ufsm dissertação de mestrado anÁlise comparativa …livros01.livrosgratis.com.br/cp108244.pdf ·...

UFSM

Dissertação de Mestrado

ANÁLISE COMPARATIVA DE CONVERSORES

MONOFÁSICOS APLICADOS À CORREÇÃO DE FATOR DE

POTÊNCIA

Fernando Beltrame

PPGEE

Santa Maria, RS, Brasil

2009

Livros Grátis

http://www.livrosgratis.com.br

Milhares de livros grátis para download.

ANÁLISE COMPARATIVA DE CONVERSORES

MONOFÁSICOS APLICADOS À CORREÇÃO DE FATOR DE

POTÊNCIA

por

Fernando Beltrame

Dissertação apresentada ao Curso de Mestrado do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, Área de Concentração em Processamento de Energia, da Universidade Federal de Santa Maria

(UFSM, RS) como requisito parcial para a obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

PPGEE

Santa Maria, RS, Brasil

2009

___________________________________________________________________________

© 2009 Todos os direitos autorais reservados a Fernando Beltrame. A reprodução de partes ou do todo deste trabalho só poderá ser com autorização por escrito do autor. Endereço: Rua do Acampamento, 599, apto 201. Santa Maria, RS, 97050-003. Fone (055)9628-7801; Endereço eletrônico: [email protected]

Universidade Federal de Santa Maria Centro de Tecnologia

Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica

A Comissão Examinadora, abaixo assinada, aprova a Dissertação de Mestrado

ANÁLISE COMPARATIVA DE CONVERSORES MONOFÁSICOS

APLICADOS À CORREÇÃO DE FATOR DE POTÊNCIA

elaborada por

Fernando Beltrame

como requisito parcial para obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica

COMISSÃO EXAMINADORA:

_________________________________ José Renes Pinheiro, Dr.

(Presidente/Orientador)

_________________________________ Mário Lúcio da Silva Martins, Dr. (UTFPR)

_________________________________ Felix Alberto Farret, Ph.D. (UFSM)

Santa Maria, 12 de Agosto de 2009.

Para Públio e Elisabete, meus pais,

para Douglas e Rafael, meus irmãos,

e para Grazielle, minha namorada.

Agradecimentos

Agradeço especialmente ao professor José Renes Pinheiro, por ter me concedido a

oportunidade da realização deste trabalho sob a sua orientação, pelo exemplo de dedicação

profissional, pelos preciosos conhecimentos que pude adquirir ao trabalhar ao seu lado, pelos

seus conselhos, sua amizade e sua paciência.

Aos professores co-orientadores, pela amizade, conhecimento e experiência

transmitidos no decorrer do Mestrado/Doutorado, contribuindo de forma relevante na

elaboração deste trabalho.

Aos colegas do GEPOC, Cleber Zanatta, Diorge Báo Zambra, Jumar Russi, Paulo

Canuto Ficagna, Jonatan Zientarsky, Hamiltom Sartori, Leandro Roggia, Adriano Toniollo,

Rafael Beltrame Concatto, Tiago Rampelotto, Luccas Kunzler, Márcio Sari, Huesley Hoppen,

que de alguma forma colaboraram com o desenvolvimento deste trabalho e pelos fortes laços

de amizade criados entre nós.

Aos amigos do NUPEDEE e da PPGEE, em especial aos funcionários Luiz Fernando

e Cleonice, que colaboraram na realização desse trabalho.

À Universidade Federal de Santa Maria e à CAPES pelo apoio financeiro

indispensável para a realização de uma pesquisa de qualidade

Aos meus pais, Públio e Elisabete, aos meus irmãos Douglas e Rafael, a minha

namorada, e a toda minha família, pelos ensinamentos que carregarei por toda a vida, pela

confiança e pelo amor em mim depositado.

A Deus.

“Não sei como pareço aos olhos do mundo, mas eu mesmo vejo-me como

um pobre garoto que brincava na praia e se divertia em encontrar uma

pedrinha mais lisa uma vez por outra, ou uma concha mais bonita do que de

costume, enquanto o grande oceano da verdade se estendia totalmente

inexplorado diante de mim. "

Isaac Newton

RESUMO Dissertação de Mestrado

Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica Universidade Federal de Santa Maria



AUTOR: ENG. FERNANDO BELTRAME ORIENTADOR: DR. ENG. JOSÉ RENES PINHEIRO

Santa Maria, 12 de Agosto de 2009.

Esse trabalho apresenta um estudo e uma análise comparativa de conversores

monofásicos aplicados à correção de fator de potência que estejam de acordo com as normas

internacionais IEC 61000-3-4 (limitação de harmônicos) e CISPR 22 (limitação dos níveis de

interferência eletromagnética) para aplicações de alta potência. Os conversores estudados

foram o conversor Boost, o conversor Boost Intercalado, com duas células operando com uma

defasagem de 180º entre si, e o conversor Dual Boost. Tais conversores são utilizados como

estágio de entrada em fontes de equipamentos da tecnologia da informação. Todos os

conversores apresentam a mesma tensão de entrada e saída, e a mesma corrente de entrada. Os

conversores foram projetados para apresentarem a mesma taxa de distorção harmônica da

corrente de entrada (THD) para que, dessa forma, todos tenham o mesmo filtro de entrada. A

implementação das leis de controle foi realizada através de um controlador digital com o uso

de um microcontrolador de 16 bits.

Todos os conversores foram primeiramente estudados e são apresentados nesta

dissertação. Os parâmetros analisados para a comparação das topologias foram: fator de

potência, taxa de distorção harmônica, perdas nos dispositivos semicondutores e magnéticos,

volume dos dissipadores e materiais magnéticos, interferência eletromagnética conduzida,

eficiência e custos.

Palavras-Chave semicondutora: Boost, Boost Intercalado, Dual Boost, Correção do

Fator de Potência.

9

ABSTRACT Master Dissertation

Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica Universidade Federal de Santa Maria



AUTHOR: ENG. FERNANDO BELTRAME RESEARCH SUPERVISOR: DR. ENG. JOSÉ RENES PINHEIRO

Santa Maria, August 12th, 2009.

This work presents a study and a comparative analysis of high power single-phase

converter applied to power factor correction in according to the international standards IEC

61000-3-4 (harmonics limitation) and CISPR 22 (electromagnetic interference limitation) for

high power applications. The converters studied were the conventional boost converter, the

interleaved boost converter, with two cell operating with a delay angle of 180º between each

other, and the dual boost converter. Such converters are used in front-end modules of

information technology equipment. All converters have the same input and output voltage and

the same input current. The converters were projected to provide the same total input

harmonic distortion (THD), with the idea of using the same input filter. Implementation of the

control laws was performed through a digital control with the use of a 16 bits microcontroller.

All converters were, first of all, studied and presented in this dissertation. The

analyzed parameters for comparison were: power factor, total harmonic distortion (THD),

semiconductor losses and magnetic losses, heat-sinks volume and magnetics volume,

conducted electromagnetic interference, performance and costs.

Keywords: Boost, Interleaved Boost, Dual Boost, Power factor correction.

LISTA DE FIGURAS Figura 1-1 - Estágio de entrada – retificação passivo tradicional. .........................................................23 Figura 1-2 - Formas de onda da tensão e corrente e espectro harmônico para o monofásico passivo. ..23 Figura 1-3 - Formas de onda e espectro de um circuito ativo de alta frequência. ..................................27 Figura 1-4 - Conversor Boost.................................................................................................................28 Figura 1-5 - Conversor Boost Intercalado operando como PFC. ...........................................................29 Figura 1-6 - Conversor Dual Boost operando como PFC. .....................................................................29 Figura 2-1 - Conversor Boost aplicado correção do fator de potência...................................................34 Figura 2-2 - Ondulação de alta freqüência da corrente de entrada do conversor Boost operando em

CCM.......................................................................................................................................................37 Figura 2-3 - Conversor Boost operando em DCM. ................................................................................37 Figura 2-4 - Conversor Boost operando em CCM - 1ªetapa de operação. .............................................38 Figura 2-5 - Conversor Boost operando em CCM - 2ªetapa de operação. .............................................39 Figura 2-6 - Conversor Boost operando em DCM - 1ªetapa de operação. .............................................40 Figura 2-7 - Conversor Boost operando em DCM - 2ªetapa de operação. .............................................40 Figura 2-8 - Conversor Boost operando em DCM - 3ªetapa de operação. .............................................41 Figura 2-9: Corrente do indutor na fronteira de condução. ....................................................................42 Figura 2-10: Correntes de saída e do indutor nas fronteiras dos modos de condução. ..........................42 Figura 2-11: Correntes parametrizadas para o conversor Boost. ...........................................................43 Figura 2-12: Fronteira dos modos de condução para o conversor Boost. ..............................................43 Figura 2-13 - Forma de onda típica da corrente da chave semicondutora do Conversor Boost.............45 Figura 3-1 - Conversor Boost com duas chave semicondutoras semicondutoras em paralelo...............50 Figura 3-2 -Conversor Boost com duas células em paralelo..................................................................50 Figura 3-3 - Correntes nos indutores (iL1 e iL2) e corrente de entrada(iin) do Boost Intercalado.............50 Figura 3-4 - Sinais de comando das chave semicondutoras. ..................................................................53

Figura 3-5 - Etapas de operação do Boost Intercalado em CCM na região onde d(t) ≥ 0,5. .................53

Figura 3-6 - Etapas de operação do Boost Intercalado em CCM na região onde d(t) ≤ 0,5. .................54

Figura 3-7 - Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t) ≥ 0,5. .................55 Figura 3-8: Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t)0,5........................55

Figura 3-9: Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t) ≤ 0,5. ...................56

Figura 3-10 - Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t) ≤ 0,5. ................57 Figura 3-11: Fronteira dos modos de condução para o conversor Boost Intercalado. ...........................57 Figura 4-1 - Conversor Dual Boost. .......................................................................................................62 Figura 4-2 - Diferença de potencial entre o terra da fonte e o terra da carga. ........................................63 Figura 4-3 – Etapas de operação do conversor Dual Boost. ..................................................................64 Figura 4-4 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 1, semi-ciclo positivo. .........................................64

Figura 4-5 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 2, semi-ciclo positivo. .........................................65 Figura 4-6 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 1, semi-ciclo negativo..........................................65 Figura 4-7 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 2, semi-ciclo negativo.........................................65 Figura 4-8 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 1, semi-ciclo positivo. .........................................66 Figura 4-9 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 3, semi-ciclo positivo. .........................................66 Figura 4-10 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 2, semi-ciclo positivo. .......................................66 Figura 4-11 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 1, semi-ciclo negativo. ......................................66 Figura 4-12 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 2, semi-ciclo negativo. ......................................67 Figura 4-13 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 3, semi-ciclo negativo. ......................................67 Figura 4-14: Fronteira dos modos de condução para o conversor Dual Boost.......................................67

Figura 5-1 - Curva Característica ( )( )ce ceV Iθ θ× do IGBT.......................................................................72

Figura 5-2 - Curva Característica ( )( )on ceE t I t× e ( )( )off ceE t I t× do IGBT. ............................................73

Figura 5-3 - Curva Característica ( ) ( )f fV Iθ θ× do diodo. ......................................................................73

Figura 5-4 - Energia da recuperação reversa do diodo em função da corrente de condução. ................74 Figura 5-5 - Curva Característica do diodo 30EPH06. ..........................................................................75 Figura 5-6 - Aproximação da curva característica da corrente ( ) ( )f rrI t I t× do diodo 10ETF06S. ........76

Figura 5-7 - Curva Característica ( )( )f fV t I t× da Ponte Retificadora KBPC50....................................76

Figura 5-8 - Curva característica ( )( )ce ceV t I t× dos diodos intrínsecos do IGBT IRGP30B60KD-E.....76

Figura 5-9 - Modelo Térmico Equivalente dos semicondutores. ...........................................................77 Figura 5-10 - Variação da resistência térmica com a diferença de temperatura.....................................78 Figura 5-11 -Comprimento do dissipador através do fator de correção do comprimento......................79 Figura 5-12: Comparação das perdas dos conversores . ........................................................................79 Figura 5-13 - Comparação do Comprimento dos dissipadores dos conversores....................................80 Figura 5-14 - Comparação do Volume dos dissipadores dos conversores. ............................................80 Figura 6-1: Interferência Eletromagnética Conduzida. ..........................................................................86 Figura 6-2 - Caminho de circulação do ruído DM no conversor Boost. ................................................87 Figura 6-3: Caminho de circulação do ruído DM no conversor Boost Intercalado. ..............................87 Figura 6-4 - Caminho de circulação do ruído DM no conversor Dual Boost. .......................................88 Figura 6-5 – Análise das capacitâncias parasitas do indutor Boost sobre o ruido DM. .........................89 Figura 6-6: Efeito da recuperaçao reversa do diodo sobre o ruido DM. ................................................89 Figura 6-7 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Boost. ...............................................91 Figura 6-8 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Boost Intercalado. ............................91 Figura 6-9 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Dual Boost. ......................................91 Figura 6-10 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Dual Boost......................................92

Figura 6-11 - Formas de onda da tensao na chave semicondutora com e sem a utilizaçao de técnicas de

comutação suave. ...................................................................................................................................94 Figura 6-12 - Loop de alta di/dt. ............................................................................................................97 Figura 6-13 - Nó com alto dv/dt.............................................................................................................97 Figura 6-14 - Redução das áreas de irradiação utilizando o entrelaçamentos........................................98 Figura 6-15 - Diminuição dos loops aproximando as vias. ....................................................................98 Figura 6-16 - Posicionamento dos componentes do filtro......................................................................99 Figura 6-17 - Comportamento da EMI devido aos acoplamentos [68]. .................................................99 Figura 6-18 - Correta localizaçao dos capacitores e indutores para evitar acoplementos, [68]. ..........100 Figura 6-19 - Localização do Indutor e do capacitor para evitar acoplamentos, [68]. .........................100 Figura 6-20 - Capacitâncias parasitas...................................................................................................101 Figura 6-21 – Técnicas para redução das capacitância parasitas. ........................................................101 Figura 6-22 - Filtros de EMI. ...............................................................................................................102 Figura 6-23 - Filtro π .Balanceado. ......................................................................................................102 Figura 6-24 - Circuitos equivalentes para o filtro π balanceado segundo o tipo de ruído....................104 Figura 6-25 - Setup para medição de EMI conduzida, [69]. ................................................................104 Figura 6-26 - Obtenção das freqüências de corte do ruído de modo diferencial e comum. .................105 Figura 6-27 - Princípios do Separador de Ruído, [70]. ........................................................................106 Figura 6-28 – Simulação de EMI conduzida e limites da norma CISPR 22. .......................................107 Figura 6-29 - Modelo equivalente do indutor. .....................................................................................108 Figura 6-30 – Curvas de impedância dos indutores implementados. ...................................................108 Figura 6-31 – Simulação de EMI conduzida considerando a modelagem do indutor .........................109 Figura 7-1 - Conversor Boost operando como PFC. ............................................................................114 Figura 7-2 - Conversor Boost Intercalado operando como PFC. .........................................................115 Figura 7-3 - Conversor Dual Boost operando como PFC. ...................................................................116 Figura 7-4 - Harmônicos pares da corrente de entrada dos conversores. .............................................116 Figura 7-5 - Harmônicos Impares da corrente de entrada dos conversores. ........................................117 Figura 7-6 - Conversor Boost operando como PFC, Po = 300W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

..............................................................................................................................................................119 Figura 7-7 - Razão ciclica do conversor operando em modo misto. ....................................................119 Figura 7-8 - Conversor Boost Intercalado operando como PFC, Po = 300W. Escalas:100V/div, 5A/div,

5ms/div.................................................................................................................................................120 Figura 7-9 - Sinal amostrado da tensão de entrada. Escalas:500mV/div, 10ms/div. ...........................120 Figura 7-10 - Conversor Dual Boost operando como PFC, Po = 300W. Escalas:100V/div, 5A/div,

5ms/div.................................................................................................................................................121 Figura 7-11 - Interferência eletromagnética conduzida sem filtro– Conversor Boost. ........................121

Figura 7-12 - Interferência eletromagnética conduzida sem filtro – Conversor Boost Intercalado. ....122 Figura 7-13 - Interferência eletromagnética conduzida sem filtro – Conversor Dual Boost. ..............122 Figura 7-14 - Conversor Boost, Po = 1000W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.............................123 Figura 7-15 - Conversor Boost Intercalado, Po = 1000W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div..........123 Figura 7-16 - Conversor Boost Intercalado – Corrente nos indutores. Escalas:100V/div, 5A/div,

5ms/div.................................................................................................................................................124 Figura 7-17 – Corrente nos indutores – Células operando intercaladamente. Escalas:100V/div, 5A/div,

5ms/div.................................................................................................................................................124 Figura 7-18 – Conversor Dual Boost, Po = 1000W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div. ..................124 Figura 7-19 - Análise comparativa do rendimento dos conversores. ...................................................125

Figura A - 1 - Conversor Boost PFC e sistema de controle. ................................................................137 Figura A - 2 - Atuação da lei de controle para modo de condução contínua, 3kW. Conversores

operando nos dois modos de operação. ................................................................................................140 Figura A - 3- Ação feedforward durante um semi-ciclo da tensão da rede para modo de condução

contínua e descontínua. ........................................................................................................................142 Figura A - 4 - Atuação das leis de controle em modo misto para 3kW.. .............................................142

Figura B - 1: Aproximação curva característica ( )( )ce ceV Iθ θ× do IGBT. ............................................143

Figura B - 2: Aproximação das curva característica de turn on ( )( )on cE Iθ θ× do IGBT.....................144

Figura B - 3: Aproximação das curva característica de turn off ( )( )off cE Iθ θ× do IGBT. ...................144

Figura B - 4: Aproximação das curvas característica ( )( )f fV Iθ θ× do diodo. ....................................145

Figura B - 5: Aproximação das curvas característica ( ) /rr fQ I di dt× do diodo para interpolação. ......145

Figura B - 6: Aproximação das curvas características do diodo 30EPH06 para cálculo das perdas de

recuperação reversa do diodo na chave semicondutora. ......................................................................146 Figura B - 7: Curva característica da corrente ( ) ( )f rrI Iθ θ× do diodo 10ETF06S...............................146

Figura B - 8: Aproximação da curva característica ( )( )f fV Iθ θ× dos. (a)diodos intrínsecos do IGBT

IRGP30B60KD-E e da Ponte Retificadora. .........................................................................................147

Figura C - 1: Medição da Corrente do Indutor – Conversor Boost. .....................................................149 Figura C - 2: Medição da Corrente do Indutor – Conversor Boost Intercalado. ..................................149 Figura C - 3: Medição da Corrente do Indutor – Conversor Dual Boost. ............................................149 Figura C - 4: Medição da Tensão de Entrada – Conversor Boost. .......................................................150 Figura C - 5: Medição da Tensão de Entrada – Conversor Boost Intercalado. ....................................151 Figura C - 6: Medição da Tensão de Entrada – Conversor Dual Boost. ..............................................151 Figura C - 7: Medição da Tensão de Saída – Conversor Boost............................................................152 Figura C - 8: Medição da Tensão de Saída – Conversor Boost Intercalado.........................................152 Figura C - 9: Medição da Tensão de Saída – Conversor Dual Boost...................................................152

LISTA DE TABELAS Tabela 1-1 - Limites das correntes harmônicas da norma IEC 61000-3-4.............................................26 Tabela 5-1 - Semicondutores utilizados nos conversores. .....................................................................72 Tabela 5-2 - Perfis de dissipadores escolhidos.......................................................................................78 Tabela 5-3 - Comprimento dos dissipadores para cada conversor para 5 perfis de dissipador. .............80 Tabela 5-4 - Volume dos dissipadores para cada conversor para 5 perfis de dissipador. ......................80 Tabela 5-5 - Comparação das perdas e volume dos magnéticos. ...........................................................82 Tabela 6-1 - Valores obtidos nas aproximações das curvas – Indutores. .............................................109 Tabela 7-1 - Parâmetros de Projeto ......................................................................................................111 Tabela 7-2 - Valores dos elementos passivos.......................................................................................112 Tabela 7-3 - Dispositivos semicondutores utilizados nas montagens. .................................................113 Tabela 7-4 - Comparação detalhada dos preços de implementaçõo.....................................................118 Tabela 7-5: Comparação dos conversores............................................................................................125

SIMBOLOGIA E ABREVIATURAS

ΔB Fluxo magnético (T) maxiΔ Ondulação máximo de corrente (A)

'maxiΔ Amplitude máxima do ripple de entrada com n células em paralelo (A)

tΔ Variação de temperatura (ºC) ρ Resistividade do material (Ωm) a, b, c, d, e Coeficientes utilizados para cálculo de H(t) - datasheet do núcleo magnético C, m e n Parâmetros de Steinmetz wA Área da seção transversal do condutor (m²) C Capacitor CA Corrente alternada CC Corrente contínua CENELEC European Committee for Electrotechnical Standardization CCM Continuous Conduction Mode CISPR International Special Committee on Radio Interference CM Modo comum cos θ Fator de Potência xC Capacitor de modo diferencial yC Capacitor de modo comum D Diodos d(t) Razão cíclica DCM Discontinuous Conduction Mode di/dt Taxa de variação de corrente (A/s) DM Modo diferencial dV/dt Taxa de variação de tensão (V/s) e(k) Erro EMI Interferência Eletromagnética EMC Compatibilidade Eletromagnética offE Energia perdida em uma transição de turn-off (J) onE Energia perdida em uma transição de turn-on (J) recE Energia perdida na recuperação reversa do diodo (J) ETSI European Telecommunications Standards Institute f Freqüência (Hz) FCC Federal Communications Commission _C CMf Freqüência de corte de modo comum (Hz) _cc perfilF Fator de correção do comprimento

_C DMf Freqüência de corte de modo diferencial (Hz) _c tempF Fator de correção da temperatura sf Frequência de comutação (Hz) FP Fator de Potência H(t) Força Magnetizante (Oersteds)

I(t) Corrente variante no tempo (A) 1I Corrente da fundamental (A)

ci Corrente do capacitor (A)

ceI Corrente de condução da chave semicondutora (A)

Di Corrente do diodo (A)

DI Corrente média do diodo (A)

_D picoI Corrente de pico do diodo (A)

_D rmsI Corrente eficaz do diodo (A)

dcI Corrente CC (A) IEC International Electrotechnical Commission fI Corrente direta do diodo (A)

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor _in rmsI Corrente eficaz de entrada (A) Li Corrente do indutor (A) jI Corrente eficaz aplicada ao semicondutor nI Corrente da n-esima harmônico (A)

rrI Corrente de recuperação reversa do diodo (A)

rmsI Corrente eficaz (A) Si Corrente na chave semicondutora (A)

_s rmsI Corrente eficaz da chave semicondutora (A) L Indutor cL Indutância de modo comum (H)

DL Indutância de modo diferencial (H) le Comprimento médio (m) LISN Line Impedance Stabilization Network perfilL Comprimento de dissipador do perfil escolhido (m) N Número de espiras do indutor n Ordem do harmônico P Potência ativa na saída do conversor (W)

ativaP Potência ativa (W)

aparenteP Potência aparente(W) PCB Printed circuit board (Placa de circuito impresso) argc aP Potência de carga do conversor cobreP Perdas no cobre (W) _cond chaveP Potência dissipada de condução da chave semicondutora (W) _cond diodoP Potência dissipada de condução do diodo (W) PFC Power Factor Correction

nucP Perdas no núcleo (W) oP Potência de saída (W) _rec revP Potência dissipada de recuperação reversa do diodo (W)

turn offP − Potência dissipada de comutação durante o turn-off (W)

17

turn onP − Potência dissipada de turn-on (W) turn-off Saída de condução turn-on Entrada em condução rrQ Energia armazenada na recuperação reversa (C) R Resistor CAR Resistência entre o dissipador e o ambiente (ºC/W) CDR Resistência entre o case (encapsulamento) e o dissipador (ºC/W) DAR Resistência entre dissipador e ambiente (ºC/W) dcR Resistência CC (Ω) eR Resistência equivalente de entrada (Ω) JCR Resistência entre a junção e o case (encapsulamento) (ºC/W) RMS Root Mean Square _th perfilR Resistência térmica do dissipador (ºC/W) wS Chave semicondutora principal swS Estresse total sobre dispositivo semicondutor AT Temperatura ambiente (ºC) acT Período da forma de onda da entrada (s) CT Temperatura de case (ºC) condt Tempo no qual o semicondutor permanece em condução (s) DT Temperatura do dissipador (ºC) ht Tempo de hold-up time (s) THD Total Harmonic Distortion (Distorção Harmônica Total) JT Temperatura da junção (ºC) rrt Tempo de recuperação reversa do diodo (s) sT Período de comutação (s) U Fator de utilização dos semicondutores cu Lei de controle para o modo contínua du Lei de controle para o modo descontínua UPS Uninterrupted Power Source ceV Queda de tensão do IGBT (V) fV Queda de tensão do diodo (V) geV Tensão gate-emissor (V) inV Tensão de entrada (V)

_in picoV Tensão de pico de entrada (V) jV Tensão de pico aplicada ao semicondutor LV Tensão do indutor (V) nucV Volume do núcleo (cm³) oV Tensão no barramento CC (V) _ minoV Tensão mínima no barramento CC (V)

_in picoV Tensão de pico (V)

18

rmsV Tensão RMS (V) iW Comprimento do fio condutor (m)

SUMÁRIO

LISTA DE FIGURAS ................................................................................................................. 10

LISTA DE TABELAS................................................................................................................. 14

SIMBOLOGIA E ABREVIATURAS....................................................................................... 15

Capítulo 1 Introdução ................................................................................................................. 22

1.1 Introdução.............................................................................................................. 22

1.2 Motivação e Justificativa ...................................................................................... 22

1.3 Correção do Fator de Potência.............................................................................. 26

1.4 Objetivos ............................................................................................................... 31

1.5 Organização do trabalho ....................................................................................... 32

Capítulo 2 Conversor Boost ....................................................................................................... 34

2.1. Introdução.............................................................................................................. 34

2.2. Conversor Boost.................................................................................................... 34

2.3. Modos de Condução do Conversor Boost............................................................ 36

2.3.1 Modo de Condução Contínua do Conversor Boost ............................................. 36

2.3.2 Modo de Condução Descontínua do Conversor Boost........................................ 37

2.4. Etapas de Operação............................................................................................... 38

2.4.1 Modo de Condução Contínua (CCM) .................................................................. 38

2.4.2 Modo de Condução Descontínua (DCM) ............................................................ 39

2.5. Projeto do Indutor Boost....................................................................................... 43

2.6. Projeto do Capacitor de Saída............................................................................... 44

2.7. Análise da Corrente nos Semicondutores – CCM ............................................... 45

2.8. Conclusão .............................................................................................................. 48

Capítulo 3 Conversor Boost Intercalado .................................................................................. 49

3.1. Introdução.............................................................................................................. 49

3.2. Conversor Boost Intercalado ................................................................................ 49



3.3.2 Modo de Condução escontínua (DCM) ............................................................... 54



20

3.6. Análise da Corrente nos Semicondutores............................................................. 59

3.7. Conclusão .............................................................................................................. 60

Capítulo 4 Conversor Dual Boost .............................................................................................. 61

4.1. Introdução.............................................................................................................. 61

4.2. Conversor Dual Boost........................................................................................... 61



4.3.2 Modo de Condução Descontínua (DCM) ............................................................ 65



4.6. Cálculo da Corrente nos Semicondutores ............................................................ 68

4.7. Conclusão .............................................................................................................. 69

Capítulo 5 Perdas nos Semicondutores e Componentes Magnéticos.................................... 70

5.1. Introdução............................................................................................................... 70

5.2. Perdas nos Semicondutores ................................................................................... 70

5.2.1 Perdas por condução ............................................................................................ 70

5.2.2 Perdas por comutação .......................................................................................... 71

5.3. Cálculo das perdas.................................................................................................. 71

5.3.1 Perdas por Condução – Chave Semicondutora .................................................. 72

5.3.2 Perdas por Comutação – Chave Semicondutora ................................................. 72

5.3.3 Perdas por Condução – Diodo ............................................................................. 73

5.3.4 Perdas por Comutação – Diodo ........................................................................... 73

5.3.5 Perdas por Comutação – Diodo/Chave semicondutora ...................................... 75

5.4. Perdas por Condução – Ponte Retificadora........................................................... 76

5.5. Projeto do dissipador.............................................................................................. 77

5.6. Perdas Magnéticas.................................................................................................. 80

5.6.1 Perdas no cobre .................................................................................................... 81

5.7. Conclusão ............................................................................................................... 82

Capítulo 6 Interferência Eletromagnética................................................................................ 83

6.1. Introdução............................................................................................................... 83

6.2. Interferência Eletromagnética................................................................................ 83

6.3. Interferência Eletromagnética Conduzida ............................................................. 85

6.4. Interferência Eletromagnética Conduzida no PFC................................................ 86

21

6.5. Controle da Emissão do Ruído Eletromagnético Conduzido ............................... 92

6.5.1 Método Preventivo............................................................................................... 92

6.5.2 Método Corretivo............................................................................................... 102

6.5.2.1 Filtro de EMI................................................................................................... 102

6.5.2.2 Projeto do Filtro de EMI................................................................................. 104

6.5.2.3 Separador de Ruído......................................................................................... 106

6.6. Simulação de EMI Conduzida ............................................................................. 106

6.6.1 Simulações de EMI Conduzida – Componentes Ideais .................................... 107

6.6.2 Simulações de EMI Conduzida – Componentes Não-Ideais............................ 107

6.6.3 Modelo Equivalente do Indutor ......................................................................... 108

6.6.4 Simulações de EMI Conduzida – Componentes Reais..................................... 109

6.7. Conclusão ............................................................................................................. 110

Capítulo 7 Resultados Experimentais ..................................................................................... 111

7.1. Introdução............................................................................................................. 111

7.2. Especificações dos protótipos.............................................................................. 111

7.3. Especificações dos Dispositivos Semicondutores............................................... 112

7.3.1 Conversor Boost................................................................................................. 112

7.3.2 Conversor Boost Intercalado ............................................................................. 113

7.3.3 Conversor Dual Boost........................................................................................ 113

7.4. Simulações dos Conversores ............................................................................... 114

7.5. Análise dos custos de implementação ................................................................. 117

7.6. Resultados Experimentais.................................................................................... 118

7.7. Conclusão ............................................................................................................. 126

Conclusões Gerais...................................................................................................................... 127

Referências.................................................................................................................................. 132

Apêndice A Controle Implementado....................................................................................... 137

Apêndice B Equacionamento para Cálculo das Perdas nos Semicondutores.................... 143

Apêndice C Instrumentação Aplicada para Medição das Grandezas ................................ 148

Capítulo 1

INTRODUÇÃO

1.1 Introdução

Nesse capítulo é introduzido o tema “correção do fator de potência” bem como os

benefícios de sua aplicação. São apresentados os principais tipos de circuitos ativos utilizados

atualmente, dando maior ênfase às topologias estudadas posteriormente nesse trabalho, ou seja,

o conversor Boost, o conversor Boost Intercalado e o conversor Dual Boost.

1.2 Motivação e Justificativa

Durante muitos anos, as cargas conectadas aos sistemas elétricos constituíam-se

basicamente de elementos passivos com características lineares, sendo a corrente resultante na

maioria dos casos, atrasada em relação à tensão. Isto acontece devido à predominância de

elementos de natureza indutiva no sistema elétrico, como por exemplo, motores,

transformadores e reatores. Como conseqüência, o fator de potência resultante é baixo, mas

pode ser conduzido a um valor próximo da unidade através da instalação de bancos de

capacitores em paralelo com as cargas, ou seja, da correção passiva do fator de potência.

Com o passar dos anos, o mundo tem observado um significativo aumento no número

e na diversidade de cargas elétricas não-lineares, para quase todos os tipos de aplicações. Tais

cargas contribuem para a injeção de elevado conteúdo harmônico de corrente no sistema

elétrico tornando-se um ponto preocupante, pois o fator de potência passou a ser reduzido

também pela distorção da forma de onda da corrente. Esta injeção de harmônicos se deve

principalmente à natureza não-linear das cargas conectadas ao sistema, como por exemplo, os

equipamentos eletrônicos industriais.

Os equipamentos relacionados à tecnologia de informação representam uma fatia

significativa dessas novas cargas devido ao grande avanço ocorrido nessa área, englobando

23

cargas como centrais de telefonia fixa e móvel (fontes para Telecom), equipamentos para

informática, como servidores, redes de computadores e fontes ininterruptas de potência (UPS

– Uninterrupted Power Supply).

Muitos dessas cargas requerem alimentação com tensão e corrente contínuas para seu

funcionamento, o que exige algum tipo de condicionamento, mais especificamente a

retificação, no estágio de entrada, para permitir o provimento de energia a partir do sistema

elétrico de tensão alternada. Tal retificação produz uma corrente deformada que degrada

significativamente o fator de potência dos equipamentos em questão, apresentando elevado

conteúdo harmônico de corrente. Isso ocorre nesses casos, devido à utilização de retificadores

passivos a diodos acompanhados de um filtro capacitivo, fazendo com que a rede enxergue a

carga como não-linear. Na Figura 1-1 é mostrado um retificador passivo a diodos em ponte

completa. Já na Figura 1-2-(a) é ilustrado a corrente de entrada utilizando-se a retificação a

diodos, e Figura 1-2-(b) mostra o espectro harmônico desta corrente típica de equipamentos

que utilizam este tipo de retificação.

Figura 1-1 - Estágio de entrada – retificação passivo tradicional.

0.016 0.018 0.02 0.022 0.024 0.026 0.028 0.03 0.032 0.034-30

-20

-10

0

10

20

30

Tempo (s)

Corrente de Entrada (A)Tensão de Entrada (V/5)

0 5 10 15 20 25 30 35 40

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

Ordem Harmônica

Am

plitu

de (A

)

(a) Corrente e tensão de entrada (b) Espectro harmônico de corrente

Figura 1-2 - Formas de onda da tensão e corrente e espectro harmônico para o monofásico passivo.

Como pode ser visto pela Figura 1-2(b) esta situação resulta na injeção de um elevado

conteúdo harmônico de corrente na rede elétrica, o que acarreta uma elevada taxa de distorção

harmônica (THD) e consequentemente, um baixo fator de potência (FP). Mas o que é taxa de

distorção harmônica e fator de potência?

24

Define-se a taxa de distorção harmônica como sendo a relação entre o somatório do

valor eficaz das componentes harmônicas da corrente e de sua componente fundamental [1],

conforme equação (1.1):

2(%)

21

1 100%∞

=

⎛ ⎞= ⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠∑I nn

THD II

(1.1)

Já o fator de potência é definido como a relação entre a potência ativa e a potência

aparente consumidas por um dispositivo ou equipamento, independente do formato que as

formas de onda de tensão e corrente apresentam, como mostrado na equação (1.2).

0

1 ( ). ( ).

.

T

ativa

aparente RMS RMS

V t I t dtP TFPP V I

∫= = (1.2)

Em um sistema com formas de onda senoidais, a equação (1.2) torna-se igual ao

cosseno da defasagem entre as ondas de tensão e de corrente, conforme equação (1.3). Pode-

se ainda expressar o fator de potência através da THD, conforme equação (1.4).

cosFP θ= (1.3)

2

cos1

FPTHD

θ=

+ (1.4)

No Brasil, a Agência Nacional de Energia Elétrica – ANEEL estabelece que o fator de

potência nas unidades consumidoras deve ser superior a 0,92 capacitivos durante 6 horas da

madrugada e 0,92 indutivos durante as outras 18 horas do dia. Esse limite é determinado pelo

Artigo nº. 64 da Resolução ANEEL nº. 456 de 29 de novembro de 2000 [2]. Quem

descumprir esta resolução está sujeito a uma espécie de multa que leva em conta o fator de

potência medido e a energia consumida ao longo de um mês. Por outro lado, ainda não existe

nenhuma legislação para regulamentar os limites dos harmônicos injetados na rede.

Logo, pode-se afirmar que uma elevada taxa da distorção harmônica, e um baixo fator

de potência são indesejados, pois podem produzir alguns efeitos prejudiciais em componentes

do sistema de energia elétrica, conforme mostrado por [3] e listados a seguir:

Motores e geradores:

• Aquecimento devido ao aumento das perdas no ferro e no cobre, afetando a

eficiência e o torque disponível;

• Aumento do ruído audível, quando comparado com alimentação senoidal;

• A presença de harmônicos no fluxo podem produzir alterações no acionamento,

como componentes de torque que atuam no sentido oposto ao da fundamental.

25

• Alguns componentes (por exemplo, 5º e 7º) podem produzir oscilações mecânicas

em sistemas turbina-gerador ou motor-carga, devido a uma possível excitação de

ressonâncias mecânicas;

Transformadores:

• Aquecimento;

• Redução da eficiência devido ao aumento das perdas no ferro e no cobre;

• O efeito das reatâncias de dispersão fica ampliado, uma vez que seu valor aumenta

com a freqüência;

• Maior influência das capacitâncias parasitas (entre espiras e entre enrolamentos)

que podem realizar acoplamentos não desejados e, eventualmente, produzir

ressonâncias no próprio dispositivo;

Cabos de alimentação:

• Em razão do efeito pelicular, que restringe a secção condutora para componentes

de freqüência elevada, os cabos têm um aumento de perdas devido às harmônicas

de corrente;

• Caso os cabos sejam longos e os sistemas conectados tenham suas ressonâncias

excitadas pelas componentes harmônicas, podem aparecer elevadas sobre tensões

ao longo da linha, podendo danificar o cabo;

Capacitores:

• Possibilidade de ocorrência de ressonâncias excitadas pelas harmônicas, podendo

produzir níveis excessivos de corrente e/ou de tensão;

• Como a reatância capacitiva diminui com o aumento da freqüência, tem-se um

aumento nas correntes relativas aos harmônicos presentes na tensão;

Equipamentos eletrônicos:

• Prejudica a instrumentação e a medição de tensão e corrente;

• Alguns equipamentos podem ser muito sensíveis às distorções na forma de onda

de tensão. Por exemplo, se um aparelho utiliza o cruzamento por zero (ou outros

aspectos da onda de tensão) para realizar alguma ação, distorções na forma de

onda podem alterar, ou mesmo inviabilizar, seu funcionamento;

• Caso as harmônicas penetrem na alimentação do equipamento por meio de

acoplamentos capacitivos (que se tornam mais efetivos com o aumento da

freqüência), eles podem também alterar o bom funcionamento do aparelho;

26

No sentido de limitar os níveis de distorção harmônica da corrente injetada à rede

surgem normas reguladoras internacionais. Em 1975 a norma européia EN50006 foi

apresentada pela CENELEC (Commission Européan pour la Normalisaction Eléctrique) e

substituída em 1982 pela IEC (International Electrotechnical commission).

Hoje, os principais padrões são o europeu IEC – 61000-3-2 para equipamentos com

correntes menores de 16A por fase, e o IEC 61000-3-4 para equipamentos com corrente maiores

de 16A. Essas normas referem-se às limitações dos harmônicos de corrente injetadas na rede

pública de alimentação. Aplica-se a equipamentos elétricos conectados a uma rede pública de

baixa tensão alternada, de 50 ou 60 Hz, com tensão fase–neutro entre 220 e 240V. Nesse trabalho

a norma utilizada será a IEC 61000-3-4 [4] já que para a potência de 6 kw a corrente de entrada é

maior que 16 A. A Tabela 1-1 contém os valores máximos das amplitudes dos harmônicos

segundo a norma IEC 61000-3-4. É importante salientar, entretanto, que a norma IEC 61000-3-4

não especifica o fator de potência mínimo, mas sim as amplitudes máximas dos harmônicos de

corrente, que também influenciam no FP em cargas não lineares.

Tabela 1-1 - Limites das correntes harmônicas da norma IEC 61000-3-4. Ordem do Harmônico

n

Corrente Harmônica máxima permitida (A)

1/ *%nI I

Ordem do Harmônico

n

Corrente Harmônica máxima permitida (A)

1/ *%nI I 3 21,6 21 ≥0,6

5 10,7 23 0,9

7 7,2 25 0,9

9 3,8 27 ≥0,6

11 3,1 29 0,7

13 2 31 0,7

15 0,7 ≥33 ≥0,6

17 1,2

19 1,1 Pares ≥8/n ou ≥0,6

* 1I - Corrente fundamental, nI - Componente Harmônico da corrente de ordem “n”.

1.3 Correção do Fator de Potência

A fim de reduzir os níveis de harmônicos na corrente da rede de alimentação e a

adequação com as normas vigentes, que nos proporcionará um alto fator de potência, técnicas

de correção passiva e ativa têm sido largamente exploradas.

27

Circuitos passivos utilizam uma associação de capacitores e indutores e apresentam como

principais vantagens a robustez, alta confiabilidade, insensibilidade a surtos, operação silenciosa,

e a principal e mais óbvia, a não presença de elementos ativos. Entretanto, são pesados e

volumosos, afetam as formas de onda na freqüência fundamental, não possibilitam regulação da

tensão, a resposta dinâmica é pobre, o correto dimensionamento não é simples, alguns circuitos

não podem operar numa larga faixa de tensão de entrada universal (90 a 240 V), [3].

Já as técnicas ativas, por sua vez, podem realizar a correção do fator de potência com

um volume de filtro bem menor, entretanto são circuitos mais complexos e sempre envolvem

algum tipo de acionamento e sensoriamento. Primeiramente, podem-se distinguir as técnicas

ativas em dois tipos: de baixa e de alta freqüência de comutação. Os circuitos ativos de baixa

freqüência de comutação normalmente utilizam apenas uma comutação por semi-ciclo da rede,

por controle de fase, isto é, a chave semicondutora principal comuta a 120 Hz quando no

sistema de 60 Hz. Esse tipo de circuito ativo tem a vantagem de praticamente eliminar as perdas

de comutação nos semicondutores, mas são um pouco limitados, pois não conseguem atingir a

mesma densidade de potência que os circuitos ativos de alta freqüência proporcionam [5].

Os circuitos ativos de alta freqüência, por sua vez, permitem uma significativa redução

do volume dos seus elementos passivos. Tais circuitos operam a partir da modulação de uma

corrente de entrada, onde a componente fundamental possui uma forma senoidal, seguindo a

tensão de entrada [6], conforme pode ser visto na Figura 1-3.

Figura 1-3 - Formas de onda e espectro de um circuito ativo de alta frequência.

Como circuitos ativos de alta freqüência, podem-se citar os conversores estáticos

monofásicos isolados, Flyback, Forward, Half-bridge, Full-bridge, entre outros. Já dentre os

conversores estáticos monofásicos não isolados destacam-se as topologias Buck, Boost, e

Buck-Boost. É importante ressaltar que na literatura existem outros conversores, derivados

das topologias acima, que podem ser utilizados para correção de fator de potência. Entre eles

28

pode-se citar o conversor Dual Boost e o Boost Intercalado, derivados do conversor Boost,

que serão estudados neste trabalho.

A escolha da topologia mais adequada para cada aplicação depende de vários fatores

que devem ser considerados [6], entre eles:

• Necessidade de isolamento: Quando é necessário isolamento elétrico entre a entrada

e a saída do conversor, a topologia utilizada deve proporcionar este isolamento. Em

topologias de dois estágios como a abordada neste trabalho, este isolamento pode ser

proporcionado pelo segundo estágio da fonte.

• Número de componentes: Algumas topologias necessitam de elevado número de

componentes ou um sistema de instrumentação específica, que podem reduzir a confiabilidade

do conversor e/ou elevar seu custo e complexidade.

• Ruído de EMI: Topologias como o conversor Buck, em que a forma de onda da

corrente de entrada é descontínua e interrompida a cada comutação causam interferência

eletromagnética conduzida consideravelmente maior do que em conversores em que a

corrente de entrada é contínua, como o conversor Boost. Neste aspecto, a topologia utilizada

pode influenciar de forma significativa no volume do filtro de EMI a ser utilizado.

• Nível de tensão: Devido à tensão de entrada ter o formato senoidal, a característica de

elevação de tensão proporcionada pela topologia pode ser vantajosa. Topologias sem a característica

de elevação de tensão irão produzir formas de onda de corrente com maiores distorções.

Logo, pode-se dizer que dentre as inúmeras topologias aplicadas à correção de fator de

potência destaca-se o conversor Boost [3], mostrado na Figura 1-4.

Figura 1-4 - Conversor Boost.

Este tipo de conversor tem sido largamente utilizado para a correção do fator de

potência (Power Factor Ccorrection - PFC) devido à inúmeras vantagens, das quais pode-se

citar a simplicidade, reduzido número de componentes, baixo custo, acionamento simples e

baixa THD. Pode-se destacar ainda, a presença do indutor na entrada, o que proporciona a

absorção de variações bruscas na tensão da rede (“spikes”), de modo a não afetar o restante do

circuito, além de facilitar a obtenção da forma desejada da corrente (senoidal).

29

Como desvantagens desta topologia operando como PFC podem-se salientar o fato que esta

topologia não proporciona uma isolação entre a entrada e a saída. A posição da chave

semicondutora não permite proteção contra curto-circuito na carga ou sobre-corrente. Além disso, o

diodo de alta freqüência do conversor Boost pode produzir perdas elevadas de comutação devido ao

bloqueio em corrente, quando este opera em modo de condução contínua (CCM), [3]-[8].

Outra desvantagem desta topologia que deve ser destacada é as perdas de condução.

Devido à presença obrigatória de três semicondutores em condução a cada instante (dois

diodos da ponte retificadora de entrada e um dos semicondutores do conversor, chave

semicondutora ou diodo Boost), as perdas por condução podem ser significativas. Além disso,

a chave semicondutora está sujeita a grandes esforços de corrente.

Uma alternativa para este problema do conversor Boost, é a utilização de chaves

semicondutoras adicionais em paralelo de tal forma que a corrente fique dividida entre elas, ou

ainda, células boost operando em paralelo, conforme mostrado na Figura 1-5. Tal conversor,

conhecido como conversor Boost Intercalado ou interleaved [9] tem como vantagem a divisão da

corrente de entrada entre suas células, diminuindo dessa forma as perdas e esforços nas chaves

semicondutoras. Como desvantagem pode-se citar o elevado número de componentes e maior

complexidade no controle.

Figura 1-5 - Conversor Boost Intercalado operando como PFC.

Como outra alternativa, pode-se citar o conversor Dual Boost [10], mostrado na Figura

1-6, o qual apresenta menores perdas de condução devido ao fato desta topologia apresentar

somente dois semicondutores em condução a cada instante. Entretanto, sua estrutura emprega

duas chaves semicondutoras ativas e dois diodos de alta freqüência, o que encarece o conversor.

Figura 1-6 - Conversor Dual Boost operando como PFC.

30

Portanto, pode-se dizer que cada conversor possui suas vantagens e desvantagens sendo

somente possível afirmar qual é o mais adequado dependendo da aplicação para o qual o

mesmo será utilizado. Com isso, esse trabalho de dissertação terá como objetivo mostrar qual é

o mais adequado, dentre os três supracitados, para aplicações de alta potência. Alguns trabalhos

comparativos podem ser encontrados na literatura, como é mostrado a seguir. No entanto,

poucos trabalhos apresentaram uma comparação envolvendo os três conversores.

Enjeti et al em 1993 em [11] e Martinez [10] em 1995 apresentaram uma comparação

dos convesores Boost e Dual Boost operando como PFC. Foram discutidos as vantagens do

conversor Dual Boost com relação ao conversor Boost.

Em 1994 Kandianis et al em [12] comparam três conversores utilizados como PFC,

para aplicações de baixas e médias potências, quanto a estresses de comutação, eficiência,

complexidade de implementação do controle e número de componentes. Os conversores

estudados foram os conversores Boost, o Dual Boost e o conversor Quase-ressonante.

Conclui-se que para aplicações de baixa potência (<300W) é o conversor Boost o mais

recomendado considerando os parâmetros de comparação citdos anteriormente. Para

aplicações de médias potências (entre 300W a 1 kW) conclui-se que o conversor Dual Boost

apresentou menores perdas em seus semicondutores e uma eficiência levemente maior que o

conversor Boost. Já o conversor Quase-ressonante é utilizado para baixas potências onde há

rigorosas restrições quanto à interferência eletromagnética.

Já em 1998 Wei et al apresentaram em [13] uma análise comparativa de conversores

DC/DC aplicados à correção de fator de potência. Os conversores analisados foram os

conversores Buck, Boost, Buck-boost, Flyback, Foward, Cuk, Sepic e Zeta. O trabalho

apresenta um estudo das topologias citadas operando em DCM. Além disso, foram discutidos

as características de cada conversor. Dessa forma, pode-se concluir que os conversores Boost,

Flyback and Buck-boost apresentam excelente capacidade de correção de fator de potência

em DCM sem a utilização de uma lei de controle.

Teodorescu et al em 2001 apresentou em [14] uma comparação de três topologias de

conversores Boost Intercalado. Foi mostrado neste trabalho, que a utlizaçãodas técnicas de

intercalamento atenuam algumas das deficiências do conversor Boost, como alta ondulação de

corrente de entrada e esforço de corrente. Da mesma forma, em 2006 Loughlin destacou em

[16] as inúmeras vantagens da utlilizção da técnica de intercalamento, utilizando-se células

boost operando intercaladamente.

Em 2003 Pandey et al apresentou em [15] uma análise comparativa de cinco

topologias monofásicas CA/CC de conversores operando como PFC. Os conversores

31

comparados foram o conversor Boost, Dual Boost simétrico e assimétrico, Half-bridge e o

conversor VSC (Voltage Source Converter). É discutido, neste trabalho, o desempenho dos

conversores operando como PFC, bem como suas características determinantes. Conclui-se

dessa forma que o conversor Boost é o mais indicado em termos de desempenho, eficiência,

custo e densidade de potência, sendo o mais adequado para muitas aplicações. Sobre o

conversor Half-bridge afirmou-se que é o mais eficiente e com excelente desenpenho. Já o

conversor Dual Boost fornece excelente desempenho e alta eficiência, no entanto, apresenta

os maiores custos de implementaçao e controle; e o conversor VSC oferece fluxo de potência

bi-direcional com alta eficiência.

Já Haoyi Ye et al em 2004 realizou uma análise comparativa dos conversores Boost e

Dual Boost operando como PFC apresentando a modelagem dos mesmo. Além disso, uma

análise do ruído conduzido de modo comum gerado por estes conversores [17] foi também

apresentada. Comprovou-se dessa forma, que o conversor Dual Boost apresenta uma fonte de

ruído de modo comum maior do que o conversor Boost.

Seguindo nesta mesma linha de comparação, Huber et al em 2007 apresentou em [18]

uma análise comparativa entre o conversor Boost e Dual Boost analisando a eficiência dos

mesmos. Foi discutido também em suas análises a interferência eletromagnética de modo

comum destes conversores, onde é salientado que o conversor Dual Boost apresenta uma

fonte de ruído maior que Boost.

Dessa forma, o propósito deste trabalho é estudar detalhadamente as três topologias

apresentadas anteriormente, conversor Boost, Boost Intercalado e Dual Boost, operando como

corretores de fator de potência, e realizar uma comparação entre as mesmas. O objetivo será

mostrar qual destas topologias em análise é a mais adequada para aplicações de altas potências.

1.4 Objetivos

O objetivo principal desta dissertação é desenvolver um estudo comparativo de

conversores CA-CC operando como corretores de fator de potência em fontes ininterruptas de

energia. Será realizada a implementação de três conversores CA-CC da família Boost

operando como pré-reguladores eletrônicos. São eles:

Conversor Boost

Conversor Boost Intercalado

Conversor Dual Boost

32

A primeira parte deste trabalho se baseia no estudo das três topologias em questão com

o intuito de apresentar as características básicas estruturais de cada topologia, princípios de

funcionamento, bem como suas vantagens e desvantagens. Em seguida, é apresentado o

estudo realizado sobre as perdas nos semicondutores (para projeto do dissipador), perdas dos

magnéticos e a interferência eletromagnética de cada topologia.

A implementação das três topologias será realizada com o intuito de satisfazer as

rígidas normas de regulamentação para UPS quanto à compatibilidade eletromagnética e

harmônicos da corrente de entrada. O controle das topologias é implementado com a

utilização de um microcontrolador de 16 bits. Os conversores operaram em modo de

condução misto, utilizando duas leis de controle, uma para o modo de condução contínua e

outra para o modo de condução descontínua. A seleção dos modos de operação é realizada

através da utilização de um algoritmo de seleção dos modos. A operação em modo misto

proporciona uma baixa THD e um alto fator de potência, conforme analisado por Roggia et.

al. em [19], e descrito em detalhe no Apêndice A.

O estudo comparativo desta dissertação analisa os seguintes critérios:

Volume de Dissipadores

Volume dos Componentes Magnéticos

Perdas nos Semicondutores

Perdas dos Componentes Magnéticos

Taxa de Distorção Harmônica da Corrente de Entrada

Interferência Eletromagnética Conduzida

Número de componentes

Análise de Custos

A comparação é realizada com os três conversores operando com a mesma tensão de

entrada e tensão de saída. A carga utilizada será de 6 kW para os três conversores. Todos os

conversores deverão apresentar a mesma taxa de distorção harmônica (THD) com o objetivo

de apresentarem, dessa forma, o mesmo filtro de EMI.

1.5 Organização do trabalho

Capítulo 1: O capítulo 1 introduz o tema PFC, salientando sua importância e crescente

necessidade de utilização. Também é abordado o problema central discutido e desenvolvido

nesta dissertação, assim como as topologias abordadas e os motivos para sua escolha.

33

Capítulo 2: Nesse capítulo é realizado um estudo do conversor Boost operando como

PFC apresentando suas vantagens e desvantagens para essa aplicação. São apresentadas

também suas etapas de operação, bem como o projeto e dimensionamento de seus elementos.

Capítulo 3: Nesse capítulo é realizado um estudo do conversor Boost Intercalado

operando como PFC, bem como suas vantagens e desvantagens para essa aplicação, da

mesma forma que foi realizada para o conversor Boost no capítulo 3.

Capítulo 4: Nesse capítulo é realizado um estudo do conversor Dual Boost operando

como PFC citando suas vantagens e desvantagens para essa aplicação. É apresentado também

suas etapas de operação, bem como o projeto e dimensionamento de seus elementos.

Capítulo 5: Esse capítulo apresenta as perdas calculadas nos semicondutores para as três

topologias de conversores já mencionadas. São abordadas detalhadamente as perdas na ponte

retificadora, nas chaves semicondutoras e nos diodos Boost para o projeto do dissipador. É

estudado também as perdas nos magnéticos. O capítulo é finalizado com uma comparação das

perdas nos semicondutores e nos componentes magnéticos, bem como o volume dos

dissipadores e magnéticos para as três topologias.

Capítulo 6: Esse capítulo aborda o problema da interferência eletromagnética gerada

nos conversores de potência operando como PFC. São apresentadas as principais fontes

geradoras de ruído e as formas de atenuação das mesmas para conformidade com as normas

vigentes. Também são discutidas detalhadamente as etapas de projeto de filtros de EMI.

Capítulo 7: Neste capítulo são apresentados alguns resultados práticos feitos para a

validação das comparações realizadas

Capítulo 2

CONVERSOR BOOST

2.1. Introdução

Esse capítulo apresenta o conversor Boost aplicado à correção do fator de potência.

São apresentadas as vantagens e desvantagens desta topologia bem como suas características

estruturais. Os modos de condução e de operação são também discutidos. Além disso, o

projeto do indutor e do capacitor de saída são apresentados, e uma análise das componentes

eficaz e média nos dispositivos semicondutores para especificação dos mesmos.

2.2. Conversor Boost

As características como simplicidade, desempenho e rendimento tornaram o conversor

Boost, ou “conversor elevador”, a topologia mais popular entre os conversores CC aplicados à

correção do fator de potência. Tal conversor é composto por um indutor L (também chamado

indutor Boost), um capacitor de saída C e dois dispositivos semicondutores, uma chave

semicondutora wS e um diodo D (também chamado diodo Boost), como mostrado na Figura

2-1.

Figura 2-1 - Conversor Boost aplicado correção do fator de potência.

Entre as vantagens deste conversor que o tornaram o mais popular conversor para a

correção de fator de potência, pode-se citar conforme [3],[20]-[23]:

35

Simplicidade, consistindo de apenas é composto por um indutor L, um capacitor de

saída C, uma ponte retificadora, uma chave semicondutora e um diodo;

Alta eficiência;

Fácil projeto e controle;

Baixo custo;

Presença de um filtro inerente, filtro natural de corrente de entrada, o indutor Boost;

A localização do indutor, entre a rede elétrica e o barramento CC, não permite que

variações bruscas de tensão na rede elétrica afetem diretamente o barramento CC;

O indutor conectado na entrada ajuda a atenuar a emissão de alta freqüência e facilita a

obtenção da forma corrente (senoidal);

Tal topologia também proporciona regulação da tensão de saída CC para fator de

potência unitário na entrada e reduz THD da corrente de entrada;

Devido a sua característica de ser um conversor elevador de tensão, o conversor Boost

é adequado para utilizações com entrada universal de tensão (90~260Volts);

A tensão de saída é sempre maior do que a entrada e isso em alguns casos podem ser

consideradas como uma desvantagem. No entanto, o fato do capacitor de saída operar

em alta tensão, permite dessa forma, valores relativamente menores de capacitância;

A chave semicondutora pode ser acionada sem a necessidade de circuitos isolados,

pois a mesma está ligada diretamente ao ponto comum do sistema;

Distorção da corrente de entrada no cruzamento por zero não existe neste conversor.

Como desvantagens desta topologia, podem-se citar, [3], [22]-[26]:

A posição da chave semicondutora não permite proteção contra curto-circuito na carga

ou sobrecorrente;

Em aplicações que requerem isolação o conversor Boost não é recomendado, pois esta

topologia não permite isolação entre a entrada e a saída;

Altos níveis de EMI que se propagam para o lado da linha;

Em qualquer instante três semicondutores estão no fluxo da potência, aumentando

perdas em condução;

Alto esforço de tensão e corrente nos componentes do PFC, tais como a chave

semicondutora, diodo Boost e indutor Boost;

Significativas perdas de recuperação reversa dos diodos rápidos utilizados operando em

modo de condução contínua. Devido às elevadas tensões de saída, o conversor Boost

exige a necessidade de um diodo de saída que proporcione uma rápida recuperação e que

36

suporte estas elevadas tensões. Em freqüências de comutação muito elevadas, geralmente

estes diodos com rápida recuperação provocam perdas significativas durante a

recuperação reversa, sob condições de comutação. Como resultado, a chave

semicondutora tem um grande pico de corrente (spikes) na entrada em condução,

causando elevadas perdas e estresse na entrada em condução da chave semicondutora. Já

o diodo sofre com elevadas perdas de turn-off;

Geração de interferência eletromagnética devido a recuperação reversa do diodo;

Outra característica negativa desta topologia é a distorção da corrente de entrada, em

modo de condução descontínua, causada pela capacitância parasita da chave

semicondutora. Tal capacitância ressona com o indutor Boost, sendo a tensão de

entrada é variável. Estas oscilações podem ser uma fonte de instabilidade para o

conversor, resultando em significativa distorção na corrente de entrada. Em modo de

condução contínua esta capacitância parasita causa somente perdas de comutação;

Na partida do conversor, antes dos seus componentes estarem energizados, a tensão no

capacitor C é nula. Se o sistema for ligado diretamente à rede elétrica, a corrente de

partida assumirá valores elevados, que poderão danificá-lo. Sendo assim, o conversor

Boost necessita de um circuito de partida, que forneça energia ao capacitor de saída

antes de o sistema entrar em funcionamento.

2.3. Modos de Condução do Conversor Boost

Considerando-se um período de chaveamento, onde a tensão de entrada é

aproximadamente constante, a corrente no indutor é aproximadamente triangular. Quando wS

está conduzindo, a corrente no indutor L cresce linearmente. Quando wS é bloqueada, a

corrente no indutor decresce de forma linear. Se a chave semicondutora S entra em condução

antes da corrente no indutor atingir zero, diz-se que o conversor está operando em modo de

condução contínua (CCM - Continuous Conduction Mode). Se a corrente atinge zero, antes do

próximo período de comutação, diz-se que o conversor está operando em modo de condução

descontínua (DCM – Discontinuous Conduction Mode).

2.3.1 Modo de Condução Contínua - Conversor Boost

O conversor Boost operando em modo de condução contínua caracteriza-se pelo fato

da corrente instantânea no indutor sempre ser maior que zero, como mostrado na Figura 2-2.

A seguir são citadas algumas características do conversor Boost operando em CCM:

37

Reduzida ondulação presente na corrente de entrada;

O filtro de entrada é projetado para atenuar menores níveis de EMI conduzida;

Menores valores de corrente de pico e eficaz, diminuindo as perdas em condução, em

comparação ao DCM, reduzindo o dimensionamento da chave semicondutora;

Possui melhor qualidade na forma de onda da corrente de entrada, com menores

valores de THD.

Como desvantagens deste conversor operando em CCM podem-se destacar as perdas

de recuperação reversa do diodo. Além disso, o conversor Boost operando em CCM apresenta

grandes valores de indutância se comparado com o conversor operando em DCM. E, quando

operando com entrada universal apresenta uma significativa degradação no desempenho sobre

toda a faixa da tensão. Em 85V é menos eficiente do que operando em 265V, logo a

densidade de potência é usualmente limitada para a toda faixa da tensão de entrada.

Dessa forma, o conversor Boost operando em CCM possui características que o

tornam mais apropriado para correção de fator de potência em sistemas de média potência

(acima de 500 W), como mostrado por [41].

Figura 2-2 - Ondulação de alta freqüência da corrente de entrada do conversor Boost operando em CCM.

2.3.2 Modo de Condução Descontínua - Conversor Boost

O conversor Boost está operando em modo de condução descontínua quando a

corrente no indutor decresce e atinge zero, antes do próximo período de comutação. Como

pode ser visto na Figura 2-3, a energia armazenada no indutor durante a condução da chave

semicondutora se esgota, vai à zero.

Figura 2-3 - Conversor Boost operando em DCM.

A seguir são citadas algumas características do conversor Boost operando em DCM:

38

Menores valores de indutância para garantir que o conversor opere em modo de

condução descontínua em toda faixa de carga;

Maiores esforços de corrente;

As perdas por recuperação reversa do diodo boost são reduzidas, isto ocorre devido ao

bloqueio do diodo ocorrer sob corrente nula;

Não necessita de malha de corrente, pois a corrente de entrada segue naturalmente a

tensão da rede elétrica;

As perdas em condução são maiores, devido à necessidade de elevados níveis de

corrente de pico na entrada, para obter uma mesma potência;

O filtro de EMI na entrada do conversor deve ser projetado para atenuar os elevados

níveis de ruído conduzido, devido aos altos valores de pico da corrente.

Sendo assim, o nível de aplicação da operação DCM fica limitado a sistemas de baixa

potência, onde as perdas em condução são menos significativas. Recomenda-se a utilização

deste modo de condução para aplicações de até 400 W, como mostrado por [41].

2.4. Etapas de Operação

Na próxima seção, são apresentados as etapas de operação do conversor Boost no

modo de condução contínua e descontínua.

2.4.1 Modo de Condução Contínua (CCM)

1ª ETAPA: Inicia quando a chave semicondutora wS entra em condução no instante t = 0. O

diodo D é polarizado reversamente, isolando o estágio de saída da fonte de alimentação e L é

curto circuitado. A corrente de entrada flui através do indutor L e da chave semicondutora.

Logo a corrente da chave semicondutora é igual a corrente do indutor ( =s Li i ) enquanto que a

corrente do diodo é zero ( 0=Di ). Esta etapa termina quando a chave semicondutora wS é

bloqueada, conforme Figura 2-4. A equação (2.1) mostra a tensão do indutor e a equação (2.2)

mostra a corrente no capacitor para esta etapa de operação.

Figura 2-4 - Conversor Boost operando em CCM - 1ªetapa de operação.

39

( )=L inV V t (2.1)

= − oc

ViR

(2.2)

2ª ETAPA: No momento em que a chave semicondutora wS é bloqueada, o diodo D entra em

condução e a energia armazenada no indutor na etapa anterior passa para a carga. A corrente

fluirá agora por L, D, C e pela carga; Nesta etapa a corrente da chave semicondutora é nula e a

corrente do diodo é igual a corrente do indutor ( =D Li i ) A corrente no indutor L decresce até

que a chave semicondutora entre novamente em condução. As equações (2.3) e (2.4)

descrevem a tensão no indutor e a corrente no capacitor para esta etapa de operação.

Figura 2-5 - Conversor Boost operando em CCM - 2ªetapa de operação.

( )= −L in oV V t V (2.3)

= − oc L

Vi iR

(2.4)

Considerando nula a ondulação da corrente, calcula-se a componente CC da corrente

do indutor, que é dado pelo seu valor médio. Substituindo as equações (2.1) e (2.3) na

equação (2.5) obtem-se a equação (2.6).

0

1 ( ) 0=∫sT

Ls

V t dtT

(2.5)

( ) ( ) ' 0+ − =in in o sV dT V V d Ts (2.6)

onde d é a razão cíclica e ' (1 )= −d d .

Resolvendo-se a equação (2.6) tem-se a relação entre a tensão de entrada e a tensão de

saída para o conversor Boost operando em modo de condução contínua. Tal relação é expressa

por (2.7), o ganho estático do conversor.

1( ) 1 ( )

=−

o

in

VV t d t

(2.7)

2.4.2 Modo de Condução Descontínua (DCM)

40

1ª ETAPA: Esta etapa inicia quando a chave semicondutora wS entra em condução no instante t

= 0. O diodo D é polarizado reversamente. Nesta etapa o indutor L acumula energia proveniente

à fonte de entrada, e o capacitor C alimenta a carga R, como pode ser visto na Figura 2-6. As

equações (2.8) e (2.9) descrevem a tensão no indutor e a corrente no capacitor.

Figura 2-6 - Conversor Boost operando em DCM - 1ªetapa de operação.

L inV V= (2.8)

oc

Vi

R= − (2.9)

2ª ETAPA: Nesta etapa a corrente da chave semicondutora wS é bloqueada e o diodo D entra

em condução fazendo com que a energia armazenada no indutor na etapa anterior passa para a

carga. A corrente no indutor L decresce até estar totalmente descarregado. As equações (2.3) e

(2.4) descrevem a tensão no indutor e a corrente no capacitor para esta etapa de operação. A

Figura 2-7 ilustra esta etapa de operação. A tensão do indutor e a corrente do capacitor nesta

etapa são descritas pelas equações (2.10) e (2.11) respectivamente.


0L inV V V= − (2.10)

oc L

Vi i

R= − (2.11)

3ª ETAPA: Esta etapa de operação é representada pela Figura 2-8. Toda a energia armazenada

em L foi transferida à carga nesta etapa, o diodo D é bloqueado e o capacitor C se encarrega

de alimentar à carga. A tensão no indutor, corrente no indutor e capacitor são ilustrados pelas

equações (2.12), (2.13) e (2.14).

41


0LV = (2.12)

0Li = (2.13)

0( )cV

i tR

= − (2.14)

Da mesma forma que foi expressa a relação entre a tensão de entrada e tensão de saída

para o conversor Boost operando em CCM, é realizada para o DCM. Logo, utilizando a

equação (2.5), mas agora considerando o tempo em que a chave semicondutora e o diodo

estão bloqueados, e as equações (2.8), (2.10) e (2.12)obtém-se a relação da tensão de entrada

e saída para o conversor Boost em DCM, ganho estático, segundo equação (2.15).

214.1 1

2

+ +=o

in

dV KV

(2.15)

onde 1d é a razão cíclica da chave semicondutora e 2

s

LKRT

= .

Para a determinação das correntes de fronteiras para o conversor boost deve-se

assumir que a potência de entrada é igual a potência da saída, e que a relação da corrente de

entrada e da saída pode ser expressa pela equação (2.17).

in in o oV i V i=

(1 ( ))o

in

i d ti

= − (2.16)

Por definição, neste modo Li atinge zero ao final do período de chaveamento. O valor

médio da corrente do indutor nesta fronteira dos modos é dado pela equação (2.16). A Figura

2-9 mostra a forma de onda da fronteira do modo de condução contínuo, conforme mostrado

por [27].

_.

1 12 2

in picoLB L peak on

Vi i t

L= =

42

( )(1 ( ))2s o

LBT Vi d t d t

L= − (2.17)

Figura 2-9: Corrente do indutor na fronteira de condução.

Como a corrente de entrada é a mesma corrente que circula pelo indutor ( in Li i= ), e

usando as equações (2.16) e (2.17), pode-se definir a corrente média de saída, a corrente da

fronteira dos modos, através da equação (2.18).

2( )(1 ( ))2s o

oBT Vi d t d t

L= − (2.18)

Mantendo-se a tensão de saída do conversor Boost constante, LBi e oBi podem ser

plotados em função da razao cíclica, como mostrado na Figura 2-10.

Figura 2-10: Correntes de saída e do indutor nas fronteiras dos modos de condução.

Pode ser obeservado na figura que LBi alcança seu valor máximo quando d(t)=0,5.

Logo o valor máximo da corrente do indutor na fronteira dos modos é obtido pela equação

(2.19). Da mesma forma, oBi obtem seu valor máximo quando d(t)=0,333, logo, seu valor

máximo é determinado pela equação (2.20).

_ max 8s o

LBT Vi

L= (2.19)

_ max 0,074 s ooB

T ViL

= (2.20)

43

Na Figura 2-11 d(t) é ilustrado as corrente parametrizadas oBi e LBi em função dos

seus valores máximos para o conversor Boost operando na carga máxima de 6 kW. Já na

Figura 2-12 é plotado a fronteira dos modos de condução com relação oi / _ maxoBi . Podem ser

observados as fronteiras dos modos de condução para o conversor Boost operando na carga

máxima.

Figura 2-11: Correntes parametrizadas para o conversor Boost.

Figura 2-12: Fronteira dos modos de condução para o conversor Boost.

2.5. Projeto do Indutor Boost

Para circuitos que funcionam como uma fonte de corrente (Boost, Cuk, SEPIC), após a

ponte de diodos é necessário um indutor de entrada para o funcionamento adequado destes

conversores. Se um indutor muito grande é utilizado, a ondulação da corrente na entrada será

pequeno, o que significa menor emissão de EMI conduzida de modo diferencial.

44

Por outro lado, se diminuir-se o tamanho do indutor Boost, a ondulação da corrente de

entrada aumenta, exigindo maiores dimensões para o filtro de entrada. Dessa forma, deve-se

encontrar um ponto onde nem o volume do indutor de entrada, nem o volume do filtro de EMI

de modo diferencial sejam penalizados.

Logo, o cálculo da indutância do indutor Boost em CCM, em função da tensão de

saída e da máxima ondulação, pode ser obtido pela equação (2.21), como mostrado por [28].

Já o cálculo do número de espiras e seleção do núcleo magnético foi realizado conforme [29].

4 m a xo

s

VL

f i=

Δ (2.21)

onde:

oV : Tensão de saída do conversor;

sf : Frequência de comutação;

maxΔi : Ondulação máximo de corrente.

Para garantir que o conversor opere somente em CCM, para uma carga mínima

determinada, o valor do indutor deve atender a equação (2.22), confrome mostrado por [30].

24m s

p

LR TM

> (2.22)

onde:

mR : Resistência de carga para a mínima carga desejável;

pM : Relação entre a tensão de saída CC e o pico da tensão de entrada CA.

2.6. Projeto do Capacitor de Saída

A determinação do capacitor de saída pode ser determinada por dois parâmetros: a

ondulação máximo sobre o capacitor, ou o hold–up time, que é o tempo máximo para o

barramento CC atingir o seu valor de regime permanente, após distúrbios de carga. Foi

escolhido o critério que utiliza-se o hold-up time. Os outros parâmetros que irão determinar a

escolha do capacitor são a potência e a ondulação máxima no barramento CC. Logo, a

equação (2.23) determina o valor de C, como mostrado por [28]:

2 2_ min

2=

−o h

o o

P tCV V

(2.23)

onde:

oP : Potência de saída do sistema;

45

ht : Hold-up time;

oV : Tensão de saída nominal;

_o minV : Tensão mínima do barramento CC.

2.7. Análise da Corrente nos Semicondutores – CCM

A. Corrente na chave semicondutora

Uma típica forma de onda da corrente na chave semicondutora do conversor Boost é

ilustrada na Figura 2-13. Esta corrente é modulada pela largura do pulso, com ambos, a razão

cíclica e o pico de corrente, variando com a tensão de entrada.

Figura 2-13 - Forma de onda típica da corrente da chave semicondutora do Conversor Boost.

Quando a freqüência de comutação desta chave semicondutora é muito maior que a

freqüência da linha, o valor eficaz da corrente pode ser aproximado como uma integral dupla.

O quadrado da corrente é primeiramente integrado para encontrar seu valor médio sobre um

período de comutação, e o resultado é então integrado para encontrar o valor médio sobre o

período de linha CA, como mostrado por [1]. Dessa forma, o valor eficaz da corrente na chave

semicondutora do conversor pode ser definida através da equação (2.24).

1_

0²( )

Tac

S rms STacI i t dt= ∫ (2.24)

onde acT é o período da forma de onda da entrada. A integral pode ser expressa como uma

soma das integrais sobre todo o período de comutação em um período da rede de entrada,

equação (2.25).

./

_1 ( 1)

1 1. ( ²( ). )n TT T sac s

S rms s Sn n Tac s s

I T i t dtT T= −

= ∑ ∫ (2.25)

onde sT é o período de comutação.

A quantia dentro dos parênteses da equação (2.25) é o valor médio de 2Si sobre um

períodos de comutação. O somatório pode ser aproximado por uma integral no caso em que sT

46

é muito menor que acT . Esta aproximação corresponde a tomar o limite com sT tendendo a zero,

conforme equacionamento a seguir.

./

_ 00 1 ( 1)

1 1 1 1lim ( ²( ) ²( ) ²( )s

n T t TT T s sac s TacS rms S S S TT sn Tn T tac s ac s acs

I T i d i d dt i TsT T T Tτ τ τ τ

+

→ = −

⎡ ⎤ ⎡ ⎤= = =∑ ∫ ∫ ∫⎢ ⎥ ⎢ ⎥

⎣ ⎦⎣ ⎦

Assim 2Si (t) é a primeira média sobre um período de comutação. O resultado é então a

média sobre o período do sinal de entrada. Para o conversor Boost, a corrente na chave

semicondutora ( )Si t é igual a corrente de entrada quando a chave semicondutora está em

condução, e igual a zero quando a chave semicondutora está bloqueada. Logo, o valor médio

de 2Si (t) sobre um período de comutação é representado pela equação (2.26).

1² . ²( ).+= ∫t Ts

S StTss

i i t dtT

(2.26)

Se a tensão de entrada é dada pela equação (2.27), então a corrente de entrada é

expressa pela equação (2.28) onde eR é a resistência equivalente de entrada do conversor.

_( ) sin .in in picoV t V tω= (2.27)

( ) sin .ω= inin

e

Vi t tR

(2.28)

A razão cíclica da chave semicondutora, d(t), obtida pela equação (2.7) pode ser expressa

de forma diferente com a substituição do valor de inV por (2.27), obtendo-se a equação (2.29).

_( ) 1 sin .in pico

o

Vd t t

Vω= − (2.29)

Substituindo a equação (2.28) e (2.29) em (2.26) tem-se a equação (2.30). Substituindo

(2.30) em (2.24) tem-se a equação (2.31), que simplificando, e integrando somente em um

período de meio ciclo de rede 2acT já que a corrente se repete no semi-ciclo positivo resulta-

se na equação (2.32).

2

_ _2² (1 sin )sin ²( )in pico in pico

Ss e o

V Vi t tT R V

ω ω= − (2.30)

2

_ __ 0 2

1 (1 sin )sin ²( )T in pico in picoacS rms

ac e o

V VI t t dt

T R Vω ω= −∫ (2.31)

2

_ __ 02

1 [(sin ²( ) sin ³( )]in pico in picoS rms

e o

V VI t t dt

R Vπ ω ω

π= −∫ (2.32)

47

Resolvendo a equação (2.32) tem-se que a corrente eficaz na chave semicondutora é

representada pela equação (2.33).

__ _

813

in picoS rms in rms

o

VI I

Vπ== − (2.33)

Seguindo os mesmos passos apresentados anteriormente, mas agora para a corrente

média na chave semicondutora, obtem-se a equação (2.34).

__

2 2 (1 )4

in picoin rms

o

VI Is V

ππ

= − (2.34)

B. Corrente no Diodo

Da mesma forma que foi realizado o equacionamento da corrente na chave

semicondutora, verificar-se a corrente eficaz e média do diodo semicondutor. Na equação

(2.35) tem-se a equação que define a corrente eficaz no diodo, já na equação (2.36) tem-se a

corrente média.

__

163

oD rms dc

in pico

VI IVπ

= (2.35)

D dcI I= (2.36)

C. Corrente na Ponte Retificadora

Corrente média em cada diodo da ponte retificadora pode ser dada pela equação (2.37)

e sua corrente eficaz em cada diodo é calculada pela equação (2.38), mostradas abaixo.

_2

π=D in rmsI I (2.37)

_ _2

2=D rms in rmsI I (2.38)

A corrente de pico nos diodos da ponte retificadora é a corrente de pico de entrada

acrescida do ripple da corrente, (2.39).

_ _ 2= +D pico in rmsI I IΔ (2.39)

É útil comparar o estresse total dos semicondutores e o fator de utilização do

semicondutor. Em um bom projeto, a tensão e corrente aplicada aos semicondutores é

minimizada, enquanto que a potência de carga deve ser maximizada. Logo, se um conversor

contem k dispositivos semicondutores, o estresse total sobre estes dispositivos é calculado pela

equação (2.40).

48

1

k

sw j jj

S V I=

= ∑ (2.40)

onde jV é a tensão de pico aplicada ao semicondutor, e jI é a corrente eficaz aplicada ao

semicondutor. Dessa forma, o fator de utilização do semicondutor pode ser expresso pela

equação (2.41), onde argc aP é a potência de carga do conversor, conforme [1].

argc a

sw

PU

S= (2.41)

Devido ao fato dos conversores operarem em modo condução mista neste trabalho, e

em carga máxima, os três conversores operam em CCM, o dimensionamento dos

semicondutores é feito somente para esse modo de condução CCM. Logo, não será

apresentado o equacionamento das correntes das chaves semicondutoras e diodos em DCM,

bem como o projeto do indutor e capacitor de saída. No entanto, tal equacionamento e projeto

do indutor e capacitor podem ser obtidos em [1].

2.8. Conclusão

Este capítulo apresentou o conversor Boost aplicado à correção de fator de potência.

Foram discutidas as suas vantagens e desvantagens operando como PFC. Foram também

apresentados os modos de condução deste conversor, bem como as suas etapas de operação.

Além disso, foram descritos o projeto do indutor e do capacitor, além das estimativas das

correntes nos dispositivos semicondutores para o correto dimensionamento.

Pode-se dizer, que devido a sua simplicidade, reduzido número de componentes, o que

resulta em um baixo custo para implementação, e alto rendimento, o conversor Boost é um

bom candidato para correção do fator de potência. Além disso, pode-se dizer que para

aplicações de alta potência é recomendado a operação em CCM, e para baixas potências o

modo DCM.

Capítulo 3

CONVERSOR BOOST INTERCALADO

3.1. Introdução

Esse capítulo apresenta o conversor Boost Intercalado aplicado à correção de fator de

potência. Da mesma forma que o capítulo anterior, para o conversor Boost, é apresentado as

vantagens e desvantagens desta topologia bem como suas características estruturais. As etapas

de operação para o conversor operando com duas células intercaladas são também discutidas.

Para finalizar o projeto do indutor e do capacitor de saída são apresentados. Novamente a

análise da corrente eficaz e média nos dispositivos semicondutores para especificação dos

mesmos é apresentada.

3.2. Conversor Boost Intercalado

Em função da constante necessidade de processamento de energia elétrica em

potências cada vez mais elevadas, os dispositivos semicondutores têm evoluído muito nas

últimas décadas, especialmente na tentativa de superar os níveis de quilo-volts (kV) e quilo-

ampéres (kA) processados individualmente por tais dispositivos. Entretanto, os dispositivos

para altas potências são normalmente caros e de difícil acesso para elaboração de projetos.

Dessa forma, uma prática comum dos projetistas é a associação de dispositivos

semicondutores de baixo custo, fácil acesso e confiáveis.

Neste contexto, para aplicações com tensões elevadas é comum o uso de associações

série de componentes e, para aplicações com correntes elevadas, a associação de componentes

em paralelo. A Figura 3-1 mostra um conversor Boost operando com duas chave

semicondutoras em paralelo. Além de aumentar a capacidade de corrente do conversor tem-se a

redução das perdas devido a divisão da corrente entre as chave semicondutoras.

50

No entanto podem-se extrair mais vantagens do conversor se, além de colocarmos

apenas chaves semicondutoras em paralelo, utilizarmos células Boost em paralelo,

trabalhando de forma intercalada, conforme Figura 3-2.

Figura 3-1 - Conversor Boost com duas chave semicondutoras semicondutoras em paralelo.

Figura 3-2 -Conversor Boost com duas células em paralelo.

A associação em paralelo de estruturas foi proposta originalmente em [9], sendo

denominada de técnica de intercalamento (“interleaving”). Tal técnica consiste na distribuição da

potência entre conversores Boost, conhecidos como células Boost, conectados em paralelo e

operando com a mesma freqüência de conversão, mas com intervalos de comutação defasados

entre si. Este fato permite a divisão da corrente entre os semicondutores principais da estrutura.

A técnica pode ser ampliada para um número ilimitado de elementos, sincronizando-se

todos os pulsos de comando [31].

Esta associação de intercalamento, em conjunto com a defasagem, apresenta uma

redução na amplitude da ondulação da corrente de entrada e uma elevação na freqüência da

ondulação, como pode ser visto na Figura 3-3.

Figura 3-3 - Correntes nos indutores (iL1 e iL2) e corrente de entrada(iin) do Boost Intercalado.

51

Essa redução na amplitude da ondulação da corrente e elevação da sua freqüência tem

inúmeras vantagens. A seguir são descritas algumas dessas vantagens segundo [31]-[16]:

Redução dos esforços de corrente sobre os dispositivos semicondutores;

Redução nas exigências de filtragem e redução nos níveis de EMI;

Redução de perdas por condução;

Redução no tamanho do conversor (redução no filtro de entrada e saída);

Redução na dissipação térmica;

Redução do volume do indutor, permitindo a redução da indutância;

Significativa redução da distorção harmônica e aumento da eficiência;

Aumento da capacidade de processamento de energia.

Outra vantagem no uso do intercalamento de células é que se pode aumentar

efetivamente a freqüência de comutação sem aumentar as perdas nas chaves semicondutoras.

Os benefícios óbvios são o aumento na densidade de potência sem penalidade de reduzir

eficiência de conversão de potência. Além disso, o uso desta técnica também possibilita a

melhoria em outros aspectos importantes, tais como aumento na segurança dos sistemas

eletrônicos, confiabilidade, maior tolerância a falhas e redução na manutenção.

Devido às inúmeras vantagens desta técnica, o intercalamento de conversores de

potência tem sido originalmente empregado em aplicações de altas potências, visto que a

corrente através das chaves semicondutoras é uma fração da corrente de entrada, [38]-[39].

A redução da corrente eficaz, devido à diminuição da amplitude de ondulação, reduz o

aquecimento causado pelas perdas na resistência série equivalente do capacitor, reduzindo

esforços sobre o mesmo, e com isso tem-se uma redução da capacitância do barramento [38].

Outro fato relevante é o fato do capacitor de saída operar em alta tensão ( o inV V> ) permitindo

o uso novamente de valores relativamente menores de capacitância.

Pode-se ainda ser citado como vantagem o fato desta topologia não necessitar de

drives isolados para acionamento das chaves semicondutoras, pois o gate das mesmas são

referenciadas ao mesmo ponto, que é o terra do conversor.

Como desvantagens desta topologia podem-se ser citados, [39]-[42]:

A posição das chaves semicondutoras não permite proteção contra curto-circuito;

Esta topologia não permite isolação entre os terminais da entrada e da saída;

Há necessidade de uso de um circuito extra para limitar a corrente de inrush;

Há sempre quatro semicondutores no caminho principal da corrente nesta topologia;

Aumento na complexidade do circuito se comparado com Boost;

52

Apresenta maior número de componentes com adição de chaves semicondutoras,

circuitos de comando, diodos rápidos, sensores de corrente e indutores;

Devido ao aumento do número de componentes, se tem um aumento nos custos para

implementação desta topologia se comparada com o Boost;

Uma maior complexidade do controle desta topologia, pois o mesmo deve assegurar a

equalização da corrente através das células Boost intercaladas.

Outra característica negativa desta topologia é a distorção da corrente de entrada, em

DCM, causada pela influência da capacitância parasita das chaves semicondutoras como

acontece com o conversor Boost.

Além disso, esta topologia exige a necessidade de um diodo de saída que proporcione

uma rápida recuperação e que suporte estas elevadas tensões, como acontece no conversor

Boost. Isto acarreta em elevadas perdas tanto sobre a chave semicondutora quanto sobre o

próprio diodo. Na chave semicondutora tem-se grandes picos de corrente (spikes) na entrada

em condução, causando elevadas perdas de turn-on da chave semicondutora além do diodo

sofrer elevadas perdas de turn-off. Ainda, pode-se salientar outro problema causado pela

recuperação reversa do diodo, a geração de interferência eletromagnética.

Em relação aos magnéticos pode-se dizer que o intercalamento proporciona a diminuição

do volume dos mesmos devido à divisão da corrente entre as células. Entretanto o intercalamento

resulta no aumento do número de indutores se comparado com o Boost. Como solução para isso,

alguns trabalhos como [39] e [40] propõem o uso de componentes magnéticos acoplados,

integrados, o que reduz o número de núcleos e nas perdas nos magnéticos.

Resumindo, a conversão de potência empregando estruturas intercaladas tem sido

explorada em aplicações de elevadas potências, onde o sistema adquire a vantagem da

redução da ondulação e uma distribuição de potência entre as células das topologias

conectadas em paralelo. Embora a distribuição de potência processada entre as células seja

por si só um importante objetivo, os benefícios proporcionados pela redução da ondulação

justificam a utilização das técnicas de intercalamento nas mais diversas aplicações.


No conversor Boost Intercalado, para o entendimento das etapas de operação, deve-se

levar em consideração o valor da razão cíclica nas chaves semicondutoras, conforme mostrado

por [41]. Logo, na próxima seção, é apresentado as etapas de operação para o conversor Boost

Intercalado com duas células intercaladas, com uma defasagem de 180° entre si.

53


Neste modo de operação, as chaves semicondutoras podem estar em quatro estados

diferentes. Na Figura 3-4 é ilustrado os sinais de comando das chaves semicondutoras para

d(t) ≥ 0,5 e d(t) ≤ 0,5. S1

S2

1 2 3 4

S1

S2

1 2 3 4 (a) d(t) ≥ 0,5 (b) d(t) ≤ 0,5.

Figura 3-4 - Sinais de comando das chave semicondutoras.

As etapas de operação para d(t) ≥ 0,5 são:

1ª ETAPA: 1wS e 2wS em condução (Figura 3-5.a);

2ª ETAPA: 1wS em condução e 2wS bloqueada (Figura 3-5.b);

3ª ETAPA: novamente, 1wS e 2wS em condução (Figura 3-5.c);

4ª ETAPA: 1wS bloqueada e 2wS em condução (Figura 3-5.d);

(a)1ª Etapa de operação (b) 2ª Etapa de operação

(c) 3ª Etapa de operação (d) 4ª Etapa de operação

Figura 3-5 - Etapas de operação do Boost Intercalado em CCM na região onde d(t) ≥ 0,5.

As etapas de operação para d(t) ≤ 0,5 são:

1ª ETAPA: 1wS em condução e 2wS bloqueada (Figura 3-6.a);

2ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas (Figura 3-6.b);

3ª ETAPA: 1wS em condução e 2wS bloqueadas (Figura 3-6.c);

4ª ETAPA: novamente, 1wS e 2wS bloqueadas (Figura 3-6.d);

54

(a) 1ª Etapa de operação (b) 2ª Etapa de operação


Figura 3-6 - Etapas de operação do Boost Intercalado em CCM na região onde d(t) ≤ 0,5.


As etapas de operação para d(t) ≥ 0,5 são:

Nesta região, em modo de condução descontínua, têm-se seis etapas de operação, conforme

descritas a seguir:

1ª ETAPA: 1wS e 2wS em condução (Figura 3-7.a);

2ª ETAPA: 1wS em condução e 2wS bloqueadas (Figura 3-7.b);

3ª ETAPA: 1wS em condução, 2wS bloqueadas e um indutor descarregado (Figura 3-7.c);

4ª ETAPA: novamente, 1wS e 2wS em condução (Figura 3-7.d);

5ª ETAPA: 1wS bloqueada e 2wS em condução (Figura 3-7.e);

6ª ETAPA: 1wS bloqueada, 2wS em condução e o outro indutor descarregado (Figura 3-7.f)



55

(e) 5ª Etapa de operação (f) 6ª Etapa de operação

Figura 3-7 - Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t) ≥ 0,5.

As etapas de operação para d(t) ≤ 0,5 são:

Para a região onde d(t) ≤ 0,5 tem-se três modos distintos de operação conforme segue-se:

Primeiro modo:

1ª ETAPA: 1wS em condução, 2wS bloqueada e um indutor descarregado (Figura 3-8.a);

2ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas com o indutor ainda descarregado (Figura 3-8.b);

3ªETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas e ambos os indutores descarregados. O capacitor fornece

energia à carga (Figura 3-8.c);

4ª ETAPA: novamente um indutor está descarregado, 1wS bloqueada, 2wS em condução com o

capacitor ainda fornecendo energia à carga (Figura 3-8.d);

5ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas, porem um indutor já possui carga (Figura 3-8.e);

6ª ETAPA: repete-se a 3ª etapa (Figura 3-8.f);




Figura 3-8: Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t)0,5.

56

Segundo modo:


2ª ETAPA: 1wS em condução e 2wS bloqueada com um indutor descarregado (Figura 3-9.b);

3ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas com o indutor ainda descarregado (Figura 3-9.c);

4ª ETAPA: 1wS bloqueada, 2wS em condução (Figura 3-9.d);

5ª ETAPA: 1wS bloqueada, 2wS em condução, com o outro indutor descarregado (Figura

3-9.e);

6ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas, e um dos indutores descarregados (Figura 3-9.f);




Figura 3-9: Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t) ≤ 0,5.

Terceira Etapa:


2ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueada (Figura 3-10.b);

3ªETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas com um indutor descarregado (Figura 3-10.c);

4ª ETAPA: 1wS bloqueada, 2wS em condução (Figura 3-10.d);

5ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas (Figura 3-10.e);

6ª ETAPA: 1wS e 2wS bloqueadas, e um dos indutores descarregados (Figura 3-10.f) ;

57




Figura 3-10 - Etapas de operação do Boost Intercalado em DCM na região onde d(t) ≤ 0,5.

Logo, pode-se perceber que o funcionamento do conversor Boost Intercalado é idêntico

ao conversor Boost com a diferença da defasagem entre suas células. Com isso, pode-ser dizer

que o ganho estático é o mesma do conversor Boost já apresentado pela equação (2.7) para o

modo CCM e a equação (2.15) para o modo DCM.

A fronteira dos modos de condução do conversor Boost Intercalado pode ser verificado

através da Figura 3-11, a qual foi obtida seguindo os mesmos passos descritos no capítulo 2.

Figura 3-11: Fronteira dos modos de condução para o conversor Boost Intercalado.

58


No conversor com n células intercaladas, à redução da ondulação da corrente de

entrada é inversamente proporcional ao número de células em paralelo. Sendo assim, para

sistemas com mesma amplitude de ondulação da corrente, os indutores do conversor

Intercalado podem ser dimensionados para uma amplitude de ondulação n vezes maior. Logo,

como mostrado em [41] a indutância do conversor Boost pode ser definida pela equação (3.1).

max

( ) ( )=

Δs inT V sen wt d tL

i (3.1)

onde:

max Δi : Amplitude máxima da ondulação da corrente de entrada;

sT : Período de comutação das chaves semicondutoras;

( )inV sen wt : Tensão de entrada;

d(t): Razão cíclica aplicada na chave semicondutora.

Por outro lado, no projeto dos indutores do conversor com n células em paralelo

segue-se a equação definida por (3.2).

'

max

( ) ( )'

=Δ

s inn

T V sen wt d tLi

(3.2)

onde: 'maxΔi : Amplitude máxima da ondulação de entrada com n células em paralelo;

'sT : Período de comutação das n chaves semicondutoras .

Como a razão cíclica aplicada as chave semicondutoras é a mesma, tanto no conversor

Boost como no conversor Intercalado, da mesma forma que a tensão de entrada, pode-se

igualar as equações (3.1) e (3.2) conforme equacioamento a seguir.

max max''

Δ Δ= n

s s

L i L iT T

Como se deseja que ambos os conversores possuam a mesma característica na

ondulação da corrente de entrada, o período de comutação das células do conversor Intercalado

será n vezes menor que o período de comutação do conversor Boost, equação (3.3).

'=s sT nT (3.3)

Por outro lado, a especificação da amplitude máxima da ondulação nos indutores do

conversor Intercalado será menos rígida que a especificação da ondulação no indutor do

conversor Boost. Especificando uma amplitude máxima de ondulação de uma unidade no

59

conversor Boost, a amplitude de ondulação no conversor Boost Intercalado será n vezes a

unidade, equação (3.4).

max max'Δ = Δi n i (3.4)

A partir do exposto pode-se concluir que a relação entre a indutância do conversor

Boost e a indutância das células do conversor Intercalado será igual a um, como pode ser visto

no equacionamento a seguir.

max max

max max

' 1'

Δ Δ= = =

Δ Δs s

ns s

T i nT iLT i nT i

Apesar dos valores das indutâncias serem as mesmas nos dois sistemas, não se pode

afirmar que os volumes dos indutores serão os mesmos, já que no conversor Boost toda a

corrente de entrada flui pelo indutor, enquanto que no conversor Boost Intercalado, a corrente

será dividida entre as células do sistema.


O projeto do capacitor de saída, para o conversor Boost Intercalado, continua sendo o

mesmo do conversor Boost, já que os parâmetros de projeto, oV e oP , são independentes do

número de células ligadas intercaladamente. Dessa forma, o projeto do capacitor de saída para

o conversor Boost Intercalado é realizado através da equação (2.23).

3.6. Análise da Corrente nos Semicondutores

A. Corrente na Chave semicondutora

O cálculo da corrente em cada chave semicondutora e cada diodo Boost, para o

conversor Boost Intercalado operando em CCM, é obtido da mesma forma que foram

realizadas para o conversor Boost. A única diferença é que deve-se inserir um parâmetro de

divisão nas equações “n”, que é o número de células Boost intercaladas. Logo, a equação

(3.5) determina a corrente eficaz em cada chave semicondutora e a equação (3.6) a corrente

média.

_ __

813

in rms in picoS rms

o

I VI

n Vπ== − (3.5)

_ _2 2 (1 )4

in rms in picos

o

I VI

n Vπ

π= − (3.6)

60


Da mesma forma que foi realizado o equacionamento para a chave semicondutora,

pode-se fazer para verificar a corrente eficaz e média do diodo. Logo, a equação (3.7)

representa a corrente eficaz do diodo Boost para o conversor Boost Intercalado e a equação

(3.8) a corrente média.

__

163

dc oD rms

in pico

I VIn Vπ

= (3.7)

= dcD

IIn

(3.8)

C. Corrente na Ponte Retificadora

O cálculo da corrente média e eficaz em cada diodo da ponte retificadora do conversor

Boost Intercalado é o mesmo que do Boost, pois a corrente de entrada para os dois

conversores é a mesma.

3.7. Conclusão

Neste capítulo apresentou-se o conversor Boost Intercalado com duas células

defasadas de 180º aplicado à correção de fator de potência. Foram discutido suas vantagens e

desvantagens. Além disso, foram descritas detalhadamente as etapas de operação deste

conversor operando em modo de condução contínua e descontínua. Para finalizar, foi

mostrado o projeto do indutor e capacitor, além das estimativas das correntes nos dispositivos

semicondutores para o correto dimensionamento.

Além disso, pode-se concluir que o intercalamento das células Boost, operando com

uma defasagem entre si, proporciona grandes vantagens. Dentre as inúmeras vantagens

destaca-se a redução da amplitude da ondulação da corrente de entrada e a elevação da sua

freqüência e a redução dos esforços de corrente sobre os dispositivos semicondutores (chave

semicondutora e diodo Boost), além de outras vantagens citadas neste capítulo. Dessa forma,

pode-se dizer que o conversor Boost Intercalado é um bom candidato para aplicações de alta

potência na correção do fator de potência.

Capítulo 4

CONVERSOR DUAL BOOST

4.1. Introdução

Nesse capítulo é apresentado o conversor Dual Boost aplicado à correção de fator de

potência. Novamente são discutidas as vantagens e desvantagens desta topologia bem como

suas características estruturais. São apresentadas as etapas de operação deste conversor nos

modos de condução contínua e descontínua. Da mesma forma como foi apresentado

anteriormente para os outros conversores, o projeto do indutor, do capacitor de saída, e a

análise da corrente eficaz e média nos dispositivos semicondutores para especificação dos

mesmos é novamente apresentado.

4.2. Conversor Dual Boost

Como uma das alternativas para superar algumas das desvantagens do conversor

Boost, o conversor Dual Boost (também conhecido como Bridgeless ou Semi-Boost

simétrico), mostrado na Figura 4-1, foi proposto como um forte candidato. Tal topologia

combina retificação e correção do fator de potência, com a grande vantagem da eliminação da

ponte retificadora, sendo esta tarefa agora realizada pelos diodos intrínsecos das chaves

semicondutoras [10]. Isso faz com que a qualquer instante, somente dois semicondutores

estejam no fluxo da potência, reduzindo as perdas, conforme mostrado em [10][18].

Outro fato determinante que faz com que esta topologia apresente uma redução nas

perdas nos semicondutores, é o fato de que somente uma chave semicondutora opera a cada

semi-ciclo da tensão de entrada do conversor. Dessa forma a corrente eficaz nas chaves

semicondutoras é menor, logo há uma redução dos esforços de corrente sobre as chaves

semicondutoras. Isso acarreta em um menor aquecimento das mesmas e menores perdas [43].

62

Figura 4-1 - Conversor Dual Boost.

Como principais características desta topologia, podem-se citar [43]-[46]:

Alta eficiência;

Alta Confiabilidade;

Aplicável para maiores níveis de potência em comparação ao Boost;

Exige satisfatória regulação de tensão para variação de carga, logo é adequado para

aplicações onde ocorre significativa variação de carga;

A dinâmica deste conversor é similar ao conversor Boost monofásico;

As chaves semicondutoras são referenciadas ao mesmo ponto, logo, podem ser

acionadas sem a necessidade de circuitos isolados;

A posição dos chaves semicondutoras não permite proteção contra curto-circuito na

carga ou sobrecorrente;

Adição de uma chave semicondutora, um circuito de comando, um diodo rápido,

entretanto, tem a vantagem da eliminação da ponte retificadora;

Adição de custos e complexidade no controle se comparado ao Boost;

Complexidade na aquisição das variáveis (tensão de entrada, tensão de saída e corrente);

Não é possível isolação entre os terminais da entrada e da saída;

Necessidade de uso de um circuito extra para limitar a corrente de inrush.

Além disso, pode-se destacar ainda a característica elevadora de tensão deste

conversor, da mesma forma que o conversor Boost. Logo o conversor Dual Boost é adequado

para utilizações com entrada universal de tensão (90~260Volts). Ainda em relação a tensão de

saída pode-se destacar o fato do capacitor de saída operar em alta tensão (a tensão de saída é

maior do que o pico da tensão de entrada, ( o inV V> ), permitindo dessa forma valores

relativamente menores de capacitância.

Outra característica desta topologia é a localização do indutor no lado CA [10]. Tal

indutor pode ser posicionado tanto na entrada positiva ou negativa da fonte, ou em ambos

com a utilização de um indutor acoplado. Independente da configuração do indutor de

entrada, o desempenho do conversor será o mesmo.

63

Logo, como vantagem da localização do indutor Boost no lado CA pode-se destacar a

sua contribuição na redução das interferências EMI conduzidas. A localização na entrada

positiva ou negativa ajuda na redução de ruído de modo diferencial. Já o indutor acoplado

atua tanto ruído de modo comum quanto no ruído de modo diferencial [17].

Como uma das maiores desvantagens deste conversor, pode-se destacar a presença de

uma grande fonte de ruído conduzido de modo comum, como mostrado por [17] e [18]. Isso

ocorre devido ao fato do terra de saída do conversor Dual Boost estar conectado a fonte CA

somente no semi-ciclo positivo através do diodo da chave semicondutora 2wS , resultando em

uma diferença de potencial entre o terra da fonte e o terra da carga igual a zero. Por outro

lado, durante o semi-ciclo negativo, o terra de saída é pulsante em relação à fonte CA com

uma alta freqüência e com uma amplitude igual a tensão de saída, conforme Figura 4-2, o que

não ocorre com o conversor Boost onde o terra de saído está sempre conectado a fonte CA

através do diodo 4D e 3D (lento).

Figura 4-2 - Diferença de potencial entre o terra da fonte e o terra da carga.

Esta fonte de tensão pulsante de alta freqüência carrega e descarrega as capacitâncias

equivalentes parasitas entre o terra de saída e o terra de entrada da linha, resultando em

significativo aumento do ruído de modo comum. Esta fonte de ruído de modo comum resulta

em alguns problemas na aquisição das variáveis necessárias para o controle desta topologia.

Como alternativa para redução desta fonte de ruído de modo comum, necessita-se

modificar esta topologia, para sempre proporcionar um caminho de baixa impedância entre a

fonte CA e o terminal negativo de saída. Isso é feito através da inserção de dois outros diodos

ligados ao terra da saída para a fonte de entrada, o que nos leva a ter-se chave semicondutoras

bidirecionais agora, conforme mostrado em [18].

Pode-se destacar ainda, como característica negativa desta topologia, também presente

nos outros dois conversores já discutidos, as significativas perdas de recuperação reversa dos

diodos rápidos utilizados. Em freqüências de comutação muito elevadas, geralmente estes

diodos com rápida recuperação provocam perdas significativas durante a recuperação reversa.

64

Como resultado, a chave semicondutora tem um grande pico de corrente (spikes) na entrada

em condução, causando elevadas perdas na entrada em condução da chave semicondutora e

elevadas perdas de turn-off no diodo. Além disso, outro problema causado pela recuperação

reversa do diodo é a geração de interferência eletromagnética conduzida.

Resumindo, a eliminação da ponte retificadora leva a uma diminuição do número de

semicondutores no fluxo da potência proporcionando uma diminuição nas perdas nos

mesmos. Logo há um aumento do rendimento e com isso, pode-se afirmar que esta topologia

é uma boa solução na correção de fator de potência para aplicações de alta potência.


Como mostrado por [10] e [47] o conversor Dual Boost se comporta, tanto no semi-ciclo

positivo quanto no semi-ciclo negativo da rede, como um conversor Boost, como pode ser visto

pela Figura 4-3. Com isso, é descrito a seguir o funcionamento deste conversor e suas etapas de

operação e modos de condução.

(a) Conversor Dual Boost – Semi-ciclo positivo. (b) Conversor Dual Boost – Semi-ciclo negativo.

Figura 4-3 – Etapas de operação do conversor Dual Boost.


Semi-ciclo Positivo:

1ª ETAPA: Inicia quando a tensão de entrada é positiva e a chave semicondutora 1wS é

colocada em condução e o diodo 1D é polarizado reversamente. A energia armazenada no

capacitor é fornecida a carga, conforme Figura 4-4. A corrente flui através do indutor e da

chave semicondutora 1wS e através do diodo antiparalelo da chave semicondutora 2wS . Esta

etapa termina quando a chave semicondutora é bloqueada.

Figura 4-4 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 1, semi-ciclo positivo.

65

2ª ETAPA: Ainda no semi-ciclo positivo, porém com as chaves semicondutoras bloqueadas e

a corrente flui através do indutor, diodo 1D , capacitor, carga e retorna pelo diodo antiparalelo

da chave semicondutora 2wS , como ilustrado na Figura 4-5.

Figura 4-5 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 2, semi-ciclo positivo.

Semi-ciclo Negativo:

1ª ETAPA: Esta etapa de operação, agora no semi-ciclo negativo é idêntica a 1ª etapa descrita

para o semi-ciclo positivo, com a diferença que agora é a chave semicondutora 1wS que opera

e o diodo antiparalelo da chave semicondutora 1wS . A Figura 4-6 ilustra esta etapa.

Figura 4-6 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 1, semi-ciclo negativo.

2ª ETAPA: Nesta etapa, ainda no semi-ciclo negativo, as chaves semicondutoras estão

bloqueadas e a corrente flui através do indutor, diodo 2D , capacitor, carga e retorna pelo

diodo antiparalelo da chave semicondutora 1wS , como ilustrado na Figura 4-7.

Figura 4-7 - Conversor Dual Boost em CCM, etapa 2, semi-ciclo negativo.


Semi-ciclo Positivo:

1ª ETAPA: Idêntica a 1ª etapa do CCM. A tensão de entrada é positiva e a chave

semicondutora 1wS está em condução e o indutor está armazenando energia, como pode ser

visto na Figura 4-8.

66

Figura 4-8 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 1, semi-ciclo positivo.

2ª ETAPA: Da mesma forma que a etapa anterior, esta etapa é idêntica a 2ª etapa do CC para

o semi-ciclo positivo e é ilustrada na Figura 4-9.


3ª ETAPA: Nesta etapa o indutor é completamente descarregado e a energia armazenada no

capacitor é transferida para a carga, como Figura 4-10.


Semi-ciclo Negativo:

1ª ETAPA: A Figura 4-11 ilustra a 1ª etapa no semi-ciclo negativo, que como pode ser visto é

idêntico a 1ª etapa do semi-ciclo negativo em CCM.

Figura 4-11 - Conversor Dual Boost em DCM, etapa 1, semi-ciclo negativo.

2ª ETAPA: Novamente, esta etapa é idêntica a 2ª etapa do semi-ciclo negativo em CCM e está

ilustrada na Figura 4-12.

67


3ª ETAPA: A Figura 4-13 mostra a 3ª etapa em DCM para o semi-ciclo negativo onde a

energia armazenada no capacitor é transferida para a carga.


Logo, pode-se concluir que o conversor Dual Boost se comporta como um conversor

Boost. Dessa forma, a equação que relaciona a tensão de saída e a tensão de entrada, para este

conversor é idêntica a equação (2.7) para o modo CCM e a equação (2.15) para o DCM.

Novamente, a fronteira dos modos de condução, para o conversor Dual Boost, pode ser

verificado através da Figura 4-14, a qual foi obtida seguindo os mesmos passos descritos no

capítulo 2.

Figura 4-14: Fronteira dos modos de condução para o conversor Dual Boost.

68


Através da análise das etapas de operação do conversor, o conversor Dual Boost opera

exatamente igual ao Boost. Logo a obtenção do valor de sua indutância é feita exatamente da

mesma forma já apresentada no capítulo 2 para o conversor Boost.

Por outro lado, devido à localização do indutor no lado CA, tem-se a inversão da

corrente sobre o indutor Boost. Essa inversão do fluxo proporcionará uma melhor utilização

do material magnético acarretando menores perdas neste elemento.


Como já foi mostrado no capítulo 2, onde foi desenvolvido o projeto do capacitor de

saída para o Boost, pode-se perceber que o seu projeto depende da potência e tensão de saída,

oP e oV . Logo, o projeto do capacitor do conversor Dual Boost continua sendo o mesmo do

conversor Boost, já que os parâmetros para o seu projeto continuam sendo os mesmos.

4.6. Cálculo da Corrente nos Semicondutores

A. Corrente na Chave Semicondutora

Para calcular-se as correntes eficaz e média nas chaves semicondutoras, seguem-se os

mesmos passos seguidos para o conversor Boost, com uma única diferença que cada chave

semicondutora conduz corrente somente meio ciclo de rede. Dessa forma, obteve-se a equação

(4.1) para o cálculo da corrente eficaz em cada chave e a equação (4.2) para valor médio.

__ _

1 4( )2 3

in picoS rms in rms

o

VI I

Vπ= − (4.1)

__

2 (1 )4

in picoin rms

o

VI Is V

ππ

= − (4.2)


A equação (4.3) descreve o cálculo da corrente eficaz do diodo e a equação (4.4) o

valor médio.

= −_ _ _D rms in rms S rmsI I I (4.3)

2

= dcD

II (4.4)

69

C. Corrente nos diodos retificadores

Os diodos intrínsecos das chaves semicondutoras, que realizam a retificação, conduzem

corrente somente meio ciclo de rede, respectivamente quando a chave semicondutora não está

conduzindo. Logo através da equação (4.5) calcula-se a corrente eficaz em cada diodo, e a

corrente média é obtida através da equação (4.6).

π

= _2

D in rmsI I (4.5)

=_ _2

2D RMS in rmsI I (4.6)

4.7. Conclusão

Neste capítulo discutiu-se o conversor Dual Boost. Foram apresentadas as etapas de

operação para cada modo de condução. Discutiram-se também as vantagens e desvantagens

deste conversor operando na correção do fator de potência, e suas similaridades com o

conversor Boost. Novamente foram abordados o projeto do indutor e do capacitor de saída,

idênticos ao apresentado para conversor Boost. Para finalizar, apresentaram-se as equações

que descrevem as correntes nos dispositivos semicondutores para o correto dimensionamento.

Concluindo, pode-se afirmar que o conversor Dual Boost é um bom candidato para

correção do fator de potência para aplicações de alta potência devido as suas inúmeras

vantagens já citadas. Entre as principais, destaca-se a eliminação da ponte retificadora, o que

resulta em uma diminuição das perdas nos semicondutores, pois somente dois semicondutores

estarão no caminho principal da corrente. Além disso, pode-se destacar ainda a redução dos

esforços nas chaves e diodos, já que eles operam somente meio ciclo de rede.

Capítulo 5

PERDAS NOS SEMICONDUTORES E COMPONENTES MAGNÉTICOS

5.1. Introdução

Esse capítulo apresenta as perdas estimadas nos semicondutores para as três topologias

de conversores já mencionadas, bem como as perdas nos magnéticos. São abordadas

detalhadamente as perdas na ponte retificadora, nas chaves semicondutoras e nos diodos

Boost para o projeto do dissipador. Além disso, é apresentado o cálculo para as perdas dos

magnéticos dos indutores Boost. O capítulo é finalizado com uma comparação das perdas e

volume dos dissipadores e magnéticos para as três topologias.

5.2. Perdas nos Semicondutores

A quantificação das perdas é baseada nas informações dos datasheets dos dispositivos

semicondutores empregados, o que torna os resultados fortemente dependentes das

características dos dispositivos especificados. O método usado para a determinação das perdas

no conversor consiste em realizar a estimação das perdas de condução e comutação para cada

dispositivo semicondutor bem como as perdas por recuperação reversa dos diodos. Daí então,

é realizada a soma de todos os resultados para obtenção das perdas totais.

5.2.1 Perdas por condução

As perdas por condução ocorrem enquanto o dispositivo semicondutor está

conduzindo corrente e permanece entre seus terminais uma queda de tensão, ( )ceV θ para o

IGBT e ( )fV θ para o diodo. Tais valores são dependentes da corrente que os percorre e da

temperatura, e são obtidos das curvas disponíveis nos datasheets dos componentes,

( )( )ce ceV xIθ θ para o IGBT e ( ) ( )f fV xIθ θ para o diodo. Com o valor da queda de tensão

sobre o dispositivo semicondutor, sua corrente e o tempo de condução, pode-se estimar as

perdas por condução conforme mostrado em [48] e [49], com a equação (5.1) para o IGBT e

(5.2) para o diodo:

71

2

_0

1 ( ) ( )2cond chave ce ce condP V t I t t dt

π

π= ∫ (5.1)

2

_0

1 ( ) ( )2cond diodo f f condP V t I t t dt

π

π= ∫ (5.2)

onde condt é o tempo no qual o semicondutor permanece em condução.

5.2.2 Perdas por comutação As perdas por comutação são divididas em perdas de turn-on e de turn-off para a

chave semicondutora , e de recuperação reversa do diodo para diodos rápidos. Tais perdas são

fundamentadas em informações dos fabricantes (datasheet), através da energia perdida nas

transições de turn-on (( ( )on ceE I ) e turn-off ( ( )off ceE I ), e a energia perdida na recuperação

reversa do diodo através da ( ( )rec FE I ). As perdas de comutação são obtidas através da

identificação de cada transição de comutação e calculadas através das equações (5.3), (5.4) e

(5.5) respectivamente.

1 ( )2turn on on ceP E Iπ− = ∑ (5.3)

1 ( )2turn off off ceP E Iπ− = ∑ (5.4)

_1 ( )

2rec rev rec ceP E Iπ

= ∑ (5.5)

5.3. Cálculo das perdas

Para o cálculo das perdas é necessário primeiramente realizar o equacionamento das

curvas ( )( )ce ceV t I t× , ( )( )on ceE t I t× e ( )( )off ceE t I t× para o IGBT e ( ) ( )f fV Iθ θ× e

( )( )rec FE t I t× para o diodo. Com o equacionamento destas curvas, com a corrente instantânea

de cada dispositivo semicondutor e o uso do software MatLab® obtem-se as perdas nos

semicondutores através das equações já descritas. Tais equacionamentos são apresentados no

Apêndice B. Os semicondutores utilizados para a implementação dos conversores são listados

na Tabela 5-1. A forma como foram escolhidos tais semicondutores é apresentada no capítulo

dos resultados experimentais.

72

Tabela 5-1 - Semicondutores utilizados nos conversores.

Pré-Reguladores Chave Semicondutora Diodo Ponte Retificadora

Conversor Boost IRGP50B60PD1 30EPH06 KBPC50 Conversor Boost Intercalado IRGP30B60KD-E 10ETF06S KBPC50

Conversor Dual Boost IRGP30B60KD-E 10ETF06S Não há ponte retificadora

5.3.1 Perdas por Condução – Chave Semicondutora Com o objetivo de se calcular as perdas por condução das chaves semicondutoras, há

primeiramente a necessidade de se equacionar as curvas características dos IGBT para o pior

caso de condução, isto é, temperatura de junção ( 125ºjT C= ) e 15geV V= . A Figura 5-1

descreve a queda de tensão da chave semicondutora em função da corrente de condução para

as duas chaves semicondutoras já citadas.

(a) IRGP50B60PD1 (b) IRGP30B60KD-E

Figura 5-1 - Curva Característica ( )( )ce ceV Iθ θ× do IGBT.

O equacionamento das curvas ( )( )ce ceV Iθ θ× é obtido através da obtenção dos pontos

da Figura 5-1 e a manipulação de tais pontos com o software Matlab®. Tal equacionamento é

mostrado no Apêndice B.

5.3.2 Perdas por Comutação – Chave Semicondutora

Da mesma forma como foi realizado o equacionamento das perdas por condução é

feito para as perdas por comutação. A Figura 5-2 mostra a energia dissipada durante as

comutações, turn-on e turn-off, em função da corrente de condução da chave semicondutora,

para os dois modelos de IGBT. Através dessa energia dissipada são calculadas as perdas por

comutação da chave semicondutora.

73


Figura 5-2 - Curva Característica ( )( )on ceE t I t× e ( )( )off ceE t I t× do IGBT.

5.3.3 Perdas por Condução – Diodo As perdas de condução do diodo são calculadas através da queda de tensão, a qual é

dependente da corrente de condução do semicondutor. Logo, as perdas de condução do diodo são

calculadas através do equacionamento das curvas características dos diodos, ( ) ( )f fV Iθ θ× ,

mostrada na Figura 5-3, para o pior caso, que neste caso ocorre quando a 25ºjT C= .

(a) 30EPH06 (b) 10ETF06S

Figura 5-3 - Curva Característica ( ) ( )f fV Iθ θ× do diodo.

5.3.4 Perdas por Comutação – Diodo As perdas por comutação nos diodos Boost ocorrem durante o seu turn-off devido aos

problemas de recuperação reversa. Tal problema causará perdas em si próprio e na chave

semicondutora, pois nas topologias dos conversores Boost, Dual Boost e Boost Intercalado,

toda a corrente de recuperação reversa do diodo circulará nas chaves semicondutoras,

causando perdas durante a comutação de turn-on das mesmas. Logo, há a necessidade do

cálculo dessas duas perdas durante o processo de comutação do diodo. Nos diodos da ponte

retificadora esse tipo de perda é desconsiderado devido ao fato desses diodos comutarem em

baixa freqüência.

74

Logo, as perdas devido à recuperação reversa sobre o diodo são caracterizadas pela

carga de recuperação reversa presente no tempo de recuperação reversa rrt . Com isso, o

cálculo da perda de comutação sobre o diodo é feito através da obtenção da carga armazenada

na recuperação reversa, rrQ , a qual é obtida da Figura 5-4, com uma taxa de variação da

corrente (dif/dt) constante de 200A/μs, conforme mostrado por [50]. A temperatura de junção

para utilizada é a do pior caso, ou seja, 125ºjT C= para o diodo 30EPH06 e 150ºjT C= para

o diodo 10ETF06S. Com a obtenção deste valor, rrQ , e com o uso da equação (5.6) tem-se a

energia dissipada durante a comutação turn-off do diodo.

_ _ ( ).turn off diodo rr f oE Q I V= (5.6)

onde :

oV : Tensão do barramento CC;

fI : Corrente direta do diodo.

Como pode ser visto pela Figura 5-4, ( )rr fQ I têm-se somente alguns valores de corrente,

logo há a necessidade da interpolação das curvas para obtenção dos valores de rrQ para outros

valores de corrente. Dessa forma é possível o cálculo das perdas por turn-off no diodo. A

interpolação foi realizada com o equacionamento das curvas da Figura 5-4 , através do Método

de Newton (Apêndice B) com o uso do software MatLab, considerando um di/dt de 200A/μs

conforme realizado por [50].

(a) 30EPH06 (b) 10ETF06S

Figura 5-4 - Energia da recuperação reversa do diodo em função da corrente de condução.

75

5.3.5 Perdas por Comutação – Diodo/Chave semicondutora As perdas que ocorrem sobre a chave semicondutora devido aos problemas de

recuperação reversa são calculadas através da corrente de recuperação reversa do diodo.

Como o datasheet do diodo 30EPH06 não possui nenhuma relação direta da corrente de

condução do diodo com a corrente de recuperação reversa do diodo, as perdas são calculadas

através da equação(5.7) e a Figura 5-5. Com um dif/dt de 200A/μs, obtem-se o valor de rrQ e

rrt para a corrente média do diodo através da interpolação das curvas da Figura 5-5. Logo,

com a equação (5.7) tem-se o valor da corrente reversa que causará perdas de comutação

sobre a chave semicondutora.

2

rr rrrr

t xIQ = (5.7)

(a) /rrt xdi dt (b) /rrQ xdi dt

Figura 5-5 - Curva Característica do diodo 30EPH06.

Para o diodo 10ETF06S não há a necessidade do equacionamento das curvas

/rrQ di dt× e /rrt di dt× , pois o datasheet deste dispositivo semicondutor apresenta as curvas

que relacionam diretamente a corrente direta de condução do diodo com a corrente de

recuperação reversa, Figura 5-6. Novamente é necessária a interpolação das curvas para

obtenção da correta corrente de recuperação reversa do diodo.

76

Figura 5-6 - Aproximação da curva característica da corrente ( ) ( )f rrI t I t× do diodo 10ETF06S.

5.4. Perdas por Condução – Ponte Retificadora

O cálculo das perdas por condução dos diodos da ponte retificadora é similar ao

realizado para os diodos Boost. Logo através do equacionamento da Figura 5-7 determina-se o

comportamento da queda de tensão nos diodos em função da corrente que circula nos mesmos.

Figura 5-7 - Curva Característica ( )( )f fV t I t× da Ponte Retificadora KBPC50.

O cálculo das perdas de condução para os diodos intrínsecos das chaves

semicondutoras, responsáveis pela retificação no conversor Dual Boost, seguem os mesmos

passos já discutidos para os diodos, conforme Figura 5-8.

Figura 5-8 - Curva característica ( )( )ce ceV t I t× dos diodos intrínsecos do IGBT IRGP30B60KD-E.

77

5.5. Projeto do dissipador

A obtenção da resistência térmica do dissipador é o passo seguinte para o projeto do

dissipador. O cálculo desta resistência baseou-se no modelo térmico unidimensional, ilustrado

na Figura 5-9, conforme apresentado por [49]. Este modelo apresenta como maior vantagem a

sua simplicidade e pressupõe que todo o calor será transferido para o meio pelas haletas, e que

a temperatura é constante em toda superfície do dissipador. Logo, para o projeto utilizando

este modelo, a temperatura da junção é considerada constante (em regime permanente) e

apenas um dispositivo por dissipador.

Uma vez determinada à potência dissipada em cada dispositivo semicondutor e os

parâmetros de cada dispositivo semicondutor determinado pelos seus datasheets pode-se

projetar o dissipador necessário para cada topologia.

Figura 5-9 - Modelo Térmico Equivalente dos semicondutores.

onde:

P : Potência dissipada pelo dispositivo semicondutor;

JT : Temperatura de junção;

JCR : Resistência entre a junção e o case (encapsulamento);

CDR : Resistência entre o case (encapsulamento) e o dissipador;

DAR : Resistência entre o dissipador e o ambiente;

CT : Temperatura de case;

DT : Temperatura do dissipador;

AT : Temperatura ambiente.

Para obter-se DAR , deve-se primeiramente obter DT , com o uso da equação (5.8), onde

JT , JCR e CDR são fornecidos pelo fabricante.

( )D J JC CDT T P R R= − + (5.8)

Com este valor e com a potência dissipada em cada dispositivo semicondutor

determina-se a resistência entre o dissipador e o ambiente, DAR através da equação (5.9).

78

D ADA

T TRP−

= (5.9)

Foram escolhidos quatro tipos de perfil de dissipador, e através do datasheet do fabricante

[51] obtiveram-se os valores da resistência térmica de cada perfil, como mostrado na Tabela 5-2.

Tabela 5-2 - Perfis de dissipadores escolhidos.

Perfil Resistência Térmica (°C/W) Largura (cm) Altura (cm)

14050 1.06 14 5 14376 1.11 12,16 7,6 14549 1.17 14,5 6,9 15559 0.73 15,5 5,9

No entanto, tem-se que encontrar primeiramente o fator de correção do comprimento

para estimar-se o comprimento do dissipador. Tal fator de correção do comprimento é

determinado pela equação (5.10):

__ _

DAcc perfil

th perfil c temp

RFR F

= (5.10)

onde:

_th perfilR : Resistência térmica de cada perfil de dissipador;

_c tempF : Fator de correção da temperatura - obtido pela equação (5.11) e a Figura 5-10.

Figura 5-10 - Variação da resistência térmica com a diferença de temperatura.

0,04587 0,002419_ 0,655 1,174t t

c tempF e e− Δ − Δ= + (5.11)

onde tΔ é dado pela equação (5.12).

D At T TΔ = − (5.12)

Com o valor do fator de correção do comprimento obtido pela equação (5.10) e através

da equação (5.13), obtida através da Figura 5-11, determina-se o comprimento do dissipador.

_3 2

_ _ _

8, 24 1,740,61 0,27 0,056

cc perfilperfil

cc perfil cc perfil cc perfil

FL

F F F−

=− + −

(5.13)

79

Figura 5-11 -Comprimento do dissipador através do fator de correção do comprimento.

A Figura 5-12 mostra as perdas calculadas em cada semicondutor considerando as

dispositivos semicondutores da Tabela 5-1 e os parâmetros de projeto da Tabela 7-1. Pode-se

verficar que o conversor Boost foi o conversor que apresentou as maiores perdas. Por outro

lado, o conversor Dual Boost apresentou as menores perdas em seus semicondutores.

Com a potência calculada em cada semicondutor, e seguindo-se os passos apresentados para o projeto do dissipador, determina-se o comprimento e volume do mesmo. Na Figura 5-13 e na

Tabela 5-3 é apresentado uma comparação do comprimento dos dissipadores para as três topologias considerando 5 diferentes perfis de dissipador. Já na Figura 5-14 e a

Figura 5-14 - Comparação do Volume dos dissipadores dos conversores.

Tabela 5-4 têm-se o volume dos mesmos. Como pode ser visto, o conversor Boost é o

conversor com o maior volume de dissipador, enquanto que o conversor Dual Boost foi o que

apresentou o menor.

Figura 5-12: Comparação das perdas dos conversores .

80

Figura 5-13 - Comparação do Comprimento dos dissipadores dos conversores.

Tabela 5-3 - Comprimento dos dissipadores para cada conversor para 5 perfis de dissipador. Dissipador

Perfil Conversor Boost Conversor Boost Intercalado


14050 28,61 16,41 15,14 15559 12,92 7,44 6,82 14549 35,25 20,26 18,67 14376 31,53 18,10 16,70 17232 24,74 14,16 13,04

Figura 5-14 - Comparação do Volume dos dissipadores dos conversores.

Tabela 5-4 - Volume dos dissipadores para cada conversor para 5 perfis de dissipador. Dissipador

Perfil Conversor Boost Conversor Boost Intercalado


14050 2002,70 1148,76 1059,80 15559 1181,53 680,81 623,69 14549 3526,76 2027,33 1867,93 14376 3426,68 1966,78 1814,96 17232 1361,69 779,26 717,72

5.6. Perdas Magnéticas

A maneira tradicional de se estimar as perdas no núcleo magnético consiste em fazer

uma leitura, nos ábacos fornecidos pelo fabricante, da potência perdida por unidade de

volume de material, segundo o ponto de operação que é definido pela amplitude de variação

de fluxo magnético e pela freqüência. Os ábacos fornecidos pelo fabricante são normalmente

levantados com o núcleo sendo excitado com uma tensão senoidal, onde a perda por unidade

de volume do núcleo é registrada para cada valor de amplitude e freqüência da tensão de

81

excitação. O resultado são curvas onde se fixa a freqüência e se varia a amplitude da tensão de

excitação, a qual aumenta a variação da densidade de fluxo. Tais curvas podem ser

aproximadas pela equação de Steinmetz, equação (5.14), conforme mostrado por [5].

m nnuc

nuc

P C B fV

= Δ (5.14)

onde:

ΔB: Variação do fluxo magnético em Tesla;

nucV : Volume do núcleo em cm³;

f : Freqüência em Hz;

C, m e n: Coeficientes de Steinmetz.

O valor do fluxo magnético é calculado conforme mostrado no datasheet da Magnetics

através da equação (5.15), onde os coeficientes a, b, c, d, e são constantes fornecidos no

datasheet do núcleo magnético.

2

2

( ) ( )( )1 ( ) ( )a bH t cH tB t

dH t eH t+ +

=+ +

(5.15)

Conhecendo-se a corrente instantânea que circula pelo indutor, o número de espiras e

as características físicas e magnéticas do núcleo utilizado, pode-se estimar a força

magnetizante H(t) através da equação (5.16).

3 ( )( ) 4.10e

Ni tH tl

π−= (5.16)

onde:

N: Número de espiras do indutor;

i(t): Corrente a cada instante, em Ampers;

el : Comprimento médio do fluxo magnético do núcleo.

5.6.1 Perdas no cobre

As perdas de condução nos enrolamentos do indutor dependem principalmente de três

fatores: perdas causadas pela resistividade do material (resistência CC), as perdas causadas

pelo efeito pelicular e pelo efeito de proximidade (resistência CA). Nesse trabalho foram

consideradas somente as perdas causadas pela resistência CC, a qual depende apenas da

resistividade elétrica e das dimensões do condutor, e é calculada pela equação (5.17) e (5.18).

idc

w

WRA

ρ= (5.17)

82

2( ) .cobre dcP i t R= (5.18)

onde ρ é a resistividade do material, iW é o comprimento do fio condutor e wA a área da

seção transversal do condutor.

A Tabela 5-5 apresenta os valores das perdas magnéticas, bem como as perdas nos

enrolamentos conforme demostrada anteriormente. É mostrado também um comparativo do

volume dos indutores. Tal volume foi determinada com o uso de uma metodologia de projeto

de indutores, desenvolvido no laborátorio GEPOC e apresentado em [29].

Tabela 5-5 - Comparação das perdas e volume dos magnéticos. Pré-Regulador Boost Boost Intercalado Dual Boost

Perdas Magnéticas (W) 12,56 6,56 11,36 Perdas no Cobre (W) 18,18 14,29 15,96 Total de Perdas (W) 30,74 20,85 27,32 Volume (cm³) 90,6 69,4 90,6

5.7. Conclusão

Nesse capítulo foi apresentado o método utilizado para o cálculo das perdas nos

dispositivos semicondutores (chaves semicondutoras, diodos e pontes retificadoras). Estes

cálculos foram realizados através do equacionamento das curvas presentes nos datasheets dos

semicondutores. Todo o equacionamento é demonstrado no Apêndice B.

Com o cálculo das perdas pode-se determinar o comprimento do dissipador necessário

para proteção dos dispositivos semicondutores quanto ao aquecimento. Logo, foi apresentado

o projeto completo do dissipador.

Além disso, foram mostrados os resultados obtidos das perdas para cada dispositivo

semicondutor, o comprimento e volume dos dissipadores para cada topologia, as perdas nos

magnéticos e em seus enrolamentos, bem como o volume dos magnéticos.

Dessa forma, pode-se concluir que o conversor Boost foi o conversor que apresentou as

maiores perdas em seus semicondutores, consequentemente, o maior volume de dissipador. Já o

conversor Dual Boost foi o que apresentou as menores perdas e o menor volume de dissipador.

Quanto as perdas nos componentes magnéticos, o conversor Boost intercalado foi o

que apresentou as menores perdas e o menor volume. Por outro lado, o conversor Boost

apresentou as maiores perdas em seus componentes magnéticos, e juntamente com o

conversor Dual Boost, o maior volume de seus magnéticos.

Capítulo 6

INTERFERÊNCIA ELETROMAGNÉTICA

6.1. Introdução

Esse capítulo aborda o problema da interferência eletromagnética gerada nos conversores

de potência operando como PFC. São apresentadas e discutidas as principais fontes geradoras de

ruído e as formas de atenuação das mesmas para conformidade com as normas vigentes. Também

são discutidas detalhadamente as etapas de projeto de filtros de EMI. O capítulo é finalizado com

resultados de simulação da interferência eletromagnética conduzida de modo diferencial

considerando somente elementos ideais, e em seguida, a apresentação das mesmas simulações

mostrando o impacto da consideração de algumas não-idealidades em alguns elementos.

6.2. Interferência Eletromagnética

A interferência eletromagnética é caracterizada por uma degradação no desempenho

de um equipamento devido a uma perturbação eletromagnética. Tal interferência é capaz de se

propagar tanto no vácuo quanto por meios físicos. Devido a isto, é possível verificar suas

conseqüências a quilômetros de distância, como no caso de uma descarga atmosférica.

Na verdade, todo circuito eletrônico produz algum tipo de campo magnético ao seu

redor e, assim, se torna gerador de EMI. Como conseqüência, tem-se a transferência de energia

eletromagnética (ou acoplamento) entre um equipamento "fonte" com o equipamento "vítima",

que pode ocorrer por radiação ou condução, ou ambos. Em todos os casos tem-se o

envolvimento de uma fonte de energia eletromagnética, um dispositivo que responde a esta

energia (vítima) e um caminho de transmissão que permite a energia fluir da fonte até a vitima.

Com isso, pode-se dizer que para ocorrer uma situação de interferência eletromagnética,

três elementos devem estar presentes. Estes três elementos incluem uma fonte de perturbação

84

eletromagnética, um percurso de acoplamento através das quais as perturbações são

transmitidas, e um receptor que sofre os efeitos adversos dos sinais recebidos.

Como fontes geradoras de perturbações eletromagnéticas podem ser citadas as fontes

naturais e não naturais (produzidas pelo homem). Fontes naturais podem ser desde ruídos

atmosféricos, decorrentes de descargas elétricas, até ruídos cósmicos provocados por explosões

do Sol. Por exemplo, no caso de quedas de raios sobre a rede de distribuição de energia elétrica,

o distúrbio é propagado pelos fios até a instalação interna, provocando diversos danos.

Já as fontes de EMI não naturais são geradas tanto dentro do ambiente predial como

fora dele, em acionamentos de cargas indutivas, como motores elétricos, cargas resistivas,

como lâmpadas fluorescentes, aquecedores, equipamentos médicos, aparelhos de microondas,

equipamentos de comunicação móvel, entre outros [53].

Como mecanismos de acoplamento, através das quais as perturbações são transmitidas,

podem-se citar três meios pelos quais a EMI pode ser transmitido da fonte para a vítima, [54]:

Condução

Irradiação

Indução

A maioria das ocorrências de EMI se dá através de condução por meio de cabos de

alimentação, entrada de sinal e terminais de terra de proteção [53]. Já a EMI irradiada se

propaga por irradiação a partir da fonte, através do espaço para a vítima. E a indução ocorre

quando dois circuitos estão magneticamente acoplados.

Como acoplamentos magnéticos podem-se citar quatro mecanismos fundamentais de

acoplamento/propagação de distúrbios eletromagnéticos, conforme mostrados por [52]:

- Acoplamento Galvânico: ocorre através do aterramento, fazendo com que as

correntes de alta freqüência circulem por toda a instalação, via cabos de alimentação e cabos

de terra. Como se tratam de sinais de alta freqüência, as capacitâncias e indutâncias

intrínsecas do sistema tornam-se relevantes para a condução dos ruídos de alta freqüência,

permitindo a contaminação de toda a rede elétrica.

- Acoplamento Capacitivo ou Elétrico: ocorre entre trilhas, enrolamentos magnéticos,

dispositivos semicondutores e dissipadores, e cabos ao longo do trajeto. A capacitância entre

os cabos é um caminho perfeito para o acoplamento de tais sinais de alta freqüência,

induzindo tensões parasitas no sistema.

- Acoplamento Indutivo ou Magnético: ocorre de forma semelhante ao acoplamento

capacitivo, entretanto, a componente magnética agora entra em ação ao longo dos cabos em

paralelo, induzindo correntes parasitas no sistema.

85

- Acoplamento através de campos magnéticos distantes: Acoplamento entre dois

condutores quando a distância entre eles é menor do que meio comprimento de onda.

Como receptores da interferência eletromagnética pode-se citar fontes de

alimentação, computadores e periféricos, sensores analógicos e amplificadores, receptores de

rádio e televisão, equipamentos de segurança, equipamentos militares, sistemas de controle, e

qualquer equipamento, sistema ou dispositivos eletro-eletrônicos que estajam em ambientes

eletromagnéticos podem se tornar receptores de EMI.

Logo, se qualquer um destes elementos for eliminado, fonte de perturbação

eletromagnética, percurso de acoplamento e um receptor, a interferência não ocorrerá. Portanto,

pode-se obter compatibilidade eletromagnética através da redução dos níveis de emissão da

fonte de perturbação, da interrupção do percurso de acoplamento, ou da proteção do receptor a

fim de torná-lo imune as perturbações. Em alguns casos, técnicas de supressão de interferência

deverão ser aplicadas a duas ou a todas as três partes do percurso da perturbação [54].

Trabalhos de regulamentação para assegurar recepções livres de interferência

iniciaram em 1933 pela formação do International Special Committee on Radio Interference

(CISPR). Durante as décadas seguintes normas e regulamentações foram sendo

desenvolvidas. Entre os institutos e organizações responsáveis pela organização e publicação

das normas e regulamentações pode-se destacar como os principais [55]:

International Electrotechnical Commission (IEC) através do International Special

Committee on Radio Interference (CISPR)

Federal Communications Commission (FCC) nos Estados Unidos

European Committee for Electrotechnical Standardization (CENELEC) e o European

Telecommunications Standards Institute (ETSI) em países da Europa.

6.3. Interferência Eletromagnética Conduzida

A preocupação com a EMI tornou-se mais evidente após a popularização de

conversores comutados. Devido à presença de chaves semicondutoras que trocam de estado

muito rápido, isto é, produzem altas variações de tensão em determinados nós (dv/dt), e altas

variações de corrente em determinados laços (di/dt), altos níveis de ruído eletromagnético são

gerados. Como essas variações de tensão e corrente podem estar acopladas de alguma forma

com os terminais de alimentação do conversor, um ruído conduzido estará sendo injetado na

rede de alimentação, e poderá atingir outro equipamento que esteja sendo alimentado pela

mesma rede.

86

Tal ruído conduzido é dividido em duas formas: ruído conduzido de modo diferencial

e o ruído conduzido de modo comum. O ruído de modo diferencial (DM), mostrado na Figura

6-1(a), ou também chamado de ruído simétrico, circula sobreposta a própria corrente de

alimentação do equipamento nos terminais de entrada, com a única diferença de ter

freqüências superiores múltiplas da freqüência de comutação utilizada. Já o ruído de modo

comum (CM), ou assimétrico, por sua vez, circula pelo condutor de aterramento, como pode

ser visto na Figura 6-1.(b), e utiliza como caminho os elementos parasitas que existem entre o

circuito e o chassi do equipamento, que por questões de segurança deve ser aterrado.

A Figura 6-1 apresenta a circulação do ruído conduzido para um equipamento

qualquer. No entanto, nosso objetivo nesse capítulo é a análise do ruído nos conversores

Boost, Boost Intercalado e Dual Boost operando como PFC. Logo, no item a seguir, será

apresentado as fontes de ruído conduzido nestes conversores, bem como os caminhos pelos

quais este tipo de ruído circula.

(a) Caminho para o ruído de modo diferencial (b) Caminho para ruído de modo comum

Figura 6-1: Interferência Eletromagnética Conduzida.

6.4. Interferência Eletromagnética Conduzida no PFC

Por ser a primeira etapa de processamento de energia, o PFC é o principal responsável

pelo ruído conduzido DM que será injetado no sistema de distribuição de energia. Na Figura

6-2.(a) é mostrada o caminho percorrido pelo ruído de DM conduzido no conversor Boost. Já

na Figura 6-3.(a) é mostrado o ruído DM para o conversor Boost Intercalado, e na Figura

6-4.(a) tem-se o mesmo, para o conversor Dual Boost durante o semi-ciclo positivo e

negativo. Conforme foi mencionando anteriormente, tal ruído circula sobreposto à própria

corrente de alimentação do equipamento, logo o caminho percorrido pelo ruído é o mesmo

percorrido pela corrente do PFC.

A Figura 6-2.(b), Figura 6-3.(b) e a Figura 6-4.(b) ilustram o circuito equivalente da

circulação do ruído conduzido DM para os três conversores.

87

Outro fato que deve ser salientado é a utilização de um equipamento entre a

alimentação de entrada e a etapa PFC, por onde há circulação do ruído. Tal equipamento é

necessário em medidas de EMI conduzida e representa uma rede padrão, conhecida como

“Line Impedance Stabilization Network (LISN)”, usado para proporcionar uma impedância de

carga padrão para a fonte de ruído. A tensão através desta carga é medida como emissão de

ruído conduzido do equipamento sobre teste [56].

(a) Circulação do ruído DM na etapa PFC (b) Circuito equivalente

Figura 6-2 - Caminho de circulação do ruído DM no conversor Boost.

(a) Circulação do ruído DM na etapa PFC (b) Circuito equivalente

Figura 6-3: Caminho de circulação do ruído DM no conversor Boost Intercalado.

88

(a) Circulação do ruído DM na etapa PFC, semi-ciclo positivo e negativo (b) Circuito equivalente

Figura 6-4 - Caminho de circulação do ruído DM no conversor Dual Boost.

Pela análise das figuras anteriores, pode-se perceber que o ruído DM é afetado pelo

indutor Boost. Dessa forma, a primeira causa do ruído DM e a mais óbvia, é a influência direta

da forma de onda da corrente que circula no PFC. Nos conversores PFC esta forma de onda é

determinada pelo indutor Boost através da determinação da amplitude de ondulação de

corrente para qual o conversor irá operar. Essa ondulação tem uma forma de onda triangular e

seu espectro é composto de harmônicos que começam na freqüência de comutação (primeiro

harmônico) seguidos de seus múltiplos, mas com um decaimento assintótico na amplitude dos

mesmos, com um relação diretamente proporcional ao inverso quadrado da ordem do

harmônico, o que significa que a amplitude dos harmônicos terá uma taxa de decaimento igual

a 40dB/dec, conforme descrito por [57]. Esse decaimento na amplitude constitui uma

característica benéfica, pois facilita a filtragem de ruídos de alta freqüência, onde os filtros de

EMI perdem grande parte da sua capacidade de atenuação devido à suas imperfeições.

Outro fato que pode influenciar no ruído DM é a circulação do ruído através dos

parasitas capacitivos do indutor Boost. Como qualquer componente real, o indutor Boost pode

deixar de se comportar como um indutor puro, dependendo da freqüência do sinal que circula

pelo mesmo [58]. A Figura 6-5.(a) mostra um exemplo da curva de impedância de um indutor

projetado para um conversor PFC na faixa de 1 kHz a 30 MHz. Observa-se que o

comportamento indutivo ocorre até o primeiro pico, quando o mesmo passa a se comportar

como um capacitor. A partir desse ponto a impedância passa por sucessivos pontos de picos e

89

vales, sendo que os vales constituem pontos de baixa impedância e facilitam a transmissão do

ruído de comutação para os terminais de entrada. Como resultado, tem-se que o espectro do

ruído DM fica amplificado nas freqüências dos vales, como pode ser notado na Figura 6-5.(b).

(a) Curva de impedância do indutor Boost (b) Impacto da capacitância parasita do indutor

Boost no ruído DM

Figura 6-5 – Análise das capacitâncias parasitas do indutor Boost sobre o ruido DM.

Há ainda outro aspecto que pode ser considerado uma fonte de ruído DM, e está

associado à forma de onda da corrente que circula no PFC, a recuperação reversa do diodo

Boost. Esta corrente de recuperação ocorre sobre a chave semicondutora na topologia Boost,

causando oscilações de alta freqüência, conforme Figura 6-6 [59].

Figura 6-6: Efeito da recuperaçao reversa do diodo sobre o ruido DM.

Já o ruído conduzido CM produzido na etapa PFC é diretamente dependente das

capacitâncias parasitas do conversor. Podem-se verificar tais capacitâncias parasitas no layout

do circuito, entre as trilhas, e a principal delas, trata-se da capacitância que se estabelece entre

a trilha do dreno (ou coletor) da chave semicondutora principal e o chassi [59]-[62]. Essa

capacitância proporciona um caminho para circulação do ruído de modo comum, como pode

ser visto na Figura 6-7.(a) para o conversor Boost. Esse nó (ou trilha) apresenta uma grande

variação da tensão (dv/dt), zero volt quando a chave semicondutora está em condução e igual

à tensão do barramento CC quando a chave semicondutora está bloqueada. Devido ao alto

dv/dt nesse ponto, poderá ocorrer maior fuga de corrente para o chassi através das

90

capacitâncias parasitas mencionadas anteriormente. Quanto maior a taxa de variação de

tensão mais esse aspecto se evidencia, devido ao efeito da reatância capacitiva. O resultado é

o aparecimento de impulsos (spikes) de corrente no caminho do ruído de modo comum nos

momentos em que ocorrem as comutações da chave semicondutora principal. Dessa forma,

como a corrente apresenta-se na forma de impulsos, o ruído se espalhará no espectro, a partir

da freqüência de comutação, com uma amplitude aproximadamente uniforme.

A Figura 6-7.(a) apresenta o caminho percorrido pelo ruído CM no conversor Boost

através da capacitância parasita e o terra. Não há circulação do ruído de modo comum através

do indutor Boost devido ao fato do mesmo representar um caminho de alta impedância para o

ruído. Entretanto, devido às capacitâncias parasitas do indutor, discutidas anteriormente, em

alta freqüência pode haver circulação de ruído CM pelo indutor.

Na Figura 6-8.(a) a Figura 6-10.(a) é apresentado o caminho percorrido pelo ruído CM

para os conversores Boost Intercalado e Dual Boost. Já a Figura 6-7.(b), Figura 6-8.(b), Figura

6-9.(b) e Figura 6-10.(b) ilustram o circuito equivalente da circulação do ruído conduzido

CM.

Pode-se notar a forte dependência das capacitâncias parasitas e da fonte de ruído sobre o

ruído de CM. Como mencionado anteriormente, a fonte de ruído é determinada pela variação da

tensão ( dv/dt ) aplicada à trilha do dreno (ou coletor) das chaves semicondutoras principal.

Além disso, destaca-se o fato do conversor Boost Intercalado apresentar duas

capacitâncias parasitas em paralelo o que poderá acarretar em uma maior fonte de ruído CM.

Outro fato interessante é a presença do indutor Boost no caminho do ruído CM no conversor

Dual Boost resultando em um caminho de alta impedância para o ruído CM.

(a) Circulação do ruído CM na etapa PFC (b) Circuito equivalente

91

Figura 6-7 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Boost.

(a) Circulação do ruído CM na etapa PFC (b) Circuito equivalente

Figura 6-8 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Boost Intercalado.

(a) Circulação do ruído CM na etapa PFC,semi-ciclo positivo (b) Circuito equivalente

Figura 6-9 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Dual Boost.

92

(a) Circulação do ruído CM na etapa PFC,semi-ciclo negativo (b) Circuito equivalente

Figura 6-10 - Circulação do ruído de modo comum no conversor Dual Boost.

6.5. Controle da Emissão do Ruído Eletromagnético Conduzido

O controle da emissão de ruído conduzido se faz necessário sempre que o mesmo for

superior aos limites recomendados pela norma, na faixa de freqüência especificada pela mesma.

Dessa forma, pode-se obter o controle da emissão do ruído eletromagnético através de dois

métodos:

Método Preventivo

Método Corretivo

O primeiro método, preventivo, procura atacar os pontos onde o ruído é gerado ou

transmitido para os condutores de entrada, para diminuir a sua influência e a necessidade de

filtragem. O segundo método, corretivo, faz o bloqueio do ruído existente através de

filtragem. Na maior parte dos casos, ambos os métodos precisam ser utilizados, pois nem

sempre é possível um nível de minimização suficiente, através do método preventivo, para se

descartar o filtro. Entretanto, a utilização do método preventivo é essencial para o aumento da

densidade de potência do conversor, uma vez que ele pode contribuir significativamente para

reduzir a atenuação necessária na etapa da filtragem.

6.5.1 Método Preventivo

São apresentados a seguir algumas técnicas preventivas para a redução da EMI

conduzida. São discutidos também, alguns fatores que tem impacto direto sobre o ruído.

93

Aterramento

Uma forma de se prevenir interferência eletromagnética é a utilização de um

aterramento adequado dos equipamentos e seus cabos de interligação, bem como de filtros de

proteção. Isto é imprescindível para o escoamento de ruídos e surtos provenientes da rede

elétrica e também para a criação de uma boa referência de potencial elétrico. Adequadamente

executado, pode prevenir alguns problemas de EMI, especialmente quando se trata de

sistemas baseados em transmissão via rádio, reduzindo, por exemplo, correntes harmônicas e

ruídos elétricos no cabo de alimentação da antena [53]. É interessante o uso de malhas de

aterramento, pois apresentam baixa impedância.

Blindagem

Outra forma bastante comum de se reduzir EMI é o uso de blindagem. Todo equipamento

eletrônico precisa ter um comportamento neutro em relação à radiação eletromagnética, o que

significa dizer que seu funcionamento não deve ser afetado pela presença de campos

eletromagnéticos e, ao mesmo tempo, ele não deve gerar campos eletromagnéticos que possam

afetar outros equipamentos. Logo, para que se tenha imunidade à interferência eletromagnética os

equipamentos devem possuir uma blindagem, uma espécie de escudo protetor que impeça a livre

passagem das ondas eletromagnéticas. Filmes finos condutivos de cobre trançado e folhas de

metal são os materiais de blindagem mais comuns [63].

Redução de dv/dt e di/dt

Muitos trabalhos de pesquisa mostram que as taxas de variação da tensão e da corrente

(dv/dt e di/dt) são grandes fontes de ruído. Quanto maior a freqüência de comutação, maior

serão as taxas dv/dt e di/dt, consequentemente, maior será a emissão de ruído. A solução para

a diminuição da emissão de EMI devido a essas comutações, é a utilizado técnicas de

comutação suave, as quais podem reduzir significativamente dv/dt e di/dt.

Essa redução nos níveis de EMI pode ser explicada de forma simples. Em conversores

operando sem circuitos de auxílio à comutação, a forma de onda da tensão sobre a chave

semicondutora, no caso do IGBT entre o coletor e o emissor, é próxima a uma onda quadrada, o

qual apresenta tempos de subida e descida muito rápidos. Com a utilização de técnicas de

comutação suave, os tempos de subida e descida da forma de onda são aumentadas, em outras

palavras, o dv/dt e di/dt são grandemente reduzidos [56], [64] e [65], consequentemente

reduzindo a emissão de EMI. Isto pode ser ilustrado na Figura 6-11.

94

Figura 6-11 - Formas de onda da tensao na chave semicondutora com e sem a utilizaçao de técnicas de comutação suave.

Além disso, as técnicas de comutação suave podem também ser utilizadas para atuar

sobre o problema de recuperação reversa do diodo reduzindo as oscilações de alta freqüência

geradas por este problema.

Outra forma de reduzir a emissão de EMI através da redução da taxa de variação da

tensão e da corrente no dispositivo semicondutor é através da resistência de gate da chave

semicondutora. Para baixas resistências de gate, o dv/dt e di/dt da tensão e da corrente na chave

semicondutora são maiores. Portanto, a escolha adequada do valor da resistência de gate ajudará

na redução do dv/dt e di/dt causando impacto significativo nos níveis de ruído de alta

freqüência, como mostrado por [59].

Ondulação da Corrente

A ondulação da corrente é resultado direto do valor da indutância do indutor Boost.

Menor indutância, maior a ondulação da corrente, logo se tem maiores níveis de EMI. Dessa

forma, a escolha adequada desta variável resultará em uma EMI reduzida.

Grandes ondulações de corrente produzem altos níveis de EMI para baixas freqüências

(150 kHz a 1 MHz), enquanto que baixas ondulações têm-se maiores níveis de EMI para altas

freqüências (1 MHz a 30 MHz). Isto pode ser explicado devido ao fato que uma maior

ondulação proporciona uma menor indutância, portanto tem-se uma menor impedância entre a

tensão da chave semicondutora e a LISN, assim produzindo uma maior corrente de ruído

através da LISN. Além disso, uma maior ondulação também reduz os problemas da recuperação

reversa dos diodos rápidos, conforme mostrado por [59]. Esse é outro fato que explica porque

uma grande ondulação produz menos ruído nas altas freqüências (1 MHz a 30 MHz), pois se

tem a redução das oscilações de alta freqüência provocadas pela recuperação reversa do diodo.

Freqüência de Comutação

A freqüência de comutação é também uma variável que determina o comportamento do

ruído de EMI. Com o aumento da freqüência de comutação, os harmônicos com maior amplitude

95

são alocados para a faixa de medidas das normas (0,150 – 30 MHz), assim tem-se um aumento

dos níveis de EMI. O impacto do aumento da freqüência de comutação é mais notável na faixa de

altas freqüências (1 MHz a 30 MHz); principalmente porque a partir de 1 MHz o filtro é menos

efetivo devido aos parasitas do próprio filtro [59]. Por outro lado, com uma maior freqüência de

comutação tem-se a redução do valor do indutor Boost, logo, pode-se ter uma redução nos

parasitas dos enrolamentos do indutor, o que melhora a desempenho de EMI em altas freqüências.

Dispositivo Semicondutor

A escolha do dispositivo semicondutor também apresenta uma direta relação com a

EMI. Dispositivos semicondutores (MOSFET ou IGBT) apresentam diferenças nas suas

características (delay time, fall time, rise time, etc.). Logo, a EMI gerada por cada componente

será diferente, já que tais características são determinantes para as taxas de variação de tensão

e corrente sobre a chave semicondutora. Dessa forma, um estudo e uma análise comparativa

entre os dispositivos são de grande importância para se ter conhecimento de qual dispositivo

apresenta melhor desempenho com relação à interferência eletromagnética.

Capacitores Feedthrough

A aplicação de capacitores do tipo feedthrough (capacitores de passagem) já é bastante

conhecida no meio técnico, sendo uma das melhores soluções de baixo custo para minimizar a

difusão do ruído eletromagnético pelo circuito elétrico. Os capacitores convencionais multi-layers

não são apropriados para esta aplicação, pois apresentam alta indutância parasita induzida no

plano terra, até 4 vezes maior que a exibida pelos capacitores feedthrough. Logo, pode ser citado

como principais benefícios dos capacitores feedthrough a habilidade para suprimir ruídos de altas

freqüências que não podem ser suprimidos por capacitores convencionais e a grande atenuação

em decorrência da baixa indutância parasita para o terra [66].

Capacitores de Desacoplamento

Na comutação dos circuitos tem-se a formação de laços de corrente que

aumentam a possibilidade de interferências eletromagnéticas. Estes laços de corrente são

prejudiciais, pois os campos magnéticos gerados podem interferir causar interferências através

de indução. O ideal é diminuir as áreas internas aos laços minimizando possíveis induções em

outros ramos dos circuitos através da utilização de capacitores de desacoplamentos. Esses

capacitores funcionam como um capacitor bypass de alta freqüência, que é utilizado para

drenar a corrente pulsada gerada durante as comutações.

96

Capacitores de desacoplamentos devem suportar correntes de alta freqüência e

possuir baixa indutância, por essa razão capacitores de disco cerâmicos ou capacitores

multicamadas cerâmicas são preferidos [67].

Indutor Boost

Como foi apresentado no item 6.4 o indutor Boost tem papel decisivo com relação ao

ruído diferencial. Ele influencia a parte de baixa freqüência (150 kHz – 5 MHz) através da

amplitude da ondulação de corrente. Bem como na parte de altas freqüências (5 MHz – 30

MHz) devido a presença de parasitas capacitivos no mesmo.

No primeiro caso, na faixa de freqüência de 150 kHz a 5 MHz, a redução do ruído

gerado só é atingida se o valor da indutância for aumentado para diminuir a amplitude da

ondulação de corrente (considerando a mesma freqüência de comutação). No segundo caso,

na faixa de freqüência de 5 MHz a 30 MHz, o desafio é a minimização dos parasitas

capacitivos do indutor Boost, os quais estão ligados a forma como o indutor é confeccionado

e aos materiais utilizados.

Uma técnica muito utilizada consiste em enrolar os indutores com uma única camada

de fio, tanto o do filtro quanto o do conversor Boost, pois isso elimina a capacitância que se

estabelece entre as camadas, que é uma das mais expressivas.

Outro aspecto positivo para a redução dos parasitas capacitivos do indutor é a escolha

do material magnético, pois cada material pode apresentar características elétricas e

dielétricas diferentes. Como a primeira camada de espiras fica muito próxima do material

magnético, o mesmo pode afetar a capacitância entre espiras consecutivas, e

consequentemente na capacitância parasita total. Núcleos magnéticos de diferentes tipos de

material apresentaram diferenças nas curvas de impedâncias com diferenças significativas nas

freqüências dos picos e vales, como mostrado por [59].

Projeto do Layout

Parasitas do layout tem um significativo efeito no ruído conduzido EMI,

especialmente nos laços que conduzem correntes de alta freqüência de comutação. Em fontes

chaveadas, estes laços geralmente envolvem dispositivos semicondutores. Para o conversor

Boost, o laço de alto di/dt pode ser visto na Figura 6-12. A linha tracejada na Figura 6-13

mostra o nó onde se tem uma alta variação da tensão dv/dt [59]. Logo, atuação sobre esses nós

e laços onde se tem alto dv/dt e di/dt proporcionará uma redução dos níveis de EMI,

especialmente para o ruído conduzido de modo comum.

97

Figura 6-12 - Loop de alta di/dt.

Figura 6-13 - Nó com alto dv/dt.

Quanto menor a área dos tracejados das figuras, Figura 6-12 e Figura 6-13, menor será

as áreas de emissão, com isso a eficiência das antenas destes laços equivalentes será pequena.

Como conseqüência, a quantidade de ruído irradiado que pode acoplar com circuitos

condutores, assim tornando-se ruído conduzido, também será minimizado. Logo, para redução

do efeito destas antenas irradiadoras de ruído, algumas medidas podem ser tomadas como

solução, como mostradas por [66] e [67]:

a) Redução do comprimento dos fios onde há circulação de corrente;

b) Entrelaçar, se possível, todas as trilhas críticas da placa de circuito impresso (PCB), e

também os fios do enrolamento do indutor, como mostrado na Figura 6-14. Isto

mantém as áreas de emissão tão pequenas quanto possíveis, introduzindo também um

cancelamento mutuo dos fluxos.

c) Redução das áreas dos laços onde há grandes variações de corrente e tensão (di/dt e

dv/dt). A diminuição das áreas dos laços, através da aproximação das vias de ida e

retorno do sinal ajuda a diminuir a possibilidade de emissão e recepção de

interferências eletromagnéticas, como pode ser visto na Figura 6-15.

d) A trilha que liga o dreno do MOSFET( ou emissor do IGBT) ao diodo, onde há alta

variação de tensão durante as comutações, deve ser mantida a mais curta possível.

e) Uso de plano de terra conectado ao source (para MOSFET ou emissor para IGBT),

fazendo com que a corrente capacitiva acoplada ao dreno flui diretamente através do

terminal source sem passar pela LISN.

98

(a) Indutor (b) Trilhas do PCB.

Figura 6-14 - Redução das áreas de irradiação utilizando o entrelaçamentos.

Figura 6-15 - Diminuição dos loops aproximando as vias.

Plano de Terra

A corrente de ruído que flui pelo circuito através das impedâncias das trilhas, ou

outras impedâncias do circuito, provocam quedas de tensão em série com o sinal podendo

causar instabilidade e distorções. A correta localização dos planos de terra pode remover estes

problemas, pois tem-se uma redução da impedância de terra, diminuindo dessa forma as

chances de instabilidade ou distorções nos sinais transmitidos nas trilhas.

Em situações em que não é possível a obtenção de um plano de terra a melhor solução

é fazer ao menos uma malha (grid) de terra no PCB.

Uma boa solução para a construção de um plano de terra é a utilização de tecnologia

multi-layer. As impedâncias do plano de terra nesta configuração são muito menores do que a

de uma série de trilhas [67].

Orientação dos componentes

O comportamento da EMI em sistemas de eletrônica de potência é severamente

influenciada pela localização dos componentes passivos. Particularmente componentes de filtro

são afetados pelos acoplamentos de campos magnéticos, reduzindo dessa forma o desempenho

dos mesmos. Dependendo da localização dos componentes na placa, têm-se diferenças

significativas no comportamento da EMI pelo uso dos mesmos componentes e topologia.

99

A Figura 6-16.(a) ilustra a configuração de um filtro de EMI. Com esta configuração o

campo magnético dos indutores é acoplado aos capacitores. Tal acoplamento causa graves

problemas no funcionamento do filtro, reduzindo o desempenho do mesmo. Na Figura 6-16.(b) é

ilustrado o mesmo filtro, mas com a diferença que agora há o desacoplamento completo dos campos

magnéticos. Os capacitores estão perpendiculares entre si e com o núcleo do indutor. Com esta

configuração é alcançado o desempenho máximo do filtro, conforme apresentado em [68].

(a) Localização incorreta dos componentes do filtro de EMI

(b) Correta localização dos componentes do filtro de EMI

Figura 6-16 - Posicionamento dos componentes do filtro.

A Figura 6-17 mostra a influência dos acoplamentos elétricos e magnéticos na

interferência eletromagnética. Na Figura 6-17.(a) é mostrado o ruído gerado por um

equipamento com a utilização de um filtro com a configuração da Figura 6-16.(a). Já na

Figura 6-17.(b) o mesmo filtro foi utilizado, mas com a posição dos componentes conforme

Figura 6-16.(b), como mostrado em [68]. Pode-se perceber que a simples mudança na

orientação dos componentes proporcionou o desacoplamento elétrico ou magnético dos

elementos do filtro, fazendo com que o filtro atinja seu desempenho máximo.

Figura 6-17 - Comportamento da EMI devido aos acoplamentos [68].

O desacoplamento entre dois capacitores é alcançado através posicionamento de 90º

entre eles. Já para capacitores em paralelos, grandes distâncias entre componentes é necessário

para se obter o mesmo desacoplamento. Para indutores é feito o desacoplamento da mesma

forma descrita para os capacitores, conforme Figura 6-18. Já a Figura 6-19 mostra a localização

dos capacitores para evitar os acoplamentos entre indutores e capacitores, [68].

100

(a) Posicionamento de capacitores (b) Posicionamento de indutores

Figura 6-18 - Correta localizaçao dos capacitores e indutores para evitar acoplementos, [68].

(a) Incorreto posicionamento (b) Correto posicionamento

Figura 6-19 - Localização do Indutor e do capacitor para evitar acoplamentos, [68].

Redução dos Parasitas

Como mencionado no item 6.4, o ruído conduzido de modo comum é diretamente

dependente das capacitâncias parasitas do conversor, sendo a principal delas a capacitância

que se estabelece entre o nó central da célula de comutação do conversor Boost, que é

conectado ao dreno (ou coletor) da chave semicondutora principal, e o chassi. Essa

capacitância dependerá da área da trilha do circuito impresso usada nesse respectivo nó, da

área do dissipador e da distância desses elementos até o terminal de aterramento, que muitas

vezes está em contato com o gabinete que abriga o conversor.

Normalmente o dissipador é fixado (não necessariamente com contato elétrico) no

próprio terminal de dreno (no caso do MOSFET), ou seja, justamente ao ponto de maior dv/dt.

Isso acontece porque a parte metálica do encapsulamento das chaves semicondutoras sempre

é conectada ao terminal do dreno para melhor drenar o calor da junção para o dissipador.

Dessa forma, esta configuração, chave semicondutora mais dissipador, apresentará uma

capacitância parasita entre o dissipador e o chassi que é aterrado por razões de segurança,

conforme Figura 6-20.(a). Como solução para redução do efeito desta capacitância existe

algumas medidas que podem ser tomadas:

Ao desenvolver o layout da placa, tentar deixar o dissipador o mais afastado

possível das paredes da caixa, ou seja, do chassi, Figura 6-20.(a) [59].

101

Utilizar um isolante elétrico entre a chave semicondutora e o dissipador, como

uma lâmina de mica. Isso ajuda a diminuir a capacitância total, pois produz um

caminho com duas capacitâncias em série, uma da chave semicondutora até o

dissipador, e outra do dissipador até o chassi, resultando em uma diminuição da

capacitância total, conforme Figura 6-20.(b), e mostrado em [5].

(a) Capacitância parasita entre o dispositivo semicondutor e o chassi

(b) Inserção de uma capacitância série entre o dispositivo semicondutor e o chassi

Figura 6-20 - Capacitâncias parasitas.

No caso de montagens dentro de gabinetes, não há necessidade de aterrar o

dissipador. Já no caso em que o dissipador fica exposto e pode ser tocado por pessoas, ele

necessita ser conectado ao algum aterramento seguro, por razões de segurança. Nesse caso, há

a necessidade do uso de um material que isole eletricamente a chave semicondutora e o

dissipador. Dessa forma uma capacitância parasita, associada com o material isolante será

gerada entre o dreno do MOSFET e o dissipador, como mostrado na Figura 6-21.(a). Como

solução para redução desta capacitância parasita algumas medidas podem ser tomadas de

acordo com [54],[5]:

Utilizar um capacitor em série entre o dissipador e o terra, conforme Figura

6-21.(b). Isso ajuda a diminuir a capacitância total, pois produz um caminho com

duas capacitâncias em série, uma da chave semicondutora até o dissipador, e outra

do dissipador até o terra.

Utilizar um material condutor entre o isolante térmico e o dissipador, Figura

6-21.(c). Isso ajuda a diminuir a capacitância total, pois produz um caminho com

duas capacitâncias em série, uma da chave semicondutora até o dissipador, e outra

do dissipador até o terra.

(a) Capacitância parasita entre o semicondutor e o dissipador

(b) Inserção de capacitância série entre o dissipador e o terra

(c) Inserção de capacitância série entre o semicondutor e o dissipador

Figura 6-21 – Técnicas para redução das capacitância parasitas.

102

6.5.2 Método Corretivo

Nesta seção é apresentado o método corretivo. São ilustrados os filtros de EMI mais

utilizados e o projeto completo de um desses filtros.

6.5.2.1 Filtro de EMI

A utilização do método preventivo ajudará a diminuir os níveis de interferência

eletromagnética, mas não solucionará-los por completo. Logo, a aplicação do método corretivo faz-

se necessária. Este método faz o atenua o ruído existente através de filtragem. A Figura 6-22 ilustra

algum dos filtros utilizadas para EMI. Já a Figura 6-23 apresenta a topologia de filtro mais utilizada

para o controle da EMI conduzida, chamada de filtro π balanceado. É uma topologia compacta, pois

utiliza apenas um núcleo magnético, e eficaz, pois tem ação em ambos os tipos de ruído, atuando

tanto no ruído de modo diferencial como no ruído de modo comum.

(a) Filtro T (b) Filtro L

(c) Filtro Dissipativo (d) Filtro Dissipativo

Balanceado

(e) Filtro Shunt.

Figura 6-22 - Filtros de EMI.

Figura 6-23 - Filtro π .Balanceado.

103

Os indutores são acoplados em um único núcleo com a finalidade de apresentar uma

baixa impedância ao ruído diferencial, mas uma alta impedância ao de modo comum, devido

à polaridade do acoplamento. Correntes em sentidos opostos nas bobinas causam fluxos em

sentidos opostos no material magnético, consequentemente o campo magnético produzido por

uma bobina anula o da outra e a impedância resultante é idealmente nula quando as correntes

tiverem a mesma magnitude e as bobinas o mesmo número de espiras. Quando ambas as

correntes entram ou saem dos pontos simultaneamente, os fluxos se somarão e as bobinas

apresentarão uma alta impedância indutiva, justamente o que acontece com as correntes de

modo comum.

Essa análise deixa clara a presença da impedância indutiva para o ruído de modo

comum. Entretanto, idealmente não há indutância no caminho do ruído diferencial. Nesse

caso, o que ocorre na prática, é que a indutância de dispersão das bobinas, que em muitos

casos é maléfica, aqui é utilizada para a filtragem do ruído diferencial.

Outro aspecto positivo dessa topologia é que o acoplamento dos indutores LCM

permite uma alta amplitude de corrente de modo diferencial, mesmo com a utilização de um

pequeno núcleo magnético, pois os fluxos têm sinais opostos em cada bobina, e isso evita a

saturação do núcleo magnético. A corrente de entrada pode atingir valores de pico bem

superiores às correntes de modo comum que são geradas nas comutações, que figuram cerca

de meio volt apenas. Se o acoplamento não fosse utilizado, cada indutor precisaria comportar

esses picos de corrente sem atingir a saturação, o que certamente exigiria um núcleo

magnético muito maior do que aquele necessário para suportar apenas as correntes de modo

comum, como mostrado em [5].

A Figura 6-24 contém os circuitos equivalentes do filtro π balanceado segundo o tipo de

ruído conduzido. Na Figura 6-24 (a) tem-se o circuito equivalente para a filtragem do ruído de

modo comum, onde se observa a presença de apenas um capacitor e um indutor. A fonte de ruído

é representada com uma fonte de corrente, pois é dessa forma que o mesmo é transmitido. O

resistor ( LISNR ) representa a impedância que o ruído experimentará na LISN. Uma rápida análise

na Figura 6-24(a) permite a dedução de que o filtro em questão possui uma de atenuação de

40dB/dec, uma vez que a fonte de corrente aplicada ao capacitor yC proporciona 20dB/dec de

atenuação, e a tensão do capacitor aplicada ao circuito RL os outros 20dB/dec.

Por outro lado, a Figura 6-24(b), no caso da atenuação do ruído de modo diferencial,

além do indutor existe ainda outros dois capacitores xC , o que aumenta a ordem do filtro, e

faz com que o mesmo atenue a uma taxa de 60dB/dec.

104

(a) Circuito equivalente para filtragem do ruído CM (b) Circuito equivalente para filtragem do ruído DM

Figura 6-24 - Circuitos equivalentes para o filtro π balanceado segundo o tipo de ruído.

6.5.2.2 Projeto do Filtro de EMI

Para o projeto do filtro de EMI há primeiramente a necessidade de se realizar a

medição do ruído gerado pelo equipamento sobre teste. A Figura 6-25 ilustra o diagrama

típico de uma medida de EMI conduzida.

Figura 6-25 - Setup para medição de EMI conduzida, [69].

A tensão do ruído medida na resistência de 50Ω contém tanto o ruído de modo

diferencial quanto o ruído de modo comum. Como já foi visto cada modo de ruído tem seu

respectivo filtro de EMI, mostrado na Figura 6-24(a) e Figura 6-24(b). Os capacitores xC

afetam somente o ruído de modo diferencial. Já os capacitores yC afetam tanto o ruído de

modo comum quanto o ruído de modo diferencial, mas como o valor de xC é muito grande

esse efeito, sobre o ruído diferencial, é pequeno. No caso do indutor acoplado de modo

comum, CL afeta somente o ruído de modo comum idealmente, mas na prática, a indutância

de dispersão entre os dois enrolamentos afeta o ruído de modo diferencial. Similarmente essa

indutância de dispersão, DL , atua sobre os dois modos de ruído, mas seu efeito no ruído de

modo comum é muito pequena por causa do grande valor do indutor de modo comum.

Logo, para o projeto do filtro de EMI, há a necessidade do conhecimento da

freqüência de corte dos dois filtros. Esta freqüência de corte é obtida através da análise dos

ruídos separadamente, com o uso de um separador de ruído, e seguindo os passos a seguir,

tem-se a o projeto do filtro de EMI para ambos os ruídos.

105

Método de Projeto:

Passo 1: Medir o ruído diferencial e comum com a utilização do separador de ruído, sem

filtro, e obter as tensão de modo comum e diferencial de cada ruído.

Passo 2: Detecção do Harmônico Crítico. O primeiro harmônico que entra na faixa da norma

de interferência eletromagnética, acima de 150 kHz, é a freqüência de pior caso (harmônico

crítico), ou seja, a necessidade de atenuação máxima para atingir conformidade com a norma.

Passo 3: Traçar uma reta, com inclinação determinada pela ordem do filtro, a partir do valor

de pico do harmônico crítico em direção à origem, até uma linha imaginária paralela ao eixo

das freqüências, que parte do limite da norma.

Passo 4: A intersecção da reta do passo 3 com a linha imaginária horizontal determina a

freqüência de corte do filtro, conforme Figura 6-26, e com as equações (5.19) e (5.20), são

projetados facilmente os componentes de cada filtro como mostrado por [69]:

2

_

1 1( )2X

C DM D

Cf Lπ

= (5.19)

2

_

1 1( )2 2C

C CM Y

Lf Cπ

= (5.20)

onde:

xC : Capacitor de modo diferencial;

yC : Capacitor de modo comum;

CL : Indutância de modo comum;

DL : Indutância de modo diferencial;

_C CMf : Freqüência de corte de modo comum;

_C DMf : Freqüência de corte de modo diferencial.

Figura 6-26 - Obtenção das freqüências de corte do ruído de modo diferencial e comum.

106

6.5.2.3 Separador de Ruído

O espectro de ruído medido diretamente nos resistores da LISN é o ruído total. Para

analisar o ruído de modo diferencial e o ruído de modo comum separadamente, um separador

de ruído deve ser usado, como mostrado por [70].

O conceito do separador de ruído é muito simples. Na Figura 6-27 pode-se ver a

representação do funcionamento deste conceito. Dois sinais (A e B) derivados da LISN

consistem de ambos os ruídos, diferencial e comum. Contudo, um dos sinais é um vetor soma

destes dois modos, e o outro sinal é um vetor diferença dos dois modos.

Isso é realizado com o uso de um equipamento chamado power combiner de 0° e 180°.

A saída do 0° é a soma dos dois sinais de entrada, e a saída do 180° é a diferença dos sinais de

entrada. No separador de ruído, o 0° power combiner cancela a componente diferencial e

permite a passagem da componente comum. Já o 180° power combiner cancela a componente

comum e permite a passagem da componente diferencial. A inserção de um separador de

ruído não perturba o sistema de medição porque a impedância vista pelo ponto A em relação

ao aterramento (ou ponto B para o terra) ainda é 50Ω.

(a) Separação do ruído de modo diferencial (b) Separação do ruído de modo comum

Figura 6-27 - Princípios do Separador de Ruído, [70].

6.6. Simulação de EMI Conduzida

O ruído de modo diferencial é dependente exclusivamente da corrente que circula no

circuito, sendo dessa forma possível ser simulado. Já o ruído de modo comum é diretamente

dependente das capacitâncias parasitas de toda montagem sendo dessa forma muito difíceis de

serem estimadas e simulado. Com isso, as simulações apresentadas a seguir são de EMI

conduzida de modo diferencial para os três conversores realizados através do software MatLab®,

considerando os limites da norma CISPR 22 classe B, [71]. Em um primeiro momento foram

realizadas simulações desconsiderando as capacitâncias parasitas do indutor Boost. Em seguida

foi modelado o indutor e tais capacitâncias parasitas foram obtidas para novas medidas de EMI.

107

6.6.1 Simulações de EMI Conduzida – Componentes Ideais

Nesta seção são apresentadas as simulações de EMI conduzida para os três conversores

considerando componentes ideais. A Figura 6-28 mostra as simulações. Pode-se notar que os

conversores estão fora dos limites estabelecidos pela norma. Além disso, pode-se notar que os

conversores apresentaram a mesma característica para o ruído de modo diferencial. Isso ocorreu

devido ao fato dos três conversores terem sido projetados para apresentaram a mesma THD e

terem a mesma freqüência de ondulação para a corrente de entrada.

(a) Conversor Boost (b) Conversor Boost Intercalado

(c) Conversor Dual Boost

Figura 6-28 – Simulação de EMI conduzida e limites da norma CISPR 22.

6.6.2 Simulações de EMI Conduzida – Componentes Não-Ideais

Os parasitas presentes no indutor Boost podem proporcionar um caminho para

circulação do ruído de modo diferencial, já que o indutor pode deixar de se comportar como

um indutor puro dependendo da freqüência do sinal que circula pelo mesmo. Para mostrar o

efeito destes parasitas sobre a interferência eletromagnética conduzida de modo diferencial há

108

necessidade de modelar-se o indutor. A seguir é apresentado o modelo utilizado para obtenção

dos parasitas dos indutores implementados em laboratório. Bem como as simulações mostrando

o impacto dos parasitas sobre o ruído.

6.6.3 Modelo Equivalente do Indutor

A modelagem do indutor de cada conversor foi realizada de acordo com [6] e o seu

modelo equivalente pode ser visto na Figura 6-29. Foram levantadas as curvas de

impedâncias, para os indutores projetados no laboratório, com a utilização do analisador de

impedância, rede e espectro (Agilent-4395A). A Figura 6-30 apresenta as curvas de

impedância dos indutores implementados em laboratório para os três conversores. Com essas

curvas de impedância e com o uso do software MatLab® foi feito uma aproximação dos

valores do modelo equivalente do indutor obtendo-se os valores mostrados na Tabela 6-1,

conforme mostrado por [6]. Com esses valores, pode-se simular o impacto dos parasitas dos

indutores na interferência eletromagnética conduzida simulada de modo diferencial. Pode-se

perceber que tais parasitas tem um impacto significativo para o ruído em altas freqüências.

Figura 6-29 - Modelo equivalente do indutor.

(a) Indutor do conversor boost. (b) Indutor do conversor Dual Boost

(c) Indutor do conversor Boost Intercalado – célula 1 (d) Indutor do conversor Boost Intercalado – célula 2.

Figura 6-30 – Curvas de impedância dos indutores implementados.

109

Tabela 6-1 - Valores obtidos nas aproximações das curvas – Indutores.

Parâmetros dos Indutores

Indutor Boost

Indutor Boost Intercalado 1

Indutor Boost Intercalado 2

Indutor Dual Boost

L1 186μH 175μH 175 μH 145μH

L2 3.5μH 6μH 6μH 3μH

C1 80рF 125рF 118 рF 80рF

R1 3Ω 3Ω 3Ω 3Ω

R2 43k Ω 30k Ω 30k Ω 40k Ω

R3 0.5kΩ 3.5kΩ 3.5kΩ 2.5kΩ

6.6.4 Simulações de EMI Conduzida – Componentes Reais

A Figura 6-31 apresenta as simulações de EMI conduzida para os três conversores

considerando agora os valores reais do indutor e os limites da norma CISPR 22. Tais valores

foram obtidos através da modelagem do indutor e pode-se perceber o impacto dos parasitas do

indutor sobre o ruído de modo diferencial.

(a) Conversor Boost (b) Conversor Boost Intercalado

(c) Conversor Dual Boost.

Figura 6-31 – Simulação de EMI conduzida considerando a modelagem do indutor .

110

6.7. Conclusão

Este capítulo abordou a interferência eletromagnética conduzida. Foi discutido as

diferenças entre os ruído de modo comum e modo diferencial, bem como suas fontes

geradoras. Foi discutido detalhadamente o comportamento e os caminhos percorridos pelos

ruídos nos conversores Boost, Boost Intercalado e Dual Boost.

Na seqüência foram apresentados algumas técnicas para redução destes ruídos através

de métodos preventivos e corretivos.

Para finalizar, foram apresentados simulações do ruído conduzido de modo diferencial

considerando somente componentes idéias para os três conversores. Foi também apresentado

a modelagem do indutor Boost com o objetivo de mostrar o impacto das capacitâncias

parasitas deste indutor sobre este ruído simulado.

Como pode ser visto nas simulações, considerando somente valores reais, os três

conversores apresentaram certa similaridade no comportamento da EMI. Isso se deve ao fato

ao valor da indutância dos indutores, onde os mesmos foram projetados para que os três

conversores apresentassem a mesma THD, e dessa forma, o mesmo filtro de EMI. Pode-se

notar nestas simulações que os três conversores não estão de acordo com os limites

estabelecidos pela norma CISPR 22, necessitando-se da aplicações de técnicas de redução de

EMI para a conformidade com a mesma.

Quando considerou-se os valores reais do indutor, após a modelagem do mesmo,

pode-se notar o impacto das capacitâncias parasitas sobre a EMI. Os maiores níveis de EMI

foram verificados no conversor Dual Boost. Atribui-se a isso a forma como foi confeccionado

o indutor deste conversor. No capítulo 7 é apresentado as medições da interferência

eletromagnética dos conversores com e sem a utilização de filtros de EMI.

Capítulo 7

RESULTADOS EXPERIMENTAIS

7.1. Introdução

Esse capítulo apresenta os resultados experimentais das três topologias abordadas

neste trabalho. Primeiramente são apresentadas as especificações de todos os dispositivos

semicondutores utilizados, bem como dos elementos passivos de cada montagem. A seguir, os

resultados de simulação são apresentados, e para finalizar, resultados experimentais.

7.2. Especificações dos protótipos

Na Tabela 7-1 é apresentado os parâmetros utilizados para o projeto dos conversores

Boost, Boost Intercalado e Dual Boost. Deve-se salientar que devido ao fato do conversor

Boost Intercalado operar com duas células, a freqüência de comutação de cada célula é a

metade da utilizada pelos outros conversores, ou seja, 12kHz. A escolha dessa freqüência se

deve ao fato que, dessa forma, a freqüência de ondulação da corrente de entrada dos três

conversores é idêntica.

Tabela 7-1 - Parâmetros de Projeto Especificações

Tensão de Entrada 220V±15%

Tensão de Saída 360V

Potência de Saída 6 kW

Freqüência de Comutação (Boost e Dual) 24 kHz

Freqüência de Comutação (Intercalado) 12 kHz

Temperatura ambiente 25ºC

112

Na Tabela 7-2 é apresentado os valores projetados dos elementos passivos para que os

conversores operarem como PFC. Tais elementos foram projetados segundo as equações

apresentadas nos capítulos 2, 3 e 4 respectivamente. Pode-se notar que os valores de

indutância são diferentes entre si. Isso se deve ao fato dos indutores terem sidos projetados

para que os três conversores apresentassem os mesmos valores de THD, e com o objetivo de

apresentarem o mesmo filtro de entrada. Tabela 7-2 - Valores dos elementos passivos.

Especificações ConversorBoost

Conversor Boost Intercalado


Capacitor de Barramento 14,1mF 14,1mF 14,1mF

Indutor 186μH 2x175μH 145μH

7.3. Especificações dos Dispositivos Semicondutores

Com os parâmetros de projeto definidos na Tabela 7-1 pode-se especificar os

dispositivos semicondutores. A seguir são apresentados os cálculos de corrente para cada

dispositivo semicondutor para as três topologias estudadas. Todos os cálculos apresentados

foram comprovados através de simulações com o auxílio do software Psim. Na Tabela 7-3 é

apresentado os dispositivos semicondutores utilizados.

A. Conversor Boost Utilizando-se os parâmetros de projeto descritos na Tabela 7-1 e a equação (2.33),

corrente eficaz da chave semicondutora, e a equação (2.34), corrente média da chave

semicondutora, obtendo-se os valores apresentados a seguir.

_ 14,08=S rmsI A

7,89=sI A

Da mesma forma, através da equação (2.35), corrente eficaz do diodo semicondutor, e

a equação (2.36), corrente média do diodo semicondutor.

_ 23,4=D rmsI A

16,667=DI A

Para o cálculo da corrente eficaz dos diodos semicondutores da ponte retificadora

utilizou-se a equação (2.37) e a equação (2.38) para o cálculo da corrente média.

_ 19,28=D rmsI A

12, 27=DI A

113

B. Conversor Boost Intercalado Conforme foi feito para o conversor Boost, o cálculo da corrente eficaz da chave

semicondutora do conversor Boost Intercalado foi calculado através da equação (3.5) e a

equação (3.6) para a corrente média.

_ 7,04=S rmsI A

3,95=I As

Para o cálculo da corrente eficaz dos diodos semicondutores utilizou-se a equação

(3.7) e a equação (3.8) para o cálculo da corrente média. O cálculo da corrente eficaz e médio

na ponte retificadora é o mesmo realizado para o conversor Boost.

_ 11,7=D rmsI A

8,34=DI A

C. Conversor Dual Boost A corrente eficaz da chave semicondutora do conversor Dual Boost foi calculado

através da equação (4.1) e a equação (4.2) para a corrente média.

_ 9,95=S rmsI A

3,95=sI A

Para o cálculo da corrente eficaz dos diodos semicondutores utilizou-se a equação

(4.3) e a equação (4.4) para o cálculo da corrente média.

_ 17,32=D rmsI A

8,33=DI A

Para o cálculo das correntes dos diodos intrínsecos das chaves, responsáveis pela

retificação, utilizou-se a equação (4.5) para o cálculo da corrente eficaz e a equação (4.6)

para o cálculo da corrente média.

_ 19,28=D rmsI A

12, 28=DI A

Tabela 7-3 - Dispositivos semicondutores utilizados nas montagens.

Pré-regulador Chave semicondutora Diodo Ponte

Retificadora

Conversor Boost IRGP50B60PD1 30EPH06 KBPC50 Conversor Boost Intercalado IRGP30B60KD-E 10ETF06S KBPC50

Conversor Dual Boost IRGP30B60KD-E 10ETF06S Não há ponte retificadora

114

7.4. Simulações dos Conversores

As simulações foram realizadas com o uso dos parâmetros descritos pela Tabela 7-1 e

através do software Psim. A Figura 7-1 apresenta os resultados de simulação para o conversor

Boost operando como PFC para a carga de 6 kW, 220V de tensão de entrada e 400V a tensão

do barramento. O controle utilizado para essas simulações está descrito no Apêndice A. A

Figura 7-1(a) mostra a tensão de entrada e a corrente de entrada do conversor. Já a Figura

7-1(b) apresenta a corrente do indutor Boost.

(a) Corrente de entrada e tensão de entrada

(b) Corrente no indutor

Figura 7-1 - Conversor Boost operando como PFC.

Na Figura 7-2 é apresentado o conversor Boost Intercalado operando para as mesmas

parâmetros de simulação do utilizados para o conversor Boost. Pode ser visto na Figura 7-2(a)

a tensão de entrada e a corrente de entrada do conversor. Na Figura 7-2(b) é mostrado a

corrente no indutor Boost 1L e na Figura 7-2(c) a corrente do indutor 2L .

115


(b) Corrente no indutor L1.

(c) Corrente no indutor L2.

Figura 7-2 - Conversor Boost Intercalado operando como PFC.

Da mesma forma, a Figura 7-3 apresenta o conversor Dual Boost operando como PFC,

onde na Figura 7-3(a) tem-se a tensão e a corrente de entrada e na Figura 7-3(a) a corrente do

indutor Boost para este conversor.

116


(b) Corrente no indutor

Figura 7-3 - Conversor Dual Boost operando como PFC.

Com as simulações dos conversores analisou-se o espectro harmônico de cada

conversor com relação à norma IEC 61000-3-4. A Figura 7-4, Figura 7-5, mostram tais

harmônicos. Pode-se perceber que os três conversores operando como PFC apresentam seus

harmônicos abaixo dos limites estabelecidos pela norma até o 40º harmônico, conforme

estipulado pela norma.

Figura 7-4 - Harmônicos pares da corrente de entrada dos conversores.

117

Figura 7-5 - Harmônicos Impares da corrente de entrada dos conversores.

7.5. Análise dos custos de implementação

É apresentado nesta seção os custos de implementação. Primeiramente todos os

componentes utilizados para a implementação de cada conversor são descritos e, em seguida,

na Tabela 7-4 são apresentados os gastos detalhados.

A. Conversor Boost

Chave Semicondutora: 1x IRGP50B60PD1

Diodo Semicondutor: 1x 30EPH06

Ponte Retificadora: KBPC5010

Capacitor de Barramento: 3 x EPCOS B43875 A5478 Q000- 4700μF/450V

Núcleo Magnético: 2x 77908 – Magnetics

Sensor de Corrente: 1x Transdutor de Corrente Por Efeito Hall – LA 55-P

Placa de controle: 1x PIC24HJ32GP502

Dissipador: HS Dissipador - Perfil 17232

B. Conversor Boost Intercalado

Chave Semicondutora: 2x IRGP30B60KD-E

Diodo Semicondutor: 2x 10ETF06S

Ponte Retificadora: KBPC5010


Núcleo Magnético: 2x 77868 - Magnetics




118

C. Conversor Dual Boost

Chave Semicondutora: 2x IRGP30B60KD-E

Diodo Semicondutor: 2x 10ETF06S


Núcleo Magnético: 2x 77908 - Magnetics


Sensor de Tensão: 1x Transdutor de Tensão Por Efeito Hall – LV 20-P



Tabela 7-4 - Comparação detalhada dos preços de implementaçõo.

Pré-Reguladores Conversor Boost Conversor Boost Intercalado


Chave Semicondutora

R$ 84,00 2x R$ 76,00 2x R$ 76,00

Diodo Semicondutor R$ 25,00 2x R$ 24,00 2x R$ 24,00

Ponte Retificadora R$ 12,00 R$ 12,00 0

Capacitor de Barramento

3x R$ 201,00 3x R$ 201,00 3x R$ 201,00

Núcleo Magnético 2x R$ 15,20 2x R$ 9,90 2x R$ 15,20

Driver R$ 16,00 2x R$ 16,00 2x R$ 16,00

Fontes Auxiliares R$ 16,00 R$ 16,00 2x R$ 16,00

Sensor de Corrente R$ 55,37 2x R$ 55,37 R$ 55,37

Sensor de Tensão R$ 0,20 R$ 0,20 R$ 135,75

Placa de Controle RS 28,00 RS 28,00 RS 28,00

Dissipador R$ 30,71 R$ 16,58 R$ 17,80

Total R$ 900,68 R$ 1038,32 R$ 1134,32

Pode-se verificar que o conversor Boost é o conversor mais barato para

implementação. Por outro lado, o conversor Dual Boost foi o mais caro. Isso se deve

principalmenta aos problemas com a fonte de ruído de modo comum deste conversor o que

acarretou na inserção de um sensor de tensão, para a medição da tensão de saída.

7.6. Resultados Experimentais

São apresentados nesta seção os resultados experimentais dos três conversores

operando na correção do fator de potência. Os três conversores foram colocados em

funcionamento utilizando-se as leis de controle descritas no Apêndice A. Primeiramente, com

119

o objetivo de validação das leis controle utilizadas, foi implementado os três protótipos em

escala reduzida. Dessa forma, os três conversores foram colocados em funcionamento para

uma carga de 300W. Isso pode ser visto na Figura 7-6, para conversor Boost.

Figura 7-6 - Conversor Boost operando como PFC, Po = 300W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

Na Figura 7-7 é mostrado a razão cíclica do conversor Boost operando em modo de

condução mista. A determinação do modo de condução é feita através da comparação das

duas ações feedforwards, do CCM e do DCM, onde a ação que apresentar o menor valor

determina o modo de operação.

Figura 7-7 - Razão ciclica do conversor operando em modo misto.

A Figura 7-8 apresenta o conversor Boost Intercalado para a mesma carga do

conversor Boost.

Modo de Condução Contínua CCM DCMU U<

Modo de Condução

Descontínua DCM CCMU U<

120

Figura 7-8 - Conversor Boost Intercalado operando como PFC, Po = 300W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

A fonte de ruído de modo comum presente no conversor Dual Boost interferiu no sinal

amostrado da tensão de entrada, fazendo com que o microcontrolador não conseguisse ler o

sinal de entrada. Isso pode ser verificado na Figura 7-9. Pode-se perceber pela figura, que o

sinal ruidoso acontece somente no semi-ciclo negativo. Uma solução para contornar o

problema, isolou-se a parte da potência do controle, o que não acontecia nos conversores

Boost e Boost Intercalado, fazendo com que a tensão de saída seja agora medida isoladamente

através de um sensor de tensão. Além disso, outras técnicas para eliminação do ruído de modo

comum foram aplicadas, como utilização de filtros RC, planos de terra, filtro de ruído de

modo comum para o sinal amostrado e blindagem do indutor Boost.

Figura 7-9 - Sinal amostrado da tensão de entrada. Escalas:500mV/div, 10ms/div.

Após a isolação da tensão de saída e algumas modificações realizadas, principalmente

na instrumentação, pode ser visto na Figura 7-10 o conversor Dual Boost operando como

PFC, para a mesma carga dos demais.

121

Figura 7-10 - Conversor Dual Boost operando como PFC, Po = 300W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

Realizou-se a medição da interferência eletromagnética conduzida gerada por esses

conversores. A Figura 7-11, Figura 7-12 e Figura 7-13 mostram os resultados experimentais

dos conversores quanto à interferência eletromagnética conduzida sem a utilização de filtros.

O conversor Dual Boost mostrou-se ser o conversor mais ruidoso. Os resultados

experimentais da interferência eletromagnética conduzida foram realizados no laboratório de

EMI do GEPOC/UFSM com o uso do equipamento EMC Analyzer E7400A.

Figura 7-11 - Interferência eletromagnética conduzida sem filtro– Conversor Boost.

122

Figura 7-12 - Interferência eletromagnética conduzida sem filtro – Conversor Boost Intercalado.

Figura 7-13 - Interferência eletromagnética conduzida sem filtro – Conversor Dual Boost.

Após os testes apresentados anteriormente, iniciou-se a elevação da potência, mas

agora com os conversores projetados para a carga de 6 kW. A elevação da potência se deu de

forma gradativa, obtendo-se com isso as curvas de rendimento dos três conversores. Dessa

forma, a Figura 7-14 mostra o conversor Boost operando para uma carga de 1000W. Nesta

figura é ilustrado a corrente de entrada do conversor em fase com a tensão de entrada.

123

Figura 7-14 - Conversor Boost, Po = 1000W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

A Figura 7-15 mostra o conversor Boost Intercalado operando como PFC para a

mesma carga de 1000W. A seguir, a Figura 7-16 apresenta a corrente nos indutores. Já na

Figura 7-17 tem-se as mesmas correntes, as quais estão operando intercaladamente com uma

defasagem de 180º entre elas.

Figura 7-15 - Conversor Boost Intercalado, Po = 1000W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

124

Figura 7-16 - Conversor Boost Intercalado – Corrente nos indutores. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

Figura 7-17 – Corrente nos indutores – Células operando intercaladamente. Escalas:100V/div, 5A/div,

5ms/div.

A Figura 7-18 apresenta o conversor Dual Boost operando como PFC para a mesma

carga dos demais.

Figura 7-18 – Conversor Dual Boost, Po = 1000W. Escalas:100V/div, 5A/div, 5ms/div.

125

Na Figura 7-19 é apresentado o rendimento dos conversores, com uma variação da

potência de 0W até 1000W. Na Tabela 7-5 é apresentado uma tabela comparativa dos três

conversores em estudo, com todos os parâmetros avaliados neste trabalho, onde é destacado

qual conversor mostrou-se mais satisfatório para cada quesito. Pode-se notar pelas curvas de

rendimento que o conversor Dual Boost mostrou-se o mais eficiente para essa faixa de potência.

Esses resultados foram obtidos com a utilização do equipamento Yokogawa WT1600 Digital

Power Meter.

Rendimento

9292,5

9393,5

94

94,595

95,596

0 200 400 600 800 1000 1200

Rendimento (%)

Potê

ncia

(W)

Conversor Boost Conversor Boost Intercalado Conversor Dual Boost

Figura 7-19 - Análise comparativa do rendimento dos conversores.

Tabela 7-5: Comparação dos conversores.

Pré-Regulador Conversor Boost Conversor Boost Intercalado


Fator de potência 0,9993 0,9990 0,9972 THD 4,35 4,08 7,98

Perdas nos Semicondutores 122.1 W 119.5 W 91 W

Volume dos dissipadores 1361,69 cm³ 779,26 cm³ 717,72 cm³

Perdas nos Magnéticos 12.56 W 6.56 W 11.36 W

Perdas no cobre 18.18 W 14.29 W 15.96 W Volume dos magnéticos 90.6 cm³ 69.4 cm³ 90.6 cm³

N° quedas de tensão nos semicondutores 3 4 2

N° de chave semicondutoras

1 2 2

N° de diodos rápidos 1 2 2 N° de diodos retificadores 4 4 0

Custo R$ 884,49 R$ 1023,27 R$ 1102,32

126

7.7. Conclusão

Este capítulo apresentou todos os resultados experimentais obtidos neste trabalho.

Foram especificados os dispositivos semicondutores e apresentado simulações dos conversores

operando como PFC, com o uso das leis de controle utilizadas. Uma figura comparativa dos

harmônicos de corrente de acordo com a norma IEC 6100-3-4 foi ilustrada. Análise de custos

detalhada para a implementação das três topologias foi descrita, além dos resultados

experimentais e medições de interferência eletromagnética conduzida sem a utilização de filtro.

Foram apresentados primeiramente resultados experimentais em uma escala reduzida.

Isso foi feito com o objetivo de colocar em funcionamento os conversores antes da elevação

da potência. Dessa forma pode-se validar as leis de controle, bem como adquirir um melhor

entendimento dos conversores operando como PFC e seus problemas nas medições.

Para finalizar, foi apresentado o rendimento das topologias e uma tabela comparativa

com todos os itens comparativos estudados e obtidos neste trabalho.

Pode-se concluir que os três conversores obtiveram fator de potência muito próximo

da unidade e seus harmônicos da corrente de entrada estão totalmente em conformidade com a

norma. O conversor Dual Boost foi o que apresentou a maior THD, devido aos problemas da

fonte de ruído de modo comum presente nesta topologia. Esta problema fez com que este

conversor apresentasse os maiores níveis de EMI.

Quanto ao rendimento, o conversor Dual Boost obteve o melhor resultado. Já quanto a

análise de custos, o conversor Boost mostrou-se o mais barato para implementação. Nas

conclusões gerais, cada item mostrado na Tabela 7-5 é discutido individualmente, além de

outros parâmetros.

CONCLUSÕES GERAIS

Foi apresentada nesta dissertação uma análise comparativa de conversores monofásicos

aplicados à correção do fator de potência para aplicações de alta potência. Os conversores

estudados foram: o conversor Boost, o conversor Boost Intercalado e o conversor Dual Boost.

Dessa forma, os capítulos 2, 3 e 4 foram dedicados à apresentação dos conversores em

análise, mostrando suas vantagens e desvantagens em aplicações para correção do fator de

potência. Foram descritos também as etapas de operação destes conversores e o equacionamento

das correntes nos semicondutores para o correto dimensionamento dos mesmos.

Em seguida, no capítulo 5, foi realizada uma análise das perdas nos dispositivos

semicondutores (chave semicondutora, diodo e ponte retificadora) para o projeto dos

dissipadores. Foi também abordado neste capítulo as perdas nos magnéticos para cada

conversor, bem como a análise do volume dos mesmos.

Já no capítulo 6 foi apresentada a análise da interferência eletromagnética conduzida

produzida pelos conversores. Foram discutidos detalhadamente os ruídos de modo diferencial

e modo comum para cada conversor e os caminhos percorridos pelos mesmos. Em seguida

foram descritas algumas formas para atenuação da interferência eletromagnética conduzida

através de métodos preventivos e corretivos, o que é realizado através de filtragem. Logo, foi

apresentado o projeto do filtro de EMI, conhecido como filtro π.

Para finalizar, o capítulo 7 mostrou os resultados experimentais obtidos.

Primeiramente foi especificado os dispositivos semicondutores e elementos passivos

utilizados na implementação dos protótipos. Em seguida, resultados de simulação dos

conversores. Além disso, uma análise dos custos de implementação foi descrita. Finalmente,

resultados experimentais dos três conversores foram apresentados. Como já mencionado, os

conversores foram implementados, primeiramente, em uma escala reduzida de potência. Isso

foi feito com o objetivo de colocar os conversores em funcionamento aplicando-se as leis de

controle descritas no Apêndice A. Depois disso, resultados experimentais foram obtidos

elevando-se a potência aos poucos obtendo-se, dessa forma, as curvas de rendimento dos

conversores. Medições da interferência eletromagnética foram também apresentadas, sem

128

filtro de EMI. Ao final do capítulo, uma tabela foi apresentada mostrando todos os parâmetros

comparativos obtidos neste trabalho.

Com isso, após o estudo dos conversores Boost, Boost Intercalado e Dual Boost

aplicados à correção do fator de potência, pode-se citar as seguintes conclusões:

Quanto ao Fator de Potência

Os três conversores apresentaram bons resultados quanto ao fator de potência,

resultando em valores muito próximos do valor unitário, estando totalmente de acordo com o

Artigo nº. 64 da Resolução ANEEL nº456, que estabelece um fator de potência mínimo de 0,92.

Quanto a Taxa de Distorção Harmônica da Corrente de Entrada (THD)

O projeto inicial dos conversores foi realizado com o intuito dos mesmo apresentarem

a mesma taxa de distorção harmônica, tendo dessa forma o mesmo filtro de entrada para as

três topologias. Para os conversores Boost e Boost Intercalado isso realmente ocorreu, pois

ambos apresentaram valores de THD muito próximos. Já o conversor Dual Boost, apresentou

a maior THD e muito diferente dos outros dois conversores. Isso aconteceu devido à presença

da fonte de ruído de alta freqüência de modo comum presente nesta topologia.

Quanto aos Harmônicos da corrente de entrada

Como pode ser visto nos harmônicos mostrados nas figuras do capítulo 7 todos os

conversores estão de acordo com os limites estabelecidos pela norma IEC 61000-3-4. No

entanto, o conversor dual boost apresentou os maiores valores para os harmônicos de corrente

de entrada devido ao problema do ruído.

Quanto as Perdas nos Magnéticos

Quanto às perdas nos magnéticos, o conversor Boost Intercalado foi o que apresentou as

menores perdas. Isso se deve ao fato deste conversor ter sua corrente de entrada dividida entre

as duas células Boost, fazendo com que a corrente no indutor seja a metade da presente nos dois

outros conversores. Além disso, cada célula Boost opera com a metade da freqüência de

comutação dos outros conversores reduzindo, dessa forma, as perdas sobre os magnéticos.

Quanto as Perdas no cobre

Da mesma forma que as perdas nos magnéticos, o conversor Boost Intercalado foi o

que apresentou as menores perdas no cobre já que estas perdas são diretamente proporcionais

a corrente que circula nos fios e suas resistências.

Quanto as Perdas nos Semicondutores

Quanto as perdas nos semicondutores, o conversor Dual Boost foi o conversor que

apresentou as menores perdas nos semicondutores. Isso pode ser justificado devido à dois fatores:

129

i) A eliminação da ponte retificadora proporcionou a redução de componentes, o que resultou

na diminuição no número de quedas de tensão (perdas) sobre os dispositivos semicondutores,

sendo nesta topologia somente 2 quedas de tensão a cada instante, enquanto que nos outros

conversores há 3 ou 4 quedas de tensão. ii) A forma como as chaves semicondutoras e diodos

conduzem a corrente. Como foi mostrado, as chaves semicondutoras e os diodos conduzem

somente meio ciclo de rede por vez, fazendo com que a corrente eficaz sobre elas seja reduzida,

tendo dessa forma reduzidas perdas sobre elas, se comparado com os outros conversores.

Já o conversor Boost foi o que apresentou as maiores perdas, e isso é justificável

devido a fato de todo o fluxo de potência desta topologia passa pela chave semicondutora e

pelo diodo, resultando em elevadas perdas e esforços de corrente.

Quanto ao Rendimento

Quanto ao rendimento, pode-se verificar que o conversor Dual Boost é o conversor

com o melhor rendimento. Isso se deve ao fato deste conversor apresentar as menores perdas.

Dessa forma, o conversor Boost é o que apresente o menor rendimento.

Quanto ao Volume dos Dissipadores

O volume dos dissipadores está diretamente ligado às perdas nos dispositivos

semicondutores. Logo, como o conversor Dual Boost foi o que apresentou as menores perdas

neste quesito, consequentemente foi o que utilizou o menor volume de dissipador.

Quanto ao Volume dos Magnéticos

Devido ao fato do conversor Boost Intercalado ter sua corrente de entrada dividida

entre as duas células boost e como o volume dos magnéticos é determinando pela corrente que

circula pelos mesmos, este conversor apresentou o menor volume dos magnéticos. Já os

conversores Boost e Dual Boost apresentaram o mesmo volume de magnético já que suas

correntes nos indutores foram às mesmas.

Quanto a Interferência Eletromagnética Conduzida

O conversor Dual Boost mostrou-se mais ruidoso entre os três conversores analisados.

Isso aconteceu devido à presença da fonte de ruído de alta freqüência presente nesta topologia.

Essa fonte de ruído resultou em um elevado nível de ruído em alta freqüência para este conversor.

Já os conversores Boost e Boost Intercalado apresentaram certa similaridade em seu

desempenho quanto ao EMI até 1 MHz, onde é predominante o ruído de modo diferencial. Isso

se deve ao fato de ambos os conversores terem sidos projetados para apresentar à mesma THD,

além de possuírem a mesma corrente de entrada. Por outro lado, a presença da fonte de ruído de

modo comum no conversor Dual Boost aumentou sua THD, logo o ruído de modo diferencial

nesta topologia não teve esta similaridade com relação aos outros conversores.

130

Quanto ao ruído de modo comum, predominante acima de 1 MHz, não houve

semelhança, pois este ruído depende das capacitâncias parasitas de todo o conversor, não

sendo possível haver similaridade entre topologias com montagens diferentes.

Quanto ao Número de componentes

O conversor Dual Boost foi o que apresentou o menor número de componentes em sua

implementação. Isto se deve à eliminação da ponte retificadora, já que neste conversor, o

processo de retificação é realizado pelos os diodos intrínsecos das chaves semicondutoras

Quanto a Instrumentação

Quanto a instrumentação utilizada, descrita no Apêndice C, pode-se afirmar que a

maior complexidade na aquisição das variáveis necessárias para o controle do PFC ( Li , inV e

oV ) ocorreu com o conversor Dual Boost.

Começando pela aquisição da corrente do indutor, pode-se dizer que devido ao fato

desta corrente ser CA, e não CC como é para o Boost e Boost Intercalado, levou a utilização

de uma instrumentação diferenciada com relação à medição dos outros conversores.

Já a tensão de entrada foi a que apresentou as maiores dificuldades para aquisição do

conversor Dual Boost. Isso ocorreu devido à presença da fonte de ruído de modo comum

neste conversor, conforme já mencionado. Essa fonte de ruído interferiu na aquisição dos

valores da tensão de entrada pelo microcontrolador. Como alternativa, isolou-se a medição da

tensão de saída, fazendo com que toda a parte de potência deste conversor estaja isolada da

parte do controle, o que não ocorrem para os conversores Boost e Boost Intercalado. Isso

resultou em um acréscimo considerável nos custos de implementação desta instrumentação

para este conversor e uma maior complexidade, já que a aquisição do valor da tensão de saída

era realizada através de um resistor resistivo.

Quanto ao Controle

A maior dificuldade para a implementação do controle digital utilizado foi verificada

para o conversor Boost Intercalado. Isso se deve ao fato deste conversor operar com duas

células Boost intercaladas com uma defasagem de 180º. Já para os outros dois conversores a

implementação do controle não apresentou muitas dificuldades, pois os dois conversores

apresentam o mesmo comportamento dinâmico, logo o controle usado é o mesmo para ambos,

conforme descrito no Apêndice A.

Quanto aos custos

Como era esperado, devido à simplicidade e baixo número de componentes, o conversor

Boost foi o que apresentou o menor custo para implementação. Por outro lado, o conversor Dual

131

Boost apresentou os maiores gastos para implementação. Isso é justificado devido a maior

complexidade da instrumentação, o que levou a necessidade da inserção do sensor de tensão

para a medição isolada desta variável ocasionando um aumento significativo nos gastos.

Portando, após essa discussão individual de cada parâmetro de comparação estudado

neste trabalho, pode-se concluir que o conversor boost é o mais recomendado para aplicações

de alta potência, se for considerado sua simplicidade (controle e instrumentação), baixo custo,

alto fator de potência, baixa THD e níveis aceitáveis de interferência eletromagnética,

facilmente reduzidos com a utilização do filtros.

Já o conversor Boost Intercalado é o mais recomendado para aplicações de alta

potência se for levado em conta o reduzido volume e perdas em seus componentes

magnéticos, perdas no cobre, alto fator de potência, baixa THD, baixo esforços de corrente

nas chaves semicondutoras, e como o conversor Boost, níveis aceitáveis de interferência

eletromagnética conduzida, facilmente reduzidos.

Quanto ao conversor Dual Boost pode-se dizer que é o mais recomendado para

aplicações de alta potência se for considerado as reduzidas perdas nos semicondutores,

reduzido volume de dissipadores, menor número de semicondutores no caminho principal do

fluxo de potência, alto rendimento, alto fator de potência, simplicidade do controle e reduzido

número de componentes.

Propostas para trabalhos futuros:

Desenvolver uma metodologia de projeto para conversores aplicados à correção do

fator de potência visando à redução de volume e custos.

Analisar separadamente o ruído gerado pelas topologias em estudo utilizando-se

separadores de ruído.

Implementação das técnicas preventivas de EMI apresentadas neste trabalho.

Buscar alternativas de baixo custo para redução do ruído de modo comum presente na

topologia Dual Boost.

Analisar e comparar outras topologias aplicadas à correção do fator de potência com o

intuito de determinar qual topologia é mais adequada para aplicações de alta potência.

Desenvolver estudos comparativos de técnicas de controle aplicadas à correção de

fator de potência para as topologias implementadas.

REFERÊNCIAS

[1] ERICKSON, R. W; MAKSIMOVIC, D. Fundamentals of Power Electronics, 2º ed. Norwell, Mass Kluwer Academic, 2001.

[2] ANEEL, "RESOLUÇÃO N.º456," Agência Nacional de Energia Elétrica, http://www.aneel.gov.br/cedoc/res2000456.pdf, 2000, pp. 52

[3] POMILIO, J. A. Pré-Reguladores de fator de Potência. Universidade Estadual de Campinas, Apostila Didática, em http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/

[4] IEC 61000-3-4, “Eletromagnetic Compatibility (EMC) – part 3: Limits – section 4: Limits for harmonic current emissions (equipment input current > 16 A per phase)”, 1998.

[5] PIENIZ, M. Análise da Influência da Freqüência de Comutação e da Ondulação da Corrente de Entrada no Projeto de Conversores PFC para Minimização do Volume de Magnéticos. Mestrado, Pós-Graduação em Eng. Elétrica, UFSM, Santa Maria, 2006.

[6] ZIENTARSKI, J. R. R. Análise, modelagem e validação experimental de uma metodologia para o projeto do indutor em conversores boost pfc. Mestrado, Pós-Graduação em Eng. Elétrica, UFSM, Santa Maria, 2009.

[7] NOON, J. P. Designing High-Power Factor Power Supplies. Power Supply Design Seminar, Texas Instruments, 2002.

[8] GARCIA, O.; COBOS, J. A.; PRIETO, R.; ALOU, P.; UCEDA, J. Single Phase Power Factor Correction: A Survey. Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 18, p.749-755, May 2003.

[9]

GARTH, D. R. Multi-phase 2Kilowatt, High voltage, Regulated Power Supply. IEEE – PCSC 1971 Power Conditioning Specialists Conference, p.110-116, 1971.

[10] MARTINEZ, R.; ENJETI, P.N. A high-performance single-phase rectifier with input power factor correction. Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 11, p.311 – 317, Mar 1996.

[11] ENJETI, P.N.; MARTINEZ, R. A high performance single phase AC to DC rectifier with input power factor correction. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1993. APEC '93. Conference Proceedings 1993., Eighth Annual, p.190 – 195, March 1993.

[12] KANDIANIS, A.; MANIAS, S.N. A comparative evaluation of single-phase SMR converters with active power factor correction. Industrial Electronics, Control and Instrumentation,IECON '94., 20th International Conference on , vol.1, p.244 - 249,Sep 1994

[13] WEI, H.; BATARSEH, I. Comparison of basic converter topologies for power factor correction. Southeastcon '98. Proceedings. IEEE , vol., no., p.348-353, Apr 1998.

133

[14] TEODORESCU, R.; KJAER, S.B.; MUNK-NIELSEN, S.; BLAABJERG, F.; PEDERSEN, J.K. Comparative analysis of three interleaved boost power factor corrected topologies in DCM. Power Electronics Specialists Conference, 2001. PESC. 2001 IEEE 32nd Annual, vol.1, p.3 – 7, June 2001.

[15] PANDEY, A.; SINGH, B.; KOTHARI, D. P. Comparative Evaluation of Single-phase Unity Power Factor ac-dc Boost Converter Topologies. IE (I) JOURNAL –EL, vol. 85, p. 102 – 109, July 2003.

[16] Aplication Note - Advantages of interleaved boost converters for PFC. Texas Instruments, March 2006.

[17] YE, H.; YANG , Z.; DAI, J.; YAN, C.; XIN, X.; YING, J. Common mode noise modeling and analysis of dual boost PFC circuit. Telecommunications Energy Conference, 2004. INTELEC 2004. 26th Annual International, p.575 – 582, Sept. 2004

[18] HUBER, L.; YUNGTAEK JANG; JOVANOVIC, M.M. Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifiers. Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 23, p.1381 – 1390, May 2008.

[19] ROGGIA, L.; BAGGIO, J.E.; MICHELS, L.; PINHEIRO, J.R. Controladores para Conversor Boost PFC Operando nos Modos de Condução Contínua e Descontínua. 16th Automatic Brazilian Conference, 2008.

[20] LIN, B. R.; HOU, Y. L.; CHIANG, H. K Implementation of a three-level rectifier for power factor correction. Power Electronics, IEEE Transactions on, vol.15, p.891– 900, Sept. 2000.

[21] KANAAN, H.Y.; MARQUIS, A.; AL-HADDAD, K. Small-signal modeling and linear control of a dual boost power factor correction circuit. Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual, vol. 4, p.3127 – 3133, 2004.

[22] DE GUSSEMÉ, K.; VAN DE SYPE, D.M.; VAN DEN BOSSCHE, A. P. M.; MELKEBEEK, J. A. Digitally controlled Boost Power Factor Correction Converters Operating in Both Continuous and Discontinuous Conduction Mode. IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 52, Feb. 2005

[23] ZAOHONG, Y.; PARESH, C.S. A novel technique to achieve unity power factor and fact transient response in AC-to-DC converters. Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 16, p. 764 – 775, Nov. 2001.

[24] DE SOUZA, A.F.; BARBI, I. A new ZVS-PWM unity power factor rectifier with reduced conduction losses. Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 10, p.746 – 752, Nov. 1995.

[25] BASU, S.; UNDELAND, T.M. Design Considerations for optimizing performance & cost of Continuous Mode Boost PFC Circuits. Power Electronics, IEEE Transactions on, May 2004

[26] DE GUSSEME, K.; VAN DE SYPE, D.M.; VAN DEN BOSSCHE, A.P.; Melkebeek, J.A. Input current distortion of CCM boost PFC converters operated in DCM.Power Electronics Specialist Conference, 2003. PESC '03. 2003 IEEE 34th Annual, vol. 4, p.1685 – 1690, Jun 2003.

134

[27] Mohan [28] FICAGNA, P. C. S. Modelagem, projeto e implementação de um conversor isolado

com um único estágio e correção do fator de potência. Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria, Santa Maria, Rs, Brasil, 2008.

[29] SARTORI, H. C. “Uma nova metodologia de projeto para a otimização do volume do conversor boost PFC”, Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria, Santa Maria, Rs, Brasil, 2009.

[30] ROGGIA, L.; BAGGIO, J. E.; PINHEIRO, J. R. Predictive Current Controller for a Power Factor Correction Boost Converter Operating in Mixed Conduction Mode. 2009 European Conference on Power Electronics and Applications, in press.

[31] BALOGH, L.; REDL, R. Power-Factor Correction with Interleaved Boost Converters in Continuous Inductor Current Mode. IEEE Applied Power Electronics Conference, 1993, p. 168-174.

[32] MIWA, B. A.; OTTEN, D. M.; SCHLECHT, M. F. High Efficiency Power Factor Correction Using Interleaving Techniques. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1992. APEC’92. Conference, p. 557 –568, Feb 1992.

[33] C. H. CHAN, M. H. PONG, “Interleaved boost power factor corrector operating in discontinuous-inductor-current mode”, Proceedings of the Power Conversion Conference - Nagaoka 1997. vol. 1 , pp.: 405 – 410, Aug 1997.

[34] CHAN, C. H.; PONG, M. H. Input current analysis of interleaved boost converters operating in discontinuous-inductor-curent mode. Power Electronics Specialists Conference, 1997. PESC '97 Record, 28th Annual IEEE, vol.1, p.392 -398, Jun 1997.

[35] PINHEIRO, J. R.; GRUNDLING, H. A.; VIDOR ,D. R.; BAGGIO, J. E. Control strategy of an interleaved boost power factor correction converter. IEEE Power Electronics Specialists Conference, p. 137-142, 1999

[36]

IRVING, B.T.; YUNGTAEK, J.; JOVANOVIC, M.M. A comparative study of soft-switched CCM boost rectifiers and interleaved variable-frequency DCM boost rectifier. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2000. APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE, vol.1, p.171 – 177, Feb. 2000.

[37] GIRAL, R.; MARTINEZ-SALAMERO, L.; LEYVA, R.; MAIXE, J. Sliding-mode control of interleaved boost converters. Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, IEEE Transactions on, Vol. 47, p.1330 – 1339, Sept. 2000.

[38] Aplication Note - 350-W, Two-Phase Interleaved PFC Pre-regulator Design Review. Texas Instruments, March 2007

[39] HUAI-GANG, L.; XI-JUN, Y.; HAI-LIANG, M.; PENG-SHENG, Y. Power switch driving techniques in single-phase dual-parallel interleaved boost PFC. Power Electronics and Drive Systems, 2003. PEDS 2003. The Fifth International Conference on, Vol. 2, p.1086 – 1089, Nov. 2003

[40] VEERACHARY , M. Analysis of interleaved dual boost converter with integrated magnetics: signal flow graph approach. IEE.-Electronics. Power Applications, vol. 150, p. 407-416, July 2003.

[41] ANDRADE, M. A. P Conversor boost intercalado aplicado à correção do fator de potência. Mestrado, Pós-Graduação em Eng. Elétrica, UFSM, Santa Maria, 2004.

135

[42] ANDRADE, M.A.P.; SCHUCH, L.; PINHEIRO, J.R. Generalized switching logic scheme for CCM-PFC interleaved boost converters.Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual, vol. 3, p.2353 – 2359, Jun 2004.

[43] LIU, Y.; SMEDLEY, K. Control of A Dual Boost Power Factor Corrector For High Power Applications- Power factor corrector Industry Applications, 2003.

[44] LIU, Y.; SMEDLEY, K. A new passive soft-switching dual-boost topology for power factor correction. Power Electronics Specialists Conference, 2003. PESC '03. 2003 IEEE 34th Annual, vol 2, p.669 – 676, Jun 2003.

[45] LIU, J.; CHEN, W.; ZHANG, XU; D.; LEE, F.C. Evaluation of power losses in different CCM mode single-phase boost PFC converters via a simulation tool. Industry Applications Conference, 2001. Thirty-Sixth IAS Annual Meeting. Conference Record of the 2001 IEEE, vol. 4, p.2455 – 2459, 2001.

[46] PANDEYA, A.; KOTHARIA, D. P.; MUKERJEEA, A. K.; SINGHB, B. Modelling and simulation of power factor corrected AC–DC converters. International Journal of Electrical Engineering Education,

[47] YAO, Y. F.; CHEN, Y.R. Analysis and Design of one cycle controlled dual boost Power factor corrector Industry Applications, IEEE, 2006.

[48] ZAMBRA, D.A.B “Análise comparativa de inversores multiníveis com células h-bridge conectadas em série”, Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria, Santa Maria, Rs, Brasil, 2006

[49] ZAMBRA, D.A.B., RECH, C., PINHEIRO, J.R. A comparative analysis between the symmetric and the hybrid asymmetric nine-level series connected H-bridge cells inverter. 12th European Conference on Power Electronics and Applications, p. 1-10, 2001.

[50] DAMASCENO, D.M.S. Metodologia de Projeto de Conversores Boost para Correção de Fator de Potência Aplicada a Sistemas Ininterruptos de Energia, Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria, Santa Maria, Rs, Brasil, 2006.

[51] Catálogo – HS Dissipadores, www.hsdissipadores.com.br

[52] REDL, R. Power electronics and electromagnetic compatibility. Power Electronics Specialists Conference, 1996. PESC '96 Record., 27th Annual IEEE, vol.1, p.5–21, June 1996.

[53] “Projeto de Redes – Tutoriais”, documentação on-line, http://www.projetoderedes.com.br/tutoriais/tutorial_interferencia_eletromagnetica01.php

[54] Apostila didática, “Curso de Compatibilidade Eletromagnética”, São Paulo, 2006.

[55] REDL, R. Electromagnetic Environment an Impact of Power Electronics Equipment. Industry Applications, IEEE Transactions on, vol. 89, p. 926-938, 2001.

[56] TANG, Y. High Power Inverter EMI characterization and Improvement Using Auxiliary Resonant Snubber Inverter. Master of Science in Electrical Engineering, Faculty of the Virginia Polytechnic Institute, Blacksburg, Virginia, 1998.

[57] LU, B.; DONG, W.; WANG, S.; LEE, F.C.High frequency investigation of single-switch CCM power factor correction converter. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2004. APEC '04. Nineteenth Annual IEEE, vol. 3, p.1481 – 1487, 2004.

136

[58] YANG, L. Modeling and Characterization of a PFC Converter in the Medium and High Frequency Ranges for Predicting the Conducted EMI. Master of Science in Electrical Engineering, Faculty of the Virginia Polytechnic Institute, Blacksburg, Virginia, 2003.

[59] HERTZ, E. Thermal and EMI Modeling and Analysis of a Boost PFC Circuit Designed Using a Genetic-based Optimization Algorithm. Master of Science in Electrical Engineering, Faculty of the Virginia Polytechnic Institute, Blacksburg, Virginia, 2001.

[60]

CYR, J. M.; SOIN, H.; ZAHARIA, C. EMI Strategy for a New Generation 2750W Rectifier. Industry Applications, IEEE Transactions on, p. 638-643, 2000.

[61]

LIYU, Y.; BING, L., Wei, D.; Zhiguo, L.; MING, X.; LEE, F.C.; ODENDAAL, W.G. “Modeling and Characterization of a 1KW CCM PFC Converter for Conducted EMI Prediction”. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2004. APEC '04. Nineteenth Annual IEEE , vol.2, pp. 763-769 , 2004.

[62]

ZHANG ,W. Integrated EMI/Thermal Design for Switching Power Supplies. Master of Science in Electrical Engineering, Faculty of the Virginia Polytechnic Institute, Blacksburg, Virginia, 1998.

[63] Inovação Tecnológica”, documentação on-line, http://www.inovacaotecnologica.com.br/noticias/noticia.php?artigo=010115070718

[64] YAISOM, C.U; KHAMGERN, W.; NITTA, S. The Study and analysis of the conducted emi pruppression on power mosfet using passive snubber circuits. Industry Applications, IEEE Transactions on, p. 561-564, 2002.

[65] CHEN, R.Integrated EMI Filters for Switch Mode Power Supplies. Master of Science in Electrical Engineering, Faculty of the Virginia Polytechnic Institute, Blacksburg, Virginia, 2004

[66] ROSSETTO, L.; BUSO, S.; SPIAZZI, G. Conducted EMI issues in a 600-W single-phase Boost PFC design. Industry Applications, IEEE Transactions on, vol.36,April 2000.

[67] “Técnicas de projeto de compatibilidade eletromagnética no desenvolvimento de placas de circuito impresso”, documentação on-line, http://www.angelfire.com/pro2/elpot/Guia_PCB_EMC.pdf

[68]

LISSNER, A.; HOENE, E.; STUBE, B.; GUTTOWSKI, S. Predicting the influence of placement of passive components on EMI behaviour. Power Electronics and Applications, 2007 European Conference on, p.1 – 10, Sept. 2007.

[69] FU-YUAN, S.; CHEN, D. Y.; YAN-PEI, W.; YIE-TONE, C. A procedure for Designing EM1 Filters for AC Line Applications. Power Electronics. IEEE Transactions on, vol. 11, p.170-181, 1996.

[70] QU, S. Non-Intrinsic Differential Mode Noise of Switching Power Supplies and Its Implications to Filter Design. Master Thesis, Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University, February 1999.

[71] CISPR 22, “Limits and Methods of Measurement of Ratio Interference Characteristics of Information Technology Equipment.” 3a ed. 1998.

[72] SUN, J.; MITCHELL, D. M.; GREUEL, M. F.; KREIN, P.T.; BASS, R. M. Averaged modeling of pwm converters operating in discontinuous conduction mode, IEEE Trans. Power Electr., vol. 16, p. 482– 492, 2001.

Apêndice A

CONTROLE IMPLEMENTADO

O controle digital de conversores Boost para correção do fator de potência normalmente

emprega a estrutura mostrada na Figura A - 1. Esta estrutura de controlador emprega duas

malhas de controle: uma para regulação da tensão do barramento CC diante de diferentes

cargas e tensões de entrada e uma para assegurar que a corrente no indutor Boost tenha a

forma senoidal. Para tanto, são necessárias medidas da tensao de entrada e da saída, e da

corrente no indutor Boost.

As duas malhas de controle podem ser analisadas de forma independente, pois ambas

apresentam comportamento dinâmico distinto. Enquanto a malha de corrente apresenta uma

resposta dinâmica rápida para rastrear a referência de corrente, a malha de tensão possui

resposta dinâmica lenta para não introduzir distorções na referência para a malha de corrente.

Neste trabalho será tratado somente da malha de corrente, pois a malha de tensão não foi

implementada.

É importante ressaltar que o conversor Boost apresenta um comportamento dinâmico não-

linear, que depende do ponto de operação. Além disso, a corrente no indutor Boost, em um

período de amostragem, pode ser contínua ou descontínua.

vin vout

iLL

C R

iD io

+ ++

DSP/uC

Voltagecontrol x

vo*

+-vo

+

vin

_iL

* iL*

v

+-+

iL

Currentcontrol

vo vin

u PWM deiev

PU puin| |

d

vac

iL

Figura A - 1 - Conversor Boost PFC e sistema de controle.

138

Controle Digital da Malha de Corrente

Conversores para correção de fator de potência para aplicações em baixas potências, até

uma determinada faixa de potência, normalmente operam no modo de condução descontínua.

No entanto, devido à exposição dos componentes a grandes esforços bem como problemas com

emissão de ruído conduzido, o uso de conversores operando neste modo é limitado à faixa de

baixas potências. Portanto, muitos conversores para correção de fator de potência para uma

faixa de potência mais elevada são operados no modo de condução contínua.

Porém, quando o conversor opera com cargas leves, o modo de condução descontínua está

presente em certos momentos, fazendo com que o conversor atue em ambos os modos de

condução (operação em modo de condução mista – MCM). Como resultado, a dinâmica do

conversor muda bruscamente quando este muda de um modo de condução para outro durante

o semi-ciclo de tensão da rede, provocando a distorção da corrente de entrada. Além disso,

quando a carga diminui muito, o conversor poderá operar no DCM durante todo o período da

rede, deteriorando a qualidade da corrente de entrada, uma vez que ela seguirá a referência de

maneira insatisfatória.

Desta forma, se torna necessário um algoritmo de controle que seja capaz de lidar com

mudanças súbitas na dinâmica do conversor, fazendo com que o conversor opere em ambos os

modos, determinando qual lei de controle será utilizada a cada instante. Com isso, são

apresentadas separadamente as leis de controle para o modo de condução descontínua e

contínua e em seguida a forma como foi feita a detecção dos modos de condução.

Controle em Modo de Condução Descontínua

Considerando-se que o conversor opera apenas em modo de condução descontínua, o

modelo médio do conversor correspondente pode ser obtido pelo uso do método proposto por

[72], a ação de controle para o modo de condução descontínua, na forma digital, é dada pela

equação (A.1).

( ) ( ) ( )( )

( ) ( )

*2( ) L o in

do in

L i k v k v ku k

v k v k T−

= (A.1)

onde k é o índice da amostra e Li∗ * é a referência de corrente gerada pela malha de tensão. A

ação de controle preditiva em modo de condução descontínua é dada por (A.2).

( ) ( )( )

( ) ( )

*2 1 1( 1)

1 1

o inL

do in

L i v k v ku k

v k v k T

+ − ++ =

+ +. (A.2)

139

Controle em Modo de Condução Contínua- Controle por Modelo Preditivo

O controlador por modelo preditivo emprega o conhecimento do comportamento não-

linear do conversor e, através de uma equação matemática, calcula a ação de controle

requerida para obtenção da corrente de referência, conforme mostrado por [19].

Seja a tensão média no indutor em cada intervalo de amostragem dada por (A.3).

( ) ( )11 L

L

L i kv k

TΔ +

+ = . (A.3)

O objetivo é obter uma ação de controle tal que a variação da corrente no indutor seja

nula, equação (A.4).

( ) ( ) ( )*1 1 1L Le k i k i k+ = + − + (A.4)

Considerando-se que as tensões ( 1)inV k + e ( 1)oV k + são aproximadamente constantes

em cada intervalo de amostragem, a tensão média no indutor em um intervalo de amostragem

pode ser obtida por (A.5), resultando na equação (A.6).

( ) ( )( )1 ( 1) ( 1) ( 1) ( 1) 1 ( 1)L in o inv k u k v k v k v k u k+ = + + − + − + − + , (A.5)

( ) ( )1 ( 1) ( 1) 1 ( 1)L in ov k v k v k u k+ = + − + − + . (A.6)

Substituindo-se (A.4) e (A.6) em (A.3) , chega-se a seguinte ação de controle que

resulta em erro nulo, conforme equação (A.7).

( ) ( )( )*( 1)( 1) 1 1 1( 1) ( 1)

inc L L

o o

v k Lu k i k i kv k v k T

++ = − + + − +

+ +. (A.7)

Observa-se que a equação (A.7) depende do valor médio de Li no período de

amostragem, o qual pode ser adquirido diretamente. Analisando-se a equação (A.7), verifica-

se que a mesma não está na forma preditiva. Os valores podem ser substituídos pelos valores

estimados, resultando na equação (A.8).

( ) ( )( )*( 1)( 1) 1 1 1( 1) ( 1)

inLL

o o

v k Lu k i k i kv k v k T

++ = − + + − +

+ +. (A.8)

Nesta equação, as tensões de saída e entrada estimadas são dadas, respectivamente, por

(A.9) e (A.10).

( )1o ov k v+ = (A.9)

( ) [ ]1 ( ) ( ) ( 1)in in in inv k V k V k V k+ = + − − , (A.10)

enquanto a corrente no indutor é estimada por (A.11).

140

[ ]ˆ ( 1) ( ) ( ) ( ) ( )sL L in o o

Ti k i k V k V k V k DL

+ = + ⋅ − + ⋅ , (A.11)

Controle em Modo de Condução Mista

Após serem apresentados os projetos dos controladores de corrente em ambos os modos

de condução, é discutida a utilização de uma única lei de controle para ambos os modos de

operação.

Em muitos casos, a freqüência correspondente ao pólo da função de transferência para o

modo descontínua é maior que a freqüência de comutação, e certamente muito maior que a

freqüência de corte da malha de controle de corrente em modo de condução contínua.

Conseqüentemente, o ganho de malha aberta no modo de condução descontínua será muito

menor que no modo de condução contínua, resultando em um pobre rastreamento da corrente

do indutor e graves distorções na corrente de entrada, caso o conversor opere em ambos os

modos. Isso pode ser visto nas simulações da Figura A - 2, onde os conversores estão operando

nos dois modos de condução, com uma carga de 3kW, mas com a atuação de somente a lei de

controle para o modo de condução contínua, ocasionando em uma elevada THD.

(a) Boost ( Tensão e corrente de entrada) (b) Boost Intercalado( Tensão e corrente de entrada)

(c) Dual Boost ( Tensão e corrente de entrada)

Figura A - 2 - Atuação da lei de controle para modo de condução contínua, 3kW. Conversores operando nos dois modos de operação.

141

Desde que a função de transferência da planta é diferente em modo de condução

continua e descontínua, uma escolha óbvia seria detectar o modo de condução e mudar os

parâmetros do sistema quando o mesmo transita de um modo de condução para outro. Para a

operação em ambos os modos de condução, essa aproximação garante baixa distorção da

corrente de entrada. Deve-se ter em mente que a fronteira entre os modos de condução é

atravessada lentamente (pode levar alguns ciclos de comutação) e pode fazer com que o

controlador do modo descontínua atue durante o modo contínua e vice-versa. Sendo o ganho do

controlador no modo descontínua muito maior que o ganho do controlador do modo contínua, o

sistema se torna instável no primeiro caso, enquanto que no caso do controlador do modo

contínua atuando na parte descontínua do semi-ciclo resulta em um rastreamento muito pobre.

Logo, é desejável um controlador que deve operar em modo de condução mista, onde

o ganho da função de transferência no modo descontínua depende da razão cíclica em regime

permanente e tensão de entrada. Em modo de condução contínua, o valor da razão cíclica

alimentada diretamente (feedforward) pode ser obtido de a partir da equação (A.12).

( 1)( 1) 1( 1)

inc

o

v ku kv k

++ = −

+. (A.12)

Já em modo de condução descontínua utiliza-se a equação (A.13):

( ) ( )( )

( ) ( )

*2 1 1( 1)

1 1

o inL

do in

L i v k v ku k

v k v k T

+ − ++ =

+ + (A.13)

Desta forma, quando ocorre a interseção de du e cu ocorre mudança de modo.

Portanto, a determinação do modo de operação pode ser feita através da comparação de

(A.12) e (A.13), sendo o modo de operação correto aquele cujo valor for o menor. Como

resultado, a troca entre os dois modos de condução não causa nenhum salto no valor do

feedforward da razão cíclica. A Figura A - 3 ilustra um exemplo comparativo desta forma de

determinação dos modos de operação e a Figura A - 4. mostra os três conversores para uma

carga de 3 kW, onde agora é utilizado o algoritmo para detecção dos modos de condução.

142

Figura A - 3- Ação feedforward durante um semi-ciclo da tensão da rede para modo de condução contínua

e descontínua.

(a) Boost ( Tensão e corrente de entrada) (b) Boost Intercalado( Tensão e corrente de entrada)

(c) Dual Boost ( Tensão e corrente de entrada)

Figura A - 4 - Atuação das leis de controle em modo misto para 3kW.

Apêndice B

EQUACIONAMENTO PARA CÁLCULO DAS PERDAS NOS SEMICONDUTORES

Este apêndice apresenta as curvas características dos semicondutores empregados na

análise de perdas dos conversores. Os pontos das curvas características foram obtidos dos

datasheets. A partir destes pontos e através da técnica de regressão de curvas foram definidas

as funções matemáticas que melhor descrevem estas funções. Logo, a Figura B - 1 e as

equações (B.1) e (B.2) mostram a aproximação da Figura 5-1 que apresenta o comportamento

da queda de tensão do IGBT em função da corrente. As expressões foram obtidas por ajuste

de curvas usando do software MatLab®. .

Perdas por condução – Chaves semicondutoras


Figura B - 1: Aproximação curva característica ( )( )ce ceV Iθ θ× do IGBT.

IGBT IRGP50B60PD1 - ( )( )ce ceV Iθ θ×

-14 7 -11 6 -8 5 -6 4 -4 3 -3 2( ) 7,6e 5,5e 1,6e -2,3e 1,9e 8e 0,2 0,19ce ce ce ce ce ce ce ce ceV I I I I I I I I= − + − + + + (B.1)

IGBT IRGP30B60KD-E - ( )( )ce ceV Iθ θ×

− − − −= − + − +9 5 7 4 5 3 3 2( ) 4 7,5 5,5 1,9 0,06ce ce ce ce ce ce ceV I e I e I e I e I I (B.2)

144

Perdas por Comutação – Chaves semicondutoras Na Figura B - 2 e Figura B - 3, e as equações (B.3) a (B.6) descrevem o

comportamento da energia de turn-on e turn-off dos IGBT.

a) IRGP50B60PD1 (b) IRGP30B60KD-E

Figura B - 2: Aproximação das curva característica de turn on ( )( )on cE Iθ θ× do IGBT.

Turn On - IGBT IRGP50B60PD1 - ( ) ( )on cE Iθ θ× 4 4 3 2( ) 2,3 0,028 1,2 1,5 4,33on c c c c cE I e I I I I−= − + + − (B.3)

Turn On - IGBT IRGP30B60KD-E - ( ) ( )on cE Iθ θ×

( ) 1203-139cos( 0,08)-1032sin( 0,08)-173cos(2 0,08)-132sin(2 0,08) -

79cos(3 0,08) 49sin(3 0,08)-12cos(4 0,08) 35,5sin(4 0,08)on c c c c c

c c c c

E I I I I II I I I=

+ +(B.4)

(a) IRGP50B60PD1 (b) IRGP30B60KD-E Figura B - 3: Aproximação das curva característica de turn off ( )( )off cE Iθ θ× do IGBT.

Turn-Off - IGBT IRGP50B60PD1 - ( ) ( )off cE Iθ θ×

4 4 3 2( ) 1, 4 0,016 0, 25 0,9 254,7off c c c c cE I e I I I I−= − + − + + (B.5)

Turn-Off - IGBT IRGP30B60KD-E - ( ) ( )off cE Iθ θ×

( ) 1558-591cos( 0,07)-973sin( 0.07)-229cos(2 0,07) 38,4sin(2 0,07)

6,4cos(3 0,07) 94,9sin(3 0,07) 25,07 cos(4 0,07) 15,7sin(4 .0,07)off c c c c c

c c c c

E I I I I I

I I I I

= + +

+ + + (B.6)

145

Perdas por Condução – Diodo A queda de tensão dos diodos em função da corrente é mostrado na Figura B - 4 e as

equações (B.7) e (B.8).

(a) 30EPH06 (b) 10ETF06S

Figura B - 4: Aproximação das curvas característica ( )( )f fV Iθ θ× do diodo.

Diodo 30EPH06 - ( )( )f fV Iθ θ×

3( ) 1,56exp(7,5 ) 0,78exp( 0, 23 )f f f fV I e I I−= − − (B.7)

Diodo 10ETF06S - ( )( )f fV Iθ θ×

-3( ) 1,23exp(6,5e ) 0,55exp(-0,21 )f f f fV I I I= − (B.8)

Perdas por Comutação – Diodo Para as perdas por comutação dos diodos, há a necessidade da interpolação das curvas

da a energia de recuperação reversa, rrQ , e o tempo de recuperação reversa rrt . Assim, a

Figura B - 5, Figura B - 6 e Figura B - 7, e as equações (B.9) a (B.16) representam esses

equacionamentos para os dois diodos utilizados.

(a) 30EPH06 (b) 10ETF06S

Figura B - 5: Aproximação das curvas característica ( ) /rr fQ I di dt× do diodo para interpolação.

146

Diodo 30EPH06 - ( ) /rr fQ I di dt× Curva de 15A

-16 3 -13 2 -9 -5( / ) 2,2e ( / ) -7e ( / ) 1,1e ( / ) 1,07errQ di dt di dt di dt di dt= + + (B.9)

Curva de 30A -16 3 -13 2 -9 -9( / ) 2,3e ( / ) 7,97e ( / ) +1,4e ( / ) 7,9errQ di dt di dt di dt di dt= − + (B.10)

Diodo 10ETF06S - ( ) /rr fQ I di dt× Curva de 20A -13 3 -10 2 -8 -7( / ) 3,4e ( / ) -1,7e ( / ) 3,1e ( / ) 2,6errQ di dt di dt di dt di dt= + + (B.11)

Curva de 5A -14 3 -11 2 -9 -7( / ) -8,3e ( / ) 1,3e ( / ) 4,3e ( / ) 3,9errQ di dt di dt di dt di dt= + + + (B.12)

(a) /rrQ di dt× (b) /rrt di dt×

Figura B - 6: Aproximação das curvas características do diodo 30EPH06 para cálculo das perdas de recuperação reversa do diodo na chave semicondutora.

Diodo 30EPH06 - /rrt di dt× Curva de 15A -3 -4( / ) 36,05exp(-5,94e / ) 63,16exp(-2e / )rrQ di dt di dt di dt= + (B.13)

Curva de 30A -3 -4( / ) 26,39exp(-6,2e / ) 71,83exp(-1,48e / )rrQ di dt di dt di dt= + (B.14)

Figura B - 7: Curva característica da corrente ( ) ( )f rrI Iθ θ× do diodo 10ETF06S.

147

Diodo 10ETF06S - ( ) /rr fI I di dt× Curva de 20A -6 3 -4 2( / ) 2,1e ( / ) -9,6e ( / ) 0,198( / ) 0,1932rrI di dt di dt di dt di dt= + + (B.15)

Curva de 1A -6 3 -4 2( / ) 1e ( / ) -3,86e ( / ) 0,198( / ) 0,1932rrI di dt di dt di dt di dt= + + (B.16)

Perdas por Condução – Ponte Retificadora Para finalizar, a Figura B - 8 e as equações (B.17) e (B.18) descrevem o

comportamento das perdas por condução para os diodos responsáveis pela retificação dos

conversores e para ponte retificadora.

(a) Diodos intrínsecos do IGBT IRGP30B60KD-E (b)KBPC50.

Figura B - 8: Aproximação da curva característica ( )( )f fV Iθ θ× dos. (a)diodos intrínsecos do IGBT IRGP30B60KD-E e da Ponte Retificadora.

Ponte Retificadora KBPC50 - ( )( )f fV Iθ θ× ( ) 0,832exp(0,003801 ) 0,1227exp(-0,752 )f f f fV I I I= − (B.17)

Diodo Intrínseco do IGBT IRGP30B60KD-E - ( )( )f fV Iθ θ× ( ) 1,046exp(0,006828 ) 1,046exp(-0,3435 )f f f fV I I I= − (B.18)

Apêndice C

INSTRUMENTAÇÃO APLICADA PARA MEDIÇÃO DAS GRANDEZAS

Este apêndice apresenta a instrumentação utilizada para a medição das grandezas

necessárias para realização do controle dos pré-reguladores eletrônicos operando como

correção de fator de potência. Tais grandezas são citadas a seguir:

Corrente do Indutor;

Tensão de Entrada (CA);

Tensão de Saída (CC);

B.1. MEDIÇÃO DA CORRENTE DO INDUTOR

Com o objetivo de selecionar os circuitos que devem compor a instrumentação

necessária para medição da corrente de entrada deve-se primeiramente conhecer as

características deste sinal. Desta forma, o sinal da corrente de entrada a ser medido tem as

seguintes características:

Onda com forma triangular;

Valor máximo de 45A;

Sinal com freqüência de 24kHz;

Analisando as características do sinal, conclui-se que a instrumentação deverá conter os

seguintes componentes:

Estágio amplificador com função de ajuste do nível de tensão e eliminação de ruídos;

Aquisição por sensor de efeito Hall;

Estágio inversor para correção da polaridade para o conversor Dual Boost.

Logo, a instrumentação utilizada para a medição da corrente de entrada é ilustrada na

Figura C - 1 para o conversor Boost, Figura C - 2, Boost Intercalado e Figura C - 3 para o

conversor Dual Boost.

149

Figura C - 1: Medição da Corrente do Indutor – Conversor Boost.

Figura C - 2: Medição da Corrente do Indutor – Conversor Boost Intercalado.

Figura C - 3: Medição da Corrente do Indutor – Conversor Dual Boost.

150

B.2. MEDIÇÃO DA TENSÃO DE ENTRADA Com o objetivo de selecionar os circuitos que devem compor a instrumentação

necessária para adquirir a tensão de entrada deve-se primeiramente conhecer as características

deste sinal:

Onda com forma senoidal;

Pico de 311V±15%;

Freqüência de 60Hz;

Sinal com presença de pouco ruído devido a existência de um filtro de grande porte

para minimização dos efeitos de interferência eletromagnética;

Analisando as características do sinal, conclui-se que a instrumentação deverá conter

os seguintes componentes:

Transformador com função de isolação e de rebaixar o valor da tensão;

Divisor resistivo com função de ajustar o valor do pico de tensão, proveniente do

secundário do transformador, para um valor inferior ao nível máximo aceitável pela

porta AD do microcontrolador utilizado;

Estágio amplificador com funções de ajuste do nível de tensão e eliminação de

algum ruído que permaneça;

Retificador de precisão para o rebatimento do semi-ciclo negativo da onda de

tensão.

A Figura C - 4 mostra a instrumentação utilizada para a medição da tensão de entrada

para o conversor Boost. Na Figura C - 5 para o Boost Intercalado e na Figura C - 6 para o

conversor Dual Boost.

Figura C - 4: Medição da Tensão de Entrada – Conversor Boost.

151

Figura C - 5: Medição da Tensão de Entrada – Conversor Boost Intercalado.

Figura C - 6: Medição da Tensão de Entrada – Conversor Dual Boost.

B.2.4 MEDIÇÃO DA TENSÃO DE SAÍDA A fim de selecionar os circuitos que devem compor a instrumentação necessária para

adquirir a tensão de saída deve-se conhecer as características deste sinal. Desta forma, o sinal

de tensão de saída tem as seguintes características:

Onda com característica contínua (CC);

Valor médio de 360V;

Sinal com presença de pequena ondulação de tensão;

Analisando as características do sinal que deve ser adquirido conclui-se que a

instrumentação deverá conter os seguintes componentes:

152

Divisor resistivo com função de ajustar o valor de tensão proveniente do barramento

de saída, para um valor inferior ao nível máximo de tensão aceitável pela porta AD

do microcontrolador utilizado;

Estágio amplificador com função de ajuste do nível de tensão;

Estágio inversor para correção da polaridade.

| Dessa forma, a Figura C - 7 ilustra a instrumentação utilizada para medição da tensão do

barramento para o conversor Boost, Figura C - 8, Boost Intercalado. A Figura C - 9 ilustra a

medição da tensão isolada para o conversor Dual Boost. Tal isolação foi necessária devido a

fonte de ruído de modo comum presente nesta topologia.

Figura C - 7: Medição da Tensão de Saída – Conversor Boost.

Figura C - 8: Medição da Tensão de Saída – Conversor Boost Intercalado.

Figura C - 9: Medição da Tensão de Saída – Conversor Dual Boost.

Livros Grátis( http://www.livrosgratis.com.br )

Milhares de Livros para Download: Baixar livros de AdministraçãoBaixar livros de AgronomiaBaixar livros de ArquiteturaBaixar livros de ArtesBaixar livros de AstronomiaBaixar livros de Biologia GeralBaixar livros de Ciência da ComputaçãoBaixar livros de Ciência da InformaçãoBaixar livros de Ciência PolíticaBaixar livros de Ciências da SaúdeBaixar livros de ComunicaçãoBaixar livros do Conselho Nacional de Educação - CNEBaixar livros de Defesa civilBaixar livros de DireitoBaixar livros de Direitos humanosBaixar livros de EconomiaBaixar livros de Economia DomésticaBaixar livros de EducaçãoBaixar livros de Educação - TrânsitoBaixar livros de Educação FísicaBaixar livros de Engenharia AeroespacialBaixar livros de FarmáciaBaixar livros de FilosofiaBaixar livros de FísicaBaixar livros de GeociênciasBaixar livros de GeografiaBaixar livros de HistóriaBaixar livros de Línguas










http://www.livrosgratis.com.br/cat_1/administracao/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_2/agronomia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_3/arquitetura/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_4/artes/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_5/astronomia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_6/biologia_geral/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_8/ciencia_da_computacao/1











http://www.livrosgratis.com.br/cat_9/ciencia_da_informacao/1











http://www.livrosgratis.com.br/cat_7/ciencia_politica/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_10/ciencias_da_saude/1











http://www.livrosgratis.com.br/cat_11/comunicacao/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_12/conselho_nacional_de_educacao_-_cne/1















http://www.livrosgratis.com.br/cat_13/defesa_civil/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_14/direito/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_15/direitos_humanos/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_16/economia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_17/economia_domestica/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_18/educacao/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_19/educacao_-_transito/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_20/educacao_fisica/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_21/engenharia_aeroespacial/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_22/farmacia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_23/filosofia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_24/fisica/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_25/geociencias/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_26/geografia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_27/historia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_31/linguas/1







Baixar livros de LiteraturaBaixar livros de Literatura de CordelBaixar livros de Literatura InfantilBaixar livros de MatemáticaBaixar livros de MedicinaBaixar livros de Medicina VeterináriaBaixar livros de Meio AmbienteBaixar livros de MeteorologiaBaixar Monografias e TCCBaixar livros MultidisciplinarBaixar livros de MúsicaBaixar livros de PsicologiaBaixar livros de QuímicaBaixar livros de Saúde ColetivaBaixar livros de Serviço SocialBaixar livros de SociologiaBaixar livros de TeologiaBaixar livros de TrabalhoBaixar livros de Turismo

http://www.livrosgratis.com.br/cat_28/literatura/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_30/literatura_de_cordel/1











http://www.livrosgratis.com.br/cat_29/literatura_infantil/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_32/matematica/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_33/medicina/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_34/medicina_veterinaria/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_35/meio_ambiente/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_36/meteorologia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_45/monografias_e_tcc/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_37/multidisciplinar/1





http://www.livrosgratis.com.br/cat_38/musica/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_39/psicologia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_40/quimica/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_41/saude_coletiva/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_42/servico_social/1









http://www.livrosgratis.com.br/cat_43/sociologia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_44/teologia/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_46/trabalho/1







http://www.livrosgratis.com.br/cat_47/turismo/1







ufsm dissertação de mestrado anÁlise comparativa …livros01.livrosgratis.com.br/cp108244.pdf ·...

Documents