Johnderson Nogueira de Carvalho

Propagação em áreas urbanas na faixa de UHF Aplicação ao planejamento de sistemas de TV digital.

Dissertação de Mestrado

Dissertação apresentada como requisito parcial para obtenção do título de Mestre pelo Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da PUC-Rio.

Orientador: Luiz Alencar Reis da Silva Mello

Rio de Janeiro, agosto de 2003.

2

Johnderson Nogueira de Carvalho

Propagação em áreas urbanas na faixa de UHF Aplicação ao planejamento de sistemas de TV digital.

Dissertação apresentada como requisito parcial para obtenção do título de Mestre pelo Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da PUC-Rio. Aprovada pela Comissão Examinadora abaixo assinada.

Luiz Alencar Reis da Silva Mello Orientador

PUC-RJ

Marco Antonio Grivet Mattoso Moraes PUC-RJ

Erasmus Couto Brasil de Miranda UCL / UCP

Rio de Janeiro, 01 de agosto de 2003.

3

Todos os direitos reservados. É proibida a reprodução total ou parcial do trabalho sem autorização da universidade, do autor e do orientador.

Johnderson Nogueira de Carvalho Graduou-se em Engenharia Elétrica com ênfase em Sistemas Eletrônicos pela UERJ (Universidade do Estado do Rio de Janeiro) em 1995. Trabalhou por dois anos com automação industrial utilizando CLPs e Supervisórios à distância.

Ficha Catalográfica

Carvalho, Johnderson Nogueira de

Estudo de efeitos de propagação em regiões urbanas na faixa de UHF. Comparação de resultados de medidas com métodos de previsão destes efeitos. Estudo de padrões de TV digital. Realização de estudo de caso de planejamento de um sistema de TV digital.

Estudo de efeitos de propagação em regiões urbanas na faixa de UHF. Comparação de resultados de medidas com métodos de previsão destes efeitos utilizando o software NetDimension

Dissertação (Mestrado). Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro. Departamento de Engenharia Elétrica

Incluí referências bibliográficas.

1. TV Digital - Teses. 2. Efeitos de Propagação em regiões urbanas na faixa de UHF. 3. Padrões de TV digital. 4. Desempenho e Planejamento.

4

Aos meus pais pela confiança e apoio depositados.

5

Agradecimentos

Ao meu orientador Professor Luiz Alencar Reis da Silva Mello pelo estímulo e

parceria para a realização deste trabalho.

A CAPPES e à PUC-Rio, pelos auxílios concedidos, sem os quais este trabalho

não poderia ter sido realizado.

Aos meus pais, pela educação, atenção e carinho de todas as horas.

Ao meu professor Antonio Romeiro Sapienza pelo encaminhamento e

orientação na escolha do meu curso de mestrado.

Aos meus colegas da PUC-Rio por todo o apoio.

Aos professores que participaram da Comissão examinadora.

A todos os amigos e familiares que de uma forma ou de outra me estimularam

ou me ajudaram.

6

Resumo

Carvalho, Johnderson Nogueira de. Propagação em áreas urbanas na faixa de UHF. Rio de Janeiro, 2003. xxxp. Dissertação de Mestrado - Departamento de Engenharia Elétrica, Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro.

A previsão da perda de propagação em áreas urbanas na faixa de UHF

tem crescente importância por suas amplas aplicações em novos sistemas de

telecomunicações. Neste trabalho o problema é analisado com ênfase em

sistemas de TV digital. Dados disponíveis de testes de propagação em cerca de

600 pontos na região da Grande São Paulo foram utilizados para testar modelos

de previsão de aplicação geral propostos na literatura técnica. A partir dos

dados é proposto um ajuste destes modelos para a região em questão e realizada

uma previsão do desempenho de três sistemas atualmente propostos para

implementação da TV digital no Brasil.

Palavras-chave Propagação em regiões urbanas em UHF; TV Digital; Rádio propagação.

7

Abstract

Carvalho, Johnderson Nogueira. Propagation over urban áreas in UHF. Rio de Janeiro, 2003. xxxp. MSc. Dissertation - Departamento de Engenharia Elétrica, Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro.

Methods for the prediction of propagation loss in the UHF band in urban

areas are increasingly important for its application in new telecommunication

systems. In this work, the problem is analyzed with focus on digital TV

systems. Available data from propagation measurements at 593 MHz for about

600 sites in the Great São Paulo region are used to test recommended general

purpose prediction methods. Based on this data base, a model fitting applicable

for the measurements regions is proposed. The method derived is used to

predict the performance of the three digital TV technologies currently under

consideration for adoption in Brazil.

Keywords Propagation in urban areas at UHF; Digital TV; Radio propagation.

8

Sumário

1 Introdução 1

1.1. Importância da TV Digital 1

1.2. Propagação de sinais de TV Digital em áreas Urbanas (VHF e UHF) 3

2 Mecanismos e Efeitos de Propagação em VHF e UHF 5

2.1. Mecanismos básicos 6

2.1.1. Propagação no espaço livre – visibilidade 6

2.1.2. Propagação sobre Terra Plana 8

2.1.3. Propagação por Difração 11

2.1.4. Tropodifusão 17

2.2. Efeitos da atmosfera e relevo 19

2.2.1. Refração 19

2.2.2. Efeitos de Multipercurso 21

2.2.3. Obstruções pelo Relevo 22

3 Métodos de previsão cobertura em áreas urbanas 23

3.1. Introdução 23

3.2. Método de Okumura [3] 23

3.3. Método de Hata (Okumura-Hata) [3] 25

3.4. Método de Walfish Ikegami (COST 231) [3, 8] 26

3.5. Método ITU-R P.1546 [2] 29

4 Modelo para previsão de cobertura em regiões urbanas na faixa de TV

Digital 33

4.1. Banco de dados de medidas disponível 33

4.2. Software de previsão de cobertura 34

4.3. Testes do modelo de Okumura-Hata 36

4.3.1. Okumura – Hata 37

4.3.2. Okumura – Hata com Difração Simples 39

4.3.3. Okumura – Hata com Difrações Múltiplas 41

9

4.4. Comparação dos erros 43

4.5. Ajustes do Modelo 44

5 Cálculo de cobertura de sistemas de TV Digital 51

5.1. Aspectos Gerais 51

5.2. Padrões de TV digital 53

5.2.1. Padrão ATSC (Norte-americano) [9] 55

5.2.2. Padrão DVB-T (Europeu) [9] 57

5.2.3. Padrão ISDB (japonês) [9] 60

5.3. Cobertura [13] 64

5.3.1. Tipos de Antenas [13] 64

5.3.2. Área de Cobertura [13] 66

5.4. Limiares de Cobertura 66

5.5. Previsão da cobertura para São Paulo 68

5.5.1. Okumura-Hata 68

5.5.2. Modelo ajustado com difração 70

6 Conclusões 72

7 Referências bibliográficas 74

10

Lista de figuras

Figura 2.1 – Reflexão sobre Terra Plana 8

Figura 2.2 – Reflexão em superfície rugosa (espalhamento) 9

Figura 2.3 – Determinação da diferença de fase entre raios refletidos em superfície

rugosa 9

Figura 2.4 – Difração por obstáculo tipo gume de faca 12

Figura 2.5 – Campo difratado por obstáculo gume de faca 13

Figura 2.6 – Aproximação cilíndrica para um obstáculo isolado 14

Figura 2.7 – Enlace com difração múltipla: classificação dos obstáculos 16

Figura 2.8 – Tropodifusão 18

Figura 2.9 – Cenário de multipercurso 21

Figura 3.1 – Fatores do método de Okumura: (a) atenuação adicional média para

área urbana; (b) correções para outras morfologias 24

Figura 3.2 – Fatores de correção do método de Okumura: (a) para a altura da

antena transmissora; (b) para a altura da antena receptora 25

Figura 3.3 – Parâmetros do modelo de Walfish-Ikegami 27

Figura 4.1(a) – Base de dados topográfica (vista 3D) 35

Figura 4.1(b) – Base de dados topográfica (vista 2D) e pontos de medida 35

Figura 4.2 – Diagramas horizontal e vertical da antena Slot utilizada 36

Figura 4.3 – Dados de configuração do software 36

Figura 4.4 – Okumura-Hata com altura real 38

Figura 4.5 – Okumura-Hata com altura absoluta 38

Figura 4.6 – Okumura-Hata com altura efetiva 39

Figura 4.7 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e simples difração 40

Figura 4.8 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e simples

difração 40

Figura 4.9 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e simples difração

41

Figura 4.10 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e múltiplas

difrações 42

11

Figura 4.11 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e múltiplas

difrações 42

Figura 4.12 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e múltiplas

difrações 43

Figura 4.13 – Gráfico da Perda x distância 44

Figura 4.14 – Gráfico da Perda x altura efetiva 45

Figura 4.15 – Diagrama de espalhamento para o modelo 46

Figura 4.16 – Distribuição de erros para o modelo 46

Figura 4.17 – Gráfico da Perda x distância com d > 3 Km 47

Figura 4.18 – Gráfico da Perda x altura efetiva com d > 3 Km 47

Figura 4.19 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3 km 48

Figura 4.20 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3 km 48

Figura 4.21 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3km e simples

difração 49

Figura 4.22 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3km e simples difração49

Figura 5.1 – Modelo OSI de camadas 53

Figura 5.2 – Modelo de referência ITU para a Televisão Digital 54

Figura 5.3 – Sistema ATSC 55

Figura 5.4 – Modulação 8-VSB 56

Figura 5.5 – Sistema DVB 57

Figura 5.6 – Diagrama funcional do DVB-T 60

Figura 5.7 – Sistema ISDB 60

Figura 5.8 – Segmentação de banda no ISDB-T 62

Figura 5.9 – Lay-out básico das medidas do Limiar da relação C/N 67

Figura 5.10 – Analise da intensidade de cobertura utilizando o modelo de OH 69

Figura 5.11 – Analise da cobertura utilizando o modelo de OH 69

Figura 5.12 – Analise de intensidade de campo com o modelo de múltiplas

difrações 70

Figura 5.13 – Analise de cobertura utilizando o modelo de múltiplas difrações 70

Figura 5.14 – Análise de intensidade de campo utilizando o modelo de simples

difração 71

Figura 5.15 – Analise de cobertura utilizando o modelo de simples difração 71

12

Lista de tabelas

Tabela 2.1 – Características de propagação por faixa de freqüência 6

Tabela 3.1 – Desvio padrão da variação da localização em 100 MHz 30

Tabela 3.2 – Desvio padrão da variação da localização em 600 MHz 30

Tabela 3.3 – Desvio padrão da variação da localização em 2000 MHz 30

Tabela 4.1 – Resumo da comparação dos erros 43

Tabela 4.2 – Resumo da comparação do erro para o novo modelo 50

Tabela 5.1 – Modos de operação COFDM do DVB 58

Tabela 5.2 – Modos de operação do ISDB-T 61

Tabela 5.3 – Codificação de áudio 63

Tabela 5.4 – Ganho da antena e perda por alimentação 64

Tabela 5.5 – Valor médio de perda devido à penetração dos edifícios 65

Tabela 5.6 – Variação da localização em macro escala 65

Tabela 5.7 – Relação portadora – ruído de limiar 67

Tabela 5.8 – Limiares da relação C/N dos padrões de TV 68

Lista de Abreviaturas

VHF – Very High Frequency

UHF – Ultra High Frequency

ITU – International Telecommunication Union

SHF – Super High Frequency

PCS – Personal Communication System

DVB – Digital Video Broadcasting

ISDB – Integrated Services Digital Broadcasting

ATSC – Advanced Television Systems Committee

CDMA – Coded Division Multiple Access

TDMA – Time Division Multiple Access

NTSC – National Television System Committee

PAL – Phase Alternating Line

SECAM – SEquencial Couleur Avec Memoire

SFN – Single Frequency Network

COFDM – Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing

ATM – Asynchronous Time Division Multiplexing

SDH – Synchronous Digital Hierarchy

PDH – Plesiochronous Digital Hierarchy

OSI – Open System Interconnection

ISDN – Integrated Services Digital Network

MPEG – Motion Picture Experts Group

QAM – Quadrature Amplitude Modulation

VSB – Vestigial Side Band

DTH – Direct To Home

MMDS – Multichannel, Multipoint Distribution System

LMDS – Local Multipoint Distribution System

FEC – Forward Error Correction

QPSK – Quadrature Phase Shift Keying

14

1 Introdução

Um assunto extremamente atual e importante é o estudo de sistemas de TV

digital, sua importância e benefícios. Um dos fatores preponderantes para sua

comercialização no País reside no estudo de viabilidade em função da tecnologia a

ser adotada, custos de implantação e preço final para o mercado consumidor.

Um dos requisitos necessários para o correto dimensionamento deste

problema é a existência de métodos e ferramentas precisas para o cálculo de

cobertura e análise de desempenho dos diferentes sistemas atualmente propostos

para adoção no Brasil.

Nesta dissertação estaremos abordando o problema da previsão da perda de

propagação em regiões urbanas na faixa de freqüências da TV digital e do cálculo

da cobertura rádio elétrica resultante.

1.1. A importância da TV Digital

Muitos são os fatores que criam a necessidade e a urgência da implantação

da TV digital no País. Para entendê-los é preciso definir exatamente o que é a TV

digital, que se baseia na proposta de inserção de tecnologia digital aplicada ao

serviço de TV.

Analisando o sistema usual de TV, podemos dizer que ele é composto pelos

seguintes componentes: “estúdio”, processo de radiodifusão e sistema de

recepção.

Como estúdio entendemos a parte que envolve toda a produção dos sinais de

TV (gravação das cenas, edição, reportagens externas, armazenamento de vídeos,

entre outras). O processo de radiodifusão, comumente chamado de broadcast, que

hoje é realizado de forma analógica, trata da transmissão e efeitos do meio

propriamente dito. O sistema de recepção é o mais transparente para o usuário

final sendo composto pelo aparelho de TV propriamente dito mais a antena

receptora.

2

A parte que engloba o ambiente de estúdio já está a algum tempo sendo

gradualmente digitalizado. O que tem sido objeto dos estudos atuais é, portanto, a

digitalização da etapa de radiodifusão e as respectivas interfaces, tanto do lado do

estúdio quanto do usuário final.

A transmissão de sinais de televisão em forma digital proporciona uma

melhor qualidade de imagem e de som ao telespectador. Adicionalmente, a

imagem poderá ser mais larga que a atual (relação de aspecto maior);

eventualmente com um maior grau de resolução (alta definição) e um som estéreo

de qualidade. Existem mais outras vantagens que realmente valorizam a inserção

da TV Digital no mercado como, por exemplo, sistemas de múltiplos programas

por canal; menu contendo toda a grade de programação para seleção de

programas; interatividade. As pessoas poderão obter informações adicionais sobre

o que estiver sendo veiculado, como, por exemplo, placar dos jogos do

campeonato enquanto se assiste a uma partida de futebol ou a “ficha técnica” de

algum produto que estiver sendo exibido. A televisão poderá ser utilizada para

comprar produtos, consultar acervos bibliográficos ou enviar e receber

mensagens. Em programas de auditório, as pessoas poderão participar de suas

casas, tendo as suas imagens transmitidas a partir de uma câmera de baixo custo.

Com a possibilidade de utilização de mais canais e mais programas por canal,

poderá haver uma proliferação de ofertas atendendo a diferentes necessidades e

interesses.

A tecnologia digital abre, portanto, um leque amplo de novas possibilidades.

Deve-se observar, porém, que existem algumas restrições. As alternativas não são

todas simultaneamente realizáveis, nem auto-realizáveis, implicando na

necessidade de estabelecimento de regras e padrões que maximizem as

potencialidades do sistema.

No momento três padrões principais estão sendo considerados para adoção

no Brasil: o sistema ATSC, de origem norte-americana, o sistema europeu DVB-T

e o sistema japonês ISDB. Além, mais recentemente foi aventada a possibilidade

da criação de um padrão brasileiro, que incorporaria características de um ou mais

destes padrões, mas conteria também especificidades mais adequadas à nossa

realidade.

3

1.2. Propagação de sinais de TV Digital em áreas Urbanas em VHF e UHF

De acordo com a recomendação do ITU-R BT. 798-1 [1], as faixas de

atuação da TV Digital recomendadas estão localizadas entre 30MHz e 3GHz,

portanto, as faixas de VHF e UHF. As faixas recomendadas são as mesmas já

utilizadas atualmente na radiodifusão da TV analógica. Deve ser prevista,

portanto, a convivência entre os dois sistemas.

Os modelos empíricos de Okumura-Hata e ITU-R P.1546 [2], são os mais

utilizados para análise de propagação em regiões urbanas nessas faixas de

freqüência. Entretanto, como modelos empíricos, utilizam coeficientes ajustados

experimentalmente com base em medidas de regiões e ambientes específicos ou

genéricos. Idealmente, para permitir uma maior precisão no cálculo de cobertura

de sistemas reais, estes coeficientes devem ser ajustados com base em medidas

realizadas na região onde o sistema será implantado.

Neste trabalho são realizados testes do modelo de Okumura-Hata utilizando

o banco de medidas realizadas na região da Grande São Paulo pelo Instituto

Presbiteriano Mackenzie, numa parceria ABERT/SET/Mackenzie. Os resultados

finais foram publicados no website da ANATEL e são de domínio público. A

partir dos testes foi realizado um ajuste dos parâmetros do modelo, combinado

com efeitos adicionais de difração, que forneceu boa precisão para a região de

interesse. Os modelos propostos foram utilizados para prever a cobertura de cada

um dos sistemas atualmente propostos na região de São Paulo.

1.3. Organização do trabalho

Em seqüência a esta introdução o capítulo 2 apresenta os modelos clássicos

de propagação para a faixa de UHF. O capítulo 3 apresenta uma breve revisão dos

métodos de previsão da perda de propagação em áreas urbanas, com ênfase nos

modelos de Okumura-Hata e ITU-R P. 1546 que mais se adequam à previsão de

propagação na faixa da TV digital [2]. O capítulo 4 apresenta o banco de dados

disponível, os testes realizados e detalha todos os passos para a construção de um

modelo ajustado localmente. O capítulo 5 apresenta um breve resumo dos padrões

de TV digital utilizados hoje no mundo e os exercícios de previsão de cobertura

4

para a Grande São Paulo com base tanto no modelo de Okumura Hata como nos

modelos propostos neste trabalho. O capítulo 6 apresenta as conclusões e

sugestões para trabalhos futuros.

2 Mecanismos e Efeitos de Propagação em VHF e UHF

Consideremos inicialmente duas definições importantes para a

caracterização canal de rádio-propagação. Uma dessas definições é a de

mecanismos de propagação, que são responsáveis pela perda de média propagação

média no canal e que determinam o nível médio de sinal recebido, sendo

considerados no cálculo de enlace ou cobertura; a outra definição é a dos efeitos

de propagação, que são responsáveis por flutuações do sinal recebido (reforços e

desvanecimentos) e considerados na estimativa de desempenho e cálculo da

margem requerida pelo sistema.

A propagação se dá por diferentes mecanismos e efeitos dependentes da

faixa de freqüências utilizada e distâncias consideradas. Um resumo destas

características pode ser visualizado na tabela 2.1 [3].

Dentre os mecanismos e efeitos citados na tabela 2.1, são de interesse neste

trabalho aqueles relevantes nas faixas de UHF e VHF, que são as faixas utilizadas

para a radiodifusão da TV Digital. Verificamos que os mecanismos são

praticamente os mesmos e os efeitos da atmosfera e do terreno diferem apenas na

presença dos dutos da faixa alta de UHF e o espalhamento troposférico em VHF.

Como a maioria das medidas obtidas em nosso banco de dados foi realizada

na faixa de UHF e, pela similaridade da influência da atmosfera e do terreno nas

duas faixas, vamos discutir neste trabalho os mecanismos na faixa de UHF.

Os mecanismos importantes para a nossa análise, portanto, são a propagação

em visibilidade, a reflexão, a difração e a tropodifusão, enquanto que os efeitos a

serem considerados são os de refração, multipercurso e obstruções locais pelo

relevo e vegetação.

6

Freqüências Mecanismos de propagação Efeitos da atmosfera e do terreno

ELF 30 - 300 Hz

Onda “guiada” entre a ionosfera e a superfície da Terra e refratada até grandes profundidades no solo e no mar

Atenuação em 100 Hz entre 0,003 e 0,03 dB/km sobre o solo e de 0,3 dB/km sobre a água do mar

VLF 3 - 30 kHz

Onda “guiada” entre a camada D da ionosfera e a superfície da Terra e refratada no solo e no mar

Baixas atenuações sobre o solo e no mar

LF 30 - 300 kHz

Onda “guiada” entre a camada D da ionosfera e a superfície da Terra até 100 kHz, onda ionosférica tornando-se distinta acima desta freqüência.

Desvanecimento em distâncias curtas devido à interferência entre a onda ionosférica e a de superfície

MF 300 - 3000 kHz

Onda de superfície a curta distância e em freqüências mais baixas e onda ionosférica a longa distância

Atenuação da onda de superfície reduz sua cobertura a 100 km; onda ionosférica forte à noite.

HF 3 – 30 MHz

Onda ionosférica acima da distância mínima; onda de superfície a distâncias curtas.

Comunicação muito dependente do comportamento da ionosfera; onda de superfície bastante atenuada.

VHF 30 - 300 MHz

Propagação em visibilidade; difração; tropodifusão (ondas espaciais).

Efeitos de refração; difração pelo relevo; espalhamento troposférico.

UHF 300 - 3000 MHz

Propagação em visibilidade; difração; reflexão e tropodifusão.

Efeitos de refração; multipercursos e dutos (faixa alta); difração e obstrução pelo relevo e vegetação.

SHF (3 - 30 GHz)

Propagação em visibilidade Desvanecimento por multipercursos; atenuação por chuvas (acima de 10 GHz); obstrução pelo terreno.

EHF 30 - 300 GHz

Propagação em visibilidade Desvanecimento por multipercursos; atenuação por chuvas; absorção por gases; obstrução por edificações.

Tabela 2.1 – Características de propagação por faixa de freqüência

2.1. Mecanismos básicos

Serão descritos a seguir alguns mecanismos importantes para a compreensão

da rádio-propagação, especialmente em radiodifusão de TV.

2.1.1. Propagação no espaço livre – visibilidade

O caso mais simples de propagação, no qual transmissor e receptor estão

imersos em um espaço livre de obstruções em qualquer direção e o campo elétrico

é calculado em um ponto qualquer de observação. O mecanismo de propagação

determinante é o de propagação em visibilidade. Embora a propagação em espaço

livre seja uma situação bastante particular, o seu entendimento e cálculo são úteis

para que se desenvolvam expressões mais complexas e que possam melhor definir

a propagação em diferentes ambientes e para diferentes sistemas. Também, sua

7

expressão pode servir como uma base de comparação com expressões mais

complexas.

A perda (atenuação) de propagação é determinada pela relação entre a

potência recebida e a potência transmitida. Inicialmente, será calculada a perda de

propagação entre antenas isotrópicas (irradiação uniforme em todas as direções) e,

posteriormente, será inserido o ganho das antenas.

A densidade de potência calculada a uma distancia d (em campo distante)

do transmissor isotrópico é dada pela expressão (2.1), onde o ganho GT é igual à

unidade. A potência recebida é calculada da forma já mostrada no

desenvolvimento da expressão 2.2). Aqui, no cálculo da área efetiva de recepção,

o ganho GR é também igual à unidade. Então:

2TT

d4GP

sπ

= (2.1)

[W] 120G

2E P

4G.

120EA.sP R

2

RR

22

eR

πλ

=∴π

λπ

== (2.2)

Como a perda básica de transmissão em espaço livre é definida como a

razão entre as potências recebidas e transmitida para antenas isotrópicas, vem:

2

T

R

d4PP

πλ

= (2.3)

Expressando em decibéis, temos a atenuação em espaço livre para antenas

não isotrópicas que é dada por:

]dBi[G]dBi[G]GHz[flog20]km[dlog2044,92]dB[L RTfs −−++= (2.4)

Onde dBi é o ganho, em dB, em relação ao ganho da antena isotrópica

(unitário).

8

2.1.2. Propagação sobre Terra Plana

Consideremos agora a presença da terra, tendo uma modelagem inicial plana

e perfeitamente lisa. A figura (2.1) exemplifica como funciona esse mecanismo

tendo um raio direto e um refletido.

Figura 2.1 – Reflexão sobre Terra Plana

A potência recebida é dada pela aproximação de Norton [3]:

2jjRT

2

T

R e).w(F)R1(e.R1GGd4P

P ϕ∆ϕ∆ −++

πλ

≅ (2.5)

Nesta expressão é possível identificar uma onda direta, uma com reflexão e

uma onda de superfície atenuada.

Na situação de campo distante (d >> 1 e d >> hR, hT) algumas

aproximações podem ser feitas e a perda em dB tem a seguinte expressão:

]dBi[G]dBi[G]m[hlog20]m[hlog20]m[dlog40]dB[L RTRT −−−−= (2.6)

Se a superfície refletora não é lisa, a onda refletida não possuirá direção

única. O que ocorre é um espalhamento (difusão) da energia incidente, em várias

direções, causado pela irregularidade (rugosidade) da superfície refletora. A

Figura 2.2 ilustra o espalhamento de uma frente de onda plana (representada pelos

raios incidentes paralelos) refletida em uma superfície rugosa.

9

Figura 2.2 – Reflexão em superfície rugosa (espalhamento)

Observa-se na Figura 2.2 que, embora a lei de reflexão continue válida

(ângulo de incidência igual ao ângulo de reflexão), como a superfície é irregular,

haverá inúmeros ângulos de incidência, distribuídos de maneira desordenada,

dando origem a inúmeros ângulos de reflexão. Isso constitui o espalhamento da

energia. O efeito prático da reflexão assim gerada (reflexão difusa) é que menos

energia será acoplada ao receptor. Foi desenvolvido um critério prático para a

avaliação da rugosidade de uma superfície. Seja a Figura 2.3 a seguir [4].

Figura 2.3 – Determinação da diferença de fase entre raios refletidos em superfície

rugosa

Demonstra-se que a diferença de comprimento entre os dois percursos, (AB

+ BC) e (A’B’ + B’C’) é dada por:

Ψ=Ψ−Ψ

=∆ send2)]2cos(1[sen

dl (2.7)

A diferença de fase entre os percursos será, então:

Ψλπ

=∆λπ

=φ∆ send4l2 (2.8)

onda raios refletidos (θi)

θ )

10

Se d << λ, ∆φ é pequeno e pode-se considerar a superfície como sendo lisa.

O critério prático consiste em assumir que a superfície é rugosa quando ∆φ ≥ π/2

o que leva a:

Ψλ

≥sen8

d , conhecido por Critério de Rayleigh (2.9).

Ou, se ψ é suficientemente pequeno : senψ ≅ ψ, que leva o critério a ser

expresso por Ψλ

≥8

d (2.10)

A rugosidade é, portanto, determinada pela diferença de fase entre raios que

atingem diferentes pontos da superfície (com elevações distintas). Dessa forma, o

espalhamento da energia está sendo analisado através da diferença de fase entre

raios. Quanto menor a diferença (determinada pela relação entre o desnível d e o

comprimento de onda λ), mais lisa é a superfície e menor será o espalhamento por

ela causado. O que ocorre na prática é que, pela característica irregular do perfil

das rugosidades, o desnível d é tratado como uma variável aleatória e o seu desvio

padrão σh passa a ser a medida de quão acentuada é a rugosidade da superfície.

Substituindo d por σh na expressão (2.8), é definido o parâmetro C.

Ψλ

πσ= sen

4C h (2.11)

Para Ψ pequeno : Ψλ

πσ≅ h4

C (2.12)

Um critério usual é o seguinte :

C < 0,1 → superfície lisa;

C > 10 → superfície muito rugosa, de forma que o espalhamento é tão

grande que pode-se desconsiderar a componente refletida, pois

é desprezível a energia acoplada ao receptor através de

reflexão.

11

Para valores de C entre 0,1 e 10, é definido o coeficiente de espalhamento: 2/C

e

2

eC −= , obtido empiricamente. O coeficiente de reflexão especular é então

corrigido pelo coeficiente de espalhamento, resultando no coeficiente de reflexão

especular a ser usado :

RC'R e= (2.13)

2.1.3. Propagação por Difração

O fenômeno da difração pode ser entendido com base no princípio de

Huygens, descoberto em 1678 pelo holandês Christiaan Huygens. O referido

princípio considera que cada ponto de uma dada frente de onda age como se fosse

uma fonte puntiforme de ondas. A nova frente de onda (num ponto posterior), é

determinada pela superfície envoltória de todas estas ondículas esféricas emitidas

por estas fontes puntiformes que se propagaram durante o intervalo pertinente.

Vamos analisar os casos de difração por um obstáculo e múltiplos

obstáculos que são relevantes para o nosso trabalho [12].

2.1.3.1. Difração por um obstáculo isolado do tipo gume de faca

O método mais simples para o cálculo do efeito de um obstáculo no

percurso do rádio elétrico (ótica de raios) entre o transmissor e o receptor é

baseado na teoria da difração de Fresnel-Kirchoff e considera o obstáculo como

um anteparo de espessura elementar e dimensão lateral infinita, posicionado

perpendicularmente ao plano de propagação. A teoria, heurística, baseia-se na

suposição de que o campo em qualquer ponto situado após o obstáculo pode ser

calculado como a composição de campos elementares gerados por fontes virtuais

situadas sobre a frente de onda incidente sobre o obstáculo, como ilustrado na

figura 2.4.

12

du

d1d2Tx

Rx

r

u1

uo

0

u

-H

Figura 2.4 – Difração por obstáculo tipo gume de faca

Assume-se que cada elemento de linha du da frente de onda gera uma onda

esférica, cuja amplitude decai com a distância de forma a ser determinada, ou seja,

duerf

CdE rjk0

)(−= (2.14)

O campo total no ponto de recepção é dado pela integral das contribuições

dos elementos de linha.

∫−

= 1

0

0u

u

rjk

du)r(f

eCE (2.15)

Empregando as seguintes aproximações para campo distante do anteparo:

na amplitude 2dr ≅

na fase 21

2122 dd2

ddudr

++≅

e usando as integrais de Fresnel

13

∫ −=−v

dvvjvjSvC0

2 )2/exp()()( π

onde

∫ π−=v

0

2 dv)2/vcos()v(C ∫ −=v

dvvvS0

2 )2/sen()( π (2.16)

tem-se

−−

−= − )v(S

21j)v(C

21e

2E

E 00d/jk0 20 com

RH2v −≅ (2.17)

sendo H definido como a folga do obstáculo e R denominado raio da 1ª zona

de Fresnel. Utilizando uma aproximação para as integrais de Fresnel, é possível

mostrar que [3].

( ) 7,0 ; 1,011,0log209,6]dB[L 2d −>ν

−ν++−ν+= (2.18)

A expressão final de atenuação, incluindo a atenuação de espaço livre é,

então:

( ) 7,0 ; 1,011,0log209,6LLL]dB[L 2fsdfs −>ν

−ν++−ν++=+≅ (2.19)

Um exemplo de campo difratado por um obstáculo gume de faca é mostrado na

Figura 2.5

Figura 2.5 – Campo difratado por obstáculo gume de faca

-3 -2 -1 0 1 2 3-25

-20

-15

-10

-5

0

5( )0E/Elog20

14

2.1.3.2. Difração por um obstáculo isolado e arredondado

O método para o cálculo da perda por difração devida a um obstáculo

isolado é baseado na teoria geométrica da difração, sendo o obstáculo modelado

por um cilindro circular posicionado transversalmente à linha de visada direta

entre as antenas. A forma do obstáculo é caracterizada pelo raio de curvatura (r0)

do topo. O topo do obstáculo é definido como a parte do contorno longitudinal

compreendida entre os pontos (Q1 e Q2), determinados pelos horizontes das

antenas, como ilustrado na Figura 2.6, que mostra ainda os demais parâmetros

geométricos do método de cálculo.

H

r00r

Q Q1 2

θP

RT

S S1 2

Figura 2.6 – Aproximação cilíndrica para um obstáculo isolado

A atenuação adicional pela difração em um obstáculo isolado é dada por

Aad(dB) = J(V0) + T(θ) + Q

ξ (2.20)

O primeiro termo na expressão acima corresponde à atenuação adicional por

um obstáculo de raio de curvatura nulo ( ou obstáculo "gume de faca"). Os demais

termos da expressão (1) são fatores de correção para levar em conta a curvatura do

obstáculo [3]: 432 8,06,322,7)(T θ−θ+θ−θ=θ (2.21)

1

3/10

3/2

Rr

826,0λ

=ρ (2.22)

15

4;log2066,17

40;5,120;/)(T

)(Q>χχ−−χ

<χ≤χ<χ≤ρ−ρρχ

=χ (2.23)

3/1

00

r2

V

λπ

θ≅π

ρ=χ (2.24)

A aproximação "gume de faca" implica num cálculo otimista da perda por

difração sendo portanto, em alguns casos, importante a determinação do raio de

curvatura do obstáculo. Isto é feito através da determinação, pelo método dos

mínimos quadrados, do raio do arco de círculo que aproxima os pontos do topo do

obstáculo entre os horizontes das antenas (pontos Q1 e Q2 na figura 4.9). Tal

procedimento exige que se conheça, com boa precisão, o perfil longitudinal do

obstáculo.

2.1.3.3. Difração por obstáculos múltiplos

No caso de percursos difratados por obstáculos múltiplos, diversos métodos

empíricos ou semi-empíricos são encontrados na literatura para o cálculo da perda

por difração. Dentre eles, o único que considera o efeito da curvatura dos

obstáculos é o método atualmente recomendado pelo ITU-R.

O primeiro passo para a aplicação do método do ITU-R consiste na

identificação dos obstáculos e sua classificação em principais e secundários. O

primeiro obstáculo principal é aquele que define o horizonte do transmissor, o

segundo aquele que define o horizonte do primeiro e assim sucessivamente, até o

receptor. Este processo, conhecido como método da "corda esticada", é ilustrado

na figura 2.7, onde é mostrado de forma esquemática um enlace com três

obstáculos principais. Definem-se como sub-enlaces as seções do percurso entre

cada dois obstáculos principais consecutivos. Obstáculos contidos em sub-enlaces

são classificados como obstáculos secundários. A atenuação total por difração

múltipla é dada por:

NM

1jadS

N

1iadPad C)dB(A)dB(A)dB(A

ji ∑∑==

++= (2.25)

16

TOS 1

OP1

OPOS

OP2

3

2

R

a b c d e f g

a) Obstáculos múltiplos

T R

a b c d e f g

S3

S4

S2

S1

H

H

H1

2

3

b) Obstáculos principais

T

OP1

OP

OP3

2

R

a b c d e f g

H

H

1

2

c) Obstáculos secundários

Figura 2.7 – Enlace com difração múltipla: classificação dos obstáculos

O primeiro somatório na expressão (2.27) corresponde à contribuição dos

obstáculos principais. Cada termo está associado a um obstáculo principal, e é

calculado como se este fosse um obstáculo isolado num enlace fictício, cujos

extremos são os vértices, anterior e posterior ao obstáculo, da linha poligonal

(corda esticada) que une o transmissor ao receptor passando por todos os

obstáculos principais [3]:

A adP i = J(V i ) + T (θ i) + Q (ξ i) (2.26)

onde

17

)SS(

SS2RH2

1ii

1ii

i1

ii

+

+λ

θ≅=ν (2.27a)

i1

3/10

3/2

i R

r826,0 i

λ=ρ (2.27b)

3/1

i0ii

r2

λπ

θ≅π

ρν=χ (2.27c)

Os parâmetros H1, R1i , θi , r0i , Si e Si+1 são, respectivamente, a folga, raio

da 1a zona de Fresnel, ângulo entre as tangentes ao topo, raio de curvatura e

distâncias ao topo do i-ésimo obstáculo (ver figuras 1 e 2). Na prática, os valores

de Si podem ser aproximados por suas projeções horizontais. Por exemplo, com

referência ao exemplo da figura 2b, S1=a+b, S2=c, S3=d+e+f e S4=g.

O segundo somatório corresponde à contribuição dos obstáculos

secundários. Apenas um obstáculo secundário é considerado em cada sub-enlace,

aquele que provoca maior atenuação, no caso do dimensionamento de enlaces, ou

aquele que provoca menor atenuação, no caso do cálculo de interferências. Cada

termo é calculado como se este fosse um obstáculo isolado "gume de faca" num

enlace fictício, cujos extremos são os topos dos obstáculos principais adjacentes

ao obstáculo secundário. No caso do primeiro sub-enlace, os extremos são o

transmissor e o primeiro obstáculo principal, e no caso do último sub-enlace, o

último obstáculo principal e o receptor.

AadSj(dB) = J(Vj) (2.28)

Finalmente, o termo CN é um fator de correção (redutor) empírico da

atenuação total, dado por

++++

++++=

+

+)SS)......(SS)(SS)(SS(

)S.......SSS)(S.....SS(C

1NN433221

1N321N32N (2.29)

A literatura do ITU-R cita outras metodologias de difração que por não serem objeto do nosso estudo, não serão citadas neste trabalho.

2.1.4. Tropodifusão

Numa atmosfera homogênea ou estratificada, o campo recebido além do

horizonte do transmissor é devido à difração. Numa atmosfera turbulenta, pode

18

ocorrer também o fenômeno de tropodifusão, no qual o sinal refletido ou refratado

por irregularidades (bolhas) na troposfera atinge o receptor além do horizonte do

transmissor. Este mecanismo produz sinais significativos na faixa de UHF, que

tanto são utilizáveis em sistemas de comunicação como podem constituir-se em

efeitos interferentes entre sistemas.

As irregularidades constituem-se de "bolhas" de índice de refração

aproximadamente uniforme, localizadas e em movimento numa certa região da

troposfera. Quando tanto a antena transmissora como a receptora são apontadas

para esta região, é possível estabelecer comunicação. O processo é ilustrado na

figura 2.8.

Figura 2.8 – Tropodifusão

A relação entre a potência transmitida e recebida num sistema em

tropodifusão é obtida a partir da complexa teoria da propagação em meios

turbulentos. O resultado final é da forma [3]

2'24

⋅=

λπ

λl

dA

PP

T

R (2.30)

onde d(km) é a distância entre o transmissor e o receptor, A(m2) é a área de

abertura das antenas (supostas iguais), λ(m) o comprimento de onda e l' (m) o

tamanho de escala da turbulência.

19

Para as distâncias e faixas de frequência envolvidas neste trabalho o efeito

da tropodifusão não se torna relevante, consequentemente não será levado em

conta na construção do nosso modelo.

2.2. Efeitos da atmosfera e relevo

Os efeitos citados para a análise que faremos serão a Refração, os

multipercursos, a difração e obstruções pelo relevo.

2.2.1. Refração

A refração é um efeito da modificação da direção de uma onda que,

passando através de uma interface que separa dois meios, tem, em cada um deles,

diferentes velocidades de propagação.

Em condições normais de céu claro (ausência de chuvas), o índice de

refração da troposfera, que depende da pressão, temperatura e umidade relativa do

ar, é ligeiramente superior à unidade (≈ 1,0003) e decresce lentamente com a

altura. Na direção paralela à superfície da terra, o índice de refração sofre

variações muito mais lentas do que com a altura podendo, em condições normais,

ser considerado aproximadamente constante por algumas dezenas de quilômetros.

Nestas freqüências, variações não desprezíveis do índice de refração ocorrem em

distâncias comparáveis com o comprimento de onda.

O decréscimo do índice de refração com a altura provoca um encurvamento

da trajetória das ondas rádio na direção da superfície da terra. Condições anormais

de temperatura e umidade relativa provocadas por efeitos meteorológicos podem

provocar variações abruptas ou decréscimos muito acentuados do índice de

refração com a altura. A ocorrência de variações abruptas do índice de refração

pode provocar reflexão parcial dos sinais de rádio. A ocorrência de reflexões

parciais ou dutos tanto pode provocar regiões de sombra no receptor como

multipercurso atmosférico (diversos raios interferentes atingindo o receptor), ou

ainda provocar interferências em receptores de outros enlaces distantes.

A presença de irregularidades (variações espaciais de pequeno tamanho de

escala) no índice de refração da troposfera provoca espalhamento e reflexões

20

múltiplas das ondas de rádio. Este efeito pode ser utilizado como mecanismo de

propagação para sistemas de baixa e média capacidade e longo alcance em VHF e

UHF (sistemas de tropodifusão) mais também é um mecanismo gerador de

interferências.

O índice de refração modificado transforma o problema da terra esférica

numa geometria modificada equivalente à terra plana. Este não é, entretanto, o

único mapeamento possível, nem o mais conveniente para aplicações em

engenharia.

O método clássico utilizado para levar em consideração os efeitos da

refração atmosférica introduz o conceito de raio equivalente da terra. Através

deste método, é possível traçar uma superfície sobre a qual a trajetória do raio é

uma reta, mantendo-se as distâncias verticais entre a trajetória e a superfície da

terra e as distâncias horizontais em relação às antenas.

O raio equivalente da terra ae é normalmente representado na forma

kaae =

dzdna

dzdnaan

ank+

≅+

=1

1

)(

)( (2.31)

Deve supor que o raio da terra é maior do que seu valor real por um fator k

de 4/3. Isto permite dobrar-se a refratividade das ondas de rádio para a terra.

Na atmosfera padrão, ou normal,

kmnuniddzdn /.1040 6−×−= 3/4=k kmae 8500=

kmnuniddzdN /.40−= e kmnunid

dzdM /.117=

Entretanto, em condições reais, variações significativas ocorrem na

troposfera. Quando o gradiente do índice de refração é maior que -40 unidades

N/km, o encurvamento dos raios é menor que na atmosfera padrão e a condição é

dita sub-refrativa. Quando o gradiente do índice de refração é menor que -40

unidades N/km, o encurvamento dos raios é menor que na atmosfera padrão e a

condição é dita super-refrativa.

21

2.2.2. Efeitos de Multipercurso

Em ambientes o sinal que chega ao receptor é fruto da composição de ondas

eletromagnéticas que percorreram diversos percursos distintos entre transmissor e

receptor, através de diferentes mecanismos de propagação. No que se refere à

frequência, a faixa de frequências escolhida para sistemas de radiodifusão é

favorável à propagação do sinal transmitido através de mecanismos de reflexão,

difração, espalhamento e visada direta. Nas grandes áreas urbanas, edifícios

representam obstáculos nos quais a onda propagante pode refletir-se ou difratar-

se, conforme indica a figura 2.9 que, embora ilustre um sistema móvel, serve para

o nosso exemplo de multipercusos. Como a unidade móvel está, em geral, imersa

no ambiente, ela receberá raios através dos vários mecanismos de propagação

gerados pelo ambiente. Os vários raios refletidos no ambiente urbano são os

principais causadores do multipercurso.

Figura 2.9 – Cenário de multipercurso

No receptor, os campos associados aos diferentes percursos somam-se

vetorialmente e produzem um campo resultante oscilante. A queda no nível do

sinal recebido devido ao multipercurso é conhecida por desvanecimento em

pequena escala.

Podemos resumir os efeitos do multipercurso em seus aspectos positivos e

negativos:

Positivos: A principal vantagem da propagação com multipercursos é que

permite uma comunicação uniforme quando o transmissor e o receptor não estão

difração

reflexão

22

em visibilidade. Os multipercursos permitem o sinal chegar no seu destino

ultrapassando os obstáculos (montanhas, prédios, túneis, estacionamentos

subterrâneos, etc) mantendo assim relativamente estável a cobertura do sinal.

Negativos: Os multipercursos causam também muitas perturbações no sinal.

Os três principais são retardo na propagação, interferências entre percursos

diferentes vindos do transmissor, com criações de rápidas flutuações na recepção

do sinal (Desvanecimento de Rayleigh); e modulação aleatória da freqüência

devido ao deslocamento Doppler nos diferentes percursos.

2.2.3. Obstruções pelo Relevo

O conhecimento da morfologia da região é de extrema importância no

planejamento de cobertura da mesma. Os prédios e a vegetação influenciam

grandemente o resultado da propagação.

O desvanecimento em larga escala, também conhecido por sombreamento,

está mais relacionado a obstruções naturais (relevo e vegetação) e a construções,

como casas e edifícios, que fazem com que o móvel fique em uma região de

sombra eletromagnética (ou de nível de sinal bastante reduzido) quando há

obstrução. Quando é obstruído, o sinal chega ao receptor basicamente através de

difração e espalhamento, e a amplitude do sinal assim recebido segue uma função

de densidade de probabilidade (fdp) Normal (ou log-normal, em dB), ou

Gaussiana.

Em síntese, os principais efeitos que são relevantes, atuantes na faixa de

UHF são a refração, difração e multipercursos onde serão analisadas a sua

aplicabilidade e interferências nos métodos de previsão destes efeitos. Os Dutos

ocorrem mais na faixa alta de UHF que não serão explorados neste trabalho.

3 Métodos de previsão cobertura em áreas urbanas

3.1. Introdução

Em regiões urbanas o terreno sobre o qual se dá à propagação apresenta

topografia variada, vegetação e construções distribuídas de forma aleatória.

Embora o cálculo da perda de propagação possa ser realizado, ainda que com

precisão limitada, utilizando técnicas como a do traçado de raios ou soluções

numéricas para aproximações da equação de onda (como a equação parabólica),

os métodos mais utilizados para cálculo de cobertura são empíricos ou semi-

empíricos.

Veremos neste capítulo os métodos de previsão da perda de propagação

mais utilizados para a faixa de freqüências de TV digital [2,10,11].

3.2. Método de Okumura [3]

O modelo de Okumura foi desenvolvido com base em um grande número

de medidas realizadas na região de Tóquio, em freqüências na faixa de UHF e na

faixa de SHF até 1920 MHz. O método de cálculo baseia-se na introdução de

correções, obtidas graficamente, sobre o valor da atenuação de espaço livre. A

expressão básica do método é

L(dB) = Lbf + A(f,d) – GAREA (f, morf) – GT(hTe, d) – GR(hR,d) (3.1)

para 1 ≤ d ≤ 100 Km e 100 < f < 3000 MHz

O termo A(f,d) corresponde a uma atenuação adicional média para áreas

urbanas, com alturas efetiva da antena transmissora de 200 m e altura da antena

receptora de 3m, função da freqüência (limitada entre 100 e 3.000 MHz) e do

comprimento do enlace (limitado entre 1 e 100 Km), dada pela figura 3.1a. O

24

ganho GAREA(f,morf) é uma correção também função da freqüência para áreas de

morfologia suburbana, quase-aberta e aberta (rural) e é dado pela figura 3.1b.

(a) (b)

Figura 3.1 – Fatores do método de Okumura: (a) atenuação adicional média para área

urbana; (b) correções para outras morfologias

Os fatores GT(hTe, d) e GR (hR, d) são fatores de correção para antenas com

alturas diferentes das de referência, funções também da distância e obtidos da

figura 3.2, que mostra também como determinar a altura efetiva da antena de

transmissão.

25

(a) (b)

Figura 3.2 – Fatores de correção do método de Okumura: (a) para a altura da antena

transmissora; (b) para a altura da antena receptora

Okumura não é muito aplicado na prática, para se trabalhar melhor com as

curvas deste modelo, utilizamos o modelo de Hata.

3.3. Método de Hata (Okumura-Hata) [3]

O modelo de Hata é uma formulação empírica do modelo gráfico de

Okumura. A atenuação em áreas urbanas pode ser calculada por:

dlog)hlog55.69.44()h(ahlog82.13flog16.2655.69L trturbana ⋅⋅−+−⋅−⋅+= (3.2) onde : L = atenuação em dB

f = freqüência em MHz – 150 ≤ f ≤1500 MHz

d = distância em km – 1 km ≤ d ≤ 20 km

ht = altura do transmissor em metros – 30 m ≤ ht ≤ 200 m

26

a(hr) = fator de correção em dB

hr = altura do receptor em metros – 1 m ≤ ht ≤ 10 m

• fator de correção para cidades pequenas e médias:

( ) )8.0flog56.1(h7.0flog1.1)h(a rr −⋅−−⋅= (3.3) • fator de correção para cidades grandes

( ) 1.1h54.1log29.8)h(a 2rr −⋅= para f ≤ 300 MHz (3.4)

( ) 97.4h75.11log2.3)h(a 2

rr −⋅= para f ≥ 300 MHz (3.5)

Para obter a perda de propagação em áreas suburbanas e rurais modifica-se a equação para área urbana das seguintes formas:

4.528flog2LL

2

urbanasuburbana −

−= (3.6)

( ) 94.40flog33.18flog78.4LL 2

urbanarural −+−= (3.7)

O modelo de Okumura-Hata é muito semelhante com o modelo utilizado

pelo ITU-R para a radiodifusão da TV digital. Por ser um modelo bastante

utilizado servirá de base para o modelo ajustado localmente desenvolvido neste

trabalho.

3.4. Método de Walfish Ikegami (COST 231) [3, 8]

Este modelo estatístico é aplicável tanto em macrocélulas quanto em

microcélulas, em terrenos planos e urbanos.

27

Figura 3.3 – Parâmetros do modelo de Walfish-Ikegami

onde : hroof = altura dos edifícios, em metros

hmovel = altura da antena do móvel, em metros

w = largura das ruas, em metros

b = separação entre os edifícios, em metros

ϕ = orientação da estrada com relação ao enlace, em graus

Se houver visada direta entre o móvel e a radio base o modelo de perda se

resume à equação (3.8). Caso contrário à perda deve ser calculada pelas equações

(3.9) a (3.29).

flogdlog.LLOS 2026642 ++= (3.8) Onde : f =freqüência, em MHz, 800 MHz ≤ f ≤ 2000 MHz d = distância da ERB ao móvel, em km, d ≥ 20 m

msdrtsNLOS LLLL ++= 0 para 0LL msdrts ≥+ (3.9)

0LLNLOS = para 0LL msdrts <+ (3.10) onde : L0 = perda de propagação em espaço livre, em dB

28

Lrts = perda devido à difração e espalhamento, em dB

Lmsd = perda devido a múltiplas difrações, em dB

oriLflogdlog.L +++= 20204320 (3.11)

movelrts hlog20flog10wlog1016L ∆++−−= (3.12) 0Lrts = para 0Lrts < (3.13)

ϕ+−= 35010 .Lori para o350 <ϕ≤ (3.14)

)35(075.05.2L oori −ϕ+= para oo 5535 <ϕ≤ (3.15)

)55(114.04L oori −ϕ−= para oo 9055 ≤ϕ≤ (3.16)

movelroofmovel hhh −=∆ (3.17)

roofbasebase hhh −=∆ (3.18) blog9flogkdlogkdlogkkLL ffdabshmsd −++++= (3.19)

0Lmsd = para 0Lmsd < (3.20) )h1log(18L basebsh ∆+−= para roofbase hh > (3.21)

0Lbsh = para roofbase hh ≤ (3.22) 54k a = para roofbase hh > (3.23)

basea h8.054k ∆−= para km5.0d ≥ e roofbase hh ≤ (3.24) dh6.154k basea ⋅∆−= para km5.0d < e roofbase hh ≤ (3.25)

18k d = para roofbase hh > (3.26)

roof

based h

h1518k

∆⋅−= para roofbase hh ≤ (3.27)

Para cidades de tamanho médio e centros suburbanos com densidade moderada de árvores:

−⋅+−= 1

925f7.04k f (3.28)

Para centros metropolitanos

−⋅+−= 1

925f5.14k f (3.29)

onde : ka representa o aumento da perda de propagação devido a antenas das

estações radio base localizadas abaixo do topo dos edifícios adjacentes kd e kf controlam a dependência da múltipla difração com a freqüência. Restrições do modelo: 800 MHz ≤ f ≤ 2GHz

4 m ≤ hbase ≤ 50 m; 1 m ≤ hmóvel ≤ 3 m; 20 m ≤ d ≤ 5 km

Por ser um modelo que envolve uma grande complexidade de

detalhamentos da morfologia e um grande banco de dados, não utilizaremos em

nosso estudo.

29

3.5. Método ITU-R P.1546 [2]

O método recomendado pelo ITU-R para as faixas de TV digital de VHF e

UHF , através da Recomendação P-1546, fornece resultados muito semelhantes

aos do método Okumura – Hata.

Este método foi modelado através de curvas que permitem determinar a

variação da intensidade de campo com a distância para uma dada porcentagem no

tempo e freqüência para diversos valores da altura da antena transmissora h1. Para

valores que não se encontram nas curvas a intensidade de campo pode ser obtida

por interpolação.

As curvas foram levantadas para uma potência efetiva irradiada de 1 kW em

freqüências nominais de 100, 600 e 2000 MHz. Algumas curvas se referem a

ambientes terrestres e outras a ambientes marítimos. As curvas são baseadas em

levantamento de dados em regiões com variações climáticas de ambientes quentes

e gelados como, por exemplo, o mar do Norte e o Mediterrâneo. Foram levantados

dados da Europa e América do Norte.

As curvas, mostradas no anexo I, são divididas em três faixas de

freqüências: 30 a 300MHz, de 300 a 1000 MHz e de 1000 a 3000 MHz. Estas

curvas de intensidade de campo versus distância mostradas nestes gráficos são

para a freqüência de 100 MHz, 600 MHz e 1000 MHz, respectivamente. Elas

podem ser usadas para freqüências na faixa de 30 MHz até 3000 MHz . O mesmo

procedimento deve ser usado quando valores tabulados de E x d são empregados.

As curvas representam a intensidade de campo em 50% da localização com

qualquer área de aproximadamente 200 m por 200 m e para 50%, 10% e 1% do

tempo para percursos terrestres.

A distribuição da intensidade de campo como uma função da porcentagem

de localização pode ser calculada usando a informação do modelo. Valores de

desvio padrão, que são representativos para diferentes tipos de serviço, são

listados na tabela 1, 2 e 3. Os sistemas de radiodifusão digital tem bandas de, no

mínimo, 1.5 MHz e são menos sujeitos a variações da freqüência que os sistemas

analógicos.

30

Tabela 3.1 – Desvio padrão da variação da localização em 100 MHz

Tabela 3.2 – Desvio padrão da variação da localização em 600 MHz

Tabela 3.3 – Desvio padrão da variação da localização em 2000 MHz

As curvas de intensidade de campo versus distância e as tabulações são

dadas para os valores de h1 de 10, 20, 37.5, 75, 150, 300, 600 e 1 200 m. Para

qualquer valor de h1 na faixa de 10 m a 3 000 m, fora dos valores mencionados

deverá ser realizada uma interpolação ou extrapolação utilizando duas curvas

escolhidas mais próximas do valor desejado. Para h1 abaixo de 10 m, o processo

de extrapolação também pode ser aplicado.

A perda básica equivalente de transmissão para uma dada intensidade de

campo é feita da seguinte forma:

Lb = 139 – E + 20 log f dB (3.30)

onde:

Lb : Perda básica de transmissão (dB)

E : Intensidade de campo (dB(µV/m)) para 1 kW e.r.p.

Tipo de Serviço Desvio Padrão (dB)

Radiodifusão analógica 8.3 Radiodifusão digital 5.5 Sistemas móveis urbanos 5.3 Sistemas móveis suburbanos, e áreas abertas 6.7

Tipo de Serviço Desvio Padrão (dB)

Radiodifusão analógica 9.5 Radiodifusão digital 5.5 Sistemas móveis urbanos 6.2 Sistemas móveis suburbanos, e áreas abertas 7.9

Tipo de Serviço Desvio Padrão (dB)

Radiodifusão digital 5.5 Sistemas móveis urbanos 7.5 Sistemas móveis suburbanos, e áreas abertas 9.4

31

f : freqüência (MHz).

As curvas desta recomendação são bem aproximadas pela expressão abaixo:

E = 69.82 − 6.16 log f 13.82 log H1 + a(H2) − (44.9 − 6.55 log H1) (log d)b (3.31)

onde:

E : intensidade de campo (dB(µV/m)) para 1 kW e.r.p.

f :freqüência (MHz)

H1 : Altura efetiva da antena da estação base (m) na faixa de 30 a

200 m

H2 : Altura da antena da estação móvel (m) na faixa de 1 a 10 m

d : distancia (km)

a(H2) = (1.1 log f − 0.7) H2 − (1.56 log f − 0.8)

b = 1 para d ≤ 20 km

b = 1 (0.14 0.000187 f 0.00107 ′1H ) (log [0.05 d])0.8

para d > 20 km

onde:

′1H = H1 /21 0,0000071 H+ (3.32)

De (3.36) e (3.37) temos

L = 69.18 + 26.16 log f - 13.82 log H1 - a(H2) + (44.9 − 6.55 log H1) (log d)b (3.33)

A altura efetiva da estação base H1, para pequenos percursos, é equivalente

à altura real da antena. A altura da antena transmissora h1 usada nesta

recomendação é acima da altura do clutter. Assumindo que os resultados de

Okumura-Hata aplicam-se para uma representativa altura do clutter na estação

base de 20 m, nas equações de Hata, H1 = 30 m é equivalente a h1 = 10 m (para

d ≤ 3 km) nesta recomendação. Para alturas de antenas transmissoras é valida a

faixa de Hata de 30 m ≤ H1 ≤ 200 m (10 m ≤ h1 ≤ 180 m). Os dois métodos

fornecem essencialmente os mesmos resultados para percursos de até 20 Km.

32

Dentre todos os métodos aqui discutidos e observando as características da

radiodifusão da TV Digital, bem como sua faixa de freqüências de operação,

utilizamos o método de Okumura-Hata para os testes com dados experimentais e

como base para o modelo ajustado localmente.

4 Modelo para previsão de cobertura em regiões urbanas na faixa de TV Digital

Neste capítulo são descritas as medidas realizadas em São Paulo pelo

Instituto Presbiteriano Mackenzie, os testes do modelo de Okumura-Hata e de sua

combinação com efeitos de difração simples e difração múltipla e o ajuste de seus

coeficientes para a obtenção de um modelo de previsão otimizado localmente para

a cidade de São Paulo.

4.1. Banco de dados de medidas disponível

Foi utilizado neste trabalho o banco de medidas realizadas na região da

Grande São Paulo pelo Instituto Presbiteriano Mackenzie, numa parceria

ABERT/SET/Mackenzie. Os resultados finais foram publicados no website da

ANATEL [15] e são de domínio público.

O banco de dados consiste na catalogação de 595 medidas pontuais

realizadas na cidade de São Paulo, com suas localizações e resultados obtidos,

bem com observações sobre as áreas e condições de medida (obstáculos,

condições do tempo, visada, apontamento da antena, distância do transmissor,

patamar de ruído, horário da medição, etc).

Para a realização das medidas foi utilizado um transmissor digital no canal

34 com potência média de 5 kW, operando com 2.5 kW, com possibilidade,

através de chaveamento, de operar com moduladores dos três sistemas.

A estação transmissora foi instalada na Torre da TV Cultura canal 2,

localizada no Sumaré – SP com cota de 816 m. Utilizou-se um sistema diretivo,

através de uma antena “Slot”, que apresenta o zero grau do diagrama de irradiação

voltado para 117º Nv. Foram realizadas medidas nos pontos de interseção entre

círculos de 3 a 40 km, com radiais de abertura de 15 em 15 graus nos 220 graus de

abertura do diagrama de irradiação da antena. Em cada radial, o passo foi de 3 km,

para d ≤ 15 km, de 5 km para 15 < d ≤ 30 km e de 10 km para 30 < d ≤ 40 km.

34

As medidas foram realizadas utilizando-se um veículo especialmente

equipado. A antena do veículo de teste foi orientada conforme o melhor nível de

sinal e menor degradação por multipercurso. O atenuador existente no veículo é

ajustado para que o nível de potência na entrada do receptor seja -30 dBm (média

para os receptores DVB-T, ATSC e ISDB-T). Note-se que, se não for conseguido

o valor de -30 dBm na entrada do receptor, poderão ser usados valores menores,

porém nunca inferiores a -50 dBm, para minimizar as influências da figura de

ruído do sistema de amplificação e atenuação bem como dos receptores [7].

A seguir, registra-se o campo elétrico existente na posição da antena através

de sua medida indireta na entrada do receptor. Injeta-se “ruído branco” até que a

imagem atinja o LOP (limite de perceptibilidade). Anota-se a “quantidade de

ruído injetada” em dB: ela será a “margem de erro relativa”.

Foram medidas e calculadas todas as perdas e ganhos que estavam no

caminho do sinal de RF (antena, cabos, atenuadores, filtros, etc.) e levantadas

nessas medidas a Intensidade de campo recebido em dBµV/m, a relação C/N

recebido em dB, C/N no limiar e a margem de recepção do ponto em dB [14,15].

Estes pontos foram levantados para a cobertura digital e analógica, sendo

que em nosso estudo utilizamos apenas a cobertura digital.

4.2. Software de previsão de cobertura

Para teste dos modelos de previsão da perda de propagação foi utilizado o

software NetDimension Planning versão 2.0, desenvolvido com a participação do

CETUC, que permite calcular coberturas de sistemas celulares e ponto-multiponto

utilizando os modelos de propagação já consagrados (Okumura-Hata, COST 231,

espaço livre, difração) ou um modelo com parâmetros ajustados pelo usuário.Para

tanto o NetDimension trabalha com bases topográficas digitais de alta resolução.

No nosso caso foi utilizada uma base de dados topográfica de 20 metros de

resolução da região da Grande São Paulo. A base de dados topográficos com os

pontos de medida pode ser visualizada na figura 4.1.

A antena utilizada para os testes foi a slot TTSL-4UQM da Trans-Tel, a

mesma utilizada no levantamento das medidas cujos diagramas de radiação

horizontal e vertical são mostrados na figura 4.2.

35

Figura 4.1(a) – Base de dados topográfica (vista 3D)

Figura 4.1(b) – Base de dados topográfica (vista 2D) e pontos de medida

36

Figura 4.2 – Diagramas horizontal e vertical da antena Slot utilizada

4.3. Testes do modelo de Okumura-Hata

O Netdimension foi configurado para utilizar o método de Okumura – Hata,

por ser equivalente ao método recomendado pelo ITU-R para previsão de

cobertura em ambientes urbanos na faixa de UHF (ITU-R - P. 1546) para

distâncias até 20 Km. Para distâncias superiores a esta a diferença entre os dois

métodos é pequena. As configurações utilizadas para a estação transmissora são as

mesmas do teste e estão mostradas na figura 4.3.

Figura 4.3 – Dados de configuração do software

37

Inicialmente foi considerado o modelo de Okumura-Hata puro. A seguir

foram realizados testes acrescentando ao modelo o efeito de difração por

obstáculos, considerando tanto a difração simples pelo obstáculo principal do

percurso como a difração por múltiplos obstáculos. Os métodos para cálculo de

difração incluídos no NetDimension são os descritos no capítulo 2 deste trabalho.

O programa fornece a intensidade de campo bem como o percentual do erro

para a realização das medidas. Para a realização destas análises o programa foi

modificado por nossa solicitação para fornecer, adicionalmente, altura efetiva da

antena transmissora em relação a cada ponto de recepção, bem como o ganho

relativo da antena na direção de cada um destes pontos. Os resultados obtidos são

descritos nas seções seguintes.

4.3.1. Okumura – Hata

Um ponto crítico na previsão de cobertura é a definição da altura da antena

transmissora. Três enfoques podem ser utilizados, cuja eficiência depende do tipo

de terreno em questão. Para terrenos relativamente planos, ainda que urbanizados,

pode-se utilizar a altura real da antena sobre o relevo. Já para terrenos acidentados

o método fornece melhores resultados quando se utiliza a altura absoluta ou a

altura efetiva do transmissor.

A altura absoluta é definida como a diferença entre a altura total da antena

transmissora sobre o nível do mar e a altura total da antena receptora na torre

sobre o nível do mar.

A altura efetiva é definida como a altura da antena transmissora relativa à

altura média de um perfil entre 1 e 15 Km do transmissor na direção do receptor.

Os resultados encontrados nesta primeira simulação são mostrados nas

figuras 4.4 a 4.6 que apresenta os níveis de sinal recebido, medido e previsto pelo

método de Okumura-Hata, em função da distância numa escala logarítmica.

Observa-se que, para cálculos com a altura real e a altura absoluta a previsão é

pessimista fornecendo valores de intensidade de campo inferiores aos medidos,

enquanto que, quando a altura efetiva é utilizada os resultados passam a ser

otimistas.

38

Sem difração - Altura real

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -24.85Log(d) - 42.187

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.4 – Okumura-Hata com altura real

Sem difração - Altura absoluta

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -27.03Log(d) - 37.528

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.5 – Okumura-Hata com altura absoluta

39

Sem difração - Altura efetiva

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -20.54Log(d) - 29.1

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.6 – Okumura-Hata com altura efetiva

4.3.2. Okumura – Hata com Difração Simples

Tanto o método de Okumura-Hata como o da Recomendação P. 1546

fornecem valores medianos da intensidade de campo para uma determinada área

de cobertura. Embora um valor mediano de perda por difração esteja incluído nos

modelos, pontualmente podem ser observadas grandes variações. O desempenho

pontual dos modelos pode ser melhorado incluindo uma fração da atenuação

adicional por difração em relação ao ponto considerado. A questão é determinar

que fração é adequada e que método de cálculo utilizar.

O segundo conjunto de testes foi realizado considerando o modelo de

Okumura-Hata com a atenuação adicional por difração para cada ponto calculada

utilizando o modelo de gume de faca para difração simples para o obstáculo

principal do percurso.

Os resultados obtidos são mostrados nas figuras 4.7 a 4.9. Novamente

observa-se resultados pessimistas para os casos de altura real e absoluta e

superestimação para o caso de altura efetiva. As diferenças entre resultados

previstos e medidos é, entretanto, menor do que nos casos anteriores.

40

Difração simples - Altura real

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -34.77Log(d) - 36.113

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.7 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e simples difração

Difração simples - Altura absoluta

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -36.86Log(d) - 31.531

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.8 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e simples difração

41

Difração simples - Altura efetiva

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -29.28Log(d) - 24.032

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.9 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e simples difração

4.3.3. Okumura – Hata com Difrações Múltiplas

O terceiro e último conjunto de testes foi realizado considerando o modelo

de Okumura-Hata com a atenuação adicional por difração múltipla. como visto no

capítulo 2, o método para cálculo da difração por obstáculos múltiplos utiliza uma

construção de Deygout para um obstáculo principal e até dois obstáculos

secundários. O obstáculo principal é aquele que provoca a maior obstrução. A

partir deste obstáculo são traçadas duas linhas de visada ao transmissor e receptor

e determinadas as maiores obstruções ao primeiro elipsóide de Fresnel

correspondentes a estas linhas de visada (pseudo-enlaces).

Os resultados obtidos são mostrados nas figuras 4.10 a 4.12. Ainda desta

vez observa-se resultados pessimistas para os casos de altura real e absoluta. Já no

caso do uso da altura efetiva há uma ligeira subestimação para distâncias mais

curtas e uma ligeira superestimação para distâncias mais longas. Este caso

apresenta, qualitativamente, os melhores resultados do conjunto de testes

realizados.

42

Difração múltipla - Altura real

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -36.43Log(d) - 37.963

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.10 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e múltiplas difrações

Difração múltipla - Altura absoluta

RSL = -18.4Log(d) - 41.594

RSL = -44.1Log(d) - 28.635

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.11 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e múltiplas difrações

43

Difração múltipla - Altura efetiva

RSL = -18.48Log(d) - 41.594

RSL = -36.53Log(d) - 21.128

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.00 10.00 100.00

distância (Km)

RSL

(dB

m)

Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)

Figura 4.12 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e múltiplas difrações

4.4. Comparação dos erros

Com o objetivo de avaliar objetivamente o desempenho dos modelos

testados foram calculados, para cada caso, o valor médio do erro relativo, sua

variância e o valor médio quadrático. Os resultados são mostrados na tabela

abaixo. Os resultados confirmam o melhor desempenho do método com difração

por múltiplos obstáculos, embora o método com difração simples apresente

variância ligeiramente inferior.

Altura da antena Transmissora

Difração Valor médio erro ( %)

Desvio ( %)

RMS ( %)

Real Sem difração -18.44 30.93 36.01 Absoluta Sem difração -14.16 31.32 34.38 Efetiva Sem difração 12.31 23.48 26.51 Real Dif. Simples -23.35 29.98 38.00 Absoluta Dif. Simples -19.07 30.47 35.94 Efetiva Dif. Simples 7.41 22.80 23.97 Real Múltiplas dif. -30.17 29.75 42.37 Absoluta Múltiplas dif -25.91 30.29 39.86 Efetiva Múltiplas dif 0.58 23.25 23.26

Tabela 4.1 – Resumo da comparação dos erros

44

4.5. Ajustes do Modelo

A partir destes resultados, decidiu-se realizar um ajuste dos dados

experimentais com um modelo do tipo Okumura-Hata considerando a altura

efetiva da antena transmissora e uma componente adicional da difração múltipla.

As figuras abaixo indicam que as suposições de uma dependência da perda total

de propagação de crescimento linear com o logaritmo da distância e decréscimo

linear com o logaritmo da altura efetiva são adequadas.

A expressão geral utilizada no ajuste é do tipo

L= a0 + a1*log(F) – a2log(hef) + (a3 – a4log(hef) )log(d) + a5ADIF (4.1)

onde:

L – Perda básica em dB

F – Freqüência utilizada em MHz

hef – Altura efetiva em metros

d – distância em Km

ASD – componente relativa à difração simples em dB

AMD – componente relativa à difração múltipla em dB

a0, a1, a2, a3, a4 e a5 – constantes calculadas pelo Statistica.

Perda x Distância

y = 19.95Log(x) + 114.46

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

1.00 10.00 100.00

Distância (Km)

L (d

B)

Figura 4.13 – Gráfico da Perda x distância

45

Perda x Altura Efetiva

y = 192.16 - 26Log(x)

80

90

100

110

120

130

140

150

160

170

180

100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200

Altura Efetiva (m)

L (d

B)

Figura 4.14 – Gráfico da Perda x altura efetiva

O coeficiente do termo relativo à distância não pode ser obtido no ajuste, já

que só se dispõe de dados numa única freqüência. Assim será utilizado o

coeficiente de Okumura-Hata e, para efeitos do ajuste, o segundo termo da

expressão assume um valor constante dado por 26,16*log (593 MHz) = 72,54.

O ajuste dos coeficientes foi realizado, para um conjunto de 579 pontos por

regressão não linear, utilizando os métodos de deslocamento de padrões de

Hooke-Jeeves combinado com o método de Newton, na forma implementada no

programa Statistica [www.statsoft.com].

A expressão obtida para a perda de propagação a partir deste ajuste é da

forma

L = 162,68 + 26,16log(f) - 54,85log(hef) – 14,61log(d) + 1,5 AMD (4.2)

O ajuste forneceu valores nulos para a4. O fator de correlação entre valores

previstos e medidos foi de 0,65 e o diagrama de espalhamento entre estes valores

é mostrado na figura 4.15. A distribuição de erros é mostrada na figura 4.16.

46

Figura 4.15 – Diagrama de espalhamento para o modelo

Figura 4.16 – Distribuição de erros para o modelo

O resultado gerado pelo ajuste não foi considerado inteiramente

satisfatório, uma vez que eram esperadas significativas contribuições da perda de

difração e alguma dependência do coeficiente da distância com a altura efetiva da

antena. Foram então realizados vários testes para indicar que conjunto de pontos

experimentais estava contribuindo para mascarar a importância destes fatores. Foi

47

possível identificar que, devido à grande altura da antena transmissora, os pontos

próximos ao transmissor são os responsáveis por este comportamento. Foi então

realizado um novo ajuste, excluindo os pontos a menos de 3 Km do transmissor.

A restrição adotada gerou um conjunto de 552 pontos. O comportamento deste

novo conjunto de valores com a distância e a altura efetiva da antena transmissora

é mostrada nas figuras 4.17 e 4.18.

Peda x Distância > 3Km

y = 20.74Log(x) + 113.51

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

1.00 10.00 100.00

Distância (Km)

L (d

B)

Figura 4.17 – Gráfico da Perda x distância com d > 3 Km

Perda x Altura efetiva com d> 3 Km

y = 202.43 - 30.46Log(x)

80

90

100

110

120

130

140

150

160

170

180

100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200

Altura Efetiva (m)

L (d

B)

Figura 4.18 – Gráfico da Perda x altura efetiva com d > 3 Km

48

O novo ajuste forneceu uma expressão para a perda na forma:

LMD= 100,98+26,16log(f)-26,07log (hef)+[48,07-16,60log(hef)]log(d)+0,866AMD (4.3)

O fator de correlação entre valores previstos e medidos foi de 0,67 e o

diagrama de espalhamento entre estes valores é mostrado na figura 4.19. A

distribuição de erros é mostrada na figura 4.20.

Figura 4.19 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3 km

80.00

90.00

100.00

110.00

120.00

130.00

140.00

150.00

160.00

170.00

180.00

1.00 10.00 100.00

Distância (Km)

L (d

B)

L (medido) L(modelo)

Figura 4.20 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3 km

49

Como uma alternativa simplificadora para este modelo foi realizado um

ajuste considerando a perda por difração simples, bem mais fácil de calcular. O

ajuste forneceu uma expressão da forma:

LSD=120,61 + 26,16log(f) - 35,72 log (hef) + [52,80 - 17,37log(hef)]log (d) + 1,59ASD (4.4)

O fator de correlação entre valores previstos e medidos foi de 0,65 e o

diagrama de espalhamento entre estes valores é mostrado na figura 4.21. A

distribuição de erros é mostrada na figura 4.22.

Figura 4.21 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3km e simples difração

80.00

90.00

100.00

110.00

120.00

130.00

140.00

150.00

160.00

170.00

180.00

1.00 10.00 100.00

Distância (Km)

L (d

B)

L (medido) L (modelo)

Figura 4.22 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3km e simples difração

50

Os erros obtidos são mostrados na tabela abaixo.

Modelo Valor médio erro ( %)

Desvio ( %)

RMS ( %)

Simples Difração -0,60 8,25 8,27

Múltiplas difrações -0.57 8,06 8,08

Tabela 4.2 – Resumo da comparação do erro para o novo modelo

51

5 Cálculo de cobertura de sistemas de TV Digital

Neste capítulo, os modelos desenvolvidos serão utilizados para a avaliação

da cobertura de sistemas de TV digital na cidade de São Paulo. Inicialmente é

apresentada uma breve descrição dos diferentes padrões atualmente propostos

para aplicação no Brasil. A seguir, partindo dos limiares de cobertura obtidos

experimentalmente do modelo de Okumura-Hata e dos modelos propostos neste

trabalho é realizado um estudo comparativo da cobertura obtida com cada um dos

três sistemas utilizando a base de dados de 20 metros de resolução.

5.1. Aspectos Gerais

As vantagens da radiodifusão de TV Digital frente ao serviço de TV

analógica já existente em todo o mundo são inúmeras [6]. Devem ser salientadas a

qualidade de serviço, os custos mais baixos e diversidade de programação

possível.

Para os novos sistemas de TV digital existem dois sistemas de modulação

propostos que são o de portadora única e o de múltiplas portadoras.

O sistema de modulação de portadora única trabalha com alta qualidade de

transmissão de vídeo, áudio e dados utilizando a mesma banda do canal do

sistema atual de TV. Este sistema tem uma taxa de transmissão de 19 Mbit/s numa

banda de 6MHz atingindo taxas ainda mais elevadas em bandas de 7 e 8 MHz.

O sistema de multiportadoras foi idealizado originariamente para a banda de

8 MHz do canal de UHF usado na Europa, mas tem sido adaptado para os canais

de 7 e 6 MHz utilizados em outros sistemas. Dependendo da escolha da

codificação e os parâmetros de modulação as taxas de transmissão variam de 20 a

30 Mbit/s.

Para operação em rede pode-se construir sistemas de freqüência única (SFN

– Single Frequency Network), uma característica da modulação COFDM (tanto no

DVB como no ISDB). Neste caso, em vez de se ter uma única antena transmissora

52

de grande potência cobrindo uma vasta região ter-se-ia uma rede de transmissoras

de pequena potência em configuração celular, mas operando no mesmo canal e

transmitindo o mesmo conteúdo da forma mais sincronizada possível. A

distribuição das programações entre as transmissoras pode ser feita através de

qualquer meio, como por exemplo, através de uma rede pública ATM, SDH ou

mesmo PDH. A sincronização da transmissão das antenas é obtida com o

empacotamento das informações em megaquadros e o uso de rótulos de tempo

para sincronizar o início de transmissão dos mesmos. O relógio dos transmissores

é sincronizado através de um satélite. Do lado da recepção, os sinais provenientes

das diferentes antenas transmissoras provavelmente chegarão com uma pequena

defasagem entre si e com diferentes amplitudes. O COFDM é capaz de lidar com

os ecos usando o recurso do intervalo de guarda e, portanto, permite a recepção de

sinais de uma rede SFN [9]. As vantagens e desvantagens de uma configuração

desse tipo ainda não estão totalmente exploradas. Como pontos positivos, verifica-

se a necessidade de menor potência localizada, uma melhor cobertura,

particularmente em regiões com muitos acidentes geográficos, e a possibilidade de

um serviço mais confiável, no caso de recepção móvel, ao minimizar as lacunas

de cobertura. Se for estabelecido um canal de retorno próprio à mesma rede que

suporta as antenas transmissoras pode ser utilizada para suportar as antenas

receptoras da emissora. Como pontos negativos, a implantação de uma rede de

antenas transmissoras pode tornar-se economicamente mais onerosa e

tecnicamente mais complexa do que um sistema com antena centralizada.

Quanto aos tipos de interferência a considerar, podemos qualificá-la em três

tipos [13]:

- Interferência do Sistema Digital no Analógico: A degradação produzida

em um sinal analógico interferido por um sinal digital modulado é devido

principalmente a canais interferentes do tipo co-canal e canais adjacentes superior

e inferior.

- Interferência do Sistema Digital em outro Sistema Digital: Esta

interferência é produzida principalmente por um sinal co-canal.

- Interferência do Sistema Analógico no Sistema Digital: Interferência

produzida também por um sinal co-canal.

Em todos esses casos de interferência, utiliza-se uma medida de avaliação

do parâmetro denominada “relação de proteção” (protection ratio) que é a relação,

53

em dB, entre a potência do sinal desejado e a potência do sinal indesejado

(interferente).

5.2. Padrões de TV digital

Para descrever os padrões atualmente propostos para os sistemas de TV

digital é necessário considerar o modelo OSI (open system interconection), que

possibilita a interligação de diferentes tipos de máquinas e ambientes de software.

Neste modelo, cada camada é independente das demais possuindo um conjunto de

funções correlatas. Entidades localizadas em uma camada utilizam recursos da

camada que lhe é imediatamente inferior. Por outro lado, entidades contidas em

diferentes equipamentos comunicam-se virtualmente apenas com outras entidades

de mesma camada hierárquica, utilizando para a comunicação física os recursos

das camadas inferiores.

Na área de telecomunicações, o modelo de camadas foi introduzido com a

RDSI (Rede Digital de Serviços Integrados ou ISDN). A arquitetura estruturada

da RDSI permite que diferentes tipos de equipamentos, com diferentes

funcionalidades, características e aplicações, possam ser interconectadas e

atendidas através de uma única rede, ao contrário do que ocorria nas redes

tradicionais, dedicadas exclusivamente ao tráfego de sinais telefônicos (rede de

circuito comutado) ou dados (redes de pacotes) ou vídeo (linhas dedicadas). Uma

ilustração simplificada do modelo, com as camadas relevantes para o caso de

sistemas de TV digital é vista na figura abaixo [9]:

Figura 5.1 – Modelo OSI de camadas

54

As plataformas atualmente propostas para o serviço de radiodifusão digital

são o ATSC, o DVB-T e o ISDB-T. Na camada de serviço, a tecnologia digital

pode ser conformada em diferentes modelos de negócio, tendo diferentes atributos

e suportando diferentes aplicações. Finalmente, a camada de aplicação utiliza os

substratos para prover as diversas facilidades, além da imagem e do som,

disponibilizadas pelas novas tecnologias.

Embora as plataformas ATSC, DVB-T e ISDB-T tenham sido otimizadas

para a transmissão de sinais de vídeo, o seu uso não é restrito a esse tipo de

informação. A idéia é que, no futuro, um mesmo terminal poderá ser empregado

para se receber sinais de vídeo, áudio e dados (Internet, por exemplo).

A União Internacional de Telecomunicações – ITU – traz no seu documento

11/112-E, o modelo de referência para a televisão digital que é seguido pelos três

padrões públicos – o ATSC, o DVB e o ISDB. O modelo de referência, ilustrado

na figura 4.1, divide as funcionalidades do sistema (transmissão) em três blocos

principais[9]:

Codificação do sinal-fonte e compressão, responsável pela conversão e

compressão dos sinais de áudio e vídeo em feixes digitais denominados de fluxos

elementares de informação.

Multiplexação e transporte, responsável pela multiplexação dos diferentes

fluxos elementares (cada qual contendo informações de áudio, vídeo ou dados),

formando um único feixe digital à sua saída.

Codificação de canal e modulação, responsável por converter o feixe

digital multiplexado em um sinal (ou grupo de sinais) passível de transmissão por

um meio físico, no caso, o ar.

Figura 5.2 – Modelo de referência ITU para a Televisão Digital

55

Na parte de codificação de sinal-fonte e multiplexação há um consenso na

utilização do padrão MPEG (hoje o MPEG-2). Já para a codificação de canal e

modulação, cada uma das propostas (ATSC, DVB e ISDB) adota uma solução

diferente, como será visto nas próximas seções.

A norma MPEG-2 foi desenvolvida visando atender a aplicações no

universo da TV Digital e se divide em 3 partes fundamentais a MPEG-2 sistemas,

vídeo e áudio.

A seguir são descritos, de forma resumida, os diferentes padrões de

televisão digital. Como pode ser observado, as camadas de codificação do sinal-

fonte e de multiplexação são muito semelhantes nos três sistemas. A principal

diferença entre eles reside na camada de codificação de canal.

5.2.1. Padrão ATSC (Norte-americano) [9]

O padrão ATSC, criado nos Estados Unidos, utiliza, além do MPEG-2 para

a codificação do sinal de vídeo e multiplexação, a codificação Dolby AC-3 para o

áudio, o MPEG-2 Sistemas para a multiplexação de fluxos elementares e um

sistema de modulação conhecido como 8-VSB para a camada de transporte (no

caso da radiodifusão terrestre), como apresentado na figura 5.3.

Figura 5.3 – Sistema ATSC

A saída do multiplexador MPEG-2 Sistemas é um feixe de 19,39 Mbit/s.

Esse feixe pode ser aplicado a um modulador 8-VSB (padrão ATSC para

radiodifusão terrestre), 64-QAM (padrão preferido para transmissão via cabo) ou

QPSK (padrão preferencial para satélite).

A figura 5.4 ilustra o processo de modulação 8-VSB. O feixe de transporte

MPEG-2 sofre inicialmente um processo de embaralhamento, que tem por

56

objetivo “aplainar” o espectro, evitando a concentração de energia em alguns

pontos e conseqüentemente “vazios” em outras regiões do espectro. A seguir o

sinal passa por um gerador de código corretor de erros (Reed Solomon) que opera

em nível de blocos, inserindo 20 bytes de paridade para cada bloco de 187 bytes.

Esse conjunto de 207 bytes forma um segmento. O terceiro passo é o de

entrelaçamento temporal, quando os bytes são espalhados ao longo de 52

segmentos. Esse espalhamento tem a finalidade de distribuir de forma mais

uniforme as rajadas de erro. Isso, aliado ao código corretor de erros, garante uma

boa imunidade do sistema a ruídos impulsivos. Posteriormente, há um segundo

código corretor de erros (treliça ou convolucional), operando em nível de bits.

Cada 2 bits originais são convertidos para 3 bits, sendo então um código 2/3 onde

o terceiro bit melhora a redundância da informação. Os 3 bits assim definidos são

convertidos para um símbolo de 8 níveis. A carga útil de cada segmento é

composta então por 828 símbolos de 8 níveis.

Figura 5.4 – Modulação 8-VSB

No passo seguinte, cada segmento recebe alguns símbolos adicionais, que

servem como elementos de sincronismo de segmento. 312 segmentos, mais um de

sincronismo, formam um quadro. Esse conjunto (que, teoricamente, é um sinal

puramente AC), recebe um pequeno nível DC, o qual, ao ser modulado, aparecerá

como um ressalto no espectro, formando o sinal piloto do canal. Finalmente, esse

conjunto é introduzido num modulador VSB, que pode ser analógico ou um

circuito que sintetize digitalmente a forma de onda já em rádio-freqüência (mais

precisamente em FI – freqüência intermediária). O sinal VSB assim gerado está

pronto para ser transladado para a freqüência de operação da emissora,

amplificado e transmitido.

57

5.2.2. Padrão DVB-T (Europeu) [9]

O padrão DVB (Digital Vídeo Broadcasting) foi criado por um consórcio

europeu de mesmo nome e, assim como o ATSC, trata-se de uma família de

especificações.

A figura 5.5 ilustra esquematicamente o sistema DVB.

Figura 5.5 – Sistema DVB

Como no ATSC, o DVB utiliza, para a codificação do sinal-fonte de vídeo,

e multiplexação o padrão MPEG-2. Entretanto, a codificação de sinais de áudio é

também realizado em padrão MPEG-2, o que não acontece com o padrão ATSC.

Na camada de transmissão, existem diversas especificações, uma para cada meio

de transmissão:

Para a radiodifusão terrestre (VHF/UHF), é utilizada a modulação COFDM,

que será detalhada mais adiante;

Para as redes de TV a cabo, a modulação proposta é o QAM. Podem-se

utilizar constelações de 16, 32, 64, 128 e 256 QAM, em função das características

da rede e do serviço desejados;

Para a difusão via satélite (DTH), a modulação recomendada é a QPSK,

podendo-se utilizar códigos convolucionais com relação 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 e 7/8.

Para a radiodifusão terrestre utilizando microondas, são previstos dois tipos

de modulação. Para freqüências abaixo de 10 GHz (MMDS), é recomendada a

utilização de modulação QAM (como no cabo), utilizando-se constelações de 16,

32 e 64 QAM. Para freqüências acima de 10 GHz (LMDS), é recomendado o

mesmo mecanismo de modulação que o satélite, ou seja, QPSK, e as mesmas

relações no código convolucional.

O sistema DVB permite diversas configurações para a camada de

transmissão, cada configuração apresentando uma diferente relação

58

capacidade/robustez. A utilização de códigos com alta compactação (por exemplo,

256 QAM ou FEC de 7/8) permitem transportar uma maior carga útil de

informações num dado canal. Por outro lado, códigos com baixa compactação (16

QAM ou FEC 1/2) são mais robustos contra ruídos e outras interferências.

COFDM

O método de modulação utilizado no DVB para a radiodifusão terrestre é

conhecido como COFDM – coded orthogonal frequency division multiplexing.

Nesse método, o sinal a ser transportado é dividido e transmitido através de

grande quantidade de pequenas portadoras, que podem ser moduladas em QPSK,

16-QAM ou 64-QAM. O DVB admite dois modos de operação, conhecidos como

2k (que utiliza 1705 portadoras) e 8k (6817 portadoras). Uma das grandes

vantagens dessa divisão do sinal em um grande número de portadoras é a maior

imunidade a ruído, em particular aos ecos resultantes de multipercurso. A tabela

5.1 traz as principais características desses dois modos de operação.

Tabela 5.1 – Modos de operação COFDM do DVB

O COFDM opera em sistemas de 6, 7 ou 8 MHz, bastando alterar o clock

principal.

Este tipo de modulação baseia-se na utilização de diversas pequenas

portadoras justapostas dentro de um canal de 6, 7 ou 8 MHz. Na prática, é como

se fosse um sistema com partilhamento em freqüência (FDM – Frequency

Division Multiplex), onde cada pequena portadora transporta apenas uma fração

da informação total. A interferência entre essas portadoras é evitada por condições

de ortogonalidade entre as mesmas. Tal ortogonalidade ocorre quando o

espaçamento entre as portadoras é exatamente o inverso do período sobre o qual o

receptor fará a operação de demodulação do sinal. Por último, para melhorar a

imunidade a interferências externas, é utilizada uma série de técnicas de

codificação (o “C” do COFDM), que inclui uma permuta pseudo-aleatória da

59

carga útil entre as diversas portadoras. A figura 5.6 ilustra, de forma simplificada,

o processo de codificação e modulação do DVB. O feixe de sinal recebido do

multiplexador MPEG(Transport stream) é inicialmente embaralhado, para

promover uma distribuição uniforme da energia ao longo do fluxo. A seguir, o

sinal passa por um primeiro processo de codificação, chamado de “externa”. A

codificação utilizada é o Reed-Solomon, que cria uma “assinatura digital” de cada

bloco MPEG, acrescentando 16 bytes de paridade, a qual poderá ser utilizada para

recuperar a informação dentro de um determinado nível de erros. Os bytes de cada

12 blocos são então entrelaçados entre si. Isso é feito para que, caso algum bloco

não chegue até o receptor, haja a perda de poucos bits por bloco em vez de se

perder um bloco inteiro. O próximo passo é a codificação interna. A codificação

interna consiste de um código convolucional (FEC – Forward Error Correction)

que gera bits adicionais para melhorar a redundância. Entretanto, alguns desses

bits adicionais são intencionalmente omitidos. Como essa omissão é feita em

intervalos regulares, na prática ela tem o efeito de desbalancear a energia dos

símbolos (no sentido exatamente inverso ao do primeiro embaralhamento, cujo

objetivo era uniformizar a energia ao longo dos símbolos). Com isso, alguns

símbolos (aqueles que tiveram bits omitidos) ficam com a energia reduzida,

enquanto outros acabam ganhando um reforço de potência. Os símbolos que dessa

forma são fortalecidos apresentam uma melhor relação sinal/ruído (SNR), e serão

utilizados para transportar as informações de controle e sincronismo do canal.

Após o entrelaçamento interno, os bits são mapeados para compor os

símbolos e quadros da transmissão. Essa montagem depende do tipo de

modulação (QPSK, 16-QAM ou 64- QAM), número de portadoras e intervalo de

guarda, que são parâmetros selecionáveis pela emissora (ao contrário do ATSC,

que adota um conjunto fixo de parâmetros).

60

Figura 5.6 – Diagrama funcional do DVB-T

O intervalo de guarda, concebido para evitar as interferências

intersimbólicas, dá ao COFDM uma boa imunidade a ecos (reflexões do sinal

devido a prédios e obstáculos similares). Quanto mais demorado o eco, maior

deve ser o intervalo de guarda.

5.2.3. Padrão ISDB (japonês) [9]

O padrão ISDB (Integrated Services Digital Broadcasting) foi criado no

Japão pelo consórcio DiBEG (Digital Broadcasting Experts group), contando

principalmente com o suporte da emissora pública japonesa NHK. Como no

DVB, a camada de transmissão do ISDB é baseada em modulação COFDM. A

figura 5.7 ilustra esquematicamente o sistema ISDB.

Figura 5.7 – Sistema ISDB

O ISDB utiliza, para a codificação do sinal-fonte de vídeo e multiplexação,

o padrão MPEG-2. Para a codificação de sinal-fonte de áudio, o padrão adotado é

a variante MPEG-2: AAC (Advanced Áudio Coding) Para a radiodifusão terrestre,

61

o padrão ISDB-T utiliza, como no DVB-T, o sistema COFDM. Como no DVB, o

ISDB é um sistema com parâmetros configuráveis (pela emissora), permitindo

obter diferentes níveis de robustez com as respectivas capacidades de transporte.

O ISDB apresenta três modos de operação, ou seja, de número de portadoras,

conforme indicado na tabela 5.2. Em comparação ao DVB, existe um modo

intermediário chamado 4k. Além disso, comparando-se com a tabela 5.1, pode-se

verificar que os valores para os modos 2k e 8k são ligeiramente diferentes. O

número de portadoras no ISDB é ligeiramente inferior, o mesmo ocorrendo com o

comprimento do símbolo. Por outro lado, o ISDB utiliza um clock mais rápido

(8,127 MHz versus 6,857 MHz do DVB em 6 MHz).

Tabela 5.2 – Modos de operação do ISDB-T

A estrutura de funcionamento do ISDB é muito semelhante ao DVB,

apresentado na figura 5.7, com algumas pequenas diferenças. A primeira diferença

ocorre no embaralhamento interno. No DVB, o único embaralhamento efetuado é

o de freqüências, ou seja, as portadoras utilizadas para cada trecho de um bloco de

informação são permutadas segundo um padrão pseudo-aleatório. Como

comentado anteriormente, isso confere uma maior imunidade a interferências

localizadas em uma freqüência específica. O ISDB utiliza adicionalmente um

segundo embaralhamento, a transposição temporal, ou seja, grupos de bits têm a

sua posição temporal permutada segundo uma dada seqüência. As demais

diferenças entre o DVB e o ISDB decorrem do fato deste último adotar um

mecanismo diferente, a segmentação de bandas.

O ISDB, como o próprio nome indica, é uma plataforma concebida para

múltiplas aplicações, e não apenas para o serviço de televisão. Tendo em vista tal

princípio, nessa tecnologia, as portadoras são agrupadas em 13 segmentos,

denominados de Data Segment. Em tese, um canal de 6 MHz poderia ser dividido

62

entre 13 serviços ou emissoras diferentes, embora, como será mostrado mais

adiante, para o serviço de televisão, os segmentos são agrupados em “camadas”,

podendo-se ter no máximo três camadas. Em um sistema de 6 MHz, cada

segmento tem uma largura de 429 kHz (6/14 MHz), e pode ter os seus próprios

parâmetros de transmissão, tais como a relação de código convolucional (FEC) e

intervalo de guarda. Os segmentos são numerados de 0 a 12, e estão dispostos

conforme indicados na figura 5.8. Para o serviço de televisão, todos os segmentos

são utilizados.

Figura 5.8 – Segmentação de banda no ISDB-T

O ISDB utiliza, tal como o DVB, sinais piloto e de controle, porém com

uma distribuição diferente. Ao contrário do DVB, o ISDB utiliza apenas 13

pilotos contínuos, um para cada segmento. Quanto aos pilotos espalhados, a

quantidade e o padrão de espalhamento são idênticos ao DVB. Finalmente, o

ISDB reserva algumas portadoras para a finalidade de “canal auxiliar” – ou seja,

para uso genérico de transporte de dados. Além da configuração de transmissão

convencional, o ISDB admite duas outras formas de utilização: a relação faixa

larga x faixa estreita e o modo hierárquico.

Tal como o DVB, o ISDB-T admite a transmissão hierárquica, ou seja, que

parte dos sinais sejam transmitidos com um grau de robustez maior que o restante

do sinal. No caso do ISDB-T, os sinais podem ser agrupados em três diferentes

níveis (chamados de “camadas”) de robustez. Essas camadas podem ser utilizadas

para transportar diferentes trechos de informação do mesmo programa, ou

programas totalmente diferentes.

63

Dentro de cada camada, os diferentes segmentos adotam os mesmos

parâmetros de transmissão.

Embora a grande dificuldade de compressão e transmissão de sinais, na

televisão digital, seja devido às informações de vídeo, o áudio representa uma

parcela importante de informação para o usuário final.

Os três padrões de televisão digital apresentam capacidade de lidar com o

áudio na mesma configuração, embora utilizem diferentes codificações do sinal-

fonte, conforme tabela 5.3.

Tabela 5.3 – Codificação de áudio

O sistema de áudio Dolby AC-3 é um sistema proprietário, implementado

pelos laboratórios Dolby dos Estados Unidos. Ele é um algoritmo otimizado para

a radiodifusão, mas, por outro lado, não suporta sucessivas operações de

decodificação/recodificação do sinal, necessárias em estúdio.

O ISDB optou por adotar uma variante do MPEG-2, conhecido como

MPEG-2: AAC (Advanced Audio Coding, padrão ISO/IEC 13818-7). Esse padrão

incorpora desenvolvimentos mais recentes na área de algoritmos, sacrificando a

compatibilidade regressiva com o MPEG-1. O MPEG-2: AAC consegue obter

som com qualidade de CD operando a taxas de 96 kbit/s. Tal compactação é

obtida com o uso de algoritmos e técnicas mais aprimoradas. Uma diferença

significativa em relação ao MPEG-2 BC é que, no AAC, é feita uma análise da

redundância de informações entre os vários fluxos, coisa que não ocorre no

primeiro.

O AC-3 tem o inconveniente de ser um padrão proprietário. Por outro lado,

o MPEG, por ser um padrão altamente flexível, mostra um desempenho dos

codecs dependente da implementação, criando a possibilidade de codecs de

diferentes fabricantes apresentarem comportamento consideravelmente desigual.

64

5.3. Cobertura [13]

Um das grandes dificuldades na implantação do sistema de TV Digital no

mundo se encontra no planejamento de freqüências no sentido de minimizar as

interferências com o sistema analógico (NTSC, PAL e SECAM) e outros serviços

que atuam na faixa de VHF / UHF. Podemos resumir a implantação de um

sistema de Radiodifusão digital nos seguintes aspectos:

- Ter o conhecimento do Spectrum e aspectos de planejamento dos serviços

digitais incluindo a área de cobertura para diferentes condições de recepção e

ambientes;

- Ter capacidade de fornecer um sistema de transmissão digital nas bandas

de VHF / UHF permitindo a transmissão simultânea com os serviços de TV

analógica já existentes.Os sistemas digitais têm a característica de terem uma

rápida variação do sinal na recepção, de um bom nível de recepção para nenhum.

Considerando-se uma pequena área de cobertura de 100 m X 100 m,

definimos quanto à cobertura dois níveis para a recepção da TV Digital:

- “Bom” para 95 % de localização;

- “Aceitável” para 70% de localização.

Os padrões de antena e área de cobertura definidos pelo ITU-R são

resumidos nas próximas seções.

5.3.1. Tipos de Antenas [13]

Dentro das categorias de recepção podemos resumir em três principais tipos:

- Recepção de antena fixa: Neste tipo é utilizado uma antena fixa de 10 m

de altura, acima do nível da terra.

Na tabela 5.4 verificamos os valores do ITU-R para ganho da antena

(relativo um dipolo de meia onda) e perdas por alimentação:

Freqüência (MHz) 65 200 500 800

Ganho da antena (dB) 3 7 10 12

Perda por alimentação (dB) 1 2 3 5

Tabela 5.4 – Ganho da antena e perda por alimentação

65

Para se trabalhar com outras freqüências é só utilizar o fator de correção:

Corr = 10 log (FA/FR) (5.1)

Onde:

FA: Freqüência atual que esta sendo considerada

FR: Freqüência de referência da tabela acima

- Recepção portátil: É definido com um receptor portátil com uma antena

embutida e se divide em duas classes:

a) Classe A – Para ambientes outdoor não menos que 1,5 m acima do nível

da terra.

b) Classe B – Para ambientes indoors não menos que 1,5 m acima do nível

de chão nos cômodos do assoalho a terra e com uma janela na parede externa.

Em ambas as classes(A e B), deve se levar em consideração que os

receptores portáteis e objetos grandes que estejam próximos não se movem

durante a recepção.

As variações de intensidade de campo podem ser divididas em dois tipos de

variações: as de micro-escala e as de macro-escala. As variações de micro-escala

são causadas principalmente pelas reflexões de multipercursos. As variações de

marco-escala são causadas principalmente pelas reflexões de multipercursos e

efeitos de sombreamento. As tabelas seguintes mostram os valores dados pelo

ITU-R para perda devido à penetração dos edifícios e variação de localização.

Banda Valor Médio (dB) Desvio Padrão (dB)

VHF 8 3

UHF 7 6 Tabela 5.5 – Valor médio de perda devido à penetração dos edifícios

Banda Cobertura (%) Variação da Localização (dB)

VHF 95 10

VHF 70 3

UHF 95 14

UHF 70 4 Tabela 5.6 – Variação da localização em macro escala

66

- Recepção Móvel: É um interessante fator no estudo dos futuros sistemas

de implantação de TV Digital que não será abordado neste estudo.

5.3.2. Área de Cobertura [13]

Definindo área de cobertura para cada tipo de recepção podemos nomear

três níveis:

Nível 1: “Receiving location” - A menor unidade é uma “receiving location”

que é considerada como sendo a cobertura de um nível de sinal requerido bem

acima dos níveis de ruído e interferência para uma dada porcentagem do tempo. O

valor de 99% do tempo é usual.

Nível 2: Pequena área de cobertura - Tipicamente 100 m X 100 m, a

cobertura é classificada como:

“Boa”, se no mínimo 95% estiver coberto;

“Aceitável”, se no mínimo 70% estiver coberto.

Nível 3: Área de cobertura – A cobertura de um transmissor ou de um

conjunto de transmissores é composta do somatório das áreas de cobertura

individuais em que uma dada porcentagem de cobertura (70% ou 95%) é

conseguida.

5.4. Limiares de Cobertura

Os requisitos mínimos de relação sinal ruído para recepção de TV digital

podem ser obtidos teoricamente através da metodologia descrita em [13].

Entretanto, valores mais precisos podem ser obtidos em testes de laboratório como

foi o caso nos experimentos realizados em São Paulo. O procedimento utilizado

nos testes realizados pelo Instituto Presbiteriano Mackenzie para determinar os

limiares de C/N para cada um dos sistemas é descrito sucintamente a seguir [15]:

67

Figura 5.9 – Lay-out básico das medidas do Limiar da relação C/N

• Os testes foram realizados em laboratório, sem efeitos de

interferência;

• Foram utilizados um gerador de sinal, um gerador de ruído,

atenuadores e um analisador de sinal.

• Variou-se os valores dos atenuadores até que o nível de potência lido

fosse de -30 dBm. O valor medido é anotado e considerado como C

(potência do sinal útil).

• Através de um atenuador, ajusta-se o nível de ruído injetado pelo

gerador de ruído até que a taxa de erro indicada pelo medidor de taxa

de erro seja igual ao limiar de taxa de erro. Lê-se a potência de ruído

na banda do canal através do analisador de sinal. Este será o valor de

N (potência de ruído na entrada do receptor).

• O valor de C/N (dB) de limiar é obtido pela diferença destes valores.

ATSC ATSC CHIP A DVB ISDB

14,6 dB 15,1 dB 19,0 dB 18,6 dB

Tabela 5.7 – Relação portadora – ruído de limiar

68

5.5. Previsão da cobertura para São Paulo

Para este teste utilizamos os mesmos valores de configuração do

Netdimension obtidos no teste do levantamento do modelo, tendo uma potência

do transmissor de 65 dBm, freqüência de 593 MHz e ganho da antena

transmissora de 11,4 dBi, e utilizando os mesmos valores do banco de dados de

medidas.

Os limiares de nível de sinal recebido para cada um dos sistemas foram

obtidos a partir dos limiares de C/N como indicado a seguir:

C/Nlimiar (dB) = Prlimiar +174 – 10 log B (Hz) – F (dB) (5.2)

C/Nlimiar (dB) = RSLlimiar – Gr (dBi) + Lr (dB) +174 – 10 log B (Hz) – F (dB) (5.3)

RSLlimiar = C/Nlimiar (dB)+ Gr (dBi) - Lr (dB) -174 + 10 log B (Hz) + F (dB) (5.4)

com Gr = 4.7 dBi

Lr = 3,9 dB

B = 6 x 106 Hz

F = 7,2 dB

Os limiares obtidos são dados na tabela abaixo.

ATSC ATSC CHIP A DVB ISDB

85,2 dBm 84,7 dBm 80,8 dBm 81,2 dBm

Tabela 5.8 – Limiares da relação C/N dos padrões de TV

5.5.1. Okumura-Hata

Inicialmente a análise de cobertura foi realizada utilizando o modelo de

Okumura-Hata puro, sem levar em consideração efeitos pontuais de difração pelo

relevo. A figura 5.10 mostra a intensidade de campo calculada e a figura 5.11 à

cobertura de cada sistema. O sistema DVB apresenta limiar mais alto e, portanto

menor área de cobertura (em vermelho). A seguir são mostrados em amarelo os

pontos adicionais cobertos pelo sistema ISDB. Os pontos em azul correspondem

aos locais adicionais (além dos dois anteriores) cobertos pela versão chip A do

sistema ATSC e, finalmente em verde aparecem dos pontos adicionais cobertos

pelo sistema ATSC, de mais baixo limiar.

69

Figura 5.10 – Analise da intensidade de cobertura utilizando o modelo de OH

Figura 5.11 – Analise da cobertura utilizando o modelo de OH

70

5.5.2. Modelo ajustado com difração

Resultados análogos foram obtidos utilizando o modelo ajustado com

difração múltipla adicional, que são mostrados nas figuras 5.12 e 5.13.

Figura 5.12 – Analise de intensidade de campo com o modelo de múltiplas difrações

Figura 5.13 – Analise de cobertura utilizando o modelo de múltiplas difrações

71

Observa-se que a inclusão do efeito de difração permite identificar diversas

regiões em que o nível de sinal encontra-se abaixo dos limiares de recepção e que

poderiam ser consideradas cobertas se fosse utilizado o modelo de Okumura-Hata.

Os resultados obtidos com o modelo simplificado que utiliza difração

simples são bastante semelhantes, como indicado nas figuras 5.14 e 5.15.

Figura 5.14 – Análise de intensidade de campo utilizando o modelo de simples difração

Figura 5.15 – Analise de cobertura utilizando o modelo de simples difração

6 Conclusões

Para o correto dimensionamento de sistemas de comunicações ponto-área é

essencial dispor de modelos precisos para a previsão da perda de propagação em

regiões urbanizadas. Neste trabalho foi examinado o desempenho do modelo de

Okumura-Hata utilizando dados de medidas realizadas na faixa de freqüências de

TV digital, mais especificamente em 593 MHz, na cidade de São Paulo.

Como primeira contribuição deste trabalho, verificou-se que, se aplicado

isoladamente, o modelo de Okumura-Hata tende a produzir resultados pessimistas

para cálculos quando a altura real ou a altura absoluta da antena transmissora são

utilizadas. Quando é utilizada a altura efetiva da antena, os resultados passam a

ser otimistas. Verificou-se ainda que este efeito tende a ser corrigido quando se

introduz uma componente adicional de difração sobre o modelo de Okumura

Hata. Os melhores resultados são obtidos quando se utiliza a difração por

obstáculos múltiplos combinada com a previsão utilizando a altura efetiva da

antena transmissora.

A segunda contribuição do trabalho é o desenvolvimento de modelos

empíricos, baseados no modelo de Okumura-Hata, mas que minimizam os erros

de previsão para a cidade de São Paulo. Além do modelo ajustado com a

componente de difração por obstáculos múltiplos foi obtido um modelo

empregando a difração simples. Este segundo modelo apresenta como vantagem

um menor tempo de processamento com diferenças bastante pequenas na

cobertura prevista.

Com base nos modelos propostos foram realizados exercícios de previsão de

cobertura para a cidade de São Paulo, considerando os três sistemas de TV digital

atualmente propostos para adoção no Brasil. Observou-se diferenças muito

pequenas entre as coberturas obtidas com cada um dos sistemas.

Como sugestões para trabalhos futuros recomendamos a realização de testes

e modelamento semelhantes utilizando bases de dados de mais alta resolução, que

incluam edificações. Sugere-se ainda o teste do modelo P. 1546 o qual, embora

73

equivalente ao modelo de Okumura-Hata para distâncias até 20 Km, apresenta

pequenas diferenças para distâncias mais longas. Finalmente, sugere-se a

realização de outras campanhas de medidas não só na região de São Paulo como

em outras regiões urbanas do País.

74

7 Referências bibliográficas

1 Recommendation BT.798-1. Digital Television Terrestrial Broadcasting in

the VHF/UHF Bands. ITU-R, 1994.

2 Recommendation P.1546. Method for point-to-area predictions for

terrestrial services in the frequency range 30 MHz to 3 000 MHz, ITU-R,

2001.

3 Luiz A. R. da Silva Mello, Marlene Sabino Pontes e Márcio Eduardo

Rodrigues da Costa. Apostila de Rádio Propagação. CETUC, maio de 2000.

4 Notas de Aula do Curso de Canal de Propagação Rádio Móvel - Professor

Gláucio Lima Siqueira, CETUC – PUC-Rio.

5 Notas de Aula do Curso de Planejamento de Sistemas de Comunicações

Celulares e de Rádio Acesso – Professor Luiz A. R. da Silva Mello, CETUC

– PUC-Rio

6 Grob, Bernard. Televisão Básica. Tradução de Ivan José de Albuquerque. 4.

ed.: Guanabara Dois, 1979.

7 Extratos dos estudos desenvolvidos pelo grupo de planejamento até o mês

de fevereiro de 2002, ANATEL, publicação eletrônica encontrada no

endereço: www.anatel.gov.br.

8 Leandro Rodrigues Coelho, Nelson Alexander Pérez Garcia, Márcio Eduardo

da Costa Rodrigues, Luiz Alencar R. da Silva Mello. Sistemas Rádio

Celulares e de Rádio Acesso. CETUC, 2001.

9 Relatório Integrador dos aspectos técnicos e mercadológicos da Televisão

Digital. CPqD, 28/03/2001. ANATEL, publicação eletrônica encontrada no

endereço: www.anatel.gov.br.

10 Recommendation P.370-7. VHF and UHF propagation curves for the

frequency range from 30 MHz to 1 000 MHz, ITU-R, 1995.

11 Recommendation P.529-3. Prediction Methods for the terrestrial land

mobile service in the VHF and UHF bands, ITU-R, 1999.

12 Recommendation P.526-6. Propagation by Diffraction, ITU-R, 1999.

75

13 Handbook – Terrestrial land mobile radiowave propagation in the VHF/UHV

bands, ITU-R, 2002

14 Norma para determinação da intensidade de campo em canais de VHF e UHF

n-002/91. ANATEL, publicação eletrônica encontrada no endereço:

www.anatel.gov.br.

15 Relatório Final de teste em sistemas de TV Digital. ANATEL, publicação

eletrônica encontrada no endereço: www.anatel.gov.br.