patente de invenÇÃo nacional nº 103651 · patente de invenÇÃo nacional nº 103651 página 3...

PATENTE DE INVENÇÃO NACIONAL Nº 103651 Página 1

PATENTE DE INVENÇÃO NACIONAL Nº 103651

AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA ÁUDIO INTEGRALMENTE DIGITAL COM FONTES EMPROGRESSÃO GEOMÉTRICA FRACCIONÁRIA, TRÊS NÍVEIS DE SAÍDA POR FONTE EALARGAMENTO DE IMPULSOS ESTREITOS

Síntese do Processo

Nº do Pedido 3770

Data de Apresentação 05-02-2007

Data do Pedido 05-02-2007

Fase Actual 01200000 CONC. TOTAL-PUB.DE DESPACHO

Data de Início da Fase 12-09-2007

Data de Fim Previsto SEM LIMITE

Situação de Taxas 01T01000 TAXAS INCLUÍDAS NO PEDIDO

Data de Início da Sit. 07-05-2007

Data de Fim Previsto da Sit. 05-08-2008

Taxas Pagas 2

Taxas Devidas 0

BPI 1ª Publicação 5/2007

Data do Despacho 12-09-2007

BPI do Despacho 24-09-2007

Data de Início de Vigência 05-02-2007

Data Limite de Vigência 05-02-2027

Titulares INSTITUTO SUPERIOR TÉCNICO

Mandatário ---

Classificação Internacional H03F 3/20 (2006.01)

Processo em Tribunal NÃO

Tribunal ---

Data de Envio ---


Texto do Resumo

A PRESENTE INVENÇÃO TRATA DE AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA INTEGRALMENTE DIGITAISPARA ÁUDIO, COM CONVERSORES COMUTADOS MULTINÍVEL (1,2) EM CASCATA ALIMENTADOS PORTENSÕES (3,4) EM PROGRESSÃO GEOMÉTRICA DE RAZÃO FRACCIONÁRIA (3/2 POR EXEMPLO),CAPAZ DE FORNECER NOVE NÍVEIS DE TENSÃO DE SAÍDA (MUITINÍVEL) COM UMA CASCATA DE2 CONVERSORES, E INCLUINDO REDUÇÃO DA DISTORÇÃO DAS ETAPAS NÃO REALIMENTADAS DEPOTÊNCIA POR ALARGAMENTO DE IMPULSOS ESTREITOS (5,6). A INVENÇÃO DESTINA-SE À OBTENÇÃODE AMPLIFICADORES COM PROCESSAMENTO INTEIRAMENTE DIGITAL MULTIBIT COM ATRIBUTOS DEALTO RENDIMENTO, BAIXA DISTORÇÃO E REDUÇÃO DA ENERGIA NA BANDA DE FREQUÊNCIAS ACIMADA BANDA AUDÍVEL. ESTA INVENÇÃO CONCRETIZA AMPLIFICADORES DIGITAIS DE POTÊNCIA PARAÁUDIO COM DESEMPENHO COMPARÁVEL COM OS MELHORES AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA PARAÁUDIO ANALÓGICOS CONHECIDOS, MANTENDO O ALTO RENDIMENTO INERENTE AOS AMPLIFICADORESDE CLASSE D.


Classificação Internacional

Classe Nível Categoria Valor

H03F 3/20 (2006.01) AVANÇADO PRIMEIRA INVENTIVA


Fases Jurídicas

Fase Data de Início Data de FimPrevisto

Data de FimEfectiva

Boletim Entidade

01000000 - PEDIDO-APRESENTADO NO INPI 05-02-2007 SEM LIMITE 06-02-2007 --- ---

01100000 - PEDIDO-AGUARDA ENVIO P/D.N. 06-02-2007 15-02-2007 15-02-2007 --- ---

01101000 - PEDIDO-CONFIRM.ENVIO P/D.N. 15-02-2007 SEM LIMITE 07-03-2007 --- ---

01102000 - PEDIDO-ENVIO P/D.N.CONFIRMADO 07-03-2007 14-03-2007 14-03-2007 --- ---

01110000 - PEDIDO-AGUARDA EXAME FORMAL 14-03-2007 SEM LIMITE 30-03-2007 --- ---

01122000 - PEDIDO-FORMAIRREG.(NOTIFICADO)

30-03-2007 SEM LIMITE 07-05-2007 --- ---

01125178 - OFÍCIO - IRREGULARID. VÁRIAS 30-03-2007 07-05-2007 07-05-2007 --- 938615

01110000 - PEDIDO-AGUARDA EXAME FORMAL 07-05-2007 SEM LIMITE 07-05-2007 --- ---

01120000 - PEDIDO-PUB.REGULAR 07-05-2007 31-05-2007 31-05-2007 5/2007 ---

01140000 - PEDIDO-OPOSIÇÃO POSSÍVEL 31-05-2007 31-07-2007 31-07-2007 --- ---

01160000 - ESTUDO-AGUARDA DESPACHO 31-07-2007 SEM LIMITE 12-09-2007 --- ---

01200000 - CONC. TOTAL-PUB.DE DESPACHO 12-09-2007 SEM LIMITE --- 24-09-2007 ---


Taxas Periódicas

Situações de Taxas

Situação Data de Início Data de Fim Previsto Data de Fim Efectiva Boletim

01T00000 - PAGAMENTONÃO-APLICÁVEL

05-02-2007 SEM LIMITE 07-05-2007 ---

01T01000 - TAXAS INCLUÍDASNO PEDIDO

07-05-2007 05-08-2008 --- ---

Nota: Não existem registos de taxas efectivamente pagas em PT.


Entidades Intervenientes

Entidade Nome Morada Localidade Intervenção Data deInício

Datade Fim

938615 INSTITUTO SUPERIORTÉCNICO

GALTEC GAPI DO IST, AV.ROVISCO PAIS

1049-001 LISBOA -PORTUGAL

REQ./TITULAR 05-02-2007 ---

950451 JOSÉ FERNANDO ALVESDA SILVA

CAUTL, IST., AVENIDA ROVISCOPAIS


INVENTOR 05-02-2007 ---

950450 VITOR FERNÃO PIRES CAUTL EST. PSI., AVENIDAROVISCO PAIS


INVENTOR 05-02-2007 ---

950449 VICTOR MANUELESTEVES ANTUNES

CAUTL, EST. IPS., AVENIDAROVISCO PAIS


INVENTOR 05-02-2007 ---


Documentos Relacionados

Número Data deEntrada

Acto Requerido Requerente Acto Executado Data deExecução

Despacho

3770 05-02-2007às 09:42:39

0199 - PEDIDO DE PATENTENACIONAL

INSTITUTO SUPERIORTECNICO

010001 - INCLUSÃO DEPEDIDO PENDENTE

06-02-2007 DEFERIDO

1207127-04-2007às 13:00:01

0131 - RESP. ANOTIFICAÇÃO-PAT.NAC.

INSTITUTO SUPERIORTECNICO

010045 - DEFERIRRESP. A OFÍCIOFORMAL

07-05-2007 DEFERIDO


Boletins Relacionados

Boletim Motivo de Publicação Situação do Boletim Nº doDocumento

Texto

5/2007 02 - PUBLICAÇÃO DEPEDIDOS

PUBLICADO (BPI JÁPUBLICADO)

--- ---

24-09-2007 10 - DESPACHOS DECONCESSÃO

ENVIADO (BPIENCERRADO)

--- ---


Prioridades

Nota: Não existem registos de prioridades.


Países Designados

Nota: Não aplicável a esta modalidade.


Epígrafe em Língua Estrangeira

Nota: Não aplicável a esta modalidade.

Proposta de Patente

AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA AUDIO

INTEGRALMENTE DIGITAL, ALIMENTADO POR DUAS

TENSÕES EM PROGRESSÃO GEOMÉTRICA

FRACCIONÁRIA, COM NOVE NÍVEIS DE TENSÃO DE

SAÍDA E REDUÇÃO DA DISTORÇÃO DAS ETAPAS DE

POTÊNCIA NÃO REALIMENTADAS POR ALARGAMENTO

DE IMPULSOS

INVENTORES:

José Fernando Alves da Silva (CAUTL, IST, UTL)

Victor Manuel Esteves Antunes (CAUTL, EST, IPS)

Vitor Fernão Pires (CAUTL, EST, IPS)

AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA AUDIO

INTEGRALMENTE DIGITAL, ALIMENTADO POR DUAS

TENSÕES EM PROGRESSÃO GEOMÉTRICA

FRACCIONÁRIA, COM NOVE NÍVEIS DE TENSÃO DE

SAÍDA E REDUÇÃO DA DISTORÇÃO DAS ETAPAS DE

POTÊNCIA NÃO REALIMENTADAS POR ALARGAMENTO

DE IMPULSOS

1. ESTADO DA ARTE

Os amplificadores digitais de alto rendimento em classe D para áudio, apresentados até

ao presente utilizam uma de duas técnicas: A mais comum, utiliza métodos de

formatação de ruído de ordem elevada (>4), compensação da distorção introduzida pela

modulação de largura de impulso (PWM), um inversor com dois níveis (1 bit) de saída,

e um filtro passa-baixo de ordem elevada para eliminar a energia presente nas altas

frequências. A segunda técnica utiliza moduladores Sigma-Delta de ordem elevada, um

inversor com dois níveis (1 bit) de saída e um filtro passa-baixo de ordem elevada para

reduzir a energia presente nas altas frequências.

O PWM de dois níveis pode ser gerado alternando o nível NH com o nível NL,

mantendo o factor de ciclo mas reduzindo o número de mudanças de estado para

metade. Por exemplo se NH=+1 e NL=-1 a saída do inversor será do tipo +1,-1,-

1,+1,+1,-1,-1,… em vez da modulação normal da qual se obteria a sequência +1,-1,+1,-

1,+1,…. Esta concretização apresenta a vantagem de reduzir a distorção harmónica e o

número de mudanças de estado o que permite aumentar o rendimento. Esta técnica pode

também ser utilizada em inversores com mais de dois níveis de saída. A saída desta

realização é representada na figura 1.

Exemplos destas técnicas podem ser encontrados em J.M. Goldberg, M.B. Sandler,

“New high accuracy pulse width modulation based digital-to-analogue convertor/power

amplifier”, IEE proc.- Circuits Devices Syst., Vol. 141, No. 4, August 1994 e em A. J.

Magrath, I. G. Clark, and M. B. Sandler, “A Sigma-Delta Digital Audio Power

Amplifier - Design and FPGA Implementation”, AES, 103rd Convention, 1997

September 26-39, New York. Estas técnicas apresentam duas características pouco

interessantes: potência elevada nas altas frequências para além da banda de áudio e

ausência de soluções para atenuar a distorção introduzida pelos dispositivos

semicondutores de potência utilizados na saída. Estas duas razões constituem-se como

factores importantes, para a fraca implantação dos amplificadores de áudio da classe D

no mercado de alta fidelidade. A invenção que agora se apresenta permite claramente

atenuar os problemas referidos.

2. DESCRIÇÃO

A invenção aqui relatada utiliza um conversor multinível , referências 1 e 2 na figura 2,

e um modulador digital multibit em tempo real que permite comandar o conversor de

forma a apresentar uma saída do tipo PWM multinível, referências 3 e 4 na figura 2,

modulação de densidade de impulsos (PDM) multinível ou qualquer outro tipo de saída

multinível. Esta invenção mantém o elevado rendimento, típico de um amplificador da

classe D, permitindo ainda reduzir a energia nas altas frequências e baixar a distorção, o

que não é possível nos amplificadores de 1 bit.

A invenção consiste num amplificador de operação totalmente digital com baixa

distorção na saída que compreende um filtro de sobre-amostragem, referência 7 na

figura 2, um modulador digital multibit com alargamento dos impulsos estreitos,

referências 5 e 6 na figura 2, um conversor multinível, referências 1 e 2 na figura 2, e

um filtro passa-baixo, referência 8 na figura 2, antes da saída, referência 9 na figura 2. A

entrada do amplificador pode ser analógica ou digital, sendo sempre convertida para o

formato PCM. Neste formato entra num filtro de sobre-amostragem que aumenta a

frequência de amostragem para o valor adequado ao processo de modulação que é

executado pelo modulador digital com condicionamento de impulsos. Este modulador,

constituído por um modulador sigma-delta de 2ª ordem (ΣΔ) e um modulador PWM

com Alargamento de Impulsos Estreitos – PWMAIE, comanda os dispositivos dos

conversor multinível de forma a reproduzir, na sua saída, o tipo de modulação

pretendida, sendo que a saída do conversor multinível alimenta o filtro passa-baixo (de

2ª ordem), que por sua vez alimenta a carga (altifalantes) do amplificador. Este sistema

é um amplificador de áudio que não recorre à utilização de realimentação, analógica ou

digital, da tensão de saída.

Realizações alternativas deste sistema podem incluir circuitos com o objectivo de

melhorar a relação sinal/ruído, num zona especifica do espectro, inseridos entre o filtro

de sobre-amostragem e o modulador digital, como por exemplo moduladores Sigma-

Delta, Delta-Sigma, Multi-Stage Noise Shaping – MASH, ou qualquer outro tipo de

circuito que permita formatar o ruído melhorando a relação sinal/ruído.

Será óbvio para os especialistas que existem muitas técnicas que permitem a

implementação da invenção que aqui se apresenta, podendo essas implementações

apresentar muitas características ou funções diferentes. A escolha das características

mais adequadas a incluir deverá ser feita em função da aplicação desejada. Algumas

dessas técnicas e funções serão de seguida apresentadas sob a forma de exemplos. No

entanto, não se pretende que esta invenção seja limitada aos exemplos que se

apresentam.

Vários tipos de modulação PWM poderiam ser utilizadas desde que largura de banda do

sinal de entrada seja preservada no sinal modulado. Uma concretização já discutida

consiste na utilização de um inversor com apenas dois níveis de saída e um modulador

PWM, onde, para cada amostra de saída do filtro de sobre-amostragem, o modulador,

sabendo os níveis que saída do inversor, escolhe os dois níveis a utilizar, nível alto (NH),

e nível baixo (NL) e com base nesses níveis e na amostra a modula calcula o factor de

ciclo do PWM a gerar. Esta realização pode originar ciclos limites e outros fenómenos

não lineares.

A utilização de uma saída do tipo PWM ou PDM multinível é, então, vantajosa já que

permite reduzir de forma drástica a energia nas altas frequências pelo que o filtro de

saída pode ser simplificado, para além de reduzir fenómenos de ciclos limite e outras

não linearidades. Por exemplo, utilizando um inversor com nove níveis de saída a saída

do sistema com modulação PWMAIE apresenta o aspecto que se apresenta na figura 3.

Na figura 4 a) representa-se a estrutura de base do conversor multinível usado com dois

inversores em ponte completa em série (v=2). Esta estrutura permite maximizar o

número de níveis de saída que se podem obter por conjunto de MOSFET utilizados, se

forem utilizadas fontes de tensão com valores diferentes para U1 e U2. A tensão de saída

multinível, do tipo apresentado na figura 4 b), é obtida por um modulador PWM de

amostragem natural (NPWM), sendo a soma das tensões que cada ponte pode apresentar

na saída. Se U1=U2 só será possível observar cinco níveis diferentes na saída do

inversor. No entanto, se as tensões das fontes seguirem uma progressão geométrica de

razão dois (U2=2U1), então será possível observar sete níveis de tensão diferentes na

saída do conversor multinível. Se as fontes seguirem uma progressão geométrica de

razão três (U2=3U1) então será possível observar nove níveis diferentes na saída.

Sendo claramente vantajosa a utilização de fontes que seguem uma progressão

geométrica de razão três, no que diz respeito ao número de níveis diferentes de tensão

que se podem obter na saída do inversor, apresenta no entanto a desvantagem de

necessitar de duas fontes de tensão de valores muito diferentes. Tal pode prejudicar a

linearidade do inversor visto que os dois conversores apresentam então características

de comutação bastante diferentes. Solução melhor passa pela utilização de fontes com

tensões em progressão geométrica de razão fraccionária 3/2 (U2=1,5U1). Desta forma as

duas tensões, U2 e U1, apresentaram valores bem mais próximos mantendo a

possibilidade de, com v=2, obter nove níveis diferentes de tensão na saída (figura 4 b).

Os nove níveis de tensão que se podem obter, se for utilizado o conversor multinível da

figura 4a), com fontes U2 = 15 V e U1 = 10 V, estão listados na tabela 1.

Tabela 1, tensão de saída e estado dos semicondutores para o conversor de nove níveis

(Mos Skj está “ON” se Skj=1; MOS Skj está “OFF” se Skj=0).

S11 S12 S13 S14 S21 S22 S23 S24 Saída da 1ª

ponte

Saída da

2ª ponte

Saída

Tensão de saída U2=15V,

U1=10V

U0/25V

1 0 0 1 1 0 0 1 U1 U2 U2+U1 25 V 1

1 1 0 0 1 0 0 1 0 U2 U2 15 V 0.6

1 0 0 1 1 1 0 0 U1 0 U1 10 V 0.4

0 1 1 0 1 0 0 1 -U1 U2 U2-U1 5 V 0.2

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 V 0

1 0 0 1 0 1 1 0 U1 -U2 -(U2-U1) -5 V -0.2

0 1 1 0 1 1 0 0 -U1 0 -U1 -10 V -0.4

1 0 0 1 0 1 1 0 0 -U2 -U2 -15 V -0.6

0 1 1 0 0 1 1 0 -U1 -U2 -U2-U1 -25 V -1

Como desvantagem da utilização de fontes que apresentam uma razão de 3/2

(U2=1,5U1), pode apontar-se o facto dos níveis não serem todos equidistantes. De facto,

constata-se na tabela 1 que não é possível obter os níveis de tensão – 20 V e + 20 V.

Esta desvantagem traduz-se numa redução da relação sinal/ruído para os valores de

potência de saída mais elevados em relação aos valores de relação sinal/ruído obtidos

para as potências mais baixas. Note-se, no entanto, que o ouvido humano apresenta

maior sensibilidade para valores de pressão acústica mais baixos, pelo que, a perda de

relação sinal/ruído para as potências mais elevadas, no caso do amplificador de áudio,

pode não ser detectada pelo ouvinte. Em contrapartida, é possível obter melhores

relações de sinal/ruído com este tipo de inversores, para a mesma potência máxima de

saída, para as potência mais baixas, do que com os conversores cujas tensões seguem

uma progressão geométrica de razão inteira 2 ou 3, visto que os níveis são mais

próximos, o que melhora a resolução.

A utilização do filtro passa-baixo de 2ª ordem não é indispensável para implementar

esta invenção. No entanto, a utilização do filtro passa-baixo permite reduzir ainda mais

a energia nas altas frequências. Como a energia nas altas frequências baixa com o

aumento do número de níveis, é possível eliminar o filtro passa-baixo em algumas das

realizações da invenção.

Esta invenção pode ser realizada recorrendo a DSP, FPGA, integração dedicada e/ou

circuitos discretos cuja complexidade dependerá da implementação/funções

seleccionadas. Implementação que recorram a técnicas de formatação de ruído serão

mais complexas que aquelas que não implementem esta função.

Esta invenção pode ser implementada recorrendo a diferentes modulações de forma a

obter resultados que se adeqúem ao objectivo pretendido. Na figura 5 apresentam-se as

possíveis saídas de dois níveis quando a entrada apresenta uma amplitude igual a 1%

dor valor máximo. Repare-se na diferença entre a saída de um amplificador

implementado com dispositivos semicondutores MOSFET e a saída de um amplificador

ideal.

O desempenho do amplificador real pode ser melhorado se o modulador utilizar os três

níveis que o inversor é capaz de apresentar na saída, pois a frequência média com que é

comutado cada um dos dispositivos de potência que compõem o inversor cai para

aproximadamente metade. No entanto, se for utilizada a modulação tradicional o sinal

de saída sofrerá de uma distorção acentuada, como se pode ver na figura 6 onde se

representa o sinal de saída quando a entrada apresenta uma amplitude igual a 1% do

valor máximo. Esta distorção aumenta à medida que a amplitude do sinal de entrada

baixa onde, infelizmente, o ouvido humano é mais sensível à distorção. Esta distorção

apresenta características comparáveis à distorção por “cross-over” que pode observar-se

em amplificadores de áudio analógicos da classe B.

A principal razão para o aumento da distorção para sinais de menor amplitude, quando é

utilizada a modulação PWM com três níveis de saída, prende-se com o facto do factor

de ciclo, δ, tender para zero quando as amostras do sinal de entrada, SN, tendem para

zero. De facto, o factor de ciclo para uma modulação PWM com três níveis de saída

pode ser calculado de (1).

⎩⎨⎧

>⇐=<⇐+=

001

NNN

NNN

SSSS

δδ

(1)

Isto significa que a saída PWM tenderá a produzir impulsos mais estreitos à medida que

as amostras de SN tendem para zero, como se mostra em (2).

⎪⎩

⎪⎨⎧

>⇐=

<⇐=

→

→

00lim

01lim

0

0

NNS

NNS

S

S

N

N

δ

δ (2)

Quando a saída é um sinal PWM com apenas dois níveis, o factor de ciclo pode ser

calculado de (3). Então, à medida que SN tende para zero, o sinal PWM apresenta

impulsos com durações maiores, já que o factor de ciclo se aproxima de 0.5.

5.0lim2

10 =⇒

+= → NS

NN N

Sγδ (3)

Dado que a reprodução dos impulsos estreitos implica maior distorção do que a dos

impulsos largos, a modulação PWM com três níveis (figura 7) apresenta geralmente um

nível de distorção maior na saída do que a modulação PWM de dois níveis, para sinais

de amplitude baixa.

De forma a eliminar a distorção provocada pelos impulsos estreitos presentes na

modulação PWM com vários níveis de tensão de saída, nesta invenção propõe-se a

modulação designada, como se viu, modulação PWM com alargamento de impulsos

estreitos (PWMAIE). Esta modulação permite obter um desempenho próximo do obtido

pela modulação PWM teórica com saída de vários níveis, mantendo assim os níveis de

distorção baixos.

A modulação PWMAIE pode implementar-se da seguinte forma: Seja L o conjunto de

níveis que o inversor utilizado pode apresentar na saída, L={L1, L2, …, LN-1, LN,

LN+1,…}. Usualmente os moduladores PWM multinível utilizam os níveis, LN and LN+1,

adjacentes à amostra SN, para calcular o factor de ciclo δ:

NN

Nn

LLLS−−

=+1

δ (4)

A modulação PWMAIE impõe limites superior e inferior para o factor de ciclo (5).

[ ]maxmin ,δδδ ∈ (5)

Se δ, calculado de (4), excede δmax, então o nível LN+1 não é utilizado e um novo δ é

calculado de (6), utilizando os níveis: LN+2 and LN.

NN

Nn

LLLS−−

=+2

δ (6)

Se δ é menor que δmin, então o nível LN é rejeitado e um novo δ é calculado para os

níveis LN+1 e LN-1, conforme (7).

11

1

−+

−

−−

=NN

Nn

LLLS

δ (7)

A modulação PWMAIE apresenta a vantagem da saída apresentar impulsos cuja

duração mínima, sendo independente dos semicondutores de potência utilizados no

inversor, pode ser ajustada para se adaptar às velocidades de comutação dos

semicondutores utilizados. Portanto, a limitação da resolução do sinal com modulação

PWMAIE é imposta pela velocidade do circuito digital utilizado para conceber o

modulador e não pelos semicondutores de potência na saída, o que aliás é ignorado na

maior parte dos casos.

A modulação PWMAIE é aplicável a inversores com mais de dois níveis de saída. Na

figura 8 representa-se a THD+N versus amplitude de entrada, obtida por simulação,

quando a entrada é uma sinusóide com 7kHz de frequência, para as três modulações

consideradas: PWM de dois níveis, PWM com três níveis e PWMAIE com três níveis

(2/3 Levels). É visível a redução da distorção que obtém num sistema que utiliza três

níveis na saída para baixos valores de amplitude na entrada.

A realização da invenção aqui descrita, parte da utilização da arquitectura representada

na figura 2 que consiste num inversor que utiliza duas pontes completas, filtro de sobre-

amostragem, modulador do tipo PWMAIE com formatação de ruído de 2ª ordem, e

filtro de saída do tipo passa-baixo de 2ª ordem.

Uma FPGA de baixo custo da Xilinx foi utilizada para implementar o modulador

PWMAIE e o modulador Sigma-Delta de 2ª ordem que implementa o formatador de

ruído. A saída FPGA consiste nos sinais de comando dos dispositivos de electrónicos de

potência que compõem o conversor multinível. O inversor seleccionado permite nove

níveis de saída diferentes e utiliza oitos dispositivos electrónicos de potência, pelo são

necessários oito sinais digitais para os comandar.

Para medir o desempenho do amplificador foi utilizado o analisador de áudio ATS-2 da

Áudio Precision. Na figura 9 representa-se a análise espectral da saída do amplificador

quando o modulador é do tipo PWM multinível (figura 4b)) e a entrada é uma sinusóide

com 7kHz de frequência e 80% da amplitude máxima. A THD+N medida é de 0.8%.

O resultado do amplificador quanto o tipo de modulação utilizado é PWMAIE é

representado na figura 10. A distorção medida é de 0.25% o que demonstra a eficácia da

modulação PWMAIE quando utilizada em conjunto com inversores multinível.

3. FIGURAS

Figura 1, Saída do inversor com modulação PWM de dois flancos.

Figura 2, Amplificador digital integral de áudio. Utiliza modulação PWMAIE, modulador Sigma-Delta com formatação de ruído, conversor multinível e filtro

passa-baixo. Não utiliza realimentação analógica de qualquer tipo.

1

2

3

4

5 6 7

8 9

PWMAIE

Figura 3, Saída do conversor multinível com 9 níveis e modulação PWMAIE.

U2

S11

S13

S12

S14

U1

S21

S23

S22

S24

LCfilter

U0

a)

0 0.005 0.01 0.015 0.02

-1

-0.5

0

0.5

1

Ma

gn

itu

de

(p

.u.)

t [s ]

0 0.005 0.01 0.015 0.02

-1

-0.5

0

0.5

1

Ma

gn

itu

de

(p

.u.)

t [s ]

b)

Figura 4, a) Conversor multinível com dois inversores em série, alimentado por tensões contínuas U1, U2 em progressão geométrica de razão 1.5 para permitir

nove níveis de ytensão de saída; b) formas de onda da modulação NPWM, mostrando-se a referência sinusoidal, as portadoras triangulares e a tensão de

saída U0 em degrau com 9 níveis.

Figura 5. Modulação PWM com dois níveis de saída para entradas a 1% do

valor nominal.

1

Am

plitu

de

-1 1

0 MOS Ideais

Time

Figura 6. Modulação PWM com três níveis de saída, para entradas a 1% do valor nominal.

-1

-0.5

0

0.5

1

Time

Am

plitu

de

Figura 7. Saída para um sistema com três níveis de saída e modulação

PWMAIE para entradas a 1% do valor nominal.

0.001 0.01

0.1 1

10 100

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1

AmplitudeT

HD

+N 3 Levels

2 Levels

2/3 Levels

Figura 8. Taxa de distorção harmónica mais ruído (THD+N) para os três tipos

de modulação consideradas.

Figura 9. Análise espectral da saída do amplificador quando utiliza modulação

NPWM.

Figura 10. Análise espectral da saída do amplificador quando utiliza modulação

PWMAIE.

4. REFERÊNCIAS

[1] Goldberg J.M., Sandler M.B.: “New high accuracy pulsewidth modulation based

digital-to-analog convertor/power amplifier”, IEE Proc.- Circuits Devices Syst.,

Vol. 141, No 4, August 1994, pp. 315-324.

[2] “Pulsewidth Modulation for Power Converters”, D. G. Holmes, T. A. Lipo,

Wiley-Interscience, 2003.

[3] Zukui Song, Dilip V Sarwate, "Spectral Distortion for Uniform Sampling

Pulsewidth Modulation" in Proceedings of the 2000 Conference in Information

Sciences and Systems, Princeton University, March 15-17, 2000.

[4] Morten Johansen and Karsten Nielsen, “A Review and Comparison of Digital

PWM Methods for Digital Pulse Modulation Amplifier (PMA)”, AES, 107th

Convention, NY, Set., 1999, preprint 5039.

[5] Erik Bresch and Wayne T. Padgett, “TMS320C67-Based Design of a Digital

Audio Power Amplifier Introducing Novel Feedback Strategy”,

internet:http://www.mathworks.com/products/dsp_comm/pdfs/hbreschpadgett.pdf

, 2002/04/25.

[6] Grosso, E. Botti, F.Stefani and M. Ghioni; “A 250W Audio Amplifier with

Straightforward Digital Input – PWM Output conversion”,

internet:www.eurotraining.net/ESSCIRC2001/esscirc2001/data/62.pdf,

04/03/2002.

[7] Karsten Nielsen, Digital Pulse Modulation Amplifier (PMA) systems based on

PEDEC control, 106th AES Convention, Munich, Preprint 4942, (25 pages), May,

1999.

[8] Lai, J-S.; Peng, Z. F. , Multilevel Converters—A new breed of power converters,

IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 32, nº. 3, May/June 1996, pp.

509-517.

[9] M. Carpita and S. Teconi, "A novel multilevel structure for voltage source

inverter," Proceeding of EPE - European Power Electronics Conference 1991, pp.

90-94.

[10] Manjrekar, M. D.; R. Lund; P. Steimer, and T. A. Lipo, “Hybrid multilevel power

conversion system: A competitive solution for high power applications”, IEEE

Trans. on Industry Applications, vol. 36, no. 3, May/June 2000, pp 834-841.

[11] McGrath, B. P., M. D. Manjrekar, D. G. Holmes, and T. A. Lipo, “An improved

modulation strategy for the hybrid multilevel inverter”, Conf. Rec. IEEE Industry

Applications Society Annual Meeting, Rome, 2000, pp 2086-2093.

[12] Karsten Nielsen, “Parallel Phase Shifted Carrier Pulsewidth Modulation

(PSCPWM) – A Novel Approach to Switching Power Amplifier Design”, 102nd

AES Convention, March, 1997, Germany.

[13] Frank S. Christensen, Thomas M. Frederiksen, Karsten Nielsen, “Parallel Phase

Shifted Carrier Pulsewidth Modulation (PSCPWM) Schemes – a Fundamental

Analysis, 106th AES Convention, May, 1999, Germany.

[14] Frank Schwartz Christensen, Thomas M. Frederiksen, Michael A. E. Andersen,

“Practical Implementation and Error Analysis of PSCPWM Based Switching

Audio Power Amplifieres”, 107th AES Convention, September, 1999, New York.

[15] J.M. Goldberg and M. B. Sandler, “ The Application of Noise Shaping for an All

Digital Audio Power Amplifier”, 87th AES Convention, Preprint 2832, October

1989.

[16] “Audio Measurement Handbook”, Bob Metzler, Audio Precision inc, 1993.

[17] Meynard and H. Foch, "Multi-level Conversion: High Voltage Choppers and

Voltage-Source Inverters", Proc. IEEE PESC Jun. 1992, pages 397-403.

[18] M. Marchesoni, M. Mazzucchelli, S. Tenconi, “A non conventional power

converter for plasma stabilization”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol.

5, no. 2, April 1990.

[19] V. M. E. Antunes, V. F. Pires, J. F. Silva, “Harmonic Distortion Reduction in

Multi-Level PWM Modulators for Audio Power Amplifiers”, 28th Annual

Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, vol. 1, pp 852-857 (2002).

[20] V. Antunes, V. F. Pires, J. F. Silva, “Experimental Evaluation of a Digital Multi-

Level Audio Power Amplifier”, 35th IEEE Power Electronics Specialists

Conference, vol. 1, pp 230-237 (2004).

[21] PM Aziz, HV Sorensen and J. Van Der Spiegel, "An overview of sigma-delta

converters," IEEE Signal Processing Magazine, Vol.13, No.1, Jan. 1996.

patente de invenÇÃo nacional nº 103651 · patente de invenÇÃo nacional nº 103651 página 3...

Documents