desenvolvimento de uma arquitectura distribuída para...

FACULDADE DE ENGENHARIA DA UNIVERSIDADE DO PORTO

Departamento de Engenharia Electrotécnica e de Computadores

Desenvolvimento de uma Arquitectura Distribuída para Controlo de Potência

Manuel António Ferreira Pereira

Licenciado em Engenharia Electrotécnica pela Faculdade de Engenharia da

Universidade do Porto

Dissertação submetida para satisfação parcial dos requisitos do grau de

mestre em Engenharia Electrotécnica e de Computadores

(Área de especialização de Informática e Automação)

Porto, Junho de 2005

Dissertação realizada sob a supervisão de

Professor Doutor Adriano da Silva Carvalho,

do Departamento de Engenharia Electrotécnica e de Computadores

da Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto

Aos meus pais…

Aos meus irmãos…

vii

Agradecimentos

Gostaria de expressar a minha gratidão a todos aqueles que contribuíram de alguma forma

para a realização deste trabalho.

Em primeiro lugar, agradeço ao meu orientador, o Professor Doutor Adriano da Silva

Carvalho, pelo apoio, colaboração e orientação que sempre me reservou. Os seus conselhos

e rigor científico constituíram uma preciosa ajuda na realização deste trabalho. Agradeço

também o esforço desenvolvido na leitura e sugestões de revisão deste documento.

A todos os meus colegas do ISR, devo agradecer o companheirismo e o benefício

decorrente das oportunidades de discussão científica.

Ao Instituto de Sistemas e Robótica, por me ter cedido meios laboratoriais para a realização

do trabalho experimental.

A todos, os meus sinceros agradecimentos.

ix

Resumo

As recentes evoluções tecnológicas que conferem um grau de sofisticação cada vez maior

aos sistemas de controlo têm causado uma reanálise de arquitecturas a adoptar neste

domínio da Engenharia.

Nesta dissertação apresenta-se o estudo e desenvolvimento de uma arquitectura distribuída

para controlo de potência, bem como uma possível implementação dessa arquitectura

aplicada ao processo industrial de secagem de transformadores, usado nesta dissertação

como caso de estudo.

A arquitectura desenvolvida é suportada na evolução tecnológica dos microprocessadores e

das redes de comunicação, com desempenhos cada vez mais elevados, quer ao nível das

estruturas de controlo, quer ao nível das metodologias de controlo, permitindo o controlo de

processos complexos.

De facto, os requisitos subjacentes a este tipo de processos levam, inevitavelmente, à

utilização de uma arquitectura distribuída onde as funções de instrumentação, interface,

controlo e actuação são executadas em diferentes subsistemas, representados por nós. A

interligação dos vários nós é realizada por uma ou mais redes de comunicação.

Neste contexto, a utilização do processo industrial adoptado, não só pela complexidade

inerente ao próprio processo mas também pelas suas características particulares de

instrumentação e controlo, revela-se uma boa base de validação. De facto, estes dois

subsistemas (instrumentação e controlo) têm verificado melhorias substanciais de

desempenho. Em particular, o projecto de subsistemas de controlo tem evoluído de forma

significativa, suportado pelo melhor desempenho das plataformas digitais.

Em consequência, são estudados métodos de controlo de temperatura, com a adopção do

método de controlo híbrido, que utiliza lógica difusa para melhorar o controlo da

temperatura. As boas características de desempenho do sistema de controlo desenvolvido

foram demonstradas através dos ensaios experimentais realizados.

xi

Abstract

The recent technological evolutions that confer an increasingly sophistication degree to the

control systems have caused a re-analysis of the architectures to adopt in this domain of

Engineering.

In this dissertation it is presented the study and development of a distributed architecture

for power control, as well as a possible implementation of this architecture applied to the

industrial process of drying transformers, used in this dissertation as study case.

The developed architecture is supported on the technological evolution of the

microprocessors and communication networks, with higher levels of performance, whether

at the control structures level, whether at the control methods level, allowing the control of

rather complex processes.

In fact, the underlying requirements to this kind of processes lead, inevitably, to the use of a

distributed architecture where the instrumentation functions, interface, control and actuation

are executed in different subsystems, represented by nodes. The interconnection of the

several nodes is executed through one or more communication networks.

In this context, the use of the adopted industrial process shows a good base of validation,

not only for the inherent complexity to the proper process but also for its particular

characteristics of instrumentation and control. In fact, these two subsystems have verified

substantial improvements of performance. In particular, the project of control subsystems

has evolved in significant form, supported by best performance of the digital platforms.

In consequence, methods of temperature control are studied, with the adoption of hybrid

control method, that uses fuzzy logic to improve the temperature control. The good

performance characteristics of the developed control system were demonstrated through the

realization of experimental tests.

xiii

Índice de Conteúdos

Agradecimentos .............................................................................................................................. vii

Resumo............................................................................................................................................. ix

Abstract............................................................................................................................................ xi

Índice de Conteúdos...................................................................................................................... xiii

Índice de Figuras .......................................................................................................................... xvii

Índice de Tabelas........................................................................................................................... xxi

Abreviaturas ................................................................................................................................ xxiii

1 Introdução..................................................................................................................................1

1.1 Objectivos...............................................................................................................................2

1.2 Organização da Dissertação ...................................................................................................3

2 Apresentação do Caso de Estudo .............................................................................................5

2.1 Introdução...............................................................................................................................5

2.2 Análise do Processo de Secagem ...........................................................................................6

2.3 Requisitos do Subsistema de Aquisição ...............................................................................11

2.4 Requisitos do Subsistema de Controlo .................................................................................11

2.5 Requisitos da interface .........................................................................................................12

2.6 Conclusão .............................................................................................................................13

3 Sistemas Distribuídos de Controlo.........................................................................................15

3.1 Introdução.............................................................................................................................15

3.2 Sistemas Distribuídos de Controlo .......................................................................................16


xiv

3.2.1 Modelos de Comunicação para Sistemas Distribuídos ........................................ 17 3.2.2 Sistemas de Controlo em Tempo Real ................................................................. 21

3.3 Arquitectura Distribuída para Controlo de Potência ........................................................... 30 3.3.1 Modelo de Comunicação...................................................................................... 32 3.3.2 Apresentação da Arquitectura para o Caso de Estudo ......................................... 34

3.4 Conclusão ............................................................................................................................ 35

4 Subsistema de potência........................................................................................................... 37

4.1 Introdução............................................................................................................................ 37

4.2 Sistema de Aquecimento ..................................................................................................... 37

4.3 Rectificadores ...................................................................................................................... 38 4.3.1 Rectificador Trifásico não Controlado................................................................. 39 4.3.2 Rectificador Trifásico Semi-Controlado .............................................................. 42 4.3.3 Rectificador Trifásico Controlado........................................................................ 45

4.4 Inversores de Tensão ........................................................................................................... 48 4.4.1 Inversores monofásicos........................................................................................ 50 4.4.2 Inversores de tensão Trifásicos ............................................................................ 51

4.5 Conclusão ............................................................................................................................ 58

5 Instrumentação do Sistema - Subsistema de Aquisição ...................................................... 59

5.1 Introdução............................................................................................................................ 59

5.2 Potência Activa.................................................................................................................... 63

5.3 Topologias de Medição da Potência Activa ........................................................................ 64 5.3.1 Três Fases – Quatro Condutores Estrela .............................................................. 64 5.3.2 Três Fases – Três Condutores Triângulo.............................................................. 65 5.3.3 Três Fases – Quatro Condutores Triângulo.......................................................... 67 5.3.4 Aquisição da Corrente.......................................................................................... 68 5.3.5 Aquisição da tensão.............................................................................................. 70 5.3.6 Condicionamento dos Sinais de Corrente e Tensão ............................................. 72

5.4 Componente activa dos nós de Aquisição ........................................................................... 77 5.4.1 Entradas Analógicas............................................................................................. 78 5.4.2 Medição da Potência Activa................................................................................. 79 5.4.3 Medição da Energia Activa.................................................................................. 80 5.4.4 Leitura da Energia Activa Acumulada ................................................................. 82


xv

5.4.5 Medição de Valores rms (Corrente + Tensão) ......................................................83 5.4.6 Leitura dos Valores rms ........................................................................................83 5.4.7 Interface Série .......................................................................................................84

5.5 Circuito de Aquisição...........................................................................................................85

5.6 Aquisição da Temperatura Ambiente...................................................................................87

5.7 Alteração da Frequência de Relógio.....................................................................................87

5.8 Erro na medição da Corrente rms e erro no cálculo da Potência Activa ..............................96

5.9 Conclusão .............................................................................................................................96

6 Subsistema de Controlo ..........................................................................................................99

6.1 Introdução.............................................................................................................................99

6.2 Controlo..............................................................................................................................100 6.2.1 Métodos de Controlo Convencionais/Avançados ...............................................102 6.2.2 Plataforma de controlo........................................................................................110 6.2.3 Placa de Interface................................................................................................112

6.3 Software .............................................................................................................................114 6.3.1 Estrutura do Software .........................................................................................115

6.4 Controlo do Processo de Secagem .....................................................................................122

6.5 Implementação do Controlo Híbrido e Resultados Experimentais ....................................124

6.6 Análise de Resultados ........................................................................................................129

6.7 Conclusão ...........................................................................................................................131

7 Conclusões e Desenvolvimentos Futuros .............................................................................133

7.1 Conclusões .........................................................................................................................134

7.2 Desenvolvimentos futuros..................................................................................................135

8 Referências .............................................................................................................................137

Anexo A – Protótipo Industrial....................................................................................................141

Anexo B – Calibração do ADE7754.............................................................................................145

B.1 Calibração do Offset da Potência Activa............................................................................145

B.2 Calibração da Fase da Potência Activa ..............................................................................146


xvi

B.3 Compensação do Offset nas medidas rms.......................................................................... 148

xvii

Índice de Figuras

Figura 3.1: Arquitectura geral de um Sistema Distribuído de Controlo............................................16 Figura 3.2: Modelo de Comunicação Cliente-Servidor.....................................................................18 Figura 3.3: Comunicação Cliente-Servidor.......................................................................................18 Figura 3.4: Modelo de Comunicação Produtor-Consumidor. ...........................................................19 Figura 3.5: Comunicação Produtor-Consumidores. ..........................................................................19 Figura 3.6: Modelo de Comunicação Mestre-Escravo. .....................................................................20 Figura 3.7: Comunicação Mestre-Escravo. .......................................................................................20 Figura 3.8: Valor do resultado das tarefas após o fim do prazo temporal.........................................24 Figura 3.9: Arquitectura distribuída para controlo de potência.........................................................33 Figura 3.10: Arquitectura de controlo do caso de estudo..................................................................34 Figura 4.1: Circuito de potência. .......................................................................................................38 Figura 4.2: Rectificador trifásico não controlado (Carga Resistiva). ................................................39 Figura 4.3: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico não controlado...............................40 Figura 4.4: Rectificador trifásico não controlado (Carga RLC). .......................................................41 Figura 4.5: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico não controlado (Carga

RLC)...........................................................................................................................................41 Figura 4.6: Rectificador trifásico semi-controlado (Carga RLC)......................................................42 Figura 4.7: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico semi-controlado, com α = 30º. ......42 Figura 4.8: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico semi-controlado, carga

RLC e α = 30º.............................................................................................................................43 Figura 4.9: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico semi-controlado, com α = 60º. ......43 Figura 4.10: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico semi-controlado,

carga RLC e α = 60º. ..................................................................................................................44 Figura 4.11: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico semi-controlado, com α = 90º. ....44 Figura 4.12: Rectificador trifásico controlado (Carga RLC). ............................................................45 Figura 4.13: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico controlado, com α = 30º. .............46 Figura 4.14: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico controlado, carga

RLC e α = 30º.............................................................................................................................46 Figura 4.15: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico controlado, com α = 75º. .............47 Figura 4.16: Circuito elementar de conversão CA/CC, com barramento CC em fonte de tensão. ...48

Índice de Figuras

xviii

Figura 4.17: Inversor de tensão monofásico transistorizado, com filtro no barramento CC............ 50 Figura 4.18 Inversor de tensão trifásico com filtro LC na entrada................................................... 51 Figura 4.19 Inversor de tensão trifásico. .......................................................................................... 52 Figura 4.20: Diagrama de comando do inversor trifásico. ............................................................... 53 Figura 4.21: Funções de comutação sa, sb e sc para o comando de plena onda. ................................ 53 Figura 4.22: Tensões simples na saída do inversor. ......................................................................... 54 Figura 4.23: Tensões compostas na saída do inversor...................................................................... 54 Figura 4.24: Corrente de fase na saída do inversor. ......................................................................... 54 Figura 4.25: Tensão simples na saída do inversor (PWM Sinusoidal 2400Hz). .............................. 57 Figura 4.26: Corrente de fase na saída do inversor (PWM Sinusoidal 2400Hz).............................. 57 Figura 5.1: Arquitecturas de conversores A/D, aplicações, resolução e frequências de amostragem.

................................................................................................................................................... 60 Figura 5.2: Diagrama temporal da tensão, corrente e potência instantânea. .................................... 63 Figura 5.3: Ligação estrela com três sensores de tensão e três sensores de corrente. ...................... 64 Figura 5.4: Ligação estrela com dois sensores de tensão e três sensores de corrente. ..................... 65 Figura 5.5: Ligação triângulo com dois sensores de corrente e dois sensores de tensão. ................ 65 Figura 5.6: Ligação triângulo com dois sensores de tensão e três sensores de corrente. ................. 67 Figura 5.7: Circuito de conversão da corrente em tensão................................................................. 69 Figura 5.8: Circuito de selecção do sensor de corrente. ................................................................... 70 Figura 5.9: Circuito de selecção das gamas de medição da tensão. ................................................. 71 Figura 5.10: Filtro Sallen-Key 2ª ordem. ......................................................................................... 75 Figura 5.11: Filtro Sallen-Key 2ª ordem com pot. de sintonia. ........................................................ 77 Figura 5.12: Circuito de condicionamento dos sinais de corrente e tensão...................................... 77 Figura 5.13: Diagrama de blocos funcional do ADE7754. .............................................................. 78 Figura 5.14: Ripple presente na energia. .......................................................................................... 81 Figura 5.15: Fluxograma de medição da energia activa acumulada................................................. 82 Figura 5.16: Fluxograma de medição dos valores rms da fase A..................................................... 84 Figura 5.17: Diagrama de blocos do subsistema de aquisição. ........................................................ 85 Figura 5.18: Esquemático do subsistema de aquisição..................................................................... 86 Figura 5.19: Circuito de condicionamento do sinal de saída do sensor de temperatura................... 87 Figura 5.20: Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.2852Vp. .................................................................................................................................. 89 Figura 5.21 Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.2852Vp e sistema de aquisição estabilizado. .......................................................................... 90 Figura 5.22: Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.2852Vp. .................................................................................................................................. 91 Figura 5.23 Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

Índice de Figuras

xix

0.1827Vp. ...................................................................................................................................91 Figura 5.24 Valores medidos para a Energia Activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.1827Vp e 35.8º de desfasamento entre os sinais de corrente e tensão.....................................92 Figura 5.25: Valores medidos para a corrente rms, para um sinal de amplitude 0.48649Vp. ...........93 Figura 5.26: Valores medidos para a corrente rms, para um sinal de amplitude 0.292884Vp. .........94 Figura 5.27 Valores medidos para a energia activa e período do sinal de entrada............................95 Figura 6.1: Diagrama de blocos de um sistema de controlo contínuo com realimentação negativa.

.................................................................................................................................................101 Figura 6.2: Diagrama de blocos de um sistema de controlo digital com realimentação negativa...101 Figura 6.3:Resposta de um controlador ON-OFF. ..........................................................................103 Figura 6.4:Resposta de um controlador ON/OFF com histerese.....................................................104 Figura 6.5: (a) Resposta de um controlador proporcional para diferentes valores de KP................105 Figura 6.6:Resposta de um controlador PI para diferentes valores de TI e KP=2............................106 Figura 6.7:Resposta de um controlador PD para diferentes valores de TD e KP=1 .........................107 Figura 6.8:Resposta de um controlador PID para diferentes valores de KP, TD e TI .......................109 Figura 6.9: Plataforma de controlo..................................................................................................111 Figura 6.10: Diagrama de blocos da placa de interface...................................................................113 Figura 6.11: Circuito de geração dos sinais de comando complementares e de tempo morto. .......113 Figura 6.12: Circuitos de interface fibra óptica/TTL. .....................................................................114 Figura 6.13: Rede de Petri do Processo de Secagem ......................................................................116 Figura 6.14: Esquema de princípio de hierarquia de controladores envolvidos no processo de

secagem....................................................................................................................................123 Figura 6.15: Temperatura, potência, corrente e resistência do enrolamento medidas e calculadas

durante o aquecimento com controlo híbrido. .........................................................................125 Figura 6.16: Temperatura, potência, corrente e resistência do enrolamento medidas e calculadas

durante o aquecimento com controlo híbrido e duração 120 minutos. ....................................126 Figura 6.17: Regime permanente da temperatura calculada para os enrolamentos do transformador

com controlo híbrido (intervalos das regras difusas de 2ºC). ..................................................126 Figura 6.18: Regime permanente da temperatura calculada para os enrolamentos do transformador

com controlo híbrido (intervalos das regras difusas de 1ºC). ..................................................128 Figura 6.19: Regime permanente da temperatura calculada para os enrolamentos do transformador

com controlo híbrido (intervalos das regras difusas de 0.5ºC). ...............................................129

Figura A.1: Módulo rectificador + inversor. ..................................................................................................141

Figura A.2: Placa do subsistema de aquisição. ...............................................................................142 Figura A.3: Plataforma de controlo.................................................................................................142 Figura A.4: Consola de interface com o utilizador. ........................................................................143

xxi

Índice de Tabelas

Tabela 5-1: Resultados da avaliação dos sensores de corrente. ........................................................68 Tabela 5-2: Resultados da avaliação dos sensores de tensão. ...........................................................70 Tabela 5-3: Configuração do Ganho dos Canais Analógicos............................................................78 Tabela 5-4: Cálculo da Potência Activa Total...................................................................................79 Tabela 5-5: Configuração das Topologias de Medição.....................................................................80 Tabela 6-1: Efeitos da adição das acções proporcional, integral e derivativa.................................108

xxiii

Abreviaturas

ADC – Analog to Digital Converter

ANSI – American National Standards Institute

DAC – Digital to Analog Converter

DCS – Distributed Control Systems

DDC – Direct Digital Control

DMA – Direct Memory Access

FTU – Fault Tolerant Units

LSB – Last Significant Bit

MLI – Modulação da Largura dos Impulsos

MSPS – Mega Samples Per Second

PGA – Programmable Gain Amplifier

PWM – Pulse Width Modulation

RAM – Random Access Memory

RCS – Real-Time Control Systems

RMS – Root Mean Square

RTC – Real Time Clock

SPI – Serial Peripheral Interface

WDT – Watch Dog Timer

1

1 Introdução

A engenharia de sistemas de controlo está, cada vez mais, ligada a processos complexos. A

caracterização em termos de modelo matemático destes processos torna-se mais difícil, seja

pelas características não lineares que contém ou pelo número de variáveis envolvidas, seja

pela impossibilidade de os descrever analiticamente.

O desenvolvimento de novos sistemas e métodos de controlo pode permitir um tratamento

apropriado destes processos.

Neste contexto verificou-se, nas últimas duas décadas, um forte aumento da investigação na

área dos sistemas de controlo. A evolução nesta área tem sido nivelada para soluções de

sistemas distribuídos de controlo, com características, por vezes, de análise de sistemas de

tempo real. Pouco se tem avançado em termos de sistema como um todo. Os avanços

existentes têm sido em novas aplicações, algoritmos de escalonamento dinâmicos e

principalmente em sistemas distribuídos de tempo real.

Torna-se assim necessário o desenvolvimento de arquitecturas e soluções distribuídas de

controlo, com boas características de desempenho permitindo um controlo eficiente mesmo

de processos complexos. Em particular, neste trabalho foca-se o desenvolvimento de

arquitecturas e soluções distribuídas para controlo de potência. De facto, a orientação para

os sistemas distribuídos aparece motivada por funcionalidades de desenvolvimento tão

importantes como a distribuição do processamento, a flexibilidade de desenvolvimento, a

expansibilidade, interferência electromagnética, etc.

O processo industrial adoptado na implementação da arquitectura distribuída para controlo

de potência foi o processo de secagem de transformadores.

Caracterizado o processo, desde logo surge a questão da abordagem sobre o método de

controlo a ser do tipo convencional ou baseado em tecnologias emergentes.

Os métodos de controlo baseados em tecnologias emergentes, em particular os derivados da

lógica difusa, têm dado uma boa resposta a uma classe de problemas de controlo,

Introdução

2

nomeadamente no que se refere à ausência de um modelo ou à existência de parâmetros

incertos ou não lineares.

Assim, esta dissertação trata, fundamentalmente, do estudo e desenvolvimento de uma

arquitectura distribuída para controlo de potência e da implementação de uma possível

solução para essa arquitectura, aplicada em particular ao processo de secagem de

transformadores. Foca também a implementação, em protótipo industrial, de um método de

controlo de temperatura.

A validade dos aspectos teóricos concebidos e dos métodos de controlo implementados é

assim tratada via demonstração experimental. Os resultados experimentais obtidos

demonstram as boas características de desempenho do sistema de controlo desenvolvido.

1.1 Objectivos

O trabalho aqui apresentado tem três objectivos fundamentais. O primeiro é o estudo e

desenvolvimento de uma arquitectura distribuída para controlo de potência. O segundo,

mas não menos importante, é o desenvolvimento e implementação de uma solução

distribuída para controlo do processo de secagem de transformadores. O terceiro e último é

a validação experimental do controlador implementado.

As principais tarefas que devem ser realizadas são as seguintes:

• Estudo e desenvolvimento de uma arquitectura distribuída para controlo de

potência;

• Desenvolvimento e implementação do subsistema de aquisição, responsável pela:

o aquisição da corrente e tensão;

o medição da corrente rms (Root Mean Square), potência activa e temperatura

ambiente;

o cálculo da temperatura dos enrolamentos do transformador;

• Desenvolvimento e implementação do subsistema de controlo, quer a nível de

hardware quer de software que deve incluir:

o controlo dos conversores electrónicos do subsistema de potência;

o interface com o operador;

o gestão das comunicações com o subsistema de aquisição e a interface com o

Introdução

3

operador;

o implementação do algoritmo (ou método) de controlo;

• Validação experimental do controlador implementado;

1.2 Organização da Dissertação

O conteúdo desta dissertação encontra-se organizado em capítulos. No capítulo 1 é

enquadrada a dissertação e são apresentados os problemas a tratar, bem como os objectivos

a atingir.

O capítulo 2 apresenta o processo usado como caso de estudo (processo de secagem de

transformadores), bem como alguns dos requisitos que este impõe ao subsistema de

aquisição, controlo e interface.

O capítulo 3, além da descrição dos sistemas de controlo distribuídos, em especial os de

tempo real, apresenta a arquitectura distribuída para controlo de potência, bem como uma

possível solução para controlo do processo de secagem de transformadores.

O capítulo 4 trata do controlo de potência e dos conversores que dele fazem parte. Descreve

a constituição do subsistema de potência do sistema de aquecimento e apresenta um estudo

sobre alguns dos conversores que podem ser usados neste tipo de subsistemas, em

particular sobre os conversores CA/CC e CC/CA.

Faz-se, também, uma análise simplificada de métodos de uso geral de controlo de

conversores CC/CA.

No capítulo 5 apresenta-se o desenvolvimento e implementação do subsistema de

aquisição, responsável pela aquisição, processamento, digitalização e medição/cálculo das

grandezas necessárias ao controlo e supervisão do processo. As várias fases de

implementação deste subsistema são devidamente explicadas.

O capítulo 6, além do desenvolvimento e implementação do subsistema de controlo,

apresenta a rede de Petri que serviu de base ao desenvolvimento do código da aplicação.

Apresenta ainda a implementação em protótipo industrial de um método de controlo de

temperatura híbrido, resultados experimentais e respectiva análise dos mesmos.

Finalmente, apresentam-se as principais conclusões e algumas linhas de acção para

trabalhos futuros, na sequência deste.

5

2 Apresentação do Caso de Estudo

2.1 Introdução

Os transformadores a óleo para distribuição de energia eléctrica têm que ser secos por

razões de fabricação, qualidade e fiabilidade de funcionamento.

O processo tradicional de aquecimento e secagem de transformadores de distribuição,

aquecimento em estufa, caracteriza-se por uma eficiência baixa e um tempo de

aquecimento/secagem elevados, dependentes do tipo de transformador a secar.

A inovação neste processo proposta por Quintas, (Quintas, Carvalho et al., 1994),

proporcionou uma redução acentuada destas limitações. Baseia-se no aquecimento directo

do transformador em secagem, através da injecção controlada de corrente e controlo da

temperatura de secagem. A corrente injectada é controlada de forma a manter a temperatura

dos enrolamentos do transformador em torno dos 110ºC (nunca ultrapassando os 130ºC,

pois temperaturas superiores poderiam danificar o verniz isolador). A temperatura é

calculada pelo valor da resistividade do cobre dos enrolamentos, a partir da medida da

potência activa, corrente e temperatura inicial (temperatura ambiente).

O problema que esta dissertação se propõe estudar é o do desenvolvimento de uma solução

distribuída para controlo, que satisfaça os requisitos do processo de secagem de

transformadores, melhorando desta forma a eficiência e o tempo de secagem. Na verdade

este processo, pelas suas características, constitui um efectivo caso de estudo permitindo

generalizar os resultados a atingir.

A solução a desenvolver tem um vasto conjunto de requisitos, impostos pelo processo, que

devem ser cumpridos com rigor, dado que o não cumprimento de alguns pode causar danos

no transformador em secagem. Alguns destes requisitos são: garantir que os limites de

corrente dos enrolamentos são cumpridos, garantir que as correntes nos enrolamentos não

estão em desequilíbrio, comandar o inversor, medir correntes, medir a potência activa, gerir

Apresentação do Caso de Estudo

6

comunicações com o exterior, monitorar medidas e a sua evolução para detectar defeitos e

avarias, tratar as entradas, apresentar dados na saída, etc.

Uma vez identificado o caso de estudo, este capítulo pretende descrever o conjunto de

requisitos existentes neste tipo de sistemas, sejam de instrumentação, controlo, ou interface,

a partir de uma análise do processo central.

2.2 Análise do Processo de Secagem

O processo de secagem utiliza um inversor de tensão, a funcionar em baixa frequência, para

introduzir corrente nos enrolamentos do transformador, que tem o secundário em curto-

circuito. Deste modo, existe um auto-aquecimento do transformador, que permite a

vaporização dos líquidos presentes nas peças construtivas. Para permitir a rápida

eliminação dos vapores existentes nas imediações do transformador, este é mantido em

vácuo durante a secagem. A frequência da forma de onda gerada pêlo inversor é de 5Hz,

para que a tensão induzida no secundário seja baixa e assim existam correntes de

aquecimento tanto no(s) enrolamento(s) primário(s) como no(s) secundário(s) do

transformador. Doutra forma, as correntes do primário seriam muito baixas e não causariam

auto-aquecimento significativo. Grande parte dos transformadores de distribuição são

trifásicos mas o sistema funciona também com transformadores monofásicos.

O processo de secagem utiliza também duas cubas de vácuo com capacidade máxima para

5 transformadores. Os 5 inversores de tensão que se pretende comandar, de forma

independente, podem ser ligados a qualquer uma das cubas. O número de transformadores

presente nas cubas depende das suas dimensões físicas e do planeamento da produção.

Os parâmetros dos transformadores a construir variam peça a peça conforme os requisitos

do cliente final. Alguns destes parâmetros são eléctricos, tal como a tensão no enrolamento

primário e secundário, respectivas correntes que traduzem uma determinada potência de

funcionamento, tensão de isolamento, etc. Estes parâmetros são introduzidos pelo operador,

através de uma interface gráfica. Existem, no entanto, uma série de pormenores

construtivos não eléctricos muito importantes (do ponto de vista do controlador de

temperatura), tal como a temperatura máxima a que o transformador deverá funcionar,

forma física dos núcleos magnéticos, disposição física do fio condutor, espaços e formato

dos canais do interior dos enrolamentos, etc. Muitos outros pormenores, tal como

configuração dos pontos de fixação, isoladores pretendidos, ligações eléctricas, etc. não


7

interessam ao controlador de temperatura mas exigem que o trabalho de montagem do

conjunto do transformador seja, em grande parte, manual.

Os transformadores em causa têm dimensões muito variáveis que podem ir, em termos de

volume comparativo, de 1 a 15 m3. Apresentam componentes em madeira e/ou papel, por

razões de custo e funcionalidade. As quantidades destes componentes que aparecem

imprevisivelmente húmidos, varia de transformador para transformador, tal como a sua

configuração e colocação exacta. A humidade dos componentes varia com a sua

proveniência e com estação seca ou húmida do ano o que pode mesmo reflectir-se no

processo de secagem de alguns transformadores.

Os enrolamentos, que podem ser de cobre ou de alumínio, variam em forma e dimensão de

acordo com os referidos factores construtivos. Os enrolamentos são já construídos com a

preocupação que será necessário secá-los e assim existem canais de formato variado que

servem, entre outros propósitos, para escoar os vapores formados durante a secagem.

Devido à elevada flexibilidade necessária durante a produção, grande parte dos ajustes são

feitos por trabalhadores, pelo que se admitem diferentes folgas e pequenas diferenças entre

peças que poderiam aparentemente ser iguais.

Do ponto de vista termodinâmico e dos fenómenos de transferência envolvidos, a

modelação matemática deste sistema apresenta-se algo complexa. Tal modelação obrigaria

a estabelecer um certo número de simplificações e pressupostos, além de que muitas

informações relevantes nem sequer estão disponíveis, tal como os valores dimensionais de

todos os parâmetros dos enrolamentos, tendo em conta que um número variável de

transformadores são secos em simultâneo, também a temperatura dos outros

transformadores que estão na mesma cuba ou ainda o valor da pressão actual. Por outro

lado, a quantidade de humidade no papel e na madeira é indeterminada. Tendo em conta

todas estas dificuldades conclui-se que tal formulação matemática seria impraticável, no

âmbito deste trabalho. A modelação matemática do processo de secagem foi objecto de

estudo preliminar e o grupo de trabalho envolvido nesse estudo concluiu que tal modelação

requeria uma quantidade de trabalho que a inviabiliza.

Durante a secagem, a temperatura do transformador em aquecimento é determinada através

do cálculo da resistência do enrolamento, sendo a resistência calculada a partir dos valores

medidos para a potência activa e corrente. A equação utilizada para o cálculo da

temperatura actual nos enrolamentos de um transformador em cobre é:


8

22 1

1

(235 ) - 235RT TR

= + (2.1)

onde T1 é a temperatura inicial, T2 a temperatura actual, R1 a resistência inicial e R2 a

resistência actual.

No caso de os enrolamentos serem em alumínio a equação é:

22 1

1

(225 ) - 225RT TR

= + (2.2)

A grande vantagem da medição indirecta da temperatura é a de eliminar todos os sensores

de temperatura. Tal é importante não só por considerações económicas, mas também para

permitir o enchimento automático de óleo na fase seguinte do processo.

A medida da temperatura obtida é o integral de elementos infinitesimais de temperatura, ao

longo de cada um dos enrolamentos do transformador. A medida da temperatura tanto pode

ser monofásica como trifásica.

O objectivo do sistema de controlo é o de elevar a temperatura dos enrolamentos até cerca

de 110ºC, mas de forma a nunca ultrapassar os 130ºC pois tal resultaria, provavelmente, em

queimaduras no verniz isolador dos enrolamentos do transformador o que obrigaria a sua

substituição integral.

Quando a temperatura do transformador está longe da temperatura final pretendida, 110ºC,

é aplicada a corrente máxima aos enrolamentos, definida como 120% da corrente nominal

(IN). Esta limitação no valor máximo da corrente visa proteger os enrolamentos de esforços

mecânicos excessivos, que poderiam surgir pela existência de demasiados vapores em

ebulição no interior do sistema.

Supondo, por aproximação que os vapores extraídos do transformador são de água, o seu

ponto de ebulição varia muito conforme a pressão existente no interior da cuba. A consulta

das tabelas apropriadas, tal como descrito por Smith, (Smith e Van Ness, 1987) (tabela

C.1), assegura que a água (pura) entra no estado gasoso a temperaturas inferiores a 19ºC

desde que a pressão seja inferior a 20 mbar. Se a pressão na cuba de secagem não atingir os

20 mbar ao fim de 20 minutos de processo, a secagem é interrompida e o controlador do

processo de vazio activa um alarme (de reparar que o controlador do processo de vazio é

um sistema independente do controlador do processo de secagem). O aquecimento do


9

transformador traz a humidade do interior dos materiais até à sua periferia, para ser

eliminada pelas bombas de vácuo. Em conclusão, o ritmo a que o vapor de água é

eliminado das proximidades do transformador varia com a pressão na cuba e a temperatura

do transformador. O valor da pressão na cuba é desconhecido do controlador do processo

de aquecimento de transformadores.

Uma das maiores dificuldades do processo que se tem vindo a descrever reside no facto de

que, uma vez retirada a humidade das proximidades do sistema, o transformador perde

alguma massa (foram retirados líquidos). Se se continuar a enviar potência para o sistema

ao ritmo anterior, a sua temperatura subirá rapidamente, com o perigo de ultrapassar a

temperatura máxima admissível.

A evolução da pressão no interior da cuba é dificilmente previsível já que o arranque das

bombas de vácuo é feito manualmente, pelo que podem existir esquecimentos, atrasos, etc.

e depende ainda do estado de uso do óleo utilizado nas bombas de vácuo para fazer o

isolamento entre baixa e alta pressão.

O sistema de vazio dispõe de duas bombas de vazio primário (uma para cada cuba) e duas

bombas extra, que podem ser ligadas a uma das cubas para formar alto-vácuo. A secagem

de um transformador demora cerca de 2 horas. Depois desse período, o inversor é desligado

e as bombas de alto-vácuo são ligadas até a pressão baixar dos 5 mbar. Passado algum

tempo, apenas com uma bomba de alto vácuo ligada, e de acordo com instruções do

operador, o processo de enchimento com o tipo de óleo certo e a quantidade apropriada

para o transformador em causa inicia-se.

Para o sistema de aquecimento arrancar, o operador tem que inserir os parâmetros eléctricos

do transformador e dar a ordem de arranque. O sistema de controlo de aquecimento faz a

verificação dos parâmetros introduzidos e se existirem erros, pede a sua re-introdução.

Depois dos parâmetros serem introduzidos correctamente o sistema arranca com o cálculo

da resistência inicial dos enrolamentos, que é sempre feito a 100% da corrente nominal do

transformador (IN) durante 30 segundos, considerando que não existe auto-aquecimento

durante a medida inicial. Posteriormente, é medida a percentagem de desequilíbrio entre as

3 fases do transformador (se ele for trifásico). Se este valor estiver dentro dos limites o

processo continua para a fase de aquecimento, senão é lançado um alarme. Na fase inicial,

quando a temperatura está muito baixa, por ex. abaixo dos 50ºC, a corrente injectada é a

corrente máxima, 120% de IN, pelas razões atrás referidas. Só quando a temperatura está


10

próxima dos 80ºC é que existe a necessidade de um controlador de temperatura. Por razões

de segurança existem condições de saturação que limitam, por software, em qualquer altura

do programa, a corrente a 220A ou a 120% IN, o que for menor. Para além destes

limitadores por software, existem protecções de hardware que são ajustadas pelo sistema de

controlo, durante o início do processo, para o mais baixo dos dois valores: 220A ou 1,3 IN.

A fase de aquecimento é interrompida, caso ocorra uma falha que origine um alarme. Neste

caso a interface gráfica deve apresentar ao operador o alarme que ocorreu, bem como a

acção correctiva que o operador deve tomar, caso haja. Se o alarme for grave a fase de

aquecimento termina, se não a fase de aquecimento continua logo após a intervenção do

operador. A fase de aquecimento termina no final do tempo de aquecimento.

A supervisão e o controlo local do processo industrial descrito requerem o uso de uma

interface gráfica inteligente. Esta interface deve permitir a introdução de dados relevantes

para o processo, tais como a potência nominal do transformador a secar, a corrente nominal,

o número de fases, etc., bem como a apresentação de dados, em tempo real, sobre a

secagem em curso. Por exemplo, durante a secagem o operador deve poder visualizar a

temperatura actual, corrente injectada na carga, gráficos da evolução da temperatura,

formas de onda da corrente, etc.

Como analisado, a instrumentação deste processo revela-se crítica, dado que uma medição

errada ou uma falha a nível da instrumentação pode causar danos no transformador em

secagem, no limite a volatilização do verniz que origina a indisponibilidade temporal do

equipamento de secagem. O facto deste processo ser não linear realça ainda mais esta

criticalidade, porque o seu controlo pode originar variações bruscas da potência entregue à

carga. Assim, além da elevada precisão de medição exigida à instrumentação é ainda

exigida uma elevada fiabilidade de funcionamento. Em contrapartida, a elevada precisão de

medição da potência activa e da corrente requerem a utilização de taxas de amostragem

elevadas e cálculos intensivos.

Quanto ao controlo deste processo, também se revela bastante complexo devido ao facto

deste ser não linear e variante no tempo. Tal exige a utilização de uma plataforma fiável e

eficiente, que permita o desenvolvimento de novos algoritmos de controlo que consigam

explorar o sistema na sua zona de desempenho máxima. Além da execução do algoritmo de

controlo, esta plataforma é ainda responsável pela medição da temperatura ambiente,

geração dos sinais de pwm de comando do inversor, geração do sinal de referência para o


11

ângulo de atraso dos tiristores do rectificador, etc.

O isolamento galvânico entre circuitos de controlo e potência é também necessário, para

evitar que uma falha na potência não leve à destruição do sistema de controlo.

Neste quadro, surge a necessidade da utilização de uma plataforma distribuída, onde as

funções de instrumentação, interface, controlo e actuação são executadas em diferentes

subsistemas, representados por nós. Os vários nós são interligados por uma ou mais redes

de comunicação.

2.3 Requisitos do Subsistema de Aquisição

O subsistema de aquisição é o responsável pela aquisição da corrente e tensão nos

enrolamentos do transformador, bem como pela medição da potência activa, corrente rms e

temperatura ambiente. Para além disto, este subsistema ainda calcula a temperatura nos

enrolamentos do transformador, com base nos valores medidos para a corrente, potência

activa e temperatura ambiente. Os requisitos impostos ao subsistema de aquisição são os

seguintes:

• Aquisição de correntes com valores entre 0.2 e 240A, com um erro menor que

±2%.

• Aquisição de tensões com valores entre 2 e 381V, com um erro menor que ±2%.

• Medição da corrente rms e potência activa, com um erro menor que ±2.5%.

• Medição da temperatura ambiente com valores entre 0 e 62.5ºC, com um erro

menor que ±2%.

• Cálculo da temperatura nos enrolamentos do transformador.

2.4 Requisitos do Subsistema de Controlo

O subsistema de controlo é responsável pelo processamento da informação do processo,

pela execução do algoritmo de controlo de temperatura nos enrolamentos do transformador

e pela geração dos sinais de comando dos dispositivos semicondutores de potência. Cabem

a este sistema a realização de funções tão distintas como a leitura de parâmetros

introduzidos pelo operador na consola, a geração dos sinais de pwm, a detecção de avarias,

a geração de alarmes, etc. As funções ou requisitos do subsistema de controlo são:


12

• Recepção de dados e comandos, sobre o processo de secagem, introduzidos

através da interface gráfica.

• Envio de dados sobre os valores absorvidos de corrente, potência, tensão e

temperatura, para a interface gráfica.

• Geração do sinal de referência para o ângulo de atraso dos tiristores do

rectificador.

• Geração dos sinais de pwm para comando do inversor. A forma de onda de

tensão à saída do inversor deve ser uma sinusóide com uma frequência fixa (5Hz)

e amplitude variável, através do índice de modulação e da tensão no barramento

DC.

• Controlo da corrente no transformador em secagem num intervalo de tempo

variável de acordo com a temperatura actual, mantendo um regime final de

temperatura (variação da temperatura em regime permanente menor que ±2.5%

do valor final pretendido).

• Teste de sobrecarga (pedido de corrente superior a 1,3 IN).

• Teste de desequilíbrio da amplitude das correntes nas fases (desequilíbrio de

corrente nos enrolamentos do transformador superior a 5%).

• Teste de sobreaquecimento do transformador (a temperatura dos enrolamentos

ultrapassou os 130ºC).

• Geração de vários sinais de alarme em caso de falha do processo de secagem.

• Comunicação de informação sobre a secagem a um controlador externo.

2.5 Requisitos da interface

A interface com o utilizador permite a supervisão e o controlo local do processo de

secagem de transformadores. Para tal esta interface deve permitir:

• Introdução e alteração de dados relevantes para o processo de secagem, tais como a

potência nominal do transformador a secar, a corrente, número de fases, etc.

• Envio de ordens para o controlador do processo, tais como arranque ou paragem da


13

secagem.

• Apresentação de dados, em tempo real, sobre a secagem em curso.

• Apresentação de informação sobre alarmes, bem como as acções correctivas que o

operador deve tomar, caso existam.

• Re-arranque ou finalização de uma secagem interrompida por um alarme.

Contudo, as operações de introdução e alteração de dados são limitadas à fase inicial de

arranque da secagem, onde ainda não está a ser aplicada corrente à carga. Esta limitação

impede que o operador possa colocar o funcionamento do processo em risco através da

introdução de parâmetros errados durante a secagem (quando está a ser aplicada corrente à

carga).

2.6 Conclusão

Neste capítulo estudaram-se as características do processo de secagem de transformadores,

bem como alguns dos requisitos a impor à solução a desenvolver, nomeadamente alguns

que dão causalidade à emergência de uma plataforma distribuída para a implementação do

sistema.

15

3 Sistemas Distribuídos de Controlo

3.1 Introdução

Actualmente, o funcionamento das estruturas computacionais assenta cada vez mais na

utilização de redes de comunicação e de sistemas distribuídos, substituindo a tradicional

organização em torno de sistemas centralizados. De facto, esta nova orientação é motivada

por aspectos tão importantes como a descentralização das responsabilidades e a partilha de

recursos, que podem ser obtidos através da distribuição. A concretização destes aspectos

reflecte-se não só numa melhor eficiência e desempenho da organização, como têm

consequências muito positivas do ponto de vista económico.

Assim, é conveniente, e a evolução actual dos sistemas para lá aponta, que na área do

controlo e da supervisão de processos industriais se caminhe no sentido de uma cada vez

maior distribuição.

Tal distribuição permite a implementação de sistemas de controlo bem mais complexos,

com requisitos estritos envolvendo a tolerância a falhas e a flexibilidade. Os sistemas de

controlo embebidos são um exemplo deste tipo de sistemas, tais como aqueles usados no

controlo de automóveis para aplicações drive-by-wire, steer-by-wire, brake-by-wire, etc. As

vantagens dos sistemas distribuídos de controlo estão documentadas em várias fontes. Por

exemplo, o uso de controlo digital avançado em automóveis permite melhorar a

estabilidade, a segurança, reduzir o consumo de combustível e a poluição, melhorar a

performance, etc., (Pimentel e Salazar, 2002).

As exigências de tempo real são uma das principais características de desempenho dos

sistemas distribuídos de controlo. São estas exigências que evidenciam a necessidade de

garantir que as operações executadas pelo sistema terminam antes do tempo máximo

estabelecido. Como num sistema distribuído de controlo a execução do código e os dados

estão distribuídos em diversos nós locais, as características de tempo real também têm que

ser estendidas às redes de comunicação. A necessidade de protocolos de comunicação

Sistemas Distribuídos de Controlo

16

determinísticos, isto é, que tenham tempos máximos de transmissão previsíveis, aparece

naturalmente para que o desempenho das comunicações possa ser contabilizado na

caracterização das restrições temporais a impor aos cálculos, face às restrições temporais de

todo o conjunto.

O objectivo deste capítulo é o de caracterizar os sistemas distribuídos de controlo, para que

desta forma se possa definir a arquitectura distribuída para controlo de potência, bem como

uma possível implementação, aplicada em particular ao processo de secagem de

transformadores.

3.2 Sistemas Distribuídos de Controlo

Os sistemas distribuídos de controlo (Figura 3.1) são compostos por um ou mais

subsistemas, designados de nós, implementados de uma forma distribuída e comunicando

entre si através de uma ou mais redes de comunicação. As tarefas de um sistema distribuído

de controlo (sensorização/medição, execução do algoritmo de controlo e actuação) estão

“espalhadas” por diversos módulos e são executadas de uma forma distribuída em nós

distintos, interligados por uma rede de comunicação de tempo real. Tipicamente, um dos

nós é responsável pela execução do algoritmo de controlo, sendo os restantes responsáveis

pelas tarefas de sensorização/medição e actuação.

Os nós da rede de comunicação têm que executar as suas tarefas num intervalo de tempo

máximo especificado, a fim de cumprir os requisitos temporais impostos pelo sistema de

controlo. Para tal, as características de processamento dos vários nós e da rede de

comunicação são projectadas de forma a garantir que os requisitos e restrições dos sistemas

de controlo são cumpridos.

Nó Controlador

Rede de Comunicação

Nó de Sensorização/Medição 1

Nó de Sensorização/Medição n

Nó Actuador

Figura 3.1: Arquitectura geral de um Sistema Distribuído de Controlo.

Num sistema de controlo tradicional as tarefas de sensorização/medição, execução do

algoritmo de controlo e actuação são estritamente sequenciais. Num sistema distribuído de


17

controlo tais tarefas podem ser executadas em paralelo ou de um modo sobreposto,

introduzindo assim o problema de sincronização que precisa de ser correctamente tratado

na fase de projecto, (Pimentel e Salazar, 2002). Talvez o impacto principal do uso de um

sistema de comunicação dentro de um sistema de controlo seja a necessidade da existência

de mecanismos de sincronização, para que as tarefas de sensorização/medição, execução do

algoritmo de controlo e actuação sejam executadas e comunicadas às suas localizações

físicas de uma forma que esteja de acordo com os princípios de controlo.

Uma das principais vantagens dos sistemas distribuídos de controlo é a sua capacidade de

operar mesmo na presença de falhas, através do uso de unidades redundantes configuradas

como unidades tolerantes a falhas (FTU). Esta característica é uma vantagem tremenda para

aplicações que requerem um elevado grau de segurança e confiabilidade (aviões, carros,

etc.), (Pimentel e Salazar, 2002).

3.2.1 Modelos de Comunicação para Sistemas Distribuídos

Nos sistemas distribuídos de controlo, a distribuição dos dados constitui o objecto central

em torno do qual se posicionam os vários nós e em função do qual todo o sistema é

concebido. Assim, na definição de uma arquitectura deve ter-se em especial atenção a

forma como os dados circulam no sistema e são utilizados pelos nós, pois tal tem reflexos

inevitáveis no seu funcionamento e desempenho.

Desta forma, surge a necessidade da utilização de um modelo de comunicação que garanta

o fluxo de dados, e o respectivo controlo, entre os diversos nós. Para além disto, é

necessário garantir a correcta sincronização das várias tarefas (sensorização/medição,

execução do algoritmo de controlo e actuação), de modo a que estas sejam executadas e

comunicadas às suas localizações físicas de uma forma correcta.

Existem vários modelos de comunicação que procuram tratar os problemas atrás referidos.

De entre estes, destacam-se o modelo Cliente-Servidor, Produtor-Consumidor e Mestre-

Escravo, que de seguida se descrevem.

3.2.1.1 Modelo de comunicação Cliente-Servidor

Tipicamente, o modelo de comunicação usado na generalidade das aplicações distribuídas é

o modelo Cliente-Servidor, ilustrado na Figura 3.2. Este é constituído basicamente por dois

tipos de componentes, designados de cliente e servidor, que podem ser caracterizados da


18

seguinte forma:

Servidores – são componentes que fornecem serviços; implementam um conjunto de

tarefas de interesse geral para outros componentes que remotamente lhes podem aceder.

Clientes – são componentes que usam serviços; podem executar parte das aplicações

localmente e aceder remotamente a serviços dos servidores para executarem as tarefas mais

complexas de manipulação de dados, cálculos, entrada/saída, etc.

ESC

ON BATTLOAD ONBYPASSFAULT

Figura 3.2: Modelo de Comunicação Cliente-Servidor.

Neste modelo, a comunicação é sempre iniciada pelo cliente através da invocação de um

serviço de um servidor. A invocação do serviço transfere o controle de fluxo (mais

quaisquer dados de entrada) para o servidor e ai permanece até o serviço estar completo.

Quando o servidor terminar, o controlo de fluxo é devolvido ao cliente, que por sua vez

recomeça a execução. A comunicação entre cliente e servidor é ilustrada na Figura 3.3.

Figura 3.3: Comunicação Cliente-Servidor.

Neste modelo, como os pedidos são invocados de uma maneira assíncrona, torna-se muito

difícil conhecer à priori a carga do servidor. Assim, torna-se bastante difícil estimar o atraso

na invocação de um serviço (a dificuldade aumenta com o aumento do número de clientes)

e, consequentemente, garantir um determinado tempo de resposta a um cliente. Por este

motivo, o modelo de comunicação cliente-servidor é considerado temporalmente

imprevisível.

3.2.1.2 Modelo de comunicação Produtor-Consumidor

O modelo de comunicação Produtor-Consumidor é constituído basicamente por dois tipos

de componentes, designados de produtor e consumidor, que podem ser caracterizados da

seguinte forma:


19

Produtores – são componentes que produzem serviços.

Consumidores – são componentes que consomem serviços.

Figura 3.4: Modelo de Comunicação Produtor-Consumidor.

No modelo de comunicação produtor-consumidor, a comunicação é sempre iniciada pelo

produtor através da publicação do serviço produzido. Os consumidores mediante o serviço

publicado, consomem, ou não, esse serviço conforme sejam, ou não, subscritores.

Tipicamente, os consumidores ou esperam (espera activa) pela publicação de um novo

serviço; ou ignoram o tempo de publicação e utilizam o último serviço publicado. A

comunicação entre produtor e consumidores é ilustrada na Figura 3.5.

Produtor

Consumidor A

1

3Tempo

5

4Consumidor B

2 6 7

8

Figura 3.5: Comunicação Produtor-Consumidores.

Legenda:

1, 5: Publicação de serviço;

2, 6: Consumo de serviço e execução;

3, 7: À espera (activa) da publicação de um novo serviço;

4, 8: Consumo do último serviço publicado e execução;

Neste modelo, como o produtor não necessita de conhecer a identidade, ou mesmo a

existência dos consumidores, o grau de desacoplamento entre componentes é elevado.

Porém, um dos pré-requisitos para a obtenção da previsibilidade temporal é a de que os

consumidores tornem explicito os serviços que subscrevem. Normalmente, em sistemas

embebidos este tipo de informação está disponível. Assim, como os dados e controlo de

fluxo flúem unidireccionalmente através de uma série de componentes, a ordem de


20

execução e o atraso ponta a ponta tornam-se altamente previsíveis, o que torna este modelo

temporalmente previsível.

3.2.1.3 Modelo de comunicação Mestre-Escravo O modelo de comunicação Mestre-Escravo (Figura 3.6) é caracterizado pela existência de

dois componentes fundamentais: o mestre e o escravo. A abordagem deste modelo é a de

atribuir ao mestre a característica de coordenar a execução das actividades e aos escravos as

funções de fornecer os dados pedidos e executar as “ordens” do mestre.

Mestre Escravo 2

Escravo 1 Escravo n

Pedido de dado A

Envio de dado A

Pedido de execução

Figura 3.6: Modelo de Comunicação Mestre-Escravo. No modelo de comunicação mestre-escravo, a comunicação é sempre iniciada pelo mestre

através do envio de um pedido (dados ou execução de uma ordem) a um dos escravos. O

escravo, ao receber o pedido do mestre, responde, fornecendo os dados pedidos ou

executando a ordem. A comunicação entre mestre e escravos é ilustrada na Figura 3.7.

Mestre

Escravo 11

2Tempo

34

5

6

7

Escravo 2

Figura 3.7: Comunicação Mestre-Escravo.

Legenda:

1- Pedido de execução (Produção de dado B);

2- Pedido de dado A;

3- Envio de dado A;

4- Pedido de dado B;

5- Envio de dado B;

6- Pedido de dado C;

7- Envio de dado C;

Neste modelo, como as funções são distribuídas por vários escravos, torna-se bastante


21

simples estimar o atraso na realização de uma determinada tarefa. Por este motivo, o

modelo de comunicação mestre-escravo é considerado temporalmente previsível.

3.2.2 Sistemas de Controlo em Tempo Real

Os sistemas de tempo real e as suas aplicações são uma das áreas mais debatidas e

investigadas. Vários livros e artigos têm sido elaborados sobre este assunto, uma vez que

este é um tipo de sistema com inúmeras aplicações. Como exemplos, pode apresentar-se o

sistema de controlo de um automóvel, uma base de dados de tempo real, um sistema de

supervisão e gestão de produção, uma máquina de raios-X e sistemas muito mais

complexos, como os sistemas de aviação e de navegação subaquática e espacial.

Os tópicos de interesse desta área são muitos, incluindo-se a identificação das

características dos sistemas de tempo real, o escalonamento das tarefas, sistemas

operativos, linguagens de programação, os sistemas distribuídos, a tolerância a falhas, etc.

3.2.2.1 Definição de Sistemas de Tempo Real

A definição mais usada na literatura, e universalmente aceite como correcta é a de que um

Sistema de Tempo Real é um sistema em que a correcção do resultado dado não depende

apenas do resultado lógico da computação, mas também do instante em que este resultado é

produzido. Também no dicionário de Oxford de Computação se encontra uma definição

semelhante, (Wellings, 1991):

“Qualquer sistema em que o instante em que os resultados são produzidos é

significativo. Isto é normalmente porque as entradas correspondem a movimentos

no mundo físico, e as saídas têm que se relacionar com os movimentos. O

intervalo entre o instante de entrada e o instante de saída deve ser suficientemente

pequeno para uma pontualidade aceitável.”

3.2.2.2 Características dos Sistemas de Tempo Real

A existência de requisitos temporais é uma característica fundamental de um sistema de

tempo real. Estes necessitam de executar dentro de uma janela temporal, com prazos de

resposta e de execução. São estes requisitos temporais que, na maior parte das vezes,

definem a classificação do sistema envolvido.

Os sistemas de tempo real são normalmente sistemas embebidos, porque controlam um

sistema genérico, do qual fazem parte, (Levi e Agrawala, 1990). Esta situação pode ser


22

encontrada no controlo computorizado de um automóvel, num sistema de controlo de um

robô, no controlo de produção de uma fábrica, etc.

Os sistemas de tempo real interactuam, geralmente, com o ambiente envolvente. Isto requer

uma interface com os dispositivos que captam o estado actual do sistema e com os

dispositivos que enviam ordens ao sistema, de modo a o controlar. Este controlo

normalmente é realizado em tempo real e sem intervenção humana. Se a resposta do

sistema de controlo depender não só do estado actual do sistema, mas também de algum

evento externo, então estes sistemas são reactivos.

A concorrência e interacção de processos é uma característica inerente à maior parte dos

sistemas físicos, que servem de ambiente aos sistemas de tempo real. Por isso estes são

constituídos, geralmente, por um conjunto de tarefas concorrentes.

Uma característica geralmente apontada aos sistemas de tempo real é a rapidez de

execução. No entanto, um sistema de tempo real não deve ser rápido (que é um termo

relativo), mas sim ser mais rápido que o ambiente que o envolve. O controlo de um míssil

tem que ser feito em poucos milissegundos, mas numa linha de produção pode ser

suficiente actuar em segundos, (Stankovic, 1988). A rapidez muitas vezes é necessária, mas

não suficiente. Ser rápido em média não garante que o sistema cumprirá os requisitos

temporais de cada tarefa1.

Em (Stankovic, 1988), Stankovic descreve um novo tipo de sistemas de tempo real,

sistemas da próxima geração, que além das características apresentadas serão muito mais

complexos, distribuídos, inteligentes, adaptativos e dinâmicos. Estes sistemas serão

necessários para as aplicações do futuro, nomeadamente exploração remota no espaço e no

mundo submerso e certamente necessitarão de um processo de desenvolvimento muito mais

cuidadoso.

Muita investigação tem sido feita à volta dos sistemas de tempo real. No entanto, pouco se

tem avançado em termos destes sistemas como um todo. Os avanços existentes têm sido em

novas aplicações, algoritmos de escalonamento dinâmicos e principalmente em sistemas

distribuídos de tempo real. Muitas das questões identificadas por Stankovic em (Stankovic,

1988), receberam muita atenção, mas ainda existem muitas questões (antigas e novas) que

1 Sobre este assunto Stankovic, em (Stankovic, 1992), cita: “…e então há o homem que se afogou ao atravessar um ribeiro

com uma profundidade média de seis polegadas…;


23

têm que ser resolvidas, (Shin e Ramanathan, 1994). A investigação sobre sistemas de tempo

real ainda é bastante necessária, existindo, assim, muitos tópicos que necessitam de maior

atenção, (Wellings, 1991; Shin e Ramanathan, 1994):

• Metodologias de desenvolvimento, incluindo as metodologias orientadas por

objectos, em que o factor tempo seja considerado desde o início do processo;

• Algoritmos de escalonamento que lidem com a complexidade dos novos sistemas,

as suas necessidade de recursos e requisitos temporais;

• Especificação formal dos sistemas de tempo real;

• Técnicas de verificação e validação que tenham em conta as necessidades dos

sistemas de tempo real;

• Arquitecturas de comunicação em tempo real;

• O estudo das aplicações de tempo real, seja a inteligência artificial, as bases de

dados, os sistemas de controlo, etc.;

• Tolerância a falhas e o suporte a ela fornecido pelas linguagens e sistemas

operativos;

3.2.2.3 Classificação dos Sistemas de Tempo Real

Embora muitas vezes referidos como uma classe de sistemas, os sistemas de tempo real

diferenciam-se bastante uns dos outros e os pressupostos assumidos para uma determinada

classe, dificilmente se aplicam a outras. É necessário distinguir as diferenças entre cada

classe de sistemas e classificar cada um deles segundo várias vertentes.

3.2.2.3.1 Criticalidade dos Requisitos Temporais

A classificação mais conhecida e referenciada em quase todos os documentos escritos sobre

estes sistemas é, a da exigência dos requisitos temporais que o sistema tem que cumprir.

Assim sendo, estes são basicamente divididos em sistemas críticos e sistemas não críticos.

Sistemas de tempo real críticos (Hard Real-Time Systems) são todos aqueles em que o não

cumprimento dos requisitos temporais pode resultar numa falha do sistema. Em

contrapartida, quando a falha de uma restrição temporal, embora não crítica, não seja

sinónimo de uma falha do sistema, os sistemas são denominados não críticos (Soft Real-

Time Systems).


24

A classificação dos sistemas de tempo real como um todo segundo a criticalidade a eles

associada, embora muito generalizada, não tem em conta a concorrência inerente a qualquer

sistema físico, onde evoluem vários processos paralelos, necessários ao seu funcionamento.

Portanto, para obter um modelo mais realístico do problema, é necessário que o sistema

evolua em concorrência, para um mais fácil e mais claro desenvolvimento, (Gomaa, 1993).

Neste caso um sistema de tempo real tem que processar um conjunto de tarefas diferentes,

algumas críticas ao funcionamento do sistema, outras não críticas mas necessárias e outras

que nem tempo real são, (Bennet, 1994), como por exemplo a análise posterior dos dados

recolhidos.

3.2.2.3.2 Classificação das Tarefas de um Sistema de Tempo Real

A divisão em sistemas críticos ou não críticos, deve ser aplicada, não ao sistema como um

todo, mas às tarefas que dele fazem parte. Uma tarefa crítica será aquela em que o não

cumprimento da restrição temporal a ela associada implicar uma falha no sistema, enquanto

que uma tarefa não crítica é caracterizada por uma restrição temporal que, se não cumprida,

não implica uma falha, (Panzieri e Davoli, 1993). Stankovic, (Stankovic, 1992), define

melhor uma tarefa não crítica como aquela em que o resultado da computação detém algum

valor, embora pequeno, após o fim do prazo temporal.

Figura 3.8: Valor do resultado das tarefas após o fim do prazo temporal.

A necessidade de melhor especificar as diferenças entre os requisitos temporais das tarefas

levou ao aparecimento de outras definições, que tentam colmatar as falhas da noção

anterior, muito geral. Shin, (Shin e Ramanathan, 1994), e Laplante, (Laplante, 1993),

dividem as tarefas de tempo real em tarefas críticas, não críticas ou firmes (Firm Real-Time

Tasks). Numa tarefa crítica o não cumprimento do respectivo prazo temporal implica uma

falha no sistema, no entanto numa tarefa firme o resultado obtido deixa de ser útil, mas as

consequências de não cumprir o prazo temporal não são severas. Se o valor do resultado


25

diminuir ao longo do tempo após o fim do prazo, não implicando uma falha no sistema, as

tarefas são não críticas.

Na Figura 3.8 está representado o valor do resultado obtido da tarefa após o fim do prazo

temporal. Numa tarefa crítica esse valor pode ser representado como negativo, pois origina

falha. Numa tarefa firme, por outro lado o valor, após o prazo temporal, passa a ser zero.

Numa tarefa não crítica o valor vai decrescendo ao longo do tempo.

Em (Stankovic, 1992), Stankovic refere ainda que um valor ligado ao resultado de uma

tarefa, além de se poder modificar com o tempo, pode ainda ser colocado na qualidade do

resultado, sendo que às vezes um resultado não exacto mas atempado pode ser considerado

melhor que um resultado exacto mas fora do tempo. Por exemplo, num sistema de controlo

mais vale dar uma ordem baseada nos dados do instante anterior, do que dar a ordem fora

de tempo. Para além disso existem soluções em que perder um determinado número de

prazos temporais pode não provocar uma falha, desde que não ultrapasse um certo limite.

As tarefas de um sistema de tempo real podem também ser classificadas quanto à sua

natureza temporal. O mais comum é dividir as tarefas em periódicas e não periódicas. As

tarefas periódicas são executadas com um período fixo, por exemplo a leitura de um sensor

de x em x segundos, enquanto que as tarefas não aperiódicas são aquelas em que não se

conhece previamente o instante da sua execução, por exemplo a resposta a uma interrupção.

Em (Panzieri e Davoli, 1993) e (Burns, 1991) esta última classificação é dividida segundo a

criticalidade associada à tarefa. Assim, uma tarefa não periódica e não crítica é classificada

como aperiódica, enquanto que se for crítica é classificada como esporádica.

Finalmente, uma tarefa pode ser classificada segundo o relaxamento (folga que existe entre

o prazo temporal e o tempo de computação) permitido, (Stankovic e Ramamritham, 1993).

Assim, podemos ter requisitos temporais apertados quando a janela temporal é pequena, ou

quando o tempo necessário à computação é grande. Em muitos sistemas predominam os

requisitos temporais apertados e consequentemente é necessário desenvolver técnicas

simples e rápidas para responder a estas situações, como por exemplo tempos de reacção

rápidos dos sistemas operativos de tempo real e algoritmos de escalonamento simples,

(Stankovic, 1992).

3.2.2.3.3 Grau de confiança do Sistema

Existe uma grande diferença entre um sistema que controla uma central nuclear, um sistema


26

que controla uma bolsa de valores e um sistema de base de dados de tempo real. Enquanto

que nos dois primeiros uma falha implica uma catástrofe, em termos de vidas humanas, ou

de graves problemas financeiros, no último uma falha não acarreta consequências desta

dimensão. Assim, existem sistemas em que é necessário uma grande confiança na sua

operação, o que leva à necessidade de garantir tolerância a falhas. As tarefas críticas destes

sistemas são geralmente analisadas previamente, sendo-lhes garantidos os recursos

necessários ao seu correcto funcionamento, mesmo que isto implique um baixo factor de

utilização dos mesmos, (Hull e Liu, 1993).

Os sistemas mais críticos exigem redundância, seja espacial, com a introdução de

componentes adicionais tanto de hardware como de software, seja temporal, com a

repetição de certos processamentos, para garantir o correcto funcionamento em caso de

falha.

A questão dos mecanismos de tolerância a falhas tem vindo a ganhar grande importância

devido à cada vez maior complexidade encontrada nos sistemas de tempo real e à cada vez

maior aplicação destes nos sistemas críticos de segurança (safety-critical), onde as falhas

podem ser catastróficas.

3.2.2.3.4 Dimensão e Complexidade dos Sistemas

Os sistemas de tempo real variam consideravelmente em dimensão e complexidade,

(Stankovic e Ramamritham, 1993). Sistemas simples, muitas vezes produzidos em grande

quantidade, não necessitam dos cuidados de desenvolvimento necessários aos sistemas

grandes e complexos. Por exemplo, num sistema pequeno é fácil ter o software todo

carregado em memória, enquanto que num sistema grande isso pode não ser possível (ou

ter custos demasiados elevados), mas os mecanismos de memória virtual não são aceitáveis

devido à sua grande imprevisibilidade, (Stankovic, 1992).

É possível, às vezes, um prévio conhecimento e análise de sistemas pequenos, sendo,

portanto, razoavelmente fácil atingir o objectivo de previsibilidade. Para isso é necessário

conhecer e prever as características de cada tarefa, os seus requisitos de recursos e

computação, assim como as possíveis mudanças de ambiente em que o sistema se insere. A

não ser para sistemas bastante simples e estáticos é pouco provável que esta informação

esteja toda disponível na fase de desenvolvimento, (Shin e Ramanathan, 1994).

Em sistemas mais complexos é necessário que o sistema seja flexível para se adaptar às


27

mudanças no ambiente envolvente. As tarefas críticas podem requerer na mesma uma

análise estática prévia do sistema, de modo a garantir a sua execução. Outras tarefas podem

apenas ter garantias probabilísticas, ou mesmo só durante a execução. Para as tarefas

críticas, garante-se a probabilidade de uma tarefa cumprir o seu requisito temporal (ou

então que uma percentagem das tarefas o cumpre), enquanto que nas últimas apenas

aquando da activação da tarefa é que o sistema determina ou não se é possível escalona-la

sem colocar em perigo as restantes, (Shin e Ramanathan, 1994). Se o for, a tarefa é

escalonada junto com as outras e com 100% de garantia de execução, se não, a tarefa é

abortada.

3.2.2.3.5 Ambiente Envolvente

A maior parte dos sistemas de tempo real existem para controlar um sistema envolvente,

sendo necessário conhecer este para se construir um bom sistema de controlo. A estrutura

da aplicação de controlo, a criticalidade das tarefas, o tamanho do sistema e a sua

complexidade dependem em grande parte do sistema envolvente. O ambiente em que o

sistema opera desempenha, assim, um papel importante no seu desenvolvimento.

Um ambiente bem definido regra geral tem acontecimentos determinísticos, controlados e

em que geralmente não acontece nenhum imprevisto (o que nem sempre é verdade), dando

lugar a sistemas em que podem ser conhecidas previamente todas as características das

tarefas. Deste modo, é possível considerar esses sistemas como previsíveis, (Stankovic e

Ramamritham, 1993).

No entanto, sistemas bem definidos são raros. Mesmo que o sejam durante o

desenvolvimento o ambiente modifica-se ao longo do tempo, implicando novas situações,

para as quais o sistema não se encontra preparado. É muito mais difícil atingir a

previsibilidade neste tipo de sistemas, (Stankovic e Ramamritham, 1993), e como tal são

muito mais complexos a desenvolver.

3.2.2.4 Tolerância a Falhas

Cada vez mais os sistemas de computadores em geral e os de tempo real em particular, são

utilizados em situações em que a sua falha implica perdas, tanto humanas como materiais.

Sendo assim, é natural que a tolerância a falhas nos sistemas de tempo real seja um factor

importante a ter em conta no seu desenvolvimento.

Tolerância a falhas é definida, informalmente, como a capacidade de um sistema apresentar


28

o serviço esperado, mesmo na presença de falhas, (Shin e Ramanathan, 1994). Num sistema

de tempo real o serviço tem que ser correcto, não só logicamente, como também

temporalmente. Existem basicamente dois tipos de falhas, recuperáveis e não recuperáveis.

As falhas recuperáveis são aquelas em que é possível recuperar de uma situação de erro de

forma automática, ou com a intervenção de um operador. As não recuperáveis são aquelas

em que não é possível recuperar de uma situação de erro, devendo neste caso serem

accionados, caso existam, os mecanismos auxiliares. Os sistemas de tempo real têm que ser

previsíveis, mesmo na presença de falhas.

No entanto, a introdução de mecanismos de correcção de falhas pode ter como

consequência o incumprimento dos requisitos temporais. Os algoritmos de detecção e

correcção de falhas introduzem overhead no funcionamento do sistema e portanto têm que

ser considerados durante o desenvolvimento.

Deste modo, é necessário introduzir o factor tolerância a falhas durante o desenvolvimento

de sistemas de tempo real. O processo de desenvolvimento tem que garantir a

previsibilidade, mesmo durante possíveis situações de detecção de falhas, em que se realiza

o seu isolamento, a reconfiguração do sistema e a recuperação, (Shin e Ramanathan, 1994).

A escolha criteriosa de componentes através de um rigoroso controlo de qualidade destes,

obtendo uma taxa reduzida de falhas, aproximação usada no início dos sistemas tolerantes a

falhas, tinha, no entanto, um custo penalizante, (Lala e Harper, 1994). É necessário,

portanto, considerar o factor económico, também na tolerância a falhas.

Existem dois tipos diferentes de sistemas tolerantes a falhas, dependendo da acção de

recuperação a tomar. Em sistemas em que seja possível, a recuperação pode ser realizada

através da paragem deste num estado conhecido e seguro (fail-safe systems). Por exemplo a

paragem de todos os comboios numa determinada linha, devido a falha no sistema de

controlo. Existem, no entanto, sistemas (fail-operational systems) que obrigam a que o

controlo continue operacional pois a paragem implicaria perda de vidas humanas, ou de

bens materiais, por exemplo aviões, (Kopetz, Zainlinger et al., 1991). Para estes últimos é

necessário detectar as falhas, bem como proceder à sua correcção, de modo a manter o

sistema em funcionamento.

A maioria dos métodos para sistemas tolerantes a falhas realiza uma troca de espaço por

tempo. A aproximação mais usual para a correcção de falhas é a de introduzir redundância

no sistema. Esta pode ser espacial, em que certos componentes são replicados, ou temporal,


29

em que computações podem ser repetidas, (Shin e Ramanathan, 1994).

Para obter uma grande fiabilidade a redundância utilizada obriga a algoritmos elaborados

de gestão de recuperação de falhas, introduzindo um overhead adicional no sistema, o que

pode ser prejudicial à sua previsibilidade. Portanto, a redundância e a previsibilidade

apresentam, muitas vezes, requisitos opostos. Assim, a redundância tem que ser

considerada de modo a garantir previsibilidade e fiabilidade ao mesmo tempo.

É claro que a probabilidade máxima admissível de falha num sistema é bastante dependente

do tipo de sistema. Sistemas críticos de segurança, em que falhas podem provocar a perda

de vidas humanas são os mais exigentes (por exemplo, 10-10 de probabilidade de falha para

o sistema de fly-by-wyre do Airbus A-320), estando os sistemas interactivos, como os

bancos ou as telecomunicações, na cauda da exigência, focando-se mais na disponibilidade

do que na fiabilidade, (Lala e Harper, 1994).

No entanto, a redundância e a utilização de algoritmos elaborados de detecção e correcção

de falhas não resolvem todos os problemas. Mesmo não considerando o problema da sua

gestão, que, além do overhead introduzido, também é mais uma possível fonte de erros,

apenas erros derivados de falhas aleatórias de hardware e falhas esporádicas de software2

são resolvidos, (Lala e Harper, 1994). Os erros de modo comum continuam por resolver.

Os erros de modo comum resultam de falhas que afectam mais do que uma região ao

mesmo tempo. Estes podem ser derivados de acontecimentos exteriores ao sistema,

dependentes de causas desconhecidas durante o desenvolvimento, ou de falhas internas,

devido a um mau desenvolvimento do sistema.

Para estes erros não existe uma técnica de correcção, ou sequer detecção, como para os

anteriores. É preciso garantir que o problema das falhas seja considerado desde o início do

desenvolvimento, segundo três vertentes, (Lala e Harper, 1994):

• Evitá-las durante a análise, o projecto e a implementação do sistema;

• Removê-las durante a verificação;

• Utilizar técnicas de tolerância a falhas durante a operação normal do sistema.

Durante o desenvolvimento do sistema é mais fácil corrigir falhas detectadas, sendo,


30

portanto, o acto de as evitar uma das tarefas mais importantes desta fase. O uso de um

processo sólido de desenvolvimento é um bom passo na direcção certa, mas outros podem

ser dados, como por exemplo, a utilização de ferramentas automáticas para a maior parte do

processo.

A parte mais difícil é a tolerância a falhas durante o normal funcionamento do sistema. É

necessário detectá-las e se possível, corrigi-las. Tem que existir um suporte, seja de

hardware, de software, do sistema operativo, ou da própria linguagem utilizada, que

permita realizar testes durante a execução de modo a detectar falhas.

A tolerância a falhas é assim, um tema bastante importante nos sistemas de tempo real,

especialmente naqueles que são críticos de segurança. Assim, torna-se necessário introduzir

este aspecto durante todo o desenvolvimento.

3.3 Arquitectura Distribuída para Controlo de Potência

Com base nas características identificadas para os sistemas distribuídos de controlo e de

tempo real, interessa agora estender a análise dessas características à arquitectura a

desenvolver para controlo de potência.

O uso de uma arquitectura centralizada para controlo de potência não apresenta alguns dos

problemas associados às arquitecturas distribuídas de tempo real, tais como a comunicação

em tempo real e a sincronização dos vários nós que compõe o sistema. No entanto, a sua

utilização levanta outros problemas, tais como maior interferência electromagnética, maior

dificuldade de alteração, menor capacidade de processamento, etc.

Num contexto de aplicações de potência, como a interferência é elevada, a actuação dos

conversores de potência leva inevitavelmente à sua distribuição. O projecto destes

conversores é baseado tendencialmente em semicondutores controlados por circuitos

capazes de alimentar o semicondutor mas também de o proteger em funcionamento, sendo

alimentados por sinais galvanicamente isolados, do tipo óptico. O consequente aumento de

potência e de novas aplicações, mais complexas, obriga a suportar a plataforma de controlo

em CPUs de maior desempenho.

Acresce que a flexibilidade de hardware permite o projecto de todo o sistema mais flexível,

2 Em software não existem falhas aleatórias, embora muitas vezes o pareçam, porque dependem não só do seu estado

interno, mas também do estado do sistema.


31

dando causalidade a arquitecturas distribuídas neste domínio da Engenharia. De facto, ao

autonomizar-se as diferentes funcionalidades em diferentes nós da rede, o conjunto de

questões acima referidas aparece resolvida. No entanto, novas questões operacionais

aparecem associadas ao funcionamento de um sistema suportado em arquitectura

distribuída. As questões consideradas mais relevantes são as associadas às questões de

tempo real e de criticalidade e tolerância a falhas.

Classificação das tarefas de tempo real

As tarefas de tempo real podem ser divididas em tarefas de controlo, de instrumentação e

de interface. As tarefas de controlo, geralmente, são críticas, dado que o não cumprimento

das suas metas temporais pode ter consequências graves ou desastrosas. Por exemplo, a

perda de algumas metas temporais associadas à mudança de estado3 no inversor pode

provocar a subida em demasia da corrente e no limite levar à destruição de algum

componente, caso as protecções não actuem atempadamente.

As tarefas de instrumentação também são críticas, dado que uma medição errada ou fora de

tempo ou ainda uma falha a nível da instrumentação pode causar danos graves.

Por fim, as tarefas de interface são não críticas, pois o não cumprimento das metas

temporais associadas a estas, não origina qualquer tipo de consequências graves ou

desastrosas.

Criticalidade dos requisitos temporais

Quanto à criticalidade, o sistema distribuído de controlo pode ser considerado crítico,

porque a perda de algumas metas temporais pode resultar numa falha do sistema.

Criticalidade do sistema de comunicação

O sistema de comunicação da arquitectura distribuída para controlo de potência é crítico,

dado que um atraso na entrega de uma mensagem proveniente de um dos nós de

instrumentação pode originar uma falha a nível do subsistema de potência. Esta

criticalidade leva à necessidade da utilização de protocolos de comunicação

determinísticos, isto é, protocolos com tempos máximos de transmissão previsíveis.

Tolerância a falhas

3 A mudança de estado consiste em mudar os semicondutores que estão em condução.


32

A introdução de tolerância a falhas é necessária, para que se possa recuperar de uma

situação de falha de forma automática ou manual. Tipicamente, a tolerância a falhas usada

nos sistemas de controlo de potência é do tipo fail-safe system.

3.3.1 Modelo de Comunicação

Depois de analisar algumas das características desejadas para a arquitectura distribuída para

controlo de potência (capítulo 2 e 3), a escolha do modelo de comunicação a usar assume

particular importância.

Neste quadro, a adopção do modelo de comunicação do tipo cliente-servidor pelas

características que apresenta, imprevisibilidade temporal e espera activa do cliente

enquanto aguarda pela resposta, não se revela uma boa solução. A sua utilização poderia

originar um atraso no atendimento de uma das tarefas consideradas críticas e,

consequentemente, originar uma falha.

Tipicamente, os sistemas distribuídos de controlo utilizam comunicação bidireccional, ou

seja, cada um dos nós tanto pode receber como enviar dados. Regra geral, o nó de controlo

envia dados (por exemplo, envia dados de calibração para os vários nós de instrumentação)

e pedidos (dados ou execução) aos restantes nós. Estes, por sua vez, ao receber os pedidos,

respondem, fornecendo os dados solicitados ou executando o pedido. Neste sentido, a

adopção do modelo de comunicação produtor-consumidor revela-se pouco apropriada,

devido ao facto da comunicação neste modelo ser unidireccional, dos produtores para os

consumidores.

Assim, a escolha do modelo de comunicação a utilizar recaiu sobre o modelo mestre-

escravo que, para além de ser temporalmente previsível, permite a comunicação

bidireccional entre os vários nós (mestre e escravos).

Desta forma, a arquitectura adoptada para controlo de potência é a apresentada na Figura

3.9.


33

Subsistemade Potência

Nó Drive CargaNó de Interface com

o Operador

Nó de Controlo

Nó de Instrumentação1

Nó de Instrumentaçãon

Subsistemade

Aquisição

Rede de Tempo Real

Interacção entreSubsistemasComunicação entreDispositivos

Rede de Fibra Óptica

Subsistemade Controlo

Figura 3.9: Arquitectura distribuída para controlo de potência.

Os nós de instrumentação (também chamados de escravos em termos de modelo de

comunicação) são responsáveis pela medição das grandezas necessárias ao controlo e

supervisão do processo.

O nó de controlo (ou mestre em termos de modelo de comunicação) é responsável pela

execução do algoritmo de controlo, bem como pela geração dos sinais de comando dos

dispositivos semicondutores de potência. Para além disto, este nó ainda tem que interagir

com os diversos nós do sistema distribuído e garantir o fluxo de dados e o respectivo

controlo. A correcta sincronização das várias tarefas distribuídas (sensorização/medição,

execução do algoritmo de controlo e actuação) também é da sua responsabilidade. Este nó

desenvolve um papel fundamental no funcionamento do sistema distribuído de controlo.

Além da fiabilidade de funcionamento é ainda exigida uma boa capacidade de

processamento, dado o número de tarefas que este tem que realizar.

O nó que realiza a interface com o operador permite a introdução de dados relevantes para

o processo, bem como a apresentação das grandezas medidas. Este dispositivo não

necessita de possuir capacidade de processamento.

O nó drive recebe como entrada os sinais de comando gerados pelo nó de controlo. A

interface entre o nó de controlo e o nó drive é efectuada via fibra óptica, sendo o nó de

drive responsável pelo desacoplamento potência/controlo, isolamento galvânico e


34

conversão opto-eléctrica. Os sinais de saída do nó de drive são os sinais de actuação para os

dispositivos semicondutores do subsistema de potência.

Relativamente às comunicações, pelas características atrás referidas, a rede a usar entre o

nó de controlo e os nós de instrumentação deve ser uma rede de tempo real. Entre o nó de

controlo e o nó de interface, pode-se usar uma rede sem características de tempo real, dado

que um atraso na entrega de uma mensagem não origina qualquer tipo de consequências

graves ou desastrosas.

3.3.2 Apresentação da Arquitectura para o Caso de Estudo

A grande diversidade de soluções existentes no mercado torna, quase sempre, bastante

difícil a escolha de um determinado componente ou plataforma. A escolha deve ser sempre

ponderada, pois uma má escolha pode causar futuras iterações e consequentes atrasos

temporais e aumento dos custos. A figura seguinte apresenta uma das possíveis soluções

distribuídas para controlo do processo de secagem de transformadores.

Subsistemade

PotênciaNó Drive Transformador

Consola OMRON

ADE7754 Subsistemade Aquisição

Comunicação Série Sincrona

Interacção entre Sistemas

Comunicação entre Dispositivos

Interface com oOperador

ADE7754

Nó de Aquisição 1 Nó de Aquisição n

Fibra Óptica

Subsistema de Controlo

Nó Controlo/Instrumentação

RS-232

Figura 3.10: Arquitectura de controlo do caso de estudo.

O nó de controlo/instrumentação é aqui desempenhado por uma plataforma da TERN, a

586 Engine, que dispõe de um microprocessador (ElanSC520 da AMD) com um bom poder

de cálculo. Este nó faz parte dos subsistemas de aquisição e controlo. Em termos de

susbsistema de aquisição, este nó completa a cadeia de instrumentação, ao medir a

temperatura ambiente e calcular, com base nesta e nas medidas realizadas pelos nós de

aquisição, a temperatura nos enrolamentos do transformador. Deve ser notado que em

termos de controlo este nó desempenha as tarefas atrás referidas.


35

Os nós de aquisição são baseados no circuito integrado ADE7754, que para além da

medição polifásica da energia (a potência activa é calculada com base no valor medido para

a energia activa) ainda fornece a medição da corrente e tensão rms. A rede de comunicação

a usar entre o subsistema de controlo e os nós de instrumentação apresenta um tempo

máximo de transmissão previsível e é do tipo série síncrona.

A interface com o utilizador é desempenhada por uma consola OMRON.

Mais tarde neste documento são apresentadas as razões da escolha destes dispositivos.

Quanto à linguagem a utilizar a escolha recaiu sobre o C devido às facilidades fornecidas

por esta para a programação de baixo nível, para um mais fácil e mais rápido controlo do

hardware.

3.4 Conclusão

Durante este capítulo estudaram-se as características dos sistemas distribuídos de controlo.

A sua função primordial é o controlo, controlo esse que se pretende atempado face à

realidade, que faz surgir o conceito de tempo real. As exigências de tempo real obrigam o

sistema de controlo a ter um elevado grau de segurança e confiabilidade, tanto a nível de

hardware como de software, bem como outras características que foram referidas.

Se uma rede de comunicação tem um tempo de transmissão previsível, ou não, se um nó

consegue realizar uma tarefa num determinado período, ou não, se a estação mestre tem

memória ou capacidade de processamento suficiente, ou não, etc., todos estes aspectos

influenciam a escolha da solução de hardware e devem ser levados em conta, de acordo

com a sua importância.

No final deste capítulo apresenta-se uma solução distribuída para controlo do processo de

secagem de transformadores.

37

4 Subsistema de potência

4.1 Introdução

Neste capítulo é apresentado o subsistema de potência apropriado à arquitectura em estudo.

O seu estudo justifica-se pela generalidade de soluções adoptadas e será analisado no

quadro da secagem de transformadores.

O subsistema de potência é constituído por um conversor AC/DC seguido de um conversor

DC/AC e de um transformador elevador que permite a elevação da tensão de saída do

inversor. A frequência e amplitude da forma de onda da tensão na carga são controladas

pelo inversor, sendo a frequência fixa e a amplitude variável através da variação do índice

de modulação e da tensão contínua do barramento DC.

Nestes subsistemas, além das conversões AC/DC e DC/AC, podemos ainda encontrar as

conversões AC/AC e DC/DC.

No âmbito desta dissertação, é importante conhecer as estruturas de funcionamento quer

dos rectificadores quer dos inversores, bem como os respectivos métodos de comando e

suas características de funcionamento devido aos requisitos que o seu funcionamento

integrado coloca. A análise a efectuar é suportada nos requisitos do caso de estudo,

processo de secagem de transformadores.

4.2 Sistema de Aquecimento

Os armários de electrónica que constituem o sistema de aquecimento, a que se chama

fontes, contêm um rectificador controlado a tiristores, um barramento intermédio de tensão

contínua e um inversor de tensão a IGBTs4, controlado por MLI (PWM)5.

4 Insulated Gate Bipolar Transístor – Transístor bipolar de porta isolada. Um dos tipos de interruptores estáticos de

potência.

Subsistema de potência

38

Figura 4.1: Circuito de potência.

A tensão no barramento intermédio depende do ângulo de atraso dos tiristores que

constituem o bloco rectificador. Esse ângulo de atraso é gerado por uma malha analógica,

que segue uma referência analógica para o valor de tensão contínua pretendida no

barramento intermédio. A bobina e o condensador presentes no barramento intermédio

permitem o alisamento da corrente e tensão. Estes componentes também atenuam algumas

das perturbações introduzidas pelo inversor no barramento DC. Devido à utilização de um

inversor de tensão, a amplitude da tensão na carga (o transformador que se pretende secar)

é o resultado do índice de modulação da tensão utilizada no inversor e da tensão contínua

presente no barramento intermédio.

Para permitir uma gama ainda maior de excursão na tensão, existe um auto transformador

de saída que pode elevar a tensão acima da tensão de alimentação do inversor.

Na generalidade das aplicações em que a carga é alimentada por um sinal alternado de

frequência e/ou amplitude variáveis, são usados conversores AC/DC e DC/AC. Este

capítulo apresenta um estudo/análise sobre algumas das possíveis estruturas para estes

conversores e respectivos métodos de comando.

4.3 Rectificadores

O fornecimento de energia eléctrica é feito, essencialmente, a partir de uma rede de

distribuição em corrente alternada, devido, principalmente, à facilidade de adaptação do

nível de tensão por meio de transformadores.

Tipicamente a alimentação de energia baseia-se na conversão CA-CC, realizada através de

conversores chamados rectificadores.

Os rectificadores podem ser classificados segundo a sua capacidade de ajustar o valor da

tensão de saída, controlados e não controlados, de acordo com o número de fases da tensão

5 PWM – Pulse width Modulation, em Português: Modulação de largura dos Impulsos. Para o conjunto em causa, este

método permite obter uma quase sinusóide de tensão, a partir dos impulsos de tensão contínua que alterna de polaridade a altas frequência através da utilização de interruptores estáticos.


39

alternada de entrada (monofásico, trifásico, hexafásico) e em função do tipo de ligação dos

elementos rectificadores, meia ponte e ponte completa.

Os rectificadores não controlados utilizam díodos como elementos de rectificação, os semi-

controlados utilizam díodos e tiristores/transístores, enquanto que os controlados utilizam

apenas tiristores/transístores.

Este subcapítulo dá especial ênfase aos rectificadores trifásicos em ponte completa, dado

que as topologias em meia ponte raramente são utilizadas devido ao facto da corrente de

entrada do rectificador apresentar um nível médio diferente de zero. Esse nível contínuo

pode levar elementos magnéticos presentes no sistema (bobinas e rectificadores) à

saturação.

4.3.1 Rectificador Trifásico não Controlado

A Figura 4.2 apresenta a estrutura de um rectificador trifásico não controlado (a díodos).

Neste caso não existe possibilidade de controlar o valor da tensão de saída do rectificador,

devido à ausência de interruptores controláveis.

Figura 4.2: Rectificador trifásico não controlado (Carga Resistiva).

A corrente é fornecida, a cada intervalo de 60 graus, por apenas 2 das 3 fases. As fases que

conduzem são aquelas que tem, em módulo, as duas maiores tensões,(Chen, Qian et al.,

2004). Ou seja, na semi-ponte superior conduz o díodo ligado à fase com a tensão mais

positiva, na semi-ponte inferior conduz o díodo ligado à fase com a tensão mais negativa.

Na fase com tensão intermédia não existe corrente.

De modo a obter imagens ilustrativas do funcionamento do rectificador foram efectuadas

algumas simulações em Psim e Saber.

A Figura 4.3 apresenta as formas de onda de entrada e saída do rectificador trifásico não

controlado, para as seguintes condições de funcionamento:

va = vb = vc = 127V; 50Hz

RL=1Ω


40

Figura 4.3: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico não controlado.

Neste caso é perfeitamente visível a relação entre as tensões compostas nas fases e a

ondulação da tensão contínua.

As tensões de fase, va, vb e vc, são dadas por:

2 sin( )av V tω= (4.1)

2 sin( -120)bv V tω= (4.2)

2 sin( - 240)cv V tω= (4.3)

A tensão composta tem como expressão:

3COMPOSTA SIMPLESV V= (4.4)

O valor médio da tensão aos terminais da carga, VL, é dado pela equação (4.5).

2

0

1 ( ) ( )2L LV V t d t

π

ω ωπ

= ∫ (4.5)

As formas de onda da Figura 4.3 mostram que a tensão aos terminais da carga, durante um

período do sinal de entrada, é composta por seis intervalos iguais, i.e., é uma forma de onda

cíclica de frequência seis vezes superior. Para calcular o seu valor médio basta calcular o

valor médio de um dos intervalos e multiplicar esse valor por seis. Usando o primeiro

intervalo e a tensão composta va-vb, a equação fica:


41

( )2 2

3 3

3 3

6 6( ) - ( ) ( ) 2 3 sin( ) ( )2 2L a b LV v t v t d t V V t d t

π π

π π

ω ω ω ω ωπ π

= ⇔ =∫ ∫

Resolvendo obtém-se:

[ ]2

3 23

33

3 2 3 3 6 3 6sin( ) ( ) -cos( )L L LV V VV t d t V t V

ππ

ππ

ω ω ωπ π π

= ⇔ = ⇔ =∫ (4.6)

A introdução de componentes indutivos e capacitivos na saída do circuito da Figura 4.2

permite eliminar, em grande parte, o ripple associado à corrente e à tensão.

Figura 4.4: Rectificador trifásico não controlado (Carga RLC).

A Figura 4.5 mostra a corrente e tensão aos terminais da carga, VL e IL, do rectificador

trifásico não controlado (Carga RLC), para as seguintes condições de funcionamento:

va = vb = vc = 127V; 50Hz

RL = 1.01Ω; L = 20mH; C = 2mF

Figura 4.5: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico não controlado (Carga

RLC).


42

Verifica-se que em regime permanente, a corrente e tensão aos terminais da carga são

praticamente contínuas.

4.3.2 Rectificador Trifásico Semi-Controlado

A Figura 4.6 apresenta a estrutura de um rectificador trifásico semi-controlado. Este

rectificador permite o controlo da tensão média de saída entre 0V e o valor

máximo ( )3 6V π .

Figura 4.6: Rectificador trifásico semi-controlado (Carga RLC).

Considerando as mesmas condições de funcionamento do rectificador não controlado com

carga RLC, para um ângulo de atraso de 0º, a forma de onda da tensão de saída deste

rectificador é idêntica à do rectificador não controlado. Para um ângulo de atraso de 30º as

formas de onda das tensões de entrada e saída do rectificador da Figura 4.6 são:

Figura 4.7: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico semi-controlado, com α = 30º.

O ângulo de atraso (α) é definido a partir do ponto em que a tensão de fase se torna a maior

em valor absoluto ou, o que é equivalente, quando a tensão de linha (tensão composta) se


43

torna positiva. Na figura anterior, o ângulo de atraso da fase A é definido a partir dos 30º,

dado que é neste ponto que a tensão da fase A se torna maior em valor absoluto (os ângulos

são medidos tomando como referência a tensão da fase A). Para a Fase B o ângulo de atraso

é definido a partir dos 150º e para a fase C a partir dos 270º.

A figura seguinte ilustra a corrente e tensão aos terminais da carga, VL e IL, do rectificador

trifásico semi-controlado, carga RLC e α = 30º.

Figura 4.8: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico semi-controlado, carga

RLC e α = 30º.

De reparar que tanto a tensão na carga como a corrente são menores que no caso anterior

(Figura 4.5), idêntico ao caso de α = 0º. O ripple na corrente e tensão é maior, porque o

ripple na tensão de saída do rectificador (V1) também é maior.

Para um ângulo de atraso de 60º as formas de onda são as seguintes:



44

A Figura 4.10 mostra a corrente e tensão na saída, VL e IL, do rectificador trifásico semi-

controlado, carga RLC e α = 60º:

Figura 4.10: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico semi-controlado, carga

RLC e α = 60º.

Os valores médios de corrente e tensão na carga são menores que no caso anterior (α = 30º).

Pode, então, concluir-se que o valor médio da tensão de saída diminui à medida que o valor

do ângulo de atraso (α) aumenta.

Para um ângulo de atraso de 90º as formas das tensões de entrada e saída são as seguintes:


Para valores de α superiores a 60º, a tensão de saída (V1) do rectificador assume intervalos

de valor nulo, uma vez que durante esses intervalos existem dois interruptores do mesmo

ramo em condução. Este comportamento mostra a razão pela qual a topologia mista não

permite a inversão da tensão instantânea de saída do rectificador (V1).


45

Para calcular o valor médio da tensão aos terminais da carga é preciso ter em conta as

situações em que α < π/3 e α > π/3. Para α < π/3 a tensão aos terminais da carga é:

2 23 3

3 3

3 32 3 sin( ) ( ) 2 3 sin( ) ( )2 2LV V t d t V t d t

π π α

π παω ω ω ω

π π+

+= +∫ ∫


( )3 6 1 cos( )2L

VV απ

= +

Para α > π/3 a tensão aos terminais da carga é:

( )3 3 62 3 sin( ) ( ) 1 cos( )2 2L L

VV V t d t Vπ

αω ω α

π π= ⇔ = +∫

Como a equação para o cálculo do valor médio com α > π/3 é igual à equação para α < π/3,

a equação geral para o cálculo do valor médio da tensão aos terminais da carga é:

( )3 6 1 cos( )2L

VV απ

= + (4.7)

4.3.3 Rectificador Trifásico Controlado

A Figura 4.12 apresenta a estrutura de um rectificador trifásico controlado. Este rectificador

permite o controlo da tensão média de saída entre 0V e o valor máximo ( )3 6V π . Com

esta estrutura é possível inverter a tensão instantânea de saída do rectificador (V1).

O rectificador usado no sistema de aquecimento é idêntico ao apresentado na Figura 4.12.

V

T1 T2 T3

T4 T5 T6

RL VL

vcvb

va

C

L

V V1

A

Figura 4.12: Rectificador trifásico controlado (Carga RLC).


46

Considerando as mesmas condições de funcionamento do rectificador não controlado com

carga RLC, para um ângulo de atraso de 0º a forma de onda de saída deste circuito é

idêntica à do rectificador não controlado. Para um ângulo de atraso de 30º as formas de

onda das tensões de entrada e saída são:

Figura 4.13: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico controlado, com α = 30º.

A figura seguinte ilustra a corrente e tensão aos terminais da carga, VL e IL, do rectificador

trifásico controlado, carga RLC e α = 30º.

Figura 4.14: Corrente e tensão aos terminais da carga do rectificador trifásico controlado, carga RLC e

α = 30º.

Verifica-se, em relação à Figura 4.8, uma redução substancial do ripple associado à

corrente e tensão.

Se o ângulo de atraso for maior do que 60º a tensão de saída do inversor atinge valores


47

instantâneos negativos. Para um ângulo de atraso de 75º, as formas de onda das tensões de

entrada e saída são:

Figura 4.15: Tensões de entrada e saída do rectificador trifásico controlado, com α = 75º.

Como se pode ver, a tensão de saída do rectificador atinge valores instantâneos negativos.

Contudo, os valores médios da tensão e corrente de saída continuam a ser positivos.

Quando α = 90º o valor médio da tensão de saída é nulo. Para valores de α maiores que 90º

o circuito da Figura 4.12 deixa de funcionar como rectificador e passa a funcionar como

ondulador ou inversor autónomo.

A tensão aos terminais da carga, VL, durante um período do sinal de entrada, é composta

por seis intervalos iguais. Para calcular o seu valor médio basta calcular o valor médio de

um dos seis intervalos e multiplicar esse valor por seis. Usando as tensões compostas a

equação fica:

23

3

6 2 3 sin( ) ( )2LV V t d t

π α

π α

ω ωπ

+

+

= ∫


3 6 cos( )LVV α

π= (4.8)

Da análise efectuada, pode concluir-se que os rectificadores que mais se adequam ao tipo

de sistemas que se pretende controlar são os semi-controlados e os controlados, dado que,


48

permitem o controlo do fluxo de energia entre a sua entrada e saída. Entre eles, o mais

utilizado é o rectificador trifásico controlado, porque apresenta um ripple menor na tensão

de saída.

4.4 Inversores de Tensão

Um conversor de tensão contínua em tensão alternada é habitualmente designado por

inversor de tensão.

A análise do inversor autónomo é feita a partir de uma célula elementar de comutação. Este

circuito elementar – ramo de um inversor transistorizado com fonte de tensão no

barramento CC representada por um condensador, está esquematizado na Figura 4.16.

Estando a gama de frequências em análise bastante abaixo da frequência de comutação do

conversor pode considerar-se, sem cometer erros significativos, o par transístor-díodo como

um interruptor ideal, comutando em tempo nulo. Considerando que o valor do condensador

existente no barramento CC é suficientemente elevado, pode assumir-se que a tensão no

barramento CC não tem ondulação.

Cf

vccicc

vaia

Figura 4.16: Circuito elementar de conversão CA/CC, com barramento CC em fonte de tensão.

Para este circuito elementar pode escrever-se:

a a ccv s v= × (4.9)

em que sa é uma função de comutação, aplicada ao transístor superior, sendo sa=0, se o par

transístor-díodo superior está bloqueado e o par inferior está em condução e sa=1 quando o

par transístor-díodo superior está em condução e o par inferior bloqueado.

A contribuição da corrente ia para a corrente no barramento CC do inversor é dada por:

cca a ai s i= × (4.10)


49

As funções de comutação podem ser definidas de acordo com vários objectivos. Em grande

parte das aplicações estas funções podem ser caracterizadas pelo seu espectro harmónico:

• Componente fundamental, com amplitude, fase e frequência variáveis, associada à

componente fundamental de tensão ou de corrente pretendida na carga;

• Componentes harmónicas de baixa frequência, quando comparada com a

frequência de comutação do conversor, e que podem representar tensões que

originam correntes que se pretendem obter na saída;

• Componentes harmónicas de frequência elevada, normalmente bandas centradas em

múltiplos da frequência de comutação, que dão origem a tensões ou correntes que

devem ser filtradas.

Havendo mais ramos idênticos no circuito, cada um terá a sua função de comutação.

Estas funções podem ser obtidas através de diversos métodos. Devem referir-se os

seguintes:

• Modulação sinusoidal. Neste tipo de modulação, as funções de comutação são

obtidas por comparação instantânea entre um sinal modulador, cuja componente

de baixa frequência é proporcional à tensão de saída do inversor, e uma onda

triangular cuja frequência é a frequência de comutação dos interruptores de

potência. È utilizada em implementações analógicas de controladores.

• Amostragem regular simétrica. O princípio é semelhante ao anterior, mas a

comparação é feita digitalmente, com amostragem do sinal modulador à

frequência de comutação. O espectro gerado por este método é mais degradado

que o gerado por outros métodos, mas é de implementação mais simples.

• Amostragem regular assimétrica. O princípio também é semelhante ao da

modulação sinusoidal, mas a mostragem é feita a uma frequência dupla da de

comutação, melhorando o espectro da tensão de saída.

A funcionalidade deste conversor é, também, dependente da estrutura de conversão

adoptada. Há um grande número de possíveis estruturas de conversores CA/CC com

entrada em tensão: estruturas em meia ponte ou ponte completa, simples ou multinível,

monofásicas ou trifásicas, que podem satisfazer diferentes objectivos.

De seguida, são revistas possíveis estruturas de conversores CA/CC com entrada em


50

tensão: inversores monofásicos em ponte completa e inversores trifásicos.

4.4.1 Inversores monofásicos

Uma das topologias mais importantes dos inversores de tensão é a ponte monofásica. Este

tipo de inversor está representado esquematicamente na Figura 4.17.

As tensões de saída, va e vb, são dadas por:

a a ccv s v= × (4.11)

b b ccv s v= × (4.12)

sa e sb são as funções de comutação, definidas de acordo com os objectivos estabelecidos

para o inversor.

Cf

vcc

vaia vb

ib

Lf iccif

vcc

Figura 4.17: Inversor de tensão monofásico transistorizado, com filtro no barramento CC.

Por seu lado, a corrente de entrada do inversor, com i b = -ia, tem como expressão:

( )cca a b ai s s i= − × (4.13)

A corrente de entrada do inversor é composta por vários componentes: uma componente

contínua, correspondente à potência activa fornecida; uma componente à frequência dupla

da frequência fundamental de saída; e harmónicos de frequência elevada centrados em

múltiplos pares de frequência de comutação.

O condicionamento desta forma de onda requer, nomeadamente, a sua filtragem de modo a

melhorar o funcionamento da fonte CC.

Admitindo o condensador sem perdas e considerando a resistência da bobina, Rs, o filtro LC

colocado na entrada do inversor apresenta uma função de transferência no domínio s dada

por:


51

2

( ) 1( ) 1f f s f

If sIcc s s L C sR C

=+ +

(4.14)

O conhecimento da gama de frequência de funcionamento do inversor permite efectuar o

dimensionamento de Lf e Cf, de forma a atenuar adequadamente os harmónicos da corrente

de entrada do inversor.

Considerando o inversor como uma fonte independente pretende-se, habitualmente, obter

uma tensão na carga com uma componente fundamental de amplitude e frequência

controladas. Usualmente, sa e sb são definidas de modo a que os harmónicos de tensão

gerados pela comutação dos interruptores ocorram a frequências elevadas originando, em

cargas do tipo indutivo, correntes de baixa amplitude.

4.4.2 Inversores de tensão Trifásicos

Generalizando a construção adoptada para o inversor monofásico, o inversor de tensão

trifásico transistorizado, com filtro LC no barramento de tensão contínua, é construído a

partir de três ramos elementares e está esquematizado na Figura 4.18.

Figura 4.18 Inversor de tensão trifásico com filtro LC na entrada.

Do mesmo modo que para o inversor monofásico, para este inversor podem estabelecer-se

as seguintes expressões para as tensões de saída:

a a ccv s v= × (4.15)

b b ccv s v= × (4.16)

c c ccv s v= × (4.17)

As tensões compostas de saída são, pois, determinadas por:


52

( )ab a b ccv s s v= − × (4.18)

( )bc b c ccv s s v= − × (4.19)

( )ca c a ccv s s v= − × (4.20)

Para o inversor trifásico, conhecendo as correntes de saída dos três ramos ia, ib, ic, a

corrente no barramento CC é dada pela expressão:

cc a a b b c ci s i s i s i= × + × + × (4.21)

As considerações já feitas sobre os objectivos associados às funções sa, sb e sc, bem como os

métodos que permitem a sua determinação mantêm-se válidas.

O inversor usado no sistema de aquecimento é o inversor de tensão trifásico.

As grandezas fundamentais relativas ao funcionamento do inversor trifásico são analisadas

de seguida. Para esta análise foram considerados dois métodos de comando do inversor,

comando de plena onda e comando por modulação de largura dos impulsos.

O esquemático usado na análise é o seguinte:

Figura 4.19 Inversor de tensão trifásico.

Com:

vcc/2 = 6V

Ra = Rb = Rc = 1Ω; La = Lb = Lc = 20mH

4.4.2.1 Comando de Plena Onda

No inversor trifásico, o comando de plena onda consiste em gerar à saída de cada uma das

células de comutação, uma onda rectangular de razão cíclica igual a 0.5 e de frequência

igual à desejada nos terminais de saída. Para obter um sistema trifásico equilibrado, os

comandos de duas células de comutação sucessivas devem estar desfasados entre si de um


53

terço do período.

Os interruptores são comandados segundo o diagrama da Figura 4.20. Em cada intervalo

existem três interruptores em condução, dois no ramo positivo e um no ramo negativo ou

vice-versa. Cada interruptor é habilitado durante 180º, ocorrendo uma comutação a cada

60º.

0º

60º

120º

180º

III

IIIIV

VVI

S3S5

S1

S1S5S6S4 S2 S3

S1S2

S6

S4S2

S6

S4

S5

S3

240º

300º

Figura 4.20: Diagrama de comando do inversor trifásico.

Se as funções de comutação forem três ondas quadradas desfasadas entre si de 120º,

frequência 5Hz e razão cíclica 0.5, as formas de onda da corrente e tensão para o circuito da

Figura 4.19 são:

Figura 4.21: Funções de comutação sa, sb e sc para o comando de plena onda.


54

Figura 4.22: Tensões simples na saída do inversor.

Figura 4.23: Tensões compostas na saída do inversor.

Figura 4.24: Corrente de fase na saída do inversor.


55

Este método de comando apesar de ser relativamente simples, apresenta um conjunto de

desvantagens que limitam consideravelmente a sua utilização. As principais desvantagens

são o elevado conteúdo harmónico presente na tensão de saída do inversor e a incapacidade

de controlar a amplitude da componente fundamental da tensão.

4.4.2.2 Comando por Modulação da Largura dos Impulsos

O comando por modulação da largura dos impulsos MLI (PWM – Pulse Width Modulation)

além de permitir o controlo da frequência e amplitude da componente fundamental da

tensão, sem degradar a forma de onda, ainda permite a redução da amplitude dos

harmónicos de ordem pouco elevada, facilitando desta forma a filtragem das componentes

parasita presentes na onda de saída, (Labrique e Santana, 1991).

Existem várias técnicas de modulação da largura dos impulsos. Todas elas consistem em

realizar no interior de cada semi-período, cortes na tensão de entrada do inversor de modo a

que a sua saída seja um conjunto de fatias cujas larguras são controláveis. Isto consegue-se

impondo comutações suplementares dum interruptor ao outro ao nível da célula de

comutação. As posições destas comutações são normalmente fixadas de modo a obter uma

anti-simetria entre as alternâncias positivas e negativas e simetria em relação ao quarto de

período que evita o aparecimento das harmónicas pares.

Umas das possíveis implementações digitais baseia-se na utilização de quatro timers, um

para gerar o período de comutação e três para gerar o tempo de condução dos

semicondutores do ramo superior, durante cada período de comutação. As equações usadas

no cálculo do tempo de condução dos vários interruptores são apresentadas de seguida.

A tensão de saída da fase A é dada por:

1 4-2 2CC S CC S

av Ton v Tonv

T T= × × (4.22)

onde TonS1 é o tempo de condução de S1, TonS4 o tempo de condução de S4, T o período de

comutação e vcc a tensão da fonte DC.

O período de comutação tem como expressão:

1 4 S ST Ton Ton= + (4.23)

Substituindo (4.23) em (4.22) tem-se:


56

1 1 1- -2 2 2 2

CC S CC CC S CC S CCa a

v Ton v T v Ton v Ton vv vT T T T

× × × ×= + ⇔ =

Como se pretende que va seja uma sinusóide de amplitude 2V :

1( )2 sin(2 / ) -2

CC S CCv Ton i vV i NT

π ×× × = (4.24)

onde N é o número de comutações durante um período da onda fundamental e i o índice do

período de comutação.

Então:

12 (2 ) 1( )

2SCC

V sen i NTon i Tv

π⎛ ⎞× × × ×= + ×⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠

(4.25)

4 1( ) - ( )S STon i T Ton i= (4.26)

TonS1 é calculado para todos os pontos de comutação e armazenado num vector. Em cada

período de comutação S1, S2 e S3 conduzem durante TonS1, TonS2 e TonS3:

[ ]1 1S STon Ton i=

[ ][ ]

12

1

/ 3 / 3 ( -1)

- 2 / 3 / 3 ( -1)S

SS

Ton i N se i N NTon

Ton i N se i N N

⎧ + + ≤⎪= ⎨× + >⎪⎩

[ ][ ]

13

1

2 / 3 2 / 3 ( -1)

- / 3 2 / 3 ( -1) S

SS

Ton i N se i N NTon

Ton i N se i N N

⎧ + × + × ≤⎪= ⎨+ × >⎪⎩

onde TonS2 é tempo de condução de S2 e TonS3 o tempo de condução de S3.

S4 conduz depois do tempo de condução de S1 terminar, durante e TonS4. S5 conduz depois

de TonS2 terminar, durante TonS5. S6 conduz depois de TonS3 terminar, durante TonS6.

4 1-S STon T Ton=

5 2-S STon T Ton=

6 3-S STon T Ton=

onde TonS5 é o tempo de condução de S5 e TonS6 o tempo de condução de S6.

Por exemplo, na aplicação a desenvolver a frequência de comutação é de 2400Hz e a


57

frequência desejada para o sinal de saída é de 5Hz, o que dá no total 480 (2400/5)

comutações. O índice do período de comutação i vai variar entre 0 e 479. O período de

comutação vai ser de 1/2400 segundos.

As formas de onda da corrente e tensão, obtidas através de simulação, à saída do inversor

de tensão com comando por modulação de largura dos impulsos são as seguintes:

Figura 4.25: Tensão simples na saída do inversor (PWM Sinusoidal 2400Hz).

Figura 4.26: Corrente de fase na saída do inversor (PWM Sinusoidal 2400Hz).

A análise das formas de onda apresentadas permite concluir que o comando por modulação

de largura dos impulsos introduz uma redução substancial da amplitude de alguns dos

harmónicos presentes na tensão de saída do inversor, o que facilita a filtragem da corrente.

Tal como referido, o comando por modulação de largura dos impulsos permite ainda o

controlo da frequência e amplitude da componente fundamental da tensão.


58

4.5 Conclusão

Durante este capítulo estudaram-se as características dos subsistemas de potência e dos

conversores utilizados, rectificadores e inversores.

No caso do sistema de aquecimento, o subsistema de potência é o responsável por injectar

corrente na carga. É constituído por um rectificador controlado seguido de um inversor

trifásico e de um auto-transformador que permite a elevação da tensão de saída do

rectificador.

O rectificador realiza a conversão AC/DC, permitindo, ou não, o controlo da tensão de

saída, de acordo com o tipo de semicondutores de potência utilizados (díodos ou tiristores/

transístores).

O inversor trifásico realiza a conversão DC/AC, permitindo, ou não, o controlo da

amplitude da componente fundamental da tensão de saída, de acordo com o método de

comando utilizado. No caso particular do inversor do sistema de aquecimento, o método de

comando utilizado foi o de modulação de largura dos impulsos que permite o controlo da

frequência e amplitude da componente fundamental da tensão.

59

5 Instrumentação do Sistema - Subsistema de Aquisição

5.1 Introdução

O sistema de controlo requer a funcionalidade de um subsistema de aquisição. Na solução

proposta a aquisição de variáveis é feita via nó de aquisição, ou seja, este subsistema deve

ser inteligente e com capacidade de comunicação série.

O computador, sob a forma de computador pessoal ou de um microprocessador com

memória e dispositivos de comunicação adequados, é a unidade central de um sistema de

aquisição de dados. A gama de aplicação dos sistemas de aquisição é muito vasta. A sua

utilização em laboratórios industriais e de investigação, a sua inclusão em instrumentação

médica, a monitorização de estruturas (pontes, barragens) e a sua aplicação em edifícios

inteligentes são apenas alguns dos exemplos de aplicabilidade destes sistemas.

O elevado grau de normalização já alcançado pelos fabricantes de computadores e

microprocessadores permitiu o aparecimento de uma elevada gama de produtos para

aquisição, processamento e a análise de dados que de uma forma mais ou menos complexa

são adaptados às mais variadas aplicações.

Grande parte dos sistemas de aquisição actuais dispõe do seu processador e memória, para

além de um conversor analógico/digital e dos circuitos de condicionamento de sinal. São

sistemas autónomos, com fonte de alimentação própria, em muitos casos com baterias de

autonomia, podendo ser utilizados em estações remotas de recolha de dados.

Esta tecnologia permite a criação de topologias de aquisição distribuídas. A comunicação

de cada um dos sistemas individuais, também chamados de nós de aquisição, com o

dispositivo central, dispositivo este que actua como gestor, supervisor ou controlador de

cada um dos sistemas, é realizada através de redes de comunicação do tipo série síncronas e

assíncronas, tais como RS232 (apenas para comunicação ponto a ponto), RS485 e SPI

Instrumentação do Sistema - Subsistema de Aquisição

60

(Serial Peripheral Interface).

O desempenho de um sistema deste tipo é geralmente limitado pela velocidade e resolução

dos conversores analógico/digital. De facto, a qualidade do conversor A/D é uma das

características determinantes na escolha da componente activa a usar nos nós de aquisição.

Estes conversores podem ser implementados recorrendo a diferentes arquitecturas que

determinam as características de funcionamento do dispositivo. Assim, diferentes

arquitecturas resultam em conversores com velocidades de conversão distintas e resoluções

diversas. A Figura 5.1 sumariza estas características para as três arquitecturas de

conversores A/D mais populares - a arquitectura de aproximações sucessivas, sigma-delta e

multi-passo - e respectivos domínios de aplicação.

Res

oluç

ão (B

its)

Figura 5.1: Arquitecturas de conversores A/D, aplicações, resolução e frequências de amostragem.

A classificação da Figura 5.1 mostra, de uma maneira geral, como os campos de aplicação

de conversores A/D e as arquitecturas típicas associadas se relacionam com a resolução

(eixo vertical) e a taxa da amostragem (eixo horizontal). As linhas a tracejado representam

o estado da arte a meados de 2005.

Os conversores A/D de aproximações sucessivas são particularmente indicados para

aplicações de aquisição de dados. Em especial, quando os canais de entrada são

multiplexados (existe apenas um A/D para vários canais de entrada) esta arquitectura possui

largas vantagens sobre as outras (não possuí os atrasos típicos associados à mudança de

canal). São relativamente simples de usar e estão disponíveis com resoluções de até 18 bits

e frequências de amostragens superiores a 3MSPS (Mega Samples Per Second).

Os conversores sigma-delta são ideais para uma grande variedade de aplicações de medição


61

industriais, tais como monitorização de energia e controlo de motores. Estão disponíveis

com resoluções de 12 a 24 bits e frequências de amostragem de até 470kHz.

Finalmente, os multi-passo são usados em aplicações que necessitam de frequências de

amostragem superiores a 5MSPS. Tipicamente, essas aplicações requerem resoluções de até

14 bits e frequências de amostragem de 5 a 100 MSPS. Este tipo de conversor A/D é usado

em vários tipos de instrumentação, incluindo osciloscópios digitais, analisadores de

espectro, câmaras digitais, DVDs, TVs de alta definição, etc.

A análise comparativa entre as características desejadas para o subsistema (capítulo 2) de

aquisição e as características oferecidas por cada uma das arquitecturas de conversores

A/D, permite concluir que a arquitectura que mais se adequa ao tipo de sistemas que se

pretende controlar é a sigma-delta, porque apresenta a maior resolução (Bits) à frequência

de amostragem desejada.

Uma vez seleccionada a arquitectura do conversor A/D, a escolha da componente activa a

usar nos nós de aquisição assume particular importância dada a grande diversidade de

soluções possíveis. A partir do conjunto de soluções possíveis e suas características

seleccionaram-se duas para uma análise mais detalhada, a MSC1210 e o ADE7754.

A MSC1210 é uma plataforma de aquisição de dados baseada num microcontrolador 8051

com um conversor A/D sigma-delta de 24 bits embebido e 32 KBytes de memória Flash.

Dispõe de oito entradas analógicas diferenciais/não diferenciais multiplexadas e portas série

síncronas e assíncronas. Constitui, portanto, uma plataforma de uso geral.

O ADE7754 é uma plataforma dedicada à medição de energia, constituída por um circuito

integrado que realiza a medição da energia activa e aparente, bem como a corrente e tensão

rms. Não fornece directamente a medição da potência activa sob a forma de registo, mas

permite o seu cálculo a partir da energia activa medida. Este integrado incorpora

conversores A/D (24 bits, frequência de amostragem máxima 26kHz) sigma-delta com

modulador de segunda ordem, circuitos de referência, sensor de temperatura e todo o

processamento de sinal requerido para realizar a medição da energia activa e aparente, bem

como a corrente e tensão rms.

A utilização de um único conversor A/D para as oito entradas, por parte da plataforma de

uso geral, constitui uma séria desvantagem em relação à plataforma dedicada, que utiliza

um conversor A/D para cada uma das suas entradas analógicas. De facto, a utilização de


62

entradas não multiplexadas permite a obtenção de menores tempos de aquisição, uma vez

que, o tempo associado à mudança das entradas é relativamente elevado. Nomeadamente,

quando na plataforma MSC1210 se efectua uma mudança da entrada a medir, as três

primeiras aquisições não devem ser consideradas. Assim, em termos quantitativos, pode-se

dizer que a dinâmica da plataforma de uso geral é 24 vezes menor que a da plataforma

dedicada (considerando que a frequência de amostragem do conversor é igual à do

ADE7754), pois no caso da plataforma dedicada as seis entradas (corrente + tensão) são

adquiridas num período de amostragem e no caso da plataforma de uso geral são

necessários 24 períodos de amostragem (3 amostras não válidas x 6 entradas + 6 amostras

válidas). Esta desvantagem torna a plataforma de uso comum pouco apropriada para

aplicações de controlo de potência, onde geralmente se pretende que o pólo do controlador

esteja uma ou duas décadas acima do pólo dominante. Esta plataforma apresenta ainda um

custo superior à plataforma dedicada.

Desta forma, a escolha da plataforma a usar recaiu sobre a plataforma dedicada devido ao

facto de apresentar um custo inferior e uma dinâmica superior.

O ADE7754 dispõe de uma interface série através da qual se consegue aceder aos seus

registos internos (para leitura e escrita) e uma saída em pulso (sinal digital cuja frequência é

proporcional ao valor da potência activa) que fornece informação sobre a potência activa.

A medição da energia activa e aparente, das suas seis entradas analógicas, pode ser

efectuada de vários modos, tais como 3 fases – 4 condutores estrela, 3 fases – 3 condutores

triângulo e 3 fases – 4 condutores triângulo. Para cada fase é fornecido um conjunto de

registos que permitem a calibração dos sinais adquiridos e das grandezas medidas (registo

de correcção de offset do canal, calibração de fase, calibração de ganho, etc.).

De acordo com os vários modos de medição disponibilizados, os sinais de entrada do ADE

podem ser a(s) corrente(s) e a(s) tensão(ões) de fase sensorizadas ou a(s) corrente(s) e a(s)

tensão(ões) de linha.

Este capítulo pretende descrever a implementação do subsistema de aquisição, responsável

pela aquisição dos sinais de corrente, tensão e temperatura ambiente, assim como

respectivo condicionamento dos mesmos, digitalização e medição/cálculo das grandezas

necessárias ao controlo e supervisão do processo (no caso do processo de secagem de

transformadores, a corrente rms, energia activa, temperatura ambiente, potência activa e

temperatura dos enrolamentos do transformador).


63

5.2 Potência Activa

A potência eléctrica é definida como a taxa de energia que fluí da fonte para a carga. É dada

pelo produto da forma de onda da corrente pela da tensão. A forma de onda resultante é

chamada de potência instantânea e é igual à taxa de energia que fluí em todos os instantes

de tempo. A unidade de medida da potência é watt ou joules/seg.

Considerando que o espectro das formas de onda da corrente e tensão possui apenas a

componente fundamental, a expressão do sinal de potência instantânea para um sistema CA

é dada por (5.3).

( ) 2 sin( )vv t V wt ϕ= + (5.1)

( ) 2 sin( )ii t I wt ϕ= + (5.2)

onde V é a tensão rms (ou eficaz) e I a corrente rms.

( ) ( ) ( ) cos( - ) sin(2 - ) i v i vp t v t i t VI VI tϕ ϕ ω ϕ ϕ= × = + + (5.3)

Com base na expressão (5.3), pode afirmar-se que a potência instantânea é representada por

uma componente sinusoidal de amplitude VI e que oscila com uma frequência angular

dupla da tensão e corrente, sin(2 - )i vVI tω ϕ ϕ+ , em torno de um valor médio representado

por cos( - )i vVI ϕ ϕ .

Figura 5.2: Diagrama temporal da tensão, corrente e potência instantânea.

A potência activa ou potência real é definida como o valor médio da potência instantânea

durante um período ou um número inteiro de períodos.

0

1 ( ) cos( - )T

i vP p t dt VIT

ϕ ϕ= =∫ (5.4)


64

onde T é o período e P a potência activa ou potência real.

Caso o espectro dos sinais de corrente e tensão possua mais que uma componente, para

além da fundamental, a potência activa é dada por:

1

cos( ), j 1, 2, 3, .... kk

j j jj

P V I paraϕ=

= × × =∑ (5.5)

onde φj é o desfasamento entre os sinais de corrente e tensão da componente de ordem j.

Arpaia,(Arpaia, Avallone et al., 1996), Bittner, (Bittner, 1990), Dourfaye, (Dourfaye,

Dakyo et al., 1992), e Li, (Li, Lee et al., 1994), referem diferentes algoritmos e métodos de

medição, fasoriais e não fasoriais, da potência activa.

A utilização de métodos de medição fasoriais no âmbito deste trabalho revela-se pouco

apropriada pois o cálculo de sinais sinusoidais por DFT é pesado em computação. Assim, a

utilização de métodos de medição não fasoriais, baseados na definição da potência, surge de

uma forma natural.

5.3 Topologias de Medição da Potência Activa

A norma ANSI C12.10 define as diferentes topologias de medição da potência activa. Essas

topologias são 3 fases – 4 condutores estrela, 3 fases – 3 condutores triângulo e 3 fases – 4

condutores triângulo. Este subcapítulo faz uma breve apresentação dessas topologias e,

também, das grandezas sensorizadas em cada uma delas.

5.3.1 Três Fases – Quatro Condutores Estrela

Sensor I

Ia+

Ia-Sensor I

Ib+

Ib-

Sensor I

Ic+

Ic-

SensorV

Ra

SensorV

Rb

Vn

VA

VB

VC

Carga

Ria

Rib

Ric

SensorV

RcVCP

VCNRM

VBP

VBN

RM

VAP

VAN

Fonte

IA

IB

IC

RM

Figura 5.3: Ligação estrela com três sensores de tensão e três sensores de corrente.


65

Nesta topologia, tanto o transformador que serve de fonte como a carga estão ligados em

estrela. São necessários três sensores de tensão e três sensores de corrente para o cálculo da

potência activa total. A equação usada para o cálculo da potência activa total é:

t A A B B C CP =V I +V I +V I (5.6)

Com esta topologia também é possível calcular a potência activa total usando somente dois

sensores de tensão.

Figura 5.4: Ligação estrela com dois sensores de tensão e três sensores de corrente.

Neste caso a equação usada para calcular a potência activa total é:

t A A B C C BP =V (I -I )+V (I -I ) (5.7)

5.3.2 Três Fases – Três Condutores Triângulo

Sensor I

Ia+

Ia-

Sensor I

Ib+

Ib-

SensorV

Ra

VA

VC

VB

Carga

Ria

RibSensor

V

Rb

RM

VAC

RM

VBC

Fonte

i3

i1

i2

VN

IA

IB

VAN

VBN

Figura 5.5: Ligação triângulo com dois sensores de corrente e dois sensores de tensão.


66

Nesta topologia, tanto o transformador que serve de fonte como a carga estão ligados em

triângulo. A fase C é usada como referência para as fases A e B. Como se pode ver, só são

utilizados dois sensores de corrente e dois sensores de tensão, pois de acordo com o

teorema de Blondel6 para calcular a potência activa total de um sistema com N condutores

são necessários apenas N-1 sensores. A equação usada para o cálculo da potência activa

total é:

A N 3 A B 1 B N 2 t(V -V )i +(V -V )i +(V -V )i =P

A 1 3I =i + i então: 3 A 1i =I - i

B 2 1I =i - i então: 2 B 1i =I + i

A N A 1 A B 1 B N B 1 t(V - V ) (I - i )+(V - V )i +(V - V ) (I + i ) = P× ×

B 1 BA A N A B B N BN 1 NA 1 A 1 t11-V i +V IV I -V I +V I --V +V i -i + V ii IV V =P⇔

A A N A B B N B tV I -V I +V I -V I =P⇔

A N A B N B t(V - V )I +(V - V )I =P⇔

A C A B C B t(V - V )I +(V - V )I =P⇔

AC A BC B t(V )I +(V )I =P (5.8)

A relação entre as correntes de linha e as correntes de fase de um sistema trifásico ligado

em estrela é dada por LI = 3Iφ , sendo IL a corrente de linha e Iφ a corrente de fase. A

corrente de linha também se encontra desfasada 30º relativamente à corrente de fase. A

tensão de linha é igual à tensão de fase LV =Vφ , (Chapman, 1999).

A 1I = 3i

B 2I = 3i

Substituindo em (5.8) obtém-se:

6 Num sistema com N condutores, são necessários N-1 elementos de medida para medir a potência activa total. Uma das fases é tomada como referência, a que não tem sensor de corrente, sendo a tensão das restantes fases medidas em relação a esta.


67

1 AC 2 BC t3i ×cos(30+λ)×(V )+ 3i ×cos(30-λ)×(V )=P

ou

1 A 2 B t3i cos(30+λ) V + 3i cos(30-λ) V =P× × × × (5.9)

Sendo λ o desequilíbrio entre fases. Numa carga resistiva balanceada com uma corrente de

fase de 15A, a potência activa total é FASE FASE3×V ×I ×cos(θ) = 3×220V×15A×1 = 9900W . A

potência activa total calculada segundo a equação (5.9) é:

t 1 A 2 BP 3i cos(30+λ) V + 3i cos(30-λ) V= × × × ×

tP 3 15 cos(30) 220+ 3 15 cos(30) 220= × × × × × ×

tP = 9900W

Fica desta forma demonstrado que AC A BC B A 1 B 2 C 3 t(V )I +(V )I = V i +V i +V i = P .

5.3.3 Três Fases – Quatro Condutores Triângulo

Figura 5.6: Ligação triângulo com dois sensores de tensão e três sensores de corrente.

Neste caso, a referência é o ponto intermédio entre a fase A e a fase B. Para o cálculo da

potência activa total são necessários dois sensores de tensão e três de corrente. A equação

usada para o cálculo da potência activa total é:

t A A B C CP =V (I -I )+V I (5.10)

A topologia usada no processo de secagem é a da Figura 5.5, 3 fases – 3 condutores


68

triângulo.

5.3.4 Aquisição da Corrente

A aquisição da corrente é baseada na sua medição. Para a medição da corrente foram

estudadas algumas soluções utilizando tecnologias diferentes. Na selecção dos sensores,

foram determinadas algumas restrições a serem respeitadas:

• Facilidade de instalação;

• Simplicidade construtiva;

• Classe de precisão de até ±2%.

Dentro destas restrições, foram analisadas as seguintes tecnologias de sensores de corrente:

• Sensor de efeito de Hall;

• Bobina de Rogowski;

• Transformador de corrente.

A Tabela 5-1 apresenta o quadro resumo da avaliação realizada para cada tecnologia de

sensor de corrente estudada. Tabela 5-1: Resultados da avaliação dos sensores de corrente.

Tipo de Sensor Avaliação

Sensor de efeito Hall

Pequena janela para a passagem de cabos, alto custo de aquisição, excelente classe de precisão, fornece isolamento galvânico.

Bobina de Rogowski

Exige a utilização de um integrador (a saída deste sensor é um sinal em tensão proporcional à derivada da corrente), custo de aquisição médio, excelente classe de precisão, fornece isolamento galvânico.

Transformador de corrente Peso excessivo, classe de precisão compatível, fornece isolamento galvânico.

Como a utilização da bobina de Rogowski exige cálculos adicionais na determinação da

corrente (o integral do sinal em tensão), a escolha do tipo de sensor a usar recai sobre o

sensor de efeito de Hall devido à sua elevada precisão.

No processo de secagem, a corrente a medir pode ir de 0.2 até cerca de 220 A.


69

A medição da corrente com base num único sensor é inviável, devido ao facto da relação

sinal/ruído do sensor se deteriorar com a diminuição da corrente a medir. A solução para

medir uma gama tão variada de correntes passa por utilizar mais que um sensor de corrente,

a fim de se obter uma aceitável precisão de medição entre 0.2 e 220A. Depois de uma

análise cuidada chegou-se à conclusão que, para obter a precisão de medição desejada, é

necessário utilizar quatro sensores de corrente por fase, sendo a gama de medição de cada

um destes de 0.2 a 2A, 2 a 10A, 10 a 50A e de 50 a 220A, respectivamente. No entanto,

esta solução é demasiado dispendiosa, pois utiliza um elevado número de sensores de

corrente.

A solução encontrada passou por reduzir o número de sensores para metade e utilizar a

técnica do aumento do número de espiras de forma a permitir a leitura das correntes mais

baixas com a mesma precisão das mais altas.

A técnica do aumento do número de expiras é muitos simples e baseia-se no aumento do

número de vezes que o condutor, por onde circula a corrente, passa pelo sensor de corrente,

multiplicando, assim, a corrente medida pelo número de espiras formadas pelo condutor.

A medição da corrente entre 50 e 220A é realizada por um sensor de 300A, com ganho

1:2000.

Sendo a saída destes sensores do tipo fonte de corrente torna-se necessária a conversão do

sinal em tensão que será depois, condicionada e adquirida pela componente activa dos nós

de aquisição. Essa conversão é efectuada colocando uma resistência à saída do sensor. A

figura seguinte ilustra o circuito de conversão.

Figura 5.7: Circuito de conversão da corrente em tensão.

A corrente é convertida em tensão em R1 e o buffer impede que parte da corrente

proveniente do sensor seja desviada para o circuito a jusante deste. O valor de R1 é de 75Ω.

A medição da corrente entre 0.2 e 50A é realizada por um sensor de 100A, com ganho

1:1000. Como já tinha sido referido, são necessárias três gamas de medição entre 0.2 e

50A, gamas estas obtidas através da técnica do aumento do número de espiras. Para a gama

mais alta, 10 a 50A, utilizam-se 2 espiras, o que eleva a corrente nominal a medir para 100

A×expira . Na gama de 2 a 10A utilizam-se 8 espiras. A gama mais baixa, 0.2 a 2A, conta

com 40 espiras. A selecção do número de espiras a usar é feita com base em contactores.


70

A corrente é convertida em tensão pelo circuito apresentado na Figura 5.7. A corrente de

saída dos sensores de corrente antes de atingir o circuito de conversão, passa por um relé

que apenas deixa passar a corrente do sensor activo.

Figura 5.8: Circuito de selecção do sensor de corrente.

O sensor que está pré-seleccionado é o de 300A. O relé 1 é comandado pela plataforma de

controlo.

5.3.5 Aquisição da tensão

A aquisição da tensão é baseada na sua medição. Para a medição da tensão foram estudadas

essencialmente duas soluções, transformadores e sensores de tensão de efeito de Hall

(existem outras tecnologias de sensores de tensão, mas estas duas foram consideradas as

mais importantes). A Tabela 5-2 apresenta o quadro resumo da avaliação realizada para

cada tecnologia de sensor de tensão estudada. Tabela 5-2: Resultados da avaliação dos sensores de tensão.

Tipo de Sensor Avaliação

Sensor de efeito Hall Excelente classe de precisão, dimensão reduzida, fornece isolamento galvânico, custo médio

Transformadores Peso excessivo, classe de precisão compatível, fornece isolamento galvânico, custo reduzido

Novamente, a escolha recai sobre os sensores de efeito de Hall devido à sua elevada

precisão. Estes sensores possuem uma saída em corrente que é função da corrente que

circula no seu primário e do seu ganho. Em série com o primário deve ser colocada uma

resistência que impeça que a corrente máxima permitida pelo sensor seja ultrapassada.

São usados dois sensores deste tipo para medir as tensões compostas VAC e VBC.

A gama de medição desejada para a tensão vai desde 2 até cerca de 329V rms, sendo as

medições realizadas por um sensor de 500V, com ganho 2500:1000.


71

A utilização de uma única gama de medição não é viável, devido ao facto da relação

sinal/ruído se degradar com a diminuição da tensão a medir. Surge, então, a necessidade da

construção de várias gamas de medição da tensão, a partir de um único sensor. Estas gamas

podem ser obtidas à custa da variação do valor da resistência colocada em série com o

primário do sensor.

Após uma análise cuidada, tomou-se a decisão de usar três gamas de medição, de 2 a

14.5V, de 14.5 a 67V e de 67 a 329V. A selecção das várias gamas é ilustrada na figura

seguinte.

Figura 5.9: Circuito de selecção das gamas de medição da tensão.

A resistência R2 está pré-seleccionada e é a resistência utilizada na gama de medição, da

tensão VAC, de 67 a 329V. Ligando o relé 1, os contactos K1 e K2 fecham, colocando a

resistência R3 em paralelo com a resistência R2. Do paralelo resulta um valor de resistência

menor que permite a aquisição de tensões menores com a mesma precisão da gama de

medição de 67 a 329V. Do paralelo de R2 com R3 resulta o valor de resistência usado na

gama de medição 14.5 a 67V. Ligando o relé 1 e o relé 2 os contactos K1, K2, K3 e K4

fecham colocando R2, R3 e R4 em paralelo. Deste paralelo resulta o valor de resistência

usado pela gama de medição de 2 a 14.5V.

As resistências que permitem a obtenção das várias gamas de medição da tensão VBC, R5,

R6 e R7 são seleccionadas de forma análoga a R2, R3 e R4.

R2, R3, R4, R5, R6 e R7 são calculadas da seguinte forma:

GMAX GMAXMAX 2 P 2 2

P 2 MAX

V V 329I = R = -R R = -250 R =32650ΩR +R I .01

⇔ ⇔ ⇔


72

onde VGMAX é a tensão máxima da gama de medição, IMAX a corrente de primário máxima

do sensor (10mA) e RP a resistência de primário do sensor (250Ω).

O valor de resistência normalizado mais próximo é de 33KΩ. R5 tem o mesmo valor que R2.

Para a gama de 14.5 a 67V o valor desejado para o paralelo de R2 com R3 é de:

67R 250 R 6450Ω.01

= − ⇔ =

O valor da resistência R3 é:

33

3

33000 R6450 R 8016Ω33000 R

×= ⇔ =

+

O valor normalizado mais próximo é de 8.2KΩ, sendo a resistência resultante do paralelo

6.57KΩ. R6 tem o mesmo valor que R3.

Para a gama de 2 a 14.5V o valor desejado para o paralelo de R2 com R3 com R4 é de:

14.5R 250 R 1200Ω.01

= − ⇔ =

Então, o valor da resistência R4 é:

44

4

6570 R1200 R 1468Ω6570 R

×= ⇔ =

+

O valor normalizado mais próximo é de 1.5KΩ, sendo a resistência resultante do paralelo

1221KΩ. R7 tem o mesmo valor que R4.

A corrente de saída do sensor é convertida em tensão por um circuito idêntico ao da Figura

5.7.

5.3.6 Condicionamento dos Sinais de Corrente e Tensão

Os sinais de saída dos sensores de corrente e tensão precisam de ser condicionados de

forma a respeitarem as restrições dos dispositivos que realizam a sua conversão

analógico/digital. No caso em estudo, a conversão analógico/digital é realizada pela

componente activa dos nós de aquisição, o ADE7754.

De acordo com (Shannon, 1949), se um sinal for amostrado a uma taxa pelo menos igual a

duas vezes a frequência máxima desse sinal, é possível recuperar, com interpolação


73

matemática, a forma exacta do sinal de onde foram retiradas as amostras. Caso o sinal a

amostrar possua conteúdo espectral em frequências superiores a metade da frequência de

amostragem ocorre um fenómeno chamado aliasing, que perturba a qualidade da

interpolação.

Assim, de forma a evitar a ocorrência de aliasing surge a necessidade de filtrar os sinais de

corrente e tensão que possuem espectro em frequências superiores a metade da frequência

de amostragem do ADE7754 (2.4kHz da comutação e suas múltiplas). Deve ser notado que

a frequência de trabalho nesta aplicação (5Hz) está uma década abaixo da frequência

normal de operação do ADE7754 (50Hz).

Por outro lado, como a temperatura nos enrolamentos do transformador é calculada em

função da resistência dos enrolamentos, as medições da energia activa e corrente rms

realizadas pelo ADE7754 não necessitam de levar em conta todas as componentes de

frequência presentes nos sinais de corrente e tensão. Isto é, o valor a calcular para a

resistência dos enrolamentos é, aproximadamente, o mesmo caso as medições da energia

activa e corrente rms sejam baseadas numa ou várias componentes de frequência. Esta

formulação torna-se relevante, uma vez que ao filtrar as grandezas da corrente e tensão, de

facto reduz-se a amplitude rms de ambas à banda de passagem do(s) filtros(s).

A potência activa da componente fundamental é dada pela expressão:

1 1 1 cos( )P V I ϕ= × × (5.11)

ou

21 1 cos( )P Z I ϕ= × × (5.12)

Como cos( )Z Rϕ× = , a equação (5.12) pode ser reescrita da seguinte forma:

21 1P R I= × (5.13)

De igual modo, as restantes componentes são dadas por:

2 , j 2, 3, .... kj jP R I para= × = (5.14)

assumindo que a gama de frequências baixa, não afecta o valor da resistência dos

enrolamentos (efeito pelicular).

Desta forma, pode estabelecer-se a seguinte expressão para o cálculo da potência activa:


74

2

1

k

jj

P R I=

= ×∑ (5.15)

Assim, a resistência do enrolamento pode ser obtida através de:

2

1

k

jj

PRI

=

=

∑ (5.16)

A corrente rms é dada por:

2 2

1

k

rms jj

I I=

= ∑ (5.17)

Substituindo (5.17) em (5.16)obtém-se:

2rms

PRI

= (5.18)

Como o ADE7754 não disponibiliza directamente o valor da potência activa sob a forma de

registo, torna-se necessário o seu cálculo a partir do valor medido para a energia.

A energia activa medida pelo ADE7754 é dada por:

0

n

ii

E t P=

= ∆ ∑ (5.19)

onde ∆t é período de amostragem, i o índice da amostra e n o número de amostras.

Como a energia activa medida pelo ADE7754 é acumulada através de um número inteiro

de semi-ciclos do sinal de entrada, a potência activa pode ser obtida através de:

EPT

= (5.20)

onde T é o período de acumulação (intervalo de tempo durante o qual a energia activa é

acumulada).

Substituído (5.20) em (5.18) obtém-se:

2rms

E TRI

= (5.21)

Assim, a medição da energia activa e corrente rms com base numa janela com as


75

componentes principais de aquecimento (da primeira à décima) através da filtragem dos

sinais de corrente e tensão revela-se apropriada.

A configuração usada para o filtro passa-baixo foi a de Sallen-Key que apresenta a seguinte

estrutura:

R V+R

C

Vi

V V0

C

R2

R1

Figura 5.10: Filtro Sallen-Key 2ª ordem.

A tensão de saída é:

20

1

( ) ( 1) ( )RV S V SR += + × (5.22)

A tensão V+ é:

1

1 1

V VSCVSCRR

SC

+

×= =

++ (5.23)

Aplicando a lei dos nós ao nó V obtém-se:

00

0 0

0

- -1 1 1

1 (1 ) 2 11 ( 1)

( 1)(1 ) 2 1

i i

i i

i

V V V V VV V SCVSCV SCVR R R SCRRSC SCV VSC SCR SCR SCRSCV V SC SCV VR R SCR R R SCR

V R SCRV SCVR SCR SCR SCR

= + ⇔ + = + +++

⎡ ⎤+ + +⎡ ⎤⇔ + = + + ⇔ + = ⎢ ⎥⎢ ⎥+ +⎣ ⎦ ⎣ ⎦+⎡ ⎤⇔ = +⎢ ⎥ + + +⎣ ⎦

Substituindo (5.23) obtém-se:

0 (1 ) 2 1iV RV SCV

R SCR SCR SCR+⎡ ⎤= +⎢ ⎥ + + +⎣ ⎦

Substituindo (5.22) obtém-se:


76

[ ]

20 0

1

0 0 2 2 2

( )( ) (1 ) ( )(1 ) 2 1

( ) ( ) ( )3 1

i

i

V SR RV S SCV SR R SCR SCR SCR

RV S K V S SCV SS C R SCR

⎡ ⎤= + + ⇔⎢ ⎥ + + +⎣ ⎦

= ++ +

Resolvendo em ordem a V0 obtém-se:

02 2 2 (3- ) 1i

V KV S C R K SCR

=+ +

(5.24)

onde K=R2/R1+1.

Comparando esta expressão com a expressão normalizada de um sistema de segunda

ordem, obtém-se:

1 cRC

ω = (5.25)

1 2

fcRCπ

= (5.26)

onde fC é a frequência de corte.

Os filtros (2 para os sinais de corrente e 2 para os sinais de tensão) foram projectados para

uma frequência de 50Hz.

A introdução de desfasamento, por parte dos filtros, pode comprometer a medição da

energia activa e corrente rms, caso todos não estejam correctamente sintonizados para a

mesma frequência. Por outras palavras, a medição da energia activa e corrente rms não é

afectada pelo desfasamento introduzido pelos filtros, caso o desfasamento introduzido seja

igual em todas as entradas de corrente e tensão.

Torna-se então necessária a correcta sintonização de todos os filtros para a mesma

frequência de corte. Essa sintonização pode ser obtida introduzindo alguns componentes

variáveis (potenciómetros) no circuito da figura 5.10, dando origem ao circuito da figura

5.11.


77

Figura 5.11: Filtro Sallen-Key 2ª ordem com pot. de sintonia.

Finalmente, o sinal de saída dos filtros passa por um divisor de tensão que realiza a

adaptação dos níveis de tensão de saída dos filtros (±15V) para os níveis de tensão de

entrada do ADE7754 (±0,5V).

Assim, o circuito de condicionamento dos sinais de corrente e tensão é o seguinte:

Figura 5.12: Circuito de condicionamento dos sinais de corrente e tensão.

5.4 Componente activa dos nós de Aquisição

Este subcapítulo pretende fazer uma breve apresentação operacional da componente activa

dos nós de aquisição (ADE7754).

Tal como referido, o ADE7754 é um circuito integrado dedicado à medição da energia com

uma interface série e uma saída em pulso que fornece informação sobre a potência activa.

Este integrado incorpora conversores A/D sigma delta com modulador de segunda ordem,

circuitos de referência, sensor de temperatura e todo o processamento de sinal requerido

para realizar a medição da energia activa e aparente, bem como a corrente e tensão rms.

Além disto, ainda fornece diferentes soluções para medir a energia activa e aparente das

suas seis entradas analógicas (3 de corrente + 3 de tensão), permitindo assim o uso das

várias topologias de medição da potência definidas na norma ANSI C12.10. Para cada fase


78

é também fornecido um conjunto de registos de calibração.

A Figura 5.13 ilustra o diagrama de blocos funcional do ADE7754.

Figura 5.13: Diagrama de blocos funcional do ADE7754.

5.4.1 Entradas Analógicas

A componente activa dos nós de aquisição (ADE7754) possui seis entradas analógicas,

divididas em dois canais: corrente e tensão. O canal de corrente é diferencial (IAP, IAN, IBP,

IBN, e ICP, ICN) e aceita como entrada um sinal em tensão. A máxima tensão diferencial que

pode estar presente nestas entradas é de ±0.5V. O canal de tensão é unipolar (VAP, VBP e

VCP) e a máxima tensão que pode estar presente nessas estradas em relação a VN, é de

±0.5V.

Ambos os canais dispõem de um PGA (Programmable Gain Amplifier), com ganhos

possíveis de 1, 2 ou 4. O mesmo ganho é aplicado a todas as entradas do mesmo canal.

A selecção dos ganhos é feita através da escrita no registo GAIN. Os bits 0 e 1 do registo

GAIN seleccionam o ganho do canal de corrente e os bits 5 e 6 seleccionam o ganho do

canal de tensão, como se pode ver na tabela seguinte.

Tabela 5-3: Configuração do Ganho dos Canais Analógicos.

Bits Valor Ganho1, 0 0 0 1

0 1 2 1 0 4

7, 6 0 0 1 0 1 2 1 0 4


79

5.4.2 Medição da Potência Activa

A medição da potência activa efectuada pela componente activa dos nós de aquisição é

realizada a partir dos sinais de corrente e tensão sensorizados. Com base nestes sinais

determina-se o sinal de potência instantânea, produto do sinal de corrente pelo sinal de

tensão, que depois de passar por um filtro passa-baixo (LPF2) resulta no sinal de potência

activa (valor médio da potência instantânea). De facto, o ADE7754 mede a tensão e

corrente eléctricas e calcula, com base nestes, a potência activa. O valor medido para a

potência activa é disponibilizado sob a forma de um sinal em pulso cuja sua frequência é

proporcional à potência activa.

Como o filtro passa-baixo (LPF2) não tem uma resposta ideal, o sinal resultante da

filtragem tem um ripple associado ao valor da potência. Este ripple é sinusoidal e tem uma

frequência dupla da dos sinais de entrada.

O sinal de potência activa é processado para cada uma das fases de forma independente. A

potência activa total consumida é obtida através da soma das potências absorvidas em cada

uma das fases. Diferentes combinações das três fases podem ser seleccionadas para o

cálculo da potência activa total, através dos bits 6 e 7 do registo WATMODE do ADE7754.

A tabela seguinte apresenta essas combinações:

Tabela 5-4: Cálculo da Potência Activa Total.

WATMOD WATSEL2 WATSEL1 WATSEL0

0d A AV × I B B+ V × I c c+ V × I

1d A A BV × (I -I ) + 0 C C BV × (I -I )

2d A A BV × (I -I ) + 0 c c+ V × I

Os termos da equação da potência activa total são seleccionados de modo independente,

através da activação dos bits WATSEL do registo WATMOD. A escolha da equação é

ditada pelo tipo de medição polifásica que se estiver a usar.

O ADE7754 suporta todas as topologias definidas na norma ANSI C12.10. A tabela

seguinte apresenta o modo que deve ser escolhido para cada topologia.


80

Tabela 5-5: Configuração das Topologias de Medição.

ANSI Topologia de Medição WATMOD WATSEL

5S/13S 3 fases – 3 cond. Triângulo 0 3, 5 ou 7

9s/16s 3 fases – 4 cond. estrela (3 sensores de tensão) 0 7

8S/15S 3 fases – 4 cond. Triângulo 2 5

6S/14S 3 fases – 4 cond. estrela (2 sensores de tensão) 1 5

5.4.3 Medição da Energia Activa

A componente activa dos nós de aquisição não fornece directamente o valor da potência

activa (sob a forma de registo) como definido na equação (5.4), fornece antes o valor da

energia activa acumulada. Sendo assim, a potência activa necessária para o cálculo da

resistência dos enrolamentos tem que ser calculada através do quociente da energia activa

acumulada pelo período de acumulação ou integração. Para tal, o ADE7754 dispõe de um

registo, LAENERGY, onde a energia activa é acumulada durante um número inteiro

(programável) de semi-ciclos do sinal de entrada.

A expressão que relaciona a potência com a energia é

dEP =dt

(5.27)

onde P é a potência e E a energia.

De forma inversa, a energia é dada pelo integral da potência:

E = Pdt∫ (5.28)

A integração da potência activa, no ADE7754, é conseguida através da acumulação do sinal

de potência activa num registo interno de 52 bits. O registo da energia que é disponibilizado

para o exterior contém apenas os 24 bits mais significativos do registo interno. A

acumulação discreta no tempo ou soma é equivalente à integração em tempo contínuo. A

equação seguinte expressa esta relação:

0 0

( ) iT i

Energia p t dt Lim p T∞

∆ →=

⎧ ⎫= = ×∆⎨ ⎬⎩ ⎭∑∫ (5.29)


81

onde i é o índice da amostra e T o período de amostragem.

Tal como referido anteriormente, a potência activa é obtida através da filtragem do sinal de

potência activa instantânea (LPF2). A resposta do filtro LPF2 é dada por:

2

2

1( ) 1

8

H ff

=

+

(5.30)

Considerando que não existe desfasamento entre os sinais de corrente e tensão, o sinal de

potência activa da componente fundamental à saída do filtro LPF2 é dado por:

2

( ) - cos(4 )218

l

l

VIp t VI f tf

π

⎧ ⎫⎪ ⎪⎪ ⎪= ×⎨ ⎬⎪ ⎪⎛ ⎞+ ⎜ ⎟⎪ ⎪⎝ ⎠⎩ ⎭

(5.31)

onde fl é a frequência do sinal de entrada.

A partir das equação (5.28) e (5.31) obtém-se:

2

( ) - sin(4 )24 18

l

ll

VIE t VIt f tff

π

π

⎧ ⎫⎪ ⎪⎪ ⎪= ×⎨ ⎬⎪ ⎪⎛ ⎞+ ⎜ ⎟⎪ ⎪⎝ ⎠⎩ ⎭

(5.32)

A equação (5.32) demonstra que existe um pequeno ripple associado ao sinal de energia

devido à componente (2ωt). Este ripple é representado graficamente na figura seguinte.

Figura 5.14: Ripple presente na energia.

Contudo, o ripple presente no sinal de energia é muito inferior ao ripple presente no sinal

de potência activa. De facto, como o ripple presente no sinal de potência activa é sinusoidal


82

por natureza, ele é removido no cálculo da energia, quando se integrar a potência activa

para se obter a energia. No entanto, o integral, nulo neste caso, é aproximado pela forma

das áreas correspondente ao processo de cálculo, o que induz um erro desprezível pela

dimensão desta componente face à área de VIt .

5.4.4 Leitura da Energia Activa Acumulada

Antes de ler a energia activa acumulada é necessário configurar o ADE7754 para essa

operação. A figura seguinte ilustra a forma como os registos do ADE7754 devem ser

configurados.

Registo MMODESelecciona a Fase de Referência

Endereço 0x0B = 0x21

Registo WATMODESelecciona Modo de Cálculo da Energia

Endereço 0x0D = 0x36

Leitura do Registo LAENERGYEndereço 0x03

Reset do Registo de estado dasInterrupções

Endereço 0x11

Interrupção

Registo de InterrupçõesInterrupção LAENERGY Activa

Endereço 0x0F = 0x0400

Interrupção

Mais Leituras

Registo de InterrupçõesDesactiva Interrupção LAENERGY

Endereço 0x0F = 0x0000

Sim

Sim

Não

Não

Sim

Não

Registo LINCYCNumero de Semi-Ciclos a Acumular

Endereço 0x13 = 0x00FA

Figura 5.15: Fluxograma de medição da energia activa acumulada. Assim, a energia activa acumulada é obtida através da leitura do registo LAENERGY.


83

5.4.5 Medição de Valores rms (Corrente + Tensão)

O valor rms (Root Mean Square) é uma medida fundamental da magnitude de um sinal ac.

Por definição o valor rms de um sinal ac é o montante dc requerido para produzir a mesma

quantidade de calor que o sinal ac, na mesma carga. Matematicamente, o valor rms de um

sinal contínuo f(t) é definido como:

T

2rms

0

1F = × f (t)dtT ∫ (5.33)

Para sinais amostrados, o valor rms é definido como:

2

1

1 ( )N

rmsi

F f iN =

= ×∑ (5.34)

Como se pode observar em (5.34), para calcular o valor rms de um sinal amostrado é

necessário elevar o sinal ao quadrado, calcular a sua média e, por fim, a raiz quadrada da

média.

Para calcular o valor rms, o ADE7754 multiplica o sinal de entrada por ele próprio, obtendo

o quadrado do sinal, filtra o sinal resultante de forma a eliminar o ripple ( 2-Vrms ×cos(2ωt)

) e, finalmente, calcula a raiz quadrada do sinal filtrado. Da multiplicação do sinal por ele

próprio resulta:

rmsi(t)=I × 2×sin(ωt)

2 2rms rmsi(t)×i(t)=I - I ×cos(2ωt)

O Cálculo dos valores rms é processado simultaneamente nas seis entradas analógicas

(corrente + tensão).

5.4.6 Leitura dos Valores rms

Antes de ler os valores rms é necessário configurar o ADE7754 para essa operação. A

figura seguinte ilustra a forma como os registos do ADE7754 devem ser configurados, para

o caso da fase A.


84

Registo MMODESelecciona a Fase de Referência

Endereço 0x0B = 0x70

Registo de InterrupçõesActiva Detecção de Passagem por

Zero da Fase A + B + CEndereço 0x0F = 0x0380

Reset do Registo de Estado dasInterrupções

Endereço 0x011

Interrupção

Leitura de VRMSA ou IRMSAEndereços 0x2C, 0x29

Reset do Registo de Estado dasInterrupções

Endereço 0x011

Sim

Não

Figura 5.16: Fluxograma de medição dos valores rms da fase A.

O procedimento é idêntico para a fase B e para a fase C, com excepção do valor do registo

MMODE e dos endereços dos registos de leitura, VRMS e IRMS. O valor de MMODE

para a fase B é de 0x71 e para a fase C é de 0x72.

5.4.7 Interface Série

A comunicação com os nós de aquisição é realizada através de uma interface série síncrona.

Os sinais que fazem parte desta interface são: SCLK, DIN, DOUT e CS. O sinal de relógio,

necessário para a transferência de dados, é aplicado à entrada lógica SCLK. As operações

de transferência de dados são sincronizadas com o sinal de relógio. Os dados dão entrada

no ADE7754 através da entrada lógica DIN, no flanco descendente do sinal de relógio. A

saída de dados faz-se através da saída lógica DOUT, no flanco ascendente do sinal de

relógio. A entrada lógica CS é a entrada que selecciona o ADE7754. Esta entrada é usada

quando o barramento de comunicação é partilhado por múltiplos dispositivos. Um flanco

descendente em CS também realiza o reset da interface série e coloca o ADE7754 no modo

de comunicação (o modo de comunicação é o modo usado para transmitir e receber dados).


85

A entrada CS deve permanecer no nível lógico 0 durante toda a operação de transferência

de dados. Se CS atingir o nível lógico 1 durante a operação de transferência de dados, a

transferência é abortada e o barramento série da comunicação é colocado no estado de alta

impedância.

5.5 Circuito de Aquisição

O circuito de aquisição contém todo o hardware necessário desde a aquisição dos sinais de

corrente e tensão até à representação digital das grandezas medidas, exceptuando a

temperatura ambiente que é medida pelo nó de instrumentação, 586 – Engine(5E).

A Figura 5.17 apresenta os vários blocos que constituem o subsistema de aquisição.

Conversãoda Correnteem tensão

Sinais dos Sensoresde Corrente e Tensão Passa-Baixo

de2ª Ordem

Adaptaçãodos Níveisde Tensão

ADE7754 deMedição da

Corrente rms Comunicação ViaInterface Série Síncrona

ADE7754 deMedição da

Energia

Figura 5.17: Diagrama de blocos do subsistema de aquisição.

Para sinalizar que uma medida está pronta para ser lida o ADE7754 dispõe de duas

soluções, uma via hardware e outra via software.

A sinalização via hardware (composta por uma saída digital que vai a zero sempre que

exista uma nova medição), por si só não permite a medição da energia activa e corrente rms

em simultâneo.

A medição em simultâneo é possível apenas com recurso à sinalização via software. No

entanto, o uso da sinalização via software gera uma quantidade de tráfego adicional com o

nó de controlo que prejudica a dinâmica do sistema. Assim, decidiu-se utilizar dois

ADE7754 para a medição da energia activa e corrente rms em simultâneo.

O esquemático do subsistema de aquisição (Figura 5.18) engloba todos os blocos da Figura

5.17.


86

Figura 5.18: Esquemático do subsistema de aquisição.

As correntes provenientes dos sensores entram na ficha CON Entrada, a alimentação é

feita através do EURO_CONECTOR e a comunicação com os ADE7754 é realizada

através de uma conexão DB9. De realçar também a diferença entres os sinais de selecção de

circuito CS e CS1.

C81

R59

+ -

U4A

TL08

2

3 21

8 4

ICP

VA

Pi

R6

DV

DD

VN

R7

JP7

12

VR

EF

JP1

12

R53

C42

+15V

+ -

U3

TL08

13 2

6

71

45

DV

DD

AV

DD

CLK

OU

T

5V

C13

Ia

R68

R33

C20

+15V

5V

U8B

74H

C08

4 56

14 7

SC

LK

R43

DV

DD

+15V

CO

N E

ntra

da

CO

N8

1 2 3 4 5 6 7 8

R13

R35

C28

U8C

74H

C08

9 108

14 7

CLK

IN

GN

D_F

R24

R73

+C

44

-15V

CLK

OU

T2

IRQ

OU

T

RE

SE

T_B

IN

GN

D_F

AV

DD

5V

RE

SE

TBIN

U8A

74H

C08

1 23

14 7

R67

C9

C5

R21

VA

P

IRQ

OU

T2

EU

RO

_CO

NE

CTO

R

080706

12345

1009

121113

1514

1716

18

2019

21222324252627282930

3231

4342414039383736353433

50494847464544

60595857565554535251

61626364

080706

12345

1009

121113

1514

1716

18

2019

21222324252627282930

3231

4342414039383736353433

50494847464544

60595857565554535251

61626364

Ib

GN

D_F

R54

S1

SC

LKIN

GN

D_F

VN

AV

DD

VR

EF

+C

18

C3

R5

R52

+

C16

CS

DV

DD

R40

+C

35

R2

C33

CS

1

C21

+

C30

C14

DIN

_P1

SC

LK

+15V

R41

C36

XTA

L

R18

JP6

12

VC

Pi

VB

Pi

U9D

74H

C08

12 1311

14 7

JP5

12

+ -

U2

TL08

13 2

6

71

45

R55

IAP

+15V

CS

C39

CLK

IN

R69

C4

+15V

CLK

IN2

R74

+ -

U12

B

TL08

2

5 67

8 4

VR

EF

VC

Pi

SC

LK

U9A

74H

C08

1 23

14 7

CS

BIN

+15V

5V

R26

-15V

R47

+C

80

DV

DD

IRQ

DO

UT

R36

R34

BO

T_R

ES

ET

12

+15V

VB

Pi

+ -

U1A

TL08

2

3 21

8 4

+C

26

DIN

SC

LKIN

JP3

12

+15V

+15V

DV

DD

IBP

DV

DD

DIN

_P1

C25

C47

U8D

74H

C08

12 1311

14 7

+C

1

C74

R39

R75

C37

CS

BIN

R11

R42

VA

P

+C

15

C27

R10

DIN

+ -

U5

TL08

13 2

6

71

45

-15V

R38

+

C19

terra

IAP

CF

-15V

R31

R37

GN

D_F

+ -

U11

A

TL08

2

3 21

8 4

Ia

GN

D_F

IRQ

2

5V

R56

CLK

IN2

VB

P

CR

4

R44

+15V

-15V

C50

C12

+C

34

VA

Pi

C8

-15V

+C

29

XTA

L2

+ -

U11

B

TL08

2

5 67

8 4

IBP

IRQ

2

R1

R57

-15V

VN

+C

72

C45

-15V

C76

+

C2

-15V

AV

DD

terr

a

JP4

12

ICP

S1

R60

R71

C41

JP2

12

R8

GN

D_F

Ib

U9B

74H

C08

4 56

14 7

R12

IRQ

OU

T

Ic

R17

IRQ

R29

U6 1 2 3 4

8 7 6 5

R48

DV

DD

DV

DD

VA

P

+15V

Q1

BC

548

1

2

3

+ -

U12

A

TL08

2

3 21

8 4

R20

+

C82

DO

UT

VN

R3

R14

+

C11

-15V

GN

D_F

IAP

+C

40

RE

SE

T_B

IN

R65

R70

IBP

VB

P

CS

1

R30

5V

+C

70

R49

R50

R23

R66

C24

-15V

R15

C75

Ib

+C

10

R4

+

C73

R32

+15V

VC

P

C46

R25

C48

+C

43

J6 CO

N1

1

DV

DD

+15V

R19

GN

D_F

IRQ

OU

T2

R72

R58

R61

+

C71

R28

5V

+15V

R46

R22

DO

UT_

P1

DV

DD

R78

DO

UT

ICP

S2

-15V

VC

P

5V

5V

C49

R76

CLK

OU

T2

-15V

CF

C32

U7

AD

E77

54

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

24 23 22 21 20 19 18 17 16 15 14 13

+15V

-15V

U10

AD

E77

54

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

24 23 22 21 20 19 18 17 16 15 14 13

R16

+

C38

VB

P

DIN

R51

C17

CLK

OU

T

DO

UT_

P1

R27

R9

RE

SE

TBIN

DB

9

CO

N9

1 2 3 4 5 6 7 8 9

C31

RE

SE

T_B

IN

AV

DD

+ -

U1B

TL08

2

5 67

8 4


87

A corrente rms e energia activa medidas pelos ADE7754 são comunicadas ao nó de

instrumentação via interface série síncrona.

5.6 Aquisição da Temperatura Ambiente

A aquisição da temperatura é baseada na sua medição. Para a medição da temperatura

ambiente foi seleccionado o sensor de temperatura LM35. Este sensor permite a medição da

temperatura entre -55º e 110ºC com um erro máximo de ±0.5ºC. A resolução deste sensor é

de 10.0 mV/°C.

A gama de temperaturas a medir está entre 0 e 62.5ºC, e o valor máximo da gama de

medida, 62.5ºC, deve corresponder à tensão máxima de entrada do conversor A/D, 2.5V.

O circuito da Figura 5.19 realiza o condicionamento do sinal de saída do sensor de

temperatura.

LM35

Figura 5.19: Circuito de condicionamento do sinal de saída do sensor de temperatura.

Para evitar danos no conversor A/D, são incluídos díodos de Schottky no final da cadeia de

condicionamento. A saída deste circuito é aplicada a uma das entradas do conversor A/D

presente no nó de instrumentação. Por sua vez, a componente activa deste nó calcula a

temperatura dos enrolamentos do transformador, com base nos valores medidos para a

temperatura ambiente, corrente rms e energia activa.

5.7 Alteração da Frequência de Relógio

A frequência de relógio recomendada pelo fabricante do ADE7754, 10MHz, não permite a

medição de sinais de frequência inferior a 12.716Hz impossibilitando, desta forma, a sua

utilização no processo de secagem de transformadores (o processo de secagem utiliza sinais

de frequência 5Hz). Este valor, 12.716Hz, é imposto pelo registo que realiza a medição do

período do sinal de entrada (registo PERIOD).

A solução para este problema é baixar a frequência do sinal de relógio. No entanto, a

redução da frequência de relógio provoca a alteração de alguns dos parâmetros do ADE,


88

tais como, frequências de amostragem, frequência de corte de alguns filtros, etc.

Para validar se a redução da frequência de relógio não afecta o funcionamento do

ADE7754, fez-se uma consulta ao fabricante. A resposta esclareceu que as condições

requeridas pelo projecto não tinham sido analisadas, dado que, o ADE7754 foi projectado

para trabalhar com sinais de 50Hz.

Neste quadro, surge a necessidade de estudar o funcionamento da ADE7754 a uma

frequência de relógio inferior a 10MHz. Esse estudo é apresentado de seguida e baseia-se

na realização de um conjunto de ensaios experimentais que demonstram o correcto

funcionamento do ADE7754 a uma frequência de relógio inferior a 10MHz.

Para se medir sinais de frequência 5Hz, o valor da frequência de relógio tem que ser

inferior a ( )

15CLKIN CLKIN15

CLKIN

15 F 2 ×24 5 F 3932160Hz2 ×24 F

= ⇔ = × ⇔ = . A frequência

de relógio usada durante os ensaios foi de 3.579545MHz.

Os ensaios a realizar devem demonstrar que:

• os valores medidos para a energia activa estão correctos;

• os valores medidos para a energia activa são estáveis ao longo do tempo;

• os valores medidos para a corrente rms estão correctos;

• os valores medidos para a corrente rms são estáveis ao longo do tempo;

• os valores medidos para o período (PERIOD*24/3579545) estão correctos.

Neste contexto, os primeiros ensaios a realizar pretendem demonstrar que o valor medido

para a energia activa está correcto. Para tal, são necessários três pontos de medida para a

energia activa, dois com amplitudes dos sinais de entrada diferentes e um terceiro com a

mesma amplitude de um dos anteriores, mas com desfasamento entre os sinais de corrente e

tensão. Com base na amplitude e nos valores medidos é possível determinar se o valor

medido para a energia (sem desfasamento entre corrente e tensão) está, ou não, correcto. A

terceira medida permite demonstrar se o valor medido continua, ou não, a ser correcto

quando se introduz desfasamento entre os sinais de corrente e tensão.

A figura seguinte ilustra os valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente (a

entrada de corrente aceita um sinal em tensão) e tensão de amplitude 0.2852Vp e frequência


89

5Hz. A energia só é medida para uma das fases.

0 1000 2000 3000 4000 5000 60006.65

6.66

6.67

6.68

6.69

6.7

6.71

6.72

6.73

6.74x 104

tempo/s

Ene

rgia

em

Mem

ória

Figura 5.20: Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.2852Vp.

A energia em memória é a energia activa medida pelo ADE7754. A unidade de medida da

energia em memória é w/h, a menos de um factor de escala. Nesta fase, apenas de trabalho

com sinais de teste, optou-se por não usar unidades para a energia em memória.

Como se pode ver na Figura 5.20, o valor medido para a energia activa, ao fim de um

determinado período de tempo, atinge a estabilidade mas a diferença entre os valores inicial

e final é relativamente grande (1.35% do valor final).

O decréscimo do valor medido pode, em parte, estar relacionado com o facto de o

subsistema de aquisição não estar estabilizado na temperatura de funcionamento.

Surge, então, a necessidade de determinar se o decréscimo verificado no valor medido para

a energia depende da estabilidade de funcionamento do subsistema de aquisição. Para tal,

estabiliza-se o sistema, deixa-se a funcionar durante várias horas, e só depois se aplica um

sinal nas suas entradas e se procede à medição da energia. A figura seguinte ilustra os

valores medidos para a energia activa com o subsistema de aquisição estabilizado na

temperatura de funcionamento.


90

0 1000 2000 3000 4000 5000 60006.65

6.66

6.67

6.68

6.69

6.7

6.71

6.72

6.73

6.74x 104

tempo/s

Ene

rgia

em

Mem

ória

Figura 5.21 Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.2852Vp e sistema de aquisição estabilizado.

Verifica-se o mesmo tipo de comportamento (decréscimo do valor da energia) do caso

anterior, o que significa que o decréscimo do valor medido para a energia, provocado pela

não estabilização do subsistema de aquisição na temperatura de funcionamento, é bastante

inferior ao decréscimo apresentado nas figuras.

Após mais alguns ensaios, chegou-se à conclusão que o decréscimo verificado no valor

medido para a energia é causado pela fonte usada para gerar os sinais de corrente e tensão.

Os sinais fornecidos pela fonte apresentam variações, quer na sua amplitude quer na sua

frequência, mas estas diminuem à medida que a própria fonte de sinal estabiliza na sua

temperatura de funcionamento.

Assim, as medidas da energia activa só devem ser realizadas depois da fonte de sinal

apresentar um sinal de saída estável.

A figura seguinte ilustra os valores medidos para a energia activa com o subsistema de

aquisição e a fonte de sinal estabilizados na temperatura de funcionamento.


91

0 500 1000 1500 2000 250066.5

6.68

6.7

6.72

6.74

tempo/s

Ene

rgia

em

Mem

ória

Figura 5.22: Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.2852Vp.

Como se pode ver na Figura 5.22, o valor medido para a energia activa ainda varia, embora

num proporção bastante inferior à registada nos ensaios anteriores (0.1262% do valor final).

Esta variação é provocada essencialmente pela fonte de sinal (variação da frequência e

amplitude do sinal de entrada).

Nos cálculos a realizar para demonstrar que o valor medido para a energia activa está

correcto não se usa uma única medida mas sim a média das medidas realizadas durante um

ensaio. A média das medidas realizadas durante o primeiro ensaio é de 66601.

O segundo ensaio foi realizado com sinais de corrente e tensão de amplitude 0.1827Vp e

frequência 5Hz. A figura seguinte ilustra os valores medidos para a energia activa durante o

segundo ensaio.

0 500 1000 1500 2000 25002.725

2.73

2.735x 104

tempo/s

Ene

rgia

em

Mem

ória

Figura 5.23 Valores medidos para a energia activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.1827Vp.

A média das medidas realizadas durante este ensaio é de 27303.

O valor medido para a energia em memória, com sinais de corrente e tensão de amplitude


92

0.2852Vp, foi de 66601. O valor esperado para a energia em memória, com sinais de

corrente e tensão de amplitude 0.1827Vp, é de:

273310.28520.2852

0.18270.182766601Memoria em Energia =×

××=

O valor medido foi de 27303, o que demonstra que os valores medidos para a energia, de

acordo com o erro na medição da energia do ADE7754 ≈0.1%, têm boa aproximação

( )27331 27303 27303 0.1026%− = .

No terceiro ensaio introduziu-se um desfasamento de 35.8º entre os sinais de corrente e

tensão. A amplitude e frequência dos sinais de corrente e tensão são as mesmas do segundo

ensaio. A figura seguinte ilustra os valores medidos para a energia activa durante o terceiro

ensaio.

0 500 1000 1500 2000 25002.212

2.214

2.216

2.218

2.22

2.222x 104

tempo/s

Ene

rgia

em

Mem

ória

Figura 5.24 Valores medidos para a Energia Activa, com sinais de corrente e tensão de amplitude

0.1827Vp e 35.8º de desfasamento entre os sinais de corrente e tensão.

O valor esperado para a energia em memória é de:

Energia em Memoria=27303×cos(35.8)=22144.5

A média das medidas realizadas durante o terceiro ensaio foi de 22167, o que demonstra

que o ADE7754 também mede a energia de forma correcta, quando se introduz

desfasamento entre os sinais de corrente e tensão.

O erro na medição da energia, calculado com base nas medidas realizadas durante o ensaio

que apresenta a maior variação da energia em memória, é de ±0.06306%.

Quanto à medição da energia pode concluir-se que os valores medidos pelo ADE7754 tem

boa aproximação. A própria duração dos ensaios comprova a estabilidade de


93

funcionamento do ADE7754.

O quarto e quinto ensaios pretendem demonstrar que os valores medidos para a corrente

rms estão correctos. A figura seguinte ilustra os valores medidos para a corrente rms

durante o quarto ensaio, para um sinal (aplicado às entradas de corrente) de amplitude

0.48649Vp e frequência 5Hz.

0 20 40 60 80 100 120 140 160 1801.847

1.848

1.849

1.85

1.851

1.852

1.853

1.854

1.855

1.856

1.857x 106

tempo/s

Cor

rent

e rm

s em

Mem

ória

Figura 5.25: Valores medidos para a corrente rms, para um sinal de amplitude 0.48649Vp.

O valor medido para a corrente rms apresenta uma variação relativamente grande

(±0.2565%). Esta variação é provocada, essencialmente, pela fonte de sinal e pelo próprio

ADE7754 (componente 2ωt). Assim, a medição da corrente rms deve ser realizado com

base na média de várias medidas da corrente rms em memória. A média das medidas

realizadas durante o quarto ensaio é de 1852700.

A figura seguinte ilustra os valores medidos para a corrente rms durante o quinto ensaio,

para um sinal de amplitude 0.292884Vp e frequência 5Hz.


94

0 20 40 60 80 100 120 140 160 1801.11

1.111

1.112

1.113

1.114

1.115

1.116

1.117

1.118

1.119

1.12x 106

tempo/s

Cor

rent

e rm

s em

Mem

ória

Figura 5.26: Valores medidos para a corrente rms, para um sinal de amplitude 0.292884Vp.

O valor esperado para a corrente rms em memória é de:

0.292884 1852700Corrente em Memoria= 11153900.48649

rms ×=

A média dos valores medidos, durante o quinto ensaio, foi de 1115500, o que demonstra

que os valores medidos para a corrente rms têm boa aproximação.

O erro na medição da corrente rms, calculado com base nas medidas realizadas durante o

ensaio que apresenta a maior variação da corrente em memória, é de ±0.3361%.

Pode concluir-se que a mudança da frequência de relógio não afecta a medição da corrente

rms.

Por fim, só falta demonstrar se o valor medido para o período do sinal de entrada (registo

PERIOD) está, ou não, correcto. A figura seguinte ilustra os valores medidos para a energia

activa e período do sinal de entrada, com sinais de corrente e tensão de amplitude 0.

3361Vp e frequência 5Hz.


95

0 1000 2000 3000 4000 5000 60009.15

9.2

9.25

9.3x 104

tempo/s

Ene

rgia

em

Mem

ória

0 1000 2000 3000 4000 5000 60002.79

2.8

2.81

2.82

2.83x 104

tempo/s

Per

íodo

em

Mem

ória

Figura 5.27 Valores medidos para a energia activa e período do sinal de entrada.

Verifica-se que os valores medidos para a energia e período variam de forma análoga. Esta

variação torna, ainda mais evidente, o que tinha sido referido acerca de uma das fontes de

erro, a variação da frequência ou período do sinal de entrada. O período ao aumentar,

provoca o aumento do período de acumulação (número de semi-ciclos do sinal de entrada,

durante o qual a potência activa é integrada) que, por sua vez, origina o aumento do valor

acumulado e vice-versa.

A observação da figura anterior não nos permite concluir se o valor medido para o período

está, ou não, correcto. Por essa mesma razão, utilizou-se um dispositivo auxiliar de

medição de frequência ou período. Através da comparação dos valores medidos, por ambos

os dispositivos, chegou-se à conclusão que os valores medidos pelo ADE7754 têm boa

aproximação. O valor mínimo medido para o período em memória foi de 27955, que

corresponde a um período do sinal de entrada de 27955×24 3579545=0.187432s . O valor

máximo medido para o período em memória foi de 28270, que corresponde a um período

do sinal de entrada de 28270×24 3579545=0.1895436s .

Fica então demonstrado o correcto funcionamento do ADE7754 a uma frequência de

relógio de 3.579545MHz.


96

5.8 Erro na medição da Corrente rms e erro no cálculo da Potência Activa

O erro do subsistema de aquisição na medição da corrente rms é dado pela equação (5.35).

2 2I SI Cε ε ε= + (5.35)

onde εSI é o erro na sensorização da corrente e εC o erro (ADE7754 + circuito de

condicionamento de sinal) na medição da corrente rms.

O erro na sensorização da corrente é de ±1% e o erro na medição da corrente rms é de

±0.3361%. Assim, o erro do subsistema de aquisição na medição da corrente rms é de:

%055.13361.01 22 ±=⇔+= II εε

Relativamente ao cálculo da potência activa, o valor do erro que lhe está associado é

determinado pelo erro associado à medição da energia activa.

O erro do subsistema de aquisição na medição da energia activa é dado pela equação (5.36):

2 2 2E SI SV Mε ε ε ε= + + (5.36)

onde εSI é o erro na sensorização da corrente, εSV o erro na sensorização da tensão e εM o

erro (ADE7754 + circuito de condicionamento de sinal) na medição da energia activa.

O erro na sensorização da tensão é de ±0.9% e o erro na medição da energia activa é de

±0.06306%. Assim, o erro do subsistema de aquisição na medição da energia activa é de:

%347.106306.09.01 222 ±=⇔++= IE εε

Assim, pode concluir-se que o subsistema de aquisição, de acordo com o ponto 2.3, cumpre

os requisitos que lhe tinham sido postos.

5.9 Conclusão

Durante este capítulo estudaram-se as principais características do subsistema de aquisição,

suporte da implementação a efectuar.

O subsistema de aquisição é o responsável pela aquisição e condicionamento dos sinais de

corrente, tensão e temperatura ambiente, bem como, pela medição/cálculo da energia


97

activa, correntes rms, temperatura ambiente, potência activa e temperatura dos

enrolamentos do transformador.

A aquisição das correntes e tensões é feita com base em sensores de efeito de Hall. A saída

destes sensores, em corrente, é aplicada a um circuito de conversão de corrente em tensão.

Depois da conversão, é realizada a filtragem dos sinais resultantes eliminando, desta forma,

algumas componentes de frequência. Antes de serem aplicados aos ADE7754, estes sinais

ainda passam por um circuito que realiza a adaptação dos seus níveis para os níveis de

entrada dos ADE7754 (±0,5V).

Com base nos sinais de corrente e tensão condicionados, os ADE7754 usados nos nós de

aquisição medem a energia activa total consumida pela carga e a corrente rms, ou correntes,

injectada na carga.

Os valores medidos pelos ADE7754 são comunicados à componente activa do nó de

instrumentação via interface série síncrona. Esta, por sua vez, mede a temperatura ambiente

e calcula a potência activa a partir do valor medido para a energia. Por fim, calcula, com

base nos valores medidos para a potência activa, corrente rms e temperatura ambiente, a

temperatura nos enrolamentos do transformador.

Finalmente, neste capítulo foi efectuada uma análise do erro de medição causado pela

operação do ADE7754 em condições de alteração da frequência de relógio, imposta pelas

condições de funcionamento do sistema em estudo.

99

6 Subsistema de Controlo

6.1 Introdução

Com base nos componentes da arquitectura já desenvolvidos, importa neste momento

analisar a operacionalidade da plataforma de controlo adoptada face aos requisitos impostos

por o tipo de sistemas que se pretende controlar, em particular os requisitos do processo de

secagem de transformadores. Este processo traz o requisito de medir a potência na carga,

característica cada vez mais geral dos sistemas de controlo de potência

A solução desenvolvida, por si só, não é orientada a qualquer método de controlo de

temperatura, dispõe antes das ferramentas necessárias para a implementação desses

métodos. Desta forma, surge a necessidade da sua implementação e validação experimental

através de um ou mais métodos de controlo de temperatura.

O controlo aplicado traz consigo, regra geral, dois requisitos de implementação: por um

lado há que efectuar simplificações e aproximações no modelo do sistema, não podendo ser

ignorada a plataforma de suporte ao algoritmo de controlo; por outro lado, a avaliação do

desempenho da solução requer validação experimental.

Assim, este capítulo apresenta e discute os resultados experimentais obtidos através da

implementação de um método de controlo de temperatura híbrido, que combina as

vantagens dos métodos de controlo convencionais com as dos métodos de controlo

baseados em tecnologias emergentes, nomeadamente os derivados da lógica difusa.

Num primeiro ponto são apresentadas as acções de controlo que serviram de base à

implementação dos controladores (corrente + temperatura).

Para o controlo do processo foi seleccionada uma plataforma, da TERN, Inc7, baseada no

microprocessador ElanSC520 da AMD8. Esta foi seleccionada não só devido ao elevado

poder de cálculo do microprocessador, mas também pelo número de periféricos que possui

7 www.tern.com


100

tais como conversor A/D de 12 bits, conversor D/A de 12 bits, porta série síncrona, etc.,

sendo possível dispensar implementações com componentes discretos destes mesmos

blocos, reduzindo custos e tempo de implementação.

Em conformidade, o capítulo desenvolve conceitos associados à plataforma de controlo e à

placa de interface desenvolvida e implementada. Desenvolve ainda uma máquina de

estados do processo de secagem com o objectivo de facilitar o desenvolvimento do código

da aplicação.

Finalmente, faz uma análise dos resultados obtidos que permite retirar conclusões quer da

validação do controlador implementado quer, ainda, do desempenho da plataforma de

controlo utilizada.

6.2 Controlo

A tarefa de controlo pode ser vista como uma aplicação da informação recolhida pelo

subsistema de aquisição. Esta tarefa é normalmente utilizada para satisfazer um ou mais dos

seguintes requisitos: eliminar a influência de perturbações externas, estabilizar o processo e

optimizar o seu desempenho. Em Teoria de Sistemas a designação de Controlo de

Processos está intimamente relacionada com os seguintes requisitos, (Stephanopoulos,

1984): segurança do processo, especificações de produção, restrições operacionais e

aspectos económicos.

Concretamente, o objectivo do controlo é manter algumas variáveis do processo (ou uma

função dessas variáveis) próximas de valores de referência preestabelecidos, face a

perturbações e/ou variações nas cinéticas (transporte e reacção) do processo. No caso de se

pretender que o valor de referência seja constante, a acção de controlo é designada por

regulação. Caso se pretenda que siga uma dada referência, a acção de controlo é designada

por servo-controlo.

Tipicamente, o controlo usado na generalidade das aplicações é o controlo por

realimentação negativa. Neste tipo de controlo, o valor da variável controlada é subtraído

ao valor da referência. Da subtracção resulta o valor do erro e(t) que é, obviamente, uma

medida do afastamento entre a variável controlada e a referência. A partir da variável erro,

o controlador gera a variável de controlo (u(t)) de acordo com a lei de controlo

8 www.amd.com


101

implementada.

A Figura 6.1 apresenta a configuração típica de um sistema de controlo contínuo com

realimentação negativa.

Figura 6.1: Diagrama de blocos de um sistema de controlo contínuo com realimentação negativa.

A acção convencional do controlo por realimentação negativa requer a utilização de

medidas das variáveis a controlar.

A ideia básica subjacente ao controlo por realimentação negativa é compensar os desvios na

saída com uma actuação sobre a variável de controlo que leve o valor da variável

controlada a aproximar-se do valor da variável referência.

Os sistemas de controlo podem ser contínuos ou discretos. Nos sistemas de controlo

contínuos, as variáveis de entrada e saída do controlador são contínuas e o controlador é

analógico; nos sistemas de controlo discretos, as variáveis de entrada e saída do controlador

são amostradas e o controlador é geralmente do tipo digital.

A Figura 6.2 apresenta a configuração típica de um sistema de controlo digital com

realimentação negativa.

Figura 6.2: Diagrama de blocos de um sistema de controlo digital com realimentação negativa.


102

Um controlador digital trabalha com sinais numéricos (digitais). É fisicamente

implementado como uma rotina ou programa a ser executado por um microprocessador ou

microcontrolador.

O uso de controladores digitais para o cálculo da acção de controlo de um sistema contínuo

introduz a operação fundamental de amostragem. As amostras são tiradas de sinais

contínuos, normalmente provenientes de sensores, digitalizadas e processadas,

posteriormente, no microprocessador ou microcontrolador de modo a determinar-se a

versão digital do sinal de controlo. Este valor digital é, em seguida, reconvertido para um

sinal analógico, contínuo no tempo, e aplicado ao processo.

A introdução da amostragem levanta alguns problemas que não existiam nos sistemas de

controlo contínuos. Esses problemas devem-se, essencialmente, aos erros (numéricos)

originados pela precisão finita da quantificação dos sinais (resolução dos conversores A/D e

D/A) e do seu processamento (frequência de amostragem).

As recentes evoluções tecnológicas a nível dos conversores D/A e A/D permitem fazer o

projecto de controladores discretos com técnicas de controlo contínuas. Nomeadamente, o

aumento dos níveis de quantificação (número de bits) permite reduzir significativamente o

erro associado (24 bits para o sistema em análise) e o aumento da taxa de amostragem

permite reduzir os erros associados ao processamento dos sinais (26kHz para o sistema em

análise).

6.2.1 Métodos de Controlo Convencionais/Avançados

Tal como referido, o ajuste das variáveis manipuladas é efectuado de acordo com a acção

(ou lei) de controlo implementada no controlador. Este subcapítulo pretende dar a conhecer

as principais características das várias acções de controlo que serviram de base à

implementação do método de controlo de temperatura híbrido.

6.2.1.1 Controlo ON-OFF

Num controlador com acção de controlo ON-OFF, o actuador (elemento que altera a

entrada para o processo de acordo com o sinal de controlo) possui apenas duas posições,

que são, na maioria dos casos, ligado ou desligado. Este tipo de controlador é relativamente

simples, fiável e barato, sendo por isso amplamente usado em aplicações industriais e/ou

domésticas (Ogata, 1997). Sendo a saída do controlador u(t) e o sinal de erro e(t), o sinal


103

u(t) ou será máximo (ON) ou mínimo (OFF), dependendo do facto do sinal de erro ser

positivo ou negativo. Assim:

max

min

( ) , ( ) 0 , ( ) 0

u t U e tU e t

= ><

(6.1)

com Umax e Umin constantes.

A Figura 6.3 apresenta a resposta de um sistema de controlo em malha fechada, para um

processo com função de transferência ( )( )1 5 1s + controlado por um controlador do tipo

ON-OFF, quando na entrada de referência é colocado um degrau unitário.

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 100

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

tempo (s)

Saí

da d

o P

roce

sso

Figura 6.3:Resposta de um controlador ON-OFF.

Este controlador é vulgarmente usado em sistemas em que o actuador é um dispositivo

eléctrico, tal como um relé ou um contactor. A operação muito repetida destes dispositivos

origina a redução do seu tempo de vida. Para evitar que estes estejam continuamente a

operar pode associar-se a histerese à acção de controlo ON-OFF. A resposta de um

controlador ON/OFF com histerese é:


104

0 2 4 6 8 100

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

tempo (s)

Saí

da d

o P

roce

sso

Figura 6.4:Resposta de um controlador ON/OFF com histerese.

Com a histerese consegue-se uma diminuição na frequência de oscilação da saída do

processo e, consequentemente, uma diminuição na frequência de operação do actuador.

Porém, se a margem de histerese, h, for demasiado larga, a variação da saída é muito

grande. Assim, a escolha da largura da margem de histerese é um compromisso entre a

precisão desejada e a durabilidade do elemento actuador.

6.2.1.2 Controlo Proporcional

Para um controlador com acção de controlo proporcional, a relação entre a saída do

controlador u(t) e o sinal de erro e(t) é:

( ) ( )Pu t K e t= (6.2)

onde KP é a sensibilidade proporcional ou ganho. O controlador proporcional é, essencialmente, um amplificador com um ganho ajustável,

(Ogata, 1997). A Figura 6.5 apresenta a resposta de um sistema de controlo em malha

fechada, para um processo com função de transferência ( )( )21 1s s+ + controlado por um

controlador do tipo ON-OFF, quando na entrada de referência é colocado um degrau

unitário.


105

0 2 4 6 8 10 120

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8

tempo(s) (sec)

Saí

da d

o P

roce

sso

Kp=1Kp=5Kp=10Kp=50

Figura 6.5: (a) Resposta de um controlador proporcional para diferentes valores de KP.

Verifica-se que quanto maior for o ganho, KP, menor é o erro em regime permanente, ou

seja, melhor é a precisão do sistema em malha fechada. No entanto, por muito que se

aumente o ganho, não se consegue eliminar completamente o erro em regime permanente.

Por outro lado, quanto maior for o ganho mais oscilatório tende a ficar o comportamento

transitório do sistema em malha fechada. O aumento excessivo do ganho pode mesmo levar

o sistema à instabilidade. Assim, a escolha do ganho proporcional é um compromisso entre

o nível de oscilação suportado e a precisão desejada.

6.2.1.3 Controlo Proporcional-Integral

Para um controlador com acção de controlo proporcional-integral, a relação entre a saída do

controlador u(t) e o sinal de erro e(t) é:

0

1( ) ( ) ( )t

pi

u t K e t e t dtT

⎛ ⎞= +⎜ ⎟

⎝ ⎠∫ (6.3)

onde Kp é o ganho proporcional do controlador e Ti a constante de tempo integral.

A componente integral, ao adicionar um pólo na origem da função de transferência do

controlador, elimina o erro em regime permanente característico dos controladores

proporcionais. A Figura 6.6 apresenta a resposta à aplicação de um degrau unitário à

entrada de referência de um controlador proporcional-integral para diferentes valores de TI,

sendo a função de transferência do processo dada por ( )21 1s s+ + .


106

0 5 10 15 20 25 30 35 400

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

tempo(s) (sec)

Saí

da d

o P

roce

sso

Ti=1Ti=2Ti=5

Figura 6.6:Resposta de um controlador PI para diferentes valores de TI e KP=2

Verifica-se que para valores altos de Ti, a resposta deste controlador é semelhante à do

controlador proporcional. À medida que se diminui Ti a acção integral começa a

predominar sobre a proporcional e a resposta tende a aproximar-se mais rapidamente da

referência, ou seja, o erro em regime permanente tende a ser anulado mais rapidamente.

Diminuindo excessivamente Ti a resposta começa a ficar mais oscilatória numa tendência

de instabilização.

O controlador proporcional-integral é utilizado em sistemas com frequentes alterações de

carga, sempre que o controlador P, por si só, não seja capaz de reduzir o erro em regime

permanente a um nível aceitável. Contudo, o sistema deve ter alterações de carga

relativamente lentas para evitar oscilações induzidas pela acção integral.

6.2.1.4 Controlo Proporcional-Derivativo

Para um controlador com acção de controlo proporcional-derivativa, a relação entre a saída

do controlador u(t) e o sinal de erro e(t) é:

( )( ) ( )p dde tu t K e t T

dt⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

onde Kp é o ganho proporcional do controlador e Td a constante de tempo derivativa.

A componente derivativa, ao adicionar um zero na origem da função de transferência do

controlador, permite a obtenção de respostas transitórias mais rápidas. Esta componente

permite antecipar a acção de controlo. A Figura 6.7 apresenta a resposta à aplicação de um


107

degrau unitário à entrada de um controlador proporcional-derivativo para diferentes valores

de TD, sendo a função de transferência do processo dada por ( )21 1s s+ + .

0 5 10 15 20 250

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

tempo(s) (sec)

Saí

da d

o P

roce

sso

Td=1Td=2Td=5Td=10

Figura 6.7:Resposta de um controlador PD para diferentes valores de TD e KP=1

Verifica-se que quanto maior for o Td, menor é o tempo de subida. No entanto, o aumento

de Td provoca o aumento do overshoot e do tempo de estabelecimento.

Assim, a adição da componente derivativa à componente proporcional permite a obtenção

de um controlador altamente sensível, dado que o primeiro, ao responder a uma taxa de

variação de erro, permite correcções antes deste ser elevado. Apesar de o modo derivativo

não afectar directamente o erro em regime permanente, adiciona amortecimento ao sistema

(melhora a estabilidade) e, assim, permite o uso de valores de KP mais elevados, o que

implica um menor erro em regime permanente. Um inconveniente deste controlador é o de

acentuar o ruído de alta-frequência.

6.2.1.5 Controlo Proporcional-Integral-Derivativo A acção deste controlador resulta da combinação das acções proporcional, integral e

derivativa. Pode-se afirmar que resulta num compromisso entre as vantagens e

desvantagens de um PI e as vantagens de um PD.

Para este controlador, a relação entre a saída do controlador u(t) e o sinal de erro e(t) é:

0

1 ( )( ) ( ) ( )t

P di

de tu t K e t e t dt TT dt

⎛ ⎞= + +⎜ ⎟

⎝ ⎠∫ (6.4)


108

onde Kp é o ganho proporcional do controlador, Ti a constante de tempo integral e Td a

constante de tempo derivativa.

A acção integral é usada para eliminar o erro em regime permanente causado por grandes

variações de carga. A acção derivativa, com o seu efeito estabilizador, permite um aumento

do ganho e reduz a tendência para as oscilações, o que conduz a uma velocidade de resposta

superior quando comparado com P ou PI.

No entanto, estas propriedades assumem um carácter geral, pelo que podem existir

excepções em determinados sistemas.

Geralmente, para uma função de transferência em malha aberta com a seguinte forma:

2 2

12 n ns sξω ω+ +

um Kp elevado tem o efeito de reduzir o tempo de subida e o erro em regime permanente

(sem nunca o eliminar). A acção integral terá como efeitos, por um lado, eliminar o erro em

regime permanente e por outro piorar a resposta transitória, isto é, torná-la mais oscilatória.

A utilização da acção derivativa tem como principal consequência uma melhoria da

estabilidade do sistema, reduzindo a sobrelevação e melhorando a resposta transitória.

A Tabela 6-1 sumariza os efeitos da adição das acções proporcional, integral e derivativa na

resposta do sistema em malha fechada. Tabela 6-1: Efeitos da adição das acções proporcional, integral e derivativa.

Acção Tempo de Subida

Sobrelevação Tempo de Estabelecimento

Erro em Regime Permanente

Proporcional Diminuição Aumento Sem alteração Diminuição

Integral Diminuição Aumento Aumento Elimina

Derivativa Sem alteração Diminuição Diminuição Sem alteração Estas correlações não são exactas, uma vez que, ao alterar um dos parâmetros do

controlador pode-se estar a alterar o efeito das outras acções. Por esta razão, a Tabela 6-1 só

deve ser usada como referência quando se está a determinar os parâmetros do controlador.

A Figura 6.8 apresenta a resposta à aplicação de um degrau unitário à entrada de referência

de um controlador proporcional-integral-derivativo para diferentes valores de KP, TD e TI,

sendo a função de transferência do processo dada por ( )21 1s s+ + .


109

0 5 10 150

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

tempo(s) (sec)

Saí

da d

o P

roce

sso

Kp=1 Td=1 Ti=1Kp=2 Td=2 Ti=2Kp=2 Td=1 Ti=2Kp=1 Td=2 Ti=1Kp=1 Td=2 Ti=2

Figura 6.8:Resposta de um controlador PID para diferentes valores de KP, TD e TI

Verifica-se que para KP, Td e Ti iguais a 1, a resposta do sistema (processo + controlador) é

semelhante à resposta de um sistema de primeira ordem. Com o aumento das diversas

acções de controlo o sistema responde de diferentes maneiras, tal como tinha sido exposto

na Tabela 6-1.

A selecção do controlador a usar deve depender das condições de operação do sistema e de

especificações de performance tais como, o erro máximo em regime permanente, a

sobrelevação máxima e tempo de estabelecimento permitido. Se o erro em regime

permanente não é tolerado, então o modo integral deve ser incluído no controlador, uma

vez que esta é a única acção que o permite eliminar ou reduzir. A necessidade da acção

derivativa pode ser ditada por uma sobrelevação máxima e/ou tempo de estabelecimento.

Se um erro reduzido em regime permanente não é crítico para as condições de operação do

sistema, então é possível omitir o modo integral e o uso do modo derivativo depende entre

outros factores da necessidade ou não de adicionar ganho suplementar ao modo

proporcional.

Como regra geral, pode-se afirmar que se adiciona o modo proporcional para obter um

determinado tempo de subida, que se adiciona o modo derivativo para obter uma

determinada sobrelevação e que se adiciona o modo integral para eliminar o erro em regime

permanente.

6.2.1.6 Controlo Difuso

Nos últimos anos, a lógica difusa (fuzzy) começou a surgir como uma técnica alternativa no


110

controlo de processos industriais complexos e nos mais diversos equipamentos electrónicos

e electrodomésticos. A lógica difusa é um super conjunto da lógica booleana convencional

que foi estendida para gerir o conceito de “parcialmente verdade” (valores entre o

“completamente verdade ” e o completamente “falso”). Foi introduzida pelo Dr. Lofti

Zadeh da UC/Berkley, em 1960, como meio de modelar o conhecimento subjectivo, o qual

representa informações linguísticas que normalmente são impossíveis de quantificar usando

métodos matemáticos tradicionais. As aproximações que utilizam lógica difusa permitem

ao projectista gerir eficientemente conhecimentos objectivos e subjectivos (dados

numéricos e conhecimentos expressos a partir de expressões linguísticas), aplicando-os aos

problemas de controlo em malha fechada, reduzindo, desta forma, o tempo de projecto e os

seus custos.

Segundo Martins, (Martins, 1998), os métodos de controlo baseados em lógica difusa, têm

dado uma boa resposta a uma classe de problemas de controlo, nomeadamente no que se

refere à ausência de um modelo ou à existência de parâmetros incertos ou não lineares, o

que os torna particularmente indicados para controlo do processo usado como caso de

estudo.

O estudo do controlo difuso não faz parte do âmbito desta dissertação. Para uma

contextualização deste assunto, Mendel, (Mendel, 1995), Brubaker, (Brubaker, 1995),

Costa, (Costa, 1998), Martins, (Martins, 1998), Sousa, (Sousa, 1996), referem alguns

conceitos e aplicações relativos ao controlo difuso.

6.2.2 Plataforma de controlo

Pode dizer-se que a escolha da plataforma de controlo é uma das tarefas mais difíceis do

trabalho de projecto e exige um cuidado redobrado, pois uma má escolha pode causar

futuras iterações e consequentes atrasos temporais e aumento dos custos. Esta escolha é

ainda mais difícil quando tem que ser realizada no início do trabalho, quando ainda existem

duvidas sobre os requisitos computacionais subjacentes ao método de controlo do sistema.

Se um determinado microcontrolador serve ou não, se é melhor ou pior que outro no seu

desempenho, se facilita o desenvolvimento de software ou não, se possui ou não capacidade

de endereçamento suficiente, etc., são questões que além de não terem uma resposta

absoluta, são de difícil análise.

Sabe-se à partida que a plataforma a utilizar deve possuir um poder de cálculo suficiente


111

para executar os algoritmos de controlo, bem como gerar os sinais de pwm e interagir com o

ambiente envolvente (consola, ADE7754).

Apesar da escolha não ser pacífica, escolheu-se uma plataforma baseada no

microprocessador ElanSC520, da AMD. Alguns dos factores que pesaram na escolha deste

microprocessador foram o seu poder de cálculo, a facilidade de programação e interacção

com dispositivos periféricos e a sua capacidade de endereçamento.

Depois de escolher o microprocessador, coloca-se a questão de se desenvolver uma placa

de raiz ou adquirir uma placa comercial baseada no ElanSC520.

A disponibilidade no mercado de placas de processamento que apresentam as

funcionalidades suficientes para a construção de um sistema genérico, nomeadamente

memória, comunicação série, entre outras, permite poupar desenvolvimento, focando o

esforço de desenvolvimento nos objectivos deste trabalho.

A placa de processamento adquirida 586 – Engine(5E) já possui alguns dos componentes

necessários ao controlador: memória volátil e não volátil, integrados supervisores da

alimentação e da correcta execução do programa (Watchdog Timer), conversores A/D,

conversores D/A, comunicações série, etc.

A 586 – Engine(5E) é uma plataforma com um microprocessador programável em C/C++.

O CPU de 32 bit da AMD funciona a 100/133 MHz e possui um coprocessador matemático

de virgula flutuante. Suporta vários tipos e formatos de dados numéricos, para além de

funções transcendentais, tais como senos, co-senos, tangentes, logaritmos, etc., que são

bastante úteis para aplicações que requerem cálculos matemáticos intensivos.

Figura 6.9: Plataforma de controlo.

As grandes capacidades desta plataforma advêm, não só do grande poder de computação do

µP, mas também das funcionalidades que permitem construir um sistema mais facilmente,


112

desenvolvendo menos hardware e menos software. Estas funcionalidades são desenvolvidas

a partir do conjunto de blocos internos e externos ao µP, dos quais se destacam:

• 512K SRAM, 512KB Flash, 114 bytes de RAM interna;

• Conversor A/D paralelo de 12-bits, 8 canais e 300 kHz de taxa de amostragem

máxima;

• Conversor A/D série de 12 bits, 11 canais, 10kHz;

• Conversor D/A série de 12 bits, 2 canais, 10kHz;

• Relógio de tempo Real (RTC – Real Time Clock);

• Temporizador de supervisão da correcta execução do programa (WDT - Watchdog

Timer);

• Unidade de Supervisão da Alimentação;

• Sistema de interrupções hierárquico programável;

• Duas unidades temporizadoras, com seis temporizadores no total;

• Unidade de comunicação série, síncrona e assíncrona;

Torna-se desta forma claro que, a partir das funcionalidades e características apresentadas,

esta plataforma é excelente para aplicação ao processo de secagem de transformadores,

permitindo o desenvolvimento mais simples do hardware e software.

6.2.3 Placa de Interface

Para realizar a ligação entre os nós de aquisição, a interface com o operador, a plataforma

de controlo/instrumentação e o drive é necessário a existência de uma placa de interface. A

figura seguinte ilustra os vários circuitos e ligações que fazem parte dessa placa.


113

Plataforma deControlo

Subsistema deAquisição

Interface comOperador

PC de Programação

RS232

RS232

SSI

Placa deInterface

Geração SinaisComplementares +

Tempo Morto

Processo deSecagem

Entradas e Saídas Digitais

Alimentação

Sinais de PWM

Sinal de Referência para o Ângulo deAtraso dos Tiristores do Rectificador

Medição da Temperatura

Entrada Analógica

Drive

FO/Elec

FO/Elec

Figura 6.10: Diagrama de blocos da placa de interface.

Descrevem-se de seguida os principais blocos que fazem parte da placa de interface e que

ainda não foram apresentados.

6.2.3.1 Geração Sinais Complementares + Tempo Morto

A plataforma de controlo gera os sinais (PWM) de comando dos semicondutores S1, S2 e S3

do inversor da Figura 4.19. A partir destes sinais é necessário gerar os sinais de comando de

S4, S5 e S6 (inverso dos sinais S1, S2 e S3) e o tempo morto entre os sinais de comando dos

semicondutores do mesmo ramo. Para tal é utilizado o circuito da Figura 6.11.

S1_1

1.5KΩ

4148

1.5KΩ

4148

1nF

1nF

1/6 40106

1/6 401061/6 40106

1/6 40106S1

S4

Figura 6.11: Circuito de geração dos sinais de comando complementares e de tempo morto.

Os sinais de saída deste circuito são aplicados a circuitos de interface fibra óptica/TTL. O

tempo morto gerado é de aproximadamente 1.5µs.

6.2.3.2 Interface Eléctrico/Óptico

A transmissão de sinais entre a plataforma de controlo e o drive é efectuada através de fibra

óptica.


114

A utilização de fibra óptica permite transmitir os sinais de comando da plataforma de

controlo ao drive com grande imunidade ao ruído e isolamento galvânico.

Esta tarefa é realizada utilizando os componentes da série HFBR-0501 da Agilent9,

nomeadamente o emissor HFBR-1531, através do circuito apresentado na Figura 6.12.

1-A

2-K

3-N.C.

4-N.C.HFBR - 1531

5V

68Ω

PWM/Referência

100KΩ

Figura 6.12: Circuitos de interface fibra óptica/TTL.

O sinal de referência para o ângulo de atraso dos tiristores do rectificador (sinal analógico),

antes de ser transmitido via fibra óptica, tem que ser codificado num sinal digital.

Posteriormente, o drive descodifica esse sinal, de forma a obter a sua versão analógica.

6.3 Software

A programação do ElanSC520 é feita com o pacote de desenvolvimento da TERN.

Este pacote contém:

• Compilador de C/C++

• Debugger com simulação do µC no PC e “on-chip” debugger

• Bibliotecas de C

• Ficheiros de Configuração

A TERN fornece ainda o software necessário para efectuar o download do programa para a

memória Flash.

Fornece também os drivers para:

• controlar o RTC,

• controlar a UART,

• gravar/apagar a memória flash.

9 http://www.agilent.com


115

6.3.1 Estrutura do Software

Como as tarefas a executar pelo sistema de controlo possuem diferentes níveis de

prioridade, o software a desenvolver tem que ser baseado na estrutura do sistema de

interrupções do ElanSC520 (o escalonamento das tarefas fica assente na estrutura de

interrupções do ElanSC520, obtendo-se uma “espécie de SO” baseado em hardware).

São usadas basicamente 5 níveis de prioridade de execução:

• Comando do inversor + rectificador: actuação nos IGBTs do inversor e

tiristores do rectificador.

• Interface Série Síncrona.

• Funções de Controlo. Isto inclui toda a acção de controlo propriamente dito:

leitura da corrente, cálculo da potência, cálculo da temperatura, detecção e

geração de alarmes, controlo da temperatura, controlo da corrente, etc.

• Relógio de Tempo Real.

• Interface com o Operador Local.

As rotinas que comandam o inversor possuem as prioridades mais altas do sistema e

portanto nunca são interrompidas.

A estruturação das tarefas, de modo a organizar operacionalmente o processo, deve assim

ser efectuada. O ambiente em Redes de Petri permite uma apropriada modelação das

diferentes tarefas simultâneas e validação do modelo.

A Figura 6.13 apresenta uma Rede de Petri que modela o processo de secagem de

transformadores, já descrito no capítulo 2.


116

P2

P3

T1

T2

P4

T3

P5

T4 P6

T7

T6

P7

T5

P8

T8

P10

T9P15

P11

T12

P13

T15

P17

T22

P18

T23

P20

T24

P21

T25

P25

T28

P12

P14

T17

T16

T10T11

T14

P9

T19

P19

T26

P24

T32

P16 P26 P29

T20 T38 T40

P27

T35

P28

T41

T42

T13

T18

T21

P23

T29

T34

T31

P1

P30

T43

T44

P22

T27

T33

T36 T37 T39

T30

Figura 6.13: Rede de Petri do Processo de Secagem


117

Lugares:

P1 – Estado Inicial.

P2 – Inicializações.

P3 – Arranque.

P4 - Introdução de parâmetros.

P5 – Validação de parâmetros.

P6 – Mensagem Parâmetros mal introduzidos.

P7 – Medição da temperatura ambiente.

P8 – Inicializações do processo de arranque (tempos de condução dos semicondutores do

inversor, tensão do barramento dc), com V=0.05Vn.

P9 – Rectificador + Inversor

P10 – Aquisição da corrente.

P11 – Cálculo da corrente.

P12 – Mensagem não há corrente AC.

P13 – Aquisição da potência.

P14 – Corrige tensão AC.

P15 – Mensagem de desequilíbrio de I.

P16 – Mensagem Transformador não Aquece.

P17 – Cálculo de Ri.

P18 – Inicializações do processo (tempos de condução dos semicondutores do inversor,

tensão do barramento dc), com I=1.2In.

P19 – Aquisição da potência.

P20 – Aquisição da corrente.

P21 – Cálculo da corrente.

P22 – Controlador de Corrente.

P23 – Corrige a tensão AC.

P24 – Mensagem de Sobrecarga.

P25 – Controlador de Temperatura.

P26 – Mensagem de Sobreaquecimento.

P27 – Actualiza Gráficos.

P28 – Actualiza valores RMS.


118

P29 – Mensagem Transformador Seco.

P30 – Descanso.

Transições:

T1 – Ligação da alimentação.

T2 – Fim das inicializações.

T3 – Ordem de arranque.

T4 – Tecla OK.

T5 – Dados introduzidos OK.

T6 – Dados errados.

T7 – Tecla introduzir.

T8 – Fim de medição da temperatura ambiente.

T9 – Fim de inicializações do processo de arranque.

T10 – NEW_I e Contador <4.

T11 – Período de actuação.

T12 – Fim de aquisição da corrente (contador >= 4).

T13 – Não há corrente AC.

T14 – Tecla inicio da interface.

T15 – I > 0.95In Λ I < 1.05In.

T16 – I < 0.95In V (I > 1.05In Λ I<1.3In).

T17 – Fim de correcção da tensão.

T18 – Desequilíbrio de I V I > 1.3In.



T21 – NEW_P e T <30s.

T22 – Fim de aquisição da potência (T >= 30s).

T23 – Fim de cálculos.

T24 – Fim de inicialização do processo.

T25 – NEW_I.

T26 – Not NEW_P Λ I > 0.95IPretendido Λ I < 1.05IPretendido.

T27 – Fim da execução do algoritmo de controlo de corrente.

T28 – NEW_P.


119

T29 – (I < 0.95IPretendido V I > 1.05IPretendido).

T30 – Fim de correcção da tensão.

T31 – Se I > 1.3In.


T33 – I = 0.

T34 – Not Erro Λ contador1 < 5.

T35 – Not Erro Λ contador1 = 5.

T36 – Transformador não aquece.

T37 – Temperatura > 130º.


T39 – Fim do tempo de secagem.


T41 – Fim de actualização de gráficos.

T42 – Fim de actualização dos valores RMS.

T43 – Descanso ≠ 0.

T44 – Descanso = 0.

Ao ligar a alimentação do sistema de controlo (sistema distribuído para controlo de

potência) a transição T1 dispara e o token presente no lugar inicial P1 avança para o lugar

P2, onde se realiza a inicialização do sistema de controlo. No final das inicializações, a

transição T2 dispara e o token avança para o lugar P3, permanecendo neste lugar até o

operador dar a ordem de arranque, realizada através da consola de interface com o

utilizador. T3 dispara com a ordem de arranque, passando o token para o lugar P4. P4

recebe os dados do transformador a secar introduzidos através da interface. Quando o

operador dá por terminada a introdução dos parâmetros do processo, T4 dispara e o token

avança para o lugar P5 que realiza a validação dos parâmetros introduzidos. Se os dados

introduzidos estiverem incorrectos a transição T6 dispara e o token avança para o lugar P6

(responsável pela exibição da mensagem “Parâmetros mal Introduzidos” na consola de

interface). Ao operador dar a ordem de re-introdução, T7 dispara e o token volta ao lugar de

introdução de parâmetros P4. De P5, se os dados estiverem correctos T5 dispara e o token

avança para o lugar P7 (responsável pela aquisição do valor da temperatura ambiente). No

final da aquisição da temperatura ambiente, T8 dispara e o token avança para o lugar P8. P8

prepara o arranque do rectificador e inversor para uma tensão de carga de cerca de 5% da


120

tensão nominal do transformador. Quando a preparação de arranque terminar, T9 dispara,

passando a existir dois tokens, um no lugar Rectificador + Inversor, P9, e outro no lugar de

aquisição da corrente, P10. P9 é actualizado a cada período de actuação (ou comutação).

Em P10 sempre que surja uma nova aquisição da corrente T10 dispara. Ao surgir o quarto

valor da corrente, T12 dispara e o token avança para o lugar P11 que realiza o cálculo do

valor da corrente (média dos quatro valores adquiridos). De acordo com o valor da corrente

calculada, de P11 o token pode avançar para diferentes lugares:

• Se a corrente estiver fora dos limites, sem ultrapassar o limite máximo 1.3In, a

transição T16 dispara e o token avança para o lugar P14. P14 realiza a correcção do

valor da tensão AC de forma a levar a corrente para os valores desejados. No final

da correcção, a transição T17 dispara e o token volta ao lugar P10.

• Se não existir corrente, T13 dispara, ao disparar retira o token a P9 e P11 e coloca

um em P12, que exibe a mensagem “Não existe Corrente” na consola de interface.

O operador mediante esta mensagem deve realizar a acção correctiva e dar a ordem

de re-arranque. Esta ordem dispara T14 e coloca um token em P3. De reparar que o

conjunto Rectificador + Inversor foi desligado, para que o operador possa realizar a

acção correctiva com segurança.

• Se houver um desequilíbrio superior a 5% nas correntes de fase, ou se alguma das

correntes de fase ultrapassar o limite máximo 1.3In, a transição T18 dispara. Ao

disparar retira o token a P9 e P11 e coloca um em P15, que exibe a mensagem

“Desequilíbrio de I”. O operador mediante a mensagem dá a ordem de re-arranque

(dispara T19), mas não seca o transformador, porque não existe acção correctiva

para esta situação.

• Por fim, se a corrente estiver dentro dos limites, I > .95In Λ I < 1.05In, T15 dispara

e o token avança para o lugar P13 que adquire a potência.

T21 dispara sempre que surja uma nova aquisição da potência. Quando os 30 segundos de

início de processo forem atingidos, T22 dispara e o token avança para o lugar P17 que

realiza o cálculo da resistência inicial dos enrolamentos do transformador. Finalizados os

cálculos, T23 dispara e o token avança para o lugar P18. P18 prepara o rectificador e o

inversor para que a corrente na carga passe a ser 1.2In. No final dessa preparação T24

dispara, ao disparar retira o token ao lugar P18 e coloca tokens nos lugares P19 (aquisição


121

da potência) e P20 (aquisição da corrente). A transição T25 dispara sempre que surja uma

nova aquisição da corrente, passando o token de P20 para P21. P21 calcula o valor da

corrente. De acordo com o valor da corrente calculada, de P21 o token pode avançar para

diferentes lugares:

• Se a corrente estiver dentro dos limites (I > 0.95IPretendido Λ I < 1.05IPretendido) e não

existir uma nova aquisição da potência, T26 dispara e o token avança para o lugar

P22. P22 executa o algoritmo de controlo de corrente. No final da execução do

algoritmo T27 dispara e o token volta ao lugar P20.

• Se a corrente estiver fora dos limites (sem ultrapassar o limite máximo 1.3In) a

transição T29 dispara e o token avança para o lugar P23. P23 realiza a correcção do

valor da tensão AC de forma a levar a corrente para os valores desejados. No final

da correcção a transição T30 dispara e o token volta ao lugar P20.

• Se não existir corrente T33 dispara, ao disparar retira o token a P9, P19 e P21 e

coloca um em P12 que exibe uma mensagem “Não existe Corrente” na consola de

interface. O resto já foi referido anteriormente.

• Se alguma das correntes de fase ultrapassar o limite máximo 1.3In, a transição T31

dispara, ao disparar retira o token a P9, P19 e P21 e coloca um em P24. P24 exibe a

mensagem “Sobrecarga”. O operador mediante a mensagem dá a ordem para o

transformador não ser seco, disparando T32.

• Se a corrente estiver dentro dos limites ao surgir uma nova aquisição da potência

T28 dispara, ao disparar retira o token a P19 e P21 e coloca um no lugar P25. P25

executa o algoritmo de controlo de temperatura.

A partir de P25 o token pode evoluir para diferentes lugares:

• Se durante a fase inicial de aquecimento (temperatura < 80º) a temperatura não subir

um grau de dois em dois minutos, a transição T36 dispara. Ao disparar retira o token

aos lugares P9 e P21 e coloca um no lugar P16. P16 exibe a mensagem

“Transformador não Aquece”. Mais uma vez, o operador mediante a mensagem dá a

ordem para o transformador não ser seco, disparando T20.

• Caso a temperatura tenha ultrapassado os 130ºC, a transição T37 dispara, ao

disparar retira o token a P9 e P25 e coloca um em P26. P26 exibe a mensagem


122

“Sobreaquecimento”. O operador mediante a mensagem dá a ordem para o

transformador não ser seco, disparando T38.

• O controlador de temperatura atribui um valor diferente de zero à variável descanso,

que define o tempo de paragem de envio de corrente para a carga (duração do

escalão de arrefecimento), sempre que a temperatura ultrapassa os 110ºC. O valor

atribuído à variável depende do valor da temperatura actual. Se a variável descanso

for diferente de zero, a transição T43 dispara, ao disparar retira o token a P9 e P25 e

coloca um no lugar de descanso P30. A variável descanso é decrementada a cada 7

segundos. Ao chegar a zero T44 dispara, colocando tokens nos lugares P9 e P25.

• Se o valor da variável contador1 (esta variável é incrementada de um valor sempre

que o controlador de temperatura é chamado) for menor que 5 e não existirem erros,

T34 dispara. Ao disparar retira o token a P25 e coloca tokens nos lugares P19 e P20.

• Caso o tempo de secagem termine, T39 dispara, ao disparar retira o token a P9 e

P21 e coloca um em P29. P29 exibe a mensagem “Transformador Seco”. Ao

operador dar a ordem de fim de processo, T40 dispara e o token avança para P3.

• Quando a variável contador1 atingir o valor 5, T35 dispara e o token evolui para

P27. P27 actualiza os dados dos gráficos apresentados na consola. Este lugar

também atribui o valor 0 à variável contador1. No final da actualização, T41 dispara

e o token avança para o lugar P28 que actualiza os valores rms apresentados na

consola de interface. Mais uma vez no final da actualização, T42 dispara e o token

avança para o lugar P20.

6.4 Controlo do Processo de Secagem

Tal como referido anteriormente, o sistema distribuído para controlo do processo de

secagem tem por objectivo controlar a corrente de tal forma que a temperatura nos

enrolamentos do transformador seja mantida próxima de 110ºC. Devido à utilização de um

inversor de tensão, tem que existir uma malha de controlo interior, rápida, que se

encarregue de estabilizar o valor da corrente rapidamente. O controlador de corrente é

chamado à frequência de 10 vezes por segundo, enquanto que o controlador de temperatura

é chamado de 7 em 7 segundos, quando existe corrente. O calculador de temperatura é

chamado continuamente, para a fase seguinte, sempre que o cálculo anterior está concluído.

O ciclo de cálculo de temperatura não é síncrono pois só se aproveitam valores


123

estabilizados de corrente e potência. O esquema simplificado de funcionamento dos

controladores no processo de secagem é apresentado na Figura 6.14.

Figura 6.14: Esquema de princípio de hierarquia de controladores envolvidos no processo de secagem.

Um controlador de temperatura do tipo PI(D) não é apropriado para o sistema de secagem,

porque os parâmetros que relacionam tempo, potência debitada e temperatura variam muito

entre transformadores, variam mesmo entre transformadores com parâmetros eléctricos

iguais e variam ainda para o mesmo transformador durante a secagem. Para tornar o

controlo mais robusto pode-se eliminar a componente derivativa, mas um único sistema de

controlo PI será sempre pouco apropriado para um sistema onde a resistência dos

enrolamentos varia continuamente entre os vários transformadores numa gama de 0.1 a

1KΩ e onde um certo transformador, durante a secagem, varia a sua resistência na

proporção de 1 para 1.3. Será, portanto, de esperar que a utilização de controladores

convencionais do tipo PI(D) se revele pouco apropriada

Como o processo de aquecimento é baseado em perdas por efeito de Joule, ou seja, o

acréscimo de temperatura é proporcional a RI2, a função de transferência (temperatura,

corrente) será não linear10 com certeza absoluta, mesmo que o valor de R, resistência dos

enrolamentos, fosse considerado constante. Pode então dizer-se que o processo que se

pretende controlar é não linear e variante no tempo.

Um problema adicional resulta da forma como é realizado o cálculo da temperatura no

processo. Sendo o cálculo da temperatura baseado na corrente que circula nos enrolamentos

e na potência activa, só é possível realizar cálculos enquanto se aquece o transformador.

Este problema é ainda agravado pelo facto de que, quando o transformador é percorrido por

correntes baixas, este entra numa zona de magnetização francamente não linear, onde não

10 Um sistema linear é um sistema que pode ser descrito por equações diferenciais lineares, cujos coeficientes são

constantes ou apenas função da variável independente. Só nestes sistemas é que é válido o teorema da sobreposição.


124

existem estudos acerca do comportamento do transformador. O funcionamento nesta zona

de baixas correntes faz com que passem a existir um número elevado de harmónicos que

por sua vez, impedem o cálculo preciso da potência activa e corrente, o que impede o

cálculo da temperatura. De facto, comprova-se que os cálculos realizados com correntes

abaixo de metade da corrente nominal do transformador não são fiáveis. Este processo

apresenta, pois, a invulgar característica de não permitir medidas sem uma apreciável

actuação sobre o sistema.

Para contornar o problema de não se poder operar com correntes muito baixas, decidiu-se

optar por iniciar um funcionamento com um duty-cycle variável, a fazer um controlo ON-

OFF de tal modo que o valor médio da corrente seja o apropriado para manter a

temperatura o mais constante possível.

De seguida apresenta-se a implementação e validação experimental, em protótipo industrial

(Anexo A), de um método de controlo de temperatura híbrido.

6.5 Implementação do Controlo Híbrido e Resultados Experimentais

O controlador híbrido é constituído por dois métodos de controlo diferentes integrados.

Entre as temperaturas de 80 e 105ºC o controlo é realizado por um controlador do tipo

Proporcional + Integral (PI), implementação de velocidade, tal como referido por Bennet,

(Bennet, 1994). Fora desta faixa de temperaturas, o controlo é totalmente não linear: para

temperaturas inferiores a 80ºC não existe controlo de temperatura e a corrente aplicada ao

transformador é a corrente máxima, 1.2In; acima dos 105ºC o controlo de temperatura é

realizado por um controlador do tipo difuso (controlador fuzzy). Entre 105 e 111ºC este

controlador permite o fornecimento de corrente à carga, acima dos 111ºC fornece vários

“escalões” que pretendem arrefecer o transformador. Por exemplo, se a temperatura estiver

entre os 111 e 113ºC o fornecimento de corrente é interrompido durante 35 segundos, se

estiver entre 113 e 115ºC o fornecimento é interrompido durante 70 segundos.

O controlo de corrente é realizado por um controlador do tipo PI.

A Figura 6.15 mostra o regime transitório das várias grandezas medidas e calculadas

durante o aquecimento de um transformador com In = 3.5A, ganho proporcional 0.045 e

ganho integral 0.001.


125

0 2 4 6 8 10 120

100

200

tempo/min

Tem

pera

tura

/ºC

0 2 4 6 8 10 120

50

100

tempo/min

Pot

enci

a/W

0 2 4 6 8 10 122

4

6

tempo/min

Cor

rent

e/A

0 2 4 6 8 10 122

4

6

tempo/min

Res

iste

ncia

/ohm

s

Figura 6.15: Temperatura, potência, corrente e resistência do enrolamento medidas e calculadas

durante o aquecimento com controlo híbrido.

Inicialmente a temperatura nos enrolamentos do transformador é a temperatura ambiente.

A injecção de corrente no primário do transformador (com o secundário em curto-circuito)

origina o aumento da temperatura nos seus enrolamentos. Como os enrolamentos são de

cobre, o aumento da temperatura provoca o aumento da sua resistência, sendo a temperatura

no sistema em questão calculada com base no aumento da resistência, de acordo com a

equação (2.1) ou (2.2).

Enquanto a temperatura é inferior a 80ºC a corrente injectada na carga é a corrente máxima,

1.2In (4.2A). A partir dos 80ºC o controlador PI entra em acção e reduz a corrente de carga

(nunca para valores inferiores a 50% de In) com o aumento da temperatura. Esta redução da

corrente evita a sobrelevação da temperatura na primeira aproximação aos 111ºC, devido ao

sistema ser integrativo.

A partir dos 105ºC o controlador difuso entra em acção e tenta manter a temperatura o mais

constante possível e próxima dos 111ºC.

A Figura 6.16 mostra a evolução das várias grandezas medidas e calculadas durante o

aquecimento do transformador.


126

0 20 40 60 80 100 1200

100

200

tempo/min

Tem

pera

tura

/ºC

0 20 40 60 80 100 1200

50

100

tempo/min

Pot

enci

a/W

0 20 40 60 80 100 1200

5

tempo/min

Cor

rent

e/A

0 20 40 60 80 100 1202

4

6

tempo/min

Res

iste

ncia

/ohm

s

Figura 6.16: Temperatura, potência, corrente e resistência do enrolamento medidas e calculadas

durante o aquecimento com controlo híbrido e duração 120 minutos.

Como se pode ver, a sobrelevação da temperatura na primeira aproximação aos 111 ºC é

mínima. No entanto, a Figura 6.17 mostra que a temperatura em regime permanente varia

(≈ ±3.72% do valor final pretendido) numa proporção superior ao esperado (±2.5% do valor

final pretendido).

12 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120106

107

108

109

110

111

112

113

114

115

tempo/min

Tem

pera

tura

/ºC

Figura 6.17: Regime permanente da temperatura calculada para os enrolamentos do transformador

com controlo híbrido (intervalos das regras difusas de 2ºC).


127

Pode verificar-se que a maior variação ocorre quando a temperatura ultrapassa os 113ºC.

De facto, esta variação resulta da utilização de um escalão de arrefecimento com 70

segundos de duração (demasiado grande para o transformador em causa).

A variação da temperatura pode ser reduzida através da diminuição da duração do escalão

de arrefecimento utilizado entre 113ºC e 115ºC. Contudo, esta diminuição pode originar

outros problemas na secagem de transformadores diferentes, como, por exemplo, o

aumento do valor médio da temperatura. Com este aumento a temperatura pode atingir

valores superiores a 115ºC, implicando a utilização de escalões de arrefecimento de maior

duração e, consequentemente, o aumento da variação da temperatura em regime

permanente.

Neste contexto, a redução da variação da temperatura tem que ser obtida através da

optimização do controlador difuso. Tal optimização pode ser conseguida com base numa

atribuição mais correcta da duração do escalão de arrefecimento em função da temperatura.

Para isso é necessário reduzir os intervalos de construção das regras difusas (aumentar o

número de regras), bem como atribuir um escalão de arrefecimento com duração adequada

a cada uma das novas regras geradas.

Assim, decidiu-se reduzir os intervalos de construção das regras difusas de 2 para 1ºC.

Partindo do intervalo entre 113 e 115ºC com escalão de arrefecimento de 70 segundos de

duração passou-se para dois intervalos, 113 - 114ºC e 114 - 115ºC, com escalões de

arrefecimento de duração diferentes.

Então, se a temperatura estiver entre os 113 e 114ºC o fornecimento de corrente é

interrompido durante 55 segundos, se estiver entre 114 e 115ºC o fornecimento é

interrompido durante 70 segundos.

Para garantir que o valor médio da temperatura não sobe demasiado, pondo em risco a

integridade do transformador, é necessário garantir que a duração do escalão de

arrefecimento associado à regra correspondente às temperaturas mais elevadas é igual à

duração definida para o intervalo antes da divisão das regras (neste caso quando a

temperatura estiver entre 114 e 115ºC a duração do escalão de arrefecimento continua a ser

de 70 segundos).

A redução dos intervalos de construção das regras difusas para 1ºC permite a obtenção do

seguinte regime permanente:


128

12 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120106

107

108

109

110

111

112

113

114

115

tempo/min

Tem

pera

tura

/ºC


com controlo híbrido (intervalos das regras difusas de 1ºC).

Pode observar-se que a variação da temperatura em regime permanente passa a ser de

±3.11% do valor final pretendido. Isto significa que a redução dos intervalos de construção

das regras difusas para 1ºC, apesar de não produzir os resultados desejados (variação da

temperatura em regime permanente menor que ±2.5% do valor final pretendido), permitiu

uma ligeira redução da variação da temperatura em regime permanente.

Tal como na situação anterior, verifica-se que as maiores variações ocorrem quando a

temperatura ultrapassa os 113ºC. Assim, novamente, a variação da temperatura em regime

permanente pode ser melhorada através da redução dos intervalos de construção das regras

difusas.

A redução dos intervalos de construção das regras difusas para 0.5ºC permite a obtenção do

seguinte regime permanente:


129

12 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120106

107

108

109

110

111

112

113

114

115

tempo/min

Tem

pera

tura

/ºC


com controlo híbrido (intervalos das regras difusas de 0.5ºC).

Pode observar-se que a variação da temperatura em regime permanente passa a ser de

±2.3% do valor final pretendido. De facto, com base nos erros de medição da corrente e

potência activa (±1.055% e ±1.347% respectivamente), pode afirmar-se que a variação da

temperatura obtida em regime permanente é muito boa. Novamente, esta variação pode ser

melhorada através da redução dos intervalos de construção das regras difusas. No entanto,

verificou-se que a redução dos intervalos de construção das regras difusas, para valores

inferiores a 0.5ºC, não produz melhorias acentuadas na variação da temperatura.

Assim, o aperfeiçoamento do controlador difuso tem que passar por outras soluções que

não a redução dos intervalos de construção das regras difusas. Uma dessas possíveis

soluções pode ser a criação de regras que levem em conta não só a temperatura actual, mas

também as temperaturas calculadas nos instantes anteriores.

Caso seja possível obter informação adicional relativa ao comportamento do processo, as

regras estabelecidas para o controlador podem ser alteradas de modo a incluir a nova

informação com o objectivo de melhorar o desempenho do sistema (redução da variação da

temperatura em regime permanente).

6.6 Análise de Resultados

Com base no código desenvolvido para controlo do processo de secagem e nos dados


130

adquiridos durante os ensaios, pode concluir-se que a plataforma de controlo adoptada

suporta, sem grande dificuldade, os requisitos impostos pelo processo de secagem de

transformadores. Dos recursos disponibilizados pela plataforma, os controladores (corrente

+ temperatura) do processo de secagem utilizam os seguintes:

• 16.6% da memória Flash disponível (85KB de 512 KB);

• 10% das entradas analógicas;

• 16.67% das saídas analógicas;

• 25% das linhas de entrada e saída digitais;

• 70% dos timers;

• 31.8% das interrupções;

• 100% das portas séries síncronas;

• 50% das portas série assíncronas;

Os dados adquiridos nos ensaios também revelam que o controlador de temperatura

implementado cumpre os requisitos impostos pelo processo de secagem:

• Rápida aproximação inicial aos 110ºC;

• Convergência em torno do valor final

A estabilidade da forma da temperatura obtida em regime permanente pode

ser considerada óptima, dado que a temperatura no máximo varia cerca de

±2.3% do valor final pretendido;

• Robustez do controlo

O controlo é extremamente robusto e a variação dos parâmetros do processo

de secagem nem sequer é visível, em malha fechada;

Não existe qualquer parâmetro extra que os operadores necessitem de

configurar.

Perante estes resultados, confirma-se que o método de controlo adoptado permite o controlo

apropriado de processos não lineares e de características difíceis, como o caso apresentado.


131

6.7 Conclusão

Neste capítulo, expôs-se a implementação e a validação experimental, em protótipo

industrial (Anexo A), de um método de controlo de temperatura híbrido.

Apresentaram-se, em primeiro lugar, as várias acções de controlo que serviram de base à

implementação dos controladores (corrente + temperatura). Em conformidade,

desenvolveram-se alguns conceitos associados à plataforma de controlo utilizada e à placa

de interface. Desenvolveu-se, ainda, uma rede de Petri de execução do processo de

secagem. Por fim, apresentou-se a implementação do método de controlo híbrido,

resultados experimentais e respectiva análise dos mesmos.

A análise dos resultados efectuada revela que: a plataforma de controlo adoptada suporta os

requisitos do tipo de sistemas que se pretende controlar, em particular os requisitos do

processo de secagem; o controlador desenvolvido possui um bom desempenho.

133

7 Conclusões e Desenvolvimentos Futuros

O aumento da complexidade dos processos influi na arquitectura dos sistemas de controlo

de potência uma vez que estes se tornam também cada vez mais complexos.

Acresce que o conjunto de requisitos subjacente a este tipo de sistemas, com características

cada vez mais de tempo real e críticas, impõe que uma das componentes de complexidade é

baseada numa maior quantidade de computação em tempo real. Desta forma, torna-se

muitas vezes necessário recorrer à execução simultânea de tarefas (processamento

multitarefa) para cumprir as restrições temporais associadas aos requisitos de tempo real.

A partir de um caso de estudo, com um conjunto de requisitos de sistemas deste tipo, a

dissertação aborda esta problemática.

Foram assim estudados alguns dos requisitos a impor aos sistemas de controlo de potência,

nomeadamente alguns que deram causalidade à emergência de uma arquitectura distribuída

(modelo de comunicações mestre-escravo) para a implementação do sistema. Neste tipo de

arquitectura, as funções de instrumentação, interface, controlo e actuação são executadas

em diferentes subsistemas representados por nós. A interligação dos vários nós é realizada

através de uma ou mais redes de comunicação.

Após a escolha do tipo de arquitectura a usar, definiu-se uma arquitectura geral para

controlo de potência, bem como uma solução a aplicar ao processo de secagem de

transformadores.

Uma vez definida a arquitectura para o sistema, esta foi desenvolvida e implementada,

tendo sido obtidos resultados experimentais, com recurso a um método de controlo de

temperatura híbrido e um subsistema de potência já existente.

Numa primeira fase, foi desenvolvido e implementado o subsistema de aquisição

responsável pela aquisição e condicionamento dos sinais de corrente, tensão e temperatura

Conclusões e Desenvolvimentos Futuros

134

ambiente, bem como, pela medição/cálculo da energia activa, correntes rms, temperatura

ambiente e temperatura nos enrolamentos do transformador.

Numa segunda fase, foi desenvolvido e implementado o subsistema de controlo, o qual foi

usado como suporte do controlador do sistema.

Na ultima fase, obtiveram-se resultados experimentais do controlador implementado

através da secagem de um transformador de pequenas dimensões.

Assim, as conclusões obtidas nesta dissertação relacionam-se com os objectivos que foram

considerados importantes aquando do seu início.

7.1 Conclusões

As conclusões mais importantes que importa reter no final deste trabalho, estão

relacionadas com:

• Avaliação da arquitectura distribuída desenvolvida para controlo de potência;

• Resultados da validação experimental do controlador implementado;

Avaliação da arquitectura desenvolvida

A abordagem distribuída deu ao sistema as seguintes propriedades e respectivos benefícios:

• Distribuição – permitindo a distribuição do processamento, possibilita a repartição

das tarefas por vários nós;

• Modularidade – simplificando a complexidade do sistema;

• Flexibilidade de desenvolvimento;

• Flexibilidade no desenho eléctrico da solução – devido ao isolamento entre o

subsistema de potência e os subsistemas de controlo e aquisição;

• Flexibilidade evolutiva – permitindo o acompanhamento da evolução tecnológica;

• Reutilização – permitindo reconfigurar o sistema em função do objectivo de

controlo;

• Expansibilidade – proporcionando a inclusão de novas funcionalidades;

Resultados da validação experimental do controlador implementado

Conclusões e Desenvolvimentos Futuros

135

Os resultados experimentais do controlador implementado foram muito bons: a

aproximação ao regime final é conseguida rapidamente, a temperatura é ainda mantida

sempre longe do limite do perigo para o sistema e o seguimento da referência (variação da

temperatura em regime permanente em relação ao regime final pretendido) é mantido com

um erro inferior a ±2.5%. Assim, a escolha da plataforma de controlo revelou-se uma boa

solução, não só por ter permitido a implementação do controlador apresentado, mas

também por permitir o desenvolvimento de controladores bem mais complexos.

7.2 Desenvolvimentos futuros

Apesar do bom funcionamento do protótipo desenvolvido, a aplicação industrial definitiva

carece de ainda mais ensaios para se comprovar o efectivo bom funcionamento do

controlador na secagem de transformadores de diferentes dimensões.

Futuramente, seria interessante o desenvolvimento e implementação de métodos de

controlo baseados unicamente em lógica difusa.

Adicionalmente, poderia verificar-se a aplicação da arquitectura desenvolvida a outro

processo industrial com características semelhantes.

137

8 Referências

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Real-Time Systems, pp. 66-67.

141

Anexo A – Protótipo Industrial

O protótipo industrial desenvolvido e utilizado é parcialmente apresentado nas fotografias

que se mostram a seguir:

1 – Módulo rectificador + inversor;

2 – Placa do subsistema de aquisição;

3 – Plataforma de controlo;

4 – Consola de interface com o utilizador.

Figura A.1: Módulo rectificador + inversor.

Anexo A– Protótipo Industrial

142

Figura A.2: Placa do subsistema de aquisição.

Figura A.3: Plataforma de controlo.

Anexo A– Protótipo Industrial

143

Figura A.4: Consola de interface com o utilizador.

145

Anexo B – Calibração do ADE7754

O ADE7754 antes de ser usado numa determinada aplicação deve de ser calibrado. A

calibração permite eliminar certos “erros” presentes nas grandezas sensorizadas. Estes erros

devem-se sobretudo ao ruído presente nos sinais de entrada, às diferenças de “valor”

apresentadas por componentes idênticos e ao desvio de fase introduzido por sensores de

corrente e tensão. A calibração do ADE7754 é fundamental para se obter uma boa precisão

de medição. Para tal, o ADE7754 dispõe de um conjunto de registos internos que permitem

a calibração das grandezas medidas. Os métodos de calibração das várias grandezas

medidas são apresentados de seguida.

B.1 Calibração do Offset da Potência Activa

A potência activa medida pelo ADE7754 pode ter associado ao seu valor um offset. Este

pode ser originado pelo próprio ADE7754, ou pode ser consequência de um offset presente

num dos sinais de entrada (corrente ou tensão). A calibração do offset permite que a

potência activa seja mantida a zero quando não existe consumo de potência.

Para calibrar este offset são necessárias duas medidas da energia activa acumulada, uma

com I1=ITEST e outra com I2=ITEST/100. A calibração ajusta o resultado obtido com ITEST/100

para o valor esperado processado a partir de ITEST. As duas medidas da energia activa

acumulada devem ser realizadas sob as mesmas condições, isto é, com o mesmo período de

acumulação, frequência, tensão de entrada e ganho. O offset a ser compensado é:

2 1 1 2

1 2

- -

LAENERGY I LAENERGY IOffsetI I

× ×= (B.1)

onde LAENERGY1 é a energia activa acumulada com I1=ITEST e LAENERGY2 a energia

activa acumulada com I2=ITEST/100.

O ADE7754 dispõe de registos para compensar o offset da potência activa, AAPOS para a

fase A. O conteúdo deste registo é adicionado à energia activa todos os CLKIN/4, durante o

período de acumulação. Então, durante o período de acumulação o registo APOS é

Anexo B– Calibração do ADE7754

146

adicionado n vezes à energia activa, com n:

( ) 4 ( )CLKIN

Periodo de Acumulaçao snT s

=×

(B.2)

onde CLKIN é a frequência do sinal de relógio e TCLKIN o período de CLKIN.

O offset APOS é adicionado a um registo interno de 52 bits. Para acontecer um incremento

de um LSB em LAENERGY, o valor de n × APOS tem que ser maior que 228 (a informação

disponibilizada para o exterior “LAENERGY” contém apenas os 24 bits mais significativos

do registo interno de 52 bits). Partindo das equações (B.1) e (B.2) obtém-se:

28 - 2OffsetAPOSn

= × (B.3)

A calibração do offset da potência activa deve ser realizada para cada uma das fases activas,

sendo cada fase calibrada sem a influência das restantes.

B.2 Calibração da Fase da Potência Activa

Os erros induzidos por um desfasamento incorrecto (o desfasamento entre a corrente e a

tensão medidas não reflecte a realidade) são mínimos quando o factor de potência é

próximo de 1, mas quando o factor de potência é de 0.5, um desfasamento incorrecto de

0.5º pode causar um erro de 1.5% na medição da potência activa.

O uso de transformadores de corrente e sensores de tensão em aplicações trifásicas é

comum, gerando desvios de fase que podem ir de 0.5 até cerca de 5º. Estes desvios de fase

precisam de ser compensados para factores de potência baixos, de forma a reduzir os erros

de medição.

O ADE7754 dispõe de registos internos que permitem a compensação de pequenos desvios

de fase. Estes registos (APHCAL, BPHCAL e CPHCAL) introduzem um atraso no canal de

tensão que pode ir de -53.6381µs a +53.6381µs 412 12± ×2 = ×16CLKIN 3579545

⎛ ⎞±⎜ ⎟⎝ ⎠

, que a

uma frequência de 5Hz corresponde a uma compensação de -0.09655 a +0.09655º.

Para calibrar este desvio de fase são necessárias duas medidas da energia activa acumulada,

uma com factor de potência unitário e outra com factor de potência 0.5.

O erro de fase é calculado com base no erro entre as duas medidas:


147

( 1)( 0.5) -2 ( 1)

2

LAENERGY FPLAENERGY FPErro LAENERGY FP

==

==

(B.4)

onde LAENERGY é a energia activa acumulada;.

O erro de fase é:

- 3

ERROErro de Fase arc sen⎛ ⎞= ⎜ ⎟⎝ ⎠

(B.5)

O registo PHCAL é usado para compensar este desvio de fase. A operação produzida por o

PHCAL é um atraso no tempo, onde um LSB (bit menos significativo) é equivalente a

3.352381µs ( )12 12 = = 3.352381µsCLKIN 3579545 . O desvio de fase produzido por o

registo PHCAL varia com a frequência do sinal de entrada. A equação que demonstra a

relação entre o desvio de fase e a frequência do sinal de entrada é:

1 Re 3.352381 360 ( )

Desvio de Fase gisto PHCAL sPeriodo s

µ= × × ° × (B.6)

onde Registo PHCAL é o valor do registo de compensação de fase e Periodo o período do

sinal de entrada em segundos;

A equação seguinte descreve a relação usada para calcular o valor a armazenar no Registo

PHCAL:

Re 6.704763Re 360 3.3523813

ERRO gisto PERIOD sgisto PHCAL arc sens

µµ

×⎛ ⎞= ×⎜ ⎟ °×⎝ ⎠ (B.7)

onde Registo PERIOD é o valor do registo PERIOD do ADE7754;

Da multiplicação da constante 6.704762µs por o Registo PERIOD resulta o período do sinal

de entrada em segundos, pois cada LSB de PERIOD é equivalente a 6.704763µs

( )24 24 = = 6.704763µsFCLKIN 3579545 .

Se a carga for capacitiva o sinal da equação (B.7) deve ser invertido.

A compensação de fase fornecida por estes registos é reduzida. Os filtros descritos no

condicionamento de sinal podem ser usados para realizar compensações de fase maiores.


148

B.3 Compensação do Offset nas medidas rms

A medição rms integra todo o ruído presente no sinal de entrada. Este ruído contribui para

que o valor rms tenha um offset DC.

Para calibrar este offset são necessárias duas medidas rms da variável a calibrar (corrente

da fase A, B ou C, ou tensão da fase A, B ou C). Caso a variável a calibrar seja a tensão, a

primeira medida deve ser realizada com V1=VN (tensão nominal) e a segunda com

V2=VN/10, caso seja a corrente, a primeira medida deve ser realizada com I1=ITEST e a

segunda com IMAX/100.

Os registos de correcção de offset da corrente e tensão rms (IRMSOS e VRMSOS) são

usados para ajustar o resultado obtido com IMAX/100 ou VN/10 para o valor esperado

processado a partir de ITEST ou VN. O processamento, por parte do ADE7754, da

compensação do offset do canal de tensão é diferente do processamento do canal de

corrente.

A compensação do offset da tensão é realizada depois do cálculo da raiz quadrada, como

descrito na equação (B.8).

0 64RMS RMSV V VRMSOS= + × (B.8)

onde VRMS é o registo da tensão rms, VRMS0 o valor da tensão rms sem compensação de

offset e VRMSOS o registo de compensação do offset da tensão.

A equação para calcular o valor a armazenar no registo de compensação do offset da tensão

é:

1 2 2 1

2 1

164 -

RMS RMSV V V VVRMSOSV V

× + ×= × (B.9)

onde VRMS1 é o valor do registo rms (sem compensação de offset) com V1=VN e VRMS2 o

valor do registo rms (sem compensação de offset) com V2=VN/10.

As unidades de V1 e V2 têm que ser idênticas. De realçar que VRMS1 e VRMS2 são a média de

quinhentas medidas rms e não uma única medida rms. A calibração do offset deve ser

realizada para cada uma das tensões activas.

A compensação do offset da corrente é realizada antes do cálculo da raiz quadrada, como

descrito na equação(B.10).


149

2 20 32768RMS RMSI I IRMSOS= + × (B.10)

onde IRMS é o registo da corrente rms, IRMS0 o valor da corrente rms sem compensação de

offset e IRMSOS o registo de compensação do offset da corrente.

A equação para calcular o valor a armazenar no registo de compensação do offset de

corrente é:

2 2 2 2

1 2 2 12 2

2 1

132768 -

RMS RMSI I I IIRMSOSI I

× + ×= × (B.11)

onde IRMS1 é o valor do registo rms (sem compensação de offset) com I1=ITEST e IRMS2 o valor

do registo rms (sem compensação de offset) com I2= ITEST /100.

As unidades de I1 e I2 têm que ser idênticas.

desenvolvimento de uma arquitectura distribuída para...

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