16

Capitulo 1.

Introdução. Neste capítulo é apresentada uma breve introdução sobre as principais motivações e

objetivos desta dissertação, bem como a estrutura do trabalho.

1.1 Justificativa e Motivações.

O problema de assegurar conexão em banda larga ao usuário, normalmente, é resolvido

através da tecnologia DSL (Digital Subscriber Line) ou ainda via fibra óptica. Entretanto, o

alto custo de instalação, as restrições quanto à mobilidade e as limitações físicas, como no

caso da DSL, têm limitado a utilização dessa ultima tecnologia. Para contornar as

limitações apresentadas pela conexão banda larga via cabo, foi desenvolvido o padrão IEEE

802.16 conhecido como WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access),

agregando interoperabilidade, suporte ao protocolo IP, altas taxas de transmissão de dados e

facilidade e rapidez de instalação da rede. O objetivo dessa tecnologia é atingir regiões nas

quais não existe infra-estrutura de banda larga com fio e, conseqüentemente, cobrir uma

área maior, quando comparada a banda larga via cabo, além de apresentar um menor custo

de manutenção.

A principal aplicação de WiMAX é a rede de acesso sem fio de banda larga. Ela compete

diretamente com tecnologias como a DSL, mencionada anteriormente, e as fibras óticas em

regiões onde elas já se encontram estabelecidas, pois oferecem serviços similares a um

preço competitivo. Esta solução é atrativa tanto para empresas como para usuários

domésticos: Além disso, a tecnologia WiMAX permite a conexão em banda larga em

regiões de difícil acesso ou carente de infra-estrutura, uma vez que ela não requer

instalações físicas complexas ou a conexão via cabo como nas tecnologias tradicionais.

17

Estas vantagens têm permitido aos prestadores de serviço aumentar o desempenho e a

confiabilidade do sistema, além de reduzir os custos com equipamentos e os riscos do

investimento (SIEMENS, 2004), (WiMAX FORUM, 2004).

Devido as funcionalidades da tecnologia WiMAX, uma grande variedade de serviços de

banda larga sem fio poderá ser viabilizada como, por exemplo, voz sobre IP (VoIP) e vídeo

sob demanda (MUPPALA, et al, 2000),( SOUZA, et al, 2006).

Em um primeiro momento, a tecnologia WiMAX vem sendo utilizada como backhaul para

WiFi (IEEE Std 802.11a-1999) conectado à hot-spots públicos via cabo. Recentemente, o

desenvolvimento da norma WiMAX mobile (IEEE 802.16e-2005) flexibilizou o uso desta

tecnologia devido a não necessidade de conexão com hot-spots, tornando-se um possível

competidor para a terceira geração de telefonia celular.

1.2. Objetivos:

O objetivo desta dissertação compreende o estudo, a simulação e análise das características

do padrão WiMAX, que se encontram nas camadas do modelo OSI (GLOBAL

KNOWLEDGE, 2006) MAC e PHY. Para isso foram utilizados o ADS (Advance Design

Simulator) da “Agilent Tecnologies” e a linguagem de programação MATLAB, objetivando

uma melhor compreensão do padrão e uma análise de desempenho do sistema.

A estrutura da camada PHY do padrão pode ser subdividida em Banda Base e Banda RF.

Isto implica estudar, através de simulação, os vários tipos de modulação e esquemas de

codificação PHY, através do desempenho da BER (Bit Erro Rate) para vários modelos de

canal com multipercursos e desvanecimento (fading).

18

1.3. Estrutura do Trabalho. Este trabalho está organizado em cinco capítulos. O primeiro capítulo apresenta uma

introdução geral sobre o trabalho da dissertação. O segundo capítulo é uma introdução à

família do padrão IEEE 802.16, datas das publicações e as características das mesmas. O

terceiro capítulo descreve a estação banda base OFDM – PHY. A multiplexação por divisão

de freqüência ortogonal é descrita em detalhe, analisando-se as portadoras utilizadas para

levar a informação, suas características, tipos de interferência, vantagens e desvantagens,

bem como sua complexidade. O quarto capítulo analisa todos os módulos da camada

802.16a OFDM PHY da banda RF (antena, duplexers, LNAS, filtros, osciladores, DAC,

ADS) e da banda base (Randomizador, codificador RS, codificador convolucional,

interpolador, IFFT, inserção do CP, montagem do quadro). No quinto capítulo descreve-se

a implementação em ADS e MATLAB do modelo descrito no capitulo três e analisam-se os

resultados obtidos pelas simulações para a avaliação do sistema. Finalmente, no capítulo

seis são apresentadas as conclusões dos modelos e propostas de trabalhos futuros.

19

Capitulo 2. Familia IEEE 802.16.

Este capítulo analisa e discute as novas característica incorporadas ao padrão IEEE

802.16 . As camadas da norma IEEE 802.16-2004 PHY e MAC, descrita no anexo A, foram

revisadas e suas características apresentadas para uma melhor compreensão das hipóteses

utilizadas na simulação da Camada de Banda Base.

2.1. Resumo da família IEEE 802.16

O padrão IEEE 802.16, também conhecido como IEEE WirelessMAN (Rede sem fio de

área metropolitana) (IEEE WirelessMAN, 2006) é o nome dado para redes metropolitanas

sem fio. Esse padrão tem como proposta inicial disponibilizar o acesso banda larga sem fio

com alta velocidade de trasmissão de voz e vídeo para grandes distâncias e sem a

necessidade de investimentos em infra-estrutura, como ocorre com uma rede de acesso

banda larga cabeada, e sem as limitações de distância encontradas nas tecnologias DSL.

Dentre as promessas deste novo padrão inclui-se a solução para o problema da “última

milha” pela redução dos custos de implantação e do tempo necessário para conectar os

usuários aos troncos das linhas de comunicação.

O primeiro padrão da família de BWA foi o IEEE 802.16, esboçado em dezembro 2001 e

apresentado na versão final publicada em 8 de abril de 2002 (IEEE Std 802.16-2001, 2002).

As bandas de freqüência alocadas para esse padrão situam-se na faixa de 10 a 66 GHz, com

propagação de linha de visada (LOS) e com modulação single carrier. A topologia da rede

usada nesse padrão é a rede ponto-multiponto, pois o tráfego ocorre entre a estação base

(BS) ou subscritores múltiplos (SS).

20

Em janeiro de 2003, a IEEE aprovou o padrão 802.16a com bandas situadas no intervalo de

2 a 11 GHz. Além permitir o uso de menores freqüências, este novo padrão permite

trabalhar sem visada direta (NLOS – Non Line of Sight) entre o transmissor e receptor

(IEEE Std 802.16a-2003, 2003). Esta novidade ajudou este padrão tornar-se a tecnologia

apropriada para as redes de acesso sem fio de banda larga em zonas tipicamente urbanas,

nas quais obstáculos como, por exemplo, árvores e prédios, são comuns, e onde antenas são

colocadas em telhados e tetos ao invés de colinas.

Portanto, a tecnologia WiMAX agrega o melhor de ambos mecanismos de cobertura

permitindo atingir distâncias superiores à 30 Km (IEEE Std 802.16-2001, 2002) nas

condições LOS (Line of Sight) além de estabelecer células de vários quilômetros em

condições NLOS.

Finalmente, em outubro de 2004 foi publicada a última revisão do padrão IEEE 802.16-

2004, (IEEE Std 802.16-2004, 2004) com o objetivo de reunir todas essas características

em uma única norma. Nesta última versão, a camada física possui diferentes alternativas:

WirelessMAN-SC (Metropolitan Área Networks – Single Carrier), WirelessMAN-

SCa(SCa), WirelessMAN-OFDM (Ortoghonal Frequency Division Multiplexing),

WirelessMAN-OFDMA(OFDM-Access) que serão descritos nos item 2.2.1.1

Dentre todas as alternativas, a que mais obteve êxito e para a qual se desenvolveu a maioria

dos equipamentos fabricados, é a denominada WirelessMAN-OFDM, que é equivalente à

norma IEEE 802.16a e que coincide com o padrão definido pela ETSI (European

Telecommunication Standardizatition Institute), denominado HIPERMAN (HIgh

PERformance Metropolitan Area Network). O tema da dissertação enfoca esta alternativa. Finalmente, foi desenvolvida a versão IEEE 802.16e em janeiro de 2006 (IEEE Std

802.16e-2005, 2006) que permite a mobilidade entre células.

Na Figura 2.1 é apresentada uma rede sem fio completa (indoor e outdoor). Nesta rede

estão os quatro tipos que existem no mercado: UWB, Bluetooth, Wifi e WiMAX as quais

se complementam tanto no interior e exterior aos edifícios.

21

Figura 2.1. Topologia de rede sem fio completa (indoor e outdoor) (MARKS, 2002).

Na Figura 2.2 são apresentadas a topologia e arquitetura de uma rede WiMAX, incluindo

estações radio base, repetidores, e estações cliente (empresas e residencias). Esta rede esta

unida a uma rede externa que pode ser de tipo ATM, SONET etc.

22

Figura 2.2. Topologia e arquitetura da rede WiMAX (MARKS, 2002).

2.2. Revisão do padrão IEEE 802.16 - 2004.

O padrão IEEE 802.16 – 2004, apresentada na Figura 2.3, especifica a interface aérea para

freqüências de até 66 GHz e inclui a camada de enlace de dados (MAC) e múltiplas

camadas físicas (PHY), segundo a arquitetura de protocolos (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

As camadas serão descritas no item 2.2.1.

A figura 2.3 mostra o diagrama de blocos do protocolo que utiliza o padrão WiMAX. A

camada PHY e a camada MAC do modelo OSI. A camada MAC esta subdividida em três

subcamadas: subcamada de convergência especifica, subcamada de parte comum e

subcamada de segurança (descritas no ANEXO A).

23

Figura 2.3. Arquitetura de protocolos da tecnologia WiMAX: Camada física e de enlace de

dados (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

2.2.1. Características da camada Física (PHY).

As principais funções desempenhadas pela camada física são:

• Transmissão dos MAC PDUs.

• Definição das técnicas de transmissão digital: modulação e codificação.

• Definição de espectro de Freqüências.

• FEC (Correção de erro direta).

• Definição da técnica de duplexação.

• Construção dos quadros e subquadros de transmissão.

24

A seguir são apresentados, em termos gerais, os principais aspectos das camadas físicas

padronizadas pelo IEEE.

2.2.1.1 Padrões da Camada Física IEEE 802.16 – 2004.

São especificados quatro padrões de camada física para o WirelessMAN: SC (Single

Carrier), SCa (Single Carrier a), OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) e

OFDMA (Orthogonal Frequency-Division Multiple Access). O WirelessHUMAN,

especificação do IEEE 802.16 para redes metropolitanas não licenciadas, suporta os

mesmos padrões, possuindo alguns componentes específicos de canalização e transmissão

de máscara espectral e que não estão incluídas neste trabalho.

O padrão SC descreve uma camada física de portadora única que opera a altas freqüências,

necessária para assegurar a comunicação de linha de visada da fonte com o destino. Já no

padrão SCa é possível a transmissão fora de linha de visada. As distancias que pode atingir

são de até 5Km segundo (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

O primeiro padrão OFDM foi criado para aplicações pouco exigentes, com baixo alcance,

e, possivelmente, para ambientes internos. O modelo emprega FFT (Fast Fourier

Transform) com 256 portadoras enquanto o padrão OFDMA, emprega FTT com 2048 e

4096 portadoras transmitidas simultaneamente.

As modulações utilizadas dependem da especificação de cada modelo de camada física.

Modulações com muitos símbolos alcançam taxas de dados elevadas, mas possuem

alcances reduzidos. Elas incluem: QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) e QPSK com

mapeamento de Gray com constelação de 4 símbolos, 16-QAM (16-State Quadrature

Amplitude Modulation) com constelação de 16 símbolos, 64-QAM (64-State Quadrature

Amplitude Modulation) com constelação de 64 símbolos, 256-QAM (256-State Quadrature

Amplitude Modulation) com constelação de 256 símbolos, BPSK e Spread BPSK (Binary

Phase-Shift Keying) com constelação de 2 símbolos.

25

2.2.1.1.1 - WirelessMAN-SC

Opera na faixa de 10-66GHz. Suporta TDD e FDD. Permite utilizar vários perfis de

transmissão adaptativos (ABPs – Adaptive Burst Profiles) além de permitir o ajuste

individual dos parâmetros de trasmissão, para cada estação, quadro por quadro. O uplink é

baseado em uma combinação de TDMA e DAMA (Demand Assigned Multiple Access). O

downlink é TDM, fazendo o broadcast da informação destinada as estações de um mesmo

setor. FDD suporta fullduplex e half-duplex, justamente porque utiliza duas freqüências

distintas. Cada freqüência pode usar modulações diferentes.

No TDD o quadro possui um tamanho fixo sendo possível se ajustar a porção do quadro

destinada a downlink e a uplink. Desta forma, é possível se ajustar a capacidade de

transmissão em ambas as direções.

Um mapeamento de downlink é enviado pela estação base no início do subquadro para

identificar onde estão os slots de tempo destinados a uma determinada estação cliente. Este

mapeamento detalha quando os dados para uma determinada conexão estão sendo

esperados. A alocação dos timeslots no downlink é feita pela estação base.

Para que o TDD funcione, é necessário a sincronização dos quadros na BS e SSs. Este é o

maior problema do TDD, uma vez que o atraso de propagação faz com que os quadros

sejam recebidos no destino somente após um intervalo de tempo. Para resolver este

problema, é necessário que a SS inicie a transmissão dos seus slots de tempo no subquadro

uplink, antecipadamente.

2.2.1.1.2 - WirelessMAN-Sca

É baseada em transmissão de portadora simples (SC – Single Carrier), projetada para

sistemas sem visada direta (NLOS) e para operar na faixa de abaixo de 11 GHz. Suporta

26

TDD e FDD. Downlink é TDM ou TDMA. Uplink é TDMA. Acrescenta melhorias na

estrutura dos quadros visando contornar as limitações do meio de transmissão NLOS.

2.2.1.1.3 - WirelessMAN-OFDM

É baseada na modulação OFDM (Ortoghonal Frequency Division Multiplexing), projetada

para sistemas sem visada direta (NLOS) e para operar na faixa de até 11 GHz. Possui um

total de 256 subportadoras. Dessas, somente 200 levam dados. Possui 55 portadoras de

guarda e 8 subportadoras pilotos. Suporta TDD e FDD. Um quadro também consiste de um

Downlink Subquadro e um Uplink Subquadro. Um Downlink Subquadro consiste de um

único PHY PDU. Um Uplink Subquadro consiste de um ou mais PHY PDUs. Este inicia

com um grande preâmbulo utilizado para fins de sincronização. Após este preâmbulo,

existe um espaço de controle chamado FCH (Frame Control Header). Esse campo serve

para diversos propósitos, incluindo mapeamentos. Depois do FCH existem vários Downlink

Bursts, cada qual podendo utilizar diferentes ABPs. Esta camada possui estruturas de

transmissão diferentes, dependendo se a topologia é PMP (Point-Multipoint) ou malha

(Mesh) (item descritos no capitulo 4).

2.2.1.1.4 - WirelessMAN-OFDMA

Utiliza OFDM com 2048 subportadoras. Uma SS pode utilizar mais que uma subportadora,

daí o termo Multiple Access. A utilização de 2048 subportadoras torna a FFT mais lenta e

aumenta os requisitos de sincronização mas é utilizada Para objetos em movimento. Utiliza

o padrão WiMAX móbile. Por este e outros motivos, este sistema tem despertado maior

interesse da indústria.

A tabela 1 mostra o sumario dos padrões da camada física WiMAX.

27

Tabela 1. Sumário das designações da camada física do IEEE 802.16 - 2004.

Designação

Função

Operações LOS/NLOS

Faixas de

Freqüência

Tipos de

Duplexação

WirelessMAN-SC

Ponto a ponto

LOS

10 – 66 GHz

TDD, FDD

WirelessMAN-Sca

Ponto a ponto

NLOS

2 - 11 GHz

TDD, FDD

WirelessMAN OFDM

Ponto a multiponto

NLOS

2 - 11 GHz

TDD, FDD

WirelessMAN OFDMA

Ponto a multiponto

NLOS

2 - 11 GHz

TDD, FDD

WirelessHUMAN

Ponto a multiponto

NLOS

2 - 11 GHz

TDD

2.2.1.2 Vantagens e Desvantagens dos Padrões da

camada física.

Nas interfaces aéreas já mencionadas, o sistema OFDM é o mais adequado para operações

(NLOS) devido a simplicidade do processo de equalização para sinais multiportadoras.

Dentre os OFDM baseados em interface de ar, 256-portadoras sem fio MAN-OFDM é o

mais vantajoso para os fabricantes por algumas razões, tais como:

• Utilização da transformada rápida de Fourier (FFT),

• Menor necessidade de sincronização de freqüências quando comparadas as 2048-

portadoras MAN-OFDMA sem fio.

• Todo os perfis definidos por “WiMAX Fórum” (WiMAX FORUM) especificam as

256-portadoras OFDM PHY.

28

• Maior eficiência devido ao espaçamento de canal reduzido (sobreposição de

portadoras ortogonais).

• Equalização simplificada ou inexistente.

• Mais imune a fading.

• Taxa de transferência de dados pode ser definida de acordo com as condições do

ambiente (centros urbanos ou zonas rurais).

Desvantagens.

• Maior sensibilidade a ruído de fase e desvios de tempo e freqüência.

• Transmissores e receptores mais caros quando comparados aos transmissores das

outras tecnologias tais como TDM, SONET (transmissão a cabo e fibra óptica).

• A eficiência na transmissão do sinal é reduzida pela necessidade de intervalo de

guarda. Precisa incluir um intervalo de tempo para evitar interferência

intersimbolica, assim sendo com a mesma potencia se enviem menos quadros de

dados. (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

Para assegurar a implementação global, o padrão IEEE 802.16a foi definido com uma

largura de banda de canal variável. A largura de banda do canal pode ser um inteiro

múltiplo de 1.25MHz, 1.5MHz, e 1.75MHz com um máximo de 20MHz. A possível opção

de larguras de banda está sendo reduzida a poucas possibilidades pelo “WiMAX Fórum”

(WiMAX FORUM). que tem como principal tarefa segurar a inter-operabilidade na

implementação do referido padrão por diferentes fabricantes de equipamentos.

As distâncias dos enlaces, isto é, os tamanhos das células, variam de acordo com as faixas

de freqüência usadas, o ambiente, condições da propagação e ganho das antenas. O sistema

atinge distâncias entre 5 a 8 Km para NLOS e de 25 a 30 Km para LOS Para ganho de

antenas de 30 dB (IEEE Std 802.16-2004, 2004). O fenômeno de atraso de propagação esta

associado a dispersão de multipercurso que produz fading. A fim de evitar a interferência

intersimbólica e a interferência das interportadoras, um prefixo cíclico (CP) é introduzido

29

diante de cada elemento de dados de um símbolo OFDM (LANGTON, 2004), (LEITE, et

al, 2002). É necessário escolher um CP (Prefixo Cíclico) maior que o máximo atraso de

propagação.

Na Tabela 2 são apresentados os valores de máximo atraso da propagação em diferentes

tipos de ambiente. Estes valores de atrasos da propagação permanecem sem mudar para

qualquer freqüência que opera acima de 30 MHz, uma vez que os comprimentos de onda

são menores que as estruturas. As medidas recentes confirmam os valores para faixas de

freqüência entre 800 MHz e 6 GHz. (HOYMANN, 2005), (KEPLER, et al, 2002).

Tabela 2. Espalhamento de atraso . (HOYMANN, 2005), (KEPLER, et al, 2002).

Tipo de ambiente. Máximo Atraso de Propagação (us)

Dentro de prédios (casas, oficinas)...........................< 0.1

Prédios maiores (Fabricas). < 0.2

Área aberta. < 0.2

Área suburbana LOS. 0.2 – 1.0

Área suburbana NLOS. 0.4 – 2.0

Área urbana. 1.0 – 3.0

Obs: outros autores citam que os espalhamentos de atraso podem atingir 50 us.

2.2.1.3 Modulação Adaptativa, codificação e taxas de

dados.

O padrão 802.16 define sete níveis de combinações de modulação e codificação que podem

ser utilizadas para alcançar várias trocas de nível e robustez de dados, dependendo do canal

e condições de interferência. Estas possíveis combinações são apresentadas na Tabela 3.

30

Tabela 3. Tipos de modulação WiMAX. (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

Taxa ID Tipo de Modulação e Taxa RS-CC

0 BPSK 1 / 2

1 QPSK 1 / 2

2 QPSK 3 / 4

3 16QAM 1 / 2

4 16 QAM 3 / 4

5 64 QAM 2 / 3

6 64 QAM 3 / 4

7 a 15 Reservado

Taxa ID indica o tipo de modulação e codificação utilizado nos bursts Uplink e Downlink.

A codificação Taxa ID é fixo e não pode ser alterado durante a operação do sistema.

As taxas de dados que a tecnologia WiMAX pode atingir, varia de acordo com o tipo de

modulação e codificação segundo o padrão IEEE 802.16 – 2004 e são apresentadas na

Tabela 4.

Tabela 4. Taxas de dados, tipos de modulação e largura de banda em MHz (IEEE Std

802.16-2004, 2004).

31

A capacidade de alterar dinamicamente os vários esquemas de modulação definidos pelo

padrão, é uma das mais interessantes características da camada física do WiMAX.

Basicamente, a definição da modulação a ser adotada é realizada pelo requisito de taxa de

transferência do usuário e pela relação sinal-ruído do enlace. Condições de propagação

severas ou enlaces muito longos requerem esquema de modulação dos níveis menores e

mais robustos. Portanto, em detrimento da taxa de transmissão, é garantida uma

comunicação estável a taxas mais baixas. Esquema BPSK ou QPSK é típico.

Quando altas taxas são necessárias e as condições de propagação são favoráveis,

usualmente enlaces de curta a média distâncias e esquemas de modulação de alta eficiência

espectral são empregados para garantir taxas elevadas de transmissão. Nessas

circunstâncias, modulações 16-QAM e 64-QAM são empregadas. A modulação 64-QAM

pode suportar taxas de pico de 26 Mbps sobre um canal de 7 MHz (IEEE Std 802.16-2004,

2004) .

A modulação adaptativa proporciona um aumento na faixa de modulação desde que seja

feita feita a adaptação, conforme a distância e as condições de desvanecimento

(particularmente crítico em ambientes NLOS), como ocorre nos sistemas tradicionais,

manter um esquema de modulação fixo, eficiente para as piores condições. A Figura 2.4

apresenta um diagrama simplificado do conceito apresentado anteriormente. Os valores de

SNR (relação sinal-ruído) são de referência (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

32

Figura 2.4. Esquema de modulação adaptativa adotado na tecnologia WiMAX. (MARKS,

2002).

2.2.1.4. Sistema de Antenas Adaptativas. O AAS (Adaptative Antenna System) é apresentado na especificação do WiMAX para

descrever as técnicas de conformação de feixe (beamforming) nas quais uma disposição de

antenas é usado na estação rádio-base (BS) com o objetivo de aumentar o ganho na direção

do usuário (SS) e anular ou minimizar a interferência de, e para, as outras SSs bem como

minimizar ou anular as outras fontes de interferência. As técnicas AAS são usadas para

possibilitar SDMA (Spatial Division Multiple Access), (VORNEFELD, et al, 1999). de

forma que múltiplas SSs, separadas no espaço, podem transmitir e receber simultaneamente

no mesmo subcanal. Pelo uso de conformação de feixe, a BS tem a habilidade de direcionar

o sinal desejado para as diferentes SSs, bem como distinguir entre os sinais oriundos das

diferentes SSs, ainda que estejam operando nos mesmos subcanais.

Em linhas gerais, os sistemas de antenas adaptativas ajustam-se de forma a atender

determinado critério de desempenho pré-estabelecido como, por exemplo, a maximização

da relação sinal a Interferência com ruído S/(I+N).

33

Há três categorias para os sistemas AAS (LIBERTI, 1999):

▪ Troca de feixes (Switched Beam): Várias antenas estão disponíveis em cada setor do hub

do servidor para transmissão e recepção. Os apontamentos das antenas e diagrama de cada

uma são fixos (o que é um limitante da técnica), de forma que é um esquema semelhante à

diversidade já conhecida (de duas antenas). A cada momento é escolhido o melhor feixe de

comunicação com o terminal;

▪ Direcionamento de feixe (Beam Steering): Aponta a antena de máximo ganho do setor

em direção ao terminal do usuário, maximizando S/(I+N). Pode ser usada em terminais

móvel ou fixa e é de complexidade intermediária entre a técnica de troca de feixes e a

técnica de combinação descrita a seguir.

▪ Combinação ótima da relação S/(I+N): Sistema de realimentação, pelo qual é verificado

se a saída coincide com um sinal de referência, da qual tenta-se extrair qualquer ruído ou

interferência. É o esquema de implementação mais complexa por exigir o ajuste dos

parâmetros de filtragem.

2.2.1.4.1. Técnicas de Antenas Adaptativas que permitem

SDMA.

Se uma disposição de antenas estiver montada na estação base (BS) IEEE 802.16, os

algoritmos da formação do feixe (beamforming) permitem focalizar a potência de

transmissão dentro de determinados sentidos e aumentar a relação sinal/ruído do receptor

(SNR). É também possível dirigir os nulos em determinados sentidos para diminuir a

interferência do co-canal. Um feixe é dirigido aplicando um peso, isto é, um número

complexo a cada elemento da antena. Assim, um feixe é representado por um símbolo “ ”

do vetor de peso que contenha um peso por elemento da antena (ver Figura 2.5). Se os

feixes múltiplos forem aplicados, um vetor de peso por feixe tem que ser calculado

. O Beamforming ou a pré-equalização maximizará o SNR enfocando a

iw

),,( 110 −Kwww

34

energia transmitida no sentido desejado. Ao mesmo tempo minimiza a energia emitida para

todos os outros sentidos. Esta técnica, junto com a natureza linear do elemento da antena,

permite uma disposição de antena a transmitir um sinal em um sentido enquanto transmite

um outro sinal ao mesmo tempo, na mesma freqüência e em outra direção.

Elementos de Antena

Figura 2.5. Formação de feixes (Beamformer) para múltiplos sinais (HOYMANN, C, 2006).

11α coeficiente de amplitude para o

usuário 1 e 21α coeficiente deamplitude de usuário 1 com respeito aousuário 2. notar que 21α é quase zeroporque não existe interferência entre osfeixes

Figura 2.6. Dois exemplos de diagramas de radiação de feixes otimizados e

correspondentes fatores de amplitude (α ). (HOYMANN, C, 2006).

35

Um exemplo é mostrado na figura 2.6. Aplicando o padrão de antena otimizada (de linha

contínua), um sinal pode ser dirigido ao usuário 1 e um zero pode ser colocado no sentido

do usuário 2, supondo que os diferentes usuários estão suficientemente separados para

aplicação do algoritmo. Ao mesmo tempo, na mesma freqüência um sinal diferente pode

ser emitido através de um diferente padrão de antena otimizada (linha pontilhada) que é

dirigido ao usuário 2 e tenha um zero dirigido ao usuário 1. Os fatores de amplitude

resultantes 11α = 0.86 e 21α =0.002 apontam ao usuário 1 que significa que não existe quase

nenhuma interferência entre os dois usuários em um cenário com dois usuários e quatro

elementos de antenas analogamente, mais usuários podem ser beneficiados (atingidos,

conectados) simultaneamente sem interações significativas. Este princípio pode ser

aplicado tanto no downlink como no uplink.

2.2.2. Camada de controle de Acesso ao Meio (MAC).

A camada MAC está descrita no ANEXO A deste trabalho.

36

Capitulo 3. Estação Base 802.16a OFDM – PHY.

Neste capítulo é apresentada uma discussão mais detalhada sobre o tipo de modulação

OFDM e suas características, tais como número de portadoras, ortogonalidade, desenho

do transmissor OFDM, interferência intersimbólica, utilização de OFDM em WiMAX,

intervalo de guarda, entre outros, bem como os parâmetros utilizados para o transmissor e

receptor.

3. Modelo da Estação Base 802.16a OFDM – PHY.

A tecnologia OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) é um meio eficiente

para superar os desafios de propagação NLOS (sem linha de visada). A forma de onda

WiMAX OFDM possibilita a operação em ambientes NLOS. Além disso, através dos

símbolos de tempo OFDM e o uso dos prefixos cíclicos, a modulação OFDM elimina os

problemas de interferência intersímbolo (ISI), uma vez que o sinal OFDM é composto de

portadoras ortogonais múltiplas. O funcionamento detalhado da tecnologia OFDM é

descrito a seguir.

3.1. Multiplexação Ortogonal por Divisão de Freqüência

(OFDM).

OFDM é um subconjunto da técnica FDM - multiplexação por divisão de freqüência - na

qual um único canal utiliza subportadoras múltiplas em freqüências adjacentes. Além disso,

as subportadoras em um sistema OFDM são sobrepostas para maximizar a eficiência

37

espectral. Ordinariamente, os canais adjacentes se sobrepondo podem interferir uns com os

outros. Entretanto, as subportadoras, em um sistema OFDM, são ortogonais entre si,

podendo ser sobrepostas sem que ocorram interferências. Conseqüentemente, os sistemas

OFDM podem maximizar a eficiência espectral sem causar a interferência do canal

adjacente. (LANGTON, 2004), (LEITE, et al, 2002).

Um exemplo do sinal no domínio da freqüência de um sistema OFDM, com três canais, é

apresentado na Figura 3.1.

Canal 0. Canal 1. Canal 2.

Sobreposição de sub-portadoras.

Figura 3.1. Exemplo de sinal no domínio da freqüência de um sistema OFDM com três

canais (WiMAX FORUM).

Observa-se na Figura 3.1. que existe sobreposição das sete subportadoras, os vales de cada

subportadora situa-se na freqüência central de todas as outras subportadoras (interferência

entre subportadoras é nula). Esta configuração permite um rendimento de dados maior

quando comparado a um sistema de FDM.

3.1.1. Ortogonalidade das Subportadoras.

Os sistemas de comunicação OFDM possibilitam o uso mais eficiente do espectro da

freqüência através da sobreposição das subportadoras. Essas são configuradas para se

Freqüência

38

sobreporem parcialmente e assim evitar interferência nas subportadoras adjacentes, uma

vez que, a máxima potencia de cada subportadora corresponde diretamente à mínima

potência de cada canal adjacente (LEITE, et al, 2002), (LANGTON, 2004). Na Figura 3.2 é

apresentado o domínio da freqüência de um sistema OFDM. Cada subportadora está

representada por um pico diferente. Além disso, o pico de cada subportadora corresponde

diretamente com o cruzamento zero de todas os canais.

Com sistemas de OFDM, um pulso em forma de sinc1 é aplicado no domínio da freqüência

de cada canal. Conseqüentemente, cada subportadora permanece ortogonal a um outro.

Figura 3.2. Domínio da freqüência de um sistema OFDM. (LANGTON, 2004).

1 Sinc: Função matemática utilizada para o processamento digital de sinais. A função Sinc é comumente definida como:

xxsinxsinc

ππ )()( =

Esta função tem uma singularidade evitável em zero, que geralmente se redefine especificamente como igual a 1. A função sinc é analítica em todas suas partes.

39

No projeto de execução de um transmissor/receptor para envio de sinal de dados e com a

utilização de subportadoras múltiplas para transmitir um canal individual, um sistema de

comunicações de OFDM deve realizar vários passos, conforme descrito na Figura 3.3 e que

são definidos nos seguintes itens.

Figura 3.3. Transmissor – Receptor de um sistema de comunicações de OFDM (WiMAX

FORUM).

3.1.1.1. Conversão Série a paralelo.

Em um sistema OFDM cada canal pode ser dividido em várias subportadoras. O emprego

de subportadoras propicia uma utilização ótima do espectro de freqüência, mas também

requer processamento adicional para o transmissor e o receptor. Este processamento

adicional é necessário para converter um bitstream (todo e qualquer objeto de informação

que possa ser representado através de uma seqüência de dígitos binários) série em diversos

bitstreams paralelos a serem divididos entre as subportadoras individuais. Uma vez que o

bitstream foi dividido entre as subportadoras individuais, cada subportadora está modulada

40

como se fosse um canal individual antes que todos os canais sejam combinados, unidos e

transmitidos conjuntamente. O receptor executa o processo reverso para dividir o sinal

recebido em subportadoras apropriadas e, em seguida, demodular estes individualmente

antes da reconstrução do bitstream original.

3.1.1.2. Modulação com FFT Inversa. OFDM pode ser gerado facilmente usando a Transformada Rápida de Fourier Inversa

(IFFT). A modulação dos dados em uma forma de onda complexa ocorre na IFFT do

transmissor (LEITE, et al, 2002). Nesta técnica, o esquema de modulação pode ser

escolhido independentemente do canal específico que está sendo usado baseado nas

exigências do desenho de ambiente de trabalho. É possível para cada subportadora

individual usar um esquema diferente da modulação. O papel do IFFT é modular cada

subcanal na portadora apropriada (LEITE, et al, 2002).

3.1.1.3. Inserção do Prefixo Cíclico. Como os sistemas de comunicações sem fio são suscetíveis a reflexões de multipercurso do

canal, um prefixo cíclico é adicionado para reduzir a ISI (Interferência Intersímbolica) (ver

item 3.1.1.5). Um prefixo cíclico é uma repetição da primeira seção de um símbolo

adicionado ao fim do símbolo. Além disso, é importante porque permite representações de

multipercurso do sinal original se este se desvanece de modo que não interfiram com o

símbolo subseqüente.

3.1.1.4. Conversão Paralelo a Série. Uma vez que o prefixo cíclico foi adicionado, os canais da subportadora devem ser

transmitidos como um sinal único. Assim, o estado de conversão paralelo a série é o

processo de somar todas as subportadoras e de combiná-las em um sinal.

Conseqüentemente, todas as subportadoras são geradas simultaneamente.

41

3.1.1.5. Redução de Interferência Intersimbólica (ISI).

Em sistemas com portadora única, a interferência intersimbólica freqüentemente é causada

pelas características de multipercurso de um canal de comunicações sem fio. Nota-se isso

ao transmitir uma onda eletromagnética para cobrir uma certa distância e que obrigue o

sinal passar por uma grande variedade de meios físicos. Conseqüentemente, o sinal real

recebido contém o overlaid (atraso) direto trajeto com reflexões de amplitudes menores

(ROHDE & SCHAWARZ, 2006) conforme apresentada na Figura 3.5. com taxas elevadas

do símbolo, os sinais refletidos podem interferir com os símbolos subseqüentes. Em

sistemas sem fio, isto cria uma dificuldade porque o sinal recebido pode ser ligeiramente

distorcido. Neste cenário, o sinal direto do trajeto chega como esperado, mas as reflexões

ligeiramente atenuadas chegam atrasadas. Estas reflexões constituem um desafio porque

interferem os símbolos subseqüentes transmitidos ao longo do trajeto direto. Estas reflexões

do sinal são atenuadas através de filtros, que suprime seções iniciais e finais do período de

símbolo. A Figura 3.5 ilustra este problema torna-se mais significativo para taxas elevadas

do símbolo, pois as reflexões compõem uma porcentagem significativa do período do

símbolo.

Figura 3.4. Exemplo de atraso de sinal (Overlaid) entre o transmissor e receptor

(LANGTON, 2004).

42

Reflexões Propagadas por Multipercurso

Reflexões do sinal causa ISI

Símbolos tipo Pulso

Tempo

Potencia

Δt Período do Símbolo

Figura 3.5. Taxas de Símbolos altos que provocam ISI (FDM) (WiMAX FORUM).

Os sistemas de OFDM contornam este problema utilizando um período comparativamente

longo do símbolo. Além disso, fazem isto sem sacrificar o rendimento utilizando

subportadoras múltiplas por canal. A Figura 3.6. Esquematiza no domínio de tempo os

símbolos OFDM. Notar que em um sistema de OFDM, a taxa do símbolo pode ser reduzida

e ainda assim conseguir rendimento similar ou igual de redução de ISI.

Intervalo de guarda Δt Período do Símbolo

Tempo

Potencia Reflexões de Propagação porMultipercurso

Figura 3.6. Redução da ISI com Taxa de Símbolo baixa (OFDM) (WiMAX FORUM).

43

Notar também na Figura 3.6. que o tempo necessário para atenuar completamente as

reflexões é a mesma que antes. Entretanto, utilizando uma taxa menor do símbolo, as

reflexões do sinal compõem somente uma porcentagem pequena do período total do

símbolo. Assim, é possível adicionando simplesmente um intervalo de guarda para remover

a interferência das reflexões sem que o rendimento do sistema seja reduzido

significativamente.

3.2. OFDM em WiMAX.

A modulação OFDM em WiMAX tem a seguinte distribuição: Segundo o Padrão IEEE

802.16a. os dados são emitidos em forma de símbolos de OFDM. Um símbolo de OFDM é

composto de portadoras, e o tamanho de FFT é determinado pelo número de portadoras.

Neste padrão são determinados 256 portadoras. Três tipos de portadoras são usados aqui:

dados, piloto, e nulos. Para transmissão de dados são utilizadas 192 portadoras; das quais 8

portadoras são para pilotos, espaçadas ao longo do espectro OFDM e utilizadas em

estimativas; e 56 portadoras nulas, reservadas para faixas do protetor e remoção do sub-

portadora de freqüência central (DC). As bandas de guarda têm o objetivo de permitir que o

sinal decaia naturalmente e criar a forma de “muralha” do FFT. A sub-portadora DC

equivale à freqüência RF central da estação. A figura 3.7. Esquematiza a descrição das

portadoras OFDM.

44

Figura 3.7. Descrição das portadoras OFDM (IEEE Std 802.16-2004, 2004), (ETSI, 2005).

A forma de onda do símbolo OFDM, no domínio da freqüência é criado pela transformada

inversa de Fourier do símbolo de OFDM no tempo (descrita em 3.1.1.2). O símbolo de

OFDM tem duração , inclui o tempo útil do símbolo, ( = 1/ espaçamento da

portadora), e um prefixo, . O prefixo, denominado de prefixo cíclico (PC), é uma cópia

do fim do símbolo adicionado no começo. O intervalo do protetor, G, é definido como a

relação do comprimento do PC ao tempo útil do símbolo (G = ). O padrão de IEEE

802.16-2004 especifica quatro relações para o intervalo do protetor, 1/4, 1/8, 1/16, e 1/32.

O intervalo do protetor é usado pelo receptor para reduzir o multipercurso e melhorar o

desempenho do sistema.

sT bT bT

gT

sg TT /

Figura 3.8 Esquema da estrutura do domínio de tempo do símbolo de OFDM (IEEE Std

802.16-2004, 2004), (ETSI, 2005).

45

Para descrever o sistema OFDM. Um numero de termos são utilizados para especificar os

parâmetros das propriedades físicas.

• Largura de banda nominal do canal BW(Hz).

./ nFBW s=

• Freqüência de amostragem (Hz). sF

• A Freqüência de amostragem e sempre maior que comprimento de banda. sF

• Fator de amostragem “n”.

n = / BW. sF

• NFFT Tamanho da Transformada Rápida de Fourier FFT ou número de pontos para

OFDM 256.

• Espaçamento da portadora fΔ (Hz): é a distância entre 2 portadoras OFDM

adjacentes.

fΔ = / . sF FFTN

• Tempo de símbolo usado (s) bT

bT = 1 / . Para a análise de FFT este é a longitude de intervalo analisada. fΔ

• Relação período de guarda / intervalo G(1), prefixo cíclico (CP) (s) gT

(Valores típicos de G: ¼, 1/8, 1/16 ou 1/32) o tempo absoluto é chamado Prefixo

Cíclico ( = G . ). gT bT

• Tempo do símbolo OFDM.

sT = + . bT gT

A equação ( I ) especifica a tensão do sinal transmitido para a antena, em função do tempo,

durante a duração dos símbolos OFDM.

⎪⎭

⎪⎬

⎫

⎪⎩

⎪⎨⎧

= ∑≠

−=

−Δ2/

2/0

)(22 .Re)(usd

usd

gc

N

kNk

Ttfkjk

tfj ecets ππ

.............. ( I )

(IEEE Std 802.16-2004, 2004), (ETSI, 2005).

46

usdN Numero de harmônicas. t é o tempo, percorrido desde o começo do símbolo OFDM, com 0 < t < na equação ( I ) sT

kC corresponde a um número complexo; os dados a serem transmitidos sobre a portadora

de quem a freqüência offset tem índice k, durante o símbolo OFDM. Isto especifica um

ponto na constelação QAM. Na equação ( I ) (IEEE Std 802.16-2004, 2004), (ETSI, 2005).

Os principais parâmetros para a camada 256-OFDM PHY são definidos na tabela 5. e são

estabelecidos pelo padrão WiMAX.

Tabela 5. Parâmetros da camada 256-OFDM PHY (IEEE Std 802.16a -2003, 2003), (ETSI, 2005).

Parâmetros Valores

FFTN : número de pontos FFT/IFFT 256 portadoras

usedN : número de portadoras utilizadas. 200 portadoras

BWFs / : freqüência de amostragem com a relação à

largura de banda

8 /7 para bandas com licença

bg TT / : largura do prefixo cíclico. 1/4, 1/8, 1/16, 1/32.

número de portadoras de proteção de freqüências

baixas.

28 portadoras.

número de portadoras de proteção de freqüências

altas.

27 portadoras.

Índices offset da freqüência de proteção de portadoras. -128,-127…,-101 +101,+102,…+127

Índices offset da freqüência da posição fixa básica de

proteção de portadoras.

-84,-60,-36,-12,12,36,60,84

Largura de banda do canal 1,75-3,50- 7,0-10,0-20-28

(MHz).

47

Capitulo 4. 4. Estrutura do modelo de simulação 802.16a OFDM PHY. Este capítulo apresenta uma revisão da especificação da camada física 802.16a OFDM

PHY, bem como descreve, de forma geral, a Banda RF. Em seguida, uma descrição

detalhada de cada um dos blocos da Camada de Banda Base é apresentada. Para finalizar,

os modelos de canal utilizados para a simulação do sistema são descritos.

4.1. Estrutura da camada 802.16a OFDM PHY. A estrutura da camada de IEEE 802.16a OFDM PHY pode ser dividida basicamente nas

seções de Banda Base e Banda de RF, conforme diagrama de blocos mostrado na Figura

4.1.

Neste trabalho serão simulados a seção de Banda Base porque nosso interesse é conhecer

seu desempenho em relação a outras tecnologias de telecomunicações.

ESTAÇÃO BANDA BASE

MAC Bitstreams

Figura 4.1 Transceiver 802.16a OFDM PHY.(FUJITSU, 2004).

48

BPF: Filtro Passa Banda. LNA: Amplificador de Baixo Ruído. DAC: Conversor Digital Analógico. ADC: Conversor Analógico Digital. FREQ SYN (Sintetizador de Freqüência): A função de um sintetizador é gerar um único

sinal de um espectro de freqüências disponível IFRFLO fff −= utilizado para a freqüência

de modulação em um transceptor com ou sem fio.

DUPLEXER: Separar os sinais de transmissão e recepção de sinais de e para a antena.

A seguir são descritas as duas seções da camada PHY WiMAX. 4.1.1. Banda RF (Radio Freqüência)

Conforme a Figura 4.1, inicialmente o sinal da seqüência de MAC bitstream proveniente da

MAC (ver ANEXO A) é alimentado no transmissor da estação base. Após o processamento

na estação base, a seqüência dos dados digitais é separada em parte real e imaginária

(pontos 1 e 2 da Figura 4.1). Em seguida, os dados reais e imaginários são convertidos em

ondas em fase e em quadratura no DAC. A onda em fase multiplica uma forma de onda

senoidal IF (ponto 3 da Figura 4.1); a onda em quadratura é multiplicada com uma forma

de onda cosenoidal (ponto 4 da Figura 4.1). Estas duas formas de onda são somadas para

formar uma portadora com uma freqüência intermediária modulada (IF) (ponto 5 da Figura

4.1). O conjunto é multiplicado então com a portadora RF (ponto 6 da Figura 4.1) e depois

o sinal é amplificado para formar a onda eletromagnética que será transmitida pela antena. O amplificador de baixo ruído (LNA) é um elemento importante no receptor. A antena

recebe as ondas eletromagnéticas vindas do espaço livre e as converte em sinais elétricos

49

que são enviadas as linhas de transmissão. Depois o sinal passa por um filtro BPF, Este

sinal é alimentado diretamente ao LNA, que prevê adequado ganho sem degradar o SNR.

A freqüência do sintetizador tem a missão importante no percurso de TX e RX.

O sintetizador em conjunto com o misturador traslada o sinal RF da portadora para o sinal

IF da banda base. No caso do receptor, o sintetizador LO mistura com o sinal RF e

translada para o sinal da banda base. No caso do transmissor, converte o sinal de banda

base modulada e desloca para o RF.

No receptor, as operações de recepção do sinal são executadas em ordem inversa ao

transmissor. A sincronização é necessária para assegurar o correto processamento do sinal

na Estação rádio base. A sincronização de um símbolo OFDM requer a detecção do pacote

seguida do tempo da amostra e a sincronização da freqüência.

A detecção do pacote consiste em encontrar o início correto do pacote que pode ser feito

com a ajuda dos símbolos pilotos, tais como os preâmbulos. Há duas maneiras usuais de

conseguir isto: a primeira é executar a autocorrelação do sinal recebido, neste caso o

preâmbulo é composto geralmente de duas porções idênticas de seqüências; a segunda é

correlacionar o sinal recebido com os preâmbulos. Quando o pico ocorre, isto significa que

o início de um pacote é detectado (ETSI, 2005). A freqüência offset pode ser estimada com a ajuda dos preâmbulos porque os

deslocamentos de fase na constelação representam os deslocamentos da freqüência das

portadoras. A valor previo pode ser executada no domínio de tempo e no domínio da

freqüência baseados em determinados critérios estatísticos, tais como a probabilidade

máxima. A saída estimada será realimentada para ajustar o LO.

50

4.1.2. Descrição do Bloco de Transmissão e Recepção da Estação Banda Base.

Neste projeto as simulações foram realizadas considerando-se apenas a estrutura da Estação

Radio Base apresentada nas Figuras 4.2a e 4.2b. e são descritas nos seguintes itens.

Figura 4.2a. Diagrama de blocos da camada OFDM PHY 802.16a Transmissão.

51

Figura 4.2b. Diagrama de blocos da camada OFDM PHY 802.16a. Recepção (IEEE Std 802.16a -2003, 2003), (ETSI, 2005), (ROHDE & SCHAWARZ, 2006).

4.1.2.1 0xFF Padding:

Se a quantidade de dados MAC transmitidos não permite a criação de um número inteiro

de símbolos OFDM, é necessário realizar um preenchimento de bytes com 0xFF tantos

quanto forem necessários, para que um número inteiro de símbolos OFDM seja criado

(IEEE Std 802.16a -2003, 2003), (ETSI, 2005).

4.1.2.2 Randomização.

O uso do scrambler tem por objetivo impedir uma seqüência longa de 1’s e de 0’s que

causaria problema para recuperação de tempo no receptor. No padrão 802.16a o scrambler

é executado com um registro de deslocamento de 15 bits e duas portas de XOR (Figura 4.3)

para o frame downlink, (DL. Transferência de dados da estação base para a estação de

subscritores) o vetor inicial para o registro de deslocamento é 100101010000000 e o

scrambler deve ser restaurado no início de cada frame (IEEE Std 802.16a -2003, 2003),

(ETSI, 2005).

52

Figura 4.3. Scrambler/Descrambler (ETSI, 2005). Para o receptor a mesma estrutura é utilizada para a operação inversa. 4.1.2.3. Tail Byte 0x00 FEC Padding.

Os dados MAC são agrupados em blocos, cujo tamanho deve ser igual ao tamanho do

bloco do codificador RS menos um. Para que este coincida com o tamanho do bloco,

coloca-se um byte de final 0x00 para cada bloco tal e como diz o padrão (ETSI, 2005).

4.1.2.4. Correção de erro Direto (FEC)

O FEC é um corretor de erros introduzidos na transmissão de dados, com a finalidade de

eliminar os possíveis erros causados por efeitos de multipercurso e Fading no envio de

dados por espaço livre. O FEC esta formada pelo codificador Reed-Solomon e pelo

codificador Convolucional descritos a seguir.

4.1.2.4.1 Codificador Reed-Solomon. FEC introduz redundância nos dados antes que sejam transmitidos. Os dados redundantes

(verificação de símbolos) são transmitidos com os dados originais ao receptor. O primeiro

53

bloco em FEC é o codificador Reed -Solomon. Os códigos do Reed -Solomon são códigos

do bloco que corrigem erros dos bursts.

Os códigos, com referência ao formato RS (N, K, T), onde K é o número de bytes não

codificados e N é o número de bytes codificados, T são o número dos bytes que podem ser

corrigidos, Segundo (IEEE Std 802.16-2004, 2004) o codificador Reed -Solomon gera um

código tal que os primeiros K bits de saída do codificador são os bits de informação e os N-

K bits seguintes do codificador são os bits de verificação adicionados para a correção do

erro. No padrão (IEEE Std 802.16a -2003, 2003), (ETSI, 2005) o codificador Reed -

Solomon é definido como RS (255, 239, 8) com os seguintes polinômios:

Polinômio gerador de código:

HEXTxxxxxg 02),)...()()(()( 12210 =++++= − λλλλλ

Polinômio gerador do campo:

1)( 2348 ++++= xxxxxp

4.1.2.4.2 Codificador Convolucional / Decodificador Viterbi.

O codificador convolucional mostrado na Figura 4.4 é usado para corrigir erros aleatórios.

A taxa de codificação é 1/2 e o comprimento do confinamento é 7. Desde que 6 taxas de

dados diferentes são suportadas em 802.16a OFDM PHY. Para o receptor, o decodificador

Viterbi é usado para decodificar os códigos convolucionais com um traço posterior de

profundidade 34.

54

Figura 4.4. Codificador convolucional. (ETSI, 2005).

Depois da codificação RS-CC todos os bits de dados serão intercalados por um bloco de

com tamanho correspondente ao número de bits codificados por um alocamento

especificado, . Devido ao esquema diferente de modulação QPSK, 16QAM, 64-QAM,

estes alocamentos são iguais a 384, 768, 1152 respectivamente.

cbpsN

cbpsN

O intercalador é definido por dois passos de permutação. cpcN : número de bits codificados por portadora, isto é: 2, 4 ou 6 para QPSK, 16-QAM ou

64-QAM, respectivamente. S = / 2. cpcN

Primeira Permutação:

)16/().16/( )16mod( kfloorkNm cbps += 1,...,2,1,0 −= cbpsNk (2)

Segunda Permutação:

scbpscbps NmfloorNmsmfloorsj mod))/.16(()/(. −++=

1,...,1,0 −= cbpsNm (3)

55

onde k é o índice do bit codificado antes da primeira permutação na transmissão; m o índice

após o primeiro e antes da segunda permutação; e j o índice após a segunda permutação,

apenas antes do mapeamento da modulação.

A primeira permutação assegura que os bits codificados adjacentes sejam colocados em

portadoras não adjacentes. Isto assegura que se um profundo fade afetar um bit, seus bits

vizinhos não sejam afetados pelo fade, corrigindo os efeitos deste fenômeno.

A segunda permutação assegura que os bits codificados adjacentes sejam traçados

alternadamente em menos ou em mais bits significativos da constelação. Isto torna a

detecção exata evitando o longo funcionamento com baixa confiabilidade de bits.

Deintercalação é executada na ordem reversa das operações (IEEE Std 802.16a -2003,

2003), (ETSI, 2005).

4.1.2.5. Interpolação (Interleaving).

O Randomizador faz a junção dos bits de transmissão para que eles sejam mais robustos

ante a possibilidade de erros devido ao fading (desvanecimento seletivo em freqüência), e

minimizar a probabilidade de erro nos bits na recepção (IEEE Std 802.16a -2003, 2003),

(ETSI, 2005).

4.1.2.6. Montagem do Frame, pilotos, intervalo de Guarda. Neste item são descritos a modulação dos pilotos e o intervalo de guarda 4.1.2.6.1. Modulação / Demodulação.

Após a intercalação dos bits, os bits de dados são incorporados em série ao mapa da

constelação. QPSK, 16-QAM e 64-QAM são suportados. As constelações multiplicarão

uma constante “c” (ETSI, 2005) para conseguir uma possível potência média para todas as

modulações. Portanto, o valor de c será igual a 2 para QPSK, 10 para 16-QAM e 42 para

64-QAM.

56

A tabela 6. mostra a relação de taxa de codificação e modulação.

Tabela 6. Codificação obrigatória do canal por modulação (IEEE Std 802.16a -2003, 2003).

Taxa ID Modulação Tamanho de blocos

não codificados

(Bytes)

Tamanho de blocos

codificados

Taxa de codificação

geral

Tipos de Código RS

Taxa de código

CC

0 QPSK 24 48 ½ (32,24,4) 2/3 1 QPSK 36 48 ¾ (40,36,2) 5/6 2 16 QAM 48 96 ½ (64,48,8) 2/3 3 16 QAM 72 96 ¾ (80,72,4) 5/6 4 64 QAM 96 144 2/3 (108,96,6) 3 / 4 5 64 QAM 108 144 ¾ (120,108,6) 5/6

4.1.2.6.2. Montagem do Frame. Os intervalos do frame contêm transmissões (PHY PDUs) da BS e SSs, aberturas e

intervalos de guarda.

O OFDM PHY suporta transmissões baseadas em frames. (IEEE Std 802.16a -2003, 2003)

Um frame consiste de um downlink subframe e um uplink subframe. O downlink subframe

consiste apenas de um downlink PHY PDU. Um uplink subframe consiste de um esquema

de intervalos de conexão compostas por: variação inicial (initial ranging) e requerimento de

banda (BW request) e um ou múltiplos uplink PHY PDUs, cada um transmitidos de um SS

diferente.

O downlink PHY PDU começa com um longo preâmbulo utilizado para sincronização

PHY. O preâmbulo é seguido por um burst FCH (cabeçalho). Este O burst FCH

corresponde a um símbolo OFDM transmitido usando-se um BPSK igual a ½ e com um

esquema de codificação obrigatório. O FCH contém DL_Frame_Prefix (DLFP) para

especificar o perfil, a longitude, a taxa e a posição de um ou vários downlink burst que são

imediatamente seguidos ao FCH.

57

O FCH é seguido por um ou múltiplos downlink bursts, cada um transmitido com perfil de

burst diferente. Cada downlink burst consiste de um número inteiro de símbolos OFDM.

Cada DL burst é composto das unidades de dados do pacote MAC (PDUs) programadas

para a transmissão da DL. Opcionalmente um DL burst pode começar com um preâmbulo

curto (1 símbolo OFDM) que permite uma sincronização mais realçada e uma estimação de

canal das SSs.

O UL subframe consiste de intervalos programados de contenção para variação inicial

(initial ranging) e requer uma largura de banda e um ou múltiplos UL PHY burst de

transmissão, cada qual transmitida de uma SS diferente. Os slots para initial ranging

permitem à SS entrar ao sistema por requerimento da gerência básica CIDs, para ajustar seu

nível de potência e freqüência offset e correção do seu sincronismo offset.

Os slots de requerimento de largura de banda são usados por SSs para transmitir o

cabeçalho de requerimento de banda. Cada um dos UL PHY burst de transmissão contém

somente um UL burst e começa com um preâmbulo curto (1 símbolo OFDM).

O DLFP contêm até quatro elementos de informação (IEs). Cada IE especifica um DL

burst. Assim, o DLFP pode especificar até quatro DL burst. Se o DL subframe for

composto de mais de quatro burst, um DL-MAP adicional especifica os restantes. Se

houver menos de quatro burst atuais, o DLFP é suficiente não sendo necessário transmitir o

DL-MAP. O IE DLFP contêm o comprimento e o modo PHY do correspondente DL burst.

O IE pode, adicionalmente, informar sobre o preâmbulo opcional no começo do DL burst.

O DL burst 1 contêm as mensagens do controle do MAC broadcast, isto é, o DL e o UL

canal descritor (DCD, UCD) além dos UL- e o DL-MAP. DCD e UCD definem as

características dos canais físicos. O DL-MAP define o acesso ao canal DL e o UL-MAP

aloca o acesso ao canal UL. Assim, o frame inteiro do MAC é especificado pelas

mensagens do MAC incluídas no FCH e o DL burst 1.

58

Entre outras coisas, os MAPs contém um IE para cada um dos burst do frame. Cada IE no

DL-MAP especifica um DL burst e um IE no UL-MAP especifica um UL burst de

transmissão. O último IE de cada MAP indica o final do MAP e o final do subframe.

São adicionados também os pilotos e o intervalo de guarda com o objetivo de criar o

símbolo OFDM no domínio da freqüência

Figura 4.5. Estrutura do quadro (frame) OFDM com FDD (IEEE Std 802.16a -2003, 2003).

59

4.1.3. Modelo do Canal.

A fim de avaliar o desempenho do sistema de comunicação desenvolvido, uma descrição

exata do canal é necessária para resolver seu ambiente de propagação.

A arquitetura de um sistema de comunicação desempenha um papel importante na

modelagem de um canal. O canal sem fio é caracterizado por:

- Perda por Trajetória (incluindo sombra).

- Atraso de propagação por múltiplos percursos.

- Características de Fading.

- Espalhamento Doppler.

Estas características são descritas a continuação: Todos os parâmetros do modelo são de natureza aleatória e apenas uma caracterização

estatística deles é possível, ou seja, em termos de valor médio e variância uma vez que estes

parâmetros são dependentes do terreno, densidade das árvores, altura e distribuição das

antenas, velocidade do vento e da estação do ano.

4.1.3.1. Perdas por Trajetórias.

Perdas por trajetória são afetadas por vários fatores, tais como: contorno dos terrenos, tipo

de ambiente (urbano ou rural, presença de vegetação e folhagem), meios de propagação (ar

seco ou úmido), a distância entre o transmissor e o receptor, a altura e a localização das

antenas entre outros fatores.

60

4.1.3.2. Atraso de Propagação por Multipercursos.

Devido a natureza de propagação de sem linha de visada (NLOS) de tipo WirelessMAN

OFDM, o multiatraso de propagação deve ser incluídos no modelo de canal. Os atrasos de

propogação por multipercusos ocorrem devido as dispersões do sinal devido as

características do meio ambiente. O atraso de propagação é um parâmetro utilizado para

indicar o efeito de multipercursos de propagação que dependem do tipo de terreno, da

distância entre o transimssor e o receptor, diretividade das antenas e outros fatores. O valor

do atraso da propagação (rms) pode ser de dezenas de nanosegundos a microsegundos.

4.1.3.3. Características Fading. Em um ambiente de multipropagação, o sinal recebido apresenta flutuações na sua

amplitude, fase e ângulo de chegada. O efeito é descrito pelo termo de

multidesvanecimento (fading) (SKLAR, 2001). Devido a implantação das antenas fixas no

transmissor e no receptor, o fading de pequena escala é abordado no modelo de canal.

Fading de pequena escala refere-se a mudanças drásticas da amplitude e da fase do sinal

que, no entanto, resulta em pequenas alterações (da ordem de maximo meia onda) no

posicionamento espacial entre um receptor e um transmissor.

Fading de pequena escala é chamado Rayleigh Fading se existem inúmeros caminhos

reflexivos e não há componente do sinal na linha de visada; as envolventes de tal sinal

recebidas são estatisticamente descritas por um Rayleigh pdf (SKLAR, 2001).

Quando uma componente do sinal sem fading dominante está presente como, por exemplo

em uma propagação com linha de visada, a envolvente do Fading de pequena escala é

descrito por um Rician pdf em (SKLAR, 2001). No nosso modelo de canal iremos

considerar distribuição Rician fading. O principal parâmetro desta distribuição é o fator K,

61

definido como a relação entre a componente direta da potência e as componentes

dispersadas da potência.

4.1.3.4. Espalhamento Doppler No acesso sem fio fixo, um deslocamento de freqüência Doppler é induzido no sinal devido

ao movimento dos objetos no ambiente da propagação. O espectro Doppler para diferentes

canais fixos sem fios é visto em (V. ERCEG, et al, 2003). O efeito Doppler ocorre no

intervalo de freqüência de 0 até 12 Hz para o canal sem fio sem movimentação. A forma do

espectro também é diferente do clássico Jake's (V. ERCEG, et al, 2003) espectro para canal

móvel.

Juntamente com os parâmetros anteriores, a distância e interferência do co-canal, o fator de

redução de ganho da antena deveria ser considerada para a modelagem do canal.

Tendo os requisitos principais para o modelo do canal, temos duas opções para

desenvolver. Podemos usar um modelo matemático para cada um deles ou podemos

escolher um modelo empírico que englobe os requisitos mencionados. Optamos pelo último

e escolhemos o Stanford University Interim (SUI) modelo de canal para nossa simulação.

4.1.4. Modelos de Canal. Stanford University Interim (SUI). Os modelos de canal SUI são uma extensão do trabalho anterior da AT & T Wireless e

Erceg et all (SKLAR, 2001). Nesse modelo um conjunto de seis canais foi escolhido

considerando-se três tipos diferentes de terreno típicos nos Estados Unidos (V. ERCEG, et

al, 1999). Este modelo pode ser utilizado para simulações, desenvolvimento e testes de

62

tecnologias apropriadas para aplicações de banda larga sem fio fixas (V. ERCEG, et al,

2003). Os parâmetros para o modelo foram selecionados com base em alguns modelos

estatísticos. As tabelas abaixo ilustram os parâmetros dos seis canais SUI.

Tabela 7: Tipo de Terreno para canais SUI.

Tipo de Terreno. Canais SUI

C (Terreno predominantemente plano

com baixa densidade de árvores)

SUI-1, SUI-2

B (Terreno montanhoso com baixa

densidade de árvores ou terreno plano

com moderada a alta densidade de

árvores)

SUI-3, SUI-4

A (Terreno montanhoso com moderada

a forte densidade de árvores)

SUI-5, SUI-6

Tabela 8: Características dos canais SUI

Doppler Baixo retardo por

espalhamento

Moderado Retardo

por espalhamento

Alto Retardo por

espalhamento

Baixo SUI-1,2 (Alto fator K)

SUI-3

SUI-5

Alto SUI-4 SUI-6

63

Assumimos o cenário (V. ERCEG, et al, 2003) com os seguintes parâmetros:

- Tamanho das células: 7 km.

- Altura da antena Transmissora: 30 metros.

- Altura da antena do Receptor: 6m.

- Antena largura do feixe: . 0120

- antena receptora: unidirecional.

- Polarização: Vertical.

- 90% de cobertura das células com 99,9% de confiabilidade em cada local coberto.

Para o cenário acima, os parâmetros do canal SUI são tabulados nas tabelas 9, 10 e 11, de

acordo com (V. ERCEG, et al, 2003).

Tabela 9: Retardo por Espalhamento dos Canais SUI

Tap 1 Tap 2 Tap 3 Retardo por

espalhamento Rms Modelo de

Canal

sμ

SUI-1 0 0.4 0.9 0.111 SUI-2 0 0.4 1.1 0.202 SUI-3 0 0.4 0.9 0.264 SUI-4 0 1.5 4 1.257 SUI-5 0 4 10 2.842 SUI-6 0 1.4 20 5.240

64

Tabela 10: Potencia dos Taps (antena unidirecional) de Canais SUI.

Tap 1 Tap 2 Tap 3 Modelo de Canal

dB

SUI-1 0 -15 -20 SUI-2 0 -12 -15 SUI-3 0 -5 -10 SUI-4 0 -4 -8 SUI-5 0 -5 -10 SUI-6 0 -10 -14

Tabela 11: Fator K 90% (antena unidirecional) dos canais SUI

Tap 1 Tap 2 Tap 3 Modelo de Canal

SUI-1 4 0 0 SUI-2 2 0 0 SUI-3 1 0 1 SUI-4 0 0 0 SUI-5 0 0 0 SUI-6 0 0 0

Estes parâmetros obtidos nas tabelas foram obtidos pelas equações que são descritas na

seguinte seção e como estes parâmetros foram incorporadas para implementar o modelo de

canal SUI para nossa simulação.

65

4.1.5. Implementação do Modelo de Canal SUI. O objetivo da implementação do modelo é a simulação dos coeficientes do canal.

Coeficientes de canal com a distribuição especificada e a densidade espectral de potência

são gerados usando o método de ruído filtrado (BAUM S., 2001). Um sistema de números

complexos com distribuição ZEROMEAN é gerado com uma variância de 0.5 para a parte

real e imaginária para cada um dos taps para alcançar a média unitária total da potência.

Desta forma, chegamos a uma distribuição Rayleigh (equivalente a Rice com K = 0) pela

magnitude dos coeficientes complexos. No caso de uma distribuição Ricean (K> 0), uma

componente m de trajetória constante tem de ser adicionado ao conjunto de coeficientes de

Rayleigh. O fator K especifica a relação de potência entre a parte constante e a parte

variável. A distribuição de potência é mostrada a seguir:

A potência total P para cada tap.

22 σ+= mp (4)

Onde m é uma constante complexa e a variância do sistema gaussiano complexo, a

relação de potência é:

2σ

2

2

σ

mk = (5)

Das equações 4 e 5, a potência da gaussiana complexa e dada por:

11.2

+=

kpσ (6)

E a potência da parte constante como:

1.2

+=

kkpm (7)

66

O modelo de canal SUI especifica uma função de densidade de potência espectral (PSD)

para o espalhamento de componentes dos coeficientes de canal dada por:

⎩⎨⎧ +−

=0

785.072.11)(

40

20 ff

fS 1

1

0

0

>

≤

f

f (8)

Sendo a função f0 parametrizada pela freqüência Doppler máxima , ou seja. mf

mf

ff =0 .

Para gerar um sistema de coeficientes de canal com a função PSD, os coeficientes originais

são correlacionados com um filtro que tem a amplitude de resposta em freqüência.

)()( fSfH = (9)

Para a uma eficiente implementação são utilizados um filtro não recursivo e a superposição

de domínio da freqüência adicionado ao método. Não existem componentes com freqüência

superior a (para a construção da fórmula S(f)): assim, o canal pode ser representado com

uma freqüência de amostragem mínima de segundo o teorema de Nyquist. Por esta

razão, escolhemos a freqüência de amostragem igual a . A potência do filtro deve ser

normalizada a 1, de modo que a potência total do sinal de saída é igual à potência de

entrada.

mf

mf2

mf2

67

Capitulo 5.

Resultados das Simulações.

Neste capítulo os resultados das simulações são apresentados e discutidos. Primeiramente,

apresenta-se a implementação do simulador e, em seguida, apresenta-se os resultados da

simulação, além dos valores utilizados para os diferentes parâmetros que caracterizam o

desempenho da camada física.

5. Simulação do Modelo da Camada Banda Base

WiMAX. Conforme citado anteriormente, a implementação da camada física WiMAX foi dividida

em duas etapas descritas a seguir.

Primeira Etapa: Etapa de simulação da estação rádio base incluindo todos os blocos descritos no Capítulo 4

(randomizador, FEC, interpolador, montagem do frame, pilotos, IFFT, inserção CP) (Figura

4.2a), na qual foram obtidos os quadros de dados Uplink e Downlink WiMAX do

transmissor e receptor.

Segunda Etapa: Nesta etapa, o modelo de canal de transmissão foi implementado em MATLAB incluindo-

se no algoritmo o ruído branco gaussiano (AWGN), efeito fading e a interferência

intersimbólica.

Através deste canal os frames de dados são transmitidos ao receptor. Com isto, foram

avaliados os cálculos de BER versus SNR para os diferentes tipos de modulação (BPSK,

QPSK, 16QAM, 64QAM) utilizados em WiMAX.

68

5.1 Implementação com o simulador ADS.

5.1.1 Introdução. Os projetos de simulação WiMAX criados no ADS (explicados com maiores detalhes no

ANEXO A) e MATLB são baseados no padrão de IEEE 802.16 -2004.(descrito

anteriormente). Estes projetos, são focalizados na camada física do sistema WiMAX. Eles

são desenvolvidos para constituir um sistema padrão para que outros projetistas tenham

uma idéia mais clara de como o desempenho nominal ou ideal do sistema WiMAX é

desenvolvida. As avaliações podem ser feitas a partir do desempenho degradado do sistema

devido as debilidades dos componentes não ideales dos componentes utilizados.

5.1.2 Componentes da Codificação do canal.

Os componentes de codificação de canal serão usados para a construção do FCH e dos

canais de dados. As componentes chaves para a codificação do canal incluem componentes

do scrambler, componentes corretor de erro futuro (FEC), e um componente do

interpolador.

Um interpolador (interleaver) é usado para codificação de canais (ETSI, 2005). Todos os

bits de dados codificados são intercalados por um bloco interpolador com um tamanho que

corresponde ao número de bits codificados pelos subcanais alocados pelo símbolo de

OFDM. O interpolador é definido por uma permutação de duas etapas: o primeiro assegura-

se que os bits codificados adjacentes estejam traçados em subportadoras não adjacentes; o

segundo assegura que os bits codificados adjacentes estejam mapeados alternadamente para

mais ou para menos bits significativos da constelação, evitando, assim, funcionamentos

longos de bits com baixa confiança. O componente Interleaver802 do ADS executa a

intercalação de duas etapas para o sistema de WiMAX, A Figura 5.1. Mostra a geração

completa de sinal codificado, usando o esquema Reed solomon e código convolucional

(RS-CC) baseado no padrão 802.16a.

cbpsN

69

sub_PuncturingPunc3Rate_ID=Rate_ID

sub_PuncRSCCPuncRSCC2CC_CodeRate=Rate_ID

VARVAR1

EqnVar

Interleaver802I2

NCBPS=NCBPSl=ls=s

Intlv802

ConvolutionalCoderC3CodingRate=rate 1/2

EnocderConvolutional

CoderRSC2

R-SEncoder

PortP2Num=2

IntToBitsI1nBits=8

BitsToIntB1nBits=8

PortP1Num=1

Figura 5.1. Sub-rede FEC.

Como foi explicada no capítulo 4, a estação rádio base tem um bloco de codificação de

dados descrito no diagrama da figura 5.1: A sub-rede inclui um componente do codificador

Reed-Solomon RS (CoderRS), um componente do codificador convolucional

(ConvolutionalCoder), e um componente do interpolador (Interleaver802). Dois

componentes da sub-rede FEC foram construídas para este projeto (sub_PuncRSCC e

sub_Puncturing), suas funções e características são descritas a seguir:

• Sub-rede (sub_puncRSCC) (Figura 5.2.) É usada somente para dados

codificados a 2/3 do código CC (ver a tabela 6). Esta sub -rede pode ser modificada

para qualquer taxa. Se todas as taxas do código do CC necessitarem ser suportadas,

uma sub-rede para cada Rate_ID distinta será necessária.

• Sub-rede (sub_Puncturing) (Figura 5.3). Suporta todas as taxas do código do CC

definidas em 802.16d (ver tabela 6).

Para importar funções do MATLAB, um parâmetro da função de MatlabLibLink é

especificado.

70

Figura 5.2. Sub rede para CC código Rate_ID = 2/3

Figura 5.3. Sub rede para todas as taxas de código CC.

71

5.1.2.1. Preâmbulos.

O frame WiMAX contêm dois preâmbulos no downlink PHY. O primeiro preâmbulo no

PDU do downlink PHY consiste em dois símbolos consecutivos de OFDM (a combinação

dos dois símbolos de OFDM é concebida como o preâmbulo longo). O primeiro símbolo de

OFDM usa somente os índices das subportadoras que são um múltiplo de 4.

Conseqüentemente, a forma de onda no domínio de tempo do primeiro símbolo consiste em

4 repetições com fragmento de 64 amostras, precedidas por um prefixo cíclico (PC). O

segundo símbolo de OFDM usa somente subportadoras uniformes, resultando em uma

estrutura do domínio de tempo com as duas repetições de um fragmento de 128 amostras,

precedidas por um prefixo cíclico (IEEE Std 802.16-2004, 2004). No ANEXO B. a

seqüência no domínio da freqüência do preâmbulo é descrita com maiores detalhes. A

estrutura do domínio de tempo é ilustrada na Figura 5.4.

Figura 5.4. Estrutura do Preâmbulo Downlink da entrada do frame.

A Figura 5.5. mostra a geração do preâmbulo longo para um transmissor do downlink

WiMAX FDD.

72

Figura 5.5. Geração dos preâmbulos Downlink PHY.

5.1.2.2. Estrutura FCH.

Como especificado na seção 8.3.4.1 de (Std IEEE 802.16 – 2004), o FCH contém o prefixo

do frame do downlink para especificar o perfil burst e o comprimento do primeiro burst

downlink.

Os campos do prefixo do frame de downlink são:

• Rate_ID define o perfil do burst. (especificada na tabela 3).

• Comprimento dos números de símbolos OFDM (payload PHY) no burst seguidos

imediatamente do burst FCH.

• HCS (Header Check Sequence) é uma seqüência de verificação do cabeçalho de 8

bits usado para detectar erros no prefixo do downlink frame.

O índice básico do símbolo de FCH é o downlink Prefix frame (DLPF) implementado na

Figura 5.6. No FCH, os parâmetros chaves Rate_ID e o comprimento são incluídos no

cabeçalho. A geração de HCS pode ser modelada por uma verificação do CRC (Verificação

de Redundância Cíclica), donde o transmissor toma o Rate_ID e a longitude de bytes como

entrada do codificador CRC e saída do código HCS.

73

Como pode ser visto na Figura 5.7, o símbolo de FCH do sub_FCH será embaralhado com

a seqüência gerada por ReadFile e depois passará pelo bloco LogicXOR2, o canal será

codificado através do codificador do canal sub_RS_CC, traçado por um mapeador, logo

ficará pronto para moldar o sinal de WiMAX.

Figura 5.6. Estrutura do FCH.

Figura 5.7. embaralhador (Scrambling), Canal de Codificação, e Mapeamento para o

símbolo FCH.

74

5.1.2.3. Geração do subframe Downlink Burst.

Na figura 5.8 são apresentados os blocos para a geração do subframe downlik burst da

WiMAX formada pelo cabeçalho MAC, Mensagem MAC e pelo Padding e descrita

anteriormente no ANEXO C. A seqüência de dados de entrada para a modulação são

selecionadas como dados aleatórios de comprimento específico. Na figura 5.9 os dados

empacotados são embaralhados pela ReadFile e pela LogicXOR2, depois é codificado

atravez do sub_RS_CC , Em seguida, os dados são mapeados estando aptos a receber o

sinal do subframe WiMAX.

Figura 5.8. Bloco para geração do subframe Downlink Burst de WiMAX.

75

Figura 5.9. Embaralhador (scrambled), codificação do canal, e o mapeador para os

símbolos dos dados.

5.1.2.4. Modulação OFDM.

Conforme discutido no capitulo 4. a camada física WiMAX é baseada na modulação

OFDM.

Um símbolo OFDM é composto de subportadoras que determinam o tamanho de FFT. Os

tipos dos subportadoras WiMAX incluem:

• Subportadoras de dados responsáveis pela transmissão de dados.

• Subportadoras piloto para várias finalidades de estimação.

• Subportadoras nulos ou sem trasmissão utilizadas como banda de guarda

possibilitando o sinal decair naturalmente e finalmente no meio das portadoras uma

subportadora DC.

A Figura 5.10 mostra a modulação OFDM com ADS. Os dados do subframe Downlink, e o

sinal FCH estão codificados e mapeados. Estes são multiplexados junto aos pilotos com o

MuxOFDMSym802 para formar o símbolo OFDM no domínio de freqüência.

LoadIFFTBuff802 e FFT_Cx realizam a inversa da FFT para formar os símbolos

76

WiMAX OFDM no domínio de tempo. AddGuard adiciona um intervalo de guarda para

completar os símbolos OFDM.

Figura 5.10. Desenho da Modulação de um símbolo OFDM.

77

5.1.2.5. Código completo da Geração de Sinal.

O desenho Test_WMAN_CodedSignals mostra a subframe completo formada pela união

de todos os blocos da estrutura do subframe OFDM para o sistema downlink de duplex

divisão de freqüência WiMAX (FDD DL) em ADS já descritas neste capitulo. Uma

representação simplificada e apresentada na Figura 5.11. Os componentes principais são

fornecidos no nível do subsistema e incluem geração do preâmbulo, o cabeçalho de

controle do frame (FCH) e a geração dos dados FDD DL, modulação OFDM,

multiplexação, e modulação de RF. Os sinais são codificados inteiramente pelo codificador

RS-CC.

Para mostrar o desempenho do sistema no domínio de tempo e de freqüência, TimeSink e

SpectrumAnalyzerResBW (ferramentas de ADS) são usados para a entrada e saída do

transmissor, respectivamente.

78

FRAME DOWNLINK OFDM WiMAX

Figura 5.11. Blocos da geração do subframe downlink OFDM WiMAX.

79

5.1.3. Modelo de Canal e Receptor.

5.1.3.1. Demodulação do sinal WiMAX.

RECEPTOR

OFDM Demodulação

Demultiplexção

RF Demodulação NumericSinkConstellation_data

Numeric

1 2 3

NumericSinkConstellation_sig

Numeric

1 2 3BusSplit2B12

AsyncDistributorA8BlockSizes="Carriers (NSYM*Carriers)"

A

QAM_DemodQ1

AsyncDistributorA6BlockSizes="1 LoadSize Zeros LoadSize"

A

FFT_CxF8

Direction=ForwardSize=FFTSizeOrder=Order

AsyncDistributorA7BlockSizes="Guard FFTSize"

A

AsyncDistributorA4BlockSizes="Idle (2*Ts) ((NSYM+1)*Ts) "

A

DelayD3N=InsertedDelay

BusSplit3B11

Commutator2C5BlockSize=LoadSize

BusSplit2B9

BusSplit4B8

PortTestDataNum=1 RectToCx

R5TimedToFloatT2

TimedToFloatT5

GROUND

GROUND

RESR2

Temp=-273.15 R=50 Ohm

RESR6

Temp=-273.15 R=50 Ohm

Figura 5.12 Receptor de sinal WiMAX (Demodulação RF, demodulação OFDM,

demultiplexação).

Conforme mostrado na Figura 5.12 este diagrama integra a demodulação RF, demodulação

OFDM, demultiplexação para dados e sinal, e, finalmente, mostra os dados e o Sinal das

constelações.

80

5.2. Diagrama de Blocos do Transmissor, Modelo de canal e Receptor WiMAX em ADS

CANAL

RECEPTOR

FRAME DOWNLINK OFDM WiMAX

sub_WMAN_ConstellationWMAN_Constellation2

Constellation

WMAN

sub_WMAN_802_16dRFWMAN_16dRF

WMAN802.16d Signal

Agilent Technologies

NumericSinkBB

Numeric

1 2 3

SplitterRFS1

SplitterRFS3

MatlabLibLinkM1

TimedSinkMeas_V

SpectrumAnalyzerResBWMeas_Spectrum

ResBW

SplitterRFS4

FRAME

Figura 5.13. Diagrama de blocos do Transmissor Receptor e do Canal

Na figura 5.13 é apresentado os diagramas simplificados do Transmissor modelo de canal e

Receptor WiMAX que foram desenvolvidos com ADS e MATLAB. Com os blocos

podemos realizar as medições do sinal, constelação e curvas BER vs SNR.

81

5.3. Medições.

As medições são fornecidas para as formas de onda, espectro, potência, constelação e

curvas BER vs SNR para todas os tipos de modulação e perfis de codificação. Os modelos

de TimedSink são usados diretamente para mostrar formas de onda do preâmbulo, FCH,

dados da MAC, e sinal total do frame. SpectrumAnalyzerResBW é usado para medir o

espectro do sinal WiMAX.

5.3.1. Descrição da simulação WiMAX.

No projeto foram considerados todos os blocos do subframe downlink e uplink WiMAX no

transmissor e receptor assim como o modelo de canal. Com isso, podemos ver as formas de

onda do preâmbulo 1 (seqüência 4x64), Preâmbulo 2 (seqüência 2x128), cabeçalho do sinal

(FCH), e os dados do sinal WiMAX Downlink no domínio do tempo. Também obtemos as

formas de onda de BER vs SNR para todos os tipos de modulação e perfis de codificação

além do espectro do sinal de dados no domínio da freqüência.

No caso do subframe Uplink WiMAX foram obtidas as formas de onda para a seqüência do

preâmbulo (2x128) e os dados no domínio do tempo, e, em seguida, o espectro do sinal de

dados no domínio da freqüência.

Finalmente os resultados da constelação Downlink e Uplink são apresentados. Eles incluem

a constelação de BPSK para o sinal piloto, o QPSK para FCH, e o 16-QAM para os dados

de controle de acesso ao médio.

5.3.2. Parâmetros da Simulação.

Os parâmetros utilizados nas simulações são apresentados a seguir na Tabela 12.

82

Tabela 12. Valores para as medidas de WiMAX.

Parâmetro Descrição Valor Fsource Freqüência da portadora 3.5 GHz

Source Power Potência 30 dBm

Bandwidth Largura de banda 28 MHz

Rade_ID Rade_ID 2, 16 QAM, tamanho de bloco codificado 48, tamanho de bloco não codificado 96, taxa de codificação 1/2

Data Length Longitude de dados em Bytes 256

FFT size Tamanho da FFT 512

DL Frame Time Tempo do frame de DL FDD 100 us

Guard Interval Intervalo de Guarda ¼

Idle Interval Tempo do intervalo de retardo 2 us

Data

Sub-carriers

Número de subportadoras para dados

200

Pilots carriers Número de subportadoras para pilotos

8

Measured Frames Número de medidas dos frames 2

5.3.3. Resultados das Simulações Realizadas para a transmissão

e recepção sem efeitos de desvanecimento Fading no canal.

A Figura 5.14 apresenta as formas de onda obtidas na simulação (superior, esquerdo à

direita) para o Preâmbulo 1 (seqüência 4x64), Preâmbulo 2 (seqüência 2x128), cabeçalho

do sinal (FEC), e dados do sinal WiMAX Downlink.

O tempo gasto pela trasmissão dos símbolos no preâmbulo 1, preâmbulo 2 e cabeçalho é

aproximadamente 10us. O tempo de duração para a trasmissão de dados no downlink

WiMAX é de aproximada de 60us completando assim os 100us do total do subframe. A

magnitude do sinal é de, aproximadamente, 5 v para todo o subframe.

83

Figura 5.14. Formas de onda (esquerdo à direita) Preâmbulo 1, Preâmbulo 2, cabeçalho, e

dados do sinal WiMAX Downlink.

10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 85 90 955 100

0.2

0.4

0.6

0.0

0.8

A Figura 5.15. apresenta o espectro do sinal de dados Downlink. Os parâmetros da

simulação incluem a potência da portadora, largura de banda do sinal, e a potência do sinal.

O espectro medido tem as especificações da tabela 12: A freqüência da portadora é 3.5 GHz

e a largura de Banda é 28 MHz.

3.486

3.488

3.490

3.492

3.494

3.496

3.498

3.500

3.502

3.504

3.506

3.508

3.510

3.512

3.514

3.484

3.516

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-45

0

Frequencia (GHz)

Esp

ectro

(dB

m)

Figura 5.15. Forma de onda da Potencia e Espectro WiMAX Downlink.

Preambulo1Preambulo2Cabecalho

Dados

time(us)

84

A Figura 5.16. mostra as formas de onda para a seqüência do preâmbulo (2x128) e os

dados do sinal WiMAX Uplink.

O tempo gasto pelo símbolo do preâmbulo é aproximadamente 10ms assim como no

cabeçalho. O tempo de duração dos dados transmitidos downlink WiMAX é de aproximada

de 80 ms completando assim os 100ms do total do subframe. A magnitude do sinal é de,

aproximadamente, 3.5v para todo o subframe.

10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 85 905 95

0.1

0.2

0.3

0.4

0.0

0.5

time(us)

Magnitude

Preambulo

Figura 5.16. Formas de onda Preâmbulo e dados do sinal WiMAX Uplink.

Dados

3.486

3.488

3.490

3.492

3.494

3.496

3.498

3.500

3.502

3.504

3.506

3.508

3.510

3.512

3.514

3.484

3.516

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-45

0

F requencia (GHz)

Esp

ectro

(dB

m)

Figura 5.17. Forma de onda da Potencia e Espectro WiMAX Uplink.

85

A Figura 5.17. mostra o espectro do sinal de dados Downlink. Os parâmetros da simulação

incluem a potência do carrier, largura de banda do sinal, e a potência do sinal. O espectro

medido tem as especificações da tabela 12: A freqüência da portadora é 3.5 GHz e a largura

de Banda é 28 MHz.

Os resultados das simulações obtidos dos sinais no transmissor e no receptor mostram

praticamente a mesma sinal. Isto devido a que não existe desvanecimento ou perda do sinal

no canal de transmissão.

O simulador mostra também as formas de onda no tempo e freqüência do frame

(Preambulo1, preâmbulo2, cabeçalho, dados). Na figura 5.18 mostramos as diferentes

formas de onda e os tempos de cada um deles na freqüência de 3.5GHz.

A tabela da figura 5.18 mostra as estatísticas de transmissão da freqüência da portadora que

é 3.5GHz, também o tempo total do subframe downlink que é 112us, preambulo1 10us,

preâmbulo2 10us, cabeçalho 10us, e tempo total dos dados 80us.

86

RF_FSource / ( 1 MHz)

3500.000

RF_R

50.000

BurstTime / (1usec)

112.000

TimeStep / (1nsec)

15.625

IdleTime/ ( 1 usec)

2.000

LongPreambleTime / (1 usec)

10.000

ShortPreambleTime / (1 usec)

10.000

OFDM_SymbolTime / (1 usec)

10.000

DataTime / (1 usec)

80.000

SIGNAL_Time / (1 usec)

10.000

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

-80-60-40-20

0

-100

20

Frequency (MHz)

dBm

Cabecalho

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

-80-60-40-20

0

-100

20

Frequency (MHz)

dBm

Preambulo 2

10 20 30 40 50 60 70 80

Figura 5.18. Tabela estatística de transmissão e formas de onda do subframe downlink.

As formas de onda mostradas A figura 5.18 mostra as formas de onda no tempo e

freqüência de um quadro Downlink operando na freqüência da portadora de 3.5 GHz. Pode-

se observar que os tempos utilizados pelas portadoras dos preâmbulos, cabeçalhos e de

0 90

2468

0

10

Time (usec)

RF_

V

IEEE802.16d Forma de onda

13 14 15 16 17 18 19 20 2112 22

2468

0

10

Time (usec)

RF_

V

Preambulo 2

34 36 38 40 42 44 46 48 50 52 54 56 58 60 62 64 66 68 70 72 74 76 78 80 82 84 86 88 9032 92

2468

0

10

Time (usec)

RF_

V

DADOS

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

-80-60-40-20

0

-100

20

Frequency (MHz)dB

m

Preambulo 1

3 4 5 6 7 8 9 10 11 122

2468

0

10

Time (usec)

RF_

V

Preambulo 1

23 24 25 26 27 28 29 30 3122 32

2468

0

10

Time (usec)

RF_

V

Cabecalho

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

-80-60-40-20

0

-100

20

Frequency (MHz)

dBm

DADOS

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

-60-40-20

-80

0

Frequency (MHz)

dBm

IEEE802.16d Forma de onda

3505 3485 35153500 3490 35103495

Frequencia(MHz)

3485 35153500 3490 3505 35103495

Frequencia(MHz)

3485 35153500 3490 3495 3505 3510

Frequencia(MHz)

3485 35153500 3490 35103495 3505

Frequencia(MHz)

3505 3485 35153500 3490 35103495

Frequencia(MHz)

87

dados comprem os requerimentos estabelecidos no padrão (ETSI, 2005), assim como na

largura de banda (28 MHz) e potencia no transmissor (20dBm).

5.3.4 Resultados do desempenho da Camada Física com efeitos de canal de transmissão.

O objetivo da simulação da camada física PHY em ADS e MATLAB, foi estudar o

rendimento do BER sob diferentes condições de canal e variações de parâmetros que

caracterizam o desempenho. Mas, a fim de retransmitir sobre qualquer resultado da

simulação da camada PHY devemos ter alguns resultados para que possamos fazer as

validações, em termos de tendências gerais. A próxima seção apresenta um conjunto de

gráficos de constelações espalhadas que identificam tendências na qualidade de recepção

que variam com diferentes parâmetros.

5.3.4.1 Gráficas BER. Nesta seção, apresentamos diversos gráficos BER vs SNR para todos os perfis de

codificação e modulação obrigatória, conforme especificado no padrão em modelos de

canais similares. Figura 5,19, 5,20 e 5,21 mostram o desempenho em SUI 1, 2 e 3 modelos

de canal, respectivamente. Pode ser visto das figuras que o esquema de modulação e

codificação mais baixas oferecem melhor desempenho com menos SNR. Isto pode ser

facilmente visualizado se olharmos para o seu mapeamento de constelação; maiores

distâncias entre pontos adjacentes podem tolerar maior ruído (o que faz com que o ponto se

desloque da origem) com o custo de taxa de codificação. Ao definir o limiar(setting) SNR,

os esquemas de modulação adaptativa podem ser utilizados para atingir velocidades de

transmissão mais altas com um alvo BER. SNR necessárias para atingir nível de BER

são tabulados na tabela 13.

310

88

Figura 5.19. Gráfica BER vs. SNR Para diferentes tipos de codificação sobre Canal SUI-1

Figura 5.20. Gráfica BER vs. SNR Para diferentes tipos de codificação sobre Canal SUI-2

89

Figura 5.21. Gráfica BER vs SNR Para diferentes tipos codificação sobre o canal SUI-3

Tabela 13 : SNR requerido para nível de BER de , para diferentes perfils de modulação

e codificação.

310−

Modulação BPSK QPSK QPSK 16-QAM 16-QAM 64-QAM 64-QAM

Código de

taxa

1/2 1/2 3/4 1/2 ¾ 2/3 3 / 4

Canal SNR(dB) para BER nivel 310−

SUI-1 4.3 6.6 10 12.3 15.7 19.4 21.3

SUI-2 7.5 10.4 14.1 16.25 19.5 23.3 25.4

SUI-3 12.7 17.2 22.7 22.7 28.3 30 32.7

Após observar o desempenho de diferentes perfis sob o mesmo modelo de canal, vamos

observar as variações com a mudança nas condições do canal. A Figura 5,22 mostra o

desempenho do 16QAM ½ sobre SUI-1, 2 e 3 modelos de canal. Nesta figura observa-se

90

que a gravidade da corrupção é mais elevada no modelo de canal SUI-3 e menor no modelo

de canal SUI-1. A ordem da gravidade da corrupção pode ser facilmente compreendido pela

análise da potência tap e os atrasos dos modelos do canal, uma vez que o efeito doppler é

razoavelmente pequeno para uma implantação numa posição fixa. Todos os três modelos

possuem mesma quantidade de atrasos nos correspondentes tap exceto o tap 3 do modelo

SUI-2 que tem 0,2 μ a mais do que o correspondente tap dos outros dois modelos. Mas,

neste caso domina a potência tap na determinação da ordem de gravidade da corrupção.

SUI-3 tem o tap de potência com maior valor e SUI-1 tem o valor mais baixo.

Figura 5.22 Gráfica BER vs SNR Para 16QAM ½ sobre os diferentes canais SUI

Na figura 5.22 percebe-se fácilmente que para o modelo de canal SUI-1 requer-se menor

potencia (SNR) do que SUI-2 e SUI-3, para poder alcançar um BER razoável e ter uma

qualidade do sevicio ótima, isto porque para o modelo SUI-1 tem menor desvanecimento

do sinal que o SUI-2 e este menor do que SUI-3.

91

5.3.4.2 Efeitos do Corretor de Erro Futuro FEC Uma interessante simulação do FEC é que, sem o concatenador ReedSolomon e o

codificador Convolutional, a degradação do desempenho fará cair o SNR.

Para descobrir o quanto melhora o desempenho do sinal com o código concatenado, o perfil

de modulação e codificação QPSK ½ é escolhido sobre o modelo de canal SUI3. A figura

5,23 mostra o desempenho do RS-CC comparado a outro que não apresenta FEC. Os

códigos FEC melhoram o desempenho do BER por quase 6dB para o nível do BER .

As observações feitas na Figura 5,23 são repetidas também para os perfis de modulação e

codificação 16QAM 1/2 e 64QAM 2/3. Isto pode ser visto na Figura 5,24 e 5,25 onde os

ganhos de 7dB FEC melhoram o nível do BER . No caso de 64QAM 2/3, a Figura 5,25

mostra 4,5 dB de melhoria em de nível do BER.

310

310−

310

Figura 5.23. Efeitos FEC em QPSK ½ sobre o modelo de canal SUI-3

92

Figura 5.24. Efeitos FEC em 16QAM ½ sobre o modelo de Canal SUI-3

Figura 5.25. Efeitos FEC em 64QAM 2/3 sobre o modelo de canal SUI-3

93

Nas figuras 5.23, 5.24, e 5.25 se observa o desempenho do RS-CC comparado a outro que

não apresenta FEC. Notamos claramente que os códigos FEC melhoram significativamente

o desempenho do BER e que variam de acordo com as características do canal que são

transmitidos. Neste caso para SUI-1 a pratir de 15dB para SUI-2 e SUI-3 é de 20dB e 27dB

respectivamente. Por isso que na transmissão dos quadros num sistema WiMAX é

obrigatória a utilização dos códigos FEC 5.3.4.3 Gráficos de Dispersão. (Scatter Plots) Figura 5,26 a 5,29 mostra os gráficos de dispersão dos diferentes esquemas de codificação e

modulação quando os valores de SNR são alterados sob o modelo de canal SUI1. O

símbolo '+' denota os dados transmitidos e os símbolos ' * ' denotam os dados recebidos.

Esses gráficos são obtidos através do envio de um mesmo frame de dados do transmissor ao

receptor através do canal repetidamente 1000 vezes. A entrada do frame foi tomada da

secção 8.3.3.5.1 do padrão IEEE 802.16d. Mas, isto não confirma a presença de todos os

pontos da constelação, como pode ser visto no gráfico de dispersão de modulação 64QAM

(Figure. 5,29), onde alguns pontos da constelação estão faltando. Isto pode ser observado a

partir dos gráficos onde a redução do espalhamento é tomada com os crescentes valores de

SNR. Este cenário valida a implementação do modelo de canal. É importante notar também

que a dispersão de propagação dá um indicio forte sobre as estatísticas BER quando os

valores SNR são variados. O efeito de um modelo de canal de dispersão em um SNR de 35

dB, a variação é mais acentuada nos modelo SUI-4, 5,6 incluso para maiores valores de

SNR. É claro que a equalização é necessária para esses três modelos de canal.

94

A) SNR = 10dB B) SNR = 15dB

Figura 5.26. Gráficas de dispersão Para modulação BPSK (RS-CC) sobre modelo de canal

SUI-1

A) SNR = 10dB B) SNR = 20dB

Figura 5.27. Gráficas de dispersão Para modulação QPSK (RS-CC 1/2) sobre modelo de

canal SUI-1

95

A) SNR = 20dB B) SNR = 30dB

Figura 5.28. Gráficas de dispersão Para modulação 16QAM (RS-CC 3/4) sobre modelo de

canal SUI-1

A) SNR = 20dB B) SNR = 25dB

Figura 5.29. Gráficas de dispersão Para modulação 64QAM (RS-CC 2/3) sobre modelo de

canal SUI-1

96

Capitulo 6.

Conclusões e Trabalhos Futuros

Este capítulo apresenta uma primeira conclusão sobre o modelo em ADS que foi elaborado

para este projeto e, em seguida, uma análise dos esforços sobre o projeto é apresentada.

Por último, várias sugestões para futuramente se melhorar o modelo são discutidas.

6.1. Conclusões. A principal contribuição deste trabalho foi a implementação da camada PHY OFDM do

padrão IEEE 802.16, usando as plataformas ADS e MATLAB, a fim de avaliar o

desempenho da camada PHY em relação ao modelo de canal. A camada PHY

implementada suporta todos os esquemas de modulação e codificação, bem como os

comprimentos do prefixo cíclico dentro do quadro (CP) definidos na especificação do

padrão. Para se manter a simplicidade da simulação, evitou-se fazer oversampling das

amostras de dados antes de sua utilização no modelo do canal.

No lado do receptor, supomos como perfeita a estimação de canal, a fim de evitar o efeito

de um determinado método de estimação nos resultados, embora a inserção dos símbolos

das subportadoras piloto no OFDM faz uso de qualquer estimador possível (combtype).

O simulador desenvolvido pode ser facilmente modificado para implementar novos

recursos, a fim de melhorar o desempenho na camada PHY. A Simulação foi a metodologia

utilizada para investigar o desempenho da camada PHY. O método de avaliação foi

concentrado principalmente sobre o efeito do canal na camada PHY. O sistema global de

desempenho também foi avaliado sob diferentes condições de canal. Gráficos de dispersão

97

foram gerados para validar o modelo em termos das tendências gerais na qualidade da

recepção resultantes dos diferentes parâmetros.

Uma medida chave do desempenho de um sistema de comunicação sem fio é o BER. O

resultado da simulação sobre o BER não é uma estatística precisa, mas uma observação

média da verificação no FEC. Os valores de SNR definidos neste modelo são para a

atenuação de canal tipo Rayleigh.

As curvas BER foram utilizadas para comparar o desempenho de diferentes tipos de

esquema de modulação e codificação. Os efeitos da FEC e interleaving também foram

avaliados sob a forma de BER. Estes fornecem uma avaliação do desempenho da camada

física OFDM para diferentes estados do canal sem fio.

6.2. Trabalhos Futuros. O modelo implementado da camada PHY precisa ainda algumas melhorias.

A sincronização entre o transmissor e receptor é uma parte necessária a ser desenvolvida

num trabalho futuro. Neste modelo, assumir atraso de recepção zero, assim os pacotes de

detecção não são necessárias. Mas no caso real isto não pode acontecer. Um conjunto de

métodos de sincronização podem ser desenvolvidos para o sistema OFDM (IEEE Std

802.16-2004, 2004). É um trabalho duro, mas com muitos desafios.

O padrão IEEE 802,16 vem com muitas características opcionais na camada PHY, que

podem ser implementadas para melhorar o desempenho. O bloco opcional de codificação

Turbo (BTC) (ETSI, 2005) podem ser implementado para melhorar o desempenho do FEC.

Código de Bloco de Tempo espaço (STBC) (ETSI, 2005) podem ser empregadas em DL

para fornecer diversidade de transmissão.

98

A codificação tempo espaço é sugerido no padrão 802.16a. Ela é usada para atingir Multi

Input Multi Output (MIMO), o que pode melhorar a qualidade da comunicação,

adicionando a diversidade do espaço.

99

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104

ANEXO A Camada de controle de Acesso ao Meio (MAC).

As principais funções da camada MAC são:

Suporte à qualidade de serviço, adaptação do tráfego de outras tecnologias para a rede

WiMAX, suporte ao ajuste adaptativo das técnicas de transmissão digital em função do

meio de transmissão, multiplexação de fluxos de tráfego em conexões, escalonamento e

alocação dinâmica de recursos de transmissão, suporte à segurança da comunicação,

controle de acesso e transmissão de informações, suporte à topologia da rede (IEEE Std

802.16-2004, 2004).

Figura 6. Esquema do Controle de Acesso ao Meio (MAC) e as Funções da Camada.

(YAGHOOBI, 2003)

105

A seguir apresentamos alguns detalhes das três subcamadas da camada MAC.

1. Sub-camada de convergência específica (CS).

Esta subcamada inclui as funcionalidades específicas de adaptação necessárias aos

possíveis clientes da rede WiMAX. Estas funcionalidades são ditas específicas, porque

diferem para cada tecnologia de comunicação de dados. Atualmente, apenas 2

especificações da subcamada de convergência (CS) estão disponíveis: a ATM CS e a

Packet CS. A primeira é uma interface lógica que associa diferentes serviços ATM com a

subcamada de convergência comum da MAC. Esta foi especificamente definida para dar

suporte a convergência dos PDUs (Protocolo de Unidade de Dados) gerados pelo protocolo

da camada ATM. A Packet CS é usada para o transporte de todos os protocolos baseados

em pacotes, tais como: IP, PPP e Ethernet.

2. Sub-camada de convergência comum (CPS).

Esta subcamada inclui as funcionalidades comuns de adaptação necessárias aos possíveis

clientes da rede WiMAX. Estas funcionalidades são comuns, porque são as mesmas para

todas as tecnologias de comunicação de dados. Dentre as principais funções

desempenhadas pela subcamada CPS estão: escalonamento e alocação dinâmica de recursos

de transmissão, estabelecimento e manutenção de conexões, construção dos dados do

MAC, suporte à camada física, suporte ao ajuste adaptativo das técnicas de transmissão

digital em função do meio de transmissão (ABPs – Adaptive Burst Profiles), inicialização

das estações, suporte ao multicast e suporte à qualidade de serviço.

A seguir apresentaremos maiores detalhes sobre algumas destas funções.

106

2.1. Suporte à Topologia da Rede

O CPS provê o suporte a duas topologias: Ponto-Multiponto (PMP – Point-Multipoint) e

Malha (Mesh). (EKLUND, et al, 2002). A topologia ponto-multiponto permite apenas a

comunicação entre a estação base e as estações assinantes. Na topologia em malha, o

tráfego pode ser roteado através das estações assinantes, passando diretamente entre elas

sem passar pela estação base. A topologia ponto-multiponto é mais barata, pois reduz-se

complexidade e a necessidade de equipamentos mais sofisticados (roteadores e

comutadores) nas estações assinantes. Em síntese, a topologia PMP é bastante semelhante a

uma rede de telefonia celular, com a exceção de que por enquanto os assinantes são fixos.

Figura 7. Arquitetura Mesh. (BENOIT, 2004).

107

2.2. Estabelecimento e Manutenção de Conexões MAC

As conexões WiMAX fornece um mecanismo de requerimento de largura de banda,

associando QoS e parâmetros do tráfego, transportando e distribuindo dados à subcamada

de convergência apropriado. Estas conexões tem identificadores de 16 bits chamados CID

(Connection ID) (EKLUND, et al, 2002). Assim, podem existir no máximo 64000

conexões dentro de cada canal de uplink e downlink. Na topologia PMP, durante o processo

de inicialização de uma SS, dois pares de conexões de gerência (uplink e downlink) devem

ser estabelecidos entre a SS e BS: conexão básica e conexão primária de gerência. Um

terceiro par pode ser utilizado opcionalmente: conexão secundária de gerência. De acordo

com (EKLUND, et al, 2002), a conexão básica é usada para enviar pequenas mensagens de

gerência urgentes entre a SS e a BS. A conexão primária é usada para enviar mensagens de

gerência não tão urgentes e maiores, que toleram atrasos maiores. A conexão secundária de

gerência é usada para enviar mensagens de outros protocolos padronizados tolerantes ao

atraso.

2.3. A Construção e Transmissão do MAC PDU.

Os MAC PDUs possuem tamanho variável e são divididos em três porções: um cabeçalho

genérico MAC de tamanho fixo (6 bytes); um payload de tamanho variável e um código de

redundância cíclica (CRC) opcional de (4 bytes). O tamanho máximo de uma MAC PDU é

2048 bytes (2 Kbytes). O payload pode estar vazio ou preenchido com sub-cabeçalhos,

MAC SDUs (unidade de serviço de dados) ou fragmentos de MAC-SDUs.

Existem dois tipos de cabeçalhos das MAC PDUs: genérico e de negociação de banda, que

não possui payload e serve exclusivamente para solicitar banda de uplink para uma

determinada conexão. Existem seis tipos de sub-cabeçalhos que podem estar presentes no

payload da MAC PDU (EKLUND, et al, 2002):

Na Figura 8. mostra-se o formato do MAC PDU.

108

Figura 8. Formato do MAC PDU. (IEEE Std 802.16-2004, 2004).

2.4. Convergência de transmissão.

- Duplexação (Duplexing).

Duas técnicas de duplexing são fornecidas pelo protocolo MAC (IEEE Std 802.16-2004,

2004): TDD (Time Division Duplexing) e FDD (Frequency Division Duplexing). No TDD

as transmissões no uplink e no downlink são multiplexadas no tempo e utilizam uma mesma

freqüência na camada física. O TDD tem uma duração fixa e é dividido em duas porções:

uma porção de uplink (uplink subframe) e uma porção de downlink (downlink subframe).

Estes sub-quadros são divididos em um número inteiro de PHY slots (PLs), a fim de

facilitar a divisão da largura de banda. A largura de banda alocada para cada uma das

direções pode variar.

A forma como os slots são utilizados depende da camada física abaixo da MAC. Para as

camadas físicas SC(single carrier) e SCa, vários slots podem ser agrupados para formar um

minislot, que serve de base para as alocações de banda no uplink. Dependendo do tipo de

grant, um número inteiro de minislots pode ser alocado para cada conexão de uma SS ou

para toda a SS. No FDD é possível a transmissão contínua de dados no downlink. Um

quadro de duração fixa é usado tanto no downlink quanto no uplink, facilitando o uso de

diferentes tipos de modulação. Suporta SSs fullduplex e opcionalmente half-duplex.

109

- Mapeamento

O mapeamento é a técnica utilizada para controle de acesso e alocação de banda na MAC.

Ela difere em função do tipo de camada física utilizada abaixo da MAC: single carrier (SC

e SCa) ou OFDM (OFDM e OFDMA). No caso single carrier, para determinar em quais

PHY slots uma SS pode transmitir, a BS envia no sub-quadro de downlink um mapa de

uplink (UL-MAP) contendo os slots que cada estação está apta a transmitir. Além disto, o

sub-quadro de downlink contém um mapa de downlink (DL-MAP), que indica que estação

deve receber em qual time slot. A MAC da BS constrói o sub-quadro de downlink iniciando

por uma seção de controle, que contém o DLMAP e o UL-MAP. Todas as estações

recebem estes mapas. Assim, o esquema de mapeamento define: a banda alocada para cada

estação, através do número de slots disponíveis; os time slots em que cada estação transmite

e recebe; e o perfil de transmissão (burst profile) a ser utilizado. O DL-MAP sempre diz

respeito ao quadro atual. Suporte ao Ajuste Adaptativo das Técnicas de Transmissão O

termo usado para descrever os processos de ajuste adaptativo das técnicas de transmissão

visando manter a qualidade do rádio enlace é chamado de ranging. Processos distintos são

usados no uplink e downlink. E mais, alguns processos são dependentes da camada física

utilizada. A principal idéia por de trás do ajuste adaptativo está na troca do perfil de

transmissão (burst profile) em função do estado do enlace. Inicialmente, a BS faz um

broadcast dos perfis escolhidos para o downlink e uplink. Os perfis são escolhidos em

função das chuvas na região, características dos equipamentos e outros fatores que por

ventura venham a degradar a qualidade do sinal. Durante o acesso inicial de uma a SS, é

feita uma medida da potência e de alcance do sinal. Estas medidas são transmitidas para a

BS usando a janela inicial de manutenção através de uma mensagem de requisição de

ranging (RNG-REQ). Os ajustes de sincronismo e de potência são retornados para a SS

através de uma mensagem de resposta de ranging (RNG-RSP). Posteriormente, a BS

monitora a qualidade do sinal de uplink recebido da SS. A BS comanda a SS para usar um

determinado perfil de uplink simplesmente incluindo o perfil adequado na UL-MAP. A SS

pode solicitar um determinado perfil de downlink transmitindo a sua escolha para a BS. A

piora nas condições do downlink pode forçar a SS a requisitar um perfil mais robusto. Uma

110

vez que as condições sejam restabelecidas, a SS requisita um perfil mais eficiente. Isto

permite que seja feito um balanço entre a robustez e a eficiência da transmissão.

No downlink, a SS monitora a qualidade do sinal recebido determinando quando o perfil de

downlink deve ser alterado. A BS, entretanto o controle desta mudança cabe a BS.

Resolução de Contenções A BS controla a alocação de banda no uplink através das

mensagens de UL-MAP (IEEE Std 802.16-2004, 2004). Mesmo assim, é possível que

hajam colisões em um determinado minislot. Colisões podem acontecer durante a fase de

inicialização e nos intervalos de requisição de banda. Uma vez que uma SS pode ter vários

fluxos de tráfego de uplink, cada qual com o seu CID, as decisões para contornar uma

colisão são feitas por CID ou por classe de serviço. O método obrigatório para a resolução

de contenções é baseado no truncated binary exponential backoff. A BS controla o tamanho

das janelas de backoff.

2.5. Suporte à Retransmissão

O suporte a retransmissão no MAC é opcional (EKLUND, et al, 2002). é feito com ARQ

(Requerimento automático de repetição). ARQ é um método de controle do erro para a

transmissão de dados que usa reconhecimentos e intervalos de parada para conseguir a

transmissão de dados de confiáveis. Um reconhecimento é uma mensagem emitida pelo

receptor ao transmissor para indicar que recebeu corretamente um frame de dados. Um

intervalo de parada é tempo de espera razoável depois que o transmissor emite o frame de

dados; se o transmissor não receber um reconhecimento antes do intervalo de parada, este

geralmente retransmitira o frame até que receba um reconhecimento ou exceda um número

predefinido de retransmissões.

111

2.6. Alocação de Recursos de Transmissão.

A requisição de banda é o processo no qual uma SS indica para uma BS que ela precisa de

alocação de largura de banda. Uma requisição pode vir como um pedido isolado (MAC

PDU com cabeçalho de requisição de banda) ou inband (através do piggyback request sub-

header). As requisições de banda podem ser incrementais ou agregadas (EKLUND, et al,

2002). As requisições agregadas substituem a informação de banda necessária para a

conexão, enquanto que as incrementais acrescentam a banda necessária a já existente.

Requisições via piggyback são sempre incrementais. A natureza de auto correção do

protocolo de requisição/consessão de banda requer que as SSs estejam periodicamente

enviando requisições de banda. O período das atualizações é uma função de classes de

serviço e das qualidades dos enlaces. O processo pelo qual uma BS aloca banda para uma

SS especificamente para que ela possa fazer a suas requisições de banda é chamado de

polling. Estas alocações podem ser por SS ou por grupos de SSs, e visam oferecer largura

de banda para que uma SS possa negociar banda para as suas conexões.

Quanto as concessões elas podem ser de dois tipos: por CID (GPC – Grant Per

Connection) ou por SS (GPSS – Grant Per SS). Porém, em ambos os casos, as requisições

por banda são feitas por CID, permitindo assim um melhor controle por parte da BS da

largura de banda alocada no uplink. No GPC a banda é concedida para uma conexão

específica, enquanto o GPSS ela é concedida para a SS, que decide como melhor utilizá-la.

3. Subcamada de segurança.

Essa sub-camada fornece privacidade aos assinantes da rede wireless através da encriptação

das conexões entre a SS (suscriber station) e a BS (basestation) (IEEE Std 802.16-2004,

2004). A BS é protegida contra acessos não autorizados aos serviços de transporte de dados

forçando a encriptação dos serviços de fluxo através da rede. Nessa sub-camada são

empregados uns protocolos de encapsulamento, para encriptação dos pacotes de dados (este

protocolo também define as criptografias suportadas), algoritmos de autenticação, e regras

112

de aplicação destes algoritmos no MAC PDU payload. Também é utilizado um protocolo

de gerenciamento de chaves (Key Management Protocol - PKM). Esse protocolo é utilizado

pela SS para obter autorização e tráfego dos dados da chave da BS, reautorização periódica

e atualização de chave. O PKM utiliza certificação digital X.509 (ITU, 2000), algoritmo de

encriptação RSA de chave públicas e fortes algoritmos de encriptação para atuar na troca de

chaves entre a SS e a BS (THAPLIYAL, et al, 2005).

113

ANEXO B

ADS (Advanced Design System)

O sistema de projeto avançado Advanced Design System (ADS) (AGILENT - 2005) é o

líder da indústria no desenho de alta freqüência. Este sistema suporta e desenvolve com

engenheiros da Agilent desenhos de RF de todo tipo, dos mais simples ate os mais

complexos, de módulos de RF/microondas a MMIC integrados para comunicações e

aplicações de defesa aeroespaciais.

Com um sistema completo de tecnologias para simulação que estendem-se a circuitos de

simulação no domínio do tempo e freqüência ate simulação de campos eletromagnéticos,

ADS permite aos desenhadores total liberdade para caracterizar e otimizar desenhos.

O único, ambiente integrado de desenho fornece simuladores de sistemas e de circuitos,

junto com o esquemático, capture, layout e capacidade de verificação, a disposição, e a

potencialidade esquemáticas da verificação, eliminando as paradas e os começos associados

com os câmbios de ferramentas de desenho em médio do ciclo. O sistema de desenho avançado de tecnologias da Agilent. É escolhida para o desenho de

projetos de comunicações de alta freqüência.

ADS oferece facilidade de desenho, começando do diagrama esquemático ate a fabricação;

tecnologias de simulação poderosa; kits para layout, integração com fluxo de desenho e

outras ferramentas de desenho, enlaces para e de instrumentos Agilent, e suporte com ajuda

técnica, treinamentos e inovações de produtos (AGILENT -2005).

A simulação adaptativa wizard simplifica e automatiza a configuração da simulação e

dados mostrados nos displays, para os tipos de desenho que freqüentemente são utilizados.

114

Com as guias de desenho que ADS proporciona, os usuários podem seguir as aproximações

que os expertos da Agilent fazem com ADS para desenhar amplificadores, misturadores,

osciladores, PLL, e outros blocos funcionais amplamente utilizados.

A exibição dos dados em ADS faz fácil de ver os resultados das simulações, otimizações,

análises estatísticas, e medidas. O pos - processamento de desenho orientado de grande

alcance, adiciona potencia e flexibilidade para maior penetração uniforme de desenho.

Potencia na Simulação.

Os modelos de simulação e os modelamentos de soluções que ADS brinda são sem igual

para uma exata simulação e escala de validade. As bibliotecas de desenho de ADS nos

permitem também desenhar os últimos padrões de comunicação sem fio.

ADS oferece a gama mais amplia da industria de sistemas, de circuito, e das simulações

físicas para a caracterização completa de cada desenho. A co - simulação de ADS permite

combinar domínios e tipos de simulação para a análise integrada do sistema. Os usuários de

ADS têm também a vantagem de melhoramento continuo, de velocidade e convergência da

simulação.

Integração de fluxo de desenho.

A integração de fluxo de desenho. Faz possível usar dinamicamente simulações de ADS

dentro de um fluxo de desenho de cadencia. Usando ADS e Cadencia no mesmo ambiente

de desenho, erros da tradução são prevenidos. Não há nenhuma necessidade de manter

múltiplos copias do mesmo diagrama esquemático.

Kits de desenho de layout da maior provedora mundial de modelos RFIC e MMIC são

colocados para os desenhos de ADS, suportando a transição de desenho para a fabricação.

115

Verificação de desenho

Os usuários de ADS beneficiam-se de enlaces para e da instrumentação da Agilent em

tarefas simples tais como medições dos parâmetros S em simulações de ADS e em analise

de sinais conexões no extremo final.

Em todas as etapas do processo de desenho, o analise de conexão de sinais permite utilizar

sinais verdadeiras e simuladas, componentes, e blocos funcionais juntos.

As opções do projeto podem ser exploradas inteiramente, sem protótipos caros do projeto.

Simulação Wizard

ADS tem guias de desenhos que permitem aos usuários observar todos os aspectos do

desempenho do desenho sem ter que ser um experto em simulação. Porque ADS e criado e

atualizado por desenhadores da Agilent com muita experiência. Cada uma das guias de

desenho oferecem una gama completa de displays pré-configuradas dos parâmetros e dados

da simulação.

Figura B1. a simulação do balance harmônica de dois-tons

116

Por exemplo, na figura B1. a simulação do balance harmônica de dois-tons é ajustada já

acima nos termos de uma freqüência central de RF e do afastamento da freqüência entre

tons.

Display de dados.

Figura B2. A potencia e a simplicidade dos displays de dados em ADS permitem-nos

observar exatamente os resultados na maneira que são feitas.

117

Livrarias e Modelos.

Figura B3. na figura mostra-se ao lado esquerdo as diferentes livrarias do ADS.

Os modelos de simulação exata, de aplicações focalizadas permitem aos usuários de ADS

desenhar em qualquer nível de generalidade e fazer suas próprias compensações entre os

desenhos de aproximação, velocidade, e a precisão, durante o processo de desenho.

Para o nível do sistema, a estação radio base e o modelo de comportamento do sinal

RF/mixed suportam desenhos tops-down de sistemas de comunicações.

Potencia, Velocidade e Convergência.

Para muitos projetos e tipos de projetos, ADS não é somente a melhor escolha. ADS é

freqüentemente a única escolha prática – graças às inovações contínuas, na industria da

potencia da simulação, à velocidade, e à convergência.

118

Simulação de circuitos envolventes, uma inovação patenteada de ADS, está disponível

somente em ADS e é a mais eficiente maneira para examinar o desempenho de circuitos

não-lineares variantes no tempo.

Figura B4, um sinal modulado com π/4 DQPSK está sendo aplicado a um amplificador de potencia.

119

ANEXO C

Preâmbulos.

O primeiro preâmbulo no PDU do downlink PHY consiste em dois símbolos consecutivos

de OFDM (a combinação dos dois símbolos de OFDM é concebida como o preâmbulo

longo). O primeiro símbolo de OFDM usa somente os índices das subportadoras que são

um múltiplo de 4. Em conseqüência, a forma de onde no domínio de tempo do primeiro

símbolo consiste em 4 repetições do fragmento de 64 amostras, precedidas por um prefixo

cíclico (PC). O segundo símbolo de OFDM usa somente subportadoras uniformes, tendo

por resultado uma estrutura do domínio de tempo com as duas repetições de um fragmento

de 128 amostras, precedidas por um CP. A estrutura do domínio de tempo é ilustrada na

Figura 22.

Figura 22. Downlink e estrutura do Preâmbulo da entrada da rede.

As seqüências do domínio da freqüência para todos os preâmbulos do total da largura de

banda são derivadas da seqüência (ETSI, 2005):

Pall (-100:100) = {1-j, 1-j, -1-j, 1+j, 1-j, 1-j, -1+j, 1-j, 1-j, 1-j, 1+j, -1-j, 1+j, 1+j, -1-j, 1+j,

-1-j, -1-j, 1-j, -1+j, 1-j, 1-j, -1-j, 1+j, 1-j, 1-j, -1+j, 1-j, 1-j, 1-j, 1+j, -1-j, 1+j, 1+j, -1-j,

1+j, -1-j, -1-j, 1-j, -1+j, 1-j, 1-j, -1-j, 1+j, 1-j, 1-j, -1+j, 1-j, 1-j, 1-j, 1+j, -1-j, 1+j, 1+j,

-1-j, 1+j, -1-j, -1-j, 1-j, -1+j, 1+j, 1+j, 1-j, -1+j, 1+j, 1+j, -1-j, 1+j, 1+j, 1+j, -1+j, 1-j,

-1+j, -1+j, 1-j, -1+j, 1-j, 1-j,1+j, -1-j, -1-j, -1-j, -1+j, 1-j, -1-j, -1-j, 1+j, -1-j, -1-j, -1-j, 1-j,

-1+j, 1-j, 1-j, -1+j, 1-j, -1+j,-1+j, -1-j, 1+j, 0, -1-j, 1+j, -1+j, -1+j, -1-j, 1+j, 1+j, 1+j, -1-j,

1+j, 1-j, 1-j, 1-j, -1+j, -1+j, -1+j, -1+j, 1-j, -1-j, -1-j, -1+j, 1-j, 1+j, 1+j, -1+j, 1-j, 1-j, 1-j,

120

-1+j, 1-j, -1-j, -1-j, -1-j, 1+j,1+j, 1+j, 1+j, -1-j, -1+j, -1+j, 1+j, -1-j, 1-j, 1-j, 1+j, -1-j, -1-j,

-1-j, 1+j, -1-j, -1+j, -1+j, -1+j, 1-j, 1-j, 1-j, 1-j, -1+j, 1+j, 1+j, -1-j, 1+j, -1+j, -1+j, -1-j,

1+j, 1+j, 1+j, -1-j, 1+j, 1-j, 1-j, 1-j, -1+j, -1+j, -1+j, -1+j, 1-j, -1-j, -1-j, 1-j, -1+j, -1-j,

-1-j, 1-j, -1+j, -1+j, -1+j, 1-j, -1+j,1+j, 1+j, 1+j, -1-j, -1-j, -1-j, -1-j, 1+j, 1-j, 1-j}}

A seqüência do domínio da freqüência para a seqüência de 4 vezes 64 é definida por: 644xP

⎩⎨⎧

=0

))((22)(644

kPxconjxP ALLkx

00

4mod

4mod

≠=

kk

------------------------ (a)

Na equação (a), o fator de sqrt(2) compara a raiz quadrada meia (RMS) da potencia com a

seção dos dados. O fator adicional de sqrt(2) se relaciona ao impulso de 3dB.

A seqüência do domínio da freqüência para a seqüência de 2 vezes 128 é definida

por:

EVENP

⎩⎨⎧

=0

)(2)(

kxPP ALLkEVEN

00

2mod

2mod

≠=

kk

--------------------------- (b)

Em PEVEN O fator sqrt(2) se relaciona ao impulso de 3dB. Maior informação é encontrado em (ETSI, 2005).