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UNIVERSIDADE FEDERAL DO CEARÁ
CAMPUS SOBRAL
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E DE
COMPUTAÇÃO
FRANCILINO CARNEIRO DE ARAÚJO
CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO COM CARACTERÍSTICA DE FONTE DE
CORRENTE NA SAÍDA PARA APLICAÇÕES EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS E
INJEÇÃO DE CORRENTE EM NANORREDES
SOBRAL
2017
I
FRANCILINO CARNEIRO DE ARAÚJO
CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO COM CARACTERÍSTICA DE FONTE DE
CORRENTE NA SAÍDA PARA APLICAÇÕES EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS E
INJEÇÃO DE CORRENTE EM NANORREDES
Dissertação apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação da Universidade Federal do Ceará, como requisito parcial à obtenção do título de Mestre em Engenharia Elétrica e Computação. Área de concentração: Eletrônica de Potência.
Orientador: Prof. Dr. Kleber César Alves Souza. Coorientador: Prof. Dr. Edilson Mineiro Sá Júnior.
SOBRAL
2017
Dados Internacionais de Catalogação na Publicação Universidade Federal do Ceará
Biblioteca UniversitáriaGerada automaticamente pelo módulo Catalog, mediante os dados fornecidos pelo(a) autor(a)
A689c Araújo, Francilino Carneiro de. Conversor CC-CC de alto ganho com característica de fonte de corrente na saída para aplicações emsistemas fotovoltaicos e injeção de corrente em nanorredes / Francilino Carneiro de Araújo. – 2017. 132 f. : il. color.
Dissertação (mestrado) – Universidade Federal do Ceará, Campus de Sobral, Programa de Pós-Graduaçãoem Engenharia Elétrica e de Computação, Sobral, 2017. Orientação: Prof. Dr. Kleber César Alves de Souza. Coorientação: Prof. Dr. Edilson Mineiro Sá Júnior.
1. Conversor CC-CC. 2. Alto Ganho Estático. 3. Indutor Acoplado. 4. Sistemas Fotovoltaicos. 5.Nanorredes. I. Título. CDD 621.3
II
FRANCILINO CARNEIRO DE ARAUJO
CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO COM CARACTERÍSTICA DE FONTE DE
CORRENTE NA SAÍDA PARA APLICAÇÕES EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS E
INJEÇÃO DE CORRENTE EM NANORREDES
Dissertação apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação da Universidade Federal do Ceará, como requisito parcial à obtenção do título de Mestre em Engenharia Elétrica e Computação. Área de concentração: Eletrônica de Potência.
Aprovada em: 30 / 11 / 2017.
BANCA EXAMINADORA
________________________________________ Prof. Dr. Kleber Cesar Alves de Souza (Orientador)
Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Ceará (IFCE)
________________________________________ Prof. Dr. Edilson Mineiro Sá Junior (Coorientador)
Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Ceará (IFCE)
_______________________________________ Prof. Dr. Denizar Cruz Martins
Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC)
_________________________________________ Prof. Dr. Marcus Rogério de Castro
Universidade Federal do Ceará (UFC)
III
À Deus.
Aos meus filhos Thaís e Théo.
IV
AGRADECIMENTOS
Meus primeiros agradecimentos são a Deus por me dar forças e nunca me
abandonar por toda essa caminhada. Guiando e iluminando meus caminhos para chegar até
aqui.
Foram muitas as contribuições para a realização deste trabalho, portanto não é justo
deixar de citar as pessoas que estiveram comigo nesta caminhada acadêmica.
Aos meus pais, João Alves de Araújo e Antonia de Fátima C. Araújo, por toda
dedicação e atenção comigo. Aos meus irmãos Júnior e Liliane pelo apoio.
A minha esposa Tatiane pela amor, carinho, paciência e incentivos durante o
desenvolvimento deste trabalho. Aos meus filhos Tháis e Théo pelo carinho e amor.
Aos meus orientadores Kleber César Alves de Souza e Edilson Mineiro Sá Júnior
pela participação ao longo desta trajetória, incentivando, apoiando, ensinando e principalmente,
orientando de uma maneira extraordinária.
Aos professores do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e
Computação, pelo trabalho de qualidade na educação superior do Ceará e pela criação do
primeiro mestrado no interior do estado na área de engenharia elétrica e computação. Aos
professores em especial, Marcus, Elmano e Vandilberto.
Aos professores do Instituto Federal do Ceará Campus de Sobral, a quem tenho
muita estima e consideração.
Aos professores participantes da banca examinadora Denizar Martins e Marcus
Rogério, pelas valiosas colaborações e sugestões.
Aos amigos do mestrado, Manoel, Jonas, Rodrigo, Ronaldo e Maxwell pela ajuda,
companheirismo e atenção.
V
“Meu Jesus, maravilhoso és
minha inspiração a prosseguir”.
(Kleber Lucas)
VI
RESUMO
Este trabalho propõe um conversor CC-CC de alto ganho não isolado, operando em modo de
condução contínua, alimentado a partir de um painel fotovoltaico e projetado para conexão em
nanorredes. A proposta utiliza uma célula elevadora de tensão associada a um indutor acoplado
para obtenção de um alto ganho estático. Diferentemente das topologias de conversores de alto
ganho propostas na literatura, este apresenta característica inerente de fonte de corrente na
saída, ideal para conexão em barramentos de tensão CC. Além das características já citadas, o
conversor também apresentou condições favoráveis com relação à operação do interruptor
controlado, pois este, além de entrar em condução em corrente nula (ZCS), fica submetido a
baixa tensão quando desligado, o que contribuiu para redução das perdas e elevação do
rendimento. A análise qualitativa e quantitativa do conversor é apresentada. Um protótipo de
200 W foi implementado em laboratório e testado em campo, apresentando um rendimento
máximo de aproximadamente 96,7%.
Palavras-chave: Conversor CC-CC, Alto Ganho Estático, Indutor Acoplado, Sistemas
Fotovoltaicos, Nanorredes.
VII
ABSTRACT
This paper proposes a high-gain non-isolated DC-DC converter, operating in continuous
conduction mode, powered from a photovoltaic panel and designed for connection in
nanogrids. The proposal uses a voltage boosting cell associated with a coupled-inductor in
order to achieve the high step-up voltage gain. Differently from the high gain converters
frequently proposed in the literature, this one presents inherent characteristic of current source
at the output, ideal for connection in DC voltage bus. In addition, the converter also presented
favorable conditions with respect to the operation of the controlled switch, since, besides it
turns on zero current switching (ZCS), it is subjected to low voltage when off, which contributed
to reduction of losses and elevation of the efficiency. The qualitative and quantitative analysis
of the converter is presented. A rated power 200 W prototype was implemented in the laboratory
and tested, presenting a maximum efficiency of approximately 96.7%.
Keywords — DC-DC Converter; High Static Gain; Coupled Inductor; Solar Photovoltaics;
Nanogrid.
.
VIII
LISTA DE FIGURAS
Figura 1.1 – Participação de Renováveis na Matriz Elétrica Brasileira. .................................... 2
Figura 1.2 – Oferta Interna de Energia Elétrica por Fonte. ........................................................ 2
Figura 1.3 – Sistema fotovoltaico combinado em uma casa. ..................................................... 3
Figura 1.4 – Geração Distribuída por classe de consumo. ......................................................... 4
Figura 1.5 – Número de Conexões por Fontes. .......................................................................... 5
Figura 1.6 – Sistema com múltiplas redes. ................................................................................. 5
Figura 2.1 – Painel fotovoltaico, conversor CC-CC, barramento CC, inversor e rede CA. ....... 9
Figura 2.2 – Conversor Boost Clássico. ................................................................................... 10
Figura 2.3 – Ganho estático em função do ciclo de trabalho. .................................................. 11
Figura 2.4 – Classificação dos conversores Boost não isolados............................................... 12
Figura 2.5 – Esquemático do conversor Boost em cascata clássico. ........................................ 13
Figura 2.6 – Conversor Boost quadrático com apenas um interruptor. .................................... 13
Figura 2.7 – Circuito do conversor proposto por (CABRAL et al., 2013). .............................. 14
Figura 2.8 – Conversor Boost intercalado tradicional. ............................................................. 15
Figura 2.9 – Circuito do conversor proposto por (TSENG; CHENG; CHEN, 2016). ............. 15
Figura 2.10 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO; LEE, 2003). ................................ 16
Figura 2.11 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO et al., 2012). ................................. 17
Figura 2.12 – Circuito do conversor proposto por (YEH; HSIEH; CHEN, 2013). .................. 17
Figura 2.13 – Circuito do conversor proposto por (HASANPOUR; BAGHRAMIAN;
MOJALLALI, 2017). .......................................................................................... 18
Figura 2.14 – Conversor com capacitor comutado bidirecional de N estágios. ....................... 18
Figura 2.15 – Circuito do conversor proposto por (BHASKAR et al., 2014). ......................... 19
Figura 2.16 – (a) Célula de rede ativa e (b) Topologia SC-ANC. ............................................ 19
Figura 2.17 – Conversor com capacitor chaveado de alto ganho. ............................................ 20
Figura 2.18 – (a) Célula Up1 e (b) Célula Up2. ....................................................................... 20
Figura 2.19 – Célula Up1 integrada ao conversor Boost clássico. ........................................... 21
Figura 2.20 – Célula Up2 integrada ao conversor Cuk clássico. .............................................. 22
Figura 2.21 – Topologia escolhida. .......................................................................................... 23
Figura 3.1 – Conversor Proposto .............................................................................................. 25
Figura 3.2 – Formas de onda ideais do conversor proposto. .................................................... 26
Figura 3.3 – Circuito da primeira etapa de operação. ............................................................... 27
Figura 3.4 – Circuito da segunda etapa de operação. ............................................................... 27
IX
Figura 3.5 – Circuito da terceira etapa de operação. ................................................................ 28
Figura 3.6 – Circuito da quarta etapa de operação. .................................................................. 28
Figura 3.7 – Representação gráfica da função. ......................................................................... 31
Figura 3.8 – Comparação do ganho estático do conversor proposto e conversor Boost clássico.
............................................................................................................................ 31
Figura 3.9 – Gráfico de perdas dos magnéticos e semicondutores. .......................................... 48
Figura 4.1 – Circuito de potência do conversor proposto simulado. ........................................ 50
Figura 4.2 – Bloco Módulo Fotovoltaico ................................................................................. 51
Figura 4.3 – Bloco Transformador real. ................................................................................... 52
Figura 4.4 – Tensão do barramento CC do conversor. ............................................................. 53
Figura 4.5 – Corrente no indutor acoplado. .............................................................................. 54
Figura 4.6 – Tensão e corrente no interruptor. ......................................................................... 54
Figura 4.7 – Tensão e corrente no interruptor no ligar. ............................................................ 55
Figura 4.8 – Tensão no interruptor e no capacitor C1 evidenciando o grampeamento de tensão
no interruptor. ..................................................................................................... 55
Figura 4.9 – Corrente Saída do Conversor. .............................................................................. 56
Figura 4.10 – Tensões em VC1, VC3 e VC4. .......................................................................... 56
Figura 4.11 – Tensões VD1, VD3 e VD4. ............................................................................... 57
Figura 4.12 – Modelo Painel Kyocera. ..................................................................................... 57
Figura 4.13 – Modelo de Emulador PV. ................................................................................... 58
Figura 4.14 – Esquemático Conversor Proposto. ..................................................................... 59
Figura 4.15 – Protótipo montado do conversor proposto. ........................................................ 59
Figura 4.16– Forma onda da Tensão de entrada (Vin), (10 V/div) e Corrente de entrada (Iin),
(3 A/div). Base de Tempo (5 µs/div). ................................................................. 60
Figura 4.17 – Forma onda da Tensão de saída (Vo), (100 V/div) e Corrente de saída (Io), (200
mA/div). Base de Tempo (20 µs/div). ................................................................ 60
Figura 4.18 – Corrente no indutor L1 (IL1), (5 A/div), corrente no indutor L2 (IL2), (2 A/div) e
função matemática MCC (ILMED), (5 A/div). Base de tempo (5 µs/div). ............ 61
Figura 4.19 – Forma de onda da tensão (VS), (20 V/div) e corrente (IS), (5 A/div) no
interruptor controlado. Base de Tempo (2 µs/div). ............................................. 61
Figura 4.20 – Forma de onda da tensão (VS), (20 V/div) e corrente (IS), (5 A/div) no
interruptor ao ligar. Base de tempo (2 µs/div). ................................................... 62
Figura 4.21 – Forma de onda da tensão no capacitor (VC1), (10 V/div) e tensão no interruptor
(VS), (10 V/div). Base de Tempo (10 µs/div). .................................................... 62
X
Figura 4.22 – Forma de onda da tensão no capacitor (VC1), (30 V/div), tensão no capacitor
(VC3), (50 V/div) e tensão no capacitor (VC4), (150 V/div). Base de Tempo (20
ms/div). ............................................................................................................... 63
Figura 4.23 – Forma de onda da tensão no diodo (Vd1), (30 V/div), tensão no diodo (Vd3),
(150 V/div) e tensão no diodo (Vd4), (150 V/div). Base de Tempo (20 ms/div).
............................................................................................................................ 63
Figura 4.24 – Forma onda da tensão de entrada (20 V/div), Corrente de entrada (3 A/div) e
potência de entrada (PIN) (50 W/div). Base de Tempo (100 s/div). .................... 64
Figura 4.25 – Rendimento do conversor proposto. .................................................................. 65
XI
LISTA DE TABELAS
Tabela 3.1 – Especificação parâmetros do núcleo. ................................................................... 37
Tabela 3.2 – Parâmetros assumidos. ......................................................................................... 41
Tabela 3.3 – Valores equacionados do indutor acoplado. ........................................................ 42
Tabela 3.4 – Características do MOSFET IRFB4310 .............................................................. 44
Tabela 3.5 – Características do diodo MBR580. ...................................................................... 45
Tabela 3.6 – Características do diodo - IDT02S60C. ............................................................... 46
Tabela 3.7 – Características do indutor acoplado. .................................................................... 46
Tabela 3.8 – Perdas Indutor acoplado. ..................................................................................... 47
Tabela 3.9 – Perdas magnéticos e semicondutores................................................................... 48
Tabela 4.1 – Parâmetros de projeto e especificações dos componentes. .................................. 50
Tabela 4.2 – Parâmetros do indutor acoplado simulados. ........................................................ 53
Tabela 4.3 – Componentes utilizados no protótipo. ................................................................. 58
XII
LISTA DE SIGLAS E ABREVIAÇÕES
ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica
BEN Balanço Energético Nacional
CA Corrente Alternada
CC Corrente Contínua
EPIA European Photovoltaic Industry Association
EPE Empresa de Pesquisa Energética
IEA International Energy Agency
IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
MCC Modo de condução contínua
ONU Organização das Nações Unidas
PNE Plano Nacional de Energia
XIII
LISTA DE SÍMBOLOS
Dimensão do enrolamento normalizado primário
Dimensão do enrolamento normalizado secundário
Amplitude densidade do fluxo.
Capacitância dreno-fonte
Razão cíclica 𝑓 Frequência de Comutação 𝐹 ℎ_ 𝐴𝑃 Fator de perdas do enrolamento primário 𝐹 ℎ_ 𝐴 Fator de perdas do enrolamento secundário 𝐹 Fator de correção da resistência do enrolamento primário 𝐹 Fator de correção da resistência do enrolamento secundário 𝐹 Fator de correção do efeito pelicular primário 𝐹 Fator de correção do efeito pelicular secundário 𝐹 𝑃 Fator de correção de proximidade no primário 𝐹 𝑃 Fator de correção de proximidade no secundário 𝐼 , , , Corrente nos diodos 𝐼 _ Corrente média do diodo D1 𝐼 _ Corrente de pico do diodo D1 𝐼 _ Corrente eficaz do diodo D1 𝐼 _ Corrente média do diodo D2 𝐼 _ Corrente de pico do diodo D2 𝐼 _ Corrente eficaz do diodo D2 𝐼 _ Corrente média do diodo D3 𝐼 _ Corrente de pico do diodo D3 𝐼 _ Corrente eficaz do diodo D3 𝐼 _ Corrente média do diodo D4 𝐼 _ Corrente de pico do diodo D4 𝐼 _ Corrente eficaz do diodo D4 𝐼𝑖 Corrente de entrada 𝐼 Corrente de saída 𝐼𝐿 Corrente no primário do indutor acoplado
XIV
𝐼𝐿 Corrente no secundário do indutor acoplado 𝐼𝐿 _ Corrente média no primário do indutor acoplado 𝐼𝐿 _ Corrente eficaz no primário do indutor acoplado 𝐼𝐿 _ 𝑎𝑥 Corrente de pico no primário do indutor acoplado 𝐼𝐿 _ Corrente média no secundário do indutor acoplado 𝐼𝐿 _ Corrente eficaz no secundário do indutor acoplado 𝐼𝐿 _ 𝑎𝑥 Corrente de pico no secundário do indutor acoplado 𝐼𝐿 Corrente indutor de saída 𝐼𝐿 _ Corrente média no indutor de saída 𝐼𝐿 _ Corrente eficaz no indutor de saída 𝐼𝐿 _ Corrente de pico no indutor de saída 𝐼 _ Corrente de pico no MOSFET 𝐼 _ Corrente eficaz no MOSFET 𝐼 _ Corrente média no MOSFET 𝐼 Corrente no MOSFET 𝐼 Correntes no enrolamento primário considerando harmônicas 𝐼 Correntes no enrolamento secundário considerando harmônicas
Coeficiente de perdas por correntes parasitas 𝑘 Coeficiente de acoplamento
Indutância do enrolamento primário
Indutância do enrolamento secundário
Indutância de magnetização
Indutância de dispersão no primário
Indutância de dispersão no secundário 𝑃 Potência de saída 𝑃𝑖 Potência de entrada 𝑃 Perdas no interruptor S 𝑃 Perdas por condução no interruptor S 𝑃 Perdas por comutação no interruptor S 𝑃 _ Perdas por comutação no interruptor S ao ligar 𝑃 _ Perdas por comutação no interruptor S ao desligar 𝑃 _ Perdas por condução nos diodos
XV
𝑃 𝑎 _ Perdas totais no núcleo 𝑃𝐻 Perdas por histerese 𝑃 Perdas por correntes parasitas 𝑃 𝑎 _ Perdas totais no enrolamento 𝑃 𝑃_ Potência dissipada CC pelo enrolamento primário 𝑃 _ Potência dissipada CC pelo enrolamento secundário 𝑃 _ 𝐴 Potência dissipada CA pelo enrolamento primário 𝑃 _ 𝐴 Potência dissipada CA pelo enrolamento secundário
Resistência dreno-fonte para temperatura de junção 𝑊 Resistência do enrolamento primário 𝑊 Resistência do enrolamento secundário
Interruptor controlado
Período de comutação 𝑉𝐿 Tensão no enrolamento primário do indutor acoplado 𝑉𝐿 Tensão no enrolamento secundário do indutor acoplado 𝑉𝐿 Tensão no indutor de saída 𝑉 Tensão no capacitor C1 𝑉 Tensão no capacitor C2 𝑉 Tensão no capacitor C3 𝑉 Tensão no capacitor C4 𝑉𝑖 Tensão de entrada 𝑉 Tensão de saída 𝑉 Sinal de comando interruptor 𝑉 _ Tensão de pico no MOSFET 𝑉 _ Tensão média no MOSFET 𝑉 _ Tensão eficaz no MOSFET 𝑉 Tensão no MOSFET 𝑉 _ Tensão de pico no diodo D1 𝑉 _ Tensão eficaz no diodo D1 𝑉 _ Tensão de pico no diodo D3 𝑉 _ Tensão eficaz no diodo D3 𝑉 Tensão limiar do diodo
XVI
𝑉 𝑁 Queda de Tensão nominal sobre o diodo 𝑉 Volume do núcleo projetado
Relação entre espiras 𝜂 Rendimento ∆𝑖𝐿 Variação de corrente na indutância de magnetização ∆𝑖𝐿 Variação de corrente no indutor de saída
XVII
SUMÁRIO
1 INTRODUÇÃO ........................................................................................................ 1
2 CONVERSORES CC-CC NÃO ISOLADOS DE ALTO GANHO APLICADO
A FONTE RENOVÁVEIS DE ENERGIA............................................................. 9
2.1 Introdução ................................................................................................................. 9
2.2 Escolha da topologia do conversor elevador .......................................................... 9
2.3 Conversores Boost em cascata e quadráticos ....................................................... 12
2.4 Conversor Boost Interleaved ................................................................................. 14
2.5 Conversor Boost com indutor acoplado. .............................................................. 16
2.6 Conversores elevadores com capacitor comutado. .............................................. 18
2.7 Topologia proposta ................................................................................................. 22
2.8 Considerações finais ............................................................................................... 23
3 CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO APLICADO A SISTEMAS
FOTOVOLTAICOS ........................................................................................... 25
3.1 Introdução ............................................................................................................... 25
3.2 Formas de Onda Teórica ....................................................................................... 25
3.3 Análise Qualitativa – Etapas de Operação. .......................................................... 26
3.3.1 Primeira etapa (t0 – t1) ............................................................................................. 26
3.3.2 Segunda etapa (t1 – t2) ............................................................................................. 27
3.3.3 Terceira etapa (t2 – t3) .............................................................................................. 28
3.3.4 Quarta etapa (t3 – t4) ................................................................................................ 28
3.4 Analise quantitativa................................................................................................ 29
3.5 Esforços nos Semicondutores ................................................................................ 33
3.5.1 Esforço de tensão e corrente no interruptor controlado ........................................ 33
3.5.2 Esforço nos diodos D1, D2, D3 e D4 ...................................................................... 34
3.6 Perdas no Interruptor Controlado e Diodos D1, D2, D3 e D4 ............................ 35
3.6.1 Perdas no Interruptor Controlado .......................................................................... 35
3.6.2 Perdas por condução ............................................................................................... 36
3.6.3 Perdas por comutação ............................................................................................. 36
3.6.4 Perdas nos diodos D1, D2, D3 e D4 ........................................................................ 36
3.7 Perdas no indutor acoplado ................................................................................... 37
3.7.1 Perdas no núcleo ..................................................................................................... 37
3.7.2 Perdas no cobre ....................................................................................................... 38
XVIII
3.8 Solução do equacionamento do conversor proposto ........................................... 40
3.8.1 Cálculo dos Parâmetros principais ......................................................................... 41
3.8.2 Determinação da razão cíclica ................................................................................ 41
3.8.3 Dimensionamento das indutâncias do indutor acoplado ....................................... 41
3.8.4 Dimensionamento da indutância Lo ....................................................................... 42
3.9 Esforços de tensão e corrente nos semicondutores .............................................. 43
3.9.1 Esforços de tensão e corrente no interruptor controlado ...................................... 43
3.9.2 Esforços de corrente e tensão nos diodos D1, D2, D3 e D4 ................................... 43
3.10 Cálculo das perdas teóricas ................................................................................... 44
3.10.1 Perdas no Interruptor Controlado .......................................................................... 44
3.10.2 Perdas nos diodos D1, D2, D3 e D4 ........................................................................ 45
3.10.3 Perdas no indutor acoplado .................................................................................... 46
3.11 Rendimento teórico ................................................................................................ 48
3.12 Considerações finais ............................................................................................... 49
4 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS ................................ 50
4.1 Resultados da simulação ........................................................................................ 50
4.2 Formas de ondas ..................................................................................................... 53
4.3 Resultados Experimentais...................................................................................... 57
4.4 Formas de ondas ..................................................................................................... 60
4.5 Rendimento do conversor ...................................................................................... 64
4.6 Considerações Finais .............................................................................................. 65
5 CONCLUSÃO......................................................................................................... 66
PRODUÇÃO CIENTÍFICA RESULTANTE DESTE TRABALHO ................................ 67
REFERÊNCIA BIBLIOGRÁFICA ...................................................................................... 68
APÊNDICE A – PROJETO CONVERSOR ALTO GANHO ........................................... 73
APÊNDICE B – PROJETO INDUTOR ACOPLADO ....................................................... 81
APÊNDICE C – PROJETO INDUTOR DE SAÍDA ........................................................... 95
APÊNDICE D – PARAMETROS DO INDUTOR ACOPLADO .................................... 106
APÊNDICE E – PLACA (MPPT) ....................................................................................... 112
1
1 INTRODUÇÃO
O crescimento da população mundial, atingiu a marca de 7,6 bilhões de pessoas e
deve subir para 8,6 bilhões em 2030, segundo estudo da Organização das Nações Unidas (ONU,
2017). A evolução da humanidade está atrelada a energia elétrica. Para que a sociedade conviva
em harmonia, tenha um bem-estar e se desenvolva em todos os âmbitos é um fator importante
que a energia elétrica esteja disponível ao consumidor a qualquer momento desejado. Essa
evolução está vinculada a um aumento do consumo de energia elétrica, demandando cada vez
mais energia para os diversos processos produtivos. De acordo com a International Energy
Agency (IEA, 2017), o fornecimento de energia mundial atingiu aproximadamente 13.790
milhões de toneladas equivalentes de petróleo (Mtep) em 2015, enquanto no Brasil, de acordo
com a Empresa de Pesquisa Energética (EPE, 2017), esse valor chegou a 288,3 Mtep em 2016.
No Brasil, segundo o Plano Nacional de Energia (PNE, 2016), a projeção de aumento do
consumo final de energia pode ser de 2,2 % ao ano até 2050.
Atualmente inúmeros desafios são impostos aos setores de produção da energia
elétrica no mundo, como um crescimento sustentável não associado ao esgotamento de recursos
energéticos (REN21, 2017). Essa diversificação da matriz energética com fontes mais seguras
evidenciou-se principalmente após a crise do petróleo em 1973, onde diversos países passaram
a investir em uma matriz energética com disponibilidade de recursos a longo prazo e de acordo
com a disponibilidade de cada país. Cria-se dessa forma um cenário propício à utilização de
energias renováveis como uma solução para a diminuição dos impactos causados pelo homem
na Terra.
Segundo (EPE, 2017), no Balanço Energético Nacional (BEN) ano base 2016, o
Brasil contabilizou 81,7 % de sua matriz elétrica provenientes de fontes renováveis, enquanto
que no mundo, segundo IEA (2017) ano base 2016, apenas 23,8 % da matriz elétrica são
advindas dessas fontes. A Figura 1.1 mostra a participação de energias renováveis na Matriz
elétrica Brasileira (EPE, 2017).
2
Figura 1.1 – Participação de Renováveis na Matriz Elétrica Brasileira.
Fonte: (EPE, 2017).
Particularmente no Brasil, conforme indica o Balanço Energético Nacional (BEN,
2017), verifica-se a dependência de modo significativo da geração de energia elétrica através
das usinas hidrelétricas, tendo essa modalidade de geração sido responsável por 68,1% de toda
energia elétrica produzida no Brasil no ano de 2016, como mostra a Figura 1.2. Essa fonte de
energia renovável e não poluente, apesar de todas as críticas voltada a sua utilização, ainda é, e
será responsável por manter a grande demanda de energia do país. Porém, não podemos
descartar outras fontes alternativas de fornecimento de energia, como forma a complementar o
suprimento de energia existente.
Figura 1.2 – Oferta Interna de Energia Elétrica por Fonte.
Fonte: (EPE, 2017).
3
Com a necessidade de suprir a demanda da matriz elétrica do Brasil de modo
sustentável, surgiram várias novas fontes de produção de energia, entre elas estão à fotovoltaica,
eólica e biomassa. Essas fontes além de suprir a demanda, traz o benefício de uma maior
diversificação da matriz energética, elevando a confiabilidade e segurança no suprimento.
Dentre estas fontes, a energia solar fotovoltaica (Photovoltaic - PV) é uma das mais importantes
fontes de energia renovável e apresenta grande potencial, com destaque no cenário mundial
como uma das fontes com maior crescimento em potência instalada (EPIA, 2015). Segundo
(BEN, 2017), a geração solar fotovoltaica, com 53,6 GWh, apresentou um crescimento de
44,7% ficando a atrás da geração eólica que atingiu 33,5 TWh e um crescimento de 54,9% em
comparação a 2015.
Atualmente no mundo, os sistemas de geração fotovoltaica interligados à rede
elétrica vêm ocupando grande destaque entre as fontes renováveis mais utilizadas, ficando atrás
apenas da geração hidroelétrica e da geração eólica (EPIA, 2015). Existem diversos sistemas
projetados para captar energia solar, seja através do aquecimento direto ou da utilização de
painéis fotovoltaicos. Os módulos fotovoltaicos são utilizados para converter energia solar em
energia elétrica por meio do efeito fotovoltaico e podem ser isolados ou conectados à rede. As
principais vantagens dos sistemas fotovoltaicos conectados à rede estão na possibilidade de se
produzir eletricidade nos próprios pontos de consumo, onde o cliente pode optar por usar uma
parte da energia produzida pelos painéis fotovoltaicos em benefício próprio e injetar o restante
na rede elétrica convencional (RUTHER, 2010). A Figura 1.3 mostra um exemplo de sistema
fotovoltaico aplicado a uma casa.
Figura 1.3 – Sistema fotovoltaico combinado em uma casa.
Fonte: Elaborada pelo autor.
4
Como incentivo à geração distribuída, a Agência Nacional de Energia Elétrica
(ANEEL, 2012; ANEEL, 2015) aprovou a resolução normativa N° 482 em 17 de abril de 2012,
que foi atualizada pela Resolução Normativa Nº 687 de 2015, possibilitando a mini e
microgeração distribuída, onde o consumidor final poderá gerar sua própria energia elétrica e
compensar o excedente. Esses consumidores receberam a denominação de prossumidores
residenciais. Esse termo prossumidor, tem origem no termo inglês pro-sumer, no qual o cliente
produz sua própria energia (REN21, 2015).
A Figura 1.4 mostra a porcentagem de participação das classes de consumo na
geração distribuída brasileira.
Figura 1.4 – Geração Distribuída por classe de consumo.
Fonte: (EPE, 2017).
Na Figura 1.4, pode-se notar que a classe que apresentou maior consumo foi a
residencial, indicando que as resoluções normativas criadas no Brasil, durante os últimos anos,
para consumidores de baixa tensão, têm favorecido a utilização de fontes renováveis. Segundo
ANEEL, o número de conexões por sistemas de geração distribuída no Brasil que mais cresceu
foi o setor fotovoltaico.
A Figura 1.5, representada a seguir, mostra o número de conexões distribuídas por
tipos de geração em 2017.
5
Figura 1.5 – Número de Conexões por Fontes.
Fonte: (ANEEL, 2017).
Observando os dados da Figura 1.5, nota-se que o mercado energético de produção
em pequena escala, microrrede e nanorrede, será, cada vez mais, explorado como uma das
alternativas para elevar a produção de energia elétrica no mundo.
A microrrede pode ser definida como um sistema de potência elétrica que atende
apenas uma construção ou um número restrito de construções, já a nanorrede pode ser definida
como um sistema com potência instalada geralmente menor que 25 kW, que consiste em duas
ou mais fontes de geração distribuídas baseadas em energias limpas com pequenas cargas, como
uma residência ou um ponto comercial (BRYAN; DUKE; ROUND, 2004). Nesse trabalho é
analisado apenas sistemas pertencentes à nanorrede, ficando sistemas de microrrede como
opção para trabalhos futuros.
A Figura 1.6, representada a seguir, mostra um esquema de como esses sistemas de
múltiplas redes são dispostos.
Figura 1.6 – Sistema com múltiplas redes.
Fonte: Adaptado de TELEKE; OEHLERKING; HONG, (2014).
6
As nanorredes, atualmente, podem ser divididas em híbridas ou em corrente
contínua. São híbridas, quando utilizam tanto corrente alternada (C.A.) quanto corrente
contínua (C.C.) no mesmo sistema, ou podem ser exclusivamente em corrente contínua. O
sistema com nanorredes em corrente contínua está ganhando cada vez mais espaço, devido as
nonorredes hibridas operarem com baixa eficiência, devido as perdas por conversão, com
acréscimo do inversor frequência. Apesar de ser mais comerciais (HELDWEIN, 2010).
Uma vez escolhido uma nanorrede em corrente contínua, é necessário estabelecer
os níveis de tensões internas que esse sistema possuirá. Essa escolha é um passo importante
para a implementação de uma rede elétrica em corrente contínua eficiente e deve ser realizada
levando-se em consideração a variedade de níveis de tensões apresentada pelos inúmeros
aparelhos encontrados em uma residência comum.
Caso o valor de tensão escolhido seja inapropriado para o local, ele poderá
ocasionar perdas elevadas nos cabos e cuidados necessários devem ser pontuados na escolha
dos dispositivos de proteção.
É importante frisar que não há nenhuma norma vigente, que regulamente um nível
de tensão para aplicações em nanorredes. Segundo (RODRIGUEZ-DIAZ et al., 2016) valores
de tensão contínua, como 24 V e 48 V estão sendo considerados como opções viáveis para
melhorar a eficiência e evitar o sobredimensionamento excessivo nos condutores.
Atualmente, existe uma aliança entre várias multinacionais para tornar realidade a
o desenvolvimento de uma residência puramente em corrente contínua. A Emerge Alliance tem
como objetivo principal em suas pesquisas o desenvolvimento de uma padronização em relação
à distribuição de energia em corrente contínua em construções residenciais e comerciais.
(PATTERSON, 2013).
A Emerge Alliance possui duas linhas de padronizações. A primeira seria para
sistemas fechados, como casas, escritórios, entre outros estabelecimentos, em que os
equipamentos seriam alimentados com tensão contínua de 24 V. E a segunda linha consistiria
na padronização da alimentação de centros de dados por tensão contínua de 380 V.
Além da Emerge Alliance, existe também outro grupo de empresas que estão
trabalhando na normalização de sistemas em corrente contínua. A Rebus Alliance, por exemplo,
é uma associação entre empresas e intuições de pesquisa que busca também padronizar o valor
de tensão contínua de 380 V como o valor padrão para sistemas em corrente contínua.
O cerne natural dessa revolução é o desenvolvimento de microredes e de nanorredes
baseadas em corrente continua, voltadas para indústrias e residências. Estas podem ser
7
cogeradoras de energia elétrica baseada em fontes renováveis como, fotovoltaica e eólica,
destinadas a atender a pequenos centros de consumo (LASSETER, 2011).
Dessa forma, sistemas de distribuição de energia elétrica poderão ter seu
fornecimento por corrente continua (CC) no futuro. Essa tendência já pode ser evidenciada em
países como Coreia do Sul e Japão, onde existem predisposições para o desenvolvimento de
projetos com aplicações em redes CC de baixa tensão (RODRIGUEZ-DIAZ et al., 2016).
A grande maioria das cargas encontradas nas residências atualmente apresentam
fontes de alimentação com dois estágios de conversão (primeiramente em CA-CC e, em
seguida, CC-CC). Porém, estas facilmente podem ser adaptadas a sistemas com alimentação
em corrente continua, pois, o estágio de conversão CA-CC pode ser retirado, o que possibilita
o aumento do rendimento. Além disso, esses sistemas não produzem potências reativas e a
maioria das fontes alternativas de energia disponíveis gera energia em CC.
Sistemas fotovoltaicos enquadram-se bem nessa categoria, sendo uma das fontes de
energia mais promissoras e atraentes, devido a seu baixo custo de operação e de manutenção.
Entretanto, os módulos fotovoltaicos geram baixos níveis de tensões, o que geralmente obriga
a conexão em série de vários módulos para obter a tensão desejada. Porém, uma possível falha
em um deste módulos poderia prejudicar a geração de todo o conjunto. Para uso de forma
independente dos módulos em nanorredes, essa fonte de energia necessita de um conversor CC-
CC de alto ganho para elevar seus valores de tensão, o que possibilita a redução da seção dos
condutores e facilita a ampliação do sistema. Além disso, a conexão de um conversor de alto
ganho de tensão a cada módulo fotovoltaico permite o rastreamento do ponto de máxima
potência de forma individual, independentemente do estado de funcionamento dos outros
módulos do sistema (CABRAL et al., 2013).
Diversas topologias de conversores CC-CC de alto ganho têm sido propostas para
melhorar questões fundamentais, tais como o rendimento, o ganho de tensão e a densidade de
potência (DOBAKHSHARI et al., 2017). Topologias de conversores conectados em cascata ou
de conversores integrados foram propostas para reduzir a complexidade do projeto. Entretanto,
estes tipos de topologias sofrem pelo aumento do número de etapas de processamento o que
geralmente reduz o seu rendimento (TOFOLI et al., 2015). Alguns autores utilizaram indutores
acoplados para redução do número de magnéticos, o que possibilita a redução do custo e a
elevação do rendimento (FREITAS et al., 2015). Entretanto, indutores acoplados com conexão
direta com a entrada podem proporcionar uma elevada ondulação de corrente na entrada, o que
é inerente do próprio acoplamento dos indutores (SIWAKOTI; BLAABJERG; LOH, 2016).
Contudo, módulos fotovoltaicos não respondem a alta frequência, pois no seu modelo elétrico
8
a geração é representada por uma fonte de corrente e existe uma capacitância intrínseca
decorrente da junção semicondutora (KIM et al., 2013). Assim, capacitores podem ser inseridos
na entrada do conversor para reduzir esta ondulação sem a necessidade de adição de
magnéticos. Além disso, muitas topologias utilizam comutação suave para redução das perdas
(ZHANG; NGO; NILLES, 2016).
A nanorrede possui uma característica intrínseca de fonte de tensão, sendo
adequada a conexão de conversores com característica de fonte de corrente. Entretanto, a
maioria dos conversores de alto ganho apresenta característica de fonte de tensão na saída, o
que pode prejudicar a sua conexão na nanorrede (PAULA et al., 2014). Como exemplo,
variações bruscas de tensão na nanorrede poderia ser refletida para o módulo fotovoltaico,
podendo causar a saída de operação no ponto de máxima potência e obrigar a utilização de
algoritmos mais complexos para sua estabilização.
Considerando o elevado crescimento do setor fotovoltaico nos últimos anos, este
trabalho consiste no estudo teórico e prático de um conversor CC-CC de alto ganho aplicado a
fontes renováveis de energia. Esse conversor será conectado a um módulo fotovoltaico e terá
como objetivo injetar corrente em um barramento de tensão constante de uma nanorrede.
Foi realizado um breve levantamento da situação do setor fotovoltaico no Brasil e
no mundo, mostrando suas principais tendências e aplicações, assim como, um estudo sobre
nanorredes e seus benefícios com a utilização de corrente contínua em consumidores de baixa
tensão, entre outros fatores.
No capítulo 2, será dado início revisão bibliográfica sobre os conversores CC-CC
de alto ganho para aplicação em sistemas fotovoltaicos, com o intuito de se determinar a
topologia que mais se adequa às necessidades do projeto. Serão ainda analisadas, neste capítulo,
as principais características da topologia escolhida, mostrando seus problemas e como serão
resolvidos.
No capítulo 3, será realizado a análise qualitativa e quantitativa do conversor
proposto, operando em modo de condução contínua.
No capítulo 4, será verificada se os resultados de simulação e experimentais do
protótipo montado em laboratório, estão de acordo com os estudos teóricos realizados nos
capítulos anteriores.
Por fim, no capítulo 5, são apresentadas as considerações finais do estudo, bem
como possíveis trabalhos futuros.
9
2 CONVERSORES CC-CC NÃO ISOLADOS DE ALTO GANHO APLICADO A
FONTE RENOVÁVEIS DE ENERGIA.
2.1 Introdução
O capítulo apresenta uma breve revisão sobre algumas topologias de conversores
CC-CC de alto ganho não isolado que podem ser aplicados a fontes renováveis de energia.
O conversor CC-CC proposto será acoplado em cada módulo fotovoltaico
individualmente, com o intuito de injetar corrente em um barramento de 380 Vcc. Nesse
projeto, foi utilizado um módulo fotovoltaico com tensão de saída de 26 Vcc. A topologia
proposta precisa permitir um ganho estático de aproximadamente 14 vezes (26 Vcc / 380 Vcc),
e apresentar um bom rendimento. Na Figura 2.1 abaixo é mostrada a conexão do conjunto painel
fotovoltaico e conversor CC-CC estudado, dentro de um sistema de nanorredes.
Figura 2.1 – Painel fotovoltaico, conversor CC-CC, barramento CC, inversor e rede CA.
Fonte: Elaborado pelo autor.
2.2 Escolha da topologia do conversor elevador
Nos painéis fotovoltaicos pode-se obter energia elétrica resultante da irradiação
solar incidente, tendo sua tensão de saída contínua. Porém, como o objetivo é conectar um
módulo fotovoltaico a um barramento CC-CC, é necessária uma adequação entre os níveis de
tensão do módulo e do barramento. Essa tarefa é desempenhada através de um conversor CC-
CC com características que possibilitem essa adequação. Tais conversores são conhecidos como
conversores CC-CC elevadores de tensão.
Os conversores elevadores de tensão têm sido largamente utilizados devido a
fabricação de diferentes tipos de semicondutores e tecnologias aliadas. Esses conversores não
são apenas utilizados em sistemas de energia renovável, mas também na indústria, medicina e
inúmeras outras aplicações que exigem aumento de tensão (BLAABJERG et al., 2004).
Considerando estes aspectos e para atender à crescente demanda de conversores de alto ganho
10
de tensão para diferentes aplicações de energia, várias técnicas de aumento de tensão são
apresentadas na literatura (SILVA et al.,2015).
As topologias dos conversores Boost clássicos são sem dúvida as mais adequadas
para aplicações que se tem a necessidade de um ganho de tensão entre a tensão de entrada e a
tensão de saída. O conversor Boost clássico possui vários recursos que o tornaram adequado
para várias aplicações, desde dispositivos portáteis de baixa potência até aplicações
estacionárias de alta potência. A Figura 2.2 mostra o esquemático do conversor Boost clássico.
(JOTHI; GEETHA, 2016).
Figura 2.2 – Conversor Boost Clássico.
Fonte: Adaptado de JOTHI; GEETHA. (2016).
No entanto, apesar de sua importância, o conversor Boost clássico tem algumas
desvantagens por não fornecer uma grande elevação de tensão, além de apresentar sobretensões
sobre o interruptor de potência, que são iguais à tensão de saída do conversor;
Os conversores Boost apresentam elevadas ondulações de corrente no interruptor
de potência e no diodo proporcionais à frequência de comutação, promovendo elevadas perdas
por comutação (LI et al., 2009). Esses problemas verificados em um conversor Boost clássico
podem prejudicar significativamente o seu desempenho, pois nesses casos, o conversor para
atender altos ganhos de tensão é obrigado a deixar seu interruptor de potência ligado durante
quase todo o período de chaveamento (POMILIO, 2010). A Figura 2.3 mostra dependência do
conversor em relação ao ciclo de trabalho.
11
Figura 2.3 – Ganho estático em função do ciclo de trabalho.
Fonte: Adaptado de TOFOLI et al.(2015).
Ciclos de trabalho bastante elevados, da ordem de 0,75, geram uma instabilidade
natural no conversor Boost requerendo um controle bem mais complexo que pode prejudicar
seu funcionamento, além de reduzir seu rendimento devido principalmente ao aumento das
perdas de condução nos componentes, pelo alto valor de pico das correntes. Algumas dessas
particularidades nos conversores Boost convencionais levaram a uma ampla investigação e
proposta de novas topologias e técnicas para a conversão de energia CC - CC com
características desejadas e melhor performance.
A utilização de conversores CC-CC não-isolados, quando comparados a
conversores CC-CC isolados, tem se mostrado uma solução adequada para sistemas
fotovoltaicos, por permitir uma elevada eficiência do sistema nos quais estão inseridos e custo
reduzido(MOHAMED; FARDOUN, 2016).
Em (TOFOLI et al., 2015) é mostrado uma classificação dos conversores CC-CC
não isolados operando em modo de condução contínua (MCC) com e sem altos ganhos
estáticos, conforme Figura 2.4. Nesse trabalho, daremos ênfase aos conversores do tipo não
isolados de alto ganho de tensão presentes na literatura.
12
Figura 2.4 – Classificação dos conversores Boost não isolados.
Fonte: Adaptado de TOFOLI et al.(2015).
Várias topologias apresentam diferentes técnicas para o aumento de tensão como
conversores multinível, interleaved, em cascata, usando multiplicações de tensão, capacitor
comutado e indutor acoplado (LI et al., 2009; SAHA, 2017; TOFOLI et al., 2015). Dentre estas
topologias, destacam-se as estruturas que usam células multiplicadoras de tensão, capacitor
comutado e indutor acoplado, porque conseguem altos ganhos utilizando entre alguns fatores
apenas um interruptor controlado (SCHMITZ; COELHO; MARTINS, 2015).
De modo a avaliar as estruturas mencionadas, a seguir são apresentadas algumas
topologias de conversores para obtenção de alto ganho de tensão.
2.3 Conversores Boost em cascata e quadráticos
A conexão em cascata dos conversores é uma abordagem simples para aumentar o
ganho de tensão. A Figura 2.5 mostra o conversor Boost em cascata, que consiste em dois
conversores Boost associados em cascata (PAULA et al., 2014). A tensão no primeiro estágio
é relativamente baixa e pode operar em alta frequência. Por isso, tem benefício de alta
densidade de potência. Pelo contrário, o segundo estágio pode ser operado com uma baixa
frequência para reduzir a perda por comutação.
13
Figura 2.5 – Esquemático do conversor Boost em cascata clássico.
Fonte: Adaptado de PAULA et al.(2014).
Entretanto, mesmo colocando um conversor que tenha eficiência elevada com
outros em cascata, o conjunto apresenta considerável perdas no sistema, devido a necessidade
da utilização de dois interruptores ativos e de um controle complexo. (FENG et al., 2002).
A Figura 2.6 ilustra um conversor Boost quadrática (NAVA-CRUZ et al., 2016). Os
conversores quadráticos podem operar com uma gama mais ampla de tensão do que o conversor
Boost convencional e para aplicações em que o ganho de tensão é limitado. No conversor
quadrático a substituição do interruptor S1 por um diodo D2 acaba diminuindo sua limitação
em comparação com o conversor Boost em cascata, com a redução das perdas por comutação e
a complexidade do controle do conversor. Eles também podem operar com variações mais
restritas de ganho estático, o que simplifica o projeto e melhora o desempenho (FENG et al.,
2002).
Figura 2.6 – Conversor Boost quadrático com apenas um interruptor.
Fonte: Adaptado de NAVA-CRUZ et al.(2016).
Apesar dos benefícios do conversor Boost quadrático, quando é necessário alto
ganho de tensão na saída sua utilização acaba tornando-se inviável, por conseguir seu ganho
estático pela multiplicação dos ganhos de tensão de conversores Boosts em cascata.
14
Outra opção de topologia que segue a mesma linha dos dois conversores citados
anteriormente pode ser visto em (CABRAL et al., 2013). Nesse artigo, é apresentado o
conversor Boost quadrático de três níveis. O conversor apresenta ganho estático igual a uma
função quadrática da razão cíclica, e a tensão de pico em ambos os interruptores é a metade da
tensão de saída. Entretanto, a corrente que percorre os interruptores pode ser elevada, sendo a
soma da corrente de ambos os indutores. Além disso, apresenta na saída característica de fonte
de tensão, controle complexo e também requer um circuito adicional para equilibrar a tensão
em ambos os capacitores de filtro. A Figura 2.7 mostra o esquemático desse conversor.
Figura 2.7 – Circuito do conversor proposto por (CABRAL et al., 2013).
Fonte: Adaptado de CABRAL et al.(2013).
2.4 Conversor Boost Interleaved
A técnica interleaved resulta da conexão de conversores CC-CC em paralelo
conforme encontrado na Figura 2.8. Nos conversores CC-CC não isolados de alto ganho de
tensão, o nível de corrente de entrada é maior do que o nível de corrente de saída. Portanto, a
técnica de intercalação é uma solução promissora para diminuir a ondulação atual e aumentar a
densidade de potência nesses conversores. Entretanto, para que o conversor possa operar com
elevados ganhos de tensão, é necessário que a razão cíclica esteja próxima de 100 %, limitando-
o para a aplicação em questão.
15
Figura 2.8 – Conversor Boost intercalado tradicional.
Fonte: Adaptado de LI et al.(2009).
Em (TSENG; CHENG; CHEN, 2016) foi proposto um conversor Boost intercalado
de alto ganho para geração distribuída aplicado a fontes de energia renováveis, o qual é
mostrado na Figura 2.9. A redução da ondulação de corrente na entrada foi obtida
principalmente pela disposição dos indutores intercalados. As sobretensões nos interruptores
foram reduzidas devido ao circuito de grampeamento passivo. Por fim, o alto ganho de tensão
é obtido por meio das células multiplicadoras de tensão (diodo-capacitor). Contudo, o
interruptor adicional aumenta o custo e o acionamento é mais complexo. Para um ganho estático
maior, o conversor opera com razões cíclicas maiores, o que pode aumentar as perdas nos
componentes e comprometer a estabilidade.
Figura 2.9 – Circuito do conversor proposto por (TSENG; CHENG; CHEN, 2016).
Fonte: Adaptado de TSENG; CHENG; CHEN.(2016).
16
2.5 Conversor Boost com indutor acoplado.
Topologias com indutores acoplados permitem alcançar ganhos de tensão elevados,
pois o ganho de tensão depende da relação entre as espiras dos indutores acoplados do circuito.
Porém, a indutância de dispersão dos indutores acoplados pode induzir uma sobretensões nos
semicondutores, podendo elevar as perdas e, consequentemente, a redução do rendimento do
conversor. Um circuito de grampeamento pode ser inserido para proteger os semicondutores
contra essas sobretensões. Entretanto, convém utilizar um que possa regenerar essa energia
absorvida da indutância de dispersão e retorná-la para o sistema, possibilitando elevar o
rendimento do conversor. (LIU; LI, 2015)
Em (ZHAO; LEE, 2003) foi proposto uma topologia com indutores acoplados com
elevada eficiência utilizando um grampeamento de tensão passivo (capacitor, Diodo).
Entretanto, houve a necessidade de utilizar um circuito Snubber no diodo de saída devido a
capacitância parasita deste entrar em ressonância com a indutância de dispersão dos indutores.
Desta forma, a estrutura apresenta um estágio de potência complicado e circuitos de controle
não desejáveis. A Figura 2.10 mostra a topologia do conversor de alto ganho com indutores
acoplados. Essa topologia pode ser considerada como umas das topologias básicas de
conversores acoplados baseados no conversor Boost.
Figura 2.10 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO; LEE, 2003).
Fonte: Adaptado de ZHAO; LEE.(2003).
Em (ZHAO et al., 2012) foi proposto um conversor de alto ganho baseado em
indutores acoplados com células duplicadoras de tensão conectada ao enrolamento secundário
do indutor para aumentar o ganho estático do conversor, apresentado na Figura 2.11. Os picos
de tensão nos interruptores, provocados pela energia acumulada na indutância de dispersão,
foram diminuídos com grampeador ativo. Contudo, os circuitos com interruptor ativo se tornam
mais caros e complexos, devido usar um interruptor adicional para o grampeamento, eleva-se
o custo e aumenta a complexidade do acionamento.
17
Figura 2.11 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO et al., 2012).
Fonte: Adaptado de ZHAO et al.(2012).
Em (YEH; HSIEH; CHEN, 2013) propuseram uma topologia aplicada a um sistema
de geração distribuída que utiliza indutores acoplados e capacitor comutado para conseguir alto
ganho de tensão, mostrado na Figura 2.12. A sobretensão no interruptor controlado e diodo de
saída foi reduzida por meio de um grampeado passivo. Entretanto, o usar indutores acoplados
com conexão direta com a entrada, geralmente, pode proporcionar uma elevada ondulação de
corrente na entrada, o que é inerente do próprio acoplamento dos indutores.
Figura 2.12 – Circuito do conversor proposto por (YEH; HSIEH; CHEN, 2013).
Fonte: Adaptado de YEH; HSIEH; CHEN.(2013).
Em (HASANPOUR; BAGHRAMIAN; MOJALLALI, 2017) foi proposto um
conversor de alto ganho não isolado utilizando dois pares de indutores acoplados e uma célula
multiplicadora de tensão, o qual é mostrado na Figura 2.13. O conversor proposto consistiu em
um conversor SEPIC, o qual permitiu a redução de tensão através do interruptor de potência e
alto ganho sem razão cíclica elevadas. Entretanto, o circuito proposto utilizou dois pares de
indutores, o que podem reduzir o rendimento do conversor.
18
Figura 2.13 – Circuito do conversor proposto por (HASANPOUR; BAGHRAMIAN; MOJALLALI, 2017).
Fonte: Adaptado de HASANPOUR; BAGHRAMIAN; MOJALLALI, (2017).
2.6 Conversores elevadores com capacitor comutado.
Conversores CC-CC com capacitor comutado são comumente empregados em
circuitos para aplicações de baixa potência. Tais conversores baseiam-se no circuito em que
cada capacitor comuta, sendo que em um ciclo de operação o mesmo é carregado pela fonte de
alimentação, para depois descarregar na carga ou em outro capacitor (CHUNG; IOINOVICI;
CHEUNG, 2003).
A Figura 2.14 mostra o conversor proposto por (CHUNG; IOINOVICI; CHEUNG,
2003). Nessa estrutura cada célula é composta por um diodo, um capacitor e dois interruptores
de potência que se combinam para obter um elevado ganho de tensão na saída. Entretanto, por
possuir muitos semicondutores, apresenta perdas elevadas nos interruptores, tornando-o
inviável para aplicações de elevada potência. Além disso, os interruptores no seu acionamento
precisam de um controle mais complexo, podendo apresentar baixo rendimento.
Figura 2.14 – Conversor com capacitor comutado bidirecional de N estágios.
Fonte: Adaptado de CHUNG; IOINOVICI; CHEUNG, (2003).
O conversor apresentado na Figura 2.15 diferentemente do conversor com capacitor
comutados analisado anteriormente, possui apenas um interruptor de potência para comandar
todo o conversor. Além disso, esse interruptor possui um valor reduzido de sobretensão, pois
está grampeado pela tensão sobre o capacitor C1. Entretanto como a estrutura possui muitos
19
semicondutores as perdas por condução total do conversor tornam-se uma limitação para
aplicações de média e elevada potência.
Figura 2.15 – Circuito do conversor proposto por (BHASKAR et al., 2014).
Fonte: Adaptado de BHASKAR et al.(2014).
Em (TANG; WANG; HE, 2014), foi proposto um conversor de alto ganho baseado
um capacitor comutado em uma rede ativa (SC-ANC). As Figura 2.16 (a) e (b) mostram a célula
de rede ativa e o conversor com capacitor comutado adaptado a célula respectivamente. O
conversor não necessita de novas células de capacitores comutados para consegui elevar o
ganho estático e reduzir o estresse nos semicondutores, devido a alternância dos interruptores
da rede ativa. Entretanto, com a adição de um interruptor (S2) e um indutor (L2) tem sua
eficiência comprometida.
Figura 2.16 – (a) Célula de rede ativa e (b) Topologia SC-ANC.
(a) (b)
Fonte: Adaptado de TANG; WANG; HE.(2014).
20
Em (AXELROD; BERKOVICH; IOINOVICI, 2003), propuseram um conversor
baseado no conversor Boost clássico, com uma célula composta de dois diodos, dois capacitores
e um interruptor de potência, mostrado na Figura 2.17. A célula de alto ganho além de
proporcionar um alto ganho de tensão, reduz as sobretensões no interruptor. Entretanto,
apresenta perdas na comutação significativas, quando opera em frequência elevadas.
Figura 2.17 – Conversor com capacitor chaveado de alto ganho.
Fonte: Adaptado de AXELROD; BERKOVICH; IOINOVICI.(2003).
Em (IOINOVIC, 2013) foram apresentados uma linha de conversores elevadores
visando um alto ganho de tensão baseados em células multiplicadoras de tensão. Nesse estudo
serão apresentadas apenas as células que são utilizadas para gerar variações do conversor Boost.
As Figura 2.18 apresentam as duas células em questão. Ao qual vamos denominar de célula
Up1 e célula Up2, que na sua construção utiliza-se dois diodos e dois capacitores.
Figura 2.18 – (a) Célula Up1 e (b) Célula Up2.
(a) (b)
Fonte: Adaptado de IOINOVIC.(2013).
21
A célula mostrada apresenta dois estágios de operação, no primeiro é a chamado
fase de carga, quando os capacitores estão sendo carregados, e o segundo de fase de descarga.
Na fase de descarga, os diodos permanecem bloqueados, e a corrente que circula nos pontos “a-
b” e “c-d” é a mesma corrente que circula através dos capacitores, ou seja, o circuito tem
característica série. Já na fase de carregamento o circuito apresenta característica em paralelo,
agora com os diodos em condução, a corrente que circula nos pontos é a soma 1c
i + 2c
i .
As duas células aplicadas no conversor Boost clássico apresentam aumento no
ganho estático quando os capacitores C1 e C2 são carregados em paralelo no momento em que
o interruptor de potência está desligado e descarregados em série quando o interruptor torna a
ligar. Esse funcionamento da célula auxilia o aumento de tensão na saída com valor de tensão
maior do que a entrada. Como existe essa pequena variação de tensão intermediária é possível
a utilização de um indutor na saída como filtro de tamanho reduzido. A Figura 2.19 mostra o
conversor Boost clássico integrado com a célula Up1. Nessa figura pode-se observar que o
diodo retificador utilizado na topologia clássica do conversor Boost pode ser integrado a célula
para que haja a economia de um componente e a presença de um indutor de saída, dando
característica de fonte de corrente, que é interessante para injeção no barramento de uma
nanorrede que apresenta característica de fonte de tensão.
Figura 2.19 – Célula Up1 integrada ao conversor Boost clássico.
Fonte: Adaptado de IOINOVIC (2013).
Na Figura 2.20 é mostrado um exemplo de topologia utilizando a célula Up2
integrada ao conversor Cùk Clássico.
22
Figura 2.20 – Célula Up2 integrada ao conversor Cuk clássico.
Fonte: Adaptado de IOINOVIC.(2013).
Essa integração da célula Up2 ao conversor Cùk apresenta características similares
citadas para o conversor apresentado na Figura 2.19. Entretanto, a tensão de saída é invertida.
2.7 Topologia proposta
Dentre as topologias analisadas, basicamente os conversores utilizam técnicas de
cascateamento, de multiplicação de tensão ou de acoplamento de indutores, como forma de
elevar o ganho estático do Boost clássico para obter alto ganho. Os métodos com conversores
em cascata ou de multiplicação de tensão são muito utilizados por ser mais simples, porém,
para atingir alto ganho de tensão desejado, precisam de inúmeros estágios, reduzindo a
eficiência do conversor. Por sua vez, os indutores acoplados permitem que o ganho estático seja
ajustado pela relação de transformação entre os enrolamentos, não sendo necessário muitos
componentes ao circuito. Entretanto, implica em perdas nos enrolamentos, na elevação da
tensão sobre o diodo de saída e no aspecto construtivo do indutor acoplado.
O conversor proposto apresenta uma topologia não-isolada, contudo para
compensar o ganho promovido pelo transformador, indutores acoplados são propostos
conectado com célula multiplicadora de tensão. As sobretensões no interruptor, típica em
indutores acoplados, provocadas pela energia armazenada na indutância de dispersão, são
grampeadas pelo capacitor da célula.
Como principal contribuição deste trabalho foi proposto a integração da célula Up1
em um conversor Boost com indutor acoplado, para proporcionar um significativo aumento no
ganho tensão, uma característica de fonte de corrente e uma redução do número de interruptores
controlados. Esta integração não foi observada na literatura científica, o que pode ser
considerada uma proposta de conversor de alto ganho. O qual é mostrado na Figura 2.21.
23
Figura 2.21 – Topologia escolhida.
Fonte: Elaborado pelo autor.
O conversor é constituído de uma célula Up1 proposta por (IOINOVIC, 2013),
formada pelos capacitores C1 e C2 e pelos diodos D1 e D2, em destaque na Figura 2.21. Essa
célula proporciona um ganho de tensão, uma redução dos esforços de tensão no interruptor S
ao desligar e juntamente com indutor Lo, atribui a característica de fonte de corrente na saída
do conversor. Um indutor acoplado (L1 e L2) foi utilizado para aumentar o ganho de tensão em
função da sua relação de espiras. Um circuito utilizando capacitor comutado formado por C3 e
D3 possibilita a elevação de tensão, devido ao capacitor comutado C3 que ao absorver a energia
vinda da entrada, a transfere de forma direta para saída, auxiliando também na redução do
indutor acoplado. Além disso, evita as sobretensões no diodo D4 decorrentes da indutância de
dispersão e carregar o capacitor C4 juntamente com o indutor acoplado.
Neste trabalho, o conversor de alto ganho será empregado no sistema fotovoltaico,
onde elevará a tensão do painel de 26 V para a tensão de barramento CC-CC de 380 V. Tendo
como principais características possuir corrente contínua na fonte de entrada, com baixa
ondulação, permitir ganho estático de aproximadamente 14 vezes (Vin = 26 V / Vo = 380 V),
apresentar sobretensões reduzidas no interruptor para permitir o uso de interruptores com
resistências série equivalente (RSE) baixa para diminuir as perdas por condução e apresentar
elementos magnéticos com volume reduzido.
2.8 Considerações finais
Neste capítulo foi apresentado as principais topologias de conversores CC-CC de
alto ganho de tensão, baseadas em conversores Boost de alto ganho, presentes na literatura.
Entretanto, para alcançar elevado ganho de tensão, novas estruturas com conversores em
cascata, com célula multiplicadora de tensão e indutor acoplado devem ser inseridas no circuito.
A revisão serviu de base para a escolha da topologia que atendesse às necessidades do trabalho,
24
auxiliando na análise das principais características do conversor de forma a adaptá-lo ao projeto.
Ao final da revisão, foi proposta uma topologia de alto ganho, baseada em células
multiplicadora de tensão e indutores acoplados. No capítulo 3, serão apresentados a análise
qualitativa e quantitativa do conversor escolhido.
25
3 CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO APLICADO A SISTEMAS
FOTOVOLTAICOS
3.1 Introdução
Neste capitulo serão apresentadas as análises qualitativa e quantitativa do conversor
definido no capítulo anterior.
Para a análise qualitativa do conversor, os valores das capacitâncias C1, C2, C3 e
C4 são suficientemente elevados para considerar a tensão nestes componentes praticamente
constante. As perdas por condução e por comutação dos componentes foram desconsideradas e
a indutância de dispersão e resistência série foram desconsiderados. Para análise das etapas de
operação, o conversor opera em modo de condução contínua (fluxo magnético continuo no
indutor L1). Na Figura 3.1 é apresentado o circuito do conversor proposto.
Figura 3.1 – Conversor Proposto
Fonte: Elaborada pelo autor.
3.2 Formas de Onda Teórica
As formas de onda ideal utilizadas para caracterizar as etapas de operação do
conversor proposto foram: O sinal de comando do interruptor (Vgs), as correntes no indutor
acoplado IL1 e IL2, corrente indutor de saída IL0 e corrente nos diodos ID1, ID2, ID3 e ID4, todas
apresentadas na Figura 3.2. Apesar da dispersão presente no indutor acoplado não ser
considerada, ela auxilia a comutação do interruptor controlado, bem como limita a corrente de
carga do capacitor C3.
26
Figura 3.2 – Formas de onda ideais do conversor proposto.
Fonte: Elaborada pelo autor.
3.3 Análise Qualitativa – Etapas de Operação.
3.3.1 Primeira etapa (t0 – t1)
Esta etapa é mostrada na Figura 3.3. A etapa inicia no instante t0, momento que o
interruptor entra em condução. Os diodos D1, D2 e D4 estão bloqueados. Os capacitores C1,
C2 e C4 estão em processo de descarga fornecendo energia para saída. O indutor L1 armazena
energia a partir da fonte de entrada Vin e sua corrente cresce linearmente. O indutor Lo armazena
energia e o indutor L2 fornece energia para saída. O diodo D3 é diretamente polarizado e carrega
o capacitor C3. A etapa finaliza com o bloqueio do interruptor.
27
Figura 3.3 – Circuito da primeira etapa de operação.
Fonte: Elaborada pelo autor.
Durante a primeira etapa de operação, em que o interruptor está conduzindo, as
equações (3.1), (3.2), (3.3) e (3.4) descrevem a operação.
1L In
V V (3.1)
1 2 4Lo C C C o
V V V V V (3.2)
2 42
Lo C C oV V V V (3.3)
2 3L C
V V (3.4)
3.3.2 Segunda etapa (t1 – t2)
Nesta etapa, a qual é mostrada na Figura 3.4, o interruptor S está bloqueado, os
diodos D1, D2 e D4 estão conduzindo e D3 está bloqueado. Os capacitores C1 e C2 recebem
energia do indutor de entrada através de D1 e D2. Os capacitores C3 e C4 estão descarregando.
Nesta etapa, a carga é suprida pelo indutor L1 e o indutor Lo, enquanto que o indutor L2
armazena energia.
Figura 3.4 – Circuito da segunda etapa de operação.
Fonte: Elaborada pelo autor.
Na segunda etapa de operação, em que o interruptor está desligado, as equações
(3.5), (3.6) , (3.7), (3.8), (3.9) e (3.10) descrevem a operação.
1 2L in C
V V V (3.5)
28
1 2C C
V V (3.6)
2 2L in C
V V n V n (3.7)
1 3 4L C C
V V V (3.8)
1 3 2Lo C C L o
V V V V V (3.9)
1 4Lo C C o
V V V V (3.10)
3.3.3 Terceira etapa (t2 – t3)
Nesta etapa, a qual é mostrada na Figura 3.5, o interruptor S continua bloqueado e
o capacitor C4 entra em processo de carga. Essa etapa finaliza com o bloqueio dos diodos D1
e D2.
Figura 3.5 – Circuito da terceira etapa de operação.
Fonte: Elaborada pelo autor.
Na terceira etapa de operação, as equações (3.11), (3.12) e (3.13) descrevem a
operação.
1 2L in C
V V V (3.11)
1 3 2Lo C C L o
V V V V V (3.12)
1 4Lo C C o
V V V V (3.13)
3.3.4 Quarta etapa (t3 – t4)
A Figura 3.6 mostra a quarta etapa. Nesta etapa ainda com o interruptor bloqueado,
os capacitores C1 e C2 começam a descarregar e o capacitor C4 continua carregando. O diodo
D3 encontra-se bloqueado e o diodo D4 encontra-se em condução carregando o capacitor C4
com uma parcela da energia armazenada na indutância de magnetização. A etapa termina no
instante que o interruptor S entra em condução.
Figura 3.6 – Circuito da quarta etapa de operação.
29
Fonte: Elaborada pelo autor.
Na quarta etapa de operação, as equações (3.14) e (3.15) descrevem a operação.
1 1 2 3 2L in C C C L Lo o
V V V V V V V V (3.14)
1 2 1 4Lo in C C L C o
V V V V V V V (3.15)
3.4 Analise quantitativa
A metodologia utilizada como referência para análise quantitativa foi baseada em
(KAZIMIERCZUK, 2008; MARTINS; BARBI, 2006; HART, 2010).
A relação entre espiras do indutor acoplado pode ser definida por (3.16).
1
2
Nn
N (3.16)
Sendo:
N1 – Número de espira do primário
N2 – Número de espira do secundário
n – Relação de transformação
As indutâncias dos enrolamentos L1 e L2 são determinadas, respectivamente, por
(3.17) e (3.18).
1 1m K
L L L (3.17)
22 2m k
L n L L (3.18)
Sendo:
Lk1 – Indutância de dispersão no primário
Lk2 – Indutância de dispersão no secundário
Lm – Indutância de magnetização
O coeficiente de acoplamento é obtido em (3.19).
1
m
m K
Lk
L L
(3.19)
Para análise quantitativa, nesse trabalho não foram considerados os efeitos da
dispersão nos indutores acoplados, o fator de acoplamento foi considerado unitário (k=1).
30
Sabendo que o valor médio de tensão no indutor L1 é zero, pode ser definida a
equação (3.20).
1 1 1
0 0
( ) ( ) ( ) 0s s s
s
T DT T
L L L
DT
V t dt V t dt V t dt (3.20)
Aplicando (3.1) e (3.5) em (3.20) obtém-se a equação (3.21).
1 2 1
inC C
VV V
D
(3.21)
Sabendo que o valor médio de tensão no indutor L2 é zero, pode ser definida a
equação (3.22).
2 2 2
0 0
( ) ( ) ( ) 0s s s
s
T DT T
L L L
DT
V t dt V t dt V t dt (3.22)
Aplicando (3.4) e (3.7) em (3.22) temos (3.23).
23
(1 ) (1 )in CC
V n D V n DV
D
(3.23)
Aplicando (3.21) em (3.23) temos (3.24):
3C in
V V n (3.24)
Aplicando (3.4) e (3.8) em (3.22) temos (3.25).
4 1
inC
V nV
D
(3.25)
Sabendo que o valor médio de tensão no indutor Lo é zero, pode ser definida a
equação (3.26).
0 0
( ) ( ) ( ) 0s s s
s
T D T T
Lo Lo Lo
D T
V t dt V t dt V t dt
(3.26)
Aplicando (3.3) e (3.10) em (3.26) obtém-se a equação (3.27) que equivale ao
ganho estático do conversor.
1
1o
in
V D n
V D
(3.27)
Na Figura 3.7 é apresentado o gráfico que descreve o comportamento do ganho
estático do conversor proposto.
31
Figura 3.7 – Representação gráfica da função.
Fonte: Elaborada pelo autor.
A comparação do ganho do conversor Boost clássico e o conversor proposto neste
trabalho é apresentado na Figura 3.8.
Figura 3.8 – Comparação do ganho estático do conversor proposto e conversor Boost clássico.
Fonte: Elaborada pelo autor.
A razão cíclica máxima do conversor proposto pode ser determinada por (3.28).
1
o in
in o
V V nD
V V
(3.28)
A tensão sobre os terminais do indutor VL1 pode ser expressa pela equação (3.29).
1
1 1L
L
diV L
dt (3.29)
32
Considerando a variação de corrente de magnetização linear, durante a primeira
etapa o interruptor está ligado e a tensão no indutor VL1 é igual a tensão de entrada Vin.
Aplicando (3.1) em (3.29) pode ser obtida a partir de (3.30) .
1 11
LL in
i LV V
DT
(3.30)
1Li -Variação de corrente na indutância de magnetização.
T - Período de comutação.
Isolando L1 em (3.30), a indutância do primário pode ser obtida por (3.31).
1
1
in
L s
V DL
i f
(3.31)
Considerando a relação de espiras entre duas indutâncias em um transformador
ideal teremos a equação.
22 1L n L (3.32)
L2 - Indutância do secundário.
A potência de saída pode ser definida por (3.33).
in ino
V IP
(3.33)
Sendo:
in
I - Valor médio de corrente de entrada.
- Rendimento.
A corrente de saída pode ser determinada pela expressão (3.34).
oo
o
PI
V (3.34)
Sendo:
oV - Tensão de saída.
oP - Potência de saída.
Os valores máximos e mínimos da corrente no indutor L1 podem ser determinados
por (3.35) e (3.36), respectivamente.
11_ 1 2
LL max L
iI I
(3.35)
11_ min 1 2
LL L
iI I
(3.36)
33
A corrente média e eficaz no primário do indutor pode ser expressa por (3.37) e
(3.38).
1_
o oL med
in
V II
V
(3.37)
1_L ef inI I D (3.38)
A corrente de pico, média e eficaz no secundário do indutor por ser determinada
respectivamente por (3.39), (3.40) e (3.41).
_2 _
in pk
L Max
II
n (3.39)
2 _
Lpm
L med
II
n (3.40)
2 _ 1
oL ef
II
D
(3.41)
A expressão que determina a indutância de saída pode ser expressa por(3.42).
0
Lo
Lo
V DL
i fs
(3.42)
Loi - Variação de corrente no indutor de saída.
A corrente de média, eficaz e máxima do indutor de saída por ser determinada
respectivamente por (3.43), (3.44) e (3.45).
_Lo med oI I (3.43)
_Lo ef o
I I (3.44)
_ 2Lo
Lo pk o
iI I
(3.45)
3.5 Esforços nos Semicondutores
Nesta seção é apresentada a análise dos esforços de tensão nos interruptores
controlado e não controlados do conversor proposto, visto que uma de suas principais vantagens
é sua baixa tensão em relação à tensão de saída.
3.5.1 Esforço de tensão e corrente no interruptor controlado
A tensão máxima sobre o interruptor S, operando no modo de condução contínua,
pode ser calculado em relação à tensão de entrada, conforme apresentado na expressão (3.46).
_ 1 1in
s pk C
VV V
D
(3.46)
34
O valor médio de tensão pode ser determinado por (3.47).
_ _ (1 )
s med s pkV V D (3.47)
O valor eficaz da tensão pode ser determinado por (3.48).
_ _ 1s ef s pk
V V D (3.48)
A corrente de pico do interruptor controlado pode ser obtida a partir de (3.49).
_ _ 1s pk in pk L
I I I (3.49)
Sendo:
IL1 - Corrente no primário do Indutor.
Iin_pk - Corrente de pico para corrente máxima na entrada.
O valor médio da corrente do interruptor pode ser dado pela expressão (3.50).
_ _2S med in S pk
DI I I (3.50)
A corrente eficaz do interruptor controlado pode ser obtida a partir de (3.51).
2 2_ _ min _ min _ _(2 ) (2 )
4S ef in in S pk S pk
DI I I I I (3.51)
3.5.2 Esforço nos diodos D1, D2, D3 e D4
Os valores médios das correntes nos diodos D1 e D2 são iguais ao valor médio da
corrente de saída Io, portanto, pode ser determinado por (3.52).
1 2_ _D med D med o
I I I (3.52)
A corrente de pico dos diodos D1 e D2 pode ser determinada por (3.53). O valor de
pico da corrente nesse diodo é igual a metade do valor máximo da corrente magnetizante.
_1_ 2 _ 2
Lm pk
D pk D pk
II I (3.53)
Sendo:
_Lm pkI - Corrente de pico da indutância de magnetização.
A corrente eficaz dos diodos D1 e D2 por ser determinado por (3.54).
22 _
1_ 21
D med
D ef
I DI
D
(3.54)
A tensão de pico que o diodo D1 fica submetido pode ser determinada pela
expressão (3.55).
1_ 1in
D pk
VV
D
(3.55)
35
A tensão de pico que o diodo D2 fica submetido é a mesma que o diodo D1.
Sabendo que o valor da corrente média nos diodos D3 e D4 é igual à corrente média
de saída, a corrente de pico nos diodos D3 e D4 pode ser determinada por (3.56) e (3.57).
3_3_
2D med
D pk
II
D
(3.56)
4_4_
2
1D med
D pk
II
D
(3.57)
A corrente eficaz nos diodos D3 e D4 é determinada pela expressão (3.58) e (3.59).
3_ 3_ 3D ef D pk
DI I (3.58)
4 _ 4_
1
2D ef D pk
DI I
(3.59)
Quando o diodo D3 está boqueado a tensão de pico que o mesmo estará submetido
pode ser determinado por (3.60). A tensão de pico que o diodo D4 fica submetido é a mesma
que o diodo D3.
3_ 1
inD pk
V nV
D
(3.60)
3.6 Perdas no Interruptor Controlado e Diodos D1, D2, D3 e D4
No modelo de perdas serão consideradas as perdas no interruptor, nos diodos e no
indutor acoplado. As perdas nos capacitores não serão consideradas, visto que serão utilizados
apenas capacitores com baixa resistência série equivalente. A metodologia utilizada para análise
das perdas tem como referência (KAZIMIERCZUK, 2008; PERIN; BASCOPÉ, 1997).
3.6.1 Perdas no Interruptor Controlado
As perdas no interruptor S podem ser separadas em perdas de condução e perdas de
comutação. Conforme a expressão (3.61).
s cond comP P P (3.61)
Sendo:
condP - Potência total dissipada na condução.
comP - Potência total dissipada na comutação.
36
3.6.2 Perdas por condução
Considerando o emprego de um MOSFET, as perdas de condução são dadas por
(3.62), de tal forma que Rds corresponde à resistência entre o dreno- fonte do interruptor em
condução.
2_cond S ef dsP I R (3.62)
3.6.3 Perdas por comutação
As perdas por comutação, Pcom, podem ser divididas em duas partes, são elas: perdas
associadas ao período em que o interruptor liga (Pcom_on) e desliga (Pcom_off). A perda total por
comutação é mostrada na expressão (3.63).
_ _com com on com offP P P (3.63)
Apesar do interruptor S do conversor estudado apresenta comutação suave do tipo
zero current switching (ZCS) na entrada em condução, existe energia presente na capacitância
intrínseca do MOSFET ao ligar. Assim, as perdas de comutação ao ligar pode ser determinado
por (3.64) e as perdas por comutação no desligar por (3.65).
2_
2
3com on s s dsP f V C (3.64)
2_
4
3com off s s dsP f V C (3.65)
dsC - Capacitância dreno-fonte para tensão Vs.
3.6.4 Perdas nos diodos D1, D2, D3 e D4
As perdas nos diodos consideradas serão praticamente resumidas em perdas de
condução, devido ser utilizado apenas diodos rápidos do tipo Schottky, nos quais a corrente de
recuperação reversa é nula. Assim, as perdas por condução nos diodos podem ser expressas por
(3.66).
_
_ _
1( )
2Dn med
con Dn Fo FN Fo Dn med
FN
I DP V V V I
I
(3.66)
Sendo:
FoV - Tensão limiar do diodo;
FNV - Queda de tensão nominal sobre o diodo;
37
FNI - Corrente de condução nominal do diodo;
_Dn medI - Corrente média no diodo.
3.7 Perdas no indutor acoplado
As perdas nos elementos magnéticos podem ser divididas em perdas no núcleo e
perdas nos enrolamentos (MCLYMAN, 2011).
3.7.1 Perdas no núcleo
As perdas no núcleo magnético consistem em analisar a curva de magnetização do
material magnético (BOSSCHE; VALCHEV, 2005). Como as curvas de magnetização,
fornecidas pelos fabricantes de materiais magnéticos, são normalmente consideradas com o
núcleo excitado com uma tensão senoidal que gera uma corrente senoidal, um erro no cálculo
das perdas em aplicações em conversores pode ser introduzido, uma vez que podem operar com
correntes não senoidais.
Alguns métodos empíricos para determinar as perdas no núcleo são utilizados,
como o de aproximação pela equação de Steinmetz que é um método eficiente, entretanto
precisa de algumas modificações, visando resolver esse problema citado em aplicações em
conversores comutados, o que pode influenciar no cálculo estimativo da perda no núcleo
(SARTORI, 2013). Assim, por se tratar de um método empírico, as vezes os fenômenos físicos
são mascarados, o que dificulta a otimização do indutor considerando esses fenômenos físicos.
Para determinar as perdas no núcleo, o método apresentado em (KAZIMIERCZUK,
2014) foi utilizado por apresentar uma simplificação dos efeitos dos fenômenos físicos que
ocorrem no indutor e facilitar sua análise.
Para o projeto do indutor acoplado é importante o conhecimento das especificações
do núcleo, presente na Tabela 3.1.
Tabela 3.1 – Especificação parâmetros do núcleo. Parâmetro Símbolo
Área efetiva da secção transversal. Ae
Área da janela do núcleo. Aw
Comprimento efetivo do percurso magnético. le
Comprimento médio de uma espira. lt
Volume efetivo do núcleo. Ve
Permeabilidade relativa do núcleo. µn
Densidade de fluxo de saturação. Bsat
Fonte: Elaborada pelo autor.
38
As perdas totais no núcleo podem ser definidas por (3.67).
_Total n H EP P P (3.67)
Sendo:
HP - Perdas por histerese.
E
P - Perdas por correntes parasitas.
Na perda no núcleo, deve ser levado em consideração a frequência de operação e a
variação de fluxo magnético. As perdas por histerese podem ser obtidas por (3.68).
2.H m s e
P B f V (3.68)
.mB - Amplitude densidade de fluxo.
- Coeficiente de perdas no núcleo.
sf - Frequência de operação.
eV - Volume efetivo do núcleo.
As perdas por correntes parasitas podem ser determinadas por (3.69)
2 2E m E s e
P B K f V (3.69)
EK - Coeficiente de perdas por correntes parasitas.
3.7.2 Perdas no cobre
As perdas no cobre do indutor podem ser divididas em: perdas por condução (CC),
perdas por efeito pelicular e efeito de proximidade. No caso dos efeitos pelicular e de
proximidade existe a dependência da frequência do harmônico de corrente que circula no
enrolamento (KONDRATH; KAZIMIERCZUK, 2010).
As perdas totais nos enrolamentos podem ser definidas por (3.70).
_ _ _ _ _Total enr Dp CC Ds CC Dp CA Ds CAP P P P P (3.70)
Sendo:
_Dp CCP - Potência dissipada CC pelo enrolamento primário.
_Ds CCP - Potência dissipada CC pelo enrolamento secundário.
_Dp CAP - Potência dissipada CA pelo enrolamento primário.
_Ds CAP - Potência dissipada CA pelo enrolamento secundário.
A potência dissipada CC pelo enrolamento primário e secundário por ser obtida por
(3.71) e (3.72).
2_ 1_ 1Dp CC L ef wccP I R (3.71)
39
2_ 2_ 2Ds CC L ef wccP I R (3.72)
1wccR - Resistência do enrolamento primário.
2wccR - Resistência do enrolamento secundário.
A potência dissipada CA pelo enrolamento primário e secundário pode ser obtida
por (3.73) e (3.74).
_ _ _Dp CA Dp CC Rh CApP P F (3.73)
_ _ _Ds CA Ds CC Rh CAsP P F (3.74)
_Rh CApF - Fator de perdas do enrolamento primário.
_Rh CAsF - Fator de perdas do enrolamento secundário.
O fator de perdas nos enrolamentos primários e secundário podem ser definidos por
(3.75) e (3.76).
2
1_ 1
1_
1
2mn
Rh CAp Rn
L ef
IF F
I
(3.75)
2
2_ 2
2_
1
2mn
Rh CAs Rn
L ef
IF F
I
(3.76)
1mnI - Correntes no enrolamento primário considerando a fundamental e harmônicas
(2ª à 5ª).
2mnI -Correntes no enrolamento secundário considerando a fundamental e
harmônicas (2ª à 5ª).
1RnF - Fator de correção da resistência do enrolamento primário.
2RnF - Fator de correção da resistência do enrolamento secundário.
O fator de correção da resistência dos enrolamentos primários e secundários podem
ser obtidos por (3.77) e (3.78).
2 11 1 2 1
3RP
Rn RSp p
FF A n F NI
(3.77)
2 22 2 2 1
3RS
Rn RSs s
FF A n F NI
(3.78)
Sendo:
1A - Dimensão do enrolamento normalizado primário.
2A - Dimensão do enrolamento normalizado secundário.
40
RSpF - Fator de correção do efeito pelicular primário.
RSsF - Fator de correção do efeito pelicular secundário.
1RPF - Fator de correção de proximidade no primário.
2RPF - Fator de correção de proximidade no secundário.
O fator de correção do efeito pelicular dos enrolamentos primário e secundário
podem ser determinados por (3.79) e (3.80).
1 1
1 1
sinh 2 sin 2
cosh 2 cos 2Rsp
A n A nF
A n A n
(3.79)
2 2
2 2
sinh 2 sin 2
cosh 2 cos 2Rss
A n A nF
A n A n
(3.80)
O fator de correção de proximidade no primário e no secundário pode ser
determinado por (3.81) e (3.82).
1 1
1
1 1
sinh sin
cosh cosRP
A n A nF
A n A n
(3.81)
2 2
2
2 2
sinh sin
cosh cosRP
A n A nF
A n A n
(3.82)
3.8 Solução do equacionamento do conversor proposto
Nesta seção, as especificações de projeto, dimensionamento, seleção dos
componentes e as perdas serão mostradas com o objetivo de resolver o equacionamento
realizado. Os parâmetros utilizados no equacionamento do conversor para a elaboração do
projeto do conversor são mostrados na Tabela 3.2. O projeto completo do conversor está
disponível no Apêndice A.
41
Tabela 3.2 – Parâmetros assumidos. Parâmetro Valor
Tensão de entrada nominal (Vin). 26 V
Tensão de saída (Vo). 380 V
Frequência de comutação (fs). 50 kHz
Potência de saída (Po). 200 W
Fonte: Elaborada pelo autor.
3.8.1 Cálculo dos Parâmetros principais
A potência na entrada do conversor pode ser obtida por (3.83).
210,53oin
PP W
(3.83)
A corrente média de entrada pode ser determinada por (3.84).
8,08inin
in
PI A
V (3.84)
A corrente média de saída pode ser determinada por (3.85).
0,53oo
o
PI A
V (3.85)
3.8.2 Determinação da razão cíclica
A razão cíclica utilizada do conversor proposto pode ser determinada por (3.86).
1
0,55o in
in o
V V nD
V V
(3.86)
3.8.3 Dimensionamento das indutâncias do indutor acoplado
Para determinar o valor das indutâncias L1 e L2 precisamos determinar a relação
entre o número de espira do primário e do secundário (relação de transformação). Com isso,
rearranjando a equação de (3.28) é possível chegar à equação (3.87).
4,99o in o in
in
V D V D V Vn
V
(3.87)
Para o projeto do indutor acoplado foi adotado 70% de ondulação de corrente no
indutor acoplado. Essa ondulação foi definida com base nos cálculos de perdas do indutor
acoplado. Portanto, o valor da ondulação pode ser determinado por (3.88).
1 70% 5,65L in
i I A (3.88)
42
Substituindo os valores na expressão (3.31) e (3.32) , a indutância do primário e
secundário pode ser obtida em (3.89) e (3.90).
1
1
50,7in
L s
V DL H
i f
(3.89)
22 1 1,27L n L mH (3.90)
A Tabela 3.3 mostra resumo dos valores equacionados de corrente média, máxima
e eficaz das indutâncias do primário e secundário do indutor acoplado.
Tabela 3.3 – Valores equacionados do indutor acoplado. Parâmetro Símbolo Valor
Corrente máxima indutor L1. 1_L MaxI 10,9 A
Corrente média indutor L1. 1_L medI 7,6 A
Corrente eficaz indutor L1. 1_L efI 6 A
Corrente máxima indutor L2. 2_L MaxI 2,18 A
Corrente média indutor L2. 2_L medI 1,53 A
Corrente eficaz indutor L2. 2_L efI 1,17 A
Fonte: Elaborada pelo autor.
Para a implementação do indutor acoplado foi utilizado o núcleo MMT140EE4012
fabricado pela Magmattec. O projeto físico do indutor acoplado está disponível no Apêndice B.
3.8.4 Dimensionamento da indutância Lo
Para o projeto do indutor Lo foi adotado 25% de ondulação de corrente, portanto a
ondulação de corrente no indutor de saída pode ser calculada pela equação (3.91).
25% 0,13Lo o
i I A (3.91)
O cálculo da indutância Lo é obtida a partir da expressão (3.92).
0 2,19Lo
Lo
V DL mH
i fs
(3.92)
Para a implementação deste indutor foi utilizado o núcleo EE20/10/5-IP12R
fabricado pela Thornton, por ser um núcleo de baixo custo e bastante acessível no mercado. O
projeto físico do indutor Lo está disponível no Apêndice C.
43
3.9 Esforços de tensão e corrente nos semicondutores
O cálculo dos esforços nos componentes é fundamental para avaliar as perdas por
condução e por comutação nos semicondutores e, consequentemente, para analisar o
rendimento teórico do conversor.
3.9.1 Esforços de tensão e corrente no interruptor controlado
Substituindo os valores nas expressões (3.46), (3.47) e (3.48), os esforços de tensão
de pico, médio e eficaz são obtidas em (3.93), (3.94) e (3.95).
_ 58,031
ins pk
VV V
D
(3.93)
_ 1_ (1 ) 26s med s pkV V D V (3.94)
_ 1_ 1 38,84s ef s pk
V V D V (3.95)
Substituindo os valores nas expressões (3.49), (3.50) e (3.51), os esforços de
corrente de pico, médio e eficaz no interruptor são calculados em (3.96), (3.97) e (3.98).
_ _ 1 18.58s pk in pk LI I I A (3.96)
_ 1_ 6,572S med in S pk
DI I I A (3.97)
2 2
_ _ min _ min 1_ 1_(2 ) (2 ) 9, 474S ef in in S pk S pk
DI I I I I A (3.98)
3.9.2 Esforços de corrente e tensão nos diodos D1, D2, D3 e D4
Substituindo os valores nas expressões (3.52), (3.53) e (3.54) , as correntes média,
de pico e eficaz dos diodos D1 e D2 são obtidas em (3.99), (3.100) e (3.101) .
1 _ 0,55D med oI I A (3.99)
_1_ 5, 45
2Lm pk
D pk
II A (3.100)
22_
1_ 2 1,521
D med
D ef
I DI A
D
(3.101)
Os valores médios das correntes, de pico e eficaz nos diodos D1 e D2 são iguais.
Substituindo os valores nas expressões (3.56), (3.57), (3.58) e (3.59), as correntes
de pico e eficaz dos diodos D3 e D4 são obtidas em (3.102), (3.103), (3.104) e (3.105).
3_3_
21,9D med
D pk
II A
D
(3.102)
44
4 _4 _
22,34
1D med
D pk
II A
D
(3.103)
3_ 3_ 0,823D ef D pk
DI I A (3.104)
4 _ 4_
10,78
2D ef D pk
DI I A
(3.105)
Substituindo os valores na expressão (3.55) , a tensões de pico dos diodo D1 e D2
são obtidas em (3.106).
1_ 58,031
inD pk
VV V
D
(3.106)
Os valores tensão de pico e eficaz nos diodos D1 e D2 são iguais.
Substituindo os valores na expressão (3.60), as tensões de pico do diodo D3 e D4
são obtidas em (3.107).
3_ 2901
inD pk
V nV V
D
(3.107)
As tensões de operação dos capacitores foram dimensionadas pelas equações já
apresentadas em (3.21), (3.24) e (3.25). Os valores das capacitâncias foram ajustados via testes
de bancada. Seus valores de tensão são obtidos em (3.108), (3.109) e (3.110).
1 2 58,031
inC C
VV V V
D
(3.108)
3 130C in
V V n V (3.109)
4 2901
inC
V nV V
D
(3.110)
3.10 Cálculo das perdas teóricas
3.10.1 Perdas no Interruptor Controlado
As principais características do MOSFET IRFB4310, coletadas na folha de dados
do fabricante, são apresentadas na Tabela 3.4.
Tabela 3.4 – Características do MOSFET IRFB4310 Parâmetro Símbolo Valor
Capacitância dreno-fonte para tensão Vs dsC 241 pF
Resistência dreno-fonte. dsR 5,6 mΩ
Fonte: Elaborada pelo autor.
45
Substituindo os valores na expressão (3.62), a perda por condução no MOSFET é
obtida em (3.111).
2_ 0,50cond S ef dsP I r W (3.111)
Substituindo os valores na expressão (3.63) , durante o período em que o interruptor
liga (Pcom_on) e desliga (Pcom_off) , a potência perdida pelo MOSFET é calculada em (3.112).
_ _ 0.08com com on com offP P P W (3.112)
Substituindo os valores na expressão (3.61), a potência total dissipada no MOSFET
é obtida em (3.113).
0,58s cond com
P P P W (3.113)
3.10.2 Perdas nos diodos D1, D2, D3 e D4
Devido às características de tensão e correntes necessárias nos diodos, optou-se
pelos diodos do tipo Schottky MBR580 para D1 e D2 e Schottky Silicon Carbide IDT02S60C
para D3 e D4. As características dos diodos D1 e D2 selecionados são apresentadas na Tabela
3.5.
Tabela 3.5 – Características do diodo MBR580. Parâmetro Símbolo Valor
Corrente média no diodo. _Dn medI 0,55 A
Corrente de condução nominal
do diodo. FN
I 1,52 A
Tensão limiar do diodo. FoV 0,7 V
Queda de tensão nominal sobre
o diodo. FN
V 0,8 V
Fonte: Elaborada pelo autor.
Substituindo os valores na expressão (3.66), as perdas por condução no diodo D1 e
D2 são obtidas em (3.114).
12__ 12 12 12 12 12_
12
1( ) 0,09
2D med
con D Fo FN Fo D med
FN
I DP V V V I W
I
(3.114)
Devido as tensões as quais os diodos D3 e D4 são submetidos serem superiores a
130 V, foi utilizado diodos do tipo Silicon Carbide. Essa tecnologia pode ser uma alternativa
para suprir estas limitações por apresentar baixas perdas de energia na recuperação reversa. As
características dos diodos D3 e D4 selecionados são apresentadas na Tabela 3.6 .
46
Tabela 3.6 – Características do diodo - IDT02S60C. Parâmetro Símbolo Valor
Corrente média no diodo. _Dn medI 0,55 A
Corrente de condução nominal
do diodo. FN
I 0,82 A
Tensão limiar do diodo. FoV 1,7 V
Queda de tensão nominal sobre
o diodo. FN
V 2,1 V
Fonte: Elaborada pelo autor.
Substituindo os valores na expressão (3.66), as perdas por condução no diodo D3 e
D4 são obtidas em (3.115) e (3.116).
3_
_ 3 3 3 3 3_3
( ) 0,57D med
con D Fo FN Fo D med
FN
IP V V V I D W
I
(3.115)
4_
_ 4 4 4 4 4_4
( ) 0,46D med
con D Fo FN Fo D med
FN
IP V V V I D W
I
(3.116)
3.10.3 Perdas no indutor acoplado
As perdas no núcleo e enrolamento do indutor acoplado foram demonstradas na
análise quantitativa. Nesta seção, as principais características do indutor acoplado, assim como
suas perdas foram resumidas na Tabela 3.7 e Tabela 3.8.
Tabela 3.7 – Características do indutor acoplado. Parâmetro Símbolo Valor
Indutância do primário. 1L 50,64 H
Indutância do secundário. 2L 1,27 mH
Densidade de fluxo máxima. maxB 0,3 T
Densidade de corrente. J 2360 /A cm Número de espiras do primário. 1n 12
Número de espiras do secundário. 2n 60
Número fios em paralelo do primário. _1parn 11
Número fios em paralelo do secundário. _ 2par
n 4
Comprimento médio de uma espira. el 7 cm
Resistência linear do fio AWG 25. 25 106 /m cm Resistência linear do fio AWG 27. 27 130 /m cm Densidade do material do núcleo. nucleo
34,8 /g cm
47
Volume do núcleo. eV 36,164 cm
Variação do fluxo. B 0.156 T Amplitude densidade do fluxo. .mB 0.078 T
Ondulação de corrente. 1%L
I 70 % Coeficiente de perdas no núcleo. 1x10-4
Coeficiente de perdas por correntes parasitas. E
K 1,5x 10-4
Fonte: Elaborada pelo autor.
Substituindo os valores na expressão(3.68) e (3.69), e os resultados aplicando na
expressão (3.67), a perda no núcleo é obtida em (3.119).
2. 0,187
H m s eP B f V W (3.117)
2 2 0,014E m E s e
P B K f V W (3.118)
_ 0,201Total n H E
P P P W (3.119)
Substituindo os valores na expressão(3.71), (3.72), (3.73) e (3.74), e os resultados
aplicando na expressão (3.70), a perda no enrolamento é obtida em (3.124).
2_ 1_ 1 0,389Dp CC L ef wccP I R W (3.120)
2_ 2_ 2 0,323Ds CC L ef wccP I R W (3.121)
_ _ _ 0,516Dp CA Dp CC Rh CAp
P P F W (3.122)
_ _ _ 0,363Ds CA Ds CC Rh CAs
P P F W (3.123)
_ _ _ _ _ 1,59Total enr Dp CC Ds CC Dp CA Ds CA
P P P P P W (3.124)
Tabela 3.8 – Perdas Indutor acoplado. Parâmetro Símbolo Valor
Perdas por Histerese HP 0,187 W
Perdas por Corrente Parasita EP 0,014 W
Perdas Totais no Núcleo _Total nP 0,201 W
Potência dissipada CC pelo enrolamento primário _Dp CC
P 0,389 W
Potência dissipada CC pelo enrolamento secundário _Ds CC
P 0,323 W
Potência dissipada CA pelo enrolamento primário _Dp CA
P 0,516 W
Potência dissipada CA pelo enrolamento secundário _Ds CA
P 0,363 W
Perdas totais no enrolamento _Total enrP 1,59 W
Perda total do indutor acoplado _Total indP 1,79 W
Fonte: Elaborada pelo autor.
48
3.11 Rendimento teórico
As perdas totais dos elementos magnéticos e semicondutores são apresentados na
Tabela 3.9. A tensão de entrada considerada foi de 26 V, razão cíclica de operação de 0,55,
frequência de 50 kHz e a tensão de saída de 380 V. A potência total dissipada nos componentes
do circuito foi de 3,83 W e o rendimento teórico foi de 0,98.
Tabela 3.9 – Perdas magnéticos e semicondutores. Componentes Especificação Perdas (W)
Diodo (D1) MBR580 0,09 Diodo (D2) MBR580 0,09 Diodo (D3) IDT02S60C 0,57 Diodo (D4) IDT02S60C 0,46 MOSFET IRFB4310 0,58 Indutor Saída EE2005 0,25 Indutor acoplado EE4012 1,79
Fonte: Elaborada pelo autor.
A Figura 3.9 mostra o gráfico da potência dissipada por componentes presente no
conversor.
Figura 3.9 – Gráfico de perdas dos magnéticos e semicondutores.
Fonte: Elaborada pelo autor.
Na Figura 3.9, é possível perceber que os componentes que apresentaram maiores
perdas foram o MOSFET, diodos de saída e o indutor acoplado. Especificamente no caso do
indutor acoplado, a maior parcela de perda é decorrente do aumento da resistência nos
enrolamentos. Com base no estudo e aplicação do método proposto por (KAZIMIERCZUK,
49
2014), foi possível equalizar as perdas do indutor acoplado, permitindo a redução do tamanho
do núcleo e uma melhor uniformidade nas perdas do conversor.
3.12 Considerações finais
Neste capitulo foi desenvolvida a análise qualitativa e quantitativa do conversor de
alto ganho proposto. As principais equações foram mostradas. As expressões que determinam
esforços de tensão e corrente nos semicondutores foram apresentadas. Por fim, foi realizado
uma análise dos fatores físicos que permitiram a redução do volume do indutor, como as perdas
magnéticas e nos enrolamentos. As expressões que determinam as perdas nos elementos
magnéticos e semicondutores foram mostradas, para auxiliar na escolha dos componentes que
permitissem obter o melhor rendimento teórico. No capítulo 4, será implementado em
laboratório o protótipo do projeto dimensionado neste capítulo, assim como os resultados de
simulação e experimentais.
50
4 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS
4.1 Resultados da simulação
Após o estudo do conversor proposto, nesse capítulo, serão apresentados os
resultados da simulação do conversor, utilizando o software PSIM versão 9.1 em malha aberta
e os resultados experimentais de um protótipo de 200 W para validar a proposta. A Figura 4.1
mostra o esquemático do circuito usado na simulação.
Figura 4.1 – Circuito de potência do conversor proposto simulado.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Os parâmetros de projeto e especificações dos componentes são mostrados na
Tabela 4.1.
Tabela 4.1 – Parâmetros de projeto e especificações dos componentes. Parâmetro Símbolo Valor
Potência de saída do Conversor. o
P 200 W
Tensão de Entrada. in
V 26 V
Tensão de Saída. o
V 380 V
Frequência de comutação. s
f 50 kHz
Razão Cíclica nominal. D 0,55
Indutância de Magnetização. m
L 50,6 µH
Relação de Transformação. n 5
Capacitância C1 e C2. C 10 µF
Capacitância C3 e C4. C 2 µF
Indutância de Saída. o
L 2 mH
Fonte: Elaborado pelo Autor.
No circuito simulado do conversor proposto, pode-se ver que a fonte de tensão de
entrada foi substituída pelo modelo representativo de um painel fotovoltaico disponível no
51
PSIM. Essa substituição garante que o conversor, quando alimentado por um módulo real nos
testes de campo, apresente-se mais dentro da realidade.
O bloco de simulação do módulo fotovoltaico foi preenchido com alguns valores
que são encontrados no manual do módulo utilizado da Kyocera. Em PSIM TUTORIAL (2012)
pode ser encontrado todo o procedimento realizado para a determinação da curva característica
do módulo fotovoltaico. A Figura 4.2 mostra o bloco do módulo fotovoltaico com os valores
utilizados na simulação.
Figura 4.2 – Bloco Módulo Fotovoltaico
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Na Figura 4.1, pode-se notar que foi adicionado um filtro de entrada para amortizar
o ruído proveniente da indutância do primário, garantindo o funcionamento correto da
simulação.
No software PSIM o bloco de transformação utilizado para simular o indutor
acoplado, apresentado na Figura 4.3, mostra um modelo real de um transformador com a
possibilidade de inserção das perdas nos enrolamentos e no núcleo. Além da indutância de
magnetização, o bloco possui variáveis que são preenchidas para deixá-lo o mais próximo
possível da realidade encontrada no laboratório.
52
Os parâmetros inseridos no transformador real foram:
PR - Resistência do enrolamento primário;
SR - Resistência do enrolamento secundário;
pL - Indutância de dispersão do enrolamento primário;
SL - Indutância de dispersão do enrolamento secundário;
mL - Indutância de magnetização;
PN - Número de enrolamentos no primário;
SN - Número de enrolamentos no secundário.
Figura 4.3 – Bloco Transformador real.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Foi utilizado o modelo real do transformador para simular o indutor acoplado. Os
parâmetros foram, inicialmente, estimados a partir de dados teóricos. Após a construção do
mesmo, os principais parâmetros foram medidos com a ponte LCR 4263B da Agilent e
posteriormente inseridos na simulação. A metodologia utilizada para medição dos parâmetros
está disponível no Apêndice D. A Tabela 4.2 apresenta o resumo dos parâmetros inseridos na
simulação do indutor acoplador.
53
Tabela 4.2 – Parâmetros do indutor acoplado simulados. Parâmetro Símbolo Valor
Indutância do primário. 1L 53,05 H
Indutância do secundário. 2L 1,27 mH
Resistência do enrolamento primário. PR 5,55 m
Resistência do enrolamento
secundário. s
R 354.84 m
Indutância de dispersão do
enrolamento primário. p
L 598,378 nH
Indutância de dispersão do
enrolamento secundário. S
L 23,935 nH
Número de enrolamentos no primário. pn 1
Número de enrolamentos no
secundário. s
n 5
Fonte: Elaborado pelo Autor.
4.2 Formas de ondas
A Figura 4.4 mostra a tensão do barramento CC que equivale a própria saída de
tensão do conversor. O valor médio de tensão na saída foi de 380 V.
Figura 4.4 – Tensão do barramento CC do conversor.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.5 apresenta a corrente no indutor L1 (IL1) com valor médio de 7,9 A e a
corrente no indutor L2 (IL2) com valor médio de 1,32 A. Os valores da ondulação de corrente
ficaram em torno de 70%, conforme especificação no capítulo anterior.
54
Figura 4.5 – Corrente no indutor acoplado.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.6 mostra os esforços de tensão e corrente, respectivamente, no
interruptor S. A corrente mostrada na figura foi multiplicada por dois para melhor visualização
dos esforços. Os valores simulados de tensão e corrente de picos são, respectivamente, 60 V e
19,8 A , enquanto que o calculado foi, respectivamente, 58,3 V e 18,58 A .
Figura 4.6 – Tensão e corrente no interruptor.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.7 mostra o detalhamento da comutação no instante em que o interruptor
entra em condução. Como pode ser observado, o interruptor liga em corrente nula (ZCS – zero
current switching).
55
Figura 4.7 – Tensão e corrente no interruptor no ligar.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.8 apresenta uma comparação entre a tensão no capacitor C1 e a tensão
no interruptor S. Observa-se que o interruptor fica submetido a uma tensão de 60 V, devido ao
grampeamento do capacitor C1. Com isso, a utilização de interruptores de menor tensão é
possível, o que favorece o uso de um interruptor com menor valor de Rds.
Figura 4.8 – Tensão no interruptor e no capacitor C1 evidenciando o grampeamento de tensão no interruptor.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Na Figura 4.9, pode-se ver a corrente injetada no barramento CC de 380 V.
56
Figura 4.9 – Corrente Saída do Conversor.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.10 mostra as tensões dos capacitores VC1, VC3 e VC4. A tensão do
capacitor VC1 e VC2 são iguais.
Figura 4.10 – Tensões em VC1, VC3 e VC4.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A figura mostra os níveis de tensão nos diodos D1, D3 e D4. As sobretensões nos
diodos de saída ficaram reduzidas, devido a utilização do circuito de grampeamento proposto
por(ZHAO et al., 2012) e analisado no capítulo 2.
57
Figura 4.11 – Tensões VD1, VD3 e VD4.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
4.3 Resultados Experimentais.
Para análise e validação dos resultados teóricos, a partir dos resultados
experimentais, foram realizados ensaios com o conversor proposto. As medições foram
realizadas utilizando o osciloscópio MSO 5034, sondas de corrente da série TCP300, ponteiras
de tensão diferencial P5200 e um gerador de função AFG2021-BR, todos fabricados pela
Tektronix. O conversor foi projetado para 200 W e uma tensão de 26 V de entrada. Estas
especificações foram definidas por ser a tensão de operação, em condições nominais de potência
do painel de 210 W modelo KD210GX-LPU da Kyocera. A Figura 4.12 mostra as
especificações do painel Kyocera utilizado. O conversor foi projetado para operar com tensão
de saída de 380 V imposta pelo barramento. Esse nível de tensão de operação é comumente
utilizado nos barramentos das nanorredes conforme explanado na introdução. A frequência de
comutação foi de 50 kHz. A relação dos componentes utilizados é apresentada na Tabela 4.3.
Figura 4.12 – Modelo Painel Kyocera.
Fonte: Adaptado de KYOCERA.
58
A Tabela 4.3 mostra os componentes utilizados no projeto do conversor proposto.
Tabela 4.3 – Componentes utilizados no protótipo. Componentes Especificações
S IRFB4310 D1 = D2 MBR580 D3 = D4 IDT02S60C
C1 = C2 4X10µF/100V (Multicamada Cerâmico-MLCC- SMD/ X7R / 12105C106KAT2A KYOCERA)
C3 = C4 2μF/400V (MKP–379 Vishay) Lo 2 mH (NEE – 20/10/5 – IP12R Thornton) Indutor
Acoplado
Núcleo: MMT140EE4012 Magmattec Np: Ns = 12: 60 L1 = 50 µH
L2 = 1.2 mH Fonte: Elaborado pelo Autor.
Para realizar os testes em laboratório do conversor proposto foi utilizado um modelo
de um emulador fotovoltaico de simples implementação proposto por (QIN; KIM; PILAWA-
PODGURSKI, 2013). O modelo consiste da utilização de um painel fotovoltaico e
equipamentos básicos de laboratório, como fontes de tensão CC e um indutor para atribuir
característica de fonte de corrente na saída. A Figura 4.13 mostra o emulador PV proposto que
oferece desempenho dinâmico equivalente a corrente de saída fotovoltaica de um módulo
comercial, com o objetivo de facilitar ensaios em ambiente de laboratório. Este emulador
reproduze o comportamento do módulo fotovoltaico nas diversas condições ambientais a que
estão sujeitos, permitindo testes em qualquer estação do ano.
Figura 4.13 – Modelo de Emulador PV.
Fonte: Adaptado de (QIN; KIM; PILAWA-PODGURSKI, 2013).
A Figura 4.14 mostra o esquemático completo do conversor proposto
implementado. Na entrada do conversor está o painel fotovoltaico emulado e na saída o
barramento CC. Durante os testes foram utilizado uma fonte CC como barramento. Porém,
como a fonte CC só funciona no primeiro quadrante, foi necessário a utilização de um banco
de resistências para dissipar toda a energia proveniente do conversor e fonte.
59
O banco de resistência foi projeto para dissipar uma potência de 368 W, para
garantir sempre o fluxo unidirecional da fonte CC.
Figura 4.14 – Esquemático Conversor Proposto.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.15, apresenta a imagem do protótipo do conversor, onde é possível
identificar alguns componentes do circuito. Os capacitores SMD cerâmicos de multicamadas
C1 e C2 foram soldados na parte inferior da placa.
Figura 4.15 – Protótipo montado do conversor proposto.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
60
4.4 Formas de ondas
As principais formas de onda dos resultados experimentais foram obtidas em modo
de condução contínua. A Figura 4.16 mostra a tensão e a corrente de entrada do conversor
proposto.
Figura 4.16– Forma onda da Tensão de entrada (Vin), (10 V/div) e Corrente de entrada (Iin), (3 A/div). Base de Tempo (5 µs/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Observa-se na Figura 4.16 que a tensão de entrada foi de 25,6 V e a corrente de
entrada de 7,9 A. Como o painel apresenta características de fonte de corrente e não responde
às componentes de alta frequência presentes na corrente drenada pelo conversor, foi aplicado
um filtro na entrada do conversor para retirar estas componentes.
A Figura 4.17 mostra a tensão e corrente de saída do conversor proposto em regime.
Figura 4.17 – Forma onda da Tensão de saída (Vo), (100 V/div) e Corrente de saída (Io), (200 mA/div). Base de Tempo (20 µs/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
61
A Figura 4.18 mostra a corrente no indutor L1 (IL1), a corrente no indutor L2 (IL2)
e a função matemática (ILMED) caracterizando a operação no modo de condução contínua
(MCC) da corrente do indutor.
Figura 4.18 – Corrente no indutor L1 (IL1), (5 A/div), corrente no indutor L2 (IL2), (2 A/div) e função matemática MCC (ILMED), (5 A/div). Base de tempo (5 µs/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.19 mostra os esforços de tensão e de corrente no interruptor S,
respectivamente. A Figura 4.20 mostra o detalhamento da comutação no instante em que o
interruptor entra em condução, sendo obtida uma comutação em corrente nula.
Figura 4.19 – Forma de onda da tensão (VS), (20 V/div) e corrente (IS), (5 A/div) no interruptor controlado. Base de Tempo (2 µs/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
62
Figura 4.20 – Forma de onda da tensão (VS), (20 V/div) e corrente (IS), (5 A/div) no interruptor ao ligar. Base de tempo (2 µs/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.21 mostra o grampeamento do capacitor C1 no interruptor controlado.
Observa-se que o interruptor fica submetido a uma tensão de 60 V.
Figura 4.21 – Forma de onda da tensão no capacitor (VC1), (10 V/div) e tensão no interruptor (VS), (10 V/div). Base de Tempo (10 µs/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
A Figura 4.22 mostra as tensões dos capacitores VC1, VC3 e VC4. A tensão do
capacitor VC1 e VC2 são iguais. A Figura 4.23 mostra os níveis de tensão nos interruptores não
controlados.
63
Figura 4.22 – Forma de onda da tensão no capacitor (VC1), (30 V/div), tensão no capacitor (VC3), (50 V/div) e tensão no capacitor (VC4), (150 V/div). Base de Tempo (20 ms/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Figura 4.23 – Forma de onda da tensão no diodo (Vd1), (30 V/div), tensão no diodo (Vd3), (150 V/div) e tensão no diodo (Vd4), (150 V/div). Base de Tempo (20 ms/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
Após o estudo do protótipo montado em laboratório utilizando o emulador
fotovoltaico, foi realizado um teste do conversor proposto em campo. Para isso, foi utilizado
uma placa para o rastreamento do ponto de máxima potência desenvolvida na disciplina de
mestrado. A foto do protótipo da placa está disponível no apêndice E.
Foi realizado uma aquisição no osciloscópio com duração de 16 minutos
submetendo o conversor a variações de radiação solar em campo. Esse teste tinha o objetivo de
validar o conversor proposto em campo e testá-lo com um algoritmo de busca do ponto de
máxima potência (MPPT).
64
A Figura 4.24 mostra o resultado obtido. Observa-se que as formas de onda da
corrente de entrada e da tensão de entrada ficaram próximas aos valores nominais, em alguns
momentos, quando o nível de radiação era alto. O valor da potência de entrada foi encontrado
multiplicando-se os valores da tensão e corrente de entrada no próprio osciloscópio. Ainda na
Figura 4.24, pode-se perceber a variação na corrente de entrada. Isso ocorre porque essa
corrente é proporcional a variação da radiação solar e no momento do teste havia muitas nuvens
que sombreavam parcialmente o módulo fotovoltaico, ocasionando assim, essa elevada
variação na corrente de entrada. Nesse teste percebe-se a variação rápida da corrente em relação
a variação solar. Isso indicou que o controle da busca do ponto de máxima potência teve um
funcionamento como o esperado.
Figura 4.24 – Forma onda da tensão de entrada (20 V/div), Corrente de entrada (3 A/div) e potência de entrada (PIN) (50 W/div). Base de Tempo (100 s/div).
Fonte: Elaborado pelo Autor.
4.5 Rendimento do conversor
Para obtenção da curva de rendimento, os valores foram medidos em um analisador
de potência modelo PA4000, fabricado pela Tektronix. O protótipo apresentou um bom
rendimento, com valor máximo de aproximadamente 96,7 %, como mostra a Figura 4.25.
Entretanto um conversor para aplicações em sistemas fotovoltaicos, devem ser aplicados os
padrões de rendimento Euro e CEC (ONGUN; ÖZDEMIR, 2013). Seus valores são obtidos em
(4.1) e (4.2).
65
(0.03 92.2%) (0.06 93.1%) (0.13 94.2%)
(0.1 95.7%) (0.48 96%) (0.2 94.7%) 95.1%Euro
(4.1)
(0.04 93.1%) (0.05 94.2%) (0.12 95.7%)
(0.21 96%) (0.53 95.1) (0.05 94.7%) 95.2%CEC
(4.2)
Alguns conversores presentes na literatura apresentam rendimentos entre de 96 %
a 98% (DAS; AGARWAL, 2016). Entretanto, esses conversores têm em comum a característica
de fonte de tensão na saída, que difere do conversor proposto neste trabalho, que tem na saída
característica de fonte de corrente. Portanto, esses conversores precisam adequasse para ser
utilizados em barramento de uma nanorrede. Isso acarretará o acréscimo de componentes, o que
poderá reduzir o rendimento do conversor.
Figura 4.25 – Rendimento do conversor proposto.
Fonte: Elaborado pelo Autor.
4.6 Considerações Finais
Neste capítulo, foram apresentados os resultados de simulação no software PSIM e
os experimentais obtidos através dos testes laboratoriais do protótipo desenvolvido. Após testes
realizados em laboratório foi visto que o conversor, durante o ligar do interruptor de potência,
trabalhava naturalmente com comutação em corrente nula (ZCS). Esse comportamento, após
avaliado, estava relacionado a dispersão intrínseca pertencente ao indutor acoplado. Foi
mostrado a curva de rendimento do conversor que apresentou rendimento máximo de 96,7% e
aplicado os métodos europeu e californiano onde foram encontrados rendimentos médios de
aproximadamente 95,1% e 95,2% respectivamente.
66
5 CONCLUSÃO
Este trabalho teve como proposito o desenvolvimento do projeto de um conversor
CC-CC de alto ganho de tensão aplicado a sistemas fotovoltaicos.
Durante a concepção teórica do projeto, foi realizado o estudo sobre o crescimento
da utilização de fontes renováveis de energia no sistema elétrico, com destaque a importância
da geração de energia por meio de sistemas fotovoltaicos, suas principais tendências e
aplicações. No Brasil, a geração distribuída aplicada a consumidores residenciais vem de
encontro a essa realidade, onde prossumidores podem produzir sua própria eletricidade, como
uma forma de se tornarem independentes da variação tarifárias sofrida pela energia elétrica,
além de contribuírem com a não poluição do meio ambiente.
Esse mercado energético de produção em pequena escala, nanorrede, será, cada vez
mais, explorado como uma das alternativas para elevar a produção de energia elétrica no
mundo, impulsionando o desenvolvimento de sistemas fotovoltaicos.
A etapa seguinte consistiu na análise de alguns conversores alto ganho aplicados a
fontes renováveis de energia, foi proposto um conversor de alto ganho de tensão com alto
rendimento. O conversor proposto, apresentou como contribuição cientifica, a integração do
conversor Boost, com indutores acoplados e uma célula multiplicadora de tensão que auxilia na
comutação em corrente nula ao ligar do conversor. Essa célula também realiza o grampeamento
da tensão no interruptor de potência, além de contribuir na redução da diferença de tensão entre
os terminais do indutor saída. Assim foi demonstrado toda a análise qualitativa e quantitativa.
O cálculo dos esforços de tensão e corrente dos componentes foram apresentados e estudos das
perdas dos componentes foi realizado para obter-se um melhor rendimento do conversor
proposto.
Os testes do conversor proposto, foram realizados com sucesso, pois respondeu as
especificações do projeto, tendo elevado a tensão de entrada 26 V para 380 V e atingido um
rendimento máximo de 96,7 %, já nos padrões EURO e CEC de 95,1 % e de 95,2 %. Os
resultados obtidos com esse trabalho, culminaram na publicação de artigo em congresso
internacional (ARAÚJO et al., 2017).
É evidente que os estudos envolvendo a proposta não devem ser limitados a este
trabalho, devendo por exemplo, buscar como trabalhos futuros o equacionamento das
dispersões presentes no conversor e sua influência na comutação ZCS e em uma possível
comutação ZVS. Além disso, uma análise do conversor de alto ganho em modo de condução
67
descontínua e a expansão da célula de alto ganho em outros conversores CC-CC básicos como
Cuk, Sepic e Zeta, entre outros, merece atenção para trabalhos futuros.
PRODUÇÃO CIENTÍFICA RESULTANTE DESTE TRABALHO
Artigos publicados em Congressos Internacionais:
DE ARAÚJO, FRANCILINO C.; OLIVEIRA JR, MANUEL V.; ARAGÃO, FRANCISCO A.
P.; DE SOUZA, KLEBER C. A.; SÁ JR., EDILSON M..; High-gain DC-DC converter with
current source characteristics at the output for applications in photovoltaic systems and current
injection in nanogrids. 2017 IEEE 8th International Symposium on Power Electronics for
Distributed Generation Systems, PEDG 2017, p. 1–6, 2017.
OLIVEIRA JR, MANUEL V.; DE ARAÚJO, FRANCILINO C.; ARAGÃO, FRANCISCO A.
P.; DE SOUZA, KLEBER C. A.; SÁ JR., EDILSON M.; High static gain DC-DC converter
CUK with current source characteristic for nanogrid application. 2017 IEEE 8th International
Symposium on Power Electronics for Distributed Generation Systems, PEDG 2017, p. 1–
6, 2017.
Premiação em Congresso Internacional:
68
REFERÊNCIA BIBLIOGRÁFICA
ANEEL - AGÊNCIA NACIONAL DE ENERGIA ELÉTRICA. Resolução Normativa n° 481 de 17 de Abril de 2012. [S.l: s.n.]. Disponível em: <http://www.aneel.gov.br/cedoc/ren2012481.pdf>., 2012
ANEEL. Resolução Normativa no 687, de 24 de novembro de 2015. P.24, 2015. Disponível em: <http://www2.aneel.gov.br/cedoc/ren2015687.pdf>.
ANEEL - AGÊNCIA NACIONAL DE ENERGIA ELÉTRICA. Nota Técnica n° 0056/2017-
SRD/ANEEL. [S.l: s.n.]. Disponível em: < https ://goo.gl/JQN2zm>., 2017.
AXELROD, B.; BERKOVICH, Y.; IOINOVICI, A. Transformerless DC-DC converters with a very high DC line-to-load voltage ratio. Proceedings of the 2003 International Symposium on Circuits and Systems, 2003. ISCAS ’03., v. 3, n. 3, p. 5–8, 2003.
ARAÚJO, F. C. DE et al. High-Gain DC-DC Converter with Current Source Characteristics at the Output for Applications in Photovoltaic Systems and Current Injection in Nanogrids. IEEE 8th International Symposium on Power Electronics for Distributed Generation Systems, PEDG 2017. p. 1–6, 2017.
B, S. R.; PRABHAKAR, M. Transformerless high-gain DC – DC converter for microgrids. IET Power Electronics, v. 9, p. 1170–1179, 2016.
BHASKAR, M. S. et al. A novel high gain DC-DC multilevel Boost converter using voltage-lift switched-inductor cell. Proceeding of the IEEE International Conference on Green Computing, Communication and Electrical Engineering, ICGCCEE 2014, n. c, 2014.
BLAABJERG, F. et al. Power Electronics as Efficient Interface in Dispersed Power Generation Systems. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 19, n. 5, p. 1184–1194, 2004.
BOSSCHE, A. VAN DEN; VALCHEV, V. C. Inductors and Transformers for Power Alex Van den Bossche. 1ª edição, ed. Taylor & Francis Pod, 2015.
BRYAN, J.; DUKE, R.; ROUND, S. Decentralized generator scheduling in a nanogrid using DC bus signaling, IEEE Power Engineering Society General Meeting, vol. 1. pp. 977–982, 2004.
CABRAL, J. B. R. et al. A New High Gain Non-Isolated DC-DC Boost Converter for Photovoltaic Application. Power Electronics Conference (COBEP), 2013 Brazilian. pp. 569–574, 2013.
CHUNG, H. S. H.; IOINOVICI, A.; CHEUNG, W. L. Generalized structure of bi-directional switched-capacitor DC/DC converters. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, v. 50, n. 6, p. 743-754, 2003.
DAS, M.; AGARWAL, V. Design and Analysis of a High Efficiency DC-DC Converter with Soft Switching Capability for Renewable Energy Applications Requiring High Voltage Gain. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 63, n. 5, p. 2936–2944, 2016.
69
DOBAKHSHARI, S. S. et al. A Quasi-Resonant Current-Fed Converter With Minimum Switching Losses. IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 1. pp. 353–362, 2017.
EMPRESA DE PESQUISA ENERGÉTICA (EPE). Balanço Energético Nacional 2016: Ano base 2015. Empresa de Pesquisa Energética. Rio de Janeiro, 2017 p. 1–232. Disponível em: <https:// https://ben.epe.gov.br> Acesso em: 18 set. 2017.
EMPRESA DE PESQUISA ENERGÉTICA (EPE). Balanço Energético Nacional 2017: Ano base 2016. Empresa de Pesquisa Energética. Rio de Janeiro, 2017. 296 p. Disponível em: <https:// https://ben.epe.gov.br/downloads/Relatorio_Final_BEN_2017.pdf> Acesso em: 18 set. 2017.
EPE. Plano Nacional de Energia Elétrica_ Demanda Energética 2050. Brasília: MME/EPE, 2016. Disponível em: < http://www.epe.gov.br/Estudos/Documents/DEA%2013-15%20Demanda%20de%20Energia%202050.pdf> Acesso em: 18 setembro 2017.
EUROPEAN PHOTOVOLTAIC INDUSTRY ASSOCIATION - EPIA. Global Market Outlook for Photovoltaics Until 2015_2019, 2015.
FENG, X. et al. Impedance Specifications for Stable DC Distributed Power Systems. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 17, n. 2, p. 157–162, 2002.
FREITAS, A. A. A. et al. High-voltage gain dc–dc boost converter with coupled inductors for photovoltaic systems. IET Power Electronics, v. 8, n. 10, p. 1885–1892, 1 out. 2015. Disponível em: <http://digital-library.theiet.org/content/journals/10.1049/iet-pel.2014.0520>.
HASANPOUR, S.; BAGHRAMIAN, A.; MOJALLALI, H. A New High-Gain Coupled-Inductor SEPIC Converter for a Microgrid System. 8th Power Electronics, Drive Systems & Technologies Conference, n. Pedstc, p. 14–16, 2017.
HART, D. W. Power Electronics. 1ª edição, McGraw-Hill Education, 2010.
HELDWEIN, M. L. Especulando sobre o futuro : Distribuição em CC para Integração de Fontes Distribuídas. Santa Maria, p. 1–52, 2010.
INTERNACIONAL ENERGY AGENCY - IEA, World Energy Balances., 2017. Disponível em: <https://www.iea.org/publications/freepublications/publication/WorldEnergyBalances2017Overview.pdf > Acesso em: 18 setembro 2017.
INTERNACIONAL ENERGY AGENCY - IEA, Renewables Information. OECD/IEA, 2017. Disponível em: <https://www.iea.org/publications/freepublications/publication/renewablesinformation2017Overview.pdf > Acesso em: 18 setembro 2017.
IOINOVIC, A. Power Electronics and Energy Conversion Systems. 1. Edição, John Wiley & Sons LTD, 2013.
JOTHI, G. J.; GEETHA, D. N. An enhanced MPPT technique for hign gain DC-DC converter for photovoltaic applications. 2016 International Conference on Circuit, Power and Computing Technologies (ICCPCT), 2016.
70
KAZIMIERCZUK, M. K. Pulse-width Modulated DC – DC Power Converters. 1ª edição ed. Chennai, India, 2008.
KAZIMIERCZUK, M. K. High-Frequency Magnetic Components. 2ª edição ed. Chennai, India, 2014.
KIM, K. A. et al. A dynamic photovoltaic model incorporating capacitive and reverse-bias characteristics. IEEE Journal of Photovoltaics, v. 3, n. 4, p. 1334-1341, 2013.
KONDRATH, N.; KAZIMIERCZUK, M. K. Inductor winding loss owing to skin and proximity effects including harmonics in non-isolated pulse-width modulated dc–dc converters operating in continuous conduction mode. IET Power Electronics, v. 3, n. 6, p. 989, 2010.
LASSETER, R. H. Smart distribution: Coupled microgrids, Proceedings of the IEEE, vol. 99, no. 6. pp. 1074–1082, 2011.
LI, W. et al. A Review of Non-Isolated High Step-Up DC / DC Converters in Renewable Energy Applications. Conference Proceedings - IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition - APEC, v. 2, p. 364–369, 2009.
LIU, H.; LI, F. Novel High Step-Up DC–DC Converter With an Active Coupled-Inductor Network for a Sustainable Energy System. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 30, n. 12, p. 6476–6482, 2015. MCLYMAN. Design Handbook Transformer and Inductor Design Handbook. 4ª edição , ed. Taylor & Francis, 2016.
MOHAMED, H. E.; FARDOUN, A. A. High Gain DC-DC Converter for PV Applications. IEEE 59th International Midwest Symposium on Circuits and Systems, n. October, p. 16–19, 2016.
MARTINS, D. C.; BARBI, I. Conversores CC-CC Básicos não Isolados. 4. ed. Florianópolis: [s.n.], 2006.
NAVA-CRUZ, J. C. et al. Comparative study of two model-based controllers for a quadratic boost converter. 13th International Conference on Power Electronics (CIEP). Anais...IEEE, jun. 2016.
ONGUN, I.; ÖZDEMIR, E. Weighted efficiency measurement of PV inverters: Introducing ηIZMIR. Journal of Optoelectronics and Advanced Materials, v. 15, n. 5–6, p. 550–554, 2013.
ORGANIZAÇÃO DAS NAÇÕES UNIDAS - ONU. World population prospects. The 2017 Revision. June 2017. Disponível em: < https://esa.un.org/unpd/wpp/Download/Probabilistic/>, Acesso em: 18 de setembro, 2017.
PATTERSON, B. T. The new role of buildings 21st century. [s.l: s.n.], 2013.
PAULA, A. N. DE et al. An Extensive Review of Nonisolated DC-DC Boost- Based Converters. Industy Applications (INDUSCON), 2014.
PSIM. Tutorial. How to Use Solar Module Physical Model. 12 p. acessado em maio de 2017.
71
PERIN, A. J.; BASCOPÉ, R. T. O transistor IGBT aplicado em eletrônica de potência. 2ª edição, ed Sagra Luzzatto, 1997.
POMILIO, J. A. Notas de aula de Eletrônica de Potência – Graduação. São Paulo, SP – UNICAMP, 2013.
QIN, S.; KIM, K. A.; PILAWA-PODGURSKI, R. C. N. Laboratory emulation of a photovoltaic module for controllable insolation and realistic dynamic performance. IEEE Power and Energy Conference, p. 23–29, 2013.
REN21. Renewables 2015-Global status report. Paris: [s.n.], 2015.
REN21. Renewables 2017: Global status report. Paris: [s.n.], 2017.
RÜTHER, R; BRAUN P. The Role of Grid-Connected, Building-Integrated Photovoltaic Generation in Commercial Building Energy and Power Loads in a Warm and Sunny Climate. Energy Conversion and Management, v. 51, 2457–2466, ELSEVIER, 2010.
RODRIGUEZ-DIAZ, B. E. et al. Voltage-Level Selection of Future Two-Level LVdc Distribution Grids. IEEE Electrification Magazine. May 2016, p. 20–28, 2016.
SAHA, R.; Bindu, S. A DC Source of current-fed Cockcroft-Walton Multiplier with High Gain DC-DC Converter. International Conference on Nascent Technologies in the Engineering Field, June 2017, p. 27-28, 2017.
SCHMITZ, L.; COELHO, R. F.; MARTINS, D.C. High Step-up High Efficiency DC-DC Converter for Module-Integrated Photovoltaic Applications. Power Electronics Conference and 1st Southern Power Electronics Conference (COBEP/SPEC), 2015 IEEE, 2015.
SARTORI, H. Projeto de conversores estáticos fazendo uso de uma metodologia de minimização de volume / perdas / custo. PPGEE, 2013.
SIWAKOTI, Y. P.; BLAABJERG, F.; LOH, P. C. Ultra-step-up DC-DC converter with integrated autotransformer and coupled inductor. Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), IEEE, 2016.
SILVA, R. V et al. High Gain QZS DC-DC Converter With Coupled inductor and Capacitor Switch. COBEP, 2015.
TELEKE, S.; OEHLERKING, L.; HONG, M. Nanogrids with energy storage for future electricity grids. 2014 IEEE PES T&D Conference and Exposition, p. 1–5, 2014.
TANG, Y.; WANG, T.; HE, Y. A switched-capacitor-based active-network converter with high voltage Gain. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 29, n. 6, p. 2959–2968, 2014.
TOFOLI, F. L. et al. Survey on non-isolated high-voltage step-up dc–dc topologies based on the boost converter. IET Power Electronics, vol. 8, no. 10. p. 2044–2057, 2015. TSENG, K.-C.; CHENG, C.-A.; CHEN, C.-T. High Step-Up Interleaved Boost Converter for Distributed Generation Using Renewable and Alternative Power Sources. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, v. 6777, n. c, p. 1–1, 2016.
72
YEH, C.; HSIEH, Y.-P.; CHEN, J. A novel high step-up DC-DC converter with zero DC bias current coupled-inductor for microgrid system. 1st International Future Energy Electronics Conference (IFEEC), p. 388–394, 2013.
ZHANG, Z.; NGO, K.; NILLES, J. Design of Inductors with Significant AC Flux. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 32, p. 529–539, 2016.
ZHAO, Q.; LEE, F. C. High-efficiency, high step-up dc-dc converters. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 18, n. 1, p. 65–73, 20032003.
ZHAO, Y. et al. Single-Phase Improved Active Clamp Coupled-Inductor-Based Converter With Extended Voltage Doubler Cell. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 27, n. 6, p. 2869–2878, 2012.
73
APÊNDICE A – PROJETO CONVERSOR ALTO GANHO
Autores: Francilino, Manoel, Edilson e Kleber César.
1 PARÂMETROS DO CONVERSOR
[W] (Potência de entrada)
[V] (Tensão de entrada)
[V] (Tensão de saída)
[Hz] (Frequência de comutação)
(Rendimento do conversor)
(Relação de espiras)
(Fator de acoplamento do indutor acoplado)
2 DIMENSIONAMENTO DO CIRCUITO DE POTÊNCIA
2.1 Razão Cíclica
2.2 Ganho Estático
2.3 Potência de Saída
[W]
2.4 Corrente de Saída
[A]
2.5 Corrente de Entrada
[A]
Pin 210
Vin 26
Vo 380
fs 50 103
0.95
n 5
k 1
DVo Vin 1 n( )
Vin Vo0.55
GVin 1 D n( )
1 D380
Po Pin 199.5
Io
Po
Vo0.53
Iin
Pin
Vin8.08
74
2.6 Variação da Corrente do Indutor Acoplado
[A]
2.7 Indutor Primário
[H] (Indutância do primário)
[A] (Corrente média do primário)
[A] (Corrente eficaz do primário)
[A] (Corrente máxima do primário)
[A] (Corrente mínima do primário)
2.8 Indutor Secundário
[H] (Indutância do secundário)
[A] (Corrente média no secundário)
(Corrente eficaz do secundário) [A]
[A] (Corrente de pico no secundário)
2.9 Indutância Mutua
[H]
2.10 Variação da Corrente do Indutor de Saída
[A]
i L1 70% Iin 5.65
L1
Vin D
i L1 fs50.7 10
6
IL1_med
Vo Io
Vin7.67
IL1_ef Iin D 6
IL1_max Iin
i L1
2 10.904
IL1_min Iin
i L1
2 5.25
L2 n2
L1 1.27 103
IL2_med
IL1_med
n1.53
IL2_ef
Io
1 D1.17
IL2_max
IL1_max
n2.18
M k L1 L2 253.7 106
i Lo 25% Io 0.13
75
2.11 Indutor de Saída
[H] (Indutância de saída)
[A] (Corrente média)
[A] (Corrente eficaz)
[A] (Corrente máxima)
[A] (Corrente mínima)
2.12 Nível de Tensão nos Capacitores
[V] (Tensão média nos capacitores C1 e C2)
[V] (Tensão média nos capacitores C3 )
[V] (Tensão média no capacitor C4)
Lo
Vin D
i Lo fs2.19 10
3
ILo_med Io 0.53
ILo_ef Io 0.53
ILo_max Io
i Lo
2 0.59
ILo_min Io
i Lo
2 0.46
VC12
Vin
1 D
58
VC3 Vin n 130
VC4
Vin n 1 D
290
76
3 ANÁLISE DE PERDAS NOS COMPONENTES
3.1 Transistor MOSFET IRFB4310
[A] (Corrente máxima)
[A] (Corrente média)
[A] (Corrente eficaz)
[V] (Tensão máxima)
[V] (Tensão média)
[V] (Tensão eficaz)
3.1.1 Dados:
[A] (Corrente de coletor nominal)
[V] (Tensão coletor emissor)
[A] (Corrente de saturação de dreno p/ 125°C)
[Ω] (Resistência no estado ligado)
[s] (Tempo de subida)
[s] (Tempo de descida)
[s] (Tempo de condução)
(Período)
[F] (Capacitância de trans fe rência reversa )
[F] (Capacitância de sa ída )
3.1.2 Calculo da capacitância efetiva
[F] (Capacitância efetiva para a tensão
de operação no datasheet "50V")
IS_pk IL1_max IL1_med 18.58
IS_medD
2
IL1_min IS_pk 6.57
IS_efD
4
2 IL1_min 2 2 IL1_min IS_pk IS_pk 2
9.47
VS_pk
Vin
1 D58
VS_med VS_pk 1 D( ) 26
VS_ef VS_pk 1 D 38.83
ICM IS_ef
VCE VS_pk
IDss 250 106
RDS 5.6 103
trN 110 109
tfN 78 109
tconT D1
fs 1.1 10
5
T1
fs2 10
5
Crss 280 1012
Coss 540 1012
Cds50 Coss Crss 260 1012
77
[F] (Capacitância corrigida p/ tensão de
operação "VS_pk") 3.1.3 Perda na condução
[W]
3.1.4 Perda por comutação no ligar
[W]
3.1.5 Perda por comutação no desligar
[W]
3.1.6 Potência dissipada transistor
[W]
3.2 Diodo D1 e D2 (MBR580)
[A] (Corrente máxima)
[A] (Corrente média)
[A] (Corrente eficaz)
[V] (Tensão máxima)
[V] (Tensão média)
[V] (Tensão eficaz)
3.2.1 Dados:
[V] (Tensão reversa)
[A] (Corrente de recuperação reversa p/ 50°C)
Cds 50Cds50
VS_pk
241.4 1012
PrDS RDS IS_ef2
0.5
Pcom_on2
3fs Cds VS_pk
2 0.03
Pcom_off4
3fs Cds VS_pk
2 0.05
PtotT Pcom_on Pcom_off PrDS 0.58
ID12_pk
IL1_max
25.452
ID12_med1 D
2
Iin
23 Io
0.55
ID12_ef
ID12_med2
1 D( )2
1.52
VD12_pk
Vin
1 D58
VD12_med VD12_pk D 32
VD12_ef VD12_pk D 43.08
VRM VD12_pk
Irr 0.2 103
78
[s] (Tempo de recuperação reversa)
[V] (Tensão de limiar do diodo)
[V] (Queda de tensão nominal sobre o diodo)
[A] (Corrente de condução nominal do diodo)
[A] (Corrente média no intervalo de tempo de condução)
[s]
3.2.2 Comutação
[W]
3.2.3 Condução
[W]
3.2.4 Potência dissipada diodo
[W]
3.3 Diodo D3 (IDT02S60C)
[A] (Corrente média)
[A] (Corrente máxima)
[A] (Corrente eficaz)
[V] (Tensão máxima)
[V] (Tensão média)
trr 10 109
VFo 0.7
VFN 0.8
IFN ID12_ef
ID12_med 0.55
tb
trr
33.33 10
9
PcomD121
2
VRM Irr tb fs 966.667 109
PconD12 VFo VFN VFo ID12_med
IFN
ID12_med1 D( )
2 0.09
PtotD12 PcomD12 PconD12 0.09
ID3_med Io 0.53
ID3_pk
ID3_med 2
D1.9
ID3_ef ID3_pkD
3 0.82
VD3_pk
Vin n
1 D290
VD3_med VD3_pk 1 D( ) 130
79
[V] (Tensão eficaz)
3.3.1 Dados:
[V] (Tensão reversa)
[A] (Corrente de recuperação reversa p/ 50°C)
[s] (Tempo de recuperação reversa)
[V] (Tensão de limiar do diodo)
[V] (Queda de tensão nominal sobre o diodo)
[A] (Corrente de condução nominal do diodo)
[A] (Corrente média no intervalo de tempo de condução)
[s]
3.3.2 Comutação
[W]
3.3.3 Condução
[W]
3.3.4 Potência dissipada diodo
[W]
3.4 Diodo D4 (IDT02S60C)
[A] (Corrente média)
[A] (Corrente máxima)
[A] (Corrente eficaz)
VD3_ef VD3_pk 1 D 194.16
VRM3 VD3_pk
Irr3 3 106
trr3 10 1012
VFo3 1.7
VFN3 2.1
IFN3 ID3_ef
ID3_med 0.53
tb3
trr
33.33 10
9
PcomD31
2
VRM3 Irr3 tb3 fs 72.5 109
PconD3 VFo3 VFN3 VFo3 ID3_med
IFN3
ID3_med D 0.57
PtotD3 PcomD3 PconD3 0.57
ID4_med Io 0.53
ID4_pk
ID4_med 2
1 D2.34
ID4_ef ID4_pk1 D( )
2 0.784
80
[V] (Tensão máxima)
[V] (Tensão média)
[V] (Tensão eficaz)
3.4.1 Dados:
[V] (Tensão reversa)
[A] (Corrente de recuperação reversa p/ 25°C)
[s] (Tempo de recuperação reversa)
[V] (Tensão de limiar do diodo)
[V] (Queda de tensão nominal sobre o diodo)
[A] (Corrente de condução nominal do diodo)
[A] (Corrente média no intervalo de tempo de condução)
[s]
3.4.2 Comutação
[W]
3.4.3 Condução
[W]
3.4.4 Potência dissipada diodo
[W]
[A]
VD4_pk
Vin n
1 D290
VD4_med VD4_pk D 160
VD4_ef VD4_pk D 215.41
VRM VD4_pk
Irr 3 106
trr 10 1012
VFo 1.7
VFN 2.1
IFN ID4_ef
ID4_med 0.53
tb4
trr
33.33 10
12
PcomD41
2
VRM Irr tb4 fs 72.5 1012
PconD4 VFo VFN VFo ID4_med
IFN
ID4_med 1 D( ) 0.46
PtotD4 PcomD4 PconD4 0.46
81
APÊNDICE B – PROJETO INDUTOR ACOPLADO
Autores: Francilino, Manoel, Edilson e Kleber César.
(Valor médio da corrente no secundário)
[Hz] (Frequência de operação)
(Ração cíclica)
(Fator de enrolamento)
[A/cm2] (Densidade de corrente)
[T] (Densidade de fluxo máximo)
[Tm/A] (Permeabilidade do ar)
(Resistividade do núcleo 0.8 para IP12R, para núcleos melhores é próximo de 1)
[Ω * ]
[Ω * ] (Resistividade do cobre p/ 100°C)
(Relação de espiras)
[mW/cm3] (Perdas relativas do núcleo, Datasheet)
[Hz] (Frequência de operação do núcleo, Datasheet)
[mT] (Densidade de fluxo do núcleo, Datasheet)
[A] (Variação da corrente)
[H] (Indutância do primário)
[A] (Valor de pico da corrente no primário)
[A] (Valor eficaz da corrente no primário)
[A] (Valor médio da corrente no primário)
[H] (Indutância no secundário)
[A] (Valor de pico da corrente no secundário)
[A] (Valor eficaz da corrente no secundário
1 - Especificações:
fs 50 103
D 0.55
Kw 0.4
J 360
Bmax 0.3
o 4 107
c 0.8
w 2.3 108
N 5
Pv 100
fn 25 103
Bn 200
_____________________________________________________________________________
I L 5.67
L1 50 106
IL1_max 10.93
IL1_ef 6
IL1_med 7.67
L2 1.27 103
IL2_max 2.19
IL2_ef 1.17
82
Harmônicos de corrente inserir valores
(Numero de harmônicos)
<--- Definir os valores das harmônicas
Obs.: Obtido pela função FFT do PSIM.
2 - Escolha do fio: ____________________________________________________________
Conversão do diâmetro para AWG
____________________________________________________________
Efeito pelicular sobre os enrolamentos:
[cm2] (Profundidade de penetração)
[cm]
Otimizando o valor do diâmetro máximo para minimizar as perdas, é utilizado somente 37% deste valor (fator de aproximação e empilhamento das espiras) [Ver o livro do Keith Billings: 1999, Switch mode Power Supply Handbook, 2 ed., McGraw-Hill]. Logo o seu valor será:
[cm]
[AWG]
[AWG]
n 1 5
I1mn
0
8.3
2.3
0.79
0.9
0.2
I2mn
0
1.4
0.46
0.13
0.16
0.04
3.141592654
AWG Diametro_fio( ) r 50
r r 1
Diametro_fio2.54
10
r
20while
r
7.6328
fs0.034
Diametro_máximo 2 0.068
Diametro_otimo 2 0.37 0.025
AWG Diametro_otimo( ) 30
AWG_utilizado AWG Diametro_otimo( )
AWG_utilizado 30
83
PRIMÁRIO
<<<< REDEFINE O FIO A SER UTILIZADO NO PRIMÁRIO
Diâmetro máximo do fio sem isolamento:
[cm]
Secção do fio sem isolamento:
[cm2]
Escolha dos fios para os enrolamentos:
[cm2]
Fios paralelos nos enrolamentos:
[cm2]
SECUNDÁRIO
<<<< REDEFINE O FIO A SER UTILIZADO no secundário
Diâmetro máximo do fio sem isolamento:
[cm]
Secção do fio sem isolamento:
[cm2]
AWG_utilizado 25
Di12.54
10
AWG_utilizado
20 Di1 0.045
Sfio_pelicular Di1
2
2
1.624 103
A1Cu
IL1_ef
J0.017
Nfios 1 ceilA1Cu
Sfio_pelicular
Nfios1 11
AprCu
A1Cu
Nfios 11.515 10
3
AWG_utilizado s 27
Di22.54
10
AWG_utilizado s
20 Di2 0.036
Sfio_peliculars Di2
2
2
1.024 103
84
Escolha dos fio para os enrolamentos:
[cm2]
[cm2]
Fio a serem utilizados
(Primário)
(Secundário)
PRIMÁRIO
Diâmetro do fio com isolamento em centímetros
[cm]
Secção do fio com isolamento em centímetros quadrados
[cm2]
Densidade de corrente final será:
[A/cm2]
SECUNDÁRIO
Diâmetro do fio com isolamento em centímetros
[cm]
A2Cu
IL2_ef
J3.25 10
3
Nfios 2 ceilA2Cu
Sfio_peliculars
Nfios2 4
AsrCu
A2Cu
Nfios 28.125 10
4
AWG_utilizado 25 Nfios1 11
AWG_utilizado s 27 Nfios2 4
Di1_iso Di1 0.028 Di1 0.051
Sfio1_iso Di1_iso
2
2
2.078 103
J1final
IL1_ef
Sfio_pelicular Nfios 1335.97
Di2_iso Di2 0.028 Di2 0.041
85
Secção do fio com isolamento em centímetros quadrados
[cm2]
Densidade de corrente final será:
[A/cm2]
3 - Escolha do núcleo:
<--- Aproximado pelo cálculo de um flyback.
[cm4]
_____________________________________________________________________
ESCOLHA O MODELO DO NUCLEO
Sfio2_iso Di2_iso
2
2
1.348 103
J2final
IL2_ef
Sfio_peliculars Nfios 2285.541
Po 200
kv 0.4
ku 0.5
0.95
AeAw
4
3D
Po
10
4
kv ku J fs Bmax1.669
AeAw 1.669
nucleo "EE4012_Mag"
86
Ae
Aw
Ve
AeAw
rc
lt
le
D
0.6
1.19
2.45
0.714
3000
5.6
6.7
0.97
nucleo "EE3007_Mag"if
1.22
1.19
8.174
1.45
3000
6.7
6.7
0.97
nucleo "EE3014_Mag"if
1.53
1.7
6.164
2.6
3000
7
7.9
1.1
nucleo "EE4012_Mag"if
2.4
2.56
12.69
6.14
3000
10.5
9.7
1.5
nucleo "EE4220_Mag"if
87
[cm2] (Área da seção)
[cm2] (Área da janela)
[cm3] (Volume efetivo)
[cm4] (Produto da área do núcleo)
(Permeabilidade relativa)
[cm] (Comprimento médio de uma espira)
[cm] (Comprimento efetivo)
[cm] (Comprimento da janela)
_____________________________________________________________________
O número de espiras do indutor deve ser:
[espiras]
[espiras]
O entreferro deve ser ajustado em:
[cm]
Para encontrar o numero de camadas de fios no carretel, deve-se considerar o diâmetro do cobre como todo, através da sua área.
PRIMÁRIO
Diâmetro do fio sem isolamento em centímetros
[cm]
Ae 1.53
Aw 1.7
Ve 6.164
AeAw 2.6
rc 3 103
lt 7
le 7.9
D 1.1
NL1 ceilL1 IL1_max 10
4
Ae Bmax
12
NL2 NL1 N 60
lgo NL1
2 Ae 10
2
L1
lg 0.055
De1
A1Cu 4
0.146
88
Diâmetro do fio com isolamento em centímetros
[cm]
(Número de fios por camada)
(Número de camadas)
SECUNDÁRIO
Diâmetro do fio sem isolamento em centímetros
[cm]
Diâmetro do fio com isolamento em centímetros
[cm]
(Número de fios por camada)
(Número de camadas)
De1_iso De1 Nfios 1 0.028 De1 0.263
N1camadas2D
De1_iso8.358
Nl1
NL1
N1camadas1.436
De2
A2Cu 4
0.064
De2_iso De2 Nfios 2 0.028 De2 0.093
N2camadas2D
De2_iso23.724
Nl2
NL2
N2camadas2.529
89
4 - Possibilidade de execução:
Possibilidade de execução (menor ou igual 0.4):
[cm2]
[cm2]
O fator ku é menor 0.4, possibilitando a sua construção do indutor.
A1Cu_isol Sfio1_iso NL1 Nfios1
A1Cu_isol 0.274
A2Cu_isol Sfio2_iso NL2 Nfios2
A2Cu_isol 0.324
ACu_isol.total A1Cu_isol A2Cu_isol
kuACu_isol.total
Aw ku 0.352
Possibilidade "OK" ku 0.4if
"Núcleo muito pequeno ! Escolha outro!" ku 0.4if
90
5 - Perdas no indutor:
(Núcleo utilizado)
[cm2] (Área da seção)
[cm2] (Área da janela)
[cm3] (Volume efetivo)
[cm4] (Produto da área do núcleo)
(Permeabilidade relativa)
[cm] (Comprimento médio de uma espira)
[cm] (Comprimento efetivo)
5.1 Perdas no Núcleo
[ T ] (Variação da densidade de fluxo)
[ T ] (Amplitude da densidade de fluxo pág 124 livro Kazimierczuk)
(Coeficiente de perdas por histerese)
(Coeficiente de perdas por correntes parasitas)
(Coeficiente de perdas no núcleo)
[W] (Perdas por histerese)
[W] (Perdas por correntes parasitas)
[W] (Perdas do núcleo)
nucleo "EE4012_Mag"
Ae 1.53
Aw 1.7
Ve 6.164
AeAw 2.6
rc 3 103
lt 7
le 7.9
BBmaxI L
IL1_max0.156
BmB
20.078
KH4
rco
107
1.061 104
KE Ae( ) 10
4
4 c1.502 10
4
Pv 10
3
fn Bn 103
2
1 104
PH Bm2 fs Ve 0.187
PE Bm2KE fs
2 Ve 10
6 0.014
Pn PH PE 0.201
91
5.2 Perdas no Cobre CC
Formula obtida da pág 164 do livro Kazimierczuk, High-Frequency Magnetic Components, second edition - 2014
5.2.1 Tamanho do Condutor
[cm] (Primário)
[cm] (Secundário)
5.2.2 Resistência do Condutor
[Ω ] (Primário)
[Ω ] (Secundário)
5.2.3 Potência Dissipada CC pelo Enrolamento
Equacionamento obtido do artigo publicado na IET Power Electronics em 2010 por Kondrath e Kazimierczuk "Inductor winding loss owing to skin and proximity effects including harmonics in non-isolated pulse-width modulated dc-dc converters operating in continuous conduction mode"
As perdas CC (Pwdc) são dependentes da resistência (Rwdc) com o quadrado
da corrente que passa pelo indutor. As perdas são aumentadas com o aumento da corrente no indutor.
[W]
[W]
5.3 Perdas CA no Cobre
As perdas CA (Pwac) são independentes da corrente no indutor e são proporcionais a
variação da corre te o i dutor (Δ iL).
lw1 NL1 lt 84
lw2 NL2 lt 420
Rwcc1
w
Nfios 1
4 lw1 102
Di1 102
2
10.818 103
Rwcc2
w
Nfios 2
4 lw2 102
Di2 102
2
235.754 103
Pwcc1 IL1_ef2
Rwcc1 0.389
Pwcc2 IL2_ef2
Rwcc2 0.323
92
5.3.1 Amplitude das Harmônicas da Corrente do Indutor
(Diametro do enrolamento sem isolante / distância centro a centro dos enrolamentos "valor do artigo")
(di / p)
5.3.2 Dimensão do Enrolamento Normalisado
(Primário)
(Secundário)
5.3.3 Fator Efeito Skin
(Primário)
(Secundário)
5.3.4 Fator Efeito Proximidade
(Primário)
(Secundário)
5.3.5 Fator da Resistência do Enrolamento
(Primário)
dp 0.8
A1
4
3
4 Di1
dp 0.994
A2
4
3
4 Di2
dp 0.789
FRS1n
sinh 2 A1 n sin 2 A1 n cosh 2 A1 n cos 2 A1 n
...
FRS2n
sinh 2 A2 n sin 2 A2 n cosh 2 A2 n cos 2 A2 n
...
FRP1n
sinh A1 n sin A1 n cosh A1 n cos A1 n
...
FRP2n
sinh A2 n sin A2 n cosh A2 n cos A2 n
...
FRn1nA1 n FRS1n
2 Nl12
1
FRP1n
3
...
93
(Secundário)
5.3.6 Fator de Perdas do Enrolamento
(Primário)
(Secundário)
5.3.7 Potência Dissipada CA pelo Enrolamento
[W] (Primário)
[W] (Secundário)
5.3.8 Perdas no Enrolamento
[W]
5.3.9 Perdas Totais no Indutor
[W]
FRn2nA2 n FRS2n
2 Nl22
1
FRP2n
3
...
FRhca1n
1
2
FRn1n
I1mnn
IL1_ef
2
...
FRhca1 FRhca1 1.324
FRhca2n
1
2
FRn2n
I2mnn
IL2_ef
2
...
FRhca2 FRhca2 1.124
Pwca1 Pwcc1 FRhca1 0.516
Pwca2 Pwcc2 FRhca2 0.363
Pw Pwcc1 Pwca1 Pwcc2 Pwca2 1.59
Pt Pw Pn 1.791
94
6 - Resumo do indutor:
(Núcleo utilizado)
[cm] (Gap)
(Possibilidade de execução ku<0.4)
PRIMÁRIO
(Número de espiras)
[AWG] (Tipo de Fio)
(Número de fios em paralelo)
[A/cm2] (Densidade final de corrente)
SECUNDÁRIO
(Número de espiras)
[AWG] (Tipo de Fio)
(Número de fios em paralelo)
[A/cm2] (Densidade final de corrente)
PERDAS
[W] (Perdas por histerese no núcleo)
[W] (Perdas por corrente parasitas no núcleo)
[W] (Perdas totais no núcleo)
[W] (Perdas CC no cobre do primário)
[W] (Perdas CC no cobre do secundário)
[W] (Perdas CA no cobre do primário)
[W] (Perdas CA no cobre do secundário)
[W] (Perdas totais no cobre)
[W] (Perdas totais no indutor)
[%] (Porcentagem das perdas no indutor)
nucleo "EE4012_Mag"
lg 0.055
ku 0.352
NL1 12
AWG_utilizado 25
Nfios1 11
J1final 335.97
NL2 60
AWG_utilizado s 27
Nfios2 4
J2final 285.541
PH 0.187
PE 0.014
Pn 0.201
Pwcc1 0.389
Pwcc2 0.323
Pwca1 0.516
Pwca2 0.363
Pw 1.59
Pt 1.791
Pt 100
2000.896
95
APÊNDICE C – PROJETO INDUTOR DE SAÍDA
Autores: Francilino, Manoel, Edilson e Kleber César.
[A] (Valor de pico da corrente)
[A] (Valor eficaz da corrente)
[A] (Valor médio de corrente)
[Hz] (Frequência de operação)
(Ração cíclica para o conversor)
(Fator de enrolamento)
[A/cm2] (Densidade de corrente)
[T] (Densidade de fluxo máxima)
[Tm/A] (Permeabilidade do ar)
[Ω * ] (Resistividade do núcleo 0.8 para IP12R, para núcleos melhores é próximo de 1)
[Ω * ] (Resistividade do cobre p/ 100°C)
Harmônicos de corrente inserir valores
(Número de harmônicos)
Valores das harmônicas dependente de Δ IL, para
os conversores BUCK, BUCK-BOOST e BOOST!!!
1 - Especificações:
[H]
[A]
(Indutância)
(Variação da corrente)
ILo_ef 0.5
ILo_med 0.5
fs 50 103
Dmax 0.55
Kw 0.3
J 400
Bmax 0.3
o 4 107
c 0.8
w 2.3 108
_____________________________________________________________________________
n 1 5
ImnnI Lo
sinc n Dmax( )
n 1 Dmax( )
... Imn
0
0.04
3.163 103
4.053 103
1.504 103
1.158 103
Lo 2 103
I Lo 0.1
ILo_max 0.5
96
2 - Escolha do fio: ____________________________________________________________
Conversão do diâmetro para AWG
____________________________________________________________
Efeito pelicular sobre os enrolamentos:
(Profundidade de penetração)
[cm]
Otimizando o valor do diâmetro máximo para minimizar as perdas, é utilizado somente 37%deste valor (fator de aproximação e empilhamento das espiras) [Ver o livro do Keith Billings: 1999, Switchmode Power Supply Handbook, 2 ed., McGraw-Hill]. Logo o seu valor será:
[cm]
[AWG]
[AWG]
<<<< REDEFINE O FIO A SER UTILIZADO
Diâmetro máximo do fio sem isolamento em centímetros:
[cm]
3.141592654
AWG Diametro_fio( ) r 50
r r 1
Diametro_fio2.54
10
r
20while
r
7.6328
fs0.034
Diametro_máximo 2 0.068
Diametro_otimo 2 0.35 0.024
AWG Diametro_otimo( ) 30
AWG_utilizado AWG Diametro_otimo( )
AWG_utilizado 30
AWG_utilizado 26
Di2.54
10
AWG_utilizado
20 Di 0.041
97
Secção do fio sem isolamento em centímetros quadrados
[cm2]
Escolha do fio para o enrolamento:
[cm2]
Fios paralelos no enrolamento:
[cm2]
Densidade de corrente final:
[A/cm2]
Fio a ser utilizado
Diâmetro do fio com isolamento em centímetros
[cm]
Secção do fio com isolamento em centímetros quadrados
[cm2]
3 - Escolha do núcleo:
[cm4]
Sfio_pelicular Di
2
2
1.29 103
ACu
ILo_ef
J1.25 10
3
Nfios ceilACu
Sfio_pelicular
1
ApCu
ACu
Nfios1.25 10
3
Jfinal
ILo_ef
Sfio_pelicular Nfios387.715
AWG_utilizado 26 Nfios 1
Di_iso Di 0.028 Di 0.046
Sfio_iso Di_iso
2
2
1.673 103
AeAwLo ILo_ef ILo_max 10
4
Kw J Bmax
AeAw 0.139
98
_____________________________________________________________________
ESCOLHA O MODELO DO NUCLEO
nucleo "EE2005"
Ae
Aw
Ve
AeAw
rc
lt
le
D
0.31
0.48
0.827
0.145
1750
3.8
4.3
0.63
nucleo "EE2005"if
0.52
0.87
1.748
0.452
1750
5.2
5.75
0.87
nucleo "EE2507"if
0.6
1.19
2.45
0.714
1750
5.6
6.7
0.97
nucleo "EE3007"if
1.22
1.19
8.174
1.45
1750
6.7
6.7
0.97
nucleo "EE3014"if
99
[cm2] (Área da seção)
[cm2] (Área da janela)
[cm3] (Volume efetivo)
[cm4] (Produto da área do núcleo)
(Permeabilidade relativa)
[cm] (Comprimento médio de uma espira)
[cm] (Comprimento efetivo)
[cm] (Comprimento da janela)
_____________________________________________________________________
O número de espiras do indutor deve ser:
[espiras]
Para o projeto assume-se:
[espiras]
O entreferro deve ser ajustado em:
[cm]
Para encontrar o número de camadas de fios no carretel, deve-se considerar o diâmetro do cobre como todo, através da sua área.
Diâmetro do fio sem isolamento em centímetros
[cm]
Ae 0.31
Aw 0.48
Ve 0.827
AeAw 0.145
rc 1.75 103
lt 3.8
le 4.3
D 0.63
NLLo ILo_max 10
4
Ae Bmax
NL 107.527
NL floor NL( )
NL 107
lgo NL
2 Ae 10
2
L
lg 4.46 105
1
L
De
ACu 4
0.04
100
Diâmetro do fio com isolamento em centímetros
[cm]
(Número de fios por camada)
(Número de camadas)
4 - Possibilidade de execução:
Possibilidade de execução (menor ou igual 0.4):
[cm2]
O fator ku é menor 0.4, possibilitando a sua construção do indutor.
De_iso De Nfios 0.028 De 0.045
Ncamadas2D
De_iso27.7
NlNL
Ncamadas3.863
ACu_isol Sfio_iso NL Nfios
ACu_isol 0.179
kuACu_isol
Aw ku 0.373
Possibilidade "OK" ku 0.4if
"Núcleo muito pequeno ! Escolha outro!" ku 0.4if
101
5 - Perdas no indutor:
(Núcleo utilizado)
[cm2] (Área da seção)
[cm2] (Área da janela)
[cm3] (Volume efetivo)
[cm4] (Produto da área do núcleo)
(Permeabilidade relativa)
[cm] (Comprimento médio de uma espira)
[cm] (Comprimento efetivo)
5.1 Perdas no Núcleo
[ T ] (Variação da densidade de fluxo)
[ T ] (Valor de pico da variação da densidade)
(Coeficiente de perdas por histerese)
(Coeficiente de perdas por correntes parasitas)
[ W ] (Perdas por histerese)
[ W ] (Perdas por correntes parasitas)
[ W ] (Perdas do núcleo)
nucleo "EE2005"
Ae 0.31
Aw 0.48
Ve 0.827
AeAw 0.145
rc 1.75 103
lt 3.8
le 4.3
BBmaxI Lo
ILo_max0.06
BmB
20.03
KH4
rc o1.819 10
3
KE Ae( ) 10
4
4 c3.043 10
5
PH Bm2KH fs Ve 10
6 0.068
PE Bm2KE fs
2 Ve 10
6 5.663 10
5
Pn PH PE 0.068
102
5.2 Perdas no Cobre CC
Formula obtida da pág 164 do livro Kazimierczuk, High-Frequency Magnetic Components, second edition - 2014
5.2.1 Tamanho do Condutor
[cm]
5.2.2 Resistência do Condutor
[Ω ]
5.2.3 Potência Dissipada CC pelo Enrolamento
Equacionamento obtido do artigo publicado na IET Power Electronics em 2010 por Kondrath e Kazimierczuk "Inductor winding loss owing to skin and proximity effects including harmonics in non-isolated pulse-width modulated dc-dc converters operating in continuous conduction mode"
As perdas CC (Pwdc) são dependentes da resistência (Rwdc) com o quadrado
da corrente que passa pelo indutor. As perdas são aumentadas com o aumento da corrente no indutor.
[W]
5.3 Perdas CA no Cobre
As perdas CA (Pwac) são independentes da corrente no indutor e são proporcionais a
variação da corre te o i dutor (Δ iL).
5.3.1 Amplitude das Harmônicas da Corrente do Indutor
(Diametro do enrolamento sem isolante / distância centro a centro dos enrolamentos "valor do artigo")
(di / p)
lw NL lt 406.6
Rwcc
w
Nfios
4 lw 102
Di 102
2
725.166 103
Pwcc ILo_med2
Rwcc 0.181
dp 0.8
103
5.3.2 Dimensão do Enrolamento Normalisado
5.3.3 Fator Efeito Skin
5.3.4 Fator Efeito Proximidade
5.3.5 Fator da Resistência do Enrolamento
5.3.6 Fator de Perdas do Enrolamento
5.3.7 Potência Dissipada CA pelo Enrolamento
[W]
A
4
3
4 Di
dp 0.886
FRSn
sinh 2 A n sin 2 A n cosh 2 A n cos 2 A n
...
FRPn
sinh A n sin A n cosh A n cos A n
...
FRnnA n FRSn
2 Nl2
1
FRPn
3
...
FRhcan
1
2
FRnn
Imnn
ILo_ef
2
...
FRhca FRhca 6.954 103
Pwca Pwcc FRhca 1.261 103
104
5.3.8 Perdas no Enrolamento
[W]
5.3.9 Perdas Totais no Indutor
[W]
Pw Pwcc Pwca 0.183
Pt Pw Pn 0.25
105
6 - Resumo do indutor:
(Núcleo utilizado)
(Número de espiras)
[AWG] (Tipo de Fio)
(Número de fios em paralelo)
[cm] (Gap)
(Possibilidade de execução ku<0.4)
[A/cm2] (Densidade final de corrente)
[W] (Perdas por histerese no núcleo)
[W] (Perdas por corrente parasitas no núcleo)
[W] (Perdas totais no núcleo)
[W] (Perdas CC no cobre)
[W] (Perdas CA no cobre)
[W] (Perdas totais no cobre)
[W] (Perdas totais no indutor)
nucleo "EE2005"
NL 107
AWG_utilizado 26
Nfios 1
lg 4.46 105
1
L
ku 0.373
Possibilidade "OK"
Jfinal 387.715
PH 0.068
PE 5.663 105
Pn 0.068
Pwcc 0.181
Pwca 1.261 103
Pw 0.183
Pt 0.25
106
APÊNDICE D – PARAMETROS DO INDUTOR ACOPLADO
Desenvolvido por: Edilson, Kleber, Jonas Santos e Rodrigo Linhares.
Adaptado: Francilino.
Modelo elétrico do Transformador
Onde:
: Resistência do Primário
: Indutância de dispersão do primário
: Indutância de Magnetização
: Resistência do núcleo
: Resistência do secundário
: Indutância de dispersão do
secundário
Parâmetros Obtidos Experimentalmente
Resistência do Primário - Rp
Atenção: Primeiro é preciso curto-circuitar as ponteiras do ohmímetro e obter o valor de resistência das ponteiras, RPONTEIRA. Utilizando um ohmímetro no
primário do transformador é obtido o valor deste parâmetro, Rprimário.
O valor de resistência do primário útil Rp = Rprimário - RPONTEIRA
[Ω ]
[Resistência do Primário]
Rp
Ldp
Lm
Rn
Rds
Lds
Rp 5.55 103
107
Resistência do Secundário - Rs
Atenção: Utilizando um ohmímetro no primário do transformador é obtido o valor deste parâmetro, Rsecundário.
O valor de resistência do secundário útil é : Rs= Rsecundário - RPONTEIRA
[Ω ] [Resistência do Secundário]
Indutância de Magnetização no Primário - Lm
OBS: Utilizando a Ponte LCR no modo de medir indutância com a frequência de 60 Hz com o secundário em vazio. (Para esta medida foi utilizado 100 Hz, pois é a frequência que o instrumento fornece próximo de 60 Hz) .
Considerando que Lm >> Ldp.
[H] [Indutância de Magnetização]
Indutância de Magnetização no Secundário - Ls
OBS: Utilizando a Ponte LCR no modo de medir indutância com a frequência de 100 Hz, pois é a menor frequência que o instrumento fornece, assim se aproximando mais da frequência da rede que é de 60 Hz
[H] [Indutância de Magnetização no Secundário]
Impedância Medida no Primário com Secundário Curto-circuitado - Lpsshort
Rs 354.84 103
Lm 53.005 106
Ls 1.27 103
108
OBS: Ao curto circuitar o secundário do transformador a indutância de dispersão do secundário e a resistência do secundário é refletida para o primário (Rs' e Lds').
Ao medir a indutância com a Ponte LCR no primário do transformador será obtido:
Lpsshort = Ldp + Lds' [H] [Indutância de dispersão medida com o secundário curto-
circuitado]
Impedância Medida no Secundário com Primário Curto-circuitado - Lspshort
OBS: Ao curto circuitar o primário do transformador a indutância de dispersão e a resistência do primário é refletida para o secundário (Rp' e Ldp').
Ao medir a indutância com a Ponte LCR no secundário do transformador será obtido:
Lpsopen = Ldp' + Lds [H] [Indutância de dispersão medida com o primário
curto-circuitado]
Indutância Mútua - M
A indutância mútua é a capacidade de um indutor induzir tensão em um indutor próximo. Para se determinar a polaridade da tensão mútua é necessário analisar a maneira com que as bobinas são enroladas. Para se encontrar o valor da indutância mútua, as bobinas foram conectadas em duas configurações. Na primeira, é encontrada a indutância série aditiva La, conectando-se a saída de uma bobina com o início da outra, como mostrado na figura abaixo.
Lpsshort 1.19 106
Lspshort 28.84 106
109
[H] [Indutância série aditiva]
Para a segunda configuração são conectados os finais das duas bobinas, sendo encontrado o valor da indutância série subtrativa Lo, como mostrado na figura.
[H] [Indutância série subtrativa]
Com os valore de La e Lo, a indutância mútua do transformador pode ser calculada.
[H] [Indutância mútua]
La 1.956 103
Lo 822.07 106
MLa Lo
4283.482 10
6
110
OBS: Para a análise da indutância mútua foram utilizadas como referências os livros Impedance Measurement Handbook 4th, cápitulo 5, e Fundamentos de Circuitos Elétricos (Alexander e Sadiku, 2008), capítulo 13.
Relação de Espiras - a
[Relação de Espiras]
Onde: Lm - Indutância de Magnetização do Primário
Ls - Indutância de Magnetização do Secundário
Fator de Acoplamento - k
[Fator de acoplamento]
[Fator de Acoplamento]
O Coeficiente de acoplamento é a fração do fluxo total que sai do primário concatena o secu dário. O de ≤ k ≤ .
Se todo o fluxo produzido lado atinge o outro, então k = 1, ou seja, um acoplamento perfeito.
Indutância de Dispersão no Primário - Ldp
[H] [Indutância de dispersão do primário]
Indutância de Dispersão no Secundário - Lls
[H] [Indutância de dispersão do secundário]
OBS: Para calcular a Indutância de Dispersão do primário Llp e a Indutância de dispersão
do secundário Lls foi utilizado como referência uma Nota de Aplicação AN1679 da ON
Semiconductort® - How to deal with Leakage Elements in Flyback Converters (Elaborado por: Christophe Basso), setembro de 2005, Rev. 3.
a 5
k 1Lpsshort
Lm 0.989
k2M
Lm Ls1.093
Ldp 1 k( ) Lm
Ldp 598.378 109
Lds 1 k( ) Lm1
a2
Lds 23.935 109
111
Simulação no PSIM®
Para simulação no PSIM® foi definido uma quantidade de espiras no primário que satisfaça a relação de espira e que no secundário o número de espiras seja um valor inteiro ou bem próximo.
[Espiras] [Número de espiras no enrolamento primário]
[Espiras] [Número de espiras no enrolamento secundário]
[Relação de Espiras]
Resumo
[Ω ] [Resistência do Primário]
[Ω ] [Resistência do Secundário]
[H] [Indutância de Magnetização do Primário]
[H] [Indutância de Magnetização do Secundário]
[H] [Indutância de Dispersão do Primário]
[H] [Indutância de Dispersão do Secundário]
REFERÊNCIAS
CARVALHO G. Máquinas Elétricas Teoria e Ensaios. 2ª Edição REVISA. São Paulo, 2009.
FITZGERALD A.; KINGSLEY C.; Umans S. Máquinas Elétricas. 6ª Edição. São Paulo, 2008.
KOERICH A. Circuitos Elétricos Circuitos Magneticamente Acoplados. Engenharia de Computação Pontifícia Universidade Católica do Paraná (PUCPR). Paraná, 2009.
BASSO C. AN1679/D - How to deal with Leakage Elements in Flyback Converters.ON Semiconductor, 2005.
Agilent Technologies. Application Note 1305-3 - Agilent Effective Transformer/LF Coil Testing. 2008.
Agilent Technologies. Agilent Impedance Measurement Handbook - A guide to measurement technology and techniques, 4ª Edição. 2008.
ALEXANDER, C. K.; SADIKU, M. N. O. Fundamentos de Circuitos Elétricos. 3ª. ed. São Paulo: McGraw-Hill, 2008.
Np 55
Ns
Np
a11
Np
Ns5
Rp 5.55 103
Rs 354.84 103
Lm 53.005 106
Ls 1.27 103
Ldp 598.378 109
Lds 23.935 109
112
APÊNDICE E – PLACA (MPPT)