tese_propulsão para um veículo elétrico híbrido série

UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE

CENTRO DE TECNOLOGIA

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA

ELÉTRICA

REGULAÇÃO DA DEMANDA DE ENERGIA EM

UM SISTEMA DE PROPULSÃO PARA UM

VEÍCULO ELÉTRICO HÍBRIDO SÉRIE

ARLINDO RICARTE PRIMO JÚNIOR

Natal, RN – Brasil Abril de 2002

i


REGULAÇÃO DA DEMANDA DE ENERGIA EM

UM SISTEMA DE PROPULSÃO PARA UM


Dissertação apresentada como requisito parcial à obtenção do grau de mestre. Curso de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, Centro de Tecnologia, Universidade Federal do Rio Grande do Norte. Orientador: Prof. Dr. Sc. Andrés Ortiz Salazar.


ii


REGULAÇÃO DA DEMANDA DE ENERGIA EM UM SISTEMA DE PROPULSÃO PARA UM


Dissertação submetida ao corpo docente da Coordenação de Pós-Graduação em

Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Rio Grande do Norte como

parte integrante dos requisitos necessários para a obtenção do grau de Mestre em

Ciências em Engenharia Elétrica.

Aprovada por:

_________________________________________________________

Prof. Andrés Ortiz Salazar, Dr. Sc.

_________________________________________________________

Prof. André Laurindo Maitelli, Dr. Sc.

_________________________________________________________

Prof. José Andrés Santisteban Larrea, Dr. Sc.


iii

À toda minha família, pelo carinho e apoio

em todos os momentos

“...Cada um de nós constrói a sua própria história,

e cada ser em si carrega o dom de ser capaz e ser feliz...”

Almir Sáter/Renato Teixeira

iv

Agradecimentos À Deus, pelas infinitas oportunidades de crescimento interior que o seu amor nos oferta a todo instante. Ao professor Ortiz pela orientação, apoio e compreensão durante toda essa trajetória. Aos professores Pablo e Maitelli com os quais tive a grata oportunidade de ser aluno, pela atenção e amizade sempre presentes. Ao professor Francisco Fontes pela idéia e convite para participarmos do projeto do veículo elétrico híbrido. Ao professor Ademar, pela importante atenção e colaboração, através de longas discussões técnicas que muito contribuíram com os nossos trabalhos. Ao professor Aldayr, pela presteza dos seus ensinamentos. A todos os colegas de laboratório e do LECA em geral com os quais convivi ao longo dos trabalhos. À minha esposa Jeane, a Bia e a Elda pela paciência e compreensão, cuja importância se mostra além dos bastidores deste caminhar. Ao Sr. Olavo por compartilhar fraternalmente conosco a sua oficina de bobinagem. À CAPES pelo apoio financeiro. À THORTON e a UNITRODE pela atenção e doação de componentes. A todos os pesquisadores cujos trabalhos serviram-nos de consulta. A todos que vem torcendo para que este trabalho gere bons frutos.

v

Sumário

Agradecimentos....................................................................................................................... v

Sumário................................................................................................................................... vi

Lista de abreviaturas, siglas e símbolos................................................................................. ix

Lista de figuras........................................................................................................................ xvi

Lista de tabelas....................................................................................................................... xvii

Abstract................................................................................................................................... xviii

Resumo.................................................................................................................................... xix

Capítulo 1

1 – Introdução Geral.......................................................................................................... 01

Capítulo 2

2 – Veículos de Tração Elétrica.......................................................................................... 05

2.1

2.2

2.3

2.4

–

–

–

–

Introdução.......................................................................................................

VeículoElétrico...............................................................................................

Veículo a Célula Combustível........................................................................

Veículo Elétrico Híbrido................................................................................

05

07

09

13

2.4.1

2.4.2

–

–

Veículo Elétrico Híbrido Paralelo..................................................

Veículo Elétrico Híbrido Série......................................................

14

15

2.5

2.6

–

–

Baterias nas Aplicações Automotivas............................................................

Conclusões......................................................................................................

17

20

Capítulo 3

3 – Sistema de Conversão e Regulação de Energia............................................................ 22

3.1

3.2

3.3

3.4

–

–

–

–

Introdução...........................................................................................................

Elementos do Sistema de Conversão e Regulação de Energia ..........................

Operação do Sistema...........................................................................................

Conclusões..........................................................................................................

22

23

24

26

vi

Capítulo 4

4 – Conversor I................................................................................................................... 27

4.1

4.2

4.3

–

–

–

Introdução....................................................................................................

Escolha da Topologia do Conversor............................................................

Conversor Boost.................................................................................

27

27

28

4.3.1 – Operação do Circuito................................................................... 29

4.4

4.5

–

–

Estratégia de Controle..................................................................................

Controle de Fator de Potência pela Corrente Média....................................

30

32

4.5.1

4.5.2

–

–

Circuitos de Auxiliares de Medição............................................

Circuito Integrado UC3854/B.....................................................

35

38

4.5.2.1

4.5.2.2

4.5.2.3

4.5.2.4

4.5.2.5

4.5.2.6

–

–

–

–

–

–

Multiplicador/Divisor..............................................

Proteção de Sobrecorrente ou Sobretensão.............

Limitação da Referência de Corrente Imo ...................

Frequência de Chaveamento...................................

Compensador de Erro de Corrente..........................

Compensação de Tensão ou Corrente rms de

Entrada....................................................................

39

40

41

42

42

47

4.6

4.7

4.8

4.9

–

–

–

–

Cálculo dos Componentes do Conversor I.......................................................

Parâmetros de Configuração do UC3854/B.....................................................

Resultados de Simulação..................................................................................

Conclusões........................................................................................................

49

53

60

65

Capítulo 5

5 – Conversor II................................................................................................................. 66

5.1

5.2

–

–

Introdução....................................................................................................

Conversor Boost tipo Ponte.........................................................................

66

67

5.2.1 – Operação do Conversor Boost em Ponte..................................... 67

5.3 – Cálculo dos Componentes do Conversor II – Boost em Ponte................... 72

5.4 – Função de Transferência.............................................................................. 78

5.4.1 – Variação do Ponto de Operação ................................................. 81

5.4.1.1

5.4.1.2

–

–

Variação da Tensão de Entrada...............................

Variação da Carga...................................................

83

85

5.5 – Controle....................................................................................................... 87

vii

5.5.1 – Parâmetros do Compensador ...................................................... 89

5.6

5.7

–

–

Resultados de Simulação.............................................................................

Conclusões...................................................................................................

98

103

Capítulo 6

6 – Resultados Experimentais............................................................................................. 104

6.1 – Introdução.................................................................................................... 104

6.2 – Simulação do Sistema de Conversão de Energia......................................... 104

6.3 – Experimento com o Conversor I.................................................................. 106

6.4 – Experimento com o Conversor II................................................................. 109

6.5 – Conclusões................................................................................................... 112

Capítulo 7

7 – Conclusões Gerais e Sugestões.................................................................................... 113

7.1 – Conclusões Gerais........................................................................................ 113

7.2 – Sugestões para Continuidade e Melhoria dos Trabalhos ............................ 115

Apêndice A Conversor I: Chooper tipo Boost ac-dc com Regulação de Fator de

Potência (Simulador Pspice)........................................................................

116

Apêndice B Conversor II: Chooper tipo Boost dc-dc em Ponte com Regulação da

Tensão de Saída (Simulador Pspice) ...........................................................

118

Referências Bibliográficas...................................................................................................... 122

viii

Lista de abreviaturas, siglas e símbolos

ac Alternada

C1 Capacitor do compensador de tensão do conversor II



Cc1 Capacitor de saída do conversor I

Cc1 Capacitor de saída do conversor I

Cc2 Capacitor de saída do conversor II

Cc2p Capacitor de saída do conversor II referindo ao primário

Ccp Capacitor do compensador de erro de corrente do UC3854/B

Ccz Capacitor do compensador de erro de corrente do UC3854/B

Cff1 Capacitor do divisor de tensão de feedforwad




CI Circuito integrado

Ct Capacitor do oscilador do CI UC3854/B

Cvf Capacitor do compensador de erro de tensão/corrente do UC3854/B

D Ciclo de trabalho

dc contínua

)t(D Variação do ciclo de trabalho

d Operador derivativo

d1c1 Diodo de saída do conversor I

d1c2 Diodo da ponte de saída do conversor II

fci Frequência de corte do compensador de erro de corrente do UC3854/B

fr Frequência do segundo harmônico do ripple da tensão de saída (120 Hz) do

compensador de erro de tensão/corrente do UC3854/B

fs Freqûencia de chaveamento

ix

fsl Frequência de chaveamento do modelo com chave única para o conversor II

fvi Frequência de ganho unitário do compensador de erro de tensão/corrente do

UC3854/B

Gc(s) Função de transferência do compensador de corrente do UC3854/B

Gc2(s) Função de transferência do compensador do conversor II

Gd(s) Função de transferência do conversor II

Gds(s) Função de transferência do conversor II sem perdas

Gp(s) Função de transferência do modelo do conversor boost para grandes sinais

Gr(s) Função de transferência do compensador de tensão/corrente do UC3854/B

GRL(s) Função de transferência de malha aberta sem o ganho do controlador – malha

de controle do conversor II

Gva Ganho do compensador do compensador de erro de tensão/corrente do

UC3854/B

H(s) Função de transferência do circuito de amostragem de tensão do conversor II

Idc2 Corrente dos diodos da ponte de saída do conversor II

IEC International Eletrotechnical Commision

IEEE Institute of Electrical and Eletronics Engineers

IGBT Isulated Gate Bipolar Transistor

ILc2 Corrente de entrada do conversor II

îLc1(t) Variação da corrente de entrada

Imo Referência de corrente senoidal para o conversor I

Ipk Corrente de pico na entrada do conversor I

IQc2 Corrente das chaves Q1c2, Q2c2, Q3c2, Q4c2

Is(rms) Corrente rms de entrada do conversor I

is(t) Corrente de entrada do conversor I em função do tempo

Iset Corrente do resistor Rset

Ivac Sinal de entrada do pino 6 do CI UC3854/B

kc Ganho do compensador de tensão do conversor II

kd Ganho da função de transferência do conversor II sem perdas

km Constante do multiplicador interno do CI UC3854/B

Lc1 Indutor de entrada do conversor I

Lc2 Indutor do conversor II

x

MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor

Nc2 Relação de transformação entre o secundário e primário de Trc2

Nmed Relação de espiras entre primário e secundário de Tmed

PEM Proton Exchange Membrane

PNGV Partnership for a New Generation of Vehicles

PROCONVE Programa Nacional de Controle da Poluição por Veículos Automotores

PWM Pulse width modulation

Q Fator de qualidade do conversor II

Q1c1 Chave semicondutora controlada do conversor I

Q1c2 Chave semicondutora controlada do conversor II




Qs Fator de qualidade do conversor II sem perdas

R1 Resistor do compensador de tensão do conversor II





rc Resistência série do capacitor de saída do conversor II

Rc2p Resistência de carga do conversor II referinda ao primário

Rci Resistor do compensador de erro de corrente do UC3854/B

Rcz Resistor do compensador de erro de corrente do UC3854/B

Re Resistência emulada

Rff1 Resistor do divisor de tensão de feedforwad



rL Resistência série do indutor do conversor II

Rpk1 Resistor do divisor de tensão - amostra tensão de saída conversor I

Rpk2 Resistor do divisor de tensão - amostra tensão de saída conversor I

Rs Resistor de medição de corrente do conversor I

Rset Resistor do oscilador do CI UC3854/B

xi

Rva Resistor limitador do sinal Ivac

Rvf Resistor do compensador de erro de tensão/corrente do UC3854/B

Rvi Resistor do compensador de erro de tensão/corrente do UC3854/B

t Tempo

THD Distorção harmônica total

Tmed Transformador de medição para tensão de entrada do conversor I

ton Tempo condução de condução de Q1c1

Trc2 Transformador elevador do conversor II

Ts Período relativo a frequência de chaveamento

Tsl Período de chaveamento do modelo com chave única para o conversor II

Vbat Tensão do banco de baterias

Vc Sinal de controle do compensador de tensão do conversor II

Vcea Sinal de saída do compensador de erro de corrente do UC3854/B

Vdc2 Tensão reversa sobre os diodos da ponte de saída do conversor II

VEH Veículo elétrico híbrido

VEP Veículo elétrico puro

Vff Amostra de tensão para compensação de feedforward

Vm Tensão pico a pico da dente de serra do UC3854/B

Voc1 Tensão de saída do conversor I

Voc1 Tensão de saída do conversor I

Voc1(pk) Valor pico a pico do riplle de tensão de saída do conversor I

Voc2 Tensão de saída do conversor II

VQbloq Tensão direta de bloqueio das chaves Q1c2, Q2c2, Q3c2, Q4c2

Vr Valor pico a pico da onda dente de serra do modulador PWM do conversor II

Vref Tensão de referência

VRS Tensão sobre o resistor de medição do conversor I

Vs Tensão na entrada do conversor I

Vs(t) Tensão de entrada do conversor I em função do tempo

Vsense Amostra de tensão ou corrente para malha de realimentação

Vtx1 Tensão no primário do transformador

Vvea Saída do compensador de tensão/corrente do conversor I

∆Vvao Faixa de tensão de saída do amplificador operacional interno do UC3854

xii

τc Constante de tempo da função de transferência do conversor II

ω1 zero do compensador de tensão do conversor II

ω2 zero do compensador de tensão do conversor II

ωg Pólo do compensador de tensão do conversor II

ωo Frequência de corte da função de transferência do conversor II

ωos Frequência de corte da função de transferência do conversor II sem perdas

ωza Frequência do zero da função de transferência do conversor II

ωzac Pólo do compensador de tensão do conversor II

ωzas Frequência do zero da função de transferência do conversor II – boost sem

perdas

ωzb Frequência do zero de fase mínima da função de transferência do conversor II

ωzbc Pólo do compensador de tensão do conversor II

ωzbs Frequência do zero da função de transferência do conversor II sem perdas

ζ Fator de amortecimento da função de transferência do conversor II

%ripple Percentagem de ripple desejada na saída do compensador do compensador de

erro de tensão/corrente do UC3854/B

xiii

Lista de Figuras

1.1 – Diagrama de Blocos do Sistema de Propulsão para um veículo elétrico híbrido

série .........................................................................................................................

03

2.1 – Ford TH!NK city .................................................................................................... 09

2.2 – General Motores EV1 ............................................................................................. 09

2.3 – Diagrama de uma célula de combustível PEM ....................................................... 11

2.4 – VEH Palalelo........................................................................................................... 15

2.5 – VEH Palalelo Split .................................................................................................. 15

2.6 – VEH Série ............................................................................................................... 16

2.7 – Fluxo de Energia ..................................................................................................... 16

2.8 – Curvas comparativos entre as capacidades de baterias ........................................... 20

3.1 – Estrutura do Mini-baja ............................................................................................ 23

3.2 – Sistema de Gerenciador e Controle de Energia ..................................................... 25

4.1 – Chopper tipo boost .................................................................................................. 28

4.2 – Conversor boost – modo I ....................................................................................... 29

4.3 – Conversor boost - modo II ...................................................................................... 30

4.4 – Circuito boost com “average current control”......................................................... 33

4.5 – Conversor boost - CI UC3854/B ............................................................................ 34

4.6 – Circuito para amostragem da tensão de saída do conversor ................................... 35

4.7 – Circuito para amostragem da corrente rms de entrada ........................................... 36

4.8 – Circuito para amostragem da tensão de rms de entrada (tensão de feedforward) .. 37

4.9 – Circuito para amostragem da forma de onda da tensão de entrada (Ivac) ................ 37

4.10 – Estrutura interna do CI UC3854 ............................................................................. 38

4.11 – Filtro passa baixa de segunda ordem – obtenção de Vff ......................................... 40

4.12 – Modelo para grandes sinais do conversor boost ..................................................... 43

4.13 – Malha de controle de corrente - correção de fator de potência .............................. 44

4.14 – Circuito para compensação de erro de corrente ...................................................... 45

4.15 – Compensador de tensão/corrente rms ..................................................................... 48

4.16 – Amostra de tensão de saída para proteção de sobretensão ..................................... 54

4.17 – Sistema utilizado nas simulações – conversor boost .............................................. 61

xiv

4.18 – Corrente e tensão na saída do gerador .................................................................... 62

4.19 – Corrente e tensão na saída do gerador – cruzamento por zero ............................... 62

4.20 – Espectro de frequência da corrente do gerador ...................................................... 63

4.21 – Correntes do sistema – simulação com elevação de carga ..................................... 63

4.22 – Correntes do sistema – simulação com redução de carga ....................................... 64

5.1 – Conversor boost tipo ponte ..................................................................................... 67

5.2 – Conversor boost com chave única .......................................................................... 67

5.3 – Modulação: (a) chaves Q1c2 e Q4c2; (b) chaves Q2c2 e Q3c2 ..................................... 68

5.4a – Boost tipo ponte – etapa I ....................................................................................... 69

5.4b – Boost simples – etapa I ........................................................................................... 69

5.5a – Boost tipo ponte – etapa II ...................................................................................... 70

5.5b – Boost simples – etapa II .......................................................................................... 70

5.6 – Boost tipo ponte – etapa IV .................................................................................... 71

5.7 – Curvas do conversor Boost tipo ponte: (a) e (b) sinais de gatilho; (c) corrente no

indutor; (d) tensão primário transformador; (e) tensão de saída; (f) e (g) correntes

nos diodos de saída .................................................................................................

71

5.8 – Forma de onda da corrente para chave semicondutora da ponte do primário ........ 75

5.9 – Circuito com todos os parâmetros referidos ao primário ........................................ 79

5.10 – Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação da tensão

de entrada ................................................................................................................

84

5.11 – Resposta ao degrau do conversor boost para várias entradas ................................. 85

5.12 – Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação da

corrente de carga .....................................................................................................

86

5.13 – Resposta ao degrau do conversor boost para várias cargas .................................... 86

5.14 – Diagrama de blocos da malha de controle .............................................................. 87

5.15 – Circuito de medição para tensão de saída do conversor boost ............................... 88

5.16 – Circuito para compensação de tensão ..................................................................... 89

5.17 – Lugar das raízes para diversas cargas ..................................................................... 92

5.18 – Lugar das raízes para carga nominal ....................................................................... 92

5.19 – Diagramas de bode para operação em carga nominal ............................................. 93

5.20 – Diagrama de bode para o sistema em malha fechada ............................................. 93

5.21 – Resposta ao degrau para carga nominal .................................................................. 94

xv

5.22 – Resposta ao degrau para diversas cargas................................................................. 95

5.23 – Simulação com variação da entrada – sem controle: Tensões ................................ 98

5.24 – Simulação com variação da entrada – com controle: Tensões ............................... 99

5.25 – Simulação com variação da entrada - com controle: Sinais do controlador ........... 99

5.26 – Simulação com variação de carga – sem controle: Tensões ................................... 100

5.27 – Simulação com variação de carga – com controle: Tensões ................................... 101

5.28 – Simulação com variação da carga: com controle: Sinais do controlador ............... 101

5.29 – Simulação com variação da referência – com controle: Tensões ........................... 102

5.30 – Simulação com variação da referência – com controle: sinais do controlador ....... 102

6.1 – Circuito de Força do Sistema de Conversão de Energia ......................................... 105

6.2 – Correntes – Sistema de conversão de energia ......................................................... 105

6.3 Tensão de saída e referência – Conversor II........................................................... 106

6.4 – Corrente (Ch1) e Tensão (Ch2) na Entrada do Conversor – VSrms=45V ................ 107



6.7 – Corrente (Ch1) e Tensão (Ch2) na entrada do Conversor – operação sem atuação

do controlador .........................................................................................................

108

6.8 – Tensão (Ch1) e Corrente (Ch2) com variação da resistência de carga em t1 e t2 . 109

6.9 – Sinal de gatilho na saída do PWM do controlador ................................................. 109

6.10 – Tensão de saída e referência – atuação do controlador em t1 ................................. 110

6.11 – Tensão de saída e referência – variação da referência ............................................ 111

6.12 – Corrente no indutor ................................................................................................. 111

xvi

Lista de Tabelas

2.1 - Tipos de Células a Combustível ................................................................................ 10

2.2 - Impacto Ambiental das Células a Combustível ........................................................ 10

2.3 - Comparação de baterias utilizadas em veículos elétricos puros ou híbridos ............ 20

5.1 - Ganho crítico e margem de fase para diversos níveis de carga ................................. 95

xvii

Resumo

Regulação da Demanda de Energia em um Sistema de propulsão para um Veículo Elétrico Híbrido Série

Este trabalho esta inserido em um projeto maior que é a confecção de um veículo

elétrico híbrido série para fins didáticos e de pesquisa. Os veículos elétricos híbridos série são

veículos cuja tração elétrica é suprida a partir de duas fontes de energia a bordo do mesmo:

um grupo gerador e um banco de baterias. Nesta topologia híbrida toda entrega de potência ao

eixo do veículo é realizada a partir de um motor elétrico. A etapa a qual este trabalho se refere

constitui o projeto e confecção de duas fontes chaveadas a partir de choppers tipo boost,

juntamente com os seus sistemas de controle os quais comporão o sistema de propulsão do

veículo. Um primeiro chopper referido no texto como conversor I opera como fonte de

corrente e é responsável pelo estabelecimento de um paralelismo entre um grupo gerador e

um banco de baterias, controlando diretamente a demanda de energia fornecida pelo grupo

gerador e o fator de potência deste, possibilitando a otimização do ponto de operação do

motor a combustão interna de forma a se operar com baixas emissões e economia de

combustível. A demanda energética fornecida pelo banco de baterias é controlada

indiretamente, suprindo as variações de carga e os transitórios.

O segundo chopper referido no texto como conversor II, apresenta a estrutura de um

boost tipo ponte e tem a função de elevar a tensão do barramento constituído pela saída do

conversor I e do banco de baterias, fornecendo em sua saída uma tensão dc regulada. A

regulação da tensão de saída do conversor I, a qual alimentará um inversor de frequência

dentro do projeto global, é portanto o outro objetivo deste trabalho. Para o conversor II é

realizado um estudo sobre o comportamento dos pólos e zeros da sua função de transferência

com a variação do seu ponto de operação.

xviii

Abstract

Regulation of the Demand of Energy in a Propulsion System for a Series Hybrid Electric Vehicle

This work are inserted of a larger project that is the making of a series hybrid electric

vehicle for didactic purpose and research. The series hybrid electric vehicle are vehicles

whose electric traction is supplied starting from two sources of energy on board: a generating

group and batteries. In this hybrid series every power delivery is accomplished starting from

an electric motor. The stage which this work refers constituted the project and test of two

choppers and its control systems which will compose the propulsion system vehicle. A first

chopper referred in the text as Conversor I operates as current source and it establishes a

parallelism between a generating group and batteries, controlling directly the power demand

supplied by the generating group and elevates its power factor, making possible the operating

with emissions redution and fuel economy. The power demand supplied by the batteries is

controlled indirectly, supplying the load variations and the transitory ones.

The second chopper referred in the text as Conversor II, presents the structure of a

boost type bridge. Its function is to elevate the Conversor II output voltage and batteries

voltage, and to supply an regulated voltage on its output. The regulated output voltage of the

Conversor II, which will suplly a frequency invert inside of the global project, constituted the

other object of this work. For the conversor II is accomplished a study about the behavior of

the poles and zeros of the its transfer function when your operation point varies.

xix

Capítulo 1

1 - Introdução Geral

Diante das alterações climáticas que vem sofrendo o planeta, as necessidades de

melhoramento na forma de utilização dos recursos energéticos atuais, bem como a busca por

novas tecnologias energéticas não poluentes constituem-se elementos de preocupação

mundial. A elevação do efeito estufa promovida pela queima de combustíveis fósseis como o

petróleo e o carvão, o quais liberam entre outros gases o CO2, contribui intensamente para a

elevação da temperatura média do planeta, cujos efeitos para o ecossistema são indesejáveis.

A poluição atmosférica promovida principalmente pelos automóveis através das

emissões de gases e partículas sólidas, se intensifica cada vez mais, tendo como alvo

imediato os grandes centros urbanos, restringindo a já tão comprometida qualidade de vida

dessas áreas.

Motivados por questões ambientais e econômicas as indústrias automotivas vem

aprimorando as tecnologias existentes buscando desenvolver produtos mais eficientes como

os motores de alto rendimento, a injeção eletrônica e a utilização de acessórios como os

catalisadores, que possibilitam economia de combustível e reduções nas taxas de emissões.

Outras iniciativas mais ousadas buscam reduções mais significativas nas taxas de

emissões, e a menor ou total independência do petróleo como combustível através do uso de

sistemas com tração elétrica, como é o caso dos veículos elétricos puros, dos elétricos

híbridos e dos revolucionários veículos a célula de combustível. Empresas, Universidades e

órgãos governamentais, principalmente nos EUA, Europa e Japão têm estabelecido acordos de

cooperação entre si de forma a acelerar os processos de desenvolvimento e viabilização

econômica dessas tecnologias, sendo criadas legislações que definem programas e normas

para uma redução progressiva nas emissões de gases na atmosfera tendo como maior

direcionamento os grandes centros urbanos.

xx

O trabalho que desenvolvemos consiste em uma etapa inicial de um projeto de um

veículo elétrico híbrido com configuração tipo série para atender a propósitos didáticos e de

pesquisa, no qual dois sistemas de conversão de energia que serão um motor a combustão

associado a um gerador, e um banco de baterias, operam em conjunto como fontes de energia

propulsora do veículo. Essa união tem como objetivos a obtenção de um veículo mais

eficiente e mais econômico que os veículos convencionais e com uma maior autonomia que

os veículos elétricos puros, cuja energia a bordo provém de baterias, o que se constitui em um

dos principais obstáculos à propagação desta tecnologia em âmbito comercial.

Os veículos elétricos híbridos série constituem-se um caso particular dos veículos

elétricos híbridos, com o seu sistema de tração totalmente movimentado por um motor

elétrico, e possibilitando ao motor de combustão interna a operação em um ponto otimizado,

contribuindo para uma maior eficiência e menores taxas de emissões comparando-os aos

veículos convencionais [1].

A etapa referente a este trabalho consiste na elaboração de um sistema de conversão de

energia que possibilite a regulação do ponto de operação do grupo gerador a ser utilizado no

veículo, tendo como foco principal os conversores ac-dc e dc-dc envolvidos neste processo,

juntamente com seus sistemas de controle. A figura 1 mostra um diagrama de blocos do

sistema de propulsão a ser desenvolvido, sendo destacadas a partes referentes a esta etapa e a

continuidade do projeto.

No presente documento o trabalho é apresentado em sete capítulos:

Neste primeiro capítulo é apresentada uma introdução geral, contendo a idéia global da

pesquisa, bem como a descrição do conteúdo dos demais capítulos que compõem a

dissertação.

No capítulo 2 são apresentadas as tecnologias de veículos que são apontadas

como promissoras dentro dos objetivos de redução de emissões e economia de combustível,

com a apresentação de dados atuais referentes aos progressos e lançamentos divulgados pelas

empresas e órgãos de pesquisa da área.

No capítulo 3 a idéia global do trabalho é mostrada com mais detalhes, sendo

apresentado o sistema de conversão e regulação de energia para um veículo elétrico híbrido

tipo série, ressaltando-se os objetivos e o funcionamento desta etapa do sistema de propulsão,

o qual tem como principal objetivo a regulação do ponto de operação do grupo gerador. xxi

Figura 1.1 – Diagrama de Blocos do Sistema de propulsão para um veículo elétrico

híbrido série

No capítulo 4 é apresentado o Conversor I o qual constitui um conversor ac-

dc sendo responsável pela regulação do ponto de operação do grupo gerador e a

obtenção de um elevado fator de potência. Neste capítulo são mostradas as

justificativas para a escolha da topologia juntamente com os cálculos e

procedimentos de projeto adotados e os resultados de simulações obtidos através

do programa Pspice (versão 7.1).

No capítulo 5 é apresentado o Conversor II cuja função é elevar a tensão do

barramento dc compreendido entre a saída do Conversor I e o banco de baterias

para um nível dc compatível com a entrada de um inversor de frequência, o qual

acionará um motor de indução responsável pela tração do veículo, nas etapas que

sucederão este presente trabalho. O Conversor II realiza uma conversão dc-dc,

fornecendo em seus terminais de saída uma tensão dc regulada. Os procedimentos

de projeto, os cálculos dos componentes do circuito de potência, os circuitos de

controle e resultados de simulação para o conversor II são apresentados neste

capítulo. É realizado um estudo sobre o efeito da variação de alguns parâmetros do

conversor com relação a sua função de transferência e consequentemente com

relação a performance do sistema de controle.

xxii

O capítulo 6 foi reservado para a apresentação dos resultados de simulações dos

conversores operando em cascata, conforme estrutura proposta para o sistema de conversão e

regulação de energia. São apresentados também neste capítulo os resultados experimentais

obtidos através de montagens práticas em laboratório dos conversores I e II.

No Capítulo 7 são apresentadas sugestões para continuidade e exploração de outros aspectos do trabalho, finalizando com uma conclusão geral sobre os resultados obtidos e a experiência adquirida.

xxiii

Capítulo 2

2 – Veículos de Tração Elétrica

2.1 – Introdução

Nos últimos anos a quantidade de gases emitidos para a atmosfera através de

processos de queima de combustíveis fósseis como o carvão e o petróleo tem contribuído

intensamente para aceleração do efeito estufa. O resultado desse processo é sobretudo a

elevação da temperatura média do planeta, acarretando problemas de ordens diversas como

elevação dos níveis dos mares e alterações climáticas imprevisíveis, provocando danos no

ecossistema.

O dióxido de carbono (CO2), o qual contribui significativamente para a elevação do

efeito estufa, sofreu um aumento de 30% na atmosfera desde o início da industrialização no

século XIX. As concentrações de CO2 na atmosfera se tornaram ainda mais acentuadas devido

às devastações das vegetações naturais, diminuindo assim a capacidade de absorção do CO2

através das plantas.

A poluição atmosférica promovida principalmente pelos meios de transporte causa

maiores impactos ambientais nos grandes centros urbanos, onde o tráfego é intenso. Diversos

gases oriundos das emissões veiculares como o monóxido de carbono (CO), os óxidos de

nitrogênio (NOx ), os hidrocarbonetos (HC), o ozônio (O3), o dióxido de enxofre (SO2), além

de partículas sólidas afetam de diversas formas a saúde . O ozônio troposférico presente nas

camadas mais baixas da Terra, formado a partir de mistura de hidrocarbonetos, monóxido de

carbono e óxidos de nitrogênio, constitui-se um dos componentes da névoa fotoquímica

presente nas grandes cidades, podendo ser transportado pelos ventos para outras regiões,

sendo nocivo ao sistema respiratório humano e afetando a capacidade de reprodução das

plantas.

xxiv

Os óxidos de enxofre (SO2) e de Nitrogênio (NOx) reagem com o vapor d’água

presente na atmosfera dando origem a substâncias ácidas reduzindo o pH da água da chuva,

provocando danos em solos, águas e vegetações atingidas.

Diversas conferências já foram realizadas para serem discutidas as alterações

climáticas que vem sofrendo o planeta. Em 1997 em Quioto – Japão – foi assinado um acordo

internacional para reduzir o aquecimento global, principalmente devido às emissões de CO2.

As negociações vêem se estendendo até então diante de muitos impasses. Em Bonn na

Alemanha em julho de 2001, chegou-se a um acordo com relação ao protocolo elaborado em

Quioto, o qual para obter aprovação sofreu diversas alterações, não contando com a

participação dos Estados Unidos, cujos índices de poluição são os maiores do mundo.

Contudo, estes acordos constituem ainda uma esperança para que muitos problemas relativos

ao meio ambiente sejam minimizados.

No Brasil foi criado o PROCONVE – Programa Nacional de Controle da Poluição por

Veículos Automotores – que impõe limites máximos de emissões de poluentes (CO, HC,

NOx, CHO, emissões evaporativas e material particulado)) para veículos produzidos no Brasil

ou importados a partir de 1988. Através da introdução de novas tecnologias automotivas

(catalizador, injeção eletrônica, motores de alto rendimento entre outras) o programa já

contabiliza uma redução de 90% nas emissões de poluentes por veículos novos.

A poluição sonora gerada a partir do ruído emitido pelos veículos também constitui

outro problema ambiental principalmente nas áreas de tráfego intenso, provocando problemas

de strees, dificultando a concentração em diversos tipos de atividades. A exposição a ruídos

superiores à 65 dB pode causar problemas de audição a longo prazo.

Motivadas pelas questões ambientais citadas, as pesquisas na área automobilística têm

se intensificado, tanto no aprimoramento das tecnologias existentes, como na busca por novas

tecnologias que venham a contribuir para redução da emissões automotivas. A exploração de

combustíveis como o metanol, álcool e gás natural também constituem alternativas para a

redução de poluentes na atmosfera.

Outras alternativas como os veículos a tração elétrica, possibilitam baixas emissões,

destacando-se os veículos elétricos puros, os veículos elétricos híbridos e os veículos a célula

de combustível.

A busca por melhores resultados tem conduzido empresas a se unirem de forma a

acelerar o desenvolvimento e competitividade de novas tecnologias. Desde 1993 as empresas

do ramo automobilístico GM, Ford, DaimlerChrysler juntamente com o governo dos Estados xxv

Unidos firmaram uma aliança a qual atende por PNGV (Partnership for a New Generation of

Vehicles) cujo objetivo é o desenvolvimento de veículos mais econômicos, recicláveis,

seguros e competitivos no mercado internacional. Outras iniciativas se propagam mundo

afora.

A escassez do petróleo prevista para os próximos cinqüenta anos, justifica ainda mais

as pesquisas por novas fontes energéticas e formas de utilização.

2.2 - Veículo Elétrico

O advento dos veículos elétricos chega a anteceder o do automóvel a gasolina. Robert Davison em 1837

desenvolveu uma carruagem elétrica, a qual utilizava uma bateria rústica de ferro-zinco para mover um motor

elétrico. O desenvolvimento de veículos elétricos prosseguiu crescendo até a virada do século XIX,

declinando quando da descoberta de reservas de petróleo no Texas - Estados Unidos - aliado ao desenvolvimento de

técnicas de destilação em regime contínuo e o barateamento dos derivados de petróleo, com a indústria automobilística direcionando-se para o desenvolvimento e

produção de veículos a combustão interna [2]. Nos últimos tempos, devido principalmente à poluição nos grandes centros urbanos o

desenvolvimento dos veículos elétricos tem recebido maiores atenções. Legislações como a

EURO III e EURO IV na Europa, e “California Clean Air Act” na California , nos Estados

Unidos, estabelecem critérios para a redução gradativa das emissões provenientes dos

automóveis, e promovendo com isso um maior direcionamento das pesquisas para tecnologias

alternativas [3].

Os veículos elétricos, comumente denominados veículos elétricos puros (VEP),

utilizam a energia armazenada em baterias como combustível, sendo tracionados por motores

elétricos, o que os torna não emissores diretos de poluentes.

xxvi

Os avanços tecnológicos em áreas como a eletro-eletrônica, informática e materias

dentre outras vêm contribuindo de forma significativa para a viabilização desses projetos,

permitindo a confecção de sistemas de acionamento cada vez mais compactos, robustos e

eficientes.

Os veículos elétricos apresentam um projeto mecânico bem mais simples que um

veículo convencional. O elevado rendimento dos sistemas de propulsão dos veículos elétricos,

juntamente com a capacidade de regeneração de energia quando das frenagens e em descidas,

tornam o veículo elétrico mais eficiente que os veículos a motor de combustão interna, que

além de apresentar baixo rendimento não possibilita a regeneração de energia.

O maior entrave na propagação dos veículos elétricos está diretamente ligado às

tecnologias existentes atualmente para armazenagem de energia a bordo destes, as quais no

caso das baterias, não alcançaram ainda níveis de performance que torne os veículos elétricos

competitivos [1] [4]. As relações peso/potência das baterias, os elevados tempos necessários

para o recarregamento, bem como os custos associados a estas impedem o desenvolvimento

de veículos elétricos com níveis de autonomia satisfatórios e com custos acessíveis.

As baterias chumbo ácido utilizadas inicialmente nos veículos elétricos, que têm como principal atrativo o seu

baixo custo, uma vez que se dispõe em abundância da matéria prima para a confecção destas, além de toda uma

linha de produção já bem estabelecida, estão cedendo lugar a novas tecnologias como as baterias de NiMH, Li-Ion e Li-Polymer com características técnicas superiores.

As baterias NiCd embora apresentem algumas características favoráveis, estão sendo desconsideradas principalmente devido a toxidade do cádmio. Os custos principalmente das baterias a base de lítio são bastante

elevados com relação às baterias de chumbo ácido, o que constitui um fator a ser superado para uma maior difusão

dessas novas tecnologias. Atualmente já se encontram disponíveis veículos elétricos de diversos fabricantes e

modelos, os quais visam atender a pequenos trajetos urbanos, ou para aplicações em fábricas,

parques entre outras. A Ford está comercializando veículos elétricos de dois lugares de marca

TH!NK com autonomia de 85 km, alcançando velocidade de 90 km/h, já disponível na xxvii

Europa (figura 2.1). A GM produziu o GM EV1 (figura 2.2) o qual também dispõe de dois

lugares, com velocidade máxima de 128,8 k/h (80 milhas/h) e autonomia para 209 km (130

milhas) dependendo da tecnologia de baterias utilizada. O veículo é oferecido com duas

opções de baterias: baterias chumbo ácido de alta capacidade e baterias NiMH, com a qual a

autonomia é maior. Um carregador de baterias de 220 V efetua o carregamento do banco de

baterias em um tempo estimado de 6 horas.

Figura 2.1 - Ford TH!NK city Figura 2.2 - General Motores EV1

2.3 - Veículo a Célula de Combustível

Os veículos a células de combustível são apontados como a tecnologia mais

promissora a longo prazo para a obtenção de veículos com reduzidos índices de emissões.

O desenvolvimento de células combustível tiveram início através do físico Sir William

Grovem, na Inglaterra em 1839. A NASA nas décadas de 60 e 70 utilizou-se desta tecnologia

nos projetos espaciais Apollo e Gimini [3].

A célula de combustível consiste de um sistema eletroquímico que produz eletricidade diretamente através do hidrogênio. O hidrogênio pode ser utilizado no seu estado puro, ou obtido a partir de outros combustíveis como a gasolina, o metanol ou gás natural, com o auxílio de um dispositivo acessório denominado reformador.

xxviii

Existem vários tipos de células combustíveis, as quais são caracterizadas pela

temperatura de operação e tipo de eletrólito utilizado. A tabela 2.1 mostra dados

comparativos de alguns tipos de célula combustível [5].

A célula combustível que atende pela sigla PEM (“Proton Exchange Membrane” ou

Membrana de Troca de Prótons) denominação esta devido ao tipo de eletrólito utilizado, tem

sido apontada como a tecnologia mais promissora para aplicações automotivas. Dentre as

características favoráveis estão a operação em temperaturas relativamente baixas, em torno de

80o C, as baixas emissões, a alta eficiência, a elevada densidade de energia e o atendimento de

forma rápida às variações de demanda [6].

Tipo de Célula Eletrólito Temperatura de

Operação Reagentes

ácido fosfórico H3PO4 180-200 H2 de reforma/O2/Ar

eletrólito polimérico sólido NafionR 70-100 H2 de

reforma/O2/Ar alcalina KOH (25-50%) 25-100 H2/O2

carbonatos fundidos K2CO3/Li2CO3 657-700 Gás natural/Carvão

óxido sólido ZrO2/Y2O3 900-1000 Gás natural/Carvão

Tabela 2.1 - Tipos de Células a Combustível

Padrão Norte-Americano

Combustão à gas *

Combustão à óleo *

Combustão à carvão *

Célula à combustível

Particulados 0,2 0,2 0,2 0,0000045

NOx 0,3 0,5 1,1 0,20-0,028

SOx - 1,2 1,9 0,00036

Fumaça Opacidade 20%

Opacidade 20%

Opacidade 20%

desprezível

Tabela 2.2 - Impacto Ambiental das Células a Combustível [5]

* valores em Kg de poluentes/MWh

xxix

A célula combustível PEM é composta basicamente por dois eletrodos porosos

separados por uma membrana polimérica a qual é condutora de prótons e isolante de elétrons

e de gases.

O hidrogênio é inserido na célula através do eletrodo negativo, o ânodo, enquanto o

oxidante, neste caso o oxigênio, alimenta o eletrodo positivo, o cátodo. O hidrogênio sofre a

ação de um catalisador sendo dividido em íons positivos 2H+ e 2e-. Os íons positivos

atravessam a membrana eletrolítica para se combinar com os átomos de oxigênio presentes no

cátodo ficando os elétrons retidos no ânodo, estabelecendo dessa forma uma diferença de

potencial entre os dois eletrodos, que a circuito aberto fica na ordem de 1 V. Ao se conectar

uma carga externa entre os dois eletrodos, os elétrons migram para o eletrodo positivo dando

origem a uma reação química cuja resultante é água e calor. A figura 2.3 mostra um diagrama

de uma célula de combustível PEM.

De forma simplificada o processo dentro da célula ocorre em duas etapas:

1- No ânodo acontece a reação: −+ + → e2H2H rcatalizado2

Ao ser conectada uma carga externamente através dos eletrodos, ocorre:

2- No cátodo: calorOHe2H2O2 22 +→++ −+1

Figura 2.3: Diagrama de uma célula de combustível PEM

xxx

As células combustíveis possibilitam a fabricação de veículos com índices de emissões

muito baixos, com autonomia compatível com os veículos convencionais, o que faz com que

essa tecnologia seja apontada como uma melhor opção que os veículos a bateria, na

substituição dos veículos a combustão interna.

Dentre os desafios no desenvolvimento de veículos a células combustíveis esta a

armazenagem do hidrogênio a bordo do veículo. O hidrogênio pode ser armazenado em

sua forma pura, no estado líquido ou gasoso, ou ainda através de compostos sólidos. A

armazenagem do hidrogênio líquido requer baixas temperaturas, não sendo apontada

como a solução mais prática por apresentar riscos de segurança. Na forma gasosa é

exigido do reservatório a capacidade de suportar altas pressões do gás, e por ocupam

muito espaço constitui-se um inconveniente. O desenvolvimento de tanques para a

maximização de espaço nos veículos são explorados pelas pesquisas nesta área. A

armazenagem do hidrogênio dissolvido em compostos sólidos, como é o caso da

utilização do sódio híbrido, possibilita a armazenagem a baixa pressão, estando ainda

em desenvolvimento.

Dentre as montadoras que estão desenvolvendo projetos nessa área, e algumas até

divulgando o lançamento de veículos a célula combustível no mercado para breve, estão a

General Motors, a Toyota, a Ford, a DaimlerChrysler, a BMW, a Honda, a Nissan e a

Daihatsu. A Empresa Ballard se destaca no cenário internacional no desenvolvimento de

células de combustível do tipo PEM, a qual trabalha em parceria com empresas do ramo

automobilístico. A Delphi em parceria com a BMW está desenvolvendo uma célula de

combustível de óxido sólido (SOFC) utilizando gasolina reformada.

A DaimlerChrysler anuncia para 2004 o lançamento comercial do Necar 4 (New

electric car 4), baseado no modelo compacto do Mercedes-Benz Classe A, com velocidade

máxima de 145 km/h e autonomia de 450 km. O veículo usa tecnologia de célula de

combustível a hidrogênio gasoso processado por uma célula de combustível PEM. A nova

tecnologia é apresentada como 40% mais eficiente que a versão de demonstração anterior o

Necar 3 o qual emite 30% menos dióxido de carbono que os veículos convencionais a

combustão interna que utilizam gasolina [7].

A obtenção do hidrogênio a partir de combustíveis líquidos no próprio veículo é

apontada como uma alternativa bastante promissora. Embora haja emissão de poluentes, seus

níveis são bem menores que um veículo movido a motor de combustão interna. O uso de

catalisadores tal qual usado nos escapamentos dos veículos a combustão interna também pode xxxi

ser aplicado às células de combustível, o que contribui ainda mais para a redução das

emissões nocivas ao meio ambiente, as quais como já posto, são bem menores que os índices

emitidos pelos veículos convencionais.

As pesquisas na Europa e na América do Norte vêm-se concentrando no metanol,

cujos resultados nos processos de reforma apresentam-se mais eficientes que outros

combustíveis como a gasolina e o álcool. Contudo a utilização destes últimos também é

altamente desejável pois tem como vantagem o aproveitamento de toda uma infra-estrutura de

postos de abastecimento.

Uma vez que o processo de reforma do combustível, envolve equipamentos acessórios

que agregam mais volume e peso ao sistema, o desenvolvimento destes dispositivos também

contribuí significativamente para um maior avanço na propagação do veículo a célula

combustível.

A elevada eficiência das células combustíveis (eficiência global em torno de 60%)

aliada às questões ambientais, a operação silenciosa, a compacticidade e a facilidade de

manutenção as tornam a grande promessa para substituição dos processos a combustão

interna.

O seu campo de aplicação se mostra bastante extenso, desde pequenas aplicações

estacionárias como em condomínios e hospitais até cargas superiores (MW).

O desenvolvimento e otimização de técnicas de produção em escala é fator primordial para a redução dos custos das células combustíveis, tornando-as comercialmente viáveis. A platina, metal nobre utilizado como matéria prima nas células de combustível no processo de catálise das reações químicas, contribui para a elevação dos custos das células.

No Brasil, entre os grupos que desenvolvem pesquisas na área de células combustível destacam-se o Instituto de Pesquisa Tecnológica da Universidade de São Paulo, a Coordenação de Programas de Pós-Graduação em Engenharia da Universidade do Rio de Janeiro, o Grupo das Fontes não Convencionais de Energia da Universidade Federal do Ceará e o Grupo de Eletroquímica do Instituto de Química de São Carlos da Universidade de São Paulo .

Um projeto do Programa das Nações Unidas para o Desenvolvimento (PNUD) e do

Ministério das Minas e Energia, está sendo desenvolvido pela Empresa Metropolitana de

Transportes Urbanos de São Paulo (EMTU) prevendo até o final de 2002 o primeiro ônibus

movido a célula combustível no país. Os custos associados são muito elevados, com o custo

de um ônibus a hidrogênio atualmente se aproximando de US$ 2 milhões, enquanto um

ônibus a diesel custa US$ 53 mil e um ônibus a gás natural custa US$ 75 mil, considerados os

padrões brasileiros [8].

xxxii

2.4 – Veículo Elétrico Híbrido

O veículo elétrico híbrido surge como uma alternativa de transição entre os veículos

elétricos convencionais e o veículo elétrico puro. O IEC (International Electrothnical

Commission) define o veículo híbrido como o veículo no qual a energia de propulsão durante

da operação do mesmo é disponível a partir de dois ou mais modos ou tipos de armazenagens,

fontes ou conversores. Pelo menos uma armazenagem ou conversor deve estar à bordo. O

veículo elétrico híbrido é o veículo híbrido no qual pelo menos uma das formas de

armazenagem de energia, fontes ou conversores pode prover energia elétrica [9]. Embora a

definição de veículo elétrico híbrido possa ser mais abrangente essa denominação é

comumente associada a veículos que utilizam em seu sistema de propulsão a tecnologia

tradicional dos motores a combustão interna combinada a um sistema elétrico de tração, tendo

a bordo duas fontes distintas de energia: um banco de baterias e um outro combustível

compatível com o motor a combustão interna utilizado.

O uso de um motor a combustão interna operando juntamente com um sistema elétrico

de propulsão, resulta em um veículo com uma maior autonomia, possibilitando a utilização de

um banco de baterias menor quando comparados aos veículos elétricos puros, onde as baterias

constituem-se a única fonte de energia.

As principais vantagens dos veículos elétricos híbridos com relação aos veículos

convencionais são a maior economia de combustível aliada a diminuição das emissões, o que

os tornam uma alternativa importante para a redução da poluição atmosférica, principalmente

nos grandes centros urbanos. As pesquisas apontam para uma economia de combustível

estimada em 40% para percursos urbanos e 30% para percursos em rodovias.

Os avanços da eletro-eletrônica e áreas afins têm possibilitado o desenvolvimento de

motores elétricos e sistemas de acionamento de alto rendimento, o que aliados a capacidade

de regeneração de potência durante frenagens ou em descidas tornam os veículos elétricos

híbridos mais eficiente que os veículos convencionais, cujo rendimento dos motores a

combustão interna é baixo, sendo bastante afetado pelo ponto de operação e não

possibilitando a regeneração de energia.

xxxiii

Os veículos elétricos híbridos são classificados em híbridos série e híbridos paralelos,

de acordo com a forma como a transmissão de energia para as rodas é realizada. Ao longo do

texto a abreviação VEH refere-se aos veículos elétricos híbridos.

2.4.1 - Veículo Elétrico Híbrido Paralelo

Nos veículos híbridos paralelo os dois sistemas, o elétrico e a combustão interna,

podem entregar energia diretamente ao eixo do veículo (figuras 2.4 e 2.5), conjuntamente ou

de forma individual, conforme as solicitações de carga e/ou tipo de percurso. Em percursos

urbanos onde um maior controle das emissões se faz necessário o sistema elétrico se torna o

mais indicado. O uso do sistema a combustão interna garante uma maior autonomia.

Uma subcategoria da topologia paralela denominada na literatura internacional como

split hybrid (híbrido dividido) apresenta dois sistema de acionamento independentes, cada um

tracionando um par de rodas, conforme mostra a figura 2.5.b.

Figura 2.4– VEH Palalelo Figura 2.5– VEH Palalelo Split

O sistema paralelo apresenta um sistema mecânico mais complexo sendo maiores as exigências também no sistema de controle, comparando-os à topologia híbrido série.

2.4.2 – Veículo Elétrico Híbrido Série

xxxiv

Nesta topologia toda a tração do veículo é elétrica, provida por um motor elétrico, não

havendo transmissão direta do motor a combustão interna para as rodas, como mostra a figura

2.6. Um gerador de eletricidade é acionado pelo motor a combustão interna que juntamente

com o banco de baterias fornecem energia para o sistema elétrico de tração.

Uma importante característica dessa topologia constitui a possibilidade de se operar

com o motor a combustão interna em um ponto de operação otimizado, contribuindo para uma

maior economia de combustível e a diminuição nas emissões. Um sistema de controle

estabelece a demanda de energia fornecida pelo grupo gerador em um percentual da carga em

regime, com a demanda restante e os transitórios sendo supridos pelo banco de baterias.

Embora a energia do gerador possa servir para recarga das baterias, esse processo é realizado

de forma efetiva fora do veículo, devido ao longo intervalo de tempo necessário para absorção

de carga pelas tecnologias atualmente disponíveis.

As exigências dos veículos elétricos híbridos com relação as baterias são menores que

no caso dos veículos elétricos puros, onde elevadas densidades de energia e potência são

necessárias. Para os veículos elétricos híbridos as maiores exigências são quanto capacidade

de potência.

A operação do motor a combustão interna em um ponto otimizado é a mais usual, com

o motor dimensionado para suprir uma percentagem da energia ao sistema quando este em

regime, sendo os acréscimos de potência solicitados pela tração do veículo, durante

transientes como aceleração e elevação de carga, supridos pelo banco de baterias, o que

permite a utilização de um menor grupo gerador, com as baterias sofrendo descargas menos

profundas. A figura 2.7 mostra um diagrama de blocos referente ao fluxo de energia em um

sistema utilizando a topologia híbrido série, no qual ultra-capacitores são empregados no

processo de regeneração de energia.

Já se encontram disponíveis comercialmente veículos elétricos híbridos nos EUA e

Japão. A Toyota apresentou em 1997 no Japão um veículo elétrico híbrido denominado Prius.

O veículo alcança uma autonomia em torno de 1000 km, poluindo até 70% menos que um

veículo convencional. A Honda também já comercializa nos EUA um veículo híbrido

denominado de Insigh. Outros fabricantes como a Volkswagem, GM, Ford e DaimlerChrysler

também desenvolvem projetos de veículos elétricos híbridos.

xxxv

Figura 2.6– VEH Série Figura 2.7 – Fluxo de Energia

A empresa Elletra produziu o primeiro ônibus com tecnologia híbrida no Brasil, o qual

já circula em Santiago no Chile. No veículo é utilizado um motor elétrico operando em

rotação constante o qual aciona um gerador, com um banco de baterias suprindo as demandas

de energia excedentes.

2.5 – Baterias nas Aplicações Automotivas

A bateria consiste em um dispositivo que armazena energia através de um processo

eletroquímico, disponibilizando essa energia para uso através de eletricidade.

São vários os tipos de baterias, as quais são caracterizadas pelo tipo de aplicação e

materiais utilizados na sua confecção.

Um estudo mais aprofundado com relação às baterias não está no escopo deste

trabalho, sendo portanto abordadas as principais características das baterias utilizadas nas

aplicações em veículos elétricos.

As baterias usadas nos processos de ignição dos veículos convencionais são

denominadas baterias automotivas e são confeccionadas para suprirem uma elevada

quantidade de potência durante um intervalo de tempo curto, apresentando uma baixa energia

específica e dimensionadas para operarem apenas com descargas superficiais, em torno de

5%, rapidamente se danificando se submetidas a ciclos de carga e descarga profundas [10]. A

xxxvi

tecnologia para esta aplicação que melhor se adequou foram as de chumbo ácido, estando

consolidada a sua utilização neste tipo de aplicação.

As baterias denominadas estacionárias apresentam maiores capacidades de energia

especifica e dependendo da aplicação, são confecionadas para também disporem de elevada

capacidade de potência, sendo utilizadas em aplicações que requerem um fornecimento de

energia contínuo, como é o caso dos veículos elétricos.

Um fator essencial para a viabilização e melhoria de performance dos veículos

elétricos puros e híbridos é o avanço nas tecnologias de baterias.

A baixa autonomia dos veículos elétricos se deve às baixas densidades de energia das

baterias, o que juntamente com os longos intervalos de tempo necessários para os processos

de recarregamento, tarda a viabilidade comercial dos veículos elétricos. A energia associada a

gasolina é de 12kW/kg, enquanto que baterias convencionais chumbo ácido alcançam apenas

30W/kg, ou seja em torno de 400 vezes menos [11], o que com os valores dos preços

associados aos combustíveis derivados do petróleo colocam atualmente os veículos

convencionais em enorme vantagem com relação aos veículos elétricos, mesmo com o baixo

rendimento dos motores a combustão interna.

Os requerimentos de performance exigidos para as baterias são diferentes para cada

tipo de veículo. Os veículos elétricos puros necessitam de baterias com maiores densidades de

potência, limitando-os porém devido aos pesos e volumes associados, o que contribuem para

uma baixa autonomia.

Uma vez que nos veículos elétricos puros as baterias constituem a única fonte de

energia à bordo, estas sofrem descargas mais profundas, exigindo-se baterias mais robustas,

com tempo de vida longo e aceitação de um número elevado de ciclos de carga e recarga.

Os veículos elétricos híbridos podem ser atendidos por baterias com menores

densidades de energia, mas uma elevada capacidade de potência se faz necessária. Nestes as

descargas das baterias são em geral menos profundas que para os veículos elétricos puros.

A minização dos custos, a utilização de materiais recicláveis, a facilitação do

manuseio, permitindo operações com segurança e longos tempos de vida são características

necessárias a ambas as aplicações.

As baterias avançadas como NiMH e Li-Ion são apontadas como as alternativas mais

promissoras para aplicações na área em questão, embora as pesquisas se realizem com os

diversos tipos, inclusive as baterias chumbo ácido. As baterias NiCd utilizadas em muitos

produtos eletrônicos, apresentam maior energia específica que as baterias chumbo ácido, com xxxvii

tempo de vida e número de ciclos de carga e descarga altos, mas não possuem uma elevada

capacidade de potência, o que juntamente com a toxidade do cádmio as tornam não atrativas

para as aplicações automotivas em pauta. Essas baterias sofrem o efeito denominado

memória, no qual a bateria perde capacidade ao ser recarregada, havendo ainda carga residual.

As baterias NiMH oferecem capacidades de energia especifica e potência

relativamente elevadas, sendo possível a reciclagem dos materiais utilizados na sua

confecção, embora não haja ainda uma estrutura formada para realização deste processo. Os

principais desafios a serem superados por essa tecnologia são o seu alto custo, a auto-

descarga, e o calor produzido em altas temperaturas. As baterias NiMH inicialmente eram

tidas como imunes ao efeito memória, porém pesquisas mais atuais afirmam o contrário, o

que juntamente com as baterias de NiCd necessitam de ciclos de descarga regulares para

prevenir tal efeito.

As baterias Li-Ion apresentam altas capacidades de energia e potência, elevada

eficiência, boa performance em altas temperaturas, baixa auto-descarga, com efeito memória

desconsiderado e seus componentes podem ser recicláveis. Essas baterias apresentam tempos

de vida e ciclos de carga e descarga baixos, seu manuseio é delicado, com baixa tolerância a

sobrecargas, notável capacidade de deterioração após um ano fabricação em uso ou não, e

após dois anos frequentemente ocorrem falhas [12]. O custo associado a essa tecnologia é

elevado o que constitui uma barreira comercial.

Baterias de Li-Polímero têm sido apontadas como uma tecnologia bastante promissora

nas aplicações em veículos elétricos, apresentando alta energia específica com potencial para

elevadas capacidades de potência, estando em fase de pesquisa.

As baterias chumbo ácido vêm sendo utilizadas em veículos elétricos tendo como

principal atrativo o baixo custo de produção, o qual se deve tanto a abundância da matéria

prima utilizada como também a existência de um sistema de produção já bem estabelecido.

Embora as baterias chumbo ácido venham sendo melhoradas, os volumes e pesos associados à

esta tecnologia são elevados, com suas densidades de energia e potência ficando muito aquém

das outras baterias mais modernas já citadas

Nos processos de regeneração de energia nos VEP e VEH se faz uso de ultra-

capacitores, que são capacitores com capacidades muito superiores aos capacitores

convencionais, ao invés do aproveitamento das baterias, pois se faz necessário uma absorção

rápida de energia, o que no caso das baterias não ocorre.

xxxviii

A tabela 2.3 [11] mostra um quadro comparativo de alguns tipos de baterias indicadas

para o uso automotivo, onde pode ser observado que as baterias de Li-Ion surpreendem pelos

altos valores relativos de densidade de energia e capacidade de potência. Na figura 2.8 é

mostrado um gráfico com curvas referentes a potência específica com relação a energia

específica, o qual inclui ultra-capacitores. Através das curvas observa-se que o aumento da

energia específica implica na diminuição da potência específica, com predominância das

baterias de Li-Ion sobre as demais baterias mostradas.

Parâmetro

Chumbo-ácido avançada

NiMH Li-Ion Li-Polímero

Energia Específica Wh/kg 35-40 50-60 80-90 100 Densidade de Energia Wh/l 70 175 200 ? Potência Específica W/kg 100-150 200 <1000 200 Vida útil - Ciclos de carga

descarga completos 300-500 600-1000 ? 200-300

Custo aproximado de produção US$/kWh

100-150 300-400 ? ?

Tabela 2.3- Comparação de baterias utilizadas em veículos elétricos puros ou híbridos [11]

xxxix

Figura 2.8 – Curvas comparativos entre as capacidades de baterias

2.6 - Conclusões

Neste capítulo foram apresentadas as alternativas tecnológicas na área automotiva que

vêm a contribuir para redução das emissões de poluentes na atmosfera. Cada tecnologia

enfrenta diferentes obstáculos a serem superados. Os veículos elétricos puros constituem-se

uma alternativa que vem a contribuir para a redução das emissões na atmosfera, porém a

relação peso/potência das baterias até então disponíveis é o principal entrave técnico para

estes, restringindo a sua autonomia. Como solução intermediária surgem os veículos elétricos

híbridos em suas várias topologias, que através da combinação da tecnologia dos motores a

combustão interna e sistemas de tração elétrica possibilitam uma redução nas emissões, com

maior autonomia .

Os veículos a células combustíveis são apontados como a tecnologia mais promissora

a médio/longo prazo, apresentando baixos níveis de emissões quando da extração do

hidrogênio a partir de outros combustíveis a bordo do veículo, ou mesmo zero emissões no

caso do uso do hidrogênio puro. Os custos associados ainda são muito elevados, contudo já

são anunciados lançamentos de veículos com esta tecnologia para breve.

xl

A baterias, as quais compõem os sistemas de propulsão do veículo elétrico puro e do

veículo elétrico híbrido vêm sofrendo avanços significativos, destacando-se as baterias a base

de lítio que apresentam alta capacidade de potência e alta densidade de energia.

xli

Capítulo 3

3 - Sistema de Conversão e Regulação de Energia

3.1 - Introdução

O sistema proposto neste trabalho constitui-se na primeira etapa de um projeto maior

que será a confecção de um protótipo de um veículo elétrico híbrido com configuração série,

no qual a operação de um motor a combustão interna se realiza em um ponto fixo, de forma a

otimizar o seu rendimento, fornecendo uma demanda de energia constante, com um banco de

baterias suprindo os acréscimos de energia solicitados pela carga.

Assim o sistema proposto tem como principal objetivo o estabelecimento de um

paralelismo entre duas fontes de energia distintas, controlando a demanda energética

fornecida pelas mesmas.

Como mostra a figura 1.1 a um mesmo barramento são interligados um banco de

baterias diretamente, e através de um chooper ac-dc, uma fonte ac (grupo gerador). O chopper

ac-dc opera com controle de fator de potência e controla diretamente a demanda de energia

fornecida pela fonte ac, e por consequência, a demanda de energia do banco de baterias.

A tensão do barramento é elevada através de um chopper dc-dc, o qual opera com

regulação da tensão de saída, sendo este o objetivo final deste trabalho.

Nas etapas que darão sequência ao presente trabalho a saída do chopper dc-dc

constituirá a entrada para um inversor trifásico que alimentará um motor de indução, sendo

também explorada a regeneração de energia, o controle e gerenciamento microprocessado do

sistema, fatores de grande relevância para melhoria da eficiência do sistema, fechando assim o

sistema de propulsão para o veículo elétrico híbrido série.

Pretende-se utilizar nos trabalhos futuros a estrutura física de um mini-baja - veículo

utilizado em competições entre centros de pesquisa - com uma participação nos trabalhos de

xlii

equipes do Departamento de Engenharia Mecânica desta instituição, as quais desenvolvem

pesquisas com importantes contribuições e conquistas nesta área.

A figura 3.1 mostra a estrutura do mini-baja a ser utilizado.

Figura 3.1 – Estrutura do Mini-baja

3.2 - Elementos do Sistema de Conversão e Regulação de Energia

Na composição do sistema proposto buscou-se a utilização de produtos fabricados no

Brasil de forma a adequar as necessidades do projeto aos recursos disponíveis.

Devido ao elevado peso e custo associado às baterias optou-se por uma banco constituído por 8 baterias de 12 volts, totalizando 96 volts. O grupo gerador adquirido tem sua saída em 220 V, o que requer uma operação de abaixamento de forma que na saída do chopper ac-dc (conversor I) se obtenha uma tensão compatível com o banco de baterias. O chopper dc-dc (conversor II) se faz necessário para a elevação da tensão do barramento de 96 para 440 volts que alimentará um motor acionador, constituído por um bloco compacto composto por um inversor de frequência e um motor de indução.

O uso de um banco de baterias com maior tensão possibilitaria a eliminação do

conversor II, porém acarretaria mais peso e custo ao sistema. A utilização de um

sistema de acionamento – inversor e motor – com entrada em 96 Vdc, também xliii

possibilitaria a não utilização do conversor II, contudo o sistema adquirido requer

uma entrada mais elevada.

As partes que integram o circuito de potência são:

Grupo gerador 220Vac – 1,7kVA – 60 Hz. •

•

•

•

•

Conversor ac-dc tipo chopper. entrada: 220 Vac saída: 96 Vdc. Com regulação ativa de

fator de potência e regulação da tensão de saída ou da corrente rms de entrada.

Banco de baterias: 8 unidades de 12 V dispostas em série, totalizando 96 Vdc, capacidade

54 Ah.

Conversor dc-dc tipo chopper. Entrada: 96 Vdc. Saída: 440 Vdc.

Motor drive: bloco compacto composto por um inversor de frequência trifásico e um

motor de indução trifásico 380 Vac – 3.7 kW (utilizado em trabalhos futuros na

continuidade do projeto).

3.3 - Operação do Sistema

Neste processo, conforme figura 3.2, o conversor ac-dc tipo chopper promove a

interligação entre um grupo gerador, cuja saída é uma tensão monofásica alternada com

frequência de 60 Hz, e um banco de baterias, formado por 8 baterias de 12 V – 54 Ah,

dispostas em série totalizando 96 V.

O conversor ac-dc é dotado de um sistema de controle o qual realiza a compensação ativa do fator de potência estabelecendo também a demanda de energia suprida pelo grupo gerador através da regulação da corrente rms de entrada. Desta forma é possível otimizar o ponto de operação do grupo gerador, visando a obtenção do melhor rendimento com menor taxa de emissões.

A tensão nos terminais comuns à saída do conversor ac-dc e ao banco de baterias é elevada de 96 Vdc para 440 Vdc e regulada através de um conversor dc-dc, para alimentar, na aplicação relativa ao veículo elétrico híbrido, um inversor de frequência trifásico o qual aciona o motor de indução responsável pela tração do veículo.

xliv

Figura 3.2 – Sistema de Conversão e Regulação de Energia

A capacidade do grupo gerador é especificada para suprir parcela da energia solicitada

pela carga nominal em regime permanente. A parcela complementar da energia total

solicitada pela carga, tanto em regime como também durante transitórios deve ser fornecida

pelo banco de baterias. Dessa forma busca-se melhorar a autonomia do veículo através do uso

de um grupo gerador, e utilizando-se de um banco de baterias menor que o exigido para um

veículo elétrico puro, o que permite ainda a regulação do ponto de operação do grupo gerador

de forma a minimizar as emissões na atmosfera.

Neste trabalho foram implementados em bancada laboratorial os conversores ac-dc

(conversor I) e dc-dc (conversor II), os quais integram o sistema de conversão e regulação de

energia, tendo como objetivos o controle do fluxo de energia de cada fonte, a regulação do

fator de potência do grupo gerador e o fornecimento de uma tensão regulada nos terminais de

saída do conversor dc-dc, ficando a interligação com o bloco inversor/motor, juntamente com

a implementação no mini-baja, para etapas posteriores.

Os conversores ac-dc e dc-dc constituem portanto o elo de ligação entre as partes do

sistema, sendo a sua confecção juntamente com os seus sistemas de controle, os pontos mais

delicados desse trabalho aos quais foram reservados capítulos individuais, onde a operação, os

sistema de controle e o cálculo dos parâmetros envolvidos são descritos detalhadamente,

juntamente com os resultados obtidos através de simulações e resultados práticos.

xlv

3.4 – Conclusões

Neste capítulo foi apresentado a idéia global do trabalho ressaltando-se o ponto

principal desta etapa que é a regulação do ponto de operação do grupo gerador através de um

conversor ac-dc operando como fonte de corrente e como regulador de fator de potência. O

objetivo da regulação do ponto de operação do grupo gerador é a obtenção de um melhor

rendimento com baixa taxa de emissões. O grupo gerador contribui com uma demanda de

energia fixa e o grupo de baterias supre os excedentes de energia solicitados pelo veículo. Um

segundo conversor é utilizado para elevação e da tensão proveniente do paralelismo

estabelecido pelo conversor I entre o grupo gerador e o banco de baterias. A tensão de saída

do conversor II é regulada e constitui o ponto final da etapa a qual esta dissertação trata.

xlvi

Capítulo 4

4 - Conversor I

4.1 - Introdução

O conversor I é responsável pela etapa de conversão entre o gerador e o banco de

baterias, ou seja converter um tensão ac em uma tensão dc. A bordo do veículo este conversor

tem a função de controlar o ponto de operação do gerador, estabelecendo a demanda de

energia por este fornecida. O recarregamento das baterias também é realizado através deste

conversor, o qual devido ao elevado tempo exigido neste processo se dá de forma efetiva fora

do veículo, permitindo a utilização de energia de uma rede externa, podendo ser a própria rede

elétrica, ou outra fonte compatível com a entrada do conversor I (220 volts ac).

4.2 - Escolha da topologia do conversor

Várias topologias de conversores podem ser utilizadas nesta etapa, tais como:

conversor tipo buck, buck-boost, flyback, boost e cuk.

Os conversores buck, flyback são conversores com característica abaixadora. O buck-

boost apresenta característica abaixadora e elevadora. Esses três conversores apresentam

como desvantagem o fato de suas correntes de entrada serem pulsadas, o que passa a exigir

mais da fonte de entrada, uma vez que a potência consumida pela carga durante um intervalo

de tempo Ts, terá que ser fornecida pela fonte em um tempo ton, menor que Ts, o que constitui

uma característica bastante indesejável para a aplicação em questão.

Dos conversores citados, os conversores tipo cuk e boost se adequam melhor

a esta aplicação pelo fato de ambos apresentarem a corrente de entrada não

xlvii

pulsada possibilitando uma melhor operação no fornecimento de energia pelo grupo

gerador. Ambos também constituem alternativas bastante adequadas em aplicações

onde se deseje a obtenção de um elevado fator de potência e baixa distorção

harmônica na corrente de entrada, o que será explorado neste projeto.

O conversor cuk apresenta a entrada e a saída com correntes não pulsadas,

apresentando também tanto característica elevadora como abaixadora.

O conversor boost é um conversor elevador, com corrente de entrada e corrente de

carga não pulsada. A corrente sobre o capacitor de saída é pulsada. Na sua configuração é

exigido um menor número de componentes que o conversor tipo cuk.

Na implementação foi utilizada a topologia tipo boost, pelo fato da mesma

atender as exigências do projeto e apresentar um circuito mais simples, com menor

número de componentes.

4.3 - Conversor Boost

O circuito do conversor boost é mostrado na figura 4.1. O chaveamento do dispositivo

semicondutor Q1c1 é efetuado utilizando-se modulação PWM, onde através da variação do

ciclo de trabalho, podem ser controladas variáveis como tensão ou corrente. O ciclo de

trabalho, o qual será referido como D ao longo do texto, é definido como a razão entre o

intervalo de tempo em que a chave Q1c1 conduz dentro de um período Ts e o período Ts, com

Ts dado pelo inverso da frequência de chaveamento fs . Ou seja:

s

on

TtD = (4.1)

ss f

1T = (4.2)

xlviii

Figura 4.1 - Chopper tipo boost

Em aplicações DC-DC, a tensão de saída do conversor boost é sempre maior ou igual

a tensão de entrada. Em aplicações AC-DC, como é o caso da aplicação em questão, a tensão

de saída é sempre maior ou igual que o pico da onda senoidal de entrada.

4.3.1 - Operação do circuito

A operação do circuito pode ser dividida em dois modos:

* Modo 1: Este modo se inicia a partir da entrada em condução da chave semicondutora

controlada Q1c1 (intervalo ton=D.Ts) com o diodo d1c1 ficando inversamente polarizado. Neste

intervalo o indutor Lc1, é submetido a tensão de entrada e sua corrente cresce a uma taxa de

Vs/Lc1. Dessa forma a energia armazenada no campo magnético do indutor cresce, enquanto o

capacitor de saída Cc1 supre toda a energia solicitada pela carga. O circuito pode ser

representado como mostrado na figura 4.2.

* Modo 2: Durante este intervalo ((1-D)Ts) a chave semicondutora Q1c1 permanece em

estado de bloqueio como representado na figura 4.3. O diodo d1c1 passa para o estado de

condução e através deste a energia armazenada no campo magnético do indutor Lc1 no

intervalo anterior é entregue ao capacitor de saída Cc1 e a carga. A corrente do indutor neste

intervalo decresce a uma taxa de (Vs-Voc1)/Lc1, com (Vs-Voc1) < 0 visto que a tensão de saída é

sempre maior que a tensão de entrada para o conversor em regime.

xlix

Figura 4.2 - Conversor boost – modo 1

Figura 4.3 - Conversor boost – modo 2

4.4 - Estratégia de Controle

Como já abordado no Capítulo 3, durante a operação do sistema de

gerenciamento e conversão de energia, o conversor I estabelece um paralelismo entre o

grupo gerador e o banco de baterias, realizando uma conversão ac/dc. A energia

solicitada pela carga pode ser suprida de forma simultânea pelas duas fontes de energia,

ou de forma independente, desde que respeitadas as capacidades nominais de cada fonte.

Através do conversor I é regulada a demanda de energia que o grupo gerador

deve fornecer, considerando-se uma operação em regime e com carga nominal. A

parcela restante de energia tanto em regime quanto nos transitórios, como rampas,

acelerações e variações de carga, é suprida pelo banco de baterias. A parcela de energia

fornecida pelo gerador é estabelecida através do controle da corrente de entrada do

conversor I, que corresponde a corrente de saída do gerador retificada., buscando-se a

otimização do seu ponto de operação, ou seja um bom rendimento com baixa taxa de

emissões. Uma vez que o sistema envolve retificação de sinais na entrada do conversor,

estes são submetidos a distorções que tendem a degradar o fator de potência bem como

introduzir componentes harmônicas nas formas de onda de corrente e tensão. O efeito

dessas componentes harmônicas sobre as máquinas rotativas é sobretudo a elevação das l

perdas no cobre e no ferro, afetando dessa forma o seu rendimento, além do aumento do

ruído sonoro. A minimização dos efeitos de tais distorções pode ser realizada através da

utilização de técnicas de controle de fator de potência e baixa distorção harmônica.

Diversas técnicas são utilizadas nos choopers para estes fins sendo no presente trabalho

exploradas a técnica “average currente control” (controle pela corrente média), a qual

pode ser implementada através do CI dedicado UC3854/B, o qual vem sofrendo

melhoramentos, simplificando a montagem do circuito de controle e garantindo uma

maior confiabilidade. Nos conversores dc-dc, na ausência de perturbações, a operação é realizada em um

ciclo de trabalho fixo para cada ponto de operação. Já em conversores ac-dc quando se opera

com correção do fator de potência, o ciclo de trabalho deve variar ao longo de todo o período

da frequência de linha de forma a fazer com que a corrente de entrada tenha a mesma forma

de onda e a mesma fase da tensão de entrada, emulando uma carga resistiva quando observada

a partir dos terminais de saída do retificador. Em outras palavras a ação de controle deve

garantir uma relação linear entre a tensão Vs(t) e a corrente is(t) ambas na entrada do

conversor, cuja constante de proporcionalidade é Re, denominada resistência emulada,

conforme a expressão:

e

ss R

)t(V)t(i = (4.3)

O valor de Re é assim estabelecido pelo controlador de forma também a efetuar a

regulação da tensão de saída, ou ainda no caso deste trabalho a regulação da corrente rms de

entrada, e com isso a regulação do ponto de operação do grupo gerador.

O circuito de potência do conversor boost ac-dc com controle de fator de potência,

difere do conversor dc-dc apenas no que diz respeito ao capacitor de entrada logo após o

retificador. No conversor dc-dc esse capacitor é dimensionado para estabelecer um nível dc na

entrada do conversor cujo ripple deve ser pequeno. No conversor ac-dc um capacitor de

entrada também pode ser utilizado, mas com função apenas de filtrar ruídos de alta frequência

provenientes da tensão de linha, com a conversão ac-dc associada totalmente ao capacitor de

saída Cc1.

li

A tensão de saída do conversor I é uma tensão dc enquanto que a corrente de entrada é

controlada para acompanhar a mesma forma de onda da tensão senoidal retificada de entrada

e em fase com esta.

A regulação do fator de potência além de contribuir para um melhor rendimento do

sistema ainda constitui um fator de economia quanto a cobrança das tarifas por parte das

concessionárias, as quais vem considerando limites cada vez maiores para os índices de fator

de potência, estabelecendo ainda horários onde tais limites são mais rígidos.

A norma IEC 1000-3-2 estabelece limites para emissão de harmônicos injetados na

rede pública de baixa tensão alternada, de 50 ou 60 Hz, com tensão fase-neutro de 220 e 240

volts aplicando-se a equipamentos elétricos e eletrônicos com correntes menores ou iguais a

16 ampères por fase. A recomendação IEEE-519 trata das práticas e requisitos para controle

de harmônicas nos sistemas elétricos de potência, onde são descritos os principais fenômenos

causadores de distorção harmônica, indicando métodos de medição e limites de distorção. As

norma IEC 1000-3-2, a recomendação IEEE-519, e mais outras normas nacionais e

internacionais que tratam as limitações de níveis de interferência eletromagnética podem

serem encontradas com maiores detalhes nas referências [13] [14] [15] .

4.5 - Controle de Fator de Potência pela Corrente Média

Nesta técnica de controle é utilizada uma malha de realimentação em torno do estágio

de elevação do conversor, de forma que a corrente média instantânea de entrada tenha a

mesma fase e forma de onda da tensão senoidal retificada de entrada Vs. O estágio de

elevação compreende a malha que envolve a fonte de entrada, o indutor, e a chave

semicondutora Q1c1.

Como pode ser observado na figura 4.4 o erro entre a corrente de entrada e um sinal de

referência de corrente Imo passa por um compensador, gerando um sinal o qual é aplicado a

um modulador PWM, estabelecendo o ciclo de trabalho da chave semicondutora Q1c1, de

forma a atingir os objetivos de controle.

Através de um processo de multiplicação/divisão é gerado um sinal de referência de

corrente denominado Imo, o qual é comparada a corrente de entrada. O erro entre esses dois

sinais passa por um compensador o qual determinará o ciclo de trabalho a ser aplicada à chave

lii

semicondutora, de forma que a corrente de entrada siga a forma de onda do sinal Imo, o qual é

senoidal e está em fase com a tensão de entrada, produzindo assim um elevado fator de

potência. A amplitude do sinal Imo é ajustada através do sinal Vvea, o qual pode ser gerado a

partir de uma malha de realimentação, onde um sinal de referência Vref é comparado a uma

amostra da tensão de saída ou da corrente rms de entrada para controle da opção escolhida. O

sinal de referência Vref pode ser obtido a partir de uma fonte fixa.

Neste trabalho onde se deseja a regulação do ponto de operação do grupo gerador, o

controle da corrente de entrada se faz necessário.

Na montagem prática do sistema foi utilizado o CI (circuito integrado) dedicado

UC3854/B, de fabricação UNITRODE, o qual agrega todas as funções necessárias a

implementação da técnica de controle em questão, e será apresentado mais adiante. Para o CI

citado o sinal Vref constitui um sinal interno, com o os demais parâmetros do compensador

envolvido calculados com base neste.

A figura 4.5 mostra um diagrama completo do conversor boost juntamente com o

circuito de controle a partir do CI UC3854/B.

liii

Figura 4.4 - Circuito boost com “average current control”

liv

Figura 4.5 – Conversor boost - CI UC3854/B

lv

4.5.1 - Circuitos auxiliares de medição

Alguns circuitos auxiliares foram utilizados para amostragem das variáveis necessárias

ao controle e isolação dos circuitos de potência e circuitos eletrônicos de controle cujo

coração é o CI UC3854/B.

* Amostragem da tensão de saída, Vco1

Esse circuito é utilizado na malha de realimentação quando se opera com a regulação

da tensão de saída (figura 4.6). A tensão de saída é amostrada através do pino 1 do

optoacoplador o qual provê uma isolação óptica entre o circuito de potência e o circuito de

controle. O sinal Vsense, na saída do buffer da figura 4,. é utilizado no compensador para

regulação da tensão de saída (pino 11 do UC3854/B). O circuito é calibrado para fornecer

uma tensão de saída de 5 Vdc quando a sua entrada é 96 Vdc.

Figura 4.6 - Circuito para amostragem da tensão de saída do conversor

lvi

* Amostragem da corrente rms de entrada, Is(rms)

Este sinal é utilizado em uma malha de controle para a compensação da corrente rms

de entrada, o que na aplicação do veículo híbrido permite o controle do ponto de operação do

grupo gerador. O mesmo compensador interno do UC3854/B pode ser utilizado para

compensação da tensão de saída ou para compensação da corrente rms de entrada. A corrente

instantânea de entrada do conversor é amostrada através de um resistor de medição Rs. Este

sinal e passa por um filtro passa baixa de segunda ordem(figura 4.7) e é amplificado gerando

um sinal dc proporcional a corrente rms de entrada o qual assumirá a função do sinal Vsense na

entrada do compensador (pino 11).

Figura 4.7 – Circuito para amostragem da corrente rms de entrada

* Amostra da tensão de realimentação de feedforward, Vff

Na figura 4.8 é mostrado o circuito utilizado para a amostragem da tensão de entrada

do conversor. A tensão de entrada do conversor é reduzida através do transformador de

medição Tmed por um fator de Nmed. A saída do transformador de medição é conectada a um

retificador de onda completa composto por amplificadores operacionais em série com um

filtro passa baixa, gerando o sinal dc Vff, o qual é utilizado no denominador do bloco

multiplicador/divisor do UC3854/B (pino 8), para compensação de variações na tensão de

entrada do conversor.

lvii

Figura 4.8 – Circuito para amostragem da tensão rms de entrada (tensão de

feedforward) • Amostra da forma de onda da tensão de entrada, Ivac

Este sinal é obtido a partir do transformador de medição Tmed, , como mostra a figura

4.9. A saída do transformador de medição passa por um retificador de onda completa

composto por amplificadores operacionais e através do resistor limitador de corrente Rva o

sinal chega ao pino 6 do UC3854/B. O sinal Ivac fornece a forma de onda senoidal ao sinal de

referência Imo, a ser seguido pela corrente de entrada para compensação do fator de potência.

Figura 4.9 - Circuito para amostragem da forma de onda da tensão de entrada ( Ivac )

lviii

4.5.2 - Circuito Integrado UC3854/B

O UC3854/B consiste em uma versão melhorada do circuito integrado UC3854/B,

aplicado para a correção ativa de fator de potência, o qual incorpora internamente todos os

circuitos necessários a implementação da técnica de controle de fator de potência pela

corrente média.

Na figura 4.10 é mostrada a estrutura interna do CI UC3854/B onde se destacam os

componentes:

• Multiplicador/divisor analógico

• Compensadores de tensão e corrente

• Modulador PWM

• Drive para acionamento de IGBT ou MOSFET

• Referência de Tensão interna

• Limitadores de corrente/tensão

Figura 4.10 - Estrutura interna do CI UC3854

lix

A configuração do circuito é realizada através de componentes

externos, onde são estabelecidos os ganhos dos compensadores,

frequência de operação, limites das variáveis de controle e a

adequação dos sinais medidos, necessários ao controle. De acordo

com o fabricante o circuito apresenta uma elevada imunidade à

presença de ruídos, permitindo a obtenção de fator de potência na

ordem de 0,99, com baixa distorção harmônica na corrente de entrada,

e THD inferior 5% [16]. Apresenta referência de tensão de precisão e

elevada linearidade no circuito multiplicador/divisor, como também

geração de partida suave para o PWM. Na descrição das partes integrantes do UC3854/B foi utilizada a mesma nomenclatura

utilizada nos artigos do fabricante, de forma a facilitar qualquer consulta. Os argumentos

utilizados nos cálculos seguem orientação da nota U-134 da Unitrode [16].

4.5.2.1 - Multiplicador/divisor

O circuito multiplicador/divisor constitui a parte mais importante no processo de

correção de fator de potência, pois a partir deste é gerado o sinal de referência de corrente Imo

a ser seguido pela corrente de linha para a obtenção de um elevado fator de potência. A saída

do multiplicador/divisor , Imo (pino 5), é um sinal em corrente dado pela expressão:

2ff

veaacmmo

V

)1V.(I.KI

−= (4.4)

onde:

♦ Constante do multiplicador/divisor Km: apresenta-se com valor unitário.

lx

♦ Corrente programada Ivac (pino 6): é obtida a partir da tensão de entrada, fornecendo a

forma senoidal retificada para a referência de corrente Imo. O fabricante recomenda que esta

corrente não exceda 600 uA, embora afirme que o circuito apresenta melhor linearidade em

correntes relativamente altas.

♦ Voltagem feedforward Vff (pino 8): é um sinal proporcional a tensão rms de entrada, e

se apresenta no denominador do multiplicador tendo como função uma compensação mais

rápida, quando da ocorrência de variações na tensão de entrada. O circuito opera com este

parâmetro na faixa de 1,4 a 4,5 volts e é obtido a partir de um filtro passa baixa de 2o ordem,

conforme a figura 4.11.

Figura 4.11 - Filtro passa baixa de segunda ordem – obtenção de Vff

O divisor de tensão composto pelos resistores Rff1, Rff2 e Rff3 deve ser calculado de forma

que a tensão do pino 8, correspondente a esta variável fique em torno de 1,414 volts com a

tensão no nó superior do divisor de tensão em 7,5 volts, para a menor tensão de entrada do

circuito.

Os capacitores Cff1 e Cff2 do filtro são calculados para atenuar o ripple de voltagem

proveniente da tensão de linha retificada, sendo o seu processo de cálculo apresentado na

seção 4.7, referente ao cálculo dos parâmetros de configuração do CI UC3854/B.

♦ Sinal de controle Vvea (pino 7): é a saída de um compensador o qual pode ser utilizado

para regulação da tensão de saída do conversor ou no caso da proposta de aplicação em um

veículo híbrido, para a regulação da corrente rms de entrada. O sinal Vvea atua sobre a

amplitude do sinal de referência Imo, de forma a regular a corrente rms de entrada, e assim o

ponto de operação do grupo gerador.

lxi

4.5.2.2 - Proteção de sobrecorrente ou sobretensão

Quando o conversor opera com controle da tensão de saída, com um aumento na carga

o controle tenderia a aumentar o ciclo de trabalho médio de forma a manter a tensão no nível

de referência. Isso acarretaria uma elevação na corrente de entrada do conversor podendo

ultrapassar os valores admissíveis.

No caso da aplicação onde a variável de controle é a corrente de entrada, a tensão de

saída é variável com a carga. Portanto uma vez que a corrente de entrada é fixada em um

determinado valor, uma redução na carga, faz com que o capacitor de saída acumule mais

energia, elevando a sua tensão.

A limitação de corrente ou da tensão de saída pode ser realizada através do pino 2 do

CI UC3854/B, através do qual os pulsos de gatilho são bloqueados quando a sua tensão cai

abaixo do nível de referência de terra. Para implementação dessa proteção a variável a ser

limitada é amostrada gerando uma tensão Vco. Essa tensão é utilizada em um divisor resistivo

juntamente com a tensão de referência do próprio CI UC3854/B. A expressão para o divisor

de tensão é dada por:

1pkcoref2pk R.VVR = (4.5)

Onde Rpk1 e Rpk2 são resistores do divisor de tensão, Vref é a tensão de referência

interna do CI UC3854/B, com valor de 7,5 volts, e Vco é a tensão de saída limite com

polaridade invertida. A corrente sobre resistor Rpk2 deve ficar em torno de 1 mA para a tensão

de saída máxima.

4.5.2.3- Limitação da referência de corrente Imo

O máximo valor para a saída do multiplicador/divisor ocorre no pico da menor tensão

de entrada. Para o CI UC3854/B a corrente de saída do multiplicador Imo não deve exceder em

duas vezes a corrente programada Ivac. A corrente Imo também não pode exceder a corrente Iset lxii

sobre o resistor Rset (pino 12). Assim o Rset é calculado de forma a limitar em um valor

desejado a máxima corrente de saída do multiplicador Imo. Com isso:

setset R

75,3I = (4.6)

acmo xI2I ≤ (4.7)

setmo II ≤ (4.8)

E daí tem-se:

setset R

75,3R = (4.9)

4.5.2.4 –Frequência de Chaveamento

A frequência de chaveamento é estabelecida através do resistor Rset (pino 12) e do

capacitor Ct (pino 14). O valor da capacitância de Ct é calculado por:

ssett f.R

25,1C = (4.10)

Onde fs é a frequência de chaveamento.

4.5.2.5 – Compensador de erro de Corrente

lxiii

Este circuito interno do CI UC3854/B tem como função a

compensação do erro entre a corrente de referência Imo e a corrente de

entrada do circuito ILc1, de forma a corrigir o fator de potência. Os

parâmetros do compensador são configurados externamente através dos

terminais 3, 4 e 5.

A função de transferência entre o sinal de controle e a corrente de

entrada no conversor boost para altas frequências apresenta um pólo

isolado na origem, o que está associado ao indutor juntamente com o

resistor de medição Rs, sendo extraída do modelo mostrado na figura 4.12

apresentado em [14].

Figura 4.12 - Modelo para grandes sinais do conversor boost

Para o conversor boost operando no modo de condução contínua, e expressando o

operador derivativo pela letra d antes da variável, tem-se:

1oc1Lc1c

s V)).t(D1(dt

)t(diLV −+= (4.11)

assim:

1c

1ocs1Lc

LV)).t(D1(V

dt)t(di −−

= (4.12)

E considerando que uma pequena perturbação no ciclo de trabalho promove uma

variação na corrente temos:

lxiv

1c

1ocs1cL1Lc

LV)).t(D)t(D(1(V

dt))t(i)t(i(d +−−

=+

(4.13)

Onde são variáveis que representam as variações no ciclo de trabalho

e na corrente de entrada, respectivamente.

)t(i e )t(D 1Lc

Da expressão anterior obtém-se:

1c

1oc1Lc

L)t(D.V

dt)t(id

= (4.14)

Fornecendo a função de transferência, dada por:

1c

1oc1Lcp L.s

V)s(D)s(I

)s(G == (4.15)

O diagrama de blocos figura 4.13 ilustra a malha de controle de corrente. O ganho de

realimentação da malha é dado pelo resistor de medição Rs, com VRS a tensão sobre este. O

bloco contendo Gc(s) corresponde a função de transferência do compensador, cuja saída é o

sinal Vcea a ser aplicado no comparador PWM estabelecendo o ciclo de trabalho D. O termo

Vm no bloco do PWM corresponde ao valor de pico da onda dente de serra e o termo “s” ao

operador da transformada de laplace.

lxv

Figura 4.13 - Malha de controle de corrente - correção de fator de potência

A estrutura do compensador sugerido pela UNITRODE [16] é mostrada na figura

4.14.

A função de transferência do compensador é dada pela expressão 4.16, cujos resistores

e capacitores correspondem aos parâmetros de configuração mostrados na figura 4.14.

+++

+−=

czcpcz

cp.czcpczci

czczc

R.CC

CC.s1).CC.(R.s

)R.C.s1()s(G (4.16)

Figura 4.14 – Circuito para compensação de erro de corrente

A função de transferência do compensador é dada pela expressão abaixo, cujos

resistores e capacitores correspondem aos parâmetros de configuração mostrados na figura

4.14.

+++

+−=

czcpcz

cp.czcpczci

czczc

R.CC

CC.s1).CC.(R.s

)R.C.s1()s(G (4.16)

lxvi

O ganho do compensador, é calculado de forma que a máxima taxa de

variação do seu sinal de saída Vcea, não ultrapasse a taxa de variação da

rampa da onda dente de serra do modulador PWM. A máxima taxa de

variação da corrente de entrada ocorre quando a tensão de entrada é zero.

Neste ponto a taxa de variação da corrente na entrada tem seu valor

máximo, dado por Voc1/Lc1. Esta taxa de variação de corrente é vista pelo CI

UC3854/B através da tensão sobre o resistor de medição dada por

RsVoc1/Lc1. Este sinal multiplicado pelo ganho do compensador, juntamente

com a onda dente de serra constituem as entradas do comparador PWM. O

ganho do compensador, é calculado de forma que a máxima taxa de

variação dos dois sinais sejam iguais. Ganhos acima da condição exposta

podem provocar instabilidade nas proximidades das regiões onde a tensão

de entrada é zero, gerando distorções na forma de onda de corrente de

entrada, segundo o fabricante do CI UC3854/B. Assim igualando a máxima taxa de variação do sinal Vcea à variação da onda dente de

serra, obtém-se:

smci

cz

1c

s1oc f.VRR

LR.V

=× (4.17)

Onde Vm é o valor de pico a pico da onda dente de serra do PWM; fs é a frequência de

chaveamento; Rcz/Rci é o ganho do compensador; Voc1.Rs/Lc1 é a máxima taxa de variação da

tensão sobre o resistor de medição.

Para altas frequências a função de transferência entre o sinal de controle Vcea e a

corrente de entrada pode ser expressa por [16]:

1cs

s1oc

vea

Rs

L.s.VR.V

VV

= (4.18)

lxvii

Onde o termo VRs é a tensão sobre o resistor de medição, proporcional à corrente de

entrada.

Na frequência de corte o ganho de malha aberta é unitário e dado por:

1RR

L.f.2.VR.V

ci

cz

1ccis

s1oc =×π

(4.19)

Assim a frequência de corte fci pode ser obtida por:

ci

cz

1cs

s1occi R

RL.2.VR.Vf ×

π= (4.20)

O zero é locado na frequência de corte, obtendo-se uma margem de fase de 45o, o que

garante um baixo overshoot e uma boa tolerância à variação de componentes. Dessa forma o

capacitor Ccz é calculado segundo a expressão:

czcicz R.f..2

1Cπ

=

(4.21)

A locação do pólo é feita de forma a atenuar a ondulação na frequência

de chaveamento. Dessa forma a frequência do pólo foi escolhida na metade

da frequência de chaveamento, com o valor do capacitor Ccp, obtido de

forma aproximada por:

czs

cp

R.2f

..2

1Cπ

= (4.22)

4.5.2.6 – Compensador de tensão/corrente rms de entrada

lxviii

Este compensador pode ser utilizado para a compensação da

tensão de saída do conversor ou para a compensação da corrente de

entrada. A compensação em tensão se faz necessária quando da operação do sistema sem o

banco de baterias, o que é considerado uma situação atípica, de forma que a tensão de saída

do conversor I deve atender as especificações de entrada do conversor II. Neste caso não

ocorre a regulação do ponto de operação do grupo gerador, pois este deve atender as

solicitações de carga dentro da sua capacidade nominal.

Na operação normal do sistema de regulação e conversão de energia onde se dispõe de

duas fontes, o conversor I opera com controle da corrente rms de entrada fixando o ponto de

operação do grupo gerador, o qual fornecerá energia em uma taxa constante, com as baterias

suprindo os excedentes de energia solicitados pela carga.

Uma vez que se deseja compensar o fator de potência, a largura de banda da malha de

controle envolvendo a tensão de saída ou corrente rms de entrada e o ciclo de trabalho não

pode ser muito larga, pois afetaria a compensação de fator de potência, devido a distorções na

corrente de entrada. Dessa forma para o cálculo dos parâmetros do compensador, se

estabelece um compromisso entre a rapidez na resposta do sistema para reagir às perturbações

e uma boa compensação do fator de potência. O circuito do compensador sugerido pelo fabricante UNITRODE [16] é mostrado na

figura 4.15:

Figura 4.15 - Compensador de tensão/corrente rms

lxix

A função de transferência do compensador é dada pela expressão:

)R.C.s1.(RR)s(G

vfvfvi

vfr +

−= (4.23)

O ganho do amplificador é dado por:

)pk(01

vaova V

ripple%VG ×∆= (4.24)

Com:

( )1oc1cr

1ocpk1oc V.C.f.2

PV

π= (4.25)

Onde Gva é o ganho do compensador; Voc1(pk) é o valor pico a pico do

ripple de tensão de saída do conversor; %ripple é percentagem de ripple

desejada na saída do compensador; ∆Vvao é a faixa de tensão de saída do

amplificador operacional interno do UC3854 dado por ∆Vvao=4); fr é a

frequência do segundo harmônico do ripple da tensão de sáída (120 Hz);

Poc1 é a potência do conversor. A partir de um valor escolhido para Rvi, obtém-se:

vavirvf G.Rf.2

1Cπ

= (4.26)

A frequência de ganho unitário fvi, é dada por:

2vf1cvi1ocvao

1ocvi )2.(C.C.R.V.V

Pf

π∆= (4.27)

e

vfvivf C.f.2

1Rπ

= (4.28)

lxx

Considerando-se o sistema sem perdas, temos que a potência de entrada é igual a

potência de saída, desta forma relacionamos a corrente rms de entrada com a tensão de saída

segundo expressão:

)rms(1Lci)rms(1Lc1oc

)rms(s1oc I.KI.

IV

V ==

(4.29)

Onde Voc1 e Ioc1 são a tensão e corrente médias de saída respectivamente; Vs(rms) e

ILc1(rms) são a tensão e corrente rms de entrada respectivamente.

Para a região nas vizinhanças do ponto de operação essa relação é

linear, com Ki sendo a constante de proporcionalidade entre a tensão rms

de entrada e a corrente média de saída. Com isso os parâmetros do

controlador, calculados conforme o exposto, atendem também ao controle

da corrente rms de entrada, sendo necessário apenas adequação dos níveis

de sinais na entrada do compensador.

4.6 - Cálculo dos componentes do conversor I

As especificações para o conversor em questão seguem

conforme abaixo:

Potência de saída: Poc1 = 1,2 kW – especificada para suportar a capacidade de

fornecimento do gerador.

Tensão de entrada nominal: Vs = 60 Vrms ± . Essa tensão é obtida através de

um transformador o qual abaixa a tensão de saída do gerador que é de 220V.

10%

lxxi

Tensão de Saída: Voc1 = 96 Vdc – corresponde a tensão do banco de baterias Vbat com

o qual será estabelecido um paralelismo.

Corrente máxima de entrada Is(rms):

s

1oc)rms(s V

PI = (4.30)

A 2060

1200I )rms(s ==

Corrente máxima de saída Ioc1(max):

bat

1oc(max)1oc V

PI = (4.31)

A 5.1296

1200I 1oc ==

Transformador de entrada - 60 Hz

Tensão primário: 220 Vrms

Tensão Secundário: 60 Vrms

Potência: 1200 W

Frequência de chaveamento: A escolha da frequência de chaveamento é realizada

mediante um compromisso entre as perdas nas chaves semicondutoras e a minização dos

elementos reativos do circuito. Entretanto escolheu-se uma frequência fs=10 KHz, em virtude

da utilização de dispositivos já disponíveis no laboratório.

lxxii

Cálculo da indutância Lc1: a indutância foi calculada para uma

variação máxima de 10% da máxima corrente de pico. A máxima corrente

de pico do indutor ocorre no pico da tensão de entrada mínima com

solicitação máxima de potência. O ciclo de trabalho D e a corrente de pico

do indutor Ipk(max) para esta condição são dados por:

1oc

s1oc

V)V9,0(2V

D××−

= (4.32)

9637,7796D −

=

A 23 42,31609,0

12002V9,0

P2I

s

maxpk →=

××=

××= (4.33)

A 2,3I1,0I pk1Lc =×=∆

O valor da indutância é obtido por:

1Lcs

s1c If

D)V9,0(2L

∆××××

= (4.34)

H 10* 49,02,31010

2,0)609,0(2L 3-31c =

×××××

=

Valores maiores para a indutância diminuem o riplle de alta frequência, entretanto

podem comprometer a regulação do fator de potência.

Cálculo da capacitância do capacitor de saída Cc1: este parâmetro foi calculado de

forma que na ausência da tensão de entrada a sua energia armazenada seja suficiente para

abastecer a carga por um intervalo de tempo ∆t = 10ms (hold-up time), sem que a tensão em

seus terminais caia além de um valor Vo1(min).

lxxiii

A expressão para o cálculo da capacitância é:

2(min)1oc

21oc

1oc1c VV

tP2C

−

∆××= (4.35)

mF 81,47096

01,012002C 221c =−

××=

Especificações para os diodos da ponte de entrada

Corrente rms: 10 A. Cada diodo da ponte conduz durante meio ciclo a

corrente de entrada.

Corrente de pico: 1 . Corresponde ao pico da corrente de

entrada acrescido de 10%.

A 2,35321,1I1, pk =×=×

Tensão reversa máxima: V 33,936021,1V21, s =××=××1

Especificações para a chave semicondutora controlada Q1c1 e o diodo de

saída d1c1: as correntes de pico da chave e no diodo são iguais às do indutor.

Uma vez que é estabelecido um equilíbrio de energia no indutor, a corrente

média da chave e do diodos são iguais à metade da corrente média de

entrada. A corrente de entrada tem a forma de uma senoide retificada,

assim o valor médio para a condição de operação nominal é dado por:

π

×=θθ×∫

π= π )rms(s

0 )rms(s)média(sI2

d.senI1I (4.36)

74,12202I )média(s =π×

= A

lxxiv

Quando a chave semicondutura controlada está no estado de

condução a tensão de saída recai sobre o diodo. Quando a chave é

bloqueada o diodo passa a conduzir e com isso a tensão de saída é

aplicada diretamente à chave semicondutora. Como a operação se dá

em alta frequência o diodo a ser usado deve ser do tipo rápido. Como

chave semicondutora controlada pode-se usar IGBT (Isulated Gate

Bipolar Transistor) ou MOSFET. (Metal-Oxide-Semiconductor Field-

Effect Transistor)

Assim as exigências para o diodo e a chave semicondutora

controlada são: * Corrente de pico máxima: 32 A

* Corrente rms nominal: 10 A * Corrente média nominal: 12,74/2 = 6,5 A

* Tensão reversa (diodo): 96 Vdc

* Tensão direta de bloqueio (chave): 96 Vdc

4.7 - Parâmetros de configuração do UC3854/B

• Resistor de medição Rs

O resistor de medição foi calculado para que quando submetido à corrente de pico

máxima, a tensão em seus terminais seja de 1 V.

A corrente de pico máxima é dada por:

A 6,3322,332

2I

II 1Lcpk(max)pk =+=

∆+= (4.37)

Assim, para uma tensão de pico de 2 V sobre o resistor de medição, obtém-se:

lxxv

Ω=== 06,06,33

2IV

R(max)pk

(max)Rss (4.38)

Adotando-se o valor Rs = 0,066 Ω, a máxima tensão sobre este é dada por:

V2,26,33066,0IRV (max)pks(max)rs =×=×= (4.39)

• Resistores do limitador de corrente Rpk1 e Rpk2 ( pino 2 ):

Para o circuito sendo utilizado com regulação da tensão de saída adotou-se para

corrente de sobrecarga um valor de 120% da corrente máxima de pico, correspondendo a 2,64

V sobre resistor de medição. Assim a proteção atuará para uma corrente de sobrecarga Iprot,

dada por:

=protI 1,2 * Ipk(max) = 37,7 A (4.40)

Escolhendo-se Rpk1=10 kΩ, da expressão 4.5, obtém-se:

Ω=×

=×

= k 3,3 5,71064,2

VR64,2

R4

ref

1pk2pk (4.41)

No caso do conversor sendo utilizado com regulação da corrente rms de entrada, a

proteção provida a partir do divisor resistivo em questão objetiva limitar a tensão de saída do

conversor. A medição da tensão de saída é realizada a partir do circuito da figura 4.16, o qual

para a tensão máxima admissível fornece na sua saída -2,64 V, de forma que os valores dos

resitores Rpk1 e Rpk2 atendem às duas opções da variável de controle.

lxxvi

Figura 4.16 - Amostra de tensão de saída para proteção de sobretensão

• Divisor de tensão de feedforward ( Rff1, Rff2, Rff3)

O divisor é calculado para que a tensão no pino 8, Vff seja 1,414 V para entrada baixa

(0,9.Vs), e a tensão no nó superior do divisor 7,5 V. A tensão de entrada é amostrada através

do circuito da figura 4.11 o qual atenua o valor medido por um fator Nmed = 0,16.

A tensão média para a entrada baixa é obtida por:

6,48609,09,0V0,90,9 V smed =××=××= V (4.42)

Adotando-se Rff1 + Rff2 + Rff3 = 1 MΩ, obtém-se:

medmed

3ff2ff1ff3ff VN

)RRR(414,1R

×++×

= (4.43)

Ω=××

= k 1806,4816,0

10414,1R6

3ff

3ffmed

3ff2ff1ffref2ff R

V)RRR(V

R −++×

= (4.44)

lxxvii

Ω=×−×

= k 760101806,48105,7R 3

2

2ff

)RR(101R 3ff2ff6

1ff +−×= (4.45)

Ω=×+−×= k 60 10)760180(101R 361ff

• Resistor de limitação da corrente do pino 6, Rvac .

O resistor é calculado para uma corrente máxima de 600 µA na entrada Ivac, pino 6. A

amostra de tensão é realizada através do circuito já apresentado na figura 4.9, com fator de

atenuação de 0,16. Assim obtém-se:

Ω=×

××=

−k 160

10600V21,1

R 6s

vac (4.46)

• Resistor do oscilador, Rset (pino 12)

Conforme já abordado na seção tal Rset é obtido por:

mA ,480 1016016,0609,02

RNV9,02I 3vacmed

s(min)ac =

××

××=

×××

= (4.47)

Ω=××

=×

= k 9,31048,02

75,3I275,3R 3

(min)acset (4.48)

• Cálculo do resistor Rmo, pino 5

O resistor Rmo é calculado para que a tensão em seus terminais seja igual a tensão

sobre o resistor de medição Rs para a corrente de pico máxima. Assim, tem-se:

lxxviii

(min)ac

)pico(rsmo I2

V1,1R

×

×= (4.49)

Ω →Ω=××

×= k 2,7 k 52,2

1048,022,21,1R se-adotous

3mo

• Capacitor do oscilador

ssett fR

25,1C×

= (4.50)

nF 0,33 102,31010109,3

25,1C seadotou833t →×=

×××= −−

A frequência obtida é: fs= 9,7 kHz

• Componentes do compensador de erro de corrente

s1c

s1ocRs fL

RVV

××

=∆ (4.51)

V 3,110105,0

066,096V 43Rs =××

×=∆

−

Esta voltagem deve ser igual a tensão pico a pico do capacitor do oscilador, Vrampa, que

é de 5,2 V. Conforme critério já exposto anteriormente na secção 4.5.2.5. O ganho do

amplificador Gca, é dado por:

1,4 3,12,5

VV

GRs

rampaca ==

∆= (4.52)

• Resistores da malha de realimentação do compensador:

lxxix

Ω== k 7,2RR moci (4.53)

cicacz RGR ×= (4.54)

Ω →×=××= − k 101008,11107,21,4R seadotou33cz

Frequência de corte, obtida da expressão 4.20, é calculada por:

kHz 1,4 107,2105,022,5

10066,096f 33

4ci =

××××π×

××=

−

O zero é locado na frequência de corte obtendo-se uma margem de fase de 45o, assim o

capacitor Ccz é calculado por :

czcicz Rf2

1C××π

= (4.55)

O pólo é locado na metade da frequência de chaveamento, conduzindo a:

czs

cp

R2f

2

1C××π

= (4.56)

nF 15,010

2100002

1C4

cp =××π

=

• Compensador de erro de voltagem

Este compensado pode atender a compensação de tensão de saída ou a compensação

da corrente rms de entrada.

lxxx

O ganho do compensador é calculado para reduzir o ripple da voltagem da tensão de

saída do amplificador a 1,5%. O ripple de tensão de saída ∆V01 , é calculado por:

1oc1cr

1oc1oc VCf.2

PV

××π=∆ (4.57)

V 3,396105120.2

1200V 31oc =×××π

=∆−

O ganho do compensador é obtido por:

)ripple(omed

vaova VG

Ripple%VG

××∆

= (4.58)

35,03,3052,0

0015,00,4G va =×

×=

Onde ∆Vvao = 5 – 1 é a faixa de tensão do amplificador operacional e o percentual de

ripple admitido é 1,5%. Gmed é o ganho do circuito de medição da figura tal, que é dado por:

052,0965G med ==

A escolha de Rvi é razoavelmente arbitrária, deve ser alto o suficiente para minimizar

as perdas e permitir a polarização do amplificador operacional interno do CI UC3854/B.

Assim adotou-se Rvi = 560 kΩ.

O capacitor Cvf é calculado para prover o ganho Gva na frequência do ripple de tensão,

ou seja fr = 120 Hz.

A frequência do pólo para ganho de malha unitário é calculada pela expressão:

2vf1ocvi1ocvao

med

1ocvi

)2(CCRVVG

1Pf

π×××××∆×= (4.59)

lxxxi

Hz7,14).2(1015010510560964

052,01

1200f2933

vi =π×××××××××

=−−

vfvivf Cf2

1R××π

= (4.60)

Ω× →×=×××π

−−

6seadotou69vf 105,110591,1

108,67,1421R

E conforme já exposto na seção 4.5.2.6 para as vizinhanças do ponto de operação, a

estrutura do compensador proposto pode atender tanto para uma realimentação para controle

da tensão de saída como para controle da corrente de entrada.

• Capacitores de feedforward, Cff1 e Cff2

Os pólos são locados na frequência fp = 18 Hz. Assim os capacitores são calculados

por:

2ffp1ff Rf2

1C××π

= (4.61)

nF 10102,110760182

1C seadotou831ff →×=

×××π= −−

3ffp2ff Rf2

1C××π

= (4.62)

nF 74109,410180182

1C seadotou832ff →×=

×××π= −−

lxxxii

E assim é concluído o procedimento de cálculo dos parâmetros de configuração do CI UC3854B.

4.8 - Resultados de Simulação

Antes de realizar a montagem dos circuito que compõem o conversor e os circuitos

eletrônicos de controle, é bastante útil a simulação destes através programas, tal como o

Pspice (versão 7.1), que oferecem uma visualização mais prática de todo o sistema,

favorecendo a análise e percepção de detalhes de comportamento que facilitam os trabalhos

quando da implementação do sistema em laboratório. O conversor foi simulado considerando

a operação conjunta com banco de baterias alimentando uma carga resistiva. O modelo

simples para as baterias é adotado, consistindo de uma fonte de tensão dc em série com uma

pequena resistência. A implementação do controle de fator de potência foi realizada com a

utilização de componentes e blocos de funções disponíveis no Pspice (versão 7.1), pois a sua

biblioteca não dispõe do CI UC3854/B. A frequência de chaveamento adotada foi de 50 Hz.

No sistema real a carga vista pelo paralelismo entre o banco de

baterias e o conversor I pode ser considerada como uma fonte de corrente,

visto que corresponde à entrada do conversor II, o qual apresenta um

indutor na entrada. Uma vez que o banco de baterias operando dentro das suas especificações nominais

impõem a tensão no barramento entre os dois conversores, as simulações com carga resistiva

ou fonte de corrente produzem os mesmos resultados.

Na operação com controle de fator de potência a corrente de saída do conversor

apresenta um ripple em 120 Hz elevado. Com isso um indutor de acoplamento é utilizado

entre a saída do conversor I e o banco de baterias, promovendo uma diminuição da amplitude

das ondulações da corrente de saída do conversor.

O conversor I tem a função de fixar o ponto de operação do gerador (fonte ac em 60

Hz), o que é realizado fixando-se a corrente de entrada, e com isso a demanda de energia

fornecida pelo gerador, ficando a cargo das baterias suprirem parcelas adicionais de energia

solicitadas pela carga.

lxxxiii

A figura 4.17 mostra o circuito de força para uma melhor visualização das variáveis

mostradas nas curvas.

Figura 4.17: Sistema utilizado nas simulações – conversor boost

Na figura 4.18 são mostradas as curvas da corrente e tensão no gerador, onde o

controle do fator de potência atua de forma que a corrente siga a forma de onda da tensão de

entrada. Nos pontos de passagem por zero ocorrem distorções na forma de onda da corrente,

devido aos valores baixos da tensão de entrada, mas logo em seguida o controle é

restabelecido, como pode ser observado na figura 4.19, que mostra as curvas de corrente e

tensão ampliadas, na região próxima ao cruzamento por zero.

Figura 4.18: corrente e tensão na saída do gerador

lxxxiv

O espectro de frequência da corrente do gerador é mostrado na figura 4.20, com a

amplitude da fundamental exercendo pleno domínio sobre a amplitude da forma de onda.

Figura 4.19: corrente e tensão na saída do gerador – cruzamento por zero

Figura 4.20: Espectro de frequência ca corrente do gerador

A figura 4.21 mostra as formas de onda das correntes em diversos pontos do sistema,

havendo uma elevação da carga em t = 20ms e retornando ao estando anterior em t=30ms.

lxxxv

Como pode ser observado, ao ocorrer variação da carga, a corrente do grupo gerador não sofre

alteração, confirmado o propósito do controlador que é fixar o seu ponto de operação, com a

variação de carga sendo portanto suprida automaticamente pelo banco de baterias.

Figura 4.21: Correntes do sistema – simulação com elevação de carga

Na figura 4.22 são mostradas as curvas de correntes para os mesmos pontos do sistema

mostrados anteriormente, sendo que neste caso a carga é reduzida ao longo da simulação

durante o intervalo 20 ms < t < 30ms. Como pode ser observado nas curvas, nos instantes em

que a solicitação de energia pela carga é menor que a demanda fornecida pelo gerador, a

parcela excedente é automaticamente entregue às baterias.

lxxxvi

Figura 4.22: Correntes do sistema – simulação com redução de carga

Na hipótese de um descarregamento total do banco de baterias, o grupo gerador deve

suprir sozinho as solicitações de carga. Com isso de faz necessário, além do controle do fator

de potência, a regulação da tensão de saída do conversor I e não mais da amplitude da

corrente de entrada. Neste caso o ponto de operação do grupo gerador não mais é fixado,

sendo determinado pelas solicitações de carga, devendo ser estabelecido entretanto a

limitação da demanda máxima por este fornecida. Assim uma nova configuração dos circuitos

de controle é necessária de forma a prover o controle da tensão de saída, ao invés da corrente

rms de entrada como foi abordado na seção 4.5.2.6, refente ao CI UC3854/B.

4.9 – Conclusões

O Conversor I apresentado neste capítulo constitui o ponto principal desta etapa do

projeto do veículo elétrico híbrido série. Através deste é regulado o ponto de operação do

grupo gerador, bem como o seu fator de potência, possibilitando uma operação otimizada, não

sofrendo com as variações de carga do veículo, o que permite uma operação com baixas

emissões e melhor rendimento. Através do CI UC3854/B da UNITRODE é realizado todo o lxxxvii

controle do conversor, o qual se apresenta como uma solução simples e de baixo custo,

adaptando-se tanto para uma realimentação em tensão como em corrente. O método inerente

ao CI UC3854/B, controle de fator de potência pela corrente média, se mostrou bastante

satisfatório, com a forma de onda da corrente de entrada em conformidade com a tensão de

entrada produzindo uma baixa distorção harmônica.

lxxxviii

Capítulo 5

5 – Conversor II

5.1 - Introdução

O conversor II tem como função fornecer uma tensão dc regulada em seus terminais

de saída, constituindo o objetivo final dos trabalhos propostos para essa dissertação. Consiste

de um conversor dc-dc, cuja tensão de entrada é proveniente do paralelismo entre a saída do

conversor I e o banco de baterias. Na aplicação referente ao veículo elétrico híbrido a saída do

conversor II alimenta o inversor trifásico que aciona diretamente o motor de inducão,

responsável pela tração do veículo, conforme pode ser observado na figura 3.2.

Nesta etapa de conversão, uma tensão de 96 Volts dc deve ser elevada

para 440 vdc. Conversores como o boost, o cuk, o sepic e o buck-boost

apresentam característica elevadora, mas devido a razão de elevação ser alta se

faz necessário o uso de um transformador junto a estrutura do conversor,

promovendo também uma isolação galvânica entre partes do sistema. Dos conversores mencionados mais uma vez os conversores boost e cuk se adequam

melhor a esta aplicação, pois através destes é possível se obter um regime de transferência de

energia da entrada para a saída de forma contínua, como também o uso de um transformador

de isolação. Além disso, a entrada desses conversores pode ser vista como uma fonte de

corrente, o que favorece o controle da demanda de energia fornecido pelo grupo gerador

através do conversor I, e do banco de baterias indiretamente. Um conversor boost tipo ponte,

por apresentar características que atendem às exigências do projeto foi escolhido para esta

etapa de conversão.

lxxxix

5.2 - Conversor Boost tipo Ponte

Na topologia boost com isolação são utilizadas quatro chaves semicondutoras ativas,

dispostas numa configuração tipo ponte, como pode ser visto figura 5.1.

Figura 5.1: Conversor boost tipo ponte

O conversor boost tipo ponte pode ser representado por um modelo equivalente

contendo uma só chave, com todos os parâmetros referidos ao primário conforme figura

5.2.

Figura 5.2 - Conversor boost com chave única

5.2.1 – Operação do Conversor boost em ponte xc

No chaveamento dos dispositivos semicondutores do conversor será utilizada a técnica

de modulação por largura de pulso, a qual para o conversor com configuração tipo ponte são

utilizadas duas ondas triangulares com defazagem de 180o ou seja, meio período, como pode

ser visto na figura 5.3.

Cada onda é comparada a um mesmo sinal de controle Vc, produzindo pulsos também

defasados entre si de 180o. Cada par de chaves dispostas em diagonal recebe o mesmo sinal de

gatilho. O limite inferior do sinal de controle deve ser maior que 50% do sinal pico a pico da

onda triangular de forma a garantir sempre um caminho para a corrente do indutor ou seja,

sempre haverá no mínimo um par de chaves conduzindo. Na montagem prática do circuito de

controle foi utilizado o CI TL494 o qual dispõe de duas saídas defasadas entre si de 180o,

atendendo aos propósitos do projeto.

Figura 5.3 - modulação: (a) chaves Q1c2 e Q4c2; (b) chaves Q2c2 e Q3c2

A operação do circuito na configuração tipo ponte se dá em quatro etapas,

enquanto que para o modelo simples com chave única as etapas resumem-se a

duas, as quais serão descritas a seguir:

xci

* Etapa I: As quatro chaves Q1c2, Q2c2, Q3c2 e Q4c2 são gatilhadas colocando o indutor em

paralelo com a fonte de entrada (figuras 5.4-a e 5.4-b). A corrente no indutor cresce a uma

taxa dada por Vbat/Lc2. A tensão do transformador é nula, pois os seus terminais são curto

circuitados pelas chaves. Os diodos na ponte do secundário ficam reversamente polarizados e

toda energia solicitada pela carga é suprida pelo capacitor de saída Cc2.

Figura 5.4-a: boost tipo ponte – etapa I

.

Figura 5.4-b: boost simples – etapa I

* Etapa II: As chaves diagonais Q1c2 e Q4c2 são bloqueadas pela retirada dos seus sinais de

gatilho, e Q2c2 e Q2c3 permanecem em condução. A energia armazenada no indutor na etapa

anterior é entregue à carga e ao capacitor de saída através do transformador e do diodo d2c2

(figura 5.5-a e 5.5-b). A corrente no indutor cai com taxa (Vbat-Vtx1)/Lc2. Onde Vtx1 é a tensão

no primário do transformador dada por Voc2/Nc2, com Nc2 sendo a relação de transformação

entre o secundário e o primário do transformador Trc2, e Voc2 é a tensão de saída do conversor

II. A relação de transformação atende a:

xcii

1tx

o

VV

N = (5.1)

Figura 5.5-a: boost tipo ponte – etapa II

.

Figura 5.5-b: boost simples – etapa II

* Etapa III: As quatro chaves são novamente postas em condução e o processo descrito na

etapa I se repete (figura 5.4-a e 5.4-b).

* Etapa IV: As chaves diagonais Q2c2 e Q2c3 são bloqueadas, com Q1c2 e Q4c2 permanecendo

em condução. A energia armazenada no indutor na etapa anterior é novamente entregue a

carga e ao capacitor de saída (figura 5.6) com diferenças entre essa etapa e a etapa II sendo a

tensão nos terminais do transformador que aparece invertida e a inversão no estado de

condução nos diodos da ponte de saída. Para o modelo simples, o circuito equivalente é o

mesmo da etapa II (figura 5.5-b).

xciii

Figura 5.6: boost tipo ponte – etapa IV

Figura 5.7: Curvas do conversor Boost tipo ponte: (a) e (b) sinais de gatilho; (c) corrente no indutor; (d) tensão primário transformador; (e) tensão de saída; (f) e (g) correntes nos diodos de saída.

xciv

5.3 –Cálculo dos Componentes do Conversor II – boost em ponte

Os níveis de potência e tensões do conversor para este projeto são especificados

conforme segue:

Potência de sáida Pc2: Corresponde a potência nominal do motor a ser utilizado

quando da aplicação do sistema no protótipo do veículo híbrido – 3,7KW.

Tensão de entrada Vbat: Dada pela tensão do banco de baterias, composto por 8

unidades de 12 volts cada, totalizando 96 vdc.

Tensão de saídaVoc2:.Corresponde a tensão de entrada do inversor trifásico que

aciona o motor de tração quando da aplicação do veículo híbrido – 440Vdc.

Corrente de entrada nominal ILc2:

bat

2c2Lc V

PI = (5.1)

A 5,3896

3700I 2Lc ==

Corrente de entrada máxima ILc2(max):

bat

2c(max)2Lc V*9.0

PI = (5.3)

A 8,4296*9,0

3700I (max)2cL ==

Corrente de saída nominal Ioc2:

2oc

2c2oc V

PI = (5.3)

xcv

A 4,8440

3700I 2oc ==

Frequência de chaveamento fs: Da mesma forma que para o conversor boost ac-dc

(conversor I), a escolha da frequência de chaveamento é realizada mediante um compromisso

entre as perdas nas chaves semicondutoras e a minimização dos elementos reativos do

circuito. Entretanto, a frequência de fs=10 kHz foi escolhida, em virtude da disponibilidade de

chaves que operam nesta frequência. Na conversão da topologia tipo ponte para a

configuração com uma única chave a frequência de operação deste último corresponde ao

dobro da frequência de chaveamento do primeiro, e chamando a frequência de chaveamento

do conversor com chave única de fsl, tem-se:

ssl f*2f = (5.4)

Ciclo de trabalho D: adotou-se um ciclo de trabalho de 25% para operação em

condições nominais. A relação entre entrada e saída para o modelo com chave única (figura

5.9), considerando um circuito sem perdas, é dada por:

D1V

V bat2oc −

= (5.5)

oc296V 128V

1 0,25= =

−

Admitindo-se que a tensão de entrada possa cair 10% do seu valor nominal, o ciclo de

trabalho máximo ocorre nesta condição e é expresso por:

325,0128

96*9,01V

V*9,01D

2oc

batmax =−=−= V

Assim o intervalo de variação do ciclo de trabalho é: 0,25 < D < 0,325

xcvi

Relação de espiras do transformador Nc2: Para se atingir uma tensão de saída do

conversor em 440 Vdc se faz uso de um transformador cuja relação de espiras N, entre o

secundário e o primário é dada por:

1tx

2oc2c V

VN = (5.6)

44,3128440N 2c ==

Cálculo da indutância Lc2: o cálculo deste componente é realizado pelo critério do

maior ripple de corrente admissível, o qual ocorre quando a tensão de entrada é mínima. No

conversor boost tipo ponte tanto o indutor como o capacitor de saída operam em duas vezes a

frequência de chaveamento. Assim para um ripple de corrente de 5% do valor nominal tem-

se:

s2Lc

batmax2c f*2*I*05,0

V*9,0*DL = (5.7)

mH 73,010000*2*5,38*05,096*9,0*325,0L 2c ==

Cálculo do Capacitor de Saída Cc2: para o cálculo deste componente adotou-se o

critério do maior ripple de tensão de saída admissível, o qual ocorre quando a tensão de

entrada é mínima e a carga é máxima. Assim para um riplle de 5% do valor nominal

obtém-se:

s2oc

2ocmax2c f*2*V*05,0

I*DC = (5.8)

uF 2,610000*2*440*05,04,8*325,0C 2c ==

xcvii

Referindo-se o capacitor do modelo em ponte ao primário do transformador obtém-se

o capacitor para o modelo do boost com chave única, expresso por:

CNC 2c2

2cp2c ×= (5.9)

F 4,7310*2,6*44,3C 62p2c µ== −

Chave semicondutora controlada: as chaves mais indicadas para esta aplicação são

o IGBT (Isulated Gate Bipolar Transistor) e o MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-

Effect Transistor).

Todas as quatro chaves que compõem a ponte de entrada são submetidas as mesmas

solicitações. A figura 5.8 mostra as formas de onda da corrente de entrada em uma das chaves

semicondutoras da ponte de entrada, a partir das quais é obtida a expressão para a corrente

média nas chaves.

Figura 5.8 – Forma de onda da corrente para chave semicondutora da ponte do primário

Nos intervalos em que as quatro chaves conduzem

simultaneamente a corrente em cada chave corresponde à metade da xcviii

corrente de entrada. Nos intervalos em que apenas duas chaves

conduzem a corrente nestas é igual a corrente de entrada, a qual

apresenta o seu valor máximo para o conversor operado a carga

máxima com entrada mínima. Assim a corrente máxima das chaves

IQ(max) é a corrente máxima de entrada, dada por:

bat

2c(max)2Qc V*9,0

PI = (5.10)

A 8,4296*9,0

3700I (max)2Qc ==

A corrente média IQ(média) em cada chave é dada por:

( )( )

s

max2LcsmaxmaxL

smax

)média(2Qc T

I*2

T*)D1(2

I*)T*D(

I

−+

= (5.11)

Simplificando, obtém-se:

( )

2I

I max2Lc)média(2Qc = (5.12)

Qc2(média )42,8I 2

2= = 1,4A

Tensão máxima em estado de bloqueio VQbloq: nos instantes em que apenas duas chaves

conduzem, as outras duas chaves ficam em paralelo com o enrolamento primário do

transformador. A tensão que aparece nos terminais do enrolamento primário corresponde à

tensão do capacitor refletida ao primário, ou seja:

xcix

2c

oc2Qbloq N

VV = (5.13)

Qbloq440V 128 V3,44

= =

Diodos: a ponte de saída pode ser constituída por quatro ou dois diodos, sendo que

para a segunda opção o enrolamento do secundário do transformador deve ser duplo, o que

torna distintas as especificações para cada caso.

Corrente de pico: a corrente de pico dos diodos é a mesma que a corrente de pico para

a carga, dada pela soma da corrente média na carga mais 50% do ripple de corrente. Assim:

2I*1.0

II 2oc2oc)pico(2dc += (5.14)

A 82,82

4,8*1.04,8I )pico(2dc =+=

Corrente média: cada diodo conduz a corrente média de carga em cada meio

ciclo, durante o intervalo de tempo em que a energia do indutor é repassada para a

carga e o capacitor de saída. Assim a expressão para a corrente média em cada diodo é

dada por:

2)D1(

*IT

2T*)D1(

*II max

2ocs

smax2oc

)média(2dc−

=

−

= (5.15)

A 835,22

)325,01(*4,8I )média(2dc =−

=

Tensão reversa máxima: quando dois diodos da ponte completa conduzem os outros

dois diodos ficam submetidos a uma tensão reversa promovida pelo capacitor de saída. Assim

a tensão reversa máxima de cada diodo é igual à máxima tensão de saída, dada por:

c

2V*1,0

VV 2oc2ocmax)_rev(2dc += (5.16)

dc2(rev _ max)0,1*440V 440 462 V

2= + =

No caso de uso transformador com secundário com enrolamento duplo, onde são

utilizados apenas dois diodos na ponte, a tensão reversa máxima corresponde à soma das

tensões dos dois enrolamentos do secundário do transformador. Assim neste caso a tensão

reversa máxima que cada diodo é submetido corresponde ao dobro da tensão para o caso onde

se utiliza transformador com enrolamento simples e ponte completa.

A operação dos diodos efetua-se na frequência de chaveamento, exigindo-se assim o

uso de diodos rápidos.

5.4 – Função de transferência

As funções de transferência entre variáveis do conversor boost podem ser

obtidas através das expressões que envolvem o balanço de energia do indutor e

capacitor de saída do circuito, através da linearização das expressões em torno

de um ponto de operação. A dedução de tais expressões não compreende os

objetivos deste trabalho, sendo utilizados expressões já previamente

determinadas [17].

Referindo-se ao primário do transformador todos os elementos do

conversor boost tipo ponte obtém-se, como já comentado, o circuito equivalente

com chave única da figura 5.2, ou seja, o boost tradicional, cuja análise e

dedução das expressões que conduzem à função de transferência se tornam mais

simples. O capacitor Cc2p e a resistência de carga Rc2p são obtidos referindo-se ao primário o

capacitor Cc2 e a resistência Rc2, respectivamente, que correspondem ao capacitor de saída e a

ci

resistência de carga para o boost em ponte. Através da expressão 5.9 obtém-se o capacitor

Cc2p.A resistência Rc2p pode ser obtida por:

NR

R 22c

2cp2c = (5.17)

As resistências mostradas como rL e rc referem-se às resistências séries associadas ao

indutor e ao capacitor, respectivamente:

Figura 5.9 - Circuito com todos os parâmetros referidos ao primário

Para o modelo equivalente com chave única a frequência de disparo da chave Qoc2

deve ser o dobro da frequência de disparo das chaves do conversor tipo ponte, pois neste

último a armazenagem de energia no indutor e capacitor de saída, e transferência desta para a

carga se processa em duas vezes a frequência de gatilhamento das chaves semicondutoras.

O ciclo de trabalho para o conversor com chave única consiste na razão entre o tempo

em que a chave Qoc2 conduz, durante o qual o indutor armazena energia, e o período total,

dado pelo inverso da frequência de chaveamento.

No conversor tipo ponte o indutor armazena energia durante o intervalo de tempo em

que as quatro chaves conduzem simultaneamente. A energia é entregue à carga e ao capacitor

de saída quando da condução de um par de chaves em diagonal. Assim, para ambas as

topologias, com chave única e em ponte, o ciclo de trabalho pode ser entendido como a razão

entre o intervalo de tempo em que o indutor armazena energia e o período total relativo a

frequência de chaveamento das chaves semicondutoras.

cii

Denominando fs e Ts a frequência de chaveamento e o período respectivamente, para o

conversor tipo ponte, e fsl e Tsl a frequência de chaveamento e o período respectivamente, para

o conversor com chave única, tem-se que:

ssl f*2f = (5.18)

e

2TT s

sl = (5.19)

As funções de transferência entre variáveis de conversores dc-dc podem

ser obtidas através das expressões que envolvem o balanço de energia do indutor

e capacitor de saída do circuito, através e métodos de linearização das

expressões em torno de um ponto de operação. O ponto de operação do

conversor é definido em função das tensões de entrada e saída, da frequência de

chaveamento e da corrente de carga. Neste projeto necessita-se apenas da função

de transferência que envolve a tensão de saída do conversor e o ciclo de

trabalho, de forma que ao longo do texto esta será referida como a função de

transferência do conversor. Para o conversor boost operando no modo de

condução contínua a função de transferência entre a tensão de saída e o ciclo de

trabalho tem a seguinte forma:

2o

2

o

zbzad

2ocd s

Q.s1

s1s1k

)s(d)s(V

)s(G

ω+

ω+

ω

−

ω

+

== (5.20)

Os parâmetros da função de transferência se relacionam aos parâmetros

do circuito por:

ciii

cp2cza r.C

1=ω (5.21)

2c

L2

p2czb L

r)D1(R −−=ω (5.22)

p2c

L2

p2c

2c2co R

r)D1(R

C.L1 +−

=ω (5.23)

)rR(CL

r)D1(r

LQ

cp2c2c

2ccL

2co

++−+

ω= (5.24)

−

+

−

−= L

cp2c

2p2c

p2c3

batd r

rR))D1(R(

R)D1(V

k (5.25)

Para o ponto de operação nominal o cálculo dos parâmetros da função de transferência

do conversor é realizado a partir da substituição dos valores dos parâmetros do circuito nas

expressões 5.21 a 5.25,o que para este projeto resultou em um sistema que além de apresentar

fase não mínima possui também pólos complexos (Q > 0,5). Assim tem-se:

rad/s 740741za =ω

rad/s 5747zb =ω

rad/s 6040o =ω

98,0Q =

41,169kd =

5.4.1 - Variação do Ponto de Operação

civ

O conversor boost tal qual outros conversores dc-dc

constituem sistemas não lineares e variantes no tempo, e

pelas expressões 5.21 a 5.25, pode-se observar que a

variação do ponto de operação do conversor altera o

posicionamento dos pólos e zeros da função de

transferência, podendo comprometer a performance do

controlador utilizado. Para facilitar a análise da influência dos pólos e zeros no comportamento

dinâmico do conversor boost em torno de um ponto de operação, serão

desprezadas as resistência séries do indutor e capacitor, de forma que o pólo do

semiplano esquerdo é eliminado, conduzindo a expressões mais simples para as

relações entre os parâmetros do conversor e os parâmetros da função de

transferência. Assim obtém-se:

2os

2

sos

zbsds

2ocds s

Q.s1

s1k

)s(d)s(V

)s(G

ω+

ω+

ω

−

==

(5.26)

Com:

2c

p2c2zbs L

R.)D1( −=ω (5.27)

p2c2cos C.L

1)D1( −=ω (5.28)

cv

2c

p2cp2cs L

CR).D1(Q −= (5.29)

)D1(V

k batds −

= (5.30)

Fazendo-se: s1)s(ˆ =d , o que corresponde a aplicação de um degrau no domínio do tempo,

e aplicando-se a transformada inversa de Laplace a Voc2(s), obtemos a resposta no

domínio do tempo da tensão de saída para um degrau de variação do ciclo de trabalho

em torno do ponto de operação para o qual a função de transferência foi definida. Dessa

forma tem-se:

s1.

sQ.

s1

s1k)s(d).s(G)s(V

2os

2

sos

zbsdsds2oc

ω+

ω+

ω

−

== (5.31)

e assim

( )

ω+

ω+

ω

−

== −−

2os

2

sos

zbsds

1ds

12oc

sQ.

s1.s

s1kL)s(d).s(GL)t(v (5.32)

obtendo-se

)t(v)t(v)t(v 2z1z1o += (5.33)

onde:

φ+ζ−ω

ζ−−= ωζ− t.1sen(.e

1

11k)t(v 2os

t.os.

2ds1z (5.34)

cvi

ζ−ω

ζ−

ωω

= ωζ− t.1sen(.e1

k)t(v 2

ost.os.

2os

zbs

ds2z (5.35)

com:

sQ1

=ζ (5.36)

e:

ζζ−

=φ21

arctg (5.37)

Os parâmetros do conversor que apresentam as variações mais significativas para a

aplicação relativa ao veículo híbrido são a tensão de entrada, devido ao descarregamento das

baterias, e a corrente de carga.

5.4.1.1 - Variação da tensão de entrada

A figura 5.10 mostra o posicionamento dos pólos e zeros da função de transferência do

conversor e a figura 5.11 a resposta ao degrau, para vários níveis de tensão de entrada,

mantendo-se os demais parâmetros em seus valores nominais. A tensão de entrada se

relaciona com os pólos e zeros da função de transferência do conversor implicitamente através

do ciclo de trabalho, o qual cresce quando a tensão de entrada cai.

A medida em que a tensão de entrada decresce os pólos complexos conjugados

deslocam-se no sentido do eixo real, com o zero no semiplano direito, o qual caracteriza a

fase não mínima do conversor, se deslocando em direção à origem, aumentando o intervalo de

tempo entre o início da aplicação da perturbação e o instante em que a resposta retorna ao

estado inicial e cresce até atingir o regime permanente. O efeito do deslocamento do zero

pode ser observado através da expressão 5.35, na qual este aparece no denominador de forma

que a sua diminuição eleva o valor instantâneo da função vz2(t).

cvii

A função de transferência real do conversor apresenta um zero o qual tende a infinito

quando a resistência série do capacitor de saída tende a zero, e assim o seu efeito sobre a

dinâmica da planta se torna praticamente desprezível.

Figura 5.10 – Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação da tensão de entrada

A constante de tempo do sistema é dada pelo inverso do produto entre os parâmetros ζ

e ωo, não sendo afetada pela tensão de entrada do sistema, pois:

p2c2c

2c

p2cp2oc

os

os

osc

C.L1).D1(

LC

R).D1(Q

.1

−

−

=ω

=ωζ

=τ (5.38)

RCc =τ (5.39)

cviii

Figura 5.11 – Resposta ao degrau do conversor boost para várias entradas

5.4.1.2 - Variação da carga

A variação do posicionamento dos pólos e zeros do conversor devido às variações de

carga, com todos os outros parâmetros dentro das especificações nominais, pode ser

observado através da figura 5.12.

A medida em que a carga diminui os pólos da função de transferência do conversor

se deslocam para a direita, o que é um fator que merece atenção quando se opera com um

conversor para atender a uma faixa ampla de carga, pois quando da utilização de

realimentação o sistema pode se tornar instável ou mesmo apresentar uma resposta

transitória muito oscilatória, como pode ser observado na figura 5.13. O zero do lado

esquerdo, o qual não aparece na figura, não é alterado.

O zero no lado direito se desloca também para a direita se afastando da origem,

reduzindo o tempo de deslocamento inverso, ou como já mencionado o intervalo de tempo

compreendido entre o início da aplicação da perturbação e o seu retorno ao valor inicial, a

partir do qual a resposta evolui no sentido positivo.

cix

Figura 5.12 – Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação da corrente de carga

Figura 5.13 – Resposta ao degrau do conversor boost para várias cargas

cx

5.5 - Controle

O objetivo de controle para este conversor é manter a tensão de saída regulada em um

valor constante diante das variações da tensão de entrada e corrente de carga, o qual é

realizado através do ajuste do ciclo de trabalho.

Na figura 5.14 é mostrado o diagrama de blocos que descreve a malha de

controle de tensão proposta para o conversor boost.

O termo Gc2(s) corresponde a função de transferência do compensador; Gd(s)

a função de transferência da planta, ou seja do conversor; 1/Vr é o ganho associado

ao modulador PWM e H(s) a função de transferência do circuito de medição da

tensão de saída. O circuito de medição utilizado é mostrado na figura 5.15, o qual

realiza também a função de isolação entre o circuito de potência e os circuitos

eletrônicos de controle através de um optoacoplador. Os termos Vref, Vc e são o

sinal de referência, o sinal de controle e a variação do ciclo de trabalho,

respectivamente. A saída V

d

oc2 refere-se a tensão média de saída do modelo com

chave única, a qual se relaciona a tensão média de saída do modelo tipo ponte

através da relação de espiras do transformador.

Figura 5.14- Diagrama de blocos da malha de controle

A utilização do modelo com chave simples ou em ponte não altera o projeto

do controlador, pois embora o ganho do circuito de medição da tensão de saída seja

diferente quando da utilização de um modelo ou de outro, o ganho de malha fechada

cxi

é o mesmo, pois ocorre a compensação pela relação de espiras do transformador

para o conversor em ponte.

Figura 5.15 - Circuito de medição para tensão de saída do conversor boost

A estrutura do compensador utilizado foi proposto por Mello em [17], cuja função de

transferência é mostrada na expressão 5.39. O mesmo sugere, para o caso em que o sistema

apresente pólos complexos, a locação dos dois zeros em uma mesma frequência, menor que

ωo; o pólo ωg locado em uma frequência baixa e os pólos ωzac e ωzbc iguais aos zeros do

conversor ωza e ωzab.

Neste projeto a locação dos zeros do controlador difere da forma citada no parágrafo

anterior, o qual será visto em detalhes mais adiante.

ω

+

ω

+

ω+

ω

+

ω

+

==

zbczacg

21c

si

cc

s1s1s1

s1s1k

)s(V)s(V

)s(G (5.40)

O compensador proposto pode ser implementado através do circuito da figura 5.16, o

que apresenta uma estrutura bastante simples sendo portanto um fator relevante o qual

contribuiu para a escolha do mesmo.

cxii

Figura 5.16- Circuito para compensação de

tensão

A função de transferência do compensador em termos dos componentes de

configuração é expressa por:

)RsC1(RR

RRsC1)RR(sC1(

)RsC1)(RsC1(RR

R)s(V)s(V

)s(G

5321

211432

2132

21

4

si

cc

+

+

+++

+++

== (5.41)

Para:

3zb51 C.

1//RRω

>> (5.42)

5.5.1 - Parâmetros do Compensador:

A locação dos pólos e zeros do compensador foi realizada com base na análise do

gráfico do lugar das raízes, utilizando-se o programa MATLAB.

Um dos pólos do compensador foi locado para cancelar o zero da planta no semiplano

esquerdo, o qual como já comentado, apresenta uma dinâmica muito rápida, pouco afetando a

resposta do sistema. Assim tem-se:

cxiii

zazac ω=ω (5.42)

O zero no semiplano direito da planta não pode ser cancelado pois seria necessário um

pólo também no semiplano direito, o que ocasionaria instabilidade no sistema, uma vez que

não se consegue um cancelamento perfeito. Assim o pólo é locado em -ωzb compensando

apenas o ganho devido ao zero da planta em ωzb. Dessa forma:

zbzbc ω=ω (5.43)

Para se obter um erro de regime nulo se faz necessária uma ação integrativa, o que é

realizado locando-se um pólo do compensador na origem, de forma que o ganho em baixas

frequência seja elevado. Com o circuito da figura 5.16 isso não é possível pois implicaria em

um ganho infinito.

A locação de um pólo próximo a origem pode atender às necessidades do projeto em

questão pois um pequeno erro de regime pode ser corrigido através de ajuste de off-set na

referência e não afetará o desempenho do sistema. Assim escolhe-se:

rad/s 5g =ω (5.44)

Na locação dos zeros do compensador observou-se a forma do gráfico do lugar das

raízes, variando-se estes ao longo do eixo real. O melhor posicionamento foi obtido locando-

se os dois zeros em uma mesma frequência igual a 4 vezes a frequência do zero de fase não

mínima da planta, como mostrado nas figuras 5.17 e 5.18. A medida em que os zeros se

deslocam para a esquerda ocorre uma maior atração do lugar das raízes para semiplano

esquerdo, o que é um aspecto desejável, pois se obtém uma margem de ganho mais segura.

Em baixas cargas são requeridas maiores atenções, pois como já analisado, nesta situação os

pólos da planta se aproximam mais do plano direito. Assim:

o21 *4 ω=ω=ω (5.45)

O gráfico do lugar das raízes foi traçado para a função de transferência em malha

aberta do sistema considerando o modelo com chave única, sem o ganho do compensador

incorporado, o qual é escolhido a partir do traçado do gráfico de forma a se obter pólos de cxiv

malha fechada que proporcionem uma boa resposta ao sistema. A função para a qual o gráfico

foi traçado é dada por:

)s(G.kc

)s(G).s(H.

V1)s(G d

c

rRL = (5.46)

ω+

ω+

ω

+

ω

+

ω

+

ω

−

ω

+

ω

+

ω

+

=

2o

2

ozbczacG

zbza21

r

dRL

sQ.

s1s1s1s1

s1s1s1s1.

V*130k*5

)s(G (5.47)

Na figura 5.18 são mostrados vários gráficos do lugar das raízes traçados para diversas

cargas. O zero da planta ωza e o pólo do compensador ωzac, se cancelam, e por uma questão de

melhor visualização das partes mais importantes do gráfico não são mostrados. Para carga

nominal os pólos complexos são atraídos para a esquerda, e na medida em que a carga

diminui os pólos complexos de malha aberta se aproximam do eixo imaginário, havendo

modificação no gráfico do lugar das raízes com uma maior atração deste para o semiplano

direito, tornando o sistema mais suscetível à instabilidade.

Na figura 5.18 é mostrado o gráfico do lugar das raízes para as condições nominais de

operação, onde o posicionamento dos pólos e zeros de malha fechada para o ganho do

controlador dado por kc=81 pode também ser observado. A figura 5.19 mostra os diagramas

de bode da função de transferência em malha aberta e a figura 5.20 para o sistema em malha

fechada, para a situação de carga nominal.

cxv

Figura 5.17 - Lugar das raízes para diversas cargas

Figura 5.18- Lugar das raízes para carga nominal

cxvi

Figura 5.19 – Diagramas de bode para operação em carga nominal

Figura 5.20– Diagrama de bode para o sistema em malha fechada

cxvii

Na figura 5.21 é mostrada a resposta ao degrau também para a condição nominal, onde

a resposta do sistema obtida é bastante satisfatória, apresentando um pequeno erro de regime,

o qual, como já comentado, não afeta o desempenho do sistema.

Para carga abaixo da nominal o sistema tende a se tornar mais oscilatório e apresentar

resposta mais lenta, como pode ser observado na figura 5.22. As oscilações podem ser

suavizadas trabalhando-se com um ganho menor, porém a resposta se torna mais lenta. Uma

outra alternativa seria o uso de um ganho variável com a carga, de forma a suavizar as

oscilações para cargas baixas e não comprometer a performance em carga nominal. O uso de

um controlador adaptativo pode também melhorar a performance global do sistema, ficando

ambas as alternativas citadas como sugestões para trabalhos futuros.

Figura 5.21- Resposta ao degrau para carga nominal

cxviii

Figura 5.22– Resposta ao degrau para diversas cargas

A tabela 5.1 apresenta o ganho crítico e a margem de fase para diversos níveis de

carga. Para cargas muito baixas a margem de ganho é muito pequena, de forma que a

operação nestas condições é mais suscetível à instabilidade. A margem de fase para todas as

situações mostradas é favorável.

% da carga nominal

100% 80% 60% 40% 10%

Ganho crítico

259 266 259 222 94

Margem de Fase (o)

67 70 74 77 83

Tabela 5.1: Ganho crítico e margem de fase para diversos níveis de carga

Assim a partir das análises realizadas os valores numéricos para os parâmetros da

função de transferência do compensador obtidos são dados por:

cxix

rad/s 10*724,2 5zazac =ω=ω

rad/s 10*18,3 3zbzbc =ω=ω

rad/s 10*822,12*4 3o21 =ω=ω=ω

rad/s 5g =ω

81kc =

Igualando-se as funções de transferência 5.39 e 5.40 obtém-se:

211

21zac R*R*C

RR +=ω (5.48)

53zbc R*C

1=ω (5.49)

211 R*C

1=ω (5.50)

322 R*C

1=ω (5.51)

)R*R(*C1

432g =ω (5.52)

21

4c RR

Rk

+= (5.53)

cxx

Uma vez que se dispõe de seis equações e oito incógnitas, dois dos componentes

podem ser escolhidos. Optou-se por escolher R5, o qual deve atender a expressão 5.42 e

R3 que esta relacionado à capacidade de carga do amplificador operacional. Assim os

resistores e capacitores do circuito compensador são dados por:

pF 820 pF 783 *R1C

k 100 k 99,5 RKRR

k 4,7 k 4,92 *k*RR

M 8,459 R*C1R

uF 0,8 uF 0,80 *R1C

nF 22 nF 23 *R1C

390R

k 3,3R

se-adotou

121

se-adotou1

c

42

se-adotou

zacc

141

3g2

4

se-adotou

zbc53

se-adotou

132

5

3

→=ω

=

Ω →Ω=−=

Ω →Ω=ωω

=

Ω=−ω

=

→=ω

=

→=ω

=

Ω=

Ω=

cxxi

5.6 - Resultados de Simulação

Da mesma forma que para o conversor I, foram realizadas

simulações para o conversor II através do programa Pspice (versão

7.1). No apêndice B são mostrados os diagramas dos circuitos de potência e controle

utilizados nas simulações.

O sistema foi simulado para várias situações com variações de carga, tensão e sinal de

referência para o sistema com e sem controle.

* Simulação do sistema sem controle e com variação da tensão de entrada: o sistema é

submetido a um ciclo de trabalho fixo, com a tensão de entrada sofrendo um degrau de

variação em t = 20ms. Como pode ser visto na figura 5.23, ocorre queda na tensão na saída,

pois não existe compensação.

Figura 5.23 – Simulação com variação da entrada – sem controle: Tensões

cxxii

* Simulação do sistema com controle e com variação da tensão de entrada: o ciclo de

trabalho é determinado pelo compensador, o qual atua de forma manter a tensão de saída em

torno da referência. A figura 5.24 mostra as curvas da tensão de entrada, da tensão de saída e

tensão de referência, enquanto a figura 5.25 mostra os sinais de entrada, saída e de referência

no circuito do compensador.

Figura 5.24 – Simulação com variação da entrada – com controle: Tensões

cxxiii

Figura 5.25 – Simulação com variação da entrada - com controle: Sinais do controlador * Simulação do sistema sem controle e com variação da carga: o sistema é submetido a

um ciclo de trabalho fixo. A carga sofre variações ao longo da simulação e como pode ser

observado na figura 5.26 a tensão média de saída, após um período transitório, é mantida em

um mesmo valor para as diversas cargas, mesmo sem uma ação de controle. Isso se deve ao

fato de que a relação entre entrada e saída para o conversor boost operando em regime e

desprezando-se as perdas, ser função apenas do ciclo de trabalho e da tensão de entrada, como

mostra a expressão 5.5.

O ripple de tensão aumenta conforme aumenta a corrente de carga.

cxxiv

Figura 5.26 – Simulação com variação de carga – sem controle: Tensões

* Simulação do sistema com controle e com variação da carga: As figuras 5.27 e 5.28

mostram as curvas de tensão de entrada, saída e referência para o circuito do conversor e do

compensador respectivamente, com carga sofrendo as mesmas alterações que na situação

mostrada anteriormente. Como pode ser observado a tensão de saída do conversor após cada

período transitório segue a referência com um pequeno erro de regime.

cxxv

Figura 5.27 – Simulação com variação de carga – com controle: Tensões

Figura 5.28 – Simulação com variação da carga: com controle: Sinais do controlador

cxxvi

* Simulação com controle e variação da referência de tensão: Embora no atual projeto a

tensão de saída do conversor seja fixa, realizou-se também simulações com variação da tensão

de referência. As figuras 5.29 e 5.30 mostram as curvas para as tensões de entrada, saída e

referência para os circuitos do conversor e compensador respectivamente.

Figura 5.29 – Simulação com variação da referência – com controle: Tensões

Figura 5.30 – Simulação com variação da referência – com controle: sinais do controlador

cxxvii

5.7 - Conclusões

Neste capítulo foi apresentado o conversor II, o qual constitui um chooper boost em

configuração tipo ponte. Este conversor se faz necessário para a elevação da tensão do

barramento constituído pela saída do conversor I e o banco de baterias, uma vez que o número

de baterias limita a tensão neste ponto do sistema.

As especificações de projeto conduziram a um sistema com pólos complexos o que

torna o sistema de controle mais delicado. Um breve estudo sobre a influência do ponto de

operação do conversor na sua função de transferência foi realizado, donde se concluiu que

para baixas cargas o sistema em malha fechada tende a instabilidade, o que sugere a

implementação de um controlador com ganho programável ou a utilização de técnicas de

controle adaptativo, ficando como proposta para trabalhos futuros.

Utilizou-se assim um controlador simples cujo projeto foi realizado com base no

método do lugar das raízes, com resultados satisfatórios dentro de uma ampla faixa de cargas.

cxxviii

Capítulo 6

6 – Resultados Gerais

6.1 - Introdução

Nos capítulos IV e V foram apresentados os resultados de simulação de forma

independente para o Conversor I e o Conversor II, respectivamente. Neste capítulo são

apresentados os resultados de simulação do sistema com os conversores dispostos em cascata

conforme estrutura proposta para a conversão de energia para um veículo híbrido série.

São também apresentados os resultados experimentais obtidos através de

montagens práticas dos dois choppers envolvidos no trabalho, o Conversor I e o

Conversor II.

Os resultados obtidos através de simulação contribuem significativamente

quando da montagem prática dos circuitos, através do conhecimento prévio das

formas de onda nos diversos pontos do circuito. Entretanto durante as

montagens surgem elementos parasitas não considerados nas simulações, os

quais podem alterar o comportamento principalmente de sistemas

realimentados. Os resultados práticos apresentados foram obtidos através da operação individual de

cada conversor, ficando a operação em cascata dos dois conversores para uma etapa posterior,

na sequência dos trabalhos.

6.2 – Simulação do Sistema de Conversão de Energia

cxxix

A figura 6.1 mostra a estrutura do circuito de força do sistema de conversão de energia

utilizado na simulação. Os conversores são interligados em cascata, com o banco de baterias

disposto entre os mesmos.

Figura 6.1 – Circuito de Força do Sistema de Conversão de Energia

Na figura 6.2 são mostradas as curvas de corrente em vários ramos do circuito. No

instante de tempo t = 12 ms a carga na saída do conversor I sofre uma elevação, e como pode

ser observado a variação de carga é absorvida pelo banco de baterias não afetando a corrente

de entrada do conversor I, mantendo-se dessa forma a demanda de energia fornecida pelo

gerador.

Figura 6.2 – Correntes – Sistema de conversão de energia

cxxx

No capítulo IV referente ao conversor I, foram apresentados resultados de simulação

onde o conversor II foi representado como uma fonte de corrente, cujo objetivo era também

mostrar que as variações de carga são absorvidas pelo banco de baterias, com a demanda de

energia fornecida pelo gerador se mantendo constante. Os resultados nas duas simulações são

similares, pois a entrada do conversor II pode ser vista como uma fonte de corrente como se

confirma nos resultados agora apresentados.

Na figura 6.3 são mostradas a curva da tensão de saída do conversor II juntamente

com a tensão de referência. Com a elevação da carga em t= 12ms, a tensão sofre um

transitório, e logo após, segue a referência com um pequeno erro de regime, devido a não

existência de um integrador puro na malha de controle.

Figura 6.3 – Tensão de saída e referência – Conversor II

6.3 – Experimento com o Conversor I Como já abordado o Conversor I constitui um chooper ac-dc tipo boost com entrada ac

retificada operando como fonte de corrente e como pré regulador de fator de potência. O CI

UC3854/B da Unitrode foi utilizado na implementação do sistema de controle cujo

procedimento de projeto foi descrito juntamente com a apresentação do Conversor I no

Capítulo 4. O diagrama do sistema pode ser visto na figura 4.5.

cxxxi

Nas figuras 6.4, 6.5 e 6.6 são mostradas as formas de onda de tensão e corrente na

entrada do conversor para tensão de entrada de 45 Vrms, 60 Vrms e 70 Vrms,

respectivamente.

Figura 6.4 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na Entrada do Conversor –

Vsrms = 45 V

Figura 6.5 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na Entrada do Conversor –

Vsrms = 60 V

cxxxii

Figura 6.6 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na Entrada do Conversor – Vsrms = 70 V

Como pode ser observado nas figuras 6.4, 6.5 e 6.6 a forma de onda da corrente de

entrada segue a forma de onda da tensão de entrada demonstrando atuação do controlador

para a obtenção da retificação com elevado fator de potência.

Nas regiões de passagem por zero da tensão de entrada, denominada região de cúspide,

ocorre um atraso da corrente com relação a tensão de entrada, sendo retomado o controle logo

que a tensão se eleva um pouco. Isto se deve ao fato da taxa de variação da corrente que é

dada pelo quociente entre a tensão de entrada e a indutância do boost ser menor que a taxa de

variação da tensão na região próxima ao zero. O uso de uma indutância menor eleva a taxa de

crescimento da corrente porém também eleva o ripple de corrente. Uma outra alternativa

consiste na operação em uma frequência mais elevada o que o uso de uma menor indutância

para um mesmo valor de ripple, minimizando de forma mais eficaz o atraso da corrente de

entrada com relação a tensão de entrada na região em questão.

A corrente rms de entrada é mantida regulada para os três níveis de tensão

apresentados. Com a regulação da corrente rms o sistema permite a regulação da demanda de

energia fornecida pela fonte ac na entrada, que para a aplicação no veículo híbrido possibilita

ao grupo gerador operar em um ponto ou região de maior rendimento.

Na figura 6.7 são mostradas a tensão e a corrente de entrada para o conversor

operando sem a atuação do controlador de corrente. Observa-se que a corrente de entrada não

corresponde a uma onda senoidal retificada, como no caso da operação com controle, já

discutida.

cxxxiii

Figura 6.7 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na entrada do Conversor – operação sem atuação do controlador

Na figura 6.8 são mostradas as curvas de tensão de saída e corrente rms de entrada

com a resistência de carga sofrendo uma variação durante a operação. A resistência sofre uma

elevação em t1 e retorna ao valor anterior em t2.

Figura 6.8 – Tensão de saída ( Ch1 ) e corrente rms de entrada ( Ch2 ) com

variação da resistência de carga em t1 e t2

Observa-se que a corrente rms de entrada se mantém regulada, consequentemente a

tensão de saída se eleva durante o intervalo de tempo em que a resistência de carga permanece

alterada. No caso do conversor operando em conjunto com o banco de baterias, a tensão de

saída ficaria grampeada pela tensão do banco, e quando da elevação da resistência de carga o

banco de bateria passaria a fornecer menos energia ou mesmo receber energia.

O sinal de gatilho na saída do PWM do controlador é mostrado na figura 6.9, onde

pode ser observada a variação da largura de pulso ao longo do processo de forma a se obter a

regulação do fator de potência na entrada do conversor.

cxxxiv

Figura 6.9 – Sinal de gatilho na saída do pwm do controlador

6.4 – Experimento com o Conversor II

O Conversor II constitui um boost dc-dc cuja tensão de entrada corresponde a tensão

de barramento formado pela saída do conversor I juntamente com um banco de baterias.

No experimento em laboratório foi utilizado a estrutura do boost com chave única

calculado de forma a apresentar a mesma função de transferência que o modelo em ponte

conforme figura 5.3.

Na figura 6.10 são mostradas as curvas referentes a tensão de referência (ch1) e tensão

de saída (ch2) do conversor II. Inicialmente o conversor opera sem a atuação do controlador

com um ciclo de trabalho fixo de 10%. A partir do instante designado por t1 o controlador

passa a atuar sobre o sistema conduzindo a tensão de saída para a referência como pode ser

observado.

Figura 6.10: Tensão de saída e referência – atuação do controlador em t1

cxxxv

Na figura 6.11 a referência é alterada ao longo da operação e em seguida retorna ao

valor anterior, e como pode ser observado a ação do controlador conduz a saída para o valor

de referência.

Figura 6.11: Tensão de saída e referência – variação da referência Devido a inserção de elementos de filtragem para minimizar o efeito de sinais de

ruídos existentes no circuito a malha de controle é afetada, deixando o sistema mais lento.

Para uma resposta mais rápida seria necessário uma elevação no ganho o que pode conduzir a

saturação do sinal do circuito de controle além de tornar o sistema mais oscilatório, podendo

amplificar ainda mais os sinais de ruído. Outra alternativa seria através de uma nova sintonia

nos parâmetros do controlador, e um melhoramento na distribuição dos componentes do

sistema de forma a reduzir o efeito dos sinais de ruído, ficando esta otimização do sistema

para a continuação dos trabalhos.

Na figura 6.12 é apresentada a curva referente a corrente no indutor onde pode ser

observada a sua variação na frequência de chaveamento.

cxxxvi

Figura 6.12: Corrente no indutor

6.5 – Conclusões Neste capítulo foram apresentados os resultados obtidos através de simulação do

sistema de conversão de energia envolvendo os dois conversores, como também os resultados

de experimentos práticos realizados em laboratório com os referidos conversores objetos deste

trabalho.

Para o conversor I cuja ação de controle é regular a corrente rms de entrada, atuando

também como pré regulador de fator de potência, as curvas obtidas mostram a eficácia do

método utilizado o qual tem a sua implementação favorecida pela existência de CI’s

dedicados, o que garante um menor número de componentes e uma melhor imunidade a sinais

ruidosos. O chooper tipo boost utilizado na montagem se adequa portanto a aplicação em

questão cujo ponto principal é a regulação do ponto de operação de um grupo gerador em um

veículo elétrico híbrido. A operação em frequências mais elevadas tanto possibilita a

minimização dos componentes do circuito de potência como também melhora a ação de

controle no tocante a obtenção de um elevado fator de potência, o qual apresenta seu ponto

crítico na região próxima ao zero.

Para o conversor II, o controlador atua na regulação da tensão de saída, e pelas curvas

apresentadas pode-se comprovar os resultados obtidos através de simulações, entretanto como

já comentado a resposta nos experimentos foi mais lenta, em virtude da inserção de elementos

de filtragem para minimizar o efeito de ruídos no circuito de controle.

cxxxvii

Capítulo 7

7 - Conclusões Gerais e Sugestões

7.1 – Conclusões Gerais

Embora este trabalho haja sido mais especificamente dentro das áreas da eletrônica de

potência e controle, no âmbito global que envolve a pesquisa do veículo elétrico híbrido, esta

nossa contribuição representa um ponta pé inicial dentro desta instituição, de uma área de

pesquisa bastante ampla a qual agrega conhecimentos em diversos campos da engenharia,

além das questões ecológicas, sociais e econômicas associadas. No Brasil as iniciativas de

pesquisa nesta área ficam muito à margem do que já acontece mundo afora, sendo portanto

pouquíssimo explorada, necessitando de iniciativas mais ousadas através de parcerias entre

universidades, empresas e órgãos governamentais, com incentivos financeiros que assegurem

pesquisas de boa qualidade.

A poluição atmosférica decorrente das emissões automotivas, embora atinja

mais diretamente os grandes centros urbanos, causa problemas de ordem regional

através das chuvas ácidas e de forma global através da elevação do efeito estufa

cujas conseqüências desastrosas são discutidas entre as nações sem que medidas

eficazes sejam tomadas.

Dentro das tecnologias veiculares a tração elétrica, que vêm a contribuir para

uma melhoria nos índices de emissões na atmosfera, coube-nos uma abordagem

superficial acerca das principais tecnologias em emergência e as perspectivas

apontadas para um futuro breve.

Os veículos elétricos puros apresentam como principal entrave técnico às

questões relativas a capacidade de armazenagem das tecnologias de baterias hoje

disponíveis, o que conduz a baixas capacidades de carga e baixa autonomia. As

diversas tecnologias de baterias vem sofrendo avanços significativos no que se

cxxxviii

refere às suas capacidades de potência e densidade de energia, sendo a difusão do

veículo elétrico puro beneficiada por esses avanços.

Os veículos elétricos híbridos surgem como uma solução intermediária

agregando dois sistema energéticos, um elétrico a base de baterias e os tradicionais

motores a combustão aliados a um grupo gerador. Essa junção possibilita uma maior

autonomia dos veículos elétricos híbridos com relação aos veículos elétricos puros,

com algumas vantagens do veículo a tração elétrica com relação aos veículos a

combustão interna, como a capacidade de regeneração de energia e operação do

motor a combustão interna em um ponto otimizado, o que contribuí para um maior

rendimento.

Como grande expectativa surgem os veículos a célula de combustível

apontados como a grande promessa na área automotiva. Todas essas tecnologias

enfrentam além dos desafios técnicos, desafios de ordem econômico-cultural, diante

da já consolidada tecnologia automotiva tradicional dos motores a combustão interna

com toda uma linha de produção já estabelecida o que lhes asseguram uma maior

competitividade.

Os pontos específicos deste trabalho foram os projetos e montagens de dois

dos conversores que compõem o sistema de acionamento para um veículo elétrico

híbrido com configuração tipo série. Apresentou-se os resultados obtidos através de

simulações bem como os resultados obtidos através de montagens práticas.

O conversor I cuja configuração compreende um chooper tipo boost constitui

a parte mais importante desta etapa, pois através deste é estabelecido o paralelismo

entre o grupo gerador e o banco de baterias, sendo o mesmo responsável pela

regulação da demanda energética fornecida pelas fontes citadas, operando como

fonte de corrente e como pré regulador de fator de potência. A aplicação do

conversor boost aliada a técnica de controle pela corrente média, mostrou-se através

dos resultados teóricos e práticos adequada à aplicação em questão constituindo

uma solução viável e simples.

O conversor II representa um papel secundário neste projeto, com a função

de fornecer uma tensão regulada para alimentar um inversor de frequência, na

continuidade do projeto. A sua necessidade se dá em função do nível de tensão do

banco de baterias estar limitado pelo número destas, sendo necessária a elevação

da tensão para um nível mais elevado. Entretanto as funções do conversor II podem cxxxix

serem transferidas diretamente para o inversor de frequência, eliminando-se desta

forma o primeiro.

Nos resultados obtidos em laboratório a avaliação de desempenho embora

mais lenta que os resultados teóricos mostrou-se satisfatória, como já abordado no

capítulo correspondente.

7.2 – Sugestões para continuidade e melhoria dos trabalhos

Para a etapa a qual este trabalho se desenvolveu muito pode ser explorado. As nossas sugestões direcionam-

se à apenas a etapa do projeto abordado neste trabalho, mais especificamente dentro das funções atribuídas aos conversores tratados como conversor I e conversor II.

No tocante ao conversor I, outras topologias de choopers podem ser avaliadas. Das

topologias tradicionais o conversor cuk se apresenta como uma alternativa a qual agrega

características favoráveis a esta aplicação, com entrada e saída em corrente não pulsante,

possibilitando também um arranjo para controle de fluxo nos dois sentidos, característica

necessária quando da exploração da regeneração de energia. Outras técnicas de controle de

fator de potência também podem ser explorada como a técnica de controle de fator de

potência por carregamento não linear (“nonlinear-carrier control high-power-factor”), a qual

tem como vantagem a necessidade de um menor número de variáveis de medição.

Com relação ao conversor II a utilização de outras topologias e técnicas de controle

abrem espaço para novos trabalhos, além da própria eliminação deste com a sua função

elevadora e de regulação transferida para o inversor de frequência.

Em aplicações automotivas os pesos e volumes associados aos dispositivos são de grande importância, com isso a utilização de conversores operando em alta frequência possibilita a minimização dos componentes do circuito de força, o que aliado a técnicas de comutação não dissipativas são aspectos importantes os quais contribuem para um maior rendimento dos sistemas, sendo uma

cxl

sugestão para exploração dentro da continuidade das pesquisas nesta área, aplicam-se aos dois conversores objetos deste trabalho. Dentro das nossas limitações acreditamos que o aprendizado adquirido durante essa

experiência de trabalho nos induziu a novas expectativas contribuindo para um maior

amadurecimento dentro dos conceitos da eletrônica de potência, com a exploração de

importantes ferramentas computacionais que muito contribuem nas etapas que antecedem a

montagem dos circuitos consolidando-se com a experiência prática adquirida.

Os atos de pesquisa, também inseridos dentro das observações do cotidiano, nos leva

não só a questionamentos técnicos dos temas envolvidos, mas também nos conduz a

questionamentos íntimos sobre a nossa própria realidade e a realidade que a todos envolve,

como ferramentas a descortinarem os caminhos da autodescoberta, da vida.

cxli

Referências Bibliográficas

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Paradigm. Society of Automotive engineers, Inc. 1994.

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Apêndice A

Conversor I: Chooper tipo Boost ac-dc com Regulação de Fator de Potência ( Simulador Pspice )......................................................................

A

1

cxlv

Apêndice B

Conversor II: Chooper tipo Boost dc-dc em Ponte com Regulação da Tensão de Saída ( Simulador Pspice )..........................................................

B1

Circuito do Compensador............................................................................. B2 Geração da Onda Dente de Serra................................................................. B3

cxlvii

cxlviii

tese_propulsão para um veículo elétrico híbrido série

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