apresentados na Tabela I. Variando o índice de modulação no intervalo citado, a potência na saída varia entre 1538,66 W à 170,96 W. A Figura 10 (a) e a Figura 10 (b) comparam os resultados teóricos e simulados dos valores médio e eficaz da corrente no interruptor Su1 e no diodo Du1, respectivamente.

As linhas representam os resultados teóricos e os símbolos demarcados por “x”, representam os resultados obtidos na simulação. Os erros entre os resultados teóricos e a simulação não ultrapassaram 1%, comprovando a eficácia das expressões desenvolvidas.

Os resultados apresentados na Figura 10 mostram que os esforços de corrente variam exponencialmente em função do índice de modulação. O motivo desse comportamento pode ser explicado analisando (27), (32), (36) e (37). Como se pode observar, os esforços de corrente dependem de Pout e Ip e de fato, esses dois parâmetros variam exponencialmente em função do índice de modulação.

Observa-se ainda que a corrente nos interruptores é proporcional a tensão de entrada e que, variações dos parâmetros da malha Z, também não resultam alterações significativas nas correntes dos semicondutores.

No projeto da malha Z, a indutância L deve ser igual ou superior à um valor crítico, para que o inversor possa operar em condução contínua [9]. Caso se escolha uma indutância próxima ou igual à crítica, o valor eficaz da corrente no interruptor não sofrerá alterações significativas, comparado com qualquer outro valor de L que mantenha o inversor operando em condução contínua. Além disso, a capacitância C da malha Z é projetada em função da indutância. Portanto,

iDu1

t 2

Fig. 9. Esboço da corrente que circula pelo diodo Du1.

Tabela I Parâmetros da Simulação

Parâmetros Descrição Valor RO Resistência da carga 20 Ω LO Indutância da carga 16,50 mH L Indutância da malha Z 1,10 mH C Capacitância da malha Z 940 µF Vi Tensão de entrada 100 V fs Frequência de comutação 10 kHz f Frequência na saída 60 Hz


231

julgou-se desnecessário apresentar a variação da corrente eficaz em Su1 em função dos parâmetros da malha Z.

VI. DIMENSIONAMENTO DOS SEMICONDUTORES

Um exemplo de dimensionamento dos semicondutores é apresentado nesta sessão, considerando-se um conversor com as especificações da Tabela I. A Tabela II apresenta os parâmetros de operação do inversor quando o índice de modulação é igual à 0,6. Utilizando os parâmetros da Tabela II e as expressões (27), (32), (34), (36), (37) e (38) foi possível calcular os esforços de corrente nos semicondutores, os quais são apresentados na Tabela III.

A partir dos resultados apresentados na Tabela III foi escolhido o IGBT IRG4PH50UD da Infineon. As características de condução desse componente seguem na Tabela IV. A perda de condução no interruptor e no diodo pode ser calculada como:

2_ / / _ / /CON To S D S D T S D S Dmed ef

P V i r i . (39)

A perda de comutação (PSW) no interruptor e no diodo pode ser calculada de acordo com [16] e [17]. Sendo assim, foram obtidas as perdas no interruptor e no diodo como mostra a Tabela V.

A Figura 11 relaciona as perdas nos principais componentes do conversor em função do índice de modulação. Além dos semicondutores Su1 e Du1, foram analisadas as perdas nos componentes que compõe a malha Z, ou seja, D1, L e C. Observa-se que o diodo D1 possui a maior perda em relação aos demais componentes. O indutor e o capacitor da malha Z também apresentam perdas significativas, principalmente quando o índice de modulação é reduzido.

VII. ANÁLISE EXPERIMENTAL

Para validar a metodologia de cálculo dos esforços foi implementado um protótipo em laboratório. Os parâmetros do experimento são idênticos aos descritos na Tabela I. Similarmente a análise realizada na simulação, foi variado o índice de modulação entre 0,60 à 1 e mantido os demais parâmetros constantes. A Figura 12 compara os resultados teóricos e experimentais dos esforços de corrente. Na prática não é possível medir os esforços de corrente no interruptor e no diodo separadamente. Portanto, a linha tracejada representa o resultado teórico da soma entre o valor médio da corrente no interruptor e o valor médio da corrente no diodo. A linha contínua representa o resultado teórico da

0,6 0,7 0,8 0,9 1,00,0

0,2

0,4

0,6

0,8

1,0(b)

Índice de modulação

Cor

rent

eno

diod

oD u1

(A)

(iDu1)ef

(iDu1)med

Simulação

0,6 0,7 0,8 0,9 1,00,0

2,0

4,0

6,0

8,0(a)


Cor

rent

eno

inte

rrup

tor S

u1(A

)

(iSu1)ef

(iSu1)med

Simulação

Fig. 10. Comparação entre os resultados teóricos e simulados variando o índice de modulação e mantendo Vi, RO, LO, f, L e C constantes: (a) corrente no interruptor Su1 e (b) corrente no diodo Du1.

Tabela II Parâmetros de Operação do Inversor

Parâmetro Valor Parâmetro Valor VC 300 V tst 40 µs IL 15,39 A Dst 0,40

ILmax 18,11A ϕ 17,28º Pout 1538,66 W Ip 7,16

Tabela III

Esforços de Corrente nos Semicondutores Parâmetro Valor Parâmetro Valor

(iSu1)ef 7,22 A (iDu1)ef 0,85 A (iSu1)med 5,30 A (iDu1)med 0,17 A (iSu1)max 15,65 A (iDu1)max 7,16 A

Tabela IV

Características Elétricas do IGBT IRG4PH50UD Parâmetro Descrição Valor

VTO_S Tensão de condução do interruptor 1,40 V rT_S Resistência série do interruptor 80 mΩ

VTO_D Tensão de condução do diodo 0,87 rT_D Resistência série do diodo 260 mΩ

Tabela V

Cálculo de Perdas nos Semicondutores Parâmetro Descrição Valor

PCON_Su1 Perda de condução em Su1 11,58 W PSW_Su1 Perda de comutação em Su1 20,48 W

PCON_Du1 Perda de condução em Du1 0,34 W PSW_Du1 Perda de comutação em Du1 1,39 W

0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 0

10

20

30

40

50


Perd

a (W

)

Su1Du1D1LC

Fig. 11. Perdas nos componentes do inversor fonte Z em função do índice de modulação.


232

soma entre o valor eficaz da corrente no interruptor e o valor eficaz da corrente no diodo. Os símbolos demarcados por “x” representam os resultados experimentais. Os erros entre os resultados experimentais e os resultados teóricos não ultrapassaram 2,3%. Esses resultados comprovam a eficácia do método de cálculo.

A Figura 13 compara o rendimento do conversor, estimado com base nos esforços calculados analiticamente, com o rendimento medido experimentalmente. As curvas foram traçadas considerando as perdas no inversor e na malha Z. O maior erro encontrado entre as curvas é igual a 3,87%, com índice de modulação de 0,60. É possível observar que o rendimento aumenta em função do índice de modulação. Verifica-se que as perdas de condução e comutação nos semicondutores aumentam significativamente quando m é reduzido, devido ao maior ganho do conversor e a elevação de energia reativa circulante

A Figura 14 ilustra a forma de onda obtida no ensaio experimental da corrente que circula no interruptor e no diodo. Observou-se que a corrente no interruptor possui picos elevados sempre que o inversor comuta entre os vetores nulos e os vetores de curto-circuito, como por exemplo entre a 2ª e a 3ª etapa de operação. Na 2ª etapa os interruptores inferiores do inversor recebem comando para conduzir e os interruptores superiores recebem comando para bloquear. Quando o inversor transita para a 3ª etapa, os interruptores inferiores mantêm o mesmo estado de condução da etapa anterior e os interruptores superiores recebem comando para conduzir simultaneamente. No

entanto, os interruptores não são ideais, e possuem tempos de entrada em condução ligeiramente diferentes. Caso um dos interruptores comute antes, este irá conduzir a corrente que circula na saída da malha Z que é igual à 2iL, ocasionando os picos de corrente apresentados na Figura 14. Apesar disso, esses picos de corrente não influenciaram na precisão dos cálculos apresentados, pois a duração desses picos de corrente é pequena quando comparada com o período de comutação.

VIII. CONCLUSÃO

Esse artigo apresentou uma metodologia de cálculo dos esforços de corrente do inversor fonte Z, mostrando as etapas de operação e as equações que regem o seu funcionamento.

Os valores obtidos através do equacionamento são importantes para dimensionar os semicondutores e o dissipador que será utilizado no inversor. Além disso, é possível estimar o rendimento do inversor se baseando nas perdas em cada componente.

Foi visto que a corrente no interruptor não depende apenas da corrente que circula pela carga iu e a função que define a razão de trabalho do interruptor dSu1, mas depende também da corrente de curto-circuito iST, que também representa uma parcela significativa nos valores eficaz e médios da corrente no semicondutor.

O valor médio da corrente no interruptor foi obtido somando os valores médios de iu

+dSu1 e iST. Entretanto, para o cálculo do valor eficaz, foi necessário aplicar a regra do quadrado de dois termos que resultou em três novas equações. Esses detalhes trouxeram dificuldades no desenvolvimento das expressões.

A análise via simulação do inversor, assim como a análise experimental, validou os cálculos teóricos.

Os resultados mostram que as equações propostas para calcular os valores médio e eficaz nos semicondutores do inversor fonte Z são válidas.

0,6 0,7 0,8 0,9 1,00

2

4

6

8


Cor

rent

eno

ssem

icon

duto

res(

A)

2 21 1Su Duef efi i

1 1Su Dumed medi i

Experimental

Fig. 12. Comparação entre os resultados teóricos e experimentais dos esforços de corrente no interruptor e no diodo.

Fig. 14. Forma de onda da corrente no interruptor e no diodo obtida experimentalmente.

0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 70 75 80 85 90 95

100


Ren

dim

ento

(%)

TeóricoExperimental

Fig. 13. Rendimento do conversor calculado analiticamente e medido experimentalmente.


233

AGRADECIMENTOS

Os autores gostariam de agradecer à Universidade do Estado de Santa Catarina pela estrutura laboratorial e à FAPESC e FITEJ pelo auxílio na obtenção dos materiais utilizados nesse trabalho.

REFERÊNCIAS

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[3] Agência Nacional de Energia Elétrica (Aneel), “Fontes Renováveis: Parte II”, 2010. [Online]. Disponível em: http://www.aneel.gov.br

[4] U. Choi, K. Lee, F. Blaabjerg, “Power electronics for renewable energy systems: Wind turbine and photovoltaic systems”, in Proc. of ICRERA, pp. 1-8, 2012.

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[6] G. Salazar Dias, D. Carrion, “Characterization and modeling of the efficiency of photovoltaic systems”, IEEE Latin America Transactions, vol. 13, nº 8, pp. 2580-2586, Agosto 2015.

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[8] F. Z. Peng, “Z-source inverter”, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 39, nº 2, pp. 504-510, Março/Abril 2003.

[9] M. Shen, F. Z. Peng, “Operation Modes and Characteristics of the Z-Source Inverter With Small Inductance or Low Power Factor”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, nº 1, pp. 89-96, Janeiro 2008.

[10] M. Zhu, K. Yu, F.-L. Luo, “Switched Inductor Z-Source Inverter”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 25, nº 8, pp. 2150-2158, Agosto 2010.

[11] W. T. Franke, N. Oestreich, F. Fuchs, “Comparison of transformerless converter topologies for photovoltaic application concerning efficiency and mechanical volume”, in Proc. of ISIE, pp. 724-729, 2010.

[12] W.-T. Franke, M. Mohr, F. Fuchs, “Comparison of a Z-

source inverter and a voltage-source inverter linked with a DC/DC-boost-converter for wind turbines concerning their efficiency and installed semiconductor power”, in Proc. of PESC. IEEE, pp. 1814-1820, 2008.

[13] J. Li, J. Liu, Z. Liu, “Loss Oriented Evaluation and Comparison of Z-Source Inverters Using Different Pulse Width Modulation Strategies”, in Proc. of APEC, pp. 851-856, 2009.

[14] F. Z. Peng, M. Shen , Z. Qian, “Maximum boost control of the Z-source inverter”, in Proc. of PESC, vol. 1, pp. 255-260, 2004.

[15] M. Shen, J. Wang, A. Joseph, F. Z. Peng, L. Tolbert, D. Adams, “Constant boost control of the Z-source inverter to minimize current ripple and voltage stress”, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 42, nº 3, pp. 770-778, Maio 2006.

[16] U. Drofenik, J. W. Kolar, “A General Scheme for Calculating Switching- and Conduction-Losses of Power Semiconductors in Numerical Circuit Simulations of Power Electronic Systems”, in Proc. Of IPEC, 2005.

[17] F. Cassanelas, “Losses in PWM Inverter Using IGBT’s”, IEE Proceedings - Electric Power Applications, vol. 141, n° 5, pp. 235 - 239, Setembro 1994.

DADOS BIOGRÁFICOS

Vitor Telles Odaguiri, nascido em 03/04/1987 em Joinville, Brasil. Possui graduação (2016) em engenharia elétrica pela Universidade do Estado de Santa Catarina. Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência e sistemas de energia renovável.

Rubens Tadeu Hock Júnior, nascido em Joinville, SC, é

engenheiro eletricista (2013) e mestre (2015) Universidade do Estado de Santa Catarina - UDESC. Atualmente é doutorando na mesma instituição. Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, qualidade do processamento da energia elétrica, sistemas de controle e sistemas de energia renovável. É membro da SOBRAEP e do IEEE.

Alessandro Luiz Batschauer, nasceu em Balneário

Camboriú, Brasil, em 1977. Possui graduação (1999), mestrado (2002) e doutorado (2011) em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina. Desde 2003 é professor efetivo da Universidade do Estado de Santa Catarina e integrante do Núcleo de Processamento de Energia Elétrica - nPEE. Tem experiência na área de Engenharia Elétrica, com ênfase em Conversão e Retificação da Energia Elétrica, atuando principalmente nos seguintes temas: CFP, comutação suave e inversores multiníveis. Prof. Alessandro Batschauer atualmente é membro da Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência e da IEEE.


234

UM SISTEMA PARA A CONEXÃO DE AEROGERADORES DE PEQUENO PORTE À REDE ELÉTRICA

Vanderlei Cardoso, Rafael H. Eckstein, Telles B. Lazzarin Universidade Federal de Santa Catarina, UFSC, Florianópolis - SC, Brasil


Resumo – Este artigo apresenta um sistema para conexão de turbinas eólicas de pequeno porte à rede elétrica, o qual controla a corrente injetada na rede e rastreia a máxima potência elétrica do gerador. O sistema proposto é composto por uma ponte retificadora trifásica do tipo Ponte de Graetz, um conversor CC-CC tipo Forward, que proporciona isolação, controle e ganho, e um inversor Full-Bridge, que comuta em baixa frequência, com intuito de inverter a corrente do conversor CC-CC e injetá-la na rede elétrica. A solução proposta é baseada em simplicidade, baixo custo, volume reduzido e robustez. O texto apresenta a análise da topologia, princípio de operação, modelos dinâmicos, estrutura de controle e resultados experimentais para um aerogerador de 1 kW conectado à rede elétrica (220 V/60 Hz).1

Palavras Chave - Aerogerador de Pequeno Porte,

Conexão com a Rede Elétrica, Forward, Full-Bridge. A SYSTEM FOR CONNECTION TO THE

GRID OF SMALL WIND TURBINES Abstract – This paper proposes a system to connect a

small wind turbine into the electric grid, which controls the current injected into the mains and tracks the maximum power of the generator. The proposed system is based on a three-phase diode bridge rectifier, a DC-DC Forward converter that provides electrical isolation, gain and control, and a Full-Bridge inverter that is switched at low frequency to invert the current from the DC-DC power converter and inject it into the electrical grid. The solution is based on simplicity, low cost, low size and the potential to be robust. The analysis of the topological states, principle of operation, dynamic models, controller structures, simulation results and experimental results for a 1 kW system connected to the mains (220 V/60 Hz) are presented herein.

Keywords – Forward, Full-Bridge, Small Wind Turbine, Grid Connection.

NOMENCLATURA

β Ângulo da pá. λ Tip speed ratio. ω Velocidade angular. Ci Compensador de corrente. Cv Compensador de tensão. C Capacitância. CC Corrente contínua. Cp Coeficiente de Potência de Betz.


Dx Diodos. D Razão cíclica. Gi Planta de corrente. Gv Planta de tensão. iL Corrente no indutor. iC Corrente no capacitor. ILGi Corrente da planta. io Corrente na saída. Ig Corrente na saída do gerador. Igrid Corrente na rede elétrica. Iref Corrente de referência. Isense Sinal de corrente medido pelo sensor. ki Ganho do sensor de corrente. kv Ganho do sensor de tensão. L Indutância. MPPT Maximum Power Point Tracking. n Relação de transformação. Pm Potência Mecânica. Po Potência de saída. PWM Pulse Width Modulation. PMSG Permanent Magnet Synchronous Generator. sx Interruptores. SWT Small Wind Turbine. t Tempo. TEPP Turbinas eólicas de pequeno porte. THD Total Harmonic Distortion. v Velocidade linear do vento. Vci Sinal de controle de corrente. Vcv Sinal de controle de tensão. ViGv Tensão de entrada da planta. Vgrid Tensão na rede elétrica. Vi Tensão de entrada. VL Tensão no indutor. Vo Tensão de saída. Vqd Componentes de eixo direto e quadratura da tensão do estator. Vref Tensão de referência. Vsense Sinal de tensão medido pelo sensor. wp Frequência do polo. wz Frequência do zero.

I. INTRODUÇÃO

O conceito moderno de sistema elétrico considera a geração distribuída, principalmente aquela proveniente de fontes renováveis. Neste panorama, turbinas eólicas de grande e de pequeno porte se apresentaram com uma das opções na geração de energia elétrica. As turbinas de grande porte já se consolidaram como opção no mercado grandes usinas. Já as turbinas eólicas de pequeno porte (TEPP) são opções ainda em desenvolvimento científico e tecnológico, e que ainda estão num processo de consolidação no mercado de energia renovável. Contudo, este processo está ocorrendo num ritmo acelerado, pois dados mostram que este segmento cresce 20% ao ano [1], [2], principalmente em aplicações


235

residenciais, comerciais e em fazendas. Os EUA foi o país que apresentou maior crescimento, em torno de 35% ao ano, tornando-se um mercado considerável e uma vitrine desta tendência para os outros países com características geográficas semelhantes. A expectativa é que esse crescimento de TEPPs continue nos próximos anos, com previsão de 350 MW em novas instalações em 2016 [1], [2]. Considerando o crescimento de 20% ao ano, em 2020 serão aproximadamente 750 MW em novas instalações, sendo que a potência total instalada chegará a valores próximos de 3 GW. A evolução da capacidade instalada e a perspectiva para os próximos anos são ilustradas na Figura 1, sendo a China, Estados Unidos e Inglaterra os líderes na instalação e fabricação de TEPP.

O crescimento da produção de energia a partir de sistemas eólicos fez crescer os investimentos em novas tecnologias, o que vem proporcionando uma redução no custo tanto das turbinas como nos sistemas auxiliares, tornando essa tecnologia mais viável e competitiva. Sistemas que utilizam turbinas eólicas de pequeno porte conectadas à rede são denominados de sistemas on-grid e eles são opções para crescimento da microgeração distribuída no Brasil.

A Agência Nacional de Energia Elétrica (ANEEL), através da Resolução Normativa nº687/2015, aprimorou as regras que permitem a instalação de microgeração distribuída conectadas ao sistema de distribuição. A Normativa nº687/2015 considera microgeração potências até 75 kW (valor válido a partir de 1ª de maio de 2016), permite que um consumidor possa produzir energia para uso próprio e vender o excedente à distribuidora local. A Normativa nº687/2015 é uma revisão da Resolução Normativa nº482/2012, que desde 2012 incentiva fontes renováveis, microgeração e a geração distribuída no Brasil, o que fez surgir um emergente mercado no país. Os primeiros sistemas de microgeração instalados no Brasil são de sistemas fotovoltaicos. Contudo, devido à geografia e a característica dos ventos, as TEPPs possuem potencial para ser uma segunda opção neste mercado emergente.

Atualmente, não existem equipamentos nacionais e normas brasileiras para a conexão de TEPP à rede elétrica. Assim, neste cenário, este trabalho propõe, analisa e verifica experimentalmente uma proposta para um sistema de conexão de um aerogerador de 1 kW à rede elétrica. O sistema proposto é baseado num retificador a diodos, um conversor CC-CC do tipo Forward e um inversor ponte completa. A proposta é apresentada, analisada e comprovada no decorrer do texto.

II. TURBINAS EÓLICAS DE PEQUENO PORTE

De acordo com a International Electrotechnical

Commission (IEC) uma túrbida eólica é considerada de pequeno porte quando possui uma área de varredura de até 200 m², potência de 1 a 15 kW para uso residencial e potência de 15 a 70 kW para uso comercial [3].

Fig. 1. Potência anual instalada, potência anual prevista e potência total instalada [1].

a) b) Fig. 2. Turbina de eixo horizontal (a); turbina de eixo vertical (b).

A estrutura de um gerador eólico de baixa potência

consiste essencialmente em uma turbina eólica, responsável por captar a energia cinética dos ventos e transformá-la em energia mecânica, e um gerador elétrico que transforma a energia mecânica da turbina, transmitida por um eixo, em energia elétrica. As formas construtivas dos aerogeradores podem ser classificadas em turbinas de eixo vertical e turbina de eixo horizontal.

As turbinas de eixo horizontal são as mais comuns atualmente. Elas atingem uma eficiência de até 45% [4] e apresentam melhor desempenho em áreas abertas, com poucos obstáculos e ventos de fluxo suave. Podem apresentar ruídos audíveis conforme a fabricação e perfil de vento. Sua forma construtiva difere basicamente pelo número de pás e por suas proporções. Um maior número de pás aumenta o torque sobre o eixo do rotor enquanto um menor número de pás faz com que o eixo do rotor gire mais rápido. A Figura 2 (a) mostra um exemplo de turbina de eixo horizontal de 3 pás, a qual é a mais empregada.

As turbinas de eixo vertical são consideravelmente mais silenciosas e possuem um melhor aproveitamento para ventos turbulentos, comparadas as de eixo horizontal, o que contribui para a sua integração com o meio urbano. Atualmente a sua eficiência é menor que as turbinas de eixo

0

1000

2000

3000

0

200

400

600

800

Evolução da capacidade instalada e perspectiva (TEPP) em MW

Capacidade anual instalada (TEPP)Capacidade anual prevista (TEPP)Capacidade total instalada/prevista (TEPP)


236

horizontal. A Figura 2 (b) mostra um exemplo de turbina de eixo vertical. Existem diferentes tipos de aerodinâmica para este tipo de turbina.

A capacidade de transformação de energia cinética em energia mecânica de uma turbina eólica é medida pelo coeficiente de potência (Cp), também denominado de coeficiente de Betz. O coeficiente de potência depende da razão entre a velocidade do vento e a velocidade de rotação da turbina (λ), denominado na literatura de tip-speed ratio, e do ângulo da pá (β). Em geral, as turbinas de pequeno porte possuem pás fixas, com ângulo entre 0° e 15°, devido a sua proposta de baixo custo e simplicidade. Os valores típicos de Cp são de 0,25 a 0,45 [3], sendo o valor teórico máximo do coeficiente de Betz de 0,5926.

Turbinas de pequeno porte utilizam em sua maioria máquinas síncronas de ímãs permanentes e trabalham com velocidade variável. Elas fornecem tensões com frequência variável, diretamente proporcional à velocidade do vento, pois não empregam caixas multiplicadoras. Portanto, são utilizados conversores para adaptar as tensões e a frequência ao nível da rede elétrica [5]-[9]. A característica de potência mecânica Pm (W) em relação a rotação do eixo (ω) e a velocidade do vento (v) pode ser vista na Figura 3. Nota-se que há uma potência máxima para cada velocidade de vento, assim, os conversores também podem ser a função de extrair a máxima potência disponível no sistema.

Existem duas topologias muito utilizadas para conectar aerogeradores de baixa potência à rede elétrica [10]-[15]. Uma é composta pelo retificador passivo ponte de Graetz, um conversor CC-CC Boost e um inversor (monofásico ou trifásico). A segunda substitui o retificador a diodos e o conversor CC-CC pelo retificador controlado trifásico clássico do tipo Boost (configuração Back-to-Back). A primeira opção possui um custo menor, porém possui maior número de harmônicas na corrente do gerador, aumentando as perdas no ferro e variação do torque. Por outro lado, a estrutura de controle e sua implementação são simples. A segunda opção é caracterizada por sua maior complexidade de controle no estágio retificador e, por isso, maior custo, contudo, proporciona maior eficiência.

III. SISTEMA PROPOSTO

Este trabalho propõe o sistema apresentado na Figura 4

para a conexão TEPP até 1 kW à rede elétrica. Ele consiste de uma TEPP de eixo vertical [16], uma ponte retificadora,

um conversor CC-CC Forward e um inversor Full-Bridge. O objetivo da estrutura é atender a demanda de baixa potência, assim, a solução busca simplicidade e redução de custos.

O primeiro estágio do sistema é composto pelo retificador ponte de Graetz com filtro capacitivo, que é responsável por gerar um barramento CC. Geradores de baixa potência apresentam valores elevados de impedância de dispersão, o que contribui para diminuir os harmônicos das correntes quando alimentam cargas não lineares. A tensão de saída da ponte retificadora é controlada pelo conversor CC-CC (segundo estágio), pois a curva de potência elétrica da turbina em função da tensão CC na saída do retificador (Figura 5) apresenta uma relação com a máxima potência elétrica do gerador [17], [18]. Este comportamento é verificado na Figura 5 para o gerador de 1 kW da empresa Enersud [16]. Nota-se que tensões em torno de 50 a 80 V na saída do retificador garantem que o gerador estará operando próximo do seu ponto de máxima potência em todas as velocidades de vento.

Fig. 3. Relação de potência mecânica, velocidade do rotor e velocidade do vento [1].

O segundo estágio do sistema é o conversor Forward,

que é a estrutura principal do sistema. Este conversor CC-CC foi escolhido pelos seguintes motivos: (i) apresenta entrada em tensão, o que facilita o controle desta tensão, a qual é a mesma tensão da saída do retificador com filtro capacitivo; (ii) possui a saída em corrente, o que facilita a realização do controle desta corrente. A corrente de saída do conversor CC-CC definirá o formato senoidal da corrente injetada na rede elétrica; (iii) tem isolação em alta frequência, o que reduz do volume do sistema quando comparado com a solução [18] que utiliza o conversor Buck e um transformador de baixa frequência na saída.

Fig. 4. Sistema proposto com ponte retificadora, conversor CC-CC Forward e inversor Full-Bridge.

(rad/s)

Po (kW)

00 10 30

1

2

3

4

5

6

20

8 m/s

7 m/s

6 m/s

5 m/s

4 m/s

ω

PWM s0

Ire f

Vsense

Ise nse

Vsense Controle

PMSGPMSGPMSGPMSGPMSGPMSGPMSGPMSG s0

Ise nse

s1

s3

s2

s4

D1

D2

D3 Vgrid

SincronismoVgrid

s /s1 4s /s2 3


237

Fig. 5. Curva de potência elétrica do gerador [17] versus tensão CC retificada [18] e [19]. Turbina operando com β = 0.

Além disto, o transformador presente no conversor

Forward proporciona o ganho de tensão necessário para adequar a saída do conversor CC-CC com os valores da rede elétrica.

Assim, o conversor Forward realiza as seguintes funções no sistema: (i) controla o rastreamento de máxima potência (Maximum Power Point Tracking – MPPT) do gerador a partir da regulação da tensão de saída da ponte retificadora; (ii) faz a isolação galvânica do sistema; (iii) proporciona ganho na tensão, para adequação com os níveis da rede elétrica e (iv) controla a corrente injetada na rede, a partir do controle da corrente do indutor de saída. A corrente do indutor de saída deverá ser uma senoide retificada sincronizada com a rede elétrica. O sistema de controle proposto irá operar nessa estrutura para garantir esses requisitos.

O terceiro estágio é composto por um inversor alimentado em corrente do tipo Full-Bridge, o qual deverá inverter o sentido da corrente fornecida pelo indutor de saída do Forward durante meio período da rede e, assim, sincronizar a corrente de saída do estágio CC-CC com a rede elétrica. Este inversor trabalha em malha aberta e suas comutações ocorrem em baixa frequência (60 Hz), o que reduz as perdas. Sua função é inverter a corrente do conversor Forward e injetá-la da rede elétrica, sem influenciar no seu formato.

IV. ETAPAS DE OPERAÇÃO

O conversor Forward opera em modo de condução

contínuo e apresenta três etapas de operação: condução, desmagnetização e roda livre. Durante o período de condução o interruptor so é fechado (Figura 6 (a) e (d)) e a potência é transferida do barramento CC para o indutor. Já o inversor transfere a energia do indutor para a rede elétrica. O primeiro estágio termina com a abertura do interruptor s0, quando inicializa as etapas de desmagnetização e roda livre (Figura 6 (b) e (e)). O diodo D2 é bloqueado e o diodo D1 é polarizando diretamente, o conversor Forward transfere a energia armazenada na indutância magnetizante para o barramento CC. No fim da desmagnetização, o diodo D1 é bloqueado e apenas o diodo D3 permanece em condução, mantendo a etapa de roda livre , ou seja, a transferência de energia do indutor para a rede continua (Figura 6 (c) e (f)). O inversor opera em baixa frequência (60 Hz), portanto opera de forma constante em todas as etapas do conversor. Os interruptores s2 e s3 são ligados no semiciclo positivo da rede (Figura 6 (a), (b) e (f)) e os interruptores s1 e s4 no semiciclo negativo (Figura 6 (c), (d) e (e)). A estrutura completa apresenta seis etapas de operação, como é ilustrado nas etapas de operação da Figura 6.

Fig. 6. Etapas de operação do sistema: (a) condução semiciclo positivo; (b) desmagnetização semiciclo positivo; (c) roda livre semiciclo positivo; (d) condução semiciclo negativo; (e) desmagnetização semiciclo negativo e; (f) roda livre semiciclo negativo.

V. SISTEMA DE CONTROLE

O sistema de controle é composto por duas malhas

(controle multimalhas). A primeira é responsável em impor uma corrente senoidal no indutor do conversor Forward. Ao controlar está corrente, o sistema de controle regula a corrente injetada na rede elétrica. A referência de corrente usada é uma amostra da tensão da rede elétrica retificada, assim a tensão e a corrente estarão em fase. A segunda malha de controle regula a tensão da saída de ponte retificadora, ou seja, a tensão de entrada do conversor Forward. O objetivo desta malha é impor indiretamente um ponto de operação para o aerogerador, conforme ilustrado na Figura 5, de maneira a extrair dele uma potência próxima a sua máxima capacidade, para cada velocidade de vento. Assim, elimina-se a necessidade de monitorar a velocidade mecânica da

a)

s0 s1 s2

s3 s4

b)

s0 s1 s2

s3 s4

c)

s0 s1 s2

s3 s4

D1

D3

D2

D1

D3

D2

D1

D3

D2

PMSGPMSGPMSGPMSGPMSGPMSGPMSG



d)

s0 s1 s2

s3 s4

s1 s2

s3 s4

e)

s0 s1

s3

s1 s2

s3 s4

f)

s0

D1

D3

D2

D1

D3

D2

D1

D3

D2





238

turbina, o que reduz custos e proporciona simplicidade. Este controle é denominado neste trabalho de MPPT por tensão constante e é baseado em [17], [18]. O inversor Full-Bridge opera em malha aberta com comandos sincronizados com a frequência da rede. A Figura 7 apresenta as formas de onda controladas em vermelho, as quais são a tensão no barramento CC e a corrente no indutor. A corrente injetada na rede é controlada indiretamente pela corrente no indutor do conversor Forward.

Fig. 7. Sistema eletrônico proposto com as principais formas de ondas.

O diagrama de blocos do sistema de controle de tensão e corrente é mostrado na Figura 8. A malha interna apresenta uma dinâmica rápida e é responsável pelo controle da corrente do indutor do conversor Forward. Já a malha externa possui uma dinâmica mais lenta e controla a tensão de entrada do conversor (tensão na saída do retificador passivo) para garantir o rastreamento de máxima potência pelo método de tensão constante.

Fig. 8. Diagrama de blocos.

As funções de transferência do conversor Forward

são obtidas a partir do método de pequenos sinais e relacionam a variação da corrente do indutor com a variação da razão cíclica (Gi) e a variação da tensão de entrada com a corrente do indutor (Gv).

A obtenção da função de transferência da corrente do indutor considera as seguintes condições:

A frequência de chaveamento é muito maior que a frequência da rede.

As tensões de entrada e de saída são consideradas constantes durante o período de chaveamento.

Baseado nessas observações, o circuito equivalente da malha que relaciona a corrente do indutor com a razão cíclica é apresentado na Figura 9.

Fig. 9. Circuito equivalente para obtenção da função de transferência da corrente do indutor.

A análise do circuito da Figura 9 mostra que:

i L onV D V V (1)

e (1) pode ser expresso por:

( ).iL

i od t

nV d t L Vdt

(2)

Aplicando uma pequena perturbação em (2), obtém-

se:

[ ( )]( ) L L

i odL I i tnV D d t V

dt

.

(3)

Aplicando a transformada de Laplace em (3), o

modelo de pequenos sinais de iL em função de d é obtido e definido por:

( ) .oLi

d

V niG ssL

(4)

A função de transferência da corrente do indutor

encontrada em (4) foi validada por simulação e é apresentada na Figura 10. Tanto os valores do modelo como o do circuito do conversor possuem o mesmo comportamento para um degrau de razão cíclica no instante de 1 s (desconsiderando as altas frequências), o que valida o modelo.

Fig. 10. Validação da função de transferência da corrente do indutor em função da razão cíclica.

Para a obtenção da função de transferência da tensão

de saída pela corrente do indutor, utiliza-se o circuito da Figura 11.

Fig. 11. Circuito equivalente para obter a função de transferência Gv.

Ao analisar o circuito da Figura 11, tem-se que:

( )( )i

cd nV

C i tdt

(5)

Ao considerar o valor médio quase instantâneo, a

corrente no capacitor é definida por:

( )( ) .i

Ld nV

C i t Ddt

(6)

Aplicando uma pequena perturbação em (6), tem-se:

( ( ( ))( ( )).i i

L Ld nV nv t

C D I i tdt

(7)

Utilizando a transformada de Laplace em (7), o modelo de pequenos sinais de vi em função de iL é dado por:


Σ+ G (s)i

V (s)i C (s)i PWM G (s)vC (s)vΣ+V (s)ref

kv

X

+ -+Vo

VL -+

nDVi

IL I (s)LGi

IL [p.u]

0.5

1.0

0

1.5

t [s]1 1.0250.5 1.050.75

I (t)onVi-

+

Ig

C


239

( )( ) .

( )i

vL

v s DG si s snC

(8)

De (8), pode-se verificar que a função de transferência

é inversamente proporcional. Por exemplo, um degrau positivo na corrente gera um degrau negativo na tensão. A validação da função de transferência foi feita por simulação. A resposta do modelo e do circuito do conversor para um degrau de corrente é visto na Figura 12. Tanto o modelo quanto o conversor apresentaram o mesmo comportamento, o que valida a função de transferência.

Fig. 12. Validação da função de transferência da malha de tensão.

A implementação do controle de corrente e do

modulador PWM pode ser realizada a partir do circuito integrado UC3854. Um controlador avanço atraso foi escolhido para a malha de corrente. O controle de tensão é pode ser implementado a partir de amplificadores operacionais ligados ao UC 3854. Um controlador PI com filtro é sugerido. As funções de transferência dos controladores de corrente (Ci) e tensão (Cv) são dadas, respectivamente, por:

2

zi i

p

s wC s k

s w

(9)

.zv v

p

s wC s k

s s w

(10)

VI. PROJETO E SIMULAÇÃO

O sistema proposto foi verificado num projeto de

1 kW para o gerador eólico da Enersud [16]. Este gerador é comercializado para operar no modo isolado com banco de baterias de 48 V. Neste projeto, ele adaptado em laboratório para trabalhar com o sistema proposto. As especificações do protótipo estão na Tabela I. Os componentes utilizados estão na Tabela II e os parâmetros dos controladores de corrente e de tensão estão descritos nas Tabelas III e IV.

Inicialmente, o sistema foi verificado por simulação, na qual ele foi submetido a um incremento da velocidade do vento com intuito de validar o projeto de controle. A amplitude da corrente do indutor antes, durante e depois do transitório é vista na Figura 13. Com o aumento da velocidade do vento, o gerador fornece uma potência maior, consequentemente, o controle de corrente aumenta a amplitude da corrente do indutor. Este aumento é controlador pelo sinal de controle de corrente, o qual a sua amplitude é mostrada na Figura 14, que apresenta uma resposta amortecida. A amplitude da corrente injetada na rede elétrica é apresentada na Figura 15, a qual apresenta o mesmo comportamento da corrente do

indutor (Figura 13), apenas com a inversão proporcionada pelo inversor. Detalhes da corrente injetada na rede elétrica são vistos na Figura 15, sendo a sua THD de 4%. O mesmo desempenho é encontrado na corrente do indutor do conversor Forward, ou seja, na variável de controle.

A outra variável de controle é a tensão de entrada do conversor Forward (Figura 17). Ela é mantida em 50 V pelo controlador de tensão (Figura 18), mesmo durante o transitório, o que mantém o gerador sempre próximo do seu ponto de máxima potência. A tensão é mantida constante na Figura 17, contudo a variação aumenta, pois a potência processada também aumenta. Para manter a tensão do barramento CC constante, o controle de tensão aumentou seu valor, como visto na Figura 18, consequentemente, ele aumentou a referência de corrente e proporcionou uma injeção maior de potência na rede elétrica. A resposta do controle foi amortecida, sem causar sobressinais no conversor.

A amplitude da tensão da rede durante todo o transitório pode ser visto na Figura 19 e o seu formato pode ser verificado na Figura 20. O gerador não tem capacidade de alterar a amplitude, o formato ou a frequência da tensão da rede elétrica, ou seja, a rede é uma barra infinita para a TEPP.

Um segundo teste foi realizado com o intuído de verificar a dinâmica de controle para situações de variações crescente e decrescente de vento. As Figuras 21, 22 e 23 apresentam a tensão de entrada, corrente no indutor e a corrente de saída, respectivamente. O sistema foi submetido, primeiramente a variação positiva de vento, o que aumenta a potência disponível e aumenta a variação da tensão no capacitor de entrada. Após a entrada em regime, o sistema foi submetido à variação negativa. Em ambos os casos a tensão controlada foi mantida constante

Fig. 13. Corrente do indutor do conversor Forward.

Fig. 14. Sinal de controle da malha de corrente.

Fig. 15. Corrente injetada na rede elétrica pelo sistema.

V (s)iGV

Vi0.5

t [s]1 1.0250.5 1.05

1.0

0

1.5

0.75

Vi [p.u]

iL [A]

0

3

6

t [s]0,5 1 1,5 2

t [s]0

4

Vci [V]

2

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0

-6

0

6

t [s]

igrid [A]

0 0,2 0,4 0,6 0,8


240

Fig. 16. Detalhe da corrente injetada na rede elétrica.

Fig. 17. Tensão de entrada do conversor Forward.

Fig. 18. Sinal de controle da malha de tensão.

Fig. 19. Tensão da rede elétrica.

Fig. 20. Detalhe da tensão da rede elétrica.

Fig. 21. Dinâmica da tensão controlada na entrada do conversor Forward com variações de vento.

Fig. 22. Dinâmica da corrente controlada no indutor do conversor Forward com variações de vento.

Fig. 23. Dinâmica da corrente injetada na rede elétrica com variações de vento.

TABELA I Especificações do Protótipo

Parâmetro Valor

Potência 1 kW

Tensão de saída (rms) 220 V

Tensão de entrada (rms) 50 V

Frequência da rede 60 Hz

Frequência de chaveamento (Forward) 25 kHz

Frequência de chaveamento (Inversor) 60 Hz

TABELA II Componentes

Parâmetro Nome/Valor

Interruptores IXKH70N60C5

Diodos Forward MUR5150E

Controle UC3854

Inversor FNA41060

Indutância 15,6 mH

Capacitância 3000 µF

Relação de transformação 13.6

TABELA III Parâmetros do Controle de Tensão

Parâmetro Valor

Frequência de corte 12 Hz

Margem de fase 60º

Ganho em 120Hz -4.79 dB

TABELA IV Parâmetros do Controle de Corrente

Parâmetro Valor

Frequência de corte 3.9 kHz

Margem de fase 45º

Ganho 81.51 dB

Polo 1 0 Hz

Polo 2 12.5 kHz

Zero 3.98 kHz

VII. PROTÓTIPO E RESULTADOS EXPERIMENTAIS

O protótipo desenvolvido (Figura 25) foi testado no

gerador da Figura 24. Testes em vários pontos de

-6

0

6igrid [A]

t [s]1 1.0250.975 1.05

Vi [V]

40

50

t [s]

60

00 0,2 0,4 0,6 0,8

0123

Vcv [V]

t [s]0 0,2 0,4 0,6 0,8

-311

0

311

V [V]grid

0 0,2 0,4 0,6 0,8 t [s]

t [s]1 1.0250.975 1.05-311

0

311

Vgrid [V]

t [s]

40

50

60

Vi [V]

0,5 1 1,5 2

t [s]0

6

0,5 1 1,5 2

3

IL[A]

t [s]

-6

0

6

0,5 1 1,5 2

Igrid [A]


241

operação forverificar o fu

No primepotência na rcorrente injeapresentadosfuncionamencorrente injeapenas inveraltera o formForward), epassagem pe

No segupotência na entrada e daFigura 27. Esistema e operação. Asda corrente i28.

No terceielétrica. Os rindutor são onda da teapresentadosrendimento retificador, 8inversor com

Fig. 24. FotINEP/UFSC.

Fig. 25. Fotog

ram realizadosuncionamento eiro teste, o grede elétrica. Oetada na reds na Figura nto da propoetada na rede rtida pelo invmato da corree que não hlo zero.

undo, teste orede elétrica

a corrente noEssas são as dambas estãos formas de oninjetada pelo

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ensão na res na Figurado sistema

88% no convem comutação e

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grafia do protót

s no protótipodo sistema.

gerador eólicoOs resultados de e corrente26. O result

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versor (ou sejente controladhá problemas

o sistema ina. Os resultado indutor sãoduas variáveis

o adequadas nda da tensãosistema são e

sistema injetoutensão de entna Figura 2

de e correna 30. Nessfoi de 86%

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tipo de 1kW.

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injetou 300 Wde tensão na

e no indutortado comprove mostrar quorrente do indja, o inversorda pelo convs na corrente

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neste pontoo da rede elétrexpostas na Fi

u 500 W na trada e corren9 e as forma

nte na rede sas condiçõe

sendo (99%isolado e 98%

uência).

1 kW instalad

ito de

W de rede,

r são va o ue a

dutor, r não

versor e na

W de ão de os na

pelo o de rica e igura

rede nte no as de

são es o % no % no

do no

Fig. corre

Fig.indut

Fig.Vgrid

Fig.indut

26. Teste de ente no indutor.

27. Teste detor. Vi: 50V/div

28. Teste de : 300V/div; Igrid

29. Teste detor. Vi: 50V/div

Vgrid(2

Igrid(1,3

iL(1,36

Vi (48V

iL(1,91A )rms

Vgrid (220V

V

300W, tensão. Vgrid: 300V/div

e 420 W, tensãv; iL: 2A/div.

420 W, tensãod: 2,5A/div.

e 500 W, tensãv; iL: 2A/div.

220V )rms

36A )rms

6A )rms

V )rms

)

rmsV )

Igrid rm(1,91A

Vi rms(50V )

iL rm(2,27A

o na rede, corrv; Igrid: 2A/div;

ão de entrada

o na rede e co

ão de entrada

ms)

ms)

ente da rede e iL: 2A/div.

e corrente no

rrente da rede.

e corrente no

e

o

.

o


242

Fig. 30. Teste de 500 W, tensão na rede e corrente injetada na rede. Vgrid: 300V/div; Igrid: 4A/div.

Fig. 31. Tensão de entrada (Vi), corrente do indutor (iL) e sinal de controle de tensão (Vcv). Vi: 10V/div; iL: 2A/div; Vcv: 2V/div.

Um teste dinâmico foi realizado monitorando o sistema diante de um degrau positivo de velocidade no gerador. O evento proporcionou um aumento da potência injetada na rede. As formas de onda da tensão de entrada (Vi), corrente do indutor (iL) e sinal de controle de tensão (Vcv) são mostradas na Figura 31. O resultado do teste dinâmico foi adequado, pois o controlador manteve a tensão de entrada em um valor constante e aumentou a corrente do indutor, possibilitando ao sistema injetar mais potência na rede. A sobretensão que ocorre durante o transitório alcançou picos de 55V. O sinal de controle de tensão (Vcv) buscou o seu novo ponto de operação para manter a tensão do barramento em 50 V. Ao aumentar o sinal de controle de tensão, a referência de corrente foi incrementada e, consequentemente, o sistema injetou mais potência na rede elétrica. O sistema se manteve estável durante todo o transitório.

VIII. CONCLUSÃO

O artigo define as principais características dos aerogeradores de pequeno porte e propôs um sistema para conexão destes aerogeradores à rede elétrica (configuração on-grid). O texto contribuiu com um estudo da estrutura, princípios de operação, análises quantitativas, funções de transferência para plantas de controle de corrente e de tensão, projetos e verificação experimental. O desempenho observado nos resultados experimentais foi adequado e validou a proposta.

O sistema proposto foi projetado com uma ponte retificadora de diodos, um conversor CC-CC que apresenta entrada em tensão e saída em corrente e inversor de corrente. O conversor CC-CC é utilizado para rastrear a máxima potência do gerador (a partir do

controle da tensão de saída da ponte retificadora), para proporcionar ganho (necessário para adequar os níveis de tensão) e, por fim, para controlar a corrente injetada na rede elétrica. O inversor de corrente trabalha em baixa frequência (60Hz) e em malha aberta. Baseado nestas necessidades foram escolhidos o conversor CC-CC do tipo Forward e o inversor Full-Bridge. Assim, a estrutura proposta também apresenta isolação em alta frequência no estágio CC-CC. O circuito de controle foi implementado com o circuito integrado UC3854, o que simplifica e reduz o custo da estrutura.

O sistema proposto é baseado na integração de conversores consolidados na literatura, oferecendo ao sistema robustez e simplicidade, o que é necessário para pequenos sistemas conectados à rede elétrica.

AGRADECIMENTOS Os autores agradecem ao CNPq pelo suporte

financeiro (Processo 405246/2013-7).

REFERÊNCIAS

[1] M. Malinowski, A. Milczarek, R. Kot, Z. Goryca, J.T. Szuster, "Optimized Energy-Conversion Systems for Small Wind Turbines: Renewable energy sources in modern distributed power generation systems," Proc. Of Power Electronics Magazine, IEEE , vol. 2, nº 3, pp.16-30, Setembro. 2015.

[2] World Wind Energy Association “Small Wind World Report,” 2015. [Online]. Disponível em: www.small-wind.org/.

[3] D. Li, S. Wang, and P. Yuan, “A review of micro wind turbines in the built environment,” in Proc. Asia-Pac. Power Energy Eng. Conf. (APPEEC), Mar. 2010, pp. 1–4.

[4] F. D. Bianchi, H. De Battista, R. J. Mantz, Wind Turbine Control Systems. Principles, Modelling and Gain Scheduling Design, Springer-Verlag London Ltd, 1º Edição, Londres, 2007.

[5] N. A. Orlando , M. Liserre , V. G. Monopoli , R. A. Mastromauro, A. Dell’Aquila, “Comparison of power converter topologies for permanent magnet small wind turbine system”, in Proc of. Int. Symp. Ind. Electron.(ISIE), pp.2359 -2364, 2008.

[6] Y. Wang, C. Nayar, J. Su, M. Ding, “Control and interfacing of a grid-connected small-scale wind turbine generator”, IEEE Transactions on Energy Conversion, vol. 26, no. 2, pp.428 – 434, Dezembro 2011.

[7] I. Kortabarria, E. Ibarra, I.D. Alegria, “Power converters used in grid connected small wind turbines: Analysis of alternatives,” in Proc. of 5th IET International Conference on Power Electronics, Machines and Drives (PEMD 2010), pp.1-6, 2010.

[8] Y. Wang, S. Hu, “Design and research of an inverter for a small wind power generation system,” in Proc. of Advanced Computional Intelligence (ICACI), pp. 937–940, 2012.

[9] J.L.Li, H.H. Xu, “Power Electronic Converters in Wind Power Technology", in Proc. of Mechanical industry press, pp. 61-64, 2008.

[10] A. Milczarek, M. Malinowski, “Monitoring and control algorithms applied to small wind turbine with

Vgrid rms(220V )

Igrid (2,27A )rms

Vi

iL

Vcv


243

grid-connected/stand-alone mode of operation”, Przegląd Elektrotechniczny, vol. 88, nº.12a, pp. 18–22, Janeiro, 2012.

[11] K. Sunderland, M. F. Conlon, G. Mills, R. Feely, “Observation of the wind resource across the Dublin area”, in Proc. of Universities Power Engineering Conference (UPEC), pp.1-6, 2011.

[12] A. Stabile, A. J. Marques Cardoso, C. Boccaletti “Efficiency analysis of power converters for urban wind turbine applications”, in Proc. of IEEE International Conference on Sustainable Energy Technologies (ICSET). pp.1-6, 2010.

[13] A. M. De Broe, S. Drouilhet, V. Gevorgian. “A peak Power Tracker for small wind turbines in battery charging applications”, IEEE Transactions on Energy Conversion, vol.14, nº4, pp. 1630-1635, Dezembro 1999.

[14] R. Teodorescu, F. Blaabjerg, “Flexible control of small wind turbines with grid failure detection operating in stand-alone and grid-connected mode”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 19, nº5, pp.1323-1332, Setembro 2004.

[15] Y. Wang, C. Nayar, J. Su, M. Ding, “Control and interfacing of a grid-connected small-scale wind turbine generator”, IEEE Transactions on Energy Conversion, vol. 26, nº2, pp.428–434, Junho 2011.

[16] Enersud, “Gerar 246”, [Online]. Disponível em: http://www.enersud.com.br/

[17] G. Tibola, Sistema eólico de pequeno porte para geração de energia elétrica com rastreamento de potência máxima. Dissertação de Mestrado, Departamento de Engenharia Elétrica, Universidade Federal de Santa Catarina, Florianopolis, Brasil, 2009.

[18] R.H. Eckstein, T.B. Lazzarin, I. Barbi, “Proposed power and control system for small scale wind turbines connected to the grid,” in Proc. of Renewable Power Generation Conference (RPG 2014), pp. 1-6, 2014.

DADOS BIOGRÁFICOS

Vanderlei Cardoso, nascido em Itajaí, Santa Catarina, Brasil em 1991. Recebeu o grau de engenheiro eletricista pela Universidade Federal de Santa Catarina em 2015. Atualmente é aluno do curso de mestrado do departamento de engenharia elétrica na Universidade Federal de Santa Catarina.

Atua no Instituto de Eletrônica de Potência (INEP) desde 2014. Seus interesses são: Inversores conectados à rede elétrica, conversores CC-CC, sistemas de conexão com turbinas eólicas de pequeno porte e energia renovaáveis.

Rafael Henrique Eckstein, nascido em Marechal

Cândido Rondon, Paraná, Brasil em 1990. È engenheiro eletricista (2012), mestre (2014) e atualmente doutorando pela Universidade Federal de Santa Catarina.

Suas áres de interesse são: eletrônica de potência, conexão de turbinas eólicas na rede elétrica, controle da qualidade de energia e paralelismo de inversores em microredes.

Telles Brunelli Lazzarin, nascido em Criciúma,

Santa Catarina, Brasil, em 1979. Recebeu o grau de Engenheiro eletricista, mestre e doutor em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC), Florianópolis, Brasil, em 2004, 2006 e 2010, respectivamente.

Atualmente é professor no Departamento de Engenharia Elétrica e Eletrônica da UFSC e pesquisador no Instituto de Eletrônica de Potência (INEP). A área de concentração do prof. Telles é em eletrônica de potência, com ênfase em energias renováveis (principalmente eólica de pequeno porte), inversores de tensão e conversores estáticos a capacitor chaveado.

Prof. Telles é membro da Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência (SOBRAEP) e da IEEE Society.


244Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 21, n.3, p. 162-246, jul./set.2016

NORMAS PARA PUBLICAÇÃO EM PORTUGUÊS – INSERIR AQUI O TÍTULO (TAMANHO LETRA 14 PT, LETRAS MAIÚSCULAS, NEGRITO E CENTRADO)

Primeiro A. Autor1, Segundo B. Autor2 (Nomes dos Autores, 12 Pt, Centrado Abaixo do Título) 1Primeira Afiliação, Cidade – UF, País (10 Pt, Centrado Abaixo dos Nomes dos Autores)

2Segunda Afiliação (se necessário), Cidade – UF, País (10 Pt, Centrado Abaixo dos Nomes dos Autores) e-mail: [email protected], [email protected]

Resumo – O objetivo deste documento é instruir os autores sobre a preparação dos trabalhos para publicação na Revista Eletrônica de Potência. Solicita-se aos autores que utilizem estas normas desde a elaboração da versão inicial até a versão final de seus trabalhos. Somente serão aceitos para publicação trabalhos que estejam integralmente de acordo com estas normas. Informações adicionais sobre procedimentos e normas podem ser obtidas também diretamente com o editor, ou, através do portal iSOBRAEP no endereço eletrônico: http://www.sobraep.org.br/revista. Observa-se que são aceitas submissões em inglês ou espanhol, sendo que as normas para estes idiomas são apresentadas no mesmo endereço eletrônico. Este texto foi redigido segundo as normas aqui apresentadas para artigos submetidos em português.

Palavras-Chave – Os autores devem apresentar um conjunto de até seis palavras-chave (em ordem alfabética, todas iniciais maiúsculas e separadas por vírgula) que possam identificar os principais tópicos abordados.

TITLE HERE IN ENGLISH IS MANDATORY (12 PT, UPPERCASE, BOLD, CENTERED)

Abstract – The objective of this document is to instruct the authors about the preparation of the manuscript for its submission to the Revista Eletrônica de Potência. The authors should use these guidelines for preparing both the initial and final versions of their paper. Additional information about procedures and guidelines for publication can be obtained directly with the editor, or, through the web site http://www.sobraep.org.br/revista. English or Spanish can be used for editing the papers, and the guidelines for these languages are provided in the same web site. This text was written according to these guidelines for submission in Portuguese.

Keywords – Authors shall provide a maximum of six keywords (in alphabetical order, capitalized, separated by commas) to help identify the major topics of the paper.

Nota de rodapé na página inicial será utilizada apenas pelo editor para indicar o andamento do processo de revisão. Não suprima esta nota de rodapé quando editar seu artigo.

NOMENCLATURA

P Número de polos. Vdq Componentes dq da tensão de estator.

I. INTRODUÇÃO

A Revista Eletrônica de Potência é um meio apropriado no qual os membros da SOBRAEP (Associação Brasileira de Eletrônica de Potência) e demais pesquisadores atuantes na grande área da Eletrônica de Potência podem apresentar e discutir suas atividades e contribuições científicas. Neste contexto, o Conselho Editorial convida os interessados a apresentarem artigos completos que envolvam o estado da arte na área, através de resultados teóricos e experimentais, além de informações tutoriais, nos tópicos de interesse da SOBRAEP. Caso o trabalho, ou parte dele, já tenha sido publicado em alguma revista ou conferência, nacional ou internacional, deve ser destacado no corpo do trabalho.

Serão aceitos trabalhos em português, espanhol e inglês. Os textos submetidos em português e espanhol devem conter também o título (title), resumo (abstract) e palavras-chave (keywords) em inglês, obrigatoriamente.

Os autores deverão submeter e acompanhar todo o processo de revisão e publicação através do portal iSOBRAEP: http://www.sobraep.org.br/revista.

Somente serão aceitos trabalhos submetidos como documento em PDF editável (aberto). Portanto, após a edição de seu trabalho, em conformidade com estas normas, deverá ser gerado um documento em PDF com boa qualidade, para que possa ser submetido através do portal iSOBRAEP. Observa-se ainda que para a publicação da versão final, somente serão aceitos artigos que estejam em conformidade com estas normas de edição e tenham preenchido o formulário Copyright disponível no portal iSOBRAEP.

A seção de Introdução tem o objetivo geral de apresentar a natureza do problema enfocado no trabalho, através de adequada revisão bibliográfica, o propósito e a contribuição do artigo submetido.

Caso seja pertinente, antes da Introdução pode ser incluída uma seção Nomenclatura com uma lista de variáveis usadas no texto. Este item não deve ser numerado, assim como os itens Agradecimentos, Referências e Dados Biográficos.

A. Apresentação do Texto Os artigos submetidos para publicação na Revista

Eletrônica de Potência devem possuir, preferencialmente, oito ou menos páginas. Artigos com um maior número de páginas deverão pagar uma taxa de R$ 150 por página extra



antes da sua publicação, sendo aceitas até quatro páginas extras. Assim, o limite máximo é de 12 páginas.

Deve-se usar, obrigatoriamente, as unidades do Sistema Internacional (SI ou MKS).

Cabe ao(s) autor(es) do trabalho a preparação dos originais e, posteriormente, seu envio de forma eletrônica, em PDF, através do portal iSOBRAEP, de acordo com estas normas. Os trabalhos que estiverem fora dos padrões estabelecidos serão recusados, com a devida informação ao autor correspondente.

B. Edição do Texto A editoração do trabalho deve ser feita selecionando o

formato A4 (297 mm x 210 mm), de acordo com este exemplo.

Como processador de texto, estimula-se o uso do processador Word for Windows.

1) Tamanho das letras utilizadas no trabalho: Os tamanhos das letras especificadas nesta norma seguem o padrão do processador Word for Windows e o tipo de letra utilizado é Times New Roman. A Tabela I mostra os tamanhos padrões de letras utilizadas nas seções do artigo.

TABELA I Tamanhos e Tipos de Letras Utilizadas no Texto

EstiloTamanho (pontos) Normal Negrito Itálico

8 Texto de tabelas

9 Legendas de figuras

10 Instituição dos

autores; texto em geral; referências

Textos do resumo e palavras-chave; títulos de tabelas

Títulos do resumo e palavras-chave

12 Nomes dos autores Título em inglês

14 Título do trabalho

2) Formatação das páginas: Na formatação das páginas, as margens superior e inferior deverão ser fixadas em 25 mm, a margem esquerda em 18 mm e a margem direita em 12 mm. As colunas de textos deverão apresentar uma largura igual a 87 mm e um espaçamento entre si de 6 mm. A tabulação a ser utilizada na primeira linha dos parágrafos deverá ser fixada em 4 mm.

II. ESTILO DO TRABALHO

Neste item são apresentados os principais estilos utilizados para edição do trabalho.

A. Organização Geral Os trabalhos a serem publicados na revista devem conter

as seguintes seções principais: 1) Título; 2) Autores e Instituições de origem; 3) Resumo e Palavras-Chave; 4) Título em inglês (Title), Abstract e Keywords; 5) Introdução; 6) Corpo do trabalho; 7) Conclusões; 8) Referências; 9) Dados Biográficos. Esta ordem deve ser respeitada, a menos que os autores usem alguns itens adicionais, tais como: Nomenclatura; Apêndices e Agradecimentos.

A seguir serão feitos alguns comentários sobre os principais itens mencionados.

1) Título: O título em português do trabalho deve ser o mais sucinto possível, indicando claramente o assunto de que se trata. Deve estar centrado no topo da primeira página, sendo impresso em negrito, tamanho 14 pontos, com todas as letras em maiúsculo.

2) Autores e instituições de origem: Abaixo do título do trabalho (deixando uma linha em branco), também centrados na página, devem ser informados os nomes dos autores. Poderão ser abreviados os nomes e sobrenomes intermediários e escritos na sua forma completa o primeiro nome e o último sobrenome (letras do tipo 12 pontos). Imediatamente abaixo do nome dos autores, informar as instituições a que pertencem, cidade, estado e país e, logo abaixo, o endereço eletrônico de contato (letras do tipo 10 pontos).

3) Resumo e palavras-chave: Esta parte é considerada como uma das mais importantes do trabalho. É baseado nas informações contidas no resumo e nas palavras-chave que os trabalhos técnicos são indexados e armazenados em bancos de dados.

O resumo deve conter no máximo 200 palavras de forma a indicar as ideias principais apresentadas no texto, procedimentos e resultados obtidos. O resumo não deve ser confundido com uma introdução do trabalho e não deve conter abreviações, referências, figuras, etc. Na elaboração do resumo, como também em todo o trabalho, deve ser utilizada a forma impessoal como, por exemplo, “... Os resultados experimentais mostraram que ...” ao invés de “...os resultados que nós obtivemos mostraram que...”. A palavra Resumo deve ser grafada em estilo itálico e em negrito. Já o texto deste Resumo será em estilo normal e em negrito.

Palavras-chave são termos para indexação que possam identificar os principais tópicos abordados no trabalho. O termo Palavras-Chave deve ser grafado em estilo itálico e em negrito. O texto deste item será em estilo normal e em negrito.

4) Informações em inglês: O título deverá ser reproduzido em inglês, conforme normas apresentadas, destacando-se o estilo em letras todas maiúsculas, negrito e tamanho 12.

A palavra Abstract deve ser grafada em itálico e em negrito. Já o texto deste Abstract (em inglês) será em estilo normal e em negrito.

Keywords são termos para indexação, em inglês, que identificam os principais tópicos abordados no trabalho. O termo Keywords deve ser grafado em itálico e em negrito. Já o texto deste item será em estilo normal e em negrito.

5) Introdução: A introdução deve preparar o leitor para o trabalho propriamente dito, dando uma visão histórica do assunto, e servir como um guia a respeito de como o trabalho está organizado, enfatizando quais são as reais contribuições do mesmo em relação aos já apresentados na literatura. A introdução não deve ser uma repetição do Resumo e deve ser a primeira seção do trabalho a ser numerada como seção.



6) Corpo do trabalho: Os autores devem organizar o corpo do trabalho em diversas seções, as quais devem conter de forma clara, as informações a respeito do trabalho desenvolvido, facilitando a compreensão do mesmo por parte dos leitores.

7) Conclusões: As conclusões devem ser as mais claras possíveis, informando aos leitores sobre a importância do trabalho dentro do contexto em que se situa. As vantagens e desvantagens em relação aos já existentes na literatura devem ser comentadas, assim como os resultados obtidos e as possíveis aplicações práticas do trabalho.

8) Referências: As citações das referências ao longo do texto devem aparecer entre colchetes, antes da pontuação das sentenças nas quais estiverem inseridas. Devem ser utilizados somente os números das referências, evitando-se uso de citações do tipo “...conforme referência [2]...”.

Os trabalhos que foram aceitos para publicação, mas que ainda não foram publicados, devem ser colocados nas referências com a citação “no Prelo”.

Os artigos de periódicos e anais devem ser incluídos iniciando-se pelos nomes dos autores (iniciais seguidas do último sobrenome), seguido do título do trabalho, onde foi publicado (em itálico), número do volume, páginas, mês e ano da publicação.

No caso de livros, após os autores (iniciais seguidas do último sobrenome), o título deve ser em itálico, seguido da editora, da edição e do local e ano de publicação.

No final destas normas, é mostrado um exemplo de como devem ser apresentadas as referências [1]-[8].

9) Dados biográficos: Os dados biográficos dos autores deverão estar na mesma ordem de autores colocados no início do trabalho e deverão conter basicamente os seguintes dados: Nome Completo (em negrito e sublinhado); Local e ano de Graduação e Pós-Graduação; Experiência Profissional (Instituições e empresas em

que já trabalhou, número de patentes obtidas, áreas de atuação, atividades científicas relevantes, sociedades científicas a que pertence, etc.).

Caso sejam utilizados os itens adicionais Nomenclatura, Apêndices e Agradecimentos as seguintes instruções devem ser observadas:

10) Nomenclatura: A nomenclatura consiste na definição das variáveis e símbolos utilizados ao longo do trabalho. Não é obrigatória a sua inclusão e este item não é numerado como seção. Se este item for incluído, deve preceder o item Introdução. Caso os autores optem por não incluir este item, as definições das variáveis e símbolos utilizados devem ser incluídas ao longo do texto, logo após o seu aparecimento. No início destas normas é apresentado um exemplo para este item opcional.

11) Agradecimentos e apêndices: Os agradecimentos a eventuais colaboradores, assim como apêndices, não recebem numeração e devem ser colocados no texto, antes das

referências. No final deste trabalho é mostrado um exemplo de como podem ser feitos estes agradecimentos.

Na última página do artigo os autores devem distribuir o conteúdo uniformemente, utilizando-se ambas as colunas, de tal forma que estejam paralelas quanto ao fechamento das mesmas.

B. Organização das Seções do Trabalho A organização do trabalho em títulos e subtítulos serve

para dividi-lo em seções, que ajudam o leitor a encontrar determinados assuntos de interesse dentro do trabalho. Também auxiliam os autores a desenvolverem de forma ordenada seu trabalho. O trabalho deve ser organizado em seções primárias, secundárias e terciárias.

As seções primárias são os títulos de seções propriamente ditos. São grafados em letras maiúsculas no centro da coluna, separadas por uma linha em branco anterior e uma posterior, e utilizam numeração romana e sequencial.

As seções secundárias são os subtítulos das seções. Apenas as primeiras letras das palavras que a compõe são grafadas em letra maiúscula, na margem esquerda da coluna sendo separada do resto do texto por uma linha em branco anterior. A designação das seções secundárias é feita com letras maiúsculas, seguidas de um ponto. Utilizam grafia em itálico.

As seções terciárias são subdivisões das seções secundárias. Apenas a primeira letra da primeira palavra que a compõe é grafada em letra maiúscula. A designação das seções terciárias é feita com algarismos arábicos, seguidos de um parêntese. Utilizam grafia em itálico.

III. OUTRAS NORMAS

A. Normas Editoriais Para artigos de autoria múltipla, é necessário informar a

ordem de apresentação dos autores e preencher o Formulário Copyright no portal iSOBRAEP, autorizando a publicação do artigo. A Revista Eletrônica de Potência deve ser considerada fonte de publicação original. A Revista se reserva o direito de efetuar alterações de ordem normativa, ortográfica e gramatical nos arquivos originais, respeitando o estilo dos autores. As provas finais não serão enviadas aos autores. Os trabalhos publicados passam a ser de propriedade da Revista Eletrônica de Potência, ficando sua reimpressão total ou parcial sujeita à autorização expressa da SOBRAEP.

Figuras, tabelas e equações devem obedecer as normas apresentadas a seguir.

B. Figuras e Tabelas As tabelas e figuras (desenhos ou reproduções

fotográficas) devem ser inseridas no texto logo após serem citadas pela primeira vez, desde que caibam dentro dos limites da coluna; caso necessário, pode-se utilizar toda a área útil da página. A resolução das figuras deve ser superior a 300 dpi e, preferencialmente, no formato vetorial para boa qualidade de impressão. A legenda deve ser situada acima da tabela, enquanto que na figura deve ser colocada abaixo da mesma. As tabelas devem possuir títulos e são designadas pela palavra Tabela, sendo numeradas em algarismos romanos, sequencialmente. As legendas das tabelas devem estar centralizadas e em negrito.



As figuras necessitam de legenda, e são designadas pela palavra Figura no texto (Fig. na própria legenda), numeradas em algarismos arábicos, sequencialmente, com alinhamento justificado conforme exemplo. A designação das partes de uma figura é feita pelo acréscimo de letras minúsculas ao número da figura, começando pela letra a, como por exemplo, Figura 1(a).

Fig. 1. Curva de magnetização em função do campo aplicado. (Observe que o termo “Fig.” é abreviado. Existe um ponto após o número da figura, seguido de dois espaços antes da legenda).

Com o intuito de facilitar a compreensão dos gráficos, a definição dos eixos dos mesmos deve ser feita utilizando-se palavras e não letras, exceto no caso de formas de onda e planos de fase. As unidades devem ser expressas entre parênteses. Por exemplo, utilize a denominação “Magnetização (A/m)”, ao invés de “M (A/m)”.

As figuras e tabelas devem ser posicionadas preferencialmente no início ou no final das colunas, evitando-as no meio das colunas. Devem ser evitadas tabelas e figuras, cujas dimensões ultrapassem as dimensões das colunas. As figuras devem ser preferencialmente editadas em preto, em fundo branco, uma vez que a versão impressa da revista não utiliza cores. Os traços devem ser de espessura tal que permitam uma impressão legível.

C. Abreviações e Siglas As abreviações a serem utilizadas no texto, devem ser

definidas na primeira vez em que aparecerem, como por exemplo, “... Modulação por Largura de Pulso (PWM)...”.

D. Equações A numeração das equações deve ser colocada entre

parênteses, na margem direita, como em (1). As equações devem ser editadas de forma compacta e estar centralizadas na coluna. Caso a seção de nomenclatura não seja usada no início do texto, as variáveis devem ser definidas logo após as equações em que são indicadas, tal como:

ZVII i

oL 23

(1)

onde: IL - corrente de pico no indutor ressonante; Io - corrente de carga; Vi - tensão de alimentação; Z - impedância característica do circuito ressonante.

IV. CONCLUSÕES

Este artigo foi integralmente editado conforme as normas apresentadas para submissão de artigos em português.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem a Fulano de Tal, pela colaboração neste trabalho. Este projeto foi financiado pelo CNPq (processo xxyyzz).

REFERÊNCIAS

[1] C. T. Rim, D. Y. Hu, G. H. Cho, “Transformers as Equivalent Circuits for Switches: General Proof and D-Q Transformation-Based Analysis”, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 26, nº 4, pp. 832-840, Julho/Agosto 1990.

[2] E. A. Vendrusculo, J. A. Pomilio, “Motores de Indução Acionados por Inversores PWM-VSI: Estratégias para Atenuação de Sobretensões”, Eletrônica de Potência –SOBRAEP, vol. 8, nº 1, pp. 49-56, Junho 2003.

[3] S. A. González, M. I. Valla, C. H. Muravchik, “A Phase Modulated DGPS Transmitter Implemented with a CMRC”, in Proc. of COBEP, vol. 2, pp. 553-558, 2001.

[4] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, Power Electronics: converters, applications, and design, John Wiley & Sons, 2a Edição, Nova Iorque, 1995.

[5] T. A. Lipo, M. D. Manjrekar, “Hybrid Topology for Multilevel Power Conversion”, U.S. Patent 6 005 788, Dez. 21, 1999.

[6] IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems, IEEE Std. 519-1992, 1993.

[7] SW Technologies, “SWDV Converter”, 2001. [Online]. Disponível: www.sw.com.br.

[8] I. Barbi, Etude de Onduleurs Autoadaptifs Destines a la Alimentation de Machines Assynchrones. Tese de Doutorado, Institut National Polytechnique de Toulouse, Toulouse, França, 1979.

DADOS BIOGRÁFICOS

Fulano de Tal, nascido em 30/02/1960 em Talópoli, é engenheiro eletricista (1983), mestre (1985) e doutor em Engenharia Elétrica (1990) pela Universidade de Tallin.

Ele foi, de 1990 a 1995, coordenador do Laboratório de Tal. Atualmente é professor titular da Universidade de Tal. Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, qualidade do processamento da energia elétrica, sistemas de controle eletrônicos e acionamentos de máquinas elétricas.

Dr. Tal é membro da SOBRAEP, da SBA e do IEEE. Durante o período de 1998 a 2000 foi editor da revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP.


eletrônica de potência - sobraep · 2019. 5. 14. · 168 política editorial da revista...

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