capítulo 3 projeto de um transceptor Óptico para comunicação
TRANSCRIPT
54
Capítulo 3
Projeto de um Transceptor Óptico para Comunicação Digital em Espaço Livre
3.1 . Introdução
Neste capítulo, é descrita a solução encontrada para a conexão de duas redes locais do
tipo Ethernet Rápida (FastEthernet) e o projeto do par de transceptores ópticos destinados a
esta finalidade. Também é descrita a montagem experimental do sistema de comunicação
realizada em bancada.
Todo o projeto foi realizado com componentes disponíveis comercialmente. Todas as
experiências e demais realizações práticas foram desenvolvidas no Laboratório de
Microeletrônica da EPUSP (LME).
3.2 . Escolha do comprimento de onda
Foi adotado o comprimento de onda de 850 nm, devido ao bom desempenho e baixo
custo de componentes optoeletrônicos operantes neste comprimento de onda (ver seção 2.6).
3.3. Escolha do par laser/fotodiodo
Para a transmissão, foi adotado um par de diodos laser do tipo VCSEL, com potência
óptica máxima de 5 mW e banda passante de 1,25 GHz [67]. Algumas de suas características
são mostradas na Tabela 10.
Tabela 10 – Características do VCSEL adotado (valores típicos).
Modelo OPV214Y Comprimento de onda ~ 850 nm Largura espectral 0,85 nm Corrente de limiar 3,3 mA Tempo de subida/descida (20 – 80 %) 200 ps Potência óptica em 24 mA ~ 5 mW
Fonte: [67]
55
Para a fotodetecção, foi utilizado um par de fotodiodos de Si PIN com diâmetro da
área ativa de 343 μm [68]. Devido à área ativa reduzida, tais fotodiodos são mais adequados
para comunicações por fibra. Não obstante, o emprego de lentes para concentração do feixe
recebido sobre a área ativa do fotodiodo aumenta a eficiência de acoplamento óptico. A
Tabela 11 apresenta algumas características importantes do fotodetector empregado.
Tabela 11 – Características do fotodiodo adotado (valores típicos).
Modelo OPF480 Comprimento de onda de pico de responsividade ~ 860 nm Responsividade (860 nm) 0,55 A/W Diâmetro da área ativa 343 μm Corrente de escuro (tensão reversa = 5 V) 0,1 nA Tempo de subida/descida (10 – 90 %, em 50 Ω) 2 ns Capacitância total (tensão reversa = 5 V) 1,5 pF
Fonte: [68]
3.4. Escolha da técnica de modulação
Dentre as diversas técnicas de modulação possíveis para comunicações ópticas, a
adoção de um formato de modulação binário, do tipo OOK (On-Off Shift Keying) era
favorável devido à disponibilidade de circuitos integrados (CIs) dedicados. Durante a
elaboração deste trabalho, constatou-se que a totalidade dos fabricantes de sistemas FSO
pesquisados utilizava o formato de modulação OOK, pela mesma razão [42].
Especificamente, por razões esclarecidas na próxima seção, o formato de modulação
empregado na comunicação por espaço livre foi o OOK-NRZI (Non-return to Zero Invert on
ones) [69].
3.5. Considerações quanto à conversão de protocolo/modulação
Os computadores do laboratório empregados na demonstração do sistema de
comunicação estavam preparados para a conexão em rede do tipo Ethernet 100BASE-TX
(padrão IEEE 802.3u), isto é, redes Ethernet Rápida, onde o número 100 indica que a taxa
efetiva é 100 Mbps e a sigla TX indica que o meio de transmissão é o cabo de par trançado de
cobre que, no caso considerado, é de categoria 5 UTP (Unshielded Twisted Pair).
56
A Ethernet Rápida é uma evolução para a velocidade de 100 Mbps da rede Ethernet de
10 Mbps especificada no padrão IEEE 802.3, e mantém essencialmente as mesmas
funcionalidades do padrão original [70]. A evolução para Ethernet Rápida teve como requisito
manter a compatibilidade com as redes Ethernet e, por isto, manteve-se a concepção original
da funcionalidade da camada MAC (Medium Access Control), responsável pelo protocolo de
múltiplo acesso ao meio CSMA/CD (Carrier Sense Multiple Access with Colision Detection),
e decidiu-se apenas aumentar a velocidade de transmissão de dados, o que levou a uma
reformulação da camada física. Estas modificações foram especificadas em um adendo ao
padrão original, designado IEEE 802.3u. Foram adotadas, neste adendo, as especificações de
camada física originalmente concebidas para outro tipo de rede local, designado FDDI (Fiber
Distributed Data Interface). De acordo com estas especificações, existem sempre duas linhas
partindo de cada estação da rede, uma para transmissão e outra para recepção de sinais, e a
operação em modo full-duplex é possível. Assim, apesar de poder operar como no padrão
Ethernet original, no qual as estações compartilham do mesmo meio operando em modo half-
duplex e empregando o esquema CSMA/CD, na rede Ethernet Rápida o modo de operação
full-duplex é o preferencialmente utilizado, devido ao melhor aproveitamento da banda
passante disponível. Para tanto, é necessária a utilização do hub chaveado (switch) [70].
A seqüência de codificações realizada sobre um sinal digital binário que chega à
camada física na rede Ethernet 100BASE-TX é mostrada na Figura 21 [69]. Na transmissão,
os dados chegam em grupos de 4 bits paralelos, e cada grupo é codificado em um
correspondente grupo de 5 bits (codificação 4B5B). Os dados codificados em 4B5B são então
embaralhados (scrambled), isto é, codificados por um algoritmo que não aumenta o número
de bits. As codificações 4B5B e scrambler têm como objetivo gerar um sinal com a menor
repetição consecutiva de “zeros” e “uns” possível, de modo a facilitar o sincronismo do
relógio do receptor com o do transmissor. Os dados codificados, até então em formato NRZ,
são convertidos para NRZI e, finalmente, para MLT-3 (Multiple-Level Transition de 3 níveis),
formato este utilizado para transmissão pelo cabo de par trançado. Na recepção, o sinal passa
por todas as etapas de decodificação até deixar a camada física em grupos de 4 bits paralelos
de formato NRZ.
57
4B/5B Scrambler NRZ/NRZI
Codificador MLT-3
Formato dos dados: Paralelo ou Serial
Paralelo 4 bits
Paralelo 5 bits
Paralelo 5 bits
Serial Serial
Formato do sinal:
NRZ NRZ NRZ NRZI MLT-3
Par trançado
Transmissão
4B/5B descramblerNRZI/NRZ
Decodificador MLT-3
Formato dos dados: Paralelo ou Serial
Serial
Serial
Paralelo 5 bits
Paralelo 5 bits
Paralelo 4 bits
MLT-3 NRZI
NRZ NRZ NRZ
Formato do sinal:
Par trançado
Recepção
Figura 21 – Diagrama esquemático da seqüência de codificações e decodificações aplicadas sobre o sinal, respectivamente, na transmissão e na recepção, em Ethernet 100BASE-TX [69].
Na técnica de modulação MLT-3, cada bit é codificado em um de três possíveis níveis
de tensão [71], definidos por -1, 0 e +1 V. São permitidas apenas transições entre níveis
vizinhos e consecutivos, isto é, de -1 para 0, de 0 para +1, de +1 para 0 e de 0 para -1. Quando
o bit ‘1’ é transmitido, ocorre uma transição. Quanto o bit ‘0’ é transmitido, o valor do último
símbolo é mantido. A Figura 22 mostra um exemplo da forma de onda resultante da
codificação em MLT-3 de uma seqüência de bits.
Seqüência de bits a ser codificada
Relógio da seqüência de bits
Seqüência codificada em MLT-3 0
+ 1
- 1
Figura 22 – Exemplo da codificação de uma seqüência de bits em formato de modulação MLT-3.
Tendo sido adotado um formato de modulação do tipo OOK, era necessário realizar a
conversão entre os formatos de modulação. Portanto, utilizou-se um conversor de mídia
Ethernet 100BASE-TX/100BASE-FX (disponível comercialmente), para conversão de par
58
trançado para fibra óptica e vice-versa. Ao realizar a conversão do par trançado para fibra, o
conversor de mídia converte o formato de modulação de MLT-3 para OOK-NRZI e realiza o
inverso na conversão de fibra para par trançado.
A Figura 23 mostra um diagrama simplificado do funcionamento do conversor de
mídia [72]. Na conversão de par trançado para fibra óptica, o sinal que chega pelo cabo de par
trançado em MLT-3 (e contendo todas as codificações realizadas na transmissão, conforme
mostra a Figura 21) é convertido para NRZI e os dados e o relógio são recuperados no bloco
CDR (Clock and Data Recovery). A seguir, o sinal é convertido para NRZ com o objetivo de
ser decodificado pelo bloco descrambler e finalmente convertido para NRZI para transmissão
por fibra. Na conversão de fibra óptica para par trançado, o sinal que chega pela fibra é
codificado pelo bloco scrambler, e posteriormente convertido para NRZI, antes da conversão
final para MLT-3. O conversor de mídia adotado opera em comprimento de onda de 1310 nm
e fibra óptica multimodo [73].
Conversão de par trançado para fibra óptica
Figura 23 – Diagrama ilustrativo do funcionamento interno de um conversor de mídia Ethernet 100BASE-TX/100BASE-FX.
3.6. Concepção do sistema de comunicação
A aplicação dos transceptores na conexão de duas redes locais Ethernet Rápida é
ilustrada na Figura 24. Os transceptores são designados por transceptor 1 e transceptor 2. A
entrada e saída de dados nos transceptores 1 e 2 ocorre via fibra óptica multimodo, em OOK-
NRZI e em comprimento de onda de 1310 nm, de modo a serem compatíveis com o conversor
de mídia adotado [73].
descramblerNRZI/NRZ
NRZI NRZ NRZ NRZI
Decodificador MLT-3
MLT-3
Par trançado
NRZ/ NRZI Driver
LED
NRZI
CDR
NRZI
Fotodiodo
Conversão de fibra óptica para par trançado
Scrambler NRZ/NRZI
NRZI NRZ NRZ NRZI Codificador
MLT-3
MLT-3
Par trançado
NRZI
Amplificação NRZI/CDR NRZ
59
Switch
Switch
Par de fibras ópticas
multimodo, λ=1310 nm
Conversor de mídia 1
Transceptor 2
Transceptor 1
Rede de computadores B
Rede de computadores A
Conversor de mídia 2
Cabo elétrico
Figura 24 – Diagrama ilustrativo da aplicação do par de transceptores na conexão de duas redes locais.
O diagrama de blocos da estrutura interna dos transceptores pode ser vista na Figura
25. O presente trabalho trata da implementação dos dois blocos delimitados pelas linhas
pontilhadas vermelhas, designados por Transceptor 1 e Transceptor 2.
3.6.1. Partes constituintes do transceptor
3.6.1.1. Circuito modulador
O circuito modulador (ou circuito de excitação do laser) tem como função modular a
potência óptica emitida pelo laser. Para tanto, ele converte o sinal a ser transmitido na
corrente elétrica de excitação com forma de onda apropriada ao formato de modulação
empregado.
O CI MAX3263 foi adotado como circuito modulador [74]. Este CI permite o ajuste
da corrente de polarização do laser, Ip, e da magnitude da corrente de modulação, Im.
Definindo I1 como sendo a corrente elétrica correspondente ao bit ‘1’ e I0 a corrente elétrica
correspondente ao bit ‘0’, tem-se que I =I1 m+I e Ip 0=Ip.
60
Tx
Rx
Transceptor 2
Tx Rx
OOK-NRZI
MLT-3
Tx Rx Con
vers
or d
e m
ídia
2
Circuito Modulador
Laser
Conversor O/E Tx Rx
Conversor E/O Rx Tx
HFBR-5103T
Sinal Elétrico Tx
Sinal elétrico Rx
Transceptor 1
Amplificador Limitador
Pré-amplificador 5V
Fotodiodo
Tx Rx
OOK-NRZI
MLT-3
Tx Rx Con
vers
or d
e m
ídia
1
Swicht de rede Ethernet
100baseTX Rede A
Par trançado de cobre Categoria 5
Par de fibras ópticas multimodo, 1310nm
Swicht de rede Ethernet
100baseTX Rede B
Conversor E/ORx
Conversor O/ETx
HFBR-5103T
Circuito Modulador
Laser
Sinal Elétrico Tx
Sinal elétrico Rx
Amplificador Limitador Pré-amplificador
Fotodiodo
5V
Par de fibras ópticas multimodo,1310nm
Par trançado de cobre Categoria 5
Sinais Infravermelho
em espacço livre, 850nm
Figura 25 – Diagrama de blocos representativo do sistema de comunicação da Figura 24.
61
3.6.1.2. Pré-amplificador
O pré-amplificador tem a função de converter a corrente gerada pelo fotodiodo em
tensão, através de uma relação de ganho elevada, geralmente da ordem de 2000 a 100.000 Ω.
As características de resposta em freqüência e ruído deste amplificador determinam em
grande parte o desempenho de um receptor óptico [75]. Neste trabalho, um amplificador de
transimpedância foi projetado para atuar como pré-amplificador. As justificativas para a
escolha do amplificador de transimpedância e a descrição de seu projeto são feitas na seção
3.7.
3.6.1.3. Amplificador limitador
Conforme pode ser visto na Figura 25, foi empregado, como estágio subseqüente ao
pré-amplificador, um amplificador limitador. Devido às distorções sofridas pelo sinal ao
passar pelo canal de comunicação e pelas funções de transferência do fotodiodo e pré-
amplificador (principalmente quando a banda passante destes elementos é limitada), o sinal na
saída do pré-amplificador não apresenta mais o formato retangular original. O amplificador
limitador tem a função de restabelecer os níveis de tensão e tempos de subida e descida com
os quais os circuitos digitais subseqüentes operam adequadamente. Ele amplifica o sinal
apenas quando este apresenta amplitude pico-a-pico maior do que uma tensão de limiar
mínima, Vth. A tensão de limiar do amplificador limitador tem um papel importante na
definição da sensibilidade do circuito receptor. Seja Pth a mínima potência óptica média
necessária para gerar um sinal de tensão na entrada do amplificador limitador com amplitude
pico-a-pico maior do que V . Se a potência óptica média incidente for menor do que Pth th, o
amplificador limitador não amplificará o sinal, e os estágios subseqüentes não receberão sinal
algum. Portanto, o menor valor obtenível de sensibilidade do receptor é igual a Pth. Foi
adotado o CI MAX3964 para operar como amplificador limitador [76]. Este CI permite o
ajuste da tensão de limiar, V , sendo seu valor mínimo igual a 2 mV. th
3.6.1.4. Interface para comunicação por fibra óptica
A interface de entrada e saída de dados dos transceptores FSO é realizada por fibra
óptica multimodo pelo transceptor HFBR-5103T [77]. Na Figura 25, este transceptor é
62
representado pelo bloco HFBR-5103T. Sua utilização no projeto surgiu da necessidade de
conectar os transceptores FSO ao conversor de mídia.
3.7. Projeto de um amplificador de transimpedância
Existem diversos tipos de circuitos adequados para conversão da fotocorrente em
tensão [75]. Dentre estes circuitos, a utilização de um amplificador na configuração de
transimpedância tem sido uma alternativa amplamente adotada, devido às seguintes
características [78]:
• O fotodiodo pode ser operado em modo fotocondutivo, sob elevadas tensões reversas
de polarização. O modo fotocondutivo estabelece uma relação linear entre potência
óptica detectada e fotocorrente, e a aplicação de tensão reversa reduz a capacitância de
junção do fotodiodo, contribuindo para o aumento da banda passante;
• O amplificador de transimpedância reduz as oscilações de tensão no terminal do
fotodiodo que se conecta a ele. Isto resulta em boa linearidade entre potência óptica
detectada e fotocorrente;
• A impedância vista pelo fotodiodo é dada por Z /Af O, onde Zf é a impedância da malha
de realimentação e AO é o ganho em malha aberta do amplificador utilizado. Quanto
maior for AO, menor é a impedância vista pelo fotodiodo, possibilitando a obtenção de
bandas passantes elevadas;
Nesta seção, é descrito o projeto de um pré-amplificador de transimpedância partindo-
se de um amplificador operacional de elevado produto ganho por banda, conforme ilustra a
Figura 26. Devido ao elevado ganho do amplificador operacional, a tensão na saída circuito
seria idealmente dada por:
fpo RtitV ⋅−= )()( (9)
em que i (t) é a fotocorrente e R é a resistência de realimentação. p f
63
Figura 26 – Diagrama esquemático do pré-amplificador de transimpedância.
O modelo elétrico equivalente de um fotodiodo é mostrado na Figura 27, onde a fonte
de corrente ip representa a corrente de sinal, id a corrente reversa (corrente de escuro) e in a
corrente de ruído shot gerado pela soma da corrente reversa com a fotocorrente [75]. Cj é a
capacitância de junção do fotodiodo, R a resistência paralela (shunt), Rj s a resistência série do
fotodiodo (incluindo contatos) e C , Lb e e Ce são componentes parasitários advindos dos
contatos do chip e do encapsulamento do fotodiodo.
Contatos Encapsulamento
Figura 27 – Modelo elétrico de um fotodiodo PIN.
Para a faixa de freqüências de interesse deste trabalho (até 125 MHz), os parâmetros
R , R , C , Cj s p e e Le não influenciam no desempenho do estágio de entrada do receptor, como
pode ser averiguado pela caracterização, reportada na literatura e reproduzida na Figura 28, da
impedância de um fotodiodo de Si PIN com capacitância de junção semelhante e
encapsulamento igual ao do fotodiodo utilizado neste trabalho [75, 79]. Como pode ser visto
na Figura 28, a impedância do fotodiodo é predominantemente capacitiva abaixo de 1 GHz,
caracterizada pela queda de 20 dB/década da magnitude e fase de -90º, demonstrando a
predominância da capacitância de junção Cj. Portanto, nesta faixa de freqüências, o fotodiodo
é bem representado por um modelo que leva em consideração apenas a capacitância de
junção.
64
Zo
10M 100M 1G 10G0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
Freqüência (Hz)
Mag
nitu
de d
e Z o (
dB)
-90
-70
-50
-30
-10
10
30
50
70
Fase de Zo (graus)
Figura 28 – Modelo elétrico e curvas de Bode da impedância de um fotodiodo com características semelhantes ao utilizado neste trabalho [75].
O circuito utilizado para se analisar o comportamento elétrico do pré-amplificador é
mostrado na Figura 29, onde Zi representa a impedância de entrada do amplificador
operacional. A capacitância Cf é a capacitância parasitária existente no elo de realimentação.
Sua inclusão no modelo é importante, pois esta capacitância contribui para realizar uma
compensação de fase, garantindo a estabilidade do circuito [78].
Zi
Figura 29 – Esquema do circuito elétrico utilizado para análise do pré-amplificador.
A tensão na saída do circuito da Figura 29 é dada por [78]:
)()(11
1)(
)(
ssA
sCRR
sise
O
ff
fp
o
β⋅+
+⋅−
= (10)
65
onde: ip: fotocorrente;
A : ganho de malha aberta do amplificador operacional ; O
β: fator de realimentação do circuito.
O fator β representa a função de transferência da saída eo para a entrada negativa do
amplificador operacional. Uma expressão de reduzida complexidade para β pode ser obtida
adotando-se duas simplificações [78]:
- A impedância de entrada Zi do amplificador operacional é representada por duas
capacitâncias, Cdif e C , em paralelo. As capacitâncias Cmc dif e Cmc são, respectivamente, a
capacitância diferencial e a capacitância de modo comum existentes na entrada do
amplificador operacional;
- O ganho de malha aberta do amplificador operacional, AO, é de pólo simples.
Assim, β pode ser escrito como [78]:
sCCCCRsCR
fmcdifjf
ff
)(11
+++++
=β (11)
Com as simplificações, a análise das Eqs. 10 e 11 revela que o circuito comporta-se
como um sistema de segunda ordem em que o ganho em função da freqüência apresenta um
pico que ocorre numa freqüência próxima à freqüência de corte do sistema, denominada
freqüência de ressonância e dada por [78]:
)(2 fmcdifjf
cr CCCCR
ff+++
=π
(12)
onde fc é a freqüência de ganho unitário do ganho de malha aberta do amplificador
operacional.
A resistência de realimentação Rf pode ser estimada utilizando-se a equação 12, onde,
como uma primeira aproximação, a freqüência de ressonância fr é substituída pela banda
passante desejada. O pré-amplificador tem a função de amplificar um sinal no formato OOK-
NRZI com taxa de 125 Mbps. Para tanto, uma freqüência de corte entre 62,5 MHz e 125 MHz
é suficiente para garantir a qualidade do sinal recuperado [75]. Portanto, foi arbitrariamente
adotada freqüência de corte igual a 110 MHz.
66
De acordo com as especificações técnicas do amplificador operacional adotado, fc =
1600 MHz, C = 2 pF e Cdif mc = 1 pF [80]. No projeto, foram utilizados resistores de filme de
carbono, cuja capacitância parasitária situa-se entre 0,1 e 0,3 pF [81]. Devido a isto, para
tornar a análise mais realista, adotou-se, Cf = 0,2 pF.A capacitância de junção do fotodiodo
para uma tensão reversa de 5 V é, por sua vez, 1,5 pF [68]. Portanto:
Ω=⋅+++⋅⋅
⋅=
+++⋅= − k
CCCCffR
fmcdifjr
cf 5,4
10)2,0125,1()10110(2101600
)(2 1226
6
2 ππ
Para Rf,= 4,5 kΩ, a banda passante, obtida pela simulação no PSPICE, é 112 MHz.
Aumentando-se ligeiramente R para obter banda passante igual a 110 MHz, conclui-se que: f
Rf = 4,7 kΩ
3.7.1. Resposta em freqüência do pré-amplificador
A Figura 30 mostra o esquema do circuito utilizado nas simulações. Neste esquema, o
fotodiodo está representado por seu modelo elétrico simplificado (gerador de corrente ip e
capacitância de junção C ). A resistência Rj o representa a impedância de entrada do estágio
subseqüente (amplificador limitador).
0
+
-
Vee
Vcc
OUT
U3
OPA6863
2
6
VCC
VEE
0
VCCCj1,5 pF
Rf
ip
Ro 500 Ω
eoIN-
Cf
5 V
Figura 30 – Esquema elétrico utilizado para as simulações do pré-amplificador no PSPICE.
Para a análise da resposta em freqüência e estabilidade do amplificador de
transimpedância, foram realizadas simulações de três funções de transferência:
; - a resposta em freqüência do ganho de malha aberta do amplificador operacional, AO
67
- o fator de realimentação β;
- o ganho de transimpedância do circuito em malha fechada, A . MF
A Figura 31 mostra os três esquemas elétricos utilizados para as simulações destas
curvas.
a) Simulação do ganho de malha fechada, AMF
b) Simulação do fator de realimentação, β
c) Simulação do ganho do amplificador operacional, AO
Figura 31 – Esquemas elétricos utilizados para a simulação das funções de transferência do ganho de malha fechada, AMF (a), do fator de realimentação, β (b) e do ganho de malha aberta
do amplificador operacional, A0 (c).
VCC
IN-
1.5pFCj
ip
VEE
eo
VCC
+
-
Vee
Vcc
OUT
U3
OPA6863
27
4
6
00
Cf
Rf
p
oMF i
eA =
R500 Ω
0
VEE
IN-
Cf
R
0
0+
-
Vee
Vcc
OUT
U3
OPA6863
27
4
6
0
VCC
Cj5
e
1,
o
0evIN −=β
R500 Ω
+
-
Vee
Vcc
OUT
U1
OPA6863
27
4
6
VCC
0
VEE
00
vi
500 Ω Ro
vo
i
oO v
vA =
68
As curvas de ganho de malha fechada, AMF, de 1/β e do ganho de malha aberta do
amplificador operacional, AO, para Rf = 4,7 kΩ são mostradas na Figura 32. Também é
mostrada a curva de fase do produto AOβ. A estabilidade do circuito é determinada
observando-se o comportamento das curvas de magnitude e fase do ganho de malha aberta
AOβ. Isto é convenientemente feito observando-se o ponto de cruzamento entre a curva de
magnitude de 1/β, e a curva de magnitude de AO. No ponto onde as curvas se cruzam, tem-se
que 1=βOA . Se a curva de fase de AOβ tiver passado por 0º (ou 360º) antes do cruzamento
de 1/ β com AO, então haverá instabilidade. Se a fase de AOβ for igual 0° (ou 360°) na
freqüência de cruzamento das curvas, então o sistema oscilará nesta freqüência. Se, porém, a
curva de fase de AOβ passar por 0° ou 360° após o cruzamento das curvas de AO e 1/β, o
sistema será estável [78].
Pode ser visto que para Rf = 4,7 kΩ o sistema é estável, com margem de fase igual a
41°. A menor fase na qual 1>βOA ocorre em 21 MHz, e corresponde a 25,7°. Um valor
maior para Cf poderia ser calculado visando a aumentar ainda mais a margem de fase, com
correspondente diminuição da banda passante. No entanto, a própria disposição das trilhas na
placa de circuito impresso e a geometria dos componentes introduzem capacitâncias
parasitárias que aumentam o valor de Cf. Portanto, era esperado que o valor de Cf obtido na
prática fosse maior do que 0,2 pF, o que resultaria em aumento da margem de fase.
1k 10k 100k 1M 10M 100M 1G0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
73,44 dB
(76 dB, 49 MHz)
Rf = 4,7 kΩ
Cf = 0,2 pF
Freqüência (Hz)
Gan
ho (d
B)
AMF
AO
1/β
-90
-60
-30
0
30
60
90
120
150
180
(41o, 82 MHz)
(25,7o, 21 MHz)
Fase de A O β (graus)
Fase de AOβ
Figura 32 – Simulação (PSPICE) do conjunto fotodiodo/pré-amplificador, para R = 4,7 kΩ. f
69
A curva experimental do ganho do pré-amplificador construído, em função da
freqüência, pode ser vista na Figura 33, onde também é apresentada a curva teórica. Como
pode ser visto, as curvas coincidem muito bem nas faixas de ganho constante (abaixo de 8
MHz) e na faixa acima de 80 MHz, onde as curvas decaem com a freqüência. O circuito
construído apresenta freqüência de corte praticamente igual à prevista pela teoria (110 MHz),
o que é um resultado satisfatório. As curvas diferem no trecho da transição de ganho
constante para o pico de ganho, sendo, nesta faixa, o ganho teórico maior do que o
experimental. Uma possível causa para esta discrepância é a existência de elementos
parasitários (capacitâncias e indutâncias) presentes no circuito real, que não foram levados em
consideração nas simulações. Além disto, como a curva da potência óptica em função da
freqüência do transmissor utilizado na caracterização não era conhecida, também há a
hipótese de que, na faixa de freqüências considerada (10 a 70 MHz), a potência óptica emitida
tenha apresentado uma amplitude menor, resultando na discrepância observada. A montagem
e o procedimento experimental realizados para obter-se a curva da Figura 33 são descritos no
Apêndice B.
1 10 100 200
63
65
67
69
71
73
75
77
Gan
ho (d
B)
Freqüência (MHz)
Medidas experimentais Curva teórica
Figura 33 – Curvas teórica e experimental do ganho do pré-amplificador em função da freqüência.
70
3.7.2. Simulação do ruído gerado pelo pré-amplificador
O ruído na saída do pré-amplificador é composto, principalmente, por três
componentes cujas origens são [82]:
- o ruído shot do fotodiodo, proveniente da fotocorrente e da corrente de escuro;
- o ruído do amplificador operacional;
- o ruído térmico dos resistores associados ao circuito.
O ruído do amplificador operacional é proveniente dos componentes ativos e passivos
que compõem o dispositivo e pode ser representado por três fontes de ruído posicionadas nas
entradas do amplificador operacional [78]. O fabricante do amplificador operacional utilizado
especifica estas três parcelas de ruído, na configuração mostrada na Figura 34 [83]. As fontes
inn e inp são fontes de ruído de corrente, localizadas, respectivamente, nas entradas negativa e
positiva do amplificador operacional. A fonte en é uma fonte de ruído de tensão, apresentada
na entrada positiva do amplificador operacional. Quando utilizado na configuração de
transimpedância, a entrada positiva do amplificador operacional é aterrada, o que elimina a
influência da fonte de ruído de corrente inp.
Amplificador sem ruído
Figura 34 – Fontes de ruído equivalente do amplificador operacional.
1/2As curvas de densidade espectral destas fontes de ruído, dadas em A/Hz , para o caso
de inn e inp, e em V/Hz1/2, para o caso de en [80], estão reproduzidas na Figura 35.
O modelo elétrico utilizado para simular o ruído gerado pelo pré-amplificador pode ser
visto na Figura 36, assim como o significado de cada fonte de ruído.
71
100 1k 10k 100k 1M 10M1
2
3
4
5
6789
10
i nn
, inp
(pA/
Hz1/
2 )
Freqüência (Hz)100 1k 10k 100k 1M 10M
1
2
3
4
5
6789
10
e n (nV
/Hz1/
2 )
Freqüência (Hz)
Figura 35 – Curvas de densidade espectral das fontes de ruído equivalente [80].
O ruído térmico gerado por um resistor é gaussiano e branco para a faixa de
freqüências de interesse deste trabalho, e sua densidade espectral de potência (DEP) é dada
por [75]:
]/HzA[4 22
RkTi = (13)
onde k: constante de Boltzmann = 1,38x10-23 J/K ;
T: temperatura em Kelvin;
R: resistência do resistor considerado.
if : ruído térmico da resistência de realimentação ij: ruído térmico da resistência paralela (shunt) do fotodiodo is : ruído térmico da resistência série do fotodiodo en: ruído de tensão equivalente (amplificador operacional) inn: ruído de corrente equivalente (amplificador operacional)
Figura 36 – Fontes de ruído do pré-amplificador.
72
O ruído gerado por cada uma das fontes de ruído na Figura 36 é transferido para a
saída do pré-amplificador por uma função de transferência que depende da posição da fonte
no circuito. Foi simulado o valor RMS (desvio padrão) do ruído total transferido para a saída
do pré-amplificador, adotando-se a hipótese de que as fontes de ruído são não-correlacionadas
[78]. Assim, definindo-se σ , σ , σ , σj s f nn, σn como sendo os valores RMS das tensões de ruído
geradas na saída pelas fontes i , i , ij s f, inn, e en, respectivamente, então o valor RMS do ruído
total, σT, é dado por
222222nnnfsjT σσσσσσ ++++= (14)
Simulações prévias das parcelas de ruído geradas pela resistência shunt, Rj, e
resistência série, R , conduzidas com valores típicos destes parâmetros (R = 20 MΩ e Rs j s = 3
Ω), revelaram que σ , σj s são de duas a três ordens de grandeza menores do que as demais
parcelas e, portanto, foram desprezadas na determinação do ruído total.
A transferência do ruído de cada fonte para a saída foi simulada deixando-se ativa
apenas a fonte de ruído considerada e inativas as demais fontes (colocando-se em aberto as
fontes de ruído de corrente e em curto-circuito as fontes de ruído de tensão) [78]. A Figura 37
mostra os diagramas e resultados de cada simulação. Para os cálculos, foi adotado T = 298 K.
a) Simulação do valor quadrático médio do ruído gerado por inn (amplificador
operacional)
100k 1M 10M 100M 1G
0
10M
20M
30M
40M
v nn2 /i nn
2
Freqüência (Hz)0
VCC
0
3
27
4
6
+
-
Vee
Vcc
OUTOPA686
0
2810
0 2
222 V1014,1
9−⋅== ∫ df
iv
inn
nnnnnnσ
innvnn
Cj
Cf
Rf
Ro
1,5 pF
4,7 kΩ
500 Ω
0,2 pF
73
b) Simulação do valor quadrático médio do ruído gerado por en (amplificador
operacional)
1k 10k 100k 1M 10M 100M 1G 10G
0
10
20
30
40
50
v n2 /en2
Freqüência (Hz)0
VCC
0
3
27
4
6
+
-
Vee
Vcc
OUTOPA686
Cj
Cf
Rf
Ro
1,5 pF
4,7 kΩ
500 Ω
0,2 pF
en
vn
2810
0 2
222 V1066,1
9−⋅== ∫ df
ev
en
nnnσ
c) Simulação do valor quadrático médio do ruído térmico gerado por Rf
100k 1M 10M 100M 1G
0
10M
20M
30M
40M
v f2 /i f2
Freqüência (Hz)
500 Ω
Cj
Cf
Rf
Ro
1,5 pF
4,7 kΩ
0,2 pF
if
vf
0
VCC
0
3
27
4
6
+
-
Vee
Vcc
OUTOPA686
2810
0 2
210
0 2
222 V1024,14 99
−⋅=== ∫∫ dfiv
RkTdf
iv
if
f
ff
fffσ
Figura 37 – Simulação da potência de ruído transferida para a saída do pré-amplificador,
para cada fonte de ruído.
Aplicando os resultados mostrados na Figura 37 na Eq. 14, obtém-se:
288882222 V1004,41066,11014,11024,1 −−−− ⋅=⋅+⋅+⋅=++= nnnfT σσσσ (15)
74
O valor RMS do ruído produzido na saída é, portanto, . Vrms1001,2 4−⋅=Tσ
As integrais apresentadas na Figura 37 foram computadas para uma faixa de
freqüências variando de 1 Hz a 1 GHz. As curvas de ganho de ruído, na prática, devem
apresentar maior grau de atenuação em altas freqüências, devido à característica de filtro
passa-baixas do estágio subseqüente (amplificador limitador). A filtragem realizada pelo
estágio subseqüente não foi levada em consideração nas simulações acima por não haver
dados suficientes sobre suas características. O ruído aqui computado, portanto, deve estar
acima do obtido na prática, e serve para fornecer uma análise conservadora do desempenho do
circuito receptor. Este valor será usado mais adiante no cálculo da sensibilidade do receptor
(ver seção 4.4).
3.8. Montagem do Sistema
O sistema foi construído em módulos, conectados entre si através de conectores do
tipo SMA. Foram utilizadas placas de dupla face de cobre do tipo FR-4 para a confecção dos
circuitos impressos. O leiaute das placas de circuito impresso (PCI) dos módulos construídos
são apresentados no Apêndice C.
3.8.1. Transmissor
O VCSEL utilizado apresenta em seu encapsulamento uma lente de formato esférico
cuja função é focar a luz emitida pela superfície superior do chip em um ponto. Esta
característica é utilizada para aumentar a eficiência de acoplamento da luz em uma fibra
óptica. O ângulo de divergência do feixe, nesta situação, é aproximadamente 35º. Uma lente
positiva foi empregada para se ajustar o ângulo de divergência do feixe, θD, como mostra a
Figura 38. A lente empregada era plano-convexa, de distância focal aproximadamente igual a
6,8 mm e abertura de 5,1 mm.
~17,5º
2Dθ
VCSEL Lente
chip
Figura 38 – Ilustração da montagem para colimação do feixe emitido pelo VCSEL.
75
A Figura 39 apresenta duas vistas do circuito transmissor construído. Na Figura 39 (b)
pode ser vista a montagem do circuito sobre um suporte ajustável, onde o VCSEL foi
alinhado à lente.
a)
Suporte da lente
b)
Laser + Circuito Modulador
Circuito Modulador MAX3263
VCSEL
Entrada de dadosdiferencial
Figura 39 – Construção de montagem do transmissor. (a) Circuito transmissor; (b) Montagem do transmissor com lente sobre bancada.
A resposta do circuito modulador da Figura 39 (a) a um trem de pulsos é mostrada na
Figura 40. As formas de onda foram medidas nos terminais de um resistor de 24 Ω em série
com o laser.
Forma de onda em 1
24Ω
1
2
VCSEL
Forma de onda em 2
Figura 40 – Resposta do circuito modulador a um trem de pulsos de freqüência igual a 77,5 MHz aplicado à entrada do circuito.
76
3.8.2. Receptor
A Figura 41 apresenta duas vistas dos módulos constituintes do receptor e a montagem
do receptor em bancada, situação em que a potência óptica incidente sobre a superfície ativa
do fotodiodo era alta o suficiente para dispensar o uso de lentes no receptor.
b) Amplificador Limitador
Entrada diferencial
Saída diferencial
Amplificador limitador MAX3964
Pré-amplificador
Fotodiodo
Amplificador limitador
c) Receptor montado em bancada
a) Amplificador de Transimpedância
Saída
Amplificador operacional OPA686
Entrada para testes
Figura 41 – Módulos constituintes do receptor e montagem do receptor sobre bancada. (a) Pré-amplificador; (b) Amplificador Limitador; (c) Montagem do
receptor sobre bancada.
O sinal na saída do receptor, correspondente à transmissão de um trem de pulsos pelo
transmissor da Figura 39 (b), é mostrado na Figura 42.
77
Saída +
Saída -
Figura 42 – Resposta do circuito receptor à transmissão de um trem de pulsos de freqüência igual 77,5 MHz.
3.8.3. Interface de comunicação por fibra óptica
Cada par transmissor/receptor se conecta a uma interface de comunicação por fibra
óptica, conforme explicado na seção 3.6. A Figura 43 mostra um dos módulos de interface
construídos.
Tx (Entrada diferencial)
Rx (Saída diferencial)
Transceptor HFBR-5103T
Fibras ópticas multimodo
Figura 43 – Interface de comunicação por fibra óptica multimodo.
78
3.8.4. Teste do sistema de comunicação em bancada
O sistema foi montado e seu funcionamento verificado em laboratório. A configuração
utilizada para testes do sistema é esquematizada na Figura 44. Os transceptores 1 e 2,
comunicando-se por infravermelho, conectavam o computador B a uma rede formada pelo
computador A e a rede do laboratório (com acesso à Internet). O computador A e a rede do
laboratório conectavam-se a um switch localizado perto da bancada (designado switch local,
na figura), ao qual se conectava o conversor de mídia do transceptor 1.
Transceptor 2
Switch local
Switch
Computador A
Estações da rede do laboratório
Conversor de mídia
Conversor de mídia
Acesso à Internet
Transceptor 1
Computador B
Figura 44 – Diagrama esquemático da configuração utilizada para testar o funcionamento do sistema de comunicação em bancada.
A Figura 45 apresenta uma foto da montagem realizada em bancada, cuja configuração
foi esquematizada na Figura 44.
Como era esperado, os transceptores 1 e 2 atuaram como repetidores na conexão do
computador B à rede do computador A, provendo a taxa efetiva de 125 Mbps e a operação em
modo full-duplex necessárias. Testes de transferência de arquivos do computador B para
estações da rede e vice-versa foram realizados, tendo sido a percepção de desempenho
indiferente ao do caso do computador B conectado à rede através do cabo de par trançado.
Também foram realizados testes de vídeo-conferência e acesso à Internet a partir do
computador B, não tendo sido percebida, novamente, diferença de desempenho em relação à
conexão por cabo de par trançado.
79
Transmissor 1 Receptor 1
Interface por fibra óptica 1
Transmissor 2
Receptor 2
Interface por fibra óptica 2
Conversores de mídia
Computador A
Computador B
Transceptor 2
Transceptor 1 Switch
Figura 45 – Fotografia da montagem do sistema de comunicação sobre bancada.