conceito: sistema de dados amostrados, implementado por um hardware que executa uma lei de controle....
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• CONCEITO: sistema de dados amostrados, implementado por um hardware que executa uma lei de controle.
• LEI DE CONTROLE: programa (software)
onde se atua nos parâmetros adequados a fim de cumprir as especificações estipuladas para a malha a ser controlada.
1.1. CONTROLADOR DIGITAL
SISTEMAS II
• DIAGRAMA DE BLOCOS DE UM SISTEMA DE CONTROLE DIGITAL:
1.2. CONTROLADOR DIGITAL
SISTEMAS II
• PROCESSO DE CONTROLE DIGITAL:
1) AMOSTRAR UM SINAL: ler a função em tempos definidos pelo período T (conversor A/D).
2) RECONSTRUIR UM SINAL: transformar o sinal amostrado em sinal contínuo (conversor D/A).
1.3. CONTROLADOR DIGITAL
SISTEMAS II
• LEI DE CONTROLE PID:
Saída = Kpr.e(t) + Ki.e(t)dt + Kd.(d e(t) / dt)
• FUNÇÃO DE TRANSFERÊNCIA DO CONTROLADOR PID:
Gc(s) = U(s)/E(s) = Kpr + (Ki/s) + Kds
2.1. LEI DE CONTROLE PID DIGITAL
SISTEMAS II
a) INTEGRAÇÃO DIGITAL:• Termo e(t)dt , na equação da lei de controle PID,
representa a área sob a curva do erro pelo tempo, entre (t = 0) e (t = t).
• Pode ser obtida de forma aproximada dividindo-se a área em faixas retangulares e somando-se as áreas destas faixas.
Ki.e(t)dt = Ki.∑(das áreas das faixas, no intervalo de 0 a K), onde K = número de faixas entre (t=0) e (t=t)
2.2. LEI DE CONTROLE PID DIGITAL
SISTEMAS II
• Como cada faixa tem largura T (período de integração), a faixa imediatamente precedente ao instante KT tem uma área que é aproximadamente o valor do erro no começo do intervalo de tempo da faixa. Isto é: e(KT – 1) x T
Ki.e(t)dt = Ki.∑ e(KT – 1).T (para o intervalo de 0 a K)• Uma aproximação melhor é dada tomando-se, como
altura da faixa, o valor médio dos valores do erro no início e no fim da faixa. Daí:
Ki.e(t)dt = Ki.∑ ½ [e(KT – 1) – e(KT)].T (para o intervalo de 0 a K)
2.2. LEI DE CONTROLE PID DIGITAL
SISTEMAS II
b) DERIVAÇÃO DIGITAL:• Termo [Kd.(d e(t) / dt)] pode ser considerado como a inclinação
da curva do erro pelo tempo, em um determinado instante de tempo.
Kd.(d e(t) / dt) = Kd.(inclinação da curva do erro pelo tempo)
• Para um sinal que é uma série de pulsos, uma aproximação razoável para a inclinação da curva do erro é dada pela inclinação da linha que une dois pulsos consecutivos → pulsos em KT e (KT – 1).
• Se esses pulsos tem amplitude e(KT) e e(KT – 1) e o intervalo entre os pulsos é de 1 período de amostragem T, podemos dizer que:
Kd.(d e(t) / dt) = (Kd / T).[e(KT) – e(KT – 1)]
2.3. LEI DE CONTROLE PID DIGITAL
SISTEMAS II
c) EQUAÇÃO DO CONTROLE PID DIGITAL:
Saída = { Kpr.e(KT) } +
{ Ki.∑ ½ [e(KT – 1) – e(KT)].T } +
{ (Kd / T).[e(KT) – e(KT – 1)] }
2.4. LEI DE CONTROLE PID DIGITAL
SISTEMAS II
• EQUAÇÃO DO CONTROLE PID DIGITAL, APLICANDO A TRANSFORMADA Z:
Saída (z) = { Kpr.E(z) } +
{ (Ki. T / 2).[(z + 1) / (z - 1)].E(z) } +
{ Kd.[(z - 1) / z].E(z) }
3. CONTROLE DIGITAL DIRETO
SISTEMAS II
• Sistema linear realimentado com sinais contínuos → é estável se todos os pólos da FTMF estão no SPE → ou seja, todas as raízes do denominador da T(s)[equação característica q(s)] devem ter parte real σ = negativo.
• Pela definição de Z: z = eTs = eT(σ+jw) = eσT.ejwT
• Para a estabilidade: σ = negativo → σT = negativoeσT = valor entre 0 e 1
• Módulo de z = |z| = eσT → CONDIÇÃO DE ESTABILIDADE
4.1. ESTABILIDADE
SISTEMAS II
• CONDIÇÃO DE ESTABILIDADE PARA UM SISTEMA AMOSTRADO: todos os pólos da transformada Z da FTMF = T(s) devem estar dentro de um círculo de raio unitário.
4.2. ESTABILIDADE
SISTEMAS II
a) EM FUNÇÃO DA LOCALIZAÇÃO DAS RAÍZES:
b) Raízes que estão dentro do círculo de raio unitário: uma entrada impulso leva a uma resposta que amortece com o tempo → figura 1 (a, b, c).
c) Raízes que estão fora do círculo de raio unitário: a resposta aumenta com o tempo → figura 1 (d, e).
5.1. RESPOSTA A UM IMPULSO UNITÁRIO
SISTEMAS II
a) EM FUNÇÃO DO TIPO DAS RAÍZES:b) Raízes reais dentro do círculo de raio unitário: a
resposta tem um amortecimento progressico com o tempo → figura 1 (a, b).
c) Raízes complexas dentro do círculo de raio unitário: a resposta apresenta oscilações amortecidas → figura 1 (c).
d) Raízes reais sobre o círculo de raio unitário: a resposta à entrada impulso unitário é uma resposta constante → figura 1 (f, g).
e) Raízes complexas sobre o círculo de raio unitário: a resposta é uma oscilação de amplitude constante → figura 1 (h).
5.2. RESPOSTA A UM IMPULSO UNITÁRIO
SISTEMAS II
• SUBSTITUIÇÃO DE Z: técnica é baseada na transformação do plano z em um novo plano v, por meio de transformação bilinear.
z = (1 + v)/(1 – v) → v = (z -1)/(z + 1)
• Coloca-se v na forma cartesiana (v = σ + jw):• Quando σ < 0, |σ + 1| < |σ – 1| → resulta:
|z| = √ {[(σ + 1)2 – w2] / [(σ – 1)2 – w2]} < 1
• O interior do círculo de raio unitário do plano z é mapeado no SPE do plano v.
6. CRITÉRIO DE ROUTH HURWITZ
SISTEMAS II
SISTEMA REALIMENTADO NO PLANO Z• Sistema genérico:
FTMA = G(z).H(z)Se H(z) = 1 → FTMA = G(z) = Z { Ghoz(s).Gp(s) }
• No plano z, a FTMA de um sistema realimentado sem controlador pode ser escrito como uma relação de polinômios:
G(z) = K [(z – z1)(z – z2)...(z – zn)] / [(z – p1)(z – p2)...(z – pm)]
7.1. PROJETO PELO LUGAR DAS RAÍZES EM Z
SISTEMAS II
• Equação característica do sistema no plano z:1 + G(z) = 0
• O módulo e a fase serão:
|G(z)| = 1Fase de G(z) = K.(+ 180°); K = 1, 2, 3, …
• Os pólos da malha fechada estarão dentro do círculo de raio unitário para um sistema estável → O Lugar das Raízes pode ser traçado e, no ponto de encontro do LR com o círculo, pode-se obter o valor máximo do ganho K.
7.2. PROJETO PELO LUGAR DAS RAÍZES EM Z
SISTEMAS II
• LUGAR DAS RAÍZES NO PLANO Z: é traçado de modo similar ao plano s
G(z) = Z { Ghoz(s).Gp(s) }= (1 – e-Ts) Z { Gp(s) / s }= [1 – (1/z)] Z { Gp(s) / s }
• Relação entre entrada e saída, incluindo comparador em cascata:
[C(z) / R(z)] = [K.D(z).Gp(z)] / [1 + K.D(z).Gp(z)]
Onde: D(z) = compensador digital [1 + K.D(z).Gp(z)] = 0 → fornece os valores dos
pólos do sistema de malha fechada
7.3. PROJETO PELO LUGAR DAS RAÍZES EM Z
SISTEMAS II
• PROJETO PELO MÉTODO DOS DIAGRAMAS DE BODE: torna-se complicado no plano z → as funções de z são tipicamente não racionais, onde a freqüência aparece na forma z = ejwT.
• PLANO V: transformação bilinear do plano z → projeto discreto pode ser realizado com as mesmas técnicas do plano s, em sistemas contínuos.
• O plano v é similar so plano s, exceto pelo fato de que é definido para sistemas discretos.
• Cuidado: a transformação pode distorcer a resposta em freqüência.
8. PROJETO POR BODE NO PLANO V
SISTEMAS II
1) PASSOS PARA PROJETO NO PLANO V:
2) Dada uma instalação contínua, transforma-se o conjunto dessa instalação Gp(s) e o Reconstrutor de Ordem de Zero Ghoz(s) para o plano Z para obter G(z), usando-se uma das técnicas conhecidas;
3) Transforma-se G(z) em uma função da variável v = +j, aplicando-se a transformação bilinear, isto é
G(v) = G(z), onde z = (1+v)/(1-v)
9.1. PROJETO NO PLANO V
SISTEMAS II
3) Seleciona-se T e projeta-se o compensador D(v) usando-se o Diagrama de Bode ou então o Lugar das Raízes, no plano V;
Quando a resposta em freqüência é usada, convém traçar também o Lugar das Raízes, pois pode ocorrer alguma ambigüidade com a fase ( a transformação bilinear distorce a resposta em freqüência de fase, mas não de módulo), devendo ser tomadas precauções para não compensar a fase na direção errada.
Nesta transformação o eixo das freqüências está distorcido. Se Z e V são dados por
z = esT = ejwT
v = ejvT = (z-1)/(z+1) = (ejwT – 1)/(ejwT + 1)
então, para uma faixa de passagem wc prevista, o projeto deve ser realizado para
vc = tan ((wc T) / 2)No traçado do diagrama de Bode no plano V, a freqüência será usada como eixo das
abscissas. O módulo do ganho |G(j)| e o ângulo de fase de G(j) serão traçados como funções de log . De modo análogo ao modo como se expressa G(jw), pode-se expressar G(j) como uma função de pólos e zeros.
9.2. PROJETO NO PLANO V
SISTEMAS II
4) Uma vez obtida a expressão do compensador D(v), transforma-se D(v) para o plano Z, usando-se a transformação inversa bilinear:
D(z) = D(v), onde v = (z-1)/(z+1)Pelas razões já explicadas, convém traçar o
Lugar das Raízes no plano Z e verificar a posição dos pólos dominantes (se for o caso).
5) Transforma-se D(z) em um algoritmo adequado para implementação por software.
9.3. PROJETO NO PLANO V
SISTEMAS II
• Representação genérica da função de transferência de um controlador digital D(z):
D(z) = U(z) / E(z)
• Forma de relação de polinômios:D(z) = [a0 + a1z-1 + a2z-2 + ...] / [1 + b1z-1 + b2z-1 + ...]
D(z) = [j=0n aj z-j ] / [1 + j=1
n bj z-j ]
10.1. IMPLEMENTAÇÃO DE ALGORITMOS
SISTEMAS II
• Implementação do software usa-se a representação através da equação de diferenças cada atraso z-1 pode ser representado como uma entrada ei-1
(numerador) ou uma saída ui-1 (denominador).
ui = a0ei + a1ei-1 + a2ei-2 + ... - b1ui-1 - b2ui-1 - ...
ui = j=0n ajei-j - j=1
n bj ui-j
10.2. IMPLEMENTAÇÃO DE ALGORITMOS
SISTEMAS II