volume 19 † número 2 † 2014
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Volume 19 • Número 2 • 2014
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116 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.115-212, mar./mai.2014
© 2014, SobraepComitê Editorial da Revista Eletrônica de Potência (período de vigência Janeiro de 2014 a Dezembro de 2015)
Carlos Alberto Canesin UNESP – Ilha Solteira (SP)Fernando Luiz Marcelo AntunesUFC – Fortaleza (CE)João Onofre Pereira PintoUFMS – Campo Grande (MS)Richard M. Stephan UFRJ – Rio de Janeiro (RJ)
DiretoriaPresidente: Henrique A. C. Braga – UFJFVice-Presidente: Cassiano Rech – UFSMPrimeiro Secretário: André Augusto Ferreira – UFJFSegundo Secretário: Cláudio Roberto Barbosa Simões Rodrigues – IF Sudeste MGTesoureiro: Pedro Gomes Barbosa – UFJF
Conselho DeliberativoAlexandre Ferrari de Souza Arnaldo José Perin – UFSCCarlos Alberto Canesin – UNESPDarizon Alves De Andrade – UFUDenizar Cruz Martins – UFSCDomingos S. L. Simonetti – UFESEnio Valmor Kassick – UFSC Fernando Luiz Marcelo Antunes – UFCHenrique A. C. Braga – UFJFHumberto Pinheiro – UFSMJoão Onofre Pereira Pinto – UFMSJosé Antenor Pomilio – UNICAMPLeandro Michels – UFSMMarcello Mezaroba – UDESCRichard Magdalena Stephan – UFRJSérgio Vidal Garcia Oliveira – UDESCYales Rômulo De Novaes – UDESC
Endereço da DiretoriaSOBRAEPProf. Henrique A. C. BragaPrograma de Pós-graduação em Engenharia Elétrica – PPEEFaculdade de Engenharia Universidade Federal de Juiz de Fora – UFJF Rua José Lourenço Kelmer, S/N - Bairro São Pedro CEP 36.036-900 , Juiz de Fora (MG)Fone: +55(32)2102-3458E-mail: henrique.braga@ufj f.edu.br
SOBRAEP - http://www.sobraep.org.br/revista/
Eletrônica de PotênciaEditorProf. Cassiano RechAvenida Roraima, 1000 – UFSM / CT / DPEEBairro: CamobiCEP: 97105-900Santa Maria – RS – Brasil Telefone: (55) 3220-9497 Fax: (55) 3220-8768E-mail: rech.cassiano@gmail.com
Eletrônica de Potência é distribuída gratuitamente a todos os sócios da SOBRAEP.
Tiragem desta edição: 300 exemplares.
Edição impressa em Junho de 2014.
Eletrônica de Potência/Associação Brasileira de Eletrônica de Potência. Vol. 1, n. 1 (jun. 1996) – Santa Maria: Sobraep, 1996 –
Trimestral
Até o v. 10, 2005, publicada semestralmente. Até o v. 12, 2007,publicada quadrimestralmente. Passou a ser trimestral em 2008. ISSN 1414 -8862
1. Eletrônica de Potência – Periódicos.
CDD 621.381
117Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014
Corpo de Revisores desta edição de Eletrônica de Potência
A SOBRAEP e os Editores da revista Eletrônica de Potência agradecem os revisores de artigos desta edição. São estes revisores que possuem a responsabilidade principal de garantir a qualidade técnica e científi ca dos artigos publicados. Expressamos o reconhecimento aos valorosos serviços prestados à revista Eletrônica de Potência.
Revisores InstituiçãoAlessandro Luiz Batschauer UDESCCarlos Henrique Illa Font UTFPRCláudio Roberto Barbosa Simões Rodrigues IF Sudeste de Minas Gerais - Campus Juiz de ForaCristian Hernán de Angelo UNRC - Universidad Nacional de Río Cuarto - ArgentinaDemercil S. Oliveira Jr. UFCEdilson Mineiro Sá Jr. IFCE - Campus SobralFabrício Bradaschia UFPEFabricio Hoff Dupont URIFernando Pinhabel Marafão UNESP SorocabaGustavo Medeiros de Souza Azevedo UFPEHélio Voltolini UTFPRIvan Jorge Gabe IFRSJanaína Gonçalves de Oliveira UFJFKefas Damazio Coelho ABB MV DrivesLenin Martins Ferreira Morais UFMGLuciano Schuch UFSMLuís Guilherme Barbosa Rolim UFRJLuiz Carlos de Freitas UFULuiz Henrique Silva Colado Barreto UFCMarcelo Aroca Tomim UFJFMarcelo Gradella Villalva UNICAMPMarcelo Lobo Heldwein UFSCMárcio do Carmo Barbosa Poncilio Rodrigues IF Sudeste de Minas GeraisMaurício Beltrão de Rossiter Correa UFCGMilton Evangelista De Oliveira Filho UFSCPedro Gomes Barbosa UFJFPedro Machado de Almeida UFJFRafael Concatto Beltrame UFSMRichard Magdalena Stephan UFRJRuben Barros Godoy UFMSTelles Brunelli Lazzarin UFSCTh iago Bernardes UFSMYales Rômulo de Novaes UDESC
118 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.115-212, mar./mai.2014118
ISSN 1414-8862Eletrônica de Potência
Volume 19 - número 2 – mar./mai.2014 SumárioSummary
Editorial 119
Política Editorial 120
Artigos da Seção RegularREGULAR SECTION
Estratégia de Conexão à Rede Elétrica do Gerador a Relutância Variável para Injeção de Potência Ativa 121A Grid Connection Scheme of a Switched Reluctance Generator for Active Power Injection Ghunter Paulo Viajante, Darizon Alves de Andrade, Luciano Coutinho Gomes, Josemar Alves dos Santos Junior, Victor Regis Bernadeli e Augusto. W. F. V. Silveira
Filtro Híbrido de Potência Baseado no Inversor de Dois Braços com Seis Chaves 132Hybrid Power Filter Based on a Six-Switch Two-Leg Inverter Leonardo Rodrigues Limongi, Luiz Guilherme Batista Genu, Luis Rodrigues da Silva Filho, Fabricio Bradaschia e Gustavo Medeiros de Souza Azevedo
Controle de Posição de um Motor Linear de Primário Curto em Sistemas de Transporte e Processamento de Materiais 142Position Control of a Short Primary Linear Motor Drive Applied in Material Transfer and Processing LinesTobias Rafael Fernandes Neto, Peter Mutschler, Ricardo Silva Th é Pontes e Victor de Paula Brandão Aguiar
Controle da Potência Gerada em Microrredes Autônomas e Isoladas com Fontes de Energia Renováveis e Sistema de Armazenamento com Bancos de Baterias 152Power Control in ac Autonomous and Isolated Microgrids With Renewable Energy Sources and Battery BanksLuiz Antonio de Souza Ribeiro, José Gomes de Matos e Felipe Simões Freitas Sistema de Iluminação com Controle de Intensidade Luminosa Baseado em LEDs Utilizando Conversor Integrado SEPIC-Buck com Reduzido Capacitor de Barramento 163Dimmable Single-stage Sepic-buck Converter for Led Lighting With Reduced Storage CapacitorMarcelo Rafael Cosetin, Th aís Ertmann Bolzan, Eduardo Arthur Bitencourt, Marcelo Freitas da Silva, José Marcos Alonso e Ricardo Nederson do Prado
Técnica de Modulação Aplicada na Redução de DHT em Inversor Multinívelcom Capacitor Flutuante de Três Níveis 173Modulation Technique Applied for THD Reduction in 3-level Flying Capacitor Multilevel InverterDavi Rabelo Joca, Luiz Henrique Silva Colado Barreto e Gustavo Alves de Lima Henn
Modulação por Largura de Pulso Escalar Generalizada para Inversores Nove-chaves 181A Generalized Scalar Pulse-width Modulation for Nine-switch InvertersLeonardo Rodrigues Limongi, Fabricio Bradaschia, Felipe Correa de Andrade e Gustavo Medeiros de Souza Azevedo
Conexão de Veículos Elétricos à Rede de Energia Elétrica para Recarga de Baterias: Uma Visão Geral 193Grid Connection of Electric Vehicles for Battery Charging: A SurveyMárcio do Carmo Barbosa Poncilio Rodrigues, Janaína Gonçalves de Oliveira, André Augusto Ferreira, Pedro Gomes Barbosa e Henrique Antônio Carvalho Braga
119Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014 119
EDITORIAL REVISTA ELETRÔNICA DE POTÊNCIA
Maio de 2014
Prezados leitores,
Este segundo número da Revista Eletrônica de Potência é o primeiro que tem artigos submetidos no ano de 2014 e que, portanto, estão sob minha responsabilidade como Editor Geral. Destaco que o tempo desde a submissão desses artigos no ano de 2014 até a sua publicação foi inferior a seis meses, indicando que a Revista Eletrônica de Potência pode ser um veículo ágil para publicação de trabalhos de qualidade na área de eletrônica de potência.
Nesse curto período de tempo como editor, foi possível observar algumas facilidades e difi culdades relacionadas aos processos de submissão, revisão e publicação dos trabalhos. Nesse sentido, algumas ações já estão sendo discutidas e realizadas para aperfeiçoar esses processos, tal como pequenas atualizações nos templates que orientam os autores na preparação dos trabalhos para publicação na Revista Eletrônica de Potência, que estão sendo fi nalizadas e divulgadas nos próximos dias.
Paralelamente a essas ações e ao trabalho de edição da Seção Regular, gostaria de salientar que está ocorrendo a revisão dos artigos selecionados pelo Comitê Técnico do COBEP’2013 para publicação de uma seção especial no próximo número da Revista Eletrônica de Potência. Desde já, gostaria de agradecer aos editores da seção especial dos artigos selecionados do COBEP’2013, professores Mário Lúcio da Silva Martins e Henrique Braga, pelo incessante trabalho na condução desse processo.
Por fi m, agradeço a todos que têm me auxiliado nesse importante trabalho, em especial aos revisores dos artigos publicados nesse número, e desejo a todos uma excelente leitura.
Cassiano RechEditor
rech.cassiano@gmail.com
120 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.115-212, mar./mai.2014120
Política Editorial da Revista Eletrônica de PotênciaA revista Eletrônica de Potência é uma publicação com periodicidade trimestral. Sua Missão principal é a promoção do desenvolvimento científi co e tecnológico da Eletrônica de Potência,
em vinculação com os interesses da sociedade brasileira. Os trabalhos publicados na revista devem ser sempre resultados de pesquisas que demonstrem real contribuição e qualidades técnica e científi ca.
A revista Eletrônica de Potência é um meio adequado através do qual os membros da SOBRAEP (Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência) e demais especialistas em Eletrônica de Potência podem publicar suas experiências e atividades de pesquisas científi cas. O Conselho Editorial tem grande interesse na submissão e avaliação de artigos completos nas áreas de interesse da sociedade. Um artigo é um veículo adequado para a apresentação e divulgação dos trabalhos e pesquisas de relevância para a Eletrônica de Potência, incluindo os avanços no estado da arte, importantes resultados teóricos e experimentais, e demais informações de relevância tutorial.
Os artigos são submetidos e avaliados de forma totalmente eletrônica, por três revisores ad-hoc, através do sistema iSOBRAEP. Os autores devem submeter seus artigos através do sistema iSOBRAEP na seguinte URL: http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista/
Através do sistema iSOBRAEP os autores poderão ainda acompanhar todo o processo de revisão de suas submissões. Observa-se que os artigos deverão ser submetidos unicamente no formato PDF e deverão estar em conformidade com as Normas de Publicação da Revista.
A Aceitação Final do artigo somente ocorrerá se o mesmo estiver plenamente em conformidade com as Normas de Publicação divulgadas no sistema iSOBRAEP e publicadas em todas as edições da revista. Uma lista das principais áreas de interesse da SOBRAEP inclui os seguintes tópicos (outros tópicos de interesse poderão ser avaliados pelo Conselho Editorial):
Dispositivos Semicondutores de Potência, Componentes Passivos e Magnéticos;Conversores CC/CC e Fontes de Alimentação CC;Inversores e Retifi cadores para Fontes de Alimentação e Sistemas de Alimentação Ininterrupta;Armazenamento de Energia;Máquinas Elétricas, Acionamento de Motores Elétricos e Controle de Acionamento;Teoria de Controle Aplicada a Sistemas Eletrônicos de Potência;Modelagem Assistida por Computador, Análise, Projeto E Síntese de Sistemas Eletrônicos de Potência;Qualidade de Energia, Compensação de Harmônicos e Potência Reativa, Retifi cadores com Correção
do Fator de Potência;Qualidade de Energia, Compatibilidade Eletromagnética e Interferência Eletromagnética;Eletrônica de Potência em: Geração, Transmissão, Distribuição de Energia e Fontes Alternativas;Aplicações Automotivas, Aeroespacial, em Transportes e em Aparelhos Eletro-eletrônicos;Integração, Encapsulamento e Módulos;Aplicações de Controle Digital com: Microcontroladores, DSPs; FPGAs, etc;Reatores Eletrônicos para Lâmpadas;Educação em Eletrônica de Potência.
121Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014 121
ESTRATÉGIA DE CONEXÃO À REDE ELÉTRICA DO GERADOR A RELUTÂNCIA VARIÁVEL PARA INJEÇÃO DE POTÊNCIA ATIVA
*G.P.Viajante, D.A.Andrade, L.C.Gomes, J.A. Santos Jr, V. R. Bernardeli, A. W. F. V. Silveira, M.A.A.
Freitas e F. S. Silva. Universidade Federal de Uberlândia.
*Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia de Goiás. ghunterp@gmail.com, darizon@ufu.br
Resumo – Este artigo relata resultados de uma
pesquisa no contexto das possibilidades de geração distribuída. Uma estratégia para injetar potência ativa na rede de alimentação é discutida e testada. A energia proveniente de uma fonte mecânica é convertida em energia elétrica utilizando um Gerador a Relutância Variável. A tensão gerada alimenta um barramento CC e é controlada em malha fechada. Um conversor CC-CA faz a interface do gerador com uma rede elétrica monofásica, onde o sincronismo é obtido através de Phase Locked Loop (PLL). O fator de potência unitário é alcançado com uma malha de controle da corrente injetada por meio de um controlador Proporcional Ressonante (P+RES). A Modelagem matemática dos elementos do sistema apresentado é utilizada na simulação de todo o conjunto. A montagem experimental utilizada para testes de bancada é descrito. Resultados simulados e experimentais são discutidos, comparados e mostram a viabilidade da proposta. 1
Palavras-Chave – Gerador a Relutância Variável, Conexão com a rede elétrica, Controle de Tensão Gerada.
A GRID CONNECTION SCHEME OF A
SWITCHED RELUCTANCE GENERATOR FOR ACTIVE POWER INJECTION
Abstract –This paper reports achievements of a research in the context of distributed generation possibilities. A strategy to inject active power into the mains network is discussed and tested. The energy from a generic alternative source is converted into electrical energy using a switched reluctance generator. The generated voltage feeds a DC link and is closed loop controlled. The DC-AC converter interfaces the generator with a single-phase network, where synchronism with AC side is obtained using a phase locked loop arrangement, and the transmission unity power factor is achieved with a current control loop by means of a P+RES controller. Mathematical modeling of the system elements is presented and used in the simulation of the whole generation and transmission system. The experimental setup used for bench tests is described. Simulated and experimental results included
1 Artigo submetido em 16/09/2013. Primeira revisão em 23/01/2014, segunda revisão em 28/04/2014. Aceito para publicação em 28/04/2014, por recomendação do Editor Henrique A. C. Braga.
are discussed, compared and show the viability of the proposal.
1 Keywords - Switched Reluctance Generator, Voltage
Control Generated and Grid Connection.
I. INTRODUÇÃO
O Gerador a Relutância Variável (GRV) tem sido gradualmente empregado em aplicações de velocidade variável, devido às suas intrínsecas vantagens de estrutura rígida, tolerância a falhas e fácil refrigeração. Entre as aplicações incluem o fornecimento de sistemas de energia aeroespacial [1], alternadores para veículos híbridos, e possíveis aplicações em sistemas de conversão de energia eólica [2]. Neste caso, pesquisas têm sido realizadas para adequação do GRV na faixa de rotação baixa e média em velocidade variável. O objetivo do controle nesta aplicação é otimizar a energia captada para produzir potência máxima de saída [3][4][5].
A utilização, em níveis significativos na matriz energética, de uma fonte de energia distribuída como a eólica, pode trazer benefícios à operação do sistema elétrico. Nos sistemas de potência tradicionais, a geração é baseada em grandes unidades geradoras centralizadas, onde a energia é transferida por um sistema de linhas de transmissão até os consumidores. Por outro lado, as fontes distribuídas podem ser colocadas em pontos estratégicos aumentando a confiabilidade e a oferta de energia do sistema de potência. Entretanto, conversores de potência devem ser utilizados para fazer o interfaceamento entre a geração distribuída e a rede elétrica.
Segundo [6], os conversores com topologia multinível possuem maior rendimento quando comparado aos conversores com topologia clássica, devido a menores perdas em comutação, frequências de comutação superiores e redução de interferências eletromagnéticas. Isso determina sua extensiva utilização em sistemas de energia eólica de alta potência. No entanto, conversor multinível pode não ser adequado para GRV em sistema de geração de energia eólica, uma vez que o aumento dos níveis do inversor torna o sistema de controle mais complexo e de difícil implementação.
Do acima exposto, é possível concluir que há uma necessidade de conversores para utilização com GRV com um controle de fácil implementação e método de baixo custo, capaz de injetar na rede elétrica formas de onda com baixo conteúdo harmônico.
122 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
Assim, diante destas informações, este artigo apresenta uma proposta para utilização do GRV em conexão com a rede elétrica para injeção de potência ativa. A estratégia baseia-se primeiramente no controle de tensão gerada do GRV para manter um barramento CC regulado. Isto é realizado através de um compensador PI que modifica o ângulo de magnetização (θoff) atuando apenas nas chaves superiores do conversor Meia-Ponte Assimétrico (HB). Uma etapa intermediária de chaveamento é acrescentada à estratégia de controle para diminuir a quantidade de energia fornecida pela fonte de excitação e obter melhor aproveitamento da energia mecânica [8].
A injeção de potência ativa na rede é realizada através do controle da corrente de saída de um conversor CC-CA por meio de um compensador P+RES (Proporcional Ressonante). O sincronismo com a rede é alcançado através de um algoritmo de PLL (Phase-Locked Loop). O modelo e a estratégia de controle foram validados através de simulação computacional e também por ensaios experimentais. O sistema completo proposto neste trabalho para o Gerador a Relutância Variável conectado à rede elétrica é apresentado na Figura.1.
Uma descrição detalhada de cada parte do sistema será abordada nas seções seguintes, bem como a apresentação e discussão dos resultados.
II. MODELO NÃO-LINEAR PARA ANÁLISE DINÂMICA DO GRV
A modelagem matemática para análise dinâmica do GRV é descrita tendo-se por referência uma fase da máquina de modo que a mesma é descrita como
dt
iRiv
),( θλ∂+= (1)
A uma velocidade constante, a equação de tensão da fase é dada por
edt
dilRiv ++= (2)
Onde v é a tensão aplicada, i é a corrente da fase, R é a resistência da fase, θθλω ∂∂= ),(ie r é a força contra-eletromotriz, iil ∂∂= ),( θλ é a indutância incremental da fase, é a posição do rotor.
Os efeitos de saturação são considerados no modelo através da representação da variação da indutância de fase em função da corrente e posição do rotor usando uma aproximação por Serie de Fourier. A representação do perfil de indutância para diferentes valores de correntes e posições do rotor é baseada em uma aproximação utilizando segmentos de linhas retas conforme a Figura 2.
Assim, a expressão de indutância utilizada neste trabalho foi determinada como
+
1D
2D
3D
1Q
5D
4D 6D
2Q
3Q
4Q
5Q
6Q
Trω
_
LinkC
aQ
bQ
cQ
dQ
fL+
_LinkV
321 θθθ LinkV
*V
LinkV
1θ
2θ
3θ
1Q 2Q 3Q 4Q 5Q 6Q
Li
redev
redev*I
Li
refaiε
av
2Q 4Q 6Q1Q 3Q 5Q
+
_aQ bQ cQ dQ
sR1R 2R1L 2L
mLmR )1(2 ss
R−
( )redeθcos
Fig. 1. Sistema completo da conexão à rede elétrica do Gerador a Relutância Variável
123Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
( )( )
( ) )cos()()(
),(),(1
),(
1 1)),(),()1(
1)1()1(
θ
ααααθ
rn
m
jnjjnjj
m
jjjjjjj
nPBilAil
ililG
iL
∞
= =
+
=
++
−
+−+=
(3)
Onde:
( )( ) ( )( ) ( )
( )( )−+
−+++=
jnjrnN
jrnPnjrnP
njrnPn
njAαα
ααα
π 1
cos1cos
1sin2
),(
( )( ) ( )
( )( ) ,
1
cos1cossin
2),(
−+
−++=
jnjrnN
jrnPjrnP
jrnPn
njBαα
αα
απ
m é o número de segmentos de retas, n é a ordem harmônica, Pr é o número de pólos do rotor, G = 2π/Pr é o passo polar do rotor, é a posição do rotor, lj é a indutância para o j’ésimo segmento, j é a posição associada a esta indutância.
Um ajuste polinomial foi utilizado para representar a função lj(i, j). A expressão para lj(i, j) é dada como
jjjjjj CiCiCiCil 012
23
3),( +++=α (4)
A expressão de fluxo pode ser escrita a partir de (3) como
( )
)cos(
)...(
)...(
)(
...)(1
),(),(
1 1
),(04
3
),()1(04
)1(3
1)1(
0)1(0
43)1(3
θ
αα
θθλ
rn
m
j
njjj
njjj
m
jjj
jj
jj
nP
BiCiC
AiCiC
iCC
iCC
G
iiLi
∞
= =
++
=
+
+
+
++−
++
+−+
+++
==
(5)
As expressões de co-energia e conjugado podem ser
escritas como
( )
)cos(
2...
5
2...
5
2
...51
),(),('
1 1
),(2053
),(2)1(05)1(3
1)1(
20)1(0
53)1(3
0
θ
αα
θλθ
rn
m
j
njjj
njjj
m
jjj
jj
jj
i
nP
BiC
iC
AiC
iC
iCC
iCC
G
diiiW
∞
= =
++
=
+
+
+
++−
++
+−+
+++
==
(6)
(7)
)sin(
2...
5
2...
5
)(
),('
1 1
),(2053
),(2)1(05)1(3
θ
θ
θ
rn
m
j
njjj
njjj
r
mage
nP
BiC
iC
AiC
iC
nP
iWT
∞
= =
++
++−
++
−=
=∂
∂=
A importância de se expressar analiticamente as relações
não lineares de fluxo, corrente e posição na máquina a relutância variável é que através da indutância incremental pode-se expressar analiticamente a co-energia e também o conjugado, abrindo caminho inclusive para implementação de observadores de fluxo e conjugado.
Neste momento é oportuno observar que as expressões (3) até (7) são em função da posição e da corrente. Para qualquer valor de corrente dentro da faixa operacional em qualquer posição dada, os valores instantâneos da indutância de fase, co-energia e conjugado são obtidos, tornando o modelo matemático muito adequado para cálculos dinâmicos.
Fig. 2. Representação aproximada do perfil de indutância usando "j" segmentos de linhas retas.
Levando-se em conta as perdas por atrito viscoso D e o momento de inércia J, o conjugado mecânico produzido pela máquina foi calculado como
dt
dJDTT emagm
ωω ++= (8)
A partir das equações apresentadas, o modelo matemático que descreve a dinâmica do GRV pode ser apresentado na forma de matriz de estados por meio de
[ ] [ ][ ] [ ]+=•
iYiXv (9)
Onde X e Y são matrizes que dependem de parâmetros
construtivos da máquina. A solução do sistema permite assim uma análise completa do GRV [7][8][9][10].
124 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
III. CONTROLE DA TENSÃO DO BARRAMENTO CC Para manter constante o barramento CC, o nível de magnetização de cada uma das fases do GRV é controlado. Isto é realizado atuando nos ângulos de magnetização. Nesta investigação, θon é mantido constante (fixado em -3o em relação a posição de alinhamento) e o valor de θoff é ajustado através de um compensador PI. A máquina simulada e o protótipo utilizado tem a configuração 6/4 com intervalo de condução de 30o para cada fase. Um conversor HB como mostrado na Figura 3 é usado no acionamento.
C
1Q
1D
2D
3D 5D
4D 6D
2Q
3Q
4Q
5Q
6Q
LC
Fig. 3. Diagrama esquemático do conversor HB.
Uma fonte AC externa em série com um retificador excita o gerador. O compensador PI atua no θoff da chave superior do conversor, enquanto que a chave inferior conduz no intervalo de 30o. Isto permite que uma etapa intermediária, aqui denominada flux boosting, ocorra entre as etapas de magnetização e desmagnetização da fase. Em seguida a chave inferior do conversor é aberta, fazendo que a energia armazenada no enrolamento da fase seja entregue à carga. Esta etapa intermediária aumenta a energia armazenada na fase e observou ser uma forma de melhorar o processo de conversão eletromecânica quando comparado com a situação em que as duas chaves são desligadas ao mesmo tempo. Assim, um ciclo de fase inclui três etapas: magnetização, flux boosting e desmagnetização, conforme Figura 4 [8].
C2D
1D
2D
LC
1Q
2Q 2Q
Fig. 4. Região de excitação (a), Região de flux boosting (b) Região de desmagnetização (c).
A estratégia de controle do barramento CC é mostrada no diagrama apresentado na Figura 5 que representa o diagrama em blocos da montagem realizada para o controle da tensão gerada pelo GRV. O arranjo consiste de um GRV de 5,0kW 6/4 acoplado em motor trifásico acionado com conversor de frequência. Uma fonte de tensão variável foi utilizada para ajustar a tensão de excitação. O conversor HB foi montado com os módulos de IGBT’s de 1200V/50A. Um compensador PI foi projetado com circuitos analógicos.
Três transdutores fotoelétricos devidamente instalados no GRV (θon fixo em -3o em relação à posição de alinhamento) fornecem sinais em onda quadrada com intervalos de 30º que representam as informações da posição do rotor. Estes sinais
entram no circuito gerador de pulsos que os transforma em uma rampa correspondente ao mesmo intervalo para cada fase. Assim, a variação da largura dos pulsos de gatilhos das chaves superiores ocorre com a comparação do sinal de saída do compensador PI com as três rampas geradas. As chaves inferiores têm intervalo de condução fixo em 30º e não sofrem atuação do controlador. A Figura 6 ilustra a estratégia utilizada.
Fig. 5. Diagrama em blocos da plataforma experimental para controle da tensão gerada pelo GRV.
Fig. 6. Estratégia experimental para variação do ângulo de magnetização das chaves superiores.
IV. CONVERSOR CC- CA
Em um gerador eólico a potência ativa escoada para rede é a máxima gerada pelo gerador. Neste caso, o gerador envia para o barramento CC sempre a máxima potência possível e o inversor controla o quanto de potência deve ser injetado para manter o barramento CC na tensão desejada.
No caso deste trabalho, para a conexão do GRV à rede elétrica apresentada na Figura 1, o conversor CC-CA recebe tensão e corrente CC do GRV e entrega potência ativa para a rede com corrente senoidal. A corrente de saída iL é sintetizada pelo controlador de corrente, que atua sobre o
125Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
erro entre a corrente iL no indutor de acoplamento Lf e a corrente de referência irefa. A referência de corrente é gerada pela multiplicação de I* (que representa o pico da corrente a ser injetada) e a senoide unitária de sincronismo advinda do PLL. No barramento CC, a tensão Vlink do capacitor é mantida regulada pela estratégia de controle apresentada na secção III.
A. Modelagem do conversor CC-CA
Linkv
+
_
fL
Li
sR
Li
redevaQ
bQ
cQ
dQ
(a)
fL
Li
sR
LiLinkv
+
_
redevaQ
bQ
cQ
dQ
(b)
Fig. 7. Etapas de operação do Conversor CC-CA. (a) Etapa1 e (b) Etapa 2.
O processo de modelagem do conversor conectado à rede
elétrica foi realizado por intermédio de espaços de estados médios [11][12]. Foram consideradas duas etapas de operação associadas ao conversor em cada intervalo de chaveamento. Durante a etapa 1, de acordo com a Figura 7a, as chaves Qa e Qd permanecem fechadas e Qb e Qc abertas. Na etapa 2, Figura 7b, as chaves Qa e Qd permanecem abertas e Qb e Qc fechadas. Assim, o conversor pode de ser descrito por equações de estado lineares como
)()( 11 tuBtxAx +=•⋅
(10)
)()( 22 tuBtxAx +=•
(11)
Onde: x = vetor de estado •
x = derivada do vetor de estado em relação ao tempo u = vetor de entradas A = matriz do sistema B = matriz de entradas
Os vetores de estado e de entradas são respectivamente
[ ]Lix = , =de
Link
v
vu
Re
(12)
As equações do conversor para as duas etapas de operação
já em formato de matrizes de estado são
[ ] −+−=de
Link
ffL
f
sL
v
v
LLti
L
R
dt
tdi
Re
11)(
)( (13)
[ ] −−+−=de
Link
ffL
f
sL
v
v
LLti
L
R
dt
tdi
Re
11)(
)( (14)
Onde:
−=f
s
L
RA1
−=
ff LLB
111
−=f
s
L
RA2
−−=ff LL
B11
2
A média das variáveis de estado usando o ciclo de trabalho pode ser escrita como
)1(21 DADAAmed −+= (15)
)1(21 DBDBBmed −+= (16)
Onde D é a razão cíclica (Figura 6). Então, a equação de
estados médios é
)()( tuBtxAx medmed +=•
(17)
Considerando o modelo médio do conversor em equilíbrio,
ele pode ser descrito considerando (17) igual a zero. Assim
uBAx medmed1−−= (18)
Substituindo (12), (15) e (16) em (18), tem-se
−−
=s
de
f
Link
R
v
L
Dvx Re12 (19)
Onde x é a matriz que representa os valores em equilíbrio
das variáveis de estado. Para a obtenção do modelo de pequenos sinais são
inseridas perturbações nas variáveis no ponto de operação.
)()( txXtx∧
+= )()( tuUtu∧
+= (20)
)()( tdDtd∧
+= )(´)´( tdDtd∧
−= (21)
Substituindo-se o modelo de pequenos sinais na equação de estados médios tem-se
[ ] [ ] )()´()()()´()()(
2121 tutdBtdBtxtdAtdAdt
txXd+++=
+∧
(22)
Substituindo (20) e (21) em (22) e removendo-se dos
termos CC e os termos de 2ª ordem, com o objetivo de linearizar a expressão, tem-se que
)()()()(
tdKtuBtxAdt
txdmedmed
∧∧∧∧
++= (23)
Onde, [ ] [ ]UBBXAAK 2121 −+−=
126 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
Assim aplicando a Transformada de Laplace em (23) é possível obter a função de transferência da variável de estado em relação à razão cíclica.
sf
Linkinv RsL
v
sD
sXsG
+==
∧
∧
2
)(
)()( (24)
B. Controle da corrente injetada na rede elétrica. O processo de modelagem do compensador de corrente de
saída do conversor CC-CA é baseado no esquema da Figura 8. A referência da corrente de saída irefa, origina-se a partir de uma senoide unitária advinda do PLL (Phase-Locked Loop). O valor de pico da corrente de referência é o que determina o quanto de potência ativa será injetada na rede.
fL Li+
invC PW M Inverter
invG
_
LiH
refai εav sR
LiH
Fig. 8. Controle da corrente de saída do conversor CC-CA
Em razão da dificuldade do compensador PI (Proporcional
Integral) em eliminar o erro de regime quando atua em variável alternada, o controlador utilizado foi o Proporcional Ressonante (P+RES), que é capaz zerar o erro de regime em sistemas alternados em coordenadas abc ou . Pode ser empregado tanto em sistemas trifásicos, quanto monofásicos. O compensador P+RES atuando em sistemas de variáveis estacionárias apresenta a mesma resposta em frequência do compensador PI atuando em sistemas de variáveis síncronas [13] [14].
Para o projeto do compensador P+RES, os ganhos Kp e Ki podem ser obtidos através do projeto de um controlador PI convencional. Assim, inicialmente a partir da função de transferência do conversor CC-CA, equação 24 e os valores da Tabela I, foi possível projetar um compensador PI (equação 25) que garanta boa estabilidade ao conversor.
( )s
essCPI
3646,5.59096,0)(
+= (25)
O diagrama de Bode do sistema compensado é apresentado na Figura 9. A frequência de cruzamento escolhida foi de 1,0kHz que representa 1/10 da frequência de chaveamento [12]. Neste caso, a margem de fase do sistema foi de 50,1º.
TABELA I Parâmetros do Conversor Conectado à Rede Elétrica
Parâmetros Valores
HiL 1/30
Lf 7mH
Rs 0,3
vLink 310V
Fch 10KHz
Dessa forma, de posse dos ganhos do compensador PI convencional foi possível projetar o compensador P+RES através da função de transferência mostrada pela equação:
20
2
2)(
ω++== +
s
sKKsCC i
pRESPinv
(26)
Onde Kp e Ki são os ganhos do compensador e 0 é a frequência angular de ressonância que no caso é 377 rad/s.
10-1
100
101
102
103
104
105
-180
-135
-90
P.M.: 50.1 degFreq: 1.06e+003 Hz
Frequency (Hz)
Ph
ase
(deg
)
-40
-20
0
20
40
60
80
100
120
G.M.: InfFreq: NaNStable loop
Open-Loop Bode Editor for Open Loop 1 (OL1)
Mag
nitu
de (
dB)
Fig. 9. Digrama de Bode do sistema compensado
A Figura 10 mostra os diagramas de Bode da função de
transferência do compensador P+RES Observa-se que o ganho é bastante elevado na frequência de ressonância e, consequentemente, alcança um erro em regime permanente próximo de zero. O pico na frequência de ressonância pode ser ajustado modificando o valor de Ki, assim o ganho integral do regulador pode ser feito suficientemente grande para eliminar todos os erros de estado estacionário [14].
Fig. 10. Diagrama de Bode do Compensador P+RES
A Figura 11 apresenta o esquema de ligação para a conexão do Gerador a Relutância Variável com a rede elétrica. O GRV através do sistema de controle de tensão fornece uma tensão contínua regulada em 310V. O acoplamento entre o gerador e o conversor CC-CA se dá através de um banco de capacitores CLink. O controle da
127Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
Fig. 11. Esquema de ligação para a conexão do GRV a rede elétrica
corrente é realizado por um compensador P+RES rodando em um DSP 28335. O quantitativo de potência ativa injetada na rede é realizado alterando o valor do setpoint do pico de corrente injetada, o qual é feito via software e em tempo real através do ambiente de programação da Texas, o Code Composer.
Ainda em relação à Figura 11, uma chave externa foi ligada em uma entrada digital do DSP (utilizando interrupção externa) para desligar os pulsos de PWM a qualquer instante e assim, fazer a desconexão do GRV com o conversor CC-CA.
O circuito de proteção consiste de um disjuntor manual, fusível ultrarrápido, contator K1 (acionado pelo DSP) para conexão/desconexão com a rede além das proteções do próprio conversor CC-CA, que sinalizam quando ocorre curto circuito ou sobre corrente. Estes sinais de erro são tratados pelos DSP através de interrupções externas.
Uma lâmpada L1 adicionada ao circuito logo após o indutor de acoplamento, viabiliza a verificação do sentido da corrente iL. Dessa forma é possível verificar se a corrente está no sentido GRV para a rede, indicando assim que o GRV está entregando potência para a rede elétrica, ou se a lâmpada está sendo alimentada pela rede.
Foi utilizado um filtro RC passa-baixa para filtrar as componentes de alta frequência. Este filtro foi sintonizado em aproximadamente 2kHz.
Em relação à discretização do compensador P+RES, esta foi realizada através do método de Tustin ou Transformação Bilinear. Dessa forma, aplicando-se a equação 27 na equação 26 é possível obter os coeficientes da equação discretizada para o compensador P+RES projetado e assim, realizar sua implementação em microcontrolador ou em processador digital de sinais (DSP).
|112)()(
+
−=
=zz
Ts
sCzC (27)
C. Esquema do PLL (Phase-Locked Loop). O sincronismo com a rede elétrica é realizado com o PLL monofásico digital apresentado na Figura 12. O esquema de PLL utilizado é uma versão modificada encontrada em [13]. Seu princípio da operação é baseado no produto escalar entre o vetor de tensão v e o vetor ortogonal u⊥⊥⊥⊥. Quando o PLL é sincronizado com a tensão da rede os dois vetores são ortogonais e o produto é zero. Um filtro passa-baixa é utilizado para eliminar as oscilações advindas do produto dos vetores de tensão v e u⊥⊥⊥⊥. O compensador PI atua para minimizar o erro ε = 0 – v x u⊥⊥⊥⊥, ou seja, para cancelar o produto escalar, e gerar a componente Δω. A integração da frequência angular ω = Δω + ω0 resulta no ângulo θ⊥. O vetor u1 corresponde à senoide unitária sincronizada com a tensão da rede e é utilizada para gerar a corrente de referência do conversor CC-CA.
Fig. 12. Esquema do PLL
128 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
V. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO.
Todo o sistema apresentado na Figura 1 foi simulado em conjunto, ou seja, o GRV fornece uma tensão regulada no barramento CC e o conversor CC-CA injeta a corrente sintetizada na rede através do controlador de corrente. Neste caso, os controladores de tensão gerada do GRV e de corrente de saída do conversor CC-CA trabalham desacoplados.
Os testes de simulação foram realizados com os seguintes critérios: tensão de referência do controlador de tensão em 310V e velocidade rotórica do GRV em 1500rpm. O pico da corrente de referência inicia-se com 10A e sofre um degrau para 20A no instante de dois segundos da simulação. O conjunto foi simulado durante 4 segundos.
A Figura 13 mostra o comportamento da tensão no barramento CC durante o transitório de carga. Observa-se que o valor de referência (310V) foi devidamente mantido. Este teste demonstrou que o controle de tensão foi capaz de manter com precisão a tensão gerada em torno do valor de referência, mesmo durante o transitório de carga. Para a mesma situação, a Figura 13 apresenta a corrente em uma das fases do gerador. Um zoom na corrente de fase bem como os sinais de gatilho das chaves do conversor HB são apresentados na Figura 14.
Em relação à potência, foram realizadas medições na entrada do Conversor CC- CA, ou seja, no barramento CC e na saída do conversor, no ponto de conexão com a rede elétrica. A Figura 15 mostra o comportamento da potência ativa injetada na rede bem como a potência de entrada do conversor. Para uma referência de pico da corrente de saída do Conversor CC-CA em 10A a potência entregue à rede é da aproximadamente 900W. No instante de dois segundos quando a referência muda para 20A a potência é de 1800W
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4200
250
300
350
400
Tempo [s]
Lin
k C
C [
V]
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 40
20
40
Tempo [s]
Cor
rent
e
Fas
e A
[A]
Fig. 13. Tensão gerada (superior) e corrente de fase (abaixo) durante transitório de carga
0.579 0.58 0.581 0.582 0.583 0.584 0.585 0.586
0
5
10
15
20
25
Time[s]
Cor
rent
e [A
] e
Puls
o na
fas
e A
Fig. 14. Corrente da Fase A e Pulsos Q1 e Q2
A forma da corrente injetada na rede e a tensão da rede elétrica são mostradas na Figura 16. Percebe-se que a corrente está em fase com a tensão, o que indica que somente potência ativa é entregue na rede.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 40
500
1000
1500
2000
Tempo [s]
Potê
ncia
[W
]
Potência na Saída do Conversor CC-CAPotência na Entrada do Conversor CC-CA
Fig. 15. Potência no Barramento CC e Potência entregue à rede durante o transitório de carga
1.85 1.9 1.95 2 2.05 2.1 2.15
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
Tempo [s]
Ten
sao
da R
ede
[V],
Cor
rent
e In
jeta
da n
a R
ede[
A]
Fig. 16. Tensão da rede e Corrente injetada na rede
A Figura 17 apresenta a DHT (Distorção Harmônica Total) da corrente injetada na rede elétrica que foi de 1.61%. A análise foi realizada por FFT (Fast Fourier Transform).
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09-20
-10
0
10
20Corrente Injetada na Rede [A]
Tempo[s]
0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500
20
40
60
80
100
Ordem Harmônica
Fundamental (60Hz) = 20.02 , DHT= 1,61%
Mag
(%
of
Fund
amen
tal)
Fig.17. Corrente injetada na rede e sua análise espectral
VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS A Figura 18a mostra o instante de conexão do GRV com a
rede elétrica. Um zoom desta figura é mostrado na Figura 18b. Aqui foi ajustado no DSP o setpoint de corrente injetada para 4A de pico. Estes gráficos apresentam as formas de onda da tensão regulada no barramento CC, corrente em uma
Etapa Flux Boosting
θon – Q1 e Q2
θoff – Q1 θoff – Q2
Tensão da Rede /5
10A 20A
Degrau de Carga
129Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
das fases do GRV, tensão da rede elétrica no ponto de conexão e a corrente injetada na rede.
Como pode ser observada nesta figura, a forma de onda de corrente (letra D) antes do instante de conexão é a corrente na lâmpada L1. Ela está com a fase invertida em relação à tensão da rede elétrica. Isto indica que a corrente está sendo fornecida pela rede elétrica. Depois do instante de conexão, quando o sistema de controle assume a operação do conversor CC-CA, a forma de onda apresentada é a corrente injetada na rede. Esta corrente está em fase com tensão da rede elétrica, o que indica que houve uma inversão de fase e o GRV está impondo corrente para a rede. Neste caso, apenas potência ativa está sendo transferida para a rede.
Embora a tensão do barramento CC fornecida pelo Gerador a Relutância Variável se mantenha praticamente constante durante todo ensaio, em razão da ação do controlador de tensão, ela possui uma pequena oscilação não visível devido ao seu valor ser pequeno em relação à escala utilizada no osciloscópio (200V/div).
(a)
(b)
Fig. 18. (a) Formas de ondas do instante de conexão com a rede elétrica. (b) Zoom das formas de ondas.
As Figuras 19a e 19b mostram o comportamento do sistema no instante de desconexão do GRV com a rede elétrica. Pode ser notado que antes do instante de desconexão, como indicado na Figura 19b, a forma de onda da corrente apresentada (letra D) é a corrente injetada na rede e logo após a desconexão fica apenas a corrente na lâmpada L1. Percebe-se ainda que houve uma inversão de fase da corrente, indicando que a rede passa a fornecer corrente para a lâmpada.
Um ensaio com degrau de carga foi realizado. Inicialmente foi ajustado um setpoint de corrente injetada para 4A e em seguida este valor foi alterado para 10A de pico. A Figura 20 apresenta as formas de ondas obtidas durante este ensaio. É possível notar o instante de mudança do setpoint de corrente. O sistema de controle percebe a alteração do setpoint e corrige o valor da corrente injetada no mesmo semi ciclo. Neste caso, o sistema de controle foi capaz de regular adequadamente a corrente. Observa-se também que a tensão do barramento CC manteve-se constante evidenciando o perfeito funcionamento do controle da tensão gerada.
(a)
(b) Fig. 19. (a) Formas de ondas do instante de desconexão com a rede elétrica. (b) Zoom das formas de ondas.
A Tensão barramento CC Corrente da Fase do GRV
Tensão da rede Corrente Injetada na rede
Instante da Conexão
Corrente em L1 Corrente injetada na Rede
Instante de desconexão
Corrente em L1 Corrente injetada na Rede
B
C
D A
Corrente da Fase do GRV Tensão da rede Corrente Injetada na redeB
C
D
A
B
C
D
A
B
C D
A
B
C
D
A
B
C D
Tensão barramento CC
130 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
Fig. 20. Formas de onda do instante de degrau de carga.
A Figura 21 ilustra a atuação do compensador P+RES, que faz com que a corrente injetada na rede elétrica siga a referência. Nesta figura é apresentada a corrente elétrica injetada na rede elétrica amostrada pelo DSP e a referência interna de corrente, ambas obtidas através do armazenamento em variáveis de programação do tipo vetores dos pontos das formas amostradas pelo DSP. A Figura 22 mostra a análise espectral da corrente injetada na rede elétrica. Neste caso, a DHT foi de 3,11%.
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06-30
-20
-10
0
10
20
30
Tempo[s]
Cor
rent
e In
jeta
da [
A] e
R
efer
ênci
a de
Cor
rent
e [A
]
Referência de Corrente [A]Corrente Injetada [A] amostrada pelo DSP
Fig. 21. Formas de onda da referência de corrente e da corrente injetada amostrada pelo DSP.
0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500
20
40
60
80
100
Ordem Harmônica
Mag
nitu
de [
% d
a fu
ndam
enta
l]
THD = 3,11%
Fig. 22. Análise espectral da corrente injetada na rede. A plataforma experimental desenvolvida neste trabalho
pode ser vista nas fotos da Figura 23.
Fig. 23. Fotos da plataforma experimental.
VII. CONCLUSÃO
Este artigo apresentou a modelagem e o controle de um Gerador a Relutância Variável para conexão com a rede elétrica. O principal objetivo do trabalho foi apresentar uma estratégia para injeção de potência ativa através do controle da corrente injetada. Os resultados da simulação e os resultados experimentais mostram que o objetivo foi alcançado com sucesso. Além de apresentar o assunto da conexão do GRV com a rede elétrica, o documento também serve como um tutorial para a utilização da Máquina a Relutância Variável como gerador. Assim, também foi apresentada uma técnica de controle da tensão gerada pelo GRV (barramento CC), baseada na variação do ângulo de magnetização, utilizando uma etapa intermediária entre as etapas de magnetização e desmagnetização de cada uma das fases. Esta técnica varia apenas o ângulo de fechamento das chaves superiores do conversor HB, permitindo que a conversão eletromecânica de energia continue sendo aproveitada através das chaves inferiores que são abertas com ângulo fixo. Para a injeção de potência ativa na rede foi utilizado um conversor CC-CA acoplado ao GRV através de um capacitor de barramento e sincronizado por um algoritmo de PLL. O quantitativo de potência ativa injetada na rede foi regulado através do controle de corrente por um compensador P+RES, que é capaz de eliminar erros de regime permanente mesmo em sistemas de variáveis alternadas. A estratégia proposta foi implementada na forma de simulação e validada experimentalmente.
AGRADECIMENTOS
Os autores agradecem à FAPEMIG pelo financiamento deste projeto e ao IFG/PIQS pelo apoio.
ANEXOS
TABELA A1 Dados do Protótipo do GRV
Características Valores
Potência de Saída 5,0 kW
Atrito Viscoso 0.006 N.m.s
Indutância (Posição Alinhada) 0.02748 H
Indutância (Posição Desalinhada) 0.00262 H
Momento de Inércia 0.04806 kg.m2 Resistência do enrolamento de fase 0.5
Instante do degrau
A Tensão barramento CC Corrente da Fase do GRV
Tensão da rede Corrente Injetada na redeB
C
D
A
B
C D
DHT=3,11%
131Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014
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DADOS BIOGRÁFICOS
Ghunter Paulo Viajante: Possui graduação em Engenharia de Computação pela PUC/Goiás (2006), mestrado e doutorado em Engenharia Elétrica pela UFG (2009) e UFU (2013). Atualmente é professor efetivo do IFG-Campus Itumbiara. Trabalha nas seguintes áreas: Sistemas Microcontrolados, Acionamentos e Controle de Máquinas Elétricas. Darizon Alves de Andrade: É bacharel (1984) e mestre em engenharia (1987) pela Universidade Federal de Uberlândia (UFU), Uberlândia, Brasil, e Ph.D. (1994) pela Universidade de Leeds, Leeds, Reino Unido, Durante o ano 2000 foi professor visitante com o Grupo de Controle de Máquinas Elétricas na VTEC, EUA, onde realizou pesquisas sobre novas estratégias para modelagem de Máquinas a Relutância Variável. Marcos Antônio Arantes de Freitas: Engenheiro eletricista (1991), mestre (1994) e doutor (2002) pela Universidade Federal de Uberlândia. Atualmente é professor efetivo do IFG-Campus Itumbiara. Trabalha nas seguintes áreas: Acionamentos e Controle de Máquinas Elétricas e Eletrônica de Potência. Victor Régis Berladelli: É Engenheiro de Telecomunicações pela UNIMINAS (2005), Mestre em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Uberlândia (2008). Atualmente é aluno de doutorado na Universidade Federal de Uberlândia na área de Máquinas Elétricas. Luciano Coutinho Gomes: Bacharel, Mestre e Doutor pela Universidade Federal de Uberlândia (UFU), Uberlândia, em 1995, 2002 e 2008, respectivamente, todos em engenharia elétrica. Atualmente é Professor Assistente na UFU. Suas áreas de interesse são relacionadas à simulação e técnicas de Controle Digital de Máquinas Elétricas. Augusto. W. F. V. Silveira: Graduou-se em Engenharia de Computação pela PUC/Goiás. Obteve os títulos de Mestre e Doutor em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Uberlândia (UFU). Leciona na faculdade de engenharia elétrica (FEELT) da UFU, onde realiza pesquisa para o desenvolvimento das estratégias de Controle e Acionamento de Máquinas Elétricas. Josemar Alves dos Santos Jr: Graduou-se em Engenharia de Controle e Automação pela Universidade Paulista (2006). É Mestre Engenharia Elétrica e Computação pela Universidade Federal de Goiás (2011). Atualmente é doutorando em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Uberlândia onde pesquisa na área de Máquinas Elétricas. Felippe dos Santos e Silva: Graduou-se em Engenharia Elétrica (2008) na PUC/Goiás. Atualmente é mestrando em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Uberlândia na área de Acionamentos e Controle de Máquinas Elétricas.
132 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
HYBRID POWER FILTER BASED ON A SIX-SWITCH TWO-LEG INVERTER
Leonardo R. Limongi, Luiz G. B. Genu, Luıs R. Silva Filho, Fabrıcio Bradaschia, Gustavo M. S. AzevedoUniversidade Federal de Pernambuco (UFPE), Recife, Pernambuco, Brazil
leonardo.limongi@ufpe.br, fabricio.bradaschia@ufpe.br, gustavomsa@aim.com
Abstract - Hybrid power filters (HPFs) are consideredan attractive solution to overcome the problem of currentharmonics generated by nonlinear loads. They mixlow power rating active filters with passive filters, butmany of these HPF topologies have a great number ofpassive components and/or transformers. Based on thisfact, new concepts of HPFs, consisting of small ratedinverters and LC filters, have been introduced with wideacceptance. The advantage comes from the fact that theseHPFs are connected to the grid without any matchingtransformer. This paper proposes a transformerlessHPF based on a new six-switch two-leg inverter withan enhanced harmonic compensation capability. Besidespresenting a reduced number of switches when comparedwith dual topologies, the proposed solution is capable ofproviding good compensation even for loads with a highharmonic content. Experimental results are presentedfor a HPF inverter prototype in order to demonstrate theeffectiveness of the proposed topology.
Keywords – Active Power Filters, Diode Rectifiers,Harmonics, Hybrid Power Filters.
I. INTRODUCTION
Nowadays, the large number of computers and other
sensitive electrical loads connected to the power grid are
directly affected by power quality problems [1]. One of
the most important power quality issues is related to current
harmonics generated by the increasing number of nonlinear
loads connected to the power grid. Harmonic restriction
standards, such as IEEE 519 [2], have been recommended to
limit the harmonic currents injected into the grid by nonlinear
loads.
Shunt passive filters, consisting of tuned LC filters and high-
pass filters, have traditionally been used as a simple and low
cost solution to compensate current harmonics. Nevertheless,
their performance strongly depend on the grid impedance
and can possibly cause the unwanted parallel resonance
phenomena with the grid [3].
In the last decades, the increasing reliability of power
semiconductor devices motivated the development of power
electronics solutions to the problem of harmonic circulation
into the grid. The shunt active power filter (APF), consisting
basically of a voltage source inverter (VSI) with a large
capacitor on its dc-link, is considered a well-established
solution to reduce the current harmonics to the recommended
Manuscript received on 20/12/2013. First revision on 20/02/2014.
Accepted for publication on 18/05/2014, by recommendation of the Editor
Henrique A. C. Braga.
standards limits. The major drawback of shunt APFs is the
high power rating components required for compensating high
peak harmonic currents and their associated costs [4]- [20].
An alternative, called hybrid power filter (HPF), mixes low
power rating active filters with passive filters, aiming the cost
reduction [21]- [24]. The converters used in HPFs require
typically 5-8% of the load kVA rating, which is considerably
lower than the power rating of conventional APFs, making
HPF systems attractive and cost-effective. The principle
of operation of these converters is based on improving
the filtering characteristics of passive filters avoiding the
undesirable resonances with the grid. Unfortunately, many
of these HPF topologies have, as common disadvantage, a
great number of passive components and/or transformers, that
directly influence the weight and size of these filters [23]- [31].
On the other hand, a great effort has been made in order to
decrease the number of components in HPFs. In [32], it was
presented a HPF consisting of a low power rating three-phase
VSI connected to the load at the point of common coupling
(PCC) through a LC passive filter without any matching
transformer. The LC filter absorbs some harmonic currents
produced by the non-linear load, whereas the active filter
improves the filtering characteristics of the LC filter.
A reduced switch version of the transformerless HPF was
proposed in [33]. This was achieved eliminating one phase
leg of the inverter and connecting the remaining phase to the
negative pole of the dc-link. This is feasible because the
capacitors of the LC filter block the dc components generated
by the connection of one phase to the negative pole of the
dc-link. As advantage, reduced switch topologies are more
reliable and present lower cost and complexity.
Other topologies use dual converters configurations to
compensate highly nonlinear loads, high values of di/dt, orto supply the load reactive power [34], [35]. In [34], a
transformerless back-to-back HPF [33] is used to compensate
current harmonics and reactive power. Both outputs of back-
to-back converter are connected to the PCC through two sets
of passive filters tuned on 7th and 13th harmonics. The
main advantage of this topology comes from its enhanced
compensation capabilities.
Aiming not only an improvement of the compensation
performance but also a cost reduction, this paper presents
a transformerless HPF based on a new six-switch two-leg
(SSTL) inverter. The SSTL inverter is connected to the
PCC through two sets of passive filters tuned on 7th and
13th harmonics, similar to [34]. Thus, the proposed HPF
presents an enhanced harmonic compensation capability with
the advantage of having a reduced number of switches (six,
instead of eight). Experimental results are presented for
the HPF prototype to demonstrate the effectiveness of the
133Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
proposed topology.
II. PROPOSED HYBRID POWER FILTER
The HPF, shown in Figure 1, is based on a new SSTL
inverter, which is a two-leg version of the nine-switch inverter
(Figure 2) [36]. The SSTL inverter, shown in Figure 3, can be
seen as two three-phase inverter units connected in series with
two passive LC filters tuned in different harmonic frequencies.
The top unit, consisting of outputs ABC, is connected to
the PCC through a LC filter tuned around the 7th harmonic
component and it is responsible to eliminate the harmonic pair
5th and 7th and also to maintain the dc-link voltage constant
in a desired value. Similarly, the bottom unit, represented by
the outputs RST, is connected to the PCC through a LC filter
tuned around the 13th harmonic component, being responsible
for compensating the harmonic pair 11th and 13th. Thus,
the objective of the proposed topology is to obtain a superior
compensation capability when compared with conventional
HPFs, without increasing the number of switches in the active
filter: the SSTL inverter has the same number of switches of a
conventional three-phase VSI.
Since the SSTL inverter is a non-conventional topology,
the proposed HPF have two peculiarities that should be
noted. Firstly, the connection of both inverter units to the
PCC could naturally generate a dc current circulation in the
system, through phases ABC and RST. Additionally, the directconnection of phases C and T in the PCC could cause a
short-circuit in positive and negative poles of the dc-link.
Fortunately, the capacitors of the passive LC filters (CFTOPand CFBOT ) block the dc current circulation and avoid the
short-circuit in the dc-link. Secondly, as the output voltages of
the top inverter unit should be always higher than the output
voltages of the bottom inverter unit, it is necessary a minimum
dc-link voltage capable of generating the sum of both output
voltages. Fortunately, the series connection of the inverter
with the passive filters in HPFs guarantees a much lower
voltage requirement at inverter’s output when compared with
conventional APFs. Thus, the dc-link voltage requirement is
not a issue in the proposed topology.
In this section, the SSTL inverter is analysed and a specific
modulation technique is presented. Subsequently, the design
guidelines for the passive LC filters is carried out.
A. Six-Switch Two-Leg Inverter AnalysisAs can be seen in Figure 2, there are three possible
switching states for each leg of the nine-switch inverter, i.e.
always one switch is open and the other two are closed.
Depending on the switching state, two different voltage levels
can be imposed at each inverter output terminal. The switching
states and the output voltages for inverter leg AR are described
in Table I.
Focusing only on inverter leg AR and considering Table I, it
is possible to find that switch SA controls the voltage vAo asfollows:
vAo = (2SA − 1)vdc2 , (1)
where SA = 0 and SA = 1 represent switch open and closed,
respectively.
The duty cycle DA of switch SA can be determined taking
the average value of (1) in one switching period:
DA =12+v∗A
vdc, (2)
where v∗A is the reference voltage imposed at the output
terminal A, which is equal to vAo (average value) if the
switching frequency is sufficiently high.
Similarly, observing Table I, it is possible to note that switch
SR controls the voltage vRo through the following expression
vRo = (1− 2SR)vdc2 , (3)
where SR = 0 and SR = 1 represent switch open and closed,
respectively.
Taking the average value of (3) in one switching period, is
possible to find the duty cycle DR of switch SR:
DR =12− v∗
R
vdc, (4)
where v∗R is the reference voltage imposed at the output
terminal R, which is equal to vRo (average value) if the
switching frequency is sufficiently high.
It can be noted that switches SA and SR have opposite
behavior: while vAo is positive when SA = 1, vRo is positivewhen SR = 0, and vice-versa. For this reason, the duty
cycle DR presents an opposite sign when compared with DA.
Moreover, after a careful inspection in Table I, it is possible
to find that vAo ≥ vRo for all possible switching states.
Considering the average value in a switching period, it is found
that vAo ≥ vRo and, consequently, the following inequality
should be respected:
v∗A ≥ v∗
R. (5)
Based on the inequality in (5), it is impossible for the SSTL
inverter to synthesize two pure sinusoidal voltages at outputs
A and R, since at some point the sinusoidal voltage v∗R would
become greater than v∗A.
Nevertheless, this restriction can be overcome by shifting
the sinusoidal waveforms in v∗A and v∗
R, in order to guarantee
that always v∗A ≥ 0 and v∗
R ≤ 0. Considering VA and VRas the amplitudes of the sinusoidal waveforms in v∗
A and v∗R,
respectively, that depend on the chosen modulation index, and
V maxA and V maxR as the maximum amplitudes achieved by the
sinusoidal waveforms in the limit of the linear region of the
modulation index, the reference voltages can be defined as
v∗A = VA · sin(ωAt) + V maxA
v∗R = VR · sin(ωRt)− V maxR .
(6)
Therefore, with the reference voltages defined in (6), it is
possible to guarantee that v∗A ≥ 0, v∗
R ≤ 0 and the condition
imposed by (5) is always respected. Replacing (6) in (2) and
(4), yields:
DA =12+VA · sin(ωAt)
vdc+V maxA
vdc(7)
134 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
+
vS L
S
LAC
CDC
LF
BOT
CF
BOT
CF
TOP
LF
TOP
iS
iL
SA
SAR
SR
N
P
A
R
B
C
T
n
S
SB
SBS
SS
iF
BOT
iF
TOP
PCC
dc load
Fig. 1. Proposed transformerless HPF based on a SSTL inverter.
DR =12− VR · sin(ωRt)
vdc+V maxR
vdc. (8)
Taking into account that 0 ≤ {DA, DR} ≤ 1, it is possibleto find that
V maxA = V maxR =vdc4. (9)
Replacing (9) in (7) and (8), yields
DA = 34 +
VA·sin(ωAt)vdc
DR = 34 − VR·sin(ωRt)
vdc.
(10)
The duty cycles DA and DR in (10) synthesize the average
output voltages vAo and vRo, respectively. Also, observing theSSTL inverter topology, shown in Figure 3, it can be seen that
vAo = v∗AC + vdc/2 and vRo = v∗
RT − vdc/2. Therefore,
the dc components in vAo and vRo are synthesized by the dc
components in (10) and the reference line voltages v∗AC and
v∗RT are synthesized by the sinusoidal components in (10).
Thus, renaming the sinusoidal components in (10) as v∗AC and
N
C
R
ST
SA
SAR
SR
P
BA
o
vdc /2
vdc /2
SB
SBS
SS
SC
SCT
ST
+
+
Fig. 2. Nine-switch inverter.
v∗RT , yields
DA = 34 +
v∗ACvdc
DR = 34 − v∗RT
vdc.
(11)
Based on (11), valid for one leg of the SSTL inverter (Figure
3), it is possible to derive the duty cycle expressions for both
legs of the SSTL inverter:
DA = 34 +
v∗ACvdc
, DB = 34 +
v∗BCvdc
DR = 34 − v∗RT
vdc, DS = 3
4 − v∗STvdc
(12)
It is important to mention that (12) presents only the
duty cycles of the top and bottom switches of the SSTL
inverter. Based on Table I, the states of the intermediate
switches are defined as the exclusive or of the top and bottom
switches states, i. e. SAR = XOR(SA, SR) and SBS =XOR(SB , SS).
N
SA
SAR
SR
P
C
BA
R
ST
SB
SBS
SS
o
vdc /2
vdc /2
+
+
Fig. 3. SSTL inverter.
135Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
TABLE ISwitching states and output voltages for leg AR
Switching State SA SAR SR vAo vRo1 On On Off +vdc/2 +vdc/22 On Off On +vdc/2 −vdc/23 Off On On −vdc/2 −vdc/2
B. Passive Filters Design and Analysis
The design characteristics of the passive LC filters, i.e.
the resonant frequency and quality factor, have an important
influence on the compensation performance of the HPF.
Usually, the filter inductance and capacitance are defined
based on three guidelines:
1. The resonant frequencies, ωFTOP = 1/√LFTOPCFTOP
and ωFBOT = 1/√LFBOTCFBOT , have to be chosen
around to the frequencies of main harmonic components
to be compensated. Thus, the passive filters alone are able
to partially absorb the desired harmonic components;
2. In order to guarantee low impedance values for
the harmonic components in the vicinity of the
resonant frequencies, the filters quality factors,
QFTOP = (1/RFTOP )(√LFTOP /CFTOP ) and
QFBOT = (1/RFBOT )(√LFBOT /CFBOT ), have to
be minimized. Since the values of RFTOP and RFBOTshould be low to reduce the losses in the HPF, the
aim is to minimize the relations LFTOP /CFTOP and
LFBOT /CFBOT ;3. The rated voltage of each passive filter capacitor should
be higher than a specific value that depends on the dc-link
and grid voltages. This subject is further analyzed in this
section;
4. The capacitances, CFTOP and CFBOT , have to be
chosen to guarantee a specific amount of reactive power
generated by the passive filters at the fundamental
frequency. This subject is further analyzed in this section.
The above guidelines can be used to design any HPF
system. In order to explain the third and fourth guidelines,
the interaction between the two passive LC filters should be
analyzed both in dc and fundamental frequency, as can be seen
in the equivalent circuits in Figure 4.
The dc equivalent circuit of the HPF is shown in Figure 4(a).
Analyzing this equivalent circuit, it is possible to determine the
dc voltage components of the passive filter capacitors. Since
the grid does not present any dc voltage component, it appears
as short-circuits in the equivalent model. Moreover, the
passive filter inductors, LFTOP andLFBOT , can be disregardedin a steady-state analysis. Based on the dc components in
(11), the SSTL inverter can be represented as four dc voltages
sources as shown in Figure 4(a). A careful analysis in the
equivalent circuit results in the follow expressions:
vFR − vFA = vdc2
vFS − vFB = vdc2 .
vFT − vFC = vdc
(13)
Since the capacitors of each phase pair AR, BS and CT are
in series, it can be assumed that their voltages are related as
follows:vFA = −CFBOT
CFTOPvFR
vFB = −CFBOTCFTOP
vFS
vFC = −CFBOTCFTOP
vFT
(14)
Combining (13) and (14), the following relations can be
found:
vFA= −(
CFBOTCFTOP
+CFBOT)vdc2 , vFR
= (CFTOP
CFTOP+CFBOT
)vdc2 ,
vFB= −(
CFBOTCFTOP
+CFBOT)vdc2 , vFS
= (CFTOP
CFTOP+CFBOT
)vdc2 ,
vFC= −(
CFBOTCFTOP
+CFBOT)vdc, vFT
= (CFTOP
CFTOP+CFBOT
)vdc.
(15)
It should be noted that the relations in (15) define only
the dc voltage component present in the capacitors of the
passive filters. There is also a fundamental frequency
voltage component that should be analyzed. The fundamental
frequency equivalent circuit of the HPF is shown in Figure
4(b). Since the SSTL inverter only compensates harmonic
components, i.e. does not generate fundamental frequency
voltages, it can be represented as a short-circuit as well
as the dc-link. Moreover, in the fundamental frequency,
the inductor impedance is negligible when compared to the
capacitor impedance and could be disregarded. Therefore, the
grid phase voltages are applied directly in the capacitors of
+
+-
+-
+-
+-
vdc
-vdc /4
-vdc /4
+vdc /4
+vdc /4
P
N
-+
-+
-+
-+
-+
-+
A
B
C
R
S
T
n
CF
TOP
vF
A
vF
B
vF
C
CF
BOT
vF
R
vF
S
vF
T
(a) Equivalent dc circuit.
CF
TOP
CF
BOT
P
N
-+
-+
-+
-+
-+
-+
A
B
C
R
S
T
n
(b) Equivalent circuit for the fundamental frequency.
Fig. 4. Equivalent circuits of the proposed HPF.
136 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
the passive filters. In short, the rated voltage of each filter
capacitor in the proposed HPF should be higher than the grid
phase voltage plus the dc voltage component defined in (15).
Additionally, in Figure 4(b), it is possible to see that the
capacitors CFTOP are in parallel with the capacitors CFBOT .Thus, the proposed HPF can supply a fixed reactive power
equal to:
QF ≈ 3ω1(CFTOP + CFBOT )V 2PCC , (16)
where ω1 is the fundamental frequency and VPCC is the rms
value of the grid phase voltages at the PCC. The capacitors
rated voltage constrain and the reactive power defined in (16)
are the fourth and the fifth guidelines to be followed when
designing the proposed HPF.
III. DESCRIPTION OF OVERALL CONTROL SYSTEM
The overall control block diagram of the proposed HPF
is shown in Figure 5. It is possible to define three main
subsystems: the top inverter unit control, the bottom inverter
unit control and the shared control block, that is connected to
both top and bottom inverter unit controls. Each unit control
contains feedback and feedforward loops based on the control
system proposed in [32].
A. Top Inverter Unit ControlAs can be seen in Figure 1, the top inverter unit is
connected to the grid through a LC filter tuned on the vicinity
of the 7th harmonic. The control system senses the grid
and load currents to perform the feedback and feedforward
controls, respectively. The top inverter unit is also responsible
to regulate the dc-link voltage using a feedback voltage
controller, although the bottom unit could be used for the same
purpose.
The feedback control of top inverter unit is shown in Figure
5. The first step is to isolate the harmonic components from the
fundamental component of the grid currents. This is achieved
through a d1 − q1 transformation, synchronized with the PCC
voltage vector, and a first order high-pass filter with a cutoff
frequency of 16Hz (both located in the shared control block).
Then, the d1 − q1 inverse transformation (located in the top
inverter unit control) produces the harmonic currents in abcreferential frame, which is amplified by the gain ktop, as
follow:
v∗ABCfb
= ktop · iSABCh (17)
These signals are added to the voltage references produced by
the feedforward control, resulting in the voltage references v∗A,
v∗B , v
∗C for the top inverter unit.
The top inverter unit is also responsible to maintain the
dc-link at a desired value. A proportional plus integral (PI)
controller is used and its output is added to the signal iq1 in
the feedback loop.
The feedforward control is used to compensate only the 5th
harmonic component in the top inverter unit. The purpose is
to make the LC filter, naturally tuned on the 7th harmonic,
absorb all amount of the 5th harmonic. The 5th harmonic
component of the load current is seen as a dc component
in a reference frame synchronized in a frequency five times
the grid frequency. This is performed using a d5 − q5
iSa
iSb
iSc
id1
iq1
high-pass
abc
d q1 1
abc
d q1 1
v*
dc
vdc
PI
id1
~
iq1
~
iLa
iLb
iLc
iLd11
iLq11
abc
d q11 11
iLd11
iLq11
abc
d q11 11
abc
d q1 1
iLa
iLb
iLc
iLd5
iLq5
low-pass
abc
d q5 5
iLd5
iLq5
abc
d q5 5
vPCC(abc)
�1
�5
v*
d11
v*
q11
v*
d5
v*
q5
kbottom
ktop
v*
A
v*
B
v*
C
v*
R
v*
S
v*
T
ZF
TOP
ZF
BOT
�1
�5(-5�
1)
�11(-11�
1)
�1
PLL
�11
�1
Top Inverter Unit Control
Bottom Inverter Unit Control
Shared Control Block
low-pass
Fig. 5. Control block diagram of the proposed HPF.
transformation and a first-order low-pass filter with cutoff
frequency of 16Hz. The feedforward voltage reference is
given by [32]v∗dq5= ZFTOP · iLdq5 , (18)
where
ZFTOP = RFTOP + j(ω5LFTOP − 1ω5CFTOP
). (19)
Therefore, the inverse transformation produces the
feedforward voltage references in abc referential frame, that
are added to the feedback references.
The equivalent single-phase circuit of the proposed system
for the SSTL top unit is given in Figure 6(a) [32]. The top
unit inverter is represented by a voltage source vTOP , the loadis modeled as a current source IL and ZFTOP is the LC filter
impedance of the top unit. The SSTL top unit inverter helps
the passive filter to absorb all amount of 5th and 7th harmonics
of the load current IL. For better understanding, the equivalentcircuit considering only the harmonics of interest is shown in
Figure 6(b), where the ktop virtual resistance represents the
ability of the SSTL top unit to block the harmonic components
injected in the grid. In this scenario, the harmonic current in
the grid is given as follows:
ISh =ZFTOP
ktop + sLS + ZFTOPILh, (20)
where ILh is the load current considering only the 5th and 7th
harmonics. If ktop � |ZFTOP |, the harmonic currents injected
by the load are absorbed entirely by the LC filter. Moreover,
if the value of ktop is considerably high, the risk of resonance
with the grid is avoided [32].
137Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
vS
LS
-
+
iS
iL
vTOP
ZF
TOP
ktop
(a) (b)
iSh
LS
ZF
TOP
iL
h
iF
h
Fig. 6. Equivalent system model: (a) single-phase equivalent circuit
and (b) equivalent circuit only for harmonic components.
B. Bottom Inverter Unit ControlThe bottom inverter unit is connected to the PCC through
a LC filter tuned on the vicinity of the 13th harmonic, as
shown in Figure 1. The control system uses also the grid and
load currents to perform feedback and feedforward controls,
respectively.
A similar procedure is performed for the feedback control
of the bottom inverter unit as shown in Figure 5. However,
there is no dc-link control and the kbottom gain can be
chosen different from ktop, resulting in the following voltage
references:
v∗RSTfb
= kbottom · iSABCh (21)
The feedforward control is used to compensate the 11th
harmonic component in the bottom inverter unit. Then, the
dq transformations are performed using ω11 = −11ω1 and thefeedforward voltage reference and the impedance for the 11th
harmonic are defined as:
v∗dq11
= ZFBOT · iLdq11 (22)
ZFBOT = RFBOT + j(ω11LFBOT − 1ω11CFBOT
) (23)
The same system model analysis performed for the top unit
stands for the bottom inverter unit if the superposition theorem
is used. Therefore, If kbottom � |ZFBOT |, the 11th and 13th
harmonic currents injected by the load are going to sink into
LC filter connected to the bottom unit. On the same way, if
the value of kbottom is considerably high the risk of resonance
between the grid and this LC filter is avoided [32].
IV. EXPERIMENTAL RESULTS
The block diagram of the proposed SSTL HPF prototype is
shown in Figure 7. The quantities measured from the system
are: the grid currents iSABC , the load currents iLABC , thePCC voltages vPCCABC and the dc-link voltage vdc. The
system and control parameters are given in Tables II and III,
respectively.
The hardware platform used to control the SSTL inverter is
a dSPACE development modular system based on a DS1005
processor board and several boards for each special hardware
task, i.e. DS5101 board for PWM generation, DS2004 board
for A/D conversion, DS4002 board for Digital I/O. All boards
are hosted in a dSpace PX10 expansion box that uses the
DS817 board for bidirectional communication with a PC
through optical fibers.
+
Grid 220V
60Hz
vS
LF
TOP
iS
+
LS
Interface
Board
SSTL
Inverter
PWM
1-6
iL
LAC
vPCC
abc( )
iS
abc( )
vdc
iL
abc( )
CF
TOP
Diode
Rectifier
CNC
DS1005 PPC
Controller board
ISA Bus
Control
Desk
Connector
Pannel
DS5101 PPC
Controller boardDS2004 PPC
Controller boardDS4002 PPC
Controller board
S1
S2
RL
R
LF
BOT
CF
BOT
Fig. 7. Experimental setup of proposed transformerless HPF.
TABLE IIExperimental Setup Parameters
Parameter Symbol ValueGrid voltage amplitude (line-to-line) VS 220V
Grid frequency fS 60HzSwitching and sampling frequency fsw , fsamp. 20kHz
Dc-link voltage reference vdc 120VDc-link capacitor of the SSTL inverter Cdc 4700μFTop filter capacitor (7th harmonic) CFTOP 30.7μF
Top filter inductor (7th harmonic) LFTOP 5mH
Bottom filter capacitor (13th harmonic) CFBOT 61.2μF
Bottom filter inductor (13th harmonic) LFBOT 0.8mHTop and bottom filters reactive power QF 1.7kvar
Nonlinear load input inductor LAC 2.5mHNonlinear load dc-link resistor Rload 33Ω
Nonlinear load power Pload 2.5kW
TABLE IIIControl Parameters
Parameter Symbol ValueFeedback loop gain for top unit ktop 11
Feedback loop gain for bottom unit kbot 28
Proportional gain for dc link control kp 1
Integral gain for dc link control ki 5
Due to the nature of the system, some attention should be
given during the prototype startup and its insertion in the grid.
This insertion operation is performed by switches S1 and S2,as shown in Figure 7. When switch S1 is closed, both sets
of LC filters are charged by the grid through a resistor R.After the transient, switch S2 is closed. During the insertion
procedure, all top and middle switches (SA, SB , SAR and
SBS) of the SSTL inverter must be in on state; and all bottom
switches (SR, SS) must be in off state. This is mandatory in
order to avoid a premature charging of the dc-link capacitor.
The experimental results of the proposed HPF based on the
SSTL inverter are shown in Figures 8-14. The results have
been obtained through a oscilloscope and a power analyzer to
identify the harmonic content in the system. All oscilloscope
figures present waveforms for phase a in the following order:
138 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
Fig. 8. Steady-state operation with top and bottom units off: (1) grid
current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A]; (4)
bottom unit filter current [A].
grid current iS , load current iL, top unit filter current iFTOPand bottom unit filter current iFBOT . In order to notice each
inverter unit harmonic compensation capability, the steady-
state performance is presented in four different scenarios:
only with the passive filters; passive filters working with the
top inverter unit on; passive filters working with the bottom
inverter unit on; and passive filters and both inverter units
working together. The performance of both sets of passive
filters, tuned in the 7th and 13th harmonic frequencies, is
shown in Figure 8. The total harmonic distortion (THD) of
the load current is about 24%. It is possible to see, in Figure 9,
the individual contribution of each harmonic component up to
the 50th harmonic, including the harmonic component limits
defined by IEEE 519-1992 [2]. As expected, the harmonic
compensation performance only considering the passive filters
is not sufficient. The operation of the SSTL top inverter unit
with both passive filters is shown in Figure 10. The THD for
phase a has been reduced from 24.8% to 10%. The 5th and 7th
harmonic components have been reduced from 22.5% to 5.6%
and from 7.9% to 4.5%, respectively. Similarly, it is possible
to see, the operation of the SSTL bottom inverter unit in Figure
11. The 11th and 13th harmonic components are reduced to
0.1% and 0.8%, respectively.
Finally, the performance of both inverter units is presented
in Figure 12. The THD of grid currents is about 4% and
all harmonic components have been reduced below the limits
defined by IEEE 519-1992 [2], as can be seen in Figure 13.
Finally, the transient performance of HPF based on the SSTL
inverter with both inverters units on is shown in Figure 14 for
a load step change from zero to 100%. It is possible to see a
stable transient operation, reaching the steady-state after seven
fundamental cycles.
V. CONCLUSIONS
This paper has proposed a transformerless hybrid power
filter topology based on a new six-switch two-leg inverter.
The proposed inverter, divided in two units, is connected in
Fig. 9. Harmonic spectrum of the load current, including the
harmonic component limits defined by IEEE 519-1992 [2].
Fig. 10. Steady-state operation only with the top inverter unit on: (1)
grid current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A];
(4) bottom unit filter current [A].
series with two passive LC filters tuned in different harmonic
frequencies of interest, aiming an improvement in the
harmonic compensation performance with a reduced number
of switches when compared with other dual topologies. A
complete analysis of both inverter and passive filters, including
the guidelines necessary to design the hybrid power filter has
been presented. The control algorithm of the proposed system
improves the performance of both passive filters through
feedback and feedforward compensations and also controls the
dc-link voltage. Experimental tests were carried out, including
the individual response of each inverter unit and the overall
response of the proposed system, proving its feasibility.
ACKNOWLEDGEMENT
This work was supported by the Coordenacao deAperfeicoamento de Pessoal de Nıvel Superior (CAPES) andby the Conselho Nacional de Desenvolvimento Cientıfico eTecnologico (CNPq), Brazil.
139Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
Fig. 11. Steady-state operation only with the bottom unit on: (1) grid
current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A]; (4)
bottom unit filter current [A].
Fig. 12. Steady-state operation with both top and bottom units on: (1)
grid current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A];
(4) bottom unit filter current [A].
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Fig. 13. Harmonic spectrum of the grid current with both top and
bottom units on, including the harmonic component limits defined by
IEEE 519-1992 [2].
Fig. 14. Load transient response with both top and bottom units on:
(1) grid current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current
[A]; (4) bottom unit filter current [A].
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BIOGRAPHIES
Leonardo R. Limongi was born in Recife, Brazil, in 1978.
He received the B.Sc. and M.Sc. degrees in electrical
engineering from the Federal University of Pernambuco,
Recife, Brazil, in 2004 and 2006, respectively. He received
the Ph.D degree from Politecnico di Torino, Torino, Italy,
in 2009. Since 2010, he is working as a professor in the
141Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.132-141, mar./mai.2014
Department of Electrical Engineering at the Federal University
of Pernambuco. His research interests are renewable energy
systems and power quality.
Luiz G. B. Genu was born in Pesqueira, Brazil, in 1988.
He received the B.Sc. degree in electrical engineering from
the Federal University of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2012,
where he is currently working toward the M.Sc. degree. His
research interests are power quality and power electronics.
Luıs R. Silva Filho was born in Tatuı, Brazil, in 1981. He
received the B.Sc. degree in electrical engineering from the
Federal University of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2012,
where he is currently working toward the M.Sc. degree. His
research interests are power quality and power electronics.
Fabrıcio Bradaschia was born in Sao Paulo, Brazil,
in 1983. He received the B.Sc., M.Sc. and Ph.D.
degrees in electrical engineering from the Federal University
of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2006, 2008 and 2012,
respectively. He worked as a visiting scholar at the
University of Alcala, Madrid, Spain, from 2008 to 2009.
Since 2013, he is working as an associate professor in the
Department of Electrical Engineering at the Federal University
of Pernambuco. His research interests are renewable energy
systems and power quality.
Gustavo M. S. Azevedo was born in Belo Jardim, Brazil,
in 1981. He received the B.Sc., M.Sc. and Ph.D.
degrees in electrical engineering from the Federal University
of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2005, 2007 and 2011,
respectively. He worked as a visiting scholar at the
Polytechnical University of Catalunya, Barcelona, Spain, from
2008 to 2009. Since 2014, he is working as an associate
professor in the Department of Electrical Engineering at the
Federal University of Pernambuco. His research interests are
renewable energy systems and microgrids.
142 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
CONTROLE DE POSIÇÃO DE UM MOTOR LINEAR DE PRIMÁRIO CURTO EM SISTEMAS DE TRANSPORTE E PROCESSAMENTO DE MATERIAIS
T. R. Fernandes Neto1, P. Mutschler2, R. S. T Pontes1, V. P. B. Aguiar1
1Universidade Federal do Ceará – Departamento de Engenharia Elétrica, Fortaleza, Brasil 2Darmstadt University of Technology – Department of Power Electronics and Control Drives, Darmstadt, Alemanha
e-mail: tobias@dee.ufc.br
Resumo – O potencial de utilização do motor linear de primário curto em sistemas de transporte e processamento de cargas e materiais é grande, em particular com movimentações que envolvem vários veículos em percursos longos, com alta velocidade, e que requerem muita repetição e precisão na colocação final. A automação de almoxarifados, farmácias e indústrias são as aplicações imediatas deste sistema de transporte. Para implementar esse sistema de transporte, um motor linear foi concebido para operar como motor síncrono ou assíncrono, já que o custo do transporte em longo percurso é reduzido utilizando-se um secundário em gaiola plana ou em placa de reação, ao invés do uso de imãs permanentes. Este artigo tem como objetivo o desenvolvimento de uma estratégia de controle da posição do primário (veículo), a fim de se obter uma regulação de velocidade sem oscilações. Um algoritmo de controle será desenvolvido para ambos os modos de operação, e utiliza a técnica de controle orientado pelo campo. Além disso, será detalhado o comportamento do motor linear no momento da transição entre os modos de operação síncrono e assíncrono. Por fim, diversos testes foram executados para a validação da eficácia da estratégia de controle utilizada.
Palavras-Chave – Controle orientado pelo campo,
Controle de posição, Motor linear.
POSITION CONTROL OF A SHORT PRIMARY LINEAR MOTOR DRIVE
APPLIED IN MATERIAL TRANSFER AND PROCESSING LINES
Abstract – In very long transfer and processing lines
where multiple vehicles traveling at high speed and high positioning repeatability are required, the use of the short primary linear motor drive is proposed. To implement this system, the linear motor was designed for synchronous and asynchronous operation, since the costs can be reduced considerably by using a simple induction rail at the transporting sections, instead of permanent magnets. This study is focused on the position control of a short primary linear motor drive, in order to regulate the speed without oscillations. The implemented control algorithm for both operations is based on the field oriented control, which uses a rotating reference frame. 1
Artigo submetido em 09/09/2013. Primeira revisão em 02/03/2014. Aceito para publicação em 18/05/2014, por recomendação do Editor Henrique A. C. Braga.
Furthermore, the transition control strategy will be discussed based on the vehicle’s position, current and speed responses during the transition between the synchronous and asynchronous operation. Finally, experimental tests are carried out to demonstrate the effectiveness of the employed control strategy.
Keywords - Field Oriented Control, Linear Motor,
Motion Control. I. INTRODUÇÃO
A demanda por sistemas de transporte e armazenamento
de cargas e materiais que requerem grande flexibilidade, resposta rápida e muitas repetições está crescendo constantemente. Os motores lineares são uma solução adequada para esse tipo de aplicação, já que o movimento linear é gerado diretamente, sem a utilização de sistemas mecânicos complexos, sujeitos a elasticidade e desgaste, e isto resulta em um processo com alta eficiência com elevada produção [1]-[2].
Os motores lineares são similares aos motores rotativos, visto que eles transformam energia elétrica em energia mecânica. Eles são compostos por duas partes: o primário, que é responsável em gerar o campo eletromagnético viajante e o secundário, que produz um fluxo magnético através de correntes induzidas ou imãs permanentes. Conseqüentemente, eles são aplicados em vários sistemas transporte de materiais, tais como produção de células solares, indústria eletroeletrônica, processamento de madeira, empacotamento, engarrafamento de líquidos, máquinas ferramentas (torno, fresas, etc.), transporte de container e elevadores [3].
Nos últimos anos, vários artigos sobre motores lineares em aplicações de manipulação de materiais têm sido publicados. A primeira idéia começou com a utilização de um motor linear de indução (MIL) [4]. Esta literatura utiliza o MIL de primário curto em gaiola plana (placa de reação) para investigar sua funcionalidade em sistemas de transporte de material. Nele o primário é a parte móvel que transporta a matéria-prima entre três zonas (transporte, processamento e carga e descarga). A fonte de alimentação é estacionária e o veículo é alimentado através de um cabo. Portanto, nesse sistema o veículo possui um grau reduzido de independência. Em [5], um sistema de transporte linear em uma célula de produção contínua onde o processamento ocorria com máquinas ferramentas é proposto. Ele compara duas topologias de motor linear de primário longo: com fluxo longitudinal e o de fluxo transversal. Em [6], um MIL de primário curto é proposto para o transporte de telas de LCD. Para realizar o transporte sem o atrito entre a roda e a trilho, o veículo é magneticamente levitado através de eletroímãs e
143Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
imãs permanentes. O primário curto é instalado embaixo do veículo (parte móvel) e ele é alimentado através de um sistema de transmissão de energia sem contato. O controle de posição é feito através de um sistema de código de barras.
Um motor linear de primário longo pode ser utilizado com sucesso, desde que o primário seja segmentado ao longo do percurso, o secundário seja passivo e que não haja contato na transmissão de energia entre a parte móvel e a parte estacionária [7]-[10]. O melhor tipo de motor para essas aplicações é o motor linear síncrono com imãs permanentes (MLSIP), pois ele é compacto, possui alta eficiência e permite um maior entreferro comparado com o MIL. Diferentes tipos de arranjos são apresentados em [11]-[12]. Existem duas maneiras de suprir energia ao primário em um sistema de processamento e transporte de materiais que utiliza um motor linear de primário longo. A primeira alternativa é multiplexando mecanicamente ou eletronicamente os inversores que fornecem energia aos primários [13]-[15]. Este conceito possui um número reduzido de inversores (são necessários dois inversores por veículo), mas os custos e a complexidade do sistema aumentam concomitantemente com o tamanho do percurso. A segunda alternativa é alimentar cada primário com um inversor dedicado. Desta maneira, um grande número de segmentos (primários) implica em um grande número de inversores. A distribuição física dos inversores na aplicação produz outras duas possibilidades: a topologia de primário longo com controladores centralizados [16] e a com controladores distribuídos [17].
Outra solução para a redução do custo da via é distribuir os primários de forma descontínua ao longo do trajeto [18]-[19]. No entanto, este tipo de topologia não é recomendado para o uso de múltiplos veículos.
Este artigo tem como objetivo o desenvolvimento de uma estratégia de controle de posição do primário (veículo), a fim de se obter uma regulação de velocidade sem oscilações. Lembrando que o veículo pode operar como uma máquina síncrona ou assíncrona, dependendo da seção que ele se encontra. Não obstante, a principal contribuição a ser descrita será a troca do modo de operação do primário durante o trajeto. A validação do sistema e sua estratégia de controle serão confirmadas através dos resultados experimentais.
O artigo está organizado da seguinte forma: o sistema de transporte e processamento de materiais é descrito na seção II. A seção III descreve o fornecimento de energia ao veículo. O modelo matemático para as operações síncrona e assíncrona é apresentado na seção IV. A seção V apresenta a estratégia de controle utilizada. Resultados experimentais e a descrição do protótipo são expostos na seção VI. A seção VII conclui o artigo.
II. SISTEMA DE TRANSPORTE E PROCESSAMENTO
DE MATÉRIAIS UTILIZANDO O MOTOR LINEAR
Em aplicações como transporte e processamento de materiais existem normalmente duas de zonas: 1) a primeira onde o material é seqüencialmente processado com alta precisão 2) e segunda onde o material é somente transportado. Geralmente, a matéria prima é presa dentro da zona de processamento e é liberada ao fim do processo.
Assim, o tempo de manufatura é substancialmente aumentado. A Figura 1 ilustra um simples exemplo de sistema de transporte e processamento de materiais que utiliza o motor linear, onde as duas zonas podem ser vistas: a zona de processamento (P1...P4), onde alta densidade de força e precisão são requeridas, e a zona de transporte onde veículo trafega com baixa aceleração. Neste sistema a matéria prima é ajustada no início e somente ao final de todo o processamento a matéria prima é liberada para o transporte. Sendo assim, não há ajuste do material durante todo o percurso. Muitos benefícios são alcançados com a utilização dessa topologia, tais como: tempo de manufatura reduzido, resposta rápida, alta precisão, alta produtividade e custo de manutenção reduzido [11].
Fig. 1. Sistema de transporte e processamento de materiais utilizando motor linear de primário curto.
A utilização de sistemas de processamento e transporte de materiais, como o ilustrado na Figura 1, possui os seguintes requisitos: • Os veículos devem trafegar com alto grau de
independência (todos os veículos podem acelerar ou frenar sem qualquer restrição dinâmica).
• Cada veículo deve ser precisamente controlado com a utilização de um sensor de posição dentro na zona de processamento. Dentro da fase de transporte, um sensor com baixa precisão ou um controle sem sensores [20] pode ser utilizado, para reduzir os custos.
• O percurso (trilho) permite a construção de curvas fechadas horizontais e verticais.
Dependendo dos requisitos da aplicação, tais como: número de veículos, tamanho do percurso, máximas aceleração e velocidade, utilização de ambientes com atmosfera controlada, grau de escala e custo, a topologia mais adequada (curto ou longo) deve ser escolhida.
Usualmente em percursos muito longos, onde um grande número de primários e inversores são requeridos, haverá um aumento no custo do sistema, se a topologia de primário longo for selecionada. Por outro lado, a topologia de primário curto utiliza somente um inversor embarcado (ver caixa verde na Figura 2) e o secundário é composto pelo trilho. Conseqüentemente, a topologia de primário curto providencia um trilho de simples construção, que permite curvas verticais e horizontais, e apenas um inversor por
144 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
veículo, reduzindo assim os custos em comparação com a topologia de primário longo. Além do mais, o custo do trilho pode ser reduzido consideravelmente usando placas de reação nas longas zonas de transporte ao invés dos imãs permanentes de terras raras que geralmente são demandados para as zonas de processamento.
A topologia de primário curto possui as seguintes vantagens em relação à topologia de primário longo: • O número de inversores e controladores de veículos
(CV) é igual ao número de veículos. Consequentemente o número de veículos não é limitado como na topologia de primário longo (dois segmentos por veículo) [11].
• Redução na potência reativa no inversor embarcado (ver Figura 2).
• O sensor de posição é preso ao veículo, desta forma cada veículo possui seu próprio sensor, o que facilita o calculo da posição de cada veículo, já que para a topologia de primário longo é necessário distribuir os sensores de posição ao longo da pista. [16]
No entanto, a topologia de primário curto possui a limitação de o veículo ter uma resposta mais lenta, devido ao seu peso (maior inércia). Por outro lado, este sistema é mais flexível no caso de falha do veículo, pois ele pode ser facilmente substituído, assim o sistema volta a operar rapidamente. Este artigo também tem como inovação a transição entre os modos de operação síncrona para assíncrona (vice-versa) aplicada a motores lineares.
III. DESCRIÇÃO DO SISTEMA
A utilização de contatos deslizantes ou esteira porta-cabo
é imprópria para o sistema proposto, onde o veículo deve trafegar em um circuito fechado. Desta forma, a utilização de um sistema de transmissão de energia sem contato permite uma maior flexibilidade de movimento e possibilita construção de curvas fechadas.
Fig. 2. Motor linear alimentado por um sistema de transmissão de energia sem contato.
Como o veículo deve ser alimentado através de um sistema de transmissão de energia sem contato, todos os dispositivos eletrônicos e o CV devem ser embarcados no veículo, como observado na Figura 2. O sistema de transmissão de energia sem contato é composto de um conversor estacionário de média frequência (25 kHz), uma bobina coletora em forma de “U” e um conversor móvel.
Para melhorar a dinâmica do sistema e permitir a partida de todos os veículos ao mesmo tempo, além de absorver a energia gerada durante a frenagem, cada veículo possui a bordo um banco de supercapacitores. Um conversor CC-CC bidirecional é utilizado para conectar este banco com o barramento CC, o fazendo responsável por gerenciar a carga e descarga do banco de supercapacitores. Assim, a eficiência geral do sistema é acrescida devido à utilização conjunta do banco de supercapacitores e o sistema de transmissão de energia sem contato. Além disso, a utilização do banco de supercapacitores reduz o volume e o custo do sistema de transmissão de energia sem contato, contudo o peso, volume e complexidade do veículo também crescem. Por fim, o sistema de transmissão de energia sem contato é responsável por alimentar todos os veículos.
O controlador de tráfego (CT) produz um sinal de referência de posição para todos os veículos e capta as posições atuais transmitidas por cada CV. Estes dados de posição são transmitidos através de uma rede wireless, já que nenhum contato com o veículo é permitido. Na Figura 2 podem ser vistos os dispositivos embarcados (inversor, CV, supercapacitor, etc) que estão representados pela caixa verde.
IV. MODELO MATEMÁTICO DO MOTOR LINEAR
Esta seção apresenta o modelo matemático do motor
linear assíncrono e o motor linear síncrono de imãs permanentes. Para simplificar o modelo, os requisitos abaixo são considerados: • Os efeitos de extremidades são desprezíveis. • A saturação no circuito magnético é desprezível. • Perdas por histerese e correntes parasitas são
desprezíveis. • A máquina é alimentada por uma fonte trifásica
simétrica. • Cada enrolamento do primário é distribuído de modo a
produzir uma força magnetomotriz senoidal ao longo do entreferro, isto é, não existem harmônicas.
A. Sistema de coordenadas arbitrário com referência síncrona
Todos os vetores espaciais do modelo dinâmico são expressos através do sistema de coordenadas arbitrárias síncrona AB, tanto para os modos de operação síncrona como assíncrona, como visto na Figura 3.
A referência síncrona (eixo A) é alinhada com o fluxo enlaçado pelo secundário. Em outras palavras, o fluxo do secundário tem somente a componente no eixo A, e não há componente no eixo B.
Para operação assíncrona, a velocidade síncrona νsinc pode ser expressa através da velocidade mecânica νm e a velocidade do escorregamento ν2, como apresentado em: 2sinc mv v v= + (1)
145Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
Sendo: 2k mβ β β= + (2)
Onde: β2 - Posição angular do escorregamento. βm - Posição angular mecânica medida multiplicada
pelo número de par de pólos. βk - Posição angular do fluxo do secundário.
Fig. 3. Sistema de coordenadas arbitrário síncrona AB, para os modos de operação síncrono e assíncrono.
Enquanto o fluxo enlaçado pelo secundário Ψ2 para operação assíncrona é gerado pelas correntes induzidas no secundário, o fluxo enlaçado pelo secundário para operação síncrona é gerado pelos imãs permanentes Ψpm. Para esse caso o fluxo enlaçado pelo secundário é eletricamente fixado ao eixo direto do secundário (eixo A/d), como visto na Figura 3.
Como a velocidade de escorregamento ν2 para o modo operação síncrona é zero, a velocidade síncrona νsinc do primário e a velocidade mecânica νm possuem o mesmo valor em regime. Consequentemente, a velocidade síncrona e a posição angular do fluxo do secundário βk são dadas em (3) e (4). sinc mv v= (3)
k mβ β= (4) B. Modelo matemático do motor linear assíncrono
As equações da tensão e do fluxo concatenado do primário e do secundário em coordenadas arbitrárias síncrona AB são expressas por: [21,22]
11 1 1 1
sinc
AA A sinc B
du R i v
dtω
π
τ
Ψ= + − Ψ (5)
11 1 1 1
sinc
BB B sinc A
du R i v
dtω
π
τ
Ψ= + + Ψ (6)
( )
2
22 2 20 A
A sinc m B
dR i v
dtω
πν
τ
Ψ= + − − Ψ (7)
( )
2
22 2 20 B
B sinc m A
dR i v
dtω
πν
τ
Ψ= + + − Ψ (8)
1 1 1 2A i A AL i MiΨ = + (9)
1 1 1 2B i B BL i MiΨ = + (10)
2 1 2 2A A i AMi L iΨ = + (11)
2 1 2 2B B i BMi L iΨ = + (12) Onde: Ψ1,Ψ2- Fluxos do primário e secundário. i1, i2 - Correntes de fase do primário e secundário. R1, R2 - Resistências do primário e do secundário. Li1,Li2- Indutâncias do primário e do secundário para
operação assíncrona. u1 - Tensão de fase do primário. ωsinc - Velocidade angular síncrona. ω2 - Velocidade angula do escorregamento.
os termos em subscrito “A,B” indicam as variáveis no sistema de coordenada de referência síncrona AB e o subscrito “i” denota a operação assíncrona.
O Controle Orientado pelo Campo (COC) visa gerar correntes nos enrolamentos estatóricos de tal modo que o fluxo enlaçado pelo secundário esteja sempre perpendicular ao fluxo do primário. Assim o motor assíncrono possui o mesmo comportamento de um motor CC com excitação independente [23]. Para realizar este controle de desacoplamento, o controle deve manter o fluxo enlaçado pelo secundário sempre alinhado com o eixo A e então a componente de fluxo Ψ2B no eixo B será nula.
Assim, com Ψ2B=0 as equações (13) e (14) podem ser obtidas através das equações (7) e (11).
2 12
B Bi
Mi i
L= − (13)
12
2
2
1
AA
i
MiL
sR
Ψ =
+
(14)
Através da equação (8) a relação entre a velocidade de escorregamento ν2 e a relação entre as correntes primárias i1A e i1B são obtidas por:
122
2 1
sec
1
b
i A
undarioT
iRv
L i
τ
π= ⋅ ⋅ (15)
onde: Tsecundario- Constante de tempo do secundário. Uma vez que a velocidade do escorregamento ν2 é
determinada, a posição angular do fluxo secundário βk é igual a:
1
sec 1
1 bk m
undario A
idt
T iβ β= + (16)
146 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
Como a posição angular mecânica do secundário é obtida por um encoder, a posição angular do fluxo do secundário é determinada por (16).
A força eletromagnética gerada é expressa por:
( )2 1 2 1
3 2
2 2in A B B A
pF M i i i i
π
τ= − (17)
Finalmente, usando (13) e (11) em (17) a força eletromagnética gerada pode ser reescrita como:
2 1 12
3 2
2 2in A B if Bi
p MF i k i
L
π
τ= Ψ = (18)
Onde: kif - Constante de força para o modo de operação
assíncrono. C. Modelo matemático do motor linear síncrono
Para o motor síncrono o fluxo enlaçado pelo secundário é alinhado a referência fixada no secundário (ver Figura 3), assim o fluxo gerado pelos imãs permanentes Ψpm gira com a velocidade síncrona.
Consequentemente, as relações entre o sistema de coordenadas arbitrárias AB e o sistema de coordenada dq são apresentadas em (19).
1 1 1 1
1 1 1 1
,
,A d B q
A d B q
i i i i
u u u u
= =
= = (19)
Todas as variáveis em subscrito “d,q” são utilizadas para o sistema de coordenadas dq ilustrado na Figura 3.
Para o modo de operação síncrono, a velocidade síncrona é igual à velocidade mecânica multiplicada pelo número par de pólos, (νsinc=νm).
Então, as equações podem ser escritas como: [24]
11 1 1 1
sinc
AA A m B
du R i
dtω
πν
τ
Ψ= + − Ψ (20)
11 1 1 1
sinc
BB B m A
du R i
dtω
πν
τ
Ψ= + + Ψ (21)
Como o fluxo do secundário é gerado pelos imãs permanentes, e é diretamente alinhado ao eixo A, o fluxo secundário no eixo B é zero. Então, os fluxos concatenados do secundário são definidos pelas equações (22) e (23).
1 1 1A s A pmL iΨ = +Ψ (22)
1 2 1B s BL iΨ = (23) Onde: Ls1, Ls2- Indutâncias do primário e do secundário para o
modo de operação síncrono. e as variáveis em subscrito “s” indicam a operação síncrona.
A força eletromagnética gerada é expressa por:
( )( )1 1 2 1 1
3 2
2 2sn pm B s s B A
pF i L L i i
π
τ= Ψ + − (24)
Em (24) a força eletromagnética pode ser separada em duas outras componentes: uma componente de relutância e uma componente de excitação. Para o motor síncrono sem pólos salientes, ambas as indutâncias secundárias são aproximadamente idênticas (Ls1=Ls2). Então, a força eletromagnética é representada a seguir:
1 1
3 2
2 2sn pm B sf B
pF i k i
π
τ= Ψ = (25)
Onde: ksf - Constante de força para o modo de operação síncrono.
V. ESTRATÉGIA DE CONTROLE DA POSIÇÃO
O percurso consiste em duas diferentes seções (imãs
permanentes e uma placa de reação), então, especialmente durante a transição entre a operação síncrona e operação assíncrona, uma estratégia de controle adequada é requerida para manter a velocidade constante. Devidos os dois modos de operação e às diferentes posições angulares do fluxo do secundário durante a transição é importante a determinação da posição γ (ver Figura 4), que indica o ponto onde o motor deve mudar de operação (MLSIP MIL). A melhor posição para troca de operação (γ) é encontrada experimentalmente de tal maneira que a força aplicada ao motor gere um mínimo distúrbio na velocidade. Em outras palavras, se o modo de operação for comutado tardiamente, não haverá uma força suficiente para garantir que a velocidade permaneça constante durante a transição.
Fig. 4. Área de transição.
Para o modo de operação síncrono, é utilizada somente a componente de corrente i1B, enquanto no modo de operação assíncrono, ambas correntes (i1A e i1B) são injetadas. No momento da transição, a maior parte da força deve ser gerada com o primário operando no modo síncrono, já que o modo assíncrono requer mais potência, ocasionando maiores perdas para o mesmo nível de força gerada. Definitivamente, o modo de operação assíncrono deve ser ativado o mais tarde possível. Diante do exposto, a posição γ foi fixada para que as variações de velocidade no veículo sejam mínimas.
Baseado nos critérios descritos, vários testes experimentais foram executados e então foi determinado que o modo de operação fosse alternado quando 64% do comprimento do veículo estiver sobre a placa de reação. Portanto, a posição encontrada foi de γ=209 mm.
O diagrama de bloco da estratégia de controle é mostrado na Figura 5.
Dependendo da posição do veículo, os blocos para o controle MLSIP-COC (caixa amarela) ou MIL-COC (caixa azul) são ativados. Em cada caso, há duas malhas internas para o controle de corrente, dois controladores de velocidade e apenas um controlador de posição para ambos os modos. A corrente de magnetização (i1A ) é controlada para manter o fluxo do secundário constante (modo síncrono i1A=0 e modo assíncrono i1A>0), e a corrente i1B é regulada para ajustar a força eletromagnética produzida. Os controladores de velocidade e corrente são controladores do tipo proporcional-integral (PI) anti-windup [25] e o controlador de posição e um simples controlador proporcional.
147Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
Para partir o motor linear com o controle de campo, a informação da posição é necessária para orientação do sistema de coordenadas síncrona, para a determinação da velocidade e da posição. O caixa cinza (ver Figura 5) representa o algoritmo de controle implementado no processador digital de sinais (DSP). Durante o período de transição, a corrente i1B é regulada pra acelerar e frear o veículo, evitando oscilações.
Fig. 5. Diagrama de bloco da estratégia de controle de posição.
A. Veículo trafegando dentro da zona de processamento Quando o veículo está trafegando sobre os imãs
permanentes, o controle MLSIM-OCC é ativado. Então, a chave de transição (I/II) está na posição “I”, a posição e a velocidade são calculadas pelo bloco “cálculo do ângulo βm, velocidade e posição”, utilizando as informações recebidas do encoder incremental que possui uma resolução de 200 pulsos por milímetro. Além disso, o ângulo do escorregamento é nulo, e os parâmetros dos controladores de corrente e velocidade são os determinados para o modo de operação como motor linear síncrono. A posição angular do fluxo do secundário é βk=βm, já que o fluxo secundário é alinhado ao eixo de direto do secundário. B. Veículo trafegando dentro da zona de transporte
Quando o veículo deixa a zona de processamento (MLSIP MIL) e está na posição γ, a chave é comutada para a posição “II”, a seguir o controlador injeta a corrente de magnetização i1A em seu valor nominal e o ângulo de escorregamento é calculado utilizando as correntes i1A e i1B medidas. Conseqüentemente, a posição angular do fluxo do secundário é a soma dos ângulos βk=βm+β2. Neste momento os controladores de corrente e velocidade utilizam os parâmetros do motor linear assíncrono.
Na extremidade da zona de processamento (MLSIP MIL), a força de relutância começa a se elevar,
então a componente de corrente responsável pelo controle da força eletromagnética gerada (i1B) precisa ser aumentada para evitar uma queda na velocidade. Por outro lado, quando o veículo adentra a zona de processamento (MIL MLSIP), o veículo é fortemente atraído pelos imãs aumentando a velocidade do veículo. Então, a corrente i1B é controlada para frear o veículo suavemente.
VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
Foi construído um protótipo de um sistema de
processamento e transporte de materiais com um motor linear curto baseado na proposta descrita na seção II. O sistema possui um percurso dividido em duas zonas e tem apenas um veículo. As unidades de controle e o sistema de armazenamento de energia (banco de supercapacitores) estão a bordo do veículo. O motor linear utilizado foi fabricado pela Baumüller. O primário foi montado em baixo do veículo com mostrado na Figura 6.
Dentro da zona de processamento, o secundário utiliza segmentos de imãs permanentes enviesados. O segmento tem uma culatra com 8mm de espessura e é composto por quatro imãs com 4mm de espessura. A zona de processamento será composta por onze desses segmentos. Para a zona de transporte, a placa de reação é formada por duas camadas: a primeira camada é uma chapa de cobre com 1mm de espessura e a segunda é uma chapa de aço com 10mm de espessura. Ambas as chapas foram aparafusadas e instaladas entre as guias como mostrado na Figura 6. Consequentemente, têm-se dois tipos de secundário ao longo do percurso, podendo o motor linear operar como máquina síncrona ou assíncrona. A Tabela I contém os parâmetros adquiridos experimentalmente do motor linear para o modo de operação síncrono e assíncrono.
A estrutura mecânica foi construída utilizando perfis de alumínio do fabricante Minitech. No total o sistema proposto de transporte e processamento de materiais possui 3,3m de comprimento. Mais detalhes construtivos do sistema, do veículo e do primário estão contidos na Tabela II. O veículo move-se ao longo de uma guia na tentativa de manter o entreferro sempre constante. O veículo possui um sistema com quatro rodas que permitem apenas o movimento no eixo horizontal.
Dentro da zona de processamento é requisitada uma alta precisão, desta forma foram utilizados um encoder incremental magneto-resistivo e uma escala magnética com um polo fixo de 1 mm. O encoder foi preso no veículo e possui uma resolução de 200 incrementos por mm (5 m). A escala magnética foi instalada ao longo da guia, como mostrado na Figura 6b.
A fonte de alimentação do veículo é composta por um sistema de transmissão de energia sem contato do tipo MOVITRANS® da SEW-EURODRIVE de 4 kW, um conversor móvel CC-CC bidirecional de 4kW com uma freqüência de comutação de 15kHz e um inversor de mesma potência com uma freqüência de comutação de 10kHz. A tensão do barramento CC é de 500 V. O controle foi implementado em um DSP da Texas Instrument do tipo TMS320F2812 de 150 MHz a com um período de amostragem de 100us. O DSP foi utilizado para o controle do
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motor e o gerenciamento de energia do banco de supercapacitores.
Fig. 6. a) Estrutura mecânica. b) Foto do protótipo.
TABELA I Parâmetros do motor linear para diferentes modos
Modo de operação síncrono
Corrente nominal (Isn)
3,0 A Constante de força (ksf) 83,05 N/A
Resistência do primário (R1)
3,9 Ω Entreferro (γs) 2 mm
Indutância de fase (Ls1)
31,8 mH Comprimento do
secundário (ls) 1584 mm
Modo de operação assíncrono Corrente nominal
(Iin) 4,18 A
Constante de força (kif) 44,24 N/A
Resistência do secundário (R2)
16,94 Ω Entreferro (γi) 1 mm
Indutância própria do primário (Li1)
99 mH Indutância mútua (M) 67 mH
Indutância própria do secundário (Li2)
81 mH Comprimento do secundário (li)
1584 mm
Os resultados relativos à velocidade foram calculados através da derivada numérica da posição (obtida do encoder) [26]. Como a derivada gera muito ruído um filtro digital foi implementado, o que possivelmente pode ocultar transientes da velocidade real.
TABELA II Dados da estrutura mecânica, do veículo e do primário
Passo polar do primário (τ)
36mm Dimensões do
primário 326x105x42 mm
Numero de pólos (2p)
8 Peso do primário 7.8Kg
Comprimento da pista
3300 mm Comprimento da
estrutura do veículo 353 mm
Largura do estrutura da pista
730 mm Largura do veículo 712 mm
Peso do veículo + dispositivos/equipa
mentos abordo 53,7 kg
Peso da estrutura mecânica do
veículo 9,8 kg
Os testes foram realizados para simular uma suposta situação onde o veículo deixa a zona de processamento, então trafega na zona de transporte, porém ele deve esperar por alguns segundos dentro zona de transporte, até que a próxima estação processamento seja liberada, e então partir novamente em direção a esta próxima zona de processamento.
De modo a testar o desempenho da estratégia de controle de posição, uma posição de referência (x*=2,8m) foi enviada para o veículo. Então, o veículo parte dentro da zona de processamento na posição inicial (x =0m), no tempo t0, e atinge a área de transição no momento t1, como ilustrado na Figura 7.
Neste momento, a força de relutância entre o primário e os imãs começa a crescer lentamente, diminuindo a velocidade do veículo, como observado na Figura 8 (primeira transição). Com o passar do tempo a área que cobre os imãs diminui, reduzindo o fluxo concatenado. Portanto, para manter a mesma força aplicada ao veículo é necessário aumentar a corrente i1B, como visto na Figura 8.
Fig. 7. Posições do veículo durante o ensaio.
Quando a posição γ é alcançada no tempo t2, então o MIL-COC é iniciado pela mudança da chave para a posição “II”. Foi observado que durante o MIL-COC a resposta da corrente i1B, que neste momento compensa a força de relutância, é maior que a corrente aplicada durante a operação MLSIP-COC. Isto ocorre devido à constante de força para o MIL (kif) ser metade da constante de força para o MLSIP (ksf), como descrito na Tabela 1. O MIL-COC é iniciado quando a corrente de magnetização i1A é injetada (t2). Nesse momento, a velocidade cai mais uma vez. Entretanto, entre o intervalo de tempo Δt=t3-t2, a velocidade do veículo é rapidamente compensada pelo controlador de corrente, como mostrado na Figura 8 (primeira transição). Finalmente, o veículo cobre somente a placa de reação (t3), em razão disso a força de relutância cai a zero, aumentando a velocidade do veículo, como mostrado na Figura 8 (primeira transição). Depois de deixar a zona de processamento, a
149Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
corrente é controlada para manter a velocidade constante em 1m/s.
No tempo t4, o veículo recebe o novo comando de posição (x*=0m) e dirige-se agora em direção a posição inicial. Ele atinge novamente a borda da zona de transporte no tempo t5
como observado na Figura 8 (segunda transição). Nesse momento, o veículo começa a ser atraído pelos imãs permanentes, aumentando a velocidade do veículo, como mostrado ampliado na Figura 8. Então, o veículo é freado lentamente (valor positivo da corrente i1B). Essa força produzida para frear o veículo é gerada somente pela parte II (ver Figura 4). Quando o veículo possui 36% do seu comprimento sobre a zona de processamento, a chave muda para a posição “I” no tempo t6, a corrente de magnetização torna-se zero e o MLSIP-COC é iniciado. Como a força
gerada pelo modo de operação síncrono é maior que a modo de operação assíncrono, a corrente i1B cai rapidamente, como observado na Figura 8 (segunda transição).
No tempo t6, a velocidade começa a crescer novamente, já que uma fração não controlada da força é gerada pela parte II do veículo. Isso ocorre até que a componente de fluxo Ψ2A decaia a zero [27]. Essa força é somada à força produzida pela parte I. Para controlar essa força o controlador de corrente tenta compensar esse acréscimo de velocidade freando o veículo durante Δt=t7-t6 (ver Figura 8). Por fim o veículo esta localizado apenas sobre a zona de processamento no tempo t7. A queda de velocidade mostrada na Figura 8 ocorre devido à transição da corrente do valor positivo (frenagem) para o negativo (aceleração).
Para este teste, a velocidade foi limita a 1m/s, a corrente
Fig. 8. Medidas da posição, velocidade e corrente para o ensaio realizado.
150 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.142-151, mar./mai.2014
i1B foi limitada a 8A e a corrente de magnetização a i1A=3.6A. Com todos os resultados apresentados, pode-se observar que a velocidade foi mantida constante, com pequenas oscilações. Os distúrbios ocorridos na área de transição foram na ordem de 3% da velocidade nominal.
IV. CONCLUSÕES
Este artigo teve como objetivo o controle de posição de um motor linear de primário curto aplicado a um sistema de transporte e processamento de materiais. Além disso, buscou-se em contribuir com novas idéias para utilização desse tipo de topologia, já que ela possui um grande grau de escala, um custo reduzido, uma estrutura mecânica simplificada e não há limitação na quantidade de veículos operantes no sistema.
A utilização do motor linear de primário curto permite que curvas verticais e horizontais sejam facilmente construídas, já que o secundário é feito de uma placa de reação ou imãs permanentes estacionários. Desta maneira, o custo final para uma aplicação que possui um longo percurso pode ser reduzido, pois se utiliza somente a placa de reação nas zonas de transporte (zona de velocidade de tráfego constante), evitando o uso dos caros imãs permanentes em todo percurso. Esta topologia possui a desvantagem da potência do sistema de transmissão de energia sem contato ser limitada para uma aplicação com múltiplos veículos. Este empecilho foi solucionado com a utilização de um banco de supercapacitores a bordo do veículo, que deve fornecer energia a cada veículo durante a aceleração, compensando a limitação de potência do sistema de transmissão de energia sem contato. Além disso, ele é utilizado para recuperar a energia cinética durante a frenagem, aumentando a eficiência geral do sistema.
Ao longo de todo percurso foi instalado uma escala magnética, para obter-se alta precisão de posicionamento. Como a escala foi instalada em todo percurso, todos os veículos podem parar dentro da zona de transporte, no caso em que a próxima zona de processamento estar ocupada, esperando até que ela seja liberada.
A estratégia de controle foi desenvolvida para controlar quedas bruscas na velocidade, garantir uma boa resposta e um baixo consumo de energia, quando o veículo se desloca entre as zonas. Desta maneira a utilização do motor linear de primário curto torna-se uma boa escolha em aplicações de manipulação e transporte de materiais com um longo percurso, baixa densidade de veículos e moderada aceleração.
Para a utilização do sistema apresentado com múltiplos veículos, o sistema de comunicação entre o veículo e o controlador de tráfego deve ainda ser desenvolvido.
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DADOS BIOGRÁFICOS
Tobias Rafael Fernandes Neto nascido em Fortaleza-CE, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade de Fortaleza em 2004, e mestrado pela Universidade Federal do Ceará em 2007. Finalizou o doutorado pela Darmstadt University of Technology – Alemanha em junho de 2012. Desde dezembro de 2013 é bolsista de desenvolvimento cientifico regional da FUNCAP/CNPq no Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Ceará. Suas áreas de interesse são acionamento de máquinas elétricas, motores elétricos e automação industrial. Peter Mutschler nascido na Alemanha em 1944. Possui diploma e doutorado em Engenharia Elétrica pela Darmstadt University of Technology – Alemanha em 1969 e 1975 respectivamente.
Durante 1975 e 1988 atuou como pesquisador na Brown Boveri Company, Mannheim, Alemanha (atual ABB). Trabalhou na área de controle microprocessados e proteção de equipamentos, para uma grande variedade de aplicações, tais como inversores de freqüência utilizados em trens e VLTs, controle de motores em geral e gerenciamento de energia de banco de baterias utilizado em carros elétricos. Em 1988, tornou-se professor titular da Darmstadt University of Technology e foi o diretor do Department of Power Electronics and Control of Drives. Suas áreas de interesse são controle e comunicação de sistemas de acionamentos de máquinas elétricos, motores lineares, conversores, controle de fontes renováveis de energia e aquecimento por indução eletromagnética em alta freqüência. Ricardo Silva Thé Pontes nascido em Fortaleza-CE, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal do Ceará em 1979 e mestrado pela Universidade de Brasília em 1983. Recebeu o título de doutor pela Universidade Federal de Uberlândia em 2003. Desde 1979, é professor associado do Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Ceará. Suas áreas de interesse são acionamento de máquinas elétricas, motores elétricos, aterramentos elétricos e eficiência energética. Victor de Paula Brandão Aguiar nascido em Fortaleza-CE, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal do Ceará em 2006, e mestrado pela Universidade Federal do Ceará em 2008. Atualmente é doutorando pela Universidade Federal do Ceará. Desde 2009 é professor da Universidade Federal Rural do Semi-Árido. Suas áreas de interesse são acionamento de máquinas elétricas, motores elétricos e eficiência energética em sistemas motrizes industriais.
152 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.152-162, mar./mai.2014
CONTROLE DA POTÊNCIA GERADA EM MICRORREDES AUTÔNOMAS EISOLADAS COM FONTES DE ENERGIA RENOVÁVEIS E SISTEMA DE
ARMAZENAMENTO COM BANCOS DE BATERIAS
José Gomes de Matos, Luiz Antonio de Souza Ribeiro e Felipe Simões Freitas e Silva Instituto de Energia Elétrica – Universidade Federal do Maranhão – IEE-UFMA
Avenida dos Portugueses, 1966, Bacanga, CEP 65.080-805 – São Luís - MA E-mails: gomes@dee.ufma.br; luiz_ribeiro@dee.ufma.br; simoesfs@gmail.com
Resumo - Este trabalho apresenta uma nova estratégia para controlar a potência gerada por fontes de energia renováveis conectadas à microrredes autônomas e isoladas, que utilizam sistema de armazenamento a base de banco de baterias. O principal objetivo da estratégia de controle proposta é manter o balanço de energia dentro da microrrede para que a integridade dos bancos de baterias seja garantida, mesmo quando houver potencial para geração de mais energia do que a carga pode consumir e os bancos de baterias são capazes armazenar. Essa meta é alcançada controlando a quantidade de potência gerada dentro da microrrede, sem dissipar eventual excesso de energia gerada em cargas resistivas auxiliares e sem utilizar qualquer comunicação física entre os sistemas de controle dos conversores de potência envolvidos. A frequência elétrica da microrrede é utilizada para informar quanta potência cada fonte de energia pode gerar para que a tensão dos bancos de baterias seja mantida abaixo do seu valor máximo permitido. Um método de controle droop modificado é proposto para implementar esse tarefa.
Palavras-Chave – Banco de Baterias, Controle de Potência, Estado de Carga, Fontes Renováveis de Energia, Microrredes, Turbinas Eólicas.
POWER CONTROL IN AC AUTONOMOUS AND ISOLATED MICROGRIDS WITH
RENEWABLE ENERGY SOURCES AND BATTERY BANKS
Abstract – This paper presents a new strategy to control the power generation from existing energy sources in autonomous and isolated Microgrids with energy storage system based on battery banks. The primary subject of the proposed control strategy is to keep the energy balance into the Microgrid, in order to control the battery banks integrity even when more power can be generated than loads can consume. This goal is achieved by controlling the generated power inside the Microgrid, without using dump load or any physical communication among the power converters or individual energy source controls. The electrical frequency of the Microgrid is used to
Artigo submetido em 03/12/2013. Primeira revisão em 24/03/2014. Aceito para publicação em 18/05/2014, por recomendação do Editor Henrique A. C. Braga.
indicate the amount of power the energy sources need togenerate in order to maintain the battery-banks voltagebelow its maximum permissible value. A modified droopcontrol is proposed to implement this task.
1
Keywords - Battery Bank, Microgrids, Power Control,Renewable Energy Sources, State of Charge, WindTurbines.
I. INTRODUÇÃO
Em vários lugares do mundo um número significativo depessoas que vivem em áreas remotas ou isoladas ainda não temacesso pleno à eletricidade [1]. No Brasil isso correprincipalmente em comunidades residentes em ilhas. Nesseslugares o fornecimento de energia elétrica geralmente tem sidofeito através de geradores a diesel e somente em períodoparcial de 4 horas por dia, compreendidas das 18:00 h às 22:00h. A implantação de redes de distribuição de energia elétricacomercial nesses locais tem sido dificultada por falta deviabilidade técnica e/ou econômica. Logo, mostra-senecessário o desenvolvimento de sistemas de geração locaispara suprir energia elétrica a essas comunidades, visandomelhorar a qualidade de vida e o Índice de DesenvolvimentoHumano (IDH) das mesmas. Felizmente, em muitos desseslugares, como nas ilhas oceânicas, há fontes renováveis deenergia (FRE), especialmente radiação solar e vento. Portanto,esses recursos renováveis podem ser utilizados para formarmicrorredes isoladas para atender às necessidades de energiadessas comunidades, como reportado em [2]-[5].
Devido à natureza intermitente das FRE, a exigência decontinuidade do serviço de suprimento de energia elétrica e aoperação autônoma dessas microrredes isoladas, algum tipode sistema de armazenamento de energia (SAE) é semprenecessário. Embora existam várias diferentes formas de searmazenar energia, em aplicações práticas, os bancos debaterias eletroquímicas, principalmente os do tipo chumbo-ácido, têm sido utilizados, basicamente por razõeseconômicas. Um gerador a diesel (GD) também é geralmentenecessário como fonte de backup para suprir energia quandohá redução ou falta de geração a partir das FRE por períodosprolongados e o estado de carga (EDC) do banco de bateriasatingir um nível crítico.
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As comunidades isoladas formam aglomerados do tipo vilas com as moradias geralmente dispersas sobre uma determinada área, que pode ser relativamente extensa. Nesses casos, uma topologia de rede em corrente alternada (CA), que permita a interligação das fontes de potência de forma distribuída, conforme ilustrado no exemplo da Figura 1, é desejável. Nessa figura CFR é um conversor formador da rede, que neste exemplo é aquele conversor com fluxo de energia bidirecional. Ele é responsável por formar a microrrede à qual os outros conversores serão conectados. Embora na Figura 1 este conversor esteja conectado ao banco de baterias, nada impede que o sistema de armazenamento seja formado por outro dispositivo. CSR é um conversor supridor da rede, o qual é conectado a uma FRE. Neste exemplo, estes conversores não podem operar como formadores de rede uma vez que os mesmos estão conectados à fontes de energia renováveis que, por natureza, são intermitentes. WT é uma turbina eólica. PV é um painel fotovoltaico. BB é um banco de baterias e Zi,j é a impedância do circuito (linha) entre a barra i e a barra j. Essa topologia permite conectar as fontes de potência ou geradores à rede elétrica próximo do local onde a energia é consumida, reduzindo os custos com cabeamento, por exemplo. As perdas elétricas globais do sistema também podem ser reduzidas, se uma comparação é feita com outras topologias tradicionais, em que todas as fontes são conectadas a um barramento concentrado, do tipo CC ou CA.
Fig. 1. Exemplo de topologia de microrrede com as fontes de potência distribuídas.
Uma questão crucial relacionada com microrredes autônomas e isoladas, que possuem fontes renováveis, cargas e bancos de baterias distribuídos, é controlar a potência que é gerada internamente para que o balanço de energia no sistema seja mantido sob controle, mesmo quando há potencial para geração de mais energia do que a carga pode consumir e o banco de baterias ainda é capaz de armazenar. Isso é essencial para que a tensão terminal do banco de baterias seja limitada a um valor seguro e, consequentemente, o estado de carga do mesmo também seja controlado.
O controle do balanço interno de energia pode não ser uma tarefa fácil quando a microrrede possui fontes de energia conectadas fisicamente distantes do local onde está instalado o banco de baterias. Uma possível solução tem sido utilizar cargas resistivas auxiliares (“dump loads”) para dissipar o excesso de potência gerada, conforme apresentado em [6], [7]. Essa solução tem a desvantagem de utilizar componentes físicos adicionais ao sistema, geralmente de potência nominal da mesma ordem daquela das fontes renováveis existentes, o
que aumenta o custo de implantação, reduz a vida útil do sistema e torna mais complicada a operação e manutenção do sistema de geração. Uma segunda alternativa consiste em utilizar um sistema de comunicação física entre os conversores de potência para informar aos seus sistemas de controle a respeito do balanço interno de energia na microrrede. Esse sistema de comunicação também deve informar a quantidade de potência que cada conversor precisa gerar para manter esse balanço de energia sob controle. A despeito da sua simplicidade, essa solução tem a desvantagem de reduzir a confiabilidade do sistema de geração, uma vez que a sua operação passa a ser dependente de um sistema físico de comunicação.
Uma solução para integrar um sistema de armazenamento com bancos de baterias em uma microrrede é proposta em [8]. Essa solução considera que todas as fontes de potência da microrrede operam como fontes de tensão e seguem a estratégia convencional de controle droop [9], [10]. Quando o estado de carga do banco de baterias tende para o seu limite máximo, a frequência de referência do sistema, previamente determinada com base na estratégia de controle droop, é incrementada de um determinado valor. Esse incremento de frequência implica numa redução na potência que é gerada pelas demais fontes, tendo como consequência uma redução na potência que é absorvida pelo banco de baterias. A solução funciona com fontes de potência despacháveis, como, por exemplo, geradores a diesel, mas não é efetiva para fontes intermitentes como as fontes renováveis, que geralmente operam segundo um algoritmo de máxima produção de potência (MPP), sem seguir a estratégia de controle droop, sendo interligadas à microrrede como fontes de corrente. No caso do conversor de interface da fonte intermitente ser interligado à microrrede como fonte de tensão, adequações precisão ser feitas na estratégia de controle, para compatibilizar a dinâmica rápida do algoritmo de MPP com a dinâmica relativamente lenta do controle droop, geralmente usado nesse tipo de topologia [20].
Este trabalho propõe uma estratégia alternativa para controlar a potência gerada dentro de uma microrrede isolada com fontes renováveis de energia conectadas de forma distribuída ao longo da mesma. A proposição é controlar a tensão terminal dos bancos de baterias existentes abaixo ou igual ao máximo valor seguro de tensão permitido para os mesmos. Isso é feito limitando-se a quantidade de potência que cada fonte de energia pode gerar a cada instante, conforme mostrado em [11]. A frequência da rede é usada para caracterizar o estado de carga do banco de baterias e quantificar para os sistemas de controle dos conversores quanta potência eles precisam ou podem gerar para manter controlado o balanço interno de energia na microrrede. O controle da tensão terminal dos bancos de baterias implica indiretamente no controle do estado de carga dos mesmos.
O trabalho está organizado como segue. Na Seção II é apresentada uma microrrede simples, formada por um conversor formador de rede e por um conversor supridor de rede, a qual servirá para demonstrar a viabilidade da estratégia proposta. Na seção III é detalhado o funcionamento do conversor formador de rede. Na secção IV é descrito o funcionamento do conversor supridor de rede. A seção V descreve a modelagem da estratégia de controle proposta. Os
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resultados experimentais são mostrados na seção VI e na seção VII são apresentadas as conclusões.
II. DESCRIÇÃO DA MICRORREDE ESTUDADA
A Figura 2 ilustra o diagrama simplificado de uma microrrede que é utilizada para explicar o funcionamento da estratégia de controle que é proposta neste trabalho. Ela é composta de um CFR, alimentado por um banco de baterias, e um CSR, que é interligado a uma turbina eólica acoplada a um gerador síncrono a imãs permanentes (GSIP), de passo fixo e velocidade variável. A simplicidade deste sistema é útil para mostrar a exequibilidade da estratégia de controle proposta, porém sem perda de generalidade quanto a sistemas mais complexos.
Fig. 2. Circuito de potência da microrrede estudada.
O CFR é um circuito bidirecional composto por um inversor PWM trifásico e por um conversor CC-CC, que trabalha no modo buck quando o banco de baterias está sendo carregado e no modo boost quando o banco de baterias está sendo descarregado. O inversor PWM serve para controlar o valor eficaz e a frequência da tensão da microrrede. O conversor CC-CC é usado para controlar a tensão do barramento CC do inversor e também o processo de carga e descarga do banco de baterias.
O conversor supridor da rede é usado para controlar a potência que é gerada a partir da fonte de energia renovável. Neste exemplo em particular, é utilizada a topologia convencional do tipo back-to-back para o CSR [12]. Ele é composto de um conversor PWM localizado do lado da rede (CLR) e de um conversor PWM localizado no lado do gerador (CLG). O CLR é usado para controlar a tensão no barramento CC do conversor back-to-back. O CLG é usado para controlar a potência gerada pela turbina eólica, de acordo com um algoritmo de busca do máximo ponto de produção de potência (MPPT).
III. CONVERSOR FORMADOR DE REDE
A. Controle da Tensão e Frequência da Rede O controlador de tensão da rede é implementado em um
sistema de eixos de referência sincronizado com o vetor de tensão da rede e com o eixo-q alinhado com esse vetor. O modelo do filtro no lado delta do transformador (ver Figura 2) é utilizado como ponto de partida para projetar as malhas de controle do CFR. O diagrama de blocos desse
modelo é mostrado na Figura 3, sendo: a resistência série equivalente do indutor de filtro ; a frequência da rede em rad./s, o sobrescrito “ ” denota variáveis no sistema de eixos de referência ; e as correntes no lado delta de ;
a capacitância equivalente por fase do filtro e é igual a ; e as tensões sobre a capacitância do filtro e o
subscrito denota variáveis de saída do inversor PWM do CFR. Todos os diagramas de blocos usados neste trabalho usam o operador .
Fig. 3. Diagrama de blocos do filtro no sistema de referência síncrono .
Com base neste modelo, uma malha interna de corrente e uma malha externa de tensão foram projetadas, conforme ilustrado na Figura 4. Nesta figura, “^” denota grandezas estimadas, é usada para desacoplar as perturbações provocadas pelas correntes de carga e e a perturbação devido aos acoplamentos cruzados de e , os quais são introduzidos pelo modelo . significa segurador de ordem zero. Fundamentalmente, a corrente sobre a indutância
é controlada para regular a tensão sobre a capacitância [9].
Fig. 4. Diagrama de blocos do controlador de tensão da rede.
A Figura 5 mostra o modelo de análise para desacoplamento das entradas de perturbações sobre a malha de controle da tensão de eixo q. Nesse modelo a malha interna de corrente é representada por um sistema equivalente de
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primeira ordem, designada na figura pela função de transferência , com largura de faixa . O termo
representa a entrada equivalente de perturbação, que leva em conta a corrente de carga e o acoplamento cruzado do modelo .
Fig. 5. Diagrama de blocos de análise para desacoplamento das perturbações.
A determinação de é baseada numa aproximação amostrada da perturbação, conforme apresentado na Figura 5. O princípio básico para dedução de uma expressão para
é impor a condição de que o efeito das perturbações é nulo sobre a saída do sistema nos instantes de amostragem [21], [22]. Isso é particularmente válido se a dinâmica da perturbação for lenta em relação a taxa de amostragem. De acordo com essa condição, tem-se que é dada por (1), sendo que Z[...] significa transformada Z. A aproximação da entrada física da perturbação no modelo contínuo da planta via ZOH é necessária para tornar a determinação de realizável. Se esta aproximação não fosse usada esta função de transferência só poderia ser determinada caso houvesse a caracterização desta perturbação. Como perturbações não são conhecidas a priori, a aproximação foi usada.
(1)
A partir das expressões de e , mostradas na Figura 5, tem-se:
(2)
(3)
Os termos , e são dados por (4) a (6), sendo
(4)
(5)
(6)
Substituindo-se (2) e (3) em (1) tem-se a função de transferência entre a entrada de perturbação amostrada e o comando de desacoplamento a ser aplicado na saída do controlador da malha de tensão, ou seja:
(7)
O valor da tensão de referência para o controlador de tensãopode ser constante, geralmente igual ao valor da tensãonominal da microrrede, ou pode ser calculado em função dapotência reativa nos terminais do CFR, de acordo com aestratégia de controle droop, reportada em [9], [10]. Nessetrabalho, o valor eficaz da referência de tensão foi fixada em220 V entre fases, tomando-se como base o lado delta de .Considerando que o referencial síncrono é alinhado com ovetor de tensões da rede, os valores de é são zero e179,6 V, respectivamente.
O valor da frequência de referência é calculado usando aestratégia de controle de potência proposta neste trabalho, queserá detalhada na Seção V.
B. Controle do Conversor bidirecional CC-CC No CFR, o conversor CC-CC é usado para controlar a
tensão sobre o capacitor . A ação de controle docontrolador de tensão no conversor CC-CC pode ser entendidacomo equivalente a se conectar uma fonte de tensãocontrolada, com valor médio , entre os terminais docircuito do conversor, conforme mostrado nas Figuras 6(a) e6(b). Se as perdas no conversor forem desconsideradas, atensão sobre a capacitância depende somente da diferençaentre a potência nos terminais do banco de baterias e apotência na saída do CFR , como ilustrado na Figura6(c). Assim, a equação dinâmica de pode ser escrita como(8), sendo uma variável auxiliar, definida como
.
(8)
Fig. 6. O conversor CC-CC: a) circuito original, b) circuitoequivalente médio e c) modelo médio para o barramento CC.
De (8) e da Figura 6(c), o controlador de tensão dobarramento CC do CFR pode ser projetado usando uma malhainterna de corrente para controlar a corrente no banco debaterias ( ) e uma malha de controle externa para controlar atensão sobre a capacitância , conforme ilustrada na Figura7. é usada para desacoplar a perturbação da potência nasaída do inversor sobre a tensão do barramento CC, a qual tema mesma estrutura de e pode ser determinada de maneiraanáloga ao que foi na dedução da mesma (ver dedução de (7)).
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Fig. 7. Diagrama de blocos do controlador de tensão no conversor CC-CC.
A saída do controlador de tensão ( ) é o valor de referência para o bloco PWM que é usado para gerar os sinais de controle para as chaves e , como ilustrado na Figura 8 [6]. Se na saída do CFR for positiva, o banco de baterias deve suprir a carga e o conversor CC-CC opera no modo boost, através da chave e do diodo . Caso contrário, o conversor CC-CC opera no modo buck através da chave e do diodo .
Fig. 8. Diagrama de comando do conversor CC-CC.
IV. CONVERSOR SUPRIDOR DA REDE
A. Controle da Corrente Injetada na Rede e da Tensão do Barramento CC
Neste trabalho, o CLR do CSR (ver Figura 2) é usado para controlar a tensão do barramento CC da topologia back-to-back do circuito de potência. Esse controlador utiliza uma malha externa para controlar a tensão do barramento CC e uma malha interna para controlar a corrente que é injetada na rede.
O controlador da corrente injetada na rede é implementado num referencial sincronizado e alinhado com o vetor das tensões de sequência positiva da rede. A sincronização das variáveis do conversor com a rede é feita utilizando-se um PLL síncrono, dotado de um filtro ressonante de segundo ordem, sintonizado na frequência fundamental da rede. O PLL também tem um módulo para extrair as componentes simétricas instantâneas de sequência positiva e negativa da rede [13]. A sintonia do PLL foi feita a partir do seu modelo linear de pequenos sinais, adotando-se uma largura de faixa igual a 100 Hz. O diagrama de blocos do controlador de corrente juntamente com o diagrama de blocos do modelo do filtro no referencial síncrono é mostrado na Figura 9 considerando os sentidos de referência das correntes conforme mostrado na Figura 2, sendo a resistência série equivalente do indutor de indutância , e as correntes no lado delta de , e as componentes de eixos das tensões da rede.
Fig. 9. Diagrama de blocos do controle de corrente injetada na redecom o conversor supridor de rede.
Se as perdas no CLR e na resistência própria do indutorforem desconsideradas, a variação da energia armazenada nacapacitância , de acordo com as convenções da Figura 2, éigual diferença entre a potência ativa recebida da rede e apotência ativa “entregue” ao gerador da turbina. Isso émodelado conforme (9), sendo .
(9)
Para um referencial sincronizado com o vetor dastensões da rede e com o eixo-q alinhado com esse vetor, tem-se e , de modo que
, sendo a amplitude das tensões defase da rede [14]. Assim, a equação dinâmica da tensão nocapacitor é dada por (10), sendo igual a .
(10)
De (10), o diagrama de blocos do controlador de tensão dobarramento CC pode ser projetado conforme ilustrado naFigura 10, sendo que é usada para desacoplar aperturbação da potência gerada sobre a tensão dobarramento CC e é dada por . é determinada demaneira análoga ao que foi feito para , uma vez que asduas tem a mesma estrutura (ver dedução de (7)).
A saída da malha de controle de tensão é a referência decorrente ( ) para a malha interna de controle de corrente.
B. Controle da Potência Gerada pela Turbina Eólica. Neste trabalho, a estratégia de controle da potência gerada
utiliza o CLG para controlar o conjugado do gerador a imãspermanentes e com isso extrair da turbina eólica a potênciaelétrica desejada. O controle do conjugado é obtido através docontrole da corrente do gerador, conforme detalhado a seguir.
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Fig. 10. Diagrama de blocos do controle da tensão do barramento CC do CSR.
O controlador do CLG é implementado no referencial síncrono alinhado com o rotor do gerador da turbina. Com base nas referências adotadas neste trabalho, a corrente de eixo
do gerador ( ) é controlada para ser zero. Assim, em regime permanente, o conjugado do gerador ( ) é proporcional a componente de corrente de eixo ( ), como mostrado em (11) [14], sendo dado por (12), o número de polos do gerador e é o fluxo devido ao campo magnético permanente do gerador.
(11)
(12)
As curvas de conjugado mecânico de uma turbina eólica em função da velocidade de rotação ( ), para várias velocidades de vento, são mostradas na Figura 11. Quando a turbina trabalha no seu ponto de máxima produção de potência, o conjugado mecânico ( ) é proporcional ao quadrado de e corresponde a curva indicada por na figura. Essa curva é expressa por (13), sendo uma constante que depende das características físicas e operacionais da turbina e da densidade do ar. O valor de pode ser obtido experimentalmente ou a partir de modelos matemáticos [18], [16].
(13)
Fig. 11. Curvas de conjugado de uma turbina eólica em função da velocidade de rotação para diferentes velocidades de vento.
A curva de conjugado do gerador é indicada pela linha tracejada denominada de na Figura 11. Um possível algoritmo de busca pelo ponto de operação com máxima produção de potência pela turbina pode ser implementado
fazendo-se a curva de conjugado do gerador coincidir com acurva ótima de conjugado mecânico da turbina, ou seja,
. Assim, igualando-se (11) e (13), o valor de referência dacorrente de eixo para o controlador de corrente do gerador( ) é dada por (14). Se for necessário reduzir a potênciagerada pela turbina com relação ao valor da potência do pontode geração máxima, a constante em (14) deve sermultiplicada por um valor menor do que a unidade para que acurva de conjugado do gerador siga a trajetória indicada pelalinha tracejada , mostrada na Figura 11. Esse assunto serádetalhado na seção V.
(14)
O diagrama de blocos do controlador de corrente dogerador é mostrado na Figura 12, sendo a resistência sériedo estator, e as indutâncias de eixo erespectivamente, a frequência elétrica das grandezas dorotor em rad./s e o valor de pico da tensão interna por fasedo gerador. O sobrescrito “ ” denota variáveis no referencialsíncrono ligado ao rotor do gerador.
Fig. 12. Diagrama de blocos do controle de corrente do gerador.
V. ESTRATÉGIA PROPOSTA PARA CONTROLAR APOTÊNCIA GERADA NA MICRORREDE
A. Descrição Geral Em sistemas elétricos isolados não existe a rede elétrica
comercial para absorver eventual superávit de energia geradainternamente na microrrede. Portanto, a potência que é geradaa partir das fontes distribuídas precisa ser controlada quando ademanda da carga é menor do que o que pode ser gerado poressas fontes. Esse controle é necessário para manter o balançointerno de energia na microrrede e garantir a integridade dobanco de baterias, pois, sabe-se que tensões maiores que atensão de gaseificação podem diminuir a sua vida útil oumesmo danificá-lo de forma irreversível [19].
Na estratégia de controle de potência proposta nestetrabalho o conversor formador de rede verifica a tensão dasbaterias para saber se elas atingiram a máxima tensão de cargapermitida e, em caso afirmativo, varia a frequência da redepara informar as outras fontes que diminuam a sua geração.
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Com base no valor da frequência da rede, os sistemas de controle de geração das fontes de potência interligadas à microrrede decidem se deve ou não haver restrição de potência gerada por cada uma delas. O princípio de funcionamento dessa estratégia de controle pode ser didaticamente explicado com base na Figura 13.
Enquanto a tensão terminal do banco de baterias estiver abaixo do seu limite máximo, a frequência da rede ( ) é determinada de acordo com a estratégia convencional de controle droop, descrita pela reta na Figura 13. O valor de
é dado por (15), sendo a constante de inclinação da reta . Nessa condição não há restrição quanto à quantidade de
potência que pode ser gerada e as fontes de energia conectadas na microrrede podem operar em seus pontos de máxima potência. Obviamente, isso é verdadeiro somente se o banco de baterias tiver sido dimensionado com capacidade suficiente para absorver toda a potência que as fontes puderem gerar num determinado instante.
(15)
Por outro lado, se a tensão máxima do banco de baterias for atingida, a frequência da rede é imposta para ser sempre maior do que o valor , sendo esta a máxima frequência de operação na estratégia de controle droop convencional. Isto é ilustrado pela curva na Figura 13.
Fig. 13. Frequência versus potência nos terminais do conversor formador de rede de acordo com a proposta de controle de potência.
O valor de é agora uma função que varia dinamicamente com a tensão terminal do banco de baterias ( ), com a potência gerada internamente na microrrede ( ) e com a potência nos terminais do inversor formador da rede. Isso pode ser expresso por (16). Como a determinação desta frequência depende da dinâmica do controlador da tensão do banco de baterias (veja Figura 14), esta curva não é uma reta. Portanto, a Figura 13 mostra somente uma ilustração do que ela realmente poderia ser. Nessa condição de operação, é necessário restringir a quantidade de potência que pode ser gerada pelas fontes renováveis, pois do contrário, a integridade do banco de baterias é colocada em risco. A quantidade de potência que precisa ser reduzida da máxima potência que cada fonte é capaz de produzir em cada instante tem uma relação direta com a diferença de frequência
.
(16)
B. Implementação da Proposta no Ambiente do CFR
O controle da tensão do banco de baterias, com o objetivode garantir a integridade do mesmo, foi implementadoconforme ilustrado na Figura 14. Um controlado é usadopara regular a tensão terminal do banco em um valor menorou igual ao seu valor máximo permitido ( ). A saídadesse controlador é o incremento de frequência que precisaser somado a para obter o novo valor de referência parafrequência da rede. O valor de tem uma relação direta coma quantidade de potência que precisa ser decrementada dapotência gerada para manter a tensão terminal do banco debaterias sob controle.
Fig. 14. Diagrama de blocos do controle de frequência no conversorformador de rede.
C. Implementação da Proposta no Ambiente do CSR A frequência da rede é medida no controlador do conversor
supridor da rede. Se o seu valor for maior do que é porquea tensão do banco de baterias está tendendo a ser superior a
. Para o caso em particular em que a fonte renovável éuma turbina eólica, o controlador do CSR decresce a correntede referência , originalmente calculada por (14), passandoa mesma a ser determinada por (17), sendo uma constanteque serve para compatibilizar a potência nominal do conversorformador de rede com a potência nominal da turbina eólica. Odigrama de blocos dessa ação de controle é mostrado na Figura15.
(17)
Uma redução em implica em uma redução noconjugado do gerador, o que provoca uma redução na potênciaque é produzida pela turbina eólica, mantendo regulada atensão terminal do banco de baterias. A curva de conjugadodo gerador da turbina em função da rotação, nessa condiçãode operação, é exemplificada pela curva tracejada mostrada naFigura 11.
Fig. 15. Diagrama de blocos do controle de potência do conversorsupridor de rede.
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D. Sintonia do Controlador da Tensão Terminal do Banco de Baterias
A sintonia do controlador da Figura 14 necessita do conhecimento da dinâmica do banco de baterias. Um possível modelo para uma bateria chumbo-ácido é mostrado na Figura 16, sendo: a tensão de circuito aberto da bateria; a resistência série equivalente; e modelam a sobretensão ou subtensão que ocorre durante o carregamento e descarga do banco de baterias; a resistência que modela as perdas naturais e modela a capacidade da bateria em armazenar energia [18]. Normalmente, as perdas naturais ocorrem de forma muito lenta, de modo que o efeito de pode ser desconsiderado para o propósito deste trabalho.
As formas de onda de tensão e corrente em uma bateria de 30 Ah, 12 V, obtidas durante os testes para estimar os parâmetros do seu circuito equivalente são mostradas na Figura 17. Os valores encontrados no final do ciclo de carga, quando a tensão da bateria atingiu sua tensão de gaseificação de aproximadamente 14,3 V, foram os seguintes: 8.7 m , 430 m , 60 F, and 44.000 F. A partir desses dados pode ser visto que a menor constante de tempo relacionada com a dinâmica da bateria foi de 25,8 s ( ).
Fig. 16. Circuito equivalente de uma bateria chumbo-ácido.
Fig. 17. Formas de onda experimentais de tensão e corrente em uma bateria chumbo-ácido de 30 Ah/12 V: a) Corrente e b) Tensão.
A variação na frequência da rede, mostrada como sendo a saída do controlador da tensão da bateria ( ) na Figura 14, tem uma relação direta com a quantidade de potência que deve ser reduzida da potência global gerada na microrrede. Uma variação na potência nos terminais do banco de baterias implica numa variação na corrente do banco, a qual é aproximadamente dada por (18):
(18)
Assim, o diagrama de blocos para análise e sintonia do controlador de tensão pode ser conforme mostrado na Figura 18, sendo: e
. Do circuito da Figura 16, obtém-se que é dada por (19). Normalmente, tem uma
dinâmica muito mais lenta do que , de modo que pode ser aproximada por (20).
(19)
(20)
Fig. 18. Diagrama de blocos para análise e projeto do controlador depotência gerada.
O controlado da Figura 18 foi sintonizado a partir dosparâmetros do banco de baterias para que a resposta dinâmicado sistema em malha fechada tivesse uma constante de tempoaproximadamente 3 vezes menor do que a constante de tempo
do modelo da bateria. Isso implicou em umcontrolador com uma largura de faixa de 0,0167 Hz, com umintervalo amostragem de 5 .
VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A. Descrição da Montagem Experimental A Figura 19 mostra uma fotografia da montagem
experimental do circuito da Figura 2. As características eparâmetros elétricos de cada um de seus módulos sãoresumidos a seguir.
1) Conversor Formador da Rede – A potência nominal é15 kW. Os parâmetros do filtro são ,
e . A tensão do barramento CC é 370 V.As larguras de faixa das malhas de corrente e tensão da redesão 750 Hz e 240 Hz, respectivamente. Os parâmetros doconversor CC-CC são , e
. As larguras de faixa das malhas de controleda corrente da bateria e da tensão do barramento CC foramprojetadas com 500 Hz e aproximadamente 40 Hz,respectivamente. A frequência de chaveamento do inversorPWM e do conversor CC-CC é 10 KHz. Os controladoresforam implementados com uma taxa de amostragem de 100
. O transformador é de 20 kVA, 220 V( )/380 V/(Y). Ovalor de foi dimensionado considerando uma variação de0,6 Hz na frequência para de potência nos terminais dogerador, ou seja,
2) Conversor Supridor da Rede – A potência nominal é 15kW. Indutância do filtro e a capacitância do Link CC:
, e . A tensão dobarramento CC é 470 V. As larguras de faixa das malhas decorrente da rede e tensão do link C foram projetadas com 500Hz e aproximadamente 40 Hz, respectivamente. Osparâmetros do gerador a imã permanente são
, , e V/rad./s. A frequência de chaveamento do CLR e do
CLG é 10 KHz. A taxa de amostragem dos controladores é100 . A constante em (10) foi considerada igual a para compatibilizar a potência nominal do conversor formadorde rede ( 15 kW) com máxima potência de saída do emuladorda turbina eólica (9,5 kW).
3) Banco de baterias – Formado por 20 baterias chumbo-acido de 220 Ah, 12 V cada, conectadas em série. A tensão
160 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.152-162, mar./mai.2014
máxima do banco é 280 V. Os parâmetros do circuito equivalente do banco foram extrapolados a partir dos valores estimados para uma bateria de 30 AH, cujas formas de onda do ensaio são mostradas na Figura 16. Os valores obtidos são:
, , e .
4) Turbina Eólica – A turbina eólica é emulada por um motor de indução de rotor em gaiola, de 15 cv, 4 polos, 60 Hz, acoplado a um gerador síncrono de imãs permanentes, de 15 cv, 6 polos. O motor de indução é acionado por um inversor industrial, programado para funcionar no modo de controle de conjugado. A referência de conjugado para o motor de indução é calculada a partir da velocidade de rotação do motor, obtida por medição, e da velocidade do vento, programada internamente no mesmo microcontrolador que controla o CSR. Para compatibilizar o valor máximo da tensão de linha no gerador da turbina com a tensão do barramento CC do conversor supridor de rede, a velocidade do conjunto motor-gerador foi limitada a 1.550 RPM. Com isso, a potência máxima de saída do emulador foi limitada a 86% do valor nominal do conjunto, ou seja, 9,5 kW.
4) Programa de Controle do Sistema – O programa de controle da microrrede foi implementado utilizando o Software VisSim, da Visual Solution. O sistema utilizou dois módulos eZdspTM F28335, sendo um para controlar o CFR e outro para controlar o CSR. No mesmo modulo utilizado com o CSR também foi implementado o programa emulador da turbina eólica.
B. Resultados A Figura 20 mostra as formas de onda da tensão no
barramento CC ( ), das correntes de linha no lado Y e no lado do transformador ( ) e da tensão fase-neutro no lado Y de ( , durante um transitório de entrada de um degrau de carga nos terminais do CFR, composta de lâmpadas incandescentes, com potência nominal de 6,9 kW. Os resultados mostram que há um afundamento de aproximadamente 5 V na tensão do barramento CC, o que corresponde 1,35% do valor controlado dessa tensão, que é 370 V. A tensão da rede sofreu um afundamento de aproximadamente 5% com relação ao valor medido antes da entrada da carga. Os resultados mostram que as tensões recuperam os valores originais de antes do transitório em pouco mais de 1 período da tensão da rede. Os valores mais elevados dos picos das correntes no início do transitório se justificam pelo tipo de carga resistiva utilizada nos testes. As lâmpadas incandescentes têm uma resistência a frio muito menor do que a quente; dai a maior corrente de partida observada nos ensaios.
A Figura 21 mostra as formas de onda da tensão no barramento CC ( ), das correntes de linha no lado Y e no lado
do transformador ( ) e da tensão fase-neutro também no lado Y de ( , durante um transitório de entrada em operação da turbina eólica, injetando uma potência aproximada de 5 kW no ponto de acoplamento do CSR com a rede criada pelo CFR. Os resultados mostram que há uma elevação de aproximadamente 4 V na tensão do barramento CC, o que corresponde 0,85 % do valor controlado dessa tensão, que é 470 V. A tensão da rede sofreu uma elevação de aproximadamente 6 % com relação ao valor medido antes da
entrada da geração. Os resultados mostram que as tensõesrecuperam os valores originais de antes do transitório empouco mais de 1 período da tensão da rede.
Fig. 19. Microrrede experimental de 15 kW.
Fig. 20. Entrada de um degrau de carga resistiva no ConversorFormador de Rede.
A Figura 22 mostra a ação da estratégia de controleproposta sobre o comportamento da tensão do banco debaterias e da frequência da rede, quando o banco de bateriasestá carregado e há potencial de geração pela fonte renovável.Nesse ensaio foi considerada uma velocidade de ventoconstante e igual a 9,2 m/2. Incialmente, o banco de bateriasque foi pré-carregado está com uma tensão de 255 V e osistema está em vazio, suprindo somente as perdas dostransformadores e .
Fig. 21. Início de um processo de injeção de potência na rede peloconversor supridor de rede.
161Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.152-162, mar./mai.2014
No instante t1 a turbina é ligada e uma potência de aproximadamente 5 kW começa a ser injetada na microrrede CA (Figura 22.a). A tensão da bateria cresce rapidamente e no instante t2 alcança o valor 280 V, que é o máximo valor permitido para o tipo de banco em uso. Nesse instante, o controlador de potência começa a atuar e a tensão se estabelece no valor de 280 V, conforme desejado. A frequência permanece acima de , para que a potência gerada seja reduzida e a tensão terminal do banco permaneça controlada. No instante t3, uma carga de 6,9 kW é conectada na saída do CFR. Como há mais potência demandada pela carga do que a capacidade de geração, o banco de baterias supre parte da carga e a sua tensão terminal se reduz (Figura 22.b). No instante t4, a carga de 6,9 kW é desligada. A bateria começa a se recarregar e no instante t5 sua tensão alcança novamente o valor 280 V. A partir desse ponto, a estratégia de controle de potência proposta volta a operar e a tensão terminal do banco de bateras permanece regulada em 280 V, a despeito de haver vento e a turbina eólica ter potencial para produzir energia. A partir de t5, o banco de baterias ainda continua sendo carregado, porém com tensão constante e com corrente de carga decrescente com estado de carga do mesmo. Essa característica de carga é recomendada pelos manuais de fabricantes de baterias do tipo chumbo-acido.
Fig. 22. Comportamento da microrrede devido ao controlador de potência, com a turbina eólica operando com velocidade constante de 9,2 m/s: a) potência na saída do conversor formador de rede, b) tensão terminal do banco de baterias e c) frequência da rede.
VII. CONCLUSÕES
Este trabalho apresentou uma estratégia para controlar a potência gerada em uma microrrede isolada, com bancos de baterias e fontes distribuídas de energia renováveis. O objetivo principal da estratégia é garantir o controle do estado de carga de bancos de baterias existentes na microrrede mesmo quando há possibilidade de ser gerada mais potência do que a carga pode consumir e o sistema de armazenamento é capaz de armazenar. Fundamentalmente, a estratégia proposta calcula a quantidade de potência que deve ser gerada por todas as fontes, em cada instante, para manter no balanço de energia na microrrede. Resultados experimentais demonstraram a efetividade da proposta. Essa estratégia não necessita de comunicação física entre os conversores de potência das fontes renováveis e dos bancos de baterias, nem de resistência
auxiliar para dissipar eventual superávit de potência gerada.Essas vantagens técnicas fazem da estratégia de controleproposta uma promissora ferramenta para aumentar aviabilidade e a confiabilidade de sistemas de geração comfontes renováveis para atendimento de comunidadesresidentes em áreas remotas e isoladas. Embora uma turbinaeólica tenha sido usada como fonte renovável para demonstrara validade da proposta, ela também é válida independente dotipo e número de fontes existentes na microrrede isolada.
AGRADECIMENTOS
Os autores gostariam de agradecer o suporte financeiro e amotivação provida pela ELETROBRÁS, CNPq, CPEletrônica S.A, FAPEMA e Universidade Federal doMaranhão (UFMA).
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DADOS BIOGRÁFICOS
José Gomes de Matos, nascido em 28/01/1957 em CurraisNovos, Rio Grande do Norte, Brasil, é Engenheiro Eletricista(1980) e Mestre em Engenharia Elétrica (1986) pelaUniversidade Federal de Campina Grande. Atualmente éaluno de Doutorado em Engenharia Elétrica na UniversidadeFederal do Maranhão. Ele é professor do Curso de EngenhariaElétrica da Universidade Federal do Maranhão, desde 1980.Suas principais áreas de interesse são eletrônicas de potênciae sistemas de geração elétrica baseados em fontes renováveisde energia.
Luiz Antonio de Souza Ribeiro, nascido em 26/10/1967 emSão Luís, Maranhão, Brasil, é Engenheiro Eletricista (1991)pela Universidade Federal do Maranhão, Mestre (1995) eDoutor (1998) em Engenharia Elétrica pela UniversidadeFederal de Campina Grande.
De agosto de 2004 a fevereiro de 2006 ele foi PesquisadorVisitante da Universidade de Wisconsin, Madison - USA. De1991 a 2008 ele foi Professor do Centro Federal de EducaçãoTecnológica do Maranhão.
Desde 2008 ele é Professor Adjunto do Curso deEngenharia Elétrica da Universidade Federal do Maranhão,São Luís, Brasil. Suas principais áreas de interesse incluemsistemas de controle, sistemas de acionamento CA de altodesempenho, eletrônica de potência e sistema de energiasrenováveis.
Felipe Simões Freitas e Silva, nascido em 19/03/1988 em SãoLuís, Maranhão, Brasil, é Engenheiro Eletrônico (2012) pelaUniversidade Federal de Pernambuco e atualmente é aluno doCurso de Mestrado em Engenharia de Eletricidade naUniversidade Federal do Maranhão. Suas principais áreas deinteresse são eletrônica de potência, sistemas de geraçãoelétrica baseados em fontes renováveis de energia eminirredes.
163Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
164 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
165Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
166 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
167Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
168 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
169Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
170 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
171Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
172 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.163-172, mar./mai.2014
173Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
Abstract –
Keywords -
174 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
175Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
PSXY.COND = VTO·ISXY. + RS·ISXY.2
PDXY.COND = VD·IDXY. + RD·IDXY.2
WSXY.ON = k0.ON + k1.ON·ISXY t + k2.ON·ISXY2 t
WSXY.OFF = k0.OFF + k1.OFF·ISXY t + k2.OFF·ISXY2 t
PSXY.ON = 1
2· fs·WSXY.ON t ·d t
2
0
PSXY.OFF = 1
2· fs·WSXY.OFF t ·d t
2
0
176 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
Wrr t = VCC
2·trr· 0.35·Irr + 0.15·
I
I·i + i
Prr = 1
2· fs·Wrr
t ·d t2
0
177Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
178 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
10th IEEE/IAS International Conference on Industry Applications (INDUSCON)
IEEE Transactions on Power Electronics
IEEE Industrial Electronics Magazine
179Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
Twenty-Fifth IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC),
IEEE Transactions on Industry Applications
in IEEE 23rd Annual Power Electronics Specialists Conference (PESC),
Twenty-First Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC),
Eletrônica de Potência: Circuitos, Dispositivos e Aplicações
IEEE Transactions on Industry Applications
IEEE Transactions on Industrial Electronics
IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference (PESC)
IEEE Transactions on Power Electronics
Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)
International Power Electronics Conference (IPEC)
IEEE Proceedings on Electric Power Applications,
Revista Eletrônica de Potência
Proceedings of the 6th International Conference on Optimization of
Electrical and Electronic Equipments (OPTIM)
Pulse width modulation for power converters - principles and practice
IEEE Transactions on Power Electronics
Revista Eletrônica de Potência
in IEEE Industry Applications Conference (IAS),
IEEETransactions on Industrial Electronics
,
180 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.173-180, mar./mai.2014
181Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
A GENERALIZED SCALAR PULSE-WIDTH MODULATION FORNINE-SWITCH INVERTERS
Fabricio Bradaschia, Leonardo R. Limongi, Felipe C. de Andrade, Gustavo M. S. AzevedoFederal University of Pernambuco, Department of Electrical Engineering
Recife - PE
fabricio.bradaschia@ufpe.br, leonardo.limongi@ufpe.br
Abstract - The nine-switch inverter has been proposedrecently and, since then, a large number of applicationshas been investigated, specially as a substitute to the dual-bridge (back-to-back) converter. The main advantage ofthe nine-switch inverter is its lesser number of switches(nine instead of twelve of the back-to-back converter),which has as a tradeoff some restrictions in the totalattainable amplitude at its outputs, dependent on thephase shift between its two terminal sets. Thus, whenmigrating modulation techniques from the conventionalthree-phase inverter to the nine-switch inverter, moreconcerns have to be addressed. This paper deals withpulse-width modulation strategies that can be easilyimplemented by using the concept of generalized scalarmodulation in this type of inverter. In fact, suchconcept leads to a systematic and straight approach tothe generation of any continuous or discontinuous pulse-width modulation strategy. Aiming the reduction ofswitching losses, the generalized modulation is appliedwith a specific distribution parameter that reduces thenumber of switchings and the power losses of the three-phase nine-switch inverter. Experimental results confirmthe validity of the proposed method.
Keywords – Nine-Switch Inverter, Pulse-WidthModulation, Switching Losses.
I. INTRODUCTION
In the last decades, the increasing reliability of power
semiconductor devices allowed the development of the field
of power electronics in a wide variety of applications for
renewable energy sources and power quality solutions [1],
[2]. This growth has boosted the development of pulse-
width modulation (PWM) techniques providing a wide linear
modulation range to the converters, a reduced computational
burden in its implementation, fewer losses and a lower total
harmonic distortion (THD) of the switching waveforms.
The modulation techniques for three-phase inverters can
be classified in three types: indirect, such as space-vector
modulation (SVM) [3], [4] and scalar modulation [5]; direct,
such as synchronous optimal modulation [6] and selective
harmonic elimination PWM [7]; and based on switching
tables, where the switches’ states are defined directly from
control strategies, such as sliding mode control [8] and direct
torque control [9]. Considering the indirect modulation
techniques, in SVM, the duty cycles of the switches in one
Manuscript received 04/02/2014. First revision 07/04/2014,
second revision 27/05/2014. Accepted for publication 27/05/2014, by
recommendation of the Regular Section Editor Cassiano Rech.
inverter leg depend on the variables of other output phases,
while, in scalar modulation, the duty cycles of the switches
in one inverter leg do not depend on the other output phases.
Scalar modulation and SVM techniques have been largely
used to command six-switch two-level voltage source inverters
(VSI) or multilevel inverters [10]-[12].
The conventional SVM is based on the reference space
vector, composed of a volt-second average of the three
nearest switching vectors. In scalar modulation, the inverter
switching states are identified by comparing a carrier signal
(usually a triangle waveform) with a modulating signal. In
particular, modified modulation techniques, that use non-
sinusoidal modulating signals generated by adding zero axis
components (homopolar components) to the three sinusoidal
reference waveforms, could be applied in order to enhance a
particular characteristic of the inverter, such as wider linear
modulation range, efficiency or THD. Previous works [3]-[5]
have shown that SVM produces switching sequences identical
to those obtained with the modified scalar modulation when
the appropriate zero axis components is used. Since the scalar
approach uses simple equations only with scalar variables
to determine the switches duty cycles, its implementation
is more straightforward than the SVM, that uses lookup
tables and trigonometric equations, specially if applied to
nonconventional converter topologies.
In the last decades, several authors proposed to generalize
the PWM techniques of various three-phase converter
topologies, such as conventional six-switch two-level VSIs
[5], [13]-[15], multilevel inverters [16], [17] and matrix
converters [18]-[20]. Based on a detailed analysis of these
past efforts, it is observed that, unfortunately, the process of
generalization is not straightforward and the derived PWM
techniques of each topology bear little resemblance among
them. On the other hand, most of the generalizations used the
scalar approach, that is easier to understand and implement,
instead of the two or three dimension vectorial approach. One
possible use of generalized scalar PWM is in the reduction
of switching losses in high-efficiency power converters [19].
High switching losses are responsible for excessive thermal
stress, reduction of the lifetime of semiconductor devices and
additional cost associated with the heat sink and packaging.
This issue becomes specially important in applications that
require high switching frequencies such as power filters and
variable frequency drives for high-speed motors.
These same issues are equally applicable to the nine-switch
inverter, which is composed of two three-phase inverter units,
named top and bottom units, that share not only the dc-link
voltage but also three switches, i. e. the three bottom switches
of the top unit and the three upper switches of the bottom unit
are the same [21]. The large number of applications already
182 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
explored for this topology in a short amount of time only
proves its feasibility as a possible substitute to the back-to-
back converter, formed from two six-switch two-level VSIs
sharing the same dc-link [22]-[27]. The main disadvantages
of the nine-switch inverter when compared with the back-
to-back converter are: larger voltage stress in the switches;
more complex modulation techniques, switching patterns and
dead-time algorithms; and uneven power loss distribution on
the switches. Notwithstanding, the main advantage of the
nine-switch inverter is its reduced number of switches (three
fewer than the back-to-back converter), impacting on the cost,
volume and weight of the system.
The first PWM technique proposed for the nine-switch
inverter was based on a sinusoidal modulation, which
compares a high frequency triangular carrier with three
sinusoidal reference signals, in order to create gating pulses
for the switches [21]. The nine-switch inverter presents some
restrictions in the total attainable amplitude at its outputs,
dependent on the phase shift between its two terminal sets,
which means that when migrating modulation techniques
from the six-switch two-level VSI to the nine-switch inverter,
more concerns have to be addressed. These concerns were
investigated in [28], using the concepts of continuous and
discontinuous modulations.
Moreover, a SVM has been proposed to extend the linear
region of both top and bottom units of the nine-switch inverter
[29]. The method increases the sum of modulation indexes up
to 15% in contrast with the sinusoidal modulation. In order to
reduce the number of semiconductor switchings, the authors
presented a specific SVM switching pattern [29]. However,
this conventional SVM can be used only in the different
frequency (DF) operation mode. Recently, Dehghan et. alproposed a new SVM for the nine-switch inverter that supports
both the common frequency (CF) and DF operation modes
[30].
Although these papers explore specific modulation
techniques, there is not any work that presents a generalized
PWM strategy for nine-switch inverters. In this paper,
a generalized PWM strategy for nine-switch inverters
is proposed, in which the switching sequence is easily
implemented by using the concept of scalar PWM. Moreover,
the scalar approach for the generalized PWM uses the
non-sinusoidal modulating signals as reference voltages
of the inverter legs to determine the switches duty cycles,
making the implementation much simpler than the SVM.
Based on this generalization, this paper presents specific
PWM techniques that reduce the number of switchings in
the nine-switch inverter, aiming the reduction of its power
losses. Experimental results demonstrate the validity of the
generalization concept and the feasibility of the specific PWM
techniques.
II. GENERALIZED SCALAR PWM TECHNIQUE FOR
SIX-SWITCH TWO-LEVEL INVERTERS
The conventional three-phase six-switch two-level VSI is
shown in Figure 1. Due to the capacitive nature of the dc-link
and the inductive nature of the load, there are eight possible
switch combinations, categorized in the SVM as active vectors
Fig. 1. Three-phase six-switch two-level VSI.
(V1, V2, V3, V4, V5 and V6) and zero vectors (V0 and V7).In the SVM, at every switching period (Tsw), the referencevoltage vector, defined by the abc − αβ transformation ofthe three voltage references, is synthesized by four vectors,
the two adjacent active vectors and the two zero vectors,
weighted by their respective duty cycles. The output voltages
are completely defined by the two active vectors, whist the
remaining of the switching period (the total zero time interval)
is freely distributed between the two zero vectors, since both
vectors produce null voltage at the inverter’s outputs. Different
PWM techniques are produced by simply changing the total
zero time interval distribution between V0 and V7. This is thebase for the generalized scalar PWM technique for the three-
phase six-switch two-level VSI, presented in [5], [13], [14].
Since the generalization is essentially scalar, a general solution
for the duty cycles of the upper switches of the six-switch two-
level VSI is calculated and compared with a triangular carrier,
in order to determine the on-off state of all six switches. Themethodology to determine the general solution for the duty
cycles is carried out as follows.
Consider the output voltage references defined by
v∗j0 = vsj0 + vh, j = {a, b or c} (1)
where vh is the homopolar voltage component, known alsoas zero axis voltage component, and vsj0 are the sinusoidalvoltage components given by
⎧⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎩
vsa0 = m vdc√3cos (ωt)
vsb0 = m vdc√3cos (ωt− 2π
3 )
vsc0 = m vdc√3cos (ωt+ 2π
3 )
(2)
where m is the modulation index, vdc is the dc-link voltageand ω is the desired angular frequency of the output voltages.The general solution for the duty cycles is given by
DGj =
12+v∗j0vdc
(3)
where DGj is the generalized duty cycle of the switch Sj and
the carrier used henceforth is defined as a triangular waveform
limited between 0 and 1 with frequency equal to fsw.
183Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
Substituting (1) in (3), it is possible to find that
DGj =
12+vsj0vdc︸ ︷︷ ︸
Dj
+vhvdc︸︷︷︸Dh
(4)
where Dj is the duty cycle associated with the sinusoidal
voltage component and Dh is the duty cycle associated with
the homopolar voltage component.
In order to complete the generalization process, it is
necessary to associate the duty cycle Dh with the infinite
possible distributions of the zero vectors in the total zero
vector time interval. Figure 2 shows three possible switching
states generated by the same sinusoidal components and
different homopolar components and their influence in the
zero vectors distribution. Observing Figure 2(a), it is possible
to note that⎧⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎩
DV 7 = Dmin
DV 0 = 1−Dmax
Dnull = DV 0 +DV 7 = 1−Dmax +Dmin
(5)
whereDV 0 andDV 7 are the duty cycles of the zero vectors V0and V7, respectively, Dmin and Dmax are the minimum and
maximum duty cycles of the upper switches of the six-switch
two-level VSI using sinusoidal references, respectively, and
Dnull is the total zero vector duty cycle.
In Figure 2(b), the vector V0 is not applied which means thatDnull is exclusively for V7. The opposite occurs in Figure 2(c)where the vector V7 is not applied. However, it is important tosee that regardless of which switching state is being used, the
expression given by (5) is always valid.
In order to carry out the generalization, it is necessary to
define a parameter μ responsible for distributing the total zerovector duty cycle between V0 and V7 as follows:⎧⎨
⎩DV 0 = μDnull
DV 7 = (1− μ)Dnull
(6)
where 0 ≤ μ ≤ 1.The generalization is then performed by removing the
existent contribution of the zero vector V7 (DV 7 = Dmin)
from the duty cycles of the sinusoidal PWM, Dj , and adding
the new contribution of the zero vector V7 as a function of theparameter μ (DV 7 = (1 − μ)Dnull = (1 − μ)(1 − Dmax +Dmin)), leading to
DGj = Dj −Dmin︸ ︷︷ ︸
existent DV 7
+(1− μ)(1−Dmax +Dmin)︸ ︷︷ ︸new DV 7
. (7)
Rearranging (7), it is possible to determine the duty cycle of
the generalized scalar PWM [5], [13], [14]:
DGj = Dj −μDmin + (1− μ)(1−Dmax)︸ ︷︷ ︸
Dh
. (8)
When 0 < μ < 1, the generalized scalar PWM is knownas continuous modulation. A particular case occurs when
Fig. 2. Possible switching states of the three-phase six-switch two-
level VSI: (a) tV 0 = tV 7 = tnull/2; (b) tV 7 = tnull; (c) tV 0 =tnull.
μ = 0.5, leading to the symmetrical SVM. Also, the parameterμ can assume extreme constant values, i. e., μ = 0, μ = 1 oreven change from 0 to 1 or from 1 to 0 at any time. These
cases are known as discontinuous modulation. In Figure 3,
three normalized non-sinusoidal voltage references (v∗a0) withtheir associated sinusoidal (vsa0) and homopolar voltage (vh)components are shown, in which two of them use constant
values of μ and the other uses a pulsed pattern for μ.When comparing (4) and (8), it is possible to note that the
duty cycle of the homopolar voltage component depends on
the distribution parameter μ that defines the time intervals forthe zero voltage vectors V0 and V7. Thus, this associationbetween the homopolar voltage and the distribution parameter
μ is the prove of the generalization process. The generalizedscalar PWM yields non-sinusoidal reference voltages, while
the sinusoidal PWM yields sinusoidal ones. Although the load
phase voltages remain sinusoidal for both cases, the maximum
output phase voltage of the sinusoidal PWM is equal to vdc/2(m ≤ √
3/2), while in the generalized scalar PWM is equalto vdc/
√3 (m ≤ 1), due to the addition of the homopolar
component. It is important to mention that, independently of
184 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
Fig. 3. Three normalized non-sinusoidal voltage references (v∗a0)with their associated sinusoidal (vsa0) and homopolar voltage (vh)components for: (a) μ = 0.5 (constant); (b) μ = 0 (constant); and(c) pulsed pattern for μ.
the choice of μ, the maximum output phase voltage is alwaysequal to vdc/
√3, i.e., the use of the dc-link voltage in the
linear region is maximum for all values of μ.The algorithm for the generalization process can be
described as follows: first, compute the sinusoidal PWM
solution for the duty cycles Dj in (4), using the reference
voltages in (2); second, determine the minimum and maximum
duty cycles among them; third, choose μ; fourth, calculate thegeneral solution for the duty cycles in (8).
III. GENERALIZED SCALAR PWM TECHNIQUE FOR
NINE-SWITCH INVERTERS
In the nine-switch inverter, shown in Figure 4, each leg
is composed of three switches and two available output
terminals. This approach results in a dual inverter with two
power units, named top and bottom inverter units, with two
sets of three-phase output terminals (abc and rst). The middleswitch in each leg is shared by both inverter units.
It is important to mention that, although the nine-switch
inverter can operate in both CF and DF modes, a much wider
range of application is found when operating in the DF mode,
i.e. with both inverter units operating independently. For this
reason, the generalization process for the nine-switch inverter
is carried out considering it always in the DF mode.
Fig. 4. Nine-switch inverter.
A. Topology Constraints and Scalar PWM ApproachThe reduction of the number of devices in the nine-switch
inverter topology imposes certain switching constraints that
should be considered in the PWM method. As can be seen
in Figure 4, there are eight possible switching states for each
leg of the nine-switch inverter, but there are only three valid
switching states, i.e. one switch is always open and the
other two are closed. Depending on the switching state, two
different voltage levels can be imposed at each inverter output
terminal. The valid switching states and the output voltages
for the inverter leg ar are described in Table I.Considering Table I, it is possible to find that switch Sj
controls the output voltage vj0 as follows:
vj0 = (2Sj − 1)vdc2 (9)
where Sj = 0 and Sj = 1 represent switch open and closed,respectively, and j = {a, b or c}.The duty cycle Dj of switch Sj in the top inverter unit can
be determined taking the average value of (9) in Tsw:
Dj =12+v∗j0vdc
(10)
where v∗j0 is the reference voltage imposed at the outputterminal j, which is equal to vj0 (average value in the Tsw).Similarly, observing Table I, it is possible to note that switch
Sk, where k = {r, s or t}, controls the voltage vk0 through thefollowing expression
vk0 = (1− 2Sk)vdc2 (11)
where Sk = 0 and Sk = 1 represent switch open and closed,respectively.
TABLE ISwitching States for Inverter Leg ar
Switching State Sa Sar Sr va0 vr01 On On Off +vdc/2 +vdc/22 On Off On +vdc/2 −vdc/23 Off On On −vdc/2 −vdc/2
185Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
Taking the average value of (11) in Tsw, it is possible to findthe duty cycle Dk of switch Sk:
Dk =12− v∗k0vdc
(12)
where v∗k0 is the reference voltage imposed at the outputterminal k, which is equal to vk0 (average value).It can be noted that switches Sj and Sk in the same leg
have opposite behavior: for example, while va0 is positivewhen Sa = 1, vr0 is positive when Sr = 0, and vice-versa. For this reason, the duty cycle Dk presents an opposite
sign when compared with Dj . Moreover, in Table I, it is
possible to find that vj0 ≥ vk0 for all possible switchingstates. Considering the average value in Tsw, it is foundthat vj0 ≥ vk0 and, consequently, the following inequalitiesshould always be respected, for j and k in the same inverterleg:
v∗j0 ≥ v∗k0 ⇐⇒ Dj ≥ 1−Dk = Dk. (13)
Based on (13), it is impossible for the nine-switch inverter to
synthesize two pure sinusoidal voltages at the outputs j and k,since at some point the sinusoidal voltage at terminal k wouldbecome greater than the one at terminal j. Nevertheless, thisrestriction can be overcome by scaling and shifting the duty
cycle expressions of both inverter units, such that Dj ≥ Dk.
B. Generalized Scalar PWMBased on the nine-switch inverter constraints, the duty cycle
spanning range of both inverter units should always be disjunct
in the DF operation mode. As a consequence, there is a natural
reduction of the modulation index range and a dc-link voltage
sharing for both units.
A general approach is achieved when the duty cycle valid
range (0 ≤ D ≤ 1) is unequally divided for the top andbottom inverter units as shown in Figure 5, corresponding to an
unequal dc-link sharing between units. It is clear that the sum
of the modulation index limits of both inverter units should be
always equal to unity, i. e. Mbot + Mtop = 1. In order toobtain the generalized duty cycles expressions for the top and
bottom inverter units, it is necessary to scale and shift the duty
cyclesDGj of the conventional six-switch two-level VSI, given
by (8).
For the top unit, the duty cycles are scaled and shifted as
Fig. 5. Top and bottom inverter unit areas for unequal dc-link sharing
and the triangular carrier.
follows
DGjtop =MtopD
Gj + (1−Mtop)︸ ︷︷ ︸
Mbot
(14)
where j = {a, b or c} andMbot = 1−Mtop.
Replacing (8) in (14) and considering μ = μtop,vsj0 ·Mtop = vsj0top andm ·Mtop = mtop, it yields
DGjtop
= Djtop − μtopDmintop+
+(1− μtop)(1−Dmaxtop) + (1−Mtop)μtop(15)
where μtop ∈ [0, 1],
Djtop = 1−Mtop
2+vsj0topvdc
(16)
Dmintop = 1−Mtop
2+vmintop
vdc(17)
Dmaxtop = 1−Mtop
2+vmaxtop
vdc(18)
with vmintop and vmaxtop being defined by
vmintop = min (vsa0top , v
sb0top , v
sc0top) (19)
vmaxtop = max (vsa0top , v
sb0top , v
sc0top). (20)
Also, the top inverter unit generalization is valid for the
sinusoidal reference voltage set defined by⎧⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎩
vsa0top = mtopvdc√3cos (ωtopt)
vsb0top = mtopvdc√3cos (ωtopt− 2π
3 )
vsc0top = mtopvdc√3cos (ωtopt+ 2π
3 )
(21)
where mtop is the modulation index and ωtop is the output
voltage angular frequency for the top inverter unit. It is
important to mention that the modulation index of the top unit
is limited atmtop ≤ Mtop, whereMbot +Mtop = 1.Similarly, the complementary duty cycle expressions
for the bottom inverter unit are obtained by scaling the
complementary duty cycles of the conventional six-switch
two-level VSI, given by (8), as follows:
DG
kbot=MbotD
G
k (22)
whereDG
k = 1−DGk are the complementary duty cycles of the
conventional six-switch two-level VSI using index k instead ofj, with k = {r, s or t} andMbot = 1−Mtop.
Replacing (8) in (22) and considering μ = μbot,vsk0 ·Mbot = vsk0bot andm ·Mbot = mbot, yields
DG
kbot= Dkbot − μbotDminbot+
+(1− μbot)(1−Dmaxbot)− (1− μbot)(1−Mbot)(23)
where μbot ∈ [0, 1],
Dkbot =Mbot
2+vsk0botvdc
(24)
186 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
Dminbot =Mbot
2+vminbot
vdc(25)
Dmaxbot =Mbot
2+vmaxbot
vdc(26)
with vminbot and vmaxbot being defined by
vminbot = min (vsr0bot
, vss0bot , vst0bot
) (27)
vmaxbot = max (vsr0bot
, vss0bot , vst0bot
). (28)
Also, the bottom inverter unit generalization in (23) is valid
for the sinusoidal reference voltage set defined by
⎧⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎩
vsr0bot = mbotvdc√3cos (ωbott)
vss0bot = mbotvdc√3cos (ωbott− 2π
3 )
vst0bot = mbotvdc√3cos (ωbott+ 2π
3 )
(29)
where mbot is the modulation index and ωbot is the output
voltage angular frequency for the bottom inverter unit. It is
important to mention that the modulation index of the bottom
unit is limited atmbot ≤ Mbot, whereMbot +Mtop = 1.This generalization is particularly useful when both inverter
units need to synthesize output voltages with different voltage
limits and angular frequencies, such as in dual active power
filters, dual hybrid power filters and interfacing a low-
frequency grid with a high-frequency load.
The algorithm for the generalization process can be
described as follows:
1. chooseMtop andMbot, respectingMbot +Mtop = 1;2. compute the sinusoidal PWM solutions for the duty
cycles in (16) and (24), using the reference voltages in
(21) and (29);
3. determine the minimum and maximum duty cycles in
(17)-(20) and (25)-(28);
4. choose μtop and μbot;5. calculate the general solution for the duty cycles in (15)
and (23).
A special case, in which the top and bottom inverter units
share equally the dc-link voltage (Figure 6), can be derived
whenMbot =Mtop = 0.5. In this case, the relations (14) and(22) fall respectively to
DGjtop =
DGj
2+12
(30)
DG
kbot=
DG
k
2. (31)
The generalization for the equal dc-link sharing is
particularly useful when both inverter units need to synthesize
output voltages with the same voltage limit but not necessarily
the same angular frequency, such as when driving two similar
motors at different speeds.
Fig. 6. Top and bottom inverter units areas for equal dc-link sharing
and the triangular carrier.
IV. SWITCHING LOSSES REDUCTION MODULATION
TECHNIQUES FOR NINE-SWITCH INVERTERS
Based on the generalization method presented in the
previous section, it is possible to apply such generalized scalar
PWM with a specific pattern for μtop and μbot, aiming thereduction of the power losses in both top and bottom units of
the nine-switch inverter.
A. Modulation Technique Based on the Pulsed Pattern for μChung and Sul [31] studied the possibility of changing the
moment of clamping an input phase to achieve lower switching
losses in the controlled rectifier. Later, this technique was
extended to three-phase six-switch two-level VSI [32]. In
this technique, segments of clamped output voltages are
synchronized with the positive and negative peaks of the
output currents of the six-switch two-level VSI. In order to
guarantee the minimization of the switching losses in all range
of the output load angle (ΦV−I ), the clamping segmentsdefined in [31] were adapted as a function of the distribution
parameter μ of the generalized scalar PWM, so that theclamping segments are always in the vicinity of the positive
and negative peaks of the output currents.
In the generalized PWM, if μ = 1 is chosen, the outputphase with the lowest voltage is clamped in negative point of
the dc-link (Figure 1), else if μ = 0 is chosen, the outputphase with the highest voltage is clamped in positive point of
the dc-link. Thus, with the appropriate choice of μ, always thehighest absolute output voltage of the six-switch two-level VSI
is clamped as follow: if the highest absolute output voltage
reference is positive, choose μ = 0, and if the highest absoluteoutput voltage reference is negative, choose μ = 1. For abalanced three-phase output voltage set, a pulsed pattern for
μ, defined by alternating ones and zeros that change at every60◦ of the output voltage angle, is obtained.If the previous logic is used, the clamped voltages segments
are synchronized with the positive and negative peaks of the
output phase voltages. However, it is desired to synchronize
these clamped voltages segments with the peaks of the load
currents, in order to decrease the switching losses. One simple
way to solve this issue is to choose the value of μ from a set ofthree-phase logical signals shifted of an angle Φμ from the set
of three-phase output voltage references (Figure 7) [32]. This
guarantees that the new pulsed pattern for μ lags the original
187Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
pattern by the angle Φμ.
The same PWM technique presented for the six-switch two-
level VSI can be applied for both inverter units of the nine-
switch inverter, generating pulsed patterns for μtop and μbot,that guarantee that the clamped voltages segments of both
units are synchronized with the peaks of their output currents.
The major difference between the nine-switch inverter and
the six-switch two-level VSI for this technique is the fact
that the top inverter unit cannot clamp the output phase with
the lowest voltage in negative point of the dc-link, since the
bottom switch of the top unit is shared with the bottom unit, as
well as, the bottom inverter unit cannot clamp the output phase
with the highest voltage in positive point of the dc-link, since
the top switch of the bottom unit is shared with the top unit.
Thus, this technique can only clamp the voltage segments half
of the times for both inverter units.
Notwithstanding, considering the angle between the output
voltages and currents of the top and bottom unit as ΦtopV−I
and ΦbotV−I , it is possible to find the respective shifting angles
Φtopμ and Φbot
μ by means of the function defined in Figure 7.
Therefore, the pulsed patterns for μtop and μbot can be defined.
B. 120◦ Discontinuous Modulation TechniqueSince the modulation technique based on the pulsed pattern
for μ is only able to clamp half of the output voltage segmentsfor both top and bottom units of the nine-switch inverter, the
clamping segments for all output phases of each inverter unit
sum 180◦ per fundamental period.Other possible modulation technique is the 120◦
discontinuous modulation, in which the output voltages
of inverter unit are clamped all the time in the positive or the
negative point of the dc-link. Since the output voltages of
the top inverter unit can only clamp in the positive point of
the dc-link, μtop = 0 is chosen. Similarly, since the outputvoltages of the bottom inverter unit can only clamp in the
negative point of the dc-link, μbot = 1 is chosen. With suchtechnique, the clamping segments for all output phases of
each inverter unit sum 360◦ per fundamental period, twice ofthe modulation technique based on the pulsed pattern for μ.It is important to mention that, when using modulation
techniques to reduce the switching losses, the inverter presents
a smaller number of commutations, leading to a slightly
Fig. 7. Behavior of the lag Φμ as a function of the load displacement
angle ΦV−I , used to determine the values of μ.
larger value of THD for the output currents when compared
with modulation techniques that present a higher number of
commutations.
V. COMPARISON AMONG TECHNIQUES
The nine-switch inverter performance is compared for
three particular modulation techniques: symmetrical SVM
(equivalent to μtop = μbot = 0.5), 120◦ discontinuous PWM(equivalent to μtop = 0 and μbot = 1) and modulation basedon pulsed pattern for μ (with the objective of synchronizingthe clamped voltage segments with the corresponding current
peaks).
A. Description of the Performance MetricsThe nine-switch inverter performance metrics adopted for
comparison are: number of switchings in each switching
period, THD of the output currents and efficiency. For
the number of switchings, it is considered the double-sided
switching pattern for all modulation techniques, i.e., the first
and second halves of the switching period are mirrored. For
the THD, it is considered the maximum THD among all output
currents, which is calculated up to harmonic order 51.
The conduction and switching losses of the IGBTs and
diodes are estimated by simulation using a methodology based
on data provided by devices data sheets [33]. In general,
the data sheets provide experimental curves of the forward
voltage during conduction for the IGBT and diode, the turn
on and turn off losses for the IGBT and the reverse recovery
loss for the diode. Those curves depend on several device
parameters, such as conducting current, blocking voltage,
temperature, gate resistance and gate-emitter voltage. In order
to make a fair comparison among modulation techniques,
the temperature, gate resistance and gate-emitter voltage are
considered constant. Therefore, only the effects of the
conducting current and blocking voltage on the device loss are
considered.
The conduction energy loss for an IGBT or a diode can be
expressed as
Econd =∫ tcond
0
vcond(i)i(t)dt (32)
where Econd is the conduction energy loss, vcond is the deviceconduction voltage, i is the conduction current and tcond isthe conduction time. The conduction voltage dependence on
the conduction current is generally nonlinear. Although a
linear approximation is often used, a second order polynomial
equation is a better characterization of such dependence. Thus,
the polynomial equation is expressed as
vcond = Acondi2 +Bcondi+ Ccond (33)
where Acond, Bcond and Ccond are the coefficients obtained
from the curve fitting of the data provided by the device data
sheet.
Although the switching and the reverse recovery energy
losses are characterized similarly to the conduction energy
losses, two variables must be considered: the blocking voltage
prior turn on or after turn off and the conduction current
188 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
after turn on or prior turn off. The turn on, turn off and
the reverse recovery losses dependence on the conduction
current is generally nonlinear, being represented by a second
order polynomial equation. On the other hand, for some
manufacturers, such as Semikron, the dependence on the
blocking voltage is approximately linear, being represented by
a voltage ratio. Thus, the turn on, turn off and the reverse
recovery losses are expressed as
Esw = (Aswi2 +Bswi+ Csw)
vblock
V refblock
(34)
where Asw, Bsw and Csw are the coefficients obtained from
the curve fitting of the data provided by the device data
sheet, V refblock is the reference blocking voltage used by the
manufacturer to obtain the data sheet curves and vblock and iare the instantaneous blocking voltage and conduction current
measured every time that a switching occurs, respectively.
Although the switching losses are represented by the same
equation, different coefficients should be considered for the
turn on, turn off and reverse recovery losses.
After estimating the conduction and switching energy losses
for each switch (IGBT + diode), the total energy loss is
calculated and divided by the simulation time, in order to
find the total power loss (Ploss). Equivalently, the total
inverter output power (Pout) is calculated as the sum of the
output power of each inverter unit. Thus, the efficiency (η) isexpressed as
η =Pout
Pout + Ploss. (35)
B. Comparison ResultsIn order to evaluate the nine-switch inverter efficiency for
each modulation technique, a 50 A / 1200 V Semikron module
(formed by one IGBT and one diode in anti-parallel) is chosen
with temperature fixed in 125 ◦C, gate resistance equal to27 Ω, gate-emitter voltage equal to 15 V and V ref
block = 600 V.The other system parameters are: output frequencies equal
to 60 Hz, dc-link voltage equal to 600 V and equal dc-link
sharing (Mtop =Mbot = mtop = mbot = 0.5).As for the number of switchings, the SVM does not present
any output voltage clamped segments during the fundamental
period. Therefore, it always presents 24 switchings (eight
for each output phase). Using μtop = 0, each inverter topswitch (Sa, Sb and Sc) remains in on state during 120
◦. Forexample, while Sa is on, there are four switchings in the legar (two for Sr and two for Sar) and eight switchings in theother legs, presenting a total of 20 switchings for both units.
Using μbot = 1, each inverter bottom switch (Sr, Ss and St)remains in on state during 120◦, presenting also a total of 20switchings for both units. Therefore, the modulation based
on the pulsed pattern for μ (changing at every 60◦) presents atotal of 20 switchings, although there is no switchings around
the positive peaks of the output currents for the top unit and
around the negative peaks of the output currents for the bottom
unit, resulting in reduced switching losses. A good alternative
is the 120◦ discontinuous modulation (μtop = 0 and μbot = 1),that presents a total of 16 switchings (eight switchings for the
leg that is not clamped and four switchings for the two legs that
are clamped). Table II summarizes the number of switchings
for each modulation technique. Based on this analysis, it is
expected for the 120◦ discontinuous modulation to present thehighest efficiency and for the SVM to present the lowest.
The efficiency and THD performance metrics are evaluated
as function of the inverter output power (Pout), the
load displacement factor (LDF) and the inverter switching
frequency (fsw) and the results are presented in Figures8, 9 and 10, respectively. It is possible to see that the
120◦ discontinuous modulation presents the best efficiencyperformance for all studied cases (Figures 8(a), 9(a) and
10(a)), followed by the modulation based on the pulsed pattern
for μ and the SVM.In terms of current THD (Figures 8(b), 9(b) and 10(b)), the
pulsed μ modulation presents the best performance, followedby the SVM and the discontinuous modulation. It is important
to note that, although the symmetrical SVM is known to have
the best voltage THD performance for the six-switch two-level
VSI, the THD results presented in this paper are for the output
TABLE IINumber of switchings for the PWM techniques
PWM Technique Number of SwitchingsSVM (μtop = μbot = 0.5) 24
Pulsed pattern for μtop and μbot 20
120◦ discontinuous (μtop = 0 and μbot = 1) 16
Fig. 8. Comparison results of (a) efficiency and (b) THD of the output
currents as function of the inverter output power (LDF = 0.95 and
fsw = 10 kHz).
Fig. 9. Comparison results of (a) efficiency and (b) THD of the output
currents as function of the load displacement factor (Pout = 40 kWand fsw = 10 kHz).
189Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
Fig. 10. Comparison results of (a) efficiency and (b) THD
of the output currents as function of the switching frequency
(Pout = 40 kW and LDF = 0.95).
currents of the nine-switch inverter, considering harmonics up
to order 51.
In order to evaluate the power loss distribution among the
switches of the nine-switch inverter, the conduction, switching
and total losses of all three switches of the inverter leg ar areshown in Figure 11, as function of the switching frequency.
It is possible to see that the conduction losses of the middle
switch (Sar) are lower than the top and bottom switches(Sa and Sr). Observing Table I, if the switching state 1 isactive, the top switch will handle both top and bottom unit
currents (ia+ir), while the middle switch will handle only thebottom unit current (ir). Similarly, if the switching state 3 isactive, the bottom switch will handle both top and bottom unit
currents (ia+ir), while the middle switch will handle only thetop unit current (ia). On the other hand, the switching lossesof the middle switch (Sar) are higher than the top and bottomswitches (Sa and Sr). The explanation is straightforward:while the top and bottom switches present only two switchings
per Tsw, the middle switch presents four switchings. Based onthis analysis, the power loss distribution among the switches
will depend mainly on the switching frequency, as can be seen
in Figure 11(c). For low switching frequencies, the power loss
will be concentrated in the top and bottom switches and, for
high switching frequencies, it is the contrary.
VI. SIMULATION AND EXPERIMENTAL RESULTS
The nine-switch inverter, modulated by the generalized
scalar PWM, is tested both in MATLAB/Simulink and in
a experimental test bench. The hardware platform used to
control the nine-switch inverter is a dSPACE development
modular system based on a DS1005 processor board and a
DS5101 board for PWM generation. All boards are hosted in
a dSpace PX10 expansion box that uses the DS817 board for
bidirectional communication with a computer through optical
fibers. The nine-switch inverter prototype has a nominal power
of 40 kW and uses 50 A / 1200 V Semikron switches. The
system parameters are given in Table III.
It is important to mention that all results are shown for the
bottom unit since the results for the top unit are very similar.
The simulation results for the output current and voltage of
phase r are shown in Figure 12, considering the pulsed pattern
Fig. 11. Results of the conduction, switching and total losses of the
inverter leg ar as function of the switching frequency (Pout = 40 kWand LDF = 0.95).
TABLE IIISimulation and Experimental Parameters
Parameter Symbol ValueDc-link voltage vdc 60 V
Switching frequency fsw 10 kHz
Top load resistance Rtop 16.1 ΩBottom load resistance Rbot 16.1 ΩTop load inductance Ltop 9.1 mH
Bottom load inductance Lbot 7 mH
Top load displacement angle ΦtopV−I 12◦
Bottom load displacement angle ΦbotV−I 9.3◦
Top unit modulation index limit Mtop 0.5
Bottom unit modulation index limit Mbot 0.5
Top unit modulation index mtop 0.5
Bottom unit modulation index mbot 0.5
Top unit output frequency ωtop 377 rad/s
Bottom unit output frequency ωbot 377 rad/s
for μtop and μbot (Figure 12(a)) and the 120◦ discontinuous
modulation with μtop = 0 and μbot = 1 (Figure 12(b)). Itis possible to note that, while the technique with the pulsed
pattern for μ only presents 60◦ clamped voltage segmentsnear the peak of the output current, the 120◦ discontinuousmodulation 120◦ clamped voltage segments that include alsothe peak of the output current, since the load displacement
angles are particularly small.
Based on these results, it is expected that both techniques
present low switching losses, being the 120◦ discontinuousmodulation the lowest. For this reason, only the experimental
results of the discontinuous modulation with μtop = 0 andμbot = 1 are shown in Figure 13. It can be seen in Figure13(a) that the bottom unit output currents are sinusoidal and
perfectly balanced (the rms value of all three currents span
from 598 mA to 600 mA). Figure 13(b) shows the output
current and voltage of phase r, equivalent to Figure 12(b). Itis possible to see the similarity in both results, proving the
feasibility of the generalized technique.
The results presented in Figures 12 and 13 consider
equal dc-link sharing. In order to prove the generalization
for unequal dc-link sharing, an experimental result with a
190 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
Fig. 12. Simulation results: current (ir) and voltage (vrN ) with (a) μtop = μbot = pulsed and (b) μtop = 0, μbot = 1.
Fig. 13. Experimental results: (a) currents (ir , is and it); (b) current(ir) and voltage (vrN ) for μtop = 0, μbot = 1. Scales: current(500 mA/div), voltage (20 V/div), time (5 ms/div).
modulation index step change from 0.50 to 0.75 for Mtop =mtop and from 0.50 to 0.25 for Mbot = mbot is shown in
Figure 14. It is possible to see that even with the step change
Fig. 14. Experimental results for a step change in the modulation
index:Mtop = mtop from 0.50 to 0.75 (μtop = 0) andMbot = mbot
from 0.50 to 0.25 (μbot = 1). (a) output currents (ia - red; ir - green)
and (b) duty cycles of the switches of leg ar (DGatop - red; D
Grbot -
green). Scales: current (500 mA/div), time (20 ms/div).
in the duty cycles of the switches Sa and Sr, the inequality
DGatop ≥ D
G
rbotis respected. The step change in the output
currents ia and ir confirm that both units work correctly,independently of the variations in the modulation index limits.
191Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.181-192, mar./mai.2014
VII. CONCLUSION
This paper presents a generalized PWM strategy for the
three-phase nine-switch inverter that allows choosing a PWM
technique to reduce the power losses by two ways: decreasing
the number of switchings in each switching period and/or
clamping the output voltages of the inverter units synchronized
with the peak of the corresponding currents avoid high
switching losses. It has been shown that the implementation
of such strategies by a generalized scalar modulation is an
interesting alternative to the use of lookup tables of the space-
vector modulation. Experimental results validate both the
generalization and the proposed approach to reduce the power
losses in nine-switch inverters.
ACKNOWLEDGEMENT
This work was supported by the Coordenacao deAperfeicoamento de Pessoal de Nıvel Superior (CAPES) andby the Conselho Nacional de Desenvolvimento Cientıfico eTecnologico (CNPq), Brazil.
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BIOGRAPHIES
Fabrıcio Bradaschia was born in Sao Paulo, Brazil, in1983. He received the B.Sc., M.Sc. and Ph.D. degrees
in electrical engineering from the Federal University of
Pernambuco, Recife, Brazil, in 2006, 2008 and 2012,
respectively. From 2008 to 2009, he worked as a visiting
scholar at the University of Alcala, Madrid, Spain. Since
2013, he is working as an associate professor in the
Department of Electrical Engineering at the Federal University
of Pernambuco. His research interests are application of power
electronics in renewable energy systems and power quality,
including pulse-width modulation, converter topologies and
grid synchronization methods.
Leonardo Rodrigues Limongi was born in Recife, Brazil,in 1978. He received the M.Sc. degree in electrical
engineering from the Federal University of Pernambuco,
Recife, Brazil, in 2006, and the Ph.D. degree from the
Politecnico di Torino, Turin, Italy, in 2009. Since 2010, he
has been at the Department of Electrical Engineering, Federal
University of Pernambuco, where he is currently a Professor
of Electrical Engineering. He is the author of more than 30
papers published in international conference proceedings and
technical journals. His research interests include the fields
of power electronics dedicated to power conditioning systems
and distributed generation.
Felipe Correa de Andrade was born in Recife, Brazil, in1989. He received the B.S. degree in electrical engineering
from the University of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2013.
He is currently working toward the M.Sc. degree in electrical
engineering from the Federal University of Pernambuco,
Recife, Brazil. His research interests are renewable energy
systems and power quality.
Gustavo Medeiros de Souza Azevedo was born in BeloJardim, Brazil, in 1981. He received the B.Sc., M.Sc.
and Ph.D. degrees in electrical engineering from the
Federal University of Pernambuco in 2005, 2007 and 2011,
respectively. He worked as a visiting scholar at the
Polytechnical University of Catalunya, Barcelona, Spain,
from 2008 to 2009. Since 2014, he has been in the
Department of Electrical Engineering at the Federal University
of Pernambuco, where he is currently a Professor of Electrical
Engineering. His research interests are renewable energy
systems and microgrids.
193Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
CONEXÃO DE VEÍCULOS ELÉTRICOS À REDE DE ENERGIA ELÉTRICAPARA RECARGA DE BATERIAS: UMA VISÃO GERAL
Márcio do C. B. P. Rodrigues∗,‡, Janaína G. Oliveira∗, André A. Ferreira∗,Pedro G. Barbosa∗, Henrique A. C. Braga∗
∗Universidade Federal de Juiz de Fora, Núcleo de Automação e Eletrônica de Potência
Juiz de Fora, MG, 36.036-900, Brasil‡Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Sudeste de Minas Gerais
Juiz de Fora, MG, 36.080-001, Brasil
e-mails: marcio.carmo@ifsudestemg.edu.br, henrique.braga@ufjf.edu.br
Resumo — Este artigo apresenta uma compilação, denatureza tutorial, de informações relacionadas às atuais formasde conexão de veículos elétricos ao sistema de distribuiçãode energia elétrica para recarga de baterias. São discutidosconceitos gerais e específicos, abordando as características dasbaterias atualmente utilizadas em veículos elétricos, formas derecarga, tipos de carregadores e padrões de recarga. Alémdisso, é apresentado um sistema experimental para avaliação deestratégias de integração de veículos elétricos à rede de energiaelétrica que vem sendo desenvolvido pelos autores.
Palavras-Chave — Carregadores de Bateria para VeículosElétricos, Veículos Elétricos.
GRID CONNECTION OF ELECTRICVEHICLES FOR BATTERY CHARGING:
A SURVEYAbstract — This paper presents a survey of the current
ways for grid connection of electric vehicles, focusing onbattery charging technologies. General and specific concepts areaddressed. Characteristics of electric vehicle batteries, chargemethods, types of battery chargers and charging standards arewithin the scope of this paper. Furthermore, an experimentalsetup for the evaluation of different electric vehicle grid in-tegration strategies, which is currently under development, ispresented.
Keywords — Electric Vehicles, Electric Vehicle BatteryChargers.
I. INTRODUÇÃO
O atual modelo do setor de transportes, não sustentável e
baseado na utilização de combustíveis fósseis como principal
fonte de energia, está intimamente ligado a problemas am-
bientais relacionados ao aquecimento global e às mudanças
climáticas, além da degradação da qualidade de vida nos
centros urbanos [1], [2]. As emissões de alguns gases de
efeito estufa, tais como dióxido de carbono (CO2), devidas
aos veículos de transporte rodoviário (automóveis, ônibus,
caminhões, etc.) podem ser maiores que as relacionadas a
todo o setor industrial em certas regiões, conforme ilustrado
na Figura 1, que traz dados registrados no estado de São
Artigo submetido em 17/02/2014. Primeira revisão em 16/04/2014, segundarevisão em 27/05/2014. Aceito para publicação em 27/05/2014, por recomen-dação do Editor Cassiano Rech.
Paulo, Brasil [3]. No caso em questão, tal categoria de
veículos é responsável por 81% das emissões de CO2 do
setor de transportes, o que corresponde a cerca de 46%
do total das emissões de CO2 registradas em tal estado
da federação. Neste contexto, uma gradativa substituição da
atual frota de veículos a motor de combustão interna por
veículos elétricos (VEs) pode ser vista como um importante
fator para a melhoria das condições ambientais nos centros
urbanos, uma vez que possibilita a redução das emissões
de poluentes atmosféricos nocivos à saúde humana, além de
contribuir para drásticas reduções na dependência mundial
em relação ao petróleo e uso mais eficiente das fontes de
energia disponíveis [1], [4]–[8]. Cabe ressaltar que a redução
das emissões de poluentes atmosféricos deve ser considerada
de forma global, desde a geração da energia até a tração
do veículo, conceito comumente denominado como “well-to-wheel” ou “source-to-wheel” [7], [9], [10]. No caso da
geração de energia elétrica a partir de fontes não renováveis,
tais como gás natural e carvão mineral (situação típica de
vários países), a efetiva contribuição dos VEs na redução de
emissões de gases de efeito estufa, apesar de menor, é ainda
significativa. Neste caso, um VE pode proporcionar redução
de emissões atmosféricas entre 20 e 55%, quando comparado
com um automóvel convencional [10].
Fig. 1. Contribuição do setor de transporte rodoviário nas emissõesde dióxido de carbono no Estado de São Paulo em 2005 (adaptadode [3]).
Um veículo elétrico pode ser definido como aquele cuja
potência de propulsão é proporcionada, de forma total ou
parcial, por meio do uso de energia elétrica [11], [12]. Dentre
os diferentes tipos de VEs existentes, destacam-se os veículos
194 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
elétricos a bateria (VEB) e os veículos elétricos híbridos
conectáveis à rede (tipo plug-in, VEHP) pois utilizam a
rede de energia elétrica como principal fonte de energia de
reabastecimento, o que abre um nicho de oportunidades para
o desenvolvimento de pesquisa e tecnologia, particularmente
na área de Eletrônica de Potência [13], [14]. A interface
entre um VE e a rede elétrica é realizada por meio de
um carregador de baterias, que é o dispositivo responsável
por retirar energia do sistema elétrico e convenientemente
armazená-la no banco de baterias eletroquímicas usualmente
embarcado no veículo. A conexão de um VE à rede elétrica
traz a possibilidade do uso da estrutura responsável pela
recarga do banco de baterias do VE na execução de tarefas
adicionais, tais como geração de energia elétrica, compen-
sação de reativos, regulação de tensão e compensação de har-
mônicos em instalações elétricas, além da operação integrada
a fontes de energia renovável de natureza intermitente (tais
como fotovoltaica e eólica). Para a execução destas tarefas
adicionais é necessário que o carregador de baterias do VE
seja bidirecional em corrente, permitindo fluxo de energia
entre a rede elétrica e o banco de baterias do VE e vice-versa.
Tal tipo de carregador de baterias é algumas vezes denomi-
nado “carregador avançado” [13], [15]. É importante observar
que os tipos de interação entre a eletrônica embarcada em um
VE e a rede elétrica para serviços auxiliares que envolvam
armazenamento de energia ou geração de energia elétrica
podem comprometer a vida útil das baterias do veículo, uma
vez que são submetidas a ciclos de carga e descarga não
associados a sua finalidade primária (tração elétrica). Ainda
assim, a utilização dos VEs para realização destes serviços
auxiliares pode trazer benefícios tanto para a concessionária
de energia quanto para os proprietários de VEs (retorno
financeiro), particularmente no contexto das redes inteligentes
de energia elétrica (smart grids) [1], [2], [11], [16]–[19].
No caso do uso dos conversores estáticos embarcados no
VE para compensação de reativos e/ou de harmônicos em
instalações elétricas não há influência sobre a vida útil do
banco de baterias, pois tal tipo de operação é realizada
apenas com o conversor de interface entre VE e rede, sem
envolver as baterias eletroquímicas [20], [21]. Ressalta-se,
também, que a atual geração de veículos elétricos comerciais
não apresenta suporte a tais serviços auxiliares, tendo sua
conexão à rede limitada à recarga do banco de baterias.
Acredita-se que, com a consolidação e evolução da tecnologia
veicular elétrica, estes atributos estejam disponíveis nos VEs
comerciais vendidos nos Estados Unidos da América, Europa
e Japão no intervalo de 10 a 15 anos [22], [23].
Este artigo apresenta uma visão geral, de natureza tutorial,
em relação à situação atual da conexão de veículos elétricos à
rede de energia elétrica para reabastecimento. São abordadas
as formas de recarga de bateria, os tipos de carregadores e
padrões de recarga atualmente utilizados em veículos elétri-
cos. Outros trabalhos similares, em geral, abordam apenas um
destes padrões. Como diferencial desta revisão, é realizada a
descrição de tais padrões, apresentando circuitos de conexão
típicos, além das características nominais especificadas aos
métodos de recarga e conectores. Além disso, o artigo trata
da situação específica relacionada ao Brasil ao abordar os
padrões recentemente adotados neste país. Espera-se, com
este artigo, proporcionar aos pesquisadores e profissionais
que desejam desenvolver produtos e/ou protótipos de VEs
uma boa referência para o início de novos trabalhos, uma
vez que estes requisitos influenciam na escolha da topologia
e dimensionamento dos conversores estáticos e demais ele-
mentos a serem utilizados. Adicionalmente, é apresentado um
sistema experimental para avaliação de estratégias de conexão
de veículos elétricos à rede de energia elétrica que está sendo
desenvolvido pelos autores deste trabalho.
II. RECARGA DE BATERIAS DE VEÍCULOS
ELÉTRICOS
A recarga do banco de baterias de um VE é um processo
que varia com o tipo de bateria utilizado e com a capacidade
de disponibilização de energia pela rede elétrica. O tempo
e a forma de reabastecimento do VE devem ser compatíveis
com o tipo de bateria existente no VE, garantindo a segurança
do processo de recarga e evitando que seu banco de baterias
tenha sua vida útil reduzida. Diversos tipos de baterias podem
ser utilizados em aplicações veiculares. Logo, diferentes
requisitos podem ser exigidos do carregador de baterias de
um VE. Na Figura 2 é feita uma comparação gráfica entre
energia específica e taxa de carga1 típicas de alguns tipos de
baterias utilizados em veículos elétricos.
0 2C 4C 6C 8C0
30
60
90
120
150
Ener
gia
Espe
cífic
a (W
h/kg
)
Taxa de Carga
LiCo e LiMnO24,1 V/célula
NiMH1,4 V/célula
Chumbo-ácido2,1 V/célula
LiFePO43,6 V/célula
LiTiO42,8 V/célula
Fig. 2. Diferentes tipos de bateria utilizados em VEs: Energiaespecífica versus taxa de carga (adaptado de [24]).
Os primeiros veículos elétricos da era moderna utilizavam
baterias de chumbo ácido, que posteriormente passaram a ser
substituídas por baterias de níquel-hidreto metálico (NiMH).
Apesar deste último tipo de bateria ainda ser utilizado em
alguns VEs, atualmente observa-se uma tendência no uso de
baterias de íons de lítio, o que se deve principalmente pela
maior energia específica e maior taxa de carga suportada por
tal tipo de bateria, além do fato de não apresentar efeito de
memória [24], [25]. As baterias de íons de lítio “formato
padrão”, lítio-cobalto (LiCo) e lítio-dióxido de manganês
(LiMnO2, comumente designadas apenas por baterias de
1A taxa de carga (ou de descarga) de uma bateria é geralmente expressacomo “taxa C”. Uma taxa de carga de “1C” significa carga completa deuma bateria em 1 hora. Assim, por exemplo, uma taxa de carga “C/2”indica carga completa realizada em 2 horas, enquanto uma taxa de carga“6C” denota carga completa em 10 minutos (1/6 de hora).
195Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
“lítio-manganês”), como as utilizadas em laptops e em tele-
fones celulares, estão entre as baterias que possuem maior
energia específica atualmente. Além disso, apresentam os
menores custos entre as baterias de íons de lítio, uma vez que
são produzidas em larga escala em países da Ásia. Apesar
das baterias “formato padrão” já terem sido utilizadas em
um carro conceito (BMW - Mini Cooper), não apresentam
grande aplicação em VEs, pois sua recarga, devido a questões
de segurança e preservação de vida útil, deve ser realizada
com taxas inferiores a “1C” (desempenho muito pior que o
alcançado com baterias de NiMH) [24].
As baterias de fosfato ferroso de lítio (LiFePO4, usual-
mente referidas como baterias de “lítio-ferro”) são as mais
utilizadas em VEs. Este tipo de bateria é fabricado por
diversas empresas no mundo todo e, devido ao seu amplo uso
em ferramentas portáteis (tais como furadeiras e lixadeiras),
é uma tecnologia com boa credibilidade no mercado de
acumuladores de energia [24]. Apesar de apresentarem menor
energia específica que as baterias de íons de lítio “formato
padrão”, podem ser recarregadas mais rapidamente, aceitando
taxas de até “3C”. Outra tecnologia de baterias de íons
de lítio é a promissora bateria de lítio-óxido de titânio
(LiTiO4), também designada “nano-lítio-titanato” (nLTO),
capaz de suportar recarga em até “6C” sem reduzir de forma
significativa sua vida útil, que pode ser superior a 10 mil
ciclos de carga [26]. Apesar do alto custo de uma bateria
nLTO, que chega a ser quase três vezes maior que o de
uma bateria de lítio-ferro [27], encontra-se, na literatura
técnica, aplicações deste tipo de bateria em ônibus elétricos
híbridos [28], [29]. Além das tecnologias de baterias de lítio
citados, outros tipos de baterias vem sendo desenvolvidos,
dentre os quais destacam-se as baterias de lítio-enxofre por
apresentarem possibilidade de aplicação no armazenamento
de energia em veículos elétricos dada a alta energia específica
obtida em protótipos de laboratório [30], [31].
Atualmente, a pesquisa de novas tecnologias de baterias
é intensiva, buscando o desenvolvimento de baterias ca-
pazes de suportar recarga em “10C” [32]. Além disso, tais
baterias devem apresentar vida útil estendida, compatível
com as necessidades dos VEs comerciais que, hoje em dia,
utilizam baterias com garantia de oito anos (ou 100 mil
milhas rodadas) fornecida pelos seus fabricantes [33]. Outra
questão importante é a disponibilidade limitada dos recursos
naturais utilizados na fabricação de baterias, o que traz certa
preocupação em relação ao desenvolvimento da tecnologia de
veículos elétricos baseada em baterias de lítio. Deste modo, a
construção de baterias eletroquímicas com outros elementos,
tais como sódio e enxofre (mais abundantes na crosta terrestre
que o lítio), vem sendo investigada. Baterias baseadas em
sódio têm uma alta densidade de energia, ciclo de vida longo
e podem operar em ambientes agressivos. As baterias de
sódio são três vezes mais leves do que as baterias de chumbo
e são mais adequadas do que as baterias de lítio para países
de clima tropical, como o Brasil, devido a maior faixa de
temperatura de operação [34]. As baterias de sal fundido
recarregáveis, como a bateria ZEBRA (utilizada no Palio
Elétrico - Itaipu/KWO/Fiat), e de iodeto metálico de sódio
(utilizada em veículo de mineração, fabricada pela GeneralElectric), além das baterias de sódio-enxofre e de íons de
sódio, são tipos de baterias com promissora aplicação em
veículos elétricos [35]–[38].
Independente do tipo de bateria eletroquímica conside-
rado, para garantir uma recarga segura e que sua vida útil
seja preservada é necessário que corrente e tensão sejam
convenientemente controladas em suas células durante os
processos de carga e descarga. O perfil de recarga típico de
uma célula de bateria de lítio-ferro é apresentado na Figura 3
[39], em que pode ser observada a divisão da recarga em
duas etapas: uma etapa de corrente constante, com duração
de cerca de 75% do tempo de recarga, e uma etapa de
tensão constante, complementando a recarga. Além disso, a
tensão das células da bateria deve ser monitorada durante
todo o processo de recarga, de modo que não exceda o valor
máximo recomendado pelo fabricante, o que causaria sérios
danos ao produto. Este monitoramento de tensão, bem como
o da temperatura e da corrente nas células de uma bateria
e o controle do carregador de baterias, é realizado por um
BMS (do inglês battery management system) [40], [41], que
é fundamental para a operação de segura de sistemas de
armazenamento de energia baseados em baterias de íons de
lítio [42]–[44]. Além disso, para tal tipo de bateria, também é
importante a existência de circuitos auxiliares de equalização
de carga entre as células da bateria de modo a garantir ótima
operação do sistema de armazenamento de energia [45], [46].
Para veículos elétricos, esta equalização de carga deve ser
realizada após a etapa de recarga em corrente constante
(equalização pelo topo -“top balancing”) [41].
0 5 10 15 20 25 30 35 400
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
4
3,35
3,40
3,45
3,50
3,55
3,60
3,65
40
50
60
70
80
90
100
Tempo de recarga (min)
Cor
rent
e da
cél
ula
(A)
Tens
ão d
a cé
lula
(V)
Esta
do d
e C
arga
(%)corrente
tensãoest
ado d
e car
ga
Fig. 3. Perfil de recarga de uma bateria de lítio-ferro (adaptado de[39]).
O tempo de recarga do banco de baterias de um VE é
dependente não só da taxa de carga suportada pelo tipo de
bateria utilizado, mas também da capacidade e do estado
de carga do banco de baterias, além da potência disponível
nos alimentadores da rede que fornece energia ao VE. Há
diversas classificações do tipo de recarga quanto à sua
duração, entretanto, de forma geral, pode-se classificar a
recarga de um VE como “carga lenta” ou “carga rápida”
[16], [24], [32], [33], [47], [48]. Muitas vezes a carga lenta
é designada por “recarga em Nível 1” e/ou “recarga em
Nível 2”, enquanto a carga rápida é citada como “recarga em
Nível 3”, referenciando aos métodos de recarga definidos nas
primeiras versões da prática recomendada SAE J1772 [49].
196 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
A carga lenta (ou carga normal) pode ser definida como a
recarga completa do banco de baterias de um VE cujo tempo
de duração é superior a 6 horas2 [24], [48]. Este tipo de
recarga é geralmente associado à recarga noturna (residencial)
e à recarga de oportunidade de um VE (durante o período de
estacionamento do veículo em pontos de recarga disponíveis
no local de trabalho do proprietário do automóvel ou em um
shopping center, por exemplo). A carga lenta é geralmente
realizada com a conexão do VE à rede elétrica, com ali-
mentação em corrente alternada (monofásica ou bifásica) e
potência aparente entre 1 kVA e 6,6 kVA [16], [24], [48].
Como exemplo, pode ser citada a carga lenta de um VE
como o Nissan Leaf que, com o uso de um carregador de
baterias de 3,3 kVA alimentado em 240 V, tem seu banco
de baterias, cuja capacidade de armazenamento é de 24 kWh
[50], totalmente recarregado em cerca de 7 horas.Apesar de haver autores que classificam como carga rápida
“qualquer esquema de recarga que não se enquadre como
carga lenta” [24], pode-se definir carga rápida como a recarga
completa do banco de baterias de um VE com duração igual
ou inferior a 20 minutos [17]. A “California Air ResourcesBoard” em seu programa “Zero Emissions Vehicle”, que
obriga drásticas reduções de emissões atmosféricas no estado
da Califórnia (EUA), define carga rápida como uma recarga
de 10 minutos capaz de garantir que o VE trafegue 100
milhas (160,9 km) [24]. De forma geral, a carga rápida
é realizada com a conexão do VE a uma alimentação em
corrente contínua, com energia fornecida por rede trifásica
por meio de retificadores, com potência na faixa de 50 kW
a 400 kW [16], [24], [48]. A carga rápida é geralmente
associada às estações (ou postos) de recarga, similares aos
postos de gasolina [17], [51]–[53]. Para efetuar a carga rápida
de um VE como o Nissan Leaf, com recarga completa em
15 minutos, seria necessário fornecer ao carregador uma
potência de 96 kW (sem levar em consideração as perdas
envolvidas). A despeito da energia fornecida pela rede elétrica
ser relativamente pequena (no caso, 24 kWh), a potência
demandada pode ser significativa, particularmente se houver
vários veículos sendo recarregados simultaneamente. Deste
modo, se tal tipo de recarga não for devidamente gerenciado,
poderá haver considerável aumento de carga no sistema
elétrico, trazendo problemas ao sistema de energia elétrica
como aumento de perdas e degradação de seus componentes
[16], [17], [48]. Outra preocupação em relação à carga rápida
é que seu uso recorrente pode reduzir significativamente a
vida útil das baterias de íons de lítio atualmente utilizadas
em VEs disponíveis para comercialização [33], [54].Uma forma alternativa para rápido reabastecimento da
energia armazenada a bordo de um VE é a troca de seu
banco de baterias. Este tipo de procedimento foi inicialmente
proposto pela empresa israelense Better Place (que teve sua
falência decretada em meados de 2013 [55]) e vem sendo
adotado pelo fabricante de veículos elétricos norte-americano
Tesla Motors [56]. Neste caso, em pouco mais de um minuto
é possível efetuar a troca do banco de baterias sem carga
por outro totalmente carregado, o que é feito de forma
2Tipicamente, com duração entre 6 e 8 horas. Cabe ressaltar que há,na literatura técnica, esquemas classificados como carga lenta com duraçãoinferior a 6 horas.
automatizada.
Estudos realizados pelo Electric Power Research Institute(EPRI) sugerem que a maior parte dos VEs serão recarrega-
dos em residências durante a noite [57]. Isto faz da carga
lenta a forma primária de recarga de baterias de veículos
elétricos [16], [24], [33], [58]. A infraestrutura de recarga
é um dos pontos fundamentais para a popularização dos
veículos elétricos e deve ser capaz de se comparar à con-
veniência e interoperabilidade oferecida pela atual estrutura
de reabastecimento de veículos a motor de combustão interna
[10], [54]. De fato, a disponibilização de pontos de recarga
contribui para a melhoria da autonomia dos veículos elétricos
de forma mais econômica e efetiva que o incremento na
capacidade de armazenamento do banco de baterias de um
VE [33]. Além das residências, pontos de recarga devem estar
disponíveis em locais públicos e privados (estacionamentos),
possibilitando que o banco de baterias possa ser recarregado
sempre que o VE estiver estacionado, de modo que sempre
haja energia armazenada suficiente para vencer o próximo
trajeto a ser cumprido e reduzindo, assim, a necessidade de
realização de carga rápida. Entretanto, há a necessidade da
disponibilização de estações de recarga (carga rápida) que,
apesar de não tornarem os veículos elétricos automóveis de
autonomia estendida [33], são uma boa opção para lidar com
o fenômeno psicológico conhecido como “range anxiety”[16], [17], [24], [33], que pode ser entendido como o receio
do motorista ter seu VE parado por falta de energia elétrica.
Um caso emblemático que ilustra este fenômeno é o ocorrido
no Japão, em função da adoção de veículos elétricos na frota
da companhia de energia elétrica de Tóquio (TEPCO, TokyoElectric Power Company), muito bem descrito em [24], [59],
[60], que permite concluir que a simples presença de uma
melhor infraestrutura de recarga, particularmente de carga
rápida, dá suporte para que o motorista utilize de forma
melhor e mais eficiente os recursos disponíveis (baterias) em
seu veículo elétrico [59].
A. Carregadores de Baterias para Veículos Elétricos
Há várias possibilidades para a caracterização dos car-
regadores de baterias para VEs, mas, de forma geral, pode-
se classificá-los como “embarcados” (ou “on-board”, loca-
lizados a bordo do veículo) e “externos” (ou “off-board”,localizados fora do veículo) [16]. Carregadores embarca-
dos são associados à recarga noturna ou de oportunidade,
enquanto os do tipo externo são relacionados às estações
de recarga rápida [51]. Uma vez que um carregador do
tipo embarcado é sempre levado a bordo do VE, peso e
volume são atributos que devem ser minimizados, o que
restringe a aplicação deste tipo de carregador em potências
elevadas [16], [51]. Os carregadores embarcados podem ser
implementados com a inclusão de circuitos dedicados ao
controle de carga das baterias a bordo do VE [61] (situ-
ação típica dos modelos atualmente disponíveis no mercado
[62], [63]) ou integrados aos conversores estáticos que com-
põem seu sistema de propulsão [15], [51], [64]–[66]. O
isolamento galvânico, que é uma característica importante
de um carregador de baterias por razões de segurança do
usuário, muitas vezes não é implementado em carregadores
197Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
embarcados devido ao seu impacto no custo do sistema [51].
Tanto os carregadores embarcados quanto os externos podem
permitir fluxo de potência bidirecional entre a rede elétrica
e o banco de baterias do VE, ou seja, podem operar como
carregadores avançados. Os circuitos eletrônicos utilizados
nos carregadores de baterias para VEs são tipicamente com-
postos por um conversor CA-CC, conectado à rede por meio
de um filtro de eliminação de harmônicos de comutação e
um conversor CC-CC, conforme ilustrado na Figura 4 [61].
Em geral, carregadores embarcados utilizam alimentação
monofásica ou bifásica (Figura 4(a)) e carregadores externos
são alimentados por tensões trifásicas (Figura 4(b)). No caso
de carregadores avançados, ambos os conversores estáticos
(CA-CC e CC-CC) devem ser bidirecionais em corrente.
Entre as diversas topologias propostas na literatura para a
realização do módulo de conversão CA-CC destacam-se os
conversores bidirecionais tipo fonte de tensão mostrados na
Figura 5 [16], [61]. Considerando-se a realização de um
carregador unidirecional, os interruptores estáticos destes
conversores podem ser substituídos por diodos, resultando em
uma estrutura de custo reduzido [2]. Entretanto, de qualquer
forma, é interessante que o carregador consuma corrente
praticamente senoidal da rede elétrica, operando em con-
formidade com os limites de distorção harmônica definidos
em padrões internacionais como, por exemplo, o IEEE 519
[67]. Além disso, é desejável a possibilidade de variação
do ângulo de fase entre tensão e corrente de entrada do
carregador a fim de proporcionar controle da potência reativa
consumida pelo sistema de recarga de baterias [16]. Outra
possibilidade, esta associada aos carregadores avançados, é
o uso do conversor estático (CA-CC) existente para realizar
a compensação de harmônicos de corrente em instalações
elétricas, adicionalmente à compensação de potência reativa
[68]. Neste caso, a corrente CA consumida para a recarga
do banco de baterias do VE transportaria não só a energia a
ser armazenada, mas também o conteúdo harmônico e reativo
que permitisse a compensação da instalação elétrica à qual o
VE estiver conectado para sua recarga. Assim, esta instalação
elétrica, como um todo, se comportaria como uma carga
linear e de fator de potência próximo da unidade.
Já em relação ao módulo de conversão CC-CC, uma opção
interessante, se desejado fluxo bidirecional de potência, é o
conversor CC-CC buck/boost bidirecional (conversor CC-CC
meia-ponte ou half-bridge), cujo circuito é apresentado na
Figura 6, dada sua estrutura simples, de alta eficiência, baixo
custo e alta confiabilidade [69].
Outras topologias de conversores CA-CC e CC-CC apli-
cadas a carregadores de baterias de VEs, não apresen-
tadas neste artigo, são encontradas na literatura técnica. As
seguintes referências são sugeridas pelos autores como fonte
de consulta: [15], [51], [61], [69].
As considerações descritas nos parágrafos anteriores se
referem a carregadores condutivos, nos quais o fluxo de
energia elétrica é realizado por meio do contato elétrico entre
o conector existente no veículo e os terminais do plugue do
cabo de conexão à rede elétrica (carregador embarcado) ou
ou carregador de baterias (carregador externo) [16], [51]. A
grande desvantagem do uso de recarga condutiva é o fato
da necessidade do motorista efetuar a conexão do cabo ao
+ -
(a)
Banco de Baterias
Filtro
Rede Elétrica
Conversor CA-CC
Conversor CC-CC
Veículo ElétricoCarregador de Baterias
+ -
(b)
Fig. 4. Carregadores de baterias para VEs - diagrama de blocos(circuitos típicos): (a) carregador embarcado; (b) carregador externo.
CB
S
S
S
S
(a)
CB
S
S
S
S
S
S
(b)
Fig. 5. Topologias de circuitos para o conversor CA-CC de car-regadores avançados de baterias para VEs: (a) Monofásico em pontecompleta (carregador embarcado); (b) trifásico (carregador externo).
conector existente no VE, o que faz com que seja preciso
levar em consideração uma série de questões relacionadas
à segurança do sistema e do usuário, geralmente tratadas
com o uso de dispositivos de manobra, de proteção contra
sobrecarga e de proteção diferencial-residual nos circuitos
associados à recarga das baterias de um VE [70], [71].
Há, também, os carregadores indutivos, nos quais o fluxo
de potência entre a rede elétrica e o banco de baterias do
VE é realizado magneticamente [51], [72], [73]. Este tipo
de carregador tipicamente opera em carga lenta [16], sendo
que há a possibilidade da recarga indutiva ser realizada com
o VE estacionado [74]–[77] ou em movimento (carregador
dinâmico) [78]–[81]. Entre as principais vantagens do uso
da recarga indutiva cita-se a segurança do usuário (não
necessita de conectores elétricos) e flexibilidade do sistema
de recarga [80] e, como desvantagens, a complexidade de
198 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
Sa
SbBanco de Baterias
LiDa
DbBar
ram
ento
CC
+-
+
-
Fig. 6. Módulo de conversão CC-CC típico para carregadoresavançados de baterias para VEs (conversor buck/boost bidirecional).
fabricação, volume e custo [16], além dos possíveis riscos à
saúde humana, em longo prazo, devido à exposição a fortes
campos magnéticos [72]. Apesar da aplicação de recarga
indutiva em alguns VEs comerciais da década de 1990,
atualmente a recarga condutiva é o tipo de recarga utilizado
em praticamente todos os modelos disponíveis no mercado
[16], [24], [50].
Finalizando a discussão desta seção, é apresentado na
Figura 7, um diagrama representando uma possível forma
de classificação dos carregadores de baterias para veículos
elétricos que resume os conceitos abordados.
off-board on-board
Carga rápida (estações de recarga)
Carga lenta (pontos de recarga)
Fig. 7. Classificação dos carregadores de baterias atualmente uti-lizados em veículos elétricos.
B. Padrões de Recarga de Baterias de Veículos Elétricos
A padronização dos processos e conectores utilizados na
recarga de baterias de VEs é importante para a popularização
e consolidação da tecnologia veicular elétrica no mercado
automobilístico. Assim como ocorre no caso dos veículos a
motor de combustão interna, que podem ser reabastecidos
em qualquer lugar, pois o bico da bomba de combustível
é compatível com o bocal do tanque de todo tipo de au-
tomóvel, espera-se que haja o estabelecimento de padrões
internacionais únicos, ou ao menos compatíveis entre si, tam-
bém para os veículos elétricos. Atualmente, há três padrões
importantes de conectores e formas de recarga condutiva
que vem sendo internacionalmente estabelecidos e utilizados
por montadoras de automóveis [82]. Nos Estados Unidos da
América, o padrão utilizado é definido pela SAE (Society ofAutomotive Engineers), sob o nome J1772 [70]. Na Europa,
há os padrões IEC (International Eletrotechnic Comission)61851 [83] e 62196 [84], recentemente adotados no Brasil
pela Associação Brasileira de Normas Técnicas (ABNT) [71],
[85]. Já no Japão, vem sendo utilizado o padrão comumente
denominado por CHAdeMO [86]. Os padrões SAE J1772
e CHAdeMO não são compatíveis entre si. Já o padrão
IEC 61851, mais abrangente, apresenta compatibilidade com
os padrões norte-americano e japonês. Há veículos elétricos
comerciais que trazem mais de um tipo de conector para
recarga, como por exemplo, o Nissan Leaf, cujo detalhe na
Figura 8 mostra a existência de um conector SAE J1772
para recarga lenta com alimentação em corrente alternada e
um conector CHAdeMO (ou conector TEPCO) para recarga
rápida em corrente contínua. As empresas montadoras de
automóveis dos EUA e dos países da Europa, em 2012,
realizaram opção de utilização do novo conector do padrão
SAE J1772 (conhecido como conector “combo”), que permite
recarga lenta com alimentação CA e recarga rápida CC,
em seus novos veículos [87], [88]. Além disso, espera-se
que as montadoras japonesas também venham adotar este
novo tipo de conector [33]. Nesta seção serão descritos os
principais padrões de conectores e formas de recarga de
veículos elétricos atualmente comercializados.
Conector TEPCO (CHAdeMO)
Conector SAE J1772
Fig. 8. Utilização de mais de um tipo de conector para recarga (Nis-san Leaf, em adaptação de foto retirada de www.bendbulletin.com).
1) SAE J1772: A prática recomendada para veículos de
superfície “SAE J1772 - Electric Vehicle and Plug-in HybridElectric Vehicle Conductive Charge Coupler” [70] traz es-
pecificações dos conectores (plugue e tomada) utilizados na
recarga condutiva de veículos elétricos, além de definir difer-
entes níveis para a execução de tal tipo de recarga de baterias.
Na sua versão do ano de 2010, a SAE J1772 cobre apenas a
carga lenta com alimentação em corrente alternada. Em 2012,
esta prática recomendada recebeu atualização incorporando
a recarga com alimentação em corrente contínua (lenta e
rápida). Os métodos de recarga definidos pela SAE J1772 são
apresentados na Tabela I. Os métodos de recarga “CA Nível
1” e “CA Nível 2” são baseados na conexão do VE à rede em
corrente alternada, com alimentação tipicamente monofásica.
A SAE J1772 não cobre recarga baseada em alimentação
trifásica, pois não é um tipo de fornecimento de energia
comumente disponível aos consumidores norte-americanos
[82]. Já a alimentação bifásica, apesar de não ser citada
explicitamente na definição dos métodos de recarga estabe-
199Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
TABELA IMétodos de recarga de baterias para VEs (SAE J1772)
Método deRecarga Característica/Aplicação Tensão Corrente
CA Nível 1
· Carga lenta (alimentaçãoCA monofásica)· Recarga em tomada resi-dencial de uso geral
120 V 12–16 A
CA Nível 2
· Carga lenta (alimentaçãoCA monofásica ou bifásica)· Ponto de recarga (residen-cial/público)
208–240 V ≤80 A
CC Nível 1
· Carga lenta (alimentaçãoCC)· Ponto de recarga (residen-cial/público)
200–500 V ≤80 A
CC Nível 2· Carga rápida (alimentaçãoCC)· Estações de recarga
200–500 V ≤200 A
lecidos pelo padrão, é suportada pelo conector SAE J1772
(métodos de recarga “CA Nível 1” e “CA Nível 2”) dadas as
funções atribuídas a seus terminais e os diagramas elétricos
de conexão à rede apresentados em tal padrão [70]. O método
de recarga “CA Nível 1” permite realizar a recarga de um
VE utilizando uma tomada residencial comum, à qual deve
ser conectado o equipamento de interface compatível com
“CA Nível 1” (cabo “Nível 1”), que já pode vir embarcado
no veículo elétrico [16]. Já o método de recarga “CA Nível
2”, que é considerado a forma de recarga mais importante
para pontos de recarga públicos e privados (incluindo os
residenciais), não é compatível com tomadas residenciais
comuns e necessita de equipamento especial dedicado, comu-
mente designado por EVSE (do inglês electric vehicle supplyequipment) ou, em português, SAVE (sistema de alimentação
para veículo elétrico, seguindo a nomenclatura adotada pela
ABNT [71]). É importante observar que um ponto de recarga
compatível com os métodos de recarga “CA Nível 1” e “CA
Nível 2” não é um carregador que faz conexão direta ao
banco de baterias do VE, mas sim uma interface de conexão
entre o carregador embarcado no veículo e a rede elétrica.
Essencialmente, tal tipo de ponto de recarga é um conector
inteligente que é responsável não apenas pela conexão do
VE à rede, mas também apresenta características obrigatórias
de controle e proteção estabelecidas pela própria SAE e
outros órgãos de normatização [47]. A título de ilustração,
na Figura 9, é apresentado o circuito de conexão de um
SAVE padrão SAE J1772 “CA Nível 2”, onde é possível
observar, além dos terminas de alimentação, a existência de
terminais de detecção de proximidade e de controle (piloto),
utilizados para garantir a operação adequada da conexão do
VE ao SAVE.
Os métodos de recarga “CC Nível 1” e “CC Nível 2” (este
similar ao método de recarga “Nível 3” definido nas versões
anteriores da SAE J1772) são aplicados, respectivamente,
a pontos de recarga e a estações de recarga comerciais
(com carga rápida em corrente contínua). Nos dois casos,
o carregador de baterias é externo ao VE, sendo diretamente
conectado ao banco de baterias do veículo.
Tratando-se do acoplamento entre a rede elétrica e o VE
para recarga de baterias, existem dois tipos de conectores
Sinalizador (Presença de Tensão CA)
1
2
3
4
5
GND
L1
L2/N Carregador de BateriasR
ede
El
étric
a
SAVE Veículo Elétrico
Conector do SAVE
Tomada do Veículo
Sistema de Controle
Fig. 9. Circuito típico de um SAVE padrão SAE J1772 “CA Nível2” (pinagem definida na Figura 10(a)).
padrão SAE J1772. O primeiro é o conector estabelecido nas
versões até 2010 desta prática recomendada, que suporta os
métodos de recarga “CA Nível 1” e “CA Nível 2”, sendo
também utilizado para recarga “CC Nível 1”. Além deste,
há também o novo conector “combo”, definido na versão
de 2012 de tal padrão, que suporta recarga “CC Nível 2”
adicionalmente aos outros métodos de recarga. Na Figura 10
são mostradas fotos do par plugue-tomada destes dois tipos
de acoplamento do padrão SAE J1772.
(1) L1(2) L2/N
(3) GND(4) Controle
(5) Detecção de Proximidade
(a)
(b)
Fig. 10. Conectores padrão SAE J1772: (a) Métodos de recarga “CANível 1”, “CA Nível 2” e “CC Nível 1” (adaptação de foto retiradade www.carstations.com); (b) “Combo”: suporta todos os métodosde recarga (foto retirada de ev.sae.org/article/10128).
2) IEC 61851 (NBR/IEC 61851) e IEC 62196 (NBR/IEC62196): Há dois padrões definidos pela IEC relacionados à
recarga condutiva de baterias de veículos elétricos [82], [89]:
IEC 61851 e IEC 62196. O padrão IEC 61851, “Electric Ve-hicle Conductive Charging System”, trata dos equipamentos
200 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
para recarga de VEs em corrente alternada e em corrente
contínua. Já a IEC 62196, “Plugs, Sockets Outlets, VehicleCoupler and Vehicles Inlets - Conductive Charging of ElectricVehicles” aborda os requisitos dos conectores utilizados na
recarga de VEs. Estes padrões foram recentemente adotados
pela ABNT sob os nomes “NBR/IEC 61851 - Sistema de
Recarga Condutiva para Veículos Elétricos” e “NBR/IEC
62196 - Plugues, Tomadas, Tomadas Móveis para Veículo
Elétrico e Plugues Fixos de Veículos Elétricos - Recarga Con-
dutiva para Veículos Elétricos”. São definidos, na “Parte 1”
do padrão IEC 61851 (NBR/IEC 61851), quatro modos de
recarga condutiva para veículos elétricos, descritos de forma
resumida Tabela II. No “Modo 1” é utilizada uma tomada
residencial comum para efetuar a recarga do VE. A segurança
é uma questão que merece atenção especial para este modo
de recarga, pois é totalmente dependente das características
da instalação elétrica à qual o VE está conectado [90],
[91]. Se esta não utilizar dispositivos de proteção diferencial-
residual (DR), como é o caso de instalações antigas, que
não seguem as normas atuais (como a NBR 5410 [92]), há
potencial risco de acidente na ocorrência de algum defeito
no sistema de recarga. O “Modo 2” também é aplicado a
tomadas residenciais, mas traz proteção incorporada ao cabo
de conexão ao VE, eliminando as preocupações relacionadas
a proteção existentes no “Modo 1”. O “Modo 3” se refere
a pontos de recarga com o uso de SAVE dedicado, e é
compatível com o método de recarga “CA Nível 2” da
SAE J1772. Já o “Modo 4”, que engloba a recarga CC de
veículos elétricos (carga rápida) encontra-se atualmente em
desenvolvimento [82]. A “Parte 1” da IEC 61851 (NBR/IEC
61851) define, ainda, três casos de conexão para recarga de
VEs. No “Caso A”, o cabo de conexão é fixado no VE, tendo
que ser conectado ao ponto de recarga (tomada ou SAVE).
Já no “Caso B”, o cabo é solto (as conexões devem ser feitas
tanto no VE quanto no ponto de recarga) e, no “Caso C”, o
cabo é fixado no ponto de recarga. O circuito da Figura 9
(referente à SAE J1772) é idêntico ao de um SAVE padrão
NBR/IEC 61851 “Modo 3” - “Caso C” e será considerado
como exemplo.
Quanto aos conectores, são definidos três tipos pela Parte
2 da IEC 62196, mostrados na Figura 11. O conector de
interface “Tipo 1” é equivalente ao conector SAE J1772
“CA Nível 1” e “CA Nível 2” e é utilizado para alimen-
tação monofásica em corrente alternada de até 250 V/32 A
(podendo chegar até a 80 A, para compatibilidade com o
padrão norte-americano). O conector “Tipo 2” é utilizado
para alimentação CA monofásica (até 250 V/70 A) ou
trifásica (380 V–480 V/63 A). Para o conector “Tipo 3”, que
apresenta características nominais semelhantes às do conector
“Tipo 2”, há uma capa de proteção que realiza a cobertura
de seus contatos quando desconectado da tomada (requisito
de segurança existente em alguns países europeus) [82].
3) CHAdeMO: O método de recarga rápida em cor-
rente contínua mais importante atualmente é chamado
CHAdeMO3, definido por uma associação de mesmo nome
3CHAdeMO é a contração da frase em francês “Charge de move”, quepode ser traduzida para o português como “Carregue e siga”, além de serum trocadilho com a frase em japonês “O cha demo ikaga desuka”, quesignifica “Vamos tomar um chá durante a carga” (em tradução livre).
TABELA IIModos de recarga de baterias para VEs(IEC 61851-1 e NBR/IEC 61851-1)
Modo deRecarga Característica/Aplicação Tensão Correntea
Modo 1 · Carga lenta (alimentação CA ≤250 V (1φ) 16 Amonofásica ou trifásica) ≤480 V (3φ)· Recarga em tomadaresidencial de uso geral
Modo 2 · Carga lenta (alimentação CA ≤250 V (1φ) 32 Amonofásica ou trifásica) ≤480 V (3φ)· Recarga em tomada residen-cial de uso específico (pro-teção e controle-piloto incor-porados ao cabo ou ao conec-tor do VE
Modo 3 · Carga lenta (alimentação CA ≤250 V (1φ) 32 Amonofásica ou trifásica) ≤480 V (3φ)utilizando SAVE dedicado· Ponto de recarga(residencial/público)
Modo 4b · Carga rápida (alimentaçãoCC)
— —
· Estações de recarga
aMaiores valores de corrente são permitidos para os Modos 2 e 3, desdeque suportados pelos elementos do sistema de recarga;
bEm desenvolvimento.
(a) (b)
(c)
Fig. 11. Conectores padrão IEC 62196-2 (fotos retiradas de [82]).(a)“Tipo 1” (fabricante: Yazaki); (b)“Tipo 2” (fabricante: Mennekes);(c)“Tipo 3” (fabricante: SCAME)
composta por diversas empresas dos setores automotivo, de
energia e de equipamentos elétricos de vários países do
mundo, liderada por montadoras de automóveis japonesas
e francesas (Nissan/Renault, Mitsubishi, Fuji Heavy Indus-tries/Subaru e Toyota) e pela empresa de energia de Tóquio
(TEPCO) [82]. O sistema de recarga CC CHAdeMO está
incluído no rascunho da IEC 61851-23 [86]. Consequente-
mente, deve também ser adotado no Brasil, em futuras
versões da NBR/IEC 61851. O conector utilizado é definido
pelo “Japan Electric Vehicle Standard (JEVS)” G105-1993,
publicado pelo Instituto Japonês de Pesquisa Automotiva,
sendo frequentemente denominado como “conector TEPCO”
(pois foi desenvolvido pela TEPCO em conjunto com empre-
201Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
sas do setor automotivo japonês). Este conector, com versões
de diferentes fabricantes mostradas na Figura 12, permite a
recarga CC em até 500 V/125 A [82], [93]. A interface de
conexão do método de recarga CHAdeMO é mostrada na
Figura 13 [93].
(a) (b)
(c)
Fig. 12. Conectores TEPCO de diferentes fabricantes (fotos retiradasde www.chademo.com/items): (a) Yazaki; (b) Fujikura; (c) DYDEN8.
Carregador/Conector Veículo Elétrico
6
5
2
4
1
8
9
3
+
-
7
+12 V
Controle
+12 V+-
+12 V
10
+12 V
Con
trole
Alimentação (+)
Alimentação (-)
CarregadorInício/Parada 1
CarregadorInício/Parada 2
Verificação de conexão
Habilitação de Recarga
GND
CAN-H
CAN-L
N/C
V
ALI
MEN
TAÇ
ÃO
LIN
HA
S D
E C
ON
TRO
LE
AN
ALÓ
GIC
O
BA
RR
AM
ENTO
C
AN
Banco de Baterias
PINAGEM
Controle
Controle
10
123
4
56
789
Fig. 13. Circuito elétrico simplificado da interface de conexão pararecarga - conector TEPCO/protocolo CHAdeMO (adaptado de [93]).
III. EXEMPLO DE APLICAÇÃO: CONEXÃO DE
KART CROSS ELÉTRICO À REDE DE ENERGIA
ELÉTRICA
Exemplificando os conceitos descritos nas seções ante-
riores, é apresentado um caso de conexão de um Kart Cross
Elétrico (protótipo de veículo elétrico em escala reduzida que
está sendo atualmente desenvolvido no Núcleo de Automação
e Eletrônica de Potência da UFJF) à rede de energia elétrica.
Este VE, cuja fotografia é apresentada na Figura14, possui
banco de baterias de 4,8 kWh (duas baterias de LiFePO4
de 100 Ah/24 V) e motor síncrono de imãs permanentes
de 5 kW. Um banco de supercapacitores composto de seis
módulos de 58 F/16,2 V também é utilizado no sistema de
armazenamento de energia deste VE.
Uma vez que os níveis de tensão utilizados neste Kart
Cross Elétrico são menores que os existentes em veículos
elétricos comerciais (que tipicamente apresentam banco de
baterias com tensão nominal da ordem de 200 a 360 V e
acionamento do motor elétrico em até 600 V) o sistema
experimental implementado para realização da conexão deste
VE à rede de energia elétrica apresenta escala de tensão
reduzida. A atual versão do sistema experimental reproduz
a conexão de um VE a uma rede monofásica que emula uma
instalação elétrica residencial (também em pequena escala e
composta por cargas lineares e não lineares). O diagrama
esquemático simplificado e principais especificações deste
protótipo são apresentados na Figura 15 e na Tabela III,
respectivamente. Na implementação deste sistema em escala
reduzida foram utilizados alguns recursos já disponíveis em
laboratório como, por exemplo, um transformador abaixador
de 3,75 kVA, de relação de transformação 1:4 (levando a
alimentação monofásica de 127 V para 31,75 V). A corrente
nominal do sistema foi definida como 64 A devido à limitação
de recursos de laboratório. A conexão do Kart Cross Elétrico
à rede foi realizada por meio de tomada industrial tripolar
(futuras versões do protótipo utilizarão conector padrão SAE
J1772 para alimentação em corrente alternada).
Neste sistema experimental, há a integração de um car-
regador avançado aos conversores estáticos componentes do
sistema de propulsão do Kart Cross Elétrico. Desta forma,
conforme discutido na Introdução e na Seção II, é possível
que haja fluxo bidirecional potência entre o VE e a rede
de energia elétrica, o que permite que sejam realizadas
funções adicionais, tais como geração de energia elétrica,
compensação de reativos e harmônicos de corrente das cargas
da instalação elétrica, além da recarga do banco de baterias
embarcado (função primária da conexão de um VE à rede
elétrica). A fim de reduzir a carga extra a bordo do Kart
Cross Elétrico, o indutor de filtragem Lf , parte do carregador
avançado integrado ao sistema de propulsão do VE, é inserido
Fig. 14. Kart Cross Elétrico (em desenvolvimento no Núcleo deAutomação e Eletrônica de Potência da UFJF).
202 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
Lb
Sa
Sb Db
Da S1
S’1
S2
S’2
Cf
Lf
K1
40 A
Controle
100 V
48 VSAVE
iVE
KART CROSS ELÉTRICO
Retificador de Onda
Completa
25 A 25 A iS
iinst
A’
N
A
N
127 V (rms)
31,75 V(rms)
1:4
vS
16 A
CARGAS RESIDENCIAIS
+_+_
Banco de Baterias
10 A
RsurtoRsurto
Carga RL Paralelo
Fig. 15. Conexão do Kart Cross Elétrico à rede de energia elétrica.
TABELA IIICaracterísticas do sistema experimental
Instalação Elétrica Residencial em Escala ReduzidaTensão de alimentação 31,75 V/60Hz
Corrente nominal 64 A(rms)
Potência aparente nominal 2,032 kVA
Cargas residenciaisLinear (RL paralelo) R = 3 Ω; L = 20 mH
Não linear (retificador de onda Capacitor de saída: 1,65 mFcompleta monofásico) Resistor de carga: 9,6 Ω
SAVELf 0,2 mH
Rsurto 22 Ω
como componente do SAVE, como exibido na Figura 15.
Adicionalmente aos dispositivos de proteção e manobra típi-
cos de um SAVE, o sistema experimental implementado
apresenta proteção contra surtos de corrente, que é utilizada
em testes nos quais o barramento CC do Kart Cross Elétrico
apresenta condição inicial de tensão inferior à tensão de pico
da rede monofásica. Os níveis de corrente suportados, bem
como as proteções existentes no SAVE desenvolvido, são
compatíveis com os requisitos definidos nos padrões SAE
J1772 e NBR/IEC 61851.
O sistema de controle dos conversores estáticos do Kart
Cross Elétrico foi implementado digitalmente utilizando o
DSC TMS320F28335, da Texas Instruments. Já o monitora-
mento da tensão e da temperatura de cada célula do banco de
baterias embarcado, bem como de sua corrente, é realizado
por um BMS implementado com o microcontrolador TIVA CSeries TM4C123G, do mesmo fabricante.
Ilustrando a potencialidade existente na integração de
VEs à rede de energia elétrica apresenta-se alguns casos
de conexão do Kart Cross Elétrico ao sistema experimental
descrito, nos quais avalia-se a possibilidade da utilização
do carregador avançado integrado ao VE para realização
de serviços auxiliares à rede de distribuição de energia
elétrica. É verificada a utilização dos conversores estáticos,
componentes do sistema de propulsão do Kart Cross Elétrico,
na compensação de harmônicos de corrente e da potência
reativa das cargas de uma instalação elétrica monofásica
hipotética realizada de forma simultânea à recarga do banco
de baterias do VE. A forma de onda de corrente consumida
pelas cargas que emulam esta instalação elétrica é típica
de um instalação elétrica residencial composta por cargas
lineares e não lineares [94]. Tal forma de onda é exibida
na Figura 16 e apresenta DHT = 36,52% (operação das
cargas residenciais com fator de potência (fp) igual a 0,8975,
com atraso de 26,17◦ entre as componentes fundamentais de
tensão de alimentação e corrente). Na Figura 17 são apre-
sentados resultados experimentais que ilustram uma situação
de recarga lenta (modo de corrente constante) do banco de
baterias do Kart Cross Elétrico, com corrente CA de recarga
de aproximadamente 15 A(rms), realizada simultaneamente
à compensação dos harmônicos de corrente e da potên-
cia reativa das cargas residenciais. Neste caso, a corrente
consumida da rede, Figura 17(a), passa a ser praticamente
senoidal, apresentando DHT = 1,14% (em fase com a
componente fundamental da tensão de alimentação), levando
a uma operação com fp = 0,995. A corrente sintetizada pelo
VE para recarga de baterias simultânea à compensação das
cargas residenciais é exibida na Figura 17(b).
Fig. 16. Tensão da rede elétrica (azul escuro, 15 V/div) e correnteconsumida pelas cargas residenciais, (ciano, 20 A/div).
Na segunda situação analisada, considera-se que o Kart
Cross Elétrico continua conectado à rede após a recarga
completa de seu banco de baterias, com os conversores es-
táticos componentes de seu sistema de propulsão ainda sendo
utilizados na compensação de harmônicos de corrente e da
potência reativa das cargas residenciais (operação como filtro
ativo de potência). Neste caso, com o carregador avançado
integrado ao sistema de propulsão do Kart Cross Elétrico
realizando a compensação dos harmônicos de corrente e
da potência reativa destas cargas, a corrente consumida da
rede elétrica, apresentada na Figura 18(a), passa a apresentar
DHT igual a 2,14 % (também em fase com a componente
fundamental da tensão de alimentação) e o sistema, como um
todo, apresenta fp = 0,9883. A corrente sintetizada pelo VE
para a compensação das cargas residenciais para esta segunda
situação analisada é apresentada na Figura 18(b).
Nos dois casos apresentados, foi possível realizar a com-
203Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
(a)
(b)
Fig. 17. Carregador avançado integrado ao Kart Cross Elétricoatuando na recarga do banco de baterias de simultânea à com-pensação de cargas residenciais: (a) tensão da rede elétrica (azulescuro, 15 V/div) e corrente compensada (drenada da rede, em ciano,25 A/div); (b) tensão da rede elétrica (azul escuro, 15 V/div) ecorrente sintetizada pelo VE para recarga de baterias simultânea àoperação como compensador estático (ciano, 25 A/div).
pensação das cargas da instalação elétrica mesmo com a alta
distorção harmônica existente na tensão de alimentação do
sistema experimental (DHT = 9,3 %, com o VE desco-
nectado). Este tipo de operação integrada à eletrônica de
potência embarcada em um VE não afeta a vida útil de seu
banco de baterias, uma vez que este não é utilizado para
funções não relacionadas à tração elétrica (a sua recarga,
realizada de forma lenta, dentro dos limites estabelecidos pelo
fabricante, é necessária para o uso primário do VE, podendo
ter sua influência na vida útil do banco de baterias descon-
siderada para os casos apresentados). Um detalhamento da
integração dos modos de operação apresentados nesta seção
ao sistema de propulsão do protótipo de Kart Cross Elétrico
é descrito em [20], [95]. A avaliação da operação do sistema
experimental desenvolvido em diferentes situações, tais como
geração de energia elétrica, integração à fontes de energia
renovável, entre outras, suas vantagens e desvantagens, bem
como o detalhamento dos processos de recarga e do BMS
serão apresentados em trabalhos futuros dos autores.
IV. CONCLUSÕES
As possíveis formas de conexão de veículos elétricos à rede
de energia elétrica para reabastecimento foram abordadas
(a)
(b)
Fig. 18. Carregador avançado integrado ao Kart Cross Elétricoatuando como filtro ativo de potência: (a) tensão da rede elétrica(azul escuro, 15 V/div) e corrente compensada (drenada da rede, emciano, 20 A/div); (b) tensão da rede elétrica (azul escuro, 15 V/div)e corrente sintetizada pelo VE operando como filtro de potência(ciano, 20 A/div).
neste trabalho. Foram discutidas as características dos méto-
dos de recarga de baterias, apontando a recarga noturna como
forma primária de reabastecimento para os VEs. Os diversos
tipos de carregadores de bateria, bem como os padrões de
recarga atualmente utilizados também foram classificados e
detalhados, inclusive os padrões NBR/IEC 61851 e NBR/IEC
62196, recentemente adotados pela ABNT. A escolha destes
padrões para o sistema de recarga condutiva para o Brasil
é acertada, uma vez que apresentam compatibilidade com
os padrões SAE J1772 e CHAdeMO, que são atualmente
utilizados pelos fabricantes norte-americanos, europeus e
japoneses. Adicionalmente, foi apresentada a estrutura de
um sistema experimental para a avaliação de estratégias de
conexão de VEs à rede de energia elétrica, atualmente em
desenvolvimento no Núcleo de Automação e Eletrônica de
Potência da UFJF.
AGRADECIMENTOS
Os autores agradecem aos seguintes órgãos de fomento
e instituições pelo suporte financeiro destinado ao de-
senvolvimento deste trabalho: FAPEMIG, CNPq, INERGE
(INCT/Energia Elétrica), UFJF e IF Sudeste MG. Registram,
também, agradecimento às empresas Semikron e Trancil pela
204 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.193-207, mar./mai.2014
doação de componentes utilizados no sistema experimental
e aos alunos do curso de Engenharia Elétrica da UFJF
Igor D. N. Souza e Thaís A. Peres pela contribuição no
desenvolvimento deste trabalho.
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DADOS BIOGRÁFICOS
Márcio do Carmo Barbosa Poncilio Rodrigues, nasci-
do em 1978, é engenheiro eletricista (2002) e mestre em
Engenharia Elétrica (2004) pela Universidade Federal de Juiz
de Fora (UFJF). Foi professor dos cursos de Engenharia de
Controle e Automação e Técnico em Eletrotécnica do Centro
Federal de Educação Tecnológica de Minas Gerais (CEFET-
MG), Câmpus Leopoldina, entre 2006 e 2009. Atualmente,
desenvolve seu trabalho de doutorado em Engenharia Elétrica
na UFJF e atua como professor dos cursos de Engenharia
Mecatrônica e Técnico em Eletrônica do Instituto Federal de
Educação, Ciência e Tecnologia do Sudeste de Minas Gerais,
Câmpus Juiz de Fora. Veiculos elétricos, sistemas de energia
renovável, controle de conversores estáticos e filtros ativos
de potência podem ser citados entre suas principais áreas de
interesse.
Janaína Gonçalves de Oliveira nasceu em 1983 em Juiz
de Fora, MG. Possui graduação em Engenharia Elétrica pela
Universidade Federal de Juiz de Fora (2007) e doutorado em
tecnologia pela Universidade de Uppsala, na Suécia (2011).
Tem experiência na área de engenharia elétrica, com ênfase
em controle de sistemas e eletrônica de potência aplicados ao
armazenamento de energia e energias renováveis. Trabalhou
como pesquisadora no Centro de Pesquisas da GE no Rio de
Janeiro, e atualmente é professora adjunta na Faculdade de
Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Juiz de Fora,
Minas Gerais.
André Augusto Ferreira possui graduação em Engenha-
ria Elétrica pela Universidade Federal de Juiz de Fora
(2000), mestrado (2002), doutorado (2007) e pós-doutorado
(2008) em Engenharia Elétrica pela Universidade Estadual
de Campinas. Foi professor adjunto do curso de Engenha-
ria Elétrica da Universidade Federal do Pampa (junho de
2008), em que exerceu a função de coordenador do curso
de Engenharia Elétrica de setembro de 2008 a junho de
2009. Desde novembro de 2009 é professor adjunto do curso
de Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Juiz de
Fora e atualmente é o coordenador do Laboratório Solar
Fotovoltaico da UFJF. Suas principais áreas de interesse são
supercapacitores, estratégias de gestão de energia, veículos
elétricos, energia solar fotovoltaica e qualidade de energia
elétrica.
Pedro Gomes Barbosa recebeu o grau de Engenheiro
Eletricista pela Universidade Federal de Juiz de Fora, MG,
Brasil, em 1986 e os graus de mestre e doutor, também
em Engenharia Elétrica, pela Universidade Federal do Rio
de Janeiro, RJ, Brasil, em 1994 e 2000, respectivamente.
Atualmente é professor associado da Universidade Federal
de Juiz de Fora. De 1987 a 1992 atuou como engenheiro da
Marinha do Brasil no Arsenal de Marinha do Rio de Janeiro
(AMRJ). Desde 1999 ele está com Departamento de Enge-
nharia Elétrica da Universidade Federal de Juiz de Fora, onde
leciona Eletrônica de Potência e Máquinas Elétricas para
cursos de graduação e pós-graduação em Engenharia Elétrica.
Suas áreas de interesse envolvem conversores multínivel,
integração de fontes de energia renováveis, veículos elétri-
cos, modelagem e controle de filtros ativos de potência e
compensadores estáticos.
Henrique Antônio Carvalho Braga graduou-se em En-
genharia Elétrica pela Universidade Federal de Juiz de Fora
(UFJF) em 1982. É professor dessa mesma universidade
desde 1985. Obteve o título de Mestre em Engenharia
Elétrica, subárea Eletrônica de Potência, na COPPE/UFRJ
em 1988. Em 1996 concluiu o curso de doutoramento, na
mesma área do mestrado, pela Universidade Federal de Santa
Catarina, INEP-UFSC. Atualmente é professor nos cursos
de Graduação e Pós- Graduação em Engenharia Elétrica da
UFJF, lecionando disciplinas na área de Eletrônica Básica
e Eletrônica de Potência. Como pesquisador e consultor, o
Prof. Henrique está envolvido em atividades relacionadas
com a Eletrônica de Potência em geral, Interação de Veículos
Elétricos à Rede de Energia, Iluminação Eletrônica Eficiente
e Conversores Aplicados a Fontes Renováveis de Energia.
208 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014
,
NORMAS PARA PUBLICAÇÃO EM PORTUGUÊS μ INSERIR AQUI O TÍTULO (TAMANHO LETRA 14 PT, LETRAS MAIÚSCULAS, NEGRITO E CENTRADO)
Nomes dos Autores (12 Pt, Maiúsculas e Minúsculas, centrado abaixo do título)
Informações dos autores (10 Pt, Maiúsculas e minúsculas, centrado abaixo do título): Universidade de Tal Cidade de Tal - UF
e-mail: fulano@detal.br
Resumo - O objetivo deste documento é instruir os
autores sobre a preparação dos trabalhos para publicação na revista Eletrônica de Potência. Solicita-se aos autores que utilizem estas normas desde a elaboração da versão inicial até a versão final de seus trabalhos. Somente serão aceitos para publicação trabalhos que estejam integralmente de acordo com estas normas. Informações adicionais sobre procedimentos e normas podem ser obtidas também diretamente com o editor, ou, através do portal iSOBRAEP cuja url é: http://www.sobraep.org.br/revista_main.php. Observa-se que são aceitas submissões em inglês ou espanhol, sendo que as normas para estes idiomas são apresentadas na página internet http://www.sobraep.org.br. Este texto foi redigido segundo as normas aqui apresentadas para artigos submetidos em português.
Palavras-Chave μ Os autores devem apresentar um conjunto de até 6 palavras-chave (em ordem alfabética, todas iniciais maiúsculas e separadas por vírgula) que possam identificar os principais tópicos abordados.
TITLE HERE IN ENGLISH IS MANDATORY
(12 PT, UPPERCASE, BOLD, CENTERED) Abstract μ The objective of this document is to instruct
the authors about the preparation of the manuscript for its submission to the Revista Eletrônica de Potência (Power Electronics Review). The authors should use these guidelines for preparing both the initial and final versions of their paper. Additional information about procedures and guidelines for publication can be obtained directly with the editor, or, through the web site http://www.sobraep.org.br/revista_main.php. English or Spanish can be used for editing the papers, and the guidelines for these languages are provided in the web site http://www.sobraep.org.br. This text was written according to these guidelines for submission in Portuguese.
1 Keywords - The author shall provide a maximum of six
keywords (in alphabetical order, capitalized, separated by commas) to help identify the major topics of the paper.
1Nota de rodapé na página inicial será utilizada apenas pelo editor para indicar o andamento do processo de revisão. Não suprima esta nota de rodapé quando editar seu artigo.
NOMENCLATURA
P Número de par de pólos. Vqd Componentes da tensão de estator. Iqd Componentes da corrente de estator.
I. INTRODUÇÃO
Serão aceitos trabalhos em português, espanhol e inglês.
Os textos submetidos em português e espanhol devem conter também o título (title), resumo (abstract) e palavras-chave (keywords) em inglês, obrigatoriamente.
Caso seja pertinente, pode ser incluída imediatamente antes da introdução uma nomenclatura das variáveis utilizadas no texto. Este item não deve levar numeração de referência, assim como os itens Agradecimentos, Referências e Dados Biográficos.
A Revista Eletrônica de Potência é um meio apropriado no qual os membros da SOBRAEP (Associação Brasileira de Eletrônica de Potência) e demais pesquisadores atuantes na grande área da Eletrônica de Potência podem apresentar e discutir suas atividades e contribuições científicas. Neste contexto, o Conselho Editorial convida os interessados a apresentarem artigos completos que envolvam o Èestado da arteŠ, através de resultados teóricos e experimentais, além de informações tutorais, nos tópicos de interesse da Sociedade. Caso o trabalho, ou parte dele, já tenha sido apresentado e publicado em alguma revista ou conferência, nacional ou internacional, deve ser anexada no corpo do trabalho declaração dos autores com estas informações (quando e onde). Caso o trabalho nunca tenha sido publicado na sua totalidade, não há necessidade desta declaração.
Os autores deverão submeter e acompanhar todo o processo de suas contribuições através do portal iSOBRAEP: http://www.sobraep.org.br/revista_main.php.
Somente serão aceitos trabalhos submetidos como documento em PDF editável (aberto).
Portanto, após a edição de seu trabalho, em conformidade com estas normas, deverá ser gerado um documento em PDF com qualidade de artigo, para que possa ser submetido através do portal iSOBRAEP. Observa-se ainda que para a publicação da versão final, somente serão aceitos artigos que estejam em conformidade com estas normas de edição e tenham preenchido o formulário Copyright disponível no portal iSOBRAEP.
A seção de Introdução tem o objetivo geral de apresentar a natureza do problema enfocado no trabalho, através de adequada revisão bibliográfica, o propósito e a contribuição do artigo submetido.
209Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014
A. Apresentação do Texto
O limite é de 8 (oito) páginas. Excepcionalmente serão aceitos trabalhos que ultrapassem este limite. Isto poderá ocorrer, a critério do editor, caso o trabalho tenha um caráter tutorial.
Deve-se usar, obrigatoriamente, as unidades do Sistema Internacional (SI ou MKS).
Cabe ao(s) autor(es) do trabalho a preparação dos originais e, posteriormente, seu envio de forma eletrônica, em PDF, através do portal iSOBRAEP, de acordo com estas normas. Os trabalhos que estiverem fora dos padrões estabelecidos serão recusados, com a devida informação ao autor correspondente.
B. Edição do Texto
A editoração do trabalho deve ser feita selecionando o formato A4 (297 mm x 210 mm), de acordo com este exemplo.
O espaçamento entre linhas deve ser simples, e a cada título ou subtítulo de seção, deve-se deixar uma linha em branco.
Como processador de texto, estimula-se o uso do processador Word for Windows.
1) Tamanho das letras utilizadas no trabalho: Os tamanhos das letras especificadas nesta norma seguem o padrão do processador Word for Windows e o tipo de letra utilizado é Times New Roman. A Tabela I mostra os tamanhos padrões de letras utilizadas nas seções do artigo.
TABELA I Tamanhos e Tipos de Letras Utilizadas no Texto
Estilo
Tamanho (pontos)
Normal Cheia Itálica
8 texto de tabelas 9 legendas de
figuras
10 instituição dos autores, texto em
geral.
textos do resumo e palavras-chave; títulos de tabelas
títulos do resumo e palavras-chave;
subtítulos 12 nomes dos
autores título em inglês
14 título do trabalho
2) Formatação das páginas: Na formatação das páginas,
as margens superior e inferior deverão ser fixadas em 25 mm, a margem esquerda em 18 mm e a margem direita em 12 mm. As colunas de textos deverão apresentar uma largura igual a 87 mm e um espaçamento entre si de 6 mm. A tabulação a ser utilizada na primeira linha dos parágrafos deverá ser fixada em 4 mm.
II. ESTILO DO TRABALHO
Neste item são apresentados os principais estilos
utilizados para edição do trabalho.
A. Organização Geral Os trabalhos a serem publicados na revista devem conter
as seguintes seções principais: 1) Título; 2) Autores e Instituições de origem; 3) Resumo e Palavras-Chave; 4) Título em inglês (Title), Abstract e Keywords; 5) Introdução;
6) Corpo do trabalho; 7) Conclusões; 8) Referências; 9) Dados Biográficos. Esta ordem deve ser respeitada, a menos que os autores usem alguns itens adicionais, a saber: Nomenclatura; Apêndices e Agradecimentos.
Como regra geral, as conclusões devem vir logo após o corpo do trabalho e imediatamente antes das referências. A seguir serão feitos alguns comentários sobre os principais itens acima mencionados.
1) Título - O título, em português, do trabalho deve ser o mais sucinto possível, indicando claramente o assunto de que se trata. Deve estar centrado no topo da primeira página, sendo impresso em negrito, tamanho 14 pontos, com todas as letras em maiúsculo.
2) Autores e instituições de origem - Abaixo do título do trabalho, também centrados na página, devem ser informados os nomes dos autores e da(s) instituição(ões) a que pertencem. Poderão ser abreviados os nomes e sobrenomes intermediários e escritos na sua forma completa o primeiro nome e o último sobrenome (letras do tipo 12 pontos). Imediatamente abaixo do nome dos autores, informar as instituições a que pertencem, cidade e Estado e, logo abaixo, o endereço eletrônico de contato (letras do tipo 10 pontos).
3) Resumo - Esta parte é considerada como uma das mais importantes do trabalho. É baseado nas informações contidas neste resumo que os trabalhos técnicos são indexados e armazenados em bancos de dados. Este resumo deve conter no máximo 200 palavras de forma a indicar as idéias principais apresentadas no texto, procedimentos e resultados obtidos. O resumo não deve ser confundido com uma introdução do trabalho e muito menos conter abreviações, referências, figuras, etc. Na elaboração deste resumo, como também em todo o trabalho, deve ser utilizada a forma impessoal como, por exemplo, È... Os resultados experimentais mostraram que ...Š ao invés de È...os resultados que nós obtivemos mostraram que...Š.
A palavra Resumo deve ser grafada em estilo itálico e em negrito. Já o texto deste Resumo será em estilo normal e em negrito.
Palavras-Chave são termos para indexação que possam identificar os principais tópicos abordados no trabalho. O termo Palavras-Chave deve ser grafado em estilo itálico e em negrito. Já o texto deste item será em estilo normal e em negrito.
4) Título em inglês - O título deverá ser reproduzido em inglês, conforme normas apresentadas, destacando-se o estilo em letras todas maiúsculas, negrito e tamanho 12.
A palavra Abstract deve ser grafada em itálico e em negrito.
Já o texto deste Abstract (em inglês) será em estilo normal e em negrito.
Keywords são termos para indexação, em inglês, que possam identificar os principais tópicos abordados no trabalho. O termo Keywords deve ser grafado em itálico e em negrito. Já o texto deste item será em estilo normal e em negrito.
5) Introdução - A introdução deve preparar o leitor para o trabalho propriamente dito, dando uma visão histórica do assunto, e servir como um guia a respeito de como o trabalho
210 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014
está organizado, enfatizando quais são as reais contribuições do mesmo em relação aos já apresentados na literatura. A introdução não deve ser uma repetição do Resumo e deve ser a primeira seção do trabalho a ser numerada como seção.
6) Corpo do trabalho - Os autores devem organizar o corpo do trabalho em diversas seções, as quais devem conter de forma clara, as informações a respeito do trabalho desenvolvido, facilitando a compreensão do mesmo por parte dos leitores.
7) Conclusões - As conclusões devem ser as mais claras possíveis, informando aos leitores sobre a importância do trabalho dentro do contexto em que se situa. As vantagens e desvantagens em relação aos já existentes na literatura devem ser comentadas, assim como os resultados obtidos, as possíveis aplicações práticas e recomendações de trabalhos futuros.
8) Referências - As citações das referências ao longo do texto, devem aparecer entre colchetes, antes da pontuação das sentenças nas quais estiverem inseridas. Devem ser utilizados somente os números das referências, evitando-se uso de citações do tipo È...conforme referência [2]...Š.
Os trabalhos que foram aceitos para publicação, porém ainda não foram publicados, devem ser colocados nas referências, com a citação Èno PreloŠ.
Os artigos de periódicos e anais devem ser incluídos iniciando-se pelos nomes dos autores (iniciais seguidas do último sobrenome), seguido do título do trabalho, onde foi publicado (em itálico), número do volume, páginas, mês e ano da publicação.
No caso de livros, após os autores (iniciais seguidas do último sobrenome), o título deve ser em itálico, seguido da editora, da edição e do local e ano de publicação.
No final destas normas, é mostrado um exemplo de como devem ser as referências.
As normas utilizadas para a citação das referências é a IEEE μ Style, que podem ser encontradas em: http://www.ieee.org/portal/cms_docs_iportals/iportals/publications/authors/transjnl/stylemanual.pdf
9) Dados biográficos - Os dados biográficos dos autores deverão estar na mesma ordem de autores colocados no início do trabalho e deverão conter basicamente os seguintes dados:
Nome Completo (em negrito e sublinhado); Local e ano de nascimento; Local e ano de Graduação e Pós-Graduação; Experiência Profissional (Instituições e empresas em
que já trabalhou, número de patentes obtidas, áreas de atuação, atividades científicas relevantes, sociedades científicas a que pertence, etc.).
Caso sejam utilizados os itens adicionais Nomenclatura, Apêndices e Agradecimentos devem ser observadas as seguintes instruções:
10) Nomenclatura - A nomenclatura consiste na definição das grandezas e símbolos utilizados ao longo do trabalho. Não é obrigatória a sua inclusão e este item não é numerado como seção. Se este item for incluído, deve preceder o item Introdução. Caso os autores optem por não incluir este item, as definições das grandezas e símbolos utilizados devem ser
incluídas ao longo do texto, logo após o seu aparecimento. No início destas normas é apresentado um exemplo para este item opcional.
11) Agradecimentos - Os agradecimentos a eventuais colaboradores não recebem numeração e devem ser colocados no texto, antes das referências. No final deste trabalho é mostrado um exemplo de como podem ser feitos estes agradecimentos.
Na última página do artigo os autores devem distribuir o conteúdo uniformemente, utilizando-se ambas as colunas, de tal forma que estejam paralelas quanto ao fechamento das mesmas.
B. Organização das Seções do Trabalho A organização do trabalho em títulos e subtítulos serve
para dividi-lo em seções, que ajudam o leitor a encontrar determinados assuntos de interesse dentro do trabalho. Também auxiliam os autores a desenvolverem de forma ordenada seu trabalho. Os títulos devem ser organizados em seções primárias, secundárias e terciárias.
As seções primárias são os títulos de seções propriamente ditos. São grafados em letras maiúsculas no centro da coluna, separadas por uma linha em branco anterior e uma posterior, e utilizam numeração romana e seqüencial.
As seções secundárias são os subtítulos das seções. Apenas a primeira letra das palavras que a compõe, são grafadas em letra maiúscula, na margem esquerda da coluna sendo separada do resto texto por uma linha em branco anterior. A designação das seções secundárias é feita com letras maiúsculas, seguidas de um ponto. Utilizam grafia em itálico.
As seções terciárias são subdivisões das seções secundárias. Apenas a primeira letra da primeira palavra que a compõe é grafada em letra maiúscula, seguindo o espaçamento dos parágrafos. A designação das seções terciárias é feita com algarismos arábicos, seguidos de um parêntese. Utilizam grafia em itálico.
III. OUTRAS NORMAS
A Normas Editoriais: Responsabilidade: Para artigos de autoria múltipla, é necessário informar a ordem de apresentação dos autores e preencher o Formulário Copyright no portal iSOBRAEP, autorizando a publicação do artigo. A Revista se reserva o direito de efetuar nos arquivos originais alterações de ordem normativa, ortográfica e gramatical, respeitando o estilo dos autores. As provas finais não serão enviadas aos autores. Os trabalhos publicados passam a ser de propriedade da Revista Eletrônica de Potência, ficando sua reimpressão total ou parcial sujeita à autorização expressa da direção da SOBRAEP. Deve ser considerada fonte de publicação original.
Figuras, tabelas e equações devem obedecer as normas apresentadas a seguir.
B Figuras e Tabelas
As tabelas e figuras (desenhos ou reproduções fotográficas) devem ser intercaladas no texto logo após serem citadas pela primeira vez, desde que caibam dentro dos
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limites da coluna; caso necessário, utilizar toda a área útil da página. A legenda deve ser situada acima da tabela, enquanto que na figura deve ser colocado abaixo da mesma. As tabelas devem possuir títulos e são designadas pela palavra Tabela, sendo numeradas em algarismos romanos, seqüencialmente. As legendas devem ser alinhadas a esquerda e justificadas.
As figuras necessitam de título, legenda e são designadas pela palavra Figura no texto, numeradas em algarismos arábicos, seqüencialmente, com espaçamento justificado conforme exemplo. A designação das partes de uma figura é feita pelo acréscimo de letras minúsculas ao número da figura, separadas por ponto, começando pela letra a, como por exemplo, Figura 1.a.
Fig. 1. Curva de magnetização em função do campo aplicado. (Observe que o termo ÈFig.Š é abreviado. Existe um ponto após o número da figura, seguido de dois espaços antes da legenda).
Com o intuito de facilitar a compreensão dos gráficos, a definição dos eixos dos mesmos deve ser feita utilizando-se palavras e não letras, exceto no caso de formas de onda e planos de fase. As unidades devem ser expressas entre parênteses. Por exemplo, utilize a denominação ÈMagnetização (A/m)Š, ao invés de ÈM (A/m)Š.
As figuras e tabelas devem ser posicionadas preferencialmente no início ou no final das colunas, evitando-as no meio das colunas. Devem ser evitadas tabelas e figuras, cujas dimensões ultrapassem as dimensões das colunas.
As figuras devem ser preferencialmente editadas em preto, em fundo branco, uma vez que a versão impressa da revista não utiliza cores. Os traços devem ser de espessura tal que permitam uma impressão legível.
C. Abreviações e Siglas
As abreviações a serem utilizadas no texto, devem ser definidas na primeira vez em que aparecerem, como por exemplo, È... Modulação por Largura de Pulso (PWM)...Š
C. Equações A numeração das equações deve ser colocada entre
parênteses, na margem direita, como no exemplo abaixo. As equações devem ser editadas de forma compacta, estar centralizadas na coluna e devem utilizar o estilo itálico. Caso não seja usada no início do texto uma nomenclatura, as grandezas devem ser definidas logo após as equações em que são indicadas.
Z
V.
2
3II i
oL (1)
Onde:
IL - Corrente de pico no indutor ressonante. Io - Corrente de carga. Vi - Tensão de alimentação. Z - Impedância característica do circuito ressonante.
IV. CONCLUSÕES
Este artigo foi integralmente editado conforme as normas
apresentadas para submissão de artigos em português.
AGRADECIMENTOS
Os autores agradecem a Fulano de Tal, pela colaboração neste trabalho. Este projeto foi financiado pelo CNPq (processo xxyyzz).
REFERÊNCIAS
[1] C.T. Rim, D.Y. Hu, G.H. Cho, ÈTransformers as Equivalent Circuits for Switches: General Proof and D-Q Transformation-Based AnalysisŠ, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 26, no. 4, pp. 832-840, July/August 1990.
[2] E. A. Vendrusculo, J. A. Pomilio, ÈMotores de Indução Acionados por Inversores PWM-VSI: Estratégias para Atenuação de SobretensõesŠ, Eletrônica de Potência μSOBRAEP, vol. 8, nº 1, pp. 49-56, Junho 2003.
[3] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, Power Electronics: converters, applications, and design, John Wiley & Sons, 2a Edição, Nova Iorque, 1995.
[4] S. A. González, M. I. Valla, and C. H. Muravchik, ÈA Phase Modulated DGPS Transmitter Implemented with a CMRCŠ, in Proc. of COBEP, vol. 02, pp. 553-558, 2001.
DADOS BIOGRÁFICOS
Fulano de Tal, nascido em 30/02/1960 em Talópoli é engenheiro eletricista (1983), mestre (1985) e doutor em Engenharia Elétrica (1990) pela Universidade de Tallin.
Ele foi, de 1990 a 1995, coordenador do Laboratório de Tal. Atualmente é professor titular da Universidade de Tal. Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, qualidade do processamento da energia elétrica, sistemas de controle eletrônicos e acionamentos de máquinas elétricas.
Dr. Tal é membro da SOBRAEP, da SBA e do IEEE. Durante o período de 1998 a 2000 foi editor da revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP.
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