Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto

Rectificador monofásico com corrente de entrada sinusoidal e ponte de díodos

André Filipe Ferreira Matos Carlos André Soares Costa e Silva

Filipe Miguel Costa Pereira Vítor Filipe Oliveira Sobrado

Relatório do Trabalho Prático realizado no âmbito da Unidade Curricular Sistemas de Electrónica do

Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores

2010-12-31

2

Resumo

O trabalho proposto tem como finalidade analisar quantitativa e

qualitativamente o rectificador monofásico com corrente de entrada sinusoidal e

ponte de díodos. Este encontra-se distribuído em dois estágios, um de rectificação e

um outro de conversão, baseado no conversor boost CC-CC controlado em corrente.

O rectificador funcionará em modo de condução contínua, MCC, e fazendo uso de

modulação PWM. O controlo será realizado por corrente média, constituído por uma

malha interna de controlo da corrente, denominada controlo por pre-alimentação da

perturbação, e uma malha realimentada externamente de modo a controlar a tensão

de saída. Uma vez apresentada a base teórica desta técnica, será estudada outras

alternativas de controle da tensão de saída do retificador boost a comparar com a

estratégia apresentada.

3

Índice

1 Introdução ............................................................................................................... 4

2 Enunciado e Objectivos ......................................................................................... 5

3 Rectificador Boost .................................................................................................. 6

4 Dimensionamento dos semiconductores ............................................................. 7

5 Dimensionamento da Bobina e Condensador ..................................................... 9

6 Controlo ................................................................................................................. 11

6.1 Introdução ........................................................................................................ 11

6.2 Vantagens e Desvantagens ............................................................................. 12

6.3 Modelação Malha Aberta .................................................................................. 13

6.4 Modelação Malha Fechada .............................................................................. 16

7 Simulações, Espectro e THD ............................................................................... 17

7.1 Nominal ............................................................................................................ 17

7.2 Vazio ................................................................................................................ 22

8 Variação da Carga ................................................................................................ 23

9 Conclusões gerais ................................................................................................ 25

10 Anexos ................................................................................................................. 26

11 Bibliografia .......................................................................................................... 30

4

1 Introdução

Este documento contém um conjunto de notas sobre a elaboração do

Relatório do trabalhos prático da Unidade Curricular Sistemas de Electrónica do

Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores da FEUP.

Normas internacionais como a IEC 61000 foram estabelecidas para

regulamentar o conteúdo harmônico da corrente em equipamentos de alta potência.

Actualmente estas normas são mais rígidas em relação à distorção harmônica na

corrente, daí surgir a necessidade de fontes de alimentação ideais que apresentem

correntes de entrada com o mesmo formato da tensão de entrada, de modo a

conseguir um alto factor de potência e reduzida taxa de distorção harmônica da

corrente. Existem basicamente três formas de se obter um alto fator de potência. A

primeira é mediante o uso de filtros passivos, os quais são robustos mas volumosos.

A segunda é mediante o uso de filtros activos, os quais são complexos e de elevado

custo. Finalmente, como terceira alternativa, pode-se optar pela utilização de

rectificadores com alto factor de potência. Os rectificadores com alto factor de

potência na sua maioria são compostos pelo rectificador a diodos em cascata com

um conversor CC-CC, sendo por meio do controle deste último que se consegue a

correção do fator de potência, isto é, uma corrente de entrada no retificador com o

mesmo formato da tensão de alimentação, os denominados conversores PFC,

Power Factor Correction.

5

2 Enunciado e Objectivos Dados de entrada/saída: Vin = 230 Vrms, 50 Hz; Vout = 350 V, 1 A

Objectivos: 1. Dimensionar e projectar o sistema de conversão CA/CC (semicondutores de

potência, conversor CC/CC, filtros CA e/ou CC);

2. Projectar o sistema de controlo do conversor CC/CC, na perspectiva do controlo à

passagem por zero da tensão de entrada;

3. Simular o funcionamento do sistema com carga nominal (visualização das

correntes e das tensões nos diversos pontos do circuito);

4. Simular o funcionamento do sistema em vazio (visualização das correntes e das

tensões nos diversos pontos do circuito);

5. Verificar o espectro e determinar a taxa de distorção harmónica da intensidade de

corrente na rede (funcionamento à potência nominal e em vazio);

6. Analisar a resposta dinâmica (variando a carga) do controlador de tensão CC e

optimizar o seu dimensionamento;

7. Verificar a influência paramétrica de L e de C no funcionamento do sistema;

8. Sistematizar as características de funcionamento deste sistema de conversão.

6

3 Rectificador Boost Como se pode ver na fig.1, o rectificador boost para além da ponte

rectificadora consiste num MOSFET, um diodo, uma bobina e um condensador em

paralelo com a carga, que no caso da fig.1 se encontra representado por uma fonte

de tensão. Modulando o MOSFET por largura de impulsos (PWM), a uma

frequência de comutação constante e, a partir da bobina L, é possivel moldar a

corrente iL de modo a obter uma rectificação de onda completa, similar ao formato do

sinal de tensão na bobina.

O estágio retificador tem a função de fazer a conversão da tensão alternada

da rede em tensão contínua não controlada vg(t), dada pela Equação (1). O formato

da tensão de saída deste estágio é uma sinusoide rectificada, a qual irá alimentar o

estágio conversor.

푉푔(푡) = |푉푖(푡)| (1)

O estágio conversor CC-CC converte tensão contínua não controlada em

tensão contínua controlada. Mediante um adequado controle da comutação é

possível obter uma corrente de entrada com o mesmo formato da tensão da rede, ou

seja, o retificador boost comporta-se como uma resistência para a rede,

conseguindo-se assim um alto factor potência. A consideração de uma tensão

constante na saída permite o estudo da malha de corrente na entrada do conversor

boost. Isto consegue-se através de um filtro de saída e uma malha externa de

tensão, a qual apresentará uma dinâmica mais lenta que a malha de corrente de

modo a evitar a influência nesta última.

Fig.1 – Circuito do rectificador boost

7

4 Dimensionamento dos Semiconductores

Análise dos dados fornecidos no enunciado

Para uma tensão de saída de 350V e uma corrente de 1A , determina-se a

resistência nominal de 350Ohm.

Sabendo que na entrada a tensão será de 230V eficazes, e que 푃표 = ƞ ∗ 푃푖.

Para um rendimento de 100%, conclui-se que a potência de entrada é igual a

potência de saída, ou seja 350 W, e portanto a partir da seguinte equação (2) é

possivel determinar a corrente de entrada.

푃푖 = 푉푖푒푓 ∗ 퐼푖푒푓 350 = 230 ∗ 퐼푖푒푓 퐼푖푒푓 = 1,5퐴푒푓 ( 2 )

퐼푖푝푘 = 2,15퐴 ( 3 )

Diodo Boost

A especificação do diodo de saída, também conhecido como diodo boost é feito

em função dos itens dados a seguir:

Vr max, tensão reversa Máxima, tensão aplicada quando o diodo se encontra

a bloquear a passagem de corrente.

푉푑푚푎푥 = 2 ∗ 푉표 = 2 ∗ 350 = 700푉 ( 4 )

Id rms, corrente eficaz.

퐼푑 = 퐼푑푚푎푥√2

= 퐼 푚푎푥√2

= 2,15√2

= 1,52 A RMS ( 5 )

Id avg, corrente média, neste caso, é igual à corrente na carga em regime

permanente.

퐼푑푎푣푔 = 퐼표 = 1퐴 ( 6 )

Tendo em conta os valores dimensionados pelas equações (4), (5) e (6) e

sabendo que este diodo deverá ser capaz de comutar rapidamente e possuir uma

queda o mais próximo possivel de zero escolheu-se o diodo BY329. Trata-se de um

8

semiconductor com um Vr = 800V, If = 8 A e com especificação própria no datasheet

do Dissipador TO220.

MOSFET

Vds, tensão dreno-source

푉푑푠 = 2 ∗ 푉표 = 2 ∗ 350 = 700푉 ( 7 )

Id max, corrente máxima no dreno

퐼푑푚푎푥 = 2,15퐴 ( 8 )

Escolheu-se assim o MOSFET BUZ88A , com diodo de roda-livre

incorporado, Vds = 800 V, Id = 4,5 A , Rds = 2 Ohm, cuja potência máxima

Pd max = 83,3 W, e cujo cálculo do dissipador conduz a uma resistência

RthCA = 20 ºC/W e ao dissipador SK478.

Ponte Rectificadora

Vr max, tensão reversa Máxima

푉푟푚푎푥 = 2 ∗ 푉푖푝푘 = 2 ∗ 325 + 0,05 ∗ 325 = 667푉 ( 9 )

Id RMS, corrente máxima instantânea

퐼푑 = 퐼푑푚푎푥√2

= 2,15√2

= 1,52퐴 ( 10 )

Segundo as caracteristicas acima referidas pelas equações (7) e (8),

escolheu-se a Ponte GBPC2506 com Vrrm = 200 a 1200V e Id = 25 a 35

A (conforme a Temperatura). Para o dissipador sabe-se que a potência dissipada

Pd = 7W, RthDA = 13,82 ºC / W e portanto o dissipador escolhido será o ATS -

50170B-C2-R0.

9

5 Dimensionamento da Bobina e do Condensador Bobina

No conversor boost quem limita a ondulação de alta freqüência da corrente é

o indutor de entrada, porém, é preciso desenvolver uma expressão que permita

determinar a indutância em função dos parâmetros de operação do circuito.

Considerando que a freqüência de comutação é maior que a freqüência da rede, e

que o conversor opera em estado quase estável, isto é, a relação entre a tensão de

entrada e a tensão de saída é determinada pelo ganho estático do conversor, logo, a

ondulação da corrente no indutor quando o interruptor está bloqueado é dada pela

seguinte expressão:

∆퐼 = ( )∗

푑(휔푡) ( 11 )

푑(휔푡) = ( ) ( 12 )

A expressaõ (12) faz referência ao ganho estático do rectificador, que varia

conforme a tensão de entrada. Ora sabendo que a tensão de entrada é uma

sinusoide do tipo 푉푖푝푘 sin(휔푡), substitui-se Vi na equação (11) e (12) pela respectiva

sinusoide e junta-se as duas equações numa só, dando origem à seguinte equação:

∆퐼 =

∗sin(휔푡) − sin(푤푡) ( 13 )

Derivando a expressão (13) e igualando a zero é possivel determinar o wt

onde existe máxima ondulação.

∆ ( ) = 0

∗∗ cos(휔푡) − 2 ∗ sin(휔푡) cos(휔푡) = 0

wt1 = 90º V wt2 = sin ( ) ( 14 )

Para obter ondulação máxima wt deverá tomar o valor de wt2 e portanto a

expressão da ondulação ficará do seguinte modo:

10

∆퐼 푚푎푥 =∗ ∗

− ∗

= ∗ ∗

( 15 )

퐿 = ∗∆ ∗

=∗ ∗ , ∗ ,

= 10푚퐻 ( 16 )

Condensador A suposição de que o conversor se encontra a alimentar uma carga com

características de fonte de tensão foi feita por motivos de simplificação. Na prática

tem-se uma carga em paralelo com um condensador de modo a manter a tensão do

barramento constante.

A metodologia para o dimensionamento do filtro de saída será baseada no

princípio de conservação da energia e no balanço de potência. Por meio de

conservação da energia sabe-se que a energia entregue pela fonte de alimentação

deve ser igual à energia consumida pela carga num determinado período. Com isto

garante-se a estabilidade do sistema e o balanço de energia. A potência instantânea

de entrada pode ser expressa pela por 푝 (푡) = 푣 (푡) ∗ 푖 (푡), onde 푣 (푡) =

푣 푝푘 sin(휔푡) e 푖 (푡) = 푖 푝푘 sin(휔푡), ou seja :

푝 (푡) = ∗ − ∗ cos(2휔푡) ( 17 )

A Equação ( 17 ) mostra que a potência instantânea de entrada está

composta por duas parcelas, uma potência constante e uma alternada. Considera-se

que o retificador boost opera em regime permanente e tensão de saída constante.

Concluí-se que a parcela de potência contínua pode ser associada à carga resistiva

e a parcela de potência alternada apresenta o dobro da freqüência da rede (100Hz),

logo, pela conservação da energia esta parcela de potência pode ser associada à

corrente alternada de 100Hz que circula pelo condensador. Sabe-se que a potencia

constante é dada também pela seguinte equação:

11

푃표 = ∗ = ( 18 ) Logo a corrente no condensador é dada pela seguinte expressão:

푖 (푡) = cos(2휔푡) ( 19 )

Pela teoria dos circuitos sabe-se que: 푣 (푡) = ∫ 푖 푑푡 ( 20 )

Substituindo na equação (20) ic pela expressão deduzida em (19) chega-se à tensão no condensador

푣 (푡) = −∗ ∗

sin(2휔푡) ( 21 ) Logo a tensão de ondulação no condensador é dada por

∆푉 =

∗ ∗ 퐶 =

∗∆ ∗=

∗ ∗ ∗ ,= 0,9푚퐹 ( 22 )

6 Controlo

6.1 Introdução

Na Figura 2 é mostrada a estrutura de controle por corrente média. A

obtenção de uma corrente sinusoidal na entrada é feita por meio da imposição de

uma corrente de referência. A estrutura apresenta três malhas, uma interna e duas

externas. A malha interna ou de corrente tem a função de impor uma corrente de

referência mediante o controlo da razão cíclica (PWM - trailing-edge modulation). As

malhas externas são compostas por uma malha de realimentação (feedback) que

regula a amplitude da corrente de referência por meio de um multiplicador mantendo

a tensão de saída constante, e uma malha feedforward encarregue de gerar o

formato de referência a partir da tensão rectificada na saída da ponte rectificadora e,

além disso, compensar eventuais variações da tensão de entrada.

12

6.2 Vantagens e Desvantagens

A Figura 3 mostra a tensão e a corrente de entrada típicas do retificador boost

com controle por corrente média. Embora apresente uma pequena distorção na

passagem por zero tem-se uma corrente praticamente sinusoidal e em fase com a

tensão de entrada.

Entre as principais características do retificador boost com controle por

corrente média, pode-se citar as seguintes:

Fig.2 - Esquema de controlo do rectificador boost por controlo da corrente média

Fig.3 - Tensão e corrente de entrada do rectificador boost

13

Corrente de entrada em fase com a tensão;

A corrente no retificador boost é controlada directamente através da malha de

corrente;

O controlo do fluxo de potência é realizado por meio da amplitude da corrente

de referência;

Modulação realizada por razão cíclica, ou seja, controla-se o tempo em que o

interruptor permanece fechado;

Como desvantagens se tem as seguintes:

A qualidade da corrente de entrada depende do ajuste do compensador,

portanto, é preciso obter as funções de transferência do retificador para as

malhas de corrente e de tensão;

É necessária a utilização de um sensor de tensão na saída da ponte

retificadora vg(t) para gerar a corrente de referência;

6.3 Modelação Malha Aberta

Existem diversas formas de obter o modelo equivalente do conversor boost

controlado em corrente, no entanto em muitas delas a tensão de entrada é

considerada como uma perturbação,não dando a devida importância à presença

dela no sistema, facto que não corresponde a este caso onde será usado um

controlo por pré-alimentação da perturbação. O modelo equivalente do conversor

boost é obtido através da sua equação característica, para isso emprega-se a lei de

Kirchhoff das malhas e a definição de valor médio. A partir da figura 4 é possivel

comprovar que a tensão no interruptor é dada por (23), onde d(t) representa a taxa

com que o interruptor é “aberto”, e portanto a relação entre tensão de entrada e

saída do conversor é dada por (24).

14

< 푣 (푡) >= 푉표(1 − 푑(푡)) ( 23 )

푣 (푡) = 퐿 ( ) + 푉표(1 − 푑(푡)) ( 24 )

A partir de (24) é possivel determinar a função transferência do sistema com e

sem a influência da tensão de entrada como se pode ver em (25) e (26)

respectivamente.

퐼 (푠) = 푉 (푠) − 퐷′(푠) ( 25 )

( )

( )= − ( 26 )

O controlo escolhido apresenta uma realimentação da corrente de entrada no

conversor, que é comparada com um sinal proveniente de uma pré-alimentação da

tensão de entrada, a qual seria a perturbação no sistema. Para representar o

conversor de forma mais verdadeira, no diagrama de blocos foi considerado um

bloco Limitador (saturador), o qual limita a razão cíclica complementar entre 0 e 1.

Neste tipo de controlo o sistema não apresenta uma corrente de referência

externa para a realimentação, sendo de certa forma a referência o sinal proveniente

da pré-alimentação da perturbação (Fig. 6). Com este tipo de controle procura-se ter

uma corrente de entrada com o mesmo formato da tensão de entrada, isto é, a

perturbação é considerada como o sinal de entrada e não como uma perturbação

propriamente dita.

Fig.4 - Conversor Boost e diagrama de blocos equivalente

Fig.5 - Diagramas de blocos do sistema de controlo em malha aberta

15

A função de transferência da corrente de entrada em relação à tensão de

entrada (perturbação) para este tipo de sistema será dada pela equação (27).

푰품(풔)

푽품(풔)= 푮ퟐ

ퟏ 푲풎푪풗푪푮ퟏퟏ 푲풎푪푮ퟏ푮ퟐ푯풊

( 27 )

A constante Km representa a função transferência do modulador por largura

de impulsos assim como os blocos Cv e Hi normalmente são simples

ganhos,emborana prática se use por vezes filtros PB paraeliminar sinais de

frequências não desejadas como a ondulação da corrente na frequência de

comutação. Contudo neste caso em particular foram considerados simples ganhos

Kg e Ki respectivamente.

No caso do controlador C(s), dimensionou-se um controlador do tipo PI

(equação (28)), por prestar uma boa resposta ao degrau de perturbação 퐼 (푡 → ∞) =

푉 , que depende apenas da tensão de entrada.

퐶(푠) = 퐾 ( 28 )

Fig.6 - Conversor boost com controlo de pre-alimentação por perturbação

16

6.4 Modelação Malha Fechada

A malha exterior de realimentação é necessária para regular o valor de pico

da corrente que circula na bobina. Nesta malha, a largura de banda é bastante

limitada, pois a tensão de saída nos terminais do condensador contém uma

componente alternada, como visto no capítulo 5, com o dobro da frequência da rede

(100Hz para uma frequência na rede de 50Hz). Esta tensão de ondulação não deve

ser corrigida pela malha externa de tensão, pois levará a distorções de 3ºHarmónico

na corrente de entrada. Esta malha consiste na criação de uma corrente de

referência a partir do sinal de entrada da rede, rectificado, com um sinal de erro,

dado pela subtracção da tensão de saída com uma tensão de referência, como se

pode ver no diagrama de blocos na fig.7.

Para atingir um erro em regime permanente igual a zero, Gv(s) deve ter um

polo na origem, contudo como o rectificador PFC é por vezes considerado uma

espécie de pré-regulador então este conceito é banalizado. Assim a seguinte função

representa a função transferência do PI dimensionado.

퐺 (푠) = ( 29 )

Fig.7 - Diagrama de blocos da malha externa de realimentação

17

7 Simulações, Espectro e THD Ao longo das simulações efectuadas foram usados valores para os

componentes de acordo com o material existente no laboratório. As simulações

foram realizadas com recurso ao software PSIM. O esquema PSIM do rectificador e

respectivo controlo pode ser visto na seguinte figura.

Em anexo é possivel observar o circuito detalhado de cada bloco, uma vez

que se decidiu efectuar o controlo via analógica. Facto que condicionou bastante o

resultado prático final pois a abordagem digital permitiria um resultado mais viável e

flexivel .

Fig.8 - Esquema PSIM do projecto abordado

18

7.1 Nominal

Como se pode ver na figura 8 a tensão da rede contém uma certa ondulação,

isto é não contem 230V eficazes. Relativamente à corrente sinusoidal na entrada,

esta possui um pouco de distorção na passagem por zero, devido à presença da

bobina que limita a taxa de variação da corrente (derivada da corrente), este efeito é

também chamado de efeito Cusp.

Tal como referido no dimensionamento do condensador estipulou-se uma

variação da tensão de saída na ordem dos 1%, isto é, 3.25V. Assim como se pode

ver na figura 9, a variação da tensão de saída coincide de facto com o estipulado.

Embora a forma de onda dos sinais presentes na figura 9 parecem alternados, é

importante referir que a nivel macroscópio o sinal se torna continua e portanto

estamos em condições de afirmar que o rectificador está a operar de acordo com o

pretendido.

Fig.9 - Sinal da tensão(em baixo) e corrente(em cima) na entrada do circuito Rectificador

19

Como visto no capitulo 6 , o controlo por corrente média impõe uma corrente

na entrada do circuito por comparação de uma corrente referência com uma amostra

do circuito. Ora a corrente referência como visto anteriormente é o produto de dois

sinais, um sinal com o formato pretendido para a corrente de referência e outro cuja

função é regular a amplitude do sinal e que resulta da comparação da tensão de

saída com uma referência de sinal pretendido na saída do rectificador. Os sinais

responsaveis pela criação da corrente de referência podem ser vistos na figura 11.

Fig.10 - Tensão(em baixo) e corrente(em cima) de saída do rectificador boost

Fig.11 - Sinais responsáveis pela criação da corrente de referência

20

De seguida pode-se ver na figura 12, o sinal de referência da corrente criado

pelos sinais da figura 11, em comparação com o sinal da corrente extraído do

circuito. A partir do esquema PSIM, figura 8 , é possivel verificar que os sinais

apresentados na figura 12, são subtraídos, dando origem a um sinal de erro, figura

13, que será comparado com um sinal dente-de-serra,figura 14, via PWM, dando

origem ao sinal de comando do MOSFET, figura 15.

Fig.12 - Sinal de referência da corrente e sinal extraído do circuito rectificador via sensor de corrente

Fig.13 - Sinal de erro de corrente, resultado da subtracção dos sinais da figura 12

21

Fig.14 - Sinal dente-de-serra, com amplitude 1 e frequência 20KHz, comparado via PWM com o sinal da figura 13

Fig.15 - Sinal de comando do mosfet, resultado da comparação via PWM, do sinal da figura 13 com o dente-de-serra da figura 14

22

A partir da figura 16 é possivel observar o espectro Harmónico da corrente de

entrada, no qual se pode ver que a partir do 3ºHarmónico a amplitude da corrente

diminui bastante contribuindo para uma taxa total de distorção (THD) de

aproximadamente 1%(para uma amostra de 6 harmónicos)

7.2 Vazio

O ensaio em vazio ocorreu de maneira semelhante, contudo como a

corrente na saída era bastante próxima de zero, o sinal de referência da malha

fechada é bastante próximo da referência de tensão , 3.5 , e portanto a tensão

desejada foi atingida da mesma forma. Porém como não existe carga, a tensão

existente no condensador não é descarregada com a mesma taxa, tal pode ser

verificado na figura 17.

Fig.16 - Espectro Harmónico de Corrente de Entrada

23

Relativamente aos restantes sinais no sistema, esses comportam-se de modo

idêntico ao regime nominal uma vez que a tensão de entrada não sofre alterações.

8 Variação da Carga

De modo a optimizar o controlador de tensão do barramento DC,

procedeu-se à variação da carga, isto é, aplicou-se um degrau ao fim de um

determinado tempo e observou-se o tempo que o sistema demorou a estabilizar

(figura 18 e 19).

Fig.17 - Corrente de entrada (cima) e tensão de saída (baixo) em vazio

Fig.18 - Sinal de saída da corrente(cima) e tensão(baixo) quando sofre um degrau unitário em 0.3segundos

24

Observando as figuras 18 e 19 é possivel concluir que após sofrer

perturbação, o sistema demora aproximadamente 0.1 segundos a estabilizar,

conforme esteja mais ou menos próximo da carga nominal. Com a figura 20,

aplicação de um impulso de largura 0.2 segundos, podemos concluir tal facto, uma

vez que o sistema responde mais rapidamente quando tende para a sua posição

origem do que quando é destabilizado.

Fig.19 - Corrente e tensão de saída quando é aplicado ao sistema um degrau de amplitude superior ao anterior

Fig.20 - Reacção do sistema, tensão e corrente de saída, quando lhe é aplicado um impulso de largura 0.2 segundos

25

9 Conclusões gerais

Neste trabalho foi visto que o rectificador boost pode ser dividido em dois

estágios, estágio retificador e o estágio conversor boost. Demonstrou-se que o

grande responsável pela obtenção de uma corrente sinusoidal na entrada, é o

conversor boost controlado em corrente média. Pode-se também verificar que a

regulação da tensão de saída pode ser feita por uma malha fechada externa,

utilizando uma técnica de controlo por pré-alimentação da perturbação.

Da secção 5 pode-se concluir que a indutância será crítica para o rectificador

boost pois operando com tensão , potência e frequência de comutação alta faz com

que a indutância necessária seja elevada, deixando o inductor volumoso e com alto

custo. O mesmo sucede com o condensador, a equação 22, secção 5, mostra que

quanto maior for a resistência de carga menor será a capacitância. Além disso,

considerando uma capacitância fixa, concluí-se que a ondulação diminuirá com o

aumento da resistência de carga. É importante mencionar que a influência da tensão

de barramento de saída é oposta para o caso do filtro inductivo, onde quanto maior

for a tensão do barramento de saída, maior será a indutância necessária. Assim, a

escolha da tensão de saída é muito importante, já que uma boa escolha pode levar à

redução do volume dos elementos passivos do rectificador boost.

Embora não tenhamos conseguido colocar o sistema a funcionar a nível

prático, na nossa opinião não ficamos muito além de o conseguir uma vez que a

parte de controlo estava perfeitamente apta. Testes foram realizados com sinais de

calibre menor na parte do controlo de modo a não usar potências altas, o que

poderia danificar os circuitos de controlo. Como referido na secção 7, optamos por

implementar um circuito de controlo via analógica, o que nos trouxe vários

obstáculos como o ruído ,as calibrações constantes, e as remodulações de circuito.

Em suma, foram adquiridos bastantes conhecimentos a nivel de electrónica

de Potência , de técnicas de controlo, topologias de conversão e análise de

conversores CC-CC, CA-CC. Na nossa opinião, este foi um tema interessante,

contudo ficou em falta um pouco de maturidade nesta área que só no final viemos a

adquirir e também uma gestão mais eficaz do tempo, uma vez que foi gasto bastante

tempo na escolha da topologia a abordar e respectivas simulações.

26

10 Anexos

Rectificador de Precisão A montagem do rectificador em onda completa é composta por dois sub-circuitos: a

rectificação em meia onda e o amplificador somador. Ambos os circuitos devem ser de precisão.

O sinal de saída é obtido do seguinte modo: é realizada a rectificação em meia onda do sinal de

entrada, que depois é duplicado em amplitude, concluindo com a soma desse sinal e do sinal

original de entrada no amplificador somador.

Multiplicador

Como se recorreu ao AD633, este

possui um factor multiplicativo de 0.1,

logo colocou-se um amplificador não

inversor de ganho 10 de modo a

contrabalançar o erro.

Fig.21 - Rectificador de precisão

Fig.22 - Multiplicador

27

Controlador PI

Inicialmente,quer no controlador de tensão, quer no controlador de corrente

optou-se por usar o mesmo tipo de PI, com a mesma função transferência, de forma

a simplificar as simulações. Mais tarde verificou-se que não houve necessidade de

alterar o seu dimensionamento, uma vez que o controlo estava a funcionar

devidamente.

= 푘 = .

Limitador

Fig.23 - Controlador PI

Fig.24 - Limitador entre 0 e 1

28

Comparador PWM

Drive MOSFET

Fig.25 - Comparador PWM, dimensionamento baseado no datasheet do integrado

Fig.26 - Drive do MOSFET, dimensionamento baseado no datasheet do integrado

Circuito de Protecção de corrente

O presente circuito tem como objéctivo proteger o circuito contra picos de corrente elevados, o que pode danificar certos

componentes, que não aguentando determinados valores em situação de sobrecarga acabam por aquecer em demasia e posterior

deteoração. O método utilizado consiste em comparar a corrente da bobina com uma tensão referência , 4, definido pelo Schmit

trigger mostrado na figura 21. Após tal verificação o sinal resultante passa por um transistor de modo a variar entre 15V e 0V e

sucessivo FlipFlop. De seguida o sinal armazenado é multiplicado pelo sinal PWM e invertido. Assim, assegura-se que quando a

corrente excede 4 A, o sinal de comando não é dado ao drive e portanto mantém-se nessa condição até a corrente baixar. Assim

que esta baixe o sinal de comando é dado ao drive e o mosfet pode comutar.

29

Fig.27 - Esquema de montagem do circuito de protecção sobrecorrente

11 Bibliografia

Borges, B. V. (2003). Apontamentos Electrónica de Potência, IST.

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