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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE CONVERSOR DC-DC PARA CONTROL

DE ULTRACAPACITORES EN VEHÍCULO ELÉCTRICO

MICAH ETAN ORTÚZAR DWORSKY

Memoria para optar al título de Ingeniero Civil industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica

Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS

Santiago de Chile, 2002

PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA Departamento de (departamento)

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE CONVERSOR DC-DC PARA CONTROL

DE ULTRACAPACITORES EN VEHÍCULO ELÉCTRICO

MICAH ETAN ORTÚZAR DWORSKY

Memoria presentada a la Comisión integrada por los profesores:

JUAN W. DIXON ROJAS

ÁNGEL ABUSLEME

JOSÉ RODRÍGUEZ

Para completar las exigencias del título de Ingeniero Civil industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica

Santiago de Chile, 2002

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A mis Familia, especialmente a mis Padres, que creyeron en mí.

iii

AGRADECIMIENTOS

Quiero agradecer a mi Familia por el apoyo brindado en estos años de estudio.

Una mención especial merece el profesor Juan Dixon por su guía y apoyo en todos los proyectos que hemos emprendido juntos.

También agradezco la disposición de los funcionarios del departamento de ingeniería eléctrica, que brindaron su apoyo incondicional en todo momento. Entre ellos menciono a Betty Andonaegui, Eduardo Cea, Elena Garrido, Sra. Virginia Meza y don Carlos Álvarez.

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INDICE GENERAL

Pág.

AGRADECIMIENTOS ............................................................................................iii

INDICE DE TABLAS .............................................................................................vii

INDICE DE FIGURAS...........................................................................................viii

RESUMEN................................................................................................................xi

ABSTRACT.............................................................................................................xii

I. Introducción.................................................................................................... 13

II. Diseño del Circuito de Potencia ..................................................................... 21 2.1. Introducción ........................................................................................... 21 2.2. Convertidor DC-DC tipo Buck Boost..................................................... 21

2.2.1. Operación Buck............................................................................ 22 2.2.2. Operación Boost........................................................................... 26

2.3. Selección de los Ultracapacitores .......................................................... 30 2.4. Selección del Semiconductor de Potencia (IGBT) ................................ 33 2.5. Selección del Condensador C para el Circuito Buck Boost................... 34 2.6. Diseño de los Conductores en el Circuito de Potencia .......................... 39 2.7. Configuración de las Mallas de Protección del IGBT (Mallas

Snubber) ................................................................................................. 40 2.8. Diseño de la Inductancia Ls del Circuito Buck-Boost............................ 44

III. Diseño Térmico .............................................................................................. 48 3.1. Introducción ........................................................................................... 48 3.2. Cálculo de Temperaturas........................................................................ 48 3.3. Diseño del Disipador.............................................................................. 51

IV. Transductores.................................................................................................. 54 4.1. Introducción ........................................................................................... 54 4.2. Transductor de Corriente (LEM) ........................................................... 54

v

4.3. Transductor de Tensión.......................................................................... 57 4.4. Transductor de Temperatura .................................................................. 59

V. Sistemas de Seguridad y Protecciones............................................................ 61 5.1. Introducción ........................................................................................... 61 5.2. Fusibles .................................................................................................. 61

5.2.1. Fusible 1....................................................................................... 62 5.2.2. Fusible 2....................................................................................... 63

5.3. Detector de Falla en Fusible y Diodo..................................................... 64 5.4. Supervisión de Tensión de Control ........................................................ 65

VI. Diseño de la Caja Protectora y Distribución de Componentes....................... 67 6.1. Introducción ........................................................................................... 67 6.2. Distribución de Componentes ................................................................ 67 6.3. Caja Protectora ....................................................................................... 68

VII. Resultados Expreimentales............................................................................. 71

VIII. Conclusiones................................................................................................... 74

BIBLIOGRAFIA...................................................................................................... 76

A N E X O S............................................................................................................. 78

Anexo A: Cálculo Simbólico de Valores de Rizado de Corriente en Configuraciones Buck-Boost .......................................................................... 80

Anexo B: Cálculo de la Energía Disipada en Calor................................................. 83

Anexo B: Cálculo de la Energía Disipada en Calor................................................. 84

Anexo C: Calculo de la Resistencia Térmica del Disipador.................................... 88

Anexo D: Curvas de Corrientes de Ruptura de Fusibles ......................................... 96

Anexo E: Hoja de Datos del INTELLIMOD ........................................................... 98

Anexo F: Hoja de Datos de Snubbers .................................................................... 105

vi

Anexo G: Hoja de Datos de Ultracapacitores ........................................................ 111

Anexo H: Hoja de Datos de Barniz Aislante ......................................................... 114

Anexo I: Hoja de Datos de Papel Aislante............................................................. 116

Anexo J: Hoja de Datos de Sensor LEM LT 100-S............................................... 126

Anexo K: Hoja de Datos de Sensor LEM LV 100................................................. 129

Anexo L: Hoja de Datos de OP-AMP LF-353....................................................... 132

Anexo M: Hoja de Datos de OP-AMP TLV-7441 ................................................ 136

Anexo N: Hoja de Datos de Supervisor de Tensión TL7705B.............................. 144

vii

INDICE DE TABLAS

Pág.

Tabla 1.1: Comparación de densidades de energía entre gasolina y distintas baterías... 14

Tabla 2.1: Configuración y valores sugeridos para los Snubber. ................................... 42

Tabla 4.1: Características del Transductor de corriente.................................................. 54

Tabla 4.2: Características del Transductor de tensión. ................................................... 57

Tabla B.1: Cálculo de las pérdidas en los semiconductores. .......................................... 86

Tabla C.1: Simbología. ................................................................................................... 90

Tabla C.2: Simbología. ................................................................................................... 94

Tabla C.3: Resultados de las resistencias térmicas en el disipador. ............................... 94

viii

INDICE DE FIGURAS

Pág.

Figura 1.1: Camioneta Chevrolet LUV transformada en vehículo eléctrico. ................... 16

Figura 1.2: Circuito de potencia del vehículo eléctrico. ................................................... 17

Figura 1.3: Esquema del circuito de potencia con sistema de almacenaje auxiliar de energía. .................................................................................................................... 18

Figura 2.1: Diagrama de topología Buck-Boost. ............................................................... 22

Figura 2.2: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib). ........................................................................................... 23

Figura 2.3: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por T2 (Ia), b) corriente por condensador C, c) corriente por diodo D1, d) Señal de disparo aplicada a T2. ........................................................................................................... 24

Figura 2.4: formas de onda de corrientes, operación Boost. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib)................................................................................ 27

Figura 2.5: Formas de onda de corriente, operación Boost. a) corriente Ia, b) corriente por condensador C, c) corriente por T1, d) PWM Aplicado en T1. ........ 28

Figura 2.6: Configuración Buck-Boost del sistema de almacenaje de energía, baterías en el lado Buck y ultracapacitores en el lado Boost................................................. 30

Figura 2.7: Ultracapacitor 2700F(S) de Epcos. Su capacidad es de 2700 F, Voltaje nominal de 2.3 V, ESR = 0.001Ohm. ...................................................................... 33

Figura 2.8: módulo de potencia INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX. .......... 34

Figura 2.9: Circuito de potencia incluyendo inductancias parásitas Lp1 y Lp2. .............. 35

Figura 2.10: Condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF y 450 V. ............ 38

ix

Figura 2.11: Conductores instalados en el convertidor Buck-Bosst. ................................ 40

Figura 2.12: distintas configuraciones de mallas Snubber................................................ 41

Figura 2.13: Snubber instalado en el circuito de potencia. ............................................... 43

Figura 2.14: Condensador y conjunto Condensador-Diodo con resistencia para mallas Snubber tipo A y B. ...................................................................................... 44

Figura 2.15: Diseño de Bobina L para circuito de potencia.............................................. 46

Figura 2.16: Bobina Ls terminada..................................................................................... 47

Figura 3.1: Modelo térmico para el INTELLIMOD PM400DSA060. ............................. 49

Figura 3.2: Gráfico de resistencias térmicas del disipador para mantener temperaturas nominales................................................................................................................. 50

Figura 3.2: Diseño del disipador de calor. ........................................................................ 51

Figura 3.2: Fotografía de las piezas terminadas del disipador de calor. ........................... 52

Figura 3.3: Fotografía del equipo armado sin la tapa. ...................................................... 53

Figura 4.1: Circuito de alimentación y de manipulación de señal del transductor de corriente, Módulo LEM LT 100-S. ......................................................................... 56

Figura 4.2: Transductor de corriente LT 100-S instalado en el convertidor Buck-Boost. ....................................................................................................................... 57

Figura 4.3: Circuito de alimentación y manipulación de señal de salida del transductor de tensión LV 100................................................................................. 58

Figura 4.4: Transductor de tensión LV 100 instalado en el paquete de ultracapacitores........................................................................................................ 59

Figura 4.5: Circuito del termistor para medir temperatura. .............................................. 60

Figura 5.1: Circuito de potencia con Fusibles. ................................................................. 62

x

Figura 5.2: Fusible 1, ubicado dentro de la caja del convertidor DC-DC. ....................... 63

Figura 5.3: Ubicación del Fusible 2. ................................................................................. 64

Figura 5.4: Circuito supervisor de voltaje......................................................................... 66

Figura 6.1: Esquema de la distribución deseada de los componentes. ............................. 67

Figura 6.2: Ubicación deseada del equipo en compartimento delantero del vehículo...... 68

Figura 6.3: Componentes ensamblados en la caja protectora. .......................................... 69

Figura 6.4: Conexiones del circuito de agua y de los cables de potencia. ........................ 70

Figura 6.5: Convertidor Buck-Boost instalado en el vehículo. ......................................... 70

Figura 7.1: Forma de onda del rizado de la corriente por los ultrapacacitores para operación Buck y Boost. .......................................................................................... 71

Figura 7.2: Respuesta al escalón de un esquema de control bajo prueba. ........................ 72

Figura 7.3: Tensión en ultracapacitores durante pruebas de corriente continua para determinar el valor de la resistencia serie equivalente (ESR). ................................ 73

Figura A.1: Circuito Buck-Boost....................................................................................... 80

Figura A.2: Rizado de la corriente por Ls. ........................................................................ 81

Figura C.1: Esquema de aleta disipadora en superficie de temperatura constante. .......... 90

Figura C.2: a) parte interna del disipador. b) disipador cerrado con el INTELLIMOD instalado sobre él. c) Esquema simplificado del disipador para análisis de transferencia de calor............................................................................................... 92

Figura C.3: modelo para calcular resistencia térmica total del disipador. ........................ 95

xi

RESUMEN

Los ultracapacitores son elementos de última tecnología que permiten almacenar energía suficiente, en cortos períodos de tiempo, para controlar fenómenos de potencia de punta como la aceleración o el frenado repentino de un vehículo eléctrico. Ello permite entregar y recuperar energía que las baterías no serían capaces de manejar bajo circunstancias extremas, como una frenada muy violenta, o una aceleración muy exigida. Dentro del contexto de utilizar ultracapacitores para el propósito mencionado, se diseñó y construyó un conversor DC-DC para controlar la carga y descarga de un banco de ultracapacitores en un vehículo eléctrico.

El conversor diseñado es capaz de manejar corrientes de más de 200 A, con voltajes de hasta 400 Vdc, y puede transferir cantidades significativas de energía (aproximadamente 200 Wh) desde los ultracapacitores al banco de baterías y viceversa, en pocos segundos (5 a 10 segundos). Para llevar a cabo este proceso, se midieron y controlaron una serie de variables, por lo que el conversor incluye los sensores necesarios para estas tareas. Otra restricción de diseño era el tamaño, ya que este aparato debía ir montado en un espacio muy reducido dentro del lugar donde iba instalado el motor original del vehículo convertido a eléctrico. Por esto hubo que desarrollar un sistema de refrigeración por agua de reducidas dimensiones, diseñando un disipador especial y utilizando el circuito de enfriamiento por agua ya existente en el vehículo eléctrico transformado. También hubo que diseñar un sistema de protecciones contra fallas y una caja para aislar del agua y el polvo ambiental.

En síntesis, en esta Memoria se describe el proceso de diseño y fabricación del conversor DC-DC, el cual es el propósito fundamental de este trabajo. Una vez terminado y probado, satisfizo todos los requerimientos especificados.

xii

ABSTRACT

Ultracapcitors are state of the art devices that are capable of storing enough energy (in short periods of time) to control peak power phenomenon, like electric vehicle acceleration or regenerative braking. This allows to deliver and recover energy which batteries would not be able to manage under extreme circumstances, like a fierce braking or a rapid acceleration. In the context of using ultracapacitors for the mentioned purpose, a DC-DC converter to control the state of charge of an ultracapacitor bank in an electric vehicle was designed and constructed.

The converter is capable of managing currents of more than 200 A, with voltages up to 400 Vdc, and transferring considerable amounts of energy (200 Wh approximately) from the ultracapacitors to the batteries and vice versa, in short periods of time (5 to 10 seconds). To accomplish this, a series of variables are measured and controlled, and that is why sensors had to be integrated to the converter. Size is another design restriction that was considered, because the equipment had to be mounted in a reduced space together with the main inverter and electric motor, where originally the engine was mounted in the converted electric vehicle. For this reason, a reduced size water cooling system, consisting in the integration of a specially designed water heatsink and the existing water circuit in the vehicle, was developed. A failure protection system and a water and dust protective box were also considered in the design.

This report describes the DC-DC converter design and construction process, which has been the purpose of this work. The constructed and tested prototype satisfied all the mentioned requirements.

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I. INTRODUCCIÓN

Los vehículos eléctricos, en los inicios de su desarrollo a fines del siglo XIX y comienzos del siglo XX, compitieron en forma casi paralela con los vehículos de combustión interna, siendo incluso la Electric Carriage & Wagon Company la primera compañía de vehículos eléctricos y servicios motorizados en 1897 [Kirs96]. Sin embargo, los vehículos eléctricos, debido a su menor relación potencia peso y escasa autonomía, fueron rápidamente desplazados por los de combustión interna. Esto derivó rápidamente en el abandono de esta tecnología ya que no se vislumbraba en aquel tiempo ninguna solución que hiciera a los vehículos eléctricos competitivos, aun cuando éstos eran más confiables y seguros.

En la segunda mitad del siglo XX se vio renacer la idea de utilizar vehículos con propulsión eléctrica por varios motivos, entre éstos la crisis del petróleo, los problemas ambientales y los avances tecnológicos. Por los años ’70, hubo grandes perfeccionamientos en semiconductores de potencia, con lo que surgió la posibilidad de fabricar convertidores de frecuencia (inversores) y utilizar motores de corriente alterna (síncronos o de inducción), de mayor potencia específica que los motores de corriente continua. Posteriormente, durante los ’80 y ‘90, apareció el motor Brushless DC, una versión del motor síncrono que utiliza imanes permanentes para producir el flujo de excitación, el que puede ser controlado como motor de corriente continua, presentando un alto torque de partida y excelente respuesta dinámica. Con estos avances el problema de la potencia específica y densidad de potencia (kW por unidad de peso y por unidad de volumen respectivamente) de los motores de tracción, se presentaba muy optimizado.

A pesar de lo anterior, el vehículo eléctrico seguía siendo un pobre competidor para los propulsados por motores de combustión interna, debido principalmente al inconveniente del almacenaje de la energía. Esta desventaja aunque se mantiene, va disminuyendo con los avances en nuevas tecnologías (baterías de alta energía específica y celdas de combustible). Hoy en día las eficiencias totales de los sistemas de propulsión eléctrica son mucho mayores, superando el 90%, contra un máximo de 25% para los sistemas convencionales de combustión a gasolina y un 45% para los vehículos Diesel más modernos. Sin

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embargo, la densidad de energía y energía específica para los combustibles fósiles se mantienen muy por sobre las de las baterías convencionales y aún superior a la de las baterías más avanzadas[Amer88], [Ddti02]. Esto se muestra en la siguiente tabla.

Tabla 1.1: Comparación de densidades de energía entre gasolina y distintas baterías.

Baterías

Gasolina 97 octanos

Plomo ácido NiMH Li-ion

Densidad de energía [Wh/Lt]

9.662 80 135 136

Energía específica [Wh/Kg]

12.146 35 52 100

Esto implica que, en igualdad de condiciones, la energía utilizable contenida en un estanque de combustible es varias veces mayor que un paquete de razonables dimensiones de las baterías más eficientes, lo que permite tener una mayor autonomía. Lo anterior, junto a la baja potencia de algunas baterías, conforman, después de los problemas de costo, los mayores obstáculos para introducir masivamente al vehículo eléctrico como medio de transporte público y privado.

La solución a este inconveniente pasa por desarrollar baterías mucho más avanzadas (inversión en investigación) o integrar almacenaje de energía en hidrocarburos con las ventajas de los motores eléctricos (eficiencia, menos ruido y considerable menor impacto ambiental). Para esto último ya se han creado distintas soluciones que combinan almacenaje de la energía en hidrocarburos con transformadores de energía (celdas de combustible, turbinas de gas, motores Diesel de alta eficiencia, etc.) y motores eléctricos. Estos sistemas logran mayores autonomías que los sistemas basados en almacenaje en baterías, manteniendo altas eficiencias. Sin embargo, la configuración de sistemas donde la energía se transfiere directamente desde alguno de estos transformadores, sin etapas intermedias, se considera ineficiente, ya que para satisfacer las potencias de punta deben estar muy

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sobredimensionados en relación con la potencia media, y a que no pueden regenerar en las etapas de frenado, disminuyendo su eficiencia con respecto a los sistemas eléctricos basados en baterías.

Por lo anterior se ha adoptado el uso de almacenadores intermedios o auxiliares, los cuales son elementos de alta potencia específica, alta densidad de potencia, alta eficiencia y media o baja densidad de energía, los que se usan en combinación con almacenadores de mayor energía específica pero menor potencia específica. Los sistemas que combinan distintos tipos de almacenadores se denominan híbridos. Dentro de los almacenadores intermedios se pueden mencionar los volantes de inercia y los ultracapacitores. Estos, al integrarse a los sistemas mencionados, permiten dimensionar los componentes principales (turbina de gas, celda de combustible o motor) según la potencia media requerida y no necesariamente según la potencia de punta. También permiten bajar el peso, el volumen y el costo de estos componentes, aunque esta ventaja es relativa porque se compensa introduciendo un nuevo componente. Sin embargo, la mayoría de las veces el balance es positivo. Por otro lado, la principal ventaja de estos sistemas es el aumento en la eficiencia que se logra al poder recuperar la energía del frenado regenerativo. Esto es particularmente significativo en vehículos pesados que realizan muchas paradas y aceleraciones, como microbuses urbanos o vehículos que se mueven por ciudades congestionadas. El uso de estos almacenadores intermedios también se está implementando en combinación con baterías, que de otra forma presentan bajas eficiencias a altas potencias y que ven disminuida su vida útil cuando se les exige ciclos de carga-descarga muy violentos, como por ejemplo las baterías de plomo-ácido.

En el departamento de Ingeniería Eléctrica de la Pontificia Universidad Católica de Chile, como parte de un programa de investigación en vehículos eléctricos, se ha transformado una camioneta Chevrolet LUV convencional en un vehículo eléctrico. La figura 1.1 muestra una fotografía del vehículo en cuestión.

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Figura 1.1: Camioneta Chevrolet LUV transformada en vehículo eléctrico.

El vehículo cuenta con un motor tipo Brushless DC con imanes permanentes de última generación, el cual puede desarrollar una potencia de punta de 53 kW, presenta eficiencias entre 90% y 94%, pesa 47.6 Kg y tiene un volumen de 13.3 Lts. Este motor se alimenta de un inversor trifásico controlado por microprocesador, el cual obtiene la energía de un paquete de 26 baterías de plomo-ácido conectadas en serie, con 50 Ah de capacidad cada una, de los cuales el fabricante (Sonnenschein) recomienda utilizar un 60%, es decir sólo 30 Ah. Con este porcentaje de la carga, la autonomía del vehículo es de aproximadamente 50 Km. La tensión nominal del paquete de baterías es de 312 V, pero puede llegar hasta 400 V en casos de sobrecarga extrema durante los frenados regenerativos. La eficiencia de estas baterías disminuye en forma cuadrática conforme aumenta la corriente (debido a la resistencia interna), haciéndose muy ineficiente al extraerse más de 200 A en las aceleraciones. También se producen problemas al activar el frenado regenerativo cuando las baterías se encuentran recién cargadas, ya que en estas condiciones no

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26 BATERÍAS DETRACCIÓN

Invesor de PotenciaCA40 300

Fusible400 A

_

+

_ +

Brushless DC

Motor de Tracción

Plomo-Acido



Fusible400 A

_

+

_ +

Brushless DC

Motor de Tracción

Plomo-Acido

aceptan carga y por esto el voltaje sube rápida y peligrosamente, disminuyendo además la vida útil de éstas por la evaporación de hidrógeno generado en el electrolito en estas situaciones. La figura 1.2 muestra un esquema del circuito de potencia del vehículo.

Figura 1.2: Circuito de potencia del vehículo eléctrico.

Como parte del programa de investigación mencionado, se ha propuesto agregar al vehículo un sistema de almacenaje auxiliar basado en los anteriormente mencionados ultracapacitores. Al agregarse este sistema, se eliminan los problemas descritos en el párrafo anterior y se aumenta la eficiencia. Con ello, mejora la autonomía, recuperando la energía que no se puede regenerar cuando las baterías están llenas y acercando la potencia exigida de éstas a la potencia media y por tanto a zonas de operación más eficientes.

La figura 1.3 muestra como quedaría el circuito de potencia al agregarse el equipo de almacenaje auxiliar basado en ultracapacitores.

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Fusible400 A

_

+

_ +

Brushless DC

Motor de Tracción

Plomo-Acido

_

+

Paquete de Ultracapacitores

Convertidor DC-DC tipo Buck-Boost

Inductor Ls

Fusible 125 A

Diodo Fusible 160 A



Fusible400 A

_

+

_ +

Brushless DC

Motor de Tracción

Plomo-Acido

_

+

Paquete de Ultracapacitores

Convertidor DC-DC tipo Buck-Boost

Inductor Ls

Fusible 125 A

Diodo Fusible 160 A

Figura 1.3: Esquema del circuito de potencia con sistema de almacenaje auxiliar de energía.

El sistema de almacenaje auxiliar propuesto se basa en el uso de ultracapacitores conectados al bus principal de energía, en paralelo con las baterías. El sistema requiere de un paquete de ultracapacitores capaz de almacenar suficiente energía para acelerar el vehículo hasta una velocidad crucero con muy poca o nula ayuda de las baterías. De forma similar, este paquete debe ser capaz de absorber la energía del frenado con mínima participación de las baterías. Dicho de otro modo, el paquete de ultracapacitores debe suplir la mayor parte de la potencia de punta requerida en la aceleración y en el frenado.

Para llevar a cabo esa labor, se requiere de un equipo convertidor de potencia que transfiera energía desde y hacia los ultracapacitores, es decir, un equipo de corriente continua que maneje el contenido de energía de acuerdo a las condiciones explicadas anteriormente.

Esta memoria trata sobre el diseño y construcción de dicho equipo (encerrado en línea punteada en la figura 1.3), el que estará a cargo de manejar los flujos de energía desde las baterías al ultracapacitor, junto con sus sistemas de

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seguridad y sensores. Esto incluye el diseño de este equipo, la selección (y fabricación si es necesario) de sus componentes y el ensamblaje final e instalación en el vehículo para su uso y pruebas futuras. La elaboración e implementación de los algoritmos de control, así como las pruebas de eficiencia y otras, quedan fuera del alcance de esta memoria, dejándose como propuestas para otro trabajo de investigación.

En concreto, se diseñó un conversor DC-DC del tipo Buck-Boost, el cual se encarga de transferir energía desde las baterías a los ultracapacitores y viceversa. Este tipo de convertidor transfiere energía entre dos fuentes, donde una siempre tiene una tensión menor que la otra. En este caso, es el paquete de ultracapacitores el que siempre tiene una tensión inferior a las baterías. El sistema tiene dos modos de operación: el modo Buck y el modo Boost. En la operación Buck se transfiere energía desde la fuente de mayor tensión (en este caso la batería) a los ultracapacitores. Esto se hace modulando la tensión mayor a un valor inferior, controlable según una modulación de ancho de pulso (PWM). Con esto se puede controlar la corriente transferida hacia la fuente de menor tensión (ultracapacitores). La operación Boost consiste en elevar artificialmente la tensión menor para poder transferir energía a la fuente de mayor tensión. Esto se hace cargando energía en una inductancia desde la fuente de menor tensión (ultracapacitores), la que luego es descargada en la fuente de mayor tensión. Para esto la inductancia juega un rol fundamental ya que es la encargada de elevar la tensión haciendo posible la transferencia. En este conversor DC-DC el valor de la tensión modulada se controla con PWM (Pulse Width Modulation), siendo posible, si es que se conocen los valores de las tensiones en ambas fuentes, controlar también la corriente transferida a la fuente de mayor tensión (baterías).

El convertidor debe ser capaz de transferir hasta 200 A en ambos sentidos para satisfacer los requerimientos. También debe contar con una serie de elementos para funcionar correctamente, entre los que se destacan:

1) Una inductancia adecuada para limitar las corrientes de rizado y capaz de almacenar energía durante las transferencias de energía.

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2) Un disipador de calor capaz de mantener los semiconductores por debajo de su temperatura de destrucción.

3) Dispositivos de protección ante posibles fallas (fusibles y protecciones electrónicas).

4) Elementos que controlen las sobretensiones (mallas snubber) que puedan producirse durante las conmutaciones.

El sistema además debe contar con una estructura y caja protectora que sostengan y cubran los componentes del equipo.

El objetivo central de esta memoria es describir el proceso de diseño, construcción y ensamblaje de todos estos elementos que componen el equipo de potencia que controla los flujos de energía batería-ultracapacitor y viceversa, es decir, el conversor DC-DC. La capacidad de potencia de este conversor está dada por los límites de corriente y voltaje en el lado del ultracapacitor, los cuales son 200 Adc y 300 Vdc respectivamente. Desde el lado de la batería, estos límites son 150 Adc y 400 Vdc, es decir, el conversor DC-DC tiene una potencia neta de punta de 60 kW.

21

II. DISEÑO DEL CIRCUITO DE POTENCIA

2.1. Introducción

Para implementar el equipo electrónico que controlaría los flujos de energía auxiliar en el vehículo eléctrico, fue necesario definir una topología de potencia adecuada para la aplicación. Como el sistema debería trabajar al mismo tiempo que las baterías, pero en forma independiente, se requería una configuración en paralelo. Además la topología debía ser capaz de transferir energía desde y hacia las baterías en todo momento, a una potencia máxima cercana a la del motor, para así poder entregar (o recibir) en ciertos momentos toda la potencia desde el sistema auxiliar. Los ultracapacitores varían su tensión (desde un valor mínimo hasta su tensión máxima) de acuerdo a la carga que contienen, mientras la tensión de entrada del inversor de potencia del vehículo se mantiene cercana a los 312 V (tensión nominal de las baterías), por lo que se necesita una topología que pueda transferir potencia bajo estas condiciones en todo momento. Por esto se decidió utilizar una configuración Buck-Boost para la interconexión entre las baterías y el conjunto de ultracapacitores, los cuales nunca podrán sobrepasar la tensión de las baterías.

El diseño de este convertidor, así como los criterios de selección de los distintos componentes y el proceso de fabricación del equipo son descritos en detalle en este capítulo.

2.2. Convertidor DC-DC tipo Buck Boost

Una topología Buck-Boost permite transferir energía en ambos sentidos entre dos fuentes de tensión, donde una de las dos fuentes (la del lado Buck) siempre debe tener mayor tensión que la otra (lado Boost). Dadas estas características, una configuración como la mencionada parece adecuada para la aplicación que se quiere implementar.

En la Figura 2.1 se puede apreciar la interconexión de los distintos componentes en una configuración Buck-Boost. En este circuito, los ultracapacitores no han sido incluidos, pero su ubicación física corresponde a los bornes de la tensión V2.

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Ibat Ia

Ib Ic

Id1

Lado Buck Lado boost

Vc

Vs

Figura 2.1: Diagrama de topología Buck-Boost.

Si la condición de mayor tensión en la fuente Buck no se cumpliera, la fuente del lado Boost (V2) se descargaría hacia la fuente del lado Buck (Vdc) a través del diodo D2. En esta configuración de potencia, los semiconductores siempre se operan en corte o conducción, nunca en la zona activa, ya que se trata de disipar la menor cantidad posible de potencia.

2.2.1. Operación Buck

La operación Buck consiste en conmutar el semiconductor T2, transfiriendo así energía desde la fuente Vdc (de mayor tensión) a la fuente V2 (que en este circuito reemplaza a los ultracapacitores). Al cerrarse T2 pasa corriente a través de éste y de la inductancia Ls en el sentido de las flechas (como aparece en la Figura 2.1); en ese instante parte de la energía se transfiere a la fuente V2, una pequeña fracción se disipa en R2 y otra parte se carga en la inductancia Ls. Cuando se abre T2 la energía que se cargó en la inductancia Ls se descarga en V2, a través del diodo D1, obligando a la corriente a continuar en la dirección de Ib. En las Figuras 2.2 y 2.3 se muestra un diagrama con las corrientes para el caso de la operación Buck.

En la Figura 2.2 se puede apreciar la forma de onda de la corriente en la fuente Vdc y en V2. Esta simulación se hizo con una tensión de 312 V en Vdc y 100V

23

a)

b)

en V2. Si se calculan las potencias transferidas en cada fuente estas deben coincidir (con alguna diferencia por pérdidas en las resistencias, que son pequeñas). Se puede apreciar que las corrientes medias multiplicadas por sus respectivas tensiones dan aproximadamente 700 W en ambos casos.

Figura 2.2: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib).

En la figura 2.3 se puede apreciar que la corriente en el condensador C tiene un valor medio igual a 0 en régimen permanente, ya que su única función es la de suavizar la corriente que se extrae de la fuente Vdc (lugar donde iría el banco de baterías). Si el condensador C no existiera, la corriente por Vdc tendría la forma de Ia, que tiene un rizado de amplitud igual a la diferencia entre el valor de punta de la corriente y cero. También se ve cómo la corriente que pasa por T2 más la corriente por D1 conforman la corriente Ib mostrada en la Figura 2.2, ya que como se dijo anteriormente parte de la energía se carga en la inductancia Ls para luego descargarse en V2 (lugar donde iría el ultracapacitor) a través del diodo D1. Además

24

a)

b)

c)

d)

50.00 50.40 50.80

-1.00

4.00

9.00

14.00

-4.00

0.00

4.00

8.00

-2.00

2.00

6.00

10.00

0.10

0.50

0.90

1.30

Time (ms)

se puede apreciar cómo las formas de onda están coordinadas con el PWM aplicado en T2.

Figura 2.3: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por T2 (Ia), b) corriente por condensador C, c) corriente por diodo D1, d) Señal de disparo

aplicada a T2.

La amplitud de rizado de la corriente por V2 depende exclusivamente de la frecuencia de conmutación, del valor de la inductancia Ls, del índice de modulación δ y de la tensión en Vdc. La fórmula para este valor se expresa en la ecuación 2.1. Esta ecuación se deduce en el Anexo A.

fLs

VdcRizado⋅

−⋅⋅=

)1( δδ (2.1)

Rizado es el valor punta-punta de la corriente por el ultracapacitor (en este ejemplo por la fuente de tensión V2), f es la frecuencia de conmutación, Vdc es la tensión en la batería, Ls es el valor de la inductancia serie de la fig. 2.1 y δ es el

25

“índice de modulación” que representa el porcentaje de tiempo que permanece cerrado T2 durante cada ciclo de conmutación. Los valores de cada componente se discuten en los próximos capítulos.

Lo ideal es tener un rizado lo más pequeño posible en la corriente ya que produce problemas de ruido electromagnético que pueden llegar a causar graves interferencias con otros equipos. Además los valores de punta de la corriente podrían llegar a ser muy altos y por lo tanto quemar algún componente. Para calcular el valor máximo de rizado se deriva la formula anterior con respecto a δ y se iguala a cero. Con esto se obtiene el valor 5.0=δ , el que reemplazado en la ecuación 2.1 da lo indicado en la fórmula 2.2.

LsfVdcRizadoMax

⋅⋅=

4 (2.2)

Este rizado máximo se producirá cuando la tensión V2

26

tensiones y de la resistencia R2. La siguiente expresión establece este valor en forma simbólica.

2)2(

RVVc

bI−⋅

=δ

(2.4)

Como la tensión Vc varía dependiendo de la corriente por Vdc y su resistencia interna, hay que introducir esos elementos y calcular la corriente según las tensiones conocidas.

2/)2int( 2 RVRIbVdcbI −⋅⋅−⋅= δδ (2.5)

Despejando queda:

( )( )2int2

2δ

δ⋅+

−⋅=

RRVVdcbI (2.6)

De la ecuación 2.6 se desprende que la corriente será cero cuando Vdc·δ sea igual a V2; en caso que Vdc·δ sea menor que V2 tampoco circulará corriente como ya se mencionó. Por lo tanto, se necesita que el índice de modulación δ sea mayor que V2/Vdc para poder transferir energía a V2.

2.2.2. Operación Boost

La operación Boost consiste en conmutar el semiconductor T1 para transferir energía desde V2 a Vdc. Esto se logra cargando la inductancia Ls al producir un cortocircuito de corta duración a través de ésta cuando se cierra T1. Luego se abre T1 y la energía contenida en la inductancia pasa a través del diodo D2 y se descarga en las baterías. La transferencia de energía se logra debido a que, al interrumpir violentamente la corriente por la inductancia, el alto di/dt induce una tensión en ésta, que sumada a la tensión de V2 superan la tensión en Vdc haciendo entrar en conducción al diodo D2. Las formas de onda de corriente por Vdc y V2 en esta operación se pueden apreciar en la Figura 2.4. Las convenciones de signo de corriente se invierten con respecto a las flechas de la Figura 2.1 para mayor simplicidad.

27

La simulación con que se obtuvieron las formas de onda de la Figura 2.4 se hizo con los mismos valores de tensión en Vdc y en V2 que en el caso de la operación Buck. En este caso también coinciden las potencias de salida en V2 y de entrada en Vdc. Este valor de potencia es aproximadamente 690 W.

Figura 2.4: formas de onda de corrientes, operación Boost. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib).

En la Figura 2.5 se puede apreciar nuevamente que la corriente por el condensador C tiene un valor medio igual a cero. Durante la operación Boost la corriente por el semiconductor T1, sumada a la corriente Ia (de la figura 2.4) conforman la corriente Ib.

a) b)

0.00

1.00

2.00

0.00

4.00

8.00

12.00

140.00 140.40 140.80

Time (ms)

28

a)

b)

c)

d)

140.00 140.40 140.80

Time (ms)

2.00

6.00

10.00

-2.00

0.00

4.00

8.00

-4.00

3.00

7.00

11.00

-1.00

0.30

0.70

11.00

-0.10

Figura 2.5: Formas de onda de corriente, operación Boost. a) corriente Ia, b) corriente por condensador C, c) corriente por T1, d) PWM Aplicado en T1.

Como se dijo anteriormente, el valor del rizado de la corriente es el mismo que el calculado para la operación Buck. Las fórmulas 2.1 y 2.2 entregan los valores simbólicos del rizado y el rizado máximo por la fuente Boost. Aunque el valor del rizado en la corriente Ib se puede controlar con un diseño adecuado, el rizado en la corriente Ia y en las corrientes por los diodos y por los semiconductores no se puede minimizar por diseño. Por lo anterior, al momento de implementar este tipo de circuito, se debe tratar de hacer uniones eléctricas lo más cortas posibles, ya que de lo contrario se producen inductancias parásitas que producen altas tensiones durante las conmutaciones debido a los altos di/dt. Estas inductancias parásitas también son las responsables de las interferencias electromagnéticas que el equipo podría emitir, por lo que además de minimizar las posibles inductancias parásitas se debe instalar una “jaula de Faraday”, o trampa electromagnética adecuada alrededor del equipo.

Al igual que en el caso de la operación Buck, la operación Boost se controla a través de una tensión modulada con el método de modulación de ancho de

29

pulso (PWM). Con esto se pueden controlar las corrientes si se conocen las tensiones relevantes.

La tensión modulada en el punto Vc durante la operación Boost se muestra en la expresión 2.7.

( )δ−= 1VscV (2.7)

Realizando una operación análoga a la realizada para el caso Buck, se puede calcular el valor de la corriente en la fuente Vdc durante la operación Boost en función de los valores conocidos.

( )

( )

−+

−

−=

212int

12

δ

δ

RR

VdcV

batI (2.8)

Si se adecua esta topología a la aplicación del sistema de almacenamiento auxiliar de energía, el circuito quedaría compuesto por las baterías como fuente de tensión mayor (Vdc) y el conjunto de ultracapacitores como fuente de tensión menor (V2). Se asume que la capacidad del conjunto de ultracapacitores es suficientemente grande como para ser considerada como una fuente de tensión ideal en periodos cortos; la única diferencia es que la tensión en esta fuente variará lentamente conforme varía la carga en los ultracapacitores. Cuando la tensión es igual en ambas fuentes no es posible transferir energía desde la fuente del lado Buck al lado Boost, por lo que nunca se producirá el caso en que los ultracapacitores sean cargados a una tensión mayor que la de las baterías.

La Figura 2.6 muestra la configuración con los elementos con que se implementará el sistema

30

Figura 2.6: Configuración Buck-Boost del sistema de almacenaje de energía, baterías en el lado Buck y ultracapacitores en el lado Boost.

2.3. Selección de los Ultracapacitores

Para seleccionar la cantidad de ultracapacitores a utilizar, se debieron considerar varios aspectos. Los más importantes son la capacidad, la tensión nominal y máxima, la resistencia interna y las dimensiones y peso de cada unidad. Estos datos se evaluaron considerando las limitaciones del vehículo, las tensiones con que se trabaja y la capacidad que se requiere para lograr el objetivo planteado para el equipo.

La cantidad de energía que se puede almacenar en un condensador depende de su capacidad y la tensión máxima que este soporta (E=1/2·C·V2). Además, para el manejo de altas potencias, lo ideal es trabajar con las mayores tensiones que se pueda en los ultracapacitores, de modo de evitar las pérdidas por la resistencia interna equivalente en serie (ESR). Estas dos condiciones hacen deseable que se conforme un paquete de ultracapacitores de la más alta tensión que se pueda manejar.

Debido a que los ultracapacitores tienen una enorme superficie molecular con la que logran sus altas capacidades, la distancia entre ánodo y cátodo es infinitesimal y por esto las tensiones internas que pueden manejar sin tener

31

problemas de aislación son pequeñas. Lo anterior se refleja en las reducidas tensiones nominales y máximas de cada elemento, que están entre los 2.3 V y 2.7 V respectivamente. Esta característica limita la capacidad de almacenaje de energía (1/2·C·V2) y las tensiones con que se puede trabajar. Prácticamente todos los modelos, incluso de distintas capacidades, tienen las mismas tensiones nominales y máximas, mencionadas anteriormente.

La tensión nominal del paquete de baterías es de 312 V, y como se explicó anteriormente, debido a las características de la topología, nunca se podrá cargar el paquete de ultracapacitores a una tensión mayor que la de las baterías. Por lo tanto, no tiene objeto instalar un banco de ultracapacitores con una tensión nominal mayor que el voltaje de las baterías, porque parte de su capacidad de almacenar energía siempre permanecerá ociosa. Por otro lado, si la tensión máxima del paquete de ultracapacitores es despreciable o demasiado pequeña en relación a la de las baterías, se corre el riesgo de sobrecargar los primeros con su consiguiente destrucción. Entonces es deseable que la tensión máxima de los ultracapacitores sea similar a la tensión mínima de las baterías para tener la menor capacidad ociosa posible. Las tensiones en el paquete de baterías durante una descarga normal pueden alcanzar aproximadamente los 300 V; la tensión máxima de un ultracapacitor es aproximadamente 2.7 V (independiente de su capacidad) y su tensión nominal es de 2.3 V. Por lo tanto se calculó que con una cantidad de 132 condensadores se resguardan las tensiones máximas y no se mantiene capacidad ociosa, ya que con su tensión nominal 2.3 V es posible llegar a 303 V.

En cuanto a la capacidad de los ultracapacitores, lo óptimo es adquirir condensadores de capacidad similar a la que se necesita utilizar debido al alto costo de éstos. Sin embargo la capacidad óptima es uno de los puntos a estudiar en este proyecto de investigación, por lo que no es un dato que se conozca con precisión. Por otro lado, se puede calcular teóricamente la cantidad de energía que se necesitaría para llevar al vehículo a un estado de velocidad crucero. Esta cantidad de energía podría considerarse como la máxima cantidad que deberían entregar los ultracapacitores en un período de potencia de punta por sobre la energía media que entrega la batería. Este valor se calcula como la energía cinética que lleva el vehículo a su velocidad crucero, expresado en la ecuación 2.9.

32

[ ] [ ]

⋅⋅= 2

22

21

smVKgMJEcinética (2.9)

Donde M es la masa del vehículo y V es su velocidad. Si la velocidad crucero del vehículo es de 60 Km/h y su masa de 1700 Kg, entonces el valor de la energía cinética a esta velocidad es de 236.111,1 J. Si se asume que la tensión nominal de los ultracapacitores (132 unidades en serie) es de 303 V, entonces la capacidad que debe tener el paquete para almacenar esa cantidad energía es de 5,14 F, y por lo tanto cada unidad debe tener 678 F. Sin embargo, ellos no se utilizan a su plena capacidad, ya que esto involucra descargar el paquete desde sus 303 V iniciales a cero. Lo recomendado por los fabricantes es descargarlos sólo hasta un tercio de su tensión nominal, ya que en estas condiciones se aprovecha un 89% de su capacidad y descargarlos más es ineficiente. Además hay que considerar que la velocidad del vehículo podría ser mayor, lo que implica una capacidad mayor en el banco de ultracapacitores. En el caso de la LUV, la velocidad máxima es de 120 km/h.

Por las razones dadas anteriormente, se utilizó un banco de ultracapacitores que considerara las limitaciones mencionadas. El ultracapacitor seleccionado fue el modelo 2700F(S) de la compañía EPCOS (ver Anexo G). Este tiene una capacidad de 2700 F, una resistencia en serie equivalente (ESR) de 0,001 Ω y sus características de volumen y peso se ajustan a los requerimientos del vehículo. La capacidad total del paquete es de 20,45 F y es capaz de almacenar 938.747 J. Con esta capacidad se garantiza que se podrá almacenar la cantidad de energía que se necesita para acelerar al vehículo desde cero a su velocidad crucero y sobra capacidad para experimentar con distintas estrategias de manejo de energía.

La figura 2.7 muestra la fotografía de una de las unidades que componen el paquete de 132 Ultracapacitores y sus medidas físicas.

33

Figura 2.7: Ultracapacitor 2700F(S) de Epcos. Su capacidad es de 2700 F, Voltaje nominal de 2.3 V, ESR = 0.001Ohm.

2.4. Selección del Semiconductor de Potencia (IGBT)

Para implementar la topología de potencia propuesta en este capítulo, es necesario contar con un semiconductor de potencia que sea capaz de trabajar con tensiones de 400 V y con corrientes de más de 200 A. Además se deben considerar las posibles sobretensiones producidas durante las conmutaciones para agregar un margen de seguridad a los valores mencionados.

Se seleccionó el IGBT modelo PM400DSA060 de POWEREX (ver Anexo E), el cual está diseñado para conducir una corriente de hasta 400 A y soportar una tensión de hasta 600 V entre colector y emisor. Es importante hacer notar que es necesario sobredimensionar la corriente debido a los valores de punta que ésta toma, que pueden llegar a varias veces la corriente media. Además este IGBT presenta otras ventajas como son el hecho de que su circuito de disparo requiere de solo 15 V y que cuenta con sistemas de protección contra sobretensiones, sobrecorrientes, corrientes de cortocircuito y sobretemperaturas. Este sistema de protección reacciona ante cualquiera de estos eventos apagando el aparato y enviando una señal de falla. Esta característica es muy útil en un equipo prototipo donde la ocurrencia de fallas es bastante probable, evitando así destrucción de equipos o accidentes.

34

La figura 2.8 muestra una fotografía del IGBT modelo PM400DSA060 de POWEREX, seleccionado para la aplicación.

Figura 2.8: módulo de potencia INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX.

2.5. Selección del Condensador C para el Circuito Buck Boost

En la operación de semiconductores de potencia, como los IGBT que operan en corte y conducción, se producen situaciones durante las conmutaciones en las que la tensión instantánea en el semiconductor puede alcanzar valores muy altos si no se toman las precauciones necesarias. Esto se debe a la presencia de inductancias parásitas en partes del circuito de potencia. Estas inductancias parásitas se encuentran distribuidas en todos los conductores y es especialmente significativa en los conductores largos.

En la figura 2.9 se muestra el mismo circuito de potencia de la figura 2.1, pero se le ha introducido un elemento que no forma parte del diseño y que sin embargo no es posible eliminar. Este elemento es la inductancia parásita distribuida, la que se divide en Lp1 y Lp2. En la realidad estas inductancias se encuentran

35

distribuidas en todo el circuito, pero para el análisis se consideran como elementos concentrados.

Figura 2.9: Circuito de potencia incluyendo inductancias parásitas Lp1 y Lp2.

La presencia de esta inductancia parásita provoca situaciones no deseadas para el semiconductor, principalmente sobretensiones. Una de las situaciones que revisten peligro para los semiconductores es la sobretensión que se aplica a los IGBT cuando éstos son apagados. Por ejemplo, si el IGBT T1 se encuentra en conducción y es apagado, la corriente que se encontraba circulando por éste y que está contenida en Ls encontrará su escape por D2; entonces, entre colector y emisor de T1, aparecerá una tensión igual a la tensión en el condensador C más la caída en D2 y la caída en Lp2, igual a Lp2*di/dt. Si Lp2 fuese cero, como en el caso ideal, entonces no habría problema, pero como esto no es así, esta tensión puede llegar a ser enorme debido a los altos valores de di/dt. Lo mismo ocurre sobre T2 cuando éste se encuentra conduciendo y se interrumpe su corriente al ser apagado por la señal de control.

Otra situación que se produce en este tipo de circuito de potencia es la sobretensión por la recuperación de los diodos. A modo de ejemplo, supongamos que se encuentra conduciendo el diodo D2 durante una operación boost; cuando T1 se enciende como parte de la secuencia correspondiente a esta operación, la corriente contenida en Ls se redirige hacia T1, y D2 se apaga. Sin embargo, para apagar D2, debe circular por éste una corriente inversa de recuperación. Durante el apagado de

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D2 su corriente disminuye hasta hacerse cero y luego se hace negativa hasta apagar el diodo, entonces vuelve a cero. La tensión inversa en el diodo es la tensión en C menos la tensión colector-emisor en T1, por lo que mientras el diodo no se apague la corriente inversa por éste puede llegar a ser bastante alta. Los diodos utilizados en este tipo de circuitos de potencia son de recuperación rápida, lo que significa que una vez que se empiezan a recuperar, su corriente inversa se interrumpe violentamente. Entonces el valor de di/dt de la corriente de recuperación es muy alto y por lo tanto durante el apagado de un diodo aparece una tensión elevada en Lp2, la que sumada a la tensión del condensador C se aplica sobre el diodo en cuestión y su IGBT correspondiente.

Para minimizar estos problemas se toman tres medidas: se instala el condensador C lo más cerca posible del semiconductor para así minimizar el valor de Lp2; se disminuye lo más posible Lp2 con un diseño adecuado de los conductores entre C y el semiconductor (este diseño se encuentra en el acápite 2.5); también se introducen elementos externos, llamados mallas Snubber (la incorporación de estos elementos se discute en el acápite 2.6) para amortiguar las tensiones transitorias en Lp2.

El propósito del condensador C en el circuito de potencia es proporcionar una fuente de baja impedancia lo más cerca posible del semiconductor, para así minimizar la inductancia parásita que hay entre los semiconductores y la fuente de energía, pues como ya se explicó, los altos valores de di/dt en la inductancia parásita distribuida producen tensiones transitorias de punta muy altas, las que aparecen sumadas a la tensión de C en los semiconductores.

Para encontrar un valor adecuado del tamaño de C es necesario calcular qué tensión máxima será permitida en sus bornes y por lo tanto en bornes del semiconductor. Luego se necesita calcular el valor aproximado de la energía que contendrá la inductancia parásita Lp1, ya que ésta se traspasará al condensador C y hará subir su tensión al interrumpirse la corriente por el semiconductor. Para que no se superen los límites de tensión, la capacidad de C debe ser suficientemente grande para aceptar esta energía.

37

Como a la tensión que aparece en el IGBT será la suma de la tensión en C y la tensión transitoria en Lp2, se debe fijar un valor conservador de la tensión máxima en C. Considerando que la tensión máxima que soporta el INTELLIMOD es de 600 V, se fijó el valor de la tensión máxima en C en 350 V, para así dejar un holgado margen de 250 V al valor que pueda tomar la tensión en Lp2 durante la transición de apagado del semiconductor.

La energía contenida en Lp1 se expresa en la fórmula 2.10.

2121 ILpE ⋅⋅= (2.10)

Para calcular el cambio en la tensión de un condensador al inyectarle (extraerle) una cantidad determinada de energía se utiliza la fórmula 2.11.

( )212221 VVCE −⋅⋅=∆ (2.11)

En esta fórmula, E∆ representa la energía inyectada (extraída) al condensador, 1V es la tensión que existía en el condensador antes del cambio en la corriente y 2V es la nueva tensión en C luego que se le inyecta (extrae) la energía

E∆ .

Si se asume que la tensión en C antes de la interrupción en la corriente era la tensión nominal en las baterías, es decir 312 V, se puede calcular la capacidad requerida de C para que al entregarle la máxima cantidad de energía que podría contener Lp1 en condiciones normales, su tensión quedaría igual a la máxima tensión (350 V). Esta capacidad se calcula en la formula 2.12.

( )22 3123502

−⋅∆

=EC (2.12)

Para calcular C se estimará el valor máximo que podría tomar E∆ según la corriente máxima de 200 A. La inductancia parásita Lp1 real se midió con un puente digital, arrojando un valor de 7,5 uH. Con estos valores se calcula que, bajo estas condiciones, E∆ sería igual a 0,15 J. Si introducimos este valor a la fórmula 2.12 queda que la capacidad de C es de 11,9 uF.

38

Aunque un condensador de este tamaño prevendría sobretensiones en el semiconductor bajo las condiciones más adversas, se considera necesario utilizar un condensador de mayor tamaño para que actúe como filtro (en conjunto con la inductancia parásita Lp1) atenuando el rizado de la corriente que se extrae de la batería, ya que éste es dañino para las baterías de plomo ácido.

Para este condensador es deseable la mayor capacidad posible, pues así el filtrado es mejor. El único inconveniente de un condensador grande es la corriente de inrush al conectarlo a las baterías, pero el condensador se encuentra en paralelo con el inversor de potencia, el cual cuenta con un sistema de “encendido suave” que limita estas corrientes. Entonces las únicas restricciones para el tamaño del condensador son el espacio físico y la tensión máxima que debe soportar, que se fijó en 450 V. Se adquirió un condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF que soporta 450 V. La figura 2.10 muestra una fotografía del condensador utilizado.

Figura 2.10: Condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF y 450 V.

39

Se hicieron simulaciones con la herramienta computacional Psim para corrientes de 200 A obteniendo rizado de menos de 4 A en las baterías al utilizar un condensador de 3300 uF, lo que se consideró aceptable.

2.6. Diseño de los Conductores en el Circuito de Potencia

La energía que produce los transitorios de tensión en los circuitos de potencia que utilizan IGBT es proporcional a ½·Lp2·I2, por lo que mientras mayor es la corriente que circula por el circuito mucho menor debe ser la inductancia parásita si se quiere minimizar el efecto de estos transitorios en la tensión aplicada al IGBT.

Como ya se explicó en el capítulo 2.4, la inductancia Lp2 depende de lo cerca que esté el condensador C del semiconductor y del diseño del conductor (específicamente del largo del conductor). Para minimizar esta inductancia se deben diseñar conductores lo más cortos posibles tal que se ajusten a la distribución de los componentes en la caja que los contiene y de una sección apropiada para minimizar las pérdidas.

Una forma de minimizar la inductancia de un conductor es fabricarlo a base de láminas de cobre, con lo que se distribuye espacialmente la corriente haciendo más largo el camino electromagnético por el aire y por lo tanto aumentando la reluctancia del núcleo parásito [Rote99]. También se debe considerar el efecto pelicular por la alta frecuencia de conmutación [Saez98] al definir el espesor de la lámina a utilizar.

Al circular una corriente alterna con frecuencia de 12 kHz por un conductor, la penetración de la corriente es de 0.6 mm, entonces para que la sección de una lámina conductora se utilice efectivamente a esta frecuencia su espesor debe ser igual o menor a 1.2 mm. Si es así se puede calcular la conductividad del material del conductor multiplicando su sección por el factor de conductividad y dividiendo por la longitud de éste.

En este caso se seleccionó una lámina de cobre de 0.75 mm de espesor y se definió un ancho de 2.5 cm promedio para el conductor. Además se estimó que el largo total de éste sería de unos 20 cm. Para estos valores se calculó una resistencia

40

total de 0.192 mΩ (la resistividad del cobre es aproximadamente 0.018 mmm2Ω

[Chap74]), la que significaría pérdidas de 7.68 W al conducir 200 A RMS. Lo anterior significa que a su máxima potencia, las pérdidas en este tramo de los conductores serán equivalentes a un 0.012% de la potencia total. Esto se puede considerar como despreciable, y por lo tanto las dimensiones del conductor son apropiadas en cuanto a las pérdidas por resistencia. En la Figura 2.11 se pueden apreciar las conexiones entre los distintos componentes del convertidor Buck-Boost hechas con conductores de cobre laminado.

Figura 2.11: Conductores instalados en el convertidor Buck-Bosst.

2.7. Configuración de las Mallas de Protección del IGBT (Mallas Snubber)

Como ya se mencionó, la inductancia parásita Lp2 de la figura 2.9 se minimizó por medio de un diseño adecuado con conductores laminados. Sin embargo esta inductancia es imposible de eliminar por completo, por lo que se insertan elementos externos llamados mallas Snubber. Estas mallas siempre incluyen condensadores para recibir la energía contenida en Lp2 al cortar la corriente por el semiconductor.

Conductores

41

a) b) c) d)

En la figura 2.12 se presentan cuatro tipos de mallas Snubber, que son elementos que se instalan directamente sobre los semiconductores. Por lo general las mallas Snubber están compuestas por una combinación de condensadores, diodos y resistencias, cuya configuración depende del tipo de aplicación y niveles de potencia que se manejen.

Figura 2.12: distintas configuraciones de mallas Snubber.

El tipo de malla a) indicado en la figura 2.12 puede ser efectivo en aplicaciones de baja potencia y es muy conveniente por su bajo costo, ya que solo consiste en un condensador de baja inductancia. Sin embargo, a medida que la potencia del circuito aumenta, es posible que este condensador oscile con la inductancia parásita Lp2. Por esto el Snubber tipo b) incorpora un diodo de recuperación rápida para bloquear las oscilaciones y una resistencia para amortiguarlas. En este caso la constante de tiempo debe ser aproximadamente un tercio del período de conmutación del semiconductor. En aplicaciones con IGBT’s grandes, operando a altas potencias, la inductancia parásita del Snubber tipo b) puede ser demasiado grande para controlar efectivamente los transitorios de tensión. Para estas aplicaciones de grandes corrientes se puede utilizar el Snubber tipo c). Esta configuración es prácticamente igual al tipo b), pero su ventaja es que al estar conectado directamente al emisor y colector de cada IGBT su inductancia parásita es

42

menor. El Snubber tipo d) se utiliza para controlar transientes de tensión, oscilaciones parásitas y ruido causado por el valor de dv/dt. Lamentablemente las pérdidas de esta configuración Snubber no son despreciables, por lo que no es adecuado para aplicaciones con alta frecuencia de conmutación [Powe94].

La tabla 2.1 indica las sugerencias del fabricante del IGBT usado (POWEREX) en cuanto al tipo de Snubber a utilizar y los valores de sus componentes según el tipo de IGBT y su aplicación. Esta tabla considera que la tensión admitida por el semiconductor es de 100 V por sobre la tensión del bus DC.

Tabla 2.1: Configuración y valores sugeridos para los Snubber.

Valores de Diseño Sugeridos Tipo de Módulo

Inductancia Parásita del Bus

Tipo de Snubber

Inductancia del Snubber

Capacidad del Snubber

Módulo Dual 50 A-200 A

43

Snubber tipo A

Snubber tipo B

En el caso de esta aplicación, las corrientes en los ultracapacitores pueden llegar a 200 A, por lo que se deberían seguir las recomendaciones para el primer caso expuesto en la tabla, es decir, instalar un Snubber tipo A cuyo condensador sea de entre 0.47 y 2 uF. Sin embargo, como las tensiones son de más de 300 V, el fabricante recomienda utilizar este Snubber en combinación con uno tipo B.

Finalmente se instaló una combinación de estos dos tipos. Los valores utilizados se muestran en la figura 2.13.

Figura 2.13: Snubber instalado en el circuito de potencia.

De la combinación anterior, el fabricante del IGBT recomienda que el Snubber tipo B tenga una constante de tiempo RC cercana a un tercio del período (τ ) de conmutación (en este caso τ = 1/12.000 s). El Snubber tipo B que se utilizó tiene una constante de tiempo RC = 16·10-6 s, la que se encuentra cercana al valor de

3/τ = 27·10-6 s.

44

La figura 2.14 muestra una fotografía de los elementos de la malla Snubber instalada (ver Anexo F).

Figura 2.14: Condensador y conjunto Condensador-Diodo con resistencia para mallas Snubber tipo A y B.

2.8. Diseño de la Inductancia Ls del Circuito Buck-Boost

El propósito de la inductancia Ls es almacenar temporalmente energía en forma de corriente para lograr la transferencia de ésta en ambos sentidos. Este proceso se explicó en la descripción del circuito Buck-Boost en 2.2.1 y 2.2.2.

Como se mostró en el comienzo de este capítulo, la corriente resultante por los ultracapacitores tiene una forma de corriente continua con rizado. El rizado máximo depende de la tensión de las baterías, la frecuencia de conmutación y el valor de Ls (ecuación 2.2). Se busca minimizar el rizado de la corriente pues éste causa problemas de ruido audible, pérdidas por calentamiento, vibraciones mecánicas y ruido electromagnético que puede provocar fallas en los sistemas de control (principalmente en las etapas análogas). Para minimizar el rizado se puede utilizar una frecuencia de conmutación alta, una inductancia Ls grande o ambas. Aunque la frecuencia máxima de operación de los IGBT utilizados es de 20 kHz, en

Snubber tipo A Snubber tipo B

45

este caso se decidió utilizar una frecuencia de conmutación de 12 kHz, pues por cada conmutación se pierde una cierta cantidad de energía [Powe94], y al aumentar la frecuencia, aumentan las pérdidas por este concepto. Se consideró un valor de 12kHz una frecuencia lo suficientemente alta para no tener que utilizar una inductancia muy grande y sin aumentar mucho las pérdidas.

Se tomó como valor arbitrario de rizado máximo 5 A equivalente a un 2.5% de la corriente máxima. Según la ecuación 2.2, para tener un rizado máximo de 5 A a una frecuencia de conmutación 12 kHz y con 312 V de tensión en las baterías, se necesita una inductancia de 1.3 mH, la que debe ser capaz de conducir 200 A con pocas pérdidas y baja emisión de ruidos. Además se debe tratar de minimizar el peso y volumen del elemento.

Las principales variables de decisión en este caso son: material del conductor, forma del conductor, número de vueltas, material del núcleo y área del núcleo.

Luego de analizar varias alternativas se decidió utilizar núcleo de aire (para evitar la saturación y disminuir peso), y como conductor se utilizó una lámina de aluminio de 0.5 mm de espesor y 12 cm de ancho.

La resistividad del cobre es 0.667 veces la del aluminio, pero la densidad del cobre es 3.32 veces la del aluminio [Chap74]. Entonces, el peso de una lámina de cobre es 2.213 veces el peso de la lámina de aluminio para una misma resistencia por unidad de longitud. Por esta razón se utilizó conductor de aluminio.

La resistividad de un material que conduce corrientes a altas frecuencias cambia con la distancia a la superficie (es el denominado efecto pelicular) [Saez98]. La profundidad de penetración es una medida que indica a qué distancia de la superficie se mantiene la resistividad natural del material a una frecuencia dada. A 12 kHz la profundidad de penetración es aproximadamente de 0.6 mm [Saez98]. Por lo tanto la lámina utilizada en este caso es suficientemente delgada para que no se presenten cambios en la resistividad debido a la frecuencia en ninguna zona de su sección.

46

En la figura 2.15 se muestra el diseño de la inductancia, la que consta de dos enrollados con circulación de corriente en el mismo sentido. Los enrollados están unidos en la parte exterior y los contactos externos están en la base de los enrollados. Cada rollo tiene 130 vueltas y el núcleo, conformado por un tubo hueco de fibra de vidrio, tiene un diámetro de 7 cm y su largo es de 26 cm.

Figura 2.15: Diseño de Bobina L para circuito de potencia.

Al enrollar la lámina de aluminio sobre la base de fibra de vidrio, se intercaló entre las vueltas un film aislante marca DuPont, tipo NOMEX (ver Anexo I), de uso industrial en la fabricación de transformadores. Finalmente, para evitar vibraciones producidas por las fuerzas electromagnéticas que se inducen entre las espiras, la inductancia completa fue bañada en una resina aislante marca Royal Diamond, tipo Royalac 158/4 (ver Anexo H).

De las ecuaciones 2.13 y 2.14 [Hall88], donde N es el número total de vueltas, R es la reluctancia del núcleo, l es el largo y A la sección del núcleo, se desprende que el valor teórico de la inductancia es de 1.26 mH.

AlR⋅

=0µ

(2.13)

47

RNL

2

= (2.14)

El valor real de la inductancia obtenido con un puente de medidas digital fue de 1.3 mH, muy cercano al valor teórico de 1.26 mH.

La figura 2.16 muestra una fotografía de la bobina terminada, la que fue montada en una base de madera con estructura de aluminio y tubo de PVC. Finalmente se incorporó una cubierta aislante de PVC.

Figura 2.16: Bobina Ls terminada.

48

III. DISEÑO TÉRMICO

3.1. Introducción

Durante la operación de semiconductores de potencia siempre se producen pérdidas en la conmutación y conducción. Estas pérdidas se materializan como calor eliminado desde las junturas del semiconductor hacia el ambiente. Si el calor no encuentra una ruta expedita para transitar hacia el ambiente, la temperatura del semiconductor se elevará, pudiendo incluso destruirse por este motivo.

El IGBT utilizado en este caso, un INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX, cuenta con un sistema de seguridad que interrumpe automáticamente la operación cuando se sobrepasa un límite de seguridad establecido para la temperatura del semiconductor. Sin embargo este sistema de protección solo se debe considerar como una medida de seguridad de respaldo. Por ello se hace necesario calcular la potencia disipada por el dispositivo y diseñar un disipador de calor capaz de extraer esta potencia, manteniendo la temperatura del semiconductor dentro de los límites establecidos por el fabricante.

3.2. Cálculo de Temperaturas

Para evitar la destrucción del semiconductor es imprescindible que nunca se sobrepase la temperatura de juntura máxima especificada por el fabricante (150 ºC). Sin embargo, la protección de sobretemperatura incorporada en el aparato se activa cuando la temperatura de juntura sobrepasa los 110 ºC. Por lo tanto, para asegurar un funcionamiento correcto y sin interrupciones se debe resguardar que, bajo condiciones normales de operación, la temperatura de juntura nunca llegue a 110 ºC.

El modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas especificadas por el fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura ambiente. Para el aparato en cuestión se confeccionó el modelo que se muestra en la figura 3.1.

49

Figura 3.1: Modelo térmico para el INTELLIMOD PM400DSA060.

En el modelo PQ y PF representan las potencias de pérdida del IGBT y diodo respectivamente. Rth(j-c)Q representa la resistencia térmica entre la juntura del IGBT y la carcasa del aparato. Rth(j-c)F representa la resistencia térmica entre la juntura del diodo y la carcasa del aparato. Rth(c-f) representa la resistencia térmica entre la carcasa del aparato y el disipador de calor. TjQ y TjF representan las temperaturas de la juntura del IGBT y del diodo respectivamente. Tc es la temperatura de la carcasa, Tf es la temperatura del disipador y Tamb es la temperatura ambiente.

Las temperaturas de la carcasa y de las junturas del IGBT y del diodo se calculan en función de las resistencias térmicas y las potencias de pérdidas. Estas temperaturas se calculan en forma simbólica en las ecuaciones 3.1, 3.2 y 3.3.

( ) ( )FQambfthfcthc PPRRTambT +⋅++= −− )()( (3.1)

( ) ( ) QQcjthFQambfthfcthjQ PRPPRRTambT ⋅++⋅++= −−− )()()( (3.2)

( ) ( ) ( ) FFcjthFQambfthfcthj PRPPRRTambT ⋅++⋅++= −−− )()(F (3.3)

Rth(c-f) Rth(f-amb) Tf Tamb

Rth(j-c)F

Rth(j-c)Q TjQ

PQ

PF

TjF

Tc

INTELLIMOD PM400DSA060

50

Del porcentaje de pérdidas calculado en el Anexo B y, asumiendo una potencia media en el convertidor de 12 kW (esto es suponiendo una operación intensiva, con pulsos de 36 kW de 20 segundos de duración por cada minuto de funcionamiento), se desprende una potencia media de pérdidas de 240 W, de los cuales 187.2 W provienen del IGBT en conmutación y 52.8 W del diodo opuesto o complementario.

En la figura 3.2 se muestra un gráfico con los valores que debería tener la resistencia térmica del disipador para mantener las temperaturas en las junturas del diodo y del IGBT en 110 ºC y la temperatura de la caja del dispositivo en 100 ºC, en función de distintos valores de potencias a disipar. Estos valores fueron calculados utilizando las ecuaciones 3.1, 3.2 y 3.3; asumiendo una temperatura del ambiente de 60 ºC.

Figura 3.2: Gráfico de resistencias térmicas del disipador para mantener temperaturas nominales.

Resistencia Térmica del disipador v/s potencia a disipar

0,000

0,050

0,100

0,150

0,200

0,250

0,300

125 145 165 185 205 225 245 265 285

Potencia [W]

Res

iste

ncia

del

dis

ipad

or [º

C/W

]

Asegurar Tº en IGBTAsegurar Tº en diodoAsegurar Tº en caja

Tº en IGBT = 110ºC Tº en diodo = 110ºC Tº en caja = 100ºC

51

180 mm

20 mm

185 mm

49 mm10 mm

41,25 mm

110 mm

40 mm

52 mm

64 mm

20 mm 4 mm

φ1/2”

87 mm

3 mm

3 mm

3 mm

3 mm

3 mm3 mm3 mm

3 mm3 mm3 mm

3 mm3 mm

3 mm3 mm

3 mm

24,5 mm

180 mm

20 mm

185 mm

49 mm10 mm

41,25 mm

110 mm

40 mm

52 mm

64 mm

20 mm 4 mm

φ1/2”

87 mm

3 mm

3 mm

3 mm

3 mm

3 mm3 mm3 mm

3 mm3 mm3 mm

3 mm3 mm

3 mm3 mm

3 mm

24,5 mm

Del gráfico anterior se puede ver que la resistencia del disipador de calor debe ser menor que 0.05 ºC/W, para poder mantener todas las temperaturas dentro de los niveles establecidos por el fabricante.

3.3. Diseño del Disipador

Dentro de los objetivos de la construcción del convertidor Buck-Boost se encuentra el hacer el disipador lo más pequeño y eficiente posible. Como el vehículo eléctrico en cuestión cuenta con un circuito de agua, compuesto por una bomba y radiador, se decidió fabricar un disipador de calor por convección forzada con agua, utilizando el mismo circuito.

El material empleado fue aluminio maquinado con ranuras y canales principales. En la figura 3.2 se muestra el diseño de disipador y en la figura 3.3 se muestra una foto de sus piezas terminadas.

Figura 3.2: Diseño del disipador de calor.

52

Figura 3.2: a) Fotografía de las piezas terminadas del disipador de calor; b) Fotografía del disipador ensamblado con IGBT sobre éste.

El diseño se compone de dos piezas. La primera en forma de “tina”, con dos orificios para acoplar los conductos de agua (entrada y salida del fluido), donde se inserta la segunda pieza en forma de tapa, con ranuras para la disipación del calor mediante el contacto con el agua. El semiconductor se atornilla a la pieza que contiene las ranuras para lograr una transmisión del calor directa al fluido.

a)

b)

53

La ventaja que este tipo de disipador presenta es lo compacto de su tamaño. Su desventaja es que necesita un circuito de agua con intercambiador de calor, problema que en este caso se podía obviar pues se contaba con el sistema de enfriamiento por agua del motor de tracción. Esto permitió diseñar una distribución de componentes con menos restricciones, obteniendo un equipo de alta potencia en un espacio reducido.

Lo anterior se puede apreciar en la fotografía de la figura 3.3, que muestra el equipo armado sin la tapa, donde se puede observar el pequeño espacio que ocupa el disipador.

Figura 3.3: Fotografía del equipo armado sin la tapa.

La resistencia térmica teórica del disipador, calculada en el Anexo C, es de 0.01023 ºC/W. Este valor es mucho menor que la resistencia mínima de 0.05 ºC/W calculada anteriormente, lo que asegura el mantenimiento de la temperatura de los componentes dentro de los márgenes establecidos por el fabricante.

Disipador de calor

54

IV. TRANSDUCTORES

4.1. Introducción

Para poder aplicar un sistema de control al convertidor Buck-Boost y manejar el flujo de energía según un algoritmo predefinido, es necesario adquirir un conjunto de señales. Entre estas se cuentan la corriente y tensión en el ultracapacitor, la tensión en las baterías, la velocidad del vehículo, el estado de carga de las baterías y la corriente del sistema de tracción. Algunas de estas señales están disponibles como salidas del microcomputador que controla el sistema de tracción. Sin embargo, las que tienen relación con los ultracapacitores deben ser sensadas por separado. Por esto se instaló un transductor de tensión y uno de corriente en los ultrapacitores. Además se incorporó un transductor de temperatura en el disipador de calor del convertidor para poder monitorear esta variable.

4.2. Transductor de Corriente (LEM)

Para medir la corriente en los ultracapacitores (que están conectados en serie, por lo que su corriente es la misma para todos) se instaló un sensor de efecto hall marca LEM, modelo LT 100-S (ver Anexo J). Las especificaciones de este aparato se muestran en la tabla 4.1.

Tabla 4.1: Características del Transductor de corriente.

Característica Valor Unidad

Modelo LT 100-S -

Corriente nominal 100 A rms

Rango de medidas + 200 A rms

Razón de vueltas 1:1000 -

Alimentación +12 a +18 V

El sensor en cuestión funciona óptimamente con una alimentación de +15 V, para lo que se utilizó una fuente conmutada aislada marca Nemic Lambda,

55

modelo PM20-12D15. Esta fuente se alimenta de los 12 V provenientes de la alimentación general para los circuitos de control, y genera dos salidas : +15 Vdc y –15 Vdc, con una corriente máxima de 670 mA por cada una. El consumo del sensor es de 28 mA más la corriente de medida (cuyo valor máximo es de 200 mA). Entonces, el consumo máximo de éste es de 228 mA.

El sensor LEM tiene una relación de espiras 1:1000, por lo que la señal de salida de este transductor es una señal de corriente de magnitud 1000 veces menor que la corriente medida. Para utilizar esta señal en el control, es necesario transformarla a voltaje y adecuarla a los niveles de tensión que maneja el conversor Análogo/Digital del microprocesador. Este conversor adquiere señales de tensión entre 0 V y 5 V.

En la figura 4.1 se muestra el circuito de alimentación del transductor o sensor, y la forma en que se manipula la señal para entregarla al microprocesador.

56

+

-LF 353

R medida27 Ohm

5[V]

+

-LF 353

+

-LF 353

LEM

LT 100-S-15 OUT +15

Icap

PM20-12D15

+12 GN

D

+15 GN

D -15

20 kΩ 20 kΩ

20 kΩ

0.1 uF 0.1 uF

100 kΩ

20 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

+

-LF 353

+

-LF 353

R medida27 Ohm

5[V]

+

-LF 353

+

-LF 353

+

-LF 353

+

-LF 353

+

-LF 353

+

-LF 353

LEM

LT 100-S-15 OUT +15

Icap

PM20-12D15

+12 GN

D

+15 GN

D -15

20 kΩ 20 kΩ

20 kΩ

0.1 uF 0.1 uF

100 kΩ

20 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

10 kΩ

Figura 4.1: Circuito de alimentación y de manipulación de señal del transductor de corriente, Módulo LEM LT 100-S.

En la figura anterior se puede apreciar una etapa de alimentación, un filtro pasabajos, un amplificador sumador para ajustar la ganancia y el corrimiento, y finalmente un amplificador inversor para entregar señales positivas al conversor A/D.

La figura 4.2 muestra una fotografía del transductor mencionado, instalado en la caja del convertidor.

57

Figura 4.2: Transductor de corriente LT 100-S instalado en el convertidor Buck-Boost.

4.3. Transductor de Tensión

La carga en los ultracapacitores depende directamente de la tensión que hay en éstos. Para poder calcular esta carga se instaló en el paquete de ultracapacitores un transductor de tensión marca LEM, modelo LV 100 (ver Anexo K). Algunos datos de este instrumento se muestran en la tabla 4.2.

Tabla 4.2: Características del Transductor de tensión.

Característica Valor Unidad

Modelo LV 100 -

Corriente nominal 10 mA

Rango de medidas + 20 mA

Razón de vueltas 10000:2000 -

Alimentación +15 V

LT 100-S-

58

+

-TLV 7441

R medida75 Ohm

+

-TLV 7441

32 kOhm

Tensión a medir

LEM

LV 100

-15 OUT +15

PM20-12D15

+12 GN

D

-15 GN

D +15

100 kΩ+

-TLV 7441

R medida75 Ohm

+

-TLV 7441

32 kOhm

Tensión a medir

LEM

LV 100

-15 OUT +15

PM20-12D15

+12 GN

D

-15 GN

D +15

100 kΩ

Este transductor se alimenta con la misma fuente conmutada utilizada para alimentar el transductor de corriente. El circuito de alimentación y manipulación de la señal de salida de este transductor se muestra en la figura 4.3.

Figura 4.3: Circuito de alimentación y manipulación de señal de salida del transductor de tensión LV 100.

Como se puede ver en la figura 4.3, este transductor en realidad mide la corriente que pasa por una resistencia entre los bornes de la tensión a medir. En la figura se puede distinguir la etapa de alimentación, luego un amplificador seguidor de tensión, un divisor de tensión y un segundo amplificador seguidor de tensión. La señal resultante va al conversor A/D del microprocesador que efectúa el control.

El consumo máximo de este transductor es de 10 mA más la corriente de medida. Si se asume 300 V como la tensión máxima en los ultracapacitores, la corriente de medida máxima será de 47 mA. Por lo tanto la máxima corriente consumida por el LV 100 será de 57 mA.

59

El transductor de corriente tiene un consumo máximo de 228 mA, por lo tanto la corriente total consumida por ambos transductores es de 285 mA. Este valor esta muy por debajo de la corriente máxima (670 mA) que la fuente conmutada puede entregar, sin embargo se decidió utilizar una fuente con esa potencia para tener la posibilidad de medir corrientes mucho mayores.

La figura 4.4 muestra una fotografía del transductor de tensión, instalado en los bornes del paquete de ultracapacitores..

Figura 4.4: Transductor de tensión LV 100 instalado en el paquete de ultracapacitores.

4.4. Transductor de Temperatura

El transductor de temperatura tiene como objetivo monitorear la temperatura del disipador de calor, para así tener una idea de la capacidad real de extracción de calor de éste. Además, conociendo las potencias de pérdidas aproximadas, las resistencias térmicas del INTELLIMOD y la temperatura del disipador, es posible tener una idea aproximada de la temperatura de juntura de los semiconductores.

Bornes del paquetede Ultracapacitores

LV 100

60

+

-TLV 7441

Al Conversor A

diseÑo y construcciÓn de conversor dc-dc para … · figura 1.1: camioneta chevrolet luv...

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