3-2 circuitos disparo (1)

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 3-5 métodos y circuito disparo tiristores. ----------------------------------------------------------------------------------------------------------

___________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Domingo C. Guarnaschelli

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CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES PARA RECTIFICADO RES CONTROLADOS El circuito de disparo o excitación de compuerta de los tiristores, es una parte integral del convertidor de potencia. La salida de un convertidor, que depende de la forma en que el circuito de disparo excita a los dispositivos de conmutación (tiristores), es una función directa del proceso de cómo se desarrolla la conmutación. Podemos decir entonces que los circuitos de disparo, son elementos claves para obtener la salida deseada y cumplir con los objetivos del “sistema de control”, de cualquier convertidor de energía eléctrica. El diseño de un circuito excitador, requiere el conocimiento de las características eléctricas de compuerta del tiristor específico, que se va a utilizar en el circuito principal de conmutación. Para convertidores, donde los requisitos del control no son exigentes, puede resultar conveniente diseñarlo con circuitos discretos. En aquellos convertidores donde se necesita la activación de compuerta con control de avance, alta velocidad, alta eficiencia y que además sean compactos, los circuitos integrados para activación de compuerta que se disponen comercialmente, son más conveniente. Las partes componentes de un circuito de disparo para tiristores usados en los rectificadores controlados por fase, a frecuencia industrial, son los siguientes: El circuito sincronizador, el circuito base de tiempo para retrasar el disparo, el circuito conformador del pulso, el circuito amplificador del pulso (opcional), el circuito aislador y finalmente el circuito de protección de la compuerta del tiristor. El diagrama en bloques siguiente, nos da una idea gral, de la Inter relación de estos componentes:

Tensión CA de la red eléctrica

Sincronizador (Detector de

cruce por cero)

Circuito con base de tiempo para el retardo del ángulo de

disparo

Entrada Señal de control

Generación y amplificación del pulso de disparo

Aislador del circuito de

disparo con los circuitos de conmutación

Protección de la compuerta del tiristor

SCR1 SCR2

.

. SCRn

Carga



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Circuito sincronizador: Este circuito, se encarga de iniciar la base de tiempo en sincronismo con la frecuencia de red, de manera tal de retrasar el mismo ángulo (respecto al cruce por cero de la tensión de red), el pulso de disparo, en todos los semiciclos. Entrada señal de control: Esta señal es la que determina el retraso del ángulo de disparo, señal generada en forma manual o a través de un sistema realimentado. Para este ultimo caso, la señal se genera por la interacción de la señal de referencia, la señal realimentada y el algoritmo de control (proporcional, proporcional+integrador, etc.). Circuito base de tiempo: En los circuitos analógicos, la base de tiempo se genera por medio de un circuito tipo RC, o sea a través de la carga de un condensador, con una constante de tiempo τ=CR., hasta una tensión que genera un pulso de disparo. En los sistemas programables, la base de tiempo se genera por programación o por medio de un temporizador interno que se carga también por programación. Generación de los pulsos de disparo: Para la generación de los pulsos, se disponen de muchas variantes de circuitos, con aplicación de transistores bipolares o mediante semiconductores específicos, que generan, cortos pulsos de disparo. Circuito de aislamiento entre el generador de pulsos y el circuito convertidor: fundamentalmente se utilizan dos técnicas. Una es la de utilizar un transformador aislador de pulsos y la otra un dispositivo semiconductor foto controlado de silicio, también llamado opto acoplador. Otra técnica utilizada es a través de las fibras ópticas con emisor en el circuito de disparo y receptor en el circuito de compuerta. Protección de la compuerta: Se utilizan circuitos de protección contra disparos por tensiones espurias. Mas adelante, desarrollaremos con mas amplitud, estos elementos que componen el circuito de disparo. SEMICONDUCTORES QUE GENERAN PULSOS DE DISPARO Existen una gran variedad de dispositivos semiconductores que pueden utilizarse para generar pulsos de disparo. Entre ellos tenemos aquellos que actúan como transistores y otros lo hacen como tiristores. Se los utiliza para generar pulsos de disparo en circuitos de relajación (osciladores) o como disparadores por nivel de tensión. Transistores disparadores: UJT : Transistor unijuntura. CUJT: Transistor unijuntura complementario DIAC: Disparador bidirecional tipo npn. Tiristores disparadores: PUT: Transistor unijuntura programable. LAPUT: Transistor unijuntura programable activado por luz. DIODO SCHOCKLEY: Diodo tiristor. SUS : Conmutador unilateral de silicio DIAC: Diodo tiristor bidireccional



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SBS: Conmutador bilateral de silicio. ST4 : Disparador asimétrico de GE. Lámpara de Neon (poca aplicación o muy limitadas) Analizaremos solamente el funcionamiento y aplicación de tres de estos dispositivos, el UJT, el PUT y el DIAC, que son los mas conocidos en lo que se refiere a sus aplicaciones. Transistor unijuntura (UJT) Es un dispositivo semiconductor compuesto por tres terminales; en dos terminales, denominados base 1(B1) y base2 (B2), se sitúa una resistencia semiconductora (tipo n) denominada “resistencia interbase RBB”, cuyo valor varia desde 4,7 a 10 KΩ. En un punto determinado de esta resistencia, se difunde una zona “p” que forma una juntura diódica que se conecta al tercer terminal, denominado “emisor” (E). El grafico muestra la característica V-I del emisor respecto a la base1 (B1), el símbolo del UJT y su circuito equivalente:

La polarizacion se realiza aplicando una tensión positiva a la base B2 (VBB≈5 a 30 volt) La máxima tensión aplicada, esta limitada por la disipación del UJT. ___________ VBB = √ RBB. VDmax. La corriente IB2 vale: IB2 = VBB / RBB

IE

IV

IP

IEBO

VV VK VP VE

Emisor Base 2 Base 1 Símbolo

Circuito eléctrico equivalente

Características tensión –corriente del terminal Emisor-Base 1



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El UJT se dispara cuando la juntura pn se polariza directamente. Si la tensión del emisor (VE) es menor a (VC), circula por la juntura una corriente inversa denominada IEBO. Cuando la tensión del emisor supera a la tensión VC, la juntura se polariza directamente la corriente del emisor se hace positiva , inyectando portadores minoritarios en la porción de la resistencia RBB, comprendida entre el diodo y la base 1(B1), haciendo que este tramo, aumente drásticamente su conductividad y disminuya su resistencia eléctrica. En esta situación, la tensión del emisor disminuye cuando la corriente del emisor aumenta (zona de resistencia negativa), dado que la tensión VC= VBB .R1 (R1+R2) disminuye al disminuir R1. El la grafica V-I este fenómeno comienza en el punto “VP. IP.”. La corriente queda limitada solamente por la resistencia R1 y la de la fuente de tensión que polariza al emisor. ( se produce un pulso de corriente de magnitud). La tensión VE, para producir el disparo o sea VP, vale: VP = (R1/R1+R2). VBB + VD. = η.VBB +VD R1/ (R1+R2) se le denomina “relación intrínseca η” y tiene un valor en particular para cada tipo de UJT. La relación intrínseca toma un valor entre 0,45 y 0,82. La VBB, se denomina “tensión ínter básica” y es la tensión que se aplica entre las bases B1 y B2. La “VD” es la tensión umbral de polarizacion directa de la juntura PN, cuyo valor es aproximadamente de 0,56 volt a 25º C y disminuye en aprox. 2 mv / ºC. Cuando IE aumenta, VE disminuye (zona de característica negativa) hasta un valor dado por IV, VV, donde nuevamente comienza aumentar. Si al dispositivo, lo hacemos trabajar por debajo de los valores de IV y VV, el valor de R1 retoma su valor original. Si la tensión de emisor se mantiene constante y mayor que VV, R1 se mantiene en su valor bajo y no se reestablece. En la aplicación, la tensión de disparo VE= VP, se debe mantener constante; pero como varia con la temperatura, debido la valor de VD, resulta entonces necesario compensar esta variación. El procedimiento es colocar una resistencia de carbón en la base B2 que tiene un coeficiente de variación positivo, para contrarrestar el coeficiente negativo de la juntura pn. La figura muestra el circuito:



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El valor de RB2 se calcula de la siguiente forma: Vp = VD + η. VBB. (1) VBB= Vcc – RB2. IB2 (2) IB2 = Vcc / (RBB + RB2) (3) Reemplazando (3) en (2) y luego en (1) obtenemos: Vp = VD + η. VCC - η.Vcc. RB2 / (RBB + RB2) como RBB >> RB2: Vp ≈ VD + η. VCC - η.Vcc . RB2 / RBB Como el coeficiente de temperatura de RBB es de + 0,008%/ºC y el de RB2 es de +0,004%/ºC, entonces tanto VD como el termino η.Vcc . RB2 / RBB sufren las mismas variaciones con la temperatura. Si hacemos: VD = η.Vcc. RB2 / RBB la formula anterior nos queda: VDp= η. VCC El valor de RB2 para que se cumpla lo anterior, lo obtenemos despejando de la igualdad anterior como: RB2 = V D. RBB / (VCC. η) Si en la base B1 se conecta una resistencia RB1 entonces el valor de RB2 se lo debe incrementar en (1-η. RB1) / η quedando:

RB2 = V D. RBB / (VCC. η ) + (1-η. RB1) / η Oscilador de relajación con UJT



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El transistor unijuntura, se lo utiliza como oscilador de relajación, para generar pulsos de disparo. El circuito trabaja de la siguiente forma. El capacitor, conectado entre el emisor y la base1 se carga exponencialmente con una constante de carga (base de tiempo) dado por el producto de CE. RE. Cuando se llega al valor de la tensión de disparo “ VP.” el capacitor se descarga a través del emisor, rápidamente, dado por la constante de descarga “de CE.( R1.+ RB1. )“. Cuando se llega al valor VE.= VV. , el emisor se bloquea, parando la descarga del capacitor y nuevamente comenzando el ciclo de carga. La grafica muestra la forma de onda en el capacitor ( VE.= VC. ) y la señal pulsante en los extremos de RB1

Para calcular el periodo de los pulsos, partimos de la tension de carga del condensador: VC = Vcc. (1 – e-t/R.C) Para nuestro caso el tiempo “T1” lo calculamos para Vcc’ = Vcc – VV y VC.= VP. VC = (Vcc_VV). (1 – e-T1/RE.CE) Despejando el tiempo T1 obtenemos: T1 = RE .CE . ln ( VCC.- VV ) / (VCC.- VP ). El tiempo T2 de descarga es difícil de calcular por la variación que sufre la resistencia de descarga a través de R1 y RB1. Para el caso de RB1 = 0 el valor de T2 vale empíricamente: T2 ≈ (2+5.C). VEsat. Donde VEsat es el valor dado en las características del UJT para IE = 50 mA. No obstante en las aplicaciones para disparo de tiristores, resulta T1 >>T2 por lo cual el periodo lo calculamos como: T = T1+ T2 ≈ T1 La expresión para el periodo se puede simplificar si hacemos VV ≈ 0 T = RE .CE . ln VCC. / (VCC.- VP ). Por otra parte como Vp = η.Vcc reemplazando: T= RE .CE . ln VCC / (VCC.- η.Vcc ). = RE .CE . ln 1 / (1-η) Para un transistor unijuntura para disparo de tiristores como el 2N2646, el valor de la relación intrínseca vale η≈ 0,63, entonces reemplazando tenemos: T = RE .CE. Las condiciones de diseño para un circuito de disparo de tiristores con UJT, no son muy rigurosas. La resistencia RB1 se limita a un valor inferior a 100 Ω. En algunas aplicaciones su valor podrá valer entre 2000 y 3000 Ω. Si el pulso de disparo se toma de los extremos de RB1, este tendrá que tener un valor tal que la tensión continua



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producida por la corriente interbase, no tome un valor superior a la de disparo del tiristor. VGtmax > RB1 . Vcc / ( RBB+ RB1 +RB2.) El resistor RE de tener un valor comprendido entre 3 KΩ y 3 MΩ, para permitir que el circuito oscile. Si es muy grande, es posible que no llegue a la tensión de disparo. Si es muy chico, el UJT se dispara pero luego entra en la zona de resistencia positiva y no vuelve a bloquearse. Sincronización de los osciladores de relajación El periodo de oscilación T de estos osciladores no es muy preciso, por lo que resulta conveniente sincronizarlos con una frecuencia de mayor precision. Existen varios métodos por ejemplo ingresando pulsos de amplitud negativa en B2 para reducir la tensión interbase, reduciendo así la tensión de disparo y obligar al UJT a dispararse.

Cuando se utiliza el transistor unijuntura para generar pulsos de disparo para tiristores para el control de potencia eléctrica en sistemas eléctricos de frecuencia industrial (50 o 60 Hz) se realiza de diversas formas el sincronismo con la frecuencia de la red. En todos ellos se aprovecha el cruce por cero de la tensión. Una forma es alimentar el oscilador de relajación con UJT con una tensión rectificada de onda completa y estabilizada con un diodo Zener. De esta forma cuando la tensión pase por cero, todo el circuito prácticamente esta con valor cero, el capacitor CE esta descargado y de esta forma en cada semiciclo la base de tiempo genera el pulso de disparo en el mismo periodo de tiempo “T” o de otra forma podrá disparar al tiristor con el mismo retraso de tiempo o ángulo, con respecto al cruce por cero de la tensión de red. El diodo zener cumple la función de estabilizar la tensión de alimentación del generador de pulsos, permitiendo en cada semiciclo generar el pulso, con la misma tensión de disparo Vp.

Entrada pulsos de sincronismo

Salida de pulsos sincronizados



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En el siguiente circuito, se muestra el circuito de sincronización junto al generador de pulsos:

Control manual de potencia eléctrica para un convertidor CA a CC (rectificador controlado)

Este sistema de control, si bien es obsoleto tecnológicamente hablando, tiene importancia del punto de vista conceptual dado que nos da las ideas fundamentales del control por fase y la importancia de la sincronización con la frecuencia de red. En el circuito la sincronización se logra rectificando la tensión alterna en los extremos del Triac y alimentando el circuito de disparo. En este caso se utiliza un transformador de pulsos para aislar el circuito de disparo (alimentado con tensión de +24 Volt) respecto a la tensión de alimentación de la carga (220 V ca) La potencia en la carga se controla retrasando el disparo del triac respecto al cruce por cero de la tensión de alimentación. Para ello se modifica la base tiempo que carga al capacitor CE, por medio de un potenciómetro RE. Para este circuito si quisiéramos adaptarlo para un sistema de control automático, el potenciómetro RE, debería reemplazarse por un transistor que controle la corriente de carga del capacitor CE, en función de la señal de control

Tensión de alimentación para sincronización

Pulso de disparo



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En la próxima figura se grafican las formas de ondas del circuito, así como la variación de la potencia en la carga en función del porcentaje del valor de RE.

Se puede apreciar que no tenemos linealidad entre el valor de la resistencia RE y el valor de la potencia controlada sobre la carga.

Vtriac Vs’ Vz Vp VE Vdisp %VL 100 80 60 40 20

0 25 50 75 100 %RE

t

t

t



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Control pedestal Este método de control, consiste en cargar en forma rápida (cte RC bajo) al capacitor exponencialmente hasta la tensión de disparo Vp. De esta forma, la tensión de disparo queda determinada por el divisor de voltaje resistivo de potenciómetro, como muestra el circuito:

En la grafica se observa que tenemos una variación brusca en el control de la potencia eléctrica sobre la carga, con la variación de la resistencia del potenciómetro. Este control podría aplicarse el “control todo o nada” como el caso de los relés estáticos asincrónicos. Este sistema manejado desde un “sistema de control automático” se podría hacer funcionar mediante un transistor, controlando la corriente de base, como muestra la figura:

Para este caso cuando el transistor pasa al corte, haciendo la corriente de base cero, El UJT se dispara en el inicio de cada ciclo entregando a la carga la potencia máxima. Cuando el transistor esta conduciendo, el capacitor queda cargado con una tensión baja (VBEsat) y por lo tanto nunca se llega a la tensión de disparo Vp, del UJT; por lo que no se entrega potencia a la carga.

0 30 60 100 Rp

VL (%) 100 0

VL

ib



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Control por pedestal y rampa exponencial

Este método, es una combinación de control por pedestal con rampa exponencial que puede ser iniciada a partir de una tensión pedestal (precarga del capacitor a través del potenciómetro y el diodo). La tensión pedestal esta determinada por el divisor resistivo que fija el potenciómetro y el tiempo de precarga, es rápido dado el valor bajo de “Rp.CE”. El diodo bloquea una posible derivación de corriente, cuando el capacitor supera la tensión pedestal, ahora en su carga exponencial, a través de RE. Los tiempos de disparo t1 y t2, se logran modificando el valor de la tensión de pedestal, con un mismo valor de constante de carga exponencial RE.CE. En la grafica del porcentaje de “VL” en función de la variación del potenciómetro, tenemos dos curvas 1 y 2, que corresponden para distintos valores de producto RE.CE. Para un determinado valor de este producto, se logra mejorar la linealidad de la función graficada. Una mejora en la linealidad comentada, se logra con el control pedestal, rampa cosenoidal.

Vs Vz Vp Vc Vp1 Vp2 Vdisp.

0 t1 t2

t

t

%VL 100

0 100 %Rp

1

2

1 para RE1.CE

2 “ RE2.CE



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Control por pedestal y rampa cosenoidal

El control por pedestal y rampa cosenoidal, es similar al caso anterior, con la diferencia que la tensión de carga del capacitor, después de su precarga (pedestal) es cosenoidal. Para lograr este tipo de rampa, el circuito que carga al capacitor a través de RE, debe ser alimentado por una tensión alterna senoidal, tomada en la entrada del circuito de sincronización, antes de ser recortada por el diodo zener. De esta forma, la tensión del capacitor la podemos expresar como: Vc = V1 + 1/CE.∫ iE.dt como iE ≈ Vmax/RE.sen wt reemplazando tenemos: Vc = V1 + 1/CE.∫ Vmax/RE.sen wt.dt Vc = V1 + Vmax / RE.CE.w.( 1 – cos wt ). Este tipo de control, es el que tiene la mayor linealidad entre el control de potencia en la carga y la variación de la tensión de pedestal (en este caso, a través de un potenciómetro).

Vs Vz Vp Vc Vp1 Vp2 Vdisp.

0 t1 t2

t

t

%VL 100

0 100 %Rp

1

2

1 para RE1.CE

2 “ RE2.CE



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Circuito completo de control manual de potencia eléctrica monofàsico semicontrolado realizado con componentes discretos con SCR y UJT

Este circuito, de valor conceptual, nos muestra en forma sencilla, las etapas mas importantes de un convertidor de CA a CC (rectificador controlado). Para el caso el circuito principal del convertidor, esta formado por el puente semicontrolado, formado por los diodos D1 y D2 y los tiristores (SCR) T1 y T2. Para alimentar el circuito de sincronización, control y generación de los pulsos de disparo, se recurre al puente monofàsico formado por los diodos D1, D2, D3 y D4. Si este circuito forma parte de un control de tipo realimentado, con señal de referencia, la tensión de control ingresa directamente en el ánodo del diodo para controlar el pedestal. (Precarga del capacitor CE). Problema: Diseñar el circuito rectificador media onda con SCR con circuito de disparo con UJT, con control exponencial:



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a) Selección del SCR: Consideramos el caso mas desfavorable o sea la carga máxima con un ángulo de conducción de 180º, con una carga RL = 100 Ω. _ _ ITM = (1/2Π).∫0

Π (√2.220/RL). Sen wt dwt = (√2.220/RL.Π) = 1 A (corriente media) ______________________________ _ ITef. = √(1/2Π).∫0

Π (√2.220/RL)2. Sen2 wt dwt = (√2.220/RL.2)=1,55 A (corriente eficaz) _ VRWM = Vm = √2.220 V = 310 Volt (tensión máxima inversa repetitiva). A estos valores máximos es aconsejable adicionar factores de seguridad comprendidos entre 2 y 3. Si tomamos 2, entonces debemos seleccionar en 1º instancia un SCR con los siguientes valores eléctricos: ITM ≥ 2A ITef. ≥3 A VRWM ≥600 volt b) Calculo del circuito de disparo b1) Determinación de RB1: La finalidad de RB1 es evitar como dijimos, disparos imprevistos del SCR (con trafo de pulsos no se coloca), al drenar parte de la corriente que circula por el UJT por la resistencia internase RBB. Por lo tanto debe ser lo mas bajo posible, siempre que asegure el disparo del SCR. Utilizaremos un UJT 2N4947 que tiene las siguientes características, para una tensión de alimentación de 20 volt: RBB = 6 KΩ , η = 0,60 , Iv = 4 mA , Vv = 3 volt , Ip = 2µA. IR1= 20 V / (RB2+RBB+RB1) ≈ 20 V / RBB = 20 v/ 6 KΩ = 3,3 mA Dado que la mayoría de los SCR se disparan con una tensión de 0,7 a 1 volt, tomamos entonces una tensión sobre RB1 de unos 0,3 volt. De esta forma nos permite un margen de tensión de ruido de o,4 volt (0,7-0,3), que es un valor aceptable. RB1 = VRB1 / IRB1= =,3 V / 3,3 mA ≈ 100 Ω b2) Calculo de RB2 : Esta resistencia tiene la misión de estabilizar térmicamente a los UJT. Se determina experimentalmente o por medio de graficas. Para la mayoría de los UJT, se estabilizan con resistencias de valor entre 500 Ω a 3 KΩ. Nosotros la vamos a calcular con la formula teórica desarrollada anteriormente: RB2 = V D. RBB / (VCC. η ) + (1-η. RB1) / η = (0,6.6)/(20.0,6) + (1-0,6)/0,6.0,1 = 315 Ω Adoptamos RB2 = 470 Ω



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b3) Determinación de REmin, REmax y el capacitor CE. Previamente, debemos observar la grafica de la característica V-I del Terminal de Emisor del UJT

Determinaremos primero, el valor de REmax que permite que el UJT se dispare. Se producirá cuando el capacitor se cargue con la tensión Vc = Vp, a traves de Re y Vz como tensión de alimentación, Como vemos en la grafica, entonces el valor de REmin vale: REmin = (Vz-Vp) / Ip = (Vz- Vz.η) / Ip = (20 – 20.0,6) / 2µA = 4 MΩ Esto significa que RE deberá ser menor de 4 MΩ para que la tensión en el capacitor, llegue a la tensión de disparo Vp del UJT. Para calcular RE min, es necesario que la recta de carga no intercepte un punto de la característica V- I del UJT que presente resistencia positiva, porque si ocurre esto , el UJT se dispara una vez y luego queda bloqueado. En la grafica, vemos que el punto limite, esta dado para IV y Vv . El valor mínimo de RE lo calculamos como: REmin = ( Vz- Vv) / Iv = (20 V- 3 V) / 4 mA = 4,25 KΩ El valor REmin calculado, significa que RE no debe ser inferior a 4,25 KΩ para que el UJT, una vez disparado, vuelva a bloquearse. Adoptamos RE min = 10 KΩ. Para calcular el valor de la resistencia del potenciómetro de manera tal que RE = RE min + REp Nos conviene tomar la media geométrica en lugar del valor promedio, dado que los dos valores extremos difieren mucho: ____________ __________ RE = √REmin.REmax = √ 4,25 . 4x103 ≈ 64 KΩ Con este valor, podemos calcular el capacitor, teniendo en cuenta que llegue a la tensión de disparo Vp en el tiempo de t= T/2, cuando RE tiene su valor máximo.

IE

IV

IP

IEBO

VV VK VP

V Vc

Emisor IE Base 2 Base 1

VE Símbolo

Características tensión –corriente del terminal Emisor-Base 1

REmax REmin

Vz VE



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t≈ CE.RE para η ≈0,6 t = T/2 = 20 mseg/2 =10 mseg CE = 10 msg / 64 KΩ = 0,156 µF. Un valor de CE fácil de conseguir es de 0,1 µF, por lo que conviene recalcular el valor de RE: RE = t / CE = 10 mseg / 0,1 µF = 100 KΩ Adoptamos entonces un potenciómetro lineal de 100KΩ C) Calculo del diodo Zener y Rs IEmax = Vz / REmin = 20 v / 10 KΩ = 2 mA ; IR1 = Vz / ( RB1+RBB+RB2) ≈ 3 mA Estos dos últimos valores representa la corriente de carga del circuito regulador paralelo con diodo Zener. Para evitar la tensión de codo del diodo Zener, adoptamos un valor de la corriente de zener de 20 mA, de manera tal que cualquier variación de la corriente de carga, prácticamente no influye sobre la tensión de zener. Para que por el zener circule la corriente adoptada, debemos limitarla con la resistencia Hrs., de manera que su valor, lo podemos determinar como: Rs = (Vm – Vz) / (Iz+ IEmax + IR1 ) = (310 V- 20 V) / 25 mA = 11,6 KΩ Adoptamos un valor de Rs. = 12 KΩ Finalmente para seleccionar esta resistencia, debemos conocer su disipación máxima: Pinst = (Vm-Vz)2 / Rs = (310-20)2 / 12 = 3,3 W Adoptamos una resistencia que disipe 5 W. El diodo Zener lo adoptamos para VZ = 20 volt y Pdz = Iz . Vz = 20 mA . 20 V =0,4 W Adoptamos un diodo zener de ½ W. Finalmente nos queda determinar el diodo “D” que, junto con la señal alterna provee la sincronización y alimentación del circuito de disparo. En este caso la corriente máxima que circulara por este diodo, será la suma de todas las corrientes parciales: ID = IZ + IE +IR1 = 20 + 2 +3 = 25 mA. La tensión inversa máxima que soporta resulta: _ _ VRWM = Vm.√2 = 220 .√2 = 310 volt.



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Adoptamos un diodos estándar como el 1N4005, 1N4006 o el 1N4007, que soportan una corriente máxima de1 A y una tensión inversa máxima repetitiva de 600, 800 y 1000 volt respectivamente. Diseño práctico de un circuito de disparo con UJT de tipo pedestal, control cosenoidal Tomaremos como ejemplo el mismo caso anterior, remitiéndonos al cálculo de los componentes del circuito de disparo, según la figura:

1) Los valores de Rs., RB1, RB2, se determinan en forma similar al problema anterior. 2) El potenciómetro que fija la tensión de pedestal se fija en forma practica en 5KΩ y si adoptamos CE = 0,1 µF, entonces el tiempo que toma en cargarse CE con la tensión pedestal es de : t = Rp.CE = 5KΩ.0,1 µF = 0,5 mseg. Como vemos se carga carga en un tiempo de 5% del tiempo de medio ciclo de 10 mseg. 3) El valor de RE se lo calcula partiendo de una tensión de pedestal de cero volt y un pulso de disparo en 180º o sea en 10 mseg. Como la carga del condensador es cosenoidal, entonces obtenemos RE de la formula de carga del capacitor CE: Vc = V1 + Vmax / RE.CE.w.( 1 – cos wt ).

vs

Vped

t de disparo wt≈180º

Vped=0

Vs Vz Vp Vc



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Para el caso V1 = 0 , cos 180º = -1 , Vc =η.Vz = 0,6. 20 Reemplazando estos valores en la formula anterior y despejando RE tenemos: RE = (Vm . 2) / ( Vz . η. CE. W) = 1,56 MΩ El diodo D1 se adopta estándar como por ejemplo 14007 dado que la corriente que circula por el mismo es mínima lo mismo su tensión inversa. Conceptos para utilizar el circuito anterior en un sistema de control realimentado. Para este caso, la señal de control realimentada, obtenida como señal de error, amplificada, compensada y adaptada al circuito, se aplica como tensión de pedestal para controlar el ángulo de fase. La figura siguiente, nos muestra el circuito simplificado:

Transistor unijuntura programable PUT Este dispositivo, tiene un comportamiento similar al UJT, con la diferencia que la relación intrínseca “η” se puede “programar”, mediante un divisor resistivo. A pesar de llamarse transistor, su estructura es la de un tiristor en el que el Terminal de puerta G se toma del lado del ánodo en lugar del de cátodo (base del transistor pnp)

P

N

P

N

Ánodo (A)

Cátodo (C)

Puerta (GA)

A

C

GA

Símbolo



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La forma típica de polarizar al PUT, es la que se muestra en el circuito (A) de la siguiente figura:

El circuito (B) se obtiene aplicando Thevenin en en el Terminal de compuerta siendo: VT = (Rp.VGG) / ( PR+R1) y RT = (R1.Rp) / ( R1+Rp) Para una VT determinada y mientras VAA < VT, la corriente de ánodo “IA “ es prácticamente despreciable, estando el PUT en estado de bloqueo. Si VAA > VT en una cantidad " Vp" , se produce una inyección de portadores de carga por el diodo formado por el Terminal del ánodo y compuerta, dando comienzo a la realimentación interna que provoca el estado de conducción de PUT entre el ánodo y el cátodo. Una vez activado el PUT si disminuimos la tensión VAA de manera que la corriente pase por debajo de un valor llamado de valle “IV” (mínima de mantenimiento), el PUT nuevamente pasa al estado de bloqueo, de manera similar al UJT. La próxima figura muestra la característica V-I de los terminales ánodo-cátodo para un determinado valor de RT y VT

En forma similar al UJT, el PUT se utiliza para disparar tiristores en un circuito de relajación, sincronizado con la frecuencia de red. Sintetizando, el PUT puede reemplazar al UJT en los circuitos de disparo que hemos analizado, conectando el Terminal “ánodo” del PUT con el Terminal que corresponde al “emisor” del UJT y el “cátodo” del PUT, con el terminal “base2” del UJT. Se deberá agregar un divisor resistivo, para programar la relación intrínseca “η”.

VAC

Vp Vs VA VV

IGAo Ip Iv IA IAC



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La siguiente figura, muestra un circuito de disparo con PUT con control exponencial donde se ha agregado un divisor resistivo en la compuerta (R1, Rp) y su fuente de alimentación (D1, C1).

Generación de pulsos con DIAC El DIAC es un tiristor doble, conectado en antiparalelo, sin compuerta, que tiene la particularidad de conducir corriente en los dos sentidos de sus terminales, cuando la tensión en sus extremos supera el máximo voltaje de bloqueo directo “VBO”. El dibujo siguiente, muestra la estructura interna, su símbolo y su característica V-I:

P1

N2

P2

N3

N1

A2

A1

IA

VA2> VA1

IA

VA1> VA2

A2

A1

Símbolo

10 mA VBO=-20 a-30 V

VBO=20 a 30 V -10 mA



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Como se puede ver en la estructura interna el DIAC esta compuesto por dos tiristores compuestos por: P2 N2P1N1 para V21 >0

P1 N2P2N3 para V12<0

Debido a su comportamiento bidireccional y a su valor bajo de tensión de activación (20 a 30 volt), se lo suele utilizar como generador de pulsos positivos y negativos para disparos de tiristores como los SCR y TRIAC Veamos un ejemplo de aplicación para controlar la potencia eléctrica para una carga conectada en corriente alterna, control en ambos semiciclos:

VT2-T1

Vc Idisp

t

t

t



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El DIAC esta conectado por un extremo a la compuerta del TRIAC; por el otro a un capacitor que forma parte de un circuito defasador de tensión, tipo RC. De esta forma la tensión del capacitor estará retrasada respecto a la tensión de línea. Cuando la tensión del capacitor llega a la tensión de activación del DIAC, este se dispara, inyectando un pulso de corriente en la compuerta del TRIAC, activándolo. Cuando este último se activa, cae la tensión del circuito de disparo, por estar conectado a los terminales del TRIAC, haciendo que el DIAC pase al estado de bloqueo y el capacitor se descargue. Para el semiciclo negativo, el capacitor se carga inversamente, y cuando llegue a la tensión de activación del DIAC, se producirá un pulso de corriente con polaridad opuesta, haciendo activar el TRIAC en sentido inverso. Conectando al TRIAC adecuadamente, se los puede disparar en los dos cuadrantes con mayor sensibilidad. Determinación del ángulo mínimo de activación del DIAC: Este se producirá cuando el valor de R = R1+Rp = 0 y la tensión de alimentación tome el valor de activación del DIAC o sea VBO . VBO = Vm, sen θmin θmin = arc.sen (VBO /Vm) Determinación del ángulo máximo de activación del DIAC: θmax = Π - θmin =Π- arc.sen (VBO /Vm) Cálculo de la constante de tiempo R.C para el ángulo de activación máximo: Partimos de la formula de carga de un capacitor con tensión previa Vc = vo + 1/C ∫i dt como i = (vs – vc) / R≈ vs / R y vs = Vm. Sen wt Vc = vo + 1/C ∫vs/R dt = vo + 1/C.∫ Vm/R.sen wt dwt Vc= vo + (Vm/R,C.W)[1-cos wt]0

wt Para Wt = θmax. = Π - θmin =Π- arc.sen (VBO /Vm)≈ Π= T/2 Vc = VBO = vo + (Vm/R,C.W)[1-cos wt]0

Π = vo + (2.Vm) / ( R.C.W). Despejando la constante de carga obtenemos: R.C = (2.Vm) / (VBO –vo).W Seleccionando el valor de R o de C, obtenemos el otro. Consideraciones practicas del circuito de control con DIAC y TRIAC 1) Este circuito, en la práctica tiene histéresis, respecto a la variación de la constante CR., para variar la potencia en la carga, debido a la carga residual del capacitor. Para evitar este inconveniente se reduce con el método de control por doble constante de



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tiempo, que hace que el capacitor C2 (de la próxima figura) siempre mantenga una carga residual, prácticamente constante, anulando el efecto de histéresis.

2) Si la carga que se controla es fuertemente inductiva, se producirá un defasaje entre la corriente circulante por el TRIAC y la tensión de alimentación. En este caso cuando la corriente se hace cero, puede ocurrir que la tensión de alimentación en ese momento, tiene un valor elevado y el TRIAC no la pueda bloquear dado que la aplicación a superado su máxima dv/dt. Por ello, al circuito anterior se lo debe proteger contra la dv/dt, colocando un circuito serie RC (red amortiguadora), en paralelo con el TRIAC. El valor de R y C necesarios, se determina por cálculo o por graficas (ábacos) suministradas por el fabricante, dados en función de la corriente eficaz y máxima dv/dt del TRIAC. 3) Cuando se utiliza este circuito para control de iluminación con lámparas incandescentes, se debe tener precaución cuando se selecciona el TRIAC, que no solamente se debe tener en cuenta la corriente eficaz que soporta, sino también la máxima corriente pico que admite el TRIAC. Esto es necesario tenerlo en cuenta, especialmente en las lámparas de iluminación incandescentes dado que su resistencia eléctrica en frío es muy baja, siendo la corriente de choque o inicial, cuando se prende la lámpara, muy alta. En lámparas de alta potencia la “Inicial / I nominal” es de 15:1 y en lámparas de baja potencia “10:1”. 4) Otro aspecto a tener en cuenta, es que los circuitos de control con variación del ángulo de fase pueden producir interferencias de radiofrecuencia, en el momento de la conducción, debido a los picos de la corriente producidos por la conexión a la carga a una tensión no nula. Para evitar estas interferencias, se pueden colocar filtros de provisión comercial para red industrial, o un filtro como muestra la siguiente figura:



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Circuito practico final

AISLACION Y AMPLIFICACION DE LOS CIRCUITOS DE DISPA RO En los convertidores de potencia eléctrica con tiristores, como el caso de los rectificadores controlados, existen diferencias de potencial entre los diversos terminales. El circuito convertidor, propiamente dicho, esta sujeto por lo general, a tensiones eléctricas superiores a los 100 volt, mientras que los circuitos de control y formación de pulsos de disparo, trabajan con tensiones eléctricas de baja magnitud. (Para los circuitos de disparo de compuerta, entre 12 y 30 volt). De allí la necesidad de contar con un circuito de aislamiento entre un tiristor individual y su circuito generador de pulsos de disparo. El aislamiento se logra utilizando “opto acopladores” y “transformadores de pulso”. Opto acopladores: Los opto acopladores son circuitos con semiconductores que tienen en su entrada un diodo emisor de Luz, normalmente del tipo de emisión infrarroja (ILED, de infrared Light-emitting diode )y en su salida , tiene un semiconductor “detector de luz”, como por ejemplo un fototransistor, un fotodarlington o un fototiristor. Ambos circuitos, están acoplados mediante “un dieléctrico” transparente, proporcionando, entre ellos, una aislamiento eléctrico, entre 5 y 15 KV. De esta manera el circuito de control y disparo se conecta en la entrada del opto acoplador y la salida se conecta a la compuerta de disparo del tiristor, asegurando entre ellos una alta tensión de aislamiento. Ejemplo:

Entrada Salida

Diodo emisor de luz (ILED)

Foto transistor

Tipos: HP24 6 KV aislamiento; HP23 , uso en fibras ópticas HP22 10 a 15 KV aislamiento



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Existen en el mercado, opto acopladores con fototransistores con tiempos de subida y bajada muy cortos. Valores típicos para el encendido (ton) son de 2 a 2,5 µs y tiempos de apagado (toff) de 300 nseg. Estos tiempos de conmutación, limitan las aplicaciones en alta frecuencia. En la próxima figura mostramos un opto acoplador con un fototiristor del tipo SCR:

Un pulso corto en la entrada del fotodiodo (proveniente de un UJT o PUT) activa al foto-SCR y se dispara el tiristor de potencia T1. El inconveniente de este tipo de aislamiento, es la necesidad de contar con una fuente auxiliar separada (en el esquema +Vcc) y esto aumenta el costo y el peso del circuito de disparo. Transformadores de pulso: Son transformadores especiales que permiten reproducir en los secundarios pulsos de tensión de muy corta duración. Son construidos con núcleos magnéticos de gran permeabilidad, con aleaciones especiales como Hipersil, Permalloy o Ferrite. Tienen un solo devanado primario y pueden tener uno o varios devanados secundarios. Con varios devanados secundarios se pueden lograr señales pulsantes simultáneas para excitación de compuertas que exciten tiristores conectados en serie o en paralelo. Estos transformadores se caracterizan por tener una inductancia de fuga muy pequeña, y el tiempo de subida del pulso deberá ser muy pequeño. Con un pulso relativamente largo, y con baja frecuencia de conmutación, el transformador se satura y la salida se distorsiona. Aislamiento y amplificación de pulsos con transformadores de pulso A continuación veremos algunos circuitos típicos de aislamiento y amplificación de pulsos: 1) Amplificador de pulsos de corriente

Opto acoplador



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Este circuito amplifica y produce aislamiento del circuito generador de pulsos con PUT. Los pulsos de corriente generados por el PUT, son amplificados por el transistor bipolar Q1. El pulso de corriente de colector circula por el devanado primario induciendo en el secundario otro pulso de tensión que inyecta una corriente en la compuerta del tiristor. 2) Generador de pulsos cortos con circuito diferenciador

Cuando aplicamos pulsos “rectangulares” positivos o de larga duración a la red diferenciadora, formada por C1R1, se generan pulsos cortos, “positivo”, en el flaco de subida y “negativo”, en el flanco de bajada. El pulso negativo, es bloqueado por el diodo D1 conjuntamente con la juntura base-emisor de Q1. El pulso positivo, produce la conmutación de Q1, haciéndolo pasar a la saturación, lo cual hace aparecer un voltaje (+Vcc) sobre el primario del transformador, induciendo un voltaje pulsante en el secundario del transformador, que se aplica entre los terminales de compuerta y cátodo del tiristor. Cuando el pulso se retira de la base de Q1, el transistor se apaga y se induce un voltaje de polaridad opuesta a través del primario, haciendo conducir al diodo Dv (diodo volante o de corrida libre). La corriente, debida a la energía magnética disminuye a cero a través de Dv. Durante esta disminución transitoria, se induce el correspondiente voltaje inverso en el secundario. 3) Generación de pulsos largos

V1

t



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Se puede alargar el ancho del pulso conectando un capacitor “C” en paralelo con el resistor “R”. El transformador conduce corriente unidireccional y el núcleo magnético se puede saturar limitando así el ancho del pulso. (Se logran pulsos de 50 a 100µseg) 4) Generación de tren de pulsos

En numerosos convertidores de potencia eléctrica, las cargas son del tipo inductiva, por lo que el periodo de conducción de un tiristor depende del factor de potencia (FP) de la carga. La consecuencia de esto, es que no se sabe exactamente el inicio de conducción del tiristor (la corriente tiene un periodo relativamente largo para que el tiristor se active). En este caso resulta conveniente disparar en forma continua a los tiristores.; pero esto hace aumentar las perdidas en el tiristor, por lo que resulta conveniente dispararlo con un tren de pulsos. El circuito anterior permite la generación de un tren de pulsos, por la acción del devanado auxiliar N3. Cuando se aplica la tensión en la entrada V1, el capacitor C1 se carga a través de R1, haciendo conducir a Q1; esto provoca conducción en el devanado primario lo que induce un pulso de tensión en N2 (hacia el tiristor) y N3, que polariza negativamente al diodo D1. Esto provoca el corte de Q1; al desaparecer la tensión negativa sobre D1, Q1 nuevamente conduce corriente, generando otro pulso, repitiéndose el proceso, lo que da lugar en la salida de N3, a un tren de pulsos que durara hasta tanto se mantenga la tensión V1 en la entrada. A este tipo de circuito se le denomina “Oscilador de pulsos de bloqueo”. 5) Generación de tren de pulsos con oscilador y compuerta lógica AND

Oscilador de pulsos



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A diferencia del circuito anterior, donde el mismo circuito que a través del devanado N3, se generaba el tren de pulsos, en este caso, se genera externamente, por medio de otro circuito, como por ejemplo, utilizando un CI555. Con una etapa de control y excitación del tipo de compuerta “Y” (AND), se logra controlar el inicio y final del tren de pulsos, mediante la tensión V1. Protección en los circuitos de compuerta

La salida de los circuitos de disparo, se conectan normalmente, para el caso de un SCR, entre la compuerta y el cátodo, junto con otros componentes que actúan como protectores de la compuerta. Para el circuito (A) de la figura anterior, el capacitor “Cg”, cumple la misión de eliminar los componentes de ruido eléctrico de alta frecuencia, aumenta la capacidad de dv/dt y el tiempo de retardo de la compuerta del tiristor. Para el circuito (B), el resistor “Rg” aumenta la capacidad del valor dv/dt del tiristor, reduce el tiempo de apagado y aumenta las corrientes de sujeción y enganche.

Para el circuito (C), el diodo “Dg”, protege la compuerta contra el voltaje negativo. Sin embargo, para los rectificadores controlados de silicio, como el SCR, resulta conveniente tener cierta cantidad de voltaje negativo en la compuerta, para mejorar la capacidad de dv/dt y también para reducir el tiempo de apagado. Todas las funciones mencionadas en los circuitos de compuerta A, B y C pueden combinarse, como se observa en el circuito “D”, donde además se agrego un diodo D1 que permite solamente que pasen pulsos positivos y la resistencia R1 para limitar la corriente de compuerta.

3-2 circuitos disparo (1)

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