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ENG04055 – Concepção de CI Analógicos – Eric Fabris

O MOSFET como

Amplificador

1


Amplificador Básico

Amplificador Fonte Comum

Topologia Básica

Representação Gráfica da Reta de Carga

Determinação da Curva de Transferência

triodovvfi

saturadovfi

iRVvv

DSGSD

GSD

DDDDDSO

),(

)(


Curva de Transferência

Determinação da Curva de Transferência

A curva de transferência

mostra a operação como

amplificador, com o

MOST polarizado no

Ponto Q.


Reta de Carga

Influência da Reta de Carga na Excursão de Sinal

Ponto Q1 não deixa espaço

suficiente para excursão

positiva do sinal, muito

próximo de VDD

Ponto Q2 não deixa

espaço suficiente para

excursão negativa do

sinal, muito próximo

da região de Triodo.


Pequenos Sinais

Circuito conceitual para estudo do modelo de pequenos sinais

Fonte de Polarização

Fonte de Sinal


Pequenos Sinais

Aplicação de um sinal de entrada de 150 mVpp


Pequenos Sinais

2'

2

1tGSnD VV

L

WkI

OVntGSnm

GS

Dm

VL

WkVV

L

Wkg

dV

dIg

''

VOV – Tensão de overdrive


Pequenos Sinais

Resposta de saída do amplificador Fonte Comum


Tensões instantâneas vGS e vD no

circuito abaixo.

Pequenos Sinais


Modelo para Pequenos Sinais

Modelo Simplificado Modelo Extendido

Considerando o efeito de modulação do

comprimento do canal (EARLY) que é

modelado por ro = |VA| /ID


Análise de um Amplificador MOS

• Considere o amplificador Fonte

Comum – FC ao lado cujo

transistor possui o seguintes

características:

– k’n(W/L) = 0,25 mA/V2

– Vt = 1,5 V

– VA = 50 V

– RD = 10kΩ

– VDD = 15V

• Suponha que os capacitores são

praticamente curto circuitos para

sinal.

• Calcule:

– O ganho de pequenos sinais

– A resistência de entrada

– O maior sinal de entrada para

operação em saturação.


Amplificador Fonte Comum (1)

Com Carga Resistiva RD

RD

VDD

Vin

Vout

M1

Vout

VinVTHVin1

A

VTH+

-Saturação

Triodo

Corte

(Sub-Threshold)

0 < Vin < VDD

in

outv

THinoxnDDDout

DDDDout

out

THinoxnD

D

V

VA

VVL

WCRVV

IRVV

V

VVL

WCI

I

:Tensão de Ganho

:como expressa se pode saída de A tensão

:por dada é saturação em correnteA

2

21

2

21

Modelo de pequenos sinais em saturação

+Vin

RDgmV1

+

Vin

-

Vout

THinoxnm

inmDout

VVL

WCg

vgRv

O ganho do circuito

varia substancialmente

para grandes excursões

da entrada!



Com Carga Resistiva RD – Triodo

2

21

2

121

1

1

1

:expresso é )por controlado(resistor triodode região Na

overdrive de Tensão

:obtidaser pode transiçãode A tensão

DSDSTHGSoxnD

DGS

THinoxnDDDTHin

THinout

in

VVVVL

WCI

IV

VVL

WCRVVV

VVV

V

Vout

VinVTHVin1

A

VTH+

-Saturação

Triodo

Corte

(Sub-Threshold)Vout

VinVTHVin1

A

VTH+

-Saturação

Triodo

Corte

(Sub-Threshold)

DD

THinoxnD

out

THGSoxn

on

DD

onD

onout

DSDSTHGSoxnDDDout

inin

V

VVL

WCR

V

VVL

WC

R

VRR

RV

VVVVL

WCRVV

VV

1

11

:é (deep) triodode região na aresistênciA

:é para saída de A tensão

2

21

1

RD

VDD

Vin

Vout

M10 < Vin < VDD

RDRD

VDDVDD

VinVin

Vout

M10 < Vin < VDD

RD

VDD

Vin

Vout

Vin1 < Vin < VDD

Ron

M1

Modelo na região deep triode

O ganho cai na região de triodo!

Procura-se trabalhar a esquerda do ponto A.




D

RDoxnv

DDRD

D

RDDoxnmDv

I

V

L

WCA

IRV

I

VI

L

WCgRA

2

Onde

2

Observações

• Av é não linear

– Av(gm(Vin))

• Para minimiza a não linearidade,

Av deve ter pouca dependência de

parâmetros que dependam da

entrada Vin

Como maximizar Av?

Comportamento de ID x Vin

D

DD

R

V

THVinV

DI

Comportamento de gm x Vin

THVinV

mg

1inV

• Aumentando W/L

– MOST maior – Área e Capacitâncias maiores

• Aumentando VRD

– Reduz a excursão de sinal

• Diminuindo ID

– Maior RD – Reduz resposta em freqüência

Existem relações de compromisso entre ganho, BW e excursão de sinal




Aumentando RD, o efeito de

modulação do comprimento de canal

torna-se mais significativo.

in

outTHinoxnD

outTHinoxnD

in

out

in

outv

outTHinoxnDDDout

DDDDout

out

outTHinoxnD

D

V

VVV

L

WCR

VVVL

WCR

V

V

V

VA

VVVL

WCRVV

IRVV

V

VVVL

WCI

I

2

21

2

21

2

21

)1(

:Tensão de Ganho

)1(

:se-expressa saída de A tensão

)1(

:é CLM o doconsideran saturação em

oD

Domv

D

oDS

vDDmDv

v

THinoxnD

rR

RrgA

Irr

AIRgRA

A

VVL

WCI

1 Como

:como expressoser pode ganho O

2

21

Utilizando a aproximação de ID

+Vin

RDgmV1

+

Vin

-

Vout

ro

++Vin

RDRDgmV1

+

Vin

-

Vout

roro

Modelo de pequenos sinais

oD

Doeq

rR

Rrr



• O ganho intrínseco

é o maior ganho

que se consegue

obter com um único

dispositivo.

• gmro para MOST de

canal curto gira em

torno de 10 a 50.

Ganho intrínseco

Vout

M1Vin

0 < Vin < VDD

VDD

Intrínseco Ganho

lim

omv

oD

DomRv

rgA

rR

RrgA

D

I1



Tecnologia AMIS 0.5

• VTN = 0,63V

• VTP = -0,99V

• kN = 37,4 μA/V2

• kP = 13,9 μA/V2

• λN = 0,0091 1/V (L = 1,5μm)

• λP = 0,022 1/V (L = 1,5μm)

• L = 1,5μm e W = 15μm

RD

VDD

Vin

Vout

M10 < Vin < VDD

RDRD

VDDVDD

VinVin

Vout

M10 < Vin < VDD

Vin [V]

ID [mA] RD = 1k

RD = 2k

RD = 10k

Corrente ID x Vin

Vout [V]

Vin [V]

RD = 1k

RD = 2k

RD = 10k

Vout x Vin

Vin [V]

Av [V/V] RD = 1k

RD = 2k

RD = 10k

Ganho de Tensão Av x Vin



• É difícil construir resistores precisos e de tamanho razoável em CMOS

• Solução trocar o resistor RD por MOST

• O MOST em pequenos sinais pode operar como um resistor

• Configuração “diode connected” é uma analogia com os transistores bipolares

Com Carga ativa Tipo Diodo

NPN NMOS

PNP PMOS

↔ ↔

Topologia diode connected

+VxrogmVc

+

Vc

-

Ix

Modelo de pequenos sinaisReq

mmrx

xeq

ggI

VR

o

111

Considerando o efeito de corpo

VDD

+Vx

Ix+Vx

rogmVc

+

Vc

-

Req

Ix

gmbVbs

S

DG

mbmmbmrx

xeq

xmbm

o

xx

ggggI

VR

Vggr

VI

o

11

)(

1



• Estando M1 e M2 em saturação:

– O ganho dependo somente das

dimensões de M1 e M2 (desprezando o

efeito de corpo).

– O ganho não dependo da polarização.

Com Carga Ativa Tipo Diodo

Vout

M1Vin

0 < Vin < VDD

VDD

RD substituído

por um nMOST

conectado como

carga ativa.

M2

1

1

Fazendo

1

2

1

2

2

22

1

m

mv

m

mb

mbm

mv

g

gA

g

gη

gggA

1

1

Como

1

1

2

2

expressoser pode ganho O

2

Como

2

1

21

2

2

2

1

1

1

LW

LW

A

II

IL

WC

IL

WC

A

IL

WCg

v

DD

Doxn

Doxn

v

Doxnm

Substituindo na expressão do ganho de

tensão, RD pela impedância equivalente de

M2.

Expressando Av em termos da

dimensão de M1 e M2



Vout

M1VinVin

0 < Vin < VDD

VDDVDD

M2

Tecnologia AMIS 0.5

• VTN = 0,63V

• VTP = -0,99V

• kN = 37,4 μA/V2

• kP = 13,9 μA/V2

• λN = 0,0091 1/V (L = 1,5μm)

• λP = 0,022 1/V (L = 1,5μm)

• L1 = L2 = 1,5μm; W2 = 7,5μm

Vout x Vin

W2 = 7,5μm

W2 = 30μm

W2 = 90μm

Vout [V]

Vin [V]Corrente ID x Vin

W2 = 7,5μm

W2 = 30μm

W2 = 90μm

Vin [V]

ID [mA]W2 = 7,5μm

W2 = 30μm

W2 = 90μm

Av [V/V]Ganho de Tensão Av x Vin

Vin [V]


Amplificador Fonte Comum (9)Com Carga Ativa Tipo Diodo

Vout

M1Vin

0 < Vin < VDD

VDD

RD substituído

por um pMOST

conectado como

carga ativa.

M2

2

1

2

1

expressar podemos Logo

LW

LW

A

A

g

gA

p

n

v

v

m

mv

Pelos resultados anteriores

Nenhum dos transistores

sofre efeito de corpos!

Vout[V]

Id[mA]

Av[V/V]

Vin[V]

W2 = 7,5μm

W2 = 15μm

W2 = 30μm


Inversor com Carga Ativa

m

mk

L

W

5,1

5,7

2

2

m

m

L

W

5,1

5,7

1

1

m

m

L

W

5,1

5,7

2

2

m

m

L

W

5,1

15

2

2

m

m

L

W

5,1

5,22

2

2


Amplificadores Lineares

• Amplificador Gate Comum

• Amplificador Seguidor de Fonte

• Amplificador Cascode


Amplificador Seguidor de Fonte

• O ganho do amplificador CS é diretamente proporcional

a impedância de saída

– Alto ganho ⇒ RL grande

– Se a impedância da carga for baixa, há a

necessidade de um buffer

• O SF é uma opção para acoplar o estágio de ganho com

a carga



• Vin > VTH ⇒ M1 liga

saturado

Vout é dado por:

O ganho do SF é obtido diferenciando Vout em relação a

Vin :

Como

⇒



• A impedância de saída pode ser calculada

GD

S

⇒

Modelo de

pequenos sinais Ro

⇒

Modelo de

pequenos sinais

mbm

ogg

R

1



• .include AMIS5t55w.txt

• vd1 VDD1 0 dc 5

• vin vgs 0 dc 0

• *ibb dreno vss dc 200e-6

• Rs1 f1 0 5k

• M1 vdd1 vgs f1 0 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

• .control

• dc vin 0 5V 0.01V

• let vs1 = v(f1)[ 0, 500]

• let ids1 = (-i(vd1)[ 0, 500])*1000

• plot vs1

• plot deriv(vs1)

• plot ids1

• .endc

• .end

Vin

Vout IR Av



• Efeito de corpo (Vsb ≠ 0)

Vout AV IR

VinTitulo: Seguidor de fonte (nMOS)

.include AMIS5t55w.txt

vd1 vdd1 0 dc 5

vin vgs 0 dc 0

Rs1 f1 0 5k

*Com efeito de corpo

M1 vdd1 vgs f1 0 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

vd2 vdd2 0 dc 5

Rs2 f2 0 5k

*Sem efeito de corpo.

M2 vdd2 vgs f2 f2 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

.control

dc vin 0 5V 0.01V

let vs1 = v(f1)[ 0, 500]

let vs2 = v(f2)[ 0, 500]

let ids1 = (-i(vd1)[ 0, 500])*1000

let ids2 = (-i(vd2)[ 0, 500])*1000

plot vs1 vs2

plot deriv(vs1) deriv(vs2)

plot ids1 ids2

.endc

.end



• Comparação entre SF e CS

Seguidor de Fonte - SF Fonte Comum - CS

• A diferença esta no ganho atingível

• Se gm = RL o ganho do SF é 0,5 e o CS é 1!

• O SF não é necessariamente o melhor driver!

• Sua maior aplicação é no deslocamento de níveis

THinoxnm

inmLout

VVL

WCg

vgRv

mgL

L

SFin

out

R

R

v

v

1


Amplificador Gate Comum - CG

• No CS e SF, o sinal é aplicado no gate e a

saída é no dreno ou fonte

• É possível também aplicar o sinal na

fonte.

– Tomando a saída no dreno


Amplificador Gate Comum - CG

A corrente de dreno é expressa por

O decréscimo de Vin pode levar o M1 a entrar na região de

triodo.

⇒

O efeito de corpo incrementa

a transcondutância

equivalente!


Amplificador Gate Comum


Amplificador Cascode

• A entrada de um estágio CG pode ser uma

corrente.

• O amplificador CS converte tensão em corrente

• A cascata de um estágio CS e um CG é

chamada de “cascode”

• O objetivo é minimizar a capacitância Miller –

CGD1

M1 converte Vin em corrente que

é encaminhada a Rd por M2



Característica entra x saídaTensões no estágio cascode




• Uma das vantagens do CA é sua alta

impedância de saída

– Derivada do estágio CS

THgsoxnm

dsdsdsmbmout

VVL

WCg

rrrggR

21222 )(1



Ganho de tensão

11222

1222

1

)(

temos

)(

e

Como

moobmmoutmv

oobmmout

mm

grrggRGA

rrggR

gG



• Normalmente (W/L)2 é o dobro de (W/L)1



• Modelo de pequenos sinais


Fonte de corrente


Fonte de Corrente

• Fonte de corrente Ideal

– Corrente é fixa em Io

– A tensão v pode variar de -∞ a +∞


Fonte Corrente

• NMOS como fonte ou sorvedouro de

corrente

– A fonte de corrente é caracterizada por dois

parâmetros

• rout – mede a independência de v

• vMIN – tensão mínima a partir da qual a fonte a

corrente deixa de ser praticamente constante

O transistor NMOS é um sorvedouro de corrente que somente aceita tensões v

positivas


Fonte de Corrente

• PMOS como fonte de corrente


Fonte Corrente

• A tensão vgs do transistor tem duas

componentes

O tensão mínima de operação da fonte de corrente pode ser reduzida pelo

aumento do W/L


Espelho de corrente


Espelho de corrente

Comportamento em função das Impedâncias de entrada e saída


Espelho de corrente


Espelho de Corrente


Espelho de corrente

Erro no espelhamento da corrente

Uso de transistores unitários

e bom leioute


Espelho de Corrente

Efeitos de segunda ordem


Espelho de corrente



Espelho de corrente

• Um das fontes de erro do espelho de

corrente é sua impedância de saída

• Como minimizar este efeito?

– Utilizando uma saída do tipo cascode!

Como gerar Vb?

A idéia é fazer Vx = Vy


Espelho de corrente

Espelho de corrente de precisão ou cascode

A escolha apropriada de M0 possibilita que Vx=Vy!


Espelhos de corrente

Espelho de corrente de precisão


Espelho de corrente



Espelho de corrente

Impedância de saída


Espelho de corrente

Comparação entre o espelho de corrente simples e o de

precisão

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